V - Université de Moncton

GELE5340
Circuits ITGÉ (VLSI)
Chapitre 3: Le MOSFET
Contenu du chapitre
• Fonctionnement du MOSFET
○
On verra comment le MOSFET fonctionne, et
comment l’utiliser dans des circuits simples.
• Fonctionnement dynamique
○
○
On verra comment calculer les résistances et
capacitances parasites des MOSFET.
On verra comment ces parasites affectent la
performance du MOSFET.
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2
Modélisation
• Pour utiliser les transistors dans des circuits,
on se sert de modèles.
• Il n’est pas nécessaire de tenir compte de
tous les effets physiques de chaque
composante.
• L’important est de comprendre le
comportement.
• Les modèles peuvent avoir différents niveaux
de complexité (et donc de précision).
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3
Modèles
• Le transistor est l’élément de base utilisé pour
construire des circuits complexes, tels que des
portes (AND, OR, etc), des circuits arithmétiques
(additionneurs, etc) et des mémoires.
• La performance de ces circuits est affectée par les
éléments parasites du transistor, soit les résistances
parasites et capacitances parasites.
• Il est donc important de savoir d’où proviennent ces
éléments parasites et comment les calculer.
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4
Diode
• La diode est rarement utilisée en circuits
intégrés numériques.
• Cependant, c’est l’élément le plus simple, et
donc il constitue un bon point de départ.
• La diode est surtout importante à cause de la
capacitance variable qu’elle peut produire.
○
La vitesse de commutation dépend de ces
capacitances.
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5
Diode
B
A
Al
SiO2
p
n
Vue de coupe d’une jonction pn pour un procédé CMOS
A
Al
A
p
n
B
B
Représentation
uni-dimensionnelle
Symbole d’une diode
La diode est principalement un élément parasite dans les circuits intégrés.
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6
Diode
• À l’interface entre la zone p et la zone n, une
couche d’appauvrissement se crée.
diffusion des trous
diffusion des électrons
p
–
–
–
–
–
+
+
+
+
+ +
n
migration des trous
migration d’électrons
• Il existe donc un potentiel interne 0 entre la
zone n et la zone p.
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7
Potentiel interne
• Le potentiel interne est définit par l’équation
suivante:
où
 N AND 
0  T ln  2 
 ni 
○
NA = concentration des accepteurs
○ ND = concentration des donateurs
○ ni = concentration d’un échantillon pur
○ T = tension thermique
T 
kT
 26mV à 300K
q
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8
Courant dans la diode
0
2.5
10
2
-5
10
ID (A)
ID (mA)
1.5
1
2.3 T V/décade
de courant
-10
10
0.5
0
-0.5
-1
-15
-0.5
VD (V)
0
0.5
a) Échelle linéaire
1
10
0
 VD T 
I D  I S  e
 1


