Conception d`oscillateurs RF et micro

15/10/2015
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Conception d’oscillateurs RF et
micro-ondes
Annick PLAGELLATPENARIER
Master 2 EEA
2015-2016
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PLAN
• Introduction
• Caractéristiques
• Oscillateurs « basse-fréquence »
▫
▫
▫
▫
▫
Caractéristiques
Conditions d’oscillation
Stabilisation
Circuits à base de L et C
Oscillateurs à quartz
• Oscillateurs Micro-ondes
▫
▫
▫
▫
Conditions d’oscillation
Diodes
Oscillateurs à transistors
Oscillateurs à diélectriques résonants
• Oscillateurs à fréquence variable
• Ampli et oscillateurs très fortes puissances
1
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Introduction
• Oscillateurs :
▫
▫
▫
▫
constitués d’éléments actifs + passifs
Générateurs de signaux
RF  jusqu’à quelques GHz
Micro-ondes  1GHz à 100GHz
• Deux types :
▫ A relaxation entre 2 états d’équilibre instable
 Comportement non-linéaire
 Signaux distordus
 Pas utilisables en tant que source
▫ Oscillateurs sinusoïdaux
 Base des sources hyperfréquences
 Caractérisés par : f, P, stabilité, pureté spectrale…
• Conditions de démarrage identique en BF et en HF, mais exprimées
différemment
▫ BF : critère de Brakhausen, exprimées en impédances
▫ HF : formalisme paramètres S
4
Caractéristiques
• Puissance de sortie
• Fréquence
• Pureté spectrale : se traduit par la prépondérance de la raie
fondamentale sur les raies harmoniques.
▫ qualifiée de bonne si l'amplitude du second harmonique est au moins
inférieure de 30 dB à celle de la raie fondamentale  dBc
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Caractéristiques
• Bruit de phase
▫ Le mouvement désordonné des charges électriques au sein du
composant  fluctuations de tension et de courant caractérisant ce
qu’on appelle le bruit propre de l’amplificateur.
▫  modification de la phase du signal parcourant la boucle et change
donc la fréquence des oscillations.
▫ Soit V(t) =V0[1+(t)][cos(20t +(t))]
 avec (t) et (t) : modulation d’amplitude et de phase du signal.
 Les densités spectrales de puissance S (f) et S (f), en rad2/Hz (ou
dB.rad2/Hz) et V2/Hz, : répartition fréquentielle de (t) et (t) .
 En général, bruit d’amplitude de la source négligeable devant bruit de phase.
 La modulation de phase du signal provoque un étalement de la puissance du
signal sur une bande de fréquence autour de la fréquence centrale
▫ stabilité en fréquence des oscillateurs
▫ domaine fréquentiel :variations de la puissance de sortie autour de fo
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Caractéristiques
• Bruit de phase
▫ à une certaine distance fm de fo, dans une bande de fréquence de
largeur 1 Hz, dBc/Hz.
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Caractéristiques
• Bruit de phase
▫ Mesure :
 Asservir un oscillateur de référence de même fréquence que l’oscillateur à
tester au moyen d’une boucle de phase avec meilleure stabilité
 Un mélangeur, utilisé comme détecteur de phase, délivre alors après filtrage,
un signal d’erreur V1 proportionnelle aux fluctuations de phase.
 La densité spectrale des fluctuations de phase mesurée à l’analyseur de
spectre FFT
8
Caractéristiques
• Jitter
▫ Ecart temporel entre le front idéal, et le front réel.
▫ Aléatoire,
▫ Caractérisé par sa densité spectrale de puissance ST(f) (en s2/Hz), sa
puissance PT (en s2) ou sa valeur efficace Jitterrms (en s)
▫ Lien avec bruit de phase : bruit de phase d'une porteuse sinusoïdale,
modifie l'instant de passage par 0 de cette porteuse gigue de phase
(ou jitter).




