Corrigé Concours général 2010

Calculateur HDI
Dossier questionnaire avec documents réponses : DR
Le candidat compose uniquement sur le présent document à rendre en
intégralité en fin d’épreuve
Note à lire très attentivement
Le Concours Général des Lycées porte sur l’ensemble des compétences du programme de
terminale Sciences et Techniques Industrielles option Génie Electronique.
Le questionnaire proposé aborde donc de très nombreux aspects du fonctionnement du
calculateur HDI.
Le sujet comporte 5 parties indépendantes :
• Problématique A : Acquisition de la volonté du conducteur.
• Problématique B : Communication du microcontrôleur avec ses périphériques.
• Problématique C : Commande des injecteurs.
• Problématique D : Commande des groupes motoventilateur.
• Problématique E : Dépollution des émissions nocives.
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Problématique A :
Acquisition de la volonté du Conducteur : pédale d’accélération
Le but de cette partie est d’analyser les solutions techniques mises en oeuvre par le
constructeur pour acquérir la position de la pédale d’accélération en s’affranchissant de
certains défauts (problèmes de casse mécanique, de parasitage électrique et mécanique, de
liaison filaire, de microcontrôleur…).
Le capteur de pédale d'accélérateur est constitué, pour des raisons de sécurité, de 2
potentiomètres sans contact alimentés par le calculateur et accouplés mécaniquement l’un à
l’autre :
Pédale
5V
R11
P1
Calculateur
HDI
PVS1
R12
0V
Accouplement
mécanique
des curseurs
5V
R21
P2
PVS2
R22
0V
A1.
Analyse fonctionnelle :
QA1
Indiquer sur quels paramètres agit le calculateur pour moduler la puissance moteur en
fonction de la volonté conducteur.
Volume de carburant (via le temps d’injection et la pression dans le rail) et volume d’air
(via le pilotage du turbo et le positionnement des papillons d’admission)
QA2
Indiquer le nom du fichier stocké en mémoire permettant de calculer, en fonction de la
pédale et de l’état du moteur, les instants d’injection.
Cartographie moteur
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A2.
Dimensionnement des composants de la pédale d’accélération :
Les signaux issus de la pédale d’accélération doivent être calibrés de la manière suivante :
Signal PVS1 : tension de 0,4V (pédale relâchée) à 4V (pédale appuyée)
Signal PVS2 : tension proportionnelle à KV1 : VPVS2 = VPVS1 / 2
Validation du signal PVS1 :
QA3
Valider la plage de variation de VPVS1.
(On donne : R11 = 500 ohms, P1 = 1,8k ohms, R12 = 200 ohms).
0,4 à 4V, le cahier des charges est bien respecté
Génération du signal PVS2 :
QA4
Proposer des valeurs numériques de R21 et R22 permettant de générer le signal PVS2
conformément au cahier des charges ci-dessus.
Pour des raisons de fabrication, on prendra P2=P1.
R22=200 ohms
R21 = 3000 ohms
Evolution technologique de la pédale d’accélération :
Aujourd’hui la technologie du capteur intégré dans la pédale d’accélération utilise de moins en
moins des potentiomètres et s’oriente vers des capteurs à effet Hall.
QA5
Justifier cette évolution en présentant le gros avantage de ce type de capteur pour
l’application. Quel en est l’inconvénient principal ?
Couplage magnétique => plus d’usure mécanique mais coût plus important
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A3.
Chaîne d’acquisition de la tension issue de la pédale :
A31 Conversion analogique / numérique de la tension Pédale :
A311 Fonction de transfert du convertisseur :
Les tensions VPVS1 et VPVS2 sont converties en numérique par le convertisseur analogique /
numérique intégré au µContrôleur Infinéon. Ce convertisseur possède une résolution de 10 bits
et une tension de référence de 5V.
QA6
Compléter dans le tableau ci-dessous les valeurs numériques :
o des tensions VPVS1, VPVS2 issues des potentiomètres,
o des nombres NPVS1, NPVS2 issus des conversions A/N de ces tensions
pour les trois positions indiquées de la pédale.
VPVS1
NPVS1
VPVS2
NPVS2
Pédale
0,4V
81
0,2V
40
relâchée
Pédale au
2,2V
450
1,1V
225
milieu
Pédale
4V
818
2V
409
enfoncée
A312 Validation des conditions de triangulation :
Le système de numérisation interne au microcontrôleur possède un échantillonneur/bloqueur et
un convertisseur analogique/numérique selon le schéma fonctionnel suivant :
PVS1
10k
Va1
Echantillonneur
Bloqueur
Convertisseur
10 bits
N
100n
Les caractéristiques techniques du convertisseur analogique/numérique sont données DT2 :
QA7
Identifier sur la documentation technique la durée correspondant :
o A l’échantillonnage de la tension.
o A la conversion de la tension (après échantillonnage).
Techantillonage = 4 / Fadc = 2 µs
Tconversion après échantillonnage = 11 / Fadc = 5,5 µs
QA8
En déduire le temps nécessaire à la conversion d’une voie.
7,5µs
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QA9
Expliquer le rôle de l’échantillonneur bloqueur.
Stabiliser une image de la tension à convertir pendant la conversion
Pour assurer une conversion sans erreur de l’échantillon, il faut s’assurer que la tension
d’entrée n’a pas varié de plus d’un quantum pendant le temps d’échantillonnage Tech.
∆Ve < quantum pendant Tech (1)
Pour cela on assimile la tension d’entrée à une tension sinusoïdale Ve(t) parcourant la plage
d’entrée du convertisseur (0 à 5V) et l’on détermine la pulsation ωmaximale permettant de
satisfaire à cette condition.
 dVe(t ) 
× Tech < quantum (2)
 dt 
max i
QA10 Déterminer l’équation temporelle de la tension Ve(t) sinusoïdale 0/5V.
Ve = 2,5 + 2,5 . sin(ω.t)
QA11 Exprimer l’expression de sa dérivée
dVe(t )
 dVe(t ) 
et 
.
dt
 dt  max i
 ∆Ve 

 = q/ Tech = (5 / 1024) / 2 10e-6 = 2441 V/s
 Tech max i
dVe (t )
= 2,5 * ω
dt
QA12 En déduire la pulsation maximale admissible à l’entrée du convertisseur.
ω max = 977 rad/s
QA13 Montrer en quoi les composants externes au microcontrôleur assurent cette limitation.
