mecanismes de defaillance des igbt sous l`effet d`un court

ACTA ELECTROTEHNICA 308
Mécanismes de défaillance des IGBT
sous l'effet d'un court-circuit lors d'une
charge inductive
Abdelhamid HALLOUCHE
RESUME : Les applications en électronique de puissance nécessitent des composants ayant un certain
pouvoir de commutation fortement efficace. Les composants subissent des efforts électriques et thermiques
durant la commutation notamment quand le défaut se produit. Ainsi il est nécessaire de connaître les limites
de fonctionnement extrêmes pour différentes charges. L'utilisation des IGBT dans des convertisseurs de
forte puissance les soumet souvent à certaines contraintes électriques assez importantes tels que le court-
circuit et aussi l’ouverture sur une charge inductive La robustesse de l’IGBT sous fortes contraintes est une
nécessité assez importante. Mais en raison des limites des paramètres thermiques du semi-conducteur, son
propre échauffement plus ou moins important se produit dans des conditions de dissipation à forte
puissance, conduisant par la suite à l’incident thermique du dispositif.
Mots-clés : IGBT, défaut dans le courant, défaut dans la charge, court-circuit.
1. INTROUCTION
Les transistors bipolaires à grille isolés
offrent d'excellentes performances en termes
de caractéristiques de conduction et de
déclenchement, car ils se comportent
fondamentalement comme des transistors
bipolaires avec la facilité de la commande des
MOSFET de puissance. L'application des
IGBT dans le domaine des convertisseurs de
puissance est intéressante au cas où des
valeurs considérables de courant et de tension
ainsi que de commutation seraient demandées.
Les applications actuelles dans le domaine des
fortes puissances imposent aux IGBT des
conditions non sans importances comme
prouver sa robustesse de fonctionnement au
sein de l’aire de sécurité ou « safe operating
area » (SOA) et aussi durant le court-circuit,
afin d’établir des conditions critiques
effectives qui peuvent le conduire à la
défaillance [1].
La prévision des défauts représente une
issue provocante, parmi les tâches des
concepteurs de convertisseur de puissance.
Donc, nous pouvons dire que l'identification
d'un défaut dans le courant durant la
commutation des composants puis un action
rapide appropriée pour y remédier sont
énormément importantes pour un
fonctionnement fiable et sans problèmes des
divers convertisseurs de puissance.
En effet, un défaut de court-circuit est une
des situations les plus contraignantes dans un
circuit puisqu'il peut entraîner une défaillance
des dispositifs si des dispositions appropriées
pour la protection de ces derniers ne sont pas
adoptées.
Ce mode de fonctionnement est rencontré
lorsqu’un transistor se retrouve
accidentellement passant sur une source de
tension (généralement à cause d’un défaut de
commande). Dans ce cas de figure, c’est le
composant seul qui limite le courant dans la
maille (courant de court-circuit élevé, 5 à 10
fois le courant nominal), avec la pleine tension
d’alimentation à ses bornes. Ce mode de
fonctionnement est donc extrêmement
contraignant à cause du niveau d’énergie très
élevé que doit alors dissiper le composant. Les
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composants de puissance peuvent toutefois
accepter de tels régimes pourvu qu’ils soient
fugitifs (d’une durée généralement inférieure à
10µs). D’où la nécessité d’une protection des
IGBT à l’égard des défaillances provoquées
par des courts-circuits transitoires, nous
pouvons dire que la protection est
recommandée dans de nombreuses
applications industrielles là ou où les
composants sont soumis à plusieurs types de
défaut [2].
2. STRUCTURE DE L’IGBT
La figure 2 (a) et 2(b), montrent la
structure d’un IGBT avec les différents
dopages et les différents éléments permettant
de déduire le schéma équivalent du
composant.
La grille de la structure MOS permet de
créer un canal en surface entre la couche N+ et
la couche N-. La présence de la couche de
collecteur P+ implique l'existence d'un
transistor PNP ayant pour base la couche N-
épaisse et peu dopée et pour jonction
collecteur-base la jonction N-/P+ normalement
polarisée en inverse. Les trois couches
N+P+N- constituent une structure de transistor
bipolaire NPN provoquant avec le P+N-P+ un
effet thyristor parasite. Afin d'éliminer les
effets de cet élément parasite, un contact en
surface est réalisé technologiquement entre les
couches N+ et P+ par l’émetteur, court-
circuitant ainsi la jonction émetteur-base du
transistor NPN [3].
La résistance Rp correspond au puits P+
situé en dessous de la couche N+. Sa valeur
doit être la plus faible possible pour éviter le
déclenchement du thyristor parasite. La
résistance RN-, symbolisant la couche
épitaxiée N-, est modulée par l’injection de
porteurs minoritaires (trous) depuis la couche
P+. Sa valeur doit être aussi très faible. La
résistance RN- ne constitue plus qu’une
résistance d’accès à la base du transistor PNP.
L'effet thyristor apparaît quand la tension
aux bornes de Rp atteint la tension VBE, seuil
de la jonction base-émetteur du transistor
NPN.
