Cours d’Electronique Analogique ENSPS - 1ière année. Année universitaire : 2004/2005 Thomas Heiser Laboratoire PHASE-CNRS (Physique et Applications des Semiconducteurs) Campus Cronenbourg tel: 03 88 10 62 33 mail: [email protected] (http://www-phase.c-strasbourg.fr/~heiser/EA2004/) http://www-phase.c-strasbourg.fr/~heiser/EA/ 1 Introduction • Qu’est-ce que l’électronique ? Domaine de la physique appliquée qui exploite les variations de grandeurs électriques pour capter, transmettre ou analyser des informations. Le traitement de l’information est généralement assuré par des circuits électroniques. 2 • Qu’est-ce qu’un circuit électronique ? Un ensemble de composants (résistances, condensateurs, diodes, transistors, circuits intégrés: AOP, microprocesseurs, …) qui agissent sur les courants et tensions éléctriques ils engendrent, modifient et utilisent des signaux électriques. stockage et traitement de l’information, commande et contrôle d’appareillage,... amplificateur, redressement, modulateur ,… générateur, capteur, compteur,…. 3 • L’hierarchie de l’Electronique Technologie des composants semiconducteurs - Conception et modélisation des composants physique des semiconducteurs (transport de charge, interfaces,…) - Fabrication des composants physique de la matière condensée (croissance cristalline, dopage, …) Conception de circuits électroniques et microélectroniques - Conception de circuits fonctionnels - Conception assistée par ordinateur Traitement du signal, algèbre de Boole Réalisation de systèmes complets - Architecture des systèmes - Interfaces avec l’environnement - Systèmes asservis 4 • Electronique « Analogique » ou « Numérique » Electronique analogique - Variation continue des grandeurs électriques Information valeurs instantanées I(t) et V(t) Electronique numérique - Variation binaire des grandeurs électriques Codage de l’Information Niveau d’abstraction supplémentaire 5 • Pourquoi quelles applications ? Instrumentation Robotique Communications Multimédia Systèmes informatiques Cartes mémoires … 6 • Pourquoi quels métiers ? R&D sur les composants électroniques – réduction des dimensions, introduction de nouveaux matériaux, nouveaux types de composants: optoélectronique, de puissance, mémoires, ... Simulation et programmation –R&D sur la simulation de la fabrication et du fonctionnement des C.I. Conception de circuits électroniques –conception, simulation et réalisation de circuits pour toute application 7 • L’électronique : Un domaine en évolution exponentielle… En 1947 : le premier transistor En 1957 : le premier CI (Texas / Kilby) 8 En 1971 : le premier Processeur 4004 d’INTEL : 15/11/1971 (2250 Transistors Bipolaires, 108 KHz, 4bits, 604 mots ad.) 9 Hier : le Pentium IV 42.106 TMOS (taille d’un transistor: ~0,18m) 10 La « loi » empirique de Moore… Taille des transistor Taux d’intégration Vitesse de calcul 11 et demain… La nano-électronique Transistor 25nm (10nm possible) Couplage avec la micro-mécanique et l’optique (MEMS, MOEMS)… 12 Les technologies émergentes Electronique sur plastique Electronique moléculaire Une molécule comme composant 13 Mais ça ne se fait pas tout seul... 14 • L’ Electronique à l’ENSPS… 1A: Les bases : - Electronique Analogique - Electronique Numérique - Complément d’électronique 2A: Notions avancées : - Electronique Numérique et Analogique II - Simulation et modélisation en microélectronique - Microcontrôleurs En option : - Physique des dispositifs semiconducteurs - Technologie des composants numériques 3A: La spécialisation : - ENSPS: OPTION ELEC - MASTER Micro- et Nano- Electronique: Composants et Systèmes 15 • Le lien avec les autres enseignements (1A) : Physique de la matière semiconducteurs, théorie des bandes, transport de charges Emetteurs capteurs physique des composants semiconducteurs Systèmes asservis systèmes linéaires, circuits à contre-réaction Traitement du signal filtrage, systèmes linéaires, modulation... 16 Contenu du cours d ’électronique analogique 1. Quelques rappels utiles 2. Les Diodes 3. Applications des diodes 4. Le Transistor bipolaire 5. Les Transistors à effet de champ 6. Rétroaction et amplificateur opérationnel Bibliographie Traité de l ’électronique analogique et numérique (Vol.1), Paul Horowitz & Winfield Hill, Elektor,1996 Principes d’électronique, Alberto P. Malvino, McGraw-Hill, 1991 Electronique: composants et systèmes d'application, Thomas L. Floyd, Dunod, 2000 Microélectronique, Jacob Millman, Arvin Grabel, Ediscience International, 1994 17 1. Les bases 1.1 Composants linéaires et loi d’Ohm … : I I • Résistance électrique = composant linéaire : V V=RI V R loi d’Ohm Le ”modèle linéaire” ne décrit le comportement réel du composant que dans un “domaine de fonctionnement (linéaire)” fini. • Généralisation aux circuits en “régime harmonique” (variation sinusoïdale des tensions et courants) : V Z I L C composant linéaire : “impédance” : Z 1 jC Z jL 18 1.2 Source de tension, source de courant : 1.2.1 Sources idéales : I I source de courant idéale : Io Io V charge V le courant fourni par la source est indépendant de la charge source de tension idéale : I V Vo Vo V charge I la tension aux bornes de la source est indépendante de la charge 19 1.2.2 Sources réelles : domaine de fonctionnement linéaire ou “domaine de linéarité” I Io source de courant réelle : schéma équivalent V Le domaine de linéarité défini la “plage de fonctionnement” du composant en tant que source de courant Schéma équivalent: hyp : Vdomaine de linéarité I I Io Io Ri V charge Ri = “résistance interne” (Gi = 1/Ri = conductance interne) V Ri I cst I o V tant que I >> courant dans la résistance interne Ri source de “courant” Ri >> V/I = Ze = “impédance d’entrée” de la charge. 20 domaine de linéarité source de tension réelle : I V Vo schéma équivalent Vo V charge I Schéma équivalent: hyp : Vdomaine de linéarité I V Vo Ri I Ri Vo V charge V cst Vo tant que la chute de potentiel aux bornes de Ri est faible devant V Ri I V source de “tension” Ri << Ze 21 Transformation de schéma : “vu” de la charge Ri en fait... Io Ri charge charge Vo avec V I o o = “courant de court-circuit” Ri (charge remplacée par un court-circuit) [Vo = tension en “circuit ouvert” du dipôle] puisque I Io V Vo V V Vo Ri I Ri Ri Ri selon la valeur de Ze/Ri on parle de source de tension (Ze>>Ri) ou source de courant (Ze<<Ri) Sources liées Lorsque la tension (ou le courant) délivrée par une source dépend de la tension aux bornes d’un des composants du circuit ou du courant le parcourant, la source est dite “liée”. Vous verrez des exemples de sources liées dans le cas des transistors. 22 1.3 Théorème de Thévenin : Tout circuit à deux bornes (ou dipôle) linéaire, constitué de résistances, de sources de tension et de sources de courant est équivalent à une résistance unique RTh en série avec une source de tension idéale Vth. A Rth I V I A V Vth = “générateur de Thévenin” B B ! Calcul de Vth: Vth V circuit ouvert ! Calcul de Rth: ou Rth Vth V circuit ouvert I court - circuit I court - circuit Rth R AB en absence des tensions et courants fournies par les sources non-liées. [remplacement des sources de tension non-liées par un fil (Vo=0), et des sources de courant non-liées par un circuit ouvert (Io=0)] 23 Mesure de Rth : Au multimètre : exceptionnel… puisqu’il faut remplacer toutes sources non-liées par des courtcircuits ou des circuits ouverts tout en s’assurant que le domaine de linéarité s’étend jusqu’à V=0V. A partir de la mesure de V(I) : V Vth pente = - Rth mesures Vth 2 générateur équivalent de Thévenin I ! V Rcharge Rth I V Vth méthode de “division moitié” 2 En régime harmonique le théorème de Thévenin se généralise aux impédances complexes. “Générateur de Norton” = source de courant équivalente au générateur de Thévenin Rth= “impédance de sortie” du montage. 24 2. Les Diodes 2.1 Définition Id Id Caractéristique couranttension d’une diode idéale : Vd sous polarisation “directe” (“Vd0”), la diode = court-circuit (i.e. conducteur parfait) Vd sous polarisation “inverse” (Vd<0) la diode = circuit ouvert Ce type de composant est utile pour réaliser des fonctions électroniques telles que le redressement d’une tension, la mise en forme des signaux (écrêtage, …). La diode (même idéale) est un composant non-linéaire Aujourd’hui la majorité des diodes sont faites à partir de matériaux semiconducteurs (jonction PN ou diode Schottky, cf cours Capteurs 1A et Option: Physique des dispositifs électrique 2A) 25 2.2 Caractéristiques d’une diode réelle à base de Silicium hyp: régime statique (tension et courant indépendants du temps) Id 140 comportement linéaire 100 60 20 Is -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 Vo1 Vd Pour Vd <0, la diode se comporte comme un bon isolant : Is ~ 1 pA - 1µA , la diode est dite “bloquée” dans ce domaine son comportement est approximativement linéaire le courant “inverse”, Is , augmente avec la température Pour Vd >> ~0.7, le courant augmente rapidement avec une variation à peu près linéaire la diode est dite “passante” mais Id n’est pas proportionnel à Vd (il existe une “tension seuil”~ Vo) 26 Id 140 100 60 20 -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 Vo1 Vd Zone « du coude » : Vd [0,~ Vo] : augmentation exponentielle du courant V I d I s exp d VT avec 1 2 (facteur “d’idéalité”) 1 VT = k • T/e -23 k = 1,38 10 J/K= constante de Boltzmann e= 1.6 10-19Coulomb, T la température en °Kelvin Is = courant inverse le comportement est fortement non-linéaire forte variation avec la température VT (300K) = 26 mV 27 Limites de fonctionnement : Zone de claquage inverse Id Ordre de grandeur : Vmax = quelques dizaines de Volts Vmax Vo peut conduire à la destruction pour une diode non conçue pour fonctionner dans cette zone. Vmax = « P.I. V » (Peak Inverse Voltage) ou « P.R.V » (Peak Reverse Voltage) VdId=Pmax Vd claquage par effet Zener ou Avalanche Limitation en puissance Il faut que VdId=Pmax Influence de T : diode bloquée : Id = IS double tous les 10°C (diode en Si) diode passante : Vd (à Id constant) diminue de ~2mV/°C 28 2.3 Diode dans un circuit et droite de charge 2.3.1 Point de fonctionnement Comment déterminer la tension aux bornes d’une diode insérée dans un circuit et le courant qui la traverse? Id Val Vd RL VR Id , Vd, ? Id et Vd respectent les Lois de Kirchhoff Id et Vd sont sur la caractéristique I(V) du composant Au point de fonctionnement de la diode, (Id,Vd) remplissent ces deux conditions 29 2.3.2 Droite de charge Val Vd Loi de Kirchoff : I d RL = Droite de charge de la diode dans le circuit Caractéristique I(V) Id Val/RL IQ Q Q= Point de fonctionnement « Droite de charge » Vd VQ Val Connaissant Id(Vd) on peut déterminer graphiquement le point de fonctionnement procédure valable quelque soit la caractéristique I(V) du composant ! On peut “calculer” le point de fonctionnement en décrivant la diode par un modèle simplifié. 30 hyp: Id, Vd constants 2.4 Modéles Statiques à segments linéaires 2.4.1. “Première” approximation: Diode « idéale » On néglige l’écart entre les caractéristiques réelle et idéale Id pas de tension seuil conducteur parfait sous polarisation directe Vd <0: circuit ouvert Id Vd Vd Schémas équivalents : Id Ri pente=1/Ri Val Vd Val >0 Ri V I d al , Vd 0 Ri Val Val Id Val< 0 Ri Vd Val diode “passante” Id 0 Val diode “bloquée” Vd 0 I d 0, Vd Val 31 2.4.2 Seconde approximation tension seuil Vo non nulle caractéristique directe verticale (pas de “résistance série”) Vd <0: circuit ouvert Id Id Vd Vd Vo Pour une diode en Si: Vo 0,6-0,7 V schémas équivalents : Schémas équivalents Id Ri pente=1/Ri Val o Vd Val >Vo Ri V V I d al o , Vd Vo Ri Vo Val Val Id Val<Vo Ri Vd Val diode “passante” V Id 0 Val diode “bloquée” Vd Vo I d 0, Vd Val 32 2.4.3 3ième Approximation tension seuil Vo non nulle résistance directe Rf non nulle Vd <0: résistance Rr finie Caractéristique réelle pente = 1/Rf Id Vd pente = 1/Rr~0 Pour une diode en silicium, Vo = 0,6-0.7V, Rf ~ q.q. 10W, Rr >> MW, Modélisation Vd -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1 Vo Schémas équivalents schémas équivalents : Id Val >Vo : pente=1/Ri Vd Ri Val Vo Vd Vo Val Id diode passante I d 0 et Vd Vo Rf Vd Vo R f I d Id Ri Val <Vo : Vd Val diode bloquée Val Rr Vd Vo 33 Remarques : V Rf d Id Le choix du modèle dépend de la précision requise. Les effets secondaires (influence de la température, non-linéarité de la caractéristique inverse, ….) sont pris en compte par des modèles plus évolués (modèles utilisés dans les simulateurs de circuit de type SPICE). 34 2.4.4 Calcul du point de fonctionnement via l’utilisation des schémas équivalents : Problème: le schéma dépend de l’état (passante ou bloquée) de la diode. Démarche (pour débutant...): a) choisir un schéma (ou état) en vous aidant de la droite de charge b) trouver le point de fonctionnement Q de la diode c) vérifier la cohérence du résultat avec l’hypothèse de départ S’il y a contradiction, il y a eu erreur sur l’état supposé de la diode. Recommencer le calcul avec l’autre schéma. Démarche pour étudiants confirmés... Un coup d’œil attentif suffit pour trouver l’état (passant/bloqué) de la diode ! Le calcul de Q se fait tout de suite avec le bon schéma équivalent... 35 Exemple : Calcul de Q du circuit suivant, en utilisant la 3ième approximation pour la diode. hypothèse initiale : diode passante [Vd >Vo , (Id>0)] > Val = 5V RL= 1kW Id Informations sur la diode: Vo = 0.6V ( Si) Rf = 15W Rr =1MW 5V > Vd OK! Vo Rf V Vo I d al 4,33mA R f RL 1kW et Vd Vo R f I d 0,66V En partant de l’hypothèse d’une diode bloquée: Vd 5V Vo En utilisant la 2ième approximation: (Rf = 0, Rr = ) I d 4,4mA et Vd 0,6V La 2ième approx. est souvent suffisante pour une étude qualitative du fonctionnement d’un circuit 36 Autres exemples : Caractéristiques des diodes : Rf = 30W, Vo=0.6V, Is=0 et RR infinie 1) 50W Calcul de Id et Vd 1MW Val pour : a)Val = -5V b) Val = 5V Conseil: simplifier le circuit d’abord avant de vous lancer dans des calculs 2) Etude du signal de sortie en fonction de l’amplitude du signal d’entrée : R1 = 1kW • à fréquence nulle : vsortie ventrée Vref=2V ventrée = Ve (constant) • avec ventrée signal basse fréquence telque le modèle statique reste valable (période du signal < temps de réponse de la diode pas d’effet “capacitif” ou ) 37 3) D1 D2 Diodes au Si 2V 100 W 50W 4) 1V Diodes au Si 38 2.5 Comportement dynamique d ’une diode 2.5.1 Préambule : Analyse statique / dynamique d’un circuit L’ Analyse statique … se limite au calcul des valeurs moyennes des grandeurs électriques (ou composantes continues, ou encore composantes statiques) = Analyse complète du circuit si seules des sources statiques sont présentes L’ Analyse dynamique … ne concerne que les composantes variables des tensions et courants (ou “signaux” électriques, ou encore composantes alternatives (AC) ) n’a d’intérêt que s’il y a des sources variables! Notation : lettres majuscules pour les composantes continues lettres minuscules pour les composantes variables 39 Illustration : Etude la tension aux bornes d’un composant inséré dans un circuit. R1 ve R2 hypothèses: ve = signal sinusoïdal, à valeur moyenne nulle VE = source statique V(t)=V+v(t) VE Calcul complet V t R2 VE ve t R2 VE R2 ve t R1 R2 R1 R2 R1 R2 V v(t) Principe de superposition : Comme tous les composants sont linéaires, le principe de superposition s’applique la source statique VE est à l’origine de V , et ve est à l’origine de v 40 R1 Analyse statique : ve 0 VE R2 V V R2 VE R1 R2 “schéma statique” du circuit En statique, une source de tension variable à valeur moyenne nulle correspond à un court-circuit R1 Analyse dynamique : DVE = 0 ve R2 v vt R2 ve t R1 R2 “schéma dynamique” Une source de tension statique correspond à un “court-circuit dynamique” 41 Autres exemples: R1 R2 1) ve R1 Schéma statique Io R3 V(t)=V+v(t) R2 V Io R3 V R1R3 Io R1 R2 R3 Schéma dynamique R1 ve R2 R3 v vt R3ve t R1 R2 R3 Une source de courant statique est équivalent en régime dynamique à un circuit ouvert. [puisque i(t)=0!] 42 C = composant linéaire caractérisé par une impédance qui dépend de la fréquence du signal 2) Val C vg Rg R1 R2 Schéma statique : Val V (t) à fréquence nulle C = circuit ouvert V R1 R2 R2 Val R1 R2 V 43 Schéma dynamique : Zc ZC vg Rg R2 v R1 1 iC R2 // R1 vg avec Z g Rg 1 iC R2 // R1 Z g v schéma équivalent dynamique pour suffisamment élevée : Z g Rg et v R2 // R1 vg R2 // R1 Rg A “très hautes” fréquences (à préciser suivant le cas), le condensateur peut être remplacé par un court-circuit. 44 Le principe de superposition n’est plus valable en présence de composants non-linéaires ! Extrapolations possibles: le point de fonctionnement reste dans un des domaines de linéarité du composant nonlinéaire l’amplitude du signal est suffisamment faible pour que le comportement du composant reste approximativement linéaire. “modèle linéaire petits signaux” de la diode 45 2.5.2 Modèle petits signaux (basses fréquences) hypothèse: variation suffisamment lente (basse fréquence) pour que la caractéristique “statique” reste valable. Variation de faible amplitude autour du point de fonctionnement statique Q : la caractéristique Id(Vd) peut être approximée par la tangente en Q pente : dI d dVd Q Id I dQ 2|id| id schéma équivalent dynamique correspondant au point Q : Q Vd Vo dI d vd dVd Q 1 dI d dVd Q = “résistance dynamique” de la diode 2| v| VdQ Ce schéma ne peut être utilisé QUE pour une analyse dynamique du circuit ! 