Le filtre d’entrée coupe les fréquences à 1000 rad/s.
On ne peut donc échantillonner des signaux dont la pulsation ne satisfait pas aux
conditions de triangulation
Les questions suivantes sont indépendantes de cette partie.
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A32 – Filtrage numérique des acquisitions :
La tension issue de la pédale n’est pas parfaitement continue : des parasites dus aux vibrations
mécaniques du moteur peuvent apparaître.
Compte tenu de ces parasites, la tension issue de la pédale sera assimilée à une tension de la
forme : PVS 2(t ) = A0 + A1 × sin(ω.t )
QA14
Expliquer à quels phénomènes physiques correspondent les grandeurs A0, A1 et ω.
A0 correspond à la composante continue (tension correspondant à la volonté conducteur)
A1 représente l’amplitude de la vibration mécanique
ω représente la pulsation de la vibration mécanique
QA15 Sachant que la vitesse du moteur peut varier entre 500 et 6000 tours/minute, indiquer
la plage de variation de ω (rad/s).
ω varie de 52,3 à 628 rad/s
QA16 Montrer que le filtre analogique R-C d’entrée du convertisseur ne permet pas de filtrer
ces parasites.
Le filtre RC est un filtre passe bas dont la fréquence de coupure est de 1000 rad/s.
Il laisse donc passer les pulsations correspondant aux vibrations mécaniques
Pour éliminer la composante due aux vibrations, on utilise un filtre numérique utilisant une
technique de moyennage selon la méthode suivante :
n −1
1 - Acquisition de n échantillons PVS(i=0 à n) à une fréquence Fech,
2 - Calcul de la moyenne des échantillons selon la formule :
PVS moyen =
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∑ PVS (i)
i =0
n
QA17 Donner l’équation de PVSmoyen pour 2 puis 6 échantillons.
Formule pour n=2 :
Formule pour n=6 :
1
Pour n= 2 PVS moyen (2) =
∑ PVS (i)
i =0
2
5
pour n=6 PVS moyen (6) =
La réponse fréquentielle du filtre numérique dépend du rapport
∑ PVS (i)
i =0
6
Fréquence du signal d ' entrée
et
Fréquence d ' échantillonnage
du nombre d’échantillons
La courbe ci-contre montre l’atténuation
du filtrage numérique en fonction de
Fe/Fech pour différentes valeurs de n.
n=2
n=8
n=64
QA18 Quel est le type du filtre ainsi réalisé ?
Le filtre ainsi réalisé est un passe bas
Le constructeur estime qu’une division par 20 des amplitudes de la composante alternative du
signal PVS due aux vibrations du moteur est suffisante.
QA19 En se référant aux 3 courbes présentées, identifier le nombre d’échantillons
nécessaires à l’acquisition. (Justifier votre réponse)
Une division par 20 correspond à une amplification sur une large bande de 0,05
Seul un moyennage sur 64 échantillons permet d’obtenir cette atténuation
QA20 Sachant que la vitesse de rotation du moteur pourra varier de 500 à 6000 tr/min, quelle
devra être la fréquence d’échantillonnage du signal de la pédale ?
Amplification < 0,05 si F>0,1 Fech
D’où Fech < 10 . Fmini d’où Fech < 83 Hz
Nota : cette condition ne remplit pas les conditions de Shannon vis à vis de la fréquence
haute mais cet aspect n’était pas à aborder par les candidats.
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A4.
Détection d’un défaut :
Compte tenu de l’importance de l’information véhiculé par la pédale d’accélération, plusieurs
niveaux de sécurité sont mis en œuvre pour détecter un disfonctionnement.
Le schéma ci-dessous permet de les mettre en évidence :
A41 – Sécurité par rapport à un défaut des connexions :
QA21 Evaluer pour chacun des défauts énumérés ci-dessous la tension VPVS2.
Situation
Valeur de VPVS2
Court – circuit de PVS2 avec 0V
VPVS2 = 0V
Court – circuit de PVS2 avec 5V
VPVS2 = 5V
Fil PVS2 coupé
VPVS2 = 5V
Fil 5V coupé
VPVS2 = 0V
Fil 0V coupé
VPVS2 = 5V
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QA22 Comment le microcontrôleur détecte t-il un problème de liaison filaire ?
La tension PVS1 sort de la gamme 0,4 / 4V ou PVS2 sort de la gamme 0,2 / 2V.
A42 – Sécurité par rapport à un défaut de la pédale :
L’entraînement des potentiomètres est réalisé par deux systèmes mécaniques indépendants.
QA23 Indiquer comment le µContrôleur détecte la rupture de l’un des deux systèmes
mécanique d’entraînement des curseurs de la pédale.
PVS2 n’est plus égale à PVS1/2
A43 – Sécurité par rapport à un défaut de fonctionnement de l’ADC du microcontrôleur :
Pour s’assurer du bon fonctionnement du convertisseur du microcontrôleur principal IC50, la
conversion du signal PVS2 est systématiquement doublée par le microcontrôleur IC54.
La communication entre les deux processeurs est réalisée au travers du bus constitué des fils
MISO, MOSI, SCLK et /CS5.
QA24 Indiquer sur quelle entrée du processeur de surveillance IC54 est connectée
l'information "pédale".
AIN6
QA25 En vous référant à la documentation du composant IC54 DT 11 et 12, indiquer la valeur
à mettre dans le registre ADCSR.
ADCCSR = %xx11 0110
QA26 Proposer une méthode de calcul afin d'obtenir la valeur Npvs2 sur 10 bits à partir de
ADCDRH et ADCDRL.
Npvs2 = ADCDRH*4 + ADCRL
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QA27 Proposer un algorithme du sous-programme qui gère l'acquisition de Pvs2. Celui-ci
lancera l'acquisition, lira les registres et fera le calcul de Npvs2.
Début
Ecrire ADCCSR = $ 26
Tant que ADCCSR & $80 = 0
Lire ADCCSR
Fin Tant que
Lire ADCDRL
Lire ADCDRH
Faire N = ADCDRH * 4 + ADCDRL
Fin
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Problématique B :
Communication du microcontrôleur avec ses périphériques
Le microcontrôleur 80C167 gère l'ensemble du fonctionnement du calculateur.
Il possède 4 ports 8 bits et 4 ports 16 bits dans un boîtier P-MQFP de 144 broches.
