Notions de Compatibilité Electro Magnétique (CEM)

Notions de Compatibilité
Electro Magnétique
(CEM)
(Conformité Européenne)
Jean Louis Boizard
Maître de conférences, IUFM Midi Pyrénées- Toulouse II
Notions_cem_v1.2
1
Sommaire
1) Introduction
1.1) Préambule
1.2) Un peu d’histoire
1.3) Les directives 89/336/CEE et 2004/108/CEE
1.3.1) La directive CEM : Exigences
1.3.2) Vocabulaire spécifique à la directive CEM
1.3.3) Directive CEM : Domaines d’exclusion
1.3.4) Directive CEM : la déclaration de conformité
1.3.5) Directive CEM : le marquage CE
1.4) Lois générales, unités et outils mathématiques utilisés en CEM
1.4.1) Loi de Biot et Savart
1.4.2) Loi de Faraday/ Loi de Lenz
1.4.3) Loi d’Ampère
1.4.4) Théorème de Gauss
1.4.5) Les équations de Maxwell
1.4.6) Quelques rappels sur les ondes électromagnétiques
1.4.7) La transformée de Fourier
1.4.8) Les unités utilisées en CEM
2) Généralités
2.1) Emissivité et immunité
2.2) Les perturbations
2.2.1) Généralités et classification
2.2.2) Exemples de perturbations électro magnétiques
3) Les modes de couplage et leurs solutions
3.1) Couplages en mode conduit
3.1.1) Mode commun ou par impédance commune
3.1.2) Mode différentiel
3.1.3) Cas des alimentations secteur
3.1.4) Couplage « carte à châssis »
3.2) Couplages par rayonnement
3.2.1) Couplages en champ proche
3.2.2) Couplage en champ lointain
4) Les moyens d’essai
4.1) Les chambres anéchoïques
4.2) Les cages de Faraday
4.3) Chambres réverbérantes à brassage de modes (CRBM)
4.4) L’analyseur de spectre
4.5) Quelques antennes utilisées en CEM
4.6) Les sondes isotropiques
4.7) Les RSIL (Réseaux Stabilisateurs d’Impédance de ligne)
4.8) Tests d’immunité aux décharges électrostatiques (Norme CEI 61000-4-2)
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4.9) Tests de transitoires électriques rapides en salve (TERS)
4.10) Tests d’immunité aux champs électromagnétiques
5) La CEM dans la conception des équipements électroniques
5.1) Conception des circuits imprimés
5.2) Les choix technologiques
5.2.1) Les familles de circuits intégrés numériques
5.2.2) Le choix des composants passifs
5.2.3) La conception et le câblage des équipements (coffrets et baies)
6) Les outils de simulation
6.1) Perturbations basse fréquence
6.2) Perturbations haute fréquence
6.3) Intégrité et rayonnement des torons de câbles
7) La certification des équipements
8) Bibliographie
9) Annexes
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1) Introduction
Note à l’attention du lecteur : les figures présentées dans ce document ont été pour la plupart
extraites des ouvrages cités dans le paragraphe 9 « Bibliographie ».
1.1)
Préambule
L’intégration de l’électronique dans la vie quotidienne s’est accompagnée de phénomènes
parasites -les perturbations électromagnétiques- inhérents à l’utilisation du courant électrique.
On appelle « perturbation électromagnétique » tout phénomène électromagnétique susceptible
de dégrader les performances d’un dispositif, d’un équipement ou d’un système. Ces
perturbations peuvent être un bruit électromagnétique, un signal non désiré ou une
modification du milieu de propagation.
On peut définir la CEM comme l’aptitude d’un appareil à fonctionner normalement
dans un environnement électromagnétique donné, sans produire lui-même des perturbations
intolérables pour les appareils qui se trouvent dans cet environnement.
On peut distinguer :
-
La CEM intra-système (propre aux perturbations émises à
l’intérieur d’un équipement).
La CEM inter-système (influence de l’équipement sur
l’environnement et inversement).
Dans le premier cas, le concepteur s’intéressera aux fonctions que l’appareil doit réaliser et
plus particulièrement aux problèmes d’auto-perturbations rencontrés lors du fonctionnement
normal.
Dans le second cas, le même équipement devra réaliser ses fonctions dans un environnement
d’installation déterminé.
1.2)
Un peu d’histoire
Le début des années 30 voit l’apparition des communications radio et avec elles un certain nombre
de problèmes d’interférences radio (dus aux moteurs électriques etc.).
-
1933 : Création du CISPR (Comité International Spécial des
Perturbations Radioélectriques) par la CEI (Commission
Electrotechnique Internationale) qui développe des normes pour
éviter les interférences.
-
Durant la deuxième guerre mondiale, l’utilisation d’appareils
électroniques (radio, navigation, radar) s’est accélérée. Beaucoup de
cas d’interférences entre radios et systèmes de navigation aérienne
sont constatés.
-
Le CISPR continue son activité en produisant plusieurs publications
techniques présentant des techniques de mesure des perturbations et
4
recommandant des valeurs limites d’émissions. Plusieurs pays
européens ont adopté ces valeurs limites recommandées par le
CISPR.
1.3)
-
L’augmentation la plus significative des problèmes d’interférences
est apparue avec l’invention des composants électroniques à haute
densité, tels que le transistor bipolaire dans les années 1950, le
circuit intégré dans les années 1960, et les puces à microprocesseur
dans les années 1970. Par ailleurs, le spectre fréquentiel utilisé
devient beaucoup plus large afin de subvenir aux besoins de plus en
plus croissants de transmission d’informations.
-
Due à la sensibilité de plus en plus accrue des circuits électroniques,
l’American Federal Communications Commission (FCC) a publié
en 1979 des normes limitant les émissions électromagnétiques de
tous les appareils électroniques. Les valeurs limites définies par la
FCC correspondent dans l’ensemble à celles recommandées par le
CISPR.
Les directives 89/336/CEE et 2004/108/CEE
Pour faire face aux problèmes évoqués précédemment, l’Europe a mis en place la directive
89/336/CEE puis la directive 2004/108/CEE qui abroge la précédente. La première, transposée en
droit français et applicable depuis 1989, est obligatoire depuis le 1er janvier 1996. Son domaine
d’application concerne tout équipement électrique ou électronique, même pour une fabrication
unitaire. Il en est de même pour les matériels d’occasion reconfigurés. Ces directives imposent le
respect d’exigences essentielles d’ordre technique aux états membres de l’Union Européenne. Elles
imposent les contrôles à faire sur un produit, avant sa mise sur le marché, sans préciser les modalités
techniques relevant elles de normes. Elles doivent supprimer les entraves aux échanges à l’intérieur
de l’Union Européenne.
1.3.1) La directive CEM : Exigences
Les exigences essentielles de la directive CEM sont rédigées en termes d’objectifs
qualitatifs :
-
Les perturbations générées doivent être limitées à un niveau
permettant aux systèmes de radio et de télécommunication, ainsi
qu’aux autres appareils, de fonctionner conformément à leur
destination.
-
Les appareils doivent avoir un niveau adéquat d’immunité
intrinsèque contre les perturbations électromagnétiques leur
permettant de fonctionner conformément à leur destination.