Soit le signal de porteuse s(t) = A.sin(2f0t +(t)),
Ou s(t) = A.sin(2f0 (t +(t)/2f0))
Jitter : T(t)=(t)/2f0
Donc
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Caractéristiques
▫ Remarque :
 Jitter constant : bruit de phase est d'autant plus grand que la fréquence de
la porteuse f0 est grande .....un jitter de 5ps est évidement moins gênant a
un fréquence de 1MHz (période 1ms) qu'a une fréquence de 10Ghz (période
100ps)....
  Exemple de calcul
10
Caractéristiques
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Caractéristiques
• Temps de commutation : important en synthèse de fréquence où il
est nécessaire de faire passer la fréquence d'une valeur à une autre
en un temps le plus court possible. Il caractérise la dynamique de
l'oscillateur
▫ Slew rate : (en MHz/μs) vitesse de passage de F1 à F2
▫ Temps d’établissement : (en μs)
▫ Dérivé à long terme : (en MHz/s) : variation de la fréquence après un
temps considéré comme long devant le temps d'établissement =
Flointain / tlointain
12
Caractéristiques
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Oscillateurs basse fréquence
Ve(p)
M
++
• Condition d’oscillation :
▫ Oscillateur : amplificateur avec contre-réaction
▫ Fonction de transfert en boucle fermé est : H ( p ) = 1 ▫ conditions d'oscillation de Barkhausen :
BF
N
A (p)
Vs(p)
B (p)
A( p )
A( p ) B ( p )
A( p) B( p)  1
arg(A( p))  arg(B( p))  2k
▫ Influence d'une très petite variation  du gain en boucle ouverte avec
 réel positif,
 Si on a : A( j 0 ) B( j 0 )  1  
 Si on a : A( j 0 ) B( j 0 )  1  
 pas de signal
 signal divergent à 0.
▫ Donc pour que le signal oscillant puisse apparaître il faut que le
système vérifie pour une certaine pulsation 0: .
A( j 0 ) B ( j 0 )  1
14
Oscillateurs basse fréquence
• Stabilisation de l’oscillation
▫ signal qui apparaît à la pulsation 0 divergent
▫ amplitude croît exponentiellement.
▫ amplitude l'amplificateur sort de sa plage de fonctionnement linéaire
 distorsion
▫ amplitude est réduite par rapport au régime linéaire.
▫ gain équivalent diminue lorsque l'amplitude augmente.
▫ Donc, à partir d'une certaine amplitude le gain de la boucle sera
rigoureusement égal à 1 : condition de Barkhausen
Aeq( j 0 ) B( j 0 )  1
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Oscillateurs basse fréquence
• Stabilité en fréquence
▫ Une variation de T° modifie la valeur des éléments choix des
composants qui varient peu avec la température.
▫ Une variation de la tension d'alimentation provoque une modification
du point de fonctionnement des éléments actifs, ce qui entraîne une
variation des capacités parasites.
▫ Le vieillissement des composants actifs.
• Influence de la variation de la phase
 Petite variation de phase d de l'ampli
déplacement de la pulsation
 il faut variation de phase de la réaction,
importante possible
  grand coefficient de qualité
induit un
soit la plus
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Oscillateurs basse fréquence
• Topologie en petit signal
▫
▫
▫
▫
Nœuds 3 et 4 connectés,
V2=0V
Impédance de sortie grande Y0=0
Alors
▫ Si Y1,2,3 (Y1,2,3 = jB1,2,3 ) imaginaires pures et Yi réel (Yi = Gi)
▫ Alors
 valable si une B différente des
autres et, B2 et B3 différentes
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Oscillateurs basse fréquence
▫ On peut aussi écrire
▫ Avec
▫ Alors
▫ Donc X1 et X2 identiques
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Oscillateurs basse fréquence
▫ Bipolaire : base commune
• Colpitts
▫ FET : source commune





R, Re et Rc : Polarisation
R : résistance très grande (M)
C3 : condensateur de liaison
C4 : condensateur de découplages
Le réseau de réaction L, C1 et C2
Vcc
Rc
R1, R2 et Re : Polarisation
R : résistance très grande (M)
C3 : Mise à la masse de la base
CL : condensateur de liaison
L1 empêche l'énergie HF de se
propager dans l'alimentation
 Le réseau de réaction L2, C1 et C2.
 Base commune : fréquences plus
élevées