Pour des raisons de complexité et de sécurité, il lui a été adjoint des périphériques.
Le but de cette partie est :
-
d’analyser les solutions techniques qui permettent de mémoriser le programme, la
cartographie spécifique à chaque type de moteur et les paramètres propres à chaque
moteur.
-
justifier le type de communication entre le µC principal (SAB C167 CS) et ses
périphériques.
B1 Microcontrôleur IC50 voir DT2 et DT3.
QB1
Indiquer le type et la capacité des mémoires internes du 80C167.
RAM : 3 K O
ROM : 32 K O
Le µC dispose d'un bus d'adresses de 24 bits et d'un bus de données de 16 bits.
QB2
Donner son espace adressable en décimal et l'adresse maximum en hexadécimal.
2^24 = 16 M => $ FF FFFF
B2 Mémoire Programme IC52 voir DT4 et DT5.
QB3
Préciser le type de mémoire utilisée et indiquer l'avantage d'avoir placé le programme
dans ce type de mémoire plutôt qu'en EPROM.
Flash (re)programmable in situ
QB4
Indiquer la capacité de la mémoire (en bit), puis son organisation d'après le schéma
page suivante.
2^18 * 16 = 4 M bits
256 K Wo
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QB5
Calculer l'adresse maximum de la mémoire en binaire, en hexadécimal et en décimal.
% 11 1111 1111 1111 1111
$ 3 FF FF
262.143
QB6
Donner le rôle et l'activité de la broche /WE.
WE : Write Enable ,
écriture dans la mem si /WE = "0"
QB7
Préciser l'état logique à appliquer sur "BYTE" (voir schéma ci-dessous).
données sur 16 bits donc BYTE = 0
QB8
Donner la taille du 1er secteur SA0 .
SA0 = 8 k word car ref BB (et non BT)
Schéma réduit à la partie à étudier.
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B3 Association Microcontrôleur / Mémoire
QB9
A partir du schéma structurel, indiquer le mode d'adressage étendu (external memory
access mode) utilisé. Préciser la valeur à mettre dans le registre BTYP (voir DT2).
16 bits d'adresses et 16 bits de données DEMultiplexés BTYP = 10
QB10 Indiquer le type de transmission entre le µC et la mémoire IC52.
Transmission parallèle type bus
Le programme complet est constitué de plusieurs parties. La partie "gestion normale" est
stockée du secteur SA5 à SA8 compris. La cartographie est mémorisée en SA9.
QB11 Indiquer la plage d'adresse mémoire en hexadécimal correspondant à la partie "gestion
normale".
@MEM : $1 0000 à $2 FFFF
QB12 En déduire la plage d'adresse pour le microcontrôleur (voir schéma page précédente).
@µP = @MEM * 2 µP : $2 0000 à $5 FFFF(E)
Afin de sélectionner un seul périphérique, le µC possède un générateur interne de Chip
Select dont les sorties sont sur le port P6 (voir DT3).
QB13 Indiquer la valeur à mettre dans ADDRSEL4 afin de sélectionner IC52.
2 solutions admises (si cohérence)
128K => RGSZ = %0101
256K => RGSZ = %0110
deb $1 000 => RGSAD = $100x
deb $2 000 => RGSAD = $200x
ADDRSEL4 = $ 1005
ADDRSEL4 = $ 2006
@
B4 Mémoire IC51
QB14 Indiquer le type de transmission entre le µC et la mémoire IC51.
Transmission série synchrone 3 fils (Din et Dout) plus /SS
QB15 Préciser le type de mémoire utilisée et le type d'information qu’elle contient.
E2PROM
, paramètres propres au système
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QB16 Justifier que le format des données est de 16bits et préciser la capacité.
Data 16 bits car ORG = 1
AT9356 : 128 mots de 16 bits
La communication entre le microcontrôleur IC50 et la mémoire IC51 est réalisée au travers
du bus constitué des fils MISO, MOSI, SCLK et /SS2.
QB17 Indiquer le nom usuel de ce bus et précisez le rôle de ses signaux constitutifs :
Nom du type de bus : SPI
Rôle de SCLK : Synchro
Rôle de MISO : l'info va de l'esclave (mem) vers le maître (µP)
Rôle de MOSI : : l'info va du maître (µP) vers l'esclave (mem)
Rôle de /SS2 : validation du périphérique
QB18 Tracer les chronogrammes lorsque le µC demande le contenu de la case mémoire
d'adresse décimale 100 et obtient la valeur : $ 01C7.
SK
1
t
0
CS
1
t
0
DI
1
t
0
DO
1
t
0
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B5 Décodage des périphériques
Les possibilités du générateur interne de Chip Select du µC sont limitées à 5 signaux de
sélection.
Les besoins du calculateur fixent à 11 le nombre de périphériques, dont 6 sont connectés
sur le bus étudié (IC51, IC54, IC61, IC64,..).
Leur décodage s'effectuera à l'aide de IC55 qui est une octuple bascule D (voir DT18).
Schéma réduit à la partie à étudier.
QB19 Proposer en quelques lignes, un principe de fonctionnement permettant la sélection de
IC51. Préciser la valeur sur le bus de données.
Les composants autres que IC51 ont un /SS actif à "0".
Le µC écrit sur D7-D0 xx11 1111 à une @ tel CS3 passe à "0"
Le µC écrit sur xx11 1111 à une @ tel CS3 repasse à "1" donc front montant sur
le CK de la bascule, la E2prom est sélectionnée.
La transmission SPI se fait.
Le µC écrit sur xx11 1011 à une @ tel CS3 passe à "0"
Le µC écrit sur xx11 1011 à une @ tel CS3 repasse à "1" donc front montant sur
le CK de la bascule, la E2prom est désélectionnée
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B6 Communication par bus CAN (voir DT16 et 17)
Le calculateur d’injection communique avec les autres calculateurs équipant le véhicule. Les
informations transportées sont cruciales pour la sécurité.
La communication s’effectue au travers d’un bus CAN (Control Area Network).
Le but de cette partie est de mettre en évidence les protections mises en œuvre
afin d’insensibiliser la communication aux parasites et d’analyser une trame.
Les formes d’ondes ci-dessous montrent l’évolution des lignes CAN-H et CAN-L lors de
l’échange de messages entre des équipements.
