N° d`ordre : - Université Bordeaux 1

N° d'ordre : 3752
THÈSE
présentée à
L'UNIVERSITÉ BORDEAUX I
ÉCOLE DOCTORALE DE SCIENCES PHYSIQUES ET DE L’INGÉNIEUR
par Adel BENMANSOUR
POUR OBTENIR LE GRADE DE
DOCTEUR
SPÉCIALITÉ : ÉLECTRONIQUE
*********************
CONTRIBUTION À L’ÉTUDE DES MÉCANISMES DE
DÉFAILLANCES DE L’IGBT SOUS RÉGIMES DE FORTES
CONTRAINTES ÉLECTRIQUES ET THERMIQUES
*********************
Rapporteurs :
M. Stéphane LEFEBVRE
M. Frédéric MORANCHO
Mme. Geneviève DUCHAMP
M. Laurent GONTHIER
M. Dominique PLANSON
M. Eric WOIRGARD
M. Stéphane AZZOPARDI
Professeur - CNAM
Maitre de Conférences - Université Paul Sabatier de Toulouse
Professeur - Université Bordeaux 1
Ingénieur - ST Tours
Professeur - INSA
Professeur - Université Bordeaux 1
Maitre de Conférences - ENSEIRB
- 18 Décembre 2008 -
Rapporteur
Rapporteur
Examinateur
Examinateur
Examinateur
Examinateur
Examinateur
Remerciements
Ces travaux de recherche ont été effectué au sein du Laboratoire de l'Intégration du Matériau
au Système de l’Université de bordeaux I, dirigé par Monsieur le Professeur Pascal
FOUILLAT, que je tiens à remercier pour m’avoir accueilli au sein de son établissement.
Je tiens à remercier Monsieur le Professeur Dominique PLANSON pour le grand honneur
qu’il m’a fait en acceptant d’être président du jury.
Que Messieurs Stéphane LEFEBVRE et Frédéric MORANCHO soient remerciés pour
l’attention
qu’ils ont accordé à la lecture, la critique de ce mémoire et à l’honneur qu’ils m’ont fait en
venant juger ce travail.
Je remercie Madame le Professeur Geneviève DUCHAMP et Monsieur Laurent GONTHIER
pour avoir accepté de faire partie de ce jury et pour l’intérêt qu’ils ont porté à ce travail.
Je remercie Monsieur le Professeur Eric WOIRGARD, mon directeur de thèse, pour m’avoir
permis de travailler au sein de son équipe.
Je ne remercierai jamais assez Stéphane AZZOPARDI pour son excellent encadrement, sa
disponibilité, sa gentillesse et pour tout ce qu’il m’a apporté durant la thèse.
Je souhaite remercier tout particulièrement Jean-Christophe MARTIN qui a largement
contribué au travail exposé dans ce mémoire ainsi que pour son aide précieuse.
Je remercie tous les membres de l’équipe « puissance » : Alexandrine, Isabelle et Jean-Yves
pour toute leur aide, leur disponibilité et leurs conseils utiles, Jean-Michel pour son aide
logistique et sa bonne humeur.
Je tiens aussi à remercier tous les doctorants de l’équipe que j’ai côtoyé durant toutes ces
années : Hassan, Ludi, Mathieu, Nicolas, Ryad, Walid, Yassine. Les stagiaires : Adil, Irène,
Nicolas, Paul, Renaud. Ainsi que tous les membres du laboratoire IMS, plus particulièrement
Simone, Mme DEBEDA et Mme LAVIGNE pour leur aide. Les doctorants pour leur
sympathie : Adel, Bader, Ludovic, Maher, Moustapha, Nader, Nasser, Othman.
Ma profonde gratitude à mes amis : Saïd Tigzirt le Mirtsmourth et Abderezak « kouky » qui
m’ont beaucoup aidé et supporté, Saloua et Birama (Djiambar), Farid (le canard) et Naima.
A toute ma famille et belle famille en Algérie, en Roumanie et à travers le monde : mes tantes,
mes oncles, mes cousins, mami Elena, Elias, Hans et Viorica pour leur soutien et leurs
encouragements.
Un infini remerciement et ma reconnaissance absolue à mes parents Farida et Malek, et ma
soeur Daya qui m’accompagnent depuis tant d’années. Je leur dédie ce mémoire en
témoignage de la confiance et du soutien qu’ils m’ont toujours attesté. Merci également à
mon beau frère Islam « chinoui » pour toute sa gentillesse et ses encouragements.
À ma tendre et très chère épouse Diana qui m’a encouragé et qui m’a entouré au quotidien de
tendresse et d’amour sans réserve. Je la remercie également pour sa gentillesse, sa patience
et son courage.
Et à minette…
À la mémoire de mes grands parents,
Mima, Manouni et Tonton
À mes parents et ma sœur
À Diana
PLAN
Liste des symboles ....................................................................................................................9
INTRODUCTION GENERALE............................................................................................11
CHAPITRE I : État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de
fonctionnement....................................................................................................................15
1. Introduction ..........................................................................................................................17
2. Objectifs ...............................................................................................................................17
3. État de l’art des structures IGBT..........................................................................................18
3.1. Généralités sur l’IGBT ..................................................................................................18
3.2. Domaines d’applications de l’IGBT..............................................................................19
3.3. Principales structures IGBT ..........................................................................................20
3.3.1 Structures IGBT NPT et PT..................................................................................... 21
3.3.2 Field Stop ................................................................................................................ 23
3.3.3 Carrier Stored Trench-gate Bipolar Transistor (CSTBT)....................................... 24
4. Aires de sécurité de l’IGBT : Limites de fonctionnement du composant ............................25
4.1. Forward Biased Safe-Operating-Area (FBSOA) ..........................................................27
4.2. Reverse Biased Safe-Operating-Area (RBSOA)...........................................................29
4.3. Short Circuit Safe-Operating-Area (SCSOA) ...............................................................31
4.4. Unclamped Inductive Switching Safe-Operating-Area (UISSOA)...............................33
5. Effet de la température sur la robustesse des composants IGBT .........................................34
5.1. Caractéristique à l’état passant ......................................................................................34
5.2. Caractéristique à la commutation ..................................................................................36
5.3. Densité de courant due au latch-up ...............................................................................37
6. Effet de la résistance de grille sur la vitesse de commutation de l’IGBT ............................38
6.1. Durant la phase de fermeture.........................................................................................39
6.2. Durant la phase d’ouverture ..........................................................................................41
7. Méthodologie pour la détermination des mécanismes physiques conduisant à la défaillance
de l’IGBT .................................................................................................................................44
7.1. Introduction ...................................................................................................................44
7.2. Principaux phénomènes physiques menant à la défaillance du composant IGBT ........45
7.2.1 Concernant le latch-up............................................................................................ 45
7.2.2. Concernant le claquage ......................................................................................... 46
7.2.3. Concernant l’emballement thermique.................................................................... 47
8. Conclusion............................................................................................................................52
9. Références bibliographiques ................................................................................................53
1
CHAPITRE II : Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch
Through à structure de grille en tranchée lors du fonctionnement en mode de
court-circuit...........................................................................................................................55
1. Introduction ..........................................................................................................................57
2. Objectifs ...............................................................................................................................57
3. Bref état de l’art sur le fonctionnement de l’IGBT en mode de court-circuit ......................58
4. Conditions d’analyse ............................................................................................................59
4.1. Circuit de test.................................................................................................................59
4.2. Conditions de test en simulation ...................................................................................60
4.2.1 Définition des coupes d’analyse uni-dimensionnelle sur la structure ..................... 61
4.2.2 Zones d’analyse sur la structure.............................................................................. 61
4.2.3. Critère de défaillance ............................................................................................. 62
4.2.4. Modèle du composant utilisé lors des simulations................................................. 62
4.2.5. Modèles de simulation utilisés et leur domaine de validité ................................... 63
5. Analyse uni et bidimensionnelle de la défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille
en tranchée en mode de court-circuit .......................................................................................66
5.1. Identification des principaux modes de défaillance ......................................................66
5.1.1 Étude de la défaillance de l’IGBT de type punch through à grille en tranchée à la
fermeture en condition de court cicruit (mode A)............................................................ 66
5.1.2 Étude de la défaillance de l’IGBT de type punch through à grille en tranchée à
l’état passant en conditions de court-circuit (mode B)..................................................... 73
5.1.3 Étude de la défaillance de l’IGBT de type punch through à grille en tranchée à
l’ouverture en condition de court circuit (mode C).......................................................... 79
5.1.4 Étude de la défaillance de l’IGBT de type punch through à grille en tranchée après
l’ouverture en condition de court-circuit (mode D) ......................................................... 84
5.2. Étude de l’influence de la résistance de grille et de la température sur la défaillance de
l’IGBT de type punch through à grille en tranchée..............................................................89
5.2.1. Étude de l’influence de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT .......... 89
5.2.1.1. Influence de la résistance de grille sur une configuration en court-circuit ........89
5.2.1.2. Évolution des aires de sécurité (SCSOA) en fonction de la résistance de grille 91
5.2.2. Étude de l’influence de la température sur la défaillance de l’IGBT..................... 93
5.2.2.1. Influence de la température sur une configuration en court-circuit ...................93
5.2.2.2. Évolution des aires de sécurité (SCSOA) en fonction de la température...........94
5.2.3. Résumé ................................................................................................................... 97
6. Conclusion............................................................................................................................97
7. Références bibliographiques ................................................................................................99
CHAPITRE III : Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch
Through à grille en tranchée en mode de commutation sous charge inductive
avec et sans diode de roue libre .....................................................................................97
1. Introduction ..........................................................................................................................99
2. Objectifs ...............................................................................................................................99
3. Conditions d’analyse ..........................................................................................................100
3.1. Circuit de test...............................................................................................................100
2
3.2. Conditions de test en simulation et critère de défaillance ...........................................101
4. Analyse uni et bidimensionnelle de la défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille
en tranchée en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre .........102
4.1. Cas 1 : Commutation de l’IGBT sous charge inductive avec diode de roue libre sans
défaillance ..........................................................................................................................102
4.2. Cas 2 : Défaillance lors d’une commutation de l’IGBT sous charge inductive avec
diode de roue libre..............................................................................................................107
4.3. Étude de l’influence de la résistance de grille et de la température sur la défaillance de
l’IGBT de type punch through à grille en tranchée en phase d’ouverture sous charge
inductive avec diode de roue libre......................................................................................113
4.3.1. Étude de l’influence de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT ........ 113
4.3.1.1. Influence de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT dans une
configuration de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre ...........113
4.3.1.2. Évolution des aires de sécurité (RBSOA) en fonction de la résistance de grille ...
.................................................................................................................................115
4.3.2. Étude de l’influence de la température sur la défaillance de l’IGBT................... 118
4.3.2.1. Influence de la température sur la défaillance de l’IGBT dans une configuration
de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre..................................118
4.3.2.2. Évolution des aires de sécurité (RBSOA) en fonction de la température ........119
4.4. Résumé ........................................................................................................................121
5. Étude du comportement de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de
commutation sous charge inductive sans diode de roue libre en conditions extrêmes de
fonctionnement.......................................................................................................................122
5.1. Simulation de la commutation de l’IGBT sous charge inductive sans diode de roue
libre en mode de fonctionnement normal...........................................................................122
5.2. Simulation de la défaillance de l’IGBT lors de la commutation sous charge inductive
sans diode de roue libre ......................................................................................................123
5.3. Étude de l’influence de la résistance de grille et de la température sur la défaillance de
l’IGBT de type punch through à grille en tranchée............................................................124
5.3.1. Influence de la résistance de grille sur une configuration de commutation sous
charge inductive sans diode de roue libre ...................................................................... 124
5.3.2. Influence de la température sur une configuration de commutation sous charge
inductive sans diode de roue libre .................................................................................. 126
6. Conclusion..........................................................................................................................127
7. Références bibliographiques ..............................................................................................128
3
CHAPITRE IV : Étude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition
de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation sous charge
inductive avec et sans diode de roue libre.................................................................131
1. Introduction ........................................................................................................................133
2. Objectifs .............................................................................................................................133
3. Conditions expérimentales .................................................................................................134
3.1. Schéma de principe .....................................................................................................134
3.1. Banc de mesures..........................................................................................................134
3.2. Différentes configurations mises en œuvre .................................................................136
3.3. Choix des structures de composants d’IGBT pour l’étude expérimentale..................138
4. Étude expérimentale de la commutation de l’IGBT en conditions de court circuit ...........138
4.1- Effet de la résistance de grille .....................................................................................139
4.1.1 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Non Punch
Through en conditions de court circuit ......................................................................... 139
4.1.2 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through en conditions de court circuit .......................................................................... 141
4.1.3 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through à grille en tranchée en conditions de court circuit........................................... 143
4.2- Effet de la température................................................................................................145
4.2.1 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through
en conditions de court circuit ......................................................................................... 145
4.2.2 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch Through en
conditions de court circuit .............................................................................................. 147
4.2.3 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch Through à
grille en tranchée en conditions de court circuit ............................................................ 150
4.3-Défaillances de l’IGBT lors de la commutation en conditions de court-circuit ..........152
4.3.1 Défaillance retardée (mode D) après la commutation d’un IGBT de type Punch
Through .......................................................................................................................... 152
4.3.2 Défaillance durant l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through (mode C) .... 153
4.3.3 Défaillance durant la mise en conduction d’un IGBT de type Punch Through (mode
B).................................................................................................................................... 154
4.3.4 Défaillance durant la fermeture d’un IGBT de type Punch Through (mode A) .. 154
5. Etude expérimentale de la commutation de l’IGBT sous charge inductive avec diode de
roue libre ................................................................................................................................155
5.1- Effet de la résistance de grille .....................................................................................155
5.1.1 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Non Punch
Through sous charge inductive avec diode de roue libre ............................................... 155
5.1.2 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through sous charge inductive avec diode de roue libre ............................................... 158
5.1.3 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through à grille en tranchée sous charge inductive avec diode de roue libre ............... 160
5.2- Effet de la température................................................................................................162
5.2.1 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through
sous charge inductive avec diode de roue libre..................................................................162
4
5.2.2 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch Through sous
charge inductive avec diode de roue libre ...................................................................... 164
5.2.3 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch Through à
grille en tranchée sous charge inductive avec diode de roue libre ................................. 166
5.3-Défaillances de l’IGBT lors de la commutation sous charge inductive avec diode de
roue libre ............................................................................................................................167
5.3.1 Défaillance dans le cas de la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through
sous charge inductive avec diode de roue libre.............................................................. 167
5.3.2 Défaillance dans le cas de la commutation d’un IGBT de type Punch Through
sous charge inductive avec diode de roue libre.............................................................. 168
6. Étude expérimentale de la commutation de l’IGBT sous charge inductive sans diode de
roue libre ................................................................................................................................169
6.1- Effet de la résistance de grille .....................................................................................170
6.1.1 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Non Punch
Through sous charge inductive sans diode de roue libre ............................................... 170
6.1.2 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through sous charge inductive sans diode de roue libre ............................................... 172
6.1.3 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through à grille en tranchée sous charge inductive sans diode de roue libre................ 173
6.2- Effet de la température................................................................................................175
6.2.1 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through
sous charge inductive sans diode de roue libre .............................................................. 175
6.2.2 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch Through sous
charge inductive sans diode de roue libre ...................................................................... 177
6.2.3 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch Through à
grille en tranchée sous charge inductive sans diode de roue libre ................................. 178
6.3-Défaillances de l’IGBT lors de la commutation sous charge inductive sans diode de
roue libre ............................................................................................................................179
7. Résumé ...............................................................................................................................180
8. Conclusion..........................................................................................................................182
9. Références bibliographiques ..............................................................................................183
CHAPITRE V : Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à
grille en tranchée à couche tampon SiGe...................................................................187
1. Introduction ........................................................................................................................189
2. Objectifs .............................................................................................................................190
3. État de l’art sur l’apport d’une couche Si/SiGe..................................................................190
4. Structure du nouveau composant proposé..........................................................................193
5. Conditions d’analyse ..........................................................................................................193
5.1. Circuit de test...............................................................................................................193
5.2. Conditions de test en simulation .................................................................................195
6. Évolution du compromis pertes en conduction, temps de commutation avec
l’implémentation de la couche Si(1-x)Gex ................................................................................195
7. Dépendance à la température .............................................................................................198
8. Tension de claquage ...........................................................................................................201
5
9. Tenue en court-circuit ........................................................................................................202
10. Tenue en conditions de commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue
libre.........................................................................................................................................204
10.1. Tenue aux conditions de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre.
.................................................................................................................................204
10.2. Tenue aux conditions de commutation sous charge inductive sans diode de roue libre .
.................................................................................................................................205
11. Effet d’une couche tampon Si(1-x)Gex sur un composant IGBT de type CSTBT .............206
12. Effet d’une couche tampon Si(1-x)Gex sur un composant IGBT de type Field Stop .........211
13. Conclusion........................................................................................................................217
14. Références bibliographiques ............................................................................................219
CONCLUSION GÉNÉRALE ET PERSPECTIVES................................................. 223
ANNEXE ...............................................................................................................................229
1.
2.
3.
4.
5.
Dépendance de la mobilité au dopage du matériau : Mobility Doping dependance ......229
Modèle Brooks-Hering: Carrier-Carrier Scatering ......................................................229
Modèle concernant le Bandgap : dépendance à la température : ...................................230
Effective IntrinsicDensity (Slotboom) ............................................................................230
Modèle de recombinaison : Shockley-Read-Hall (SRH) ................................................231
5.1. Dépendance avec la température.................................................................................231
5.2. Dépendance avec le dopage : Dopingdep....................................................................232
6.
7.
8.
Modèle de recombinaison : Auger .................................................................................232
Modèle d’avalanche : Auger ..........................................................................................232
Méthode de calcul du courant dû à l’ionisation par impact dans la structure IGBT étudiée
........................................................................................................................................233
6
7
8
Liste des symboles
A:
Aire de l a fonction lorentzienne [m2].
Cox:
Capacité d’oxide [C].
D a:
Coéfficient de diffusion ambipolaire [m2.s-1].
d=
W
[m].
2
Etrap:
Energie de piège disctrète liée au niveau d’énergie intrinsèque du semiconducteur [eV]
k:
Constante de boltzmann [J.K-1].
L:
Charge inductive [H].
La :
Longeur de diffusion ambipolaire [m].
LA:
Inductance parasite d’anode [H].
LCH:
Longeur de canal [m].
LK:
Inductance parasite de cathode [H].
n:
Densité d’électrons [cm-3].
ni:
Concentration intrinsèque [cm-3].
p:
Densité de trous [cm-3].
R:
Taux de recombinaison Shockley Read Hall [cm-3.s-1]
RA:
Résistance parasite d’anode [Ω].
RK:
Résistance parasite de cathode [Ω].
T:
Température [K].
toff:
Temps d’ouverture [s].
Von:
Chute de tension à l’état passant [V]
Vth:
Tension de seuil [V].
W:
Epaisseur de la région N- drift [m].
w:
Largeur à mi-hauteur de la fonction lorentzienne [m].
x c:
Centre de la fonction lorentzienne [m].
y0:
Offset de la fonction lorentzienne [m].
Z:
Largeur de canal [m].
τn:
Durée de vie des électrons [s].
τp:
Durée de vie des trous [s].
μns:
Mobilité de surface des électrons [cm2.(V.s)-1].
9
10
INTRODUCTION GENERALE
11
Depuis son apparition dans le début des années 1980, le transistor Bipolaire à Grille
Isolée (IGBT) a rapidement pris une place prépondérante dans les applications de
l’électronique de puissance.
Il est devenu le composant clé remplissant la fonction d’interrupteur de puissance, dans
la gamme des moyennes puissances et des moyennes fréquences de fonctionnement.
Progressivement, l’IGBT s’est imposé dans un large éventail d’applications. On le
retrouve dans la commande de moteurs, la traction électrique, la gestion de sources d’énergie
éolienne ou solaire, les véhicules électriques, les appareils domestiques …
Afin de répondre à cette diversité d’applications nécessitant une adaptation, d’un point
de vue des caractéristiques électriques à chacune d’elles, la structure IGBT a évolué tout au
long de ces dernières années, lui permettant de répondre à des exigences particulières
d’utilisation.
L’évolution des structures IGBT a toujours visé l’amélioration de la fiabilité des
composants tout en prenant en compte l’optimisation du compromis entre les pertes en régime
de commutation et de conduction.
L’un des soucis des fabricants d’IGBT est la robustesse de celui-ci. Ils définissent alors
des aires de sécurité du composant dans un mode de fonctionnement donné. Ainsi, le
concepteur d’applications de puissance devra choisir des composants IGBT dans le souci du
respect de ces aires de sécurité, afin d’éviter la mise en défaillance des composants qu’il
emploie.
Durant ces travaux de thèse accomplis au sein de l’équipe Puissance du laboratoire de
l'Intégration du Matériau au Système (IMS) de Bordeaux, nous nous sommes intéressés aux
limites de fonctionnement du transistor IGBT de type Punch Through à structure de grille en
tranchée dans différents modes de fonctionnement, et dans des conditions électriques et
thermiques sévères.
Dans le chapitre I, un bref état de l’art sera proposé décrivant les principales structures
d’IGBT existantes, et leurs positions parmi les autres types de composants de puissance en
termes de fréquence de fonctionnement et de puissance mise en jeu.
Ensuite, nous définirons les principales aires de sécurité dans lesquelles l’IGBT a la
faculté d’opérer sans que celui-ci n’entre en mode de défaillance.
Puis, nous nous focaliserons sur les limites de ces aires de sécurité en définissant les
principaux mécanismes amenant à la défaillance du composant dans un mode de
fonctionnement donné.
12
Enfin, en se basant sur la simulation physique bidimensionnelle d’un modèle de
transistor IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée, nous envisagerons
une méthodologie d’identification des mécanismes de défaillance de manière systématique en
s’appuyant sur l’observation de l’évolution de grandeurs physiques.
Dans le chapitre II, nous proposons une étude en simulation, des mécanismes de
défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée qui se produisent lors d’une
unique mise en court-circuit du composant.
Durant ce mode de fonctionnement, l’IGBT peut être soumis à de fortes tensions et peut
être traversé par de forts courants durant un certain temps et doit être capable de supporter ces
contraintes électriques.
Après avoir défini les mécanismes responsables de la défaillance de l’IGBT en mode de
court-circuit, une étude de l’influence de paramètres externes tels que la résistance de grille et
de la température sera réalisée. On établira aussi l’évolution des aires de sécurité en mode de
court-circuit SCSOA (Short Circuit Safe Operating Area) en fonction de ces deux paramètres.
Dans la continuité du deuxième chapitre, le troisième chapitre propose d’étendre l’étude
en simulation du comportement de l’IGBT à grille en tranchée sous des conditions extrêmes
de fonctionnement, en se focalisant sur le mode de commutation sous charge inductive avec et
sans diode de roue libre.
Dans la première partie de ce chapitre, on mettra en évidence les mécanismes
responsables de la mise en défaillance de l’IGBT en commutation sous charge inductive avec
diode de roue libre. Puis, on établira l’évolution des aires de sécurité (Reverse Biased Safe
Operating Area RBSOA) relatives à ce mode de fonctionnement, toujours en fonction de
l’évolution de la température et de la résistance de grille.
Dans la deuxième partie de ce chapitre, en ne prenant pas en compte la diode de roue
libre, on établira en simulation, l’évolution de la défaillante du même modèle d’IGBT en
fonction de la résistance de grille et de la température.
L’évolution de l’aire de sécurité (Unclamped Inductive Switching Safe Operating Area
UISSOA) relative à ce mode de fonctionnement, en fonction de la résistance de grille et à la
température de 298K sera établie.
L’intérêt d’étudier le comportement du modèle d’IGBT lors de la mise en défaillance de
celui-ci durant ces modes de fonctionnement est de mieux comprendre les causes de ces
défaillances afin que ces éléments puissent être pris en compte dans le cadre d’optimisation de
13
la robustesse d’une structure IGBT.
Dans le chapitre IV, une étude expérimentale est proposée visant à confirmer les
tendances constatées lors de la simulation de l’effet de la température et de la résistance de
grille sur le comportement de l’IGBT dans les trois modes de fonctionnement abordés
précédemment, dans le cas d’une structure d’IGBT du même type.
On complètera cette étude par une comparaison de l’effet de la température et de la
résistance de grille sur le comportement de composants discrets de structures différentes.
De plus, des exemples de défaillances dans différents modes de fonctionnement tels que
le court-circuit, la commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue libre ont été
relevés dans des configurations extrêmes de fonctionnement.
Dans le chapitre V, l’analyse par simulation d’un nouveau composant IGBT ayant
comme particularité d’avoir une couche tampon constituée d’une hétérostructure Si(1-x)Gex,
avec x représentant la fraction molaire de germanium dans le silicium est proposée.
Une étude complète sera présentée dans ce chapitre, afin d’évaluer l’impact de
l’incorporation de germanium dans la couche tampon sur le compromis entre les pertes en
conductions et le temps d’ouverture du composant. De plus, la robustesse de ce nouveau
composant sera comparée à celle de l’IGBT conventionnel simulé dans les chapitres
précédents.
On présentera en particulier sa tenue en court-circuit et en condition de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre.
14
CHAPITRE I :
« État de l’art sur le comportement de
l’IGBT
en
régime
fonctionnement»
extrême
de
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
-
16
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
1. Introduction
Depuis ces dernières années, parmi tous les composants de puissance, l’IGBT occupe
une place prépondérante, en particulier dans le domaine des faibles et moyennes puissances et
des moyennes fréquences de fonctionnement. On le retrouve dans une multitude
d’applications et il est devenu un composant de référence de l’électronique de puissance.
La diversité des applications correspondant à des besoins différents, ont contraint les
fabricants d’IGBT à diversifier les structures présentant des caractéristiques différentes afin
de répondre au mieux au marché.
Dans ce chapitre, on commencera par faire un état de l’art des principales structures
existantes et par positionner précisément la place de l’IGBT parmi les autres types de
composants de puissance.
Ensuite, nous nous intéresserons aux principales aires de sécurité de l’IGBT qui
permettent de définir dans quelles conditions thermiques et électriques l’IGBT peut
fonctionner sans entrer en défaillance pour une application donnée.
Puis nous nous focaliserons plus particulièrement sur les limites de ces aires de sécurité,
et plus précisément sur les mécanismes qui peuvent amener à la défaillance du composant.
Enfin, nous envisagerons une méthodologie d’identification de ces mécanismes de
défaillance de l’IGBT de manière systématique.
2. Objectifs
Afin de mieux appréhender le fonctionnement de l’IGBT en régime extrême de
fonctionnement, nous proposons dans ce chapitre d’atteindre les objectifs suivants :
-
Définir les principales aires de sécurité de l’IGBT.
-
Établir l’influence de la température et de la résistance de grille sur le
comportement électrique de l’IGBT.
-
Définir les principaux mécanismes de défaillance qui surviennent à la limite de
fonctionnement de l’IGBT matérialisée par la limite de l’aire de sécurité.
-
Proposer une méthodologie d’identification des principaux mécanismes de
défaillance de l’IGBT dans des conditions extrêmes de fonctionnement.
17
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
3. État de l’art des structures IGBT
3.1. Généralités sur l’IGBT
Reconnu comme étant à l’heure actuelle l’interrupteur de puissance de référence pour
les applications d’électronique de faible et moyenne puissance, l’IGBT de par ses
caractéristiques, a peu à peu gagné sa place parmi les autres types de composants (MOSFET,
BJT, GTO …) et garde toujours un potentiel de développement élevé.
Une représentation de l’évolution du domaine d’utilisation de l’IGBT entre 1997 et
2005 est représentée sur la figure 1 [I-1].
Figure 1 : Evolution de la position de l’IGBT parmi les autres composants de puissance en termes de
puissance et de fréquence de fonctionnement entre 1997 et 2005.
L'IGBT peut être considéré comme un transistor bipolaire contrôlé par un transistor
MOS tel que cela est schématisé sur la figure 2. Il bénéficie donc d’une commande en tension
et par conséquent, pour des niveaux de puissance similaires (de l’ordre de 103W) à ceux du
transistor bipolaire, l’IGBT bénéficie des temps de commutation très courts à la fermeture
(300 ns) mais cela n’est pas vrai à l’ouverture qui dépend de la structure bipolaire.
Figure 2 : Schéma équivalent d’un IGBT.
18
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Largement utilisé pour des applications nécessitant des fréquences de commutation
allant de 10kHz à environ 150kHz, l’IGBT est préféré au composant MOSFET du fait d’une
chute de tension à l’état passant plus faible.
Le transistor bipolaire, historiquement plus ancien, n’a commencé à s’imposer qu’à
partir de 1985 avec des modules Darlington triples (3 transistors en cascade) de 300A /
1000V et un gain d'environ 100. Bien qu’il puisse atteindre ce niveau de gain, ce composant
reste pénalisé par une commande en courant aux fortes puissances. Les temps de
commutation bien plus élevés que ceux de l’IGBT se situent environ à 1,5 ms bien que la
chute de tension directe soit seulement à environ 1,5 V.
Le thyristor, conçu pour des tensions allant jusqu'à 6000 V, conduit des courants de
plusieurs milliers d'ampères et a une chute de tension à l’état passant de l’ordre de 1,5 V. Pour
le faire conduire, une faible impulsion de courant est nécessaire ; par contre, pour l’ouvrir, il
est nécessaire d'annuler, par dérivation dans un circuit auxiliaire, la totalité du courant
anodique. Ce dispositif annexe pose un problème d’encombrement et de coût. Cependant, le
thyristor reste un composant fiable et économique.
Le GTO (Gate Turn Off Thyristor) est un thyristor équipé d'une commande de blocage.
Ce composant est relativement plus cher et souvent utilisé dans la commande de moteurs de
traction.
3.2. Domaines d’applications de l’IGBT
Devenu le composant privilégié pour les applications de faibles et de moyennes
puissances, l’IGBT couvre une large gamme, allant d’une dizaine à quelques milliers
d’ampères et de 300V [I-3] à 6,5kV [I-4].
Les applications sont diverses et variées. On retrouve ainsi le module IGBT dans la
commande industrielle de moteurs, les alimentations ininterruptibles (UPS), la traction
électrique, la gestion de sources d’énergie éolienne ou solaire, les véhicules électriques et
hybrides, les ascenseurs, les appareils domestiques…
Toutes ces applications emploient des systèmes dans lesquels l’IGBT est un élément clé
tels que les onduleurs, redresseurs et hacheurs pour les alimentations à découpage et la vitesse
variable.
19
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Les puces d’IGBT sont encapsulées sous diverses formes. On peut les trouver en
éléments discrets ne comportant qu’une seule puce d’IGBT avec ou sans diode de roue libre
montée en antiparallèle. De plus, on peut les trouver embarquées dans des modules, où les
puces IGBT sont montées en parallèle afin d’obtenir le calibre en courant désiré.
Dans ces modules, on trouve des combinaisons plus ou moins complexes de puces
d’IGBT. Ainsi, il existe des modules ne comportant qu’une puce d’IGBT avec une diode de
roue libre montée en antiparallèle, et d’autres au sein desquels des systèmes électroniques
plus complexes sont mis en place. Par exemple, des hacheurs, les bras de pont, les ponts en H
ou triphasés (six-pack) [I-5]. Il existe même des modules offrant des solutions complètes, tels
que les CIB (converter, inverter, brake) [I-6] ou PIM (power integrated module) [I-7],
réunissant dans un même boîtier : un pont redresseur à diodes, un hacheur de freinage, ainsi
que les six IGBT de l’onduleur avec leurs diodes de roue libre. Quant aux modules dits
«intelligents » ou IPM (intelligent power module), ils incluent en plus le driver et différents
capteurs chargés de mettre en évidence un échauffement de température excessif, une
surcharge ou un court-circuit.
3.3. Principales structures IGBT
L’évolution des structures d’IGBT a toujours visé l’amélioration de la fiabilité des
composants tout en prenant en compte l’optimisation du compromis entre les pertes en
régimes de commutation et de conduction représentées sur la figure 3 [I-2].
Figure 3 : Schématisation des pertes en commutation et en conduction de l’IGBT.
20
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Ainsi, de nouvelles variantes de structures existantes sont régulièrement proposées,
offrant des densités de courant de plus en plus grandes, ou inversement permettant de
diminuer la surface de silicium pour une intensité donnée.
Cependant, la technologie Silicium semble limiter les perspectives d’amélioration en
terme de tenue en tension qui semble ne pas pouvoir dépasser 6,5kV.
Chaque application de l’électronique de puissance mettant en œuvre des IGBT,
nécessitera des exigences particulières en termes de fréquence de commutation, de pertes en
conduction, de tension de blocage…. Il a donc été nécessaire de diversifier les structures afin
d’établir des composants qui répondent à ces besoins.
3.3.1 Structures IGBT NPT et PT
Avant de traiter les différences entre les structures PT et NPT, focalisons nous un
moment sur le différentes structures de grilles des IGBT, on en distingue deux principales : la
grille planaire et la grille en tranchée représentées à la figure 4.
Cathode (K)
P+
N+
P
(a)
Grille (G)
N+
Grille (G)
N-
(a)
Cathode (K)
P
N-
(b)
Figure 4 : Photo et coupe des structures de grilles en tranchée (a) et planaire (b).
Du fait de leur structure verticale, les structures de grille en tranchées offrent la
possibilité d’augmenter considérablement la densité de courant par rapport à la structure
planaire, pour une surface de silicium donnée. Elles permettent aussi de supprimer l’effet
JFET présent dans les composants IGBT à structure de grille planaire dûe à la constriction des
lignes de courant entre deux cellules adjacentes. Les composants se trouvent alors bien moins
sensibles au phénomène de latchup. Du fait de ses nombreux atouts, la technologie en
tranchée a ouvert de belles perspectives quant au développement de modules performants et
21
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
compacts, la complexité du procédé de fabrication étant ici compensée par une moindre
quantité de silicium consommée.
Les premières structures à apparaitre sur le marché des IGBT sont les structures NPT
(Non Punch Through) représentée à la figure 5(a) et PT (Punch Through) représentée à la
figure 5(b) [I-8].
Figure 5 : Structures (a) : NPT et (b) : PT d’IGBT
En principe, pour un calibre d’IGBT donné, la structure PT permet d’obtenir des pertes
en conduction réduites, tandis que la structure NPT permet plutôt de gagner au niveau de la
rapidité avec de faibles pertes en régime de commutation [I-7, I-8].
Les structures PT étaient souvent employées pour les gammes 600V et 1200 V, tandis
que les structures NPT étaient conçues pour les gammes dépassant 1200V [I-7].
Au niveau de la construction de ces deux structures, la manière diffère. En effet, les
NPT sont développés sur une base de silicium homogène, sur laquelle sont diffusées l’anode
et les autres couches. Une couche épaisse N-drift supporte la tension maximale appliquée au
composant lors du blocage, ce qui va entraîner une chute de tension à l’état passant assez
élevée [I-7, I-8].
Avec l’amélioration des procédés de fabrication, notamment avec la possibilité de
réaliser des composants sur wafer mince, le problème a été quelque peu contourné. On obtient
donc des composants à faibles chutes de tension à l’état passant, mais en contrepartie, une
certaine fragilité mécanique apparaît.
22
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
La structure PT se caractérise par l’emploi d’une couche tampon N+ fortement dopée et
une seconde faiblement dopée N-drift, obtenues par croissance épitaxiée, à partir d’un substrat
P+ [I-7].
On obtient donc une structure avec une couche N-drift mince permettant d’obtenir une
très faible chute de tension à l’état passant. Cependant, afin de réduire la durée de vie des
porteurs dans la zone tampon, et ainsi conserver de faibles pertes en commutation, on a
recours à des procédés d’irradiation par électrons ou par proton (He+) ou d’injection de
métaux lourds qui malheureusement induisent une élévation de la chute de tension à l’état
passant, et donc, une augmentation des pertes en conduction.
Autre différence à noter entre les structures NPT et PT est le signe du coefficient de
dérive thermique de la tension VAK(sat) en cours de travail de ces deux composants. Positif
dans le cas du NPT et négatif puis positif suivant le niveau de courant dans le cas du PT, ce
paramètre est important à considérer dans le cas de la mise en parallèle des IGBT. Celle-ci se
trouve facilitée dans le cas du NPT du fait des effets d’autorégulation naturels dans le cas
d’un coefficient positif minimisant le risque d’emballement thermique [I-7].
3.3.2 Field Stop [I-3, I-9]
Les structures d’IGBT récentes tentent de réunir sur une même puce les avantages à la
fois des structures PT et NPT. C’est le cas de l’IGBT à champ limité, appelé «Field Stop» par
Infineon [I-9] et Fuji (figure 6). Il présente un profil du champ électrique trapézoidal tel que
celui de la structure PT, alors que le coefficient de dérive thermique de la tension VAK(sat) en
cours de travail est positif, facilitant la mise en parallèle des IGBT comme dans le cas de la
structure NPT. On retrouve des composants similaires chez Mitsubishi avec le LPT (Light
Punch Through), et le SPT et SPT+ (Soft Punch Through) chez ABB. Cependant la principale
différence avec la structure Field Stop d’Infineon se situe au niveau du type de grille utilisée.
Dans les structures ABB, la structure de la grille est planaire tandis que chez Infineon, la
grille est en tranchée, celle-ci permet une plus grande intégration du Silicium et élimine
l’effet JFET parasite des cellules IGBT classiques. La chute de tension à l’état passant et la
résistance de canal de l’IGBT sont également réduites. La faible largeur de la grille enterrée,
et non plus disposée en surface comme dans une cellule planar conventionnelle, autorise une
densité de courant plus importante, tandis que les effets de latch-up sont minimisés.
23
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
L’inconvénient principal est l’accroissement de la capacité grille-cathode CGK qui modifie le
comportement dynamique de l’IGBT et nécessite un circuit de commande adapté.
Figure 6 : Schématisation de structure Field Stop
3.3.3 Carrier Stored Trench-gate Bipolar Transistor (CSTBT) [I-10]
La particularité du transistor CSTBT représenté à la figure 7 par rapport à l’IGBT PT
concerne l’ajout d’une couche N+ entre la région Pbase et la région N-drift. Ce qui a pour effet
de causer un confinement des trous dans la région N-drift à l’état passant induisant une
élévation de la conductivité dans cette région et par la même, une réduction de la chute de
tension à l’état passant du composant [I-10].
