Montage de spécialité n°33

Montage de spécialité n°33
Pertes dans les interrupteurs de
l'électronique de puissance.
Dimensionnement d'un dissipateur
Thomas LEPETIT
Objectifs :
Identier les diérents types de pertes dans un transistor MOS sur un circuit
simple, le hacheur série
Mesurer ces pertes par des mesures électriques et thermiques
Etre critique vis-à-vis des modèles mis en jeu
Etablir les règles de dimensionnement d'un dissipateur
Table des matières
1 Contexte de l'étude - Rappels
1.1 Présentation de la maquette . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.2 Forme d'ondes générales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.3 Le transistor MOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2 Approche thermique
2.1 Modèle physique . . . . . . . . . . . . . . . .
2.1.1 Rappels sur le transfert thermique . . .
2.1.2 Hypothèses retenues et modèle adopté
2.2 Relevé de la puissance thermique . . . . . . .
3 Approche électrique
3.1 Présentation générale des pertes . . . . . .
3.2 Pertes en conduction . . . . . . . . . . . .
3.2.1 Mesure de Rdson . . . . . . . . . . .
3.2.2 Mesure des pertes en conduction .
3.3 Pertes pendant les commutations . . . . .
3.3.1 Explication sur l'allure des courbes
3.3.2 Mesure des pertes à l'amorçage . .
3.3.3 Inuence de la diode . . . . . . . .
3.3.4 Inuence de RG . . . . . . . . . . .
3.3.5 Mesure des pertes au bloquage . . .
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4 Dimensionnement du dissipateur et comparaison des modèles
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17
21
4.1 Vérication du dimensionnement du dissipateur installé . . . . . . . . 21
4.2 Confrontation des modèles . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
Introduction
Les pertes dans les interrupteurs de l'électronique de puissance sont responsables
d'un échauement de ces composants semi-conducteurs et peuvent aller jusqu'à les
détruire, causant un disfonctionnement du sytème que ces derniers servaient à commander. Comprendre d'où viennent ces pertes et connaître l'inuence que peuvent
avoir certains composants extérieurs peut permettre d'optimiser le fonctionnement
du circuit de commande, par un choix judicieux de ces composants extérieurs ou
par des circuits spéciques (écrêteurs, circuit d'aide à la commutation...) Limiter les
pertes est un noble objectif mais malgré tous nos eorts les pertes (en conduction
ou pendant les commutations) seront toujours présentes. Un deuxième axe d'étude
sera donc de quantier ces pertes, an de pouvoir dimensionner le dissipateur qui
permettra de les évacuer.
Pour répondre à ces deux problématiques nous nous placerons dans le cas d'un
montage simple et bien connu (le hacheur série), pour lequel l'interrupteur sera
réalisé avec des transistors MOS (Metal Oxyde Semi-conductor). Nous chercherons
à modéliser ces pertes à l'aide d'un modèle thermique, en nous basant sur la notice
constructeur du boitier dissipateur, puis nous chercherons à expliquer leur origine à
l'aide d'un modèle électrique. Enn nous vérierons que le dissipateur installé sur la
maquette est bien dimensionné et nous comparerons les résultats obtenus avec les
approches thermique et électrique .
1
1
Contexte de l'étude - Rappels
1.1 Présentation de la maquette
La gure 1 donne le schéma général de la maquette utilisée pendant ce montage.
L'interrupteur de puissance est en bas à gauche, avec son circuit de commande
associé. Il s'agit d'un transistor MOS avec un amplicateur push-pull . Le signal
de commande (pulse à la fréquence de découpage) est amplié pour ensuite venir
charger (ou décharger) la capacité de grille CGS par l'intermédiaire d'une résistance
de grille RG (3 choix possibles).
L'alimentation 60V avec sa capacité de lissage se trouve sur la doite du schéma.
En haut nous trouvons les deux diodes de roue libre utilisables (PI200 ou PI1000)
ainsi que l'inductance L et le rhéostat (à brancher).
Les autres éléments représentés sur le schéma sont bien présents sur la maquette
mais ne servent pas pendant ce montage. Il s'agit du circuit écrêteur (au milieu) et
de sondes de courant.
La gure ?? donne le schéma simplié du hacheur série.
1.2 Forme d'ondes générales
La gure 3 représente les formes d'ondes bien connues du fonctionnement du
hacheur série. On peut se demander pourquoi le courant de sortie Is présente de
relativement forte ondulations (et n'est pas égal à la somme du courant circulant
dans le transistor Id et de celui circulant dans la diode non représenté). La raison est
simple : nous avons pris la tension aux bornes du réhostat qui n'est pas purement
résistif mais un peu inductif.