46 Notation : 1 rf = dI d dVd V 0 d rr = dI d dVd V 0 d = résistance dynamique pour VdQ> 0 1 = résistance dynamique pour VdQ < 0 Pour Vd >> Vo, rf Rf Pour Vd [0, ~Vo] ,r f dI d dVd 1 Vd Vd d VT I e I s dVd s 1 VT Id Pour Vd < 0 , rr Rr à température ambiante : r f 25 W I d mA 1 proche de Vo la caractéristique I(V) s’écarte de la loi exponentielle rf ne devient jamais inférieure à Rf (voir courbe expérimentale, p27) 47 Exemple : 1kW 5V C Vd(t) ve ID Analyse statique : rf Analyse dynamique : ve 0,1 sin 103 2 t D Ra 10µF Ve diode: Si, Rf = 10W , Vo = 0,6V , Température : 300K Rb 2kW 5 0,6 2,2mA, VD 0,62V 2000 26 12W, Z c 16W Ra 2,2 Schéma dynamique : 1kW ve 2kW vd 1,2 103 sin 103 2 t Amplitude des ondulations résiduelles : 1,2 mV vd ~ 12W 48 2.5.3 Réponse fréquentielle des diodes Limitation à haute fréquence : Pour des raisons physiques, le courant Id ne peut suivre les variations instantanées de Vd au delà d’une certaine fréquence. apparition d’un déphasage entre Id et Vd le modèle dynamique basse fréquence n’est plus valable Le temps de réponse de la diode dépend : du sens de variation (passant bloqué, bloqué passant) (signaux de grande amplitude) du point de fonctionnement statique (pour des petites variations) 49 Variation de Vd de faible amplitude, sous polarisation directe (VdQ >0) une petite variation de Vd induit une grande variation Id, c’est -à-dire des charges qui traversent la diode A haute fréquence, des charges restent “stockées” dans la diode (elle n’arrivent pas à suivre les variations de Vd) ~ Comportement d’un condensateur, dont la valeur augmente avec Id (cf physique des dispositifs semiconducteurs) Modèle petits signaux haute fréquence (Vd >0) : rc rsc Cd I dQ Ordre de grandeur : Cd ~ 40 nF à 1mA, 300K. T = “capacité de diffusion” à basse fréquence : rc + rs = rf la séparation en deux résistances tient mieux compte des phénomènes physiques en jeu. 50 suite de l’exemple précédent…: 5V 1kW A quelle fréquence la capacité dynamique commence-t-elle à influencer la tension vd ? Rb 2kW C Id = 2,2mA Cdiff ~100nF D Ra 10µF Vd(t) ve Schéma dynamique en tenant compte de Cdiff : 1kW (hyp simplificatrice: rc ~0) rth ~11W v v ~ 12W ve Cdiff vth v log vth Cdiff = « filtre » passe-bas -3dB log f f 1 2rthCdiff 130kHz 51 Variation de Vd de faible amplitude, sous polarisation inverse (VdQ < 0) : une variation de Vd entraîne une variation du champ électrique au sein de la diode, qui à son tour déplace les charges électriques. à haute fréquence, ce déplacement donne lieu à un courant mesurable, bien supérieur à Is. Ce comportement peut encore être modélisé par une capacité électrique : Modèle petits signaux haute fréquence (Vd < 0) : rr Ct 1 = capacité de “transition” ou “déplétion” Vd Vo Ordre de grandeur : ~pF 52 Diode en « commutation » : Temps de recouvrement direct et inverse Le temps de réponse fini de la diode s’observe aussi en « mode impulsionnel », lorsque la diode bascule d’un état passant vers un état bloqué et vice-versa. VQ Vg Vo R t -VR Vo Vg Vd Vd -VR Id temps de réponse (VQ-Vo)/R -VR/R le temps de réponse dépend du courant avant commutation. ordre de grandeur : ps ns 53 2.6 Quelques diodes spéciales 2.6.1 Diode Zener Diode conçue pour fonctionner dans la zone de claquage inverse, caractérisée par une tension seuil négative ou « tension Zener » (VZ) Caractéristiques VZ : tension Zener (par définition: VZ >0) Id -Vz Vd Imin : courant minimal (en valeur absolue) au delà duquel commence le domaine linéaire “Zener” -Imin Imax : courant max. supporté par la diode (puissance max:Pmax ~VZImax) -Imax Ordre de grandeur : VZ ~1-100 V , Imin ~0,01- 0,1mA, Pmax régime de fonctionnement 54 schémas équivalents Modèle statique : hyp : Q domaine Zener Vd Id -Vz Id Rz + Vd Vz -Imin Modèle dynamique, basses fréquences, faibles signaux : Q pente 1/Rz -Imax dI d rz dV d Q 1 Rz pour |Id| >Imin 55 2.6.2 Diode électroluminescente (ou LED) Principe : La circulation du courant provoque la luminescence Fonctionnement sous polarisation directe (V > Vo) L’intensité lumineuse courant électriqueId Ne marche pas avec le Si (cf. cours Capteurs) Vo 0.7V ! (AsGa: ~1.3V) 56 3. Applications des Diodes Un aperçu qui sera complété en TD et TP. 3.1 Limiteur de crête (clipping) Fonction : Protéger les circuits sensibles (circuits intégrés, amplificateur à grand gain…) contre une tension d’entrée trop élevée ou d’une polarité donnée. Clipping parallèle droite de charge (diode // charge) Id Vg Rg Ve Vg Ze circuit à protéger Q Rg // Z e Vd=Ve Vo Vg Limite d’utilisation : Puissance maximale tolérée par la diode. Clipping série : Rg Vg Ve(t) circuit à Ze protéger 57 Protection contre une surtension inductive (ex: ouverture/ fermeture d’un relais) ouverture de l’interrupteur : +20V V L I A V L dI dt VA + risque de décharge électrique à travers l’interrupteur ouvert L’interrupteur pourrait être un transistor... Protection par diode : +20V Vmax<0 ~ - 0.7V V VA ~20,7V I la conduction de la diode engendre un courant transitoire et diminue la tension inductive. 58 3.2 Alimentation Objectif: Transformer un signal alternatif en tension continue stable (ex: pour l’alimentation d’un appareil en tension continue à partir du secteur) Les fonctions effectuée par une alimentation : Redressement Filtrage passe-bas Régulation V>0 V<0 59 Redressement simple alternance Vs 220V 50Hz Vs Vm 0.7 Rc (cf avant) t Ri =résistance de sortie du transformateur Vm =amplitude du signal du secondaire Redressement double alternance (pont de Graetz) R D1 Vs V ,i D2 Vi Vs D3 D4 Rc ~1.4V t Vi 1.4V 60 50 W avec filtrage : R D2 200µF D3 D4 Rc=10kW Vi D1 Vs ondulation résiduelle Charge du condensateur à travers R et décharge à travers Rc RC << RcC sans condensateur avec condensateur Régulation: utilisation d’une diode Zener (cf TD, TP et chapitre sur les transistors) 61 Autres configurations possibles : Utilisation d’un transformateur à point milieu : secteur ~ mauvais rendement, puisqu’à chaque instant seule la moitié du bobinage secondaire est utilisé transformateur à point milieu Alimentation symétrique : +Val secteur ~ masse -Val 62 3.3 Restitution d’une composante continue (clamping) ou « circuit élévateur de tension » Fonction : Décaler le signal vers les tensions positives (ou négatives) reconstitution d’une composante continue (valeur moyenne) non nulle Rg Exemple : C Vc Vg(t) D Vd Fonctionnement : (hyp: diode au silicium) Lorsque Vg - Vc > ~0.7V , la diode est passante Rg Vg I Lorsque Vg - Vc < 0.7, la diode est bloquée C Vc Rg Vd ~0.7V Vg C Vc Vd C se charge et Vc tend vers Vg – 0.7 Vc = constant (C ne peut se décharger!) Vd ~ 0.7 Vd = Vg +Vc ~ composante continue 63 Cas particulier : Vg Vm sin t pour t 0 Vc 0 pour t 0 (C déchargé) Rg C Vc Vg(t) D Vd Phase transitoire au cours de laquelle le condensateur se charge Simulation Vg charge du condensateur Vc C=1µF Rg =1kW f= 100hz Vm =5V Vd 0.7V Vd t (s) 64 Charge de C avec une constante de temps de RgC à chaque fois que la diode est passante Décharge de C avec une constante de temps RrC le circuit remplit ses fonctions, si pour f >>1/RrC (105hz dans l’exemple) : en régime permanent: Vd Vg - Vm composante continue Exercice : Modifier le circuit pour obtenir une composante continue positive. 65 3.4 Multiplieur de tension Fonction : Produire une tension de sortie continue à partir d’un signal d’entrée variable. La tension continue est généralement un multiple de l’amplitude du signal d’entrée. Exemple : doubleur de tension Rg Vg ~ Vg Vm sin 2f t pour t 0 C VD1 VRc Cl Rc>> Rg Vm=10V, f=50Hz, C=10µF Rc=100kW. clamping redresseur monoalternance avec filtre RC VD1 ,VRc En régime établi, le courant d’entrée du redresseur est faible (~ impédance d’entrée élevée) VRc 2 Vm 1,4 2 Vm t régime transitoire / permanent Il ne s’agit pas d’une bonne source de tension, puisque le courant de sortie (dans Rc) doit rester faible (~ résistance interne élevée) 66 Autre exemples : Doubleur de tension source AC charge l’impédance d’entrée de la charge doit être >> Rf + Rtransformateur+Rprotection source “flottante” nécessité du transformateur 67 4. Transistor bipolaire 4.1 Introduction le Transistor = l’élément “clef” de l’électronique il peut : amplifier un signal amplificateur de tension, de courant, de puissance,... être utilisé comme une source de courant agir comme un interrupteur commandé ( = mémoire binaire) essentiel pour l’électronique numérique ... il existe : soit comme composant discret soit sous forme de circuit intégré, i.e. faisant partie d’un circuit plus complexe, allant de quelques unités (ex: AO) à quelques millions de transistors par circuit (microprocesseurs) 68 on distingue le transisor bipolaire du transistor à effet de champ différents mécanismes physiques Ils agissent, en 1ière approx., comme une source de courant commandé transistor bipolaire : commandé par un courant transistor à effet de champ: commandé par une tension Icontrôle I commandé G Vcontrôle I commandé A I contrôle Vcontrôle source de courant commandée par un courant source de courant commandée par une tension A = “gain” en courant G = transconductance. Idéalement : l’étage d’entrée ne dépend pas de l’étage de sortie. 69 4.2 Structure et fonctionnement d’un transistor bipolaire Structure simplifiée Transistor NPN Transistor PNP E diode « EB » P+ couplage entre les diodes B N E émetteur diode « EB » N+ B base P N P collecteur diode « BC » C C diode « BC » Deux « jonctions PN ou diodes » couplées « effet transistor » Symétrie NPN/PNP 70 Effet transistor Conditions de polarisation : Exemple: Transisor NPN RE VEE E IE N+ P E eIB N C IC Jonction EB : directe Jonction BC: inverse = MODE ACTIF du transistor RC B VCC si VEE > ~ 0.7V , jonction EB passante VBE ~ 0.7V, IE >> 0 La jonction EB est dissymétrique (dopage plus élevé côté E) courant porté essentiellement par les électrons (peu de trous circulent de B vers E) VCC > 0, jonction BC “bloquée” => champ électrique intense à l’interface Base/Collecteur La majorité des électrons injectés par l’émetteur dans la base sont collectés par le champ IC ~IE et IB = IE -IC << IE En mode actif, IC est contrôlé par IE , et non vice versa… 71 Premières différences entre le transistor bipolaire et la source commandée idéale... Contraintes de polarisation : VBE > ~ 0.7V, VCB > - 0.5V . Symboles C C B IE >0 en mode actif B E E PNP NPN Conventions des courants : IB IC IE NPN IE = IB+IC IB IC IE PNP 72 4.3 Caractéristiques du transistor NPN VCE Choix des paramètres : Les différentes grandeurs électriques (IE, IB, VBE,VCE,…) sont liées: différentes repésentations