Figure 7 : Schématisation de la structure CSTBT
24
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
4. Aires de sécurité de l’IGBT : Limites de fonctionnement du composant
[I-11]
L’aire de sécurité « Surface Operating Area » (SOA) est définie en tant que l’aire dans
laquelle la trajectoire du point de fonctionnement dynamique se déplace sans qu’aucune
défaillance menant à la destruction du composant n’apparaisse.
Il est important de considérer ces SOA de façon à préserver le composant de
défaillances qui peuvent s’avérer destructrices dues à des surtensions ou à des sur-courants,
notamment dans des applications de commutations dures sur charges inductives telles que les
commandes de moteurs.
Pour l’IGBT, il est approprié de considérer la SOA seulement pour le premier quadrant
de la caractéristique I-V présentée sur la figure 8 [I-11] qui correspond à l’aire pour laquelle
l’IGBT fonctionne sans défaillance dans des conditions où les grandeurs électriques mises en
jeu sont continues.
Figure 8 : Aire de sécurité typique de l’IGBT
En général, on distingue trois limitations formant l’aire de sécurité :
-
A forts niveaux de tensions appliquées et à de faibles niveaux de courants, la
tension maximale supportée est fixée par la tension de claquage. Celle-ci est
déterminée par la base ouverte N-drift du transistor situé entre la région P-base et la
région P+ de l’anode.
-
A forts niveaux de courants et à faibles niveaux de tensions d’anode, le courant
d’anode maximum est limité par la mise en conduction du thyristor parasite et
25
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
donc l’apparition du latch-up. Cette limitation est observée pour de forts niveaux
de tensions de grille. Ce phénomène se produit donc lorsque le courant d’anode
dépasse un certain niveau indépendamment de la tension appliquée au niveau de
l’anode, même si celle-ci est relativement faible.
-
En plus des limites de la SOA précédemment décrites, il y a une dernière
limitation pour laquelle le courant et la tension sont simultanément importants.
A cause de la forte dissipation de puissance au sein du composant dans ces
conditions, une des limitations liée au produit courant-tension est l’élévation de
la température dans la structure. Cette limitation thermique est déterminée par la
faculté de l’assemblage dans lequel est rapportée la puce IGBT à dissiper cette
puissance mise en jeu. Si on admet que le temps durant lequel le composant est
soumis simultanément à un fort courant et une forte tension est court, alors la
dissipation de la puissance n’est plus le facteur limitant. La SOA est alors dictée
par un phénomène lié à l’avalanche, qui est en fait le second claquage. Ce
phénomène peut se produire durant deux phases de fonctionnement de l’IGBT.
Ces phases ont lieu durant la commutation du composant avec une charge
inductive comme schématisé par les formes d’onde du courant et de la tension à
la figure 9.
Figure 9 : Formes d’ondes de la commutation de l’IGBT sous charge inductive.
A chaque cycle de commutation, à l’ouverture ou à la fermeture, le composant doit
supporter la présence simultanée d’un fort niveau de courant le traversant et d’une forte
tension appliquée à ses bornes. Durant la fermeture du composant, le courant dépasse le
26
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
niveau de courant à l’état passant à cause du courant de recouvrement inverse de la diode de
roue libre mise en parallèle sur la charge inductive.
A la fermeture du composant, une polarisation positive est appliquée au niveau de la
grille, conduisant à l’établissement simultanément d’un courant d’électrons et de trous à
travers le composant alors qu’une forte tension est appliquée sur celui-ci. Dans ces
conditions, on peut définir une aire de sécurité appelée Forward Biased Safe Operating Area
(FBSOA).
Durant l’ouverture du composant, la polarisation de la grille est commutée d’une valeur
positive à une valeur nulle ou négative. Le courant d’électrons étant par conséquent coupé, il
ne reste donc plus qu’un courant de trous qui traverse la structure avec une forte tension qui
s’établit entre l’anode et la cathode. Dans ces conditions, on définit une aire de sécurité
appelée : Reverse Biased Safe Operating Area (RBSOA).
On peut compléter ces deux modes d’aires de sécurité par deux autres modes qui sont
l’aire de sécurité en mode de court-circuit Short Circuit Safe-Operating-Area (SCSOA) et
l’aire de sécurité liée à la commutation sous charge inductive sans diode de roue libre
Unclamped Inductive Switching Safe-Operating-Area (UISSOA). A noter que cette dernière
n’est pas très utilisée pour les IGBT, mais ce test est utilisé pour définir la robustesse des
MOSFET.
4.1. Forward Biased Safe-Operating-Area (FBSOA) [I-11, I-12]
La FBSOA de l’IGBT est une caractéristique importante pour les applications
comportant des charges inductives. La FBSOA est une caractéristique liée à la fermeture du
composant dont un exemple est présenté à la figure 10 [I-12].
VAK
IA
Figure 10 : Formes d’ondes à la fermeture d’un composant IGBT sous charge inductive avec diode de roue
libre.
27
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
La FBSOA de l’IGBT est définie par la tension maximale que peut supporter le
composant sans que celui-ci ne rentre dans un mode de défaillance menant à la destruction du
composant, alors qu’il y a saturation du courant d’anode. Durant ce mode de fonctionnement,
les deux courants d’électrons et de trous traversent la région N-drift du composant, et cette
région supporte une forte tension d’anode. Le champ électrique établi dans cette région est
alors assez élevé pour provoquer la saturation de la vitesse de dérive des porteurs.
La charge positive nette dans la région N-drift détermine la distribution du champ
électrique dans cette région.
En condition de blocage en direct (Forward Blocking), la charge dans la région N-drift est
égale à la concentration du dopage (ND). Ceci alors que dans des conditions de FBSOA la
charge stockée est habituellement bien plus grande car la densité de courant de trous est plus
importante que la densité de courant d’électrons de façon significative. Une augmentation de
cette charge dans la région N- drift provoque un changement du profil du champ électrique
comme présenté à la figure 11 [I-11]. Celle-ci présente la répartition du champ électrique en
condition normale de fonctionnement et au blocage en condition de FBSOA.
Figure 11 : Altération du profil du champ électrique dans des conditions de SOA.
Lorsque la répartition du champ électrique résultant de l’application de la tension
d’anode s’effectue sur toute la profondeur de cette région, le phénomène de claquage est
accéléré, d’ailleurs cette tension maximale applicable est d’autant plus faible que le courant
est élevé. Il est à noter qu’une plus grande tension de claquage (BVSOA) peut être obtenue en
réduisant la concentration en dopants (ND) dans la région drift [I-11].
28
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
4.2. Reverse Biased Safe-Operating-Area (RBSOA) [I-11, I-12]
L’aire de sécurité dite RBSOA prend toute son importance lorsqu’on considère la
fiabilité de l’IGBT à l’ouverture du composant. La figure 12 [I-12] représente un exemple de
formes d’ondes (tension et courant) dans le cas de la mise en ouverture d’un IGBT sous
charge inductive avec diode de roue libre.
Figure 12 : Formes d’ondes à l’ouverture d’un composant IGBT sous charge inductive avec diode de roue
libre
Sachant que la polarisation de l’électrode de grille est mise à zéro ou à une valeur
négative, le courant traversant la région N- drift est exclusivement formé de trous (pour un
IGBT canal N) après fermeture du canal et annulation du courant d’électrons. La présence de
trous augmente la charge dans la région N- drift, provoquant une élévation du champ
électrique au niveau de la jonction Pbase / N-drift comme illustré par la figure 11. Cela dit,
comme il n’y a pas d’électrons dans la zone de charge d’espace, l’élévation du champ
électrique dans les conditions de RBSOA peut être évaluée comme étant moins importante
que dans les conditions de FBSOA. De la même manière que dans le cas de l’analyse du
FBSOA, la limite de claquage par avalanche dans les conditions de RBSOA est définie par la
tension de claquage déterminée par cette charge supplémentaire.
On définit alors les limites de l’aire de sécurité RBSOA comme étant l’ensemble de points
représentant le maximum de tension sous laquelle l’IGBT peut opérer sans défaillance dans
les conditions de fonctionnement explicitées auparavant.
La figure 13 [I-12] représente des exemples d’aires de sécurité pour différents composants
IGBT Mitsubishi. On constate que ces aires de sécurités sont quasiment carrées et qu’une
29
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
limite de courant égal à deux fois le courant nominal est fixée par le constructeur
indépendamment des tensions appliquées.
Limite
Limite
Limite
pour
pour 250V
pour 600V
pour 1200V
1400V
Limite
Classe
Classe
Classe
Classe
pour 1700V
(-28H)
Classe
IA,( normalisé au courant nominal)
Limite
VAK
Figure 13 : Exemples d’aires de sécurités RBSOA fournies par Mitsubishi pour des composants 250V, 600V,
1200V 1400V et 1700V.
Cette limite est liée à la densité de courant conçue pour ces puces silicium, ainsi qu’aux
connexions internes utilisées dans les modules dans lesquelles sont embarquées ces puces.
Parmi les paramètres influents sur la RBSOA, la figure 14 [I-11] montre qu’on obtient
Densité de courant d’anode
des RBSOA plus larges lorsque le gain en courant du transistor PNP est réduit.
Faible gain en
courant
Fort
gain
en
courant
VAK
Figure 14 : RBSOA d’un IGBT en fonction du gain en courant de la structure PNP
30
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
4.3. Short Circuit Safe-Operating-Area (SCSOA) [I-11, I-12]
La SCSOA qui dépend du comportement du composant sous des conditions de
fonctionnement en court-circuit n’est pas si bien décrite dans la littérature, même si les
fabricants donnent des informations sur la tenue en court-circuit des composants.
Pourtant, la plupart des applications de conversion de puissance doivent être capable de
supporter une mise en court-circuit de la charge sans aucune détérioration de l’interrupteur de
puissance. On distingue généralement deux principaux cas pour lesquels un composant IGBT
se trouve en mode de court-circuit :
Cas 1 : Commutation d’un IGBT en mode de court-circuit représenté sur la figure 15(A)
[I-12].
Cas 2 : mise en court-circuit d’une charge mettant en mode de court-circuit un
composant préalablement à l’état passant (figure 15(B) [I-12]).
(A)
(B)
Court-Circuit
Court-Circuit
Figure 15 : Schémas électriques et formes d’ondes de mise en mode de court-circuit d’un IGBT dans (A) : le
cas d’une commutation d’un IGBT en mode de court-circuit. (B) : mise en court-circuit d’une charge mettant
en mode de court-circuit un composant préalablement à l’état passant.
Dans le cas 1, lorsque l’IGBT se ferme, le temps de montée du courant IA est déterminé
par l’inductance filaire L1. En outre, la tension VAK chute légèrement en dessous de VCC du
fait de l’apparition d’une tension aux bornes de L1. Ensuite VAK retrouve sa valeur maximale
égale à VCC suivant un dV/dt couplé à la grille à travers la capacité de transfert CGK causant
une élévation momentanée de la tension de grille. Cette surtension de grille induit une
intensification du flux d’électrons et de trous dans le composant induisant un pic de courant
durant quelques microsecondes. La forte densité de courant mise en jeu provoque une
31
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
élévation de la température interne contraignant la tension VAK à chuter légèrement et se
stabiliser autour de la valeur appelée courant de saturation.
Afin de protéger le composant de la destruction, le courant doit être coupé. Un temps
maximal de mise en court-circuit est normalement spécifié (tW) par les fabricants d’IGBT,
souvent fixé à 10µs (temps mis à la logique de protection pour réagir).
A l’ouverture, une brutale chute du courant d’anode est constatée. La présence de
l’inductance parasite L1 induit une légère élévation de la tension VAK. Cette surtension est
donnée par la relation (Équation 1) :
Δ VAK = L1 . dIA/dt
Équation 1
La valeur de la tension VAK incluant cette surtension ne doit pas dépasser la valeur
limite délimitant l’aire de sécurité SCSOA présentée à la figure 16 [I-12], alors qu’une limite
IA,( normalisé au courant nominal)
de courant proche de dix fois le courant nominal ne doit pas être dépassée.
VAK
Figure 16 : Exemple d’aire de sécurité SCSOA fournie par Mitsubishi pour des composants 600V.
En ce qui concerne le cas 2, la mise en court-circuit est réalisée alors que l’IGBT est
déjà à l’état passant, la tension VAK passe alors de VAKsat à VCC. Le dVAK/dt durant la montée
de la tension VAK est plus grande, comparé à celui du cas 1 ; pour plus d’informations, se
reporter à [I-12].
Au cours de ces travaux de thèse, on ne s’attardera pas sur ce cas, mais plutôt sur le cas
1. On traitera plus particulièrement des défaillances qui se produisent à la limite des SCSOA.
32
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
On distingue quatre principaux modes de défaillances [I-13] représentés sur la figure 17
[I-13], et qui seront étudiés plus en détail au chapitre II.
IA
B
A
C
D
Temps
Figure 17 : Différents modes de défaillances en mode de court-circuit.
La défaillance dite « mode A » se produit durant la fermeture de l’IGBT, tandis que
celle nommée « mode B » se produit durant la phase de conduction du composant.
La défaillance dite « mode C » se produit durant la phase d’ouverture du composant et
enfin, la défaillance dite « mode D » se produit plusieurs microsecondes après l’ouverture du
composant alors qu’aucune tension de grille n’est appliquée
4.4. Unclamped Inductive Switching Safe-Operating-Area (UISSOA)
L’aire de sécurité UISSOA dépend du comportement du composant lors de
commutations sous charge inductive sans diode de roue libre.
Ce cas peut se produire lorsque la diode de roue libre a été détruite et se comporte
comme un circuit ouvert.
On peut alors définir une aire de sécurité très spécifique et qui est fortement liée à la
RBSOA. D’ailleurs, la RBSOA n’est autre qu’une SOA liée à la commutation du composant
sous charge inductive avec diode de roue libre.
Sous UIS, comme cela est présenté par la figure 18, l’IGBT doit être capable de
supporter toute l’énergie stockée dans la charge inductive puisque la diode antiparallèle n’est
plus prise en compte.
33
35
1400
30
1200
25
1000
20
800
15
600
10
400
5
200
0
0
IA (A)
1600
C o lle c to r C u r r en t
VAK (V)
C o lle c to r V o lta g e
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
-5
0
2
4
6
8
10
T im e (µ s)
Temps
(µs)
Figure 18 : Exemple de commutation d’un IGBT de type NPT sous charge inductive sans diode de roue libre.
Même si ces conditions de fonctionnement ne sont pas fréquemment mises en place,
cette SOA comme la SCSOA sont très intéressantes à étudier puisqu’elles sont liées à la
faculté du composant à s’ouvrir sous de fortes contraintes.
5. Effet de la température sur la robustesse des composants IGBT
L’une des plus importantes caractéristiques de l’IGBT est sa caractéristique de
conduction en direct dans des conditions de haute température. Il est nécessaire de prendre en
compte cette caractéristique, en particulier lorsque les composants sont intégrés dans des
applications pour lesquelles les contraintes thermiques peuvent être sévères.
Il est intéressant d’étudier l’effet de la température sur certaines caractéristiques
électriques.
5.1. Caractéristique à l’état passant [I-11]
Lorsqu’on applique sur l’électrode de grille de l’IGBT une tension suffisamment élevée
(supérieure à la tension de seuil du composant), la conductivité de la région d’inversion dans
le canal sous la grille du MOS devient très élevée, et le composant conduit. Sous ces
conditions, les caractéristiques de transfert en direct I-V sont similaires à celles d’une diode
P-i-N rectifier en série avec un MOSFET. La chute de tension à l’état passant de l’IGBT peut
alors être modélisée comme étant la somme des tensions aux bornes de la diode et du
MOSFET [I-11].
34
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
IA (A)
Augmentation de
la température
Courant de
conduction
typique
Augmentation
de la
température
VAK (V)
Figure 19 : Effet de la température sur la caractéristique à l’état passant dans le cas d’une structure Punch
Through.
L’évolution de la caractéristique de conduction en fonction de la température est
présentée à la figure 19 [I-11].
Cette caractéristique I-V peut être décomposée en deux segments : un accroissement du
courant tel que celui constaté pour une diode, suivi par une portion linéaire dénotant d’un
comportement résistif.
On peut observer que pour de faibles niveaux de courants, la chute de tension est réduite
lorsque la température augmente. Ce comportement est typique d’une diode P-i-N, où
l’injection à travers la diode P-N devient plus importante avec l’élévation de la température.
En même temps, la résistance relative au second segment augmente avec la température. Il est
important de noter que la diminution de la chute de tension au niveau de la diode compense
l’élévation de la résistance du canal. Ceci conduit à une augmentation relativement faible de
la chute de tension de l’IGBT avec l’augmentation de la température.
Lorsqu’on examine la chute de tension à l’état passant de l’IGBT en fonction de la
température pour différents niveaux de courant de conduction représentée sur la figure 20
[I-11], on peut observer sur cet exemple qu’une diminution de la chute de tension est
observée pour des densités de courant inférieures à 100 A/cm2, alors qu’une augmentation est
observée pour des densités de courant supérieures à 100 A/cm2. Cependant, pour un niveau
égal à 100 A/cm2, on constate une indépendance de ce paramètre vis-à-vis de la température
pour cet exemple. Le niveau de densité de courant pour lequel il y a indépendance de la chute
35
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
de tension à l’état passant par rapport à la température est fonction de la vitesse de
Augmentation du
courant
Von (V)
Chute de tension à l’état passant
commutation du composant ainsi que de sa tension de blocage.
Température (°C)
Figure 20 : Variation de la chute de tension à l’état passant en fonction de la température d’un composant
IGBT 600V symétrique.
5.2. Caractéristique à la commutation
Le temps d’ouverture de l’IGBT est principalement dominé par la queue de courant
lorsqu’on considère la forme d’onde du courant. Cette queue de courant est d’autant plus
prononcée que la quantité de charge stockée (porteurs minoritaires) dans la base Ndrift est
élevée. Quand la température augmente, la durée de vie des porteurs minoritaires dans la
région N-drift augmente aussi. Ceci va à la fois ralentir le processus de recombinaison et
augmenter le gain du transistor P-N-P. Ainsi on obtient une durée d’ouverture du composant
supérieure avec l’élévation de la température, comme représenté sur la figure 21 [I-11].
Augmentation de
la température
IA
IA
Figure 21 : Variation du courant d’anode à l’ouverture avec la température.
36
Temps d’ouverture (µs)
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Température (°C)
Figure 22 : Elévation du temps d’ouverture avec la température dans le cas d’une structure d’IGBT
symétrique.
Un exemple typique de mesure de l’évolution du temps d’ouverture d’un IGBT
symétrique est proposé à la figure 22 [I-11]. Dans ce cas, le temps d’ouverture présente une
variation quasi-linéaire avec une augmentation de près de 50% pour une élévation de la
température allant de l’ambiante à 200°C. Dans le cas d’une structure de type Non Punch
Through, on obtient les mêmes tendances mais le niveau de variation est moindre. Ceci est dû
au fait que la concentration de la recombinaison dans la couche tampon est bien plus
importante que dans la région N-drift d’un composant de type Punch Through.
5.3. Densité de courant due au latch-up
L’un des problèmes rencontrés lorsque l’IGBT conduit de forts niveaux de courant est
la conduction du thyristor parasite P-N-P-N de la structure IGBT conduisant au latch-up. Cela
va causer une perte de contrôle du courant. A température ambiante, il a été démontré que,
dans le cas des premières structures d’IGBT, le courant de latch-up était de l’ordre de six fois
le courant moyen que le composant est censé atteindre [I-11]. Sachant que les gains en
courant des transistors N-P-N et P-N-P augmentent avec l’élévation de la température, cet
effet est en plus aggravé par une augmentation de la résistance (RP) de la région Pbase avec
l’augmentation de la température due à une diminution de la mobilité des trous.
37
Densité de courant de latch-up
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Figure 23 : Réduction du courant de latch-up avec l’augmentation de la température pour le cas de l’IGBT à
structure symétrique.
Un exemple de réduction du courant de latch-up mesuré avec l’augmentation de la
température est présenté à la figure 23 [I-11] et concerne le cas d’une structure de type Punch
Through. Dans cette figure, le courant de latch-up a été mesuré dans des conditions de
commutation sous charge résistive. On peut observer que ce courant est réduit de moitié entre
la température ambiante et 150°C. On observe les mêmes tendances de diminution du niveau
de courant conduisant au latch-up dans le cas d’une commutation sous charge inductive.
Cette diminution de la densité de courant avec l’élévation de la température est liée à
l’augmentation du gain (αpnp) du transistor PNP qui est due à l’accroissement de la durée de
vie des porteurs. Mais le paramètre le plus sensible à l’augmentation de la température est la
mobilité des porteurs dans la région Pbase lorsque la température augmente. Le taux de
réduction de la mobilité avec la température dépend du dopage des zones relativement
fortement dopées qui sont les régions P-base et P+. La mobilité des trous diminue de moitié
pour une élévation de la température de 25°C à 150°C. Ainsi, c’est la combinaison de tous ces
facteurs qui provoque la réduction du niveau de courant observée lorsqu’on augmente la
température au sein de l’IGBT.
6. Effet de la résistance de grille sur la vitesse de commutation de l’IGBT
[I-12]
La résistance de grille RG, qui est connectée en série entre la sortie du driver et la grille
de l’IGBT, a une influence directe sur la vitesse de commutation (phases d’ouverture et de
38
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
fermeture). Le choix de cette résistance va influer sur la charge de la capacité d’entrée et donc
sur le dv/dt de la tension entre anode et cathode.
Pour présenter les principales caractéristiques électriques de l'IGBT pendant les phases
de commutation, nous allons raisonner sur le circuit de la figure 24, en négligeant le
phénomène de recouvrement inverse de la diode de roue libre. Ce circuit permet d'étudier le
fonctionnement de l'IGBT en mode de commutation dure.
Figure 24 : Circuit utilisé pour étudier la commutation
6.1. Durant la phase de fermeture
Alors que la diode de roue libre conduisait le courant IM, la tension VG passe
brusquement de la valeur VGG- à VGG+.
L'IGBT étant un transistor à grille isolée, la commutation pendant la phase de fermeture
est commandée par la partie MOS du composant. Les courbes idéalisées de commutation sont
présentées par la figure 25.
Pendant la durée t0, le transistor est bloqué car VGK est inférieure à Vseuil. La tension
VAK est égale à VBUS et la tension VGK croît exponentiellement avec la constante de temps τ1:
τ 1 = R G C ies
Équation 2
Lorsque la tension VGK atteint la valeur Vseuil, le transistor commence à conduire et le
courant dans la diode Df décroît. Tant que la diode conduit, VAK = VBUS et la tension VGK
continue à évoluer exponentiellement.
Simultanément, le courant de collecteur augmente suivant la loi:
dV
dI A
= g m GK
dt
dt
Équation 3
39
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
VGK
IA
VAk
VAk(on)
Figure 25 : Courbes idéalisées de la phase de fermeture
En linéarisant la caractéristique de transfert IC(VGK) et en assimilant à une portion de
droite la courbe décrivant l'évolution de la tension VGK, nous voyons que le courant IC croît
linéairement pendant toute la durée t1. De plus, il apparaît que sa vitesse de croissance est
d'autant plus élevée que la valeur de la résistance RG est faible.
Lorsque le courant IA atteint la valeur IM, la diode Df se bloque et la tension VAK
commence à décroître. Par suite de l'effet Miller, la capacité d'entrée du transistor augmente
et devient égale à:
Cin = C gk + (1 − Av )C ga >> Cies
Équation 4
et la tension VGK ne s'accroît que très faiblement pendant la durée t2.
Lorsque la valeur de la tension VAK se rapproche de la valeur finale VAK(on), le gain en
tension A v du montage et sa capacité d'entrée diminuent. La tension VGK reprend alors sa
croissance avec la constante de temps:
40
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
τ 2 = R G C 'ies < τ 1
Équation 5
La décroissance de la tension VAK se poursuit ensuite pendant la durée t3, ce qui
s'explique par le retard à la conduction du transistor PNP.
Dans un circuit à charge inductive, la tension VGK devient constante pendant que VAK
chute. Un fort dVAK/dt peut induire une augmentation de la tension VGK jusqu’à ce qu’elle
dépasse VTH causant la conduction du composant. Mais l’élévation du courant IA dans le
composant va entrainer de nouveau la chute de VAK du fait de la caractéristique de transfert,
une tension négative appliquée à l’IGBT durant l’état bloqué va aider à annuler cet effet
d’enclenchement du composant suite à un fort dVAK/dt.
6.2. Durant la phase d’ouverture
Durant la phase d’ouverture de l’IGBT, la résistance RG placée entre la grille et la
cathode, permet à la capacité grille-cathode CGK de s’y décharger. Il est à noter que la
résistance RG a une valeur minimale et une valeur maximale préconisées. La valeur minimale
de RG est spécifiée comme étant la valeur qui garantit que l’IGBT ne va pas entrer en latchup, pour n’importe quelle combinaison de niveaux de tensions et de courants durant un mode
de fonctionnement sous charge résistive ou inductive. Quant à la valeur maximale de RG, elle
est déterminée par son influence sur le segment initial de l’ouverture du composant.
La phase d'ouverture de l'IGBT est initiée par annulation de la tension entre les électrodes
de grille et d'émetteur, comme pour le MOSFET. La figure 26 présente les courbes idéalisées
pendant la phase d'ouverture de l'IGBT.
La première étape de cette phase concerne le retard t4, qui est dû au temps nécessaire au
circuit de commande, pour réduire la valeur de la tension VGK, de sa valeur maximale VGG+, à
la valeur à laquelle la tension collecteur-émetteur commence à croître.
Pendant la durée t5, la tension collecteur-émetteur croît et à cause de l'effet Miller, la
tension VGK reste constante et égale à Vplateau. La tension VAK croît donc selon la loi:
dVAK V plateau − VGG −
=
dt
RG .C ga
Équation 6
Lorsque VAK = VBUS, la diode Df entre en conduction, et le courant IA décroît pendant la
durée t6. L'effet Miller ayant cessé, la tension VGK diminue exponentiellement avec la
constante de temps τ1. Pendant la durée t6, IA évolue selon la loi définie par (Equation 2).
41
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Lorsque VGK = Vseuil, le MOS se bloque et la vitesse de décroissance de IA diminue.
Pendant la durée t7, la tension VGK continue à décroître avec la constante de temps τ1 et le
courant IC décroît lentement jusqu'à s'annuler.
VGK
IA
VAk
VAk(on)
Figure 26 : Courbes idéalisées de la phase d'ouverture
La traînée en courant est due à la recombinaison des porteurs minoritaires dans la région
de conduction de la partie bipolaire. Elle va limiter la fréquence de fonctionnement de
l'IGBT, et ses caractéristiques (durée, amplitude) vont dépendre des procédés de fabrication
du composant.
La variation de RG peut donc fortement altérer le temps d’ouverture de l’IGBT (figure
27 [I-11]), et il est important que les concepteurs de circuits de commande la définissent
précisément.
42
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Figure 27 : Influence de la résistance de grille sur la phase d’ouverture de l’IGBT.
La seconde portion de la chute du courant est bien plus lente que la première. C’est en
fait le temps d’évacuer, par recombinaison, la charge stockée dans la région N-drift de l’IGBT.
Au moment précis de l’ouverture du composant, un courant de conduction est établi, et
une forte concentration d’électrons et de trous est établie dans la région N-drift. Il n’y a pas
d’autre manière de supprimer cet excès de charge que la recombinaison, et c’est seulement
une fois que toute cette charge a été recombinée que l’IGBT est en mode de blocage. Le
temps d’ouverture dépend donc de la durée de vie des porteurs dans la région N-drift. Par
conséquent, cette durée de vie des porteurs influe directement sur la vitesse d’ouverture de
l’IGBT. Sachant que la région N-drift n’est pas accessible de l’extérieur du composant, il n’est
pas possible de mettre en œuvre un circuit externe pour rediriger ce surplus de charges afin de
diminuer le temps d’ouverture de l’IGBT.
La durée de vie peut alors être réduite suite à une irradiation par électrons ou une
implantation de protons pour atteindre la valeur de temps d’ouverture désirée. Une couche
tampon N+ peut être utilisée pour collecter les porteurs minoritaires à l’ouverture et ainsi
améliorer le taux de recombinaison. Cependant, ces deux méthodes vont contribuer à
diminuer le gain du transistor PNP et donc augmenter la chute de tension à l’état passant du
transistor. La méthode qui consiste à implanter des métaux lourds pour améliorer la
recombinaison des porteurs minoritaires produit une quasi-saturation durant la fermeture du
composant, faisant que les pertes durant cette phase deviennent supérieures à celles constatées
durant l’ouverture du composant.
On considère que le temps d’ouverture de l’IGBT est défini comme étant le temps
nécessaire pour que le courant traversant le composant chute de 90% de sa valeur à l’état
43
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
passant, (qu’on notera IA0), jusqu’à atteindre 10% de cette valeur (0,1. IA0). La première
portion rapide de chute du courant est due à l’ouverture de la composante MOSFET et reste
déterminée par le gain du transistor PNP.
7. Méthodologie pour la détermination des mécanismes physiques
conduisant à la défaillance de l’IGBT
7.1. Introduction
Lors de la mise en œuvre des composants de puissance dans des applications mettant en
jeu de fortes contraintes thermoélectriques, différents types de défaillances peuvent subvenir.
Des défaillances liées à la fatigue des assemblages et matériaux constituant les modules de
puissance, ou encore des défaillances qui apparaissent au niveau de la puce, au sein même du
semiconducteur.
C’est à ce deuxième type de défaillances auquel nous nous intéresserons dans ces
travaux. Des défaillances qui se traduisent souvent par une croissance incontrôlable du
courant total au sein du composant de puissance, menant dans de nombreux cas à la
destruction de celui-ci si des systèmes de protection ne sont pas mis en place.
Cela dit, une fois le composant détruit, il n’est pas évident d’identifier les phénomènes
qui ont conduit à la destruction du composant.
Ceci est la raison pour laquelle il est nécessaire d’investiguer le comportement interne
des composants sous les conditions thermiques et électriques qui ont mené à la défaillance. A
ce titre, la simulation bidimensionnelle par éléments finis des composants de puissance offre
des perspectives intéressantes dans le but de mieux comprendre les mécanismes physiques
responsables de ces défaillances. Cependant il faut rester prudent quand aux valeurs
numériques fournies par ce genre de simulateur. En effet, du fait de l’impossibilité de prendre
en compte la simulation de toute une puce IGBT composée de milliers de cellules, on effectue
la simulation sur une demi-cellule, puis on extrapole les résultats obtenus pour avoir une
représentation des résultats à l’échelle d’une puce. Dans certains cas, lorsqu’on souhaite
étudier des phénomènes physiques où l’interaction entre les cellules est importante à prendre
en compte, on peut simuler jusqu’à quelques dizaines de cellules si les ressources
informatiques permettent de gérer de tels calculs.
44
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Cette partie présente une méthodologie systématique d’identification des principales
causes menant à la défaillance de l’IGBT Punch Through en tranchée au niveau du
semiconducteur, à l’aide du logiciel de simulation physique Sentaurus édité par Synopsis.
7.2. Principaux phénomènes physiques menant à la défaillance du composant IGBT
La méthodologie que nous présentons dans ce paragraphe a pour but d’identifier les
phénomènes physiques à l’origine de la défaillance du transistor IGBT Punch Through en
tranchée, lors de sa mise en fonctionnement sous conditions extrêmes, c'est-à-dire mettant en
jeu de fortes contraintes électriques et thermiques.
Les principaux phénomènes physiques conduisant à la défaillance des composants de
puissance sont les phénomènes de latch-up, de claquage et d’emballement thermique. Nous
nous proposons de redéfinir ces trois types de phénomènes physiques et de rappeler dans
quelles conditions ils peuvent se produire.
7.2.1 Concernant le latch-up
Si on considère le circuit équivalent de l’IGBT, la partie active du composant sous une
configuration de latch-up peut être modélisée comme explicité par la figure 28.
Figure 28 : Circuit équivalent de l’IGBT pour l’analyse du latch-up
Le gain en courant du transistor bipolaire PNP est donné par la relation suivante :
45
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
β PNP =
Ip
In
Équation 7
Tandis que le gain en courant du transistor bipolaire NPN est donné par la relation
suivante :
β NPN =
In
Ip
Équation 8
Lorsque le produit entre les gains en courant des deux transistors, (qui représente le gain
en boucle de l’association des deux transistors est égal à l’unité, ( β NPN .β PNP = 1 ), alors le
système devient autonome et le latch-up se produit, conduisant a un emballement
incontrôlable du courant.
La résistance RLU, représentée sur la figure 28, peut être considérée comme étant une
optimisation technologique ayant pour but l’immunité au latch-up. Dans le cas où le latch-up
se produit, le courant circulant à travers la cathode P+ devient faible.
La technologie de grille en tranchée utilisée pour l’IGBT a permis une quasi inhibition
du phénomène de latch-up du fait de la suppression de l’effet transistor JFET parasite,
contrairement à l’IGBT à grille en surface beaucoup plus sensible à ce phénomène.
7.2.2. Concernant le claquage
Le mécanisme d’ionisation par impact se produit au niveau de la zone de charge
d’espace de la jonction base-collecteur de la composante bipolaire NPN du transistor IGBT
comme cela est représenté sur la figure 29. Cette jonction est fortement polarisée en inverse.
-
+
Figure 29 : Illustration du mécanisme d’ionisation par ionisation par impact.
Lorsque les électrons acquièrent une énergie cinétique suffisante à cause du fort champ
électrique appliqué au niveau de la jonction, des collisions avec des porteurs situés dans la
bande de valence se produisent, provocant la création de nouvelles paires électrons-trous.
46
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Les électrons générés se retrouvent aussitôt chassés par le champ électrique toujours
fortement appliqué à travers la région N-drift de l’IGBT, pour atteindre l’anode, tandis que les
trous générés sont envoyés vers la cathode en traversant la jonction base-émetteur de la
composante bipolaire NPN. Au niveau de la cathode le courant de trous augmente de façon
drastique, ce qui induit une augmentation du rapport entre trous et électrons Ip/In, par rapport
au rapport constaté en mode de fonctionnement normal.
7.2.3. Concernant l’emballement thermique
Lorsque la température augmente aux abords de la cathode de l’IGBT, le courant de
saturation du transistor bipolaire NPN augmente. Le courant global de saturation du
composant est contrôlé par la jonction base-émetteur polarisée en direct.
Figure 30 : Illustration de la génération thermique des porteurs.
La génération thermique des porteurs dans la zone de charge d’espace induit la création
d’un courant au niveau de la jonction (figure 30). Par conséquent, l’augmentation de la
température intrinsèque induit une augmentation du courant de saturation pour un niveau de
potentiel donné appliqué à la jonction, ou bien une réduction du potentiel appliqué à la
jonction pour un courant donné (figure 31). Les variations typiques de ces grandeurs dans le
cas du silicium sont :
ΔV
ΔT
ΔI
ΔT
= -2 mV/°C
Équation 9
i =cste
= I * 0.225 A/°C
Équation 10
V =cste
47
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
1
300K
400K
Tension (V)
0,8
500K
600K
0,6
700K
800K
0,4
0,2
0
-0,2
0
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1,2
Distance (µm)
1,4
1,6
1,8
2
Figure 31 : Variation du potentiel appliqué à la jonction base-émetteur du
composant bipolaire NPN parasite avec la température
Dans le cas où il y a emballement thermique, le rapport des courants de trous par
rapport au courant d’électrons Ip/In est très proche de la valeur mesurée dans un mode de
fonctionnement normal. Dans ce cas, ce rapport est fixé par la composante bipolaire PNP. Par
conséquent, le contrôle de l’IGBT est effectué par la jonction base-émetteur de la composante
bipolaire NPN parasite.
7.3. Description de la méthodologie d’identification de défaillance
Cette méthodologie va s’articuler autour de l’analyse de paramètres physiques
conduisant par un raisonnement logique, pour conclure sur la nature du phénomène physique
responsable de la défaillance. Cette méthode sera appliquée pour l’étude du transistor IGBT
PT à grille en tranchée, mais elle pourrait être adaptée pour l’étude d’autres composants de
puissance.
En tout premier lieu, il est nécessaire de simuler les courants d’électrons (In) et de trous
(Ip), ainsi que la répartition de leurs lignes de courant qui traversent le composant au niveau
des régions N+ et P+ de la cathode dans des conditions normales de fonctionnement, c'est-àdire sans défaillance.
La figure 32 présente un exemple de répartition des courants de trous et d’électrons
suivant la coupe horizontale x-x’(figure 33), durant un mode de fonctionnement normal. Les
courants d’électrons et de trous partagés entre les régions P+ et N+ de la cathode sont modifiés
48
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
par un courant de trous qui augmente dans la région N+ lié à la polarisation en direct de la
jonction N+/Pbase.
Densité de courant (A/cm2)
15000
Courant d'electron : Ie
Courant de trous : Ih
10000
5000
0
0,5
1,0
1,5
Distance (µm)
Figure 32 : Courants d’électrons et de trous au niveau de la cathode dans un mode de fonctionnement
normal
Cathode (K)
x
P+
y
x’
N+
P
Grille (G)
x
N- drift
y
N+
≈
≈
P+
y’
Anode (A)
Figure 33 : Lignes de coupe pour l’analyse 1D de la structure.
Ceci nous permettra d’avoir une référence à laquelle on pourra comparer des
répartitions de courants d’électrons et de trous durant des configurations menant à la
défaillance du composant.
On peut constater qu’en mode de fonctionnement normal, le niveau de la densité de
courant de trous, dans la région P+ représente à peu près 40% du niveau de densité de courant
d’électrons dans la région N+.
49
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Si pour une configuration thermoélectrique donnée menant à une défaillance du
composant, on constate que ce rapport entre la densité de courant d’électrons et de trous est
déséquilibré, en particulier si la densité de courant de trous devient supérieure à celle des
électrons, on peut suspecter le phénomène d’ionisation par impact qui se produit au niveau de
la région N-drift et qui peut être à l’origine de ce déséquilibre.
Afin de confirmer ou pas cette hypothèse, il est intéressant de calculer, par intégration
sur toute la structure, le courant généré par ionisation par impact, et mesurer son importance
par rapport au niveau du courant total dans la structure.