0.2
VD (V)
0.4
0.6
0.8
b) Échelle logarithmique
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9
Courant de saturation
• Is est le courant de saturation de la diode
○
○
○
○
Proportionnel à l’aire de la diode
Fonction du dopage et de la largeur des zones
neutres.
On le détermine habituellement de façon
empirique.
Typiquement, pour des jonctions en silicium, Is est
de l’ordre de 10-17 A/μm2.
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10
Diode: capacitance
• La diode possède une capacitance non linéaire, qui est
fonction du niveau de polarisation.
• En effet, les zones p et n agissent comme les plaques
d’un condensateur, et la zone d’appauvrissement agit
comme le diélectrique.
diélectrique
p
–
–
–
–
+
+
+
+
+ +
n
• Cependant, la grandeur de la zone dépend de la
polarisation, ce qui crée une capacitance variable.
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11
Diode: jonction pn variable
-3
2.4
x 10
Rappel:
2.2
C
A
d
2
Donc, si d varie en fonction
de la tension, C varie selon la
tension.
1.8
1.6
1.4
1.2
1
0.8
0
0.5
1
1.5
2
2.5
Largeur de la zone appauvrie en fonction de la tension
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12
Diode: capacitance
2
Capacitance quand
la tension est 0.
1.5
j
C (fF)
Jonction abrupte
m = 0.5
Cj 
1
1  VD
0 m
Jonction linéaire
m = 0.33
0.5
0
-5
C j0
-4
-3
-2
-1
0
1
V D (V)
Exemple: capacitance non linéaire d’une diode.
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13
Effets secondaires
• La température a un effet important sur le
fonctionnement de la diode.
○
○
La tension T varie linéairement avec la
température. Si T augmente, le courant diminue.
IS varie aussi en fonction de la température.
Théoriquement, IS double à tous les 5°C;
pratiquement, à tous les 8°C.
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14
Effets secondaires
• L’impact de la variation de température est
significatif.
○
○
Le courant (et donc la consommation de
puissance) peut augmenter de façon significative.
Les diodes sont utilisées pour isoler des parties
de circuit; l’isolation diminue si la température
augmente (à cause des courants de fuite).
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15
Le MOSFET
Le MOSFET
• Qu’est-ce qu’un transistor?
○
Dans sa description la plus simple, un MOSFET
est un interrupteur.
Un transistor MOS
Un interrupteur
VGS  VT
|VGS|
Ron
S
D
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17
MOSFET
Polysilicium
Aluminum
Oxyde de
grille
grille
n+
SiO2
n+
source/drain
SiO2
Type p
Vue en 3D d’un NMOS
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18
Le MOSFET: types et symboles
D
D
S
S
G
NMOS Enrichissement
NMOS Appauvrissement
D
G
D
B
G
S
S
NMOS avec contact
PMOS Enrichissement
au substrat
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19
MOSFET: Exemple de topologie
Exemple de topologie d’un NMOS, dans L-Edit.
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20
Tension seuil: concept
+
S
VGS
G
D
-
n+
n+
canal n
Zone appauvrie
Substrat p
B
Transistor NMOS, vue de coupe
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21
Tension seuil
• La tension seuil est la tension à laquelle la
région entre les deux zones n du NMOS
change de p à n.
• La tension seuil, VT, dépend de:
○
○
○
○
○
L’épaisseur de l’oxyde sous la grille
Tension de Fermi
La charge des impuretés
La densité des ions implantés,
Etc.
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22
Tension seuil
• Quand VGS = 0, les deux jonctions pn du
NMOS (source – substrat et drain – substrat)
sont à 0V et sont bloquées.
• On applique alors un VGS plus grand que 0V.
La grille et le substrat forment alors un
condensateur, avec l’oxyde servant de
diélectrique.
• Les charges positives s’accumulent à la
grille, et les charges négatives s’accumulent
à la frontière oxyde – substrat.
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23
Tension seuil
• Les trous sont repoussés de cette zone; une région
appauvrie se crée dessous l’oxyde de grille.
• Au fur et à mesure que VGS augmente, les électrons
se ramassent de plus en plus sous la grille.
• À un moment donné, lorsqu’il y a assez d’électrons
d’accumulés, la zone sous l’oxyde change de p- à n.
• Cette zone crée un canal qui permet aux électrons
de circuler de la source vers le drain.
• On appelle ce phénomène l’inversion forte; ça se
produit à une tension égale à 2 fois le potentiel de
Fermi.
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24
Tension seuil
• Une fois le canal créé, il suffit d’appliquer une
tension VDS (entre le drain et la source) pour
obtenir un courant IDS.
• La tension seuil est fonction de plusieurs
paramètres.
QB 0 QI
VT  VFB  2 F 

Cox Cox
Implantation
Charge sous la grille
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25
Tension seuil
 NA 

