République Algérienne Démocratique et Populaire Ministère de l’Enseignement Supérieur et de la Recherche Scientifique Université des Sciences et de la Technologie d’Oran Mohamed BOUDIAF FACULTE DE GENIE ELECTRIQUE DEPARTEMENT D’ELECTROTECHNIQUE THESE EN VUE DE L’OBTENTION DU DIPLOME DE DOCTORAT ES-SCIENCE SPECIALITE : Electrotechnique OPTION : Commande électrique Présentée par : Mr. BOUNADJA Mohamed SUJET DE THESE : Contribution à la Commande Directe du Couple d’une Machine Asynchrone pour l’Alternodémarreur Intégré Soutenue le 10 Juin 2010 devant le jury composé de : Mr. M. RAHLI Professeur USTOran MB PRESIDENT Mr. B. BELMADANI Professeur UHBChlef RAPPORTEUR Mr. A. W. BELARBI Maître de Conférences USTOran MB CO. RAPPORTEUR Mr. A. MANSOURI Maître de Conférences ENSETOran EXAMINATEUR Mr. M. CHENAFA Maître de Conférences ENSETOran EXAMINATEUR Mr. A. MEROUFEL Maître de Conférences UDL Sidi-Belabbes EXAMINATEUR Remerciements J’adresse mes sincères remerciements et ma gratitude à Monsieur B. BELMADANI, Directeur de Thèse et Professeur à l’Université de Chlef, et Monsieur A. W. Belarbi, codirecteur de Thèse et Maître de Conférences à l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran, pour la confiance accordée et les précieux conseils. Je remercie très sincèrement Monsieur M. RAHLI, Professeur à l’Université des Sciences et de la Technologie d’Oran, pour avoir accepté de présider le jury de cette thèse. Je remercie Messieurs A. MANSOURI et M. CHENAFA, Maîtres de Conférences à l’ENSET d’Oran, ainsi que Monsieur A. MEROUFEL, Maître de Conférences à l’Université de Sidi-Belabbes, pour avoir accepté de participer au jury et d’examiner ce travail. Je remercie mes collègues du département d’Electrotechnique de l’Université de Chlef, pour leur collaboration enrichissante et l’ambiance agréable qu’ils ont su créer dans ce département. Aussi, je remercie mes amis qui m’ont accompagné et soutenu chaleureusement durant ces années d’étude, ainsi que tous ceux qui ont, de près ou de loin, contribué à ce travail. A mes parents, à mes frères et sœurs, à toute la famille. Table des matières Notations ......................................................................................................................... iv Introduction générale ...................................................................................................... 1 Chapitre 1 : Analyse bibliographique 1.1. Introduction ................................................................................................................ 7 1.2. L’alterno-démarreur intégré ....................................................................................... 7 1.2.1. Performances requises .................................................................................. 10 1.2.2. Enjeux et problématiques de développement des ADI ................................ 11 1.2.3. Technologies de machines électriques ......................................................... 12 1.2.3.1. Machines asynchrones (MAS) ....................................................... 12 1.2.3.2. Machines synchrones à aimants permanents (MSAP) ................... 12 1.2.3.3. Machines à réluctance variable (MRV) ......................................... 13 1.2.3.4. Bilan sur la topologie de machines ................................................ 14 1.2.4. Topologie du convertisseur statique ............................................................. 15 1.2.5. Stratégie de commande ................................................................................ 16 1.3. Principales stratégies de commande de la machine asynchrone .............................. 17 1.3.1. Commande vectorielle (FOC) ...................................................................... 18 1.3.2. Commande directe du couple (DTC) ........................................................... 19 1.4. Conclusion ............................................................................................................... 22 Chapitre 2 : Commande directe du couple – méthode classique 2.1. Introduction .............................................................................................................. 26 2.2. Modélisation de la machine asynchrone .................................................................. 27 2.2.1. Principe de fonctionnement .......................................................................... 27 2.2.2. Transformation de Park ................................................................................ 27 2.2.3. Représentation d’état ..................................................................................... 32 2.3. Modélisation de l’alimentation de la machine asynchrone ...................................... 34 2.3.1. Modélisation de l’onduleur de tension ......................................................... 34 2.3.2. Modèle électrique d’une batterie .................................................................. 36 2.3.3. Modélisation du bus continu ........................................................................ 37 2.4. Commande directe du couple (DTC) classique de la machine asynchrone ............. 39 i 2.4.1. Principe de base ............................................................................................ 39 2.4.2. Structure de commande ................................................................................ 41 2.4.3. Limite de contrôle du couple ........................................................................ 44 2.5. Commande DTC classique dans le cadre d’un ADI ................................................ 45 2.5.1. Extension du principe ................................................................................... 45 2.5.2. Description du modèle dynamique développé ............................................. 46 2.5.3. Simulation d’un cycle de démarrage ............................................................ 47 2.5.4. Atouts et limitations ..................................................................................... 49 2.6. Conclusion ............................................................................................................... 51 Chapitre 3 : Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante 3.1. Introduction .............................................................................................................. 55 3.2. Principe de la commande proposée pour machine asynchrone ................................ 55 3.2.1. Détermination des expressions du couple et du flux statorique ................... 56 3.2.2. Régulation du couple et du flux statorique ................................................... 59 3.2.3. Commande de l’onduleur par MLI vectorielle ............................................. 62 3.3. Application à un système ADI ................................................................................. 64 3.3.1. Simulation d’un cycle de démarrage ............................................................ 65 3.3.1.1. Performances obtenues .................................................................. 65 3.3.1.2. Etude comparative .......................................................................... 67 3.3.2. Evaluation du système en mode générateur ................................................. 70 3.3.2.1. Fonctionnement en régime nominal établi ..................................... 70 3.3.2.2. Comportement lors d’une déconnection de charge ........................ 71 3.3.2.3. Comportement lors d’une variation de vitesse ............................... 72 3.4. Conclusion ............................................................................................................... 73 Chapitre 4 : Commande directe du couple par modes glissants 4.1. Introduction .............................................................................................................. 77 4.2. Généralités sur la commande par modes glissants ................................................... 79 4.2.1. Principe d’une commande par modes glissants ............................................ 79 4.2.2. Synthèse d’une commande par modes glissants .......................................... 79 4.2.3. Le phénomène de broutement ........................................................................ 82 4.3. Conception d’une commande directe du couple par modes glissants ...................... 84 4.3.1. Principe de commande proposé .................................................................... 84 ii 4.3.2. Modèle de la machine asynchrone ............................................................... 84 4.3.3. Réglage du couple et du flux statorique ....................................................... 85 4.4. Conception d’une MLI par modes glissants ............................................................ 88 4.4.1. Principe de modulation par modes glissants ................................................ 88 4.4.2. Stratégie MLI par modes glissants proposée ................................................ 89 4.5. Application à un système ADI ................................................................................. 92 4.5.1. Simulation d’un cycle de démarrage ............................................................ 94 4.5.2. Evaluation du système en mode générateur ................................................. 98 4.5.2.1. Fonctionnement en régime nominal établi ..................................... 98 4.5.2.2. Comportement lors d’une déconnection de charge ........................ 99 4.5.2.3. Comportement lors d’une variation de vitesse ............................. 100 4.5.3. Tests de robustesse ..................................................................................... 100 4.6. Conclusion ............................................................................................................. 103 Conclusion générale ................................................................................................... 106 Annexe 1 : Paramètres du système ................................................................................ 110 Annexe 2 : Calcul des correcteurs PI ............................................................................ 111 Annexe 3 : Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park ............... 113 Bibliographie ................................................................................................................ 117 iii Introduction générale Introduction générale L’environnement, la mobilité et l’utilisation optimale des énergies fossiles, par définition limitées, sont parmi les enjeux les plus importants du XXIème siècle. Le secteur de transport, qui est un élément essentiel de la mobilité, est la cause de 30% des émissions de CO2 et de l’effet de serre associé [1]. En outre, la combustion des produits pétroliers dans les moteurs à combustion rejette plusieurs gaz polluants, dont trois sont particulièrement nocifs pour l’homme : le monoxyde de carbone (CO), les hydrocarbures imbrûlés (HC) et les oxydes d’azote (NOx) [2-4]. S’il n’existe aucune norme relative à la quantité de ces émissions polluantes, les constructeurs et les pouvoirs publics ont pris acte des efforts nécessaires pour stabiliser ou réduire ces émissions. Durant les années 90, des efforts de recherche importants ont porté sur les véhicules électriques purs, pour essayer d’apporter des éléments de solutions au problème. Ces véhicules ne réussirent néanmoins pas à s’implanter sur le marché et à concurrencer les véhicules classiques. La densité énergétique des systèmes accumulateurs d’énergie électrique, entre 50 et 100 fois inférieure à la densité énergétique des moteurs thermiques, conduisit à des véhicules lourds, coûteux et manquants d’autonomie. Malgré un grand nombre de prototypes réalisés, peu furent suivis de production, même en petites séries. L’apparition de technologies de batteries plus performantes, associées à une forte demande, pourrait constituer une nouvelle chance pour ce type de véhicule [4]. Dans ces dernières années, de nouvelles structures alternatives aux véhicules conventionnels, qui allient les avantages des propulsions thermique et électrique, sont mises en place. Ces nouveaux véhicules sont nommés véhicules hybrides, et l’exemple le plus illustre est la Prius (Toyota) commercialisé depuis 1997. Néanmoins, le coût de production et la gestion des flux énergétiques entre ses différentes composantes sont les principales problématiques de ces véhicules. Le véhicule hybride fait partie des systèmes pluridisciplinaires et demande des compétences multiples pour sa conception et son développement. Pour ces systèmes multi-physiques, il semble qu’il reste de nombreux travaux à réaliser pour améliorer leurs performances. La solution qui semble faire un intérêt grandissant est la substitution des composants qui tirent leur énergie du moteur thermique par des consommateurs de puissance 1 Introduction générale électrique. Pour cela, il est nécessaire d’augmenter la taille de l’alternateur, mais également son rendement, lequel n’est pas sans conséquence sur les économies de carburant [1,2]. Or la structure traditionnelle de l’alternateur à griffe, apte à délivrer des puissances maximales de 2kW avec des rendements de l’ordre de 50%, ne semble pas pouvoir répondre à une telle évolution. Le problème de la recherche d’une structure plus adéquate est donc posé. Ensuite, il s’agit de prendre en compte le fait qu’une diminution de la consommation de carburant passe obligatoirement par un allégement de la masse des organes qui présentent un fonctionnement intermittent le long d’un cycle de roulage, et pour lesquels la notion de rendement a peu de répercussion, directement ou indirectement, sur cette consommation. La conception du démarreur relève de cette logique : il faut diminuer sa masse tout en préservant sa capacité à fournir le couple de démarrage selon les cycles imposés. Dans cette perspective, il apparaît intéressant de faire cumuler les fonctions de générateur et de démarreur par une machine unique, appelée alterno-démarreur intégré (ADI). Cela permettrait de supprimer plusieurs organes, comme le démarreur, les courroies de transmission, et voire même le volant d’inertie avec un pilotage adapté de la machine, toutes ces actions se traduisant par une possibilité d’intégration compacte de l’ADI en bout d’arbre du moteur thermique. Néanmoins, outre les spécifications techniques auxquelles devront répondre les solutions envisageables, ce seront surtout les contraintes imposées par une production de masse à faible coût qui limiteront leur faisabilité ; aussi est-il nécessaire d’intégrer cette donnée lors du choix de la structure de l’ADI. Compte tenu de ces considérations, la solution de machine asynchrone à cage apparaît comme une solution potentiellement réaliste : d’une part, elle réunit robustesse et faible coût de production, d’autre part les possibilités actuelles de commande permettent de lui conférer toutes les caractéristiques électromécaniques requises, et ce aussi bien en moteur qu’en générateur. Parmi les méthodes de commande des machines asynchrones, la commande vectorielle FOC (field oriented control) et la commande directe du couple DTC (direct torque control) sont les deux plus performantes. La commande vectorielle fut inventée au début des années 70 et la commande DTC au milieu des années 80. Chaque méthode a ses propres avantages et inconvénients mais toutes les deux ont trouvé une application dans la plupart des systèmes industriels. La commande FOC est capable d’une réponse dynamique rapide mais les performances dépendent étroitement de la précision de détermination de la 2 Introduction générale position du rotor. Ceci mène à un système de commande complexe qui doit effectuer l’estimation de cette position à partir des tensions et courants de la machine. La nécessité de compensation des variations paramétriques au cours du fonctionnement (en particulier la résistance rotorique) augmente d’avantage la complexité du système. D’autre part, la commande DTC permet de commander directement le couple et le flux de la machine asynchrone à partir des tensions statoriques. La détermination de celles-ci repose sur une connaissance qualitative et simplifiée du comportement de la machine. Les actions de réglage sont entreprises en recourant à de simples correcteurs d’hystérésis et une table prédéterminée qui indique la séquence de commande à appliquer aux interrupteurs du convertisseur. Les avantages déterminants attribués aux techniques DTC classiques (dynamique, robustesse, facilitée d’implantation) sont néanmoins contrebalancés par l’utilisation d’un correcteur d’hystérésis échantillonné ; par principe, le correcteur conduit à un fonctionnement à fréquence variable qui augmente les ondulations du couple et du flux de la machine et implique ainsi des risques d’excitation de résonances mécaniques ou acoustiques, et d’autre part, l’échantillonnage à fréquence finie se traduit par un dépassement pseudo-aléatoire de la bande d’hystérésis. Ces deux facteurs contribuent à rendre le contenu harmonique des différents signaux de sortie difficilement prévisibles. L’objectif de cette thèse est d’améliorer la commande directe du couple d’une machine asynchrone et son application à un système alterno-démarreur intégré. Nous nous attacherons à résoudre les problèmes de la méthode DTC classique. Pour cela, deux nouvelles approches de commande directe du couple sont développées dans cette étude. La première repose sur un modèle déduit sur la base d’une orientation du flux statorique et utilise la modulation vectorielle pour assurer un fonctionnement à fréquence constante. La deuxième méthode utilise le concept de la commande robuste par modes glissants pour le réglage des grandeurs d’états continues (couple et flux) et des grandeurs de commandes discrètes (états d’interrupteurs). Ce manuscrit est organisé en quatre chapitres comme suit : Le premier chapitre fait l’objet d’un aperçu sur le système alterno-démarreur intégré, suivi de l’état de l’art des différentes structures de machines électriques et de leur 3 Introduction générale alimentation. Cette partie justifiera ainsi le choix de la machine asynchrone pour l’application et permettra de passer en revue les principales stratégies de commande. Le deuxième chapitre est composé de deux parties. La première est consacrée à la modélisation du système en présentant un modèle dynamique de la machine asynchrone et son alimentation par un onduleur de tension connecté à une batterie. La deuxième partie présente une application de la commande DTC classique au système et son évaluation en envisageant deux principaux modes de fonctionnement. Le troisième chapitre est dédié à la conception d’une commande directe du couple de la machine asynchrone à fréquence constante. Elle repose sur l’emploi d’un modèle dynamique de la machine asynchrone que nous avons déduit sur la base de l’orientation du flux statorique et utilisé pour réguler directement, non seulement le couple et le flux, mais aussi leurs dérivées. Une modulation vectorielle est considérée pour assurer un fonctionnement à fréquence constante du convertisseur. La commande proposée dans cette partie sera enfin évaluée sous différentes conditions de fonctionnement du système. Le quatrième chapitre présente l’application de la technique des modes glissants à la commande directe du couple d’une machine asynchrone ainsi qu’à la commande par MLI du convertisseur de puissance. Dans ce cadre, nous rappelons d’abord le principe général de la commande par modes glissants ainsi que la synthèse de l’algorithme de commande avec ses différentes étapes. Nous abordons ensuite la conception des régulateurs du couple et du flux statorique par modes glissants. Nous entamons après la stratégie MLI par modes glissants. Nous montrons enfin les avantages apportés par ce type de réglage, tout en exposant les résultats de simulation. Enfin, dans une conclusion générale, sont énoncés les principaux résultats obtenus et les perspectives de développement envisagées. 4 Chapitre 1 Analyse bibliographique Chapitre 1. Analyse bibliographique Sommaire 1.1. Introduction ........................................................................................................... 7 1.2. L’alterno-démarreur intégré ............................................................................... 7 1.2.1. Performances requises ................................................................................... 10 1.2.2. Enjeux et problématiques de développement des ADI .................................. 11 1.2.3. Technologies de machines électriques .......................................................... 12 1.2.3.1. Machines asynchrones (MAS) ............................................................... 12 1.2.3.2. Machines synchrones à aimants permanents (MSAP) ........................... 12 1.2.3.3. Machines à réluctance variable (MRV) ................................................. 13 1.2.3.4. Bilan sur la topologie de machines ........................................................ 14 1.2.4. Topologie du convertisseur statique .............................................................. 15 1.2.5. Stratégie de commande.................................................................................. 16 1.3. Principales stratégies de commande de la machine asynchrone .................... 17 1.3.1. Commande vectorielle (FOC) ....................................................................... 18 1.3.2. Commande directe du couple (DTC) ............................................................ 19 1.4. Conclusion ........................................................................................................... 22 6 Chapitre 1. 1.1. Analyse bibliographique Introduction L’objectif de ce chapitre est de présenter les éléments nécessaires à la compréhension du contexte de l’étude. Tout d’abord, nous présentons le système alterno-démarreur intégré (ADI) ainsi que ses principales caractéristiques et spécifications techniques. Ceci nous conduira à rappeler les principes généraux des actionneurs à commutation électronique, avant d’exposer les options de base qui ont été choisies pour une application ADI. Enfin, cette partie permettra de justifier le choix de la machine asynchrone, et nous présenterons les principales techniques de commande de cette machine que nous jugeons les plus représentatives de l’état de l’art actuel. 1.2. L’alterno-démarreur intégré Dans le domaine automobile, la nouvelle tendance est de se diriger vers un véhicule plus vert et plus électrique. On assiste à une intégration de plus en plus d’organes de conversion et de distribution électrique aux dépens de l’hydraulique et de la mécanique. Un des exemples les plus marquants est la technologie X-by-Wire, comme la direction assistée, le freinage électrique, les suspensions actives, …etc. L’électricité et l’électronique offrent également la possibilité de rajouter des dispositifs permettant d’améliorer certaines caractéristiques comme le confort (l’électrification des vitres et des sièges, chauffage et climatisation, ordinateurs de bord, lecteurs multimédias, GPS), la sécurité active (système antiblocage des roues ABS, contrôle de stabilité ESP), la sécurité passive (airbags, prétensionneurs de ceintures de sécurité), la consommation d’essence et la pollution (gestion électronique du moteur, soupapes électromagnétiques, catalyseur). A l’avenir, viendront se joindre à eux des systèmes améliorant la visibilité nocturne, de stationnement semi-automatique (Park4U à base de capteurs à ultrasons), des systèmes de reconnaissance de panneaux routiers ainsi que la communication entre véhicules. Cependant, la multiplication des consommateurs électriques a entraîné une croissance constante de la puissance consommée au sein des véhicules au cours des dernières années (figure 1.1). Selon la prévision, la puissance requise va atteindre 15kW en 2030 contre 3kW à 4kW en moyenne actuellement [5]. 