équivalentes des caractéristiques électriques existent RE VEE IE VBE RC IC IB VCC VCB Configuration “Base Commune” ( base = électrode commune) Caractéristiques : IE (VBE,VBC), IC (VBC ,IE) Configuration “Emetteur Commun” (émetteur= électrode commune) Caractéristiques : IB (VBE , VCE), IC (VCE, IB) La représentation des caractéristiques en configuration “collecteur commun” est plus rare. 73 Caractéristiques en configuration BC : CAS DU TRANSISTOR NPN IE (VBE, VCB) : « caractéristique d’entrée » hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel) ~ caractéristique d’une jonction PN IE (mA) V I E I s exp BE 1 VT VCB=0 , -15 2 très peu d’influence de IC (resp. VCB) 1 VBE (V) 0.1 0.5 Jonction BE bloqué IE ~ 0, VBE < 0.5 V Jonction BE passante IE >0, VBE 0.6-0.7V= « Vo » 74 mode actif IC (VCB, IE) : IE (mA) VBE Ic (mA) 2.0 1.5 1.5 1.0 1 0.5 0.5 0 -0.5 1 2 3 IC I E VCB (V) jonction PN polarisée en inverse tension seuil de la jonction BC pour VCB > ~-0.5V, on a IC =aF IE , avec aF proche de 1. En mode actif, I B I E I C I E 1 a F pour IE = 0, on a IC = courant de saturation inverse de la jonction BC ~ 0 Transistor en “mode bloqué” pour VCB -0.7, la jonction BC est passante, IC n’est plus controlée par IE Transistor en “mode saturé” Ordre de grandeur : aF ~0.95 - 0.99 aF = “gain en courant continue en BC” 75 Caractéristiques en configuration EC : IB (VBE, VCE) : « caractéristique d’entrée » hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel) IB (µA) IC IE VCE= 0.1V N 3 P E N IB 1.5 0.5 0 > 1V 0.1 0.2 0.3 VBE (V) VBE > 0.6V, jonction PN passante IB <<IE charges non collectées par le champ électrique de la jonction BC I B 1 a F I E Influence non-négligeable de VCE sur aF “Effet Early” 76 IC (VCE, IB) : Ic(mA) Ib= 20 µA 15µA 2 10µA 1 5µA VCE (V) 1 Transistor saturé Transistor bloqué IC = “ICO” 3 5 Mode actif Mode actif : BE passant, BC bloquée VBE 0.7V et VCB >~ -0.5 V VCE = VCB +VBE > -0.5 + 0.7 ~0.2 V I C a F I E a F I C I B I C aF I B " hFE " I B 1aF hFE = “gain en courant continue en EC” = “bF” ordre de grandeur : hFE ~ 50 - 250 Grande dispersion de fabrication sur hFE. Effet Early : aF tend vers 1 lorsque VCE augmente hFE augmente avec VCE Mode saturé : Diode BC passante -> IC ~ indépendant de IB hFE diminue lorsque VCE 0 77 Modes actif / bloqué / saturé Transistor NPN Configuration EC : Mode actif : VBE 0.7V Mode bloqué : IB 0 ~ 0.3V VCE VCC Mode saturé : VBE 0.8V C C B IB B E VCE VCC IC 0 VCE 0.2V Ic hFE I B C B hFE IB ~0.7V E Mode actif I c hFE I B B C ~0.8V E E Mode bloqué ~0.2V Mode saturé VCC = source de tension externe alimentant la maille contenant C et E (cf plus loin) VCE ne peut pas dépasser cette valeur! 78 Transistor PNP Configuration EC : Mode actif : VBE 0.7V ~ 0.3V VCE VCC Mode bloqué : IB 0 Mode saturé :VBE 0.8V C C B IB B I c hFE I B ( 0) VCE VCC IC 0 VCE 0.2V Ic hFE I B C B B C hFE IB ~0.7V ~0.2V ~0.8V E E Mode actif E Mode bloqué E Mode saturé 79 Valeurs limites des transistors Tensions inverses de claquage des jonctions PN (EB, BC) Puissance maximale dissipée : Pmax =VCE IC Courants de saturations inverses : IC , IB et IE 0 en mode bloqué ICVCE =Pmax fiches techniques : 80 Influence de la température La caractéristique d’une jonction PN dépend de la température les courants inverses (mode bloqué) augmentent avec T VBE, à IB,E constant, diminue avec T ou réciproquement : pour VBE maintenue fixe, IE (et donc IC) augmente avec T Risque d’emballement thermique : T I C Puissance dissipée T 81 4.4 Modes de fonctionnement du transistor dans un circuit Point de fonctionnement Droites de charges : Le point de fonctionnement est déterminé par les caractéristiques du transistor et par les lois de Kirchhoff appliquées au circuit. Exemple : Comment déterminer IB, IC, VBE, VCE ? +VCC Rc Droites de charges : V VBE Vth Rth I B VBE I B th Rth Rth Vth V VCE VCC RC I C VCE I C CC RC 82 Point de fonctionnement IB VBEQ 0.6-0.7V, dès que Vth> 0.7V (diode passante transistor actif ou saturé) V VBE I B th Rth Q IBQ 0.1 0.2 0.3 VBE (V) VBEQ VCEsat VCEQ VCC Ic(mA) Q ICQ IBQ V V I C CC CE RC ICO VCEsat VCEQ I CO I c VCC VCEsat Rc V CC Rc Q fixe le mode de fonctionnement du transistor VCE (V) 83 Exemple : Calcul du point de fonctionnement +VCC=10V Rc=3kW Rth IB Rth=30kW hFE =100 Vth Rc 0.7V Vcc hFE IB Vth =1V I BQ 10µA IC Q 1mA VCEQ 7V On a bien : ~0,3 <VCEQ < VCC Résultat cohérent avec le mode actif du transistor. 84 Remplacement de Rth par 3kW : +VCC=10V Rc=3kW I BQ 100µA Rth=3kW I C Q 10mA hFE =100 VCEQ 20V !! Vth =1V Résultat incompatible avec le mode actif le modèle donne des valeurs erronnées Cause : En ayant augmenté IBQ,(réduction de Rth) Q a atteint la limite de la zone correspondant au mode actif IBQ Ic(mA) Q VCE Q ~ 0.3V et I CQ 3.2mA VCEQ VCE (V) 85 Quelques circuits élémentaires : t<0 : Transistor interrupteur: +VCC RB 0.7V t “Interrupteur ouvert” I RC 0 RB t>0 : Vcc Rc RC Rc VBB IC VBE < 0.7V Mode bloqué +VCC VBE > ~0.8V, telque RcIc ~VCC VCE ~qq. 100mV Interrupteur fermé VCC RB Interrupteur ouvert VCC ~0.8V VCE I Bmin ( interrupte ur fermé) VBEmin 0.7 Vcc Rc hFE RB RC “Interrupteur fermé” ~0.2V <<VCC V 0.2 VCC I RC CC RC RC 86 Transistor source de courant : VCC charge Rc I V 0.7V I BB RE “quelque soit” Rc … tant que le transistor est en mode actif •E VBB RE Source de courant Domaine de fonctionnement : VBB 0.7V 0 VCE VCC RC RE I C VCC V Rcmax cc RE I pour Rc supérieure à Rcmax transitor saturé Rcmin 0 87 Exercices : Calculer le courant dans la charge, la plage de tension 10V 15V 560W charge 10k I Vz =5,6V 10k 4,7k I charge 88 hypothèses : Transistor, amplificateur de tension : Point de fonctionnement “au repos” : Transistor en mode actif lorsque vB = 0 (amplificateur “classe A”) +VCC RC Amplitude du signal vB suffisamment faible pourque le transistor soit à chaque instant actif IC B • vB En 1ière approximation : •E IE VSortie VBB Enfin : et RE (IB <<IC) v En négligeant la variation de VBE : ic B RE VSortie Vcc Rc IC VS vs R vs Rcic c vb RE VB 0.7 I C I C ic RE avec V : S Vcc R I C Rc Le “signal”vB est amplifié par le facteur Av RE Av = “” pour RE =0 ?? voir plus loin pour la réponse... Comment fixer le point de fonctionnement au repos de manière optimale? 89 4.5 Circuits de polarisation du transistor Le circuit de polarisation fixe le point de repos (ou point de fonctionnement statique) du transistor Le choix du point de repos dépend de l’application du circuit. Il doit être à l’intérieur du domaine de fonctionnement du transisor (IC(B) < Imax,, VCE (BE) <Vmax,....) Les principales caractéristiques d’un circuit de polarisation sont : sensibilité par rapport à la dispersion de fabrication du transistor (incertitude sur hFE ,… ) stabilité thermique. (coefficient de température des différents paramètres du transistor :VBE, hFE,…). 90 Circuit de polarisation de base (à courant IB constant) IC RC VCC IC1 RB Dispersion de fabrication: hFE mal défini Vcc Rc IC2 Q1 même IB 2 transistors différents Q2 VCE V VBE Vcc 0.7 I B cc RB RB Q : I c hFE I B VCE1 VCE2 Vcc et VCE Vcc Rc I c Conséquence : D hFE D Ic D VCE Le point de repos dépend fortement de hFE = inconvénient majeur Circuit de polarisation peu utilisé. Exemple : Transistor en mode saturé RB tel que I B I Bsat Vcc Rc hFE en prenant pour hFE la valeur minimale garantie par le constructeur. 91 Polarisation par réaction de collecteur +VCC RB RC IC VCC 0.7 RC RB hFE Le point de fonctionnement reste sensible à hFE Propriété intéressante du montage : Le transistor ne peut rentrer en saturation puisque VCE ne peut être inférieur à 0.7V Cas particulier : RB=0 V 0.7 IC CC RC VCE 0.7V Le transistor se comporte comme un diode. 92 Polarisation par diviseur de tension - « polarisation à courant (émetteur) constant » +VCC +VCC R1 RC Rc avec Vth Vth RE Peu sensible à hFE : si Vth Vo RE Rth / hFE (Vo~0.7V) VCE VCC RC RE I C Rth R2 IC I E R2 VCC R1 R2 et Rth R1 // R2 Rth V Vo RE IC th hFE RE Bonne stabilité thermique de IC à condition que Vth >>Vo <~> VB >>Vo Règles « d’or » pour la conception du montage : • Rth/RE 0.1 hFEmin ou encore R2 < 0.1 hFEmin RE IR2 10 Ib • VE ~VCC/3 Diminuer Rth augmente le courant de polarisation IR1 93 +VCC Une façon de comprendre la stabilité du montage : R1 RC RE introduit une contre-réaction R2 RE Augmentation de T IE augmente VBE et IE diminuent VE augmente contre-réaction VBE I diminue de 2mV/°C E VB ~Vth 94 4.6 Modèle dynamique Variation de faibles amplitudes autour d’un point de fonctionnement statique Comportement approximativement linéaire Modèles équivalents Caractéristique d’entrée : +VCC V I B I s exp BE 1 hFE VT IB RC IC iB B • vB •E VSortie VBB Q IBQ 0 RE t vB VBEQ VBE 0.2 0.4 0.6 vBE t Pour vB petit: I B IE v ib vbe vbe be VBE Q hFE VT " hie " hie = “résistance d’entrée dynamique” du transistor en EC 95 Notation : h V " hie " FE T IE = “résistance d’entrée dynamique” du transistor en EC B vbe ib C hie E hie « i » pour input, « e » pour EC, h pour paramètre hybride (cf quadripôle linéaire) Ne pas confondre hie avec l’impédance d’entrée du circuit complet. (voir plus loin). A température ambiante (300K) on a : hie 26 hFE I E mA W 96 droite de charge Caractéristique de sortie en mode actif : Ic ic=hfe ib En première approximation : t ic " h fe"ib B ib IBQ+ib Q IBQ ic C VCE hie hfeib VCEQ hfe = gain en courant dynamique hFE en Q (*) E En tenant compte de