un amplificateur pwm simple

CONSEILS
POUR LES
CONCEPTEURS
22 eTech - NUMÉRO1 eTech - NUMÉRO1 23
< Suite de la page 20
et dans les systèmes industriels
de réfrigération. « Nous avons
réussi à satisfaire aux normes CEI
en améliorant et en peaufi nant
l’utilisation de nos technologies »,
explique Fausto Rizzi, ingénieur
concepteur chez Selpro. « Les
systèmes à échelons de tension
sont intrinsèquement exempts
d’harmoniques, dans la mesure
où ils sont basés sur des
autotransformateurs, qui sont
des éléments linéaires et donc,
ne génèrent pas de distorsions.
Les systèmes à partialisation de
phase, en revanche, génèrent
des distorsions. En tirant parti
de la nature inductive et de la
modularité de la charge (qui
comprend plusieurs ventilateurs)
et en travaillant à un certain
angle de phase, il est possible
de réduire les harmoniques
dans les limites fi xées par la
norme pour les courants de 16
à 75 A (CEI 61000-3-12). Cette
solution ne peut toutefois pas
être utilisée pour les courants
inférieurs à 16 A, auxquels une
norme différente s’applique, avec
des limites inférieures pour les
harmoniques (CEI 61000-3-2).
Très bientôt, nous devrons faire
face au problème du rendement
énergétique et je pense que nous
devrons utiliser la technologie de
commande d’inverseur et adopter
des systèmes DSP ».
Objectifs pratiques pour les
ascenseurs Le rapport qualité/
prix et la facilité d’installation sont
actuellement les principaux objectifs
de SMS Sistemi e Microsistemi
(Crespellano, Bologne), qui conçoit
et fabrique des systèmes de
commande pour ascenseurs.
La gamme de produits de cette
société inclut des démarreurs,
des commandes de vitesse, des
appareils permettant de ramener la
cabine au rez-de-chaussée en cas
de panne de courant, des cartes
pour panneaux de commande et
des cabestans. « Nous essayons
de faciliter le travail des installateurs
en fournissant des produits
précâblés », explique Emanuele
Castagnini, l’un des concepteurs
de la société. « Les inverseurs
utilisés pour ramener la cabine
au rez-de-chaussée en cas de
panne de courant ne sont pas très
sophistiqués, étant donné que le
positionnement ne doit pas être
très précis. Pour ces produits,
nous envisageons l’utilisation de
microcontrôleurs ; nous n’aurons
pas besoin de DSP ». La nécessité
de réduire la consommation
d’énergie a aussi un impact sur ce
marché. « Nos inverseurs destinés
à un fonctionnement normal dans
les ascenseurs électriques et
hydrauliques sont au cœur de nos
efforts d’optimisation de l’énergie »,
précise M. Castagnini. « Toutefois,
dans le domaine des ascenseurs,
l’évaluation de la consommation
d’énergie devrait être basée sur
l’ensemble du système et pas sur
un seul composant ».
«Dans notre dernière
gamme de produits, nous
avons intégré les circuits
d’alimentation et de
commande dans le même
système, installé à même le
moteur...»
Francesco Borghesi, concepteur
R&D chez Studioemme
Solutions pour moteurs
Quels que soient vos
besoins de commandes et
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DSC, codeurs, détecteurs de
courant, transistors MOSFET,
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Puissance en poche (1)
UN AMPLIFICATEUR
PWM SIMPLE
Ton Giesberts (laboratoires Elektor)
Les modèles d’ampli cateurs de puissance
audio simples sont légion. Ils possèdent
généralement une topologie de classe AB ou B.
Nous vous présentons ci-dessous un modèle de
classe D très compact, qui peut être alimenté à
partir de 4piles AA et qui, grâce à son rendement
relativement élevé, peut arracher pas mal de
décibels d’un haut-parleur.
L’amplifi cateur
de puissance audio décrit dans cet article
n’est pas un étage d’amplifi cation analogique
ordinaire, mais une version « numérique » qui
utilise la modulation de largeur d’impulsion
(PWM). Par souci d’honnêteté, nous préciserons
que cet amplifi cateur présente une distorsion
non négligeable et qu’il ne s’agit donc pas
d’un amplifi cateur hi-fi ou haut de gamme.
Le circuit est bien trop simple pour cela. Par
ailleurs, il confère un son unique à la musique.
L’amplifi cateur numérique a peut-être une qualité
sonore « digne du bon vieux tube ».