F  T ln 
 ni 
Potentiel de Fermi (≈ -0.3V pour du silicium)
• NA est le dopage du substrat
• ni est la concentration intrinsèque du semiconducteur
QB 0  2qN A Si 2F
Charge équivalente sous la grille (en présence
d’un canal)
QI  qN I
Charge implantée sous la grille (ions p+)
VFB
Tension créée à cause des différents matériaux.
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26
Tension seuil
• La tension seuil varie, cependant, en fonction
de la tension entre la source et le substrat
(VSB).
• Si la tension source – substrat est différente
de 0, on utilise l’équation suivante pour
calculer VT:
VT  VT 0  

2 F  VSB  2 F

où  est le coefficient de l’effet du substrat, et
VT0 est la tension seuil quand VSB = 0.
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27
Effet du substrat
0.9
0.85
0.8
0.75
2q Si N A

Cox
0.65
T
V (V)
0.7
0.6
0.55
0.5
0.45
0.4
-2.5
-2
-1.5
-1
V
BS
-0.5
0
(V)
On voit ici comment le substrat peut avoir un impact sur la tension seuil.
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28
Opération en zone résistive (linéaire)
• On a maintenant VGS > VT, et on applique
une tension VDS faible.
• La différence de potentiel entre le drain et la
source va créer un courant ID (qui va du drain
vers la source).
' W
I D  kn
L
2


VDS
VGS  VT VDS 

2 

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 n  ox
k 
tox
'
n
29
Définition des dimensions
Grille en polysilicone
Source
Drain
xd
n+
xd
W
n+
Ld
Vue de dessus
Oxyde de grille
tox
n+
L
n+
Vue de coupe
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30
Opération en zone résistive (linéaire)
S
VDS
G
VGS
D
ID
n+
- V(x) +
n+
L
x
Substrat p
B
Le MOSFET sous polarisation
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31
Le transistor en saturation
• À un moment donné, si on continue
d’augmenter la tension VDS, le courant ne
varie plus linéairement.
• La tension V(x) n’est plus constante le long
du canal.
• Lorsque VGS – V(x) < VT, le canal disparaît.
• On appelle ce phénomène le pinch-off.
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32
Le transistor en saturation
VDS > VGS – VT
G
S
VGS
n+
- VGS - VT+
D
ID
n+
L
x
Pinch-off
Substrat p
B
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33
Le transistor en saturation
• On voit sur la figure précédente qu’il n’y a pas de
canal du côté du drain. Pour que ceci se produise, il
faut que VGS – VDS ≤ VT.
• On dit alors que le transistor est en saturation. La
différence de potentiel dans le canal (du point de
pinch-off à la source) demeure constant à VGS – VT,
et donc le courant demeure constant.
'
n
k W
2
VGS  VT 
ID 
2 L
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34
Relation tension – courant
6
x 10
-4
VGS= 2.5 V
5
Résistif
ID (A)
4
3
GS
Relation
quadratique
VDS = VGS - VT
2
VGS= 1.5 V
1
0
Saturation
V = 2.0 V
VGS= 1.0 V
0
0.5
1
1.5
2
2.5
VDS (V)
Courbe typique d’un NMOS
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35
Modulation de la longueur de canal
• En saturation, il y a une faible dépendance de ID sur VDS.
• En augmentant VDS, la zone appauvrie au drain s’élargit,
ce qui réduit la longueur effective du canal: le courant
augmente.
• On modélise cet effet en ajoutant un terme à l’équation
du courant:
I D  I 1  VDS 
'
D
où λ est un paramètre empirique, la modulation de la
longueur de canal (channel-length modulation).
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36
Équations du transistor
On résume le comportement du transistor avec les équations suivantes:
Zone 1: VGS < VT
(zone blocage)
ID  0
Zone 2: VDS ≤ VGS – VT
W
ID  k
L
'
n
Zone 3: VDS ≥ VGS – VT
(zone linéaire)
2