l’effet Early: ic h feib hoe vce ic C B ib hie où hoe vce I c VCE Q hoe 1 = impédance de sortie du transistor en EC hfeib hoe-1 Ordre de grandeur : 100kW - 1MW E Le modèle dynamique ne dépend pas du type (NPN ou PNP) du transistor 97 Note sur hFE et hfe : droite de charge Ic Ic IB (µA) tangente en Q ic h feib 20 Q Q 15 10 1 5 droite passant par l’origine IC hFE I B VCE IB (µA) on a généralement : h fe hFE sauf à proximité du domaine saturé 98 Analyse statique / analyse dynamique Exemple: Amplificateur de tension VCC A.N.: Vcc=15V R1=47k R2=27k Rc=2.4k RE=2.2k hFE=100 VCC R1 Rc Rc R1 statique vg C Vs=VS+vs R2 RE VS signal R2 RE composante continue Analyse statique : on ne considère que la composante continue des courants et tensions C = circuit ouvert (aucun courant moyen circule à travers C). Point de fonctionnement statique Q (cf avant) R2 VCC VBE R R2 I EQ 1 RE A.N mode actif VS VCC Rc ICQ 10V A.N ICQ 2.2mA 99 Analyse dynamique : Hypothèses : transistor en mode actif schéma équivalent du transistor Schéma dynamique du circuit : Rc R1 ib 1 iC R2 (circuit ouvert) hie hfeib vg hoe-1 transistor vs RE en négligeant hoe... ib 1 iC vg hie R1 // R2 hfeib Rc vs RE 100 Pour C suffisamment élevée on peut négliger son impédance devant les résistances : ib hie R1 // R2 vg hfeib iRE Rc vs RE Calcul de la fonction de transfert vs/vg : v g hieib RE iRE hie h fe RE ib vs Rc h fe ib Rc h fe vs Rc h vg hie RE h fe RE ie h fe Pour RE >> hie/hfe on retrouve le résultat de la page 94. 101 Autre exemple : R1=10W . Régulateur de tension Transistor de puissance hoe IDz IC DZ hFE h fe 50 1 DZ = diode Zener avec |VZ|=9,4V Imin = 1 mA C Ve = 15 ± 2V ~ B . T RL IR2 charge: RL 25W Vs =VS + vs R2 = 500W ondulation résiduelle composante continue En statique : Ve = 15V VD VZ et VBE 0.6V VS 10 V V V I R1 e S 0.5 A R1 I R2 0.6 1,2mA 500 I RL 10 0.4 A RL I C I R1 I DZ I RL 0.1 I Dz et I I Dz I R2 I B 0.0012 C h fe I I DZ 3mA , IC 97mA et I B C 2mA hFE 102 Efficacité de régulation ondulation résiduelle : Ve varie de ± 2V, quelle est la variation résultante de Vs ? Etude dynamique du montage : R1 Ic 100mA hie . h fe 25mV C I E mA 13W Rz ib ve hie vs RL hfeib R2 R1 . C hie <<R2 i h fe 1 ib vs Rz hie ib i vs Rz hie Rz hie 0.4W i h fe 1 h fe Rz ve ib hie RL vs hfeib 103 R1 . C i 0 .4 W ve RL vs Rz hie h fe v Rz hie s 0,03 1 ve Rz hie R Rz hie h fe R1 1 h fe Le même montage sans transistor aurait donnée une ondulation résiduelle de vs Rz R2 // RL 0.7 ve Rz R2 // RL R1 104 Modèle dynamique hautes fréquences Aux fréquences élevées on ne peut pas négliger les capacités internes des jonctions EB et BC. En mode actif : la jonction EB introduit une capacité de diffusion Cd la jonction BC introduit une capacité de transition Ct . Schéma équivalent dynamique hautes fréquences B Ct rce iB’ Cd hFE rse iC C hfe iB’ ro E Ces capacités influencent le fonctionnement du transistor aux fréquences élevées et sont responsable d ’une bande passante limitée des amplificateurs à transistor bipolaire (cf plus loin). 105 4.7 Amplificateurs à transistors bipolaires 4.7.1 Caractéristiques d’un amplificateur Rg amplificateur +VCC ie ve vg source Ze vs il Zs -VEE RL charge vL Fonction: amplifier la puissance du “signal” tout amplificateur est alimentée par une source d’energie externe (ici: VCC et (ou) VEE) v L’entrée de l’amplificateur est caractérisée par son impédance d’entrée Z e e ie La sortie agit comme une source de tension vs caractérisée par son impédance de sortie Zs Zs = résistance de Thévenin équivalent au circuit vu par RL 106 Gain en tension : Rg Comme Zs 0 le gain en tension dépend de la charge Définitions v Gain “sur charge” : AvL L ve Gain “composite”: (tient compte de la résistance de sortie de la source) ie ve vg v vL s Gain “en circuit ouvert” : Av ve R ve L +VCC source Ze vs Zs -VEE iL RL charge RL Av RL Z s Ze v Avc L AvL v g Ri Z e Gain en courant : A Z i Ai L vL e ie RL Gain en puissance : v i Ap L L Avc Ai v g ie Comme Ze , Avc diffère de AvL 107 vL L’amplificateur “idéal” : Gains indépendants de l’amplitude et de la fréquence (forme) du signal d’entrée Impédance d’entrée élevée peu de perturbation sur la source Impédance de sortie faible peu d’influence de la charge La réalité... Domaine de linéarité : distorsion du signal pour des amplitudes trop élevées Nonlinéarité des caractéristiques électriques des composants la tension de sortie ne peut dépasser les tensions d’alimentation Bande passante limitée : le gain est fonction de la fréquence du signal capacités internes des composants condensateurs de liaison Impédances d’entrée (sortie) dépendent de la fréquence 108 4.7.2 Amplificateur à émetteur commun (EC) Particularités des amplificateurs EC : Le transistor en mode actif Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à la base du transisor La sortie est “prise” sur le collecteur La borne de l’émetteur est commune à l’entrée et à la sortie ”Emetteur commun” Les différences d’un amplificateur EC à l’autre sont : Le circuit de polarisation Les modes de couplages avec la source du signal et la charge. La présence éventuelle de condensateurs de “découplage” (cf plus loin). 109 Exemple : VCC RC R1 CB Polarisation par diviseur de tension Couplage “capacitif” avec la source, vg, et la charge RL. CC RL vg R2 vs hypothèses : RE Point de repos du transistor: mode actif ( choix des résistances) A la fréquence du signal les impédances condensateurs “de liaison” sont négligeables : 1 CB R1 // R2 ; 1 CC RL CB est nécessaire pour que le point de fonctionnement statique (vg=0) ne soit pas modifié par la présence du générateur de signaux. Cc évite que la charge “voit” la composante continue de VC, et qu’elle influence le point de repos du transistor. 110 Analyse statique : Les condensateurs agissent comme des circuits ouverts circuit de polarisation à pont diviseur Analyse dynamique : R1 rB R1 // R2 rc RL // RC ie RC vg C RL vg R2 vL RE rc h fe Gain en tension (sur charge): A vL vL ve hie RE h fe ib rB ve hie RE hfeib iR E rc vL iRE h fe 1 ib Gain en circuit ouvert : Remplacer rc par Rc 111 ie Impédance d’entrée : Ze dépend de l’endroit d’où vous “regardez” l’entrée de l’amplificateur. rB ve Impédance d’entrée vue de la source : v Ze e rB // hie h fe 1 RE rB // h fe RE ie Ze h fe ib hie RE h fe 1 Ze ' schéma équivalent “vu de la source” : VRE RE h fe 1 ib Impédance d’entrée vue après les résistances de polarisation : Ze ' hie h fe 1 RE h feRE (hie ~qq. 100 à qq. 1k Ohms) Gain en courant : i Ai L ie 1 ie h fe hie h fe 1 RE rB vg iL rB ve hie hfeib rc RE 112 Impédance de sortie : Zs dépend de l’endroit d’où vous “regardez” la sortie. hfeib Rc RL Impédance de sortie vue de la charge (RL): Z s Rc Zs’ Zs Zs de l’ordre de quelques kW loin d’une source de tension idéale AvL diminue lorsque RL < ~Rc Parfois RC constitue aussi la charge de l’amplificateur (tout en permettant la polarisation du transistor) Impédance de sortie vue de Rc : Z s' " " ne tient pas compte de l’effet Early (hoe) approximativement vraie tant que le transistor est en mode actif 113 ie Avec l’effet Early : vg iL rB ve hfeib h 1 oe hie Rc vsortie RE Zs ’ Méthode de calcul possible (en fait la plus simple ici) : Zs’ = RThAB = résistance entre A et B, avec vg court-circuité = vs / is ! A rB ib hfeib h 1 oe hie RE is vs 1 : vs hoe1 is h feib RE is ib 2 : 0 hieib RE is ib B h fe RE vs RE hie 1 Z s hoe 1 is hie RE hie RE 114 Droite de charge dynamique et dynamique de sortie : droite de charge dynamique: pente 1/(rc+RE), passe par Qrepos Ic vce vL RE ic rc RE ic vce ic rC RE vce ic IBQ droite de charge statique V V I C CC CE RC RE Q(repos) VCE vce t le point de fonctionnement reste sur une droite de charge dite dynamique 115 La forme du signal de sortie change lorsque le point de fonctionnement touche les limites, bloquée ou saturée, du domaine linéaire. vs rcic rc vce vs vce rc RE VCEQ Ic droite de charge Q(repos) I CQ Ic IBQ IBQ Q(repos) VCE VCEQ VCE rc RE ICQ vce Point de repos optimale pour une dynamique maximale : VCEQ rc RE ICQ 116 Amplificateur EC avec émetteur à la masse : RE est nécessaire pour la stabilité du point de fonctionnement statique. RE diminue considérablement le gain... “Remède” : découpler (“shunter”) RE par un condensateur en parallèle seul le schéma dynamique est modifié. VCC RC R1 pour CE ou f suffisamment* élevé : ie CB CC RL vg R2 *: RE h RE // CE ie h fe vs vg ib rB ve hie hfeib rc CE 117 Gain en tension (sur charge): AvL or rc h fe hie r c >> gain avec RE rf kT rf IC le gain dépend fortement de rf (résistance interne de la fonction BE) (la contre-réaction n’agit plus en dynamique…) rI AvL c C kT Le gain dépend de IC distorsion du signal aux amplitudes élevées Impédance d’entrée de la base : v Z e e hie ib Impédance de sortie : Z s hoe1 // Rc significativement réduit... (vue de la charge RL) 118 Droite de charge dynamique et dynamique de sortie : vce ic rc “droite de charge dynamique” Ic vce ic ICQ Q droite de charge statique VCE VCEQ rc I CQ Il y a déformation du signal dès que : vs min VCEQ , rc I CQ Le point de repos optimal correspond à VCEQ rc I CQ 119 L’amplicateur EC en résumé : Emetteur à la masse : R R Gain en circuit ouvert : Av C h fe C 1 en valeur absolue hie rf Impédance de sortie : Z s RC (de q.q. kW ) Impédance d’entrée de la base du transistor: Z e hie (de q.q. kW ) Avec résistance d’émetteur (amplificateur « stabilisé »): Gain en circuit ouvert : Impédance de sortie : Impédance d’entrée de la base: Av RC R C r f RE RE Z s RC Z e hie h fe 1 RE (élevée, hfe ~100-200) L’inconvénient du faible gain peut être contourné en mettant plusieurs étages amplificateur EC en cascade (cf. plus loin). 