Ampli cateur PWM
En principe, un amplifi cateur PWM possède un
très haut rendement, car la sortie est commutée à
haute fréquence entre les tensions d’alimentation
positive et négative (ou la masse) (voir fi gure 1).
Étant donné que les transistors de sortie font
l’objet, un à la fois, d’une commande de marche
ou d’arrêt, la chute de tension sur les transistors
actifs et le courant les traversant lorsqu’ils sont
inactifs sont minimes. En d’autres termes, les
pertes (thermiques) des transistors restent faibles.
Lorsque le transistor est activé, une impulsion se
produit à la sortie. La largeur de cette impulsion
est proportionnelle à l’amplitude du signal d’entrée
original et est également une mesure de la taille
du signal de sortie (et par extension, du niveau de
volume de l’amplifi cateur). La fi gure 1 le démontre
clairement : les points où le côté positif du signal
est le plus grand correspondent aux niveaux de
signal (sinusoïdaux) les plus élevés. Bien sûr, ce
principe s’applique aussi au côté négatif du signal :
plus le côté positif de l’impulsion est petit (et donc,
plus le côté négatif est grand), plus le signal de
sortie est petit (« négatif »).
La taille du signal de sortie est donc déterminée
par le rapport entre l’impulsion positive et
négative. Plus la différence est grande, plus le
signal de sortie est grand. Et inversement : plus le
rapport entre les impulsions positive et négative
approche 50/50, plus le signal de sortie est petit.
Seul un fi ltre passe-bas est nécessaire pour
reconvertir le signal PWM en signal original
(amplifi é). Ce fi ltre supprime la fréquence de
commutation élevée du signal, de sorte qu’il
ne reste qu’une « moyenne » qui correspond
exactement au signal original.
Suite en page 24 >
EN ASSOCIATION AVEC
Spéci cations techniques
• 1 W à 8 Ω, 1,7 W à 4 Ω
• Classe D
• Alimentation de 6 à 9 V (4 piles AA)
• Très compact
• Construction simple sans CMS

CONSEILS
POUR LES
CONCEPTEURS
CONSEILS
POUR LES
CONCEPTEURS
270p
C4
10u
63V
C1
3 2
1
IC1A
54
1
IC1B
7 6
1
IC1C
9 10
1
IC1D
11 12
1
IC1E
14 15
1
IC1F
10k
R2
12k
R3
470k
R1
+9V
L1
40uH
C5
330n
R6
8R2
LS1
8 Ω
C6
220n
1000u
25V
C7
BT1
9V
S1
C2
100n 100u
40V
C3
IC1
+9V
IC1 = 4050
T2
IRLU120
T1
IRFU9120
220R
R4
220R
R5
D1
BAT85
D2
BAT85
1
8
080277 - 11
t [s] 080277 - 12
u [V]
-6
+ 9
-5
-4
-3
-2
-1
+ 0
+ 1
+ 2
+ 3
+ 4
+ 5
+ 6
+ 7
+ 8
d
B
r
A
10 40
080277 - 13
k20 50 100 200 500 1k 2k 5k 10 k 20 k
Hz
L1
D2
R3
C4
D1
T1
IC1
R4
T2
C5 C6
-
R5
C2
-BT1 +
C3
LS1
R6
+
S1 C7
C1
R1
R2
24 eTech - NUMÉRO1 eTech - NUMÉRO1 25
< Suite de la page 23
Le circuit
Le circuit (voir figure 2) est un « modulateur de
largeur d’impulsion auto-oscillant ». Il s’agit en
fait d’un étage d’amplification qui oscille mal.
Un signal basse fréquence affecte l’oscillation,
ce qui se traduit par un contrôle de largeur
d’impulsion.
Étant donné que l’amplificateur est alimenté
par une alimentation asymétrique (6 à 9 V), des
condensateurs de découplage sont nécessaires
à l’entrée et à la sortie (C1 et C7). C’est
essentiellement le condensateur de sortie qui
détermine la fréquence minimale passée. La
valeur sélectionnée est toujours un compromis
entre la taille physique et la bande passante,
comme avec les amplificateurs analogiques.
Quelques buffers de la série « 4000 » sont
utilisés pour commander l’étage de sortie. Le
principal avantage de cette série réside dans sa
large plage de tensions d’alimentation. Sa vitesse
limitée ne constitue pas vraiment un problème
dans ce cas. Pour obtenir un gain suffisant, deux
portes sont connectées en série et les autres,
en parallèle avec le deuxième buffer. Il en résulte
un meilleur signal de commande pour l’étage
de sortie (nécessaire en raison de la capacité
d’entrée élevée de l’étage de sortie).