VDS
 VGS  VT VDS 

2 

où
k   nCox 
'
n
 n ox
tox
(zone saturation)
kn' W
VGS  VT 2 1  VDS 
ID 
2 L
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37
Équations du transistor
• Les équations précédentes représentent un
modèle de premier ordre du comportement
d’un MOSFET.
• Elles sont valides pour des transistors dont la
longueur dépasse quelques microns.
• Cependant, on verra plus loin qu’elles ne
sont pas valides pour des très petits
transistors, de moins de 1μm.
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38
Modèle simple
On peut donc établir un modèle simple pour analyse manuelle des circuits.
VDS  VGS – VT
W
I D  kn'
L
D
G
ID
2


VDS
 VGS  VT VDS 

2 

VDS  VGS – VT
S
kn' W
VGS  VT 2 1  VDS 
ID 
2 L
où
VT  VT 0  

 2F  VSB   2F
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
39
Transconductance
• La transconductance du processus est le
paramètre kn’. Elle représente le gain de
tension à l’entrée au courant à la sortie
(drain). C’est une valeur qui ne peut pas être
modifiée par l’ingénieur.
• La transconductance du FET est différente
pour chaque transistor.
W 
kn   n  k  
L
'
n
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40
Saturation de vitesse
• Le comportement des transistors à canal
court ( L < 1μm) varie considérablement par
rapport à ceux à canal long.
• La vitesse des électrons est proportionnelle
au champ électrique, mais à une valeur
critique, la vitesse n’augmente plus même si
le champ électrique augmente.
○
On appelle ceci la saturation de vitesse.
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41
u n ( m /s)
Saturation de vitesse
usat = 105
Vitesse constante
Mobilité constante (pente = µ)
xc = 1.5
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x (V/µm)
42
Saturation de vitesse
• La vitesse de saturation typique pour les
électrons et trous est 105m/s.
• Pour des électrons, le champ critique où la
saturation a lieu est de 1 à 5V/m.
○
Ex: pour un canal de longueur 0.25m, il ne faut
qu’environ 1V entre la source et le drain pour
atteindre la saturation.
• On peut donc définir une tension de
saturation VDSAT pour chaque transistor.
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43
Saturation de vitesse
ID
Dispositif à canal long
VGS = VDD
Dispositif à canal court
Saturation de
vitesse
V DSAT
VGS - V T
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VDS
44
Caractéristique ID vs VDS
-4
6
-4
x 10
2.5
VGS= 2.5 V
x 10
VGS= 2.5 V
5
2
Résistif Saturation
ID (A)
VGS= 2.0 V
3
VGS= 2.0 V
1.5
VDS = VGS - VT
ID (A)
4
1
VGS= 1.5 V
0.5
VGS= 1.0 V
VGS= 1.5 V
2
1
VGS= 1.0 V
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
0
0
0.5
VDS(V)
Canal long
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1
1.5
2
2.5
VDS(V)
Canal court
45
Saturation de vitesse: VDSAT
• La tension où la saturation de vitesse est
atteinte est fonction de la longueur du canal
(de la grille). On peut approximer en disant:
VDSAT  Lxc
où xc est le champ critique où a lieu la
saturation. La valeur moyenne du champ
critique est 2.5V/μm.
○
Ex: pour un FET où L = 0.25μm, VDSAT = 0.63V.
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46
Modèle du transistor
• Pour bien modéliser les transistors de petites
dimensions, il faut tenir compte de la
saturation de vitesse.
• Il faudra donc modifier le modèle simple
présenté plus haut.
• Ce nouveau modèle, qu’on appelle le modèle
unifié, servira dans tous nos calculs.
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47
Modèle unifié
Zone 1: VGS < VT
ID  0
G
S
Zone 2: VGS ≥ VT
D
B
W
ID  k
L
'
n
où
2


