CONSEILS POUR LES CONCEPTEURS EN ASSOCIATION AVEC Puissance en poche (1) < Suite de la page 20 et dans les systèmes industriels de réfrigération. « Nous avons réussi à satisfaire aux normes CEI en améliorant et en peaufinant l’utilisation de nos technologies », « Dans notre dernière gamme de produits, nous avons intégré les circuits d’alimentation et de commande dans le même système, installé à même le moteur... » Francesco Borghesi, concepteur R&D chez Studioemme explique Fausto Rizzi, ingénieur concepteur chez Selpro. « Les systèmes à échelons de tension sont intrinsèquement exempts d’harmoniques, dans la mesure où ils sont basés sur des autotransformateurs, qui sont des éléments linéaires et donc, ne génèrent pas de distorsions. Les systèmes à partialisation de phase, en revanche, génèrent des distorsions. En tirant parti de la nature inductive et de la modularité de la charge (qui comprend plusieurs ventilateurs) et en travaillant à un certain angle de phase, il est possible 22 eTech - NUMÉRO 1 de réduire les harmoniques dans les limites fixées par la norme pour les courants de 16 à 75 A (CEI 61000-3-12). Cette solution ne peut toutefois pas être utilisée pour les courants inférieurs à 16 A, auxquels une norme différente s’applique, avec des limites inférieures pour les harmoniques (CEI 61000-3-2). Très bientôt, nous devrons faire face au problème du rendement énergétique et je pense que nous devrons utiliser la technologie de commande d’inverseur et adopter des systèmes DSP ». Objectifs pratiques pour les ascenseurs Le rapport qualité/ prix et la facilité d’installation sont actuellement les principaux objectifs de SMS Sistemi e Microsistemi (Crespellano, Bologne), qui conçoit et fabrique des systèmes de commande pour ascenseurs. La gamme de produits de cette société inclut des démarreurs, des commandes de vitesse, des appareils permettant de ramener la cabine au rez-de-chaussée en cas de panne de courant, des cartes pour panneaux de commande et des cabestans. « Nous essayons de faciliter le travail des installateurs en fournissant des produits précâblés », explique Emanuele Castagnini, l’un des concepteurs de la société. « Les inverseurs utilisés pour ramener la cabine au rez-de-chaussée en cas de panne de courant ne sont pas très sophistiqués, étant donné que le positionnement ne doit pas être très précis. Pour ces produits, nous envisageons l’utilisation de microcontrôleurs ; nous n’aurons pas besoin de DSP ». La nécessité de réduire la consommation d’énergie a aussi un impact sur ce marché. « Nos inverseurs destinés à un fonctionnement normal dans les ascenseurs électriques et hydrauliques sont au cœur de nos efforts d’optimisation de l’énergie », précise M. Castagnini. « Toutefois, dans le domaine des ascenseurs, l’évaluation de la consommation d’énergie devrait être basée sur l’ensemble du système et pas sur un seul composant ». Solutions pour moteurs Quels que soient vos besoins de commandes et d’entraînements de moteurs, RS possède les produits pour y répondre. Choisissez parmi notre gamme de microcontrôleurs, DSP, DSC, codeurs, détecteurs de courant, transistors MOSFET, IGBT, etc. sur www.rsonline.be UN AMPLIFICATEUR PWM SIMPLE Ton Giesberts (laboratoires Elektor) Les modèles d’amplificateurs de puissance audio simples sont légion. Ils possèdent généralement une topologie de classe AB ou B. Nous vous présentons ci-dessous un modèle de classe D très compact, qui peut être alimenté à partir de 4 piles AA et qui, grâce à son rendement relativement élevé, peut arracher pas mal de décibels d’un haut-parleur. L’amplificateur de puissance audio décrit dans cet article n’est pas un étage d’amplification analogique ordinaire, mais une version « numérique » qui utilise la modulation de largeur d’impulsion (PWM). Par souci d’honnêteté, nous préciserons que cet amplificateur présente une distorsion non négligeable et qu’il ne s’agit donc pas d’un