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IV POLARISATION DES COMPOSANTS ACTIFS
3. POLARISATION PAR LIGNE QUART D’ONDE
La polarisation des composants actifs est extrêmement importante pour le bon fonctionnement
des circuits. A très hautes fréquences, cette polarisation doit être effectuée avec précaution. En effet,
l’impédance ramenée par le générateur n’est jamais infinie et il faut placer un système de
découplage entre le générateur continu et le signal microondes qui se propage à travers le circuit,
sous peine de présenter des conditions suffisantes à l’oscillation du composant par exemple.
1. POLARISATION DE BASE D’UN TRANSISTOR : INDUCTANCE DE CHOC
Dans ce cas, les inductances sont remplacées par lignes d’impédance élevée (faible largeur) et de
longueur λ/4, qui n’est autre qu’un inverseur d’impédance. Ainsi la capacité parallèle qui courtcircuite l’impédance du générateur continue devient infinie à l’extrémité de la ligne quart d’onde,
sur la grille ou le drain du transistor.
L’inconvénient de cette méthode est l’encombrement occupé par ces lignes qui ne peuvent être
utilisées que en bande millimétrique, au-delà de 30 GHz. De plus ces dispositifs sont à bande
étroite.
Pour pallier à ce dernier inconvénient, on peut utiliser un stub radial (figure 2).
La figure 1 présente le schéma de base de la polarisation d’un transistor. Une inductance, dite de
choc, placée au plus près de la base (grille) et du collecteur (drain) permet de présenter une
impédance infinie en ces nœuds et ainsi de ne pas perturber le signal hyperfréquence en évitant de
changer la valeur de l’impédance d’adaptation du circuit. Les capacités parallèles, quand à elles, ont
pour but de court-circuiter l’impédance des générateurs continus. Les capacités séries permettent
d’isoler la tension continue du reste du circuit afin de polariser correctement le transistor.
Vds
Vgs
360.cos (θ1 − ψ 2 )
Z1 = j h Z 0 ( R 1 )
2 πR 1
α.sin (ψ 1 − ψ 2 )
tan θ1 =
CP
LC
CP
L’impédance ramenée au point R1 est :
N 0 (kR 1 )
J 0 (kR 1 )
tan ψ i =
J (kR 1 ) + N 0 (kR 1 )
Z 0 (R 1 ) = 120 π 02
ε r J 1 (kR 1 ) + N 12 (kR 1 )
2
avec
− J 1 (kR i )
; i = 1, 2
N 1 (kR i )
k=
2
2π ε r
λ0
Ji(x) et Ni(x) sont les fonctions de Bessel de première et deuxième espèce d’ordre i.
L4impédance Z1 s’annule si :
LC
N 1 (kR 2 ) N 0 (kR 1 )
θ1 − ψ 2 = π soit tan θ i = 1
=
entrainant
2
tan ψ 2
J 1 (kR 2 ) J 0 (kR 1 )
CS
CS
En traçant graphiquement ces deux expressions en fonction du rapport R1/R2, on obtient des
valeurs numériques des rayons pour différents substrats.
Figure 1 : Polarisation du transistor par self de choc.
Ce type de circuit fonctionne, tant que la valeur de l’inductance n’est pas trop élevée et est
réalisable en technologie MMIC. A certaines fréquences et en fonction des impédances de sortie du
composant, l’inductance sera irréalisable et ce circuit ne pourra pas fonctionner correctement. Il
faudra alors changer de circuit de polarisation ou bien amener une seconde self de choc sous forme
d’inductance bobinée par des technologies hybrides. Ceci est également utilisé lorsque des
amplificateurs très large bande sont réalisés et que les circuits de polarisation intégrés ne sont pas
suffisants pour découpler les basses fréquences.
2. POLARISATION PAR DES RESISTANCES
R1
w
α
R2
Figure 2 : Stub radial.
Le schéma de principe est le même que celui de la figure 1, sauf que les inductances sont
remplacées par des résistances. Cette solution convient très bien pour la grille ou la base d’un
transistor dans lesquelles les courants sont très faibles et entraînent ainsi une très faible chute de
tension de polarisation. En revanche, côté drain ou collecteur, le courant peut être élevé et seule un
faible valeur de résistance peut convenir tant qu’elle est suffisante pour découpler le signal
microondes.
Ces stubs sont utilisés pour amener des impédances particulières en parallèle sur des lignes de
transmission.
POLARISATION DES COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
POLARISATION DES COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
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4. POLARISATION PAR LES CIRCUITS D’ADAPTATION
Dans ce cas, on utilise les circuits d’adaptation en entrée et en sortie des transistors pour le
polariser. On diminue ainsi l’encombrement et la surface du circuit. Les circuits de polarisation
ainsi intégrés dans les circuits d’adaptation conservent la schématique de la figure 1. Il faut veiller à
ajouter une capacité en parallèle du générateur continu. Dans certains cas, ces systèmes ne
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fonctionnent pas compte tenu des valeurs des composants du circuit d’adaptation ou de leur
topologie.
5. POLARISATION PAR CHARGE ACTIVE
Dans cette configuration (figure 3), le transistor T2 est polarisé à VGS2=0V, si VGS1=0V pour le
transistor T1 (figure 4), le transistor T2 présente, sur le drain de T1, une conductance gds2 en
alternatif et gm2 en continu (cf schéma équivalent). L’inconvénient de ce montage est que T1 peut
être uniquement polarisé à VGS1=0V.
T2
R
CS
Vds0
T2
Vgs0
VDS2
CS
Vds0
T3
VDS2
R1
T1
CS
VDS1
R2
Figure 5 : Polarisation du transistor par charge active avec variation de VGS1.
T1
CS
VDS1
IDS
gm2
gds2
Figure 3 : Polarisation du transistor par charge active.
VGS1=0
IDS
VGS2=-0.5
gm2
gds2
VGS3
VGS1=0
VDS
VDS1
VDS2
Vds0
Figure 6 : Polarisation par charge active : courants et charges présentées au transistor T1 (drain).
VDS
VDS1
VDS2
Vds0
Figure 4 : Polarisation par charge active : courants et charges présentées au transistor T1 (drain).
Afin de pouvoir polariser T1 à différentes tensions de grille, on peut utiliser le montage de la
figure 5, c’est un montage cascode.
Un troisième transistor de petite taille est utilisé comme source de courant. Les résistances R1 et
R2 étant traversées par constant quelque soit la valeur de la tension Vgs0, la chute de tension dans
ces résistances est toujours la même. Si cette chute de tension est 3V, il suffit d’appliquer une
tension Vds0 de 6V pour obtenir les points de polarisation de la courbe en figure 6. La tension VDS2
du transistor T2 suit systématiquement la tension VGS1 du transistor T1 .
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