1.3.2) Vocabulaire spécifique à la directive CEM
5
•
•
•
•
Appareil : on entend par « appareil » un produit fini contenant des composants
électriques et/ou électroniques, destiné à être mis sur le marché et à destination de
l’utilisateur final. L’appareil permet l’obtention d’une fonction directe et doit être
marqué CE.
Système : Ensemble d’appareils conçus et fabriqués pour être associés entre eux
afin de remplir une tâche déterminée, et mis sur le marché comme une seule entité
et à destination de l’utilisateur final.
Installation : Association de plusieurs appareils ou systèmes mis en place dans un
lieu donné, et pour un but donné, mais qui ne sont pas destinés à être mis sur le
marché en une seule entité. Chaque élément constitutif d’une installation doit être
CE.
Composant : Ce mot ne doit pas être pris au sens traditionnel de l’électronique,
mais au sens de sous-ensemble ou de constituant. Lorsque le composant est
destiné à être intégré dans un appareil, le composant n’est pas soumis aux
dispositions de la directive. Exemple : la carte alimentation d’un ordinateur
destiné à un assembleur n’est pas soumise au marquage CE, c’est l’ordinateur
complet qui doit être CE. Cependant si le composant délivre une fonction directe,
il est assimilable à un appareil et doit donc se conformer aux prescriptions de la
directive.
1.3.3) Directive CEM : Domaines d’exclusion
Outre les composants élémentaires ou plus complexes, certains appareils ne sont pas
concernés par la directive :
•
•
•
Les appareils destinés aux radioamateurs s’ils ne sont pas dans le commerce. Ils
sont toutefois directement concernés par les phénomènes électromagnétiques
(occupation du spectre).
Les produits concernés par une directive spécifique d’application obligatoire
lorsque celle-ci prend en compte une partie spécifique de la CEM (appareils
médicaux par exemple), l’exclusion ne portant que sur celle-ci seulement.
Autres exemples : les câbles, système de câblage et accessoires, le matériel ne
comportant que des charges résistives sans dispositif de coupure automatique tel
que les thermostats ou les ventilateurs, les piles et accumulateurs.
1.3.4) Directive CEM : la déclaration de conformité
La déclaration de conformité, obligatoire pour la mise sur le marché européen, doit
contenir les éléments suivants :
-
Description de l’appareil visé.
Références des directives concernées.
6
-
Références des normes harmonisées par rapport auxquelles la
conformité a été évaluée.
Identification du signataire ayant reçu pouvoir pour engager le
fabricant ou son mandataire.
Le cas échéant, les références de l’attestation CE de type ou du
rapport technique délivré respectivement par l’organisme notifié ou
compétent.
1.3.5) Directive CEM : le marquage CE
Il signifie « Conformité Européenne » et est le signe distinctif de la conformité du
produit aux diverses directives qui lui sont applicables. Le fabricant ou le mandataire
a la responsabilité de la conformité de son produit aux directives. Il doit rédiger une
Déclaration de Conformité.
1.4)
Lois générales, unités et outils mathématiques utilisés en CEM
Bien que d’aspect complexe, la CEM respecte les lois de la physique connues des
électroniciens. Nous donnons ci-dessous les lois les plus utilisées.
1.4.1) Loi de Biot et Savart
Un élément dl d’un circuit filiforme parcouru par un courant d’intensité I génère en
un point M distant de r un champ magnétique dB défini par la relation ci-dessous :

 µ 0 Id  ∧ r
dB =
4π
r3
Dans laquelle I est en ampère, r et l en mètres et B en Tesla
(1 Tesla = 10 000 Gauss. A Paris le champ magnétique terrestre vaut 0,5 Gauss)
µ0 est la perméabilité du vide (µ0 = 4π10-7Hm-1).
Conséquences :
a) Un conducteur de type « boucle » parcouru par un courant i variable (l’effet est
nul en continu) peut, via le champ magnétique B qu’il crée, perturber d’autres
conducteurs placés à proximité.
b) Un conducteur de type « brin » (antenne) alimenté par une source de tension
variable (effet nul en continu) génère un champ électromagnétique pouvant
perturber les conducteurs placés à proximité.
7
Fig. 1.a : génération d’un champ B et Fig.1.b : phénomène d’antenne
c) Un conducteur placé dans un champ magnétique B ou électrique E variables
devient respectivement le siège d’un courant i ou d’une ddp v induits.
Fig. 2 : Phénomènes de couplage
1.4.2) Loi de Faraday/ Loi de Lenz
Quand le flux Φ du champ magnétique à travers un circuit conducteur fermé varie
dans le temps, il apparaît dans le circuit une f.e.m. d’induction e telle que:
e=−
dφ
dt
Fig. 3 : Illustration de la loi de Lenz
Conséquences :
Une excitation magnétique variable perturbatrice H induira dans les boucles qu’elle
traverse, une tension parasite u telle que :
u = µ0.S.dH/dt.
Où S est la surface de la boucle.
8
1.4.3) Loi d’Ampère (loi de Biot et Savart appliquée à
quelconque)
une boucle fermée Γ
En régime quasi-permanent ou permanent (on considère comme négligeable le temps de
propagation des ondes électromagnétiques devant la période du signal), dans le vide, le
théorème d'Ampère énonce que la circulation le long d'un circuit fermé du champ magnétique
engendré par une distribution de courant est égale à la somme algébrique des courants qui
traversent la surface définie par le circuit orienté, multipliée par la perméabilité du vide μ0.
où :
•
•
•
•
•
représente l'intégrale curviligne sur le contour fermé τ,
est l'induction magnétique,
est l'élément infinitésimal de déplacement le long du contour τ,
μ0 est la perméabilité du vide,
est la somme algébrique des intensités des courants enlacés par le contour τ.
1.4.4) Théorème de Gauss
Le flux Φ du champ électrique E à travers une surface fermée S est proportionnel à la somme des
charges Qint qui sont à l'intérieur de cette surface divisée par la permittivité du vide ε0 (nota : µ0 et ε0
sont reliés par la relation μ0ε0c ²=1 où c est la vitesse de la lumière).
1.4.5) Les équations de Maxwell
Les résultats précédents obtenus initialement en régime stationnaire, c'est-à-dire indépendant du
temps, ont été généralisés en 1861 par Maxwell au cas des régimes variables (dépendants du temps).
Ces équations permettent de décrire les évolutions spatio-temporelles des composantes (Ex, Ey, Ez)
du champ électrique et les composantes (Bx, By, Bz) du champ magnétique dans un milieu isotrope
parfait du point de vue électrique et magnétique en les reliant à leurs sources : densité de charge ρ et
densité de courant de conduction j.
9
div E = ρ / εo
rot E = -dB/dt
div B = 0.
rot B =μo * j + μo * εo * dE/dt
=> théorème de Gauss
=> relation de Maxwell-Faraday
=> conservation du flux magnétique
=> relation de Maxwell-Ampère
Les dérivées sont partielles, les grandeurs physiques mises en jeu étant dépendantes de l'espace et du
temps.
Conséquences :
En considérant un même milieu homogène, ces équations admettent des solutions qui régissent la
propagation des champs électrique et magnétique. Les champs E et B s'entretiennent mutuellement,
mais l'équilibre énergétique entre eux ne s'opère qu'à une certaine distance de la source (qui peut être
un champ électrique ou magnétique). On distingue alors deux zones :
-
La zone dite de « champ proche »
La zone dite de « champ lointain »
La zone de champ proche correspond aux phénomènes cités dans les chapitres précédents et est
prépondérante dans l’étude des couplages par diaphonie capacitive et inductive.