1.3 Le transistor MOS
La gure 4 donne le schéma simplié d'un transistor MOS. Ce schéma n'est pas
tout à fait représentatif de la réalité car dans le cas de transistors de puissance (dans
notre cas ici) il y a une zone intrinsèque pour assurer la tenue en tension. Cependant
ce shéma permet de bien comprendre le fonctionnement du composant. Lorsque la
tension VGS est susante, un canal dit d'inversion se crée et les électrons sont
libres de circuler sous l'application d'une tension Vds . Si la tension VGS est inférieure
à la tension de seuil vth alors il n'y a pas de canal, donc il n'y a pas de courant qui
circule dans le transistor, ce dernier est bloqué.
La gure 5 présente la caractéristique statique idéalisée du Transistor MOS. Tant
que VGS reste inférieure à la tension de seuil Vth le transistor est bloqué. Passé cette
tension de seuil, le transistor peut être dans deux régimes de conduction : la zone
ohmique ou zone linéaire , dans laquelle le courant Id a pour expression :
Vds2
Id = Idss (VGS − Vth )Vds −
2
(1)
ou la zone saturée ou zone source de courant dans laquelle Id s'exprime :
Id =
Idss
(VGS − Vth )2
2
2
(2)
Figure 1 Schéma général de la maquette
3
Figure 2 Schéma simplié du hacheur série
Figure 3 Hacheur série - Allure des diérentes grandeurs électrique
Le transistor est dans l'une ou l'autre de ces régions selon que Vds est supérieure
ou inférieure à Vdssat .
4
Figure 4 Schéma simplié d'un transistor MOS
5
Figure 5 Caractéristique statique idéalisée du Transistor MOS
6
2
Approche thermique
2.1 Modèle physique
2.1.1 Rappels sur le transfert thermique
Il existe trois types de transferts thermiques : par conduction, par convection et
par rayonnement. Ce dernier mode de transfert thermique ne sera pas détaillé ici
car il intervient peu dans notre cas.
La conduction thermique Elle a lieu à travers un milieu matériel macroscopi-
quement immobile et pour une répartition spatiale de la température inhomogène.
Elle fait intervenir une densité de ux thermique jQ dont le ux à travers une surface
S donne la puissance transférée :
Z Z
PQ =
jQ .dS
S
La loi de Fourier lie jQ au gradient de température et à la conductivité λ (en
W/m/°C) du matériau :
→
→
jQ = −λ grad T
En régime stationnaire on peut proposer une relation intégrale mettant en évidence
une résistance thermique de conduction Rth1 :
T0 − T1 = Rth .PQ
Le transfert conducto-convectif Le transfert par convection à propement par-
ler intervient dans les uides en écoulement (comme l'air). Le transfert conductoconvectif intervient quant à lui à l'interface paroi (solide, transfert régi par les lois
de la conduction) uide (régi par les lois du transfert convectif). A cette interface
il existe une discontinuité de température (en réalité il existe une couche limite au
sein de laquelle règne un gradient de température). Le ux conducto-convectif s'écrit
donc :
ϕccparoi→f luide = h(Tp − TF )
où h est le coecient de transfert conducto-convectif en W/m2 /°C. On peut donc
déduire une seconde relation faiseant intervenir une seconde résistance thermique
Rth2 :
Tp − TF = Rth2 .PQ
Avec Rth2 = Sh .
Dans l'analogie électrique-thermique, la puissance thermique (en W) remplace
donc le courant I (en A), la résistance thermique (en °C/W) remplace la résistance
électrique (en V/A ou Ω) et la température (en °C) remplace le potentiel électrique.
7
Figure 6 Modèle thermique adopté
2.1.2 Hypothèses retenues et modèle adopté
La gure 6 (à droite) représente de façon schématique le transistor xé sur son
boitier (case) lui même collé sur le dissipateur.
Hypothèse :
Le ux conducto-convectif entre le transistor et l'air est négligeable devant
le ux thermique de conduction entre le transistor et le boitier. Cela revient
à considérer la valeur de la résistance conducto-convective RJA innie et ne
considérer que la résistance du conduction RJC .
Le contact entre le boitier et le dissipateur est réalisé à l'aide d'une colle
thermique. De cette manière le contact est homogène (à l'inverse d'un contact
entre deux surfaces métallique sur quelques point de contact). Cela revient à
considérer que RCD = 1.
Puisqu'on a négligé le ux conducto-convectif entre le transistor et l'air, qui
serait assimilé à un ux thermique de fuite, tous les élements voient le même
ux thermique et nous pouvons constituer une maille élementaire (par analogie
avec le domaine électrique) composée du transistor, du boitier, du dissipateur
et de l'air.