120 4.7.3 Amplificateur à collecteur commun (CC) ou encore montage « émetteur suiveur » Particularités des amplificateurs CC : Le transistor en mode actif Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à la base du transisor La sortie est “prise” sur l’émetteur La borne du collecteur est commune à l’entrée et à la sortie ”Collecteur commun” Les différences d’un amplificateur CC à l’autre sont : Le circuit de polarisation Les modes de couplages avec la source du signal et la charge. La présence éventuelle de condensateurs de “découplage”. 121 Exemple: VCC Polarisation par diviseur de tension R1 C C Couplage “capacitif” avec la source, vg, et la charge RL. B isortie vg hypothèse: Mode actif E R2 RE RL vs Ze Analyse simplifiée (« 1ière approximation ») : Mode actif VBE 0.7V v Av s 1 vg VE VB 0.7V vs vE vB v g L’émetteur “suit” la base. 122 Analyse dynamique : ientrée vg transistor ib R1//R2 B C hfeib hie iL E RE vs RL RE 1 RE r f Ze Av Gain en tension en circuit ouvert : Gain en tension sur charge : Av L RE RE hie h fe 1 kT RE r f I E rE 1 avec rE RE // RL rE r f Impédance d’entrée : Z e rB // hie h fe 1 rE 1 Gain en courant : Ai iL ientrée vs RL vg Ze Z AvL e RL Ze 1 RL 123 Impédance de sortie ib hie is hfeib RE rB vs vs vs RE is h fe 1 ib v R s E is h fe 1 vs hie ib RE hie Zs hie RE h fe 1 hvs RE hie h fe 1 hie h fe 1 v Zs s is v 0 g ie hie ! RE // rf h h fe 1 fe RE hie 124 Dynamique de sortie VCC droite de charge dynamique : pente 1/rE Ic R1 droite de charge statique C C V V I C CC CE RE Q(repos) B isortie vg E VE VCC VCE R2 RE RL vs rE I CQ VEmax VCC -0.2V VCE VEmin 0 V Point de repos optimal : VCEQ rE I CQ Le point optimal dépend de la charge. 125 L’amplicateur CC en résumé : Av 1 Ze R1 // R2 //(hie h ferE ) h feRE Rg hie Rg hie Z s RE // h fe 1 h fe AvL Av RL Av RL Z s peut être de l’ordre de quelques 100kW inférieure à quelques dizaines d ’Ohms Z i Ai L AvL e 1 hfe si RE constitue la charge ie RL (i = i et i i ) L c e b Intérêts du montage : Faible impédance de sortie Impédance d ’entrée élevée Applications : « Etage - tampon » Isolement d ’une source à haute impédance de sortie d ’une charge à basse impédance. exemple : 1 Amplificateur de puissance (cf plus loin) 126 4.7.4 Amplificateur à base commune (BC) Particularités des amplificateurs BC : Le transistor en mode actif Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à l’émetteur du transisor La sortie est “prise” sur le collecteur La borne de la base est commune à l’entrée et à la sortie ”Base commune” VCC RC hfeib E R1 RL RE C hie rc ib B R2 RE vg 127 hfeib Propriétés : E ve Gain en tension : AvL C RE h fe rc ib B hie Ze Gain en courant : Ai h fe hie h fe 1 RE Impédance d’entrée : Z e RE // rc hie Zs 1 hie h kT ie r f h fe 1 h fe 1 I CQ Impédance de sortie : Z s "" (hoe = 0) sinon quelques W. 1 Z s hoe comportement en source de courant 128 Exemple d’application : convertisseur courant - tension quadripôle équivalent à l’étage BC R is ie vg ie Ze Ai ie vg R Ze vg R ~indépendant de Ze RL Zs vs RL is RL Ai ie tant que RL <<Zs. tension de sortie courant d’entrée Lorsque vg = 0, (ie=0), la sortie est “vue par la charge” comme une résistance très grande (hoe-1) (cf. charge active) 129 4.7.5 Influence de la fréquence du signal On se limitera au montage EC pour illustrer l’influence de la fréquence du signal sur les performances d’un amplificateur à transistor bipolaire. Limitation à basse fréquence condensateurs de liaison et de découplage Limitation à haute fréquence capacités internes au transistor C et Ce court circuit Basse fréquence filtres passe-haut +VCC R1 C Rg RC RG dynamique RL vg R1 // R2 C ib hie hfeib RE R2 RE RC RL CE Z E RE // CE 0 ZE diminue le gain (voir ampli stabilisé) 1 , avec r R1 // R2 // Z e Rg 2 rC Ze = impédance d ’entrée de l ’étage Fréquence de coupure inférieure du montage = max f ci , f co f ci f co 1 2 RL RC C 130 Hautes fréquences Rg ib hie R1 // R2 Cbc Rc // RL hfeib Cbe qualitativement: aux fréquences élevées, Cbe court-circuite la jonction base-émetteur ib diminue Cbc crée une contre-réaction. On montre que : Comportement en filtre passe-bas, avec f ch 1 h fe 2 Cbe Cbc 1 RL hie // Rg // R1/ 2 hie 131 4.7.6 Couplage entre étages Objectif Coupler plusieurs “étages” pour améliorer les propriétés du circuit... Exemple : Amplificateur avec - gain en tension élevé - faible distorsion - bonne stabilité (thermique, dispersion) - impédance d’entrée élevée - impédance de sortie faible Solution possible : stabilité et faible distorsion EC stabilisé (RE) gain élevé plusieurs étages en cascades Ze élevée étage C.C en entrée Zs faible étage C.C en sortie Difficultés du couplage : Polarisation de chaque étage Gain sur charge : chaque étage “charge” l’étage précédent Réponse en fréquence de l’ensemble (cf. couplage capacitif) 132 Couplage capacitif Utilisation de condensateurs de liaison, CL Exemple: amplificateur à trois étages CC - EC - CC +VCC RC R1 R1 R1 CL CL CL ventrée RE R2 C.C. CL RE R2 RE’ E.C. charge CE R2 C.C. Les points de fonctionnement des 3 étages sont indépendants (en statique CL = circuit ouvert) (dans l’hypothèse où la résistance interne de Vcc négligeable…) Les paramètres dynamiques (gains, impédances) ne sont pas indépendants ex: l’impédance d’entrée du 3ième étage (= charge de l’étage E.C.) détermine le gain sur charge du 2ième étage, etc. 133 +VCC RC R1 R1 R1 CL T1 ventrée RE R2 T2 T3 CL CL E.C. charge RE R2 RE C.C. CL ’ CE R2 C.C. ier ier ier AvL montage AvL1 ét . AvL 2 ét . AvL 3 ét . comme Ze E.C Z sCC et ZeC.C Z s EC AvCC 1 AvL montage Av E.C AvL étages Av Rc h feT2 hieT2 134 loin) Inconvénient: les condensateurs imposent une fréquence de coupure basse au montage (cf. plus Couplage direct Pas de fréquence de coupure basse Les circuits de polarisation des différents étages ne sont pas indépendants. 30V Un exemple : 24k hfe ~100 5k 27k T4 T3 vs T2 T1 ,T2=PNP!! 2.4k 680 T1 vg AvL ~1 Av -10 E.C. E.C. AvL -40 = gain en circuit ouvert (2.4k x hfe>> 27k) 2 suiveurs “Darlington” Amplificateur de tension stabilisé : Av AvEC #1 AvEC #2 AvEC #1 AvEC #2 L L T T T Ze élevée : Z e h fe1 Z eT2 h fe1 h fe2 5000 50 MW Zs 24 kW 135 Analyse statique : VCC= 30V 24k VCC polarise en directe les deux jonctions EB de T1 et T2 (transistors PNP) 5k 27k 3V En statique, vg = 0 0.7V T1 VCE 0.7V 0.7V T1 en mode actif T4 T3 T I E3 T2 vs 2.4k 680 T1 T 2 1.4V VCE T2 en mode actif T T T T T T VE3 0.7V I C3 I E3 1mA VE 4 2.3V I C4 I E4 1mA T VC 4 6V T 3 2.3V T en mode actif VCE 3 T 4 3.6V T en mode actif VCE 4 I E 2 5.7mA et I E1 I E2 hFET2 136 Mais attention…. VCC= 30V 24k refaisons le calcul avec VBE=0.6V : 5k T2 VCE 1.2V 27k 3V VET3 0.6V 0.6V 0.6V ICT3 I ET3 0,88mA 0,9mA T3 T2 T1 T3 VCE 5.7V au lieu de 3V… T4 T I E3 vs 2.4k 680 vg VET4 5.1V I CT4 I ET4 2,1mA 2mA T4 VCE 18V T4 en mode saturé !! Amplification des dérives des composantes statiques 137 Couplage par transformateur : étage EC condensateur d ’accord: le circuit résonnant, LC, limite la transmission aux fréquences proches de la fréquence de résonnace Av Z c r f condensateur de découplage (masse en alternatif) (EC) polarisation par diviseur de tension transmission du signal d’un étage à l ’autre par le transformateur Application majeure: essentiellement en radiofréquences (>500kHz) exemple: syntonisation d ’une station radiophonique ou d ’un canal de télévision 138 4.7.7 Amplificateurs de puissance Impédance de sortie et amplicateur de puissance Puissance moyenne fournie par l’amplificateur : Zs 2 iL vs RL charge vL vL 2 P vL t iL t 2 RL RL vs RL Z s RL vs 2 2 RL 2RL Z s 2 1 cos 2 t , vL amplitude du signal 2 étage de sortie d’un amplificateur 2 dP v 0 RL Z s Puissance maximale: Pmax s dRL 8 Zs (“adaptation” d’impédance) Pour vs constant, Pmax augmente quand Zs diminue A.N. vs=1V : Zs=10kW Pmax=0.012mW | Zs=10W Pmax=12mW Rg vg Etage CC Ze Zs vg charge gain en puissance en conditions d’adaptation d’impédance avec et sans étage amplificateur = Zs /Rg 139 Amplificateur de Darlington Amplificateur comprenant deux étages émetteur-suiveur montés en cascade Vcc “Darlington” Gain en tension : L’impédance d’entrée de T1 est très élevée et ne “charge” pas beaucoup T2 R1 Av 1 T2 vg R2 Impédance d’entrée du Darlington : (après les résistances du pont diviseur) T1 vs L’impédance d’entrée élevée de T1 constitue la résistance d’émetteur (RE) de T2 RE Z e h fe2 Z eT1 h fe2 h fe1 RE 1 Ze T1: hfe1 T2:hfe2 Ib (T2) très faible choix de R1 et R2 Gain en courant : T iE1 T T iE1 ib1 T T iE1 iE2 Ai h fe1 h fe2 T2 T1 T2 T1 T2 ib ib ib ib ib 140 Impédance de sortie du Darlington : Z sT2 hieT1 Zs h fe Vcc 1 hieT2 hieT1 h fe 2 h fe1 hieT2 2 h fe1 h fe2 R1 T2 vg R2 I E 2 puisque T1 I E1 T2 kT h fe1 kT h T ie hie 1 e I E1 e I E2 h fe2 vs RE I E2 I B1 I E1 h fe1 h fe hFE h Etage CC unique : Z s ie h fe Pmax étage CC avec Darlington Pmax simple étage CC 141 Darlington = “supertransistor” bipolaire…. Existe sous forme de composant discret à trois bornes, nommé transistor Darlington. Il se comporte comme un seul transistor à gain en courant