CETSIS'2005, Nancy, 25-27 octobre 2005 Illustration de problèmes de compatibilité électromagnétique (CEM) Antoine Nonclercq1, Cédric Boey1, Grégoire Schaub1, Frédéric Robert1, Pierre Mathys1 Service d'Electronique et de Microélectronique (MiEL) – Université Libre de Bruxelles, CP165/56 50 av. F. Roosevelt, 1050 Bruxelles, Belgique, [email protected] 1 RESUME Cet article présente une illustration des problèmes de compatibilité électromagnétique (CEM) dans le but d’être exposée lors de Travaux Pratiques (TP). Il se divise en trois volets correspondant à trois modes de couplage (galvanique, capacitif ou inductif). Pour chaque volet, une introduction théorique, un dispositif de test illustrant la partie théorique et un autre illustrant les applications possibles et les règles de bonne pratique sont développés. Ce travail permet de mettre en évidence des effets de couplage parfois considérés comme de la ‘magie noire’ grâce à des appareils de mesure et des circuits simples. Ceci constitue un bon outil pédagogique qui permettra aux étudiants de se familiariser avec les problèmes de CEM, les ordres de grandeur des parasites et les règles de bonne pratique. Mots clés : Compatibilité électromagnétique, couplages parasites, modes de couplage. 1 INTRODUCTION Le nombre d’appareils électriques et électroniques présents dans notre environnement a augmenté considérablement ces dernières années, rendant leur cohabitation de plus en plus délicate. De ce fait, la CEM (compatibilité électromagnétique) est devenue une compétence indispensable pour l’ingénieur et très demandée par les industriels. Une étude [1] a montré que lorsque la CEM est prise en considération dès le début de la phase de conception, elle n’induit qu’un coût supplémentaire de l’ordre de 5%, tandis que lorsque c’est le cas après la construction du premier prototype, le montant peut facilement dépasser les 50% de l’investissement de base. Il est donc important que l’ingénieur possède toutes les notions requises pour prendre en compte les problèmes de CEM dès le début de la conception d’un équipement. 2 DEROULEMENT DU PROJET Ce travail a été réalisé dans le cadre d’un projet (120 heures) d’un étudiant de 1° année de mastère et vise à illustrer les problèmes de CEM dans le cadre de Travaux Pratiques (TP). Le TP visé s’adresse à des étudiants de BAC3 ayant déjà eu une introduction à l’électronique (45h de cours et 30h de TP) et représente un volume horaire de 4h. Chaque volet du TP illustre un mode de couplage (galvanique, capacitif ou inductif) et est divisé en trois parties : une introduction théorique, un dispositif de test illustrant la partie théorique et un autre illustrant les applications possibles et les règles de bonne pratique. Le sujet étant vaste, seulement les cas les plus typiques ont été étudiés, et en particulier le couplage par champ lointain n’est pas inclus. 3 MISE EN EVIDENCE DES PROBLEMES DE COUPLAGE GALVANIQUE 3.1 Introduction théorique et illustrations Le couplage galvanique est sans doute celui qui intrinsèquement est le mieux défini et sujet à peu d’équivoques. Il y a couplage galvanique lorsque la perturbation est guidée par un support physique conducteur (une piste ou un plan de masse dans le cas d’un circuit imprimé) commun au circuit perturbateur et au circuit victime. Il est possible de calculer et de mesurer la résistance et l’inductance du couplage, de manière à obtenir un ordre de grandeur. La Fig. 1 montre un circuit imprimé contenant des pistes de différentes largeurs. Ce prototype permet de mesurer l’inductance et la résistance de la piste en fonction de sa largeur. Les mesures de la résistance sont en bon accord avec les valeurs théoriques comme le montre la Fig. 2. fig 1 : Circuit imprimé permettant de comparer différentes largeurs de piste CETSIS'2005, Nancy, 