QB20 Tracer la forme d’onde de (CAN-H)-(CAN-L) en dessous des deux autres.
CAN-H
PARASITES
3.5V
2.5V
1.5V
t
CAN-L
3.5V
2.5V
1.5V
t
(CAN-H) - (CAN-L)
2V
t
QB21
Conclure sur l’action des parasites sur le signal différentiel obtenu.
Pas d’action des parasites sur le signal obtenu. Bonne immunité aux bruits.
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La communication entre le microcontrôleur et le bus CAN s’effectue par un circuit dédié
d’interface TLE6250G de référence IC701 (voir DT14).
QB22 Donner et justifier le niveau logique sur la broche « RM » (voir DT14 et le « Block
Diagram » du composant).
Niveau logique « 1 » grâce à la résistance de pull up interne au circuit TLE
6250G. Voir la documentation de ce circuit.
QB23 Déterminer le mode de fonctionnement du circuit TLE6250G (stand-by, receive-only ou
normal).
Niveau logique « 0 » sur INH par résistance de pull down R710. Mode NORMAL.
QB24 Justifier le rôle des deux résistances R711 et R712 (C713 sera négligé).
Les 2 résistances jouent le rôle de résistances de terminaison du bus CAN. Elles
sont en série. R712 + R711 = 60 + 60 = 120Ω.
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Visualisation d’une trame émise par le calculateur (Base de temps = 20µs).
Première partie de la trame (voir DT16 DT17).
Champ d’arbitrage
Champ de
commande
Durée 1 bit RTR R1 R0
SRR IDE
Cadre à
compléter.
Préciser
toutes les
valeurs
utiles.
CAN-L
CAN-H
QB25 Compléter le cadre au dessus des chronogrammes en précisant l’état des différents
bits et le réécrire ci-dessous.
SOF
0
0 1001
STUFFING SRR IDE
1111
0 00
11 01 0001
0010
STUFFING RTR STUFFING R1R0
0000 1
0000 0
1
00 1000
QB26 Donner la durée d’un bit.
5 bits durent 20µs. Durée d’un bit = 4µs.
QB27 Quel est le débit de la transmission ?
Débit = 1/4µs soit 250 Kbit/s
QB28
Donner en le justifiant le type de format (standard ou étendu).
Mode étendu.
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QB29 Donner l’identificateur contenu dans cette trame en binaire et hexadécimal.
0 1001
1111
00
01
0001
0010
0000
0000
$09F11200
QB30 Quel est le nombre d’octets de données ?
DLC = 1000 en binaire soit 8 octets de données.
B7 Comparaison des différents types de communication.
QB31 Indiquer les avantages et inconvénients des trois types de bus étudiés.
Parallele type bus : très rapide mais bcp de fils , longueur réduite, monomaitre
Adapté à la Mem programme
Serie SPI : relativement rapide , nbre de fils reduits, distance li
Adapté à l'E2prom ou au µC auxiliaire
Bus CAN : serie , debit important, grande longueur, bonne immunité au bruit,
Multi-maitre
Adapté (et concu pour) l'automobile
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Problématique C :
Commande des injecteurs
Le micro processeur envoie une commande logique INJx vers chaque injecteur :
- INJx = "1" : commande d'ouverture de l'injecteur n°x.
- INJx = "0" : commande de fermeture de l'injecteur n°x.
Pour avoir le meilleur rendement du moteur et pour réduire la pollution, plusieurs injections
sont faites pendant un cycle moteur. Le mouvement de l'aiguille de l'injecteur doit être
quasiment synchrone avec sa commande.
Une structure électronique spécifique permet d'optimiser la vitesse d'ouverture de l'injecteur.
Les injecteurs sont de type inductif : ils sont constitués d’une bobine avec un noyau mobile
qui entraîne le déplacement de l'aiguille de l'injecteur.
Le but de l'étude est de :
- Vérifier que la structure permet d'appliquer un courant dans l'injecteur conforme à celui
demandé par le constructeur d'injecteur.
- Valider le choix des composants de puissance.
Allure du courant injecteur souhaité par le fabricant d'injecteur.
INJx
"1"
"0"
t
Commande de l'injecteur
t
Forme du courant souhaité
dans la bobine de l'injecteur
1 à 4 ms
I (A)
IP
IH
TP
TH
Le gabarit souhaité du courant est composé de 3 parties :
- Une phase d'appel à forte intensité IP = 12A et de durée brève TP=300µs.
- Une phase de maintien d'intensité moyenne IH = 3A de durée variable TH de 1 à 4 ms
suivant la quantité de carburant à injecter.
- Une phase d'arrêt (I = 0A) quand l'injecteur est fermé.
Pour la phase d'appel, le courant sera considéré comme valide s'il atteint son maximum en un
temps inférieur à la moitié du temps TP.
QC1
Indiquer le rôle de la surintensité de la phase d'appel.
permettre un déplacement plus rapide du noyau car si I >> alors F>>
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C1 Étude de l'évolution du courant dans l'injecteur
Le but est de valider que le courant d'appel est conforme au gabarit demandé..
Sur un plan électrique, l’injecteur peut être modélisé selon le schéma ci-dessous :
L i(t)
r
u(t)
r : résistance de la bobine = 2 Ω.
L : inductance de la bobine qui commande
l’injecteur (cette valeur dépend de la position du
noyau de commande).
L'étude portera uniquement sur la phase d'appel.
Pendant cette phase, l’injecteur est soumis à une tension constante : U = VBOOST = 75 V.
Le but est d'établir l’expression du courant et d'en tracer son chronogramme.
QC2
Exprimer u(t) en fonction de L, r et i(t).
u(t) = r*i(t) + L * di/dt
Hypothèse valable pour les questions Q22 à Q28 :
L'influence de la résistance r est négligeable.
QC3
Donner l'expression littérale simplifiée de di/dt pour la phase d’appel.
di/dt = Vboost / L
QC4
Montrer que le courant i(t) évolue selon la relation i (t ) = k ⋅ t + C
i(t) = Vboost/L * t + C
QC5
Déterminer les constantes k et C (considérer I = 0A à t = 0s).
C = 0 ; k = Vboost / L
L’injecteur est initialement fermé. Le noyau de commande est en position de repos.
La valeur de l’inductance de la bobine de l’injecteur est L1 = 1 mH.
Lorsque le courant atteint 7A, le noyau et l'aiguille commencent à se déplacer.