amplificateur hi-fi ou haut de gamme. Le circuit est bien trop simple pour cela. Par ailleurs, il confère un son unique à la musique. L’amplificateur numérique a peut-être une qualité sonore « digne du bon vieux tube ». Amplificateur PWM En principe, un amplificateur PWM possède un très haut rendement, car la sortie est commutée à haute fréquence entre les tensions d’alimentation positive et négative (ou la masse) (voir figure 1). Étant donné que les transistors de sortie font l’objet, un à la fois, d’une commande de marche ou d’arrêt, la chute de tension sur les transistors actifs et le courant les traversant lorsqu’ils sont inactifs sont minimes. En d’autres termes, les pertes (thermiques) des transistors restent faibles. Lorsque le transistor est activé, une impulsion se produit à la sortie. La largeur de cette impulsion est proportionnelle à l’amplitude du signal d’entrée original et est également une mesure de la taille du signal de sortie (et par extension, du niveau de volume de l’amplificateur). La figure 1 le démontre clairement : les points où le côté positif du signal est le plus grand correspondent aux niveaux de signal (sinusoïdaux) les plus élevés. Bien sûr, ce principe s’applique aussi au côté négatif du signal : plus le côté positif de l’impulsion est petit (et donc, plus le côté négatif est grand), plus le signal de sortie est petit (« négatif »). La taille du signal de sortie est donc déterminée par le rapport entre l’impulsion positive et Spécifications techniques • 1 W à 8 Ω, 1,7 W à 4 Ω • Classe D • Alimentation de 6 à 9 V (4 piles AA) • Très compact • Construction simple sans CMS négative. Plus la différence est grande, plus le signal de sortie est grand. Et inversement : plus le rapport entre les impulsions positive et négative approche 50/50, plus le signal de sortie est petit. Seul un filtre passe-bas est nécessaire pour reconvertir le signal PWM en signal original (amplifié). Ce filtre supprime la fréquence de commutation élevée du signal, de sorte qu’il ne reste qu’une « moyenne » qui correspond exactement au signal original. Suite en page 24 > eTech - NUMÉRO 1 23 CONSEILS POUR LES CONCEPTEURS CONSEILS POUR LES CONCEPTEURS +9 +5 C1 3 IC1 = 4050 8 R2 10k t [s] 470k 10u 63V R1 IC1B 1 1 (un temps mort est nécessaire). Des résistances de 220 Ω sont montées en série avec les sorties des portes, chacune en parallèle avec une diode Schottky. Cette disposition assure une décharge de la tension à la porte d’un des transistors MOSFET plus rapide que la charge à la porte de l’autre transistor. Dans notre prototype, nous avons utilisé une inductance antiparasitage assez courante pour l’inductance de sortie dans le filtre passe-bas (L1). Cette inductance est prévue pour des charges maximales de 2 A. Il est également possible d’utiliser une inductance plus petite, telle que les versions axiales pour les applications de courant moyen. Il suffit simplement de s’assurer que ce type d’inductance tiendra sur le CI. Nous avons délibérément choisi une bobine capable d’accepter plus de courant que le strict nécessaire (à une charge de 4 Ω, le courant de crête est inférieur à 1 A). Pour minimiser la taille physique d’une bobine, nous avons utilisé un noyau, mais cela engendre des non-linéarités qui +9V 2 9 1 6 11 270p 1 1 IRFU9120 12 40uH R5 220R D2 15 BAT85 C7 1000u L1 IRLU120 IC1F 14 T1 220R R4 10 IC1E C4 BAT85 D1 IC1D 4 R6 25V C5 T2 330n C6 LS1 8Ω 220n 080277 - 11 Figure 2. De dimensions très modestes, le circuit s’intègrera parfaitement sur un CI compact. 