25-27 octobre 2005 mes d’alimentation et de masse en basse et haute fréquence est effectuée dans le premier paragraphe. Dans les deux autres paragraphes, on se centrera uniquement sur les problèmes de masse en basse fréquence, les autres cas se déduisant facilement. Résistance de la piste (Ohm) 0,8 Valeurs théoriques Valeurs mesurées 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0 0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 Largeur de piste (mm) 3.2.1 La masse en cascade Le schéma de la masse en cascade et son prototype sont donnés aux figs. 3 et 4. L’amplificateur C1 consomme un courant I1 et l’amplificateur C2 consomme un courant I2. Leur alimentation est fournie grâce au générateur Valim. fig 2 : Résistances théoriques et mesurées des pistes de cuivre en fonction de leur largeur Il est possible de mesurer l’inductance des pistes et de la comparer par rapport aux formules théoriques proposées [2] – [3]. Les mesures donnent un ordre de grandeur de 1µH/m mais sont cependant plus aléatoires à cause des imprécisions des appareils de mesures. 3.2 Applications pratiques Les applications pratiques les plus communes sont certainement l’agencement de la masse d’un système et son alimentation. La masse est un conducteur qu’on espère équipotentiel et qui sert de référence pour un circuit. Elle assure également le retour du courant via une faible impédance vers le générateur. La difficulté vient du fait que ces deux rôles s’opposent. En effet, la circulation du courant produit une différence de potentiel car l’impédance de la masse n’est pas nulle. Il s’ensuit que les différents équipements connectés à cette masse verront un potentiel différent en fonction de l’endroit où ils sont connectés. De même, la piste d’alimentation doit à la fois fournir une tension constante (on se place dans le cas d’une alimentation continue) et un courant nécessaire pour le bon fonctionnement des appareils. La situation est donc proche de celle de la masse et les problèmes rencontrés similaires. Trois prototypes utilisant les trois types de masse les plus connus (masse en cascade, masse en étoile et plan de masse) ont été réalisés dans le but de pouvoir les comparer. Sur chaque prototype, deux amplificateurs ont été choisis comme composants chargés de consommer du courant. Pour permettre de bien illustrer les effets indésirables, ils présentent de bonnes performances à la fois en ce qui concerne le courant qu’ils peuvent fournir (jusqu’à 270 mA) et leurs caractéristiques fréquentielles (slew-rate de 1600 V/µs et produit gain bande passante de 160MHz). Leurs sorties sont connectées à deux jeux de résistances montés en parallèle par lesquels le courant retourne à la masse. Des cavaliers permettent de faire varier le courant de sortie en jouant sur le nombre de résistances branchées en parallèle. Quelques LED sont également présentes et indiquent de manière visuelle les groupes connectés. Les trois types de masse sont présentés dans les trois paragraphes suivants. Une étude complète des problè- Valim C1 I1 C2 I2 fig 3 : Schéma de la masse en cascade 4 5 2 3 2 5 4 3 5 4 1 4 fig 4 : Prototype illustrant la masse en cascade Sur la fig. 4, on peut observer les pistes de masse et d’alimentation par transparence ainsi que : 1. les bornes d’alimentation ; 2. les amplificateurs ; 3. les résistances de charge ; 4. quatre cavaliers permettant de passer d’une piste de masse fine (0,2mm) à une plus large (3mm) ; 5. trois cavaliers permettant de brancher des capacités de découplage aux bornes des amplificateurs et de la masse. Le désavantage principal de la masse en cascade est qu’une partie de la piste de masse et une partie de la piste d’alimentation sont partagées par les deux circuits. De ce fait, lorsqu’un circuit consomme du courant, la tension aux bornes des deux