Vmin
VGTVmin 
1  VDS 
2 

Vmin  min VGT ,VDS ,VDSAT 
VGT  VGS  VT
VT  VT 0  

 2F  VSB   2F
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
48
Modèle unifié
On résume le comportement du transistor avec les équations suivantes:
Zone 1: VGS < VT
(zone blocage)
ID  0
Les zones 2, 3, et 4 dépendent de Vmin:
Zone 2: Vmin = VDS
(linéaire)
Zone 3: Vmin = VDsat (saturation
de vitesse)
Zone 4: Vmin = VGT
W
ID  k
L
2


VDS
 VGS  VT VDS 
1  VDS 
2 

W
ID  k
L
2


VDsat
 VGS  VT VDsat 
1  VDS 
2 

'
n
'
n
kn' W
2


1  VDS 
I

V

V
(saturation) D
GS
T
2 L
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49
Comparaison
2.5
x 10
-4
VDS=VDSAT
2
Saturation
de vitesse
ID (A)
1.5
Linéaire
1
VDSAT=VGT
0.5
VDS=VGT
0
0
0.5
Saturé
1
1.5
2
2.5
VDS (V)
Comparaison: modèle unifié vs PSpice
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50
Transistor PMOS
• Le transistor PMOS se comporte presque de la
même façon que le NMOS.
• Cependant, la saturation de vitesse a un effet plus
faible sur le PMOS, parce que la mobilité des trous
est plus faible que celle des électrons.
• Les équations dérivées auparavant peuvent tous
être appliquées pour un PMOS.
• Il y a quand même quelques points à considérer
pour le PMOS:
○
Le courant va de la source au drain (ID < 0).
○ La source est le côté de tension supérieure.
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51
Transistor PMOS
-4
0
x 10
VGS = -1.0V
On suppose que toutes
les variables sont
négatives.
-0.2
VGS = -1.5V
ID (A)
-0.4
-0.6
-0.8
-1
-2.5
VGS = -2.0V
VGS = -2.5V
-2
-1.5
-1
-0.5
0
VDS (V)
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52
Paramètres standards
VT0 (V)
 (V0.5)
VDSAT (V)
k’ (A/V2)
 (V-1)
NMOS
0.43
0.4
0.63
115×10-6
0.06
PMOS
-0.4
-0.4
-1.0
-30×10-6
-0.1
Paramètres standards d’un processus CMOS 0.25μm, pour un transistor de
dimensions minimales (L = 0.25μm).
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53
Conduction sous-seuil
• On a supposé jusqu’à présent que le courant
du transistor était nul si VGS < VT.
• Cependant, le courant ne diminue pas
abruptement à 0 si VGS < VT. Le courant
diminue plutôt de façon exponentielle.
• Ce courant de fuite est indésirable dans les
circuits numériques, puisque ça diffère du
modèle d’interrupteur idéal.
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54
Le transistor comme interrupteur
• On a mentionné auparavant que le modèle le
plus simple du transistor était celui d’un
interrupteur.
• Bien que le modèle unifié soit simple, son
comportement non linéaire le rend inapte à
utiliser pour des analyses de circuits
complexes.
• On doit donc utiliser un modèle encore plus
simple, celui de l’interrupteur, qui est linéaire
et simple.
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55
Le transistor comme interrupteur
• On représente le transistor comme un
interrupteur ayant une résistance infinie
lorsqu’il est « off » et une résistance finie Ron
lorsqu’il est « on ».
VGS  VT
Ron
S
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D
56
Le transistor comme interrupteur
• Comment calculer la résistance Ron?
○
○
○
La résistance du transistor varie en fonction du
temps, est non linéaire, et dépend du point
d’opération du transistor.
Pour une analyse simple, il faut une résistance
linéaire et invariante.
On va donc faire une moyenne entre la résistance
à pleine tension (VDD) et le point moyen de
transition (VDD/2).
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57
Résistance équivalente
ID
V GS = VDD
Rmid
R0
V DS
VDD/2
VDD
1
3 VDD  7