extrêmement élevé. (ex: 2N2785: hfe=2000-20000.) Existe aussi avec des transistors PNP. Utilisé fréquemment pour les applications d ’isolement entre étages (Ze très élevée, Zs très faible) Utilisé fréquemment comme étage de sortie des amplificateurs de puissance (Zs très faible) 142 Amplificateur Push-Pull Amplificateur classe A / classe B Dans les montages amplificateur vus précédemment, les transistors sont à chaque instant en mode actif Amplificateur de “classe A” Avantages: faible distorsion (en cas d’amplificateur stabilisé) simplicité Inconvénients : Amplitude de sortie limitée (typ: 0.2<VCE<Vcc vCEmax~Vcc/2) Importante consommation en absence du signal : courants de polarisation non nuls +VCC R1 Ip I CQ RC Palimentati on Vcc I CQ I p ex: Vcc = 15V, IC=1mA, Ip = 0.1mA => P ~ 15mW R2 RE en absence de signal… Amplificateur classe B: transistor bloqué en absence de signal d’entrée. (ex: Push-Pull) Avantages: faible consommation, dynamique de sortie élevée Inconvénients : Distorsion du signal 143 Push Pull Principe de fonctionnement Exemple : Transistors bloqués au point de repos (amplificateur « classe B »). R1 et R2 sont telles que (lorsque vg=0) on a +Vcc ICNPN R1 B VBE NPN ~ 0.6 et VEB PNP ~ 0.6V NPN Transistors bloqués (de justesse): IB~0 =>IC~0 R2 NPN PNP VCE VEC VCC P ~1.2V vg R2 RL B’ R1 ICNPN ICPNP NPN VCC PNP VCE VEC Q Q 2 vsortie ICNPN PNP ICPNP VP ICPNP IB~0 IB~0 IC 0 -VCC NPN VCE Q PNP VCE Q VCENPN VCC 0 VCEPNP 144 En présence d’un signal d’entrée chaque transistor est alternativement actif ou bloqué ( « Push-Pull ») émetteur suiveur +Vcc Si v g>0 NPN actif, PNP bloqué R1 B V p VB 0.7V DV p DVB v g NPN R2 P ~1.2V vg R2 RL B’ R1 PNP vsortie Droite de charge dynamique IC v ic CE RL droite de charge statique VCEQ ~VCC/2 Amplitude max : VCC/2 IB=0 VCC/2 VCE si vg<0 NPN bloqué, PNP actif … 145 Formation du signal de sortie ib NPN IC IC vg NPN h fe RL VCE PNP VEC t ibPNP Signal de sortie: vsortie NPN actif t PNP actif Plus grand domaine de fonctionnement 146 Difficultés de cet exemple positionnement du point de repos VBEQ trop faible IC ICsat t t VCE transistors bloqués Distorsion de croisement : Si VBE trop faible au repos, les deux transistors seront bloquées pendant une fraction du cycle. Risque d’emballement thermique (pas de contre-réaction) 147 Polarisation par diodes Point de repos +Vcc R1 NPN Idéalement D1, D2 = diodes de caractéristiques appariés aux transistors D1 ID 2 VBE vg choix de R1 : ID ~0 comme VD =Vbe IE ~ID ~0 RL D2 PNP vsortie R1 Remarques: L ’amplificateur Push-Pull existe aussi avec des paires de Darlington Zs plus faible puissance maximale supérieure 148 4.7.8 Amplificateur différentiel Deux signaux d’entrée, V+, V Sortie = collecteur d ’un transistor +Vcc Rc Rc Vs hypothèse : T1 et T2 appariés (circuit intégré) RB Régime statique : V V 0 Par symétrie : IE1=IE2=IE V T1 T2 E IE RE IE RB V 2IE -VEE Pour RB <<hfeRE : VR RB I B 2 RE I E VEE 0.7 2 RE I E B V 0.7 I E EE 2 RE Tension continue en sortie : Vs VCC Rc I E 149 Régime dynamique: +Vcc Mode différentiel: Rc hyp: V V "ve " I E1 I E ie 1 et Rc Vs I E2 I E ie 2 RB avec IE la composante continue du courant émetteur. T1 V Pour de signaux d’entrée de faible amplitude : ie ie 2 1 Par conséquent : I RE I E1 I E2 2 I E E T2 RB RE -VEE Le courant dans RE n’a pas changé, et la tension en E reste constante. E constitue une masse dynamique ! d ’où le « gain en mode différentiel » : Rc Rc Rc h fe v Ad s 1 ve hie vs RB RB E V+ = entrée non-inverseuse V- = entrée inverseuse ve ve étage EC vs Rc h fe hie ve Rc h fe hie ve 150 V Mode commun: hyp: V V ve +Vcc I E1 I E ie et I E2 I E ie Rc Vs I RE I E1 I E2 2I E ie RB VE 2 RE I E ie 2 RE I E 2 RE ie T1 V RB V Rc RB RB E’ ve ve 2RE T2 -VEE vs E E RE La tension en E équivaut à celle d’un étage unique ayant une résistance d ’émetteur double. D ’où le schéma équivalent : Rc Rc 2RE 2 étages EC stabilisés indépendants vs Rc ve 2 RE d’où le «gain en mode commun »: Ac Rc 1 pour RE RC 2 RE 151 Signaux d’entrée quelconques : On peut toujours écrire : V V V V V Vmc Vmd 2 2 V V V V V Vmc Vmd 2 2 avec V V V V Vmc et Vmd 2 2 D’où, par le principe de superposition : où CMMR Ad 2h fe RE Ac hie v vs Ad vmd Ac vmc Ad vmd mc CMRR = « taux de réjection en mode commun » (common mode rejection ratio) Intérêts de l’amplificateur différentiel : Entrées en couplage direct (seule vmd est amplifiée) Ampli. différentielle = étage d’entrée des Amplificateur opérationnel. Impédance d’entrée et CMRR très élevés 152 Polarisation par miroir de courant Il faut CMRR 2h fe RE hie 1 +Vcc Choisir RE très élevée pose plusieurs problèmes: nécessite une augmentation de l’alimentation pour maintenir Ic (donc le gain) constant Rc Rc Vs incompatible avec la technologie des circuits intégrés. RB T1 T2 RB V il suffit que RE soit élevée en régime dynamique ! IEE R Solution = source de courant ( R,D,T3) T3 D hyp: D et T3 = appariés IE3 -VEE V VEE 0.7 I EE I E3 cc R 153 V « Miroir » de courant Hyp: la caractéristique I(V) de la diode est identique (appariée) à celle de la jonction PN du transistor V 0.7 I D al R Val comme VBE = VD R IC = ID ID VD IC est le « miroir » de ID… A IC I ne dépend pas du circuit en pointillé vu de A, le circuit se comporte comme une source de courant idéal (tant que le transistor est actif) en tenant compte de l’effet Early, IC dépend légèrement de VCE 154 Schémas équivalents du circuit vu de A : schéma dynamique petits signaux schéma statique « grands signaux » Val R IC=ID +VCE . hoe ID iC=vCE . hoe A IC ID R ~hoe-1 R ~hoe-1 VD R > 100 kW 155 Schéma équivalent de l’ampli différentiel: en dynamique +Vcc vs Vs IEE hoe-1 hoe-1 -VEE hoe-1 (effet Early de T3) est de l’ordre de quelques 100kW. En dynamique, hoe-1 joue le même rôle que RE et augmente considérablement CMRR. 156 Exemple d’application Thermostat 157 Exemple d’application Thermostat « charge active » R 0.5mA B A Figure 2.76 paire différentielle source de courant 158 Exemple d’application Thermostat Si VA> VB R 0.5mA B A Figure 2.76 paire différentielle source de courant 159 Exemple d’application Thermostat Si VA> VB 0.6V I 0 .6 6A 0 .1 R 0.5mA B A Figure 2.76 paire différentielle source de courant 160 Exemple d’application Thermostat Si VA< VB 0V I 0A R 0.5mA B A Figure 2.76 paire différentielle source de courant 161 5. Transistors à effet de champ ou FET (field effect transistor) 5.1 Introduction Caractéristiques de base Composant à trois bornes : S, D et G, (parfois quatre: substrat) Un courant (ID) peut circuler de la source S au drain D via le “canal” (zone dans le semiconducteur, proche de l’interface avec la grille): VGS VDS G D S ID canal Le courant circulant dans la grille (IG) est négligeable. => IS = ID ! substrat (Si) ID , à VDS constant, est commandé par la tension de grille – source (VGS) ”effet du champ” électrique FET à canal N : courant porté par les électrons, de S vers D (sens positif de ID: de D vers S) FET à canal P : courant porté par les trous, de S vers D (sens positif de ID: de S vers D) 162 Allure générale des caractéristiques “de sortie” : I D VDS V DS ID Régime linéaire Mode actif VGS = cst ~résistance modulée par VGS ~ source de courant commandée par VGS VDS limite de zones 163 Différences entre FET et transistor bipolaire : IG << IB Impédance d’entrée très grande (parfois > 1014W) Montages de polarisation plus simples Régime linéaire pente = f(VGS) résistance variable (pas d’équivalent pour le bipolaire) VDSsat > VCEsat : tension résiduelle du transistor en mode saturé plus élevée. Régime de saturation (mode actif) ID commandé par une tension dI transconductance g m d (au lieu de hfe) dVgs Dispersion de fabrication plus élevée sur gm que sur hfe Caractéristiques « transverses » en mode actif : Bipolaire : à VCE cst, IC =IB ou IC =a IE FET: à VDS cst, ID = f(VGS) = relation non-linéaire dépend du type de FET…. 164 Différences entre FET et transistor bipolaire : figure 3.2 p 115 165 Différents types de FET JFET : FET à jonction : La grille et le canal forme une jonction PN S D G JFET à canal P S D G JFET à canal N Transistor « normalement passant » ID est maximal pour VGS = 0, et diminue lorsqu’on augmente VGS (en valeur absolue). ID est nulle lorsque VGS dépasse une valeur limite VGSoff. Canal P : VGS > 0 la charge positive sur la grille repousse les trous Canal N : VGS < 0 la charge négative sur la grille repousse les électrons 166 MOSFET (Métal Oxyde Semiconducteur – FET) à enrichissement : La grille et le canal forment un condensateur à “plaques //”, l’isolant étant l’oxyde du silicium. D substrat G S MOSFET : canal N substrat G S canal P transistor « normalement bloqué ». ID est nul lorsque VGS = 0 et augmente dès que VGS dépasse une valeur seuil Vs Canal P : Vs < 0 la charge négative sur la grille attire les trous Canal N: Vs > 0 la charge positive sur la grille attire les électrons 167 La ligne pointillée indique que le canal est inexistant tant que VGS < Vseuil Le substrat est généralement relié à la source. Les transistors MOSFET à appauvrissement : • comportement similaire au JFET, mais VGS >0 (canal N) autorisé • très peu utilisés • non traités en cours. D’autres symboles sont parfois utilisés pour les mêmes composants Exemples: 168 Conditions de fonctionnement : VGS 0 , VDS 0 Caractéristiques d’un JFET à canal N : VDS sat VGS VP VGS=0 ID (mA) VDS VDS sat 16 I DSS 12 8 transistor bloqué VGS(V) VGS=-1V 4 0 -2 -1.5 -1 -0.5 P VGSoff Régime de saturation Pour VDS VDS sat : Régime « linéaire » Pour VDS VDS sat : 2V 4 V I D I DSS 1 GS VGS off 6 2 8 VDS (V) I DSS 2 k k V V GS GSoff VGSoff 2 V I D 2k VGS VGSoff DS VDS 2 pour VGS < VGSoff, ID 0, transistor bloqué. pour VGS >0, le courant IG augmente rapidement (zone non utilisée). tension de « pincement » VP ~ - VGSoff 169 Caractéristiques d’un MOSFET à canal N : VDS sat VGS VS VDS VDS sat ID ID transistor bloqué VGS(V) Vs VDS (V) I D k VGS Vs 2 Régime de saturation Pour VDS VDS sat : Régime « linéaire » V Pour VDS VDS sat : I D 2k VGS Vs DS VDS 2 pour VGS < VS, ID 0, transistor bloqué VGS-VS = « tension d’attaque de grille ». 