7 Chapitre 1. Analyse bibliographique Figure 1.1 : Évolution de la puissance requise dans les véhicules [6]. Dès lors, la gestion de l’énergie électrique devient plus complexe et le réseau actuel 14V n’est plus adapté. Pour cela, les fabricants d’automobile envisagent de porter cette tension à 42V [6-10]. Ce changement doit permettre de diminuer les pertes et d’augmenter le rendement. Néanmoins, pour différents équipements déjà conçus, il est difficile d’augmenter la tension d’alimentation [11]. Dans un premier temps, une des solutions se composera vraisemblablement d’un réseau bitension avec deux batteries de 14V et de 42V et un convertisseur continu-continu pour passer d’un réseau à l’autre [12-14]. Parallèlement, l’électricité consommée dans un véhicule conventionnel est produite par un alternateur à griffes. Ces alternateurs sont très compétitifs d’un point de vue économique, mais ils ont un rendement médiocre, de l’ordre de 50%, et une puissance limitée aux alentours de 2kW sous refroidissement forcé [14]. Ceci a amené les constructeurs à commander auprès des équipementiers automobiles des alternateurs de plus en plus puissants. Néanmoins, l’intégration mécanique de ces machines est une question délicate car elles sont généralement assez volumineuses. Le système alterno-démarreur est né de cette idée. Il permet de supprimer le démarreur conventionnel en rendant réversible l’alternateur, pour qu’il puisse fonctionner en mode moteur. Cette réversibilité est assurée en remplaçant le pont de diodes de l’alternateur conventionnel par un onduleur (mode démarrage), qui remplit également la fonction redresseur (mode alternateur). Initialement, l’alterno-démarreur a été implantée au lieu et place de l’alternateur actuel afin de réduire le coût de production [15-19]. Cependant, garder la tension historique de 14V pour le réseau de bord et le même système d’entraînement par courroie 8 Chapitre 1. Analyse bibliographique limitent les puissances et les couples transmis [21]. Pour surmonter ces inconvénients, une nouvelle version a été proposée avec l’introduction du bus continu 42V et consiste à intégrer la machine directement sur le bloc moteur thermique (figure 1.2), auquel cas elle prend le nom d’Alterno-Démarreur Intégré (ADI encore dénommé Integrated Starter Generator ISG ou Integrated Starter Alternator ISA) [21-30]. Réservoir Moteur thermique Embrayage Transmission mécanique ADI Batterie Convertisseur Unité de contrôle Figure 1.2 : Emplacement d’un alterno-démarreur intégré. De nos jours, les progrès dans le domaine de la motorisation électrique et les dispositifs de stockage de l’énergie embarquée permettent d’envisager des applications séduisantes pour les ADI [30]. En plus des fonctions classiques de démarreur et d’alternateur, ils peuvent assurer premièrement une fonction « stop-start », consistant à couper le moteur thermique au ralenti ou à l’arrêt du véhicule (à un feu rouge par exemple) puis à le redémarrer instantanément lors d’un appui sur la pédale d’accélération. De plus, le freinage récupératif est également possible en convertissant l’énergie mécanique du véhicule lors des décélérations en énergie électrique restituée à la batterie. Ensuite, ils peuvent disposer d’une fonction d’assistance « boost » du moteur thermique en haute vitesse (typiquement 1500tr/min à 6000tr/min). Enfin, dans un mode tout électrique (dit ZEV zéro émission), l’ADI peut assurer seul la propulsion du véhicule. Ces fonctionnalités laisse envisager une plus value non négligeable qui justifiera le prix de l’ADI. En effet, le surcoût de mise en œuvre pour les fonctions de démarreur et d’alternateur seules ne justifie pas le gain de performances par rapport aux alternateurs à griffes classiques. L’octroi de ces fonctions à l’ADI va faire évoluer le véhicule thermique vers un véhicule hybride « doux » [29]. Néanmoins, cette métamorphose ne se fera qu’à deux conditions : la première concerne la gestion autonome de l’énergie électrique qui passe irrémédiablement par une modélisation fine de la batterie, la seconde implique une 9 Chapitre 1. Analyse bibliographique élévation de la tension du réseau de bord. L’ADI ne verra vraisemblablement le jour qu’avec le passage en 42V du réseau de bord des véhicules de tourisme. 1.2.1. Performances requises L’ensemble des fonctionnalités d’un ADI engendre une enveloppe couple-vitesse contraignante (figure 1.3) pour les machines électriques avec un couple de démarrage important (150N.m pour un véhicule de tourisme de 70 chevaux) associé à une zone de survitesse de 1 à 4 fois la vitesse de base (jusqu’à 6000tr/min). Figure 1.3 : Espace couple-vitesse typique d’un ADI pour véhicule de tourisme. Ces performances doivent être tenues sous des contraintes propres aux systèmes embarqués [30] : – températures sous capot évoluant de 25°C à 180°C ; – puissance et tension limitées par la batterie : au moins 8kW (la puissance dépend toutefois de la technologie de batterie), 21–36V en mode moteur (démarrage ou boost) et 42–58V en mode générateur ; – stockage d’énergie limité par la batterie ; – courants forts (de 150A à 400A) sous basse tension, mais limité par l’onduleur ou les conditions thermiques ; – des contraintes de robustesse (faible entretien), d’encombrement réduit et surtout de coût propre au domaine automobile. 10 Chapitre 1. Analyse bibliographique 1.2.2. Enjeux et problématiques de développement des ADI L’apparition récente du système ADI a modifié le spectre de compétences dont a besoin le concepteur de machines électriques [30]. En effet, la mise en œuvre de ce genre de système nécessite, d’une part, de revoir la conception des machines électriques ; ceci pour trouver le bon compromis entre les deux modes de fonctionnement de la machine électrique : moteur et générateur. D’autre part, elle nécessite surtout un nouveau type d’expertise, pour la commande de l’onduleur qui remplace le pont de diodes classique. Pour un alternateur classique, équipé d’un pont de diodes (pour l’adaptation des signaux électriques entre la machine et le bus continu) et d’un hacheur d’excitation (pour l’alimentation du circuit d’excitation), la commande du système est relativement simple. La seule variable de réglage disponible est le rapport cyclique du hacheur d’excitation. Cette grandeur est utilisée pour permettre la variation du flux d’excitation de la machine électrique, en fonction de sa vitesse de rotation. Concrètement, un asservissement de tension du bus continu est réalisé en agissant sur cette variable de réglage. Ceci permet alors l’alimentation du réseau de bord, ainsi que la recharge de la batterie, à un niveau de tension constant. La fonction redresseur est alors réalisée naturellement par le pont de diodes, sans réglage possible sur la forme des courants. La seule voie d’optimisation du fonctionnement du système est dans ce cas donnée par la conception de la machine électrique. L’apparition du système ADI a modifié ce mode de fonctionnement. En effet, le remplacement du pont de diodes par un onduleur a permis d’ajouter des variables de réglage au système, offrant davantage de liberté sur son contrôle. En mode générateur, la commande des bras d’onduleur est réalisée telle qu’on reproduise le comportement du pont de diodes. En mode moteur, les phases de la machine sont alimentées par des créneaux de tension. L’instant de commutation et la largeur des créneaux peuvent varier. Ce sont en effet des variables de réglage réalisées de telle sorte à maximiser le couple de la machine, pour un démarrage le plus rapide possible. A ce stade, des commandes relativement simples peuvent être utilisées, comme la commande en pleine onde qui n’utilise pas de boucles d’asservissement. Cependant, maximiser le couple n’est pas forcément le seul objectif de la commande. D’autres contraintes peuvent apparaître, comme la réduction du bruit. C’est de cette situation qu’est né le besoin de développer de nouvelles lois de commande du système. 11 Chapitre 1. Analyse bibliographique 1.2.3. Technologies de machines électriques Les spécifications techniques d’une application de type ADI a mis en évidence la nécessité d’une machine possédant un fort couple massique avec une puissance élevée, opérant sur une large plage de vitesse et sous une haute température ambiante (plus de 100°C). De plus, la machine ne doit pas diminuer le confort du véhicule en générant des bruits acoustiques supplémentaires. Dans la gamme des machines sans balais (brushless), le choix est vaste avec les machines asynchrones (MAS), les machines synchrones à aimants permanents (MSAP) ou à réluctance variable (MRV). Les machines à balais (à courant continu et synchrones à rotor bobiné) sont écartées en raison de la nécessité de leur entretien et la délicatesse de fonctionnement à hautes vitesses. 1.2.3.1. Machines asynchrones (MAS) La machine asynchrone, inventée en 1882 par Nikola Tesla, est la machine la plus présente dans l’industrie. Ces machines avec un rotor à cage d’écureuil sont peu couteuses à fabriquer en raison d’un processus d’industrialisation parfaitement maîtrisé depuis des années. Elles bénéficient également d’une grande robustesse et d’une bonne tenue en température [25-31]. Tous ces avantages sont des arguments de premier ordre pour les constructeurs automobiles. Néanmoins, les pertes Joule rotoriques réduit sensiblement leur rendement. De plus, la zone de fonctionnement à puissance constante de cette machine est réduite lors des opérations à hautes vitesses, d’où la nécessité d’un défluxage [25]. Des prototypes d’ADI de type asynchrone ont été développés sous 42V [32-34]. Ils ont démontré que cette machine présente des performances suffisantes pour répondre aux exigences d’une telle application. 1.2.3.2. Machines synchrones à aimants permanents (MSAP) Les machines à aimants permanents possèdent une puissance massique élevée et un fort couple induisant une bonne compacité. Les aimants sont disposés à la périphérie du rotor (aimants surfaciques) ou à l’intérieur de celui-ci (aimants internes). L’absence de 12 Chapitre 1. Analyse bibliographique bobinage d’excitation augmente considérablement leur rendement en annulant les pertes Joule rotoriques. Cependant, le prix des aimants est élevé et ne permet pas, à ce jour, de satisfaire la contrainte sur le prix de vente. De plus, la température des aimants est limitée (135°C) et peut être à l’origine d’une diminution de leur induction rémanente (démagnétisation). Enfin, une perte de contrôle de l’onduleur à haute vitesse peut conduire à des f.é.m (forces électromotrices) élevées endommageant la batterie ou l’onduleur [25-31,35]. Ce défaut peut toutefois être amoindri en diminuant le rémanent des aimants et de facto le flux d’entrefer associé, mais en dépit d’un processus de fabrication complexe et coûteux [35]. Des prototypes de MSAP à aimants internes ont été développés sous 42V pour un système ADI [36-38]. Ce type de machine possède une puissance plus importante, mais leur rendement diminue lors d’un fonctionnement en haute vitesse. Dans [38], un dimensionnement optimal de la machine a permis d’améliorer les performances, mais sous une tension plus élevée (252V). 1.2.3.3. Machines à réluctance variable (MRV) Les machines à reluctance variable, inventées en 1842 par Davidson et Paterson, sont basées sur un principe de production de couple purement réluctant. Deux types de machines se distinguent selon le positionnement des saillances : machines à double saillance statorique et rotorique (MRVDS) et machines à saillances rotoriques ou synchroréluctantes (MSRV). Le rotor passif des MRV favorise leur fonctionnement à haute vitesse ainsi qu’à température élevée [30]. Ces machines possèdent également une faible inertie (pas de source de production de flux magnétique : aimants ou bobinage). Toutefois, les ondulations du couple inhérentes aux saillances magnétiques de ces machines sont importantes. De plus, les MRV possèdent un facteur de puissance moyen à cause des pertes fer qui chauffent les enroulements statoriques, et sont soumises à des problèmes de vibrations et de bruits acoustiques. En particulier, de fortes ondulations de courant sur le bus continu ou au niveau de l’organe d’entrée de l’onduleur sont observées pour les MRVDS [39], ce qui risque de perturber le fonctionnement des organes auxiliaires du véhicule. 13 Chapitre 1. Analyse bibliographique Un prototype d’une MRVDS a été développé plutôt pour une application de type alternateur à entraînement par courroie que pour un ADI [39]. L’encombrement de la machine correspond environ à celui des alternateurs actuels avec toutefois une alimentation en 42V. 1.2.3.4. Bilan sur la topologie de machines Le tableau ci-dessous donne un comparatif des différentes technologies de machines électriques candidates pour une application alterno-démarreur intégré. Tableau 1.1 : Comparaison des différents types de machines électriques. Type MAS Avantages Inconvénients Fabrication maîtrisée, structure Rendement (pertes Joule rotorique), mécanique robuste, montée en électronique coûteuse et commande survitesse aisée complexe Technologie devenue courante, couple massique élevé, puissance MSAP volumique élevée, pas d’échauffement au rotor, bon rendement, refroidissement aisé Coût moindre, montée en survitesse MRV aisée Ondulations de couple, coût et tenue en température des aimants, technologie coûteuse, survitesse pénalisante Surdimensionnement de l’alimentation, bruits et vibrations, ondulations de couple Au regard des qualités générales des différents types de machines (tableau 1.1), nous nous sommes orientés vers une machine asynchrone car ses caractéristiques principales font d’elle une machine à structure robuste et d’un processus de fabrication économiquement éprouvé. Ses principaux inconvénients sont le rendement lié aux pertes Joule rotorique et sa commande complexe. 14 Chapitre 1. Analyse bibliographique 1.2.4. Topologie du convertisseur statique L’actionneur peut être alimenté au moyen d’un onduleur de courant ou d’un onduleur de tension. Le critère de choix de la structure du convertisseur se résume au fait qu’il doit être réversible en puissance afin d’autoriser le démarrage du moteur thermique et le fonctionnement de la machine en générateur [26-30]. Il doit aussi supporter des niveaux de courant importants (de l’ordre de kilo ampère) [40]. De plus, la source d’alimentation est une batterie. Pour répondre à tous ces critères, un onduleur de tension se présente comme une solution appropriée. La figure 1.4 illustre le schéma de principe d’une alimentation par Batterie Charge cet onduleur. Machine 3~ Circuit de commande Figure 1.4 : Principe d’alimentation par onduleur de tension. L’onduleur permet l’alimentation en courant à fréquence variable de la machine, de façon à régler son couple et sa vitesse. La commande électronique génère les signaux de commande des interrupteurs de l’onduleur. Chaque interrupteur est réalisé par l’association d’un composant commandé et d’une diode antiparallèle. Dans l’état actuel de la technologie, les principaux composants utilisés dans les onduleurs sont les transistors MOSFET, les transistors IGBT, les thyristors GTO, par ordre croissant de puissance commutable et décroissant de fréquence. Le transistor IGBT est un composant qui rassemble les avantages du transistor bipolaire (chute de tension faible en conduction, tension élevée à l’état bloqué) et ceux du transistor MOSFET (commande en tension et fréquence de commutation élevée). Il en résulte un transistor commandé en tension. Il est adapté aux applications de basse tension de faible ou moyenne puissance. Les courants admissibles sont de l’ordre de quelques 15 Chapitre 1. Analyse bibliographique centaines d’ampères pour des tenues en basse tension [41,42]. Sa commande est simple, ce qui est très intéressant sur le plan de la mise en œuvre. Il est souvent utilisé dans des applications avec des fréquences de découpage qui peuvent éventuellement dépasser 100kHz [42]. Pour ces raisons, nous sommes donc orientés vers un onduleur de tension triphasé à IGBT. 1.2.5. Stratégie de commande La commande d’une machine électrique pour une application ADI doit permettre de maximiser le couple de la machine en mode moteur et réguler la tension du bus continu autour d’une valeur constante en mode générateur. Ces deux grandeurs sont liées, en négligeant les différentes pertes, par la relation suivante : C em Ω = U d I d (1.1) où Cem est le couple électromagnétique, Ω la vitesse de rotation, Ud et Id sont respectivement la tension et le courant du bus continu. Le contrôle de la tension Ud peut donc s’effectuer par l’intermédiaire du réglage du couple, ce qui revient à la même démarche que celle utilisée dans le cas d’une commande en fonctionnement moteur. Ainsi, on peut unifier le contrôle de la machine par une * commande en couple (figure 1.5), les consignes de couples positives (C em = C dém ) correspondant au mode moteur et vice-versa. Une consigne de couple négative peut être générée par une régulation de la tension du bus continu. Toutefois, le flux (Φ) doit être maîtrisé afin de rendre possible le contrôle du couple. La mise en œuvre de la commande nécessite une estimation du couple et du flux, car ces deux grandeurs sont inaccessibles à la mesure. Cette démarche peut être réalisée à l’aide du modèle dynamique de la machine et une mesure des courants et des tensions. Néanmoins, étant très difficile de mesurer des tensions à la sortie de l’onduleur, elles sont estimées en fonction de la tension du bus continu et des séquences de commutation de l’onduleur. 16 Charge Chapitre 1. Analyse bibliographique + Id 42V Machine 3~ − Moteur thermique Ud Régulation de Ud Cdém Sélection de la consigne de couple Génération des signaux d’interrupteurs Bloc d’estimation * C em Φ * Stratégie de commande Circuit de commande Figure 1.5 : Principe de commande d’un système alterno-démarreur intégré. Pour atteindre ces objectifs de contrôle du couple, et étant donné que la machine asynchrone est choisie pour l’application, il existe différentes stratégies de commande. Les principales méthodes seront étudiées dans la prochaine section. 1.3. Principales stratégies de commande de la machine asynchrone Jusqu’à présent, deux méthodes de commande sont utilisées pour la conduite de la machine asynchrone : commande vectorielle à flux orienté (FOC) et commande directe du couple (DTC). D’autres techniques, comme l’intelligence artificielle et particulièrement la logique floue, peuvent être introduites dans les commandes précitées dans le but d’apporter un certain degré de perfectionnement exigé par les cahiers des charges en regard du degré de complexité qui peut être engendré sur le système. Cependant, il y a encore des problèmes techniques à résoudre. Dans cette partie, nous abordons les deux méthodes de commande, FOC et DTC, ainsi que les problématiques qu’y sont associés. 17 Chapitre 1. Analyse bibliographique 1.3.1. Commande vectorielle (FOC) La commande vectorielle à flux orienté a été développée pour la première fois par Blaschke aux débuts des années 70 [43], et elle est devenue la technique de commande standard grâce à ses avantages par rapport aux techniques de commande scalaire (commande V/Hz constante) [42,44]. Cela a permis d’étendre cette méthode de commande à une application ADI [23,32,34,45-49]. Le schéma de principe de la commande FOC est illustré par la figure 1.6. Les références [50-52] présentent de manière exhaustive cette technique de commande. Ud MAS MLI Transformation diphasée-triphasée Capteur de vitesse Ud Etats des interrupteurs Estimateur de flux rotorique Position du vecteur flux rotorique – Correction Consignes de courants Découplage Consigne de flux rotorique + Consigne de couple Figure 1.6 : Principe de la commande vectorielle d’une machine asynchrone. Le principe de la commande FOC est de ramener le comportement de la machine asynchrone à celui d’une machine à courant continu. Elle est basée sur une transformation des variables électriques exprimées dans un repère de Park vers un référentiel tournant avec le vecteur flux (couramment celui du champ rotorique) et une décomposition du courant statorique en deux courants orthogonaux producteurs de flux et de couple. Des termes de découplage sont souvent rajoutées aux boucles de régulation des courants afin de rendre les fonctions de transfert linéaires, découplées et indépendantes de la vitesse de la machine. Le résultat de ce découplage est le vecteur tension statorique de référence qui, par transformation inverse diphasée-triphasée, permet de générer les rapports cycliques de 18 Chapitre 1. Analyse bibliographique référence pour chaque bras. Les signaux de commande du convertisseur statique sont finalement générés par l’intermédiaire du bloc MLI (modulation de largeur d’impulsion). Cependant, la commande vectorielle présente des limites dont certaines remettent en cause le principe de découplage. Elle est tout d’abord très sensible vis-à-vis des variations paramétriques. De plus, un capteur de vitesse est indispensable pour déterminer la position du flux et effectuer un changement de repère [42,44,53]. Ce capteur est fragile, coûteux, difficile à monter et sensible aux interférences extérieures. Notons que certaines commandes sans capteur mécanique ont été proposées dans ces deux dernières décennies, mais l’estimation de la vitesse est très délicate en raison des faiblesses de cette méthode face aux incertitudes paramétriques ainsi que l’inconvénient d’inobservabilité de la machine pour des fonctionnements à basses vitesses [42,44]. 1.3.2. Commande directe du couple (DTC) La commande DTC a été introduite au milieu des années 80 par Takahashi [54], et ensuite par Depenbrock [55], et elle a trouvé très rapidement des applications industrielles [42,44]. Cette méthode a d’ailleurs fait l’objet d’une application récente à un système ADI [56]. La figure 1.7 montre le schéma de principe de la commande DTC. Elle est étudiée en détail dans le chapitre 2. Ud MAS Ud Etats des interrupteurs Table de commutation Position du vecteur flux statorique Estimateur de flux statorique et de couple + – Correcteur d’hystérésis Consigne de flux statorique – Correcteur d’hystérésis Consigne de couple + Figure 1.7 : Principe de la commande DTC classique d’une machine asynchrone. 