Req  R0  Rmid  
1  VDD 
2
4 I DSAT  9

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58
Résistance équivalente
7
x 10
5
6
5
Req ( )
4
3
2
1
0
0.5
1
V
1.5
(V)
2
2.5
DD
On voit ici comment la résistance équivalente varie en fonction de
l’alimentation. Si VDD >> VT + VDSAT/2, la résistance ne varie presque
pas. Cependant, lorsque VDD se rapproche de VT, la résistance
augmente de façon significative.
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59
Résistances équivalentes
VDD (V)
1
1.5
2
2.5
NMOS (k)
35
19
15
13
PMOS (k)
115
55
38
31
Résistances équivalentes pour différents VDD, pour un dispositif de 0.25μm.
Si le transistor est plus gros, alors: R 
R0
W /L
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R0 = résistance pour
W/L = 1
60
Courant dans un MOSFET
• Facteurs qui affectent le courant dans un
MOSFET:
○
○
○
○
○
○
Longueur du canal
Largeur du canal
Tension seuil
Épaisseur de l’oxyde de grille
Constante diélectrique de l’isolant
Mobilité des porteurs
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61
Comportement dynamique
des MOSFET
Comportement dynamique
• Le comportement dynamique du MOSFET
est fonction du temps nécessaire pour
charger et décharger les capacitances
parasites intrinsèques et les capacitances de
la ligne qui connecte les différents éléments.
• La plupart des capacitances sont non
linéaires, et varient selon la polarisation.
• Il est donc essentiel de bien comprendre la
source de ces capacitances et leur effet sur
le comportement du transistor.
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63
Capacitances d’un MOSFET
G
S
D
CGS
n+
CDS
CGB
n+
CDB
CSB
Substrat p
B
Transistor NMOS, vue de coupe
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64
Modèle des capacitances
G
CGS
CGD
S
D
CGB
CSB
CDB
B
Modèle des capacitances d’un NMOS.
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65
Capacitance de la grille
Grille en polysilicone
Il existe deux capacitances
dues à la structure
physique de la grille.
Ces capacitances existent
à cause du recouvrement
du drain et de la source
avec la grille.
Source
Drain
xd
n+
xd
Ld
W
n+
Recouvrement
grille - substrat
Vue de dessus
CGSO  CGDO  Cox xdW  CoW
Oxyde de grille
tox
n+
CSB
L
n+
Vue de coupe
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66
Capacitance de la grille
• L’élément parasite le plus important est la
capacitance de la grille au canal.
• Il y a trois composantes principales:
○
○
○
Grille-à-source (CGCS)
Grille-à-drain (CGCD)
Grille-à-substrat (CGCB)
• Ces composantes varient selon la tension
d’opération et la zone d’opération du
MOSFET.
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67
Capacitances de la grille
G
G
CGC
CGC
D
S
S
Blocage
Zone d’opération
G
CGC
D
S
D
Résistive
Saturation
CGCB
CGCS
CGCD
CGC (total)
Blocage
CoxWL
0
0
CoxWL
Triode
0
CoxWL/2
CoxWL/2
CoxWL
Saturation
0
(2/3)CoxWL
0
(2/3)CoxWL
Régions importantes en design digital: saturation et blocage
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68
Capacitance de la grille
WLCox
WLCox
CGC
CGCS = CGCD
CGCB
WLCox
CGC
WLCox
3
2
2
VT
VGS
Capacitance en fonction de VGS
(avec VDS = 0)
2WLCox
CGCS
CGCD
0
VDS/(VGS – VT)
1
Capacitance en fonction de
la saturation
Variation de la capacitance de la grille en fonction de la tension.
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69
Capacitance de jonction
• Une autre source de capacitance parasite est
la jonction pn créée par la zone n de la
source (et du drain) avec le substrat p.
• Ce sont des capacitances parasites non
linéaires, dont le comportement ressemble à
celui de la capacitance parasite de la diode.
• On appelle aussi cette capacitance une
capacitance de diffusion.
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70
Capacitance de jonction
n+
Jonction pn
Substrat p
Lorsque la source et le drain sont
créés, une jonction pn est créée à
l’interface avec le substrat.
 La source et le drain sont de type n,
et le substrat est de type p.
Une capacitance existe alors à l’interface source (drain) – substrat.
Cette capacitance existera pour les 4 côtés de la source (du drain) et pour le
dessous.
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71
Capacitance de jonction
Side wall
Source
ND
W
Bottom
Profondeur x j
de la source
Side wall
Canal
LS
Substrat
Cdiff  Cbottom  Csw  C j  AIRE  C jsw  PÉRIMÈTRE
 C j LSW  2C jsw LS  W 
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72
Capacitance de jonction
2
1.5
Cj 
j
C (fF)
Jonction abrupte
m = 0.5
1
1  VD
b m
j
Capacitance à 0V
Jonction linéaire
m = 0.33
0.5
0
-5
C j0
-4
-3
-2
C jsw 
-1
0
C jsw0
1  VD
bsw m
jsw
1
V D (V)
Le comportement des capacitances ressemble à celui de la diode.
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73
Linéarisation de la capacitance
• Dans la figure précédente, on remarque que
la capacitance est non linéaire.
• Pour analyser des circuits numériques, qui
vont commuter entre la tension d’alimentation
et la mise à terre, il faut linéariser cette
capacitance.
• On remplace donc la capacitance non
linéaire qui dépend de la tension par une
capacitance linéaire équivalente.
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74
Linéarisation de la capacitance
Remplacer la capacitance non linéaire par
une capacitance linéaire large-signal équivalente
qui déplace une charge équivalente
sur la variation de tension sous étude
Ceq 
Q j
VD