Dans le cas où il y a défaillance dans le composant alors que la proportion courant de
trous par rapport au courant d’électrons reste équivalente à celle constatée en mode de
fonctionnement normal, cela indique que le phénomène d’ionisation par impact n’est pas
responsable de la défaillance, et il faut donc prospecter d’autres mécanismes physiques
susceptibles de provoquer une défaillance qui se traduit par une croissance brutale et
incontrôlable du courant dans le composant, menant la plupart du temps à sa destruction.
En se focalisant sur le transistor NPN parasite (cathode N+/Pbase/N-drift), plus précisément
sur la jonction base-émetteur de celui-ci, il est possible de révéler le déclenchement du
phénomène de latchup dans le composant.
En effet, dans le cas où Vbe>0,7V, cette jonction est polarisée en direct et une
défaillance peut se produire à cause du phénomène de latchup. Dans ce cas, un courant de
trous dû au latchup est généré et le rapport (Ip/IP+) entre le courant de trous total et le courant
de trous traversant simplement la région P+ devient très grand ; tandis que ce rapport est
proche de l’unité dans un mode de fonctionnement normal, sans défaillance.
Dans le cas où ni le phénomène d’ionisation par impact ni le latchup n’ont été mis en
évidence alors que le composant est en mode de défaillance, il reste un dernier phénomène
capable de conduire a la défaillance du composant, il s’agit du phénomène d’emballement
thermique ou de second claquage qui est directement lié à l’évolution de la température dans
l’IGBT. Pour mettre en évidence ce phénomène et mettre en exergue sa relation avec la
température, il est possible de simuler l’évolution du courant de saturation de la jonction P/N+
avec la température, représentée à la figure 34 et il en ressort que l’IGBT se met à conduire de
façon autonome avec un courant important qui peut circuler à partir d’une température qui
avoisine 650K.
50
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
Figure 34 : Simulation du courant de saturation de l’IGBT en fonction de la température.
Dans le cadre de la méthodologie d’identification des défaillances, et dans le cas où l’on
suspecte l’apparition du phénomène d’emballement thermique à l’origine de la défaillance, il
est important d’établir le profil d’évolution de la température et de voir si celle-ci atteint des
valeurs conduisant à un niveau assez important pour conduire à la défaillance.
La figure 35 résume la méthodologie précédemment décrite pour révéler des différents
mécanismes responsables de la défaillance du composant.
En mode de
conduction normal
Ip/In ~ 0,6
Ip/In >>0,6
Ip/In ~0,6
Ip/IP+ >> 1
Ip/IP+ ~ 1
Claquage
Latch-up
Emballement
Validation
Validation
Validation
IClaquage ~ Itotal
VbeNPN ~ 0,7 V
Ithermique ~ ITotal
Figure 35 : Schématisation de la méthodologie d’identification des mécanismes de défaillance de l’IGBT
51
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
8. Conclusion
Dans ce premier chapitre, un état de l’art des structures IGBT existantes est proposé afin
de se rendre compte de la place qu’occupe l’IGBT dans l’électronique de puissance. Ensuite
nous nous sommes intéressés aux principales aires de sécurité de l’IGBT : la FBSOA liée à la
fermeture du composant, la RBSOA et la UISSOA, liées tous deux à l’ouverture du
composant sous charge inductive avec diode de roue libre pour le premier et sans diode de
roue libre pour le deuxième. Nous avons aussi défini l’aire de sécurité de l’IGBT SCSOA, en
mode de court-circuit, qui est avec la RBSOA une des plus importantes aires de sécurité à
considérer.
Une fois les aires de sécurité définies, on s’est intéressé à l’influence des conditions de
fonctionnement telles que la température et la résistance de grille sur le comportement de
l’IGBT. On verra plus tard que ces conditions de fonctionnement ont une incidence directe
sur l’évolution des aires de sécurité.
Au-delà des limites des aires de sécurité les conditions de fonctionnement de l’IGBT
peuvent le mener à la défaillance, et dans la plupart des cas, à sa destruction. On a donc défini
les principaux mécanismes de défaillances qui sont le claquage, le latch-up et l’emballement
thermique.
Une méthodologie basée sur la simulation physique bidimensionnelle par éléments finis
du modèle d’IGBT a été développée afin de permettre l’identification de ces principaux
modes de défaillance.
Le phénomène de claquage peut être révélé durant une application, en se basant sur
l’étude de l’évolution du rapport du courant de trous par rapport au courant d’électrons Ip/In
qui est fixe en condition normale de fonctionnement. Si ce rapport augmente, cela est dû au
mécanisme d’ionisation par impact conduisant à la défaillance du composant. En ce qui
concerne la mise en évidence du mécanisme de latch-up, il est nécessaire d’évaluer la
différence de potentiel au niveau de la jonction base-émetteur Vbe du transistor bipolaire
NPN parasite (jonction N+ / Pbase). Si Vbe est supérieur à 0,7V, cela signifie que le
phénomène de latch-up s’est produit. Enfin, une analyse thermique appropriée peut révéler
qu’une défaillance est liée à la forte diffusion de la température au sein de la structure et ainsi
mettre en exergue le phénomène d’emballement thermique.
Une mise en pratique de cette méthodologie sera appliquée dans les deux chapitres
suivants.
52
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
9. Références bibliographiques
[I-1] A. Nakagawa, Y. Kawaguchi, and K. Nakamura “Silicon limit electrical characteristics
of power devices and Ics” ; 9th International Seminar on Power Semiconductors (ISPS
2008) Prague, Czech Republic, Issue , 27-29 Aug. 2008. Pages: 25 -32.
[I-2] MGE UPS systems « Utilisation des IGBT dans les ASI» ; 1998.
[I-3] P.M. Shenoy, J.Yedinak, J.Gladish ; “High performance 300 V IGBTs”; Industry
Applications Society Annual Meeting, 1994., Conference Record of the 1994 IEEE
Volume , Issue , 2-6 Oct 1994 Pages:1174 - 1181 vol.2.
[I-4] K. Mochizuki, E. Suekawa, S. Iura, K. Satoh ; “Development of 6.5 kV class IGBT with
wide safety operation area” Power Conversion Conference, 2002. PCC Osaka 2002.
Proceedings of the Publication Date: 2002 Volume: 1, Pages: 248-252 vol.1.
[I-5] J. Reichl, D. Berning, A. Hefner; J.-S. Lai ; “Six-pack IGBT dynamic electro-thermal
model: parameter extraction and validation” ; Power Electronics Conference and
Exposition, 2004. APEC 04. Nineteenth Annual IEEE Volume 1, Issue , 2004 Pages: 246 251 Vol.1.
[I-6] J. Donlon, E. Motto, M. Honsberg, M. Tabata, H.Sakata ; “A New 1200V Converter-
Inverter-Brake (CIB) Module Family Featuring CSTBT Chips and a New 1200V High
Voltage Integrated Circuit (HVIC)” ; Industry Applications Conference, 2006. 41st IAS
Annual Meeting. Conference Record of the 2006 IEEE Volume 2, Issue , Oct. 2006
Pages:763 – 769.
[I-7] Y. Corvisier ; « Les modules IGBT », Electronique n° 175, décembre 2006.
[I-8] F. Blaabjerg, U. Jaeger, S. Munk-Nielsen, J.K. Pedersen, “Comparison of NPT and PT
IGBT-devices for hard switchingapplications” Industry Applications Society Annual
Meeting, 1994., Conference Record of the 1994 IEEE Volume , Issue , 2-6 Oct 1994
Pages:1174 - 1181 vol.2.
53
Chapitre I - État de l’art sur le comportement de l’IGBT en régime extrême de fonctionnement
[I-9] T. Laska, M. Munzer, F. Pfirsch, C. Schaeffer, T. Schmidt ; « The Field Stop IGBT (FS
IGBT). A new power device concept with agreat improvement potential » ; Power
Semiconductor Devices and ICs, 2000. Proceedings. The 12th International Symposium on
Publication Date: 2000 On pages: 355-358.
[I-10] H. Takahashi, Y. Tomomatsu ; “Next-Generation IGBTs(CSTBTs)“ ; Mitsubishi Electr
Adv, Vol.97 ; Pages: 26-27(2002).
[I-11] B.J. Baliga ; "Power Semiconductor Devices" ; PWS Publishing Company, USA, 1996.
[I-12] Mitsubishi, Using IGBT module, (1998).
[I-13] M. Ishiko, K. Hotta, S. Kawaji, T. Sugiyama, T. Shouji, T. Fukami, K. Hamada ;
“Investigation of IGBT turn-on failure under high applied voltage operation” ;
Microelectronics Reliability, Volume 44, Issues 9-11, September-November 2004, Pages:
1431-1436.
54
CHAPITRE II :
« Étude des mécanismes de défaillance
de l’IGBT de type Punch Through à
structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de courtcircuit »
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
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Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
1. Introduction
L’un des principaux atouts de l’IGBT est sa tenue en court-circuit qui doit être
considérée comme étant une caractéristique importante concernant sa fiabilité.
Lors de la mise en court-circuit de la charge, l’IGBT peut être soumis à de fortes
tensions et peut être traversé par de forts courants durant un certain temps et doit être capable
de supporter ces contraintes électriques. Les fabricants d’IGBT fournissent souvent la
puissance maximale dissipée durant un temps référence de 10µs [II-1]. Dans le cas où cette
puissance maximale est dépassée, des défaillances de l’IGBT peuvent se produire et amènent
souvent à la destruction du composant.
Cependant, il faut noter que cette puissance maximale dissipée se trouve réduite lorsque
l’IGBT est mis en mode de court-circuit de manière répétitive [II-2].
Ce chapitre traitera l’étude des mécanismes de défaillances qui peuvent être initiés lors
d’une unique mise en court-circuit d’un composant IGBT (mono coup).
Plusieurs types de défaillances peuvent apparaître selon la contrainte électrique mise en
jeu et peuvent être classés selon quatre types [II-3]. Une investigation détaillée de ces quatre
modes sera proposée à l’aide d’une simulation physique bidimensionnelle d’un modèle du
composant IGBT de type « Trench Punch Through (T-PT-IGBT)».
2. Objectifs
Afin d’analyser les aires de sécurité de fonctionnement de l’IGBT étudié en condition
de court-circuit, (SCSOA), nous nous attellerons à atteindre les objectifs suivants :
-
Identifier les différents modes de défaillances qui peuvent se produire en mode
de court-circuit en considérant les caractéristiques dynamiques associées, en
particulier en faisant apparaître les courants, tensions et la température appliqués
au composant.
-
Identifier les mécanismes de défaillances associés.
-
Etablir une analyse interne complète à différents instants du court-circuit
permettant de comprendre et de mettre en évidence les mécanismes de
défaillance.
-
Etablir des SCSOA en particulier pour révéler l’influence de la température et de
57
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
la résistance de grille sur ces mécanismes.
3. Bref état de l’art sur le fonctionnement de l’IGBT en mode de courtcircuit [II-3- II-14]
On distingue communément quatre modes de défaillance durant la mise en court-circuit
d’un composant IGBT [II-3] représentés par la figure 36.
IA
A
B
C
D
Temps
VAK
A
B
C
D
Temps
Figure 36 : Différents types de défaillances durant la mise en court-circuit de l’IGBT
La défaillance dite « mode A » se produit lors de la mise en court-circuit, plus
précisément durant la phase de fermeture. Les principales causes peuvent être la forte tension
appliquée aux bornes du composant conduisant au claquage (Breakdown), ou encore cela peut
être dû au phénomène de latchup [II-4- II-6].
La défaillance dite « mode B » se produit à l’état passant du composant (entre la phase
de fermeture et la phase d’ouverture du composant). La principale cause est l’emballement
thermique ou le second claquage dû à l’élévation rapide de la température intrinsèque de
l’IGBT [II-7- II-10].
La défaillance dite « mode C » se produit à l’ouverture du composant [II-6] et explique
que ce type de défaillance peut être dû au latchup dynamique.
Enfin la défaillance dite « mode D » qui se produit plusieurs microsecondes après
l’ouverture de l’IGBT est associée à l’élévation de la température intrinsèque du composant
[II-3, II-11].
En résumé, les principales études sur les mécanismes de défaillances de l’IGBT en
condition de court-circuit mettent en évidence trois principales causes à ces défaillances : le
58
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
latch-up, la multiplication de porteurs associée à l’élévation de la température, appelée aussi
emballement thermique et le phénomène de claquage.
Le phénomène de latch-up se produit pour de très forts niveaux de densité de courant,
principalement sur les IGBT de type Planar. Le phénomène de latch-up peut se produire dans
un IGBT à grille en tranchée dans le cas où on augmente suffisamment la distance entre la
grille et la région P+ de l’anode [II-15]. Ceci dit, les IGBT peuvent être quasiment insensibles
au latch-up, « latch-up prone ».
L’emballement thermique conduit à la conduction du composant sans application d’une
tension sur la grille. Avec l’augmentation de la température interne du composant, le courant
de saturation du transistor bipolaire NPN parasite commande le courant total de l’IGBT
[II-3].
Le claquage par avalanche est dû au fort taux d’ionisation par impact conduisant à la
multiplication de porteurs. Lorsque l’avalanche se produit alors que le courant initial
traversant le composant est quasi nul, on parle de claquage statique (static breakdown). Si par
contre, cela se produit alors qu’un courant important est établi, on parle de second claquage
(second breakdown) [II-3].
4. Conditions d’analyse
4.1. Circuit de test
Le circuit permettant la simulation de la mise en court-circuit de l’IGBT est présenté à
la figure 37, RG représente la résistance de grille, RA et RK représentent les résistances d’accès
respectivement de l’anode et de la cathode, tandis que LA et LK sont les inductances parasites
dues à la connectique sur ces mêmes électrodes.
La charge étant négligeable, on peut donc considérer que l’application d’une tension
VAK se fera directement entre l’anode et la cathode du composant.
L’application d’une tension VG au niveau de la grille induit le passage d’un courant à
travers l’IGBT tandis que la tension VAK reste appliquée et est égale à VDD, due à l’absence
d’une charge significative capable de supporter cette tension. C’est dans cette configuration
électrique que le composant se trouve en mode de court-circuit.
La durée de mise en court-circuit a été choisie égale à 10µs pour se conformer à la durée
typique de test préconisée par les fabricants de semi conducteurs.
59
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
En considérant cette configuration électrique, il sera possible de moduler les contraintes
électriques pour conduire aux différents modes de défaillances en condition de court-circuit
décrit auparavant. La modulation de la contrainte se fera donc en faisant varier la tension VDD
ou bien en changeant la valeur du courant traversant le composant par variation de la tension
VG appliquée sur la grille.
RA
LA
VDD
A
IGBT
RG
G
K
LK
V
G
RK
Figure 37 : Circuit de test utilisé pour la simulation du court-circuit
Une fois la tension de grille VG appliquée, le composant entre en mode de conduction et
le courant maximum est limité par la mise en série de RA + RK sous de fortes tensions VDD
appliquées. Si aucune défaillance ne se produit, le composant s’ouvre une fois que la tension
de grille VG est annulée. La forte variation du courant (dIA/dt) induit, au travers de LA et LK,
une surtension, en plus ou en moins, de la tension VAK.
4.2. Conditions de test en simulation
Les paramètres utilisés lors des tests en court-circuit sont donnés dans le tableau 1.
Toutes les combinaisons de la température, et de la résistance de grille ont été simulées, de
manière à observer l’influence de la résistance de grille et de la température sur le
fonctionnement de l’IGBT pendant ce mode opératoire. Pour chacune des combinaisons de
paramètres, on fait varier la tension VDD jusqu’à ce qu’une défaillance soit observée. Ainsi il
est possible de définir des aires de sécurité relatives au fonctionnement de l’IGBT en mode de
court-circuit.
Rg (Ω)
Cinq valeurs de résistances de grille utilisées : 0, 1, 5, 50 et 100Ω
T (K)
Trois températures de test : 298, 423 et 473K
Tableau 1 – Paramètres utilisés pour l’investigation des aires de sécurité en mode de court-circuit.
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Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
4.2.1 Définition des coupes d’analyse uni-dimensionnelle sur la structure
Une étude uni- et bi-dimensionnelle complète pour chaque mode de défaillance de
l’IGBT à grille en tranchée est présentée en se focalisant sur une demi-cellule.
Afin d’effectuer une analyse uni-dimensionnelle de la structure, il est nécessaire de
définir des lignes de coupe comme représentées par la figure 38.
-
Ligne de coupe y-y’ : (pour x = 1µm) utilisée pour identifier le transistor bipolaire NPN
parasite ainsi que la distribution de plusieurs paramètres physiques à travers cette coupe.
-
Ligne de coupe x-x’ : (pour y = 0,1µm) utilisée pour avoir une représentation de la
distribution des courants d’électrons et de trous au niveau de la cathode.
Cathode (K)
x
P+
y
x’
N+
P
Grille (G)
x
N- drift
y
N+
≈
P+
≈
y’
Anode (A)
Figure 38 : Lignes de coupe pour l’analyse 1D de la structure.
4.2.2 Zones d’analyse sur la structure
L’analyse bi-dimensionnelle de la structure correspondant à la distribution des
paramètres physiques (tels que le champ électrique, les lignes de courant, la densité de
courant, la température …) dans les conditions de court-circuit a été obtenue en se focalisant
sur certaines zones comme décrites par la figure 39.
La figure 39(a) permet de focaliser l’étude dans la région haute de l’IGBT à grille en
tranchée juste en dessous de la cathode et près de la grille. La figure 39(b) définit une zone
plus large incluant, en plus de la région définie auparavant, une partie de la région N- drift.
61
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Cathode (K)
x
P+
Cathode (K)
y
x’
N+
P
x
P+
y
x’
N+
P
Grille (G)
Grille (G)
x
N- drift
N- drift
N+
N+
y
≈
P+
≈
≈
≈
P+
y’
Anode (A)
y’
Anode (A)
(a) ymax =6µm
(b) ymax = 70µm
Figure 39 : Zones d’agrandissement pour l’analyse 2D de la structure
4.2.3. Critère de défaillance
Le critère de défaillance utilisé dans le cas d’une configuration en court-circuit est lié à
la forme du courant obtenu. Si le courant atteint une valeur supérieure à la valeur attendue
une fois que l’impulsion de la tension de grille VGK est appliquée, alors nous considérons que
l’IGBT est en défaillance. Ceci est schématisé à la figure 40.
IA
A
B
C
défaillances
D
Temps
Figure 40 : Schématisation du critère de défaillance en condition de court-circuit.
4.2.4. Modèle du composant utilisé lors des simulations
Le modèle de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée qui sera utilisé lors
des différentes simulations mises en œuvre tout au long de ces travaux de thèse, est un
modèle qui nous a été fourni dans le cadre d’une collaboration entre le laboratoire de
l’Intégration du Matériau au Système (IMS) à bordeaux et le Central Research and
Developpment Laboratory CRDL de Toyota au Japon.
62
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Ce modèle a été validé sur un composant réel dont la mesure et la simulation de la
caractéristique statique IA=f(VAK) aux températures 25°C et 125°C est présentée à la figure
41. Les échelles ont été volontairement cachées pour des raisons de confidentialité.
IA (A)
Mesure 25°C
Simulation 25°C
Mesure 125°C
Simulation 125°C
Température
augmente
VAK (V)
Figure 41 – Simulation et mesure de la caractéristique statique IA=f(VAK) à 25°C et 125°C
Le modèle d’IGBT étant calibré sur la mesure, il est possible de l’utiliser dans
différentes configurations de fonctionnement.
La figure 42 présente la simulation et la mesure de la mise en mode de défaillance
« mode D » en conditions de court circuit de l’IGBT étudié à la température de 25°C. Dans ce
cas aussi l’échelle du courant d’anode a été volontairement cachée pour des raisons de
confidentialité.
Simulation
Mesure
IA (A)
E+0
2E-5
4E-5
6E-5
8E-5
1E-4
Temps (s)
Figure 42 - Simulation et mesure de la défaillance « mode D » en conditions de court circuit.
4.2.5. Modèles de simulation utilisés et leur domaine de validité
Toutes les simulations réalisées durant ces travaux sont basées sur des modèles
mathématiques fournis par le logiciel Sentaurus de Synopsis.
Ces modèles sont choisis de façon à ce que les simulations prennent en compte les
différents phénomènes physiques mis en jeu, mais aussi par rapport à leur domaine de
validité.
63
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Nous tenterons dans cette partie de résumer les principaux modèles utilisés durant les
simulations, ainsi que les raisons de leur choix.
Point de vue thermique
En ce qui concerne les conditions thermiques dans lesquelles le modèle de l’IGBT est
mis en œuvre dans les simulations, la température du silicium dans toute la structure est
initialisée à une certaine valeur, il s’agit en fait de la température à laquelle est censé être testé
la structure d’IGBT et son évolution est laissée libre.
De plus, deux « thermodes » aux niveaux de l’anode et de la cathode sont définis et
fixés à la même température ambiante pour simuler la température à l’extérieur du silicium
(figure 43). Ainsi, même si la température évolue au sein du silicium suite à la mise en
fonctionnement du composant, les températures aux niveaux des surfaces cathode et anode
sont fixes (conditions aux limites).
Les surfaces latérales de la demi-cellule de l’IGBT sont considérées adiabatiques, lors
des différentes simulations opérées sur ce composant, on ne prendra pas en compte l’échange
thermique entre les cellules.
Cathode (K)
P+
Thermodes
N+
P
Grille (G)
N- drift
N+
≈
P+
≈
Anode (A)
Figure 43 : Emplacement des thermodes prises en compte lors des simulations.
Lors de la mise en œuvre de contraintes thermoélectriques au sein du semiconducteur,
l’évolution de la température en son sein répond au modèle thermodynamic [Annexes
modèles].
Ce modèle prend en compte le phénomène d’auto-échauffement fréquent lors de mise
sous fortes contraintes thermoélectriques des composants de puissance, et adapté aux
composants mettant en jeux de fortes densités de courant et avec de longues régions actives,
ce qui est le cas du composant étudié.
64
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Le modèle hydrodynamic, qui prend en compte les équations de transport des porteurs,
plus adapté à la simulation de composants à petites régions actives n’a pas été utilisé dans nos
simulations.
Modèles concernant la mobilité des porteurs dans le matériau
Plusieurs modèles ont été choisis afin de prendre en compte la dégradation de la
mobilité des porteurs dans le semiconducteur.
Tout d’abord, on a pris en compte la dépendance de la mobilité des porteurs en fonction
des dopages du matériau. On a choisi le modèle dopingdependance qui lui-même par défaut
active le modèle de Masetti dont les détails sont donnés en annexe.
Lorsque de forts niveaux de champs électriques sont appliqués au niveau du matériau
semiconducteur, la vitesse de dérive des porteurs sature et tend vers une valeur limite. Afin de
prendre en compte cette propriété importante lorsqu’on simule le composant IGBT sous
conditions
électriques
extrêmes
de
fonctionnement,
on
applique
le
modèle
HighFieldSaturation par défaut.
On considère aussi le modèle NormalElectricField qui prend en compte la dépendance
de la mobilité des porteurs au champ électrique normal.
Enfin, le modèle CarrierCarrierScattering(BrooksHerring) décrit en annexe assure la
prise en compte de la dégradation de la mobilité.
La mobilité globale des porteurs µ est une combinaison des différentes mobilités
calculées sur la base des différents modèles considérés. Cette combinaison se fait suivant la
règle de Mathiessen :
1 1
1
1
= +
+ …+
µ µ1 µ2
µn
Équation 11
Modèles concernant la largeur de bande
Le modèle EffectiveIntrinsicDensity (OldSlotboom) a été choisi pour permettre de
prendre en compte la largeur de bande dans le silicium ainsi que la concentration intrinsèque
du matériau.
65
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Modèles concernant la recombinaison et la génération de porteurs
Deux principaux modèles de recombinaison ont été activés durant les simulations : SRH
(Shockley Read Hall) et Auger. De plus, le modèle Avalanche concernant la génération de
porteurs a été validé.
Les options du modèle SRH, ExpTempdep et DopingDep, sont activées afin de prendre
en compte une dépendance de la température et du dopage du matériau considéré. Ces
modèles sont détaillés en annexe.
5. Analyse uni et bidimensionnelle de la défaillance de l’IGBT de type
Punch Through à grille en tranchée en mode de court-circuit
5.1. Identification des principaux modes de défaillance
Les quatre modes de défaillance en court-circuit expliqués auparavant vont être étudiés
de façon approfondie.
A partir de la multitude de simulations effectuées, quatre configurations thermoélectriques correspondant aux quatres modes de defaillance seront analysées. On choisira de
façon arbitraire la température ambiante, une résistance de grille Rg=5Ω et une tension de
grille VG=15V :
-
Mode A : VG=15V / RG = 5Ω / T = 298K / VDD = 1350V
-
Mode B : VG=15V / RG = 5Ω / T = 298K / VDD = 600V
-
Mode C : VG=15V / RG = 5Ω / T = 298K VDD = 380V
-
Mode D : VG=15V / RG = 5Ω / T = 298K / VDD = 250V
5.1.1 Étude de la défaillance de l’IGBT de type punch through à grille en tranchée à la
fermeture en condition de court cicruit (mode A)
Les conditions de simulation sont les suivantes :
RG = 5Ω
T = 298K
VDD = 1350V
Trois temps d’analyse ont été choisis comme suit :
t1A = 0,1µs
t2A = 0,3µs
66
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
t3A = 1,12µs
L’analyse de la défaillance dite « mode A » de l’IGBT à grille en tranchée a été initiée
sous des conditions de court-circuit avec une tension VDD=1350V. Cette valeur est excessive
et correspond à une polarisation anormale de fonctionnement du composant. Le courant de
saturation théorique est égal à IAsat=300A. La Figure 44 représente la simulation de la
caractéristique dynamique du court-circuit. Trois temps t1A, t2A et t3A ont été choisis afin
d’extraire des paramètres physiques internes pertinents permettant l’analyse de la structure du
composant en se focalisant sur la région active.
Le temps t1A correspond au temps du début de la mise en fermeture du composant ; au
temps t2A le courant total traversant le composant est de l’ordre du courant théorique de
saturation, et correspond au début de la défaillance. Enfin, au temps t3A, le courant a
augmenté de façon drastique et l’IGBT entre en défaillance.
t3A
1400
1200
1200
1000
Ia (A)
1000
800
800
Ia total
Ie
Ih
Vak
Temperature
Vg
600
400
600
400
Vak (V) , T (K), Vg (V)
t2A
t1A
1600
200
200
0
0
0,0
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
1,2
Time (µs)
Figure 44 : Formes d’ondes du courant IA, de la tension VAK, de la tension de grille VGK et de la température
durant la défaillance dite « mode A ».
Au temps t1A, le courant commence à croître à travers l’IGBT comme observé dans la
Figure 44. On peut noter que le niveau du courant de trous est anormalement plus élevé que
celui des électrons, et le rapport du courant de trous par rapport à celui des électrons Ip/In est
très supérieur à 1. D’après la méthodologie exposée au chapitre I, on peut suspecter qu’il y a
un fort taux d’ionisation par impact conduisant au mécanisme de calaquage de la structure,
mais cela doit être vérifié.
Si on s’intéresse à la répartition de ces grandeurs physiques sur la structure, il apparaît
que le courant d’électrons circule à travers le canal du MOSFET, lié au fait qu’une tension de
67
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
grille est appliquée. Ceci alors que le courant de trous se déplace à travers la jonction P+/Pbase
pour atteindre directement la cathode de l’IGBT comme décrit par la Figure 45(a).
a - Lignes de courant au temps t1A
b – Champ électrique au temps t1A
c – Ionisation par impact au temps t1A
d – Densité de puissance au temps t1A
e - Température au temps t1A
Figure 45 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode A » au temps
t1A
À cet instant, sachant qu’une tension très élevée est appliquée au niveau de l’anode
(1350V), la répartition du champ électrique dans la structure, décrite dans par la Figure 45(b),
montre que cette grandeur est maximale dans la région N-drift près de la jonction Pbase/Ndrift.
À cet endroit, le champ électrique est assez élevé pour induire la génération de porteurs par
ionisation par impact comme indiqué sur la Figure 45(c), montrant un fort taux d’ionisation
par impact. Le courant généré représente 57,78% du courant électrique total, ce qui est
68
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
considérable (le calcul est donné en annexe). La densité de puissance qui est liée au produit
scalaire du champ électrique et de la densité de courant représentée par la Figure 45(d) est
très faible puisqu’au temps t1A, le courant total commence à peine à croître. Par conséquent, la
répartition de la température sur la structure représentée par la Figure 45(e) indique que la
température au sein de la structure n’a pas évolué par rapport à la température initiale.
Au temps t2A, la tension de grille reste toujours appliquée, la Figure 44 indique que
(comme au temps t2A) le courant total est principalement composé d’un courant de trous
circulant à travers la région P+ comme décrit sur la Figure 46(a).
a - Lignes de courant au temps t2
b - Champ électrique au temps t2
c - Ionisation par impact au temps t2
d- Densité de puissance au temps t2
e - Température au temps t2
Figure 46 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode A » au temps
t2A
69
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Le champ électrique reste élevé et appliqué à la jonction Pbase/Ndrift polarisée en inverse
comme observé sur la Figure 46(b). Ceci est dû au fait que la tension d’anode est toujours
maintenue et reste très forte. Près de la jonction Pbase/Ndrift, le taux d’ionisation par impact
représenté par la Figure 46(c) est toujours aussi important et représente près de 56 % du
courant total. Cette valeur a été obtenue après avoir calculé le courant généré par ionisation
par impact, en intégrant le taux d’ionisation par impact sur toute la demi-cellule d’IGBT, puis
en extrapolant cette valeur pour toute la surface de la puce (le calcul est donné en annexe). La
densité de puissance représentée par la Figure 46(d) a augmenté avec le courant total. Cette
augmentation va se traduire par un début d’auto-échauffement du composant : on peut
observer cela sur la Figure 44 et Figure 46(e), mais cette élévation de la température est
relativement peu importante. À partir des éléments étudiés jusque là, il semblerait que
l’ionisation par impact soit responsable de la défaillance de l’IGBT.
Au temps t3A, fixé durant la défaillance, la tension de grille est toujours appliquée. La
Figure 44 indique que le courant total est toujours principalement composé de trous et la
Figure 47(a) montre que les deux composantes du courant circulent dans les mêmes régions
qu’aux temps t1A et t2A.
Le champ électrique observé sur la Figure 47(b) reste très élevé et appliqué à la jonction
Pbase/Ndrift polarisée en inverse du fait du maintien de la tension d’anode à une valeur très
élevée. Ceci qui implique le maintient d’un fort taux d’ionisation par impact estimé par calcul
à 53% du courant total et représenté par la Figure 47(c). La densité de puissance continue à
augmenter avec l’augmentation du courant comme observé sur la Figure 47(d), impliquant
une élévation de la température à une valeur avoisinant 450 K comme indiqué sur les Figure
44 et 47(e).
70
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
a - Lignes de courant au temps t3
b – Champ électrique au temps t3
c - Ionisation par impact au temps t3
d - Densité de puissance au temps t3
e - Température au temps t3
Figure 47 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode A » au temps
t3A
Pour une meilleure compréhension de la défaillance dite « mode A », il est nécessaire
d’effectuer une analyse unidimensionnelle le long des coupes verticales (x-x’) et horizontales
(y-y’) telles que définies dans la partie 4.2.1. La Figure 48 représente la distribution du taux
de génération de porteurs par ionisation par impact le long de la coupe x-x’. On peut observer
que ce taux atteint une valeur élevée durant la mise en court-circuit. En effet, le courant
généré par ionisation par impact calculé représente approximativement 55% du courant total,
ceci nous amène à conclure que l’ionisation par impact est responsable de la défaillance du
71
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
type mode A en conditions de court-circuit. Il est à noter que ce fort taux d’ionisation par
impact est directement lié à la forte tension appliquée à l’anode.
En effet, cela peut être confirmé par l’observation de la répartition du taux d’ionisation
par impact et du champ électrique aux instants t1A, t2A et t3A.
Taux d'ionisation par impact
27
1x1026
1x1025
1x1024
1023
1x1022
1021
1020
1019
1018
1017
1016
1015
1014
1013
1012
1011
1010
10 9
108
107
106
105
104
103
102
101
100
10-1
10
t3A
t2A
t1A
0
50
100
150
Distance (µm)
Figure 48 : Distribution du taux d’ionisation par impact durant le court-circuit le long de ligne de coupe y-y’.
Cependant, il est important de s’assurer que d’autres phénomènes physiques qui peuvent
amener à la défaillance n’interviennent pas, en particulier le phénomène de latch-up. Pour
cela, on peut s’appuyer sur l’observation des figures 45(a), 46(a) et 47(a) qui montrent que
durant tout le court-circuit, le courant de trous reste confiné dans la région P+ et le courant
d’électrons dans le canal. Ceci indique que le latch-up n’a pas eu lieu. En effet dans le cas où
ce phénomène se serait déclenché, la jonction base émetteur du transistor bipolaire NPN
parasite serait devenue passante et on retrouverait en particulier un courant de trous dans la
région N+. Cette observation est confirmée par la Figure 49 qui illustre la chute de tension
aux bornes de la jonction base émetteur du transistor bipolaire NPN parasite. On peut
observer que cette chute de tension est de l’ordre de 0,6V et reste inférieure à 0,7V, valeur à
laquelle le transistor NPN parasite aurait dû conduire.
72
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
1 ,0
t1A
t2A
t3A
0 ,9
0 ,8
0 ,7
Tension (V)
0 ,6
0 ,5
0 ,4
0 ,3
0 ,2
0 ,1
0 ,0
-0 ,1
-0 ,2
0 ,0
0 ,5
1 ,0
D is ta n c e (µ m )
Figure 49 : Chute de tension aux bornes de la jonction base émetteur du transistor bipolaire NPN parasite le
long de la coupe x-x’.
5.1.2 Étude de la défaillance de l’IGBT de type punch through à grille en tranchée à l’état
passant en conditions de court-circuit (mode B)
Les conditions de simulation sont les suivantes :
RG = 5Ω
T = 298K
VDD = 600V
Trois temps d’analyse ont été choisis comme suit :
t1B = 2µs
t2B = 6,8µs
t3B = 7,4µs
La défaillance dite “mode B” qui se produit durant l’état passant dans des conditions de
court-circuit, a été initiée sous une tension VDD=600V et un courant de saturation IAsat=300A.
La Figure 50 représente la simulation de la caractéristique dynamique du court-circuit
dans les conditions citées précédemment. Trois temps t1B, t2B et t3B ont été choisis afin
d’extraire quelques paramètres physiques internes pour l’analyse de la structure du
composant.
Le temps t1B est pris durant l’état passant de l’IGBT, le temps t2B correspond au début
de la défaillance et au temps t3B, le courant est incontrôlable, signifiant la défaillance du
73
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
composant. On peut noter que le courant d’électrons est supérieur au courant de trous et que
le rapport entre ces deux courants Ip/In est constant avant la défaillance.
Ia total
Ie
Ih
Vak
Temperature
Vg
1400
1200
Ia (A)
1000
800
600
800
400
600
400
200
Vak (V) , T (K), Vg (V)
t2B t3B
t1B
1600
200
0
0
0
1
2
3
4
5
6
7
Time (µs)
Figure 50 : Formes d’ondes du courant IA, de la tension VAK, de la tension de grille VGK et de la température
durant la défaillance dite « mode B ».
Au temps t1B, le courant est maximum et égal au courant de conduction tandis que la
tension d’anode appliquée est forte et voisine de VDD. La Figure 51(a) montre que le courant
total est majoritairement composé du courant d’électrons qui, du fait de l’application de la
tension de grille, est confiné au niveau du canal du MOSFET, tandis que le courant de trous
circule à travers la région P+ pour atteindre directement la cathode de l’IGBT.
Sachant que la tension au niveau de l’anode est élevée (600V), le champ électrique dans la
structure représenté par la Figure 51(b) est maximum dans la la région N-drift près de la
jonction Pbase/Ndrift. Cependant, la valeur du champ électrique n’est pas assez élevée pour
obtenir un taux significatif de génération de porteurs par ionisation par impact (Figure 51(c)).
La densité de puissance est maximale au niveau de la jonction Pbase/Ndrift comme observé sur
la Figure 51(d). Par conséquent, la répartition de la température indique un maximum atteint
au niveau de la région N-drift comme représenté sur la Figure 51(e).
74
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
a - Lignes de courant au temps t1B
b - Champ électrique au temps t1B
c - Ionisation par impact au temps t1B
d - Densité de puissance au temps t1B
e - Température au temps t1B
Figure 51 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode B » au temps
t1B.
Au temps t2B, la tension de grille est toujours appliquée. La Figure 52(a) montre que les
lignes de courant des trous et des électrons sont identiques à celles constatées à l’instant t1B.
Le champ électrique reste élevé au niveau de la jonction Pbase/Ndrift à cause de la tension
d’anode appliquée sur la structure qui reste élevée (Figure 52 (b)), mais celui-ci n’induit
toujours pas de taux de génération par ionisation par impact significatif, représenté sur la
Figure 52(c). Par contre, l’application prolongée du courant et de la tension jusqu’à cet
instant a induit une élévation remarquable de la densité de puissance représentée sur la Figure
75
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
52(d). Ceci se traduit par une très forte élévation de la température représentée par la Figure
52(e).
a - Lignes de courant au temps t2B
b - Champ électrique au temps t2B
c - Ionisation par impact au temps t2B
d - Densité de puissance au temps t2B
e - Température au temps t2B
Figure 52 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode B » au temps
t2B.
Au temps t3B, en maintenant un contrôle sur la grille, le courant total traversant le
composant augmente brusquement, signifiant la défaillance de la structure. On peut observer
sur la Figure 50 que ce courant total est majoritairement composé de trous. La Figure 53(a)
révèle que le courant se met à circuler à travers la jonction base émetteur du transistor
76
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
bipolaire NPN parasite. Le champ électrique reste fortement appliqué (Figure 53(b)) mais sa
valeur commence à baisser avec la diminution de la tension appliquée sur l’anode comme
indiqué sur la Figure 50. Le taux de génération d’ionisation par ionisation par impact observé
dans la Figure 53(c) augmente, mais ne représente que 10% du courant total. L’ionisation par
impact n’est pas responsable de la défaillance.
a - Lignes de courant au temps t3B
b - Champ électrique au temps t3B
c - Ionisation par impact au temps t3B
d - Densité de puissance au temps t3B
e - Température au temps t3B
Figure 53 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode B » au temps
t3B.
