Alimentation régulée sans condensateur en - Alkasar audio

Alimentation régulée
sans condensateur en sortie
par Nazar
L'objet de ce document est de décrire le fonctionnement de l'alimentation régulée proposée par
Nazar sur overture.org. L'article original en version anglaise, est joint en fin du document.
Cette alimentation s'appuie sur un régulateur type LM317 ou LM337 utilisé en générateur de
courant et sur deux transistors PNP-NPN de régulation. Elle est suivie d'un réseau de petites
capacités de 0,1uF de filtrage des hautes-fréquence tout en conservant une impédance de sortie
de l'alimentation très faible, stable et résistive sur la bande audio. Ces capacités approchent la
valeur idéale d'environ 1uF selon Nazar.
L'idéal est de placer cette alimentation près de la charge pour que ce réseau de capacités ne soit
pas pollué par l'inductance de borniers ou de fils de liaison.
Fonctionnement et ajustement des valeurs
Les formules de Nazar sont :
R4=240*(Uout-Ueb) / 1.25
R2=(1,25-Ueb) / ((0.3/Uout)+Iload)
avec
Uout = tension désirée en sortié (V),
Ueb = tension émetteur-base de Q1 (V)
Iload = courant en sortie (А)
Pour décrire le fonctionnement de la régulation, j'utilise ci-dessous le schéma d'une alimentation
5V sans les capacités de filtrage inutiles à la compréhension.
Avec ces valeurs l'alimentation délivre 5,07V pour un courant de charge nominal de 100mA.
A la simulation, c'est stable de 0 à près de 170mA ! L'alimentation consomme en permanence
188mA.
Comme Uadj est stable dû au lm317, Uout = Uadj + Uebq1 est stable.
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Formule de calcul de R4:
Le LM317 sort une tension stabilisée de 1.25V entre ses pins Out et Adj.
R3 et R4 forment un diviseur de tension pour fixer la tension de sortie du régulateur Ulm.
courant dans R3 = courant dans R4 (le courant de base de Q1 est négligé)
1,25 / R3 = Uadj / R4
Or Uadj = Uout – Ueb
d'où la formule R4 = R3 * (Uout – Ueb) / 1,25
On en déduit à l'inverse Uout en fonction de R4 choisie, Uout = (R4 / R3) * 1,25 + Ueb
Pour obtenir 5V, cela donne R4=240 x (5-0,65)/1,25 = 835,2 ohms.
On choisira une résistance de 845ohms dans la série E96.
A la simulation, cette valeur de R4 donne Uout= 5,07V ;)
Formule de calcul de R2
L’alimentation est prévue de sorte que Q2 soit saturé. Q2 saturé et un courant collecteur supérieur
à 10mA : la datasheet BC547C nous dit que UebQ2 = 0,9V.
Le courant qui circule dans Q1 est UebQ2/R5, soit inférieur à 0,9/330 = 2,7mA. Avec un tel courant,
la datasheet BC557C nous dit que Uebq1 = 0.65V. Proche du 0,7V de la saturation.
La tension aux bornes de R3 est forcée par le LM317 à 1,25V et UebQ1 est invariable : la tension
de sortie Uout = Ulm+UebQ1 est invariable :)
La tension aux bornes de R2 est constante. Le courant traversant R2 est constant de
Ir2= (1.25 – Uebq1)/R2.
Le LM317 est utilisé dans cette alimentation en générateur de courant constant.
La charge consomme Iload. Le reste du courant (Ir2 – Iload) passe dans Q1 et Q2.
On a vu que moins de 3mA circule dans Q1. C'est donc Q2 qui véhicule l'essentiel du surplus de
courant non consommé par la charge.
Aux bornes de R2 : Ir2=(1,25-Ueb)/R2
Conservation des courants : Ir2 = IQ1+IQ2+Ioad.
IQ1<3mA. On néglige.
IQ2 : Nazar prend une valeur arbitraire de telle sorte que la puissance délivrée dans Q2 soit
de 0,3W. Dans le tableur on l'appelle « facteur de stabilité ».
Ce qui donne iQ2=0,3/Uout
On arrive a (1,25 – Ueb) / R2 = 0,3/Uout + Iload
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donc R2=(1,25 – Ueb) /((0,3 / Uout) + Iload)
Dans l'exemple ci-dessus, R2 = (1,.25 – 0,65)/(0,3/5 + 0,1) = 3,75. On pourra choisir une résistance
3,9ohms.