circuits chute. La première expérience consiste à faire varier le courant utilisé par les deux amplificateurs et à mesurer la chute de tension d’alimentation associée. Le courant est consommé à basse fréquence (50Hz). CETSIS'2005, Nancy, 25-27 octobre 2005 5,010 5,005 5,00 4,98 4,96 Tension (V) Les figs. 5 et 6 montrent les tensions d’alimentation respectivement des circuits 1 et 2 en fonction du courant consommé pour une largeur de piste de 0,2mm et 3mm. 4,995 4,975 0 20 40 60 80 Courant (mA) fig 5 : Fluctuation de la tension d’alimentation du premier circuit en fonction du courant consommé (les courbes correspondantes aux courants I1 et I2 sont confondues) 4,98 4,97 4,96 tension (v) Piste fine, avec capa Piste fine, sans capa 4,95 100 150 Les mêmes processus sont aussi présents pour le câblage des masses. La différence de potentiel entre la masse de l’alimentation et la masse du circuit grandit quand le courant utilisé augmente, qu’il s’agisse du courant I1 ou I2. Le graphique de la fig. 8 montre ce phénomène à basse fréquence (50Hz) pour une largeur de piste de 0,2mm. Le courant I2 provoque une chute de tension plus importante sur la masse du deuxième circuit car la piste qu’elle traverse est plus longue. Des résultats similaires sont obtenus à haute fréquence ou pour une piste plus large. 20 Piste fine, I1 Piste fine, I2 Piste large, I1 Piste large, I2 Masse 1, I1 Masse 2, I1 Masse 1, I2 Masse 2, I2 15 4,91 20 50 fig 7 : Fluctuation de la tension d’alimentation à haute fréquence 4,965 0 Piste large, sans capa Courant (mA) 4,970 4,92 Piste large, avec capa 4,88 0 Piste fine, I1 Piste fine, I2 Piste large, I1 Piste large, I2 4,980 4,93 4,90 4,84 4,985 4,94 4,92 4,86 4,990 40 Courant(mA) 60 80 fig 6 : Fluctuation de la tension d’alimentation du deuxième circuit en fonction du courant consommé On remarque que la chute de tension du premier circuit est identique si elle est due au courant I1 ou I2, ce qui s’explique sur la fig. 3 par le fait que la résistance parcourue est la même. Par contre, pour le deuxième circuit, le courant I1 passe par une piste plus courte et donc moins résistive que le courant I2, ce qui donne une chute de tension moindre, comme on peut le voir sur la fig. 6. Les chutes de tension sont moins grandes lorsque la largeur des pistes est plus grande car la résistance des pistes diminue. La même expérience a été réalisée en faisant débiter les amplis à haute fréquence (11MHz) afin de se centrer davantage sur les caractéristiques inductives des pistes. Les conclusions sont similaires, mais toutefois l’utilité de la capacité de découplage est mise en évidence. La fig. 7 montre la variation de la tension d’alimentation du premier circuit (le deuxième donnant des conclusions similaires) en fonction du courant consommé, avec et sans capacité de découplage, et avec une largeur de piste de 0,2mm ou de 3mm. On observe clairement l’avantage de la capacité de découplage. Tension (mV) Tension (V) 5,000 4,94 10 5 0 -5 -10 0 10 20 30 40 50 Courant (mA) 60 70 80 fig 8 : Fluctuation de la tension de masse en fonction des courants consommés par les circuits 3.2.2 La masse en étoile Le schéma de la masse en étoile et son prototype sont donnés aux figs. 9 et 10. A part pour le câblage de la masse, le circuit est identique à celui de la masse en cascade. C1 Valim I1 C2 I2 fig 9 : Schéma de la masse en étoile CETSIS'2005, Nancy, 25-27 octobre 2005 fig 12 : Prototype illustrant le plan de masse (côté soudure) fig 10 : Prototype illustrant la masse en étoile Avec un câblage en étoile, la différence de potentiel entre la masse d’un composant et celle de l’alimentation ne dépend plus que du courant qu’il consomme lui-même et plus de ceux des autres circuits. C’est un avantage majeur si des circuits sensibles aux parasites et d’autres potentiellement