Vcc
M
N
R1
L
L1
CL
C3
R
Re
C4
C1
C2
C3
C1
R2
Re
L2
C2
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Oscillateurs basse fréquence
▫ Schéma équivalent petit signal
 Req correspond à Rc // résistance de sortie du FET.
 Le gain G() = vs/ve se met sous la forme suivante :
G ( ) 
 LC 
2
2
 g m Req


 1  jReq C1  C 2   LC1C 2 3

Req
gmve
ve
L
C1
Req
 osc 
 PI{G()} = 0  osc
 La condition
G osc   1
Req 
L
ve
C 2 vs
-Reqgmve
C1
C2 v s
C1  C 2
LC1C 2
conduit à:
C2
g m C1
20
Oscillateurs basse fréquence
• Hartley
Vcc
Rc
M
R
C4
N
C3
C
L2
L1
Re
C5
▫ Gain
G ( ) 
g m Req L2 C 2
 L C
2
2


1
 1  jReq  C 
1  L2 C 2 
L1



▫ Pulsation de résonnance  osc


▫ La condition Gosc   1 conduit à:

1
C L1  L2 
Req 
L1
g m L2
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L osc  L1 osc 
1
1
 L  L1 
2
C osc
C osc
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Oscillateurs basse fréquence
• Clapp
▫ Meilleure stabilité qu'un oscillateur Colpitts : L remplacé par L1 en
série avec C,
▫  variation de la phase + rapide autour de la pulsation
Vcc
Rc
M
N
L1
C3
R
Re
C4
C1
C
C2
▫ oscillation lorsque l'impédance de l'ensemble self L1 en série avec le
condensateur C sera équivalente à l'impédance de la self L :
L osc  L1 osc 
 osc 
1  C1  C 2 1 

  
L1  C1C 2
C
1
L1C eq
1
1
 L  L1 
2
C osc
C osc
1
1
1
1



C eq C1 C 2 C
22
Oscillateurs basse-fréquence
• Clapp à fréquence variable
▫ Pour réaliser un oscillateur à fréquence variable on peut remplacer le
condensateur variable C par une diode varicap.
▫ On rappelle qu'une diode varicap est une diode polarisée en inverse,
la capacité C diode d'une telle diode varie comme l'inverse de la racine
carrée de la tension de polarisation Vpol (Vbi : potentiel de diffusion)
 Exercice
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Oscillateur à quartz
• Quartz
▫ Matériau piézoélectrique :
 Champ E  apparition de forces mécaniques.
 Inversement, effort mécanique exercé parallèlement à une direction du cristal
appelée axe mécanique  charges électriques sur deux faces perpendiculaires à
l'axe électrique
▫ Si quartz entre les armatures d'une capacité,
 différence de potentiel entre les armatures  déformation du cristal.
 Quand tension extérieure disparaît  cristal : forme initiale, après oscillations
amorties;
 Pendant oscillations  tension alternative à la fréquence de vibration
mécanique du quartz aux bornes de la capacité.
électrodes
▫ Schéma équivalent .
 L, C et R : inertie mécanique, élasticité et viscosité
 C’ capacité des électrodes
 La lamelle est équivalente à condensateur C   0  r S d
 S surface et
 D : l'épaisseur de la lamelle de quartz.
 On montre que
L  d2
R  d2
C
1
d2
quartz
R
C'
L
C
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Oscillateur à quartz
▫ Ordre de grandeur
fréquences de vibration : entre 10kHz et 30MHz.
Jusqu'à 150MHz le quartz vibre sur un harmonique (trois, cinq…).
C’ est de l'ordre de 10pF.
R : pertes du matériau soumis au champ alternatif, quelques dizaines
d'ohms, elle dépende de la façon dont a été taillé le quartz, c'est à dire
l'angle entre la perpendiculaire aux faces et les axes cristallographiques.
 L et C pas de réalité physique,
 L : très grande de l'ordre du mH
 C : très petite de l'ordre de quelques fF.
 Q est compris entre quelques 104 et 106 pour les meilleurs quartz.
 quartz 27MHz : L = 3.5mH, C = 10fF, R = 30 et C' = 3pF, Q environ 2000