Pour la simulation, j'ai choisi 3,30 ohms.
Fonctionnement de la régulation
Pour que cette régulation fonctionne, il faut qu’un courant circule toujours dans Q2. Dit
autrement, il faut que le courant dans consommé dans la charge soit toujours inférieur à Ir2.
En effet, le courant dans R2 est constant, la tension de sortie est stable, et le courant en surplus
non consommé par la charge passe dans Q1 et Q2. Et on l'a vu, essentiellement dans Q2.
Q2 sert d'amortisseur en absorbant le courant non consommé par la charge, ou au contraire en
consommant un peu moins si la charge demande un pic de courant. Dans ce sens, il joue le rôle
d'une capacité.
En revanche, si la charge tire vraiment trop de courant, la chute de tension dans R2 sera telle que
Uebq1 sera trop faible et variera beaucoup.
Dans cette situation transitoire, Q1 et Q2 sont passants dans une certaine mesure (selon Uebq1).
La tenson de sortie Uout = Uadj + Uebq1 diminue car Ueb n'est plus constant. Q2 n'amortit plus
totalement, la régulation vacille.
Si le courant demandé par la charge est vraiment excessif, Q1 et Q2 seront bloqués. Q2 n'amortit
plus et Uout n'est plus régulé du tout. Uout = Ulm – R2*Iload
Pour que cela n'arrive pas il faut dimensionner R2 pour qu'il y ait toujours un courant disponible
traversant Q2. Mais pas trop non plus, pour des considérations thermiques comme on le verra
plus loin.
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Simulation
Les valeurs de R2 et R4 dans ce modèle sont choisies pour 5V et 100mA nominal. (5,07V en réalité).
Pour bien comprendre le fonctionnement, j’ai choisi de simuler une charge « capricieuse » ! :
V2 génère une sinusoïde de 2V. Cela provoque des appels de courants variables dans une large
proportion dans R6.
Uout oscille, mais faut pas se faire piéger par l'échelle !
Avec cette charge capricieuse, le courant dans la charge (en vert) varie de 80 à 140mA. Soit +-20%
autour du nominal 100mA. La tension Uout (en bleu) ne varie que de 5,068 à 5,072V, soit +-0,04%
au maximum autour du nominal de 5,07V
Au passage, on voit bien comment fonctionne l'alimentation:
Le courant dans R2 (rouge) est invariable (184mA). Le courant dans Q2 (jaune) varie selon ce que
tire la charge (vert), pour compenser.
La consommation de la charge pourrait varier à l'extrême de 0 à près de 180mA, ce serait pareil !
Q2 compenserait pour stabiliser Uout.
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Considérations thermiques
les éléments concernés sont : le régulateur LM317, R2, Q2. Et éventuellement R1 du schéma
complet.
LM317
Puissance dissipée = (Uin-Ulm)*courant total.
On peut négliger le courant qui passe dans R3,R4.
P = (Uin – Ulm) * ir2
On sait que
Ulm = Uout – Ueb + 1.25
r2 = (1.25 – Ueb) /R2
Ueb = 0,7V pour BC557C
Pour que le LM317 fonctionne, Uin doit etre supérieur à Ulm + 3V.
Et Ulm=Uout+Ueb, il faut Uin > Uout + Ueb + 3V
Note : Comme le schéma complet inclus aussi une résistance en amont du LM317 (R1 sur le
schéma complet de 10 à 20 ohms), il faut tenir compte de la petite chute de tension pour
dimensionner la tension fournie par le transformateur ! Si la consommation totale de
l'alimentation est de 100mA, avec R1=20ohms, il faut anticiper 0,4V de chute due à R1.
La puissance dissipée dans LM317 P = (Uin – Uout + Ueb - 1.25) * (1.25-Ueb) / R2
La résistance thermique du LM317 en boitier TO220 est de Rth = 50°C/W sans dissipateur.
Dans l’exemple,
Uin doit être supérieur à 8,7V.