Q j Vhigh   Q j Vlow 
Vhigh  Vlow
 K eq C j 0
où

 0m
1 m
1 m

K eq 
0  Vhigh   0  Vlow 
Vhigh  Vlow 1  m
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
75
Linéarisation de la capacitance
Transition bas-à-haut Transition haut-à-bas
Moyenne
Keq
Keqsw
Keq
Keqsw
Keq
Keqsw
NMOS
0.79
0.81
0.57
0.61
0.68
0.71
PMOS
0.59
0.70
0.79
0.86
0.69
0.77
Valeurs de Keq pour le processus générique 0.25μm, pour une
alimentation de 2.5V, et une transition rail-à-rail (0V à 2.5V).
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76
Linéarisation de la capacitance
• Si on veux calculer la capacitance du FET
pendant une transition, l’équation de Cdiff est
modifiée à:
Cdiff  K eq Cbottom  K eqswCsw
 K eq C j 0WLS  2 K eqswC jsw0 W  Ls 
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77
Capacitances
Cox
(fF/m2)
Co
(fF/m)
Cj0
(fF/m2)
mj
0
(V)
Cjsw0
(fF/m)
mjsw
0sw
(V)
NMOS
6
0.31
2
0.5
0.9
0.28
0.44
0.9
PMOS
6
0.27
1.9
0.48
0.9
0.22
0.32
0.9
Capacitances typiques d’un processus CMOS 0.25μm
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78
Capacitances
• Avec toutes les capacitances calculées, on
peut maintenant créer le modèle du
MOSFET.
D
○
○
○
○
○
○
CGS = CGCS + CGSO
CGD = CGCD + CGDO
CGB = CGCB
CG = CGS + CGD + CGB
CSB = CSdiff
CDB = CDdiff
CGD
CDB
CGB
G
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B
CGS
S
CSB
79
Capacitances: résumé
• Pour résumer le calcul des capacitances:
○
○
Les capacitances de grille varient seulement par
rapport à la zone d’opération du FET (VGS).
Les capacitances de jonction (source et drain)
dépendent du point d’opération (VDS). Ce sont des
capacitances qui dépendent de la structure
physique du FET.