La zone de champ lointain est prépondérante dans l’étude des couplages de type « champ à fil » et
champ à boucle ».
1.4.6) Quelques rappels sur les ondes électromagnétiques
1.4.6.1)
Champ électromagnétique généré par une antenne boucle
Dans le cas d’une boucle (basse impédance) parcourue par un courant variable i et en champ proche
E varie en 1/r2, H en 1/r3 et l’impédance Z varie en r. En conséquence, à faible distance, la boucle
rayonne essentiellement en champ H.
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Fig.4 : Champ électromagnétique rayonné dans le vide par une boucle en fonction de la distance r
dans une direction perpendiculaire à la normale de la boucle.
1.4.6.2)
Champ électromagnétique généré par une antenne fouet
Dans le cas d’un dipôle (haute impédance) excité par une tension élevée v et en champ proche, E
varie en 1/r3, H en 1/r2 et l’impédance Z varie en 1/r. En conséquence, à faible distance, la boucle
rayonne essentiellement en champ E.
Fig.5 : Champ électromagnétique rayonné dans le vide par un fil court en fonction de la distance r
dans une direction perpendiculaire au fil.
11
Dans les deux modes (antenne boucle ou antenne fouet) en champ lointain les champs E et H
décroissent en 1/r et tendent vers un rapport constant Z0 : E/H=377 Ω (impédance du vide Z0 =
(µ0/ε0)1/2).
 Champ électrique rayonné E à une distance d en champ lointain pour une puissance
d’émission P :
E(V/m) = d-1.(30.P.G)1/2
Avec P en watt, d en mètre, G gain numérique de l’antenne (non ramené en dB). Pour un doublet G
vaut 1, pour une parabole classique G vaut 1000.
Conséquences :
Un champ électrique variable se réfléchissant sur un conducteur y induit un courant. Le condensateur
entre les extrémités du conducteur permet sa circulation (phénomène très peu sensible aux basses
fréquences).
Fig.6 : Effet du champ électrique sur un conducteur
Fig.7 : Courant collecté par un conducteur en fonction du champ électrique reçu
12
1.4.7) La transformée de Fourier
La transformée de Fourier F est une opération qui transforme une fonction f(t) intégrable sur {R} en
une autre fonction, décrivant le spectre fréquentiel de cette dernière. La transformée de Fourier de
f(t) est la fonction F (f) donnée par la formule:
Avec t en secondes et ν la fréquence (en s − 1).
Conséquences :
Tous les signaux temporels ont une représentation spectrale (énergie fonction de la fréquence) et les
fréquences seront d’autant plus élevées que les signaux auront des dv/dt élevés (variations
temporelles). Ils seront donc générateurs de signaux parasites potentiellement perturbateurs.
Fig.8 : Effets de la commutation dans les circuits numériques
Fig.9 : Pics de courant lors des commutations d’un circuit CMOS
13
Fig.10 : influence du di/dt
1.4.8) Les unités utilisées en CEM :
Le dBm :
Le dBm exprime le rapport entre la puissance Px du signal x considéré et le milliwatt (mW)
qui est la référence :
X (dBm) = 10 log10 (Px/ 10-3)
Ainsi un signal de puissance 1 Watt vaudra 30 dBm et 1 µW correspondra à -30 dBm.
Le dBµV :
Il exprime le rapport entre la ddp Vx d’un signal x chargé par une résistance de 50 Ω et le µV
qui sert de référence :
X (dBµV) = 20 log10 (Vx/ 10-6)
Fig.11 : Les valeurs de référence en CEM
2) Généralités
2.1) émissivité et immunité
 Emissivité :
 Ce terme est employé pour évaluer le pouvoir perturbateur d’un appareil
 Perturbations générées par un appareil :
 Perturbations conduites (câbles, supports, …)
 Perturbations rayonnées (sous forme d’onde électromagnétique)
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 Immunité :
 On parle d’immunité pour caractériser le niveau de protection intrinsèque d’un
système vis-à-vis des perturbations externes.
 Immunité contre :
 Les perturbations conduites
 Les perturbations rayonnées
Fig.12 : Les trois acteurs de la CEM
2.2) Les perturbations
2.2.1) Généralités et classification
Les Perturbations électromagnétiques (EMI : Electro Magnetic Interference) peuvent être d’origine
naturelle :
- Atmosphériques (foudre)
- Solaires
- Décharges électrostatiques (DES) - (ESD : Electro Static Discharge)
- Bruit galactique
Ou artificielle :
- Télécommunications (antennes)
- Fours micro ondes
- Coexistence de courants forts et de courants faibles
- Commutation industrielle (relais électro mécaniques, alimentations
à découpage, …)
- Distances entre équipements et entre éléments de + en + faibles
(miniaturisation)
- Variations de tension rapides
- Micro coupures secteur
15
-
Moteur à explosion
…
On a cependant tendance à classer les perturbations en fonction de leur type plutôt que de leur nature,
par exemple basse ou haute fréquence, transitoires ou entretenues. La figure ci-dessous illustre ce
classement.
Fig.13 : Classification des perturbations
Les perturbations conduites utilisent comme vecteur les matériaux conducteurs :
 Lignes de données
 Câbles d’alimentation
 Réseau de terre déficient
Les perturbations rayonnées sont transmises par une onde électromagnétique et utilisent comme
support les milieux diélectriques :
 Le plastique
 Le bois
 L’air
 …
SOURCES
VICTIMES
Émetteurs radio-fréquence
Électronique analogique bas niveau
Récepteur radio-fréquence
Lampes à arc
Électronique analogique et numérique
Soudage HF
Électronique analogique et numérique
Allumage automobile
Récepteurs radio-fréquences, toutes les électroniques
Relais, contacteurs
Toutes les électroniques
Électronique numérique, alim. à
Électronique analogique
découpage,…
Fig.14 : Exemple de sources de perturbations et leurs victimes :
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2.2.2) Exemples de perturbations électro magnétiques
2.2.2.1) La foudre
Quand la foudre tombe quelque part, le courant produit un important champ magnétique
impulsionnel qui vient se coupler avec tous les conducteurs environnants.
Modélisation de la foudre à partir de deux exponentielles :
I=I0 (e-t/τ1-e-t/ τ2)
Sur cette base, 90% des surtensions peuvent être modélisées à partir des 3 ondes de courant typiques
ci-dessous :
Fig.15 : modélisation de la foudre
2.2.2.2) Les décharges électrostatiques
Il s'agit d'une « source » parasite naturelle très répandue. Le mécanisme est le suivant :
•
•
le corps d'un être humain est chargé par effet tribo-électrique,
les charges accumulées se déchargent brutalement quand une opportunité se présente : c'est la
décharge électrostatique (DES ou ESD en anglais).