Nous aboutissons alors au modèle thermique équivalent représenté à gauche sur la
gure 6.
2.2 Relevé de la puissance thermique
Concernant l'approche thermique, cette manipulation est la plus longue puisqu'elle consiste à relever la température du dissipateur et celle du transistor respectivement à l'aide d'une sonde thermométrique placée au niveau du dissipateur
et de la caméra thermique pour pointer directement le composant, pour diérentes
fréquences de fonctionnement. La dynamique du transfert thermique étant lente,
il faut alors espacer les mesures de 10 à 15 minutes environ ! A prévoir le jour du
montage...
Ces deux mesures vont nous permettre d'estimer les pertes (puissance perdue
8
Figure 7 Température de jonction TJ
en fonction de la fréquence
par eet joule) et de déterminer tous les paramètres de notre modèle équivalent. La
gure 7 donne le relevé de ces deux températures (nous remarquons au passage que
TJ > TD , ce qi est cohérent).
Grâce à la courbe constructeur donnée gure 8 nous pouvons par l'intermédiaire
de TJ remonter à la valeur de la puissance thermique. Cette dernière est donc donnée
en fonction de la fréquence à la gure 9.
Par extrapolation, nous pouvons remonter aux pertes en conduction en relevant
la valeur de la puissance dissipée à fréquence nulle. Le modèle thermique prévoit
donc Pon = 0.7W . Enn en faisant l'hypothèse d'une température ambiante (TA ) de
40°C (cas le plus défavorable, en plein été par exemple), nous pouvons chirer les
résistances thermiques de notre modèle :
RJC =
RDA =
15
TJ − TC
=
= 3W/deg
Pmax
5
60 − 40
TD − TA
=
= 1.5W/deg
Pmax
5
Ces déterminations on été faites pour la fréquence 30kHz.
9
Figure 8 Courbe constructeur donnant la puissance en fonction de la température
extérieure du dissipateur
10
Figure 9 Puissance dissipée par le dissipateur en fonction de la fréquence
11
3
Approche électrique
3.1 Présentation générale des pertes
Figure 10 Puissance dissipée sur une période de découpage
La gure 10 montre en rouge la puissance instantannée dissipée dans le transistor
(produit de la tension Vds et du courant Id ). La première remarque que nous pouvons
faire est que sur cette gure la puissance dissipée lorsque le transistor est bloqué
n'est pas représentative de la réalité. En eet, le courant de fuite lorsque le transistor
est bloqué est négligeable. Le produit non nul pendant ces instants est donc dû à
des osets sur les instruments de mesure. Nous pouvons d'ores et déjà armer que
les principales pertes seront dues aux commutations, et qu'il existe une puissance
constante pendant les phases de conduction du composant.
Précautions de mesures Pour mesurer les courants nous avons utilisés des
sondes de courants. Ces dernières étant constituées d'un circuit magnétique il faut
prendre la peine de les dégausser , car il peut subsister un champ magnétique rémanent qui va venir perturber la mesure (oset). Dégausser le circuit magnétique
revient à lui faire subir des cycles d'hystérésis d'amplitude lentement décroissante de
façon à annuler le champ rémanent éventuel. Ensuite il faut, à l'aide de la mollettte
prévu à cet eet, régler la tension délivrée par la sonde (image du courant circulant
dans la pince) à OV.
12
Il faut également veiller à ce que la pince soit bien fermée (sur certaines il faut
forcer un peu) car sinon le circuit magnétique n'est pas fermé.
3.2 Pertes en conduction
3.2.1 Mesure de Rdson
Figure 11 La pente de l'interpolation (en trait discontinus) représente Rds
on
Nous avons mesuré la résistance à l'état passant Rdson pour diérents points de
fonctionnement. Cette mesure consiste à changer la valeur de la charge en sortie
(réhostat), à zoomer à l'oscilloscope sur les instants de conduction et à mesurer Vds
et Id . Comme le propose la gure 11, on peut interpoler les points de mesures et
estimer Rdson . Nous trouvons une valeur de Rdson constante quel que soit le point de
fonctionnement :
Rdson =
500 − 200
= 0.3Ω
3.2 − 2.3
Il convient ici d'être critique sur cette mesure. En eet si on prolonge la courbe on
nirait par avoir une tension Vds négative pour de faible valeur de courant Id , donc
cette relative constance de Rdson n'est plus valable pour des faibles valeurs du
courant de sortie.