19 Chapitre 1. Analyse bibliographique Le principe de base de la commande DTC est la sélection directe d’une séquence de commande à appliquer aux interrupteurs de l’onduleur afin de maintenir les erreurs de couple et de flux statorique inférieures à des limites prédéfinies dans une bande d’hystérésis. Cette sélection se fait à l’aide d’une table de commutation qui est synthétisée à partir des règles qualitatives d’évolution du couple et du flux, et constitue ainsi le noyau de l’algorithme de commande [53,57]. Il est actuellement accepté que lorsque l’on parle de DTC classique, on veut se référer à cette stratégie. Nous adoptons aussi cette désignation au cours de notre étude. La commande DTC présente l’avantage d’être beaucoup moins sensible aux variations paramétriques que la commande FOC et permet d’obtenir des dynamiques de couple plus rapides [53,57]. De plus, elle ne nécessite pas de changement de repère ni de modulation de largeur d’impulsion. Une bonne précision sur la mesure de la position du rotor n’est pas nécessaire puisque seul le secteur dans lequel se trouve le flux importe pour déterminer la configuration à utiliser. En revanche, le flux et le couple de la machine doivent être estimés ou observés. Il y a de nombreuses manières d’estimer ces grandeurs, mais leur synthèse n’est pas triviale et constitue une difficulté pour la mise en œuvre de cette commande [57]. Cependant, les inconvénients de la stratégie DTC classique sont aussi de taille, et la plupart sont dérivés du fait que la fréquence de commutation est fortement variable [44,57]. Cette variation engendre des ondulations du couple et du flux, avec une énergie concentrée sur une gamme d’harmoniques dont la fréquence est difficile à maîtriser. Ces harmoniques pourront exciter les modes de résonnance mécanique de la chaîne de traction et contribuer significativement à son vieillissement précoce. L’échauffement des semiconducteurs de puissance est également influencé, ce qui risque de compromettre l’efficacité de cette stratégie de commande dans les applications de forte puissance. De nombreuses méthodes ont été proposées pour remédier à ces problèmes. Dans [58,59], une méthode d’hystérésis modulée est étudiée, mais demande une puissance de calcul accrue. Dans [60-62], des stratégies utilisant des modulations vectorielles continues et discrètes sont proposées. Cependant, elles faites appel à un modèle approximatif de la machine, valable en régime permanent, et ceci est d’autant plus gênant que les périodes d’échantillonnage doivent être faibles afin d’assurer la validité des modèles utilisées. De plus, certaines de ces méthodes nécessitent un capteur de vitesse pour déterminer la 20 Chapitre 1. Analyse bibliographique position exacte du vecteur flux, ce qui peut soulever des réserves concernant leur dénomination de commande directe et poser des problèmes de régulation en présence d’offset dans le capteur mécanique. Dans [63], une méthode hybride est proposée en combinant la commande DTC classique avec la commande FOC. Cependant, il devient difficile de prévoir l’influence de la variation paramétrique sur la variation du vecteur tension de référence, et par conséquent sur le comportement du couple et du flux en régime permanent. De plus, la commutation entre les deux algorithmes, en particulier le passage du contrôle direct au contrôle vectoriel, ne va pas sans poser certains problèmes (réinitialisation des régulateurs, commutations intempestives entre les algorithmes,…). Une autre commande directe du couple et du flux est développée dans [64,65], et elle est appliquée à un système ADI dans [66-68]. Son principe de base est le calcul du vecteur tension de référence suivant l’évolution du vecteur flux statorique. Ce vecteur est reconstituait à chaque période d’échantillonnage par une discrétisation de son modèle approximatif. L’évolution de la position du vecteur est obtenue par l’écart entre sa valeur estimée et sa valeur de référence. Cette dernière est déterminée par un correcteur de couple. Cependant, la discrétisation du vecteur flux peut être à l’origine d’apparition de grandes amplitudes du vecteur tension à hautes fréquences, ce qui peut compromettre l’évolution de l’état électromagnétique de la machine. De plus, les périodes d’échantillonnage doivent être faibles afin d’assurer la validité du modèle approximé. A cela s’ajoute le problème d’estimation exacte de la position du vecteur flux et la sensibilité aux variations paramétriques. Néanmoins, ces points ont été traités récemment dans [69], mais la méthode proposée nécessite un capteur de vitesse, ce qui soulève des réserves concernant leur dénomination de commande directe, et implique une influence des imperfections du capteur mécanique sur l’évolution du couple et du flux de la machine. Récemment, des commandes DTC de types prédictives sont proposées. Dans [70], la méthode proposée calcule les instants d’application de deux vecteurs tensions afin d’avoir le couple et le flux demandés à un pas en avance. La configuration sélectionnée est celle qui minimise une fonction coût choisie, et la durée d’application des configurations est constante et égale à la période d’échantillonnage. Dans [71], la prédiction est basée sur un modèle discret de la machine, et la configuration à appliquer est celle qui minimise la distance entre le vecteur d’état obtenu et le vecteur d’état désiré. Dans [72-73], les valeurs 21 Chapitre 1. Analyse bibliographique de références sont extrapolées à partir des anciennes valeurs, et la configuration choisie est celle qui permet de garder le flux et le couple dans leurs bandes d’hystérésis. Dans [74-75], la prédiction est seulement effectuée pour le régime libre et pour une configuration présélectionnée par une heuristique similaire à celle de la commande DTC. Cependant, les méthodes prédictives souffrent généralement des temps de retard causés par les algorithmes de prédiction, le choix de la fonction coût appropriée et l’optimisation des durées d’application des configurations choisies. 1.4. Conclusion Ce chapitre a permis de présenter les performances caractéristiques des alterno- démarreurs intégrés. L’étude a mis en exergue des notions de points de fonctionnement multiples dans l’enveloppe couple-vitesse, associés à des contraintes de coût limité, d’environnement thermique chaud, d’une source d’énergie à puissance et tension limitées (basse tension et forts courants), d’un encombrement réduit. Au regard des propriétés générales, nous nous sommes orientés vers une machine asynchrone connectée à un onduleur de tension triphasé à IGBT. L’ensemble des performances de l’association machine asynchrone – convertisseur est lié à la stratégie de commande dont la dernière partie du chapitre a fait l’objet. Les deux principales méthodes, à savoir la commande vectorielle (FOC) et la commande directe du couple (DTC), ont été présentées. A l’opposé de la stratégie FOC, pour laquelle il semble aujourd’hui exister une sorte de consensus sur le synoptique de commande, il subsiste une grande variété de stratégies de commande directe. La stratégie classique est basée sur une régulation du couple et du flux par des correcteurs d’hystérésis et en choisissant les vecteurs tensions à partir d’une table prédéfinie à l’aide des règles qualitatives définissant l’évolution du couple et du flux statorique de la machine. Bien que d’une simplicité extrême, ce qui leur confère des avantages significatifs au niveau de la facilité d’implantation, de la robustesse et des réponses dynamiques, elles soufrent aussi d’inconvénients majeurs. En effet, à cause des correcteurs d’hystérésis, la fréquence de commutation est fortement variable en fonction du point de fonctionnement de la machine dans le plan couple-vitesse, et par conséquent, on obtient des ondulations de couple et de flux typiquement plus importantes que celle obtenue avec les stratégies qui comportent un modulateur, comme c’est le cas des commandes vectorielles. 22 Chapitre 1. Analyse bibliographique Ces dernières années, les commandes directes ont connue une évolution significative. Ces stratégies sont certes basées sur le même principe de régulation directe et découplée du couple et du flux, mais leur algorithme diffère considérablement de ceux proposés initialement. En particulier, ils utilisent un modèle mathématique de la machine asynchrone, plus ou moins approximatif, qui assiste le choix du ou des vecteurs tensions et, le cas échéant, le calcul de la durée de leur application. Nous avons présenté celles qui nous ont semblé les plus représentative de l’état de l’art actuel. Enfin, les avantages d’une commande de type directe nous ont motivé à minimiser ses inconvénients, car elle se présente comme une voie intéressante pour répondre au cahier des charges d’une application ADI. Dans le prochain chapitre, nous présentons la commande directe classique qui sera retenue comme référence et base de comparaisons aux stratégies de commande développées dans cette étude. 23 Chapitre 2 Commande directe du couple – méthode classique Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Sommaire 2.1. Introduction ......................................................................................................... 26 2.2. Modélisation de la machine asynchrone ........................................................... 27 2.2.1. Principe de fonctionnement ........................................................................... 27 2.2.2. Transformation de Park ................................................................................. 27 2.2.3. Représentation d’état ..................................................................................... 32 2.3. Modélisation de l’alimentation de la machine asynchrone ............................. 34 2.3.1. Modélisation de l’onduleur de tension .......................................................... 34 2.3.2. Modèle électrique d’une batterie ................................................................... 36 2.3.3. Modélisation du bus continu ......................................................................... 37 2.4. Commande directe du couple (DTC) classique de la machine asynchrone ... 39 2.4.1. Principe de base ............................................................................................. 39 2.4.2. Structure de commande ................................................................................. 41 2.4.3. Limite de contrôle du couple ......................................................................... 44 2.5. Commande DTC classique dans le cadre d’un ADI ........................................ 45 2.5.1. Extension du principe .................................................................................... 45 2.5.2. Description du modèle dynamique développé .............................................. 46 2.5.3. Simulation d’un cycle de démarrage ............................................................. 47 2.5.4. Atouts et limitations ...................................................................................... 49 2.6. Conclusion ........................................................................................................... 51 25 Chapitre 2. 2.1. Commande directe du couple – méthode classique Introduction Pour étudier le comportement d’un processus et mettre en place une stratégie de commande, il nous faut disposer de son modèle avec une connaissance plus ou moins précise des éléments le constituant. L’actionneur électrique (machine, convertisseur, contrôle) est de plus en plus un élément constitutif d’un ensemble complexe imposant de nouvelles contraintes au niveau des simulations : – la réduction des coûts, particulièrement dans le domaine automobile, conduit à la recherche d’actionneurs soumis à d’importantes contraintes, tant en régime permanent (notion de rendement) qu’en régime transitoire (temps de mise à disposition du couple par exemple). Leur modélisation en devient plus difficile ; – les différents éléments du système sont fortement couplés rendant ainsi erronées certaines hypothèses couramment admises. Comment, par exemple, dimensionner les correcteurs d’une source asservie en courant lorsque cette source est constituée d’une batterie et donc présente une tension fortement variable ? – le coût important, en termes de temps et d’argent, pour la réalisation de prototypes conduit à la recherche de simulations précises et facilement exploitables lors d’une implantation matérielle. L’application alterno-démarreur intégré rassemble l’ensemble des contraintes et remarques précédemment citées. L’objectif de ce chapitre est de présenter la modélisation dynamique du système ADI et ensuite sa commande par la méthode DTC classique. Après description et modélisation de la machine asynchrone, l’ensemble des composants de l’ADI sera présenté : convertisseur, batterie et bus continu. Nous rappelons ensuite le principe de la commande DTC classique, qui est présentée ici comme référence et base de comparaisons. Enfin, cette méthode de commande est appliquée à un système ADI, en s’attachant plus particulièrement à deux points essentiels : phase de démarrage d’un moteur thermique et régulation de la tension du bus continu. 26 Chapitre 2. 2.2. Commande directe du couple – méthode classique Modélisation de la machine asynchrone 2.2.1. Principe de fonctionnement On se place dans le cas d’une machine asynchrone triphasée à cage d’écureuil. Pour ce type de machine, le rotor est constitué par un ensemble de barres longitudinales courtcircuitées par deux anneaux et n’est pas accessible de l’extérieur. Ce fait explique sa robustesse par rapport aux autres machines électriques, mais aussi les difficultés rencontrées pour la commander. Par la suite, on considère que le rotor en court-circuit est équivalent à un enroulement triphasé. Le stator alimenté par des courants de pulsation ωs crée un champ tournant à la vitesse synchrone ωs p , où p désigne le nombre de paires de pôles de la machine. Ce champ induit dans les phases rotoriques des forces électromotrices, donc des courants de pulsation ωs. Ces courants tendent à s’opposer à la variation de flux dans le rotor provoquant ainsi la création d’un couple électromagnétique. Quand le rotor tourne à la vitesse Ω, les courants rotoriques ont pour pulsation ω s − pΩ . Cette différence est appelée pulsation de glissement et donne une image du couple [51]. Si elle est nulle, le rotor serait soumis à un champ fixe dans son espace, avec pour conséquence la nullité des courants induits et du couple électromagnétique. On parle alors de synchronisme. Ainsi, la vitesse du rotor est nécessairement inférieure à la vitesse synchrone en fonctionnement normal. 2.2.2. Transformation de Park Pour commander la machine asynchrone, il faut avoir un modèle assez fidèle de son comportement réel. Le modèle de Park apporte une solution satisfaisante [51,76]. Les hypothèses simplificatrices qui permettent de mettre en place ce modèle sont les suivantes : – symétrie de la machine (symétrie axiale, enroulements polyphasés équilibrés) ; – alimentation par un système de tensions triphasées symétriques et sinusoïdales ; – répartition sinusoïdale de l’induction dans l’entrefer ; – caractéristiques linéaires du matériau magnétique. 27 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique La transformation de Park permet de représenter un système triphasé (a,b,c) par un système biphasé orthogonal équivalent d’axes d et q (figure 2.1). Ce repère peut être fixe ou tournant par rapport aux armatures de la machine. En absence de composante homopolaire, cette transformation permet de réduire le nombre d’équations électriques de la machine de six à quatre. b q d xb xq xd θa xa a xc c Figure 2.1 : Transformation du repère (a,b,c) dans (d,q). Des transformations de Park possibles, nous retenons par la suite l’une des plus classiquement utilisées : la transformation à puissance constante. Elle permet d’obtenir les grandeurs xd et xq du système biphasé équivalent en fonction des grandeurs xa, xb et xc du système triphasé par la transformation suivante : ⎡ xa ⎤ ⎡ xd ⎤ ⎢ ⎥ ⎢ x ⎥ = T(d ,q ) ⋅ ⎢ xb ⎥ ⎣ q⎦ ⎢⎣ xc ⎥⎦ T(d ,q ) = ⎡ cos θ a 2 ⎢ ⋅⎢ 3 ⎢ − sin θ a ⎢⎣ (2.1) 2π ⎞ 2π ⎞ ⎤ ⎛ ⎛ cos⎜θ a − cos⎜θ a + ⎟ ⎟ 3 ⎠ 3 ⎠ ⎥⎥ ⎝ ⎝ 2π ⎞ 2π ⎞⎥ ⎛ ⎛ − sin ⎜θ a − ⎟ ⎟ − sin ⎜θ a + 3 ⎠ 3 ⎠⎥⎦ ⎝ ⎝ (2.2) où θa est l’angle entre l’axe d du repère biphasé et la phase a du système triphasé. Il est donné par θ a = θ s pour les grandeurs statoriques et θ a = 28 d (ω s − pΩ ) pour les grandeurs dt Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique rotoriques. La matrice de transformation inverse est donnée par T(d−1,q ) = T(Td ,q ) à cause de l’orthonormalité de T(d,q). Après transformation de Park, le modèle mathématique de la machine asynchrone dans le repère (d,q) s’écrit : dΦ ds ⎧ ⎪v ds = Rs ids + dt − ω s Φ qs ⎪ dΦ qs ⎪ = + + ω s Φ ds v R i s qs ⎪⎪ qs dt ⎨ ⎪0 = R i + dΦ dr − (ω − pΩ )Φ r dr s qr ⎪ dt ⎪ dΦ qr ⎪0 = R i + + (ω s − pΩ )Φ dr r qr ⎪⎩ dt (2.3) Les relations entre les flux et les courants sont : ⎧Φ ds ⎪Φ ⎪ qs ⎨ ⎪Φ dr ⎪Φ qr ⎩ = Ls ids + Lsr idr = Ls iqs + Lsr iqr = Lr idr + Lsr ids = Lr iqr + Lsr iqs Les variables et paramètres du modèle sont présentés dans le tableau suivant : Tableau 2.1 : Variables et paramètres du modèle de Park. vds, vqs tensions statoriques ids, iqs courants statoriques idr, iqr courants rotoriques Φds, Φqs flux statoriques Φdr, Φqr flux rotoriques ωs, Ω pulsation statorique et vitesse de rotation p nombre de paires de pôles Rs, Rr résistances statorique et rotorique Ls, Lr, Lsr inductances cycliques statorique, rotorique et mutuelle 29 (2.4) Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Cette transformation est particulièrement avantageuse pour l’étude de la commande car les grandeurs transformées selon les axes d et q deviennent constantes, c’est-à-dire des grandeurs continues, faciles à réguler. Le modèle de la machine asynchrone dans le repère (d,q) nécessite la connaissance de la position du repère. Pour surmonter cet inconvénient, le modèle de la machine est exprimé dans le repère d’axes orthogonaux (α,β) fixés au stator (figure 2.2). β q xq xβ d xd θa xα α Figure 2.2 : Transformation du repère (α,β) dans (d,q). Il peut être obtenu du modèle précédent en prenant ω s = 0 , et s’écrit : dΦ αs ⎧ ⎪vαs = Rs iαs + dt ⎪ dΦ βs ⎪ ⎪⎪v βs = Rs i βs + dt ⎨ ⎪0 = R i + dΦ αr + pΩΦ βr r αr ⎪ dt ⎪ dΦ β r ⎪0 = R i + − pΩΦ αr r βr ⎪⎩ dt (2.5) Les flux sont donnés par : ⎧Φ αs ⎪Φ ⎪ βs ⎨ ⎪Φ αr ⎪Φ βr ⎩ = Ls iαs + Lsr iαr = Ls i βs + Lsr i βr = Lr iαr + Lsr iαs = Lr i βr + Lsr i βs 30 (2.6) Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Le système biphasé (α,β) équivalent peut être obtenu directement à partir du système triphasé à l’aide de la matrice de transformation de Concordia T(α,β) : T(α , β ) = 1 ⎡ 1 − ⎢ 2 2 ⋅⎢ 3 3 ⎢ 0 ⎢⎣ 2 1 ⎤ 2 ⎥ ⎥ 3⎥ − 2 ⎥⎦ − ⎡ xa ⎤ ⎡ xα ⎤ ⎢ ⎥ ⎢ x ⎥ = T(α , β ) ⋅ ⎢ xb ⎥ ⎣ β⎦ ⎢⎣ x c ⎥⎦ (2.7) (2.8) La transformation inverse est donnée par x abc = T(αT , β ) ⋅ xαβ . La transformation de Concordia peut être obtenue également à partir des composantes de Park en faisant une rotation d’un angle θa. Le passage se fait à l’aide de la matrice orthonormale de rotation suivante : ⎡cos θ a R(θ a ) = ⎢ ⎣ sin θ a − sin θ a ⎤ cos θ a ⎥⎦ ⎡ xd ⎤ ⎡ xα ⎤ ⎢ x ⎥ = R(θ a ) ⋅ ⎢ x ⎥ ⎣ β⎦ ⎣ q⎦ (2.9) (2.10) La transformation inverse s’obtient par x dq = R(θ a ) ⋅ xαβ . T Le couple électromagnétique Cem développé par la machine est proportionnel au r r produit vectoriel du flux Φ et du courant i , et s’exprime par : C em = C em = ( pLsr r r Φ∧i Lr ) pLsr (Φ dr iqs − Φ qr ids ) Lr (2.11) (2.12) On remarque que d’autres formulations du couple sont possible, cependant, elles restent toujours des expressions non-linéaires. La façon d’exprimer le couple dépend de la stratégie de commande adoptée. 31 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Afin de concevoir le modèle complet de la machine asynchrone, il faut tenir compte de l’équation mécanique : J dΩ = C em − f v Ω − C r dt (2.13) où J est le moment d’inertie des parties tournantes, fv est le coefficient des frottements visqueux et Cr est le couple de charge. Les équations (2.3), (2.12) et (2.13) constituent donc le modèle de base de la machine asynchrone. 2.2.3. Représentation d’état La modélisation en représentation d’état est une approche appropriée pour l’étude des systèmes multivariables. Le choix des variables d’état, d’entrées et de sorties du système dépend des objectifs liés à la commande ou à l’observation. Pour des applications de commande, les équations (2.3), (2.12) et (2.13) permettent d’obtenir le modèle nonlinéaire de la machine sous la forme suivante : [ où x = ids iqs Φ dr Φ qr ] x& = f ( x ) + gu (2.14) y = h( x ) (2.15) [ Ω , u = u ds T u qs ] T , y = [Ω Φ r ] , T K ⎡ ⎤ ⎢ − γids + ω s iqs + T Φ dr + pΩKΦ qr ⎥ r ⎢ ⎥ ⎢ − ω i − γi − pΩKΦ + K Φ ⎥ s ds qs dr qr ⎢ ⎥ Tr ⎢ L ⎥ 1 f ( x ) = ⎢ sr ids − Φ dr + (ω s − pΩ )Φ qr ⎥ , Tr ⎢ Tr ⎥ ⎢ Lsr ⎥ 1 iqs − (ω s − pΩ )Φ dr − Φ qr ⎥ ⎢ Tr ⎢ Tr ⎥ pL f ⎢ sr (Φ i − Φ i ) − v Ω − C r ⎥ dr qs qr ds ⎢ JL J J ⎥⎦ ⎣ r ⎡ 1 ⎢σL g=⎢ s ⎢ 0 ⎢⎣ 0 1 σLs 32 ⎤ 0 0 0⎥ ⎥ 0 0 0⎥ ⎥⎦ T Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique et γ= 2 Rs RL + r sr2 σLs σLs Lr L2sr σ = 1− L s Lr K= Lsr σLs Lr Tr = Lr Rr Le choix des courants statoriques est justifié par le fait qu’ils sont accessibles par mesure. Les sorties considérées ici sont la vitesse du rotor et le module du flux rotorique, et les entrées sont les tensions statoriques. Si on veut que les sorties soient la vitesse du rotor et le module du flux statorique, [ y = [Ω Φ s ] , le choix du vecteur d’état sera x = ids T iqs Φ ds Φ qs ] Ω . Dans ce T cas, le couple électromagnétique s’écrit : C em = p (Φ ds iqs − Φ qs ids ) (2.16) et ⎤ ⎡ Φ qs ⎞ η r ⎛ ⎟⎟ + Φ ds ⎥ ⎢− β ids + (ω s − pΩ )⎜⎜ iqs − σLs ⎠ σLs ⎝ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎛ Φ ds ⎞ η r ⎟⎟ + Φ qs ⎥ ⎢ − βiqs − (ω s − pΩ )⎜⎜ ids − σLs ⎠ σLs ⎝ ⎥, f (x ) = ⎢ ⎥ ⎢ − Rs ids + ω s Φ qs ⎥ ⎢ − Rs iqs − ω s Φ ds ⎥ ⎢ fv Cr p ⎥ ⎢ (Φ ds iqs − Φ qs ids ) − Ω − ⎥⎦ ⎢⎣ J J J ⎡ 1 ⎢σL g=⎢ s ⎢ 0 ⎢⎣ 0 1 σLs ⎤ 1 0 0⎥ ⎥ 0 1 0⎥ ⎥⎦ T avec : β= 1 1 + σTs σTr ηr = 33 1 Tr Ts = Ls Rs Chapitre 2. 2.3. Commande directe du couple – méthode classique Modélisation de l’alimentation de la machine asynchrone 2.3.1. Modélisation de l’onduleur de tension L’onduleur de tension est l’organe principal qui a pour tâche l’obtention, à partir d’une tension continue, d’un système de tensions triphasées de fréquences et d’amplitudes variables. Comme le montre la figure 2.3, ce convertisseur est constitué de trois bras indépendants. Chaque bras comporte deux cellules de commutation montées en série et qui ne fonctionnent pas simultanément. Elles sont assimilées à des interrupteurs commandables à l’ouverture et à la fermeture, et sont associés à des diodes en antiparallèle pour obtenir la réversibilité en courant. sb sa Ud b a 1 – sa sc c 1 – sc 1 – sb O va vb vc MAS Figure 2.3 : Structure d’un onduleur de tension triphasé. L’onduleur est considéré comme un système discret non-linéaire. L’état d’un bras est représenté par l’entier s λ (λ = a, b ou c ) , avec la convention suivante : ⎧1 ⇔ vλO = U d sλ = ⎨ ⎩0 ⇔ vλO = 0 (2.17) Toutes les configurations possibles de l’onduleur sont résumées dans le tableau 2.2 et la tension de bras v λO peut être écrite sous la forme : v λO = U d ⋅ s λ 34 (2.18) Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Il y a huit configurations possibles, mais les états 0 et 7 conduisent toutes les deux à des tensions nulles aux bornes de la machine. Tableau 2.2 : Correspondance entre la configuration de l’onduleur et l’état de chaque bras. Configuration 0 1 2 3 4 5 6 7 sa 0 1 1 0 0 0 1 1 sb 0 0 1 1 1 0 0 1 sc 0 0 0 0 1 1 1 1 Etat du bras En considérant la charge équilibrée, on peut démontrer que les tensions de phase à la sortie de l’onduleur peuvent être exprimées en fonction des tensions de bras (2.19) ou en fonction des états des interrupteurs de l’onduleur (2.20). ⎡ 2 − 1 − 1⎤ ⎡v aO ⎤ ⎡v a ⎤ ⎢v ⎥ = 1 ⋅ ⎢− 1 2 − 1⎥ ⋅ ⎢v ⎥ ⎥ ⎢ bO ⎥ ⎢ b⎥ 3 ⎢ ⎢⎣− 1 − 1 2 ⎥⎦ ⎢⎣v cO ⎥⎦ ⎢⎣ vc ⎥⎦ (2.19) ⎡ 2 − 1 − 1⎤ ⎡ s a ⎤ ⋅ ⎢⎢− 1 2 − 1⎥⎥ ⋅ ⎢⎢ sb ⎥⎥ ⎢⎣− 1 − 1 2 ⎥⎦ ⎢⎣ s c ⎥⎦ (2.20) ⎡v a ⎤ ⎢v ⎥ = U d ⎢ b⎥ 3 ⎢⎣ v c ⎥⎦ En utilisant la transformation de Concordia, ces tensions peuvent être exprimées dans le repère (α,β) lié au stator par : ⎡v a ⎤ ⎡vα ⎤ ⎢ ⎥ ⎢v ⎥ = T(α , β ) ⋅ ⎢vb ⎥ ⎣ β⎦ ⎢⎣ v c ⎥⎦ (2.21) En substituant (2.20) dans (2.21), on peut exprimer les tensions dans le plan (α,β) en fonction de l’état des bras de l’onduleur. Ces tensions peuvent être également exprimées dans le plan (d,q) en utilisant une matrice de rotation : ⎡v d ⎤ T ⎢ v ⎥ = R(θ a ) ⎣ q⎦ 35 ⎡vα ⎤ ⋅⎢ ⎥ ⎣v β ⎦ (2.22) Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Enfin, les états des bras de l’onduleur dépendent de la stratégie de commande. Celleci permet d’imposer les tensions désirées aux bornes de la machine. Pour avoir les valeurs appropriées, il faut utiliser une méthode qui permet le réglage des durées d’ouverture et de fermeture des interrupteurs. 