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QC6
Calculer la durée t1 correspondant au début du mouvement.
T1 = I7 / (Vboost / L1) = 7 / (75 / 1) = 7/75 ms = 93µs
Lorsque le noyau a commencé à bouger la valeur de l’inductance de la bobine est quasiment
constante L2= 0,25 mH.
QC7
Donner l'expression littérale de i(t).
I(t) = Vboost /L2 * (t-t1) + I7
QC8
Déterminer la valeur de l'instant t2 correspondant à la valeur maximale du courant.
T2 = (I12 – I7) / (Vboost/L2) + t1 = 5 / (75 / 0.25) + t1 = 16.6 + t1 = 110 µs
QC9
Représenter l’allure du courant i(t) dans la bobine d’injecteur jusqu’à l’instant t2.
i(A)
Courant dans la bobine d'injecteur
14
12
10
8
6
4
2
t(µ
µ s)
0
0
50
100
150
200
250
300
QC10 Le gabarit est il respecté ?
OUI car 110 µs < 150 (300 / 2)
QC11 Justifier que l'hypothèse faite avant la question QC3 est vérifiée.
Tau1 = L1/r = 1 / 2 = 500 µs >> t1
Tau2 = L2/r = 0.25 / 2 = 50µs >> 17 (t2-t1)
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C2 Analyse de la structure de commande d'un injecteur
Schéma complet :
L'ordre d'allumage du moteur est cylindre1, cylindre 3, cylindre 4, cylindre 2, cylindre1...
QC12 Compléter les chronogrammes ci-dessous, la phase d'appel sera négligée.
Cylindre
t
T3_A
S
B
T1_A
S
t
B
T4_A
S
t
B
T3_B
S
t
B
T1_B
S
t
B
T4_B
S
t
t
B
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QC13 Justifier l'association 1-4 et 2-3 des injecteurs.
Injecteurs non consécutifs dans le temps ( injections multiples )
QC14 Compléter le tableau ci-dessous pour l'injecteur 1 uniquement (voir schéma simplifié
page suivante).
Pour les transistors : utiliser S (saturé) B (bloqué).
Pour les diodes P (passante) B (bloquée)).
En déduire la valeur de la tension aux bornes de l'injecteur.
Rappel Vboost = 75V et Vbat =14V. Les composants seront supposés parfaits.
Composant
Phase
Maintien
Alimenté
Maintien
Désalimenté
Appel
Alimenté
Appel
Désalimenté
Mode1
Appel
Désalimenté
Mode 2
T1
T2
T3
D1
D2
D3
Vinj
S
B
S
B
B
P
+14
S
B
B
B
P
B
-1
S
S
B
B
B
B
+75
S
B
B
B
P
B
-1
B
B
B
P
P
B
-75
QC15 Tracer la circulation du courant injecteur pour les différentes phases de fonctionnement
(cf exemple ci dessous).
Phase de Maintien
Alimenté
Désalimenté
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Phase d'Appel
Alimenté
Désalimenté mode 1
Désalimenté mode 2
QC16 Préciser le rôle des diodes D1 et D2.
. DRL
QC17 Quel est le rôle de D3 ?
évite CC si T3 et T2 conducteurs
QC18 Indiquer le mode de désalimentation qui est le plus adapté en fin de phase d'appel.
. mode 2 car décroissance de I plus rapide
Validation du transistor.
QC19 Valider le choix du transistor T1 (voir DT10).
VDS = 200V > 75V ,
ID=13.3A (cont) > 12A (pulse).
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QC20 Vérifier la saturation du transistor T1.
Donner l'expression littérale de la condition de saturation.
Préciser le nom et la valeur des paramètres extraits de la documentation.
Imax = 12A,
g=18.5 ;
Vgson max= 2 V
SAT si Ids < g * (Vgs – Vgson)
I < 18.5*(5-2) = 55A OK
Si shunt (ou R1) I < 18.5*(5-2-1.2) = 33A tjs OK
Dissipation thermique
L'encombrement du transistor T1 doit être le plus réduit possible, le choix s'est porté sur le
package D²PAK, il serait souhaitable de ne pas avoir à y adjoindre un radiateur.
L’allure du courant d’injecteur peut être représentée de façon simplifiée selon le graphe cidessous :
i(A)
courant d'injecteur
14
12
10
8
6
4
2
t(s)
0
0
0,005
0,01
0,015
0,02
0,025
QC21 Donner la formule de la puissance dissipée par le transistor. Préciser pour le courant le
type de valeur (moyenne, efficace; maximum, …) à utiliser.
P = Rds * I²ds
avec I= Iefficace
QC22 Calculer par la méthode de votre choix (graphique ou calcul intégral), la valeur du
courant d’injecteur.
I^2 = 1/10 ( 12^2*0.3 + 3^2 * 3.7) = (43.2 + 33.3)/10 = 7.65 A²
I = 2,7 A
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QC23 Calculer la température de jonction sachant que la température interne du calculateur
peut varier de -25 à +90°.
P=Rdson*I² = 0.15 * 7.65 = 1.15 W; Rthjc = 40°C/W (PCB mount);
∆θ = 46°; θ < 90° donc θj = 136° < 150° OK
Sans rad (Rth=62.5, ∆θ = 72°; θj = 172° AIE)
QC24 Commenter l'utilité d'un radiateur.
PCB mount suffit
QC25 Indiquer le nom et la valeur des paramètres de choix de la diode D2.
Vrrm = Vboost
Ifav = Ih * α = 3 * 0.4 = 1.2 A
C3 Structure de gestion du courant moteur.
Schéma de principe :
Les signaux M/A (marche arrêt) et P/H (Peak / Hold) sont actifs à "1" (+5v).
L'étude sera faite en considérant les composants parfaits.
Les signaux B, C, D sont de type logique 0/5v.
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QC26 Justifier la valeur de la résistance R1.
VRsh faible( < Rinj /10 = 0.2) afin d'avoir VA faible (puiss et non pertub de inj)
QC27 En déduire les valeurs de tensions VAH et VAP. (H : hold = maintien; P : peak = appel)
VAH= Rsh*Iinj = 0.1 *3 = 0.3v
VAP = 1.2v
QC28 Choisir en le justifiant sa puissance parmi les valeurs suivantes : 1/4W, 1/2W, 1W, 2W,
5W, 10W, 15W.