Avec Uin = 9V, R2 = 3.3K, cela fait 0,5W a dissiper. A température ambiante de 25°C, la
température du LM317 sera de 25+0,5*50 = 50°C
R2
Le courant total traversé par R2 est Ir2 = iQ2+Iload (on négligé IQ1)
Ir2 = 0,3/Uout + Iload
P dissipée = (1.25 – Ueb) * ((0,3/Uout) + Iload)
dans l'exemple ci-dessus, Iload max = 100mA
P dissipée par R2 = 0,55 * (0,06 + 0,1) = 0,09 W.
Aucune précaution a prendre pour R2. Y penser si on demandait à l'alimentation de débiter 1A !
Q2
Comme on l'a vu, le courant dans Q2 est prévu de telle sorte que Q2 dissipe 0,3W si la charge
consomme le courant nominal Iload.
Si la charge consomme moins que prévu, Q2 absorbera le courant supplémentaire et devra dissiper
la chaleur.
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Puissance dissipée dans Q2 : P = Uout * (Ir2 – IIoad)
La Rth du BC547C est de 250°C/W max. Sa Température max de fonctionnement de 150°C.
Si la charge consomme bien le courant nominal, Q2 doit dissiper 0,3W ce qui l'amène à la
température de 25+0,3*250 = 100°C. C'est chaud !
Imaginons que l'alimentation soit dimensionnée pour 100mA mais que le circuit ne consomme que
50mA. La différence de 50mA sera absorbée dans Q2 qui doit dissiper Uout*0,05= 0,4W
supplémentaires.
Q2 doit dissiper 0,3+0,25= 0,55W
A température ambiante, sans radiateur il va monter à 25 + 0,55*250 = 162°C. C’est au-delà de ses
capacités.
C’est bien sur encore pire si l’alimentation est à vide, sans charge. Sa température monterait a plus
de 200°C.
Il faut dimensionner R2 au mieux en fonction de la consommation nominale de la charge et
surtout pas surdimensionner, sous peine de griller Q2 !
Et surtout ne pas faire fonctionner l’alimentation a vide !
Recommandations
La valeur de R2 mérite toute notre attention.
La précision de la valeur de R2 n'est pas fondamentale (pas comme R4 qui définit la tension de
sortie !). Faut surtout faire attention à la valeur de R2 pour ne pas surchauffer Q2.
Quelques règles simples :
1. bien estimer la consommation de la charge. Si c'est autour de 30mA, pas la peine de
dimensionner l'alim pour 100mA !
2. faire le calcul de dissipation thermique dans Q2. Si trop élevé, on peut envisager de diminuer la
arbitraire 0,3 (« facteur de stabilité ») utilisé dans la formule de R2(1). Surtout si Uout et/ou Iload
est faible. Surtout si le courant consommé dans la charge varie très peu.
3. pour une alim devant sortir un gros courant avec forte variabilité, pour laquelle un BC547C
chaufferait trop, envisager de refroidir les transistors voire changer de transistors pour en choisir
en boitiers T0220 par exemple plus faciles a refroidir.
(1) Une fois R2 choisie, le courant qui circule dans Q2 est IQ2 = (1.25 – Ueb)/R2 - Iload.
Q2 doit dissiper Uout * IQ2
Si on a respecté la formule pour R2, ça fait 0,3W. C'est le 0,3 de la formule. Le monde est bien fait,
non
IQ2 = 0,3/Uout = 60mA. C'est beaucoup si l'alim est censée délivrer de l'ordre de 30mA pour 5V.
Autant changer le facteur 0,3 à 0,15 dans ce cas. Ca ferait IQ2 = 30mA. Toujours bien suffisant
comme réserve, en regard des 30mA nominal de la charge.
D'après Nazar, le minimum absolu de IQ2 pour un BC547 est de 5mA.
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Schéma de référence
alimentation symétrique
Choix des composants
Seules les références de la partie positive sont indiquées.
D1 à D4 : diodes Schottky ultra rapides pour redresseur. Type SS24 ou SS26 par exemple ou
équivalent.
C1, C2 et R1 forment un filtrage du bruit HF produit par les diodes de redressement. C1 sera un
électrolytique a faible ESR. C2 un x5r.
C3, C4 : X5R conviennent
Résistances : cms 1/4watt. R3 et R4 (R13, R14) doivent être précises.
condensateurs de filtrage en sortie (C6, C51-C57): On peut en mettre 6 à 7 par voie. Selon Nazar, il
est fortement déconseillé d'utiliser des X7R en sortie (pas plus que X5R, X8R, Y5V ou Z5U
d’ailleurs). Ces condensateurs ont un un effet piezzo electrique marqué et sont non-linéaires. On
préférera des NPO. Ou alors mica ou film polypropylene ou teflon
Transistors (Q1,Q2) : BC547C/BC557C conviennent le plus souvent.