perturbateurs cohabitent sur un même circuit imprimé. La masse en étoile est acceptable jusqu’à des fréquences de l’ordre de quelques dizaines de MHz, car au-delà la longueur des conducteurs nécessaires pour connecter tous les circuits au point unique de masse induit des inductances trop importantes et favorise également le risque de perturbations par couplage rayonné. L’expérience réalisée sur la masse en cascade a été reproduite dans les mêmes conditions pour une masse en étoile. La fig. 11 montre que la chute de tension sur la masse d’un circuit ne dépend que du courant qu’il consomme et pas du courant consommé par un autre circuit. 7 6 masse 1, I1 masse 1, I2 masse 2, I1 masse 2, I2 Tension (mV) 5 4 3 2 1 0 -1 -2 -3 0 20 40 Courant (mA) 60 80 fig 11 : Fluctuation de la tension de masse en fonction des courants consommés des circuits 3.2.3 Le plan de masse Les figs. 12 et 13 montrent le prototype du circuit avec un plan de masse, qui constitue l’unique changement. fig13 : Prototype illustrant le plan de masse (côté plan de masse et composants) Le plan de masse offre un double avantage. Il permet tout d’abord de diminuer les chutes de potentiel sur le conducteur de masse en réduisant fortement sa résistance. (On mesure ainsi sur ce montage que les différences de potentiels entre les masses des circuits 1 et 2 et la masse de l’alimentation sont presque nulles ; de l’ordre de la précision des appareils de mesure). Il simplifie aussi fortement le dessin des pistes, car toutes les connexions de masse disparaissent. Deux désavantages sont toutefois à noter. D’une part, le plan de masse monopolise à peu près une couche du circuit imprimé. D’autre part, des courants de différents circuits peuvent passer par le même tronçon de plan de masse, ce qui nous ramène au même problème que celui de la masse en cascade. Toutefois, comme la résistivité est diminuée, ce problème n’apparaît que pour des courants plus importants. 4 MISE EN EVIDENCE DES PROBLEMES DE COUPLAGE CAPACITIF 4.1 Introduction théorique et illustrations Deux conducteurs proches séparés par un isolant constituent une capacité. Une variation de différence de potentiel entre ces deux conducteurs correspond à un courant. Les figs. 14 et 15 montrent le schéma et le dispositif expérimental de l’expérience réalisée afin d’illustrer ce phénomène. Deux conducteurs identiques sont placés sur deux plaques superposées. Une tension sinusoïdale (11MHz) est appliquée sur le premier conducteur et on mesure le courant passant par le deuxième grâce à un CETSIS'2005, Nancy, 25-27 octobre 2005 ampèremètre. Le couplage capacitif induit un courant parasite d’environ 100mA pour une tension générée de 8V et la capacité résultante vaut donc 180pF. 3 1 2 fig 16: Prototype illustrant le couplage capacitif fig 14 : Schéma de l’expérience permettant la mise en évidence d’un couplage capacitif Le circuit comporte : 1. une piste émettrice ; 2. un circuit récepteur constitué d’une résistance de 2KΩ ; 3. une piste-écran servant de blindage et pouvant être connectée à la masse grâce à un cavalier. Toutes les pistes mesurent 15cm de long. Des mesures ont été prises en connectant la piste émettrice à la borne positive d’un générateur de tension délivrant une onde carrée et en connectant les bornes d’un oscilloscope de part et d’autre de la résistance du circuit récepteur correspondant. Les résultats obtenus sont donnés à la fig. 17 pour un récepteur sans écran. fig 15 : Dispositif expérimental permettant la mise en évidence d’un couplage capacitif Le blindage est une contre-mesure couramment utilisée et qui agit sur les champs afin d’éviter que ceux-ci ne viennent perturber le circuit qu’il protège ou pour éviter que les parasites créés par son propre circuit ne perturbent d’autres éléments. Pour le couplage capacitif, le blindage consiste en un conducteur porté à un potentiel fixe, typiquement la masse. 