P = R1 * I²= 0.1 * 7.2 = 0.72 W
donc 1W
Synthèse de la fonction "Détecter".
La sortie B de cette fonction passe à "1" lorsque VA est supérieure à la tension de référence
interne sélectionnée par P/H.
QC29 Dessiner une structure permettant d'obtenir une tension de référence Vref de valeur
VAP ou VAH suivant le signal P/H (dans la colonne gauche ci-dessous).
"Superposition" à 3 R avec R2 au Vcc, R3
à 0V et R4 à P/H
ou
Pont diviseur à 3 R avec CC de R3(celle à
0V) par un T commandé par P/H
e+ = VA
e- = Vref
et R pull up cablée à Vcc
ou toute autre proposition valable
QC30 Dessiner le LM2901 dans la colonne de droite ci-dessus (préciser les points A et B,
bien faire apparaître le + et – des entrées du LM2901) (voir DT13).
QC31 Calculer les valeurs numériques des composants.
1er cas
R4 = 10k R2 = 30k R3 = 240
R2 = 3R4 et R3 = 1.2/3.8 * 3/4 * R4 = 0,237 R4
:
2ème cas
R2 = 3.8k R3 = 300 R4 = 900
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QC32 Indiquer la particularité de la sortie du LM2901. En déduire le composant à rajouter.
Justifier son rôle. Le dessiner dans la colonne de droite de la question Q29.
Comparateur à Coll ouvert
donc résistance de Pull Up.
Garantit l'état haut
QC33 Proposer en le justifiant une valeur normalisée pour le composant à rajouter.
Donner une expression littérale avant de passer au calcul numérique.
Préciser le nom et la valeur des paramètres extraits de la documentation.
Vol<0.7V Iol =4mA.
R > Vcc-Vol / Iol = 5 – 0.7 / 4 # 1k donc 10k ou autre
QC34 Quelle information donne le paramètre VCM ? Ce paramètre est il validé. Justifier.
Plage de tension d'entrée.
Oui car VAP = 1.2 < 3v = 5 – 2
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Problématique D :
Commande des groupes motoventilateur
La connaissance des températures de l’air, de l’eau, du gazole et de la pression atmosphérique
est fondamentale dans l’algorithme de commande du moteur. Une surchauffe dans le circuit de
refroidissement pourrait entraîner par exemple une destruction irrémédiable du moteur.
Le but de cette partie est de piloter les groupes motoventilateur à partir de l’information issue
du capteur de température COOL_TEMPERATURE (température du liquide de
refroidissement).
L’interfaçage des capteurs analogiques avec le µC principal IC50 est donné ci-dessous :
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D1 Acquisition de l’information « Température liquide refroidissement »
Le capteur de température d’eau (en fait du
liquide de refroidissement) est une CTN.
C'est-à-dire une résistance dont la valeur
diminue lorsque la température augmente.
L’information délivrée par cette sonde est
dénommée « COOL-TEMP ».
Sa caractéristique de transfert est donnée cicontre :
Modélisation du capteur :
La résistance d’une CTN est modélisable par
B
une équation du type RCTN = A × e T (avec T température exprimée en °K).
Rappel : °K = °C + 273
QD1 En utilisant la courbe ci-contre, évaluer les valeurs de A et B caractéristiques de la
sonde.
A =0,0186
B = 3463
R(T ) = 0,0186 × e
3463
T
Conditionnement du signal :
Le montage utilisé pour la mesure de température est le suivant :
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QD2 Exprimer littéralement VX5 en fonction de RCTN lorsque les tensions sont continues.
VX 5 =
RCTN
× VN
RCTN + R311
QD3 Exprimer VX5 en fonction de la température dans les mêmes conditions.
0,0186 × e
VX 5 =
0,0186 × e
3463
T
3463
T
5
× VN =
+ R311
1 + 118817 × e
−
3463
T
QD4 Représenter sur le graphe ci-dessous la fonction de transfert VX5 en fonction de la
température.
VX5
5V
4,5V
4V
3,5V
3V
2,5V
2V
1,5V
1V
0,5V
T(°C)
-20°C
-10°C
0°C
10°C
20°C
30°C
40°C
50°C
60°C
70°C
80°C
90°C
100°
110°
120°
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Lecture de la température par le microcontrôleur :
Deux plages de fonctionnement sont particulièrement importantes pour la gestion du véhicule :
de -20°C à +50°C : la lecture de la température pe rmet de doser l’enrichissement du
moteur (fonction starter).
de 90°C à 120°C : la lecture de la température per met de gérer le démarrage des
groupes motoventilateur (GMV1 et 2) pour refroidir le moteur.
Nous nous intéresserons ici à la plage 90-120°C.
Le fonctionnement des GMV est défini selon le cahier des charges suivant :
97°C
Pas de
fonctionnement
des groupes
105°C
Fonctionnement
du groupe
GMV1
120°C
Fonctionnement
des groupes
GMV1 et GMV2
Précision de lecture de la température : +/-3%
Alerte
QD5 Parmi les composants proposés DT 8 et DT9, choisir et justifier le composant
convenable pour IC30.
Analogique donc 405x
8 vers 1 donc 4051
QD6 Justifier l’ajout de IC30 par rapport aux capacités du microcontrôleur.
Pas suffisamment d’entrées analogiques sur le microcontroleur
QD7 Déterminer les niveaux logiques à appliquer sur A, B et C pour effectuer la lecture de la
tension COOL-TEMP.
CBA=101
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La tension Vx5 est convertie sur un convertisseur 10bits unipolaire 0/5V interne au
microcontrôleur.
QD8 Quelle est la valeur lue sur ce convertisseur lorsque la température est de 90°C? de
120°C ?
90°C => 0,52V => N=106
120°C => 0,26V => N=53
La courbe n’étant pas linéaire, le constructeur a choisi de considérer que la courbe est une
droite dans la plage 90-120°.
QD9 Quel est l’intérêt de cette linéarisation ?
Obtenir une équation plus simple qui exige moins de temps de calcul sur le processeur
Validation de la précision de la lecture de la température :
La linéarisation de la courbe donne l’équation suivante :
N = Partie entière (266,24 – 1,77 x Température exprimée en °C)
Cette approximation apporte une erreur sur la lecture de la température.
Le constructeur fixe que cette erreur doit être inférieure à 3%.
La valeur de N correspondant à 97°C est de 91 sans linéarisation.