La forte élévation du courant électrique et le maintien d’une forte tension implique
l’augmentation de la densité de puissance telle que présentée par la Figure 53(d). La
77
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
température continue à augmenter (Figure 50 et Figure 53(e)) pour atteindre une valeur
maximale proche de 1150K au sein de la structure, plus précisément, au niveau de la région
N-drift proche de la jonction Pbase / N-drift. Il est évident que cette valeur n’est absolument pas
réaliste. Du fait de l’impossibilité de calibrer le modèle sur l’évolution réelle de la
température verticalement au sein d’une puce IGBT, les résultats présentés concernant
l’évolution de la température ont pour but de confirmer uniquement des tendances
d’évolution de la température.
Lorsqu’on considère la répartition de la densité de courant le long de la coupe horizontale
x-x’ aux temps t1B, t2B et t3B durant le court-circuit représentée par la Figure 54, on constate
qu’il y a confinement des électrons dans la région N+, et des trous dans la région P+. Ceci
nous permet de supposer que le phénomène de latchup ne se produit pas.
Ie à t1B
Ih à t1B
Ie à t2B
Ih à t2B
Ie à t3B
Ih à t3B
Densité de courant (A/cm2)
25000
20000
15000
10000
5000
0
0,5
1,0
1,5
Distance (µm)
Figure 54 : Evolution de la densité de courant le long de la ligne de coupe x-x’.
Par ailleurs, il est intéressant de noter que la proportion entre le courant d’électrons et de
trous avant la défaillance (t1B et t2B) est constante, avec un courant d’électrons supérieur au
courant de trous. D’ailleurs, nous retrouvons cette proportion entre le niveau du courant
d’électrons et de trous sur la Figure 50.
Durant la défaillance illustrée au temps t3B, cette proportion n’est plus respectée. La densité
de courant de trous devient supérieure à la densité de courant d’électrons ; de même, on
retrouve cette proportion à la Figure 50.
Il y a donc une importante génération de trous durant la défaillance. L’analyse
bidimensionnelle nous avait permis de voir que la génération par ionisation par impact n’était
pas responsable de la défaillance, car le courant calculé généré représentait seulement 10% du
courant global (Figure 53(c)).
78
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
L’importante élévation de la température constatée sur la Figure 50 et durant l’analyse
bidimensionnelle, est confirmée par la Figure 55, qui représente la répartition de la
température dans la structure aux temps t1B, t2B et t3B. On retrouve l’élévation continue de la
température, mais on remarque aussi que celle-ci se propage au sein de la structure à partir
d’un maximum situé au niveau de la région N- drift à y=35µm. On note aussi l’apparition
d’un deuxième point chaud durant la défaillance au temps t3B situé à y=10µm, celui-ci
correspond à la zone du maximum de densité de puissance qui est dû à la forte élévation du
courant électrique. La défaillance semble liée à l’élévation de la température et on peut noter
sur la Figure 50 que le courant généré pour une température moyenne dans le composant de
480K correspond à un courant total généré proche de 1500A. On peut donc conclure que le
Température (K)
phénomène d’emballement thermique est responsable de la défaillance du composant.
1250
1200
1150
1100
1050
1000
950
900
850
800
750
700
650
600
550
500
450
400
350
300
250
t1B
t2B
t3B
0
20
40
60
80
100
120
140
160
Distance (µm)
Figure 55 : Distribution de la température le long de la ligne de coupe y-y’.
5.1.3 Étude de la défaillance de l’IGBT de type punch through à grille en tranchée à
l’ouverture en condition de court circuit (mode C)
Les conditions de simulation sont les suivantes :
RG = 5Ω
T = 298K
VDD = 380V
Trois temps d’analyse ont été choisis comme suit :
t1C = 7µs
t2C = 10,5µs
t3C = 13µs.
79
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
La Figure 56 représente la défaillance de l’IGBT à l’ouverture, dans des conditions de
court-circuit. Comme dans le cas de la défaillance de mode B, on constate une élévation
importante de la température tout au long du court-circuit. De plus, on observe qu’au moment
où la défaillance se produit il y a une élévation anormale du courant de trous qui devient
supérieur au niveau du courant d’électrons, alors que jusqu’à cet instant, le courant
d’électrons était supérieur à celui des trous et le rapport Ip/In était constant.
A partir de ces éléments, tout porte à croire que la défaillance est due à un phénomène
d’emballement thermique. Il est tout de même nécessaire d’établir une analyse
bidimensionnelle afin de confirmer cette supposition. Trois temps t1C, t2C et t3C ont été choisis
respectivement durant l’état passant, juste avant la défaillance et durant la défaillance, pour
extraire les différents paramètres physiques nécessaires à l’analyse.
t1C
1600
Ia total
Ie
Ih
Vak
Temperature
Vg
1200
1000
600
400
800
600
200
400
Vak (V) , T (K), Vg (V)
1400
Ia (A)
t2C t3C
200
0
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
0
11
Time (µs)
Figure 56 : Formes d’ondes du courant IA, de la tension VAK, de la tension de grille VGK et de la température
durant la défaillance dite « mode C ».
Au temps t1C, le courant traversant le composant est maximum et la répartition de sa densité
est représentée sur la Figure 57(a). Les deux types de courants d’électrons et de trous sont
focalisés dans leurs régions usuelles. De même, la tension VDD est établie induisant une
repartition du champ électrique dans la structure, représentée par la Figure 57(b), avec un
maximum situé dans la région N-drift proche de la jonction Pbase / N-drift. Le courant total
généré par ionisation par impact reste faible. On peut tout de même observer la répartition du
taux de génération par ionisation par impact sur la Figure 57(c) indiquant que le maximum
est situé dans cette même zone. Du fait de la superposition du courant et du champ électrique
dans cette zone, on retrouve un maximum de densité de puissance provoquant un
échauffement important de la structure à ce niveau, (Figure 57(d) et 57(e)).
80
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
a - Lignes de courant au temps t1C
b - Champ électrique au temps t1C
c - Ionisation par impact au temps t1C
d - Densité de puissance au temps t1C
e - Température au temps t1C
Figure 57 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode C » au temps
t1C.
Au temps t2C, la tension appliquée sur la grille a été réduite à zéro. Ainsi le courant
d’électrons circulant à travers le canal du MOSFET est coupé comme observé sur la Figure
58(a). Cependant, le composant ne s’ouvre pas complètement et comme il le devrait en mode
de fonctionnement normal : le courant total a été réduit mais pas complètement supprimé de
la structure (Figure 56). A cet instant, sachant qu’une surtension est appliquée au composant
comme indiqué sur la Figure 56, le champ électrique généré est plus élevé (Figure 58(b))
induisant une augmentation du courant généré par ionisation par impact (Figure 58(c)).
81
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Cependant, ce dernier ne représente que moins de 1% (valeur calculée en annexe) du courant
électrique total. La densité de puissance reste principalement élevée au niveau de la région Ndrift proche de la jonction Pbase / N-drift, comme représentée sur la Figure 58(d). La
température moyenne dans le composant atteint prés de 420K alors que localement, dans la
région N-drift (à x=40µm), elle atteint près de 1150K (Figure 58(e)). Pour les mêmes raisons
que dans la configuration précédente, cette valeur de température n’est certainement pas
réaliste et a comme but de confirmer simplement la tendance d’une très forte élévation de la
température au sein de la structure.
a - Lignes de courant au temps t2C
b - Champ électrique au temps t2C
c - Ionisation par impact au temps t2C
d - Densité de puissance au temps t2C
e - Température au temps t2C
Figure 58 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode C » au temps
t2C.
82
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Au temps t3C défini durant la défaillance, alors qu’aucune tension de grille n’est appliquée,
le courant se remet instantanément à circuler à travers l’IGBT comme représenté sur la Figure
56. Cependant, sur la Figure 59(a), on peut observer que le courant ne circule pas seulement à
travers la région P+, mais aussi à travers la jonction base-émetteur du transistor bipolaire
NPN parasite, à travers la région N+. Le champ électrique représenté par la Figure 59(b) reste
élevé mais sa valeur commence à chuter du fait de la réduction de la tension VAK appliquée au
composant et de l’augmentation du courant le traversant. Le taux de génération par ionisation
par impact reste faible (Figure 59(c)). La très forte augmentation du courant total induit une
élévation de la densité de puissance au sein du composant (Figure 59(d)).
a - Lignes de courant au temps t3C
b - Champ électrique au temps t3C
c - Ionisation par impact au temps t3C
d - Densité de puissance au temps t3C
e - Température au temps t3C
Figure 59 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode C » au temps
t3C.
83
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Cette dernière phase correspond à la défaillance du composant puisque le courant résultant
n’est plus contrôlable. Dans cette configuration, on remarque sur la Figure 59(e) le maintien
d’une très forte température et une diffusion de la chaleur de part et d’autre de la zone la plus
chaude définie par la ligne située vers x=40µm où la température avoisine toujours les 1150K,
une valeur de température à prendre avec beaucoup de précaution. On a bien une très forte
élévation de la température.
Afin de mieux prendre en compte l’évolution de la température dans la structure, la Figure
60 montre qu’entre les temps t1C et t2C, il y a bien une forte élévation de la température. Puis à
partir du temps t2C, c'est-à-dire à partir du moment où la défaillance se produit, la température
diffuse et on constate en particulier l’apparition d’un point chaud au niveau de la région
correspondant au maximum de la densité de puissance (x=10µm).
L’analyse de la Figure 60 associée à celle de la Figure 56, qui permet de voir l’évolution de
la température et du courant, nous permettent de conclure que la défaillance est liée au
Température (K)
mécanisme d’emballement thermique.
1250
1200
1150
1100
1050
1000
950
900
850
800
750
700
650
600
550
500
450
400
350
300
250
t1C
t2C
t3C
0
20
40
60
80
100
120
140
160
Distance (µm)
Figure 60 : Distribution de la température le long de la ligne de coupe y-y’.
5.1.4 Étude de la défaillance de l’IGBT de type punch through à grille en tranchée après
l’ouverture en condition de court-circuit (mode D)
Les conditions de simulation sont les suivantes :
RG = 5Ω
T = 298K
VDD = 250V
84
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Trois temps d’analyse ont été choisis comme suit :
t1D = 7µs
t2D = 11µs
t3D = 18µs
La simulation de la défaillance dite de “mode D”, nous a permis d’établir la Figure 61, qui
est une représentation de l’évolution de la tension VAK, de la tension de grille VG, du courant
d’anode IA, des composantes du courant d’électrons et de trous ainsi que l’évolution de la
température en fonction du temps. On note que le rapport du courant de trous par rapport à
celui des électrons Ip/In est constant tout le long de la simulation et que le courant d’électrons
reste supérieur au courant de trous. On définit les t1D, t2D et t3D tels que t1D est choisi durant
l’état passant, t2D durant l’ouverture de l’IGBT et enfin, t3D est défini durant la défaillance où
le courant augmente soudainement sans contrôle sur la grille.
t2D
t3D
600
Ia total
Ie
Ih
Vak
Temperature
Vg
1400
1200
400
Ia (A)
1000
800
600
200
400
Vak (V) , T (K), Vg (V)
t1D
1600
200
0
0
0
5
10
15
20
25
Time (µs)
Figure 61 . Formes d’ondes du courant IA, de la tension VAK, de la tension de grille VGK et de la température
durant la défaillance dite « mode D ».
Au temps t1D, on retrouve la même configuration que celle au temps t1C expliquée
ultérieurement, à ceci près que l’on n’a pas le même niveau de tension appliquée. Ainsi, nous
avons un niveau de courant important traversant la structure avec une répartition décrite par la
Figure 62(a), sachant que la tension VAK est établie et est quasiment égale à VDD=250V. On
retrouve une répartition du champ électrique sur la Figure 62(b), avec un maximum au niveau
de la région N-drift proche de la jonction Pbase / N-drift. Le taux d’ionisation est insignifiant par
rapport au niveau de courant total et il est représenté sur la Figure 62(c). Par contre la densité
de puissance est forte dans la région N-drift vue l’application simultanée d’une tension et d’un
85
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
courant élevés (Figure 62(d)). Ceci induit une forte élévation de la température dont la
répartition est représentée sur la Figure 62(e).
a - Lignes de courant au temps t1D
b - Champ électrique au temps t1D
c - Ionisation par impact au temps t1D
d - Densité de puissance au temps t1D
e - Température au temps t1D
Figure 62 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode D » au temps
t1D.
Au temps t2D, la tension de grille a été réduite à zéro, et le canal du MOSFET a été coupé
comme on peut l’observer sur la Figure 63(a). Le transistor IGBT est ouvert et tout le courant
a été annulé au sein de la structure (Figure 61). Le champ électrique reste élevé au niveau de
86
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
la jonction Pbase / N-drift polarisée en inverse comme le montre la Figure 63(b) à cause du
maintien de la tension VAK à la tension VDD.
À proximité de cette jonction, le taux d’ionisation par impact reste peu significatif (Figure
63(c)) et la densité de puissance représentée à la Figure 63(d) est quasiment nulle du fait de la
coupure du courant. À cet instant, la température moyenne du composant avoisine les 400K et
la répartition de la température sur la structure représentée par la Figure 63(e) montre une
élévation importante par rapport au temps t1D.
a - Lignes de courant au temps t2D
b - Champ électrique au temps t2D
c - Ionisation par impact au temps t2D
d - Densité de puissance au temps t2D
e - Température au temps t2D
Figure 63 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode D » au temps
t2D.
87
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Au temps t3D, alors qu’aucune tension n’est appliquée sur la grille, l’IGBT se remet
soudainement à conduire, conduisant à la défaillance du composant amenant à sa destruction.
Cependant, le courant d’électrons, courant majoritaire, circule à travers la jonction Pbase / N+
sans être complètement focalisé dans le canal du MOSFET, tandis que le courant de trous
circule sur les lignes de courant habituelles (Figure 64(a)). Le champ électrique (Figure
64(b)) reste fortement appliqué, bien que sa valeur commence à diminuer du fait de la
réduction de la tension VAK au fur et à mesure de l’augmentation du courant IA. Le taux
d’ionisation par impact est négligeable (Figure 64(c)) : Ceci permet d’écarter l’hypothèse que
la défaillance serait due à ce mécanisme.
a - Lignes de courant au temps t3D
b - Champ électrique au temps t3D
c - Ionisation par impact au temps t3D
d - Densité de puissance au temps t3D
e - Température au temps t3D
Figure 64 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant le « mode D » au temps
t3D.
88
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
La forte augmentation du courant induit l’augmentation de la densité de puissance (Figure
64(d)), et on observe sur la Figure 64(e) que la température a augmenté et s’est propagée au
sein de la structure par rapport au temps t2D atteignant un maximum proche de 860K.
Entre les temps t2D et t3D, l’augmentation de la température est moins prononcée qu’entre
les temps t1D et t2D. Ceci est dû à la chute du courant total après la coupure de la tension de
grille. Durant cette période, la température continue à augmenter et à se propager au sein de la
structure.
La Figure 65 est une figure clé puisqu’il est possible d’observer la diffusion de la
température au sein de la structure, et on peut constater l’augmentation de la température au
niveau de la région Pbase, provoquant l’activation de la jonction Pbase / N+.
Temperature (K)
850
t2D
t21D
t22D
800
750
700
650
0
20
40
Distance from the cathode (µm)
Figure 65 : Distribution de la température juste après la phase d’ouverture le long de la ligne de coupe y-y’.
Cette observation explique le fait que la défaillance a lieu de façon retardée. Un retard qui
n’est autre que le temps nécessaire pour que la température diffuse et qu’elle atteigne une
valeur suffisamment élevée pour enclencher la jonction base-émetteur du transistor NPN
parasite.
5.2. Étude de l’influence de la résistance de grille et de la température sur la défaillance de
l’IGBT de type punch through à grille en tranchée
5.2.1. Étude de l’influence de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT
5.2.1.1. Influence de la résistance de grille sur une configuration en court-circuit
89
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
En prenant l’exemple de la défaillance dite “Mode B”, et en faisant varier la résistance de
grille, il est possible d’établir son influence sur l’allure des tensions et des courants mis en jeu
durant le court-circuit. La simulation de la défaillance est la même que celle étudiée au 5.1.2.,
avec VDD=600V et IAsat=300A à la température T=298K. La Figure 66 illustre la simulation
de la caractéristique dynamique du court-circuit pour différentes valeurs de résistance de
grille Rg (0Ω, 1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω).
1000
600
Rg = 100 Ω
Rg = 50 Ω
Rg = 5 Ω
Rg = 1 Ω
Rg = 0 Ω
Ia (A)
600
VAK
500
400
T
300
400
200
Vak (V) , T ( K)
800
200
100
0
0
0,0
0,9
1,8
2,7
3,6
4,5
5,4
6,3
7,2
t (µs)
Figure 66 : Effet de la résistance de grille sur une configuration de court-circuit.
Il est clairement mis en évidence que l’augmentation de la résistance, au niveau de la grille,
induit une élévation du temps de mise en conduction. Ceci est dû à l’augmentation de la
constante de temps correspondant au temps de fermeture. Ainsi, on constate une réduction de
la pente du courant avec l’augmentation de Rg. On observe aussi que l’augmentation de Rg a
pour effet de diminuer la pente dVAK/dt de la tension VAK.
En ce qui concerne l’influence de la résistance de grille sur la défaillance, il est possible
d’observer sur la Figure 66 que l’augmentation de la résistance de grille retarde la défaillance
mais de façon relativement peu significative.
En fait, avec l’augmentation de la résistance de grille, on crée un « retard » dans la mise en
conduction, qui va générer un retard dans la mise sous fortes contraintes électriques du
composant, et par là même, on constate ce même retard dans l’enclenchement de la
défaillance du composant.
Si on observe l’évolution de la température moyenne au sein du composant durant la mise
en court-circuit pour les différentes résistances de grille, on peut noter une évolution similaire
90
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
de la température pour différentes résistances de grille, mais avec toujours ce même « retard »
plus ou moins prononcé suivant la valeur de la résistance de grille. D’ailleurs, il est à noter
que la défaillance se produit pour la même température (T~450K) au sein du composant
quelque soit la valeur de la résistance de grille.
5.2.1.2. Évolution des aires de sécurité (SCSOA) en fonction de la résistance de grille
Afin de mieux visualiser l’effet de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT, on
peut représenter une partie des aires de sécurité schématisée à la Figure 67 et simulée en
conditions de court-circuit à une température donnée (298K, 423K et 473K) en faisant varier
la résistance de grille. On obtient les figures 68, 69 et 70.
Chaque point obtenu est le résultat d’une simulation effectuée pour un niveau de
courant donné en fixant la tension de grille VGK, et la tension VAK est celle pour laquelle une
défaillance (du type mode D) apparaît, car une augmentation des contraintes électriques fera
toujours apparaître ce mode de défaillance avant les autres modes A, B et C qui ne
surviennent qui si on continue à augmenter les contraintes électriques.
La limite en courant préconisée par les constructeurs qui est de dix fois le courant
nominal dans le cas de l’aire de sécurité SCSOA n’a pas pu être dépassée pour des raisons de
divergence des simulations, tandis que pour les niveaux de tension appliqués, ils vont jusqu’à
avoisiner la tension de claquage de 1200V.
IA
10 X IA nominal
VAK
Tension de claquage
Figure 67 : Schématisation de l’aire de sécurité SCSOA.
Les aires de sécurité présentées ci-dessous sont en fait les segments (encadrée en rouge)
de l’aire de sécurité mis en évidence dans la Figure 67.
91
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
Vu le nombre très important de simulations nécessaires pour établir une aire de sécurité,
il était judicieux de se focaliser sur ce segment sensible aux paramètres thermoélectriques.
Ainsi, il sera possible de vérifier l’élargissement ou le rétrécissement des aires de sécurité.
0Ω
1Ω
5Ω
50 Ω
100 Ω
500
400
IA(A)
300
200
100
0
0
200
400
600
800
1000
VAK(V)
Figure 68 : Aire de sécurité en mode de court-circuit à T=298K en fonction de RG.
On note bien que l’élévation de la résistance de grille implique un léger décalage des aires
de sécurité dont l’origine est expliquée au paragraphe 5.2.2.1.
0Ω
1Ω
5Ω
50 Ω
100 Ω
500
400
IA(A)
300
200
100
0
0
200
400
600
800
1000
VAK(V)
Figure 69 : Aire de sécurité en mode de court-circuit à T=423K en fonction de RG.
92
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
0Ω
1Ω
5Ω
50 Ω
100 Ω
500
400
IA(A)
300
200
100
0
0
200
400
600
800
1000
VAK(V)
Figure 70 : Aire de sécurité en mode de court-circuit à T=473K en fonction de RG.
5.2.2. Étude de l’influence de la température sur la défaillance de l’IGBT
5.2.2.1. Influence de la température sur une configuration en court-circuit
En reprenant le cas de court-circuit “mode D” étudié au 5.1.3., avec VDD=250V, IAsat=300A
avec une résistance de grille Rg=1Ω, aux différentes températures (298K, 423K et 473K), on
obtient la Figure 71 illustrant l’effet de la température sur la défaillance de l’IGBT étudié.
1000
T = 298Κ
T = 423Κ
T = 473Ω
800
600
500
400
Ia (A)
600
VAK
300
400
200
Vak (V) , T ( K)
T
200
100
0
0
0
5
10
15
20
25
t (µs)
Figure 71 : Effet de la température sur une configuration de court-circuit.
93
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
On constate bien la défaillance « mode D » de l’IGBT à T=298K qui a lieu plusieurs
microsecondes après l’ouverture, tandis qu’une augmentation de la température implique un
déclenchement de plus en plus précoce de la défaillance. En effet, pour des températures
T=423K et 473K, les défaillances ont lieu durant l’ouverture (« mode C »).
Ces résultats confirment la relation directe entre l’enclenchement de la défaillance (modes
B, C et D), et la température qui, atteignant une certaine valeur (dépendante du cas étudié),
contribue à l’enclenchement du phénomène d’emballement thermique, tel qu’étudié durant
l’analyse bidimensionnelle de la structure.
5.2.2.2. Évolution des aires de sécurité (SCSOA) en fonction de la température
Pour différentes valeurs de résistances de grille RG (0Ω, 1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω), on obtient
par simulation les aires de sécurité en fonction de la température aux figures 72, 73, 74, 75 et
76.
On retrouve bien un rétrécissement des aires de sécurité avec l’élévation de la température
comme expliqué au paragraphe précédent.
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
0
200
400
600
800
1000
VAK (V)
Figure 72 : Aire de sécurité en mode de court-circuit avec RG=0Ω en fonction de la température.
94
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
0
200
400
600
800
1000
VAK (V)
Figure 73 : Aire de sécurité en mode de court-circuit avec RG=1Ω en fonction de la température.
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
0
200
400
600
800
1000
VAK (V)
Figure 74 : Aire de sécurité en mode de court-circuit avec RG=5Ω en fonction de la température.
95
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
0
200
400
600
800
1000
VAK (V)
Figure 75 : Aire de sécurité en mode de court-circuit avec RG=50Ω en fonction de la température.
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
0
200
400
600
800
1000
VAK (V)
Figure 76 : Aire de sécurité en mode de court-circuit avec RG=100Ω en fonction de la température.
Chaque point obtenu est le résultat d’une simulation effectuée pour un niveau de courant
donné en fixant la tension de grille VGK, et la tension VAK est celle pour laquelle une mise en
défaillance du composant apparait, ce qui explique les formes des courbes obtenues.
96
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
5.2.3. Résumé
Le tableau 1 permet de résumer les principaux phénomènes se produisant au sein du
composant et causant chacun des différents types de défaillance de l’IGBT à grille en
tranchée en condition de court-circuit. De plus, il exprime les tendances de l’influence de la
résistance de grille et de la température sur ces défaillances.
Ainsi, il est possible de constater que l’augmentation de la température contribue à faire
défaillir le composant pour des contraintes électriques moindre par rapport à une température
moins élevée. D’une certaine manière, l’augmentation de la température contribue à
« accélérer » la mise en défaillance du composant.
Dans une moindre mesure, l’augmentation de la résistance de grille contribue à « retarder » la
mise en défaillance du composant.
Résistance de
Temperature
Phénomène
grille RG
croissante
impliquant la
croissante
Mode A
défaillance
Ionisation par
Impact
Mode B
Emballemment
thermique
Mode C
Emballemment
thermique
Mode D
Emballemment
thermique
Tableau 1 : Résumé de l’effet de la temperature et de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT en
mode de court-circuit.
6. Conclusion
L’étude que nous avons menée nous a permis d’investiguer les limites théoriques de l’aire de
sécurité de l’IGBT à grille en tranchée étudié en condition de court-circuit, et nous a ainsi
permis de mettre en exergue les phénomènes physiques conduisant à la défaillance.
97
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
En se focalisant sur quatre configurations de mise en court-circuit, il a été possible
d’investiguer les quatre grands modes de défaillances connus dans la littérature.
Ainsi, il est possible d’affirmer que le principal phénomène responsable des défaillances dans
les conditions de court-circuit est l’emballement thermique. Cela se produit à partir d’un
certain niveau de contraintes électriques, conduisant à un échauffement progressif du
composant qui à son tour conduit au réenclenchèment du composant.
Cela dit, si la configuration réalisée impliquant une défaillance, met en jeu une très forte
tension, proche de la tension de claquage, l’IGBT entre en défaillance dès sa mise en
conduction, et cela est dû au phénomène d’ionisation par impact.
L’étroite relation entre la défaillance et la température dans la plupart des cas nous a conduit à
investiguer l’influence de la température sur la défaillance du composant, et a montré que
c’était un facteur clé d’accélération de la défaillance.
Par ailleurs, l’étude de l’influence de la résistance de grille sur la défaillance a montré, dans
une moindre mesure, son rôle « retardateur » de la défaillance.
98
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
7. Références bibliographiques
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COOLMOS Devices Under Repetitive Short-Circuit Conditions” ; IEEE TED, vol. 52, No. 2,
Feb. 2005.
[II-3] M. Ishiko, K. Hotta, S. Kawaji, T. Sugiyama, T. Shouji, T. Fukami, K. Hamada
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Microelectronics Reliability, Volume 44, Issues 9-11, September-November 2004, Pages
1431-1436.
[II-4] L. Takata ; "Destruction mechanism of PT and NPT-IGBTs in the short circuit
operation-an estimation from the quasi-stationary simulations" ; International Symposium on
Power Semiconductor Devices and ICs 2001, 4-7 June 2001, pages: 327 – 330.
[II-5] L. Takata ; "Non thermal destruction mechanisms of IGBTs in short circuit operation" ;
International Symposium on Power Semiconductor Devices and ICs, 2002, 4-7 June 2002,
pages: 173 – 176.
[II-6] T. Laska, G. Miller, M. Pfaffenlehner, P. Türkes, D. Berger, B. Gutsmann, P. Kanschat,
M. Münzer ; "Short Circuit Properties of Trench-/Field-Stop IGBT’s Design Aspects for a
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[II-7] M. Trivedi, K. Shenai ; "Internal dynamics of IGBT during short circuit switching" ;
Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting, 1996, 29 Sept.-1 Oct. 1996, pages: 77 –
80.
[II-8] M. Trivedi, K. Shenai ; "Investigation of the short-circuit performance of an IGBT" ;
IEEE Transactions on Electron Devices, Vol. 45, Issue: 1, Jan. 1998, pages: 313 – 320.
99
Chapitre II - Étude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à structure de grille en tranchée lors du
fonctionnement en mode de court-circuit
[II-9] M. Trivedi, K. Shenai ; "Failure mechanisms of IGBTs under short-circuit and clamped
inductive switching stress" ; IEEE Transactions Power Electronics, vol. 14, Issue: 1, Jan.
1999, pages: 108 – 116.
[II-10] P.R. Palmer, H.S. Rajamani, J.C. Joyce ; "Behaviour of IGBT modules under short
circuit conditions" ; Cambridge University, Proc. of Industry Application Society 2000, Paper
69_04.
[II-11] M. Otsuki, Y. Onozawa, M. Kirisawa, H. Kanemaru, K. oshihara , Y. Seki ;
"Investigation on the short circuit capability of 1200V trench gate field-stop IGBTs" ;
International Symposium on Power Semiconductor Devices and ICs 2002, pages: 281-284.
[II-12] H. Eckel, L. Sack ; "Experimental investigation on the behaviour of IGBT at shortcircuit during the on-state" ; IECON '94, Volume: 1, 5-9 Sept. 1994, pages: 118 - 123 vol.1.
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[II-14] R.S. Chokhawala, J. Catt, L. Kiraly ; "A discussion on IGBT short-circuit behavior
and fault protection schemes" ; IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 31 , Issue:
2, March-April 1995, pages: 256 – 263.
[II-15] K. Board, Z.-R.Hu ; “New latch-up-free IGBT with low on-resistance” ; Electronics
Letters, Volume: 29, Issue: 18 , 2 Sept. 1993, Pages: 1664-1666.
100
CHAPITRE III :
« Étude des mécanismes de défaillance
de l’IGBT de type Punch Through à
grille
en
tranchée
en
mode
de
commutation sous charge inductive
avec et sans diode de roue libre »
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
98
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
1. Introduction
Dans la continuité du chapitre précédent, nous proposons dans celui-ci de poursuivre
l’étude du comportement de l’IGBT à grille en tranchée sous des conditions extrêmes de
fonctionnement en se focalisant sur le mode de commutation sous charge inductive avec et
sans diode de roue libre.
Dans le cas où l’on considère la présence de la diode de roue libre, on définit des aires
de sécurité (Reverse Biased Safe Operating Area RBSOA) [III-1- III-3]. Dans le cas où on ne
la considère pas, on définit d’autres aires de sécurité (Unclamped Inductive Switching Safe
Operating Area UISSOA) propres à ce mode opératoire.
Dans les deux cas, ces aires de sécurité varient en fonction des paramètres
thermoélectriques définissant les conditions dans lesquelles l’IGBT opère.
Dans le but d’agrandir ces aires de sécurité, il est important de bien comprendre
comment les limites pendant la commutation du composant sont atteintes et comment la
défaillance de l’IGBT peut se produire.
Pour cela, il est nécessaire de mettre en œuvre une analyse physique interne afin
d’identifier les mécanismes responsables de la défaillance. Dans ce chapitre, nous nous
focaliserons à effectuer cette analyse que dans le cas du fonctionnement de l’IGBT à grille en
tranchée à la limite de la RBSOA, nous aborderons plus succinctement le fonctionnement de
l’IGBT dans les conditions de UISSOA.
Quelques études ont été réalisées sur des composants IGBT Planar [III-4-III-9], mais
peu de descriptions du comportement physique interne ont été abordées dans le cas de l’IGBT
à grille en tranchée dans ces conditions de fonctionnement [III-10-III-12].
2. Objectifs
Les principaux objectifs que l’on veut atteindre dans ce chapitre sont :
-
Définir la commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
telle que considérée dans les conditions de RBSOA et UISSOA.
-
Etudier la phase d’ouverture de l’IGBT Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive avec diode de roue libre à l’aide d’une simulation bi99
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
dimensionnelle afin de mettre en évidence les mécanismes responsables de la
défaillance du composant dans les conditions de fonctionnement de RBSOA.
-
Etablir des RBSOA en particulier pour révéler l’influence de la température et
de la résistance de grille sur ces mécanismes.
-
Etudier le comportement de l’IGBT en mode de commutation sous charge
inductive sans diode de roue libre.
-
Etablir l’influence de la température et des UISSOA en fonction de la résistance
de grille.
3. Conditions d’analyse
3.1. Circuit de test
La Figure 77 illustre le circuit de test utilisé pour la simulation de la commutation de
l’IGBT sous charge inductive avec diode de roue libre. Nous nous focaliserons plus
particulièrement sur la phase d’ouverture du transistor. Les composants parasites externes
matérialisés par la résistance d’anode RA et l’inductance d’anode LA ont été choisis comme
ceci : RA= 1mΩ et LA= 100 nH pour approcher des valeurs que l’on pourrait retrouver dans le
cas d’un circuit réel. En enlevant la diode, il est possible d’observer la commutation de
l’IGBT sous charge inductive mais sans phase de roue libre.
La charge inductive L est égale à 40µH et le temps de fermeture du composant dans ces
conditions a été fixé à 10µs. Afin de réduire le temps de calcul nécessaire à la simulation, la
diode DA a été choisie en tant que modèle par défaut de type Spice. Ainsi une simulation de
type Mixed mode est initiée à l’aide du logiciel Sentaurus TCAD.
DA
L
RA
LA
VDD
A
IGBT
RG
G
K
V
G
Figure 77 : Circuit de simulation
100
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
En prenant en compte les principaux phénomènes physiques mis en œuvre lors de
l’étude du court circuit au chapitre II, tels que la dégradation de la mobilité, la recombinaison
des porteurs et l’ionisation par impact, toujours en prenant en compte la dépendance en
température, il est alors possible par simulation d’obtenir les formes d’ondes des principales
grandeurs électriques à la commutation de l’IGBT sous charge inductive avec ou sans diode
de roue libre.
Concernant la commutation de l’IGBT sous charge inductive avec diode de roue libre,
l’évolution des principaux paramètres physiques de la structure bidimensionnelle est observée
pour trois instants distincts t1= 10µs localisé juste avant l’ouverture, t2= 11µs choisi pendant
l’ouverture et correspondant à l’instant où les contraintes électriques sont maximales, le
temps t3= 24µs, étant situé durant l’état d’ouverture. Le temps t4= 37µs a été choisi durant la
défaillance du composant, mais ce temps ne sera mis en évidence que dans le cas 2, durant
lequel une défaillance apparaît et qui sera étudiée plus tard. De plus, l’étude s’articulera
autour de l’extraction de grandeurs physiques durant ces instants d’étude et à travers deux
lignes de coupes y-y’ (verticale à 1,5µm) et x-x’ (horizontale à 0,5µm) définis au chapitre II
afin d’observer uni-dimensionnellement l’évolution de ces grandeurs.
3.2. Conditions de test en simulation et critère de défaillance
Afin de définir les aires de sécurité relatives au fonctionnement de l’IGBT en
commutation dure sous charge inductive avec ou sans diode de roue libre, on a tout d’abord
fixé une valeur d’inductance de 40µH. Puis on adapte les temps de mise en conduction de
l’IGBT pour atteindre des valeurs de courant variant de 20A à 500A, dans le cas de la
commutation sous charge inductive avec diode de roue libre, et variant de 20A à 200A dans le
cas où on ne considère pas la présence de la diode de roue libre durant la commutation.
20
50
100
200
300
20
50
100
150
200
Rg (Ω)
0
1
5
50
100
T (K)
298
423
473
I (A)
400
500
RBSOA
I (A)
UISSOA
Tableau 2 : Paramètres utilisés pour l’investigation des aires de sécurité en mode de RBSOA.
Les paramètres utilisés lors des tests en simulation sont donnés dans le tableau 2. Les
effets de la variation de la température et de la résistance de grille ont été simulés, de manière
101
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
à observer l’influence de ces données sur le fonctionnement de l’IGBT en mode de RBSOA
et UISSOA. Pour chacune des combinaisons de paramètres, on fait varier la tension VDD
jusqu’à ce qu’une défaillance soit observée pour un niveau du courant donné.
Le critère de défaillance utilisé dans le cadre de l’étude des commutations sous charge
inductive avec ou sans diode de roue libre, est le même que celui défini pour une
configuration de court-circuit, et est lié à la forme du courant obtenu. Si le courant atteint une
valeur bien supérieure à la valeur maximale atteinte pendant que l’impulsion de la tension de
grille VGK est appliquée, alors nous considérons que l’IGBT est en défaillance. Ceci est
schématisé à la Figure 78.
IA
IA
défaillance
défaillance
Temps
(a)
Temps
(b)
Figure 78 : Schématisation du critère de défaillance en condition de commutation sous charge inductive avec
(a) ou sans diode de roue libre (b).
4. Analyse uni et bidimensionnelle de la défaillance de l’IGBT de type
Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous charge
inductive avec diode de roue libre
4.1. Cas 1 : Commutation de l’IGBT sous charge inductive avec diode de roue libre sans
défaillance
Une analyse complète de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée sous
différentes configurations électriques est présentée afin d’identifier les mécanismes
conduisant à la défaillance.
La première analyse (cas 1) de l’IGBT à grille en tranchée est initiée sous VDD= 400V et
IAM= 200A, qui correspond au courant de charge juste avant l’ouverture, l’impulsion de la
tension de grille VGK=15V et la résistance de grille RG=1Ω à une température de 298K.
La Figure 79 présente la simulation des formes d’ondes du courant total ainsi que de ses
composantes d’électrons et de trous, de la tension VAK et de la température.
102
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
L’investigation de cette première configuration non destructive nous permet d’extraire
des paramètres électriques et physiques qui serviront de référence utile pour comprendre les
causes de la défaillance dans le cas 2.
t1A t2A
t3A
400
200
300
Ia (A)
150
Ia total
Ie
Ih
Vak
Temperature
Vg
100
250
200
150
100
50
Vak (V) , T (K), Vg (V)
350
50
0
0
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
22
24
Time (µs)
Figure 79 : Formes d’ondes du courant IA, de la tension VAK, de la tension de grille VGk et de la température
durant le « cas 1 ».
Au temps t1A, correspondant au temps pour lequel le courant de conduction est maximal
et où la tension VAK commence à augmenter, la Figure 79 montre que le courant total est
principalement composé du courant d’électrons. La Figure 80(a) montre que ce courant
circule à travers les régions N+ et Pbase, plus précisément à travers le canal du MOSFET,
tandis que le courant de trous circule à travers la jonction P+ / Pbase pour atteindre la cathode
de l’IGBT. A cet instant, sachant que la tension VAK est faible, le champ électrique appliqué à
la structure est aussi faible comme représenté par la Figure 80(b). Par conséquent, on observe
aussi, sur la Figure 80(c), un faible taux de génération par impact (proche de zéro).
La densité de puissance, qui est liée au produit scalaire du champ électrique et de la
densité de courant représentée par la Figure 80(d) est très faible puisque à cet instant la
tension VAK commence à peine à croitre. La densité de puissance n’étant pas importante, la
répartition de la température dans la structure a très peu évolué par rapport à la valeur initiale
(300K) comme représenté sur la Figure 80(e).