3.2.2 Mesure des pertes en conduction
Les valeurs mesurées étant très faibles, l'incidence des osets est beaucoup plus
grande. Cependant nous pouvons eectuer une mesure des pertes en conduction. La
valeur du palier des pertes en conduction (cf. 10) est de 1.6W.
13
3.3 Pertes pendant les commutations
3.3.1 Explication sur l'allure des courbes
Figure 12 Allure des diérentes grandeurs electriques à l'amorçage
Avant de quantier ces pertes nous allons nous intéresser à l'allure des courbes.
La puissance dissipée pendant les commutations est non nulle lorsque Vds et Id sont
non nuls simultanément, c'est pourquoi il nous parait intéréssant de savoir pourquoi
ces deux grandeurs sont non nulles en même temps, et quelle est l'inuence des
autres éléments du montage.
Nous allons expliquer ce qu'il se passe au moment de l'amorçage, c'est à dire
lorsque la tension de commande Ve (en bleue sur la gure 12) passe de 0 à 10V. Le
lecteur pourra aisément déduire ce qu'il se passe au blocage.
Sur le zoom de la gure 12 nous pouvons observer l'allure de la tension VGS . Il est
important d'observer deux charges distinctes, séparées par un palier. Nous savons
que le transistor MOS est un composant à grille isolée. Il n'y a donc pas de courant
qui rentre dans la grille. La tension VGS est la tension aux bornes d'une capacité.
Les branches d'exponentielles typiques des charges de circuits RC conrment bien
ce qui vient d'âtre dit. Puisqu'il y a deux branches d'exponentielles et qu'elle n'ont
pas la même constante de temps, c'est donc que la capacité que voie la tension
VGS varie au cours de la commutation. Ceci est dû au comportement fortement non
linéaire de la capacité grille-drain CGD .
14
Intéressons nous à la première charge de la tension de grille, c'est à dire celle
représentée à la gure 12. Tant que VGS < Vth le transistor reste bloqué (VDS ≈ Ualim
et Id ≈ 0A). En réalité, le courant commence à s'établir dans le transistor (et à
diminuer dans la diode), ce qui provoque une chute de tension sur VDS (d'où notre
précaution à mettre le signe ≈). Cette chute de tension est dûe à l'inductance de
maille qui va provoquer une surtension aux bornes du circuit imprimé .
Lorsque VGS va atteindre la tension de seuil Vth , le canal d'inversion de porteurs
va s'établir et le transistor va vraiment se mettre à conduire. La gure 13 montre
alors (en vert) comment le point de fonctionnement passe de (VDS = Ualim , Id = 0)
à (VDS = VDS sat , Id = Idmax ). Lorsque Id atteint Idmax , VGS est xée (cf rappels
(VGS − Vth )2 . On observe alors un palier
sur le transistor) par la relation Id = Idss
2
pour VGS . Cette tension reste constante tant que l'on est dans la zone source de
courant car dès que VDS atteint VDS sat , on passe en fonctionnement ohmique, les
relations précédentes ne sont plus valables (en particulier celles reliant la tension
VGS au courant Id ) et la capacité de rétroaction CGD devient prépondérante. Nous
avons alors une nouvelle croissance de VGS .
Nous pouvons remarquer que le changement des prépondérances dans le trièdre
capacitif xe les pentes des tensions. Nous avons isolé deux charges distinctes pour
VGS , et nous pouvons observer deux pentes de décroissances pour VDS .
Critiques Cette explication est donnée à titre indicatif. Nous avons notamment
utilisé la caractéristique statique du transistor pour analyser le régime dynamique,
ce qui constitue une grosse approximation. Les eets non linéaires mis en évidence
étant diciles à appréhender nous nous contenterons de cette explication qualitative.
Figure 13 Caratéristiques statiques du transistor MOS
3.3.2 Mesure des pertes à l'amorçage
Pour mieux isoler les pertes dissipées à l'amorçage, il est nécessaire d'utiliser la
fonction de moyennage fenêtrée des oscilloscopes. En eet en multipliant la puissance
moyenne calculée sur le temps nécessaire à l'amorçage par ce même temps nous
15
Figure 14 Mesure de l'énergie disspipée à l'amorçage
obtenons l'énergie dissipée à chaque amorçage. En divisant par la suite cette énergie
par la période de hâchage (choix f=23kHz) nous nous ramenons à une puissance
moyenne (sur une période cette fois-ci). Nous obtenons :
Pam =
hpam (t)i∆Tam
16
× ∆Tam =
× 2.1.10−6 = 0.8W
Th
40.10−6
Les curseurs verticaux sur la gure 14 montrent le fenêtrage eectué.