3. CONSIDERATIONS IMPORTANTES
Evoluant souvent dans des conditions
environnementales et opératoires difficiles, l’
IGBT doit être correctement dimensionné, en
tenant compte des contraintes tant électriques
que thermiques. Bien que robuste, il ne doit
jamais sortir de l’aire de sécurité, ni dépasser
les valeurs maximales critiques spécifiées. Son
intégration dans un convertisseur de puissance
fait par ailleurs intervenir des considérations
mécaniques.
De ce fait, la température de jonction doit
être impérativement indiquer, dès qu’il s’agit
de certains paramètres comme : la tenue en
courant, de pertes d’énergie, de dissipation
maximale de puissance et de temps de
commutation [4].
Fig. 2. (a) Structure de l’IGBT et (b) schéma
équivalent.
Cela est en particulier le cas pour le
courant collecteur dont la valeur maximale
admissible évolue fortement en fonction de la
température de jonction sans oublier le pic de
courant collecteur que l’IGBT doit supporter
surtout durant le mode opératoire
impulsionnel. En électronique de forte
puissance, on a affaire à des dispositifs
destinés initialement à la traction ferroviaire
[5].
Pour le concepteur, le choix d’un
dispositif dont les performances ont été jugées

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conformes à ses attentes doit être en accord
avec ses objectifs essentiels. Ceux-ci seront
généralement de diminuer le coût, le poids et
le volume de son convertisseur, tout en
respectant les contraintes susceptibles de
rencontrées inévitablement.
Les différentes structures d’IGBT
permettent une technologie sophistiquée, lui
permettant d’évoluer et de s’adapter aux
contraintes particulières de chaque application.
Un point important également à ne pas
oublier c’est l’estimation des pertes. En effet,
les pertes occasionnées au cours des cycles de
commutation et aussi de conduction doivent
être impérativement évaluées. Bien entendu
que dans les applications à haute fréquence de
commutation, les premières sont
prédominantes.
Les pertes en régime de commutation
résultent de la somme des pertes à la fermeture
et à l’ouverture.
La principale cause de destruction d’un
IGBT est d’origine thermique. Les
conséquences sont alors désastreuses
lorsqu’elle entraîne la perte d’un convertisseur
ou d’un équipement complet. Une élévation
anormale de la température peut résulter d’un
court-circuit, d’un amorçage dynamique, d’un
effet d’avalanche ou bien elle est liée au cycle
et à la fatigue thermique [6].
Hormis la température, bien d’autres
phénomènes sont susceptibles de mettre la vie
du composant en danger. Ainsi en est-il des
courts-circuits, des surintensités et des
surtensions. L’IGBT est en court-circuit
lorsque le courant qui devient supérieur à la
valeur nominale, est limité uniquement par
l’IGBT.
Ce régime se distingue de celui de la
surintensité. En effet, dans ce cas c’est le
circuit extérieur qui limite ou impose le
courant. Si le régime de court-circuit est
supporté par la grande majorité des IGBT, il
n’est pas conseillé de rester dans cet état
pendant plus de 10us.
Une autre cause de destruction de l’IGBT
est la surtension aux bornes de celui-ci, se
traduisant par une tension collecteur
supérieure à celle admissible par le
composant. A cet effet, se reporter à l’aire de
sécurité c’est définir les zones de
fonctionnement autorisées du composant dans
le plan courant-tension, figure 1.
Fig. 1. Exemple d'aire de sécurité.
Dans ces zones, l’IGBT peut travailler
sans subir de dommages dans les périodes où à
la fois un courant important traverse le semi-
conducteur et une tension importante est
présente à ses bornes, c’est-à-dire en dehors
du fonctionnement « saturé » (conducteur et
faible chute de tension).
Dans tous les cas ces zones de
fonctionnement ne peuvent être que
transitoires, car les puissances dissipées en
valeurs instantanées sont de plusieurs ordres
de grandeur au dessus de la puissance
admissible nominale du composant [7].
Et enfin, ne pas oublier de donner une
importance particulière à la durée de
commutation. Ces durées sont susceptibles
d’évoluer en fonction de nombreux
paramètres, et notamment de la température.
4. RESULTATS ET DISCUTION
La capacité de l'IGBT au court-circuit est
testée à la température de 125°C en utilisant le
circuit représenté sur la figure 3.
Fig. 3. Schéma de principe du circuit de test du
court-circuit.

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Le circuit est alimenté par une source de
tension continue VCC de 600V. L’IGBT est
commandé au travers d’une résistance de
grille RG par une source de tension variant par
échelons entre 0V et 15V. La résistance de
20m et l’inductance de 33nH, représentant
les effets parasites dus aux différentes
connections dans le circuit, sont
indispensables afin d’optimiser les différents
résultats.
P
r
P
l
Lorsqu’un court-circuit se produit dans la
partie collecteur, le courant commence à
grimper jusqu'à ce qu'il atteigne sa valeur
maximale définie par la tension d'alimentation,
le gain du composant et la tension de la grille.