24 eTech - NUMÉRO 1 080277 - 12 Figure 1. Le signal PWM correspondant à une onde sinusoïdale. Après filtrage du signal PWM, le signal original réapparaît. IC1C 7 5 1 augmentent à mesure que le noyau approche de la saturation. Nous avons donc choisi une inductance légèrement plus grande pour fonctionner dans une région assez linéaire. En employant une version axiale et un montage à la verticale, l’espace requis a été réduit au minimum. Une bobine à air aurait été le meilleur choix, bien sûr, mais ce n’est pas possible dans ce cas-ci en raison de sa taille physique. Comme nous l’avons déjà mentionné, seul un filtre passe-bas est requis pour reconvertir le signal numérique en signal analogique. L1, avec C5, forme un filtre passe-bas de 2e ordre (Butterworth) qui supprime les fréquences supérieures à 40 kHz. Ce dernier est également nécessaire pour garantir que le circuit ne provoque pas d’interférences avec d’autres appareils (CEM). Le réseau RC R6/C6 assure le bon fonctionnement du filtre à des fréquences supérieures. R1 maintient le côté entrée de C1 au niveau de base, de sorte qu’aucun bruit gênant ne soit produit lorsque la source du signal est connectée avec le circuit déjà sous tension. Quant au haut-parleur, nous supposons qu’il est toujours branché (ce qui explique l’absence de résistance en parallèle avec les bornes de sortie). Les haut-parleurs sont des charges complexes et sont essentiellement inductifs à des fréquences supérieures. Le « gain » du circuit est déterminé par le retour R2/R3. Avec les valeurs choisies, le gain est d’environ 1, ce qui fournit une sensibilité suffisante, étant donné la plage de sortie et la tension d’alimentation. Des tests pratiques ont révélé que des cartes son types ne fourniraient probablement pas un signal suffisant pour obtenir un signal de sortie complet de l’amplificateur. Pas de panique : dans la deuxième partie, nous décrirons -6 10 20 50 100 200 500 1k 2k Hz 5k 10 k 20 k C7 S1 R5 Résultats La consommation de courant en veille de 44 mA est bien trop élevée pour une utilisation sur piles, surtout si plusieurs cartes sont utilisées. Cela est dû essentiellement à la fréquence de commutation relativement élevée de 660 kHz à une tension d’alimentation de 9 V et à l’absence de contrôle de temps réel adéquat (la valeur de 220 Ω pour R4 et R5 est donc également un compromis). Heureusement, la fréquence diminue à des tensions d’alimentation inférieures (en raison du ralentissement des buffers utilisés à des tensions d’alimentation inférieures), ce qui profite à la consommation de courant. À 6 V (fs = 510 kHz), la consommation de courant est ramenée à 10 mA et il est possible d’utiliser un jeu de quatre piles sèches AA. À 5 V (fs = 450 kHz), la consommation de courant n’est que de 6 mA. Nous recommandons toutefois d’utiliser le circuit avec une tension d’alimentation comprise entre 6 et 9 V. Le maximum absolu est de 9,5 V, ce qui représente une surtension légèrement supérieure à 5 %. À cette tension, la consommation de courant passe à 60 mA. Une tension d’alimentation inférieure à 5 V donne un signal de commande insuffisant (tension insuffisante pour les portes). À 9 V, la puissance de sortie maximale à 8 Ω (écrêtage) est de 1 W. À 4 Ω, la puissance maximale n’a pas doublé, mais se situe aux environs de 1,7 W. Les chutes de tension au niveau de l’inductance et du condensateur de sortie, par exemple, commencent à exercer un effet significatif sur la tension de sortie maximale disponible. C3 L1 R6 LS1 C5 C6 - 40 k 080277 - 13 Figure 3. La courbe de fréquence dépend de la charge connectée. Voici les courbes d’une résistance de 8 Ω (en bleu) et d’un haut-parleur (en rouge). une carte de taille identique, qui contient un préamplificateur adapté et un contrôle de tonalité étendu. D1 C4 -5 8R2 1 IC1 R3 -4 IC1A C3 IC1 -3 R3 12k 100u 40V +0 -2 En raison de la faiblesse de ces valeurs de résistance de canal, il est important que les deux transistors ne soient pas activés en même temps C2 R1R2 +1 -1 Nous avons choisi des transistors MOSFET en boîtier I-PAK (TO-251AA) fabriqués par IRF pour l’étage de sortie. Ces petits transistors peuvent prendre en charge plus de 4 A (le transistor MOSFET canal N peut accepter plus de 7 A). La résistance de canal du transistor MOSFET canal N est d’environ 0,25 Ω et celle