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Oscillateur à quartz
▫ Comportement en fréquence
 Impédance complexe Z :
Z
1  LC   jRC
 RCC '   j C  C '   LCC '  
2
2
3
 L'impédance du quartz varie autour de 2 fréquences de résonance
 série de la branche motionnelle (R, L, C) : fs, Z est minimale f s 
 parallèle ou "d'anti-résonance " : fp, Z est maximale
fp 
1
2
1
2 LC
C  C'
LCC '
 Entre fs et fp quartz = bobine (L en série avec R)
 Avant fs et après fp quartz = capacité (C en série avec R).
26
Oscillateur à quartz
▫ Oscillateur à résonance série du quartz
 Pour f proche de fs, impédance du condensateur C’ >> impédance de RLC.
 Quartz  circuit résonant série
 LC oscillateur Clapp  quartz au voisinage de fs : oscillateur Pierce
2
 osc :
LC eq osc
1
1
1
1
1
1




C eq C1 C 2 C 4 C
 Cc est la capa imposée par le constructeur
1
1
1
1



C c C1 C 2 C 4
 C4 permet d'ajuster la fréquence d'oscillation et d'éviter que le quartz ne
soit soumis à une tension continue.
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Oscillateur à quartz
Rp
▫ Oscillateur à résonance parallèle du quartz
 Pour f proche de fp : quartz  circuit résonnant parallèle
Rp 
LC
RC ' 2
Lp 
 Colpitts à quartz
1
LC '²
Cp 
Lp
L2 C ' 3 C
C  C '
Cp
Vcc
M
C1
N
C2
Re
▫ Remarques :
 Le quartz utilisé joue le rôle d'inductance.
 La réactance varie de 0 à l’infini entre fs et fp, la self équivalente peut prendre
toutes les valeurs. Il existera donc une fréquence entre fs et fp qui vérifiera les
conditions d'oscillation.
 fs et fp très proches  fosc : très précise.
 La valeur indiquée sur les composants : fs.
 En pratique la résonance série est plus stable que la résonance parallèle.
28
Oscillateur à quartz
▫ Oscillateur en mode harmonique
Pour des fréquences élevées (>20-30 MHz) : harmoniques 3 ou 5,
Ces quartz sont dits travailler en mode harmonique (overtone).
C'est la taille particulière du quartz qui permet ceci.
Le constructeur donne la fréquence finale d'oscillation (par exemple
65MHz P5).
 Pour forcer un quartz à osciller sur un mode différent de son fondamental
il faut ajouter dans la boucle un élément qui constitue un filtre passe bande
autour de la fréquence désirée.
 L4 et C4 ont une de résonance série égale à la fréquence fondamentale du
quartz empêchant ainsi l'oscillation sur le fondamental




Vcc
M
C1
L4
C4
C2
N
Re
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Oscillateurs micro-ondes
• Conditions d’oscillation :
▫ De façon générale on peut écrire :
 Comme
 Alors
 Donc
et
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Oscillateurs micro-ondes
▫ Application à 1 port
 Dans ce cas
 La condition d’oscillation d’écrit
 Donc
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Oscillateurs micro-ondes
▫ Diodes
 Impédance de charge :
Z S  RS  jX S
XS
Xin
RS
Rin
ZS
Dispositif à
résistance
négative
 Loi de Kirchoff :
Z S
 Z in I  0
 Le courant I est non nul,
 condition devient :
R S  Rin  0
Zin
 Impédance d’entrée :
Z in  Rin  jX in
 Dépend du courant (ou de la
tension)
 Dépend de la fréquence
 On peut écrire :
Z in ( I , j )  Rin ( I , j )  jX in ( j )
X S  X in  0
 ZS est passive, RS >0 , Rin <0, pour
avoir oscillation
 XS=-Xin : conditionne la fréquence
d’oscillation
 La condition s’écrit aussi :
S 
Z S  Z 0  Z in  Z 0 Z in  Z 0
1