Au temps t2A, pris durant la commutation, la tension VAK a augmenté et présente
maintenant une forte valeur proche de VDD, tandis que le courant a chuté. On peut remarquer
sur la Figure 79, qu’il est maintenant principalement composé du courant de trous,
correspondant à la queue de courant. Celui-ci circule à travers la jonction P+ / Pbase pour
atteindre directement la cathode de l’IGBT comme représenté sur la Figure 80(f).
103
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
Du fait que la tension de grille est coupée à cet instant, le courant d’anode est faible,
tandis que l’application de la forte tension VAK implique un fort champ électrique présent
dans la structure avec un maximum situé au niveau de la région N-drift près de la jonction Pbase
/ N-drift comme cela peut être observé à la Figure 80(g). Cela dit, bien que le champ électrique
appliqué dans cette région soit fort, le taux d’ionisation par impact, représenté à la Figure
80(h), est négligeable et ne représente, après calcul, que 0,2% du courant total. La densité de
puissance représentée par la Figure 80(i), quant à elle, est plus importante qu’au temps t1A,
avec un maximum situé dans la même région que celle où il y a un maximum de champ
électrique. Cependant, sa valeur reste modérée du fait d’un courant peu important traversant
la structure. La relative élévation de la densité de puissance dans la région N-drift induit une
légère élévation de la température dont la répartition est représentée sur la Figure 80(j) : la
valeur maximale de la température atteinte est de 330K.
(a). Lignes de courant au
(b). Champ électrique au
(c). Ionisation par impact
(d). Densité de puissance
(e). Température au temps
temps t1A
temps t1A
au temps t1A
au temps t1A
t1A
(f). Lignes de courant au
(g). Champ électrique au
(h). Ionisation par impact
(i). Densité de puissance
(j). Température au temps
temps t2A
temps t2A
au temps t2A
au temps t2A
t2A
(k). Lignes de courant au
(l). Champ électrique au
(m). Ionisation par impact
(n). Densité de puissance
(o). Température au temps
temps t3A
temps t3A
au temps t3A
au temps t3A
t3A
Figure 80 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant l’ouverture de l’IGBT
sous charge inductive avec diode de roue libre sans apparition de défaillance (case 2).
Le temps t3A, pris durant l’état d’ouverture complète du composant, correspond à un
temps où la charge stockée dans la base de l’IGBT a totalement été évacuée, c'est-à-dire que
le courant IA est très faible, tandis que la tension appliquée entre l’anode et la cathode de
l’IGBT est maximale et a atteint la tension VDD.
104
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
La Figure 80(k) confirme la quasi-nullité du courant traversant la structure, tandis que la
Figure 80(l) montre un fort champ électrique appliqué sur la structure avec un maximum
situé au niveau de la région N-drift près de la jonction Pbase / N-drift, traduisant l’application de la
forte tension VAK. Le taux de génération par ionisation par impact est plus faible qu’au temps
t2A comme représenté sur la Figure 80(m) et du fait de la quasi inexistance de courant
traversant le composant, la densité de puissance représentée sur la Figure 80(n) est quasiment
nulle. Par conséquent, la répartition de la température sur la structure représentée à la Figure
80(o) indique à la fois une baisse de la valeur maximale et une diffusion de la température
dans le silicium en comparaison avec la répartition de la température au temps t2A.
Afin d’avoir une meilleure compréhension de la phase d’ouverture non destructive de
l’IGBT sous charge inductive avec diode de roue libre, et en se conformant à la méthodologie
énoncée à la fin du chapitre I et appliquée au chapitre II, nous proposons l’analyse 1D le long
des coupes x-x’ et y-y’ décrites au chapitre I. Ainsi, nous complèterons la collecte
d’informations de référence dans le but de mieux comprendre le mode destructif de
l’ouverture de l’IGBT (cas 2).
Tout d’abord, lorsqu’on considère l’évolution de la densité de courant le long de la
coupe x-x’, on peut noter à partir de la Figure 79, que dans un mode de fonctionnement
normal, le rapport entre le courant de trous et d’électrons est de l’ordre de 0,7 à l’instant t1A,
tandis qu’au temps t2A, le courant de trous est légèrement supérieur au courant d’électrons,
alors qu’au temps t3A, les deux types de courant sont proches de zéro.
La Figure 81, se basant sur la répartition de la densité de courant le long de la coupe xx’, confirme ce résultat préliminaire.
8500
8000
Ie à t1A
Ih à t1A
Ie à t2A
Ih à t2A
Ie à t3A
Ih à t3A
Densité de courant (A/cm2)
7500
7000
6500
6000
5500
5000
4500
4000
3500
3000
2500
2000
1500
1000
500
0
0,6
0,8
1,0
1,2
1,4
1,6
1,8
Distance (µm)
Figure 81 : Evolution de la densité de courant le long de la ligne de coupe x-x’.
105
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
La Figure 82 illustre la chute de tension aux bornes de la jonction base émetteur du
transistor bipolaire NPN parasite le long de la coupe x-x’ lors du fonctionnement en mode
normal et non destructif lors de la phase d’ouverture sous charge inductive avec diode de roue
libre. On peut noter que celle-ci est inférieure à 0,7V, confirmant que cette jonction n’est pas
passante et donc qu’il n y a pas de phénomène de latchup.
0,025
t1A
t2A
t3A
0,020
Tension (V)
0,015
0,010
0,005
0,000
-0,005
-0,010
0,0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
1,1
1,2
1,3
1,4
Distance (µm)
Figure 82 : Chute de tension aux bornes de la jonction base émetteur du transistor bipolaire NPN parasite le
long de la coupe x-x’.
Lorsqu’on considère la répartition de la température le long de la ligne de coupe y-y’
présentée sur la Figure 83, on peut observer que l’échauffement a surtout lieu pendant la
commutation, autour de l’instant t2A, avec un pic de température situé au niveau de la région
N-drift près de la jonction Pbase / N-drift. Après la phase d’ouverture, il y a une diffusion de la
température dans la structure, comme on peut le voir à l’instant t3A.
Il est aussi à noter que l’élévation moyenne de la température durant toute la phase
d’ouverture n’est pas très significative, cela peut être mieux observé à la Figure 79.
Température (K)
330
t1A
t1A
t3A
320
310
300
0
50
100
150
Distance (µm)
Figure 83 : Distribution de la température le long de la ligne de coupe y-y’.
106
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
Quant à la distribution du champ électrique le long de la ligne de coupe y-y’, au temps
t1A, la Figure 84 indique que ce champ est très faible puisque la tension VAK est proche de la
chute de tension à l’état passant, tandis qu’aux temps t2A et t3A, sa valeur est maximale au
niveau de la jonction Pbase / N-drift. Cela dit, au temps t3A, le champ électrique se trouve plus
étendu dans la structure comparé au temps t2A du fait de l’évacuation de la charge stockée de
la base de l’IGBT.
-1
-1
Champ
électrique
(V.cm
)
Electric
Field (V.cm
)
200000
t1A
t2A
t3A
150000
100000
50000
0
0
50
100
Distance (µm)
Figure 84 : Distribution du champ électrique le long de la ligne de coupe y-y’.
4.2. Cas 2 : Défaillance lors d’une commutation de l’IGBT sous charge inductive avec
diode de roue libre
Dans le cas 2, l’IGBT à grille en tranchée est soumis aux mêmes conditions
thermoélectriques que dans le cas 1 mis à part la tension VDD qui passe de 400V à une valeur
très élevée de 1045V.
On a donc toujours l’impulsion de grille VGK=15V, une résistance de grille RG=1Ω et
une température T=298K. Cela dit, le fait d’accroître le courant total à 200A et d’imposer
VDD= 1045V reste une configuration anormale de fonctionnement voulue afin de provoquer la
défaillance du composant.
La Figure 85 présente les formes d’ondes du courant IA, ainsi que ses composantes
d’électrons et de trous, de la tension VAK, de la tension de grille VGK et de la température
moyenne durant le « cas 2 » destructif.
107
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
t3B
t1B t2B
t4B
Ia total
Ie
Ih
Vak
Temperature
Vg
Ia (A)
150
750
100
500
50
250
0
Vak (V) , T (K), Vg (V)
1000
200
0
0
5
10
15
20
25
30
35
Time (µs)
Figure 85 : Formes d’ondes du courant IA, de la tension VAK, de la tension de grille VGK et de la température
durant le « cas 2 ».
Il est à noter qu’une sorte de distorsion des formes d’ondes apparait entre les temps t1B
et t2B. Cet événement spécifique anormal est néanmoins non destructif. Ce n’est qu’à partir du
temps t2B que l’ouverture du composant est amorcée.
Après le temps t3B, alors qu’aucune tension de grille n’est appliquée, une forte élévation
du courant, synonyme de défaillance destructive du composant apparait. On a choisi le temps
t4B durant la défaillance.
Au temps t1B, la Figure 86(a) montre que le courant d’électrons circule à travers le canal
du MOSFET tandis que le courant de trous, sous l’influence du flux d’électrons, circule
latéralement à travers les régions Pbase et P+ pour atteindre la cathode de l’IGBT.
A cet instant, sachant que la tension VAK est faible, le champ électrique appliqué à la
structure est faible comme on peut le voir sur la Figure 86(b). De même, le taux d’ionisation
par impact est faible, comme présenté sur la Figure 86(c). La faible tension VAK induit aussi
une densité de puissance très faible (Figure 86(d)) et quasi-nulle. Quand à la répartition de la
température représentée à la Figure 86(e), elle a peu évolué par rapport à sa valeur initiale de
300K.
Entre les instants t1B et t2B, la tension de grille a été réduite à zéro conduisant à
l’ouverture de l’IGBT. Cependant, malgré l’annulation de la tension de grille, le courant reste
élevé. Cet événement peut aussi apparaitre dans le cas des IGBT Planar et a été étudié dans
[III-4].
En effet, Trivedi et al. présentent le cas d’une phase d’ouverture d’un IGBT Planar sous
charge inductive avec diode de roue libre, dans une configuration pour laquelle la structure
108
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
semble ne pas être capable de supporter la tension appliquée, et le courant total reste élevé
bien que la tension VAK a atteint sa valeur maximale et se soit établie.
Dans notre cas, au temps t2B, sans tension de grille appliquée, un fort niveau de courant
principalement composé par le courant de trous continue à circuler à travers le composant
comme observé sur la Figure 85. La Figure 86(f) montre que ce courant circule
continuellement à travers les régions P+ et Pbase. Le champ électrique représenté sur la Figure
86(g) est aussi très élevé du fait de la très forte tension (VAK = VDD) appliquée sur la
structure. Une intégration du taux d’ionisation par impact sur toute la structure, observé à la
Figure 86(h), nous permet d’évaluer que le courant généré par ionisation par impact est de
l’ordre de 111A et représente 55% du courant total (le calcul étant donné en annexe).
Ce courant généré par ionisation par impact semble être la cause du maintien du niveau
du courant global à un niveau élevé et constant entre les temps t1B et t2B.
Les régions, où il y a simultanément un fort niveau de densité de courant et un fort
niveau de champ électrique, sont le siège d’un fort niveau de densité de puissance représenté
sur la Figure 86(i). Dans ces conditions, un phénomène d’auto-échauffement généré au sein
de la structure, induit une élévation de la température au sein du composant avec un
maximum de 625K constaté à la Figure 86(j).
Au temps t3B, la charge stockée n’a pas été complètement supprimée de la région N-drift,
et le courant total principalement formé de trous est faible mais pas tout à fait nul. La Figure
86(k) met en exergue que le courant de trous circule à travers la jonction Pbase / P+ tandis que
le courant d’électrons circulant à travers la jonction N+ / Pbase mais pas spécialement focalisé
dans le canal du MOSFET, du fait de l’absence de la tension de grille.
Le champ électrique reste toujours fortement appliqué d’après la Figure 86(l). Le taux
d’ionisation par impact représenté sur la Figure 86(m) a faibli et le courant généré, dû à ce
phénomène, ne représente plus que 10% du courant total. Le faible niveau de courant à cet
instant induit une faible densité de puissance, présentée sur la Figure 86(n). Ceci alors que la
température dans la structure, représentée à la Figure 86(o), a continué à évoluer pour
atteindre un maximum à 675K dans la région active, indiquant l’amorçage du phénomène
d’emballement thermique.
Après la phase d’ouverture du composant, la température continue à croître d’après la
Figure 85, et le courant principalement composé de trous, commence à augmenter lentement
après le temps t3B. Au temps t=34µs, les courants d’électrons et de trous augmentent très
fortement.
109
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
(a). Lignes de courant au
(b). Champ électrique au
(c). Ionisation par impact
(d). Densité de puissance
(e). Température au temps
temps t1B
temps t1B
au temps t1B
au temps t1B
t1B
(f). Lignes de courant au
(g). Champ électrique au
(h). Ionisation par impact
(i). Densité de puissance
(j). Température au temps
temps t2B
temps t2B
au temps t2B
au temps t2B
t2B
(k). Lignes de courant au
(l). Champ électrique au
(m). Ionisation par impact
(n). Densité de puissance
(o). Température au temps
temps t3B
temps t3B
au temps t3B
au temps t3B
t3B
(p). Lignes de courant au
(q). Champ électrique au
(r). Ionisation par impact
(s). Densité de puissance
(t). Température au temps
temps t4B
temps t4B
au temps t4B
au temps t4B
t4B
Figure 86 : Distribution bidimensionnelle de quelques paramètres physiques durant l’ouverture de
l’IGBT sous charge inductive avec diode de roue libre et apparition de défaillance (case 2).
Le temps t4B a été choisi durant la défaillance, où le courant total a atteint un niveau
élevé alors que la tension VAK est maximale. Le courant de trous est quatre fois supérieur au
courant d’électrons comme décrit sur la Figure 85. On observe sur la Figure 86(p) que le
courant de trous commence à circuler à travers la jonction Pbase / P+, tandis que le courant
d’électrons circule à travers la jonction N+ / Pbase, sans pour autant être canalisé dans le canal
du MOSFET, du fait de l’absence de tension de grille.
La forte tension VAK appliquée impose un champ électrique intense dans la structure
comme représenté sur la Figure 86(q). Le taux de génération par ionisation par impact
représenté sur la Figure 86(r) est supérieur à celui constaté au temps t3B, mais le courant
généré ne représente que 35% du courant total. L’application simultanée d’un fort champ
électrique et d’un fort niveau de courant induit une forte densité de puissance générée dans la
110
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
structure comme le montre la Figure 86(s). L’échauffement dans la structure constatée à la
Figure 86(t) présente un maximum de 875K, confirmant l’apparition du phénomène
d’emballement thermique. Cette valeur de température reste une valeur théorique qui
confirme simplement une très forte élévation de la température.
La Figure 87 présente l’évolution le long de la ligne de coupe x-x’ de la densité de
courant aux temps t1B, t2B, t3B et t4B.
8500
8000
Ie à t1B
Ih à t1B
Ie à t2B
Ih à t2B
Ie à t3B
Ih à t3B
Ie at t4B
Ih at t4B
Densité de courant (A/cm2)
7500
7000
6500
6000
5500
5000
4500
4000
3500
3000
2500
2000
1500
1000
500
0
0,5
1,0
1,5
Distance (µm)
Figure 87 : Evolution de la densité de courant le long de la ligne de coupe x-x’.
Tout d’abord, lorsqu’on considère le rapport entre les courants de trous et d’électrons,
que l’on retrouve aussi sur la Figure 85, on peut noter qu’au temps t1B, ce rapport est proche
de 0,7. C’est la valeur constatée dans le cas 1 durant un mode de fonctionnement normal sans
défaillance.
Au temps t2B, ce rapport n’est pas respecté, et le courant de trous devient supérieur au
courant d’électrons, cette observation confirme qu’un fort courant de trous a été généré par
ionisation par impact.
Au temps t3B, la Figure 87 confirme que les courants d’électrons et de trous sont bas.
Enfin, au temps t4B, pendant la défaillance, le courant de trous devient supérieur au courant
d’électrons comme explicité auparavant.
La Figure 87 permet de penser que le phénomène de latchup n’a pas eu lieu puisque le
courant de trous reste confiné dans la région P+. La Figure 88 confirme cette hypothèse
puisque la chute de tension aux bornes de la jonction base émetteur du transistor bipolaire
NPN parasite le long de la coupe x-x’ est inférieure à 0,7, valeur pour laquelle cette jonction
devient passante, signifiant la mise en latchup du composant.
111
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
0,7
t1B
t2B
t3B
t4B
0,6
0,5
Tension (V)
0,4
0,3
0,2
0,1
0,0
-0,1
0,0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
1,1
1,2
1,3
1,4
Distance (µm)
Figure 88 : Chute de tension aux bornes de la jonction base émetteur du transistor bipolaire NPN parasite le
long de la coupe x-x’.
Lorsqu’on observe l’évolution de la température tout au long de la simulation du cas 2
(Figure 89), on peut constater son élévation continue avec un maximum situé non loin de la
zone active et de la grille. On observe aussi qu’en même temps que la température augmente,
elle diffuse dans le silicium. En comparant cette évolution de température à celle constatée
dans le cas 1, on peut facilement établir le lien entre la défaillance et l’évolution de la
température, ce qui va dans le sens de définir l’emballement thermique comme le mécanisme
responsable de la défaillance.
900
t1B
t2B
t3B
t4B
850
800
Temperature (K)
750
700
650
600
550
500
450
400
350
300
0
50
100
150
Distance (µm)
Figure 89 : Distribution de la température le long de la ligne de coupe y-y’.
112
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
4.3. Étude de l’influence de la résistance de grille et de la température sur la défaillance de
l’IGBT de type punch through à grille en tranchée en phase d’ouverture sous charge
inductive avec diode de roue libre
4.3.1. Étude de l’influence de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT
Nous avons vu jusqu'à présent comment se produisait la défaillance de l’IGBT à grille
en tranchée en mode de commutation sous charge inductive. Mais le comportement de
l’IGBT d’un point de vue de sa faculté à commuter sans défaillance dans un tel mode de
fonctionnement est dépendant des conditions thermoélectriques mises en œuvre durant la
commutation.
Parmi les paramètres les plus importants affectant le comportement de l’IGBT sous ce
mode de fonctionnement, on peut citer la résistance de grille et la température. Leurs
influences seront mises en évidence grâce à la simulation du modèle d’IGBT à grille en
tranchée déjà étudié.
4.3.1.1. Influence de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT dans une
configuration de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre
On considère une configuration donnée de commutation sous charge inductive avec
diode de roue libre, pour laquelle il y a défaillance de l’IGBT.
Par exemple, on choisit VDD= 1045V, un courant maximum de l’ordre de 210A avant
ouverture, à la température ambiante de 298K. La Figure 90 illustre la simulation de la phase
d’ouverture de l’IGBT sous charge inductive avec diode de roue libre, pour différentes
valeurs de résistance de grille Rg (0Ω, 1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω).
113
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
240
1000
220
Résistance
de grille RG
0Ω
1Ω
5Ω
50 Ω
100 Ω
180
IA (A), VGK (V)
160
140
IA
120
100
800
600
400
80
VAK (V)
200
60
40
20
200
IA
VGK
0
0
0
5
10
15
20
25
30
35
Temps (µs)
Figure 90 : Effet de la résistance de grille sur une configuration de commutation sous charge inductive avec
diode de roue libre.
On constate sur la Figure 90 que l’augmentation de la résistance de grille accélère la
défaillance de l’IGBT dans ce mode de fonctionnement.
Ceci peut s’expliquer par le fait que l’augmentation de la résistance de grille comme
cela a déjà été expliqué au chapitre III, affecte considérablement la pente d’ouverture de
l’impulsion de grille, prolongeant par là même la mise en conduction de l’IGBT. De la même
manière, elle affecte aussi la pente dVAK/dt de la tension entre l’anode et la cathode de
l’IGBT. Ainsi, le temps durant lequel une tension VAK et un courant d’anode sont
simultanément forts est de plus en plus important avec l’augmentation de la résistance de
grille.
Ce temps supplémentaire de mise en conduction de l’IGBT induit une surcroissance de
courant.
Ainsi, on peut dire que l’augmentation de la résistance de grille augmente le courant
maximum à l’ouverture pour une tension VAK donnée. Et donc il y a augmentation de la
puissance mise en jeu lors de l’ouverture, ce qui a une conséquence directe sur
l’échauffement de l’IGBT et donc sur la prématurité de la défaillance de celui-ci.
Cela dit, le retardement causé pour une variation de la résistance de grille de 0Ω à 100Ω
est visible mais pas non plus très conséquent au point de changer foncièrement le mode de
défaillance de l’IGBT.
La résistance de grille aura donc tout de même un effet direct sur l’aire de sécurité de
l’IGBT.
114
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
4.3.1.2. Evolution des aires de sécurité (RBSOA) en fonction de la résistance de grille
Afin de mieux visualiser l’effet de la résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT, on
peut représenter les aires de sécurité simulées dans des conditions de commutation sous
charge inductive avec diode de roue libre (RBSOA) à une température donnée (298K, 423K
et 473K).
En faisant varier le temps nécessaire pour atteindre un niveau de courant donné, il est
possible de moduler la tension VDD appliquée et le courant maximum avant ouverture du
composant.
L’inductance vaut 40µH et la tension de grille VGK=15V, suffisamment élevée pour
permettre la non saturation du niveau de courant.
Lorsqu’on considère la variation de la résistance de grille, on obtient les figures 92, 93
et 94. Chaque point obtenu est le résultat d’une simulation effectuée pour un niveau de
courant et de tension VDD donnés.
L’importance du nombre de simulations requises pour définir l’ensemble de l’aire de
sécurité nous a contraints à nous focaliser sur la partie qui sera affectée par les conditions
thermoélectriques représentée en rouge à la Figure 91.
IA
2 X IA nominal
VAK
Tension de claquage
Figure 91 : Schématisation de l’aire de sécurité RBSOA.
La limite en courant préconisée par les constructeurs, qui est de deux fois le courant
nominal dans le cas de l’aire de sécurité RBSOA, a été volontairement dépassée, tandis que
pour les niveaux de tension appliqués ils vont jusqu’à avoisiner la tension de claquage de
1200V.
115
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
C’est en fait l’intersection de trois limites qui définissent l’aire de sécurité :
-
La première étant la droite définie par l’équation IA=2 X IA nominal.
-
La deuxième étant la droite définie par l’équation VAK=Tension de claquage.
-
La troisième étant la courbure schématisée en rouge à la Figure 91.
0Ω
1Ω
5Ω
50 Ω
100 Ω
500
400
IA(A)
300
200
100
0
800
900
1000
1100
1200
VAK(V)
Figure 92 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre à
T=298K.
On note bien que l’élévation de la résistance de grille implique un léger décalage des
aires de sécurité dont l’origine a été précédemment expliquée.
Les aires de sécurité ont tendance à se réduire avec l’augmentation de la résistance de
grille ; cela dit, ce rétrécissement reste relativement modeste.
116
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
400
0Ω
1Ω
5Ω
50 Ω
100 Ω
IA(A)
300
200
100
0
800
900
1000
1100
VAK(V)
Figure 93 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre à
T=423K.
0Ω
1Ω
5Ω
50 Ω
100 Ω
300
IA (A)
200
100
0
700
800
900
1000
1100
VAK (V)
Figure 94 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre à
T=473K.
117
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
4.3.2. Étude de l’influence de la température sur la défaillance de l’IGBT
4.3.2.1. Influence de la température sur la défaillance de l’IGBT dans une
configuration de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre
En ce qui concerne l’influence de la température sur la défaillance de l’IGBT en mode
de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre, on peut observer sur la
Figure 95, que l’élévation de la température a un effet significatif sur l’accélération de la
défaillance.
Ce résultat conforte les conclusions obtenues en ce qui concerne la relation directe de la
défaillance avec l’évolution de la température au sein du composant.
240
1000
220
Température
180
IA (A), VGE (V)
160
140
IA
120
800
-40°C
25°C
150°C
200°C
600
100
400
80
VAK (V)
200
60
200
40
VGE
20
IA
0
0
0
5
10
15
20
25
30
35
40
Temps (µs)
Figure 95 : Effet de la température sur une configuration de commutation sous charge inductive avec diode
de roue libre.
La structure a été simulée dans les mêmes conditions électriques que précédemment, en
fixant la résistance de grille à RG= 1Ω, et en faisant varier la température pour les valeurs
suivantes : 298K, 423K et 473K.
118
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
4.3.2.2. Évolution des aires de sécurité (RBSOA) en fonction de la température
Pour différentes valeurs de résistances de grille RG (0Ω, 1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω), on obtient
par simulation les aires de sécurité RBSOA en fonction de la température aux figures 96, 97,
98, 99 et 100.
On retrouve bien un rétrécissement conséquent des aires de sécurité avec l’élévation de la
température comme expliqué au paragraphe précédent.
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
800
1000
1200
VAK (V)
Figure 96 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre avec
RG=0Ω..
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
800
1000
1200
VAK (V)
Figure 97 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre avec
RG=1Ω..
119
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
800
1000
1200
VAK (V)
Figure 98 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre avec
RG=5Ω..
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
800
1000
1200
VAK (V)
Figure 99 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre avec
RG=50Ω..
120
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
500
298 K
423 K
473 K
400
IA (A)
300
200
100
0
800
1000
1200
VAK (V)
Figure 100 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre avec
RG=100Ω..
4.4. Résumé
La variation de la température, de la résistance de grille, de la tension VDD, et du courant
de charge ont une grande influence sur la défaillance. La Figure 101, propose un résumé de
quelques tendances constatées concernant la défaillance de l’IGBT à grille en tranchée dans
un mode de fonctionnement RBSOA.
L’ouverture du composant évolue du cas 1, où aucune défaillance n’est constatée, au cas
2 pour lequel une défaillance de l’IGBT se produit.
Le sens du passage du cas 1 au cas 2, peut se faire faisant croître l’un des paramètres
(tension, courant, température ou résistance de grille).
Il y a alors une élévation du taux d’ionisation par impact conduisant à une élévation de
la température. Cela dit, le cas 2 reste un cas extrême durant lequel l’élévation de la
température a été assez extrême pour initier une défaillance destructive par mécanisme
d’emballement thermique.
121
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
Élévation de la Tension , Courant, Température, RG
Cas 1
Cas intermédiaires
Cas 2
Faible auto
Faible auto
Cas extrême
échauffement
échauffement
durant lequel
causant un fort taux
une défaillance
Pas de
d’ionisation par
apparait à cause
défaillance
impact
du mécanisme
Figure 101 : Influence de quelques paramètres physiques sur la mise en défaillance lors de la commutation
sous charges inductive avec diode de roue libre.
5. Étude du comportement de l’IGBT de type Punch Through à grille en
tranchée en mode de commutation sous charge inductive sans diode de roue
libre en conditions extrêmes de fonctionnement [III-13-III-16]
Etant donné une configuration bien spécifique, la faculté de l’IGBT à commuter sous
charge inductive sans diode de roue libre est moins abordée dans la documentation technique
des fabricants de composants de puissance, que les aires de sécurité RBSOA et SCSOA, plus
détaillées et figurant comme références.
Cependant, pour des applications spécifiques, si l’IGBT se trouve dans des conditions
de commutation sous charge inductive sans diode de roue libre, par exemple si celle-ci est
défaillante, l’IGBT se retrouve contraint de conduire un courant élevé alors qu’il est en phase
d’ouverture. Dans ces conditions, l’IGBT entre plus facilement en mode de défaillance que
dans des conditions de fonctionnement normales. D’ailleurs, les aires de sécurité dans de
telles conditions dites UISSOA, sont bien plus restreintes que les RBSOA.
Dans cette partie, nous aborderons ce mode de fonctionnement de manière non
exhaustive afin de compléter l’énumération des principales aires de sécurité à considérer.
5.1. Simulation de la commutation de l’IGBT sous charge inductive sans diode de roue
libre en mode de fonctionnement normal [III-13,III-14]
122
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
La Figure 102, présente les formes d’ondes du courant, de la tension VAK et de la
tension de grille dans le cas d’une commutation sous charge inductive sans diode de roue
libre.
L’application de la commande de grille entraine la mise en conduction de l’IGBT, le
courant IA va croitre linéairement pour atteindre une valeur maximale avant l’ouverture du
composant.
Une fois le composant ouvert, l’inductance se décharge à travers le composant IGBT
qui se met ainsi en mode d’avalanche, la tension appliquée VAK est alors égale à la tension
d’avalanche dynamique BVAKD, qui est différente de la tension de claquage en mode statique
BVAKS [III-13].
Cette simulation est obtenue pour une tension VDD= 250V, une résistance de grille
RG=1Ω, un courant maximum avant ouverture IA(maximum)=100A et une température
T=298K.
1000
120
VAK
IA
VGK
100
800
IA
600
60
400
40
VGK
20
VAK (V)
IA (A), VGK (V)
80
200
0
0
0
5
10
15
20
25
30
35
Temps (µs)
Figure 102 : Formes d’ondes lors du fonctionnement normal de l’IGBT en mode de commutation sous
charge inductive sans diode de roue libre.
5.2. Simulation de la défaillance de l’IGBT lors de la commutation sous charge inductive
sans diode de roue libre [III-13,III-14]
En augmentant les contraintes électriques il est possible de provoquer la défaillance du
composant.
123
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
La Figure 103, propose les formes d’ondes du courant, de la tension VAK et de la
tension de grille dans ce cas précis.
Cette simulation est obtenue pour une tension VDD= 600V, une résistance de grille
RG=1Ω, un courant maximum avant ouverture IAM=100A et une température T=298K.
200
1000
180
160
800
VAK
IA
VGK
120
100
600
80
400
60
VAK (V)
IA (A), VGK (V)
140
IA
40
200
VGK
20
0
0
0
5
10
15
20
25
30
35
Temps (µs)
Figure 103 : Formes d’ondes lors d’une défaillance de l’IGBT en mode de commutation sous charge
inductive sans diode de roue libre.
Alors que le courant d’anode IA chute, l’IGBT n’a pas fini sa décroissance linéaire,
brutalement, il se remet à croître très fortement dépassant largement le niveau du courant
d’anode initialement atteint juste avant la défaillance. L’IGBT est alors en mode de
défaillance.
Cette très forte croissance du courant est accompagnée d’une chute de la tension VAK,
signifiant que l’IGBT reconduit et la croissance linéaire du courant atteste du comportement
résistif de celui-ci.
5.3. Étude de l’influence de la résistance de grille et de la température sur la défaillance de
l’IGBT de type punch through à grille en tranchée
5.3.1. Influence de la résistance de grille sur une configuration de commutation sous charge
inductive sans diode de roue libre
124
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
L’effet de la variation de la résistance de grille sur la commutation sous charge
inductive sans diode de roue libre est présenté sur la Figure 104. Pour les mêmes raisons que
celles citées dans le cas de la commutation sous charge inductive avec diode de roue libre, la
tension de grille mettant plus de temps à devenir inférieure à la tension de seuil, le courant
maximal atteint avant l’ouverture est de plus en plus grand avec l’augmentation de la
résistance de grille.
Cela entraîne une augmentation de l’énergie mise en jeu durant la phase d’ouverture,
avec des conséquences certaines sur la défaillance du composant, lorsque la configuration
thermoélectrique correspond à la limite de la UISSOA.
Afin de voir l’effet de la résistance de grille sur la défaillance du composant, on se
propose d’étudier la variation de l’aire de sécurité en fonction de la résistance de grille qui
varie pour les valeurs RG (0Ω, 1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω) à une température de 298K présentée à
240
220
200
180
160
IA (A), VGK (V)
900
850
800
750
700
650
600
550
500
450
400
350
300
250
200
150
100
50
0
Résistance
de grille RG
100 Ω
50 Ω
5Ω
1Ω
0Ω
140
120
100
IA
80
60
40
VGK
20
0
0
5
10
15
VAK (V)
Figure 104.
20
Temps (µs)
Figure 104 : Effet de la résistance de grille sur une configuration de commutation sous charge inductive sans
diode de roue libre.
On peut observer sur la Figure 105 que plus la résistance de grille est importante, et
plus l’aire de sécurité se réduit. Cependant, cette variation n’est pas très significative. Il s’agit
en tout cas de mettre en évidence la tendance constatée en ce qui concerne l’effet de la
résistance de grille sur la défaillance de l’IGBT.
125
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
300
0Ω
1Ω
5Ω
50 Ω
100 Ω
IA(A)
200
100
RG
0
0
100
200
300
400
500
600
700
800
900 1000 1100 1200
VAK(V)
Figure 105 : Aire de sécurité en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre à
T=298K.
5.3.2. Influence de la température sur une configuration de commutation sous charge
inductive sans diode de roue libre
Nous proposons de mettre en évidence l’effet de la température sur la défaillance de
l’IGBT à grille en tranchée sur la Figure 106. On a considéré une configuration avec la
tension VDD= 600V, la résistance de grille RG=1Ω, le courant maximum avant ouverture
IA(maximum)=100A et la température varie (T=298K, 423K et 473K).
220
200
1000
200°C
150°C
25°C
180
160
800
120
600
100
80
400
VAK (V)
IA (A), VGK (V)
140
60
IA
40
200
VGK
20
0
0
0
5
10
15
20
25
30
35
Temps (µs)
Figure 106 : Effet de la température sur une configuration de commutation sous charge inductive sans diode
de roue libre.
126
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
Une fois encore, on constate que l’augmentation de la température accélère la
défaillance du composant du fait de son lien direct avec celle-ci.
On observe aussi une diminution de la tension dynamique de claquage avec
l’augmentation de la température [III-13].
6. Conclusion
Dans ce chapitre, une analyse physique interne du mécanisme principal de défaillance a
été réalisée à l’aide de simulations physique bi-dimensionnelles dans le cas de la
commutation de l’IGBT à grille en tranchée sous charge inductive avec diode de roue libre.
Il a été montré qu’une très forte contrainte électrique durant la phase d’ouverture de
l’IGBT dans ce mode de fonctionnement, induisait un fort taux d’ionisation par impact.
Pour un courant généré suffisamment élevé, le courant total peut rester constant alors
que la tension de grille n’est plus appliquée et que la tension aux bornes de l’IGBT devient
élevée.
Ce phénomène provoque une élévation importante de la température au sein de la
structure. Dans le cas où la température atteinte devient très élevée pour générer un courant
de fuite significatif, le phénomène d’emballement thermique peut se produire conduisant à
une défaillance destructive du composant quelques microsecondes après l’ouverture du
composant.
L’influence de la résistance de grille et de la température sur l’ouverture de l’IGBT sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre a été abordée.
Les résultats ont montré que les aires de sécurité RBSOA et UISSOA sont réduites avec
l’augmentation de ces deux paramètres, sachant que l’influence de la résistance de grille reste
moyennement significative sur la défaillance de l’IGBT dans de tels modes de
fonctionnement.
127
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
7. Références bibliographiques
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[III-4] M. Trivedi, K. Shenai ; “IGBT dynamics for clamped inductive switching” ; IEEE
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[III-7] H. Hagino, J. Yamashita, A. Uenishi, H. Haruguchi ; ”An experimental and numerical
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[III-8] J. Yamashita, E. Haruguchi, H. Hagino ; “A study on the IGBT's turn-off failure and
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129
Chapitre III – Etude des mécanismes de défaillance de l’IGBT de type Punch Through à grille en tranchée en mode de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre
130
CHAPITRE IV :
« Étude
comportement
expérimentale
de
l’IGBT
du
sous
condition de fonctionnement en mode
de court circuit, de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de
roue libre »
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
132
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
1. Introduction
La diversité des applications nécessitant l’emploi de transistors IGBT impose des
besoins particuliers tout aussi divers. Pour répondre à ces besoins, une multitude de structures
d’IGBT existent offrant des caractéristiques variées. Les concepteurs de systèmes de
puissance ont alors à choisir les IGBT dont les caractéristiques s’adaptent au mieux à un
cahier des charges particulier. Un mauvais choix de structure peut s’avérer catastrophique
dans le sens où si le composant utilisé n’est pas capable de fonctionner convenablement dans
les conditions particulières de l’application, une défaillance des composants pourrait affecter
l’ensemble du système. C’est pour cela qu’il est primordial de considérer les spécificités des
composants utilisés en veillant à ce qu’ils opèrent dans le cadre de leurs aires de sécurité.
Les simulations effectuées dans les chapitres précédents ont montré que des paramètres
externes tels que la température et la résistance de grille ont un impact sur la fiabilité des
composants dans certains modes de fonctionnement.
Le chapitre qui suit propose une étude expérimentale qui permettra d’apporter un
complément d’information sur le comportement de différentes structures d’IGBT dans
différents modes de fonctionnement tels que le court-circuit, la commutation sous charge
inductive avec et sans diode de roue libre.
On se focalisera sur l’étude de l’influence de la résistance de grille et de la température
sur ces modes de fonctionnement pour différents types de composants.
De plus, des exemples de défaillances dans chacun de ces modes de fonctionnement ont
été mesurés dans des configurations extrêmes de fonctionnement.
2. Objectifs
L’étude expérimentale proposée dans ce chapitre a pour but :
-
De valider expérimentalement les tendances de l’effet de la résistance de grille et
de la température sur plusieurs types de structures d’IGBT.
-
De comparer les résultats obtenus pour ces différentes structures.
-
Provoquer les défaillances et les comparer qualitativement aux résultats de
simulation des chapitres précédents.
133
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
3. Conditions expérimentales
3.1. Schéma de principe
La Figure 107 présente le schéma de principe du banc de mesure mis en place pour
l’étude expérimentale présentée dans ce chapitre.
Le bloc de puissance, composé d’un IGBT de protection d’une éventuelle charge suivant
la mesure souhaitée, d’une alimentation et du composant à tester.
Un bloc de commande numérique génère les différents signaux sortants 1 et 2, pour la
mise en fonction du circuit de test et le signal 3 entrant permettant d’effectuer la protection du
système en cas de défaillance.
Bloc de puissance
IGBT
Alimentation
protection
Signal 1
Charge
Circuit de
éventuelle
commande
Composant
sous test
Signal 2
Signal 3
Figure 107 : Schéma de principe du banc de mesure
3.1. Banc de mesures
Afin de réaliser un plan d’expérience permettant la mise en œuvre de différents
composants IGBT dans trois modes de fonctionnements liés aux aires de sécurités (SCSOA,
RBSOA et UISSOA), un banc de mesure a été mis en place permettant de tester des IGBT en
fonctionnement en mode de court-circuit, en commutation dure sous charge inductive avec et
sans diode de roue libre.
134
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Une description du banc de mesure utilisé est proposée à la Figure 108.