Les conséquences possibles pour un matériel électronique « victime » sont :
•
•
la destruction d'un composant (en fabrication, en utilisation ou en maintenance),
des dysfonctionnements (« plantages », pertes de données),
17
•
des phénomènes analogiques transitoires,
Le phénomène « décharge électrostatique d'origine humaine » est modélisé, dans la
normalisation, par :
•
•
•
un générateur d'impulsion, modèle électrique du corps humain, constitué d'un circuit
« capacité + résistance », en série ; la plupart des normes font appel à un condensateur de 150
pF se déchargeant dans une résistance de 330 Ω ; ce modèle, trop grossier pour décrire
intégralement l'impulsion, est complété par des caractéristiques temporelles (majorant du
temps de montée, nombre et taux de répétition des impulsions, etc.)
un modèle géométrique d'un doigt humain, servant d'électrode de sortie au générateur,
accompagné d'un scénario de couplage (contact direct, couplage inductif représentant un
contact sur un objet proche, etc.
un niveau de sévérité, pouvant être la tension de charge initiale du condensateur, ou la valeur
crête de l'impulsion (le générateur étant connecté sur une charge résistive de référence),
variable selon le degré de précautions contre les décharges électrostatiques qu'il est
raisonnable d'attendre des humains qui se trouvent à proximité.
Fig.16 : Transfert d’énergie statique entre une personne et un objet.
18
Fig.17 : Quelques ordres de grandeur en DES
2.2.2.3) Les transitoires électriques rapides en salves (TERS)
Ils sont le plus souvent générés par l’ouverture d’un relais ou d’un contacteur alimentant une
charge inductive (rafale d’impulsions). L’énergie à dissiper est faible, mais la largeur du
spectre peut s’étendre au delà de 100 MHz.
Le pouvoir perturbateur lié à ce phénomène est important : en numérique, le parasite peut être
interprété comme un signal, ou même induire un problème de « latch-up » (mise en
conduction des transistors des étages de sortie des portes logiques provoquant un court-circuit
sur les lignes d’alimentation).
Fig.18 : Modélisation des TERS
2.2.2.4) Commutations courants faibles et courants forts
Elles surviennent respectivement dans les circuits numériques et alimentations à découpage. Les
fronts montants et descendants des signaux génèrent des harmoniques d’autant plus élevés qu’ils sont
brefs. Les amplitudes sont d’autant plus importantes que les énergies commutées mises en jeu le
sont.
19
∞
A
sin(nπ / 2) sin(nπτ / T0 )
U (t ) = + A∑
cos(nω0t )
2
(nπτ / T0 )
n =1 ( nπ / 2)
Représentation spectrale de U(t) :
Fig.19 : Spectre d’un signal périodique et influence des commutations
3) Les modes de couplages et leurs solutions
Les couplages sont des chemins de propagation par lesquels les sources de perturbations
entrent en contact avec les équipements victimes. Il existe principalement six modes de
couplage, deux en mode conduit et quatre en mode rayonné (deux en champ proche et deux
en champ lointain).
20
Fig.20 : Bilan des différents couplages
En mode conduit :
 Le couplage par impédance commune.
 Le couplage « carte à châssis ».
En mode rayonné en champ proche (basse fréquence):
 Le couplage par diaphonie inductive.
 Le couplage par diaphonie capacitive.
En mode rayonné en champ lointain (haute fréquence):
 Le couplage champ à câble.
 Le couplage champ à boucle.
3.1) Couplages en mode conduit
3.1.1) Mode commun ou par impédance commune
L’impédance d’un conducteur n’étant jamais nulle, tout courant y circulant génère donc aux bornes
de ce conducteur une tension U = Z . I. Ce phénomène est particulièrement sévère pour les circuits
bas niveaux (mesure) ou rapides (radio).
Fig.21 : Principe du couplage par impédance commune et mesure de IMC
21
Les tensions de mode commun se développent entre les fils de liaisons (alimentations, signaux) et la
référence de potentiel : masses des appareils, fil de protection équipotentielle. La tension de mode
commun est définie comme étant égale à la valeur moyenne de la d.d.p entre les différents fils et la
masse. Le courant de mode commun est égal au courant qui s’écoule à la masse, ce courant se
partageant entre les différents fils de liaison, dans le même sens sur chacun des fils. Il peut être
mesuré par une sonde de courant parcourue par les 2 fils dans le même sens.
 Remèdes pour diminuer ce couplage :
 Diminuer Z en mettant plus de cuivre.
 Circuit imprimé multicouches.
 Plan de masse.
 Grille.
 Diminuer le courant parasite.
 Alimenter les circuits de puissance en priorité.
 Découpler les composants à fort di/dt.
 Séparer l’analogique et le numérique.
3.1.2) Mode différentiel
Les signaux utiles sont généralement transmis en mode différentiel, appelé aussi mode « série »,
mode « normal » ou mode « symétrique ».
Exemple : alimentation, transmission sur 2 fils etc.
Fig.22 : Principe du mode différentiel et mesure de IMD
La tension de mode différentiel est mesurée entre les 2 fils, elle peut être mesurée avec une sonde
différentielle. L’étage d’entrée des systèmes électroniques comporte souvent un amplificateur
différentiel. Le courant de mode différentiel se boucle sur les 2 fils de liaison, il circule en sens
opposé sur chacun des fils. Ce courant peut être mesuré au moyen d’une sonde de courant parcourue
par les 2 fils en sens opposé. Les perturbations généralement constatées dans ce mode, et qui sont
plutôt faibles, viennent du déséquilibre de l’étage d’entrée du récepteur.
3.1.3) Cas des alimentations secteur
Pour se prémunir des perturbations conduites véhiculées par les câbles secteur et se rendre conforme
aux normes en conduction, on utilise des filtres secteur. L’efficacité d’un filtre est définie par la perte
d’insertion ou atténuation qu’il provoque. Cette atténuation dépend beaucoup de la disposition des
composants de filtrage par rapport aux impédances présentes.
22
Fig.23 : Filtre Schaffner – 1 phase (ref : FN332)
Le principe de base de ce filtre repose sur l’emploi d’une cellule de type LC montée en filtre passebas, c’est à dire qui laisse passer les fréquences basses et coupe les fréquences hautes. La fréquence
de coupure est déterminée par la valeur des selfs L et des condensateurs Cx et Cy et est de l’ordre de
quelques KHz.
La perte d’insertion (ou atténuation) du filtre est définie par :
Atténuationdb = 20 Log10 (U’/U)
Où U’ représente la tension parasite atténuée.
Précautions de montage :
 Le filtre doit être monté sur le châssis mécanique, masse de l’appareil.
 Prévoir des épargnes de peinture sous le filtre. Attention aux matériaux traités !
 Éviter les couplages entre les fils qui arrivent et ceux qui partent.
 Les filtres secteur ne sont généralement pas réversibles. Attention au montage !!!
 Plaquer les câbles contre les tôles.
Fig.24 : Montage d’un filtre secteur
3.1.4) Couplage « carte à châssis »
La capacité d'une carte électronique loin de tout conducteur est égale à sa capacité intrinsèque. C'est
son aptitude à stocker des charges électriques lorsqu'elle est soumise à un potentiel électrique.
Lorsque cette même carte est approchée de parois métalliques (cas de la mise en boîtier), elle va
subir leur influence et sa capacité intrinsèque va s'ajouter aux capacités mutuelles existant entre elle
et chaque élément métallique de son voisinage. Généralement, la capacité intrinsèque d'une carte est
égale à celle d'un disque métallique mince isolé dans l'espace, de diamètre égal à la plus grande
dimension de la carte. Elle vaut :
23
CI = 4.ε0.R
avec R : rayon du disque
Fig.25 : Capacité équivalente d’une carte électronique
3.2) Couplages par rayonnement
3.2.1) couplages en champ proche
Un signal électrique traversant un conducteur génère autour de celui-ci un champ électrique et un
champ magnétique. Les conducteurs voisins baignent dans ces champs et sont à leur tour traversés
par un signal électrique induit par le premier. Ces influences sont appelés couplage par diaphonie
inductive (influence du champ magnétique) et capacitive (influence du champ électrique). Il est
intéressant de séparer l'étude des deux diaphonies pour la compréhension des phénomènes. Cela sous
entend que les deux lignes sont courtes devant les longueurs d'onde des signaux qui les traversent.