Z S  Z 0  Z in  Z 0 Z in  Z 0 in
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Oscillateurs micro-ondes
 Condition de démarrage Rin ( I , j )  R S  0
 Il faut circuit instable à une fréquence telle que
▫ Signal transitoire ou bruit  oscillation à la fréquence .
▫ Comme I augmente Rin devient moins négative jusqu'à
Rin ( I 0 , j 0 )  R S  0
X in ( I 0 , j 0 )  X S  0
▫ L'oscillation sera alors stable
▫ 0 diffère de la pulsation de départ 
 Autre vision
 Circuit RLC :
 Si R<0 : exp croissante
▫  exercice
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Oscillateurs micro-ondes
▫ Quadripôle
S  1
L  2
 Actif
 Passif
S '  
S
0
0
L 
 Condition d’oscillation
  S11 S12  S
det 

  S 21 S 22   0
0  1 0  
0

L  0 1 
 D’où S11S  1S22L  1  S12 S21S L  0
 Et donc
1
S S 
 S11  12 21 L  in
1  S 22L
S
ou
S S 
1
 S 22  12 21 S  out
L
1  S11S
1  S in
et
1  L out
34
Oscillateurs micro-ondes
▫ oscillations en entrée se retrouvent en sortie
 Oscillation stable : Sin=1
 S’écrit aussi
 De plus
L 
1  S11S
S 22  S
S S 
S  S
out  S 22  21 12 S  22
1  S11S
1  S11S
 Lout=1 : condition d'oscillation pour la sortie est donc bien satisfaite
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Oscillateurs micro-ondes
• Diodes
▫ Diodes Gunn : c.f. cours M. Varani « Compo hyper : GMEE316 »






Transfer Electron Device, Matériau GaAs ou InP
1 à 300 GHz
Impédance différentielle négative
Petits, légers, bon marché
 développement radar bas coût
Oscillateur
 Le résonateur d’un tronçon de guide terminé
en CC : CC dans le plan de la diode
 Rd environ -10Ω,  démarrage des oscillations
▫ Cd de l’ordre du pF  adaptation inductive
36
Oscillateurs micro-ondes
▫ Diodes IMPATT
 impact avalanche and transit time
 1 à 100 GHz
 Inconvénient : bruits important, du à la nature statistique de la procédure
d’avalanche.
 Exploite effets combinés d’avalanche dans jonction PN et transit à travers
le SC pour produire oscillations
 Dispositif à résistance différentielle négative
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Oscillateurs micro-ondes
▫ Diode RTD : Diode Tunnel Résonante :
 Deux réservoirs d’électrons séparés par deux barrières et un puits de
potentiel.
 Donc 4 hétérojonctions entre le matériau possédant un gap élevé (par
exemple GaAlAs) et le matériau à plus faible gap du puits et des réservoirs
(par exemple GaAs).
 Si puits est suffisamment étroit (< 10 nm), niveaux d’énergie possibles
quantifiés et généralement les diodes sont réalisées pour avoir deux
niveaux seulement permis
 Etats discrets de conduction
  résistance différentielle négative
38
Oscillateurs micro-ondes
Résistance négative
Réseau de
charge
S 
• Oscillateurs à transistors
▫
▫
▫
▫
Réseau de
sortie
Transistor
 


transistors FET ou bipolaires.
Pour ampli  T inconditionnellement stable,
Pour un oscillateur, dispositif avec K<<1
configurations le plus utilisées sont BC ou EC pour les bipolaires et
SC ou GC pour les FET
▫ Après choix du montage
S
in
out
L
 cercle de stabilité en sortie
 L doit être choisi de façon à ce que ZL produise une résistance négative en
entrée
 Ensuite ZS doit être choisie pour être adaptée à Zin.
 Rin varie devient de moins en moins négative
  Il faut : RS  Rin  0
 On choisit
RS 
 Rin
3
X S   X in
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Oscillateurs micro-ondes
• Exemple de réalisation d'oscillateur à transistor
▫ Oscillateur à 4GHz, transistor FET en source commune
S11  0.72  116 S 21  2.6076
S12  0.0357
S 22  0.73  54
 On ajoute inductance 5nH sur la grille pour augmenter l’instabilité : pour
ça on étudie la valeur de K en fonction de L et on chosit L tel que K <1 et le
plus petit possible
 Nouveaux paramètres S
S '11  2.18 /   35
S ' 21  2.7596
S '12  1.2618
S ' 22  0.52155
 Cercles de stabilité en sortie
CL 
S '22 ' S '11* *  1.0833
RL 
S ' 22
2
 '
2
S '12 S ' 21
S ' 22
2
 '
2
 0.665
  Région stable est à l'intérieur du cercle de stabilité
 Grand choix de Lin doit être grand  on choisit L  0.59  104
Z L  20  j35
40
Oscillateurs micro-ondes
 On calcule in
S' S' 
in  S '11  12 21 L  3.96  2.4
1  S ' 22 L
 On en déduit Zin : par abaque, ou calcul
 D’où Zs :
ZS 
Z in  Z 0
1  in
 84  j1.9
1  in
 Rin
 jX in  28  j1.9
3
 !!! Erreur sur le schéma : 0,258et non 0,238
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0scillateurs micro-ondes
• Oscillateurs à diélectriques résonants
▫ Pourquoi?