Si l'alimentation doit délivrer un courant avec fortes variations, on pourra utiliser des transistors en
boitier avec meilleure résistance thermique, comme les TO220 par exemple. Voire les refroidir avec
dissipateur.
Autres transistors possibles selon Nazar, en boitier TO220 ou TO126 , plus faciles a refroidir :
2SC4793/2SA1837, MJL ou MJF15030/15031, 2SC5171/2SA1930, BD140/139 (en TO126)
Liste de candidats supplémentaires, souvent employés pour remplacer 2SC5171/2SA1930:
2SK170/2SK369 ; 2N5401/5551 ; BD139/140 ; MJE340/350 ; IRFP240/9240
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Schéma alternatif
Schéma utilisé par Nazar pour le +5V analogique de son dac Picordian Chord.
Le principe de l'alimentation est inchangé. Dans cette variante, VT5 n'utilise plus comme référence
Vadj du LM317 mais le point central du pont diviseur formé par R31/R32. Les formules précédentes
ne sont plus valables.
Notons Ulm la tension de sortie du Lm317, Ubvt5 la tension de base de VT5. On obtient
maintenant :
Uout = Ubvt5 + Uebvt5
Ubvt5 = R31/(R31+R32)* Ulm
Ulm = 1.25 * (R12+R19)/R19
Liens
Article original de Nazar sur overture.org http://overture.org.ua/?p=238
DAC Picardian Chord de nazar qui utilize ces alimentations http://overture.org.ua/?tag=pcm1794a
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PSU for High end audio without electrolytic
capacitors - Nazar
13 February 2010 http://overture.org.ua/?p=238
Electrolytic capacitors are constant part of power supply of audio devices, but in terms of sound he
does not bring anything good, dispersion of sound quality-type of electrolytic capacitor is very
large.
Sonically the best types of electrolytic caps are Nichicon KZ, FG, Panasonic Pureism, Black Gate FK,
NX, Elna Cerafine, Silmic II, Silmic,but the attempt to eliminate from PSU electrolytic capacitors was
very successful, instead is used “electronic capacitor” (right side of the circuit).
All NFB regulators have inductive output impedance, placing electrolytic capacitor especially lowesr types creates a resonanses in output impedance (if the is yet a film or ceramic capacitor we will
have more and stronger resonances). Impulse response to change the load current especially with
low noise regs (M5230, M5290 etc) is very bad (one solution to this problem is use after regulator
CRC filter,but it has its drawbacks), and output impedance and noise is a function of load current,
as load changes noise and output impedance will be correlated with load changes (correlated to
our music). Proposed schematic completely eliminates all problems with regulators and capacitors,
and have stable resistive output impedance at frequencies up to 500KHz-1Mhz (then the
capacitive). Stability of the output impedance at audio frequencies is a very important thing for
sound quality and tonal balance.
Scheme is global negative feedback free electronic substitutes, that has a low and stable
impedance 0,1…0,2Ohm (equivalent to cap 40000u) in the band to megahertz shunting NP0 0,1
microfarads Murata GRM31 in close to chips, it completely detach regulator (317\337) from load,
therefore we have the ideal transient response when load “changes”, and dont have noise and
output impedance modulation. Output capacitors 0.1-10u SMD NP0/X7R is needed for HF bypass
(>1Mhz), caps on 317/337 out (not less than 1u) is needed for 317/337 stability. R1-C3, R9-C7 forms
LPF that eliminates HF noise produced by
switching of diodes working on capacitor filter.
Calculation : according to the desired output
voltage and maximum output current calculate
values of resistors R4, R6 and R2, R10,
respectively, from the formulas below
R4=240*(Uout-Ueb) / 1.25
R2=(1,25-Ueb) / ((0.3/Uout)+Iload)
where Uout = output voltage V,
Ueb =emitter-base voltage VT1, VT4 V,
Iload = load current А.
This structure of regulator-”electronic
capacitor”(follower) provides in a comparison
with the best series audio electrolytic
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capacitors significantly better results.
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