2.3.2. Modèle électrique d’une batterie Une batterie d’accumulateurs est un générateur électrique qui utilise généralement les propriétés électrochimiques d’un couple oxydant-réducteur. Les accumulateurs se distinguent des piles classiques par leur aptitude à la recharge. Les transformations chimiques, au cours de la charge et de la décharge d’un accumulateur sont presque réversibles. C’est pourquoi celui-ci peut être chargé et déchargé un grand nombre de fois. La plus ancienne technologie de batterie est aussi la plus connue : la batterie au plomb. Celle-ci est toujours utilisée à grande échelle, notamment pour le réseau électrique des véhicules, grâce à leur faible prix et l’amélioration sans cesse dans sa technologie. Néanmoins, leur utilisation dans des véhicules électriques et hybrides n’est pas viable en raison de leur énergie spécifique et volumique. En effet, pour une certaine énergie à stocker, elles s’avèrent lourdes et volumineuses. Parmi les autres types de batteries, on peut citer les batteries au nickel-cadmium (NiCd), au lithium (Li-Ion) et les batteries nickelhydrure métallique (Ni-MH). Malgré le grand âge de la batterie, il n’existe à l’heure actuelle aucun modèle électrique permettant de reproduire assez précisément et dans divers cas de figure son fonctionnement. La détermination de l’état de charge de la batterie pose le problème de la connaissance de la capacité (quantité d’énergie) réelle disponible en fonction des conditions réelles d’utilisation. Plusieurs facteurs influents sur cette capacité réelle, notamment les conditions de décharge et la température. Pour ces raisons, il existe dans la littérature plusieurs modèles de batterie de complexités différentes. Le choix dépend essentiellement de l’application envisagée et des performances requises. Dans le cadre de ce travail, le modèle retenu est celui utilisé par certains concepteurs de batterie [77], et son schéma est illustré par la figure 2.4. Il s’agit d’une mise en série d’une f.é.m correspondant à la tension à vide de la batterie lorsqu’elle est chargée, sa 36 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique résistance interne et un condensateur dont la tension aux bornes indique l’état de charge de la batterie. C0 K + Ib Ub Rb Eb – Figure 2.4 : Modèle électrique de la batterie. La tension aux bornes de la batterie s’exprime par : U b = Eb − K ∫I b dt C0 − Rb I b (2.23) où Eb est la tension à vide de la batterie, Rb sa résistance interne, C0 sa capacité nominale (en Ah), K une constante qui dépend de la batterie et Ib le courant de la batterie ( I b ≥ 0 en décharge et I b ≤ 0 en charge). Donc, l’état de charge SOC (state of charge) de la batterie, donné couramment en pourcent, peut être estimé par : SOC (% ) = SOC 0 (% ) − 100 × K ∫I b dt C0 (2.24) où SOC0 est l’état de charge initial de la batterie. 2.3.3. Modélisation du bus continu Pour réduire les fluctuations de la tension du réseau, on utilise couramment une capacité de filtrage (ou de découplage). Celle-ci matérialise le bus continu qui est traversé par tous les flux énergétique du réseau. Une augmentation de la taille de cette capacité permet de diminuer l’interaction entre les différents éléments interconnectés au bus continu [78]. Mais cette solution conduit à une augmentation du volume, du poids et du coût du 37 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique système. Ces notions sont des critères importants pris en compte dans la phase de conception de certaines applications, comme les systèmes embarqués, et une telle solution n’est pas envisageable. Une autre solution consiste d’agir sur la commande des convertisseurs afin de réguler la tension du bus continu [78]. Cette solution permet une diminution significative de la taille de la capacité du bus continu et un gain important à la fois en volume et en poids. En revanche, une modélisation du bus continu est indispensable pour mettre en place une stratégie de réglage. Le schéma équivalent des différents éléments interconnectés au bus continu est illustré sur la figure 2.5. + Id ICd Ib Ich C0 K ias ibs Cd Ud Ub Rb Rch ics Eb – Figure 2.5 : Schéma équivalent des éléments interconnectés au bus continu. Le courant du bus continu s’exprime en fonction des courants du côté alternatif et de l’état des bras du convertisseur par : I d = s a ias + sb ibs + s c ics (2.25) où ias, ibs et ics sont les courants statoriques de la machine. Cette relation montre l’influence des états de commutation sur le courant du bus continu, d’où la nécessité du filtrage. Ce courant s’exprime également en fonction des courants côté continu par : I d = −(I b + I Cd + I ch ) (2.26) où ICd et Ich désignent respectivement le courant circulant dans la capacité de filtrage Cd et celui absorbé par la charge continue Rch. 38 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique En substituant la relation liant le courant circulant dans la capacité avec la tension du bus continu, on trouve : I d = −C d dU d − I ch − I b dt (2.27) Cette dernière expression donne l’évolution dynamique de la tension du bus continu, mais met en évidence l’influence du courant de batterie et celui absorbé par la charge continue. 2.4. Commande directe du couple (DTC) classique de la machine asynchrone 2.4.1. Principe de base Le couple électromagnétique développé par la machine peut être exprimé en fonction r r du produit vectoriel des flux statorique Φ s et rotorique Φ r , et s’écrit : C em = ( r pLsr r Φs ∧ Φr σLs Lr ) (2.28) En désignant par γ l’angle entre les deux flux (figure 2.6), l’expression du couple devient : C em = pLsr Φ s Φ r sin γ σLs Lr où Φs et Φr sont respectivement les modules des flux statorique et rotorique. β r Φs r Φr γ θs α Figure 2.6 : Evolution des flux statorique et rotorique. 39 (2.29) Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique La dynamique du vecteur flux rotorique est lente par rapport à celle du vecteur flux statorique [52], et de facto le couple peut être maîtrisé en contrôlant l’angle γ et le module du flux statorique. Or, ce flux peut être approximé par l’intégration des tensions statoriques : ( ) r r r Φ s = ∫ Vs − Rs I s dt (2.30) r r r où Φ s = Φ αs + jΦ βs est le vecteur de flux statorique, Vs = vαs + jv βs et I s = iαs + ji βs sont respectivement les vecteurs de tensions et de courants statoriques. Les vecteurs de tensions statoriques dépendent des états de commutation des bras de l’onduleur. Celui-ci possède trois bras ayant chacun deux états, soit huit configurations possibles (figure 2.7) dont seulement six conduisent à des tensions non nulles r r r r (configurations actives de V1 à V6 ). Les deux autres configurations ( V0 et V7 ) conduisent à un vecteur de tension nul. Ainsi, il n’y a que six directions possibles d’évolution du flux statorique et la norme de l’évolution est proportionnelle au temps d’application de la tension choisie. Avec une période d’échantillonnage Te et en négligeant la chute ohmique, r l’évolution du vecteur Φ s est donc donnée par : r r ΔΦ s = VsTe (2.31) La commande DTC consiste donc à contrôler le flux Φs en choisissant le vecteur de tension r Vs qui le fera évoluer dans la direction souhaitée (figure 2.8). β r V3 (010 ) Ud r V 2 (110 ) 2 SECTEUR 2 r V 4 (011) SECTEUR 3 SECTEUR 1 r V0 (000 ) r V7 (111) SECTEUR 4 SECTEUR 6 r V1 (100 ) α 2 Ud 3 SECTEUR 5 r V5 (001) r V6 (101) Figure 2.7 : Les huit états de commutation possibles et vecteurs de tensions correspondants. 40 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Figure 2.8 : Évolutions possibles du vecteur flux statorique pour une durée donnée. 2.4.2. Structure de commande Dans la commande DTC classique, des comparateurs à hystérésis sont utilisés, un pour la différence entre le couple désiré et le couple estimé et un autre pour l’erreur de flux. Le comparateur du flux est de type « deux niveaux » (figure 2.9), et sa sortie dΦs est donnée par : ⎧⎪dΦ s = 1 si Φ s ≤ Φ *s − ΔΦ s ⎨ ⎪⎩dΦ s = 0 si Φ s ≥ Φ *s + ΔΦ s (2.32) où ΔΦs est la bande d’hystérésis du flux statorique. Pour le couple, on considère un comparateur de type « trois niveaux » afin de permettre un contrôle de la machine dans les deux sens de rotation (Cem > 0 ou Cem < 0). Dans ce cas, sa sortie dCem est donnée par : ⎧dC em = 1 si ⎪ rotation antihoraire ⎨ ⎪⎩dC em = 0 si ⎧dC em = −1 si ⎪ rotation horaire ⎨ ⎪⎩dC em = 0 si * − ΔC em C em ≤ C em * C em ≥ C em * C em ≥ C em − ΔC em * C em ≤ C em où ΔCem est la bande d’hystérésis du couple électromagnétique. 41 (2.33) Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique dCem dΦs 1 +1 –ΔCem –ΔΦs 0 +ΔΦs * Φs −Φs 0 +ΔCem C em − C em * –1 Figure 2.9 : Comparateurs à hystérésis du flux à deux niveaux et du couple à trois niveaux. Les sorties des deux comparateurs à hystérésis sont utilisées comme entrées d’une table qui indique directement la configuration de l’onduleur (figure 2.10). La position du flux statorique est divisée en six secteurs, lorsque le secteur change ou que la sortie des comparateurs à hystérésis change, le tableau 2.3 permet de déterminer la configuration de l’onduleur à utiliser. Tableau 2.3 : Commande DTC – Table de commutation. Comparateur Comparateur de flux de couple 1 0 Secteur 1 2 3 4 5 6 1 V2 V3 V4 V5 V6 V1 0 V7 V0 V7 V0 V7 V0 -1 V6 V1 V2 V3 V4 V5 1 V3 V4 V5 V6 V1 V2 0 V0 V7 V0 V7 V0 V7 -1 V5 V6 V1 V2 V3 V4 Dans cette table, une valeur de « 1 » pour la sortie du comparateur indique qu’il faut augmenter le flux ou le couple, une valeur de « -1 » indique que le couple doit diminuer et enfin une valeur « 0 » indique que la grandeur ne doit ni être accrue ni être diminuée. Par exemple, dans le cas de la figure 2.8 (flux statorique dans le secteur 1 et sens de rotation antihoraire), les tensions d’indices 1, 2 et 6 permettent d’augmenter le module du flux statoriques (réciproquement, les tensions d’indices 3, 4 et 5 permettent de diminuer le module du flux statorique). Les tensions d’indices 2 et 3 entraînent le flux statorique dans le sens de rotation. Ceci a tendance à faire augmenter l’angle γ et donc le couple 42 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique électromagnétique. Ainsi, si le couple électromagnétique et le module du flux statorique doivent augmenter simultanément, dans le secteur 1, la configuration qui conduit au r vecteur de tension V2 sera sélectionnée. Ce raisonnement, reproduit dans chaque secteur, permet d’obtenir le tableau 2.3. Ud Φs * + Table de commutation – * C em + MAS – Etats des interrupteurs θs Cem Φs Ud Estimateur de flux statorique et de couple Figure 2.10 : Commande DTC d’une machine asynchrone. L’estimation du flux statorique et du couple est indispensable pour la mise en œuvre de la commande. Pour réduire la complexité d’estimation et surmonter l’inconvénient d’utiliser un capteur de position, on utilise le modèle en tension donné par les deux premières expressions du système d’équations (2.5), et par lequel les composantes du flux statorique sont données par : ⎧Φ αs = (vαs − R s iαs ) dt ∫ ⎪ ⎨ ⎪⎩Φ βs = ∫ (v βs − R s i βs ) dt (2.34) Donc, le module et la position du vecteur de flux statorique ainsi que le couple électromagnétique sont estimés par : Φ s = Φ α2 s + Φ 2βs ⎛ Φ βs ⎝ Φ αs θ s = arctan⎜⎜ ⎞ ⎟⎟ ⎠ C em = p (Φ αs i βs − Φ βs iαs ) 43 (2.35) (2.36) (2.37) Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique 2.4.3. Limite de contrôle du couple L’évolution du flux statorique dans la direction désirée est réalisée par un choix du vecteur tension. Cependant, ce vecteur doit être capable de créer une pulsation statorique plus grande que la vitesse de rotation. Cette pulsation est maximale lorsque la composante directe du flux est nulle (figure 2.11). β r Φ s (Te ) ω s 0 + Δω s Δθ s ωs0 γ Te γ0 r Vs Te r Φ s (0 ) r Φr α Figure 2.11 : Evolution du flux pour créer la pulsation statorique maximale. Dans ces conditions, on a : tan (Δθ s ) = Vs Te Φ s (0 ) (2.38) avec Φs(0) l’amplitude du flux statorique à l’instant initiale. Durant une période d’échantillonnage Te assez petite, on peut utiliser l’approximation de la tangente et écrire : Δθ s ≈ Vs Te Φ s (0 ) (2.39) Par conséquent, si on fixe l’amplitude du flux statorique et si on augmente trop la vitesse de rotation de la machine (augmentation de la tension désirée), la pulsation statorique devient plus grande et la rotation du flux statorique sera plus importante. Dans ce cas, le système ne sera plus capable de suivre la consigne de couple [57]. Pour cela, la machine doit être défluxée en diminuant la consigne du flux afin de permettre un fonctionnement en survitesse. 44 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Donc, la pulsation statorique doit être limitée par : où Vs max = 2.5. Ud 3 ωs ≤ Vs max ωs ≤ Ud (2.40) Φ *s (2.41) 3Φ *s est la tension maximale de l’onduleur. Commande DTC classique dans le cadre d’un ADI 2.5.1. Extension du principe Pour un système ADI, son contrôle est unifié par une commande en couple. Donc, le principe de commande DTC classique d’une machine asynchrone reste le même, sauf que la consigne de couple est positive au mode moteur, et elle est négative en mode générateur. Pour cela, l’angle γ doit être contrôlé dans les deux sens de marche (figure 2.12). β β r Φs r Φr r Φr r Φs γ γ α α Marche moteur Marche générateur Figure 2.12 : Positions des flux statorique et rotorique en marches moteur et générateur. Ainsi, la commande doit assurer les points fondamentaux suivants : – En mode moteur, la régulation du couple et du flux génère les tensions de commande à partir de la tension du bus continu et de l’état des bras de l’onduleur, ce qui permet de résumer le principe sous la forme suivante : 45 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique ⎧v a ⎧Φ s ⎧U d ⎪ ⇒ ⎨vb ⇒ ⎨ ⎨ ⎩C em ⎩(s a , s b , s c ) ⎪v ⎩ c – (2.42) En mode générateur, le principe de commande d’un moteur s’inverse et la consigne de couple est générer par une régulation de la tension du bus continu. Suivant les consignes de couple et de flux statorique, une configuration est imposée au convertisseur fonctionnant en redresseur pour réguler la tension continue à sa sortie à partir des tensions triphasées. L’expression précédente devient alors : U d ⇒ Φ s ⇒ C em * * * ⎧v a ⎪v ⎪ b ⇒⎨ ⇒ Ud v c ⎪ ⎪⎩(s a , sb , s c ) (2.43) L’ensemble de ces remarques sera considéré dans la prochaine section. 2.5.2. Description du modèle dynamique développé La figure 2.13 représente le schéma dynamique complet d’un alterno-démarreur intégré. Les modèles de la MAS et du convertisseur statique, ainsi que la batterie connectée au côté continu avec la charge, sont ceux présentés dans les sections précédentes. Les blocs de la commande DTC classique (correcteurs d’hystérésis, table de commutation, estimateur) sont également étudiés. D’autres éléments sont ajoutés pour compléter le modèle dynamique du système. On peut remarquer la présence d’un commutateur qui permet de sélectionner la consigne de couple selon la situation (moteur, générateur). Cette consigne est positive au démarrage, désignée par Cdém, et prend la valeur maximale du couple que doit développer la machine pour démarrer le moteur thermique. En générateur, elle est négative et générer par le correcteur PI de la tension du bus continu. La consigne Φ s permet de contrôler l’état magnétique de la machine et prend la valeur nominale du * flux au démarrage, puis elle est réduite en mode générateur afin que la machine fonctionne à une vitesse supérieure à la nominale. 46 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Ud* Cdém – PI -1 Ud Charge + Sélection de la consigne de couple Batterie * C em + Table de commutation – * Φs + MAS Charge mécanique – Etats des interrupteurs θs Φs Cem Ud Estimateur de flux statorique et de couple Figure 2.13 : Commande DTC classique d’une machine asynchrone – alterno-démarreur intégré. Ce schéma contient aussi un bloc de charge mécanique qui permet de simuler le comportement du moteur thermique [79]. En mode moteur, elle est constituée d’une inertie et prend éventuellement en compte des frottements visqueux. En générateur, la machine est entraînée à une vitesse variable entre 0 et 6000tr/min. On peut trouver des modèles plus précis et très performants du groupe motopropulseur complet [80]. Ces modèles sont cependant très lourds et requièrent des données très précises difficiles à obtenir. 2.5.3. Simulation d’un cycle de démarrage La première application du modèle dynamique complet est la simulation d’un démarrage de moteur thermique, suivi du début de la régulation de la tension du réseau de bord (générateur à vitesse constante). Les paramètres de la machine asynchrone et de la batterie sont donnés dans l’annexe 1. Les figures 2.14 et 2.15 donnent quelques courbes résultats de cette simulation. La première montre l’évolution de la vitesse et du couple, ainsi que le flux et courant statorique. La seconde montre tension et courant du bus continu. 47 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique On peut remarquer que : – la commande DTC réagit de la manière prévue. Au démarrage, le couple généré par la machine suit sa consigne (150N.m) comme le montre la figure 2.14.a. Ainsi, la puissance électrique absorbée augmente et la tension aux bornes de la batterie chute. Les courants de phases se retrouvent donc limités (figure 2.14.b), mais la commande anticipe ce phénomène et le couple reste sous contrôle. Vitesse (tr/min) 3000 2000 1000 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 Couple (N.m) 200 100 0 -100 (a) Vitesse et couple Flux statorique (Wb) 0.15 0.1 0.05 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 Courant statorique (A) 900 450 0 -450 -900 (b) Flux et courant statorique Figure 2.14 : Simulation d’un démarrage – Machine asynchrone. 48 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique – le flux statorique est maintenu constant à sa valeur nominale (0.121Wb) au démarrage (figure 2.14.b), et il est défluxé en mode générateur pour un fonctionnement en survitesse (2000tr/min). – au démarrage, la tension du bus continu chute avec la puissance (courant) soutirée par la machine (figure 2.14). En générateur, elle est régulée à 42V et le courant du Courant du bus continu (A) Tension du bus continu (V) bus continu change de signe lors de la charge de batterie. 45 40 35 30 25 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 600 400 200 0 -200 Figure 2.15 : Simulation d’un démarrage – Tension et courant du bus continu. 2.5.4. Atouts et limitations La stratégie de commande DTC classique présente deux principaux avantages. Tout d’abord, elle permet d’avoir une dynamique rapide du couple de l’ordre de 400µs (voir figure 2.16). Le second avantage est lié aux correcteurs d’hystérésis qui ne nécessitent pas une synthèse des paramètres de réglage et rendent ainsi la commande peu sensible aux variations paramétriques de la machine. Cependant, la réponse du couple présente des ondulations avec une amplitude de 26% par rapport à la consigne (figure 2.17). Cette caractéristique est commune pour le flux avec une amplitude de 6%. La trajectoire du flux dans le plan (α,β) présente également des distorsions comme le montre la figure 2.18. 49 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique 200 150 Couple (N.m) 100 50 400µs 0 -50 -100 0.29 0.295 0.3 Temps (s) 0.305 0.31 0.05 40 0.04 30 0.03 Erreur de flux (Wb) 50 20 10 0 -10 -20 0.02 0.01 0 -0.01 -0.02 -30 -0.03 -40 -0.04 -50 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 -0.05 0 0.8 0.1 0.2 0.3 Temps (s) 0.4 0.5 Temps (s) Figure 2.17 : Erreurs de poursuite du couple et du flux statorique. 0.15 Mode moteur 0.1 0.05 axe beta Erreur de couple (N.m) Figure 2.16 : Détail de la réponse dynamique du couple. 0 -0.05 -0.1 Mode générateur -0.15 -0.15 -0.1 -0.05 0 axe alpha 0.05 0.1 0.15 Figure 2.18 : Trajectoire du flux statorique dans le plan (α,β). 50 0.6 0.7 0.8 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Le courant de phase obtenu a l’allure de sinusoïde bruitée (figure 2.19). En ce qui concerne son spectre, on trouve une quantité importante d’harmoniques qui s’étalent sur toutes les fréquences ainsi que des raies aux fréquences multiples de la fréquence d’interruption. Courant statorique (A) 400 200 0 -200 -400 0.7 0.72 0.74 0.76 Temps (s) 0.78 0.8 Amplitude (% du Fondamentale) 100 80 60 40 20 0 0 1000 2000 3000 4000 5000 Fréquence (Hz) 6000 7000 8000 Figure 2.19 : Analyse spectrale du courant de phase statorique. Les ondulations importantes ne peuvent pas être réduites même en modifiant le réglage des correcteurs d’hystérésis. En effet, à cause de l’implémentation numérique de la commande, la configuration de l’onduleur ne change pas immédiatement après que les valeurs du couple et du flux dépassent les limites des correcteurs, mais après la période d’échantillonnage suivante [57]. Afin de réduire les ondulations, il faut diminuer cette période, ce qui se traduit par la nécessité de travailler avec des architectures numériques rapides, mais ceci n’est pas possible avec les correcteurs d’hystérésis existants [44]. 2.6. Conclusion Au début de ce chapitre, la présentation du modèle dynamique d’un système alterno- démarreur intégré a permis de prendre en compte l’ensemble de ses constituants (machine, onduleur, commande, batterie, etc.). 51 Chapitre 2. Commande directe du couple – méthode classique Ce modèle a servi par la suite à étudier la commande directe du couple (DTC) classique et à valider le fonctionnement du système lors de simulations proches de la réalité. La simulation d’un cycle de démarrage a permis d’illustrer l’ensemble des phénomènes attendus et de mettre en valeur le comportement de chaque composant. Parmi les premiers, on constate la chute de la tension du réseau de bord, le comportement des lois de commande quand la vitesse augmente ou encore la réaction des correcteurs d’hystérésis du couple et du flux pour suivre les consignes. Cependant, l’utilisation des correcteurs d’hystérésis conduit à un fonctionnement avec une fréquence fortement variable du convertisseur de puissance. Cela implique un contenu harmonique riche qui augmente les pertes, amène à des ondulations du couple et des bruits acoustiques indésirables. Cette méthode nécessite donc une période d’échantillonnage élevée, mais cette condition se traduit par la nécessité de travailler avec des unités de calcul véloces, ce qui pénalise cette approche, surtout dans le cas des systèmes embarqués. 52 Chapitre 3 Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Sommaire 3.1. Introduction ......................................................................................................... 55 3.2. Principe de la commande proposée pour machine asynchrone ...................... 55 3.2.1. Détermination des expressions du couple et du flux statorique .................... 56 3.2.2. Régulation du couple et du flux statorique .................................................... 59 3.2.3. Commande de l’onduleur par MLI vectorielle .............................................. 62 3.3. Application à un système ADI ........................................................................... 64 3.3.1. 3.3.1.1. Performances obtenues........................................................................... 65 3.3.1.2. Etude comparative .................................................................................. 67 3.3.2. 3.4. Simulation d’un cycle de démarrage ............................................................. 65 Evaluation du système en mode générateur .................................................. 70 3.3.2.1. Fonctionnement en régime nominal établi ............................................. 70 3.3.2.2. Comportement lors d’une déconnection de charge ................................ 71 3.3.2.3. Comportement lors d’une variation de vitesse ....................................... 72 Conclusion ........................................................................................................... 73 54 Chapitre 3. 3.1. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Introduction Depuis l’introduction de la commande directe du couple (DTC) dans les années 1980 par Takahashi [54], et ensuite par Depenbrock [55], de nouvelles stratégies sont apparues pour contourner les inconvénients associés à cette méthode. Certaines proposent la suppression des correcteurs d’hystérésis et de la table de commutation, ce qui élime les problèmes qu’y sont associés, et utilisent des correcteurs conventionnels et une modulation de largeur d’impulsion (MLI) [57]. Cependant, ces méthodes sont basées sur un modèle approximatif de la machine, valable en régime permanent, et les paramètres de correction sont déterminés par essai et erreur [69]. L’objectif de ce chapitre est de développer une méthode alternative de commande directe du couple à fréquence constante pour une machine asynchrone. Elle prend en compte l’évolution dynamique du couple et du flux statorique en établissant des relations liant ces grandeurs aux variables de contrôle. Ainsi, l’action de réglage conduisant au choix des tensions de l’onduleur prend en compte non seulement les valeurs instantanées du couple et du flux, mais aussi leurs dérivées. Cette stratégie a été spécialement conçue sur la base d’une orientation du flux statorique dans un repère tournant (d,q), ce qui permet d’avoir des variables d’état continues et facilite ainsi le réglage des correcteurs. Avec cette méthode de commande, l’onduleur travaille à fréquence constante puisqu’une modulation vectorielle (SVM) est appliquée au vecteur de sortie de la commande. Le chapitre est organisé comme suit : après une discussion sur le principe de la commande proposée pour une machine asynchrone, nous poursuivons l’étude en étalant cette méthode au contrôle de la machine fonctionnant en moteur et générateur pour une application alterno-démarreur intégré. Enfin, pour mettre en exergue les atouts de la stratégie proposée, nous procéderons à l’analyse des résultats de simulation pour différentes conditions de fonctionnement du système. 3.2. Principe de la commande proposée pour machine asynchrone Cette section est consacrée à l’élaboration d’une commande directe du couple à fréquence constante pour une machine asynchrone. La démarche impose tout d’abord 55 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante d’obtenir les expressions liant le couple et le flux statorique aux grandeurs de réglages afin de rendre possible la détermination de leurs correcteurs. La commande doit ensuite choisir une configuration de l’onduleur. Pour cela, on utilise la modulation vectorielle (space vector modulation SVM) pour déterminer les états de commutation de chaque bras de l’onduleur. 3.2.1. Détermination des expressions du couple et du flux statorique On rappel que le modèle dynamique d’une machine asynchrone dans le repère tournant (d,q) s’exprime par : dΦ ds ⎧ ⎪v ds = Rs ids + dt − ω s Φ qs ⎪ dΦ qs ⎪ v R i = + + ω s Φ ds qs s qs ⎪⎪ dt ⎨ ⎪0 = R i + dΦ dr − (ω − pΩ )Φ r dr s qr ⎪ dt ⎪ dΦ qr ⎪0 = R i + + (ω s − pΩ )Φ dr r qr ⎪⎩ dt (3.1) Les relations entre les flux et les courants sont : ⎧Φ ds ⎪Φ ⎪ qs ⎨ ⎪Φ dr ⎪Φ qr ⎩ = Ls ids + Lsr idr = Ls iqs + Lsr iqr = Lr idr + Lsr ids (3.2) = Lr iqr + Lsr iqs Le couple électromagnétique développé par la machine peut se calculer, entre autres, par l’équation : C em = p (Φ ds iqs − Φ qs ids ) (3.3) Cette expression montre que le couple résulte d’une différence de produits de deux grandeurs scalaires. Néanmoins, le choix d’orientation du flux statorique sur un axe du repère (d,q) annule la composante de ce même flux sur l’autre axe (figure 3.1). Ceci mène à une expression du couple en fonction de deux grandeurs orthogonales tout en contrôlant la position du flux orienté. 56 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante β r Is q r Φs d ids iqs θs α Figure 3.1 : Principe d’orientation du flux statorique. Donc, le choix d’alignement du flux statorique sur l’axe d annule la composante en quadrature : ⎧Φ ds = Φ s ⎨ ⎩Φ qs = 0 (3.4) C em = pΦ s iqs (3.5) L’expression du couple devient : et le modèle dynamique de la machine se simplifie : dΦ s ⎧ v R i = + ds s ds ⎪ dt ⎪ ⎪v qs = Rs iqs + ω s Φ s ⎪ dΦ dr ⎨ ⎪0 = Rr idr + dt − (ω s − pΩ )Φ qr ⎪ dΦ qr ⎪ ⎪⎩0 = Rr iqr + dt + (ω s − pΩ )Φ dr (3.6) L’objectif à atteindre est le contrôle séparé du flux statorique et du couple électromagnétique. Dans ce contexte, étant donné que la machine est alimentée en tension, il convient d’établir le modèle électrique du système afin d’élaborer les algorithmes nécessaires à la définition des grandeurs de réglage vds et vqs. Pour cela, les équations rotoriques du modèle de la machine sont d’abord transformées afin de n’y faire apparaître que des grandeurs statoriques. Les courants rotoriques se déduisent des expressions des flux statoriques : 57 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante 1 ⎧ ⎪idr = L (Φ s − Ls ids ) ⎪ sr ⎨ ⎪i = − Ls i qs ⎪⎩ qr Lsr (3.7) Dans ces conditions, les flux rotoriques s’écrivent : Lr ⎧ ⎪Φ dr = L (Φ s − σLs ids ) ⎪ sr ⎨ ⎪Φ = − σLr Ls i qs ⎪⎩ qr Lsr (3.8) ce qui amène le nouveau système d’équations rotoriques, soit : dΦ s dids ⎧ ⎪0 = Φ s + Tr dt − Ls ids − σLs Tr dt + σLs Tr (ω s − pΩ )iqs ⎪ ⎨ di ⎪0 = (Φ s − σLs ids )(ω s − pΩ ) − Ls iqs − σLs qs ⎪⎩ Tr dt (3.9) En exprimant ids à partir de la première expression du système d’équations (3.9), et en tenant compte de la transformé de Laplace, la tension statorique sur l’axe d s’écrit : ⎛ 1 + Tr s ⎞ σRs Tr v ds = ⎜⎜ + s ⎟⎟Φ s + iqs (ω s − pΩ ) 1 + σTr s ⎝ Ts (1 + σTr s ) ⎠ (3.10) Les écritures sont simplifiées en considérant que les dépendances des variables et des fonctions de transfert à l’opérateur s sont sous-entendues. Ainsi, le flux statorique devient : Φs = avec : f (iqs , ω s , Ω ) = Ts (1 + σTr s ) 1 + (Tr + Ts )s + σTr Ts s 2 (v ds − f (iqs , ω s , Ω )) (3.11) σRs Tr (ω s − pΩ )iqs 1 + σTr s Pour le couple, en combinant les deux équations du système (3.9) pour éliminer ids, on exprime iqs sous la forme suivante : iqs = (1 − σ )Tr Φ s (ω s − pΩ ) 2 2 Ls ((1 + σTr s ) + (σTr (ω s − pΩ )) ) 58 (3.12) Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante la formule (3.5) donnant le couple devient : p(1 − σ )Tr Φ s 2 C em = ( Ls (1 + σTr s ) + (σTr (ω s − pΩ )) 2 2 ) (ω s − pΩ ) (3.13) ( ) Si le flux statorique est maintenu constant, égale à sa valeur de référence Φ s = Φ *s , et si on admet que les valeurs usuelles du coefficient de dispersion et de la différence entre les pulsations (proche de la vitesse du référentiel dans le repère rotorique) conduisent à rendre négligeable les termes (σTr (ω s − pΩ )) et (σTr ) 2 2 devant 1, l’expression se simplifie, soit : ( ) p(1 − σ )Tr Φ *s (ω s − pΩ ) = Ls (1 + 2σTr s ) 2 C em (3.14) Cette expression fait apparaître la pulsation statorique ωs comme variable de contrôle du couple en compensant le terme pΩ. Cette pulsation est d’ailleurs liée à la tension statorique vqs, en négligeant la chute ohmique, par la relation suivante : ωs ≈ v qs Φ *s (3.15) En substituant (3.15) dans (3.14), on obtient : C em p(1 − σ )Tr Φ *s = v qs − f (Ω ) Ls (1 + 2σTr s ) (3.16) ( ) p 2 (1 − σ )Tr Φ *s avec : f (Ω ) = Ω Ls (1 + 2σTr s ) 2 Les expressions (3.11) et (3.16) forment donc les relations liant le couple et le flux statorique aux grandeurs de réglage vds et vqs. 3.2.2. Régulation du couple et du flux statorique Pour étudier les boucles de régulation, on pose les hypothèses suivantes : source électrique parfaite, convertisseur électrique et capteurs idéaux, ainsi que les paramètres du processus constants et connus. 59 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Les grandeurs de réglage vds et vqs sont déterminées par le dispositif de commande afin de contrôler le couple et le flux statorique à des valeurs désirées (figure 3.2). Pour la synthèse des correcteurs, on procède à l’étude de la boucle de chaque grandeur. − Φs * + Φs v ds Correcteur (Φs) Modèle de la MAS * C em + v qs Correcteur (Cem) − C em Figure 3.2 : Générations des grandeurs de réglage du couple et du flux statorique. La boucle du flux statorique est illustrée par la figure 3.3. Pour un modèle du second ordre, un correcteur PI est utilisé pour annuler tout écart statique. Les gains proportionnel K pΦs et intégral K iΦs sont calculés d’après une synthèse par placement de pôles (voir l’annexe 2). Il est possible d’utiliser d’autres types de correcteurs, mais on doit tenir compte des critères de simplicité d’implantation pratique et coût de réalisation qui sont des notions importantes dans certaines applications, comme les systèmes embarqués. ( Commande Φs f i qs , ω s , Ω K pΦ s s + K iΦ s * + − s − vds ) Processus Ts (1 + σTr s ) 1 + (Tr + Ts )s + σTr Ts s + Φs 2 Figure 3.3 : Boucle de flux statorique. Lors d’une variation de la consigne, le correcteur PI se trouve devant un écart important, ce qui provoque une forte action proportionnelle du correcteur qui se traduit par 60 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante un dépassement de la valeur désirée. Une solution pour remédier à ce problème consiste à adoucir la consigne, c’est-à-dire introduire un filtre de fonction de transfert : G f (s ) = 1 τ f s +1 (3.17) où τ f est la constante de temps du filtre. La réponse en flux est illustrée sur la figure 3.4. On impose une consigne de 0.121Wb (valeur nominale) et une réponse du premier ordre avec une constante de temps de la boucle fermée de 4ms. 0.141 Flux statorique (Wb) 0.121 0.101 0.081 0.061 0.041 0.021 0 0 0.004 0.008 0.012 0.016 0.02 Temps (s) Figure 3.4 : Réponse en flux statorique. Une fois que le flux statorique est maîtrisé, le réglage du correcteur de couple est étudié. Le schéma fonctionnel de réglage du couple est illustré par la figure suivante : f (Ω ) Commande * C em K pCem s + K iCem + − − vqs + s Processus p(1 − σ )Tr Φ *s Ls (1 + 2σTr s ) Figure 3.5 : Boucle de couple électromagnétique. 61 Cem Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Le réglage du correcteur de couple se fait en fonction du modèle établi. Pour un modèle du premier ordre, un correcteur PI est utilisé pour annuler tout écart statique. Les paramètres du correcteur sont calculés d’après une synthèse par placement de pôles (voir l’annexe 2). La réponse en couple est illustrée sur la figure 3.6. On impose une consigne de 150N.m et un temps de réponse de 20ms. Le découplage des modes est ainsi vérifié car il y a un facteur 5 entre le temps de réponse de la boucle de flux statorique et celui du couple. 200 Couple (N.m) 150 100 50 0 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 Temps (s) Figure 3.6 : Réponse en couple. Les grandeurs de réglage vds et vqs ainsi établies, elles peuvent être désormais appliquées à la machine par l’onduleur à MLI. 3.2.3. Commande de l’onduleur par MLI vectorielle Un onduleur de tension possède six cellules de commutation, donnant huit configurations possibles. Ces huit états peuvent s’exprimer dans le plan (α,β) par huit r r r r vecteurs de tension. Parmi ces vecteurs, deux sont nuls ( V0 et V7 ), les autres (de V1 à V6 ) étant répartis régulièrement à tous les 60°. Le principe de MLI vectorielle (space vector r modulation SVM) consiste à projeter le vecteur Vs de tension statorique désiré sur les deux vecteurs de tension adjacents correspondant à deux états de commutation de l’onduleur (figure 3.7). Les valeurs de ces projections, assurant le calcul des temps des commutations désirées, correspondent à deux états non nuls de commutation de l’onduleur. Si on note Ti et Ti+1 ces deux temps, leur somme doit être inférieure à la période T de commutation de 62 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante l’onduleur. Pour maintenir la fréquence de commutation constante, un état nul de l’onduleur est appliqué durant une durée complémentaire à T. β r V3 (010) r V 2 (110 ) r Vs r V 4 (011) r V0 (000 ) r V7 (111) r V1 (100 ) δ α r V5 (001) r V6 (101) Figure 3.7 : Principe de modulation vectorielle. r r r A titre d’exemple, quand le vecteur Vs est localisé entre V1 et V2 , il s’exprime par : r T r T r T r Vs = 0 V0 + 1 V1 + 2 V2 T T T (3.18) r r r où T0, T1 et T2 sont les temps correspondants respectivement aux vecteurs V0 , V1 et V2 . D’après la figure 3.7, on écrit les expressions suivantes : π ⎧ ⎪⎪V s T cos δ = V1T1 + V2T2 cos 3 ⎨ ⎪V T sin δ = V T sin π 2 2 ⎪⎩ s 3 (3.19) Donc, T1 et T2 sont déterminés par : 2Vs T ⎧ ⎛π ⎞ sin ⎜ − δ ⎟ ⎪T1 = 3V1 ⎝3 ⎠ ⎪ ⎨ ⎪T = 2V s T sin δ ⎪ 2 3V2 ⎩ (3.20) L’état nul de l’onduleur est appliqué durant une durée complémentaire à T, alors : T0 = T − T1 − T2 63 (3.21) Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Enfin, on procède de même pour le calcul des autres temps pour chaque position du vecteur tension de référence dans les autres secteurs. 3.3. Application à un système ADI Le schéma de commande directe du couple et flux d’une machine asynchrone pour une application ADI est présenté sur la figure 3.8. Les deux grandeurs sont régulées par les deux correcteurs PI et les tensions de réglage sont appliquées à l’onduleur par une MLI vectorielle (SVM). Au démarrage, la consigne de couple est positive pour démarrer la machine et entraîner ainsi la charge mécanique, et le flux statorique est maintenu constant à sa valeur nominale. En générateur, la consigne de couple est déterminée par une régulation de la tension du bus continu, et le flux est défluxé afin de permettre un fonctionnement à vitesse élevée. Ud* Cdém – -1 PI Ud Charge + Sélection de la consigne de couple Batterie * C em + vqs dq PI – SVM * Φs + PI vds MAS Charge mécanique αβ – Etats des interrupteurs θs Φs Cem Ud Estimateur de flux statorique et de couple Figure 3.8 : Commande directe du couple à fréquence constante d’une machine asynchrone pour l’alterno-démarreur intégré. Le modèle de la machine asynchrone dans le repère (d,q) nécessite un capteur de vitesse pour la connaissance de la position du repère. Pour surmonter cet inconvénient, 64 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante l’estimateur du flux statorique et du couple est basé sur le modèle en tension exprimé dans un repère (α,β), et qui s’écrit : ⎧ ⎪Φ αs = ∫ (vαs − Rs iαs )dt ⎪ ⎪Φ βs = ∫ (v βs − Rs i βs )dt ⎪ ⎪ 2 2 ⎨Φ s = Φ αs + Φ βs ⎪ ⎪θ = arctan⎛⎜ Φ βs ⎞⎟ ⎜Φ ⎟ ⎪ s ⎝ αs ⎠ ⎪ ⎪⎩C em = p (Φ αs i βs − Φ βs iαs ) (3.22) Pour appliquer la stratégie SVM, la matrice de rotation (3.24) est utilisée afin d’obtenir la transformée du vecteur tension de référence dans le repère (α,β). ⎡vαs ⎤ ⎡cos θ s ⎢v ⎥ = ⎢ ⎣ βs ⎦ ⎣ sin θ s − sin θ s ⎤ ⎡v ds ⎤ ⋅⎢ ⎥ cos θ s ⎥⎦ ⎣v qs ⎦ (3.23) Enfin, l’amplitude du vecteur tension de référence en régime transitoire est plus grande que la tension maximale de l’onduleur à cause des erreurs de poursuite du couple et du flux statorique. Dans ce cas, étant donné que la tension maximale de l’onduleur vaut Vs max = Ud 3 , les deux composante vαs et vβs doivent être limitées par : Vs max ⎧ ' ⎪vαs = V vαs ⎪ s ⎨ ⎪v ' = Vs max v βs ⎪⎩ βs Vs (3.24) où Vs = vα2s + v β2s est l’amplitude du vecteur tension de référence, et vα' s et v β' s sont les nouvelles composantes de ce vecteur. 3.3.1. Simulation d’un cycle de démarrage 3.3.1.1. Performances obtenues Les figures 3.9 et 3.10 présentent les résultats obtenus lors d’un démarrage de la machine suivi par une marche en générateur à 2000tr/min. La première montre les réponses 65 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante dynamiques de la vitesse et du couple, ainsi que le flux statorique et le courant d’une phase statorique. La seconde montre tension et courant du bus continu. Vitesse (tr/min) 3000 2000 1000 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 Couple (N.m) 200 100 0 -100 (a) Vitesse et couple Flux statorique (Wb) 0.15 0.1 0.05 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 Courant statorique (A) 900 450 0 -450 -900 (b) Flux et courant de phase statorique Figure 3.9 : Simulation d’un démarrage – Machine asynchrone. On peut remarquer que : – au démarrage, le couple généré par la machine suit sa consigne de 150N.m (figure 3.9.a) pour démarrer la charge mécanique, et le flux est maintenu constant à 0.121Wb (figure 3.9.b). Ainsi, la puissance soutirée par la machine augmente et la 66 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante tension de batterie chute (figure 3.10). Le courant de phase statorique se retrouve donc limité (figure 3.9.b), mais la commande anticipe ce phénomène et le couple reste sous contrôle. – en générateur, la consigne du couple est négative, obtenue par une régulation de la tension du bus continu. Le flux est défluxé pour permettre une marche à une vitesse supérieure à la vitesse nominale. – au démarrage, la tension chute avec la puissance (courant) soutirée par la machine (figure 3.10). En générateur, elle est régulée à 42V et la régulation fonctionne Courant du bus continu (A) Tension du bus continu (V) correctement. Le courant change de signe lors de la charge de batterie. 45 40 35 30 25 20 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 800 600 400 200 0 -200 Figure 3.10 : Simulation d’un démarrage – Tension et courant du bus continu. 3.3.1.2. Etude comparative Par rapport à la commande DTC classique, les courants de phases obtenus avec la commande proposée dans ce chapitre sont très proches des sinusoïdes. Le spectre d’un courant de phase statorique (figure 3.11) montre des harmoniques beaucoup plus faibles pour les basses fréquences et des raies plus importantes aux fréquences multiples de la fréquence de modulation. C’est une caractéristique commune à toutes les commandes utilisant une modulation de largeur d’impulsion qui constitue un avantage important : le contenu harmonique est réduit et concentré autour de valeurs connues. Le filtrage d’harmoniques est grandement simplifié. 67 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Courant statorique (A) 400 200 0 -200 -400 0.75 0.76 0.77 0.78 Temps (s) 0.79 0.8 Amplitude (% du Fondamentale) 100 80 60 2/T 40 1/T 3/T 20 0 0 1000 2000 4/T 3000 4000 5000 Fréquence (Hz) 6000 7000 8000 Figure 3.11 : Analyse spectrale du courant de phase statorique. La figure 3.12 présente les écarts entre les consignes de couple et de flux statorique et leurs valeurs estimées. On peut remarquer que les ondulations du couple obtenues avec la commande proposée sont très faibles et présente une amplitude de 5% par rapport à la consigne. On rappel que les ondulations obtenues avec une commande DTC classique sont de l’ordre de 26% (Cf. figure 2.17). Pour le flux statorique, l’amplitude des ondulations est aussi très réduite (1%) par rapport à la méthode DTC classique (6%). Le tableau 3.1 50 0.05 40 0.04 30 0.03 Erreur de flux (Wb) Erreur de couple (N.m) récapitule les résultats obtenus. 20 10 0 -10 -20 0.02 0.01 0 -0.01 -0.02 -30 -0.03 -40 -0.04 -50 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 -0.05 0 0.8 Temps (s) 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Temps (s) Figure 3.12 : Erreurs de poursuite du couple et du flux statorique. 68 0.6 0.7 0.8 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Tableau 3.1 : Résultats obtenus – Comparaison avec DTC classique. Commande DTC classique Commande directe proposée négligeable négligeable 26% 5% 6% 1% Dépassement du couple Amplitude des ondulations de couple Amplitudes des ondulations de flux statorique important et dispersé faible et concentré dans les basses autour des multiples de fréquences la fréquence de calcul Spectre La figure 3.13 montre également que la trajectoire du flux statorique est circulaire dans le plan (α,β) et présente beaucoup moins de distorsions que celle de la commande DTC classique (Cf. figure 2.18). 0.15 Mode moteur 0.1 axe beta 0.05 0 -0.05 -0.1 Mode générateur -0.15 -0.15 -0.1 -0.05 0 0.05 0.1 0.15 axe alpha Figure 3.13 : Trajectoire du flux statorique dans le plan (α,β). La dynamique de la réponse du couple influe sur celle de la tension du bus continu, puisqu’elle est régulée par une commande en couple lors du fonctionnement de la machine en générateur. On constate encore une fois, d’après la figure 3.14, que l’erreur de poursuite en tension présente moins d’ondulations avec la commande proposée dans ce chapitre par rapport à la commande DTC classique. 69 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante Commande DTC classique 0.5 0.4 0.4 0.3 0.3 Erreur de tension (V) Erreur de tension (V) Commande directe proposée 0.5 0.2 0.1 0 -0.1 -0.2 0.2 0.1 0 -0.1 -0.2 -0.3 -0.3 -0.4 -0.4 -0.5 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 -0.5 0 0.6 0.1 Temps (s) 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 Temps (s) Figure 3.14 : Influence des ondulations du couple sur la tension du bus continu. L’amélioration des performances obtenues avec la commande directe proposée dans ce chapitre peut être expliquée comme suit : lors de chaque période de calcul, la commande DTC classique ne détermine qu’une seule configuration de l’onduleur alors que la commande proposée détermine trois configurations parmi huit possibles (Cf. §3.2.3). 3.3.2. Evaluation du système en mode générateur Dans ce paragraphe, les performances du système sont évaluées en régime établi et transitoire et dans les conditions de fonctionnement les plus représentatives qui sont : – fonctionnement du système en régime nominal établi. – comportement du système lors d’une déconnection de la charge connectée au côté continu. La vitesse d’entraînement de la machine reste constante. – comportement du système lors d’un transitoire de la vitesse d’entraînement. 3.3.2.1. Fonctionnement en régime nominal établi En régime permanent, le système présente des caractéristiques identiques à celles illustrées sur la figure 3.15. Elle montre successivement les courbes correspondantes à l’évolution de la tension du bus continu, le couple électromagnétique, le flux statorique et le courant d’une phase statorique. La tension du bus continu est régulée à sa valeur nominale 42V et le couple électromagnétique suit une consigne négative. Le flux statorique est défluxé lors d’un 70 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante fonctionnement en survitesse. Enfin, la forme du courant statorique est très proche de la sinusoïde et il est absorbé par les éléments du côté continu (batterie et charge) à travers le convertisseur fonctionnant en redresseur. 45 (V) Tension du bus continu 42 (N.m) 39 0.4 0 0.5 0.6 0.7 0.8 Couple -30 -60 0.4 0.15 0.5 0.6 0.7 0.8 (Wb) (A) Flux statorique 0.1 0.05 0.4 500 250 0 -250 -500 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 Courant statorique 0.5 0.6 Temps (s) 0.7 0.8 Figure 3.15 : Comportement du système en régime nominal établi. 3.3.2.2. Comportement lors d’une déconnection de charge En mode générateur, la charge électrique est brusquement déconnectée lors d’un fonctionnement à une vitesse de 2000tr/min. Les résultats obtenus sont illustrés sur la figure 3.16. A l’instant de déconnection de la charge, on peut remarquer qu’une variation de la tension du bus continu se présente à cause de l’annulation brusque du courant de charge. Néanmoins, la régulation fonctionne correctement et parvient à maîtriser ce régime en amplitude (inférieur à 58V exigé par la norme) en un temps d’environ 150ms. Le couple de la machine suit cette variation et permet de réguler la tension du bus continu. Le flux statorique est maintenu constant puisque la vitesse reste inchangée. Le courant d’une phase statorique ne présente pas d’irrégularités pendant le régime transitoire et il est contrôlé indirectement par la commande en couple. 71 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante 45 (V) Tension du bus continu 42 (N.m) 39 0.4 0 0.5 0.6 0.7 0.8 -30 Couple -60 0.4 0.15 0.5 0.6 0.7 0.8 (Wb) (A) Flux statorique 0.1 0.05 0.4 500 250 0 -250 -500 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 Courant statorique 0.5 0.6 Temps (s) 0.7 0.8 Figure 3.16 : Comportement du système lors d’une déconnection de charge. 3.3.2.3. Comportement lors d’une variation de vitesse Le système est également évalué sous la condition de fonctionnement à haute vitesse avec une variation à 6000tr/min (figure 3.17). Les résultats obtenus sont illustrés sur la figure 3.18. 