QD10 Montrer que l’erreur apportée par la linéarisation sur N est inférieure à 3%.
N = 94 par la linéarisation
Erreur = 3,2%
Filtrage de l’information de température :
L’information de température issue du capteur est filtrée par la
structure ci-contre :
QD11 Quelle est la nature de ce filtre ?
Filtre Passe Bas
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QD12 Quelle est sa fréquence de coupure ?
Fc =160 Hz
QD13 Quelle est l’atténuation en dB apportée par ce filtre sur des évolutions proches de 1Hz
(variations dues à une évolution de la température dans le moteur) ?
Filtre Pas => Pas d’atténuation sur ces fréquences
QD14 Quelle est l’atténuation en dB apportée par ce filtre sur des évolutions proches de
16kHz (variations dues à des parasites électriques) ?
Filtre Pas Bas ordre 1
A 100*Fc atténuation de -40dB
QD15 En déduire le rôle du filtre.
Elimine les parasites
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D2 Interfaçage de puissance du groupe motoventilateur :
La commutation de la puissance dans les groupes motoventilateurs est réalisée par le
composant ATM39 dont le schéma interne pour une sortie est donné ci-dessous :
R
1
L’état des signaux Qx (Q7..0) peut être positionné via la liaison SPI.
L’état des signaux Qx (Q7..0) et DiagX (Diag7..0) peut être lu via cette même liaison.
Si B est à 1, le transistor MOS est passant, sinon il est bloqué.
L’entrée RESET1 est prioritaire sur les entrées SET et RESET2.
QD16 Compléter le schéma ci-dessous afin de réaliser le câblage du moteur GMV1.
(Insérer une diode de roue libre)
Zone à compléter
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QD17 Compléter ci-dessous le chronogramme de fonctionnement de l’étage de puissance.
(Pour le MOS, noircir les cases : état passant ou bloqué)
Reset
Qx
Vref1/R1
Imoteur
Reset2
A
Passant
Bloqué
Etat du
MOS
DiagX
Le chronogramme précédent illustre la protection du calculateur lors d’une surintensité.
Dans un véhicule moderne, l’autodiagnostic des pannes est crucial afin de minimiser le temps
d’intervention.
Dans le cas des GMV, trois types de défaut peuvent se produire :
o La sortie GMV n’est pas branchée ( OL = Open Load).
o La sortie GMV est en court-circuit avec la masse ( SCG = Short Circuit Ground).
o La sortie GMV est en court-circuit avec la batterie ( SCB= Short Circuit Battery).
QD18 Compléter avec le sigle NF (No Default) ou les sigles d’erreur OL, SCG, SCB les
situations correspondantes aux combinaisons des Signaux Qx et Diagx.
QX
DiagX
Situation de la sortie correspondante
0
0
SCG ou OL
0
1
NF
1
0
NF
1
1
SCB
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Problématique E : Dépollution des émissions nocives
Le but de cette partie est de valider les solutions techniques mises en oeuvre par le
constructeur pour positionner le clapet de la vanne EGR qui participe au recyclage des oxydes
d’azote (NOx).
E1 Solutions technologiques de dépollution :
Dépollution des NOx
QE1
A partir des relevés ci-dessous, indiquer sur quelles phases de conduite se produisent
les plus importantes émissions de NOx.
On voit que les émissions importantes de NOx ont lieu lors des phases
d’accélération du véhicule
Dépollution du Monoxyde de carbone, des hydrocarbures et des oxydes d’azote.
La technique du catalyseur utilise 2 procédés chimiques :
► L'oxydation : combinaison d’un corps avec de l'oxygène.
► La réduction : réaction chimique qui dégage de l'oxygène.
QE2
Compléter les équations chimiques ci-dessous. On remplacera le point
d’interrogation « ? » par la valeur recherchée afin d’équilibrer et compléter ces trois équations
chimiques.
Oxydation du Monoxyde de Carbone :
2 CO + O2
? 2 CO2
Effet du Platine
Oxydation des hydrocarbures :
2 C2H6 + 7O2 ? 4 CO2 + ? 6 H2O
Effet du Platine
N2 + ? 2CO2
Effet du Rhodium
Réduction des oxydes d'azote :
2NO + 2 CO
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E2 Composants du pilotage de la vanne EGR :
La position désirée du clapet (ou volet) de la vanne EGR est déterminée par le
microcontrôleur.
La commande s’effectue par un signal électrique (tension) de type MLI (Modulation de Largeur
d’Impulsion) ou PWM (Pulse Width Modulation). Ce signal pilote un amplificateur de puissance
alimentant l’actionneur qui entraîne le clapet laissant passer plus ou moins de gaz
d’échappement.
Un capteur de position informe le calculateur sur la position
réelle de la vanne.
Le connecteur de la vanne EGR est représenté ci-contre :
QE3
Quel est le type de capteur de position utilisé ?
C’est un potentiomètre de recopie monté entre les bornes 1, 4 et 5.
QE4
Donner un encadrement de la tension électrique mesurée entre les bornes 4 et 5.
Tension comprise entre 0 et 5Volts.
QE5
Quel est le type d’actionneur utilisé ?
C’est un moteur à courant continu repéré M.
QE6
Dessiner le modèle équivalent de l'induit de ce moteur.
R + (L) + E
Fléchage de U et I
QE7
Donner les 2 relations qui relient les grandeurs électriques du moteur à ses grandeurs
mécaniques (préciser les unités).
E=kN
C = k I.
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COMMANDE DE LA VANNE EGR
Le microcontrôleur principal utilise le circuit TLE7209-2R (amplificateur de puissance)
pour piloter le moteur de la vanne EGR. Dans cette partie, seule la commande est prise en
compte et non pas le retour de position du clapet.
L’alimentation du moteur s’effectue sur les bornes notées E-EGR + et E-EGR -.
Le microcontrôleur commande cette interface par les lignes connectées à DI, EN, IN1 et IN2
Microcontrôleur
TLE 7209-2R
Vbat
QE8
À partir de la documentation technique du circuit TLE7209-2R, déterminer les deux
lignes d’entrées de ce circuit assurant le pilotage complet du moteur de la vanne sur les
broches OUT1 et OUT2.
Il s’agit des entrées IN1 et IN2. Les entrées DI et EN doivent prendre des
valeurs fixes respectivement 0 et 1 pour pouvoir piloter correctement le
moteur.