Si on les calcul à un point d’opération spécifique, on
utilise les équations de la diapo #73.
Si on les calcul pour une variation de tension, on utilise
le facteur d’équivalence Keq.
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80
Résistances parasites
• La performance d’un circuit CMOS est aussi affecté
par un autre élément parasite: la résistance en série
du drain et de la source.
• L’effet de ces résistances est plus prononcé pour
des circuits de petites dimensions.
• L’effet de ces résistances est de réduire le courant
du MOSFET.
• Pour réduire l’effet de ces résistances, une option
populaire est de recouvrir le drain et la source par
une épaisseur de matériau de faible résistivité,
comme le tungstène ou le titane. On appelle ce
processus la silicidation.
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81
Résistances parasites
Grille en polysilicone
Contact au
LD
G
drain
D
S
RS
W
VGS,eff
RD
RS ,D
LS ,D

R  RC
W
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Drain
82
Effets secondaires
• Effet tunnel Fowler-Nordheim: si l’oxyde de
grille est très mince, un courant peut circuler
de la grille à la source.
• Variation de la tension seuil.
• Ionisation d’impact: les champs électriques
élevés peuvent causer certains électrons à
se piéger dans l’oxyde de grille, ce qui réduit
les performances.
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83
Déclenchement parasite (latch-up)
Le déclenchement parasite est causé par des transistors bipolaires
parasites internes. Ces dispositifs forment un thyristor qui crée un
court-circuit entre VDD et VSS, détruisant ainsi le circuit.
VDD
VDD
Rnwell
p+
n+
n+
p+
puit n
p+
n+
Rnwell
Rpsub
Rpsub
Substrat p
a) Origine du déclenchement parasite
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b) Circuit équivalent
84
Déclenchement parasite
• Pour réduire la probabilité de déclenchement
parasite, les résistances Rnwell et Rpsub
devraient être petites.
• Les contacts au substrat devraient être
nombreux (pour court-circuiter les
résistances).
• Dans les dernières années, les nouvelles
techniques de design et fabrication ont
presque éliminé le déclenchement parasite.
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85
Spice
• Spice est un langage de programmation
spécialement conçu pour des circuits intégrés.
○
SPICE: Simulation Program with Integrated Circuit
Emphasis
○ Il existe plusieurs versions, comme PSpice, HSpice, mais
elles sont tous fondamentalement les mêmes.
• Spice est composé de modèles, qui modélisent le
comportement de composantes physiques
(MOSFET, diode,etc).
• Les modèles ont différents niveaux, selon leur
complexité. Le modèle le plus simple d’une
composante est le niveau 1. Le modèle BSIM d’un
MOSFET peut être de niveau 49.
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86
Spice
Pour représenter un MOSFET dans Spice, on utilise la forme suivante:
Mname ND NG NS NB model_name L=length W=width <AS,PS,AD,PD>
Où Mname = nom du FET
ND, NG, NS, NB = numéro du nœud du drain, grille, source, et substrat
model_name = nom du modèle utilisé pour le FET (fichier .model)
AS, PS, AD, PD = aire et périmètre de la source et du drain.
Pour simuler, il faut inclure le modèle du FET, qui est dans un fichier
model: on inclut la ligne .model <listing> dans le fichier de simulation.
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87
Spice: exemple
L = 0.25μm
3μm
3μm
10
20
5μm
30
Listing Spice:
MonFET 10 20 30 0 nFET L=0.25u W=5u <15p,16u,15p,16u>
Choisis aléatoirement; typiquement, le
substrat est le nœud 0 ou un chiffre
élevé, comme 99.
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88
Conclusion
• On a vu comment le MOSFET fonctionne,
avec les 3 zones d’opération.
• Les points clés de ce chapitre:
○
Connaître le fonctionnement du MOSFET


○
○
Calcul du courant
Effet du substrat sur la tension seuil
Savoir calculer les capacitances parasites
Savoir calculer les résistances parasites
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89