Nous avons choisi des transistors MOSFET en
boîtier I-PAK (TO-251AA) fabriqués par IRF pour
l’étage de sortie. Ces petits transistors peuvent
prendre en charge plus de 4 A (le transistor
MOSFET canal N peut accepter plus de 7 A).
La résistance de canal du transistor MOSFET
canal N est d’environ 0,25 Ω et celle du transistor
MOSFET canal P, d’environ 0,5 Ω.
En raison de la faiblesse de ces valeurs de
résistance de canal, il est important que les deux
transistors ne soient pas activés en même temps
(un temps mort est nécessaire). Des résistances
de 220 Ω sont montées en série avec les sorties
des portes, chacune en parallèle avec une diode
Schottky. Cette disposition assure une décharge
de la tension à la porte d’un des transistors
MOSFET plus rapide que la charge à la porte de
l’autre transistor.
Dans notre prototype, nous avons utilisé une
inductance antiparasitage assez courante pour
l’inductance de sortie dans le filtre passe-bas (L1).
Cette inductance est prévue pour des charges
maximales de 2 A. Il est également possible
d’utiliser une inductance plus petite, telle que
les versions axiales pour les applications de
courant moyen. Il suffit simplement de s’assurer
que ce type d’inductance tiendra sur le CI.
Nous avons délibérément choisi une bobine
capable d’accepter plus de courant que le strict
nécessaire (à une charge de 4 Ω, le courant de
crête est inférieur à 1 A). Pour minimiser la taille
physique d’une bobine, nous avons utilisé un
noyau, mais cela engendre des non-linéarités qui
augmentent à mesure que le noyau approche
de la saturation. Nous avons donc choisi une
inductance légèrement plus grande pour
fonctionner dans une région assez linéaire. En
employant une version axiale et un montage
à la verticale, l’espace requis a été réduit au
minimum. Une bobine à air aurait été le meilleur
choix, bien sûr, mais ce n’est pas possible dans
ce cas-ci en raison de sa taille physique.
Comme nous l’avons déjà mentionné, seul
un filtre passe-bas est requis pour reconvertir
le signal numérique en signal analogique. L1,
avec C5, forme un filtre passe-bas de 2e ordre
(Butterworth) qui supprime les fréquences
supérieures à 40 kHz. Ce dernier est également
nécessaire pour garantir que le circuit ne
provoque pas d’interférences avec d’autres
appareils (CEM). Le réseau RC R6/C6 assure le
bon fonctionnement du filtre à des fréquences
supérieures.
R1 maintient le côté entrée de C1 au niveau de
base, de sorte qu’aucun bruit gênant ne soit
produit lorsque la source du signal est connectée
avec le circuit déjà sous tension. Quant au
haut-parleur, nous supposons qu’il est toujours
branché (ce qui explique l’absence de résistance
en parallèle avec les bornes de sortie).
Les haut-parleurs sont des charges complexes
et sont essentiellement inductifs à des
fréquences supérieures. Le « gain » du circuit
est déterminé par le retour R2/R3. Avec les
valeurs choisies, le gain est d’environ 1, ce qui
fournit une sensibilité suffisante, étant donné
la plage de sortie et la tension d’alimentation.
Des tests pratiques ont révélé que des cartes
son types ne fourniraient probablement pas un
signal suffisant pour obtenir un signal de sortie
complet de l’amplificateur. Pas de panique :
dans la deuxième partie, nous décrirons
une carte de taille identique, qui contient un
préamplificateur adapté et un contrôle de
tonalité étendu.
Résultats
La consommation de courant en veille de 44 mA
est bien trop élevée pour une utilisation sur
piles, surtout si plusieurs cartes sont utilisées.
Cela est dû essentiellement à la fréquence de
commutation relativement élevée de 660 kHz à
une tension d’alimentation de 9 V et à l’absence
de contrôle de temps réel adéquat (la valeur de
220 Ω pour R4 et R5 est donc également un
compromis).