3.3.3 Inuence de la diode
Plus une diode a une forte tenue en tension plus la zone de charge d'espace
de la diode polarisée en inverse sera grande et donc plus il y aura de charges
stockées dans la diode. Lorsque l'on amorce le transistor, la diode se bloque, il faut
apporter ces charges. Cela se traduit par un courant négatif dans la diode et donc
par une surintensité positive dans le transistor (loi des noeuds).
La gure 15 montre bien que la surintensité du courant Id dans le transistor est
plus importante pour la diode pouvant supporter 1000V (bleu ciel) que pour celle
pouvant supporter 200V (trace en gris).
Conclusion On a tendance parfois a surdimensionner les diodes pour assurer un
bon fonctionnement du circuit. Nous avons donc ici une limitation. En eet plus Id
sera grand (à cause du recouvrement de la diode) plus les pertes seront importantes.
16
Figure 15 Inuence du temps de recouvrement de la diode
3.3.4 Inuence de RG
La résistance de grille va xer la constante de temps du circuit RC et donc la
rapidité avec laquelle le transistor va se fermer. Cependant quelque soit la résistance
de grille que nous choisissons il y a toujours le même nombre de charges à apporter à
la diode pour la bloquer. Si on dispose de moins de temps pour apporter les charges
la surintensité sera plus importante. C'est ce que l'on observe sur la gure 16.
3.3.5 Mesure des pertes au bloquage
De même que pour l'amorçage nous nous ramenons à la puissance moyenne
dissipée au blocage à l'aide d'un moyennage sur une fenêtre temporelle. On obtient :
Pbloq =
hpbloq (t)i∆Tbloq
Th
× ∆Tbloq =
17
37.25
× 2.53.10−6 = 2.2W
40.10−6
Figure 16 Inuence de la résistance de grille
18
Figure 17 Allure des diérentes grandeurs electriques au moment du blocage
19
Figure 18 Allure de la puissance dissipée au blocage
20
4
Dimensionnement du dissipateur et comparaison
des modèles
4.1 Vérication du dimensionnement du dissipateur installé
Le constructeur de l'interrupteur MOS stipule que la température de jonction
ne doit pas excéder 150°C. En prenant 40°C (valeur extrême) pour la température
ambiante de l'air, on peut estimer la résistance thermique équivalente entre le transistor et l'air nécessaire pour évacuer les pertes de façon à ce que cette température
ne dépasse jamais 150°C. Il vient :
Req =
150 − 40
= 22deg/W
5
Le constructeur a prévu une résistance totale de 20°C/W, ce qui inférieur à
22°C/W, donc correct. En eet, pour une même puissance thermique à dissiper, la
résistance la plus faible s'opposera moins au ux thermique, la chaleur s'évacuera
mieux et le composant s'échauera moins. Le dissipateur est donc bien dimensionné.
4.2 Confrontation des modèles
Figure 19 Courbe normalisée de RDS
ON
en fonction de la température
Le constructeur nous donne la courbe représentée gure 19. Nous pouvons calculer le facteur de normalisation :
fN =
1.6
= 5.52
0.29
A l'aide de cette courbe nous pouvons alors vérié la cohérence de nos mesures dans
le domaine électrique. Pour une charge donnée pour laquelle nous avions mesuré une
21
température de jonction de 55°C, nous avions VDS = 458mV et Id = 2.64A, soit une
résistance RDSON de 0.17 Ω.
Après normalisation nous trouvons 0.96 soit d'après le constructeur une température de jonction de 40°C environ. L'écart relatif entre nos mesures et la valeurs
donnée par le constructeur n'est pas si grand compte tenu des incertitudes de mesures.
Par contre nous avons essayé de vérier un autre point et cela nous donnait une
température de jonction négative... méance donc le jour du montage.
Conclusion
Nous avons un écart de plus de 100% entre la valeurs des pertes par conduction
déterminées avec les deux modèles mais compte tenue des incertitudes de mesure
(liées aux osets des appareils de mesure) nous pouvons armer que notre modèle thermique est plus able que les prédictions réalisées à l'aide de notre modèle
électrique. C'est d'ailleurs à l'aide de ces résistances thermiques équivalentes que le
constructeurs classent les dissipateurs.
Concernant les pertes pendant les commutations, on pourrait vouloir augmenter
les gradients de Id (en diminuant RG par exemple) et de VDS indéniment. Mais alors
le contenu spectral des grandeurs électriques deviendrait trop important d'un point
de vue compatibilité électromagnétique. (Mise en évidence avec une sonde bouclé sur
sa masse, normalement on devrait avoir 0V mais si on s'approche du transistor on
→
→
observe le rayonnement de E et B ). Il faut donc faire un compromis entre les pertes
acceptables et la CEM.
22