Q pour un oscillateur à lignes microstrip maximum :1000.
Les résonateurs diélectriques : Q très grand
Compacts
Facilement intégrables
Céramique : matériau avec grande stabilité en température.
 de plus en plus répandus en micro-ondes
A la résonance, la longueur d’onde dans le résonateur est égale à son
diamètre D. La fréquence de résonance dépend de r, du diamètre du
cylindre et de son environnement.
42
0scillateurs micro-ondes
▫ Principe
 Pour influencer circuit : coupler diélectrique à une ligne
 Lignes champs magnétiques du mode fondamental du résonateur TE10
soit de même configuration que celle du quasi TEM de la ligne microstrip
 Configuration série ou parallèle
 Dans une boîte métallique pour éviter
 Les perturbations extérieures
 Donc ne pas dégrader Q
 Posé sur une entretoise : facilite le couplage, meilleure tenue en T°
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Oscillateurs micro-ondes
▫ Schéma équivalent
 Configuration parallèle :
 Fonctionne comme un filtre passe-bande avec un grand Q.
 Ce filtre permet de réaliser une contre-réaction entre l'entrée et la sortie
 Configuration série :
 Impédance entre deux tronçons de ligne
 Résonateur : circuit RLC parallèle.
 Couplage entre le diélectrique et la ligne : transformateur de rapport N.
 Coupage déterminé par l'écart entre le diélectrique et le tronçon de
ligne.
C
Diélectrique résonant
d
Diélectrique résonant
ll
d
L
R
d
g/4
Circuit
d'adaptation
lr
Z0
g/4
ls
lr
Z0
1
N
Z0
Zd
Z0
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Oscillateurs micro-ondes
C
L
R
▫ Schéma équivalent d’un DR couplé à une ligne
1
N
 On a
N
Z2
Z1
 On montre que
Z0
Zd 
N 2R
1  j 2Q   0
avec
     0
Q
Zd
Z0
R
 RC 0
0 L
 Le coefficient de couplage entre la ligne et le diélectrique est défini par