Heureusement, la fréquence diminue à des
tensions d’alimentation inférieures (en raison
du ralentissement des buffers utilisés à des
tensions d’alimentation inférieures), ce qui
profite à la consommation de courant. À 6 V (fs
= 510 kHz), la consommation de courant est
ramenée à 10 mA et il est possible d’utiliser
un jeu de quatre piles sèches AA. À 5 V (fs =
450 kHz), la consommation de courant n’est
que de 6 mA. Nous recommandons toutefois
d’utiliser le circuit avec une tension d’alimentation
comprise entre 6 et 9 V. Le maximum absolu
est de 9,5 V, ce qui représente une surtension
légèrement supérieure à 5 %. À cette tension, la
consommation de courant passe à 60 mA. Une
tension d’alimentation inférieure à 5 V donne
un signal de commande insuffisant (tension
insuffisante pour les portes).
À 9 V, la puissance de sortie maximale à 8 Ω
(écrêtage) est de 1 W. À 4 Ω, la puissance
maximale n’a pas doublé, mais se situe aux
environs de 1,7 W. Les chutes de tension au
niveau de l’inductance et du condensateur de
sortie, par exemple, commencent à exercer un
effet significatif sur la tension de sortie maximale
disponible.
À 9 V, cet amplificateur, sur la table, génère
déjà pas mal de bruit, même en cas d’utilisation
d’un petit haut-parleur. À 1 mW, la distorsion
est inférieure à 0,5 %. La bande passante avec
une charge de 8 Ω va de 18 Hz à 40 kHz (courbe
bleue sur la figure 3). La fréquence de coupure
basse est déterminée par C7 et la fréquence
de coupure haute par le filtre passe-bas (L1/
C5). Avec des petits haut-parleurs, cela est plus
que suffisant, étant donné que c’est souvent
plus que ce que peuvent reproduire des petits
caissons de haut-parleur. Comme nous l’avons
déjà mentionné, le résultat du test bleu (figure 3)
indique la caractéristique d’amplitude dans une
charge pure de 8 Ω. Lorsqu’un haut-parleur est
connecté, une légère augmentation (environ
1 dB) de la tension de sortie peut être observée
autour du point de résonance (courbe rouge). À la
fréquence de coupure du filtre (environ 40 kHz),
un pic de plusieurs dB peut se produire. Il
s’explique par l’absence de terminaison correcte
du filtre Butterworth. Sur la figure, ce pic a l’air
assez important, mais en regardant l’échelle,
vous pouvez constater qu’il n’est manifestement
pas si mauvais. À 20 kHz, le pic n’est que de
2,5 dB. Cela ne pose pas de problème, en
principe, et de nombreuses personnes apprécient
en fait cela.
Le CI est très compact. Prévu pour le prochain
numéro, le préamplificateur qui l’accompagne
présente les mêmes dimensions, de sorte qu’il
est possible de réaliser un mini-amplificateur
complet et très compact. Nous discuterons de la
disponibilité du CI dans le prochain numéro.
(080277-I)
Figure1. Le signal PWM correspondant à une onde sinusoïdale. Après ltrage du signal PWM,
le signal original réapparaît.
Figure2. De dimensions très modestes, le circuit s’intègrera parfaitement sur un CI compact.
Figure3. La courbe de fréquence dépend de la charge connectée. Voici les courbes d’une
résistance de 8Ω (en bleu) et d’un haut-parleur (en rouge).
Figure4. Malgré l’utilisation de composants
«standards», le CI demeure très compact.
Toutefois, les composants sont installés
assez près les uns des autres.
Liste des composants
Les numéros de stock sont fournis à
titre indicatif seulement. Consultez
les fiches de données pour les
spécifications complètes.
Résistances
R1 = 470 kΩ (151-331)
R2 = 10 kΩ (150-928)
R3 = 12 kΩ (151-151)
R4,R5 = 220 Ω (157-569)
R6 = 8,2 Ω (385-982)
Condensateurs
C1 = 10 μF 63 V, radial, diamètre 6 mm
(228-6947)
C2 = 100 nF céramique, pas de 5 mm
(652-9995)
C5 = 330 nF, MKT, pas de 7,5 mm (0,3”)
(483-3999)
C6 = 220 nF, MKT, pas de 7,5 mm (0,3”)
(483-3832)
C7 = 1000 μF 25 V, radial, diamètre 10 mm,
pas de 5 mm (0,2”) (571-981)
Inductances
L1 = 40 μH 2 A axial (montage vertical)
Semiconducteurs
D1, D2 = BAT85 (300-978)
T1 = IRFU9120NPBF (TO-251AA/I-PAK,
International Rectifier) (541-1275)
T2 = IRLU120NPBF (TO-251AA/I-PAK,
International Rectifier) (543-1718)
IC1 = 4050
Divers
S1 = 1 x on, 1 A min.