170 En résumé : VDS VDS sat J VGSoff Vs Vs VGSoff 171 5.2 Schémas équivalents petits signaux VDS VGS VP Régime linéaire : ID Q VDS G D = RDS S Pour VGS > VP , et VDS <VGS +VP :RDS résistance fonction de VGS V k VGS VP DS 2 avec k = constante dépendant du composant Condition: VDS suffisamment faible (<VGS+VP ), souvent inférieure à 0.5V. Dans ces conditions, Source et Drain peuvent être inversés. JFET: “RDS(on)” = RDS pour VGS 0 ordre de grandeur: MOSFET enrichissement: “RDS(on)” = RDS pour VGS élevée (~10V). RDS on 0.05W 10kW RDSoff RDS VGS VGSoff (canal N) MW 172 Régime de saturation : ID Pour VDS VDS sat , ID est commandée par VGS Q VGS I D k VGS VS 2 VDS ID est commandé par VGS id g mvgs avec g m I D VGS V =“transconductance” ID (mA) DS 16 12 schéma linéaire équivalent: id D G vgs 8 Q g m v gs r 4 vds VGS(V) -2 -1.5 -1 -0.5 VGSoff S tient compte de l’augmentation de vds avec id (équivalent de l’effet Early) caractéristique ID(VGS) non-linéaire : gm (VDS) 173 0 JFET V g m g mo 1 GS VGS off , avec g 2 I DSS = pente pour VGS=0 mo V GSoff gm varie linéairement avec VGS . MOSFET à enrichissement g m 2k VGS Vs Ordre de grandeur : gm=1 - 10 mA/V (mS ou mmho) g m 1 0.1 1kW 174 5.3 Quelques circuits de polarisation Objectif : fixer le point de fonctionnement au repos Polarisation automatique par résistance de source d’un JFET: +VDD RD ID IG 0 G RG ID ID 1 VGS RS D S Q ID ID V VDS I D DD RD RS Q’ Q’ RS VGS VP VGSQ VGS Q VDS VDSQ Dipersion de fabrication V I D I DSS 1 GS VGS off V I D GS RS 2 ID , VGS , VDS . 175 Polarisation par réaction de drain (MOSFET à enrichissement) +VDD V VDS I D DD RD RD RG I G 0 VGS VDS ID ID Q D VGS . S VGS(V) VDS (V) VDD I G 0 VGS VDS 176 5.4 Applications des FET Sources de courant à JFET +VDD charge VGS 0 I D I DSS Avantage du JFET: polarisation de la grille inutile. Inconvénient : dispersion de fabrication sur IDSS. IDSS= augmente avec VDS résistance de sortie non infinie I Source de courant ajustable par la résistance variable. R V I D I DSS 1 GS VGS off V I D GS R 2 ID 177 Source de courant à plus grande impédance de sortie +VDD T2 et T1 tel que IDSS(T2) > IDSS(T1) charge I T2 T1 I = IDSS (T1 ) VGS (T2) est telle que ID(T2) = IDSS(T1) VDS(T1) =VGS(T2) T1 influence de le charge sur VDS(T1) atténuée source de courant ordinaire I varie moins avec la charge impédance de sortie plus grande. 178 Amplificateur source commune Exemple : hypothèse: Mode actif , C très élevées VCC RD C D S C vg JFET RG RS vg vs vgs RG C Ze gmvgs RD vs Zs Gain en tension (circuit ouvert) : Av g m RD Impédance d’entrée : Z e RG (RG peut être prise très grande, de l’ordre du MW ou plus) Impédance de sortie : Z S RD gm = fonction de VGS distorsion “quadratique” 179 Stabilisation par une résistance de source : VCC JFET RD vg D S vg vs RG RG vgs gmvgs RD vs rS rS RS Gain en tension : v g v gs rs g mv gs et vs g mv gs RD v g R RD d’où : Av s m D 1 vg 1 rs g m rs gm L’influence de gm sur le gain est réduite si rs>>1/gm. Le gain en tension est plus faible. rs introduit une contre-réaction: vgs vg rs vs (vs et vg en opposition de phase, Av <0) 180 Amplificateur drain commun (ou « source suiveuse ») ve VCC vg vg D S vGS gmvGS S RS RG RS RG G JFET D vs Ze vs Zs Gain en tension (circuit ouvert) : Av g m RS RS 1 1 g m RS g m 1 RS Impédance d’entrée : Z e RG Impédance de sortie : vsc.o. Zs isc.c Rs Rs g m 1 Rs // g m 1 g m Rs 1 Rs g m 1 181 Résistance commandée Pour VGS > VGSoff et VDS <VGS +VP : RDS V k VGS VP DS 2 ex: R vsortie ventrée vsortie RDS ventrée RDS R = atténuateur variable, commandé par Vcom En choississant R RDS on , vsortie varie entre ~0 et ventrée Vcom Imperfection: RDS dépend de VDS réponse non-linéaire 182 Amélioration possible: RDS V k VGS VP DS 2 R vsortie ventrée R1 R1 Vcom VGS RDS VDS Vcom 2 2 I G 0 1 k Vcom VP Linéarité presque parfaite 183 Application: Commande électronique de gain exemple: Etage EC avec rE =RDS (//200k) 15V 5k 75k signal d’entrée signal de sortie 1µF 50k 5.6k R 5k Av c rE RDS Vcom // 5,6k 100k 1µF Av 5k Vcom V p RDS Vcom Vcom 100k il faut RDS< 5.6k amélioration possible: charge active pour RE. 184 Interrupteur à FET Exemple d’application: 185 Inverseur logique CMOS=« Complementary MOS) » aucun courant drain circule, quelque soit le niveau de sortie 186 6. Contre-réaction et amplificateur opérationnel Circuit bouclé et rétroaction Circuit bouclé : ve e A vs La sortie agit sur l’entrée vs A e Ave B vs ? vs B.vs B A ve 1 AB Rétroaction positive : l’action de la sortie sur l’entrée renforce la variation du signal de sortie ex: A>0, B < 0 (sans déphasage) vs Bvs e vs la sortie diverge les composants sortent du domaine linéaire par exemple : transistor sature vs A ve 1 AB comportement non-linéaire A,B modifiés Montage transistor avec rétroaction positive: transistor en saturé/bloqué 187 Rétroaction négative ou « contre-réaction » : ve e A vs L’action de la sortie sur l’entrée atténue la variation du signal de sortie B.vs B ex: A>0, B >0 (sans déphasage) vs Bvs e vs la sortie converge vers : vs A ve G ve 1 AB • G = gain en boucle fermée : • G<A • Si AB >>1 , G 1 B la variation ou toute incertitude sur A n’affecte pas G. Amélioration de la linéarité B = “taux de réinjection” 188 Exemple: VCC ic RC R1 e CB CC vg RL ve hie E RE vs hfeib ie i Rc vs R2R E vs i ic ie vE RE ie e ib ic vs RE contre-réaction v R vE RE ie RE s E vs B vs Rc Rc Rc ! 1 Av RE B e v g B vs indépendant de hie et hfe! 189 Montage “Série - parallèle” (contre réaction en tension): Entrée en série avec le circuit de rétroaction Sortie en parallèle avec B ie ve vi Av.vi Ri vs Ze RL Gain en “boucle fermé”: Ampli. vr G retour: B Ze B vr B v s vs A ve 1 AB A= Gain en “boucle ouverte” : = vs/vi avec boucle de réaction ouverte, et même charge RL // ZeB A rL Av Av si Ri rL RL // Z eB rL Ri Court-circuit virtuel : vi vs ve ve A 1 AB vi 0 pour A pour AB>>1 v avec ie i 0 Ze = court-circuit “virtuel”, puisque i~0 “Explication qualitative ”: si vi “tentait” d’augmenter, l’augmentation importante de vs (A fois plus élevée… ) s’opposera, via 190 B, à cette variation. ie Impédance d’entrée v v B vs vi 1 AB Z e B.F . e i Z e 1 A B Z e ie ie ie ve vi Av.vi Ze vr Ri vs RL B B.F.=“boucle fermée” L’impédance d’entrée est augmentée par la rétroaction : Qualitativement : la contre-réaction maintient vi proche de 0 ie0 ZeB.F. Impédance de sortie Qualitativement : En présence de l’impédance de sortie ZsB.F., une diminution de RL fera chuter la tension vs. la diminution de vs induit, via la contre-réaction, une augmentation de vi , laquelle s’oppose à la diminution de vs… l’impédance de sortie est réduite (0 si A) L’impédance de sortie est diminuée par la rétroaction 191 Calcul de ZsB.F: ve v R Lorsque RL Z s B.F on a vs RL s L 2 vs RL ARL ve 1 ARL B vs avec ARL vi Av.vi vr B Ri vs Ze B RL Zs RL B B Av et ri Ri // Z E Ri si Z E Ri RL ri Av ve ri 1 Av B RL v R ri vs s L RL Z s B.F . Ri 2 1 Av B Conclusion Si A : Gain stable, linéarité parfaite, Ze infinie, Zs nulle !! utilisation d’un amplificateur opérationnel (A~104 - 106, Ri très faible, Ze très élevée) 192 Amplificateur opérationnel Architecture d’un amplificateur opérationnel: + Amplificateur - différentiel Etage amplificateur (EC, Darlington) Ajustement composante continue Emetteur suiveur Amplificateur différentiel amplification de v+-v(gain élevé en « mode différentiel ») atténuation de v v (gain <<1 en « mode commun ») 2 Ze élevée Darlington, MOSFET,... Etage amplificateur augmente le gain total (Av>>1) ex: montage émetteur commun avec transistor composite (Darlington, hfe >>1) et RC élevée charge active Ajustement DC pas de composante continue en sortie Emetteur suiveur impédance de sortie faible Configuration Push-Pull : domaine de linéarité sortie 193 Le schéma simplifié (!) du LM741 : 1.12V Paire différentielle avec “Darlington” sources (mirroirs) de courant EC Darlington Push-Pull 194 Exemples de circuits avec rétroaction négative : Sources de courant VCC Par contre-réaction : vi0 R R1 I sortie VCC vi Ve R2 A.O. VEE Isortie charge Isortie indépendant de la charge, (à l’effet Early près) tension de commande = Vcc-Ve Vcc Version avec tensionde commande reférencée par rapport à la masse : R1 Ve I sortie R1 Ve R2 R3 Vcc Ve (hyp: hFE élevé , AO parfait) R R3 Isortie R2 195 Régulateur Contre réaction : transistor de puissance (ex: 2N3055), avec radiateur entrée 12V à 30V (non régulée) V V sortie : 10V (régulé) 0 à 10 A VA 5.6V I1 1mA Vsortie 10V Si VA diminuait V+>V- Darlington VB augmenterait 4.3k 10k Vs= VB -1.4 augmenterait VA augmenterait A B 741 I1 max I sortie 10 Z s Darlington 5.6k DZ:5.6V 196 197 198