4.2 Applications pratiques Les problèmes de couplage capacitif rencontrés dans les circuits imprimés sont souvent dus à des longues pistes côte à côte. En effet, le couplage capacitif augmente avec la proximité des pistes ainsi que leur longueur. Un circuit imprimé a été réalisé afin d’illustrer l’influence néfaste du couplage capacitif sur les pistes conductrices et est montré à la fig. 16. fig 17: Tensions sur la piste émettrice et sur le récepteur sans écran (canal 1 : tension sur le circuit récepteur ; canal 2 : tension sur le circuit émetteur) On observe un couplage capacitif entre les deux pistes. La valeur de la capacité peut être déduite si on mesure la constante de τ de l’exponentielle décroissante ; elle vaut environ 250pF. Ce couplage est diminué de moitié si on utilise l’écran de blindage. 5 MISE EN EVIDENCE DES PROBLEMES DE COUPLAGE INDUCTIF 5.1 Introduction théorique et illustrations Un courant dans un conducteur génère un champ magnétique. Un circuit voisin qui possède une boucle intercepte une partie des lignes de champ. La variation de flux magnétique dans une boucle génère une tension. La fig. 18 montre le dispositif expérimental utilisé afin d’illustrer ce phénomène. Il est identique à celui utilisé CETSIS'2005, Nancy, 25-27 octobre 2005 dans le couplage capacitif, mis à part que l’on génère un courant dans la boucle émettrice et que l’on mesure une tension dans la boucle réceptrice. Le couplage inductif induit une tension parasite d’environ 1,3V pour un courant généré de 400mA (11MHz) et la mutuelle résultante vaut donc 47nH. 280nH. Ce couplage peut être réduit en diminuant la surface des boucles. 6 COMPARAISON AVEC LES CIRCUITS INTEGRES Pour un circuit intégré typique, on a un ordre de grandeur de capacité parasite entre deux pistes d’environ 100fF [4] et l’inductance d’une piste vaut environ 1nH [5]. Si on compare ces chiffres avec ceux mesurés pour un circuit imprimé (C=250pF et L=280nH) on observe que la réduction des dimensions permet une réduction importante (de 3 ordres de grandeur environ) des couplages parasites. 7 CONCLUSIONS Ce projet a permis de mettre en évidence des effets de couplage parfois considérés comme de la ‘magie noire’ grâce à des appareils de mesure et des circuits simples. Ceci constitue un bon outil pédagogique qui permettra aux étudiants de se familiariser avec les problèmes de CEM, les ordres de grandeur des parasites et les règles de bonne pratique. L’accent a été mis sur la liaison entre la théorie, son illustration en laboratoire et ses aspects pratiques, et ceci de manière visuelle. fig 18 : Mise en évidence d’un couplage inductif Comme dans le cas des couplages capacitifs, le blindage est une contre-mesure contre les couplages inductifs. La pratique la plus couramment utilisée étant toutefois de réduire la surface des boucles. 5.2 Applications pratiques Entre deux boucles d’un circuit imprimé existe un couplage inductif qui augmente avec leurs surfaces et leur proximité. Un circuit imprimé a été réalisé afin d’illustrer l’influence néfaste du couplage magnétique sur les boucles et est montré à la fig. 19. fig 19: Prototype illustrant le couplage magnétique De la même manière qu’au point 5.1, on peut mesurer le couplage pour deux boucles de 10cm * 15cm concentriques. La mutuelle mesurée vaut environ Bibliographie 1. Rachidi, F. Compatibilité électromagnétique, Ecole polytechnique fédérale de Lausanne, 2004. 2. Williams, T. Compatibilité électromagnétique, de la conception à l’homologation, Publitronic/Elektor, 1999. 3. Vasilescu, G. Bruits et signaux parasites, Dunod, 1999. 4. Horowitz, M., Ho, R. and Mai, K. The future of wires, Proceedings of the IEEE, 2001. 5. 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