Composant
Oscilloscope
testé sous
température
Circuit de
commande
Alimentation
1000V
Circuit de
puissance
Figure 108 : Schéma organisationnel du banc de mesure
Ce banc de mesure se compose des éléments suivants :
-
Un circuit de commande d’IGBT, basé sur un microcontrôleur PIC, le circuit de
commande est capable de générer deux signaux de commande de grille et un
troisième signal servant à la protection du système (Figure 109) :
Le signal 1 de commande sert à commander l’IGBT de protection.
Le signal 2 de commande sert à commander l’IGBT sous test, ce signal peut être
composé d’une ou de deux impulsions, dont les niveaux, les durées ainsi que le
décalage entre les deux impulsions sont programmables en entrant directement
les valeurs à l’aide d’un clavier numérique.
Le signal 3 de retour est surveillé en permanence par le PIC, il sert à indiquer si
le composant sous test est entré en mode de défaillance. Dans ce cas, le PIC
annule le signal 1 de façon à ouvrir le circuit et protéger le système.
135
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Signal 1
Temps
Signal 2
Impulsion 1
Signal 3
Impulsion 2
Temps
Temps
Figure 109 : Schématisation des principaux signaux gérés par le circuit de commande.
-
Un circuit de puissance à adapter suivant le mode de fonctionnement dans lequel
on veut faire opérer le composant testé. Les circuits correspondant aux différents
modes de fonctionnement sont représentés sur les figures 110, 111 et 112.
-
Une alimentation réglable de 0 à 1000V pour faire varier la tension VDD.
-
Un oscilloscope Tektronix TDS5054 équipé d’une sonde haute tension Tektronix
P5100-2500V, et d’une sonde de courant pour la mesure du courant (Pearson
2878) traversant le composant testé.
-
Une machine XStream 4310, soufflant de l’air à une température contrôlable et
de manière localisée, afin de contrôler la température du composant testé.
3.2. Différentes configurations mises en œuvre
Trois configurations possibles sont mises en œuvre pour le test des composants IGBT.
- Configuration en mode de court-circuit :
La Figure 110 représente le circuit permettant de mettre l’IGBT sous test en mode de
court-circuit. L’IGBT de protection, mis en série avec le composant sous test, est un
composant rapide de calibre en tension de 1700V et en courant de 2400A. Le choix de ce
calibre est dû au fait que lorsque le composant sous test sera mis en mode de court circuit, le
courant traversant le circuit sera saturé à environ dix fois le courant nominal du composant
sous test.
Il est donc impératif que le courant de court circuit du composant sous test soit inférieur
au courant nominal de l’IGBT de protection pour que la tension aux bornes de celui-ci, ne
136
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
dépasse pas la valeur de sa chute de tension à l’état passant. Ainsi, la tension appliquée aux
bornes de l’IGBT sous test sera à peu prés égale à la tension d’alimentation VDD.
En considérant le calibre de l’IGBT de protection choisi, il est possible de tester des
composants en mode de court circuit de courant nominal allant jusqu’à 200A.
Pour mettre l’IGBT sous test en mode de court circuit :
On ferme d’abord l’IGBT de protection, ainsi la tension à ses bornes avoisine la chute
de tension à l’état passant de ce composant. La tension VDD est alors directement appliquée
aux bornes de l’anode et de la cathode de l’IGBT sous test. Si on ferme l’IGBT testé, celui-ci
se retrouve en condition de court-circuit.
+
VDD
Signal 1
IGBT de
protection
Signal 2
IGBT test é
Figure 110 : Circuit de test en mode de court-circuit.
- Configuration en mode d’ouverture du composant sous test sous charge inductive avec
diode de roue libre :
Par rapport au circuit précédant on rajoute une charge inductive en série avec les IGBT
de protection et l’IGBT à tester.
Une diode de roue libre est placée en parallèle avec l’inductance. Ce circuit est
représenté à la Figure 111.
+
VDD
Signal 1
IGBT de
protection
Signal 2
IGBT test é
Figure 111 : Circuit de test en mode de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre.
137
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
- Configuration en mode d’ouverture du composant sous test sous charge inductive sans
diode de roue libre :
Il s’agit du même circuit qu’auparavant mais sans la diode de roue libre (Figure 112).
+
VDD
Signal 1
IGBT de
protection
Signal 2
IGBT test é
Figure 112 : Circuit de test en mode de commutation sous charge inductive sans diode de roue libre.
3.3. Choix des structures de composants d’IGBT pour l’étude expérimentale
On a choisi d’effectuer les mesures sur deux composants discrets de calibre en tension
de 600V (une structure Planar Non Punch Through et une structure Planar Punch Through)
ainsi que sur trois autres composants discrets de calibre en tension de 1200V (une structure
Planar Non Punch Through, une structure Planar Punch Through et une structure à grille en
tranchée Punch Through).
4. Étude expérimentale de la commutation de l’IGBT en conditions de court
circuit [IV-1-IV-6]
Dans cette partie, nous proposons une étude expérimentale de la commutation des
structures d’IGBT dans des conditions de court circuit.
Parmi les composants présentés auparavant, nous avons retenu pour cette étude deux
structures IGBT de même calibre en tension de 600V, mais de types différents : une structure
Planar de type Non Punch Through, et une structure Planar Punch Through.
De plus, ces mêmes tests seront effectués sur un composant de type Punch Through à
grille en tranchée pour confirmer les tendances obtenues au chapitre I.
On effectuera des tests dans un premier temps en faisant varier la résistance de grille RG
(0Ω, 1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω), puis en faisant varier la température (-40°C, 25°C, 150°C et
200°C).
138
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
4.1- Effet de la résistance de grille
4.1.1 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type Non
Punch Through en conditions de court circuit
Les tests expérimentaux de mise en court circuit du composant, ont été effectués pour
une tension VAK= 300V, une tension de grille VGK= 11,7V pour atteindre un niveau de
courant de 100A durant la phase de conduction. La température de test est de 25°C.
La Figure 113 présente une vue globale des formes d’ondes du courant d’anode IA, des
tensions VGK et VAK.
On observe que le courant atteint rapidement son niveau maximal, le temps de montée
est approximativement de l’ordre de 2µs suivant la valeur de la résistance de grille.
Ensuite, le courant global diminue progressivement au fur et à mesure que le temps de
mise en court circuit augmente. Cela est révélateur d’un échauffement au sein de la structure
testée ; ceci est dû à l’application simultanée d’un fort niveau de courant et de tension, mettant
en jeu une forte densité de puissance.
Figure 113 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through en conditions de
court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistances de grille.
139
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
En se focalisant sur les phases de fermeture et d’ouverture respectivement représentées
sur les Figure 114 et 115, on peut noter que dans les deux cas l’augmentation de la résistance
de grille induit une augmentation des temps de fermeture et d’ouverture des composants.
Ceci est lié au fait que les pentes dVGK/dt durant les deux phases de la commutation sont
réduites. Ainsi, les temps pour lesquels les tensions de grille s’établissent à la fermeture ou
s’annulent à l’ouverture sont plus longs.
La conséquence est une mise en conduction plus longue lorsqu’on augmente la
résistance de grille et donc la longueur des queues de courant durant les deux phases sont plus
longues dans les deux cas.
Figure 114 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Non Punch Through en conditions de
court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
Figure 115 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Non Punch Through en conditions de
court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
140
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Enfin, on peut noter que la sous-tension et la surtension qui se produisent
respectivement durant les phases de fermeture et d’ouverture sont quelque peu réduites avec
l’augmentation de la résistance de grille, et les oscillations constatées lorsqu’on n’applique
aucune ou une très faible valeur de résistance de grille sont amorties peu à peu lorsqu’on
augmente la résistance de grille.
4.1.2 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type
Punch Through en conditions de court circuit
La structure Punch Through a été testée dans des conditions de court circuit, dans les
conditions expérimentales suivantes : la tension VAK= 300V, une tension de grille VGK=
9,85V pour atteindre un niveau de courant de 100A durant la phase de conduction.
La Figure 116 présente une vue globale des formes d’ondes du courant d’anode IA, des
tensions VGK et VAK.
Contrairement à ce qui a été observé dans le cas d’une structure Planar Non Punch
Through, on observe que le courant croît moins rapidement et la valeur maximale du courant
va se stabiliser peu avant l’ouverture du composant, à peu près à 7µs du début de la mise en
fermeture. Ceci est dû au fait que pour ce type de composant, le niveau de courant de
conduction augmente avec la température, pour ce niveau de courant atteint. On pourra
vérifier ce fait lors de l’étude de l’influence de la température sur le comportement de cet
IGBT en mode de court circuit. En effet comme dans le cas de l’IGBT Planar NPT, les
conditions de mise en court circuit imposent une augmentation conséquente de la température,
ce n’est cependant pas l’objet de cette étude de quantifier cette augmentation de température.
Il s’agit simplement d’établir les tendances du comportement des IGBT étudiés.
141
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 116 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through dans des conditions de
court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
Si on observe de plus près les phases de fermeture et d’ouverture de cet IGBT (Figure
117 et figure 118), on constate que comme dans le cas de la structure Planar Non Punch
Through, les temps de montée et de descente augmentent avec l’augmentation de la résistance
de grille, et cela pour les mêmes raisons que précédemment.
Figure 117 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Punch Through dans des conditions de
court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
142
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 118 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through dans des conditions de
court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
Enfin, on observe les mêmes tendances dans les deux types de structures en ce qui
concerne la réduction des surtensions à l’ouverture et des sous-tensions à la fermeture, ainsi
qu’en ce qui concerne la disparition des oscillations au niveau des formes d’ondes de VAK et
de VGK.
4.1.3 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type
Punch Through à grille en tranchée en conditions de court circuit
La figure 119 présente les formes d’ondes de l’IGBT Punch Through à grille en tranchée
de calibre en tension 1200V.
Pour atteindre 80A durant la phase de conduction, la tension de grille a été fixée à VGK=
15,05V alors que la tension VDD directement imposée entre l’anode et la cathode du
composant sous test est égale à 490V. Les mesures ont été effectuées à une température de
25°C.
En observant la Figure 119, on peut remarquer que comme dans le cas de l’IGBT Planar
NPT, le niveau de courant baisse au fur et à mesure que le temps de mise en conduction
augmente, ceci a aussi été observé dans le cas de l’IGBT Punch Through simulé dans le
chapitre II, dans des conditions différentes mais néanmoins de court-circuit.
Les tendances de l’évolution du niveau de courant durant la mise en mode de courtcircuit sont confirmées par cette étude.
143
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 119 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée dans
des conditions de court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
En ce qui concerne l’évolution des temps de mise en fermeture et d’ouverture en
fonction de l’évolution de la résistance de grille respectivement présentés aux Figure 120 et
121, on observe les mêmes tendances que dans les cas des IGBT Planar Punch Through et
Non Punch Through. De plus, la simulation du modèle du composant à grille en tranchée
Punch Through, montrant l’influence de la résistance de grille sur les caractéristiques
électriques réalisée au chapitre II, a montré les mêmes tendances (figure 66).
Figure 120 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée
dans des conditions de court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
144
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 121 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée dans
des conditions de court circuit à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
4.2- Effet de la température
Afin d’établir l’influence de la température sur le comportement de l’IGBT en mode de
court-circuit, on a réalisé quelques tests sur les mêmes composants précédemment utilisés
pour investiguer l’influence de la résistance de grille dans un tel mode de fonctionnement.
On a fixé la valeur de la résistance de grille à RG=5Ω, et on a fait varier la température
pour les valeurs suivantes : -40°C, 25°C, 150°C et 200°C.
4.2.1 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Non Punch
Through en conditions de court circuit
Pour le composant à structure Non Punch Through Planar, la variation de la température
a été effectuée seulement pour les valeurs (25°C, 150°C et 200°C), on pourra néanmoins
constater les tendances concernant l’influence de ce paramètre sur les caractéristiques de
l’IGBT dans ce mode de fonctionnement.
La Figure 122 montre l’effet de la variation de la température sur les formes d’ondes du
courant IA et des tensions VAK et VGK.
145
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
On peut constater que le seul effet de cette variation concerne la variation du niveau du
courant lors de la conduction du composant.
On observe d’ailleurs que celui-ci chute lorsque la température à laquelle le composant
est fixé augmente.
De plus, pour une température de fonctionnement donnée, on observe que le courant de
conduction va chuter pendant la mise en conduction du fait de l’augmentation de la
température comme expliqué auparavant.
Figure 122 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through dans des conditions
de court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Si on se focalise sur les phases de fermeture et d’ouverture du composant,
respectivement dans les figures 123 et 124, on peut observer que du fait de la chute du niveau
de courant avec la température, le temps de montée du courant durant la phase de fermeture
du composant ainsi que le temps de descente du courant durant la phase d’ouverture vont
chuter avec la montée en température de fonctionnement.
146
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 123: Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Non Punch Through dans des conditions
de court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Figure 124 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Non Punch Through dans des conditions
de court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
4.2.2 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through en conditions de court circuit
Lorsqu’on considère la structure IGBT Punch Through Planar, on observe, comme cela
est présenté sur la figure 125 que l’élévation de la température entraine une élévation du
niveau de courant.
147
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Celui-ci se stabilise lors des mises en court-circuit à -40°C et 25°C, alors que pour des
températures de fonctionnement de 150°C et 200°C, on remarque une phase de stabilisation
du niveau de courant de conduction, puis celui-ci se met à baisser progressivement jusqu’au
moment où il y a ouverture du composant.
Ce comportement est lié à la caractéristique de l’IGBT Punch Through qui à un
coefficient température négatif pour les faibles niveaux de courants (VGK faible) puis positif
pour les forts niveaux de courant (VGK fort).
La figure 125 traduit ces tendances, puisqu’il y a d’abord élévation du niveau de courant
avec la montée en température, puis la tendance inverse se produit lorsqu’on atteint un niveau
de courant suffisant de l’ordre de 90A pour le niveau de tension de grille imposé.
Figure 125 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through dans des conditions de
court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Les figures 126 et 127 montrent que l’élévation de la température n’affecte que peu les
formes d’ondes de la tension VAK et VGK. Cependant, on observe qu’avec l’augmentation de
la température, il y a une augmentation du temps de montée dans le cas de la phase de
fermeture, et du temps de descente dans le cas de la phase d’ouverture.
148
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 126 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Punch Through dans des conditions de
court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
En particulier, dans le cas de la phase d’ouverture, la queue de courant augmente de
façon significative avec l’augmentation de la température de test : ceci est lié à
l’accroissement de la charge stockée dans la base d’une part, et à l’augmentation de la durée
de vie des porteurs minoritaires d’autre part, induisant une recombinaison des porteurs plus
lente.
Figure 127 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through dans des conditions de
court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
149
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
4.2.3 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through à grille en tranchée en conditions de court circuit
Pour cette structure Punch Through à grille en tranchée, sachant que la tension VGK est
égale à 12,05V, le coefficient de température est positif, lorsqu’on augmente la température
de mise en court-circuit, on constate une diminution du niveau de courant comme présenté à
la figure 128.
Figure 128 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée dans
des conditions de court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
On se retrouve donc dans le même cas que pour l’IGBT Non Punch Through Planar,
avec une diminution des temps de montée et de descente durant les deux phases de la
commutation, lorsque la température durant la mise en court-circuit augmente.
On peut observer cela sur les figures 129 et 130.
150
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 129 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée
dans des conditions de court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Figure 130 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée dans
des conditions de court circuit pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Ce comportement a aussi été constaté lors de la simulation de l’effet de la température
du modèle d’IGBT Punch Through à grille en tranchée étudié au chapitre II (figure 71).
151
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
4.3-Défaillances de l’IGBT lors de la commutation en conditions de court-circuit
4.3.1 Défaillance retardée (mode D) après la commutation d’un IGBT de type
Punch Through
La figure 131 propose les formes d’ondes du courant d’anode IA, de la tension VAK entre
l’anode et la cathode ainsi que la tension de grille VGK, dans des conditions de mises en courtcircuit.
On impose une tension VDD de 300V, une tension de grille VGK=15V, la résistance de
grille est fixée à RG=5Ω. La mesure a été réalisée à la température de 25°C.
Figure 131 : Formes d’ondes de la défaillance « mode D » lors de la mise en court-circuit d’un IGBT de type
Punch Through.
Alors que la mise en court-circuit du composant est terminée et que la tension appliquée
à la grille est annulée, le courant d’anode IA se remet spontanément à croitre de façon
drastique et le composant est alors détruit. On observe aussi que la mise en défaillance du
composant fait que la tension VGK est maintenue au-delà du temps t=10µs durant lequel la
commande de grille avait été annulée.
Ce mode de défaillance a été étudié au chapitre II (figure 61), concluant sur le
mécanisme d’emballement thermique comme étant responsable de la défaillance. Cela dit,
l’étude en simulation a été réalisée sur un modèle de composant différent de celui présenté en
152
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
mesure : il s’agit simplement de reproduire ce phénomène sur des composants autres que celui
étudié.
4.3.2 Défaillance durant l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through
(mode C)
En augmentant la tension de grille VGK à 17V, et ainsi le niveau de conduction
maximum qui atteint presque 350A, la défaillance se produit durant la phase d’ouverture du
composant (figure 132). On peut observer une très forte croissance du courant à l’instant
t=10µs, qui est l’instant durant lequel l’IGBT aurait dû s’ouvrir. Il s’agit de la défaillance dite
« mode C » étudiée au chapitre II dans la partie 5.1.3 (figure 56). On remarque aussi que
l’accroissement soudain du courant durant la défaillance fait que VGK est maintenue alors que
la commande de grille avait été annulée au temps t=10µs.
Bien que les composants simulés et celui sur lequel on a effectué la mesure ne soient pas
identiques, on peut suspecter que le même phénomène est responsable de la défaillance.
Comme pour le « mode D », le mécanisme de défaillance doit être lié à la montée très
soudaine de la température, induisant ainsi le mécanisme d’emballement thermique.
Figure 132 : Formes d’ondes de la défaillance « mode C » lors de la mise en court-circuit d’un IGBT de type
Punch Through.
153
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
4.3.3 Défaillance durant la mise en conduction d’un IGBT de type Punch
Through (mode B)
Par rapport à la configuration précédante de mise en court-circuit, lorsqu’on augmente la
tension VGK à 20V, le courant de conduction atteint près de 450A, et la défaillance se produit
durant la mise en court-circuit. D’après la simulation du chapitre II de la partie 5.1.2 (figure
50), elle est toujours liée à la température.
Il s’en suit après une chute de la tension VAK et une des formes d’ondes atypiques,
traduisant la destruction du composant, ainsi, il n’est plus possible de commander à nouveau
le composant (figure 133).
La défaillance a eu lieu à l’instant t=7,5µs, durant lequel le composant est censé être en
mode de conduction.
Figure 133 : Formes d’ondes de la défaillance « mode B » lors de la mise en court-circuit d’un IGBT de type
Punch Through.
4.3.4 Défaillance durant la fermeture d’un IGBT de type Punch Through
(mode A)
Pour obtenir une défaillance durant la phase de fermeture étudiée dans la partie 5.1.1 du
chapitre II (figure 44), il apparaît qu’il faille monter en tension, pour provoquer le claquage du
composant par augmentation du taux d’ionisation. Malheureusement, le banc de mesure
utilisé, ne nous permet pas d’atteindre cet objectif, cela doit être pris en compte comme étant
une perspective à envisager.
154
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
5. Étude expérimentale de la commutation de l’IGBT sous charge inductive
avec diode de roue libre [IV-7-IV-13]
En reprenant les trois mêmes composants étudiés en fonctionnement en mode de courtcircuit, on s’intéressera cette fois-ci à leur comportement lors de commutation sous charge
inductive avec diode de roue libre.
L’envoi de deux impulsions chacune d’une durée de 10µs et séparées par ce même
temps nous permet de relever les phases d’ouverture puis de fermeture dans ce mode de
fonctionnement.
L’étude s’articulera d’abord sur l’effet de la variation de la résistance de grille RG (0Ω,
1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω), puis sur l’influence de la variation de température (-40°C, 25°C,
150°C et 200°C).
Ces tests ont été réalisés pour les trois types de composants en imposant une tension
VDD=150V, l’inductance est de l’ordre de 20µH et le courant d’anode atteint un maximum de
80A avant l’ouverture. La tension de grille VGK= 15V permettant la non saturation du courant
lors de l’ensemble du test.
Enfin, on présentera la défaillance constatée sur deux de ces composants à structures
différentes, une structure Planar de type Non Punch Through, et une structure Planar Punch
Through .
5.1- Effet de la résistance de grille
5.1.1 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type
Non Punch Through sous charge inductive avec diode de roue libre
La figure 134 présente une vue générale des formes d’ondes du courant d’anode IA et
des tensions VAK et VGK, lors de commutations sous charge inductive avec diode de roue
libre.
Durant la première impulsion de la tension de grille, le courant IA, augmente
linéairement sous l’effet de la charge de l’inductance.
155
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Lorsque cette première impulsion est réduite à zéro, l’IGBT s’ouvre et le courant le
traversant chute brutalement, tandis que l’inductance commence à se décharger à travers la
diode de roue libre.
Figure 134 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive avec diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
Après 10µs, on envoie une deuxième impulsion sur la grille de l’IGBT qui se ferme de
nouveau. La diode se bloque et un courant dû au recouvrement inverse de la diode vient
s’ajouter au courant circulant dans la bobine. On observe alors un pic de courant traversant
l’IGBT à la fermeture, puis l’inductance se remet à se charger de nouveau linéairement avec
la même pente que lors de la première application d’impulsion de grille sur l’IGBT.
Pour mieux se rendre compte de l’influence de la résistance de grille, on s’intéresse aux
figures 135 et 136 représentant respectivement les phases d’ouverture et de fermeture du
composant de type Non Punch Through Planar.
156
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 135 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive avec diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
La figure 135 nous permet de constater que sachant que la tension de grille met plus de
temps à s’annuler lorsque la résistance de grille augmente, le courant atteint des valeurs de
plus en plus importantes avant l’ouverture.
Au niveau de la surtension VAK durant la phase d’ouverture, on observe que pour de
faibles valeurs de résistances de grille (0Ω, 1Ω, 5Ω), celle-ci atteint des valeurs plus
importantes mais pendant des temps réduits avec des formes d’ondes perturbées, alors que
pour les fortes valeurs de RG (50Ω et 100Ω), ces surtensions sont plus étalées mais légèrement
moins fortes. Il y a un effet d’amortissement des oscillations de la tension VAK et une baisse
de la pente dVAK/dt lorsque RG augmente. Ceci constitue un bon moyen d’améliorer la
compatibilité électromagnétique (CEM).
En ce qui concerne la fermeture de l’IGBT durant la deuxième application de
l’impulsion de grille, la figure 136 montre que le temps de montée du courant IA est plus
important lorsque la résistance de grille augmente.
On observe aussi sur la figure 136 que le temps nécessaire à la tension VAK pour chuter
à une valeur proche de la tension de saturation est plus grand lorsque RG augmente.
La variation de la résistance de grille a donc une influence directe sur l’augmentation de
la puissance mise en jeu durant la commutation de l’IGBT dans ce mode de fonctionnement.
157
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 136 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive avec diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
5.1.2 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type
Punch Through sous charge inductive avec diode de roue libre
Dans le cas d’un IGBT de type Planar Punch Through du même calibre en tension que le
précédent, on observe relativement les mêmes tendances pour les formes d’ondes que dans le
cas de l’IGBT Planar Non Punch Through comme le montre la figure 137.
Figure 137 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
avec diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
158
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
En ce qui concerne l’influence de la résistance de grille, durant la phase d’ouverture du
composant, il est intéressant de constater à la figure 138 les mêmes tendances que dans le cas
de l’IGBT Punch Through précédemment étudié.
Figure 138 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de Punch Through sous charge inductive avec
diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
Au niveau de la surtension VAK durant la phase d’ouverture, on observe que pour de
faibles valeurs de résistances de grille (0Ω, 1Ω, 5Ω), celle-ci atteint des valeurs plus
importantes mais pendant des durées de temps réduits avec des formes d’ondes perturbées,
alors que pour les fortes valeurs de RG (50Ω et 100Ω), ces surtensions sont plus étalées mais
légèrement moins fortes. Les pentes dVAK/dt diminuent avec l’augmentation de RG.
On note aussi que les temps d’ouverture sont légèrement plus grands lorsque la
résistance de grille augmente.
En ce qui concerne la fermeture de l’IGBT durant la deuxième application de
l’impulsion de grille, la figure 139 montre que le temps de montée du courant IA est plus
important lorsque la résistance de grille augmente, confirmant les mêmes tendances que dans
le cas de l’IGBT Non Punch Through.
On observe aussi que, comme dans le cas de l’IGBT Planar Non Punch Through, le
temps nécessaire à la tension d’anode pour chuter à une valeur proche de la chute de tension à
l’état passant est plus grand lorsque la résistance de grille augmente.
159
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 139 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
avec diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
5.1.3 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type
Punch Through à grille en tranchée sous charge inductive avec diode de roue libre
Les résultats obtenus concernant l’IGBT à grille en tranchée Punch Through sur la
figure 140, confirment les tendances concernant l’influence de la résistance de grille, dans les
deux précédents cas.
Figure 140 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive avec diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
160
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
En se focalisant sur la phase d’ouverture à la figure 141, on peut voir que les tendances
de l’influence de la résistance de grille, durant la phase d’ouverture du composant est la même
que pour les deux autres structures.
Ces tendances ont aussi été constatées en simulation au chapitre III, lors de la simulation
du modèle d’IGBT à grille en tranchée de type Punch Through (figure 90).
Figure 141 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive avec diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
Enfin, la mesure effectuée sur la structure IGBT Punch Through à grille en tranchée,
montrant l’influence de la résistance de grille, durant la phase d’ouverture du composant,
présentée à la figure 142 montre les mêmes tendances que pour les autres composants.
Figure 142 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée
sous charge inductive avec diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
161
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
5.2- Effet de la température
5.2.1 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Non
Punch Through sous charge inductive avec diode de roue libre
Pour une variation de la température (-40°C, 25°C, 150°C et 200°C), la figure 143
présente une vue générale des formes d’ondes du courant d’anode IA et des tensions VAK et
VGK, lors de commutations sous charge inductive avec diode de roue libre.
Figure 143 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
En se focalisant sur la phase d’ouverture du composant présentée à la figure 144, on
observe que l’élévation de la température provoque une légère augmentation du temps
d’ouverture pour ce type de composant.
Cette structure ne semble pas être très sensible à la variation de la température, on
remarque que la traînée en courant ne varie que peu lorsque la température évolue, il est
possible qu’un procédé d’irradiation ait été employé sur cette structure la rendant moins
sensible à la température.
162
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 144 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Par contre, l’effet de la variation de la température est beaucoup plus visible lors de la
phase de fermeture de l’IGBT.
En effet, la figure 145 montre que le temps de montée du courant augmente avec la
température, alors que le niveau de courant maximum, que peut atteindre le courant lors de la
fermeture, diminue.
On remarque aussi que la chute de la tension VAK, à une valeur proche de la tension de
saturation, est retardée avec l’augmentation de la température.
Figure 145 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
163
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
5.2.2 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through sous charge inductive avec diode de roue libre
Dans le cas de l’IGBT Planar Punch Through, on constate à la figure 146 les mêmes
tendances observées en ce qui concerne la chute du courant due à l’échauffement du
composant.
Figure 146 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
En se focalisant sur la phase d’ouverture du composant présentée à la figure 147, on
observe que l’élévation de la température provoque une bien plus grande augmentation du
temps d’ouverture pour ce type de composant que dans le cas de l’IGBT Planar Non Punch
Through.
On observe en particulier une forte augmentation de la queue de courant dans le
composant liée à la sensibilité des procédés d’irradiation appliqués.
164
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 147 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Lorsqu’on considère la phase de fermeture de l’IGBT à la figure 148, on observe les
mêmes tendances de variation du courant que dans le cas de l’IGBT de type Non Punch
Through.
Mais on peut remarquer que suivant les structures, la sensibilité à la température est plus
ou moins grande ; Ceci est lié à la nature du contrôle de la durée de vie.
On remarque aussi que la chute de la tension VAK à une valeur proche de la tension de
saturation est retardée avec l’augmentation de la température.
Figure 148 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de températures.
165
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
5.2.3 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through à grille en tranchée sous charge inductive avec diode de roue libre
En considérant l’IGBT à grille en tranchée Punch Through, la figure 149 confirme les
tendances observées dans le cas du transistor Planar Punch Through.
Figure 149 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
En se focalisant sur la phase d’ouverture du composant présentée à la figure 150, on
observe les mêmes tendances quant à l’élévation du temps d’ouverture avec l’augmentation
de la température. Ces tendances sont aussi observées après simulation du modèle d’IGBT
présentée au chapitre III (figure 95).
Figure 150 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
166
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Enfin, l’effet de la variation de la température est bien visible lors de la phase de
fermeture de l’IGBT (figure 151), et les tendances de l’effet de la température durant cette
phase sont les mêmes pour les deux autres types de structures.
Figure 151 : Formes d’ondes lors de la fermeture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée
sous charge inductive avec diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
5.3-Défaillances de l’IGBT lors de la commutation sous charge inductive avec diode
de roue libre
5.3.1 Défaillance dans le cas de la commutation d’un IGBT de type Non
Punch Through sous charge inductive avec diode de roue libre
La figure 152 propose les formes d’ondes du courant d’anode IA, de la tension VAK entre
l’anode et la cathode ainsi que la tension de grille VGK, dans une configuration amenant
l’IGBT de type Planar Non Punch Through à se mettre en mode de défaillance lors de sa
commutation sous charge inductive avec diode de roue libre.
On impose une tension VDD de 300V, une tension de grille VGK=20V, la résistance de
grille est fixée à RG=5Ω. La mesure a été réalisée à la température de 25°C.
167
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 152 : Formes d’ondes de la défaillance de l’IGBT de type Non Punch Through lors de sa
commutation sous charge inductive avec diode de roue libre.
Il s’agit d’un cas extrême de fonctionnement, où la non linéarité du courant de charge IA
est due à la saturation du noyau de l’inductance. Cet effet de saturation a été exploité afin
d’atteindre des niveaux de courant très élevés, dans le but de provoquer des mises en
défaillance du composant. En mode de fonctionnement normal, cet effet de saturation ne doit
pas avoir lieu.
Bien que la commande de grille ait été fixée à 10µs, le très fort niveau de courant atteint
au sein de la structure maintient cette tension de grille et le composant se remet à conduire
soudainement avec un très fort dIA/dt. Il s’en suit une chute de la tension VAK. Ce
comportement électrique est synonyme de défaillance de la structure.
5.3.2 Défaillance dans le cas de la commutation d’un IGBT de type Punch
Through sous charge inductive avec diode de roue libre
La figure 153 propose quasiment les mêmes formes d’ondes du courant d’anode IA, de
la tension VAK entre l’anode et la cathode ainsi que la tension de grille VGK, que dans le cas
précédant.
Afin de mettre en mode de défaillance l’IGBT de type Planar Punch Through lors de sa
commutation sous charge inductive avec diode de roue libre, on a utilisé la même
168
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
configuration que dans le cas précédent, on a seulement changé la tension sur la grille qui vaut
VGK=17V.
Figure 153 : Formes d’ondes de la défaillance de l’IGBT de type Punch Through lors de sa commutation
sous charge inductive avec diode de roue libre.
On retrouve donc le même comportement de l’IGBT Planar Non Punch Through et
Planar Punch Through lors de la défaillance dans ce mode de fonctionnement.
La simulation au chapitre III de la défaillance du modèle d’IGBT Punch Through à
grille en tranchée présente des formes d’ondes assez ressemblantes(figure 85), si ce n’est que
la saturation de l’inductance n’est pas prise en compte, et la tension VGK ne se maintient pas.
6. Étude expérimentale de la commutation de l’IGBT sous charge inductive
sans diode de roue libre [IV-14-IV-19]
Dans cette partie, nous proposons une étude expérimentale de la commutation lors de
commutations sous charges inductive sans diode de roue libre de trois différentes structures
d’IGBT.
Nous avons choisi, pour cette étude, d’effectuer les tests sur trois structures IGBT de
même calibre en tension de 1200V, mais de types différents : une structure Planar de type
Non Punch Through, une structure Planar Punch Through, et enfin, on reprend la structure
Punch Through à grille en tranchée qui a servi à l’étude en court-circuit et en mode de
commutation sous charge inductive avec diode de roue libre pour confirmer les tendances
obtenues en simulation au chapitre III.
169
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
On effectuera des tests dans un premier temps en faisant varier la résistance de grille RG
(0Ω, 1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω), puis en faisant varier la température (-40°C, 25°C, 150°C et
200°C).
Ces tests ont été réalisés pour les trois types de composants en imposant une tension
VDD=40V pour les structures Planar Non Punch Through et Punch Through à grille en
tranchée tandis que pour la structure Planar Punch Through, on a imposé une tension
VDD=100V.
Cette différence de tensions VDD appliquée est due au fait que les composants sont plus
ou moins aptes à opérer sous ce mode de fonctionnement sans qu’une défaillance ne
survienne.
Dans le cas du transistor de type Non Punch Through, VGK=14V, pour le transistor,
VGK=11V et enfin pour le transistor Punch Through à grille en tranchée, VGK=10V.
On a utilisé la même inductance que dans le cas de l’étude précédente qui a une valeur
de 20µH.
Enfin, on présentera la défaillance constatée sur la structure Planar Punch Through.
6.1- Effet de la résistance de grille
6.1.1 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type
Non Punch Through sous charge inductive sans diode de roue libre
La figure 154 présente une vue générale des formes d’ondes du courant d’anode IA et de
la tension VAK, lors de commutations sous charge inductive sans diode de roue libre.
Lorsque l’impulsion de la tension de grille est appliquée, le courant IA augmente
linéairement sous l’effet de la charge de l’inductance.
Dés que la tension de grille est réduite à zéro, l’IGBT s’ouvre et l’inductance se met
alors à se décharger à travers le transistor qui se met en mode d’avalanche. La tension aux
bornes de l’anode et de la cathode de l’IGBT devient alors très importante et atteint la tension
de claquage dynamique VAKD.
170
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Le temps durant lequel la tension d’avalanche dynamique est appliquée est celui
nécessaire pour que l’inductance se décharge totalement.
Ainsi, plus le niveau de courant avant l’ouverture du composant est important et plus
l’IGBT est soumis à une forte tension pendant qu’il est obligé de conduire.
Figure 154 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive sans diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
Dans le cas présenté à la figure 155, le courant maximal atteint juste avant l’ouverture
est de l’ordre de 20A.
On a réalisé ces mesures dans ce mode de fonctionnement en faisant varier la résistance
de grille pour les valeurs suivantes : 0Ω, 1Ω, 5Ω, 50Ω et 100Ω, et on peut observer à la figure
154 que plus la résistance de grille est grande et plus le courant atteint juste avant l’ouverture
est important.
Ceci est dû au fait que la tension de grille met plus de temps à s’annuler lorsque la
résistance de grille augmente.
En ce qui concerne la tension VAK qui s’applique durant la décharge de l’inductance, la
variation de la résistance de grille fait que cette tension se décale dans le temps, du fait du
décalage des instants d’ouverture de l’IGBT.
On remarque que la valeur de la tension de claquage dynamique atteint une très forte
valeur de l’ordre de la tension de claquage en statique VAKdynamique=1300V.
171
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 155 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive sans diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
6.1.2 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type
Punch Through sous charge inductive sans diode de roue libre
Dans le cas de la commutation l’IGBT de type Punch Through présenté à la figure 156,
le courant maximal atteint juste avant l’ouverture est de l’ordre de 50A, alors que VDD= 100V.
Figure 156 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
sans diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
172
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Dans le cas de l’IGBT Planar Punch Through, on observe sur la figure 157, le même
phénomène de décalage temporel des tensions de claquage dynamique VAKD avec la variation
de la résistance de grille que dans le cas de l’IGBT Planar Non Punch Through.
Cependant, la forme distordue de cette tension est particulière et typique du transistor de
type Punch Through. L’échauffement qui se produit durant la croissance de la tension VAK, va
accroitre le gain en courant de la composante du transistor bipolaire PNP de l’IGBT et donc
l’excès de charge positive présent dans la région de conduction va croître. De ce fait, le temps
de montée de la tension VAK est plus importante, et la tension n’atteint pas directement sa
valeur maximale. Lors de la décroissance du courant d’anode, les porteurs minoritaires en
excès sont évacués et la tension VAK peut continuer à croitre .
De plus, la valeur maximale de VAKD est un peu moins importante que la tension de
claquage statique VAKS, et a une valeur autour de 1120 V.
Figure 157 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
sans diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
6.1.3 Effet de la résistance de grille sur la commutation d’un IGBT de type
Punch Through à grille en tranchée sous charge inductive sans diode de roue libre
Enfin, dans le cas de la commutation d’un IGBT de type Punch Through à grille en
tranchée, on a appliqué une tension VDD=40V, et le courant maximal atteint avant l’ouverture
est de 20A.
173
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
On a choisi volontairement d’appliquer cette configuration du fait de la sensibilité de ce
composant à ce mode de fonctionnement.
D’ailleurs, la figure 158 montre que, pour une valeur de résistance de grille supérieure
ou égale à 5 Ω, le composant se met en mode de défaillance et on voit le courant qui se met à
augmenter brutalement alors que la décharge de l’inductance n’était pas terminée. Pour une
valeur de résistance de grille égale à 100Ω, le composant fut totalement détruit.
Ceci prouve bien que l’augmentation de la résistance de grille va dans le sens de
l’augmentation des risques de destruction du composant.
Cette tendance a été révélée durant les simulations réalisées sur le modèle d’IGBT à
grille en tranchée dans ce mode de fonctionnement au chapitre III (figure 104).
Figure 158 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive sans diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
La figure 159 nous permet de mieux observer l’évolution de la tension de claquage
dynamique VAKD avec la variation de la résistance de grille.
174
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 159 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive sans diode de roue libre à 25°C pour différentes valeurs de résistance de grille.
Sa forme distordue est typique de la tension de claquage dynamique [IV-13] pour les
structures de type Punch Through et on peut noter qu’elle diminue lorsque la résistance de
grille augmente. En fait, dans cette configuration particulière, l’augmentation de la résistance
de grille, qui induit une plus grande puissance à dissiper, provoque un échauffement très élevé
qui provoque la chute de la tension dynamique VAKD.