Lorsque cette condition n'est plus valable, les lignes sont considérées comme des lignes de
transmission et le calcul de la diaphonie globale devient plus complexe. La figure ci-dessous présente
la configuration générale des diaphonies capacitives et inductives dans le cas des basses fréquences
(cas où la longueur d'onde est telle que la longueur des câbles < /10).
Fig.26 : Modèle électrique d’un couplage par rayonnement en champ proche
3.2.1.1) Couplage par diaphonie inductive
24
Un courant i circulant dans un fil génère un champ magnétique autour de celui-ci. Si ce
champ est variable, il induit une tension e dans les boucles voisines :
e = -M di/dt
(loi de Lenz)
M est l’inductance mutuelle entre les deux circuits et di/dt la vitesse de variation du courant,
donc du champ. Cette inductance M est un artifice qui permet d’éviter l’introduction des
notions de champ magnétique.
Fig.27 : Modèle électrique d’un couplage par diaphonie inductive
Fig.28 : Effets de la diaphonie inductive de Mode Différentiel
La tension induite U est égale à :
u =- Ldi/dt
ou en régime harmonique
Avec :
F fréquence du courant source
L mutuelle inductance
I courant source de perturbation
di/dt vitesse de variation du courant
25
U= 2π.F.L.I
La diaphonie est nulle en continu et reste faible jusqu’à des fréquences de quelques KHz. Elle
n’est gênante que pour les signaux à bas niveaux proches de conducteurs transportant des
courants rapidement variables.
 Remèdes
 Diminuer la mutuelle inductance en éloignant le fil perturbé du fil perturbateur.
 Utiliser des paires torsadées (utiles contre la diaphonie en MD uniquement)
 Câbles plats blindés, de mise en œuvre difficile, efficaces uniquement en HF.
 Multiplier les conducteurs de la masse.
 Adapter les impédances terminales des lignes.
 Câbles en nappe torsadés : alterner signal et masse
Fig.29 : Protections des signaux dans un câble en nappe
Fig.30 : Effets de la diaphonie inductive de Mode commun
C’est un des problèmes les plus courant en CEM : les surfaces de boucle sont plus grandes
qu’en Mode Différentiel par conséquent les effets sont plus significatifs. La diaphonie
inductive de MC est générée par les courants de MC circulant sur les câbles perturbateurs.
L’effet est une tension induite entre un câble victime parallèle et la masse la plus proche. La
26
configuration extrême à éviter est le cheminement de câbles voisins avec des conducteurs de
retour éloignés.
Les courants de MC sont supérieurs en intensité aux signaux utiles en MD.
Fig.31 : Couplage par diaphonie inductive en mode commun
 Remèdes :
 Diminuer la mutuelle inductance en éloignant le perturbé du perturbateur.
 Utilisation d’anneau de garde relié au 0v autour des pistes sensibles.
 Éviter les parcours parallèles de câbles sur de longues distances.
 Mettre le conducteur de retour dans le même câble que le conducteur aller.
 Diminuer la vitesse de variation du courant.
 Plaquer les conducteurs victimes et perturbateurs sur la masse.
 Travailler en basse impédance.
3.2.1.2) Couplage par diaphonie capacitive
Les variations de tension entre un conducteur et son environnement génèrent un champ
électrique variable. Celui-ci injecte à son tour un courant, proportionnel aux lignes de champ
coupées, dans les conducteurs proches. La diaphonie capacitive est un couplage par champ
électrique. La notion de capacité de couplage parasite nous évite de calculer les champs
électriques. Cette capacité de couplage nous permet de calculer le courant collecté par un
conducteur victime :
I=Cdv/dt
ou en régime harmonique :
I : courant collecté par la piste victime en A.
F : fréquence du signal source en Hz.
C : capacité de couplage en F.
27
I=2πFCV
V : tension de source coupable.
dv/dt : vitesse de variation de la tension coupable
Fig.32 : Modèle électrique d’un couplage par diaphonie capacitive
La diaphonie capacitive est faible aux basses fréquences et nulle en continu. Elle se
décompose en deux : Mode Différentiel et Mode Commun. Comme pour la diaphonie
inductive de Mode Commun, la diaphonie capacitive de Mode Commun est la plus gênante.
Aux fréquences élevées, les diaphonies inductives et capacitives sont équivalentes en énergie.
CMD = (C11-C12-C21+C22)/2
Fig.33 : Diaphonie capacitive de Mode Différentiel
Elle perturbe, en BF, surtout les circuits à haute impédance et bas niveaux. Le pire cas de
figure est le câble en nappe mal utilisé.
Remèdes :
 Limiter les variations rapides de tension.
 Diminuer la capacité de couplage entre les deux circuits (éloigner les conducteurs).
 Un écran conducteur, tresse, feuillard, plastique conducteur, est efficace même aux
basses fréquences
28
Fig.34 : Exemple de remède à la diaphonie capacitive de mode différentiel
Diaphonie capacitive de mode commun :
Fig.35 : Diaphonie capacitive de mode commun
La diaphonie maximale est voisine de 50%. Dès que l’éloignement e des câbles est supérieur
à la hauteur h par rapport au plan de masse, la diaphonie dans les cas extrêmes tend vers le
rapport :
R = (h/e)2
Remèdes : les mêmes que pour la diaphonie inductive
 Diminuer la capacité de couplage en éloignant le perturbé du perturbateur.
 Séparation des câbles bas niveaux des autres dans des goulottes séparées.
 Éviter les parcours parallèles de câbles sur de longues distances.
 Mettre le conducteur de retour dans le même câble que le conducteur aller.
 Diminuer la vitesse de variation du courant.
3.2.2) Couplage en champ lointain
3.2.2.1) Couplage champ à fil
Un champ électrique E, en se réfléchissant sur un conducteur de longueur L, crée un courant I
en surface de ce conducteur. Le condensateur parasite entre les extrémités du conducteur
29
permet la circulation du courant. Ce phénomène s’appelle aussi « couplage champ à fil » et
est très faible aux fréquences basses. Le courant collecté en fonction du champ électrique
peut s’exprimer de deux manières selon la valeur de L :
Si L < C/4F =>
I = EL2F / (2400 Ln (L/2d))
Si L > C/2F =>
I = 1.25 E/F
Avec:
L, longueur du fil en m
E, champ électrique en V/m
F, fréquence du champ E
C, célérité de la lumière (3.108 m/s)
I, courant parasite en A
d, distance source-fil en mètres (m)
 Remèdes :
 Pour le réduire on peut diminuer l’effet d’antenne en rapprochant le câble de la
masse, en blindant ou en éloignant le champ électrique perturbateur.
 Effet réducteur : Plaquer le câble contre un plan de masse conducteur.
Fig.36 : Couplage « champ à fil »
 Blinder les câbles et les coffrets.