La performance des composants ne peut
empêcher la défaillance de ces derniers lors
d’un court-circuit ce qui impose une
protection de ces dispositifs pour un meilleur
fonctionnement. [8].
La présence d’une tension et d’un courant
importants d’une manière simultanée au
niveau du composant, entraîne des pertes de
puissance instantanées très élevée, ce qui
induit une élévation de température du
composant. Si la durée du problème (stress)
dépasse celle indiquée par les fabricants, la
destruction du composant est inévitable. Le
circuit proposé fonctionne de telle manière
qu’il puisse à réduire le temps de conduction
lorsque le court-circuit est détecté. [9].
La figure 4, montre l’allure du courant et
celle de la tension durant la phase du court-
circuit.
Nous remarquons un pic de courant assez
important durant la fermeture que le
composant ne peut supporter ce qui conduit à
un échauffement considérable de celui-ci
conduisant à des pertes énormes, figure 5.
Fig. 5. Puissance dissipée.
A partir de ces graphes, nous pouvons
défendre l’évidence d’une utilisation d’un
circuit de protection afin de prévenir les
conditions menant à la défaillance du
composant.
Les niveaux élevés des électrons de
conduction durant l'impulsion de court -circuit
entraînent des concentrations en porteur non
équilibrées dans la base N-. Ces porteurs ont
tendance à modifier le dopage de fond effectif
et mènent plus tard à de grandes déformations
dans la distribution du champ électrique.
Un tel comportement provoquera un effet
négatif de la résistance différentielle
normalement accompagné avec les formations
élevées de filaments de courant qui par la suite
peuvent entraîner la destruction du dispositif.
Une méthode simple pour doter l’IGBT
d’une certaine efficacité avec une capacité de
pouvoir résister aux courts-circuits est
Fig. 4. Allures de la tension et du courant collecteur.
Fig. 7. Circuit de test avec R=50mΩ.

ACTA ELECTROTEHNICA 312
d’intercaler une résistance de faible valeur en
série avec l’émetteur, figure 7. Cette résistance
réduit le gain effectif de l’IGBT sous le court-
circuit en vertu de la te C IRnsion R V
×
=.
Cette tension assez faible est soustraite
directement de la tension globale grille-
émetteur. La tension aux bornes de la
résistance est assez faible qu’elle ne puisse
modifier l’effet de la tension de commande sur
r
ette
de
la g ille.
Les oscillogrammes de la figure 8
montrent les résultats obtenus pour le courant
collecteur et la tension collecteur-émetteur
VCE. Ils montrent aussi l’effet de c
résistance R sur le temps de court-circuit.
En effet, cette faible résistance
Ω
m,
permet un temps de court-
50
scircuit de
μ
10 pour
une tension de 600Volts.
Nous remarquons aussi un pic de courant
à la fermeture de l’IGBT mais qui reste
supportable de telle manière qu’il est sans
ntages de l'application sont
importantes les supplémentaires
e nous
énergies dissipées le long de
e court-circuit.
. CONCLUSION
e le
m
le, mais aussi le courant
e défaut transitoire.
dommage pour celui-ci.
Les ava
comme suit:
a- Le temps du court-circuit peut être conçu à
la valeur spécifique sollicitée pour une
application particulière sans changer la
conception de l'IGBT en choisissant tout
simplement la valeur de la résistance liée à
la borne de l’émetteur. Plus court est le
temps demandé du court-circuit, plus
faible est la valeur de la résistance et
moins
[10].
b- Les pertes supplémentaires sont dissipées
par la résistance et non par l’IGBT, évitant
ainsi une éventuelle élévation de
température menant à une éventuelle
défaillance. L'IGBT alors reste efficace
avec en plus, des pertes beaucoup moins
importantes par rapport à ce qu
avons obtenu auparavant, figure 9.
Nous remarquons nettement l’influence
de R sur les différents paramètres lors du
court-circuit. Le courant de court-circuit est
nettement amélioré entraînant ainsi à une nette
amélioration des
c
5
Cet article a montré le phénomène de
court-circuit qui peut être destructif pour le
composant si nous n’essayons pas de le
prévenir ou de le contrôler s’il est inévitable.
Pas mal d’astuce sont toujours possibles
pour mieux cerner les différents problèmes.
Les différents résultats obtenus dans de
diverses conditions indiquent que le circuit
proposé est assez performant et peut a les
procéder à la détection précise de la
surintensité ainsi qu’à la détection rapide et la
réaction rapide qui sont suffisants pour limiter
efficacement le pic du courant initial. Le
courant de défaut étant cerner, il réduit de ce
fait le pic de la puissance et la dissipation
d'énergie et, par conséquent, augment
te ps d'endurance du courant de défaut.
Le circuit est donc capable non seulement
de contrôler l’état stab
d
Fig. 8. Allures du courant IC et de VCE.
ig. 9. Puissance dissipée durant le court-circuit. F