7000 Vitesse (tr/min) 6000 5000 4000 3000 2000 1000 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 Temps (s) Figure 3.17 : Variation de la vitesse de rotation. On peut remarquer que l’état transitoire conduit à une variation de la tension du bus continu durant 110ms, puis elle est régulée à sa valeur nominale. Le couple augmente avec 72 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante l’accélération de la machine. Le flux statorique est défluxé encore une fois avec l’augmentation de la vitesse. Le courant de phase statorique diminue à puissance transmise constante. 45 (V) Tension du bus continu 42 (N.m) 39 0.5 0 (Wb) 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 -30 -60 0.5 0.15 (A) 0.6 1.4 1.5 Couple 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 Flux statorique 0.1 0.05 0 0.5 500 250 0 -250 -500 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 Courant statorique 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 Temps (s) 1.2 1.3 1.4 1.5 Figure 3.18 : Comportement du système lors d’une variation de vitesse. 3.4. Conclusion Dans ce chapitre, nous avons présenté une commande directe du couple à fréquence constante pour une machine asynchrone. Les résultats obtenus ont démontré que cette stratégie permet la commande d’un moteur ainsi qu’un générateur lors de son application à un système alterno-démarreur intégré. Elle a été analysée et vérifiée par simulation sous différentes conditions de fonctionnement du système. La stratégie est basée sur des expressions de couple et de flux déduites du modèle de Park défini dans un repère tournant (flux statorique orienté), ce qui facilite le réglage des correcteurs. Ainsi, des correcteurs PI sont utilisés pour éliminer les erreurs statiques de couple et de flux statorique, et une modulation vectorielle est considérée pour obtenir les tensions de l’onduleur. Grâce au module MLI, plusieurs configurations de l’onduleur sont déterminées par période de calcul au lieu d’une seule configuration de la commande DTC classique. La commande proposée permet ainsi d’obtenir des performances équivalentes à la méthode DTC classique tout en présentant des ondulations très réduites. En revanche, la 73 Chapitre 3. Conception d’une commande directe du couple à fréquence constante mise en œuvre d’une telle méthode nécessite une transformation des tensions de référence dans un repère fixe (α,β) pour le calcul des instants de commande des interrupteurs par la modulation vectorielle. Les algorithmes de correction conventionnelle de type PI peuvent s’avérer suffisant si les exigences sur la précision et les performances du système ne sont pas trop strictes. Néanmoins, dans le cas contraire et particulièrement lorsque la partie commandée est soumise à de fortes non-linéarités et à des variations temporelles, il faut concevoir des algorithmes de commande assurant la robustesse du processus vis-à-vis des incertitudes sur les paramètres et leurs variations. Dans ce contexte, le prochain chapitre traite l’application d’une commande occupant une importante place parmi les commandes robustes, connue par son adaptation aux changements paramétriques et par sa stabilité, nommée commande par modes glissants. 74 Chapitre 4 Commande directe du couple par modes glissants Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants Sommaire 4.1. Introduction ......................................................................................................... 77 4.2. Généralités sur la commande par modes glissants .......................................... 79 4.2.1. Principe d’une commande par modes glissants ............................................. 79 4.2.2. Synthèse d’une commande par modes glissants ............................................ 79 4.2.3. Le phénomène de broutement........................................................................ 82 4.3. Conception d’une commande directe du couple par modes glissants ............ 84 4.3.1. Principe de commande proposé ..................................................................... 84 4.3.2. Modèle de la machine asynchrone................................................................. 84 4.3.3. Réglage du couple et du flux statorique ........................................................ 85 4.4. Conception d’une MLI par modes glissants ..................................................... 88 4.4.1. Principe de modulation par modes glissants ................................................. 88 4.4.2. Stratégie MLI par modes glissants proposée ................................................. 89 4.5. Application à un système ADI ........................................................................... 92 4.5.1. Simulation d’un cycle de démarrage ............................................................. 94 4.5.2. Evaluation du système en mode générateur .................................................. 98 4.5.2.1. Fonctionnement en régime nominal établi ............................................. 98 4.5.2.2. Comportement lors d’une déconnection de charge ................................ 99 4.5.2.3. Comportement lors d’une variation de vitesse ..................................... 100 4.5.3. 4.6. Tests de robustesse ...................................................................................... 100 Conclusion ......................................................................................................... 103 76 Chapitre 4. 4.1. Commande directe du couple par modes glissants Introduction La théorie des systèmes à structure variable et des modes glissants associés a fait l’objet d’études détaillées au cours de ces trente dernières années [81-89]. Les commandes par modes glissants (CMG) sont réalisées de manière à contraindre les trajectoires du système à rester dans le voisinage d’une surface de glissement après un temps fini. Il y a deux principaux avantages à une telle approche. Tout d’abord, le comportement dynamique résultant peut être déterminé par le choix d’une surface adéquate. Ensuite, la réponse du système en boucle fermée présente de bonnes propriétés de robustesse vis-à-vis des perturbations. Par conséquent, durant cette dernière décennie, les commandes par modes glissants de la machine asynchrone sont devenues un sujet important et un attrayant champ de la perspective d’élaboration de commandes robustes. Il existe de nombreux articles consacrés à ce sujet [90-105]. Dans [90], la première application de la CMG à la machine asynchrone est proposée, et une commande en vitesse et en flux est développée dans un repère fixe (α,β) lié au stator. Néanmoins, l’inconvénient majeur de cette méthode est l’utilisation de quatre configurations de l’onduleur au lieu des huit possibles. Dans [91], une commande en vitesse pour différentes machines à courant alternatif est développée dans un repère (d,q) orienté sur le flux rotorique, et la CMG est appliquée aux courants statoriques (commande vectorielle indirecte) pour surmonter l’inconvénient de mesure ou d’estimation du flux. Une commande en position est présentée dans [92], mais la CMG est utilisée uniquement pour produire une consigne de couple ; les boucles de régulation des courants statoriques sont conçues suivant le principe conventionnel de la commande vectorielle indirecte. Dans [93], une commande en vitesse et en flux est développée dans un repère (d,q) orienté sur le flux rotorique, et utilise un observateur de flux. Cet observateur est remplacé par un autre à grand gain dans [94]. Ce même principe de CMG est proposé dans [95], mais avec un estimateur de flux en boucle ouverte. Dans [96], la même méthode est retenue mais avec une surface de glissement nonlinéaire pour réduire le phénomène de broutement causé par le caractère discontinu de la CMG. Ce phénomène est étudié également dans [97] en proposant une surface de glissement d’ordre supérieur, et un observateur à grand gain interconnecté est ensuite incorporé. Dans [98], une commande en couple et en flux est proposée en exploitant les modes glissants et la commande de type backstepping, mais cette méthode nécessite un estimateur du couple de charge. Dans [99], le principe des modes glissants est exploité 77 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants pour implémenter la table de la commande DTC classique afin de surmonter le problème de discrétisation des correcteurs d’hystérésis. Dans [100,101], une commande en couple et en flux par modes glissants est développée dans un repère (d,q) orienté sur le flux statorique, mais leur approche est basée sur un modèle réduit de la machine, ce qui a conduit à l’estimation de la pulsation statorique pour déterminer les tensions à appliquer à la machine. Dans [102,103], les concepts d’intelligence artificielle, en particulier la logique floue, sont introduites dans la CMG pour pallier à l’inconvénient de broutement. Cette méthode est appliquée à la commande d’une machine asynchrone dans [104,105], et elle est développée dans un repère (d,q) orienté sur le flux rotorique. A notre connaissance, après examen des méthodes de CMG proposées dans la littérature (sans être exhaustif), nous pouvons remarquer : 1. La plupart de ces méthodes de CMG ont été développées sur la base d’un modèle de Park de la machine déduit par orientation du flux rotorique. Elles ont certes permis d’améliorer les performances de la commande vectorielle, mais la reconstruction de l’angle d’orientation du repère de Park est un autre problème délicat de cette méthode de commande à cause de la sensibilité de l’estimateur aux variations paramétriques de la machine, surtout la constante de temps rotorique. 2. Peu de travaux ont montré la possibilité d’une commande directe du couple et du flux par CMG, excepté ceux de [98-101]. Néanmoins, ces derniers présentent des inconvénients majeurs : estimation du couple de charge [98], choix optimal de la configuration de l’onduleur pour réduire les ondulations de couple et de flux [99], reconstruction de la pulsation statorique [100,101] ; 3. Aucune de ces méthodes n’a exploitée le caractère discontinu des modes glissants pour la commande par MLI de l’onduleur. L’objectif de ce chapitre est de proposer une loi de commande par modes glissants qui répond aux trois obstructions citées ci-dessus. La méthode en question est une application du principe des modes glissants à la commande directe du couple de la machine asynchrone ainsi qu’à la commande par MLI pour l’onduleur. Dans un premier temps, nous présentons la conception détaillée de la loi de commande que nous proposons et nous donnons une démonstration de convergence de cette commande par choix d’une fonction candidate de Lyapunov. Nous développons ensuite une stratégie MLI par modes glissants 78 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants en utilisant la théorie de Lyapunov. A la fin du chapitre, nous montrons les performances de cette commande obtenues pour une application alterno-démarreur intégré. 4.2. Généralités sur la commande par modes glissants 4.2.1. Principe d’une commande par modes glissants Le principe de la CMG est de contraindre l’état du système à atteindre une surface préétablie, représentant un ensemble de relations entre les variables d’état, et ensuite à y rester (figure 4.1). La surface considérée est alors désignée comme la surface de glissement et le comportement dynamique résultant est appelé régime glissant. x& Modes glissants x0 x Figure 4.1 : Les deux phases de la CMG. Par ailleurs, une fois que le système évolue (ou glisse) sur la surface de glissement, on a les avantages suivants : d’un côté, le système devient insensible à certaines perturbations, et de l’autre, l’ordre du système est réduit et sa dynamique est complètement déterminée par les paramètres et les équations définissant la surface. 4.2.2. Synthèse d’une commande par modes glissants De façon générale, la synthèse d’une CMG se déroule en deux temps : – une surface est déterminée en fonction des objectifs de commande et des propriétés statiques et dynamiques désirées pour le système bouclé ; 79 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants – une commande discontinue est synthétisée de manière à contraindre les trajectoires d’état du système à atteindre et, ensuite, à rester sur cette surface en dépit d’incertitudes et de variations paramétriques. Pour illustrer la méthode de conception d’une CMG, considérons le système non linéaire suivant : x& = f ( x, t ) + g ( x, t )u + d (x, t ) (4.1) où x = [x1 ,..., x 2 ] ∈ R n représente le vecteur d’état du système, u ∈ R m est l’entrée de T commande. Les fonctions f ( x, t ) et g ( x, t ) sont des champs de vecteurs suffisamment différentiables. Le vecteur d (x, t ) ∈ R n représente les incertitudes et perturbations du système. Soit s ( x, t ) : R n → R m suffisamment différentiable et considérée comme une sortie fictive du système (4.1) telle que son annulation permette de satisfaire l’objectif de commande. La fonction s ( x, t ) est appelée variable de glissement. La surface de glissement est alors : { } S g = x ∈ R n : s ( x, t ) = 0 Définition [83] : On dit qu’il existe un régime glissant idéal sur Sg s’il existe un temps fini Teta tel que la solution de (4.1) satisfasse s ( x, t ) = 0 pour tout t ≥ Teta . Quand les trajectoires du système (4.1) évoluent sur la surface de glissement Sg, sa dynamique est dite immergée dans l’état d’un système autonome. Ce système, appelé système réduit, a une dynamique déterminée par la surface de glissement. Une condition nécessaire pour l’établissement d’un régime glissant d’ordre un est que le système (4.1) soit de degré relatif égal à un par rapport à la variable de glissement [83]. Ce degré relatif est le nombre minimum de fois qu’il faut dériver la sortie, par rapport au temps, pour faire apparaître l’entrée de manière explicite. Une fois la surface de glissement choisie, la seconde étape consiste à construire une commande u de façon à ce que les trajectoires d’état du système soient amenées vers cette surface et soient ensuite maintenues dans un voisinage de celle-ci malgré la présence d’incertitudes et de perturbations sur le système. En d’autres termes, la commande doit rendre la surface de glissement localement attractive, c’est-à-dire les trajectoires du système de part et d’autre de cette surface doivent 80 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants tendre vers cette dernière. Une condition nécessaire et suffisante, appelée condition d’attractivité, pour qu’une variable de glissement s ( x, t ) tende vers zéro est [82] : s T s& < 0 (4.2) Pour être sûr que la surface soit atteinte en temps fini, et donc fonctionner en régime glissant, nous pouvons remplacer cette dernière condition par celle plus généralement adoptée, appelée condition de η-attractivité : s T s& < −η s (4.3) où η est un réel strictement positif. La méthode dite de la commande équivalente [83] est un moyen de décrire le comportement du système lorsqu’il est restreint à la surface {s = 0} . Elle est obtenue grâce aux conditions d’invariance de la surface : s=0 ∂s s& = ( f ( x, t ) + g (x, t )u eq ) = 0 ∂x (4.4) où ueq, appelé commande équivalente, est associée au système nominal (4.1), sans perturbations ; elle est déterminée de façon unique par les conditions d’invariance (4.4), c’est-à-dire : −1 u eq ⎛ ∂s ⎞ ∂s = −⎜ g (x, t )⎟ f ( x, t ) ⎝ ∂x ⎠ ∂x (4.5) Cependant, cette commande ne force pas les trajectoires du système à atteindre la surface de glissement. Ainsi, la commande u est la somme de la commande équivalente et d’une composante discontinue assurant un régime glissant et l’insensibilité du système visà-vis des incertitudes et des perturbations : u = ueq + u n (4.6) −1 ⎞ ⎛ ∂s u n = − K x ⎜ g ( x, t )⎟ sign(s ( x )) ⎠ ⎝ ∂x (4.7) où un est appelée commande discontinue, Kx est une constante positive et sign est la fonction signe usuelle. 81 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants La commande u peut être interprétée comme étant la valeur que prend la commande lors de la commutation rapide entre deux niveaux {umin, umax} en fonction de la variable de glissement s ( x, t ) , c’est-à-dire : ⎧u max (s ) si u=⎨ ⎩u min (s ) si sign(s ( x )) > 0 sign(s ( x )) < 0 , u max ≠ u min (4.7) Ce principe de la commande par modes glissants est illustré par la figure suivante : umin umax Référence + s(x,t) u − Processus Sortie x Figure 4.2 : Principe de la commande par modes glissants. La commande équivalente peut être interprétée autrement comme étant un retour d’état particulier jouant le rôle de signal de commande appliqué sur le système. 4.2.3. Le phénomène de broutement Un régime glissant idéal requiert une commande pouvant commuter à une fréquence infinie. Evidemment, pour une utilisation pratique, seule une commutation à une fréquence finie est possible. Ainsi, durant le régime glissant, les discontinuités appliquées à la commande peuvent entraîner un phénomène de broutement (chattering en anglais). Celuici se caractérise par de fortes oscillations des trajectoires du système autour de la surface de glissement. Les principales raisons à l’origine de ce phénomène sont les retards de commutation au niveau de la commande et la présence de dynamiques parasites en série avec les systèmes commandés [86]. Ce phénomène constitue un désavantage non négligeable car, même s’il est possible de le filtrer en sortie du processus, il est susceptible d’exciter des modes à hautes fréquences qui n’ont pas été pris en compte dans le modèle du système. Il peut être si pénalisant que l’utilisation d’une CMG peut, dans certaines applications, être à proscrire, 82 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants vu que son utilisation peut dégrader les performances et même conduire à l’instabilité [86]. Le broutement implique également d’importantes sollicitations mécaniques au niveau des actionneurs, pouvant provoquer leur usure rapide, ainsi que des pertes énergétiques non négligeables au niveau des circuits de puissance électrique. De nombreuses études ont été effectuées dans le but de réduire ou d’éliminer ce phénomène. L’une des solutions envisagées consiste à remplacer la fonction signe par une approximation continue, de type grand gain, telle que la fonction saturation [89] : ⎧ ⎪sign(s ( x) ) si ⎪⎪ sat (s ( x) ) = ⎨ ⎪ s ( x) ⎪ si ⎪⎩ ξ s ( x) > ξ ξ >0 (4.8) s ( x) ≤ ξ Alors, on obtient la commande douce suivante : ⎧ K x sign(s ( x) ) ⎪ un = ⎨ K x ⎪ ξ sign(s ( x) ) ⎩ si s( x) > ξ si s ( x) ≤ ξ (4.9) Cette fonction est caractérisée par un ou deux seuils. Pour diminuer progressivement la valeur de un en fonction de l’approche de l’état vers la surface dans la région qui encadre cette dernière, la commande varie entre les deux valeurs limites ±Kx. Elle peut être aussi remplacée par une fonction de classe C1. On donne ci-dessous un exemple de ce type de fonction : e x − e−x s(x ) tanh (s ( x) ) = x = −x s(x ) + ξ e +e (4.10) D’où, on aura la commande douce suivante : un = K x s(x ) s(x ) + ξ (4.11) D’autres fonctions sont également possibles pour que la commande réponde moins rapidement [86]. Il est à noter que d’autres techniques ont aussi été proposées dans la littérature comme les modes glissants d’ordre supérieur pour remédier ce problème [106]. 83 Chapitre 4. 4.3. Commande directe du couple par modes glissants Conception d’une commande directe du couple par modes glissants 4.3.1. Principe de commande proposé Nous allons présenter ici une méthode alternative de commande directe du couple d’une machine asynchrone basée sur la théorie des modes glissants. Son objectif est de contrôler le module du flux statorique afin de rendre possible le contrôle du couple. L’idée de base de la commande proposée est de forcer l’état du système, via une commande discontinue, à évoluer en temps fini sur une surface de glissement suivant l’erreur de poursuite du couple et du module de flux statorique. Les sorties de cette régulation seront les tensions de référence. 4.3.2. Modèle de la machine asynchrone Nous rappelons d’abord le modèle dynamique de la machine asynchrone exprimé dans un repère (d,q) et qui fait apparaître uniquement les grandeurs statoriques : ⎧ dids Φ qs ⎞ η r ⎛ v ⎟⎟ + Φ ds + ds = − β ids + (ω s − pΩ )⎜⎜ iqs − ⎪ σLs ⎠ σLs σLs ⎪ dt ⎝ ⎨ v ⎛ Φ ⎞ η ⎪ diqs ⎜⎜ ids − ds ⎟⎟ + r Φ qs + qs ( ) = − − − Ω β i ω p qs s ⎪ dt σLs ⎠ σLs σLs ⎝ ⎩ (4.12) Les composantes du flux statorique sont données par : ⎧ dΦ ds ⎪⎪ dt = − Rs ids + ω s Φ qs + v ds ⎨ ⎪ dΦ qs = − R i − ω Φ + v s qs s ds qs ⎪⎩ dt (4.13) Le module du flux statorique est donné par : Φ s = Φ 2ds + Φ 2qs (4.14) Les flux étant connus et les courants mesurés, le couple s’obtient par : C em = p (Φ ds iqs − Φ qs ids ) (4.15) Le modèle (4.12)-(4.15) est utilisé pour la synthèse de la loi de commande par modes glissants. Pour surmonter l’inconvénient de mesure de la position du rotor, on estime le couple et le flux statorique par le modèle en tension dans le repère (α,β) : 84 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants ⎧ dΦ αs ⎪⎪ dt = − Rs iαs + vαs ⎨ ⎪ dΦ β s = − R i + v s βs βs ⎪⎩ dt (4.16) Φ s = Φ α2 s + Φ 2βs (4.17) C em = p (Φ αs i βs − Φ βs iαs ) (4.18) La transformation des grandeurs du repère tournant (d,q) dans un repère fixe (α,β) est réalisée par la matrice de rotation : ⎡ xαs ⎤ ⎡cos θ s ⎢x ⎥ = ⎢ ⎣ βs ⎦ ⎣ sin θ s − sin θ s ⎤ ⎡ x ds ⎤ ⋅⎢ ⎥ cos θ s ⎥⎦ ⎣ x qs ⎦ ⎛ Φ βs ⎝ Φ αs θ s = arctan⎜⎜ ⎞ ⎟⎟ ⎠ (4.19) (4.20) où (xαs , x βs ) et (x ds , x qs ) peuvent représenter des composantes de flux, de tension ou de courant, et θs est l’angle de changement de repère. 4.3.3. Réglage du couple et du flux statorique Dans le but de concevoir une loi de commande permettant d’assurer le suivi en couple et en flux statorique pour la machine, on définit les erreurs de poursuite : * ⎧⎪eCem = C em − C em ⎨ ⎪⎩eΦs = Φ *s − Φ s (4.21) * et Φ *s sont les consignes du couple et du flux statorique. où C em Les surfaces de glissement sont définies comme suit : 1 ⎧ ⎪sCem = eCem p ⎨ ⎪s = e Φs ⎩ Φs (4.22) Les régimes glissants s Cem = 0 et s Φs = 0 sont atteints si le couple et le module du flux statorique converges à leurs valeurs de références. 85 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants En dérivant les équations des deux surfaces de glissement, on obtient : ( 1 &* ⎧ & ⎪s&Cem = p C em − C em ⎨ ⎪s& = Φ & * −Φ & s s ⎩ Φs ) (4.23) En tenant compte des expressions (4.14) et (4.15), l’expression (4.23) est réécrite sous la forme suivante : 1 &* ⎧ & & & & ⎪s&Cem = p C em − (Φ ds iqs + Φ ds iqs − Φ qs ids − Φ qs ids ) ⎪ ⎨ & +Φ Φ & Φ Φ qs qs ⎪s& = Φ & * − ds ds s ⎪⎩ Φs Φs (4.24) En substituant le modèle de la machine (4.12), on trouve : ⎧ Φ qs ⎞ ⎛ ⎛ Φ ⎟⎟v ds − ⎜⎜ − ids + ds ⎪s&Cem = f Cem − ⎜⎜ iqs − σLs ⎠ σLs ⎪ ⎝ ⎝ ⎨ Φ qs Φ ds ⎪& s f v v qs = − − ds Φs ⎪ Φs Φs Φs ⎩ ⎞ ⎟⎟v qs ⎠ (4.25) où fCem et fΦs sont des fonctions continues données par : ⎧ Φ 2s 1 &* (ω s − pΩ ) ⎪ f Cem = C em − β (Φ qs ids − Φ ds iqs ) − pΩ(Φ ds ids + Φ qs iqs ) − σLs p ⎪ ⎨ ⎪f =Φ & * + Rs (Φ i + Φ i ) s ds ds qs qs ⎪⎩ Φs Φs En réécrivant (4.25) sous forme matricielle, on obtient : s& = F + Nu où s = [s Cem s Φs ] ; F = [ f Cem T [ f Φs ] ; u = v ds T (4.26) v qs ] T Φ qs ⎡ ⎢− iqs + σLs ; N =⎢ Φ ds ⎢ ⎢ − Φ s ⎣ Φ ds ⎤ ⎥ σLs ⎥ . Φ qs ⎥ − Φ s ⎥⎦ ids − Pour déterminer la commande discontinue et assurer ainsi la convergence des régulateurs de couple et de flux statorique, on considère la fonction candidate de Lyapunov suivante : V = 1 T s s . La dérivée de V est définie par : 2 V& = s T s& = s T (F + Nu ) 86 (4.27) Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants En suivant la méthodologie introduite dans [85], on définit la commande discontinue comme suit : ( ) u = U d sign s * (4.28) * ⎡ sCem ⎤ où s = ⎢ * ⎥ = N −1 s et Ud est la tension continue à l’entrée de l’onduleur. ⎣ s Φs ⎦ * Alors, l’expression (4.27) peut être réécrite sous la forme suivante : ( ) ( * * V& = sTem f 1* − U d sTem + s Φ* s f 2* − U d s Φ* s ) (4.29) ⎡ f1* ⎤ où ⎢ * ⎥ = N −1 F . Notons que det ( N ) ≠ 0 . ⎣ f2 ⎦ ( ) D’après (4.29), si Ud satisfait la condition suivante : U d > max f i * i =1, 2 (4.30) on peut affirmer que V& < 0 et toutes les trajectoires vont donc atteindre la surface s * dans un temps fini et rester sur cette surface. Ainsi, puisque N est non singulière, on a s = 0 , ce qui permet d’assurer que les variables estimées convergent vers les valeurs de référence. Donc, les tensions de référence peuvent être déterminées à partir de (4.28) en utilisant la transformation inverse de Park : ⎡v as* ⎤ ⎢ *⎥ ⎢vbs ⎥ = ⎢ v cs* ⎥ ⎣ ⎦ − sin θ s cos θ s ⎡ ⎤ * ⎡v ⎤ 2 ⎢ ⋅ ⎢cos(θ s − 2π 3) − sin (θ s − 2π 3)⎥⎥ ⋅ ⎢ ds* ⎥ v 3 ⎢⎣cos(θ s + 2π 3) − sin (θ s + 2π 3)⎥⎦ ⎢⎣ qs ⎥⎦ (4.31) La figure 4.3 illustre le principe proposé pour la commande directe du couple par modes glissants d’une machine asynchrone. Cependant, la tension d’un bras de l’onduleur ne peut prendre que deux valeurs distinctes : + U d et − U d . Par conséquent, l’expression (4.31) ne peut pas être implémentée directement, mais en utilisant une modulation de largeur d’impulsion (MLI). Pour cela, on propose dans la prochaine section une stratégie MLI basée sur le principe des modes glissants. 