 Filtrer les entrées et sorties par rapport à la masse mécanique.
 Monter des tores de ferrites sur les câbles collecteurs.
Fig.37 : Protection contre les couplages « champ à fil »
Nota : La TRP est une Tôle de Référence de Potentiel.
3.2.2.2) Couplage champ à boucle
Un champ magnétique variable traversant une boucle y crée un flux magnétique variable. Ce flux
induit une tension électrique aux bornes de cette boucle.
30
Fig.38 : Exemple de couplage « champ à boucle »
Si la plus grande dimension de la boucle est d < c/4F, alors cette tension sera :
- U = µ0SdH/dt ou encore U = 2πfµ0HS en régime sinusoïdal
- U = SEF/48 (E et H étant liés en champ lointain)
Si la plus grande dimension de la boucle est d > c/4F alors la loi de Lenz ne s’applique plus
directement. En effet la tension induite fluctue entre des minima et des maxima qui valent :
U # 600eH
Avec e : espace entre les conducteurs aller et retour en mètres.
 Remèdes :
 diminuer la surface des boucles, utiliser un plan de masse sur les circuits imprimés.
 se protéger par blindage du champ magnétique perturbateur.
 regrouper les entrées/sorties du même côté des cartes plutôt que de les répartir sur le
périmètre.
Fig.39: Effets de la foudre et protections possibles.
4) Les moyens d’essai
31
Ceux-ci ont pour but de tester un matériel en immunité et en émission dans les modes conduits et
rayonnés. Dans ce contexte un certain nombre d’instruments ou moyens s’avèrent nécessaires parmi
lesquels on peut citer :
- les dispositifs d’environnement (champ libre, cage de Faraday, chambre anéchoïque,
chambre à brassage de modes, plateaux tournants, …)
- le matériel de mesure (analyseur de spectre, wattmètre HF, RSIL, antennes et mesureurs de
champ…)
- les générateurs de perturbations (pistolet à DES, pince capacitive, amplificateur de
puissance HF, …)
4.1) Les chambres anéchoïques
Une chambre anéchoïque est une salle d'expérimentation dont les murs et le plafond sont totalement
absorbants aux ondes électromagnétiques et donc ne provoquent aucun écho venant perturber les
mesures. On utilise de telles chambres pour mesurer des ondes électromagnétiques dans des
conditions de champ direct, c'est-à-dire en l'absence de composantes ayant subi une réverbération sur
les parois. Une telle chambre sert notamment à mesurer les perturbations électromagnétiques par
rayonnement, d'appareils électroniques. Le revêtement de ces chambres est constitué de mousses
chargées en carbone.
Fig.40 : Chambre anéchoïque
4.2) Les cages de Faraday
Ce sont des enceintes blindées utilisées pour protéger des nuisances électriques et
électromagnétiques extérieures ou inversement empêcher un appareillage de polluer son
environnement. Une cage de Faraday est souvent utilisée pour effectuer des mesures précises
en électromagnétisme.
32
Fig.41 : Cage de Faraday
4.3) Chambres réverbérantes à brassage de modes (CRBM)
Les chambres réverbérantes à brassage de mode sont constituées d’une enceinte blindée dans
laquelle se trouve un brasseur (pales en mouvement). Un des intérêts de ce dispositif est de
pouvoir générer des champs élevés en injectant des puissances relativement faibles
(exploitation des résonances de l’enceinte blindée) et de disposer d’un milieu statistiquement
isotrope exempt d’ondes stationnaires (effet du brasseur).
Fig.42 : CRBM et zone d’utilisation en fréquence.
4.4) L’analyseur de spectre
Un analyseur de spectre mesure la répartition en fréquence de l’énergie d'un signal en
analysant chacune des fréquences séparément dans un intervalle prédéfini. La plupart des
analyseurs de spectre utilisés en CEM sont dits « à balayage ».
33
Fig.43 : Synoptique d’un analyseur de spectre à balayage
4.5) Quelques antennes utilisées en CEM
Fig.44 : Antennes couramment utilisées en CEM
4.6) Les sondes isotropiques
Elles sont dédiées à la mesure du champ électromagnétique. La sonde effectue la mesure isotropique
du champ électrique, c’est-à-dire indépendamment de la direction du rayonnement (sa sensibilité est
identique dans toutes les directions). Elles sont caractérisées par leur gamme de fréquence et de
mesure (sensibilité).
Fig.45 : Sonde isotropique et son mesureur de champ.
34
4.7) Les RSIL (Réseaux Stabilisateurs d’Impédance de ligne)
Le RSIL permet de maintenir l’impédance caractéristique d’un circuit de mesure stable (typiquement
50 Ω) sur toute la plage de fréquences normative (150 kHz-30 MHz). Il permet ainsi une
reproductibilité des mesures. La valeur de 50 Ω permet l'adaptation d'impédance des appareils de
mesure tels que l'analyseur de spectre ou le wattmètre.
Fig.46 : Schéma de principe d’un RSIL monophasé et sa courbe d’impédance
Fig.47 : Configuration de mesure d’émission conduite. L’équipement
sous test est considéré comme un générateur, le RSIL comme une charge.
4.8) Tests d’immunité aux décharges électrostatiques (Norme CEI 61000-4-2)
Ils concernent les perturbations provoquées par les transferts de charge. En s'approchant d'un
appareil, un objet ou une personne chargée d'électricité statique peut provoquer un transfert de
charge vers son boîtier ou l'un de ses organes : afficheur, bouton de commande, borne de
raccordement. Il s'en suit une surtension d'énergie modérée, mais très rapide, qui peut provoquer des
dysfonctionnements, notamment pour les appareils qui traitent de l'information.
Les tests sont réalisés grâce à un pistolet électrique qui produit ce phénomène de manière contrôlée.
Les décharges peuvent se faire par effluves dans l'air, ou par contact selon le type de boîtier de
l'appareil sous test. Selon le niveau de sévérité du test, elles vont de 2 à 8 KV par contact et de 2 à 15
35
KV dans l'air. Elles provoquent des surtensions dont le temps de montée est très bref (moins de 1ns).
Pour parvenir à une conclusion significative, elles sont répétées de nombreuses fois de manière à
attaquer à plusieurs reprises toutes les parties de l'appareil, et en particulier les vis de fixation, les
joints d'assemblage et également l'environnement de l'appareil via des plans de couplage.
Fig.48 : Pistolet de décharge électrostatique
4.9) Tests de transitoires électriques rapides en salve (TERS)
Normes de référence : CEI 61000-4-4, 61000-4-5, 61000-4-6.
Il s'agit d'injecter sur le câble d'alimentation de l'appareil en test ou sur les câbles de connexion
entrée-sortie, des courants représentant les perturbations transitoires d'origine industrielle, des
commutations sur le réseau de distribution, l'influence sur les câbles des rayonnements
électromagnétiques ou l'effet de la foudre. Pour cela on utilise une pince de couplage, reliée à un
générateur de tensions d'essai, composée d'une goulotte d'un mètre montée sur un support isolant et
formant avec le câble qui l'emprunte de bout en bout, un condensateur de valeur déterminée.