R 0 L
Q
N 2R


Qe R L N 2 0 L 2Z 0
 RL = 2Z0 est la résistance des 2 tronçons de ligne de part et d'autre du
diélectrique.
 Dans le cas où un des tronçon de ligne ouverte a une longueur /4
(ramène un court-circuit), RL=Z0.
 A la résonance
2
▫ Le coef de réflexion   Z 0  N2 R  Z 0    déterminer et donc N2R
Z 0 N R  Z 0
1 
▫ Fréquence de résonance, Q  RLC
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Oscillateurs micro-ondes
• Exemple de réalisation d’un DRO
▫ Oscillateur à 2.4GHz, transistor bipolaire, EC
S12  0.445
S11  1.8130 S 21  3.836
Diélectrique résonnant
g/4
ll
ls
lr
'S
S 22  0.7  63
S
in
out
Z0
L
 Le diélectrique est positionné à une longueur /4
 Le travail consiste à trouver la valeur de lr, ll et ls.
 Il n'est pas utile de tracer les cercles de stabilité car nous allons choisir une
valeur de S tel que out soit très grande.
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Oscillateurs micro-ondes
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Oscillateurs micro-ondes
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Oscillateurs à fréquence variable
•
•
•
•
la fréquence d’oscillation,
la puissance du signal de sortie,
la bande passante pour une variation de la tension de commande,
la linéarité de la bande passante: variation linéaire de la fréquence
en fonction de la tension de contrôle,
• la réjection de la deuxième harmonique : exprimée en dB,
• le facteur de Pushing, qui correspond à la variation de la fréquence
du VCO due à une variation de la tension d’alimentation. Pour un
oscillateur à transistor bipolaire, on considère en général lors de
l’estimation du Pushing, une variation de la tension de commande
Vbe. Ce facteur est généralement exprimé en MHz/V et est défini
comme :Kp = Δf/ΔVbe
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Oscillateurs à fréquence variable
• le facteur de Pulling, qui correspond à la variation de la fréquence
du VCO due à une variation de la charge connectée en sortie. Pour
diminuer ce phénomène, on peut utiliser un étage tampon
unilatéral en sortie du VCO pour isoler la charge du résonateur. Cet
étage tampon est généralement constitué d’un transistor monté en
collecteur commun,
• stabilité en température,
• le bruit de phase : exprimé en dBc/Hz
• Le facteur de mérite (FOM : Figure Of Merit), exprimé en dBc/Hz.
▫ C’est un paramètre qui permet de comparer les VCO en normalisant le
bruit de phase par rapport à la fréquence d’oscillation et à la puissance
consommée.
▫ FOM = pnoise(Δf)−20log (fosc/Δf )+10log(Pdiss),
 fosc : fréquence centrale de la porteuse,
 pnoise(Δf)
 Pdiss la puissance totale consommée en mW.
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Oscillateurs à fréquence variable
• Oscillateur à varactor (varicap)
▫ le plus utilisé dans les applications de systèmes de communications
(chaîne d'émission et de réception).
▫ Pour l’implémentation d’un VCO, on a besoin de trois éléments
basiques : une inductance, un varactor et une résistance négative.
▫ L’inductance et le varactor forment le circuit résonant, et les pertes du
résonateur sont représentées par une résistance parallèle équivalente.
Ces trois éléments sont dépendants de la fréquence.
▫ Les pertes doivent être compensées par la résistance négative.
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Oscillateurs à fréquence variable
• Oscillateur à varactor (varicap)
▫ jonction PN polarisée en inverse dont la largeur de la zone de
déplétion forme une capacité variable en fonction de cette tension
inverse.
▫ Technologiquement, il s’agit le plus souvent en hyperfréquences d’un
contact schottky sur un substrat en silicium ou en arséniure de
gallium dopé N.
▫ Quelque soit le substrat, il existe deux types de profil de dopage :
 profil abrupte (dopage linéaire dans la zone de déplétion)
 profil hyper abrupte (dopage non linéaire dans la zone de
déplétion)
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Oscillateurs à fréquence variable
• Oscillateur à varactor (varicap)
▫ Profil abrupte
 facteur de qualité élevé
 bande d’accord de tension très grande.
 meilleures performances en bruit de phase
▫ Profil hyper abrupte
 caractéristique d’accord beaucoup plus linéaire car meilleure linéarité entre la
valeur de sa capacité et de la tension a ses bornes.
 Meilleurs choix pour une large bande de commande de la fréquence
d’oscillation.
 Inconvénient : facteurs de qualité bien inferieurs
 Niveau de bruit de phase plus élevé que dans le cas précédent.
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Emetteur de très forte puissance
• Deux différents types de concevoir la chaîne d’émission :
▫ A base d’oscillateur :