87 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants Φs Φs * * – Calcul des surfaces de glissement * (s ) + * C em + * s Φs * s Cem v ds Génération des tensions de référence (4.28) * v as dq * v bs * v qs * abc v cs Onduleur à MLI + MAS – Cem θs Φs Cem Estimateur de flux statorique et de couple Figure 4.3 : Schéma de principe de la commande directe du couple par modes glissants d’une machine asynchrone. 4.4. Conception d’une MLI par modes glissants 4.4.1. Principe de modulation par modes glissants La modulation de largeur d’impulsion (MLI) utilisée couramment pour la commande de l’onduleur détermine directement les instants de commutation, c’est-à-dire que les grandeurs à la sortie de l’onduleur ne sont pas utilisées dans une chaîne de contre-réaction (boucle d’asservissement) pour réaliser une MLI. Par contre, la méthode proposée dans cette partie utilise une approche par modes glissants et repose ainsi sur une détermination des instants de commutation par une régulation en boucle fermée. La référence [107] a permis de démontrer la possibilité de concevoir une MLI par modes glissants. Elle a été appliquée à la commande d’un onduleur triphasé alimentant trois impédances identiques. Les résultats obtenus ont démontré les capacités de cette méthode à minimiser les ondulations des courants de sorties, ce qui permet de réduire les pertes par commutation. Cependant, leur approche est basée sur des surfaces de glissement en courant, ce qui a conduit à des expressions mathématiques complexes et propres au système étudié. De plus, les expressions résultantes sont en fonction de la tension homopolaire, ce qui implique la nécessité d’un découplage par compensation afin de rendre possible la synthèse des instants de commutation de l’onduleur. Dans cette étude, nous proposons une stratégie MLI par modes glissants en étudiant une fonction candidate de Lyapunov. Nous choisissons une surface de glissement par 88 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants intégrale de l’erreur de poursuite en tension afin d’éliminer l’écart statique entre les tensions de référence et celles à la sortie de l’onduleur, ainsi que pour réduire ou éliminer le phénomène de broutement. 4.4.2. Stratégie MLI par modes glissants proposée Les tensions de phase à la sortie de l’onduleur s’expriment en fonction des signaux de commande des interrupteurs (s a , sb , s c ) par : ⎡v as ⎤ ⎢v ⎥ = U d ⎢ bs ⎥ 3 ⎢⎣ v cs ⎥⎦ ⎡ 2 − 1 − 1⎤ ⎡ s a ⎤ ⋅ ⎢⎢− 1 2 − 1⎥⎥ ⋅ ⎢⎢ sb ⎥⎥ ⎢⎣− 1 − 1 2 ⎥⎦ ⎢⎣ s c ⎥⎦ (4.32) Les surfaces de glissement sont définies comme suit : t ⎧ * ⎪s1 = ∫ v as − v as dt 0 ⎪ t ⎪⎪ * = s ⎨ 2 ∫ vbs − vbs dt 0 ⎪ t ⎪ ⎪s3 = ∫ vcs* − v cs dt ⎪⎩ 0 ( ) ( ) ( ) (4.33) Ce système d’équations représente l’intégrale des erreurs de poursuite des tensions de ( ) phase (v as , vbs , v cs ) à leurs références v as* , vbs* , v cs* . Considérons la fonction candidate de Lyapunov suivante : V = 1 T s s . La dérivée de V est 2 donnée par : V& = s1 s&1 + s 2 s&2 + s3 s&3 (4.34) En tenant compte de (4.33) et en dérivant (4.34), on obtient : U V& = Λ − d (g a s a + g b s b + g c s c ) 3 (4.35) où Λ = s1v as* + s 2 vbs* + s3 vcs* est une fonction des surfaces et dans laquelle les signaux de commande (s a , sb , s c ) n’interviennent pas, et les variables ( g a , g b , g c ) sont données par : 89 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants ⎧ g a = 2 s1 − s 2 − s3 ⎪ ⎨ g b = − s1 + 2 s 2 − s 3 ⎪ g = − s − s + 2s 1 2 3 ⎩ c (4.36) On propose une commande discontinue de la forme : ⎧s a = sign(g a ) ⎪ ⎨sb = sign( g b ) ⎪s = sign( g ) c ⎩ c (4.37) En remplaçant (4.37) dans (4.35), on obtient : U V& = Λ − d ( g a sign( g a ) + g b sign(g b ) + g c sign( g c )) 3 (4.38) ou bien : U V& = Λ − d ( g a + g b + g c 3 Si le terme ) Ud est assez grand, la fonction des surfaces de glissement Λ peut être 3 supprimée, et ainsi V& < 0 . Par conséquent, toutes les trajectoires vont atteindre les surfaces s1 = 0 , s 2 = 0 et s 3 = 0 dans un temps fini et rester sur cette surface. Ainsi, la MLI par modes glissants permet de tenir compte de toutes les surfaces de glissement à chaque commutation d’un bras de l’onduleur. Pour que les surfaces soient attractives, elle nécessite toutefois une valeur suffisamment grande de la tension du bus continu, mais sans prendre en considération l’état de celle-ci. En d’autres termes, cette méthode peut tolérer certaines fluctuations de la tension à l’entrée de l’onduleur, et permet ainsi de réduire la valeur, et donc le coût, de la capacité de lissage. Cette caractéristique est très intéressante du faite quelle donne une solution au problème de sensibilité des stratégies de modulation existantes, comme la MLI vectorielle (SVM) qui exige une valeur constante de cette tension afin de déterminer les signaux de commande des interrupteurs. La structure de commande MLI par modes glissants de l’onduleur est illustrée par la figure 4.4. Grâce à la fonction signe, chaque tension de sortie passe de + U d à − U d à chaque valeur positive de l’intégrale de l’erreur (surface de glissement), et passe de − U d à + U d lorsque la surface est négative (figure 4.5). 90 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants Stratégie MLI par modes glissants * v as + – ∫ Ud + – sa +1 vas * v bs Onduleur –1 ∫ Relation (4.36) sb +1 –1 sc +1 –1 vbs * v cs + – ∫ Etats des interrupteurs vas vcs vbs Détermination des tensions de phases Ud vcs Figure 4.4 : Structure de commande MLI par modes glissants d’un onduleur de tension. Tension de sortie Tension de référence Temps +Ud Temps –Ud Figure 4.5 : Détermination des instants de commutation par MLI à modes glissants. Les formes d’ondes des tensions de sortie de l’onduleur, obtenues par la stratégie MLI par modes glissants, sont représentées par la figure 4.6. L’analyse spectrale d’une tension de phase (figure 4.7) montre que pour un même nombre de commutations par période, la stratégie MLI par modes glissants affiche un taux d’harmoniques nettement inférieur à celui d’une modulation vectorielle. Le nombre de commutations réduit permet de soulager les composants semi-conducteurs de puissance augmentant ainsi leur durée de vie. Le faible taux d’harmoniques, qui en résulte, permet d’obtenir une tension de sortie de bonne qualité. 91 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants Vas (V) 100 0 -100 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 Temps (s) 0.07 0.08 0.09 0.1 Vbs (V) 100 0 -100 Vcs (V) 100 0 -100 Figure 4.6 : Tensions de sortie de l’onduleur commandé par MLI à modes glissants. MLI par modes glissants MLI vectorielle 100 A m plitude (% du F ondam entale) A m plitude (% du F ondam entale) 100 80 60 40 20 0 0 5000 10000 Fréquence (Hz) 15000 20000 80 60 40 20 0 0 5000 10000 Fréquence (Hz) 15000 20000 Figure 4.7 : Spectre d’harmoniques d’une tension de sortie de l’onduleur. 4.5. Application à un système ADI Pour un système ADI, le schéma de la commande directe du couple par modes glissants d’une machine asynchrone est illustré par la figure 4.8. Aux principaux éléments du système, on ajoute le bloc de la commande du convertisseur par la stratégie MLI basée sur les modes glissants (MLI-MG) afin d’appliquer les tensions de réglage. Les tensions de référence sont obtenues par une régulation du couple et du flux statorique avec une commande par modes glissants (CMG). 92 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants Ud* Cdém – -1 PI Ud Charge + Sélection de la consigne de couple Batterie * C em + CMG Couple – * Φs + – CMG Flux vqs dq vds MLIMG MAS Charge mécanique abc Etats des interrupteurs θs Ud Φs Cem Estimateur de flux statorique et de couple Figure 4.8 : Commande directe du couple par modes glissants d’une machine asynchrone pour l’alterno-démarreur intégré. Pour réduire (ou éliminer) le broutement dans la CMG, on utilise les commandes douces suivantes : s Φs ⎧ ⎪v dsn = K Φs s + ξ Φs Φs ⎪ ⎨ s Cem ⎪v = K qsn Cem ⎪⎩ s Cem + ξ Cem (4.39) Les paramètres des différents régulateurs par modes glissants sont donnés par le tableau suivant : Tableau 4.1 : Paramètres des régulateurs par modes glissants. Surfaces Paramètres sΦs sCem KΦs = 42 KCem = 42 ξΦs = 0.001 ξΦs = 0.02 93 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants 4.5.1. Simulation d’un cycle de démarrage Les figures 4.9 et 4.10 présentent les résultats obtenus lors d’un démarrage de la machine suivi par une marche en générateur à 2000tr/min. La première montre les réponses dynamiques de la vitesse et du couple, ainsi que le flux statorique et le courant d’une phase statorique. La seconde montre tension et courant du bus continu. Vitesse (tr/min) 3000 2000 1000 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 Couple (N.m) 200 150 100 50 0 -50 (a) Vitesse et couple Flux statorique (Wb) 0.15 0.1 0.05 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 Courant statorique (A) 900 450 0 -450 -900 (b) Flux et courant de phase statorique Figure 4.9 : Simulation d’un démarrage – Machine asynchrone. 94 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants Tension (V) 45 40 35 30 25 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0 0.1 0.2 0.3 0.4 Temps (s) 0.5 0.6 0.7 0.8 800 Courant (A) 600 400 200 0 -200 Figure 4.10 : Simulation d’un démarrage – Tension et courant du bus continu. On retrouve des caractéristiques typiques à celles présentés dans les chapitres précédents, sauf que les réponses dynamiques sont nettement améliorées. En effet, par rapport à la commande DTC classique et la commande par PI avec modulation vectorielle, la rapidité des réponses avec la commande par modes glissants est semblable à celle obtenue avec des correcteurs d’hystérésis, tout en présentant des ondulations du couple et du flux beaucoup plus réduites que dans le cas d’une modulation vectorielle. Concernant les autres performances dynamiques, la commande parvient à contrôler le couple au démarrage et à maintenir le flux constant à sa valeur nominale (figures 4.9.a et 4.9.b). Elle anticipe également le phénomène de limitation du courant de démarrage causé par la limitation de la puissance de batterie. En générateur, le couple de la machine est négatif en suivant une consigne obtenue par régulation de la tension du bus continu à 42V et la régulation fonctionne correctement (figure 4.10). Le flux est défluxé lors du fonctionnement à une vitesse supérieure à la nominale. Enfin, le courant dans le bus continu change de signe lorsque la batterie est en état de charge. Les courants de phases obtenus avec la commande par modes glissants proposée dans ce chapitre sont des sinusoïdes. Le spectre d’un courant de phase statorique (figure 4.11) montre des harmoniques faibles aux basses fréquences et sont atténuées aux hautes fréquences. 95 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants Courant statorique (A) 400 200 0 -200 -400 0.5 0.52 0.54 0.56 Temps (s) 0.58 0.6 Amplitude (% du Fondamentale) 100 80 60 40 20 0 0 5000 10000 Fréquency (Hz) 15000 20000 Figure 4.11 : Analyse spectrale du courant de phase statorique. La figure 4.12 présente les erreurs de poursuite du couple et du flux statorique. On peut constater que de meilleurs résultats sont obtenus. La commande et la modulation par modes glissants permet de réduire significativement les ondulations du couple, qui présente une amplitude de l’ordre de 2% par rapport à la consigne. Pour le flux statorique, il est remarquablement bien contrôlé et les ondulations sont négligeables en présentant une 50 0.05 40 0.04 30 0.03 Erreur de flux (Wb) Erreur de couple (N.m) amplitude de l’ordre de 0.6%. Le tableau 4.2 récapitule les résultats obtenus. 20 10 0 -10 -20 0.02 0.01 0 -0.01 -0.02 -30 -0.03 -40 -0.04 -50 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 -0.05 0 0.8 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Temps (s) Temps (s) Figure 4.12 : Erreurs de poursuite du couple et du flux statorique. 96 0.6 0.7 0.8 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants Tableau 4.2 : Résultats obtenus. Commande directe du couple par modes glissants Dépassement du couple négligeable Amplitude des ondulations de couple Amplitudes des ondulations de flux statorique 2% 0.6% faible aux basses fréquences et atténué aux hautes fréquences Spectre La figure 4.13 montre également que la trajectoire du flux statorique dans le plan (α,β) est circulaire et ne présente pas de distorsions. Ceci permet de distinguer encore une fois les performances apportées par la commande proposée. 0.15 0.1 Mode moteur axe beta 0.05 0 -0.05 -0.1 Mode générateur -0.15 -0.15 -0.1 -0.05 0 0.05 0.1 0.15 axe alpha Figure 4.13 : Trajectoire du flux statorique dans le plan (α,β). Enfin, la figure 4.14 présente l’erreur de poursuite en tension du bus continu. Elle montre clairement que les ondulations sont beaucoup plus réduites avec la commande par modes glissants. En effet, l’amélioration des performances de la réponse en couple se répercute directement sur celles de la réponse en tension puisque le contrôle de la machine est unifié par une commande en couple. 97 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants 0.5 0.4 Erreur de tension (V) 0.3 0.2 0.1 0 -0.1 -0.2 -0.3 -0.4 -0.5 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 Temps (s) Figure 4.14 : Erreur de poursuite de la tension du bus continu. 4.5.2. Evaluation du système en mode générateur Dans ce mode de fonctionnement, les performances du système sont évaluées en régime établi et transitoire, ainsi que sous les conditions d’une déconnection de la charge connectée au côté continu et d’une variation de la vitesse d’entraînement de la machine. 4.5.2.1. Fonctionnement en régime nominal établi En régime permanent, le système présente des caractéristiques identiques à celles illustrées sur la figure 4.15. 45 (V) Tension du bus continu 42 (N.m) 39 0.4 0 0.5 0.6 0.7 0.8 Couple -30 -60 0.4 0.15 0.5 0.6 0.7 0.8 (Wb) Flux statorique 0.1 (A) 0.05 0.4 500 0.5 0.6 0.5 0.6 Temps (s) 0.7 0.8 Courant statorique 0 -500 0.4 0.7 0.8 Figure 4.15 : Comportement du système en régime nominal établi. 98 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants La tension du bus continu est régulée à sa valeur nominale 42V et le couple électromagnétique suit une consigne négative. Le flux statorique est défluxé lors d’un fonctionnement en survitesse. Enfin, la forme du courant statorique est sinusoïdale et il est absorbé par les éléments du côté continu (batterie et charge) à travers le convertisseur fonctionnant en redresseur. 4.5.2.2. Comportement lors d’une déconnection de charge En mode générateur, la charge électrique est brusquement déconnectée lors d’un fonctionnement à une vitesse de 2000tr/min. Les résultats obtenus sont illustrés sur la figure 4.16. 45 (V) Tension du bus continu 42 (N.m) 39 0.4 0 (Wb) 0.6 0.7 0.8 -30 Couple -60 0.4 0.15 0.5 0.6 0.7 0.8 Flux statorique 0.1 0.05 0.4 500 (A) 0.5 0.5 0.6 0.7 0.8 Courant statorique 0 -500 0.4 0.5 0.6 Temps (s) 0.7 0.8 Figure 4.16 : Comportement du système lors d’une déconnection de charge. A l’instant de déconnection de la charge, une variation de la tension du bus continu surgit à cause de l’annulation brusque du courant de charge. Néanmoins, la régulation parvient à maîtriser ce régime transitoire qui dure environ 150ms. Le couple de la machine suit cette variation et sa consigne est délivrée par le régulateur de tension. Le flux statorique est maintenu constant malgré cette perturbation. Le courant d’une phase statorique de la machine ne présente pas d’irrégularités pendant le régime transitoire et il est contrôlé indirectement par la commande en couple. 99 Chapitre 4. 4.5.2.3. Commande directe du couple par modes glissants Comportement lors d’une variation de vitesse Les performances du système sont également évaluées sous la condition de fonctionnement à haute vitesse avec une variation à 6000tr/min. Les résultats obtenus sont illustrés sur la figure 4.17. 45 (V) Tension du bus continu 42 (N.m) 39 0.5 0 (Wb) 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 -30 -60 0.5 0.1 1.4 1.5 Couple 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 Flux statorique 0.05 0 0.5 500 (A) 0.6 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 Courant statorique 0 -500 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 Temps (s) 1.2 1.3 1.4 1.5 Figure 4.17 : Comportement du système lors d’un fonctionnement à haute vitesse. On peut constater que la tension du bus continu n’est pas influencée par cette variation de vitesse et la commande parvient à maitriser ce régime transitoire. Le couple augmente avec l’accélération de la machine. Le flux statorique est défluxé pour un fonctionnement à haute vitesse. Le courant de phase statorique diminue à puissance transmise constante. 4.5.3. Tests de robustesse Dans le chapitre 3 et les points précédents de ce chapitre, nous avons considéré que les paramètres de la machine sont constants et connus. En pratique, ceci est souvent loin d’être le cas. D’une part, il peut y avoir des erreurs d’identification, d’autre part les résistances statoriques et rotoriques peuvent varier de façon significative à cause de l’échauffement de la machine ou de l’effet de peau. Les inductances peuvent aussi sensiblement varier pour un fonctionnement dans la zone de saturation de la machine. Pour 100 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants cela, il nous semble important d’effectuer une étude sur l’influence de la variation de certains paramètres de la machine sur la commande du couple et du flux statorique, permettant ainsi d’analyser sa robustesse. En toute rigueur, la robustesse du système complet est fortement influencée par la robustesse de l’estimateur de flux. Cependant, ce facteur dépend de la méthode d’estimation qui n’est pas traitée dans ce travail. Ainsi, nous étudierons seulement la robustesse de la loi de commande, indépendamment de celle de l’estimateur. Nous considérons donc que le flux statorique utilisé au niveau de la commande correspond au flux réel. On considère la commande vue dans le chapitre 3 (régulation par correcteurs PI) comme une référence qui permet la mise en évidence des apports de la CMG associée à la MLI par modes glissants. Lors du fonctionnement en mode générateur, deux tests sont effectués : le premier est celui par variation de vitesse suivi d’une augmentation de la résistance et de l’inductance statorique, le second par augmentation de l’inductance mutuelle. • Premier test La figure 4.18 présente respectivement l’évolution du couple, du flux statorique et du courant d’une phase statorique, avec des régulations par correcteurs PI et par modes glissants, suivi d’une variation de la vitesse à 6000tr/min ainsi que la résistance statorique de 100% à l’instant t = 0.5s . Les résultats obtenus montrent que les deux techniques de commande parviennent à maîtriser cette perturbation puisque le flux statorique utilisé dans l’algorithme de commande correspond au flux réel. La figure 4.19 présente le comportement du système sous la même condition de fonctionnement en vitesse, mais avec une variation de l’inductance statorique de 10% à t = 0.5s . On peut constater que la CMG conserve mieux ses trajectoires (figure 4.19.a) et parvient à préserver les performances du système en présence de cette perturbation. Par contre, avec une régulation par correcteurs PI, les allures du couple et du courant statorique sont perturbés (figure 4.19.b) et ne conservent plus les mêmes trajectoires à partir de l’instant d’application de la variation paramétrique. 101 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants (a) Commande directe par CMG (b) Commande directe par PI 20 20 0 (N.m) (N.m) 0 -20 Couple -40 -60 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 Couple -40 -60 0.4 0.8 0.15 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 Flux statorique 0.1 0.05 0 0.4 500 0.75 0.8 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.1 Flux statorique 0.05 0 0.4 500 0.8 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 (A) 0 -500 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 Temps (s) 0.65 0.7 0.75 0.7 0.75 0.8 Courant statorique Courant statorique (A) 0.7 0.15 (Wb) (Wb) -20 0 -500 0.4 0.8 0.45 0.5 0.55 0.6 Temps (s) 0.65 0.7 0.75 0.8 Figure 4.18 : Comportement du système lors d’un fonctionnement à haute vitesse et une variation de la résistance statorique de 100% à t = 0.5s . (a) Commande directe par CMG (b) Commande directe par PI 20 20 0 (N.m) (N.m) 0 -20 Couple -40 -60 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 -60 0.4 0.8 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.8 0.15 (Wb) Flux statorique (Wb) Couple -40 0.1 0.05 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0 0.1 Flux statorique 0.05 0 0.4 500 0.8 (A) 0 0.4 500 (A) -20 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.45 0.5 0.55 0.6 Temps (s) 0.65 0.7 0.75 0.8 0.45 0.5 0.55 0.6 Temps (s) 0.65 0.7 0.8 0 Courant statorique -500 0.4 0.75 Courant statorique -500 0.4 0.75 0.8 Figure 4.19 : Comportement du système lors d’un fonctionnement à haute vitesse et une variation de l’inductance statorique de 10% à t = 0.5s . • Second test La figure 4.20 présente respectivement l’évolution du couple, du flux statorique et du courant d’une phase statorique dans le cas d’une augmentation de 10% de l’inductance mutuelle dans l’intervalle de temps t ∈ [0.5, 0.6]s . On peut remarquer qu’avec une régulation par correcteurs PI, les réponses ont beaucoup changé à cause de la variation paramétrique et présente des ondulations de couple et de courant. Par contre, la commande CMG parvient à maîtriser se régime transitoire. 102 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants (a) Commande directe par CMG (b) Commande directe par PI 0 0 Couple -20 (N.m) (N.m) Couple -40 -60 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.1 0.05 Flux statorique 0.45 0.5 0.55 0.6 0.65 0.7 0.75 0.1 Flux statorique 0 0.4 500 0.8 (A) (A) 0.8 0.05 0 0.45 0.5 0.55 0.6 Temps (s) 0.65 0.7 0.75 0.8 0.75 0.8 Courant statorique Courant statorique -500 0.4 0.75 0.15 (Wb) (Wb) -40 -60 0.4 0.8 0.15 0 0.4 500 -20 0 -500 0.4 0.45 0.5 0.55 0.6 Temps (s) 0.65 0.7 0.75 0.8 Figure 4.20 : Comportement du système lors d’une variation de l’inductance mutuelle de 10% dans l’intervalle de temps t ∈ [0.5, 0.6]s . 