Fig.49 : Générateur de TERS et sa pince de couplage
4.10) Tests d’immunité aux champs électromagnétiques
Les essais d'immunité rayonnée permettent de garantir le bon fonctionnement des appareils lorsqu’ils
sont soumis à des champs électromagnétiques. Ces essais étant particulièrement sensibles à
36
l’environnement, les moyens et les compétences à mettre en œuvre pour réaliser des mesures fiables
et reproductibles sont importants. Le milieu ambiant doit être suffisamment propre pour ne pas être
gêné par des champs électromagnétiques parasites fortement présents en milieu industriel. Ces essais
sont donc réalisés dans des cages anéchoïques ou semi-anéchoïques. Les champs sont générés par
différentes antennes suivant les types de champ, les gammes de fréquence et les polarisations voulues
(cf. fig. xx ci-dessous). Ces antennes sont alimentées à partir d’un générateur vobulé dont le signal
passe par un amplificateur de puissance à large bande. Les champs générés sont calibrés à l’aide de
capteurs isotropiques à large bande.
Fig.50 : Disposition typique de test dans une cage semi-anéchoïque.
Les mesures se font en deux étapes :
1 - calibrage du champ pour une gamme de fréquences donnée en l'absence d'équipement.
1 - vérification de l'immunité de l'équipement.
5)
La CEM dans la conception des équipements électroniques
Le coût induit de la CEM dans le processus de développement d’un produit est d’autant plus
élevé que celle-ci est prise en considération tardivement car elle peut remettre fortement en question
l’architecture et/ou les choix technologiques qui ont été effectués. Par ailleurs « sur-dimensionner »
un équipement pour être certain de sa CEM peut s’avérer un fiasco économique à cause du surcoût
que cela induit. C’est dire qu’il est capital de la prendre en compte au plus tôt dans la phase de
conception et à sa juste valeur. Les chapitres qui suivent donnent quelques pistes possibles.
5.1) la conception des circuits imprimés
Les interférences pouvant apparaître sur les cartes électroniques sont essentiellement de deux
natures :
- celles liées aux pics de courant lors des commutations des circuits logiques
- celles liées aux différentes diaphonies inductives et capacitives.
La première peut être fortement atténuée en soignant les pistes d’alimentation des
circuits : on privilégiera des plans d’alimentation dans les circuits imprimés multicouches ou bien
des alimentations en peigne dans les circuits double face. Dans chaque cas on prendra soin de
découpler les circuits intégrés en plaçant des condensateurs (10 nF à 100 nF) entre masse et
alimentations au plus près des circuits. Depuis l’utilisation généralisée des composants montés en
surface (CMS), les condensateurs de découplage sont souvent placés directement sous le circuit
intégré coté soudure du circuit imprimé et offrent une meilleure efficacité de découplage.
37
Fig.51 : Découplages traversant (gauche) et CMS (droite)
Pour le deuxième point il est déjà possible, dans la phase d’implantation, de réduire les couplages
entre composants dus à leur proximité. Le regroupement des circuits par type : numérique analogique - puissance, en fonction de leur susceptibilité réduit leurs interférences.
D'autre part le tracé des pistes sur un circuit imprimé a une incidence importante sur la
susceptibilité d’une carte : le même schéma électrique, implanté de différentes manières aura une
immunité aux perturbations pouvant varier d’un facteur un à plusieurs dizaines.
Par exemple on évitera les fils longs, surtout ceux véhiculant des horloges à fréquence élevée
(> Mhz) à cause des effets d’antenne et ceux véhiculant des signaux analogiques sensibles (faible
niveau, étages d’entrées à impédance élevée, …). On limitera également si nécessaire le dv/dt (par
adjonction de réseau RC ou par programmation du slew rate pour les circuits FPGA). Pour réduire le
couplage par diaphonie, on évitera les cheminements des pistes en parallèle sur de grandes
longueurs. On évitera également les angles droits (rupture d’impédance) dans le tracé des pistes
véhiculant des signaux haute fréquence (horloges) et on préfèrera des tracés de piste qui minimisent
l’impédance de ligne et le rayonnement (tracé à l’anglaise) ou la diaphonie (tracé avec plan de masse
ou piste de garde).
Fig.52 : Exemple de tracés de pistes
5.2) Les choix technologiques
5.2.1) les familles de circuits intégrés numériques
Un premier choix renforçant l’immunité aux perturbations électromagnétiques conduites d’une carte
électronique peut être fait en optant, lorsque c’est possible, pour des technologies offrant une bonne
38
marge de bruit. Plus la marge de bruit sera importante, meilleure sera l’immunité. A titre d’exemple
la figure ci-dessous illustre les marges de bruit respectives pour les technologies TTL-LS et HCMOS.
Fig.53 : Marges de bruit de circuits intégrés TTL-LS et HC-MOS
5.2.2) Le choix des composants passifs
Ceux-ci sont utilisés à la périphérie des cartes électroniques, au niveau des entrées-sorties et
des alimentations en énergie. Le tableau ci-dessous donne un aperçu de quelques exemples de
composants passifs et de leur domaine d’utilisation.
Types
Exemples
Applications
Parasurtenseur
(suppression des
surtensions)
Eclateur, parafoudre,
limiteur, Varistance, diode
Zener, transorb, transil,
varistor,
Transformateur, inductance,
condensateur, filtre
Installation, alimentation,
contrôle-commande,
Circuits électroniques
Composants pour filtrage
(atténuation de composantes
spectrales en mode conduit)
Composants pour blindage
(atténuation de composantes
spectrales en mode rayonné)
Alimentation, contrôlecommande
Grillage, plan de masse,
Transmission d'information,
câble blindé, joint
(armoire en site perturbé)
hyperfréquence, doigt de
contact
Fig.54 : Exemples de composants passifs utilisés en CEM
Exemple de filtre et protection ESD :
Fig.55 : Protection de lignes : EMIF10-LCD03F3 de ST Microelectronics
39
Caractéristiques principales:
■ Atténuation élevée dans la bande des fréquences téléphonie mobile (meilleur que -40 dB de 900
MHz à 2 GHz)
■ Faible tension d’écrêtage
■ Faible capacité de ligne (30 pF max) convenant pour les interfaces rapides
■ Temps de montée/descente maxi de 6 ns (10% - 90%)
■ Adapté pour les transferts à haut débit
Compatible avec les standards :
■ IEC61000-4-2 niveau 4 sur les entrées et sorties
– ±15 kV (décharge dans l’air)
– ± 8 kV (décharge de contact)
5.2.3) la conception et le câblage des équipements (coffrets et baies)
Les couplages décrits dans ce document peuvent être limités si les chemins de câblage sont réalisés
selon les règles suivantes :
•
Regrouper les câbles par catégorie : les câbles de puissance d’un côté, les câbles bas niveau
de l’autre. Si le nombre de goulottes le permet, les câbles de puissance, d’intensité dépassant
quelques ampères sous 230 V, et les câbles bas niveau chemineront dans deux goulottes
différentes. Sinon, une distance minimale d’une vingtaine de centimètres sera à respecter
entre les deux catégories. Entre ces deux catégories sera soigneusement évité tout élément
commun. Les circuits nécessitant des informations bas niveau auront également leur propre
fil de retour (0 volt) pour éviter les couplages par impédance commune. En particulier, la
plupart des systèmes de communication par bus nécessitent une paire de fils strictement et
exclusivement réservée à l’échange des informations.