6.2- Effet de la température
6.2.1 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Non
Punch Through sous charge inductive sans diode de roue libre
La figure 160 présente une vue générale des formes d’ondes du courant d’anode IA et
des tensions VAK et VGK, lors de commutations sous charge inductive avec diode de roue
libre, en fonction de la variation de la température.
175
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 160 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive sans diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Sur ce type de composant de type Planar Non Punch Through, la pente de charge du
courant varie légèrement avec la température.
En ce qui concerne la variation de la tension de claquage dynamique VAKD, on remarque
sur la figure 161, qu’elle augmente avec la température ; cela dit, les niveaux de courants
avant ouverture du composant sont différents suivant la température, ce qui explique en partie
cette tendance.
Figure 161 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Non Punch Through sous charge
inductive sans diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
176
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
6.2.2 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through sous charge inductive sans diode de roue libre
Dans le cas de la commutation sous charge inductive sans diode de roue libre de l’IGBT
de type Punch Through, la figure 162 montre que, lorsque la température augmente, le temps
de décharge par contre augmente sensiblement.
L’augmentation de la température fait croître la queue de courant.
Figure 162 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
sans diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
En ce qui concerne l’évolution de la tension de claquage dynamique VAKD en fonction
de la température présentée à la figure 163, on peut voir que celle-ci diminue sensiblement
avec l’élévation de la température.
Pour les températures de 150°C et 200°C, les tensions de claquage dynamique VAKD
sont plus étalées ; Ceci est dû au fait que, pour ces deux températures, le courant s’annule plus
tardivement que pour des températures moins élevées ; La charge stockée dans la région Ndrift est plus importante à haute température, ce qui empêche l’accroissement du champ
électrique et donc de VAK.
177
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 163 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through sous charge inductive
sans diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
6.2.3 Effet de la température sur la commutation d’un IGBT de type Punch
Through à grille en tranchée sous charge inductive sans diode de roue libre
En considérant l’IGBT à grille en tranchée Punch Through, la figure 164 confirme les
tendances observées dans le cas du transistor Planar Punch Through.
Figure 164 : Formes d’ondes de la commutation d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive sans diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
178
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Il est possible en particulier d’observer, sur la figure 165, l’évolution de la tension de
claquage dynamique qui diminue pour une élévation de la température allant de 25°C à 200°C.
Figure 165 : Formes d’ondes lors de l’ouverture d’un IGBT de type Punch Through à grille en tranchée sous
charge inductive sans diode de roue libre pour RG=5Ω et pour différentes valeurs de température.
Cette tendance a aussi été révélée durant les simulations réalisées sur le modèle d’IGBT
à grille en tranchée dans ce mode de fonctionnement au chapitre III (figure 106).
6.3-Défaillances de l’IGBT lors de la commutation sous charge inductive sans diode
de roue libre
Un exemple de défaillance sur un composant de type Planar Punch Through 600V lors
de la mise en commutation sous charge inductive sans diode de roue libre est proposé à la
figure 166.
Les formes d’ondes du courant d’anode IA, de la tension VAK entre l’anode et la cathode
ainsi que la tension de grille VGK sont obtenues lorsqu’on impose une tension VDD de 150V,
une tension de grille VGK=10V, la résistance de grille est fixée à RG=5Ω. La mesure a été
réalisée a la température de 25°C.
179
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Figure 166 : Formes d’ondes de la défaillance de l’IGBT de type Punch Through lors de sa commutation
sous charge inductive sans diode de roue libre.
Comme dans le cas traité dans 6.1.3, le composant se met en mode de défaillance et on
voit le courant qui se met à augmenter brutalement alors que la décharge de l’inductance
n’était pas terminée.
On obtient des formes d’ondes du même type, nous permettant de confirmer cette
tendance qui a été révélée durant les simulations réalisées sur le modèle d’IGBT à grille en
tranchée dans ce mode de fonctionnement au chapitre III (figure 103).
7. Résumé
On peut résumer les principaux résultats obtenus par cette étude expérimentale dans le
tableau 3.
En mode de court circuit, l’augmentation de la résistance de grille provoque une
élévation du temps de montée du courant IA durant la fermeture et du temps de descente du
courant durant l’ouverture des trois types de composants étudiés. Au niveau de la tension
VAK, l’augmentation de RG induit un amortissement des oscillations constatées et la
diminution de la pente dVAK/dt.
L’augmentation de la température fait chuter le niveau de courant atteint durant la mise
conduction en mode de court circuit pour le composant Planar de type Non Punch Through.
180
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
Mode
de
Évolution
Structure
Structure Planar
Structure à grille
du
Planar NPT
PT
en T PT
fonctionnement
paramètre
• tON augmente
• tON augmente
• tON augmente
RG
• tOFF augmente
• tOFF augmente
• tOFF augmente
augmente
• Niveau de
• Niveau de courant
• Niveau de courant
courant inchangé
inchangé
inchangé
• tON diminue
• tON augmente puis
• tON augmente puis
• tOFF diminue
diminue
diminue
• Niveau de
• tOFF augmente puis
• tOFF augmente puis
courant diminue
diminue
diminue
• Niveau de courant
• Niveau de courant
augmente puis
augmente puis
diminu, suivant le
diminu, suivant le
niveau de courant
niveau de courant
• tON augmente
• tON augmente
• tON augmente
RG
• tOFF augmente
• tOFF augmente
• tOFF augmente
augmente
• Niveau de
• Niveau de courant
• Niveau de courant
sous charge
courant inchangé
inchangé
inchangé
inductive avec
• Coefficient de
• Coefficient de
• Coefficient de
température positif
température négatif
température négatif
• tON augmente
puis positif
puis positif
• tOFF augmente
• tON augmente
• tON augmente
• tOFF augmente
tOFF augmente
Court circuit
T
augmente
Commutation
diode de roue
libre
Commutation
sous charge
T
augmente
RG
• tOFF augmente
• tOFF augmente
• tOFF augmente
augmente
• VAKD~VAKS
• VAKD<VAKS
• VAKD<VAKS
T
• tOFF augmente
• tOFF augmente
• tOFF augmente
• VAKD change
• VAKD diminue
VAKD diminue
inductive sans
diode de roue
libre
augmente
peu
Tableau 3 : Tableau récapitulatif des résultats de mesures.
En revanche, dans le cas des deux autres structures de type Punch Through à structure
de grille Planar et en tranchée, l’augmentation de la température fait monter ou diminuer le
courant de conduction suivant le niveau de courant et donc la tension appliquée sur la grille.
181
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
En mode de commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue libre,
l’augmentation de la résistance de grille induit une augmentation du courant maximal atteint
juste avant l’ouverture. Les temps d’ouverture et de fermeture augmentent avec
l’augmentation de la résistance de grille pour les trois types de composants. Par rapport à la
tension VAK, on constate les mêmes effets qu’en mode de court circuit.
En ce qui concerne l’influence de la température, lorsqu’on considère la présence de la
diode de roue libre, pour les trois types de composants les temps d’ouverture et de fermeture
augmentent lorsque le température augmente.
Dans le cas où on ne considère pas la présence de la diode de roue libre, les temps
d’ouverture augmentent pour les trois structures si on augmente la température.
On note aussi que le niveau de la tension VAK ne varie pas durant la mise en avalanche
des trois types de transistors avec la variation de la résistance de grille et elle atteint la tension
de claquage dynamique dans le cas du transistor IGBT de type Non Punch Through Planar.
Par contre, pour une élévation de la température, on note une baisse de cette tension
d’avalanche surtout dans le cas de les IGBT de type Punch Through.
8. Conclusion
L’étude expérimentale réalisée dans ce chapitre a permis de mettre en exergue quelques
renseignements sur le comportement de trois types de composants IGBT à structures
différentes dans différents modes de fonctionnement.
Trois structures d’IGBT différentes, Planar Non Punch Through, Planar Punch Through
et à grille en tranchée Punch Through ont été employées dans trois modes de fonctionnent
extrême : court-circuit, commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue libre.
L’influence de la température et de la résistance de grille sur les trois types d’IGBT dans
ces trois modes de fonctionnement a été étudiée.
Il s’est avéré que l’augmentation de ces deux paramètres va dans le sens de
l’augmentation de la puissance mise en jeu durant les trois modes de fonctionnement,
induisant une plus grande vulnérabilité des composants testés.
On a pu mettre en évidence que les défaillances provoquées dans les trois modes de
fonctionnement sont liées à l’élévation de la température générée suite à la forte puissance
dissipée mise en jeu durant ces modes de fonctionnement.
182
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
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Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
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Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
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185
Chapitre IV - Etude expérimentale du comportement de l’IGBT sous condition de fonctionnement en mode de court circuit, de commutation
sous charge inductive avec et sans diode de roue libre
186
CHAPITRE V :
« Proposition
d’amélioration
de
la
robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en
tranchée à couche tampon SiGe »
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
188
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
1. Introduction
Le choix de l’IGBT dans les applications d’électronique de puissance est lié à ses
caractéristiques en termes de robustesse, de pertes en commutation et en conduction.
Cependant, il existe un compromis entre ces trois caractéristiques, sachant que l’amélioration
de l’une se fait généralement au détriment des deux autres.
Cela veut dire que si l’on est amené à faire une comparaison entre plusieurs composants
IGBT, il faut tenir compte de ces trois caractéristiques, afin que cette comparaison soit la plus
globale et juste possible.
L’étude présentée dans ce chapitre consiste à effectuer une mise en parallele des
performances d’un transistor PT-T-IGBT conventionnel et un nouveau composant ayant
comme particularité d’avoir une couche tampon constituée d’une hétérostructure Si(1-x)Gex,
avec x représentant la fraction molaire de germanium dans le silicium.
Le principal intérêt d’utiliser une couche tampon Si(1-x)Gex est de pouvoir réduire
l’énergie de gap dans cette zone comparée à l’énergie de gap du silicium. On retrouve ce type
de matériaux souvent utilisés dans les Transistors Bipolaires à Hétérojonction (HBT)
[V-1,V-2], ainsi que dans les diodes de puissance [V-3]. Cependant, peu d’études ont été
réalisées sur les autres composants de puissance, en particulier sur les IGBT [V-4-V-7]. Dans
ces quelques études réalisées sur le composant IGBT, les auteurs ont rajouté une couche Si(1x)Gex
coté collecteur proche de la couche tampon : la barrière de potentiel que les trous
injectés doivent dépasser est élevée en même temps que la fraction molaire de germanium
dans la couche Si(1-x)Gex. De cette manière, l’injection des trous est contrôlée amenant à une
réduction du temps d’ouverture durant une commutation sous charge résistive, mais en
contrepartie, il y a une légère élévation de la chute de tension à l’état passant.
Le composant que l’on propose se différencie dans le fait que la couche Si(1-x)Gex est
placée au niveau de la couche tampon et non au niveau du collecteur. La physique du
composant s’en trouve donc changée par rapport à ce qui a déjà été publié. Cependant l’effet
escompté est le même, c'est-à-dire améliorer le comportement du composant sous divers
aspects et ceci sera largement développé dans ce chapitre.
L’évolution de l’impact de l’incorporation de germanium dans la couche tampon sur le
compromis entre les pertes en conduction et le temps d’ouverture du composant sera
présentée. De plus, la robustesse de ce nouveau composant sera comparée à celle de l’IGBT
189
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
conventionnel, en terme de tenue en court-circuit, et en condition de commutation sous charge
inductive avec et sans diode de roue libre.
2. Objectifs
Partant de l’idée de l’IGBT à couche tampon Si(1-x)Gex, le principal objectif de ce
chapitre est d’étudier théoriquement ce composant en s’appuyant sur des simulations
physiques par éléments finis à l’aide du logiciel Sentaurus [V-8]. Ceci nous permettra de
valider l’intérêt d’utiliser un tel composant, en mettant en évidence les avantages que cette
structure apporte par rapport à une structure classique.
Pour cela, il sera important d’atteindre les objectifs suivants :
-
Mettre en évidence l’influence de la couche tampon Si(1-x)Gex sur les pertes en
conduction.
-
Mettre en évidence l’influence de la couche tampon Si(1-x)Gex sur la vitesse
d’ouverture du composant.
-
Étudier l’évolution de la robustesse du nouveau composant en étudiant sa tenue
au court-circuit, et en conditions de commutation sous charge inductive avec et
sans diode de roue libre.
-
Étudier la dépendance en température de ce composant.
-
Étudier l’intérêt d’appliquer une couche tampon Si(1-x)Gex sur d’autres types
d’IGBT tels que le Carrier Stored Trench gate Bipolar Transistor (CSTBT) et
Field stop IGBT (FS-IGBT).
3. État de l’art sur l’apport d’une couche Si/SiGe
L’originalité du composant proposé réside dans l’utilisation d’une couche tampon
Si(1-x)Gex. Afin de comprendre l’intérêt du choix de cette hétérostructure au lieu du silicium, il
est nécessaire d’étudier la jonction P+ / N+ présentée à la figure 167. Il s’agit d’une
hétérojonction Si / Si(1-x)Gex, avec x représentant la fraction molaire de germanium, dont le
profil est représenté sur la figure 1, c'est-à-dire que la région P+ représentant le substrat de
l’IGBT est exclusivement constituée de silicium, tandis que dans la région N+ représentant la
couche tampon, on adopte un profil abrupt de germanium (x>0).
190
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Une tension V, représentant la polarisation en direct de la jonction durant la mise en
conduction, est appliquée.
V
+
N+
P+
x
Distance (µm)
Figure 167 : Représentation d’une hétérojonction Si(1-x)Gex N+/P+ polarisée en direct et profil de germanium
appliqué.
Considérons le diagramme de bandes de la jonction à l’équilibre thermodynamique
(V=0V) représenté sur la figure 168 : deux cas sont à considérer. Le premier correspond à la
non inclusion de germanium dans la couche N+(x=0). Dans ce cas, l’énergie de gap Eg[Si] est
la même dans les régions N+ et P+, et elle vaut 1,12eV à une température avoisinant 300K.
Dans le second cas, on adopte un profil abrupt de germanium dans la région N+, ce qui a
comme conséquence de réduire l’énergie de gap dans cette région comparée à celle dans la
région P+. L’énergie de gap dans la région N+ est fonction de la fraction molaire de
germanium x et son expression est donnée par l’équation 12 à la température de 300K et pour
x<0,85 [V-9].
E g [ Si(1− x )Gex ] = 1.12 − 0.41x
Équation 12
A l’équilibre thermodynamique, aucun courant ne traverse la jonction P+N+.
E
N+
P+
Ec
- -- -- -- -- -Eg [Si(1-x)Gex]
Eg [Si]
+ + + +
+ + + + +
EF
Ev
Distance (µm)
Figure 168 : Schéma du diagramme de bandes de la jonction P+/N+ à l’équilibre thermodynamique.
191
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Si on applique une tension V positive aux bornes de la jonction P+ / N+ (figure 167),
celle-ci devient polarisée en direct, et nous retrouvons la polarisation appliquée aux bornes de
la jonction Psubstat / N+ tampon, d’un IGBT à grille en tranchée lorsqu’une tension VAK est
appliquée aux bornes de l’anode et de la cathode du composant.
L’application d’une tension V se traduit par la réduction de la barrière de potentiel de la
jonction. En effet, le diagramme de bande représenté par la figure 169 montre l’application
d’une énergie qV entre le quasi-niveau de fermi (EFN+) de la zone N+et le quasi-niveau de fermi
+
(EFP+) de la zone P .
Ainsi un courant de diffusion est créé au niveau de la jonction. Les électrons diffusent
de la région N+ vers la région P+, alors que les trous diffusent en sens contraire.
Cependant, la réduction de la barrière de potentiel pour les électrons est indépendante de
la variation de la fraction molaire de germanium appliquée dans la région P+, c'est-à-dire que
l’injection des électrons ne varie pas avec x, tandis que la barrière de potentiel vue par les
trous se voit réduite avec l’élévation de la fraction molaire de germanium x. L’injection des
trous de la région P+ vers la région N+ est améliorée.
De plus, la réduction de l’énergie de gap dans la région tampon Si(1-x)Gex induit une
augmentation du taux de génération recombinaison des porteurs. Cette propriété sera
exploitée dans le composant IGBT proposé, particulièrement pour réduire la queue de courant
à l’ouverture.
E
N+
P+
-
e
-----------
- - - -
qV
EFN+
EFP+
+ + + +
+ + + + +
+ + + +
+ +
+ + + +
Ec
Ev
h+
Distance (µm)
Figure 169 : Schéma du diagramme de bandes de la jonction P+/N+ polarisée en direct.
192
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
4. Structure du nouveau composant proposé
Le composant proposé (figure 170) est basé sur la structure Punch Through et contrôlé
par une grille en tranchée. Ainsi, la base et la cathode du transistor bipolaire PNP sont
séparées par la couche tampon N+. L’originalité de ce composant réside dans la nature de la
couche tampon qui est constituée de Si(1-x)Gex, avec un profil abrupt de germanium (x>0). La
durée de vie des porteurs est contrôlée par implantation ionique uniforme sur toute la
structure. En plus de la durée de vie globale, on applique localement un contrôle de la durée
de vie des porteurs autour de la région tampon N+.
Cette structure est conçue pour un courant nominal de 150A et une tension de claquage
de 1200V.
Cathode (K)
y a Grille (G)
P+
N+
P
N- drift
SixGe(1-x)
N+
≈
P+
≈
y’
Anode (A)
Figure 170 : Structure de l’IGBT à couche tampon Si(1-x)Gex.
Afin de mettre en exergue les avantages à utiliser un tel composant avec couche tampon
Si(1-x)Gex, il est nécessaire de comparer les principaux atouts de ce composant avec ceux du
PT-T-IGBT conventionnel (x=0).
5. Conditions d’analyse
5.1. Circuit de test
Afin d’étudier ce nouveau composant, il est nécessaire de le caractériser de la façon la
plus complète possible.
Pour cela, une série de simulations sera mise en œuvre et est basée sur les deux circuits
de tests schématisés par les figures 171 et 172.
193
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
En se basant sur le circuit représenté sur la figure 171, il sera possible de simuler :
-
La caractéristique de transfert du courant d’anode IA en fonction de la tension
entre l’anode et la cathode VAK ; pour cela on fixe une tension de grille, puis on
fait évoluer la tension VAK. Les résistances RA et RK (1mΩ), ainsi que les
inductances LA et LK sont considérées négligeables (1µH).
-
La simulation dynamique de l’ouverture de l’IGBT étudiée sous charge résistive.
On applique une tension continue et fixe VDD, puis on applique une tension de
grille de 15V durant 10µs, ce qui nous permet d’observer l’ouverture du
composant. La charge est essentiellement résistive matérialisée par RA, tandis
que RK, ainsi que les inductances LA et LK sont considérés très faibles de l’ordre
de 1µH.
-
La tension de claquage, obtenue en faisant varier la tension entre l’anode et la
cathode VAK, et en scrutant l’élévation brutale du courant électrique IA synonyme
de l’apparition du phénomène de claquage.
-
La mise en court circuit du composant, en imposant une tension VDD directement
entre l’anode et la cathode (RA et RK, ainsi que les inductances LA et LK sont
considérées négligeables, 1mΩ pour les résistances et 1µH pour les inductances)
alors qu’on applique une tension de grille VGK durant une dizaine de
microsecondes.
RA
LA
VDD
A
IGBT
RG
V
G
G
K
LK
RK
Figure 171 : Circuit de test utilisé pour la simulation de la caractéristique de transfert IA=f(VAK), de
l’ouverture sous charge résistive, de la tension de claquage et de la mise en court-circuit du composant.
En se basant sur le circuit représenté sur la figure 172, il sera possible de simuler :
194
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
-
La commutation sous charge inductive L avec diode de roue libre, LA
représentant l’inductance filaire parasite et RA représentant une résistance de
contact mais qui reste faible (10mΩ).
-
La commutation sous charge inductive L sans diode de roue libre, en supprimant
simplement la diode antiparallèle du dispositif.
DA
L
RA
LA
VDD
A
IGBT
RG
G
K
V
G
Figure 172 : Circuit de test utilisé pour la simulation de la commutation sous charge inductive avec et sans
diode de roue libre.
5.2. Conditions de test en simulation
Lors de ces différentes simulations, on a mis en œuvre les principaux modèles décrits
dans les chapitres précédents, nous ne nous attarderons pas à les redécrire dans cette partie.
Ce nouveau composant fait appel à une hétérostructure Si(1-x)Gex, qui nécessite de
prendre en compte des modèle spécifique nécessaire à la cohérence des résultats. Il s’agit du
modèle HeteroInterface.
6. Évolution du compromis pertes en conduction, temps de commutation
avec l’implémentation de la couche Si(1-x)Gex
L’une des principales caractéristiques des composants de puissance est la fréquence de
commutation, directement liée au temps de commutation. Dans le cas de l’IGBT, le temps
d’ouverture est lié à la faculté du composant à évacuer la charge stockée (porteurs
minoritaires) au niveau de la région N- drift.
195
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
La figure 173 présente la simulation dynamique de l’ouverture de l’IGBT étudiée sous
charge résistive à la température ambiante, avec la variation de la fraction molaire x de
germanium de 0% à 40% dans la couche tampon Si(1-x)Gex.
160
t = 5µs
Fraction molaire x
Si seulement
10%
g
20%
t 30%
u 40%
140
120
n
IA (A)
100
80
60
u
40
Fraction molaire
20
g
t
u
0
0
2
4
6
8
10
n
12
14
16
18
20
Temps (µs)
Figure 173 : Simulation de l’ouverture de l’IGBT sous charge résistive à une température de 300K pour
différentes valeurs de fraction molaire.
Il y a une diminution du temps d’ouverture du composant avec l’augmentation de la
fraction molaire de germanium x.
En effet, la réduction de l’énergie de gap due à l’élévation de la fraction molaire x dans
la zone tampon induit l’élévation du taux de recombinaison Shockley Read Hall (SRH). La
figure 174 représente l’influence de la fraction molaire sur la répartition du taux de
recombinaison suivant l’axe (y-y’) au temps t=5µs, pris durant la conduction du transistor.
Le taux de recombinaison SRH peut s’exprimer de la manière suivante :
2
np − ni
R=
τ p (n + n1 ) + τ n ( p + p1 )
Équation 13
⎛ Etrap ⎞
⎛ − Etrap ⎞
⎟⎟ ; p1 = ni exp⎜⎜
⎟⎟
avec : n1 = ni exp⎜⎜
⎝ kT ⎠
⎝ kT ⎠
Où Etrap est l’énergie de piège discrète liée au niveau d’énergie intrinsèque du semiconducteur, k est la constante de boltzmann, ni est la concentration intrinsèque et T représente
la température, τn et τp les durées de vie des minoritaires. L’équation 13 confirme qu’une
réduction de la durée de vie des porteurs liée à l’élévation de la fraction molaire x induit une
élévation du taux de recombinaison.
196
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Durant la phase d’ouverture du transistor IGBT, l’efficacité de recombinaison des
porteurs minoritaires dans la couche tampon N+ est améliorée avec l’élévation de la fraction
molaire x ; ainsi, la queue de courant est réduite. Cependant, le fort taux de recombinaison
pour une fraction molaire excédent 30%, induit une forme d’onde de courant anormale
comme présenté à la figure 173. En effet, le taux de recombinaison est si élevé qu’il contribue
à limiter le courant total, durant l’état passant, à un courant maximal inférieur au courant de
conduction normalement atteint.
1E25
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
t 20%
g
30%
u 40%
g
t
u
n
-3 -1
Recombinaison SRH (cm s )
1E26
1E24
n
1E23
t
n
t
1E22
g
g
1E21
u
u
1E20
1E19
100
110
120
130
140
150
Distance (µm)
Figure 174 : Simulation de la répartition du taux de recombinaison SRH durant l’état passant sous charge
résistive à une température de 300K pour différentes valeurs de fraction molaire le long de la ligne de coupe
y-y’.
La figure 175 représente la caractéristique statique, courant d’anode IA en fonction de la
tension VAK aux bornes de l’anode et de la cathode du composant, pour différentes valeurs de
fraction molaire x variant de 0% à 40%. On peut observer que la tension de saturation (Von)
présente une augmentation modérée pour une fraction molaire x inferieure à 20%. Au delà de
cette valeur, Von augmente très fortement.
En considérant le modéle de l’IGBT durant l’état passant comme une association en
série d’un transistor MOSFET et d’une diode PiN [V-10], il est possible d’exprimer la chute
de tension à l’état passant Von, comme la somme des chutes de tension dans ces deux
composants (équation 14) :
⎤
⎡
⎥
⎢
I Ad
I A LCH
2kT ⎢
⎥+
Von =
ln
⎥
⎢
q
μnsCox Z (VG − Vth )
⎛d ⎞
⎢ 2kWZDa ni F ⎜⎜ ⎟⎟ ⎥
L
⎝ a ⎠ ⎦⎥
⎣⎢
Équation 14
197
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Où W est l’épaisseur de la région N- drift, d = 0,5W , Z et LCH sont respectivement la
largeur et la longueur du canal, Da le coefficient de diffusion ambipolaire, La est la longueur
de diffusion ambipolaire. F(d/La) est une fonction croissante pour d inferieure à La et
décroissante dans le cas contraire. µns, la mobilité de surface des électrons, Cox la capacité
d’oxyde et Vth est la tension de seuil.
Dans le cas d’une augmentation de la fraction molaire x dans la couche tampon
Si(1-x)Gex, il y a réduction de la durée de vie des porteurs ; Ainsi, la longueur de diffusion La
qui est proportionnelle à la durée de vie des porteurs se trouve aussi réduite, puisque
La = Daτ
.
200
n
t Fraction molaire x
g
Si seulement
10%
g
20%
t 30%
u 40%
n
IA (A)
150
100
50
Mole fraction x
u
0
0
2
4
6
8
10
VAK (V)
Figure 175 : Simulation de la caractéristique statique IA=f(VAK) à la température 300K pour différentes
valeurs de fraction molaire.
En considérant la distribution de la densité des porteurs le long de la ligne de coupe
verticale (y-y’), et durant l’état passant, il est possible de constater que la longueur de
diffusion La est inférieure à la demi-épaisseur d de la région N-drift. L’augmentation de x induit
donc la diminution de F(d/La) et d’après l’équation 14, la chute de tension à l’état passant Von
se voit croître.
7. Dépendance à la température
En résumé des résultats obtenus jusque là, la figure 176 présente le temps d’ouverture en
fonction de la chute de tension à l’état passant pour différentes fractions molaires x dans la
couche tampon Si(1-x)Gex, varient de 0% à 40%, et pour différentes températures (233K,
298K, 423K et 473K).
198
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
1,6
0%
0%
10%
Température
233K
298K
423K
473K
1,4
10%
1,2
20%
0%
toff (µs)
1,0
0,8
0,6
0,4
20%
10%
30%
0%
10%
20% 30%
40%
40%
0,2
30%
20%
0,0
2
3
4
5
6
7
Von (V)
Figure 176 : Compromis entre le temps d’ouverture et la chute de tension à l’état passant pour différentes
valeurs de fraction molaire et de températures.
Il semble y avoir un compromis entre ces deux paramètres avec l’évolution de x. En
effet, à la température ambiante (298K), pour une variation de la fraction molaire entre 0 et
20%, il y a une réduction significative du temps d’ouverture pour une légère élévation de la
chute de tension à l’état passant. Au-delà de 20%, l’augmentation de la tension de saturation
devient très forte.
L’élévation de la température à 423K provoque une augmentation globale à la fois du
temps d’ouverture et de la chute de tension à l’état passant pour une variation de la fraction
molaire x entre 0% et 20%. Tandis que pour x=30%, comparé aux résultats obtenus pour une
température égale à 298K, il y a une légère élévation du temps d’ouverture mais une réduction
significative de la chute de tension à l’état passant.
Si on porte la température à 473K, globalement, la chute de tension à l’état passant et le
temps d’ouverture pour différentes valeurs de fraction molaire sont plus élevés qu’aux
températures de 298K et 423K.
Concernant les résultats obtenus à basse température (T=233K), pour x inférieur à 15%,
il y a une réduction globale de la chute de tension à l’état passant et du temps d’ouverture.
Au-delà de 15%, la tension de saturation devient excessivement grande.
On constate donc que l’augmentation de la température fait croître la fraction molaire à
partir de laquelle la chute de tension à l’état passant devient excessive.
199
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
L’analyse de la dépendance à la température et de la fraction molaire de germanium
indique que l’intérêt principal à utiliser une couche tampon Si(1-x)Gex est de réduire de façon
significative le temps d’ouverture pour une légère élévation de la chute de tension à l’état
passant.
Par ailleurs, cette étude a aussi montré que la fraction molaire ne devait pas dépasser les
20% pour garantir la non élévation excessive de la tension de saturation, dans une gamme de
température assez large.
De plus, l’élévation de la chute de tension à l’état passant avec la température est
exprimée par l’équation 14, confirmant les résultats obtenus dans la figure 176.
Il est possible de modéliser analytiquement, aux différentes températures d’étude, l’effet
de la fraction molaire sur le compromis entre la chute de tension à l’état passant et le temps
d’ouverture de l’IGBT. Ce modèle, représenté sur la figure 176, est basé sur une fonction
lorentzienne (équation 15), et reste valide pour une fraction molaire x supérieure au centre xc
de la fonction lorentzienne considérée.
toff = y0 +
⎤
2A ⎡
w
⎢
⎥
2
π ⎣ 4(Von − xc ) + w2 ⎦
Équation 15
Les paramètres utilisés dans (équation 15) sont présentés dans le tableau 4, où xc
représente le centre, A est la surface, y0 l’offset, et w est un paramètre appelé mi-largeur à mihauteur, avec toff en microsecondes et Von en volts.
Ce modèle nous permet de prédire l’effet de la fraction molaire x de germanium dans la
couche tampon Si(1-x)Gex, mais son application reste restreinte au modèle physique de l’IGBT
étudié.
Surface A
Température
-6
(10 )
Centre xc
Mi-largeur w
Offset y0
(µm)
(µm)
(10-7)
(µm2)
(µm)
233 K
1,4864
1,6769
0,20364
1,5415
298 K
1,9802
1,8270
0,35931
1,3636
423 K
6,0004
2,1200
0,50444
1,0247
473 K
6,3411
2,3437
0,63221
1,0666
Tableau 4 : Résumé des paramètres utilisés dans la fonction Lorentzienne.
200
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Maintenant que l’intérêt de la couche tampon Si(1-x)Gex a été mis en évidence, il est
important d’étudier les répercussions de cette innovation sur la fiabilité du composant.
Est-ce que la tension maximale provoquant le claquage du composant évolue avec x ?
Comment se comporte l’IGBT en mode de court-circuit, et en condition de commutation sous
charge inductive avec et sans diode de roue libre ?
8. Tension de claquage
L’influence de la variation de la fraction molaire de germanium x sur l’évolution de la
tension de claquage est représentée sur la figure 177.
On remarque une très légère chute de la tension de claquage pour une fraction molaire x
de l’ordre de 10% par rapport à celle simulée pour x=0%.
Ensuite, l’augmentation de la fraction molaire jusqu’à 40%, est accompagnée d’ une
élévation de la tension de claquage qui passe de 1150V pour x=0% à 1300V pour x=40%.
40
IA (A)
30
20
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
g
20%
30%
t
u 40%
u
t
g
n
Fraction molaire x
10
0
-200
1000
1200
1400
VAK (V)
Figure 177 : Simulation de la tension de claquage pour différentes fractions molaires.
Lorsque la tension appliquée aux bornes du composant atteint la tension de claquage, le
phénomène d’avalanche se produit, et se traduit par la génération incontrôlable de paires
électron trou dans la zone où un fort champ électrique est appliqué.
201
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
L’une des propriétés mise en évidence de la couche tampon Si(1-x)Gex est l’amélioration
de la recombinaison des porteurs, localement au niveau de la couche tampon même, et cela se
répercute sur le taux de recombinaison global de la structure qui se retrouve aussi amélioré.
La figure 178 présente l’évolution du taux de recombinaison SRH autour de la zone
tampon Si(1-x)Gex pour différentes valeurs de fraction molaire x, durant l’application de la
tension de claquage, pour un même niveau de courant proche de 10μA.
On voit clairement que le taux de recombinaison augmente avec x dans la couche
tampon.
Ainsi, plus la fraction molaire est élevée dans cette couche, et plus le processus de
génération par impact de porteurs par ionisation due à l’application de la forte tension de
claquage est freiné par la forte recombinaison.
Il faut donc appliquer une tension de plus en plus forte lorsqu’on augmente x, pour que
le phénomène d’ionisation par impact soit visible. Ceci explique le fait que la tension de
claquage soit plus élevée lorsque la fraction molaire de germanium x augmente.
u
t
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
g
20%
t 30%
u 40%
g
1E18
-3 -1
Recombinaison SRH (cm s )
n
1E17
1E16
1E15
n
1E14
g
1E13
t
u
1E12
1E11
100
110
120
130
140
150
Distance (µm)
Figure 178 : Simulation du taux de recombinaison SRH pour un courant égal à 10µA et pour differentes
valeurs de fraction molaire x sous la tension de claquage le long de ligne de coupe y-y’.
9. Tenue en court-circuit
En se basant sur les simulations qui ont été effectuées au chapitre II, concernant la mise
en court-circuit de l’IGBT à grille en tranchée Punch Through, il est possible de mettre en
œuvre la nouvelle structure à couche tampon Si(1-x)Gex, dans les mêmes conditions de
simulation.
202
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Ainsi, il sera possible de voir l’effet de la fraction molaire de germanium dans cette
couche sur la tenue en court circuit du composant.
La simulation a été réalisée à la température ambiante, avec une tension VDD=250V, et
le courant de saturation IAsat= 300A obtenu lorsque la tension de grille est de VG=15V. Le
composant est maintenu dans des conditions de court circuit durant 10µs.
La figure 179 présente la caractéristique dynamique en mode de court-circuit du
composant étudié, suivant la variation de la fraction molaire x de germanium dans la couche
tampon Si(1-x)Gex, entre 0% et 40%.
Pour x=0%, correspondant à l’IGBT à grille en tranchée conventionnel étudié au
chapitre II, après 10µs de mise en court-circuit, alors qu’aucune tension de grille n’est
appliquée, le composant se met soudainement à conduire de nouveau, plusieurs
microsecondes après l’ouverture de l’IGBT. On est dans le cas de la défaillance dite : « mode
D » due à l’emballement thermique [V-11] (chapitre II).
Lorsque x=10%, on observe que la défaillance est retardée dans le temps, pour x entre
20% et 40%, la structure supporte la mise en court-circuit et aucune défaillance ne se produit.
Tandis que pour x=40%, on observe des formes d’ondes du courant anormales, toujours
liées à la valeur élevée du taux de recombinaison du composant influant sur la modulation de
la conductivité dans la région N-drift.
On peut donc conclure que la nouvelle structure à couche tampon Si(1-x)Gex, favorise la
tenue en court-circuit de l’IGBT ; Celadit, il faut veiller à ne pas dépasser le seuil de fraction
molaire de germanium conduisant au dysfonctionnement du transistor (ce seuil étant de 40%
pour le composant étudié).
700
500
600
IA pour x
500
u
t
300
g
n
VAK pour x
u
200
ugt
u
n
Fraction molaire x
Si seulement 400
n 10%
g 20%
300
t 30%
u 40%
VGK
VAK (V)
IA (A)
Tension de grille (V)
400
200
100
100
n
0
u
0
10
20
g
t
0
30
Temps (µs)
Figure 179 : Courant total durant le mode de court-circuit pour différentes valeurs de fraction molaire.
203
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
10. Tenue en conditions de commutation sous charge inductive avec et sans
diode de roue libre
10.1. Tenue aux conditions de commutation sous charge inductive avec diode de roue libre
En reprenant les conditions de simulation présentées au chapitre III concernant l’étude
de l’IGBT en conditions de commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue
libre, il est possible de mettre en évidence l’effet de l’insertion de germanium dans la couche
tampon de l’IGBT.
La commutation sous charge inductive avec diode de roue libre a été réalisée en
considérant une tension VDD= 1040V et un maximum de courant atteint juste avant
l’ouverture égal à 300A comme cela est montré à la figure 180.
Cette configuration correspond à un cas anormal de fonctionnement avec des valeurs
extremes de courant et de tension mises en jeu.
Au moment où le composant se ferme, un courant d’électrons se met en place à travers
le canal de la composante MOS de l’IGBT, la région N-drift est initialement en régime de
faible injection et présente une forte résistivité.
En considérant le PT-T-IGBT sans germanium dans la couche tampon dans les
conditions de simulation citées précédemment, une défaillance se produit durant l’ouverture
du composant et cela est dû au phénomène d’emballement thermique comme cela a été
démontré au chapitre III et décrit dans [V-12].
Lorsque la fraction molaire est de 10%, on constate le même type de défaillance, mais
celle-ci est quelque peu retardée dans le temps, tandis que pour une fraction molaire entre
20% et 40%, la défaillance ne se produit plus. Cependant pour x=40%, le courant croît
anormalement et on peut distinguer deux phases dans la montée du courant. Il y a en effet
deux pentes différentes de croissance du courant.
On constate aussi l’apparition d’une surtension « bump » anormale au niveau de la
forme d’onde de la tension. Celle-ci est due au temps nécessaire pour moduler la conductivité
de la région N-drift. En effet, le taux de recombinaison est tellement élevé, que pour un faible
niveau de courant global dans la structure, la conductivité dans la région N-drift est très
réduite et le composant présente un comportement inductif [V-13], ce qui explique l’élévation
de la tension correspondant à la première phase de croissance du courant.
Une fois que le courant atteint le niveau nécessaire à la modulation de la conductivité
dans la région N-drift, la résistivité de celle-ci chute entrainant la chute de la tension à l’état
204
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
passant Von. Cette chute de tension correspond à la deuxième phase de montée du courant
durant laquelle le composant présente un comportement résistif.
Le « retard » dans la modulation de la conductivité a d’ailleurs été étudié en détail dans
[V-14], [V-15].
La tenue de l’IGBT, dans des conditions de commutation sous charge inductive avec
diode de roue libre, semble donc nettement améliorée pour une fraction molaire de
germanium dans la couche tampon N+ inferieure à 40%.