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E3 Asservissement de position du volet de la vanne EGR :
Problématique : comment assurer une mise en position optimale du volet de la vanne pour un
point de fonctionnement donné du moteur ?
Pour minimiser la pollution, il est impératif de positionner ce volet avec une certaine
ouverture afin de réinjecter des gaz brûlés dans la chambre de combustion. Ce positionnement
doit être rapide et le plus précis possible. On utilise à cette fin un asservissement. Pour cela le
microcontrôleur principal envoie une consigne de position à la vanne. Le potentiomètre de
recopie renvoie à ce dernier la position courante du clapet. Plus précisément, la mesure de
l’écart entre la valeur désirée et courante du clapet (signal d’erreur e(t)) est analysée afin de
définir une loi de commande u(t) vers l’amplificateur du moteur permettant au clapet de la
vanne d’arriver à sa position finale de façon optimale.
Détail du traitement du microcontrôleur.
(Limité à la gestion de la vanne EGR) :
MICROCONTROLEUR
Elaboration de la
consigne c
à partir de la
cartographie
e(t)
Correcteur PI
c(t)
u(t)
Amplificateur
de puissance
Gain A
(Constante)
m(t)
a(t)
Moteur
+ clapet
vanne EGR
Gain M
(Constante)
Conversion
A/N
Sur 10 bits
+5V
Vpc(t)
Potentiomètre vanne EGR :
Image de la position courante du clapet.
Le curseur est déplacé par le clapet.
Microcontrôleur
Tache effectuée par le microcontrôleur :
REPETER
.Conversion analogique numérique de
Vpc = m (sur 10 bits)
.Consigne élaborée par la
cartographie = c (sur 10 bits)
.Calcul de l’écart : consigne moins
position courante = e
.Elaboration de la loi de commande
PI = u
.Génération des ordres de commande
vers l’amplificateur de puissance
JUSQU' A L’INFINI
c(t) : consigne (position désirée du clapet)
élaborée par le microcontrôleur (mot de 10 bits),
m(t) : résultat de la conversion A/N de Vpc(t) (mot
de 10 bits),
e(t) = c(t) – m(t) (mot de 10 bits),
u(t) : loi de commande issue du correcteur PI
(Proportionnel Intégral),
a(t) : tension électrique alimentant le moteur,
s(t) : position du clapet en radians,
Vpc(t) : tension électrique image de la position du
clapet en V.
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s(t)
L’asservissement est effectué par le microcontrôleur qui procède par prélèvement
d’échantillons (échantillonnage). Ce nombre d’échantillons étant élevé, il est possible de
considérer l’asservissement en régime continu.
La commande PI (Proportionnel Intégral) notée u(t) est élaborée de façon générale à partir du
signal d’erreur e(t) suivant la formule mathématique ci-dessous :
t
EQ1 :
u (t ) = Kp.e(t ) + Ti.∫ e(v).dv
0
QE9
Retrouver les 2 composantes PI dans la formule de u(t).
Partie « Proportionnel » = Kp.e(t )
t
Partie « Intégral » = Ti.∫ e(v).dv
0
Sensibilisation à l’action du correcteur PI.
Problématique : comment agit le correcteur PI pour obtenir un positionnement optimal du
clapet ?
u(t)
Identification des éléments :
Amplificateur
de puissance
a(t)
Gain A
(Constante)
La lecture des schémas blocs donne pour l’exemple
ci-contre a(t) = A.u(t)
QE10 Exprimer s(t) en fonction de u(t). On prendra A = 10 et M =10 (unités légales).
s(t) = A.M.u(t) = 100 u(t)
La position du clapet s(t) est comprise entre 0 (fermé) et π /2 (ouvert).
(Cela correspont à une consigne c = 0 (fermé) ou 1023 (ouvert)).
QE11 Exprimer Vpc(t) en fonction de s(t).
Vpc(t) = +5x2/ π xs(t)
QE12 Exprimer m(t) en fonction de Vpc(t) en « linéarisant » le convertisseur A/N c'est-à-dire
en supposant que m(t) est une droite.
m(t) = 1023xVpc(t)/5
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Schéma bloc équivalent et identification des éléments.
c(t)
u(t)
e(t)
Correcteur PI
Processus
(moteur + clapet)
s(t)
Gain = ?
m(t)
Chaîne de retour
Gain = ?
QE13 Donner le gain du processus moteur + clapet (valeur numérique).
Gain = AM= 100
QE14 Donner le gain de la chaîne de retour (valeur numérique).
Gain = 1023x2/∏ = 651 (unités légales)
Correction proportionnelle.
On suppose que u(t) = Kp.e(t).
On a : e(t) = c(t) – m(t).
QE15 Exprimer s(t) en fonction de c(t) et de Kp.
s(t) = Kp.100.(c(t)-651s(t))
s(t) =
Kp.100
c(t)
1 + Kp.65100
On souhaite une ouverture du clapet de π /4. Kp est égal à 10-4. La consigne c(t) vaut 512.
QE16 Calculer la valeur atteinte par s(t). L’ouverture souhaitée du clapet est-elle atteinte ?
s(t) =
0.0001x100
x512= 0.68rd < π /4 . Non atteint
1 + 0.0001x65100
QE17 Quelle est la condition sur Kp pour obtenir la valeur correcte de s(t)? Es-ce réalisable?
Il faut Kp grand (vers l’infini). Alors s(t) = c(t)/651. Par exemple pour c = 1023
on voit bien que s(t) = 1023/651 = 1.57 soit π /2.
Kp infini non réalisable.
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Correction proportionnelle et intégrale.
t
On suppose que u (t ) = Kp.e(t ) + Ti.∫ e(v).dv où Kp = 10-4 et Ti = 0.0346.
0
On obtient une évolution temporelle de la forme s(t) = 0.786.(1 – e-300t) pour une consigne c(t)
égale toujours à 512 (ouverture de π /4 du clapet).
QE18 Conclure lorsque t tend vers l’infini.
Lorsque t tend vers l’infini la valeur finale de s(t) est 0.786 rd soit π /4.
On a bien atteint la valeur finale souhaitée.
QE19 Quel est l’apport de la partie « intégrale » dans la génération de la commande du PI ?
La partie intégrale apporte une correction supplémentaire et permet
d’atteindre la valeur de la consigne.
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