• La surface globale d’une boucle (distance entre un conducteur et son retour), doit être
minimisée. Pour la transmission d’informations, l’utilisation de lignes torsadées permet de
diminuer la susceptibilité aux couplages de mode différentiel.
Les câbles de mesures, et de transmissions d’informations à faible niveau, doivent être à
écran, celui-ci étant relié à la masse en un maximum de points.
• Les goulottes support du cheminement des câbles doivent être, dans la mesure du possible,
des goulottes métalliques. Ces goulottes sont interconnectées entre elles avec un contact
électrique correct et interconnectées avec le réseau de masse.
• Les câbles les plus sensibles, ceux de mesure par exemple, sont placés dans un angle. Ils
bénéficient ainsi d’une protection accrue contre les rayonnements électromagnétiques. Leur
écran, s’il existe, est relié régulièrement à la goulotte.
Fig.56 : Principe de câblage d’un équipement
40
6) Les outils de simulation
De part la nécessité de prendre en considération la CEM au plus tôt dans le processus de
développement d’un produit (phase de conception), un certain nombre d’outils de simulation ont vu
le jour, lesquels sont régulièrement enrichis de fonctionnalités nouvelles. On trouve globalement
deux familles de simulateurs : ceux destinés à l’analyse de l’intégrité du signal lors du routage d’une
carte (basés sur un moteur de simulation type SPICE par exemple) et ceux basés sur la représentation
3D de l’évolution du champ électromagnétique (basé sur la résolution des équations de Maxwell et
de Stokes).
6.1) Perturbations basse fréquence
Dans ce contexte les logiciels de CAO classiques basés sur une simulation type « circuit »
(ex. : ELDO, ADVanceMS, …) permettent d’avoir une bonne estimation de l’influence des parasites
sur le comportement d’une carte électronique pour peu que l’on dispose de modèles de simulation
fiables. Ils permettent également d’analyser l’intégrité des signaux en prenant en compte la topologie
du routage du circuit imprimé (géométrie, couplage, imperfections des composants, …). Pour cela
des outils spécifiques extraient, à partir du layout (routage), les paramètres caractéristiques de chaque
équipotentielle et de chaque composant (modèle IBIS) et fournissent des modèles de type « circuit »
exploitables dans le simulateur (ex : LineSim et BoardSim de la suite HyperLynx). Cette méthode
donne de bons résultats mais est limitative dès que les effets de géométrie deviennent prépondérants,
soit à cause d'effets liés à la dimension géométrique (effets bi- ou tridimensionnels), soit à cause des
effets propagatifs, ou encore lorsqu'apparaissent des effets non linéaires.
Fig.57 : Analyse de l’intégrité de signaux après routage (doc. Boardsim)
6.2) Perturbations haute fréquence
41
Beaucoup de perturbations naturelles (ex. : foudre, DES) ou industrielles (ex. : TERS)
présentent des temps de montée/descente très courts et génèrent en conséquence des parasites
électromagnétiques dont le spectre peut s’étendre à plusieurs dizaines de gigahertz. Les outils cités
précédemment ne suffisent plus pour rendre compte des effets propagatifs dans l’espace du champ
électromagnétique créé par ces perturbations. La recherche de ce champ passe par la connaissance de
la topologie, la nature des éléments actifs, passifs et connexions qui constituent le dispositif à étudier.
Dans ce contexte les simulateurs mis en œuvre sont basés sur la résolution des équations de Maxwell
et de Stokes par des méthodes numériques (différences finies, éléments finis, lignes de transmission,
équations intégrales de frontières et des moments). Ces simulateurs prennent également en compte
les effets de peau, les pertes dans les diélectriques et permettent d’avoir une représentation 3D de
l’évolution du champ électromagnétique sur une carte électronique en phase de routage par exemple,
ce qui permet de modifier la topologie de celle-ci en fonction des performances recherchées.
Fig.58 : Exemple de répartition des champs électromagnétiques (en rouge ou sombre les
pistes les plus « polluantes »)
On trouve cependant de plus en plus de logiciels qui associent les différentes fonctionnalités car les
problèmes d’intégrité de signal et champs rayonnés sont interdépendants et résoudre l’un permet bien
souvent de résoudre l’autre.
6.3) Intégrité et rayonnement des torons de câbles
Certains des simulateurs précédemment cités permettent également, moyennant des interfaces, de
simuler le rayonnement des câbles ainsi que l’intégrité des signaux qui y sont propagés. Ces
simulateurs disposent de bibliothèques comportant un grand nombre de variétés de câbles (blindés,
42
coaxiaux, torsadés, nappes, …) et prennent en compte la topologie des câblages réalisés (structure
des torons). Ex. : CABLEMod de Simlab.
7) La certification des équipements
Les perturbations électromagnétiques existent en mode conduit (dans les câbles ou les pistes d’un
circuit imprimé) ou en mode rayonné dans l’air (champ électromagnétique). Ces perturbations se
propagent par le biais de phénomènes de couplage étudiés dans ce document. On distinguera donc
quatre catégories de tests :
test d’immunité en mode conduit
test d’immunité en mode rayonné
test d’émission en mode conduit
test d’émission en mode rayonné.
S’agissant des tests d’immunité (ou susceptibilité), on plonge l’appareil dans un
environnement électromagnétique créé par un système d’émission d’ondes radioélectriques calibrées.
Pour éviter les influences électromagnétiques externes (non contrôlées), le site de test est soit une
chambre anéchoïque (pour les essais de perturbations rayonnées), soit une cage de Faraday (pour les
essais de perturbations conduites).
Trois classes sont spécifiées pour définir le degré d’immunité à respecter par l’appareil sous test :
- classe 1 : champ de 1V/m,
- classe 2 : 3V/m,
- classe 3 : 10V/m.
Fig.59 : Exemple de mesure de susceptibilité
Pour les tests d'émission, on définit deux classes, en fonction de la distance de protection
(c'est à dire la limite à partir de laquelle le champ électromagnétique perturbateur n'a plus d'incidence
sur l'environnement):
43
- classe A: distance de protection de 30 m,
- classe B: distance de protection de 10 m (matériels de grande diffusion).
Ces essais se font aussi sur site confiné (chambre anéchoïque, cage de Faraday).
Fig.60 : Exemples de gabarits et de mesures
Fig.61 : Principe pour garantir le marquage CE d’un système
8) Bibliographie :
http://cem.ref-union.org/cem-reglementation.php
•MARDIGUIAN Michel, "Manuel pratique de la compatibilité électromagnétique".2ème édition
revue et augmentée. Avril 2003. Éditions Hermes.
•Maîtrise de la CEM : les référentiels Dunod. EAN13 : 9782100203307
•CHAROY Alain, "Parasites et perturbations des électroniques tome 1 Sources Couplages Effets".
Éditions Radio DunodTech.
•CHAROY Alain, "Parasites et perturbations des électroniques tome 2 Terres Masses Câblages".
Éditions Radio DunodTech
•CHAROY Alain, "Parasites et perturbations des électroniques tome 3 Blindages Filtres Câbles
blindés". Éditions Radio DunodTech.
•CHAROY Alain, "Parasites et perturbations des électroniques tome 4 Alimentation Foudre
Remèdes". Éditions Radio DunodTech.
•CUVILLIER J. "cours de CEM Notions élémentaires" IUT de Nantes.Mars 2002.
44
9) Annexes
Quelques exemples d’utilisation du spectre fréquentiel
45