 Tube hyperfréquence (typiquement magnétron) produit le signal RF
 Modulateur : génère le pulse
 POT : Power Oscillator Transmitter
▫ A base d’amplificateurs :
 PAT : Power Amplifiers Transmitters
 Génération du signal stable
 + Amplificateurs : amplitron, klystron, ampli états solides
Tubes hyperfréquences
• Tubes classiques à grille
▫ Triodes, tétrodes, pentodes
▫ La triode :
 cathode émettrice d'électrons, anode réceptrice, grille Tension sinusoïdale
appliquée entre entre G et C
 Création d’un courant entre A et C ==> amplifié par ddp A/C .
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Tubes à action longitudinale
• Principe :
▫ Cathode : donnant naissance au faisceau
▫ Electrode de focalisation
▫ Anode : potentiel accélérateur
 Klystrons
 TOP
• Klystrons
▫ 1° cavité : reçoit signal à amplifier qui module en vitesse le faisceau
▫ Dernière cavité : reçoit le signal amplifié
▫ Les électrons accélérés ont tendance à rattraper les électrons ralentis
==> formation de paquets d’électrons
▫ Puissance crête : 10 à 30MW
▫ Puissance moyenne 10 à 200kW
Klystrons
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Klystrons reflex
• Oscillateur :
• Principe :
▫
▫
▫
▫
▫
▫
électrons émis par la cathode
accélérés par une ddp en direction de la cavité.
Traversent la cavité une fois
Sont réfléchis par le réflecteur
Re-traversent la cavité
Les électrons voient leur vitesse modulée pendant la traversée de la
cavité.
▫ ce qui conduit à la formation de paquets d’électrons
▫ Si le potentiel réflecteur est tel que les paquets d’électrons
retraversent la cavité alors que le champ électrique est dans le même
sens, il y a un transfert d’énergie vers le champ de la cavité.
TOP
• Tubes à ondes progressives
• TWT : travelling waves tube
▫
▫
▫
▫
▫
▫
▫
▫
(1) Cathode;
(2) Entrée du signal HF
(3) Aimants permanents;
(4) Atténuateur;
(5) Hélice;
(6) Sortie du signal HF ;
(7) Enveloppe;
(8) Collecteur d'électrons
• Pour obtenir une bonne interaction entre le faisceau et l'onde ==> v axiales
voisines
• Propagation d’une onde le long d’un fil dans le vide avec v = c ==>
augmenter la longueur de son trajet pour la synchroniser au faisceau, ==>
forme d’hélice.
• Pendant déplacement dans le tube, les électrons sont légèrement freinés par
l'onde, donc communiquent à celle-ci une partie de leur énergie ==>
L'amplitude de l'onde plus grande à la fin de l'hélice qu'à son début ==> le
signal a été amplifié.
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TOP
• Ring and loop
• Ring and bar
• Coupled cavity
Tubes à champs croisés
• Les électrons se déplacent
▫ entre 2 électrodes parallèles planes ou circulaires
▫ dans un champ E et un champ H transversal.
• Mouvement à accélération transversale constante
• Champ électrique hyperfréquence complémentaire au niveau de
l’anode
• Les électrons + un champ longitudinal retardateur
▫
▫
▫
▫
▫
diminution de la vitesse.
courbure de la trajectoire diminue
Les électrons vont vers l’anode,
Ils passent d’un potentiel faible à V0
et peuvent ainsi céder au milieu l’énergie potentielle qu’ils perdent
dans cette translation
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Tubes à champs croisés
• Les électrons + un champ accélérateur
▫
▫
▫
▫
Augmentation de la vitesse.
Courbure de la trajectoire augmente
Les électrons retourne vers la cathode,
Consomment de l’énergie (en quantité plus faible que le 1° cas)
• Bilan global en faveur du 1°cas.
• Si vitesse de phase de l ’onde hyper est synchronisée avec vitesse
d'entraînement du faisceau ==> Prélèvement de l’énergie du
faisceau par l’onde
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Tubes à champs croisés
Amplificateur à champs
croisés et trajectoire des
électrons en l’absence de
signal de radiofréquences.
Injection d’un signal de
radiofréquences par l’un
des guides d’ondes dans
une première cavité
résonante, ce qui débute
l’amplification.
Mouvement des rayons de
charges dans un
amplificateur à champs
croisés.
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Magnétrons
• Oscillateur
• Un champ électrique continu est appliqué entre l'anode et la
cathode.
• Ce champ a une tension de l'ordre de plusieurs kV
• Aimants
▫ B perpendiculaire à l'axe anode/cathode,
▫ mouvement circulaire autour de la cathode
• Ces charges vont entrer en interaction avec les cavités
résonnantes du bloc anodique qui deviennent le support
d'oscillations électromagnétiques.
• En fait le rayonnement électromagnétique (les micro-ondes pour
le four) est dû à la vibration des électrons dans les cavités
résonnantes.
• Taille cavité donne la fréquence
Magnétrons
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