4.6. Conclusion Ce chapitre a fait l’objet de l’application du principe des modes glissants à la commande directe du couple d’une machine asynchrone pour un système alternodémarreur intégré. Dans ce contexte, nous avons présenté tout d’abord un rappel théorique sur la commande par modes glissants, et elle a été ensuite appliquée à la régulation du couple et du flux statorique d’une machine asynchrone, puis nous avons appliqué cette dernière pour la conception d’une stratégie de modulation de largeur d’impulsion (MLI), et enfin des résultats de simulation sont présentés sur la base des différents modes de fonctionnement du système. La commande directe du couple par modes glissants présente des réponses plus rapides, quelles que soient les plages de fonctionnement étudiées, et elle est peu sensible vis-à-vis des variations paramétriques. Ce type de régulation du couple et du flux rassemble les performances des correcteurs d’hystérésis (dynamique, rapidité, …) utilisés couramment dans la méthode DTC classique, et permet de réduire les ondulations de ces grandeurs tout en étant plus robuste que les correcteurs conventionnels de type PI. La stratégie MLI par modes glissants présente la particularité d’être une modulation en boucle fermée, et rend ainsi possible de contrôler les tensions à la sortie de l’onduleur. Ce type de modulation se distingue par le faite qu’il permet d’atténuer le spectre d’harmoniques, ce qui n’été pas le cas avec les stratégies de modulation conventionnelles qui consistent à dégager les harmoniques vers les fréquences de rangs supérieurs. Cela 103 Chapitre 4. Commande directe du couple par modes glissants permet de soulager significativement les composants d’électronique de puissance et de faciliter le filtrage des tensions résultantes. De cet état de fait, on conclu que la commande par modes glissants apporte des améliorations remarquables par rapport aux correcteurs classiques de type PI et aux modulations conventionnelles. En effet, la régulation par modes glissants offre de bonnes performances statiques et dynamiques (stabilité et précision), c’est-à-dire un temps de réponse plus court et sans dépassement, et elle accorde aussi une meilleure poursuite ainsi qu’un rejet quasi-total des perturbations. 104 Conclusion générale Conclusion générale Le travail présenté apporte une contribution à la commande directe du couple (DTC). Deux approches ont été développées dans l’objectif d’améliorer les imperfections de la méthode DTC classique. La première est basée sur l’orientation du flux statorique et utilise une modulation vectorielle afin d’assurer un fonctionnement à fréquence constante. La seconde repose sur une commande et une modulation basées sur la technique des modes glissants. L’ensemble de ces méthodes sont conçues pour une machine asynchrone et ensuite appliquées à un système alterno-démarreur intégré (ADI). Le premier chapitre a permis de faire le point sur les différentes structures possibles pour l’application et justifier le choix d’une machine asynchrone. Celle-ci présente une structure robuste et un processus de fabrication économiquement éprouvé. L’analyse des possibilités de contrôle du système a mis en valeur la nécessité d’une commande en couple. Ceci nous a amené à rappeler les principales stratégies de commande de ce type de machine. Afin de traiter l’aspect dynamique de l’ADI, le deuxième chapitre a présenté la modélisation du système, basée sur un modèle de la machine asynchrone et un modèle analytique de l’ensemble des constituants (batterie, convertisseur, bus continu, charge mécanique). Ces modèles ont ensuite été utilisés pour évaluer les performances de la machine commandée par la méthode DTC classique. Cette partie a enfin mis en évidence l’influence des correcteurs d’hystérésis et de la table de commutation sur la fréquence de fonctionnement du convertisseur. Celle-ci est fortement variable, ce qui implique un contenu harmonique riche qui augmente les pertes, amène à des ondulations du couple et des bruits acoustiques indésirables. Pour surmonter les inconvénients de la méthode DTC classique, le troisième chapitre présente une commande directe du couple à fréquence constante. Cette stratégie utilise des correcteurs PI, sur la base d’un modèle de Park défini dans un repère tournant (flux statorique orienté), et une modulation vectorielle pour laquelle, à chaque période de calcul, sont appliqués deux vecteurs actifs de tension et un vecteur de tension nulle. Ainsi, les ondulations du couple sont notablement réduites et, en conséquence, les bruits acoustiques. La réponse dynamique du système a été également améliorée, ce qui est confirmé par les 106 Conclusion générale résultats de simulation. Ainsi, les algorithmes de réglage conventionnels peuvent s’avérer suffisants si les exigences sur la précision et la performance du système ne sont pas trop strictes. Dans le quatrième chapitre, la commande robuste par modes glissants est appliquée au contrôle direct du couple et du flux, ainsi qu’à la conception d’une stratégie de modulation pour le convertisseur de puissance. Les résultats obtenus ont montrés que cette technique de réglage apporte des améliorations remarquables par rapport aux régulateurs classiques et aux stratégies de modulation conventionnelles. Les régulateurs par modes glissants offrent de bonnes performances statiques et dynamiques, un rejet quasi-total de la perturbation ainsi qu’une meilleure poursuite. La stratégie MLI par modes glissants présente la particularité d’être une modulation en boucle fermée, ce qui assure le contrôle des tensions à la sortie du convertisseur et réduit significativement le spectre d’harmoniques. Cela permet de soulager les composants d’électronique de puissance et de faciliter le filtrage des tensions résultantes. De l’ensemble de l’étude, un certain nombre de points méritent d’être soulignés. Tout d’abord, les résultats montrent que la machine asynchrone répond au cahier des charges d’un alterno-démarreur intégré. Ensuite, les approches proposées sont très bien placées par rapport à la commande DTC classique en ce qui concerne : – la combinaison harmonieuse entre imposition de la fréquence de fonctionnement du convertisseur et dynamique du couple ; – la minimisation des ondulations du couple ; – l’imposition des fréquences des harmoniques du couple ; – la commande directe du couple par modes glissants allie les avantages des correcteurs d’hystérésis (robustesse et dynamique élevée) et de la modulation en boucle fermée (tolérance des fluctuations de tension, réduction significative du spectre d’harmoniques). A l’origine, l’idée de cette étude était de coupler le plus judicieusement possible les nombreux degrés de liberté offerts par la commande DTC afin, non seulement de piloter efficacement le couple de la machine asynchrone, mais aussi de minimiser un ensemble de contraintes réparties sur les éléments du système d’entraînement (réseau continu, semiconducteurs, chaîne mécanique, …). On peut considérer que cet objectif est en très grande 107 Conclusion générale partie atteint grâce aux approches proposées qui offrent un compromis global coût/qualité/performance tout à fait satisfaisant. Si l’objectif principal, visant à maîtriser la fréquence de fonctionnement a été atteint, on peut considérer que les choix effectués ont largement contribué à limiter les contraintes imposées aux éléments du système permettant d’espérer améliorer le comportement thermique (semi-conducteurs), acoustique, énergétique (rendement) du système. L’ensemble de nos réflexions et de nos études nous conduit à présenter quelques perspectives à ce travail : – La génération de forte puissance par l’ADI sous basse tension implique la nécessité d’un convertisseur réversible supportant des courants de plusieurs centaines d’ampères, tout en étant de structure compacte vue l’espace limité des systèmes embarqués. L’étude de différentes structures de convertisseur pourra compléter l’étude proposée dans cette thèse. – Compléter cette étude par l’implémentation de techniques d’estimation/observation du flux statorique, adaptées aux systèmes d’entraînement proposés. – Effectuer une étude expérimentale de chaque voie de recherche. La résolution des problèmes liés à la qualité des couples fournis aux mécaniques entraînées paraît un domaine privilégié des commandes présentées. D’autres applications devraient profiter de ces outils. 108 Annexes Paramètres du système Annexe 1. Annexe 1 Paramètres du système A1.1. Paramètres de la machine asynchrone Les paramètres de la MAS sont donnés par le tableau suivant [45] : Puissance nominale Pn = 5.5 kW Tension nominale Vn = 22 V Courant nominal In = 105 A Fréquence fs = 50 Hz Vitesse nominale Nn = 1480 tr/min Nombre de paires de pôles p=2 Résistance d’une phase statorique Rs = 6.35 mΩ Résistance d’une phase rotorique Rr = 3.33 mΩ Inductance cyclique statorique Ls = 0.375 mH Inductance cyclique rotorique Lr = 0.375 mH Inductance cyclique mutuelle Lsr = 0.354 mH Moment d’inertie J = 0.081 kg.m2 Coefficient de frottement visqueux fv = 10-4 N.m/rad.s-1 A1.2. Paramètres de la batterie Etat de charge initial SOC0 = 0.8 Tension à vide Eb = 36 V Résistance interne Rb = 20 mΩ Capacité nominale C0 = 6.5 Ah Constante dépendante de la batterie K = 1/3600 110 Calcul des correcteurs PI Annexe 2. Annexe 2 Calcul des correcteurs PI Le schéma bloc d’un correcteur PI est illustré par la figure suivante : yref + KPs + KI s − + y K 1 + τs − d Figure A2.1 : Correcteur PI. L’équation de départ est : ⎧⎡ KPs + KI ⎨⎢( y ref − y ) s ⎩⎣ ⎫ K ⎤ ⎥ − d ⎬ 1 + τs = y ⎦ ⎭ (A2.1) Suite au calcul on obtient : K (K P s + K I ) τ y= s + 2 (1 + KK P ) τ s+ K KK I y ref − τ s + 2 τ s (1 + KK P ) τ s+ KK I d (A2.2) τ En asservissement, on obtient les paramètres suivants du correcteur en fonction de l’amortissement ξ et la fréquence ωn : 2ξω nτ − 1 ⎧ ⎪⎪ K P = K ⎨ 2 ⎪K = ω n τ ⎪⎩ I K Application sur les boucles de couple et de flux statorique : p(1 − σ )Tr Φ *s , on a : Pour le couple, la fonction de transfert est G (s ) = Ls (1 + 2σTr s ) 111 (A2.3) Calcul des correcteurs PI Annexe 2. * ⎧ p (1 − σ )Tr Φ s ⎪K = Ls ⎨ ⎪τ = 2σT r ⎩ (A2.4) Im Cos-1(ξ) ωn 1− ξ 2 −Re −ξω n 0 − ωn 1− ξ 2 Figure A2.2 : Placement des pôles. Pour le flux statorique, la fonction de transfert est G (s ) = Ts (1 + σTr s ) 1 + (Tr + Ts )s + σTr Ts s 2 , et le calcul des pôles du système donne : s1, 2 = − (Tr + Ts ) ± (Tr + Ts )2 − 4σTr Ts 2σTr Ts (A2.5) Le calcul de K et τ est effectué de telle façon à simplifier le pôle dominant, c’est-à-dire simplifié s1 si s1 > s2 ou s2 dans le cas contraire. 112 Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park Annexe 3. Annexe 3 Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park Les tensions de la MAS selon le repère (a,b,c) s’expriment par les deux équations matricielles suivantes : Au stator : [vsabc ] = Rs [isabc ] + d [Φ sabc ] (A3.1) Au rotor : [vrabc ] = Rr [irabc ] + d [Φ rabc ] (A3.2) dt dt D’après les hypothèses simplificatrices, la relation entre les flux totalisés sur les enroulements et les courants peut être décrite par l’équation matricielle suivante : ⎡ [Φ sabc ] ⎤ ⎡ [Lss ] ⎢ [Φ ] ⎥ = ⎢ [M (θ )] rs ⎣ rabc ⎦ ⎣ [M sr (θ )] ⎤ ⎡ [isabc ] ⎤ [Lrr ] ⎥⎦ ⎢⎣ [irabc ] ⎥⎦ (A3.3) Avec : ⎡ ls [Lss ] = ⎢⎢M s ⎢⎣ M s Ms ls Ms Ms⎤ ⎡ lr ⎥ M s ⎥ et [Lrr ] = ⎢⎢ M r ⎢⎣ M r l s ⎥⎦ Mr lr Mr Mr⎤ M r ⎥⎥ l r ⎥⎦ cos(θ + 2π 3) cos(θ − 2π 3)⎤ ⎡ cos(θ ) T ⎢ [M sr (θ )] = M o ⎢cos(θ − 2π 3) cos(θ ) cos(θ + 2π 3)⎥⎥ et [M rs (θ )] = [M sr (θ )] ⎢⎣cos(θ + 2π 3) cos(θ − 2π 3) cos(θ ) ⎥⎦ En tenant compte des expressions des flux, les équations des tensions deviennent : [vsabc ] = Rs [isabc ] + d {[Lss ] [isabc ] + [M sr (θ )] [irabc ]} (A3.4) [vrabc ] = Rr [irabc ] + d {[Lrr ][irabc ] + [M rs (θ )][isabc ]} (A3.5) dt dt En considérant l’entrefer constant et les deux armatures de la machine (stator et rotor) triphasées et symétriques, les inductances propres et mutuelles entre enroulements d’une 113 Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park Annexe 3. même armature sont constantes et égales, ce qui permet d’exprimer les tensions des différents enroulements par : [v sabc ] = Rs [isabc ] + [Lss ] d [isabc ] + d {[M sr (θ )][irabc ]} (A3.6) [vrabc ] = Rr [irabc ] + [Lrr ] d [irabc ] + d {[M rs (θ )][isabc ]} (A3.7) dt dt dt dt A présent, nous devons effectuer une transformation du repère triphasé (a,b,c) en un repère diphasé (d,q). Cette transformation des équations de phase en un système équivalent diphasé est effectuée grâce à la matrice de transformation de Park suivante : T(d ,q ) = 2π ⎞ 2π ⎞ ⎤ ⎛ ⎛ cos⎜θ a − cos⎜θ a + ⎟ ⎟ 3 ⎠ 3 ⎠ ⎥⎥ ⎝ ⎝ 2π ⎞ 2π ⎞⎥ ⎛ ⎛ − sin ⎜θ a − ⎟ ⎟ − sin ⎜θ a + 3 ⎠ 3 ⎠⎥⎦ ⎝ ⎝ ⎡ cos θ a 2 ⎢ ⋅⎢ 3 ⎢ − sin θ a ⎢⎣ (A3.8) Les équations électromagnétiques dans le repère (d,q) s’expriment ainsi par : [v ] = T( ) [v ] (A3.9) [v ] = T( ) [v ] (A3.10) sdq rdq d ,q d ,q sabc rabc Les équations électriques deviennent : ⎧ ⎪v ds ⎪ ⎪ ⎪⎪v qs ⎨ ⎪v ⎪ dr ⎪ ⎪v ⎪⎩ qr dΦ ds − ω s Φ qs dt dΦ qs = Rs iqs + + ω s Φ ds dt dΦ dr = 0 = Rr idr + − (ω s − pΩ )Φ qr dt dΦ qr = 0 = Rr iqr + + (ω s − pΩ )Φ dr dt = Rs ids + (A3.11) et les équations magnétiques : ⎧Φ ds ⎪Φ ⎪ qs ⎨ ⎪Φ dr ⎪Φ qr ⎩ = Ls ids + Lsr idr = Ls iqs + Lsr iqr = Lr idr + Lsr ids = Lr iqr + Lsr iqs 114 (A3.12) Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park Annexe 3. avec : Ls = l s − M s Lr = lr − M r Lsr = 3 Mo 2 A partir de ces expressions, on peut effectuer une transformation dans un repère (α,β) lié au stator. La modélisation en (α,β) voit des grandeurs sinusoïdales alternatives tournant à la fréquence statorique. Celle en (d,q) voit par contre des grandeurs continues car elle est située sur le champ tournant. Pour des contraintes de fréquence d’échantillonnage et de calcul, la conception d’une commande de la machine est conçue souvent sur la base des grandeurs exprimées en (d,q). En revanche, l’autre transformation permet de surmonter l’inconvénient de la nécessité de connaitre la position du repère et elle est plus adaptée à l’estimation (ou l’observation) des grandeurs de la machine. 115 Bibliographie Bibliographie [1] ACEA, « Réduire les émissions de polluants des voitures en adoptant une approche intégrée », Association des Constructeurs Européens d’Automobiles, Février 2008. [2] VALEO, « L’automobile face aux défis environnementaux », Communiqué de presse, Mars 2008. [3] CCFA, « Mobilité », Revue de presse Thématique, Comité des Constructeurs Français d’Automobiles, Mai 2008. 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Pour cumuler les fonctions de moteur et de générateur, son contrôle est unifié par une commande en couple. La commande directe du couple (DTC) se présente ainsi comme une solution appropriée. La méthode DTC classique est basée sur un réglage par correcteurs d’hystérésis et une table prédéterminée qui indique la séquence de commande à appliquer aux interrupteurs du convertisseur de puissance. Cependant, ce type de régulation conduit à une forte variation de la fréquence de fonctionnement, ce qui implique des ondulations du couple et des bruits acoustiques indésirables. Dans l’objectif d’améliorer les performances de la commande directe du couple d’une machine asynchrone, différentes stratégies sont développées. La première méthode repose sur un modèle déduit sur la base d’une orientation du flux statorique et utilise une modulation vectorielle pour assurer un fonctionnement à fréquence constante. Les régulateurs à hystérésis et la table sont éliminés, ce qui constitue une simplification significative de la commande. Cette méthode s’avère suffisante si les exigences sur la précision et la performance du système ne sont pas trop strictes. La deuxième méthode proposée utilise le concept de commande robuste par modes glissants pour le réglage des grandeurs d’états continues (couple et flux) et des grandeurs de commandes discrètes (états d’interrupteurs). Elle se distingue par ses bonnes performances statique et dynamique, un rejet quasi-total des perturbations ainsi qu’une meilleure poursuite. A cela, on ajoute le contrôle des tensions à la sortie du convertisseur par une modulation à modes glissants, qui permet également de réduire significativement le spectre d’harmoniques. Une analyse comparative entre la méthode DTC classique d’une part et les stratégies proposées de l’autre part est aussi réalisée, mettant en exergue les excellentes performances apportées par les approches développées pour la commande directe du couple de la machine asynchrone. Mots-clés : Machine asynchrone, Alterno-démarreur intégré, Commande directe du couple (DTC), Modèles dynamiques du couple et du flux, Modulation vectorielle, Commande et modulation par modes glissants, Energie embarquée ملخص Annexes Paramètres du système Annexe 1. Annexe 1 Paramètres du système A1.1. Paramètres de la machine asynchrone Les paramètres de la MAS sont donnés par le tableau suivant [45] : Puissance nominale Pn = 5.5 kW Tension nominale Vn = 22 V Courant nominal In = 105 A Fréquence fs = 50 Hz Vitesse nominale Nn = 1480 tr/min Nombre de paires de pôles p=2 Résistance d’une phase statorique Rs = 6.35 mΩ Résistance d’une phase rotorique Rr = 3.33 mΩ Inductance cyclique statorique Ls = 0.375 mH Inductance cyclique rotorique Lr = 0.375 mH Inductance cyclique mutuelle Lsr = 0.354 mH Moment d’inertie J = 0.081 kg.m2 Coefficient de frottement visqueux fv = 10-4 N.m/rad.s-1 A1.2. Paramètres de la batterie Etat de charge initial SOC0 = 0.8 Tension à vide Eb = 36 V Résistance interne Rb = 20 mΩ Capacité nominale C0 = 6.5 Ah Constante dépendante de la batterie K = 1/3600 110 Calcul des correcteurs PI Annexe 2. Annexe 2 Calcul des correcteurs PI Le schéma bloc d’un correcteur PI est illustré par la figure suivante : yref + KPs + KI s − + y K 1 + τs − d Figure A2.1 : Correcteur PI. L’équation de départ est : ⎧⎡ KPs + KI ⎨⎢( y ref − y ) s ⎩⎣ ⎫ K ⎤ ⎥ − d ⎬ 1 + τs = y ⎦ ⎭ (A2.1) Suite au calcul on obtient : K (K P s + K I ) τ y= s + 2 (1 + KK P ) τ s+ K KK I y ref − τ s + 2 τ s (1 + KK P ) τ s+ KK I d (A2.2) τ En asservissement, on obtient les paramètres suivants du correcteur en fonction de l’amortissement ξ et la fréquence ωn : 2ξω nτ − 1 ⎧ ⎪⎪ K P = K ⎨ 2 ⎪K = ω n τ ⎪⎩ I K Application sur les boucles de couple et de flux statorique : p(1 − σ )Tr Φ *s , on a : Pour le couple, la fonction de transfert est G (s ) = Ls (1 + 2σTr s ) 111 (A2.3) Calcul des correcteurs PI Annexe 2. * ⎧ p (1 − σ )Tr Φ s ⎪K = Ls ⎨ ⎪τ = 2σT r ⎩ (A2.4) Im Cos-1(ξ) ωn 1− ξ 2 −Re −ξω n 0 − ωn 1− ξ 2 Figure A2.2 : Placement des pôles. Pour le flux statorique, la fonction de transfert est G (s ) = Ts (1 + σTr s ) 1 + (Tr + Ts )s + σTr Ts s 2 , et le calcul des pôles du système donne : s1, 2 = − (Tr + Ts ) ± (Tr + Ts )2 − 4σTr Ts 2σTr Ts (A2.5) Le calcul de K et τ est effectué de telle façon à simplifier le pôle dominant, c’est-à-dire simplifié s1 si s1 > s2 ou s2 dans le cas contraire. 112 Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park Annexe 3. Annexe 3 Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park Les tensions de la MAS selon le repère (a,b,c) s’expriment par les deux équations matricielles suivantes : Au stator : [vsabc ] = Rs [isabc ] + d [Φ sabc ] (A3.1) Au rotor : [vrabc ] = Rr [irabc ] + d [Φ rabc ] (A3.2) dt dt D’après les hypothèses simplificatrices, la relation entre les flux totalisés sur les enroulements et les courants peut être décrite par l’équation matricielle suivante : ⎡ [Φ sabc ] ⎤ ⎡ [Lss ] ⎢ [Φ ] ⎥ = ⎢ [M (θ )] rs ⎣ rabc ⎦ ⎣ [M sr (θ )] ⎤ ⎡ [isabc ] ⎤ [Lrr ] ⎥⎦ ⎢⎣ [irabc ] ⎥⎦ (A3.3) Avec : ⎡ ls [Lss ] = ⎢⎢M s ⎢⎣ M s Ms ls Ms Ms⎤ ⎡ lr ⎥ M s ⎥ et [Lrr ] = ⎢⎢ M r ⎢⎣ M r l s ⎥⎦ Mr lr Mr Mr⎤ M r ⎥⎥ l r ⎥⎦ cos(θ + 2π 3) cos(θ − 2π 3)⎤ ⎡ cos(θ ) T ⎢ [M sr (θ )] = M o ⎢cos(θ − 2π 3) cos(θ ) cos(θ + 2π 3)⎥⎥ et [M rs (θ )] = [M sr (θ )] ⎢⎣cos(θ + 2π 3) cos(θ − 2π 3) cos(θ ) ⎥⎦ En tenant compte des expressions des flux, les équations des tensions deviennent : [vsabc ] = Rs [isabc ] + d {[Lss ] [isabc ] + [M sr (θ )] [irabc ]} (A3.4) [vrabc ] = Rr [irabc ] + d {[Lrr ][irabc ] + [M rs (θ )][isabc ]} (A3.5) dt dt En considérant l’entrefer constant et les deux armatures de la machine (stator et rotor) triphasées et symétriques, les inductances propres et mutuelles entre enroulements d’une 113 Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park Annexe 3. même armature sont constantes et égales, ce qui permet d’exprimer les tensions des différents enroulements par : [v sabc ] = Rs [isabc ] + [Lss ] d [isabc ] + d {[M sr (θ )][irabc ]} (A3.6) [vrabc ] = Rr [irabc ] + [Lrr ] d [irabc ] + d {[M rs (θ )][isabc ]} (A3.7) dt dt dt dt A présent, nous devons effectuer une transformation du repère triphasé (a,b,c) en un repère diphasé (d,q). Cette transformation des équations de phase en un système équivalent diphasé est effectuée grâce à la matrice de transformation de Park suivante : T(d ,q ) = 2π ⎞ 2π ⎞ ⎤ ⎛ ⎛ cos⎜θ a − cos⎜θ a + ⎟ ⎟ 3 ⎠ 3 ⎠ ⎥⎥ ⎝ ⎝ 2π ⎞ 2π ⎞⎥ ⎛ ⎛ − sin ⎜θ a − ⎟ ⎟ − sin ⎜θ a + 3 ⎠ 3 ⎠⎥⎦ ⎝ ⎝ ⎡ cos θ a 2 ⎢ ⋅⎢ 3 ⎢ − sin θ a ⎢⎣ (A3.8) Les équations électromagnétiques dans le repère (d,q) s’expriment ainsi par : [v ] = T( ) [v ] (A3.9) [v ] = T( ) [v ] (A3.10) sdq rdq d ,q d ,q sabc rabc Les équations électriques deviennent : ⎧ ⎪v ds ⎪ ⎪ ⎪⎪v qs ⎨ ⎪v ⎪ dr ⎪ ⎪v ⎪⎩ qr dΦ ds − ω s Φ qs dt dΦ qs = Rs iqs + + ω s Φ ds dt dΦ dr = 0 = Rr idr + − (ω s − pΩ )Φ qr dt dΦ qr = 0 = Rr iqr + + (ω s − pΩ )Φ dr dt = Rs ids + (A3.11) et les équations magnétiques : ⎧Φ ds ⎪Φ ⎪ qs ⎨ ⎪Φ dr ⎪Φ qr ⎩ = Ls ids + Lsr idr = Ls iqs + Lsr iqr = Lr idr + Lsr ids = Lr iqr + Lsr iqs 114 (A3.12) Calcul des grandeurs de la MAS selon la transformation de Park Annexe 3. avec : Ls = l s − M s Lr = lr − M r Lsr = 3 Mo 2 A partir de ces expressions, on peut effectuer une transformation dans un repère (α,β) lié au stator. La modélisation en (α,β) voit des grandeurs sinusoïdales alternatives tournant à la fréquence statorique. Celle en (d,q) voit par contre des grandeurs continues car elle est située sur le champ tournant. Pour des contraintes de fréquence d’échantillonnage et de calcul, la conception d’une commande de la machine est conçue souvent sur la base des grandeurs exprimées en (d,q). En revanche, l’autre transformation permet de surmonter l’inconvénient de la nécessité de connaitre la position du repère et elle est plus adaptée à l’estimation (ou l’observation) des grandeurs de la machine. 115 Notations Indices s, r Stator, rotor d, q Axes d et q du repère tournant α, β Axes α et β du repère fixe a, b, c Axes a, b et c du repère triphasé Principales variables vds, vqs Tensions statoriques dans le repère tournant (d, q) ids, iqs Courants statoriques dans le repère tournant (d, q) Φds, Φqs Flux statoriques dans le repère tournant (d, q) Φdr, Φqr Flux rotoriques dans le repère tournant (d, q) vαs, vβs Tensions statoriques dans le repère fixe (α, β) iαs, iβs Courants statoriques dans le repère fixe (α, β) Φαs, Φβs Flux statoriques dans le repère fixe (α, β) Φαr, Φβr Flux rotoriques dans le repère fixe (α, β) Cem Couple électromagnétique Cdém Couple de démarrage Cr Couple résistant (ou de charge) Ω Vitesse de rotation mécanique ωs Pulsation statorique θa Position du repère tournant θ Angle électrique entre le rotor et le stator θs Angle électrique entre l’axe d et le stator Ud Tension du bus continu Id Courant du bus continu s Cem Surface de glissement du couple s Φs Surface de glissement du flux statorique X* Consigne (référence) de la grandeur X iv Notations Principaux paramètres de la machine asynchrone Rs, Rr Résistances statorique et rotorique Ls, Lr, Lsr Inductances cycliques statorique, rotorique et mutuelle p Nombre de paires de pôles σ Coefficient de dispersion Ts, Tr Constantes de temps statorique et rotorique J Moment d’inertie fv Coefficient de frottement visqueux Principaux acronymes ADI Alterno-démarreur intégré CMG Commande par modes glissants DTC Direct torque control (Commande directe du couple) FOC Field oriented control (Commande à flux orienté) IGBT Insulated gate bipolar transistor ISG Integrated starter generator ISA Integrated starter alternator MAS Machine asynchrone MLI Modulation de largeur d’impulsion PI Correcteur proportionnel – intégral SVM Space vector modulation v