du transistor MOSFET canal P, d’environ 0,5 Ω. 100n + + d +3 B +2 r A BT1 C2 C1 +4 Quelques buffers de la série « 4000 » sont utilisés pour commander l’étage de sortie. Le principal avantage de cette série réside dans sa large plage de tensions d’alimentation. Sa vitesse limitée ne constitue pas vraiment un problème dans ce cas. Pour obtenir un gain suffisant, deux portes sont connectées en série et les autres, en parallèle avec le deuxième buffer. Il en résulte un meilleur signal de commande pour l’étage de sortie (nécessaire en raison de la capacité d’entrée élevée de l’étage de sortie). BT1 9V - +6 Étant donné que l’amplificateur est alimenté par une alimentation asymétrique (6 à 9 V), des condensateurs de découplage sont nécessaires à l’entrée et à la sortie (C1 et C7). C’est essentiellement le condensateur de sortie qui détermine la fréquence minimale passée. La valeur sélectionnée est toujours un compromis entre la taille physique et la bande passante, comme avec les amplificateurs analogiques. +9V +7 R4 D2 Le circuit Le circuit (voir figure 2) est un « modulateur de largeur d’impulsion auto-oscillant ». Il s’agit en fait d’un étage d’amplification qui oscille mal. Un signal basse fréquence affecte l’oscillation, ce qui se traduit par un contrôle de largeur d’impulsion. S1 +8 u [V] T1 T2 < Suite de la page 23 Figure 4. Malgré l’utilisation de composants « standards », le CI demeure très compact. Toutefois, les composants sont installés assez près les uns des autres. À 9 V, cet amplificateur, sur la table, génère déjà pas mal de bruit, même en cas d’utilisation d’un petit haut-parleur. À 1 mW, la distorsion est inférieure à 0,5 %. La bande passante avec une charge de 8 Ω va de 18 Hz à 40 kHz (courbe bleue sur la figure 3). La fréquence de coupure basse est déterminée par C7 et la fréquence de coupure haute par le filtre passe-bas (L1/ C5). Avec des petits haut-parleurs, cela est plus que suffisant, étant donné que c’est souvent plus que ce que peuvent reproduire des petits caissons de haut-parleur. Comme nous l’avons déjà mentionné, le résultat du test bleu (figure 3) indique la caractéristique d’amplitude dans une charge pure de 8 Ω. Lorsqu’un haut-parleur est connecté, une légère augmentation (environ 1 dB) de la tension de sortie peut être observée autour du point de résonance (courbe rouge). À la fréquence de coupure du filtre (environ 40 kHz), un pic de plusieurs dB peut se produire. Il s’explique par l’absence de terminaison correcte du filtre Butterworth. Sur la figure, ce pic a l’air assez important, mais en regardant l’échelle, vous pouvez constater qu’il n’est manifestement pas si mauvais. À 20 kHz, le pic n’est que de 2,5 dB. Cela ne pose pas de problème, en principe, et de nombreuses personnes apprécient en fait cela. Liste des composants Le CI est très compact. Prévu pour le prochain numéro, le préamplificateur qui l’accompagne présente les mêmes dimensions, de sorte qu’il est possible de réaliser un mini-amplificateur complet et très compact. Nous discuterons de la disponibilité du CI dans le prochain numéro. Semiconducteurs D1, D2 = BAT85 (300-978) T1 = IRFU9120NPBF (TO-251AA/I-PAK, International Rectifier) (541-1275) T2 = IRLU120NPBF (TO-251AA/I-PAK, International Rectifier) (543-1718) IC1 = 4050 Les numéros de stock sont fournis à titre indicatif seulement. Consultez les fiches de données pour les spécifications complètes. Résistances R1 = 470 kΩ R2 = 10 kΩ R3 = 12 kΩ R4,R5 = 220 Ω R6 = 8,2 Ω (151-331) (150-928) (151-151) (157-569) (385-982) Condensateurs C1 = 10 μF 63 V, radial, diamètre 6 mm (228-6947) C2 = 100 nF céramique, pas de 5 mm (652-9995) C5 = 330 nF, MKT, pas de 7,5 mm (0,3”) (483-3999) C6 = 220 nF, MKT, pas de 7,5 mm (0,3”) (483-3832) C7 = 1000 μF 25 V, radial, diamètre 10 mm, pas de 5 mm (0,2”) (571-981) Inductances L1 = 40 μH 2 A axial (montage vertical) Divers S1 = 1 x on, 1 A min. (080277-I) eTech - NUMÉRO 1 25