1400
300
n
1200
u
IA (A), VGK(V)
1000
Fraction molaire x
Si seulement
800
n 10%
g 20%
t 30%
600
u 40%
200
150
100
VGK
u
u
50
400
t
g
IA pour x
200
n
n
0
0
VAK (V)
u
250
10
20
30
0
40
Temps (µs)
Figure 180 : Courant total durant une commutation sous charge inductive avec diode de roue libre pour
différentes valeurs de fraction molaire.
10.2. Tenue aux conditions de commutation sous charge inductive sans diode de roue libre
En supprimant la diode de roue libre du circuit de simulation utilisé auparavant (test de
robustesse), et en considérant une tension VDD=650V, et un courant maximum avant
ouverture de 130A, on peut simuler la tenue de l’IGBT aux conditions de commutation sous
charge inductive sans diode de roue libre, en fonction de la fraction molaire de germanium
dans la couche tampon N+.
Les résultats obtenus sont présentés à la figure 181, et on observe que sans germanium
dans la structure, une défaillance se produit à l’ouverture du composant.
Une élévation de la fraction molaire de germanium de 0% à 30% dans la couche tampon
+
N , provoque un retard dans le temps dans la défaillance. Pour une fraction molaire égale à
205
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
40%, il n’y a pas de défaillance. La tenue de l’IGBT aux conditions de commutation sous
charge inductive sans diode de roue libre se trouve donc améliorée avec l’augmentation de x.
1600
V AK pour x
t
200
n
g
g
IA (A), V GK (V)
n
Fraction molaire x 1400
Si seulement
n 10%
1200
g 20%
t 30%
1000
u 40%
800
V GK
t
100
n
u
600
V AK (V)
u
g
t
u
u
t
400
ux
IA pour
200
0
0
10
20
30
u
40
0
50
Temps (µs)
Figure 181 : Courant total durant une commutation sous charge inductive sans diode de roue libre pour
différentes valeurs de fraction molaire.
L’ensemble des simulations réalisées jusqu’à présent sur le composant IGBT de type PT
à tranchée tend à démontrer un apport bénéfique de la couche N+ Si(1-x)Gex, en termes de
rapidité et de robustesse.
Mais qu’en est-il de l’effet d’une telle couche sur des composants IGBT à architecture
différente ? Afin de répondre à cette question, nous avons porté notre choix sur l’étude de
l’influence de la couche N+ Si(1-x)Gex, sur deux structures d’IGBT largement utilisées dans
l’industrie, le « Carrier Stored Trench gate Bipolar Transistor » CSTBT développé par
MITSUBISHI et le Field Stop IGBT développé par FUJI et INFINEON.
11. Effet d’une couche tampon Si(1-x)Gex sur un composant IGBT de type
CSTBT
La particularité du transistor CSTBT par rapport à l’IGBT précédemment étudié est
l’ajout d’une couche N+ entre la région Pbase et la région N-drift, ce qui cause un confinement
des trous dans la région N-drift à l’état passant induisant une élévation de la conductivité dans
cette région et, par la même, une réduction de la chute de tension à l’état passant du
composant [V-16].
206
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Le modèle physique du transistor CSTBT qui sera étudié a été obtenu en rajoutant une
couche N+ au modèle du transistor PT à grille en tranchée étudié jusque là. L’effet de la
réduction de la chute de tension à l’état passant dû à l’ajout de la couche N+ entre la région
Pbase et N-drift, ayant été vérifié, le modèle ainsi développé nous permettra de faire une étude
qualitative sur l’apport de la couche N+ Si(1-x)Gex, sur ce type de composants.
La caractéristique de transfert représentant le courant d’anode IA en fonction de la
tension entre l’anode et la cathode VAK, représentée par la figure 182, montre un
comportement du transistor CSTBT similaire à celui de l’IGBT PT à grille en tranchée.
En effet, dans les deux cas, une élévation de la fraction molaire x de germanium dans la
couche tampon Si(1-x)Gex induit une augmentation de la chute de tension à l’état passant. Cela
dit, celle-ci est moins importante dans le cas du CSTBT que dans le cas du transistor PT à
grille en tranchée conventionnel, pour les raisons invoquées précédemment.
200
n
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
g
20%
t 30%
u 40%
g
t
IA (A)
150
100
50
Fraction molaire x
u
0
0
2
4
6
8
10
VAK (V)
Figure 182 : Simulation de la caractéristique statique IA=f(VAK) du CSTBT à la temperature 300K pour
différentes valeurs de fraction molaire.
Si on considère le comportement du transistor CSTBT à l’ouverture sous charge
résistive en fonction de l’élévation de la fraction molaire x, représentée à la figure 183, on
constate là encore de fortes similitudes sur les tendances des deux types de transistors
(CSTBT et PT à grille en tranchée IGBT) à réduire le temps de commutation avec l’élévation
de la fraction molaire x.
Il semble que la couche tampon N+ Si(1-x)Gex, remplisse le même rôle dans le cas du
transistor CSTBT et du PT à grille en tranchée IGBT.
207
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
160
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
g
20%
30%
t
u 40%
140
120
IA (A)
100
80
60
40
Fraction molaire
20
n
utg
0
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
Temps (µs)
Figure 183 : Simulation de l’ouverture du CSTBT sous charge résistive à une température de 300K pour
différentes valeurs de fraction molaire
Il est nécessaire de noter que les temps d’ouverture sont légèrement plus élevés dans le
cas du CSTBT, comparés au transistor PT à grille en tranchée conventionnel. Cela est dû au
fait que la charge stockée à évacuer à l’ouverture est plus grande dans le cas du CSTBT à
cause de l’effet de la couche N+ entre la région Pbase et N-drift.
La figure 184 résume l’effet de la fraction molaire x, à la fois sur le CSTBT et l’IGBT à
grille en tranchée PT, en termes de temps de commutation à l’ouverture et de chute de tension
à l’état passant.
1,2
x=0%
1,0
x=10%
0,8
toff (µs)
Température=298K
CSTBT
PT Trench
0,6
x=20%
0,4
x=30%
0,2
0,0
2,0
2,5
3,0
3,5
4,0
4,5
5,0
5,5
6,0
6,5
7,0
Von (V)
Figure 184 : Compromis entre le temps d’ouverture et la chute de tension à l’état passant pour différentes
valeurs de fraction molaire pour les composants CSTBT et PT à grille en tranchée à la température de 300K.
208
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Il apparaît clairement que l’effet de la couche tampon N+ Si(1-x)Gex est le même sur les
deux types de composants, si ce n’est que le transistor CSTBT présente une plus faible chute
de tension à l’état passant et un temps d’ouverture légèrement plus grand du fait de sa
structure.
Il est cependant intéressant de noter que si la différence entre le temps d’ouverture du
CSTBT et de l’IGBT PT à grille en tranchée est constant quelque soit la fraction molaire de
germanium appliquée sur la couche tampon, il n’est pas de même pour ce qui est de
l’évolution de la chute de tension à l’état passant.
En effet, on remarque que plus la fraction molaire de germanium est élevée plus la
différence entre la chute de tension à l’état passant dans le cas du CSTBT et dans le cas de
l’IGBT PT à grille en tranchée est grande.
En ce qui concerne l’effet de la variation de la fraction molaire x sur la robustesse du
transistor CSTBT. Tout d’abord, il est intéressant de constater (figure 185) la variation de la
tension de claquage avec la fraction molaire.
Les résultats de simulation montrent une quasi indépendance de la tension de claquage à
la variation de la fraction molaire.
IA (A)
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
g
20%
30%
t
u 40%
n
g
tu
Fraction molaire x
0
0
200
400
600
800
VAK (V)
Figure 185 : Simulation de la tension de claquage du CSTBT pour différentes fractions molaires.
De même une simulation de la défaillance du composant CSTBT présentée par la figure
186, montre que, comme pour l’IGBT à grille en tranchée PT conventionnel, l’augmentation
de la fraction molaire de germanium x induit un retard dans le temps de la défaillance. Par
209
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
ailleurs, à partir d’une fraction molaire de l’ordre de 20%, il n y a plus de défaillance
constatée.
500
Fraction molaire x
Si seulement
n 10%
g 20%
t 30%
u 40%
400
IA (A), VGK (V)
IA pour x
u
300
t
600
400
VGK
g
n
200
u
n
200
100
0
u
0
10
g
t
20
30
Temps (µs)
Figure 186 : Courant total durant le mode de court-circuit du CSTBT pour différentes valeurs de fraction
molaire.
Pour compléter l’étude, l’effet de la couche tampon N+ Si(1-x)Gex sur la robustesse du
composant CSTBT, la figure 187 présente la simulation de la tenue aux conditions de
commutation sous charge inductive sans diode de roue libre du CSTBT.
Dans ce cas, on constate l’effet de retardement de la défaillance dû à l’augmentation de
la fraction molaire x de germanium dans la couche tampon N+ Si(1-x)Gex.
500
Fraction molaire x
Si seulement
n 10%
g 20%
t 30%
u 40%
450
400
350
IA (A)
300
n
g
t
u
250
200
150
100
50
0
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
Temps (µs)
Figure 187 : Courant total durant une commutation du CSTBT sous charge inductive sans diode de roue
libre pour différentes valeurs de fraction molaire.
210
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
12. Effet d’une couche tampon Si(1-x)Gex sur un composant IGBT de type
Field Stop
Considérons à présent la structure IGBT Field Stop qui a la particularité d’associer les
avantages des structures NPT et PT.
En effet, cette structure associe la robustesse de l’IGBT NPT et les avantages du
transistor PT (réduction de la queue de courant et une plus faible chute de tension à l’état
passant).
Cette structure comporte donc, comme dans le cas d’un transistor IGBT de type PT, une
couche de dopage de type N+ proche du collecteur qui permettra de « tronquer » le champ
électrique et réduit l’injection des trous du collecteur vers la région N-drift.
Il est donc évident que l’étude que nous mènerons sur ce type de composant se fera en
appliquant une couche Field Stop N+ Si(1-x)Gex, sur le même principe que l’étude qui a été
réalisée auparavant sur les composants IGBT PT et CSTBT.
Afin d’obtenir le modèle d’IGBT Field Stop à étudier, nous avons opté pour le même
principe que pour obtenir le modèle du CSTBT précédemment étudié, c'est-à-dire qu’à partir
du modèle de l’IGBT Punch Through à grille en tranchée étudié en première partie de ce
chapitre, nous avons opéré quelques modifications pour obtenir une structure IGBT Field
Stop.
Ces modifications consistent à réduire tout simplement l’épaisseur de la couche de
l’anode P+ de 123 µm à 5 µm.
Cela nous permet donc d’avoir le modèle d’une structure de type Field Stop avec des
caractéristiques proches de celles de l’IGBT PT à grille en tranchée, sans pour autant
prétendre à la faisabilité de cette structure, sachant que, normalement, une structure Field Stop
est réalisée par diffusion des différentes régions le constituant sur un substrat de type N (dans
notre cas).
Il s’agit simplement, dans cette partie, de valider l’intérêt d’utiliser une couche Field
Stop Si(1-x)Gex sur un tel composant.
Tout d’abord, intéressons nous à la caractéristique de transfert du courant d’anode IA en
fonction de la tension entre l’anode et la cathode VAK représentée à la figure 188.
On constate la même tendance quant à l’influence de l’augmentation de la fraction
molaire de germanium dans la couche Si(1-x)Gex, sur la chute de tension à l’état passant. En
211
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
effet, l’augmentation de x induit globalement une élévation de la chute de tension à l’état
passant.
200
n
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
g
20%
t 30%
u 40%
g
t
IA (A)
150
100
50
Fraction molaire x
u
0
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
22
24
26
28
30
VAK (V)
Figure 188 : Simulation de la caractéristique statique IA=f(VAK) de l’IGBT Field Stop à la température 300K
pour différentes valeurs de fraction molaire.
En ce qui concerne le comportement du transistor Field Stop à l’ouverture sous charge
résistive présenté à la figure 189, il faut affirmer que l’augmentation de la fraction molaire x
de germanium dans la couche Field Stop Si(1-x)Gex va dans le sens d’une réduction
significative de la queue de courant.
Cela est dû au fait que la couche Field Stop joue le même rôle que la couche tampon des
transistors PT et CSTBT étudiés auparavant. Ainsi, l’augmentation de x induit une
augmentation du taux de recombinaison des porteurs dans la couche Field Stop et, par
conséquent, cela aide à l’évacuation de la charge stockée dans la région N-drift à l’ouverture.
212
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
160
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
g
20%
30%
t
u 40%
140
120
IA (A)
100
80
60
u
40
Fraction molaire
20
utg n
0
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
Temps (µs)
Figure 189 : Simulation de l’ouverture du Field Stop sous charge résistive à une température de 300K pour
différentes valeurs de fraction molaire.
Afin de mieux évaluer l’impact du germanium dans la structure Field Stop sur le
comportement global du transistor, la figure 190 présente le temps d’ouverture toff en fonction
de la chute de tension à l’état passant Von, pour le cas du transistor Field Stop ainsi que dans
le cas du transistor PT à grille en tranchée.
Du fait de sa structure, le composant Field Stop présente des temps d’ouverture bien
plus réduits que ceux du transistor PT à grille en tranchée et une chute de tension à l’état
passant très légèrement supérieure.
L’élévation de la fraction molaire de germanium dans la couche Field Stop Si(1-x)Gex,
améliore le temps d’ouverture mais induit une augmentation de la chute de tension à l’état
passant, cette augmentation devient d’ailleurs drastique pour une fraction molaire de
germanium avoisinant les 30%.
213
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
1,2
x=0%
1,0
0,8
toff (µs)
Température=298K
Field Stop
PT Trench
x=10%
0,6
x=20%
0,4
x=30%
0,2
0,0
1,5
2,0
2,5
3,0
3,5
4,0
4,5
5,0
5,5
6,0
6,5
Von (V)
Figure 190 : Compromis entre le temps d’ouverture et la chute de tension à l’état passant pour différentes
valeurs de fraction molaire pour les composants Field Stop et PT à grille en tranchée à la température de
300K.
On constate donc la même tendance en ce qui concerne l’évolution du compromis temps
d’ouverture, chute de tension à l’état passant pour les trois types de composants étudiés :
IGBT PT à grille en tranchée, CSTBT, et Field Stop. Ceci valide théoriquement l’intérêt de
l’utilisation d’une couche tampon Si(1-x)Gex, pour améliorer le temps de commutation des trois
types de composants.
Il reste tout de même à étudier l’influence de cette couche sur la robustesse du
composant Field Stop.
La figure 191 présente l’évolution de la tension de claquage en fonction de l’évolution
de la fraction molaire x de germanium dans la couche Field Stop Si(1-x)Gex. De la même
manière que pour les transistors PT à grille en tranchée et CSCBT, la tension de claquage se
trouve légèrement améliorée avec l’augmentation de x.
214
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
4
u
Fraction molaire x
Si seulement
n
10%
g
20%
30%
t
u 40%
I (A)
3
2
t
g
n
Fraction molaire x
1
0
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
VAK (V)
Figure 191 : Simulation de la tension de claquage du Field Stop pour différentes fractions molaires.
En prenant en compte les mêmes configurations thermoélectriques de simulation que
celles de l’étude des transistors PT à grille en tranchée et CSTBT, on obtient les évolutions du
courant électrique dans le transistor Field Stop en fonction du temps dans des conditions de
court-circuit (figure 192), dans le cas d’une commutation sous charge inductive avec diode de
roue libre (figure 193) et sans diode de roue libre (figure 194).
La figure 192 montre que pour cette configuration électrique, il n’y a plus de
défaillances comparé au cas du transistor sans couche Si(1-x)Gex et l’augmentation de la
fraction molaire x de germanium dans la couche Field Stop Si(1-x)Gex tend à minimiser la
défaillance.
400
350
300
n
u
t
g
IA (A), VGK (V)
n
250
200
Fraction molaire x
Si seulement
n 10%
g 20%
t 30%
u 40%
150
u
100
50
IA pour x
VGK
g
0
0
10
20
30
Temps (µs)
Figure 192 : Courant total durant le mode de court-circuit du Field Stop pour différentes valeurs de fraction
molaire.
215
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
En ce qui concerne la commutation sous charge inductive avec diode de roue libre
présentée sur la figure 193, on voit clairement que le temps de commutation est plus court
lorsque x augmente, et ceci va dans le sens du retard de la défaillance qui se produit durant se
mode de fonctionnement.
300
g
Fraction molaire x
Si seulement
n 10%
g 20%
t 30%
u 40%
VGK
t
250
IA (A), VGK (V)
200
u
150
IA pour x
100
n
50
n
g
u
t
0
0
10
20
30
40
Temps (µs)
Figure 193 : Courant total durant une commutation du Field Stop sous charge inductive avec diode de roue
libre pour différentes valeurs de fraction molaire.
De même, dans le cas d’une commutation sous charge inductive sans diode de roue libre
présentée sur la figure 194, on constate que l’augmentation de la fraction molaire x de
germanium dans la couche Field Stop Si(1-x)Gex induit un retard temporel de la défaillance
dans ces conditions de fonctionnement.
300
Fraction molaire x
Si seulement
n 10%
g 20%
t 30%
u 40%
250
IA (A)
200
n
g
t
150
u
100
u
50
0
0
50
100
150
200
250
300
350
400
Temps (µs)
Figure 194 : Courant total durant une commutation du Field Stop sous charge inductive sans diode de roue
libre pour différentes valeurs de fraction molaire.
216
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
La robustesse du transistor Field Stop IGBT se trouve donc améliorée avec
l’augmentation de la fraction molaire x de germanium dans la couche Field Stop Si(1-x)Gex, de
la même manière que dans le cas de l’IGBT PT à grille en tranchée et CSTBT.
13. Conclusion
Un nouveau composant IGBT Punch Through à grille en tranchée à couche tampon N+
Si(1-x)Gex a été étudié et comparé à l’IGBT PT à grille en tranchée conventionnel à l’aide de la
simulation numérique de modèles physiques de ces composants.
Il a été mis en évidence qu’une couche tampon Si(1-x)Gex avec une fraction molaire x
comprise entre 10% et 20% améliorait de façon significative les caractéristiques électriques
du composant en terme de temps d’ouverture pour une légère élévation de la chute de tension
à l’état passant.
De plus, l’effet de la variation de la température sur le compromis. « temps d’ouverture
chute de tension à l’état passant », a été étudié et les résultats ont montré que la fraction
molaire ne devait pas dépasser les 20% pour ne pas provoquer une élévation indésirable de la
chute de tension à l’état passant pour les basses températures de fonctionnement.
La robustesse de ce nouveau composant en termes de tenue en court circuit et en
commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue libre a été évaluée, et les
différents résultats de simulation ont révélé qu’une couche tampon Si(1-x)Gex avec une fraction
molaire inferieure à 30% améliorait la robustesse du composant comparé à un composant
IGBT PT à grille en tranchée conventionnel.
En prenant en compte ces différents résultats, il s’avère que l’incorporation d’une
couche tampon Si(1-x)Gex, en choisissant une fraction molaire appropriée, semble être une
alternative intéressante pour obtenir un composant à la fois avec une fréquence de
commutation plus élevée tout en améliorant sa robustesse en concédant une légère élévation
de la chute de tension à l’état passant.
Cette couche tampon Si(1-x)Gex a aussi été employée sur d’autres types de composants
IGBT tels que le CSTBT et l’IGBT Field Stop, qui emploient cette couche tampon sur le
même principe que l’IGBT PT à grille en tranchée.
Les différentes simulations ont validé l’intérêt d’utilisation d’une telle hétérostructure et
ont confirmé les tendances obtenues pour l’IGBT PT à grille en tranchée.
217
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
Cependant, la faisabilité d’un tel composant doit être étudiée, notamment au niveau du
coût d’un tel projet.
218
Chapitre V - Proposition d’amélioration de la robustesse de l’IGBT : IGBT à grille en tranchée à couche tampon SiGe
14. Références bibliographiques
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heterojunction bipolar transistors on virtual substrates” ; Solid-State Electronics, Volume
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[V-2] Gang Zhang, John D. Cressler, Guofu Niu, Angelo Pinto ; “A comparison of npn and
pnp profile design tradeoffs for complementary SiGe HBT Technology” ; Solid-State
Electronics, Volume 44, Issue 11, 1 November 2000, Pages : 1949-1954.
[V-3] Ma Li; Gao Yong ; “A novel SiGe/Si hetero-junction power diode utilizing an ideal
ohmic contact” ; The Fourth International Workshop on Volume , Issue , 15-16 March
2004.
Pages : 263 – 266.
[V-4] US Patent 6198115 – “IGBT with reduced forward voltage drop and reduced switching
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[V-5] T. Kudoh, T. Asano ; "SiGe-collector trench gate insulated gate bipolar transistor
fabricated using multiple target sputtering" ; Solid-state electronics, 2005, vol. 49, n 12,
pages: 2006-2010.
[V-6] T. Kudoh, T. Asano ; “Si/SiGe heterojunction collector for low loss operation of Trench
IGBT Applied Surface Science” ; Volume 224, Issues 1-4, 15 March 2004, pages: 399-404.
[V-7] Fei Zhang, Lina Shi, Chengfang Li, Liang Zhang, Wei Wang, Wen Yu, Xiaowei Sun
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Science, June 2006 Volume: 34, Issue: 3, Part 3 ; Pages: 1021- 1025.
[V-8] Sentaurus TCAD Software, V10.
[V-9] M E. Levinshtein, S L. Rumyantsev, M S. Shur ; “Properties of advanced
Semiconductor Materials” ; Edn A Wiley Interscience Publiction, John Wiley & Sons, Inc.
219
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[V-10] Baliga “Power semiconductor devices”, (PWS Pub. Co,. 1995).
[V-11] A. Benmansour, S. Azzopardi, JC. Martin, E. Woirgard ; “Failure mechanisms of
Trench IGBT under various short-circuit conditions” ; Power Electronics Specialists
Conference, june 2007, Orlando USA.
[V-12] A. Benmansour, S. Azzopardi, JC. Martin, E. Woirgard ; “Turn-off failure mechanisms
analysis of Trench IGBT under clamped inductive switching stress” ; EPE 2007 - 12th
European Conference on Power Electronics and Applications, September 2007, Aalborg,
Denmark.
[V-13] S. Azzopardi, JM. Vinassa, E. Woirgard, C. Zardini, O. Briat ; “A Systematic
Performances Evaluation of New 1200V Punch-Through IGBTs Structures Using Local
Lifetime Control under Hard- and Soft-Switching at High Temperature” ; IEEE
Transactions on Power Electronics, vol.19, no.1, janvier 2004 ; Pages : 231-241.
[V-14] S. Pendharkar, K. Shenai ; “Zero-Voltage Switching Behavior of Punch-Through and
Non Punch-Through IGBT” ; IEEE Trans. on Electron Devices, vol.ED-45, no8, pp.18261835, August 1998.
[V-15] M. Trivedi, K. Shenai ; “Internal Dynamics of IGBT Under Zero-Voltage and ZeroCurrent Switching Conditions” ; IEEE Trans. on Electron Devices, vol.ED-46, no6,
Pages: 1274-1282, May 1999.
220
188
CONCLUSION GÉNÉRALE ET
PERSPECTIVES
Les travaux de thèse qui ont été réalisés ont permis de dégager un certain nombre
d’enseignements à propos du comportement de l’IGBT sous régimes de fortes contraintes
électriques et thermiques.
En appliquant les conditions de fonctionnement situées aux limites des aires de sécurité
relatives au fonctionnement en mode de court-circuit (SCSOA), de commutation sous charge
inductive avec diode de roue libre (RBSOA) et sans la présence de celle-ci (UISSOA) ; Il a
été possible d’analyser la simulation du modèle d’IGBT lorsqu’il se mettait en mode de
défaillance.
En se basant sur une méthodologie mettant en œuvre la simulation d’un modèle d’IGBT
de type Punch Through à structure de grille en tranchée, l’identification des principaux
mécanismes responsables de la défaillance du composant IGBT a pu être proposée.
Cette méthodologie s’articule autours de l’observation de l’évolution de quelques
grandeurs physiques.
Ainsi, le phénomène de claquage peut être révélé en se basant sur l’étude de l’évolution
du rapport du courant de trous par rapport au courant d’électrons Ip/In durant une application,
ce rapport étant fixe dans des conditions normales de fonctionnement. Si ce rapport augmente,
cela est dû au mécanisme d’ionisation par impact conduisant à la défaillance du composant.
En ce qui concerne la mise en évidence du mécanisme de latch-up, il est nécessaire d’évaluer
la différence de potentiel au niveau de la jonction base-émetteur Vbe du transistor bipolaire
NPN parasite (jonction N+ / Pbase). Si Vbe est supérieur à 0,7V, cela signifie que le
phénomène de latch-up s’est produit. Enfin, une analyse thermique appropriée peut révéler
qu’une défaillance est liée à la forte diffusion de la température au sein de la structure et ainsi
mettre en exergue le phénomène d’emballement thermique.
En appliquant cette méthodologie d’identification des phénomènes responsables de la
défaillance, il a été possible de reproduire les différents types de défaillances après la mise en
fonctionnement du modèle d’IGBT en mode de court-circuit.
Ainsi, il est possible d’affirmer que le principal phénomène responsable des défaillances
dans les conditions de court-circuit est l’emballement thermique.
Lorsque les contraintes électriques sont suffisamment importantes, une élévation
progressive de la température dans la structure conduit au réenclenchèrent du composant (en
mode D).
224
Cependant, si la configuration réalisée impliquant une défaillance, met en jeu une très
forte tension, proche de la tension de claquage, le transistor IGBT se met en mode défaillance
dés sa mise en conduction, et cela est dû au phénomène d’ionisation par impact qui génère un
très fort courant électrique dans la structure.
L’établissement d’aires de sécurités SCSOA en fonction de la température a permis de
confirmer qu’une élévation de la température était un facteur aggravant de la mise en
défaillance du composant.
Tandis que l’influence de l’augmentation de la résistance de grille va dans le sens du
retardement de la mise en défaillance mais à un degré moindre que la température.
En ce qui concerne la mise en conduction de l’IGBT en mode de commutation inductive
avec diode de roue libre, il s’est avéré que le mécanisme responsable de la mise en défaillance
dans ce mode de fonctionnement était l’emballement thermique qui se produit suite au fort
échauffement consécutif à la forte génération par ionisation par impact durant la phase
d’ouverture.
L’effet de rétrécissement des aires de sécurité RBSOA consécutif à l’élévation de la
température et dans une moindre mesure à l’augmentation de la résistance de grille a été mis
en évidence.
Ceci est dû au fait que l’augmentation de la résistance de grille induit une plus grande
élévation du courant maximal avant l’ouverture du composant et, par là-même, augmente la
puissance mise en jeu durant cette phase.
On observe la même tendance de léger rétrécissement de l’aire de sécurité UISSOA
avec l’augmentation de la résistance de grille et ceci pour les mêmes raisons que pour les
RBSOA.
L’étude expérimentale réalisée au chapitre IV a permis de confirmer les tendances du
comportement de trois types de composants IGBT à structures différentes dans différents
modes de fonctionnement.
Trois structures d’IGBT différentes, Planar Non Punch Through, Planar Punch Through
et Trench Punch Through ont été testées dans trois modes de fonctionnement : court-circuit,
commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue libre.
225
On a pu mettre en évidence l’influence de la température et de la résistance de grille sur
les trois types d’IGBT dans les différents modes de fonctionnement.
Globalement, on a constaté que l’augmentation de ces deux paramètres va dans le sens
de l’augmentation de la puissance mise en jeu durant les trois modes de fonctionnement.
De plus, l’analyse expérimentale a pu mettre en évidence que les défaillances
provoquées dans les trois modes de fonctionnement sont liées à l’élévation de la température
générée suite à cette forte puissance mise en jeu durant le fonctionnement du composant.
Enfin, dans le but d’optimiser les performances du composant IGBT, un nouveau
composant Punch Through Trench à couche tampon N+ Si(1-x)Gex a été étudié et comparé à
l’IGBT PT Trench conventionnel à l’aide de la simulation numérique par éléments finis.
Il a été montré qu’une couche tampon Si(1-x)Gex avec une fraction molaire x comprise
entre 10% et 20% améliorait de façon significative les caractéristiques électriques du
composant en terme de temps d’ouverture pour une légère élévation de la chute de tension à
l’état passant.
Par ailleurs, l’effet de la variation de la température sur le compromis, temps
d’ouverture, chute de tension à l’état passant, a été étudié et les résultats ont montré que la
fraction molaire ne devait pas dépasser les 20% pour ne pas provoquer une élévation
indésirable de la chute de tension à l’état passant pour les basses températures de
fonctionnement.
Mais les avantages d’une telle structure ne sont pas limités à ces caractéristiques
seulement.
En effet, il a été illustré que la robustesse de ce nouveau composant en terme de tenue en
court circuit et en commutation sous charge inductive avec et sans diode de roue libre a été
améliorée.
Les simulations ont révélé qu’une couche tampon Si(1-x)Gex avec une fraction molaire
inferieure à 30% améliorait la robustesse du composant comparé à un composant IGBT PT
Trench conventionnel.
En prenant en compte ces différents résultats, il s’avère que l’incorporation d’une
couche tampon Si(1-x)Gex en choisissant une fraction molaire appropriée semble être une
alternative intéressante pour obtenir un composant à la fois avec une fréquence de
commutation plus élevée tout en améliorant sa robustesse en concédant une légère élévation
de la chute de tension à l’état passant.
226
Cela dit, il reste à se soucier de la faisabilité d’un tel composant. Si d’un point de vue
technologique, il semble que cela soit possible, il reste à étudier le coût de revient dû à l’ajout
d’une telle couche dans le process de fabrication d’un tel composant.
En perspectives des travaux de thèse réalisés, plusieurs axes peuvent être développés
afin de compléter l’étude réalisée jusque là.
Au niveau de la simulation, il serait intéressant d’étendre l’étude qui a été réalisée au
fonctionnement d’autres types de composants, en construisant d’autres modèles IGBT existant
dans le commerce.
D’autre part, il serait intéressant de traiter des modèles multicellulaires afin de prendre
en compte l’interaction entre les cellules durant différents modes de fonctionnement en
régime extrême (des simulations 3D peuvent aussi être envisagées).
En ce qui concerne le volet expérimental, un banc de mesures plus adapté au test de
modules de moyenne puissance pourrait être envisagé en s’inspirant du banc de mesures déjà
en place, cela permettrait de compléter l’étude réalisée par des résultats quantitatifs.
Enfin, un banc de mesure expérimental est en cours de réalisation mettant en œuvre une
caméra infra rouge ultra rapide adaptée à la mesure de hautes températures pour mettre en
évidence la répartition de l’échauffement à la surface de puces nues durant le fonctionnement
de l’IGBT en mode normal et durant sa défaillance dans les différentes configurations de test
étudiées.
227
228
ANNEXE
On présente dans cette annexe les principaux modèles disponibles sous Sentaurus pour
la simulation physique bidimensionnelle de l’IGBT.
Tous les modèles présentés dans cette annexe sont issus de la documentation de
Sentaurus :
On présente aussi le calcul du courant déduit du taux d’ionisation par impact lors des
différentes simulations effectuées dans le cadre de ces travaux de thèse.
1. Dépendance de la mobilité au dopage du matériau : Mobility Doping
dependance
Il s’agit du model de Masetti :
µdop = µmin1 exp( −
PC
µ
− µmin 2
µ1
−
) + const
N
C
Ni
1 + ( i )α
1 + ( s )β
Cr
Cr
Équation 16
avec :
2. Modèle Brooks-Hering: Carrier-Carrier Scatering
Sentaurus utilise le modèle Brooks Hering pour prendre en compte l’effet carrier-carrier
scatering (µeh) et le combine avec les autres modèles de la mobilité µother de la manière
suivante :
229
1
1
1
=
+
µ µother µeh
Équation 17
avec :
T 3/ 2
)
T0
np × φ (η0 )
c1 (
µeh =
Équation 18
où :
φ (η0 ) = ln(1 + η0 ) −
η0
1 + η0
c2
Équation 19
T 2
)
p
n
N c F−1 / 2 ( ) + N v F−1 / 2 ( ) T0
Nv
Nc
η0 (T ) =
(
Équation 20
3. Modèle concernant le Bandgap : dépendance à la température :
αT 2
E g (T ) = E g (0) −
T+β
Équation 21
Avec T, la température au sein du matériau, Eg(0) est l’énergie Bandgap à 0K, et α et β
sont des paramètres du matériau.
E g ( 0) = E g 0 + δ E g 0
Équation 22
4. Effective IntrinsicDensity (Slotboom)
La profondeur du bandgap du modèle Slotboom est donnée par l’équation :
ΔE g0 = Ebgn [ln(
Ni
N
) + (ln ln( i )) 2 + 0,5 ]
N ref
N ref
Équation 23
230
5. Modèle de recombinaison : Shockley-Read-Hall (SRH)
La recombinaison RSRH est donnée par l’équation :
SRH
Rnet
=
np − ni2,eff
τ p ( n + n1 ) + τ n ( p + p1 )
Équation 24
où :
n1 = ni ,eff e
Etrap
kT
Équation 25
et
p1 = ni ,eff e
τ c = τ dop
Etrap
kT
f (T )
, c = n, p
gc (F )
Équation 26
Équation 27
Lorsqu’on considère le niveau de Fermi statique, l’équation devient :
SRH
Rnet
=
np − γ nγ p ni2,eff
τ p ( n + γ n n1 ) + τ n ( p + γ p p1 )
Équation 28
5.1. Dépendance avec la température
La durée de vie des porteurs est généralement définie comme suit :
τ = δn / R
Équation 29
Avec δn : la densité de porteurs en excès dans des conditions de neutralité : δn= δp
Mais on peut modéliser la dépendance à la température de ce paramètre comme suit
pour les composants de puissance :
τ (T ) = τ 0 (
T α
)
300
Équation 30
Ou bien en considérant une croissance exponentielle :
231
τ (T ) = τ 0 e
c(
T
−1)
300
τ SRH (T ) = τ SRH (300 K ). f (T )
avec
Équation 31
f (T ) = (
T Tα
)
300
Équation 32
5.2. Dépendance avec le dopage : Dopingdep
La relation de Scharfetter donne la dépendance au dopage du modèle de recombinaison
SRH :
τ dop ( N i ) = τ min +
τ max − τ min
1+ (
Équation 33
Ni γ
)
N ref
6. Modèle de recombinaison : Auger
Le taux de recombinaison bande à bande Auger est donné par la relation :
R A = (C n n + C p p )( np − ni2,eff )
Équation 34
Avec les coefficients de dépendance en température:
n
−
T
T
N
Cn (T ) = ( AA,n + BA,n ( ) + C A,n ( ) 2 ).(1 + H n e A,n )
T0
T0
Équation 35
p
C p (T ) = ( AA, p
−
T
T
N
+ B A, p ( ) + C A, p ( ) 2 ).(1 + H p e A, p )
T0
T0
Équation 36
7. Modèle d’avalanche : Auger
Le taux de génération de paires électrons trous après ionisation par impact est donné par
la relation :
232
G II = α n nvn + α p pv p
Équation 37
Avec vn et vp les vitesses de saturation respectivement des électrons et des trous, α le
coefficient d’ionisation par impact.
8. Méthode de calcul du courant dû à l’ionisation par impact dans la
structure IGBT étudiée
Soit II, le taux d’ionisation constaté après intégration sur toute la structure à l’aide du
logiciel Sentaurus et à un instant donné.
Le courant III éxprimé en ampère, relatif à ce taux d’ionisation par impact est donné par
la relation suivante :
I II = II × AF × q × d
Équation 38
où AF est le facteur de surface du composant simulé, q la charge élémentaire égale à
1,6.10-19 C, et d un facteur correctif pour l’homogénéité de l’équation, d= 10-12.
233
234
235
236
237
CONTRIBUTION À L’ÉTUDE DES MÉCANISMES DE
DÉFAILLANCES DE L’IGBT SOUS RÉGIMES DE FORTES
CONTRAINTES ÉLECTRIQUES ET THERMIQUES
Résumé :
Depuis ces dernières années, parmi tous les composants de puissance, l’IGBT (Transistor
Bipolaire à Grille Isolée) occupe une place prépondérante, On le retrouve dans une multitude
d’applications et il est devenu un composant de référence de l’électronique de puissance.
Dans cette thèse, nous nous intéresserons au fonctionnement de l’IGBT en conditions
thermiques et électriques extrêmes.
À l'aide de la simulation physique bidimensionnelle d'un modèle d'IGBT de type Punch
Through à structure de grille en tranchée, on s'intéressera plus particulièrement aux limites
des aires de sécurité, et plus précisément aux mécanismes qui peuvent amener à la défaillance
du composant.
Une étude expérimentale présentera le comportement de différentes structures d’IGBT dans
différents modes de fonctionnement, on traitera plus particulièrement l’influence de la
température et de la résistance de grille sur ces modes de fonctionnement.
Enfin, une proposition d’amélioration d’IGBT sera développée en simulation mettant en
œuvre une couche tampon SiGe.
Mots clés :
- IGBT
- Modélisation physique
- Simulation physique
bidimensionnelle à éléments finis
- Analyse de défaillance
- Aire de sécurité (SOA)
-
Court-circuit
Commutation dure sous charge
inductive avec et sans présence
d’une diode de roue libre
Température ; Résistance de grille
Hétérostructure : SiGe
CONTRIBUTION TO THE STUDY OF FAILURE MECANISMS OF
THE IGBT UNDER HIGH ELECTRICAL AND THERMAL STRESSES
Abstract :
For these last years, the IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) has occupied a dominating
place comparing to other power components. Used in a multitude of applications, it became
the component of reference in power electronics domain.
In this thesis, I will be interested in operation of the IGBT in extreme thermal and electrical
conditions.
Using the simulation of a bi-dimensional physical model of a Punch Through Trench IGBT, I
will be interested more particularly in the limits of the SOA (Safe Operating Area), and more
precisely in the mechanisms which can lead to the failure of the component.
An experimental study will present the behaviour of various structures of IGBT in various
electrical and thermal operating conditions, more particularly the influence of the temperature
and the gate resistance.
Lastly, a proposal for an improvement of IGBT will be developed in simulation by
implementing a layer SiGe in the N+ buffer layer of the IGBT.
Keywords:
- IGBT
- Physical modelling
- Finite element modelling
- Failure mechanisms analysis
- Safe Operating Area (SOA)
-
Short-circuit
Clamped and Unclamped Hard
Inductive Switching
Temperature ; Gate resistance
Heterostructure : SiGe
238