Système millimétrique d`imagerie passive temps réel et tout

Ahmad CHAMSEDDINE
Marc HEDDEBAUT
Paul Alain ROLLAND
Système millimétrique
d’imagerie passive temps réel
et tout temps pour détection
de véhicules terrestres
Rapport INRETS n˚250
Août 2003
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de l'Aménagement et des Transports
14-20 Boulevard Newton, Cité Descartes, Champs sur Marne
F-77447 Marne la Vallée Cedex 2
Contact : [email protected]
Les auteurs :
Ahmad Chamseddine, Doctorant à l’INRETS-LEOST,
Marc Heddebaut, Directeur de recherche à l’INRETS-LEOST,
Paul Alain Rolland, Professeur des Universités, USTL-IEMN, UMR CNRS 8520.
L’Unité de recherche :
Laboratoire Electronique Ondes et Signaux pour les Transports (LEOST)
Institut d’Electronique de Microélectronique et de Nanotechnologie
(USTL-IEMN, UMR CNRS 8520)
Ce rapport a bénéficié des commentaires et remarques des référés
suivants :
Bernard Demoulin, Professeur à l’Université des Sciences et Techniques
de Lilles.
Jean-Paul Artis, Ingénieur système radar chez Thalès Airborne System.
Institut National de Recherche sur les Transports et leur Sécurité
Service des publications : 2, avenue du Général Malleret-Joinville
94114 ARCUEIL CEDEX Tél. : 33 (0)1 47 40 70 74 – Fax : 01 45 47 56 06
www.inrets.fr
© Les collections de l’INRETS
N° ISBN 2-85782-590-0 N° ISSN 0768-9756
En application du code de la propriété intellectuelle, l’INRETS interdit toute reproduction intégrale ou partielle du
présent ouvrage par quelque procédé que ce soit, sous réserve des exceptions légales.
Fiche bibliographique
UR (1er auteur)
Projet N° CNS-2T Rapport INRETS N° 250
Laboratoire Electronique Ondes
et Signaux pour les Transports (LEOST)
Titre
Système millimétrique d’imagerie passive temps réel et tout temps pour détection de
véhicules terrestres
Sous-titre
Langue
F
Auteur(s)
Rattachement ext.
A. Chamseddine, M. Heddebaut, P.-A. Rolland
Nom adresse financeur, co-éditeur
N° contrat, conv.
Région Nord
Pas de Calais/
INRETS 98530069
Date de publication
Août 2003
Remarques
Résumé
La radiométrie passive utilise les émissions thermiques des objets dissipatifs dans la nature. Ces émissions sont étalées sur tout le spectre électromagnétique avec une intensité qui varie selon la loi de Planck.
Avant qu’elles ne soient détectées par le radiomètre, ces émissions subissent des atténuations plus ou
moins fortes en fonction de la fréquence. A 60 GHz l’atténuation atmosphérique est maximale, alors que
à 35, 52, 94 et 140 GHz elle s’avère faible. Dans ces dernières bandes de fréquences, les systèmes
d’imagerie passive présentent ainsi un intérêt majeur par rapport aux systèmes infrarouges et vidéo par
temps de pluie et de brouillard.
Au sol ou embarqué à bord d’un véhicule, l’utilisation en transport terrestre de tels capteurs passifs présente un certain nombre d’avantages et s’avère complémentaire d’un capteur actif tel qu’un radar de
détection d’obstacles ou ses variantes actuelles : radar à courte portée, contrôleur d’allure intelligent...
Ce rapport de recherche présente une première étape du travail à réaliser. Son objectif est d’introduire
et de contribuer à assurer le développement de cette technologie en transport terrestre. Une méthode de
calibrage est expérimentée sur un prototype développé en bande S. les performances ont été suffisamment encourageantes afin de passer à la seconde étape du projet qui a consisté à développer un radiomètre monocanal hybride en bande V. Celui-ci a été conçu, les différents circuits nécessaires à la réalisation de ce démonstrateur ont été ensuite réalisés. Ce démonstrateur a ensuite été assemblé et caractérisé.
De premiers résultats de mesures significatifs ont été enregistrés sur ce prototype.
Mots clés
Capteur, détection d’obstacles, radiométrie
passive, calibrage sensibilité thermique,
détection directe, millimétrique, temps réel
Nb de pages
Prix
Bibliographie
119
15,24 €
oui
Rapport INRETS n° 250
3
Publication data form
UR (1st author)
Projet N°
Laboratory of electronics, wave and
signal processing for Transport (LEOST)
CNS-S2T2
INRETS report N° 250
Title
Passive real time millimetre wave sensor for terrestrial transport obstacle detection
Subtitle
Language
F
Author(s)
Affiliation
A. Chamseddine, M. Heddebaut, P.-A. Rolland*
*IEMN-UMR CNRS 8520
Sponsor, co-editor, name and address
Contract, conv. N°
Nord-Pas-de-Calais
Regional Council
INRETS 98530069
Publication date
August 2003
Notes
Summary
Active imaging is well established for civilian and military applications. For instance, collision
warning/avoidance radars have been developed and tested by several manufacturers with technical success at 77 GHz. However such radar techniques generate high-radiated power due to the
high antenna gain required and contribute to electromagnetic pollution which is a becoming an incceasing subject of disquiet. The purpose of this contribution is to describe a passive millimeter
wave camera for traffic supervision and control (motorways, crossroads, car parks...) and onboard obstacle detection. These applications require real-time operation as well as low-cost and
compactness achievements. To achieve low cost, a direct detection radiometric technique was
retained using a set of elementary radiometers (pixel) consisting of an active monolithic detecting
antenna.
Key Words
Sensor, obstacle detection, passive radiometry,
direct detection, real time
4
Nb of pages
Price
Bibliography
119
15.24 €
yes
Rapport INRETS n° 250
Table des matières
Remerciements
8
Synthèse
9
Objectif et cadre de l’étude
13
Chapitre 1 : Principe de la radiométrie hyperfréquence
1. Introduction
2. Configuration d’un imageur radiométrique
2.1. Le balayage mécanique
2.2 Le balayage électronique
2.3. Le balayage interférométrique
2.4. L’imagerie plan focal
3. Rayonnement thermique
4. Corps noir : Loi de Planck
5. Température apparente, Température radiométrique
6. Température de bruit équivalente du système
7. Fonctionnement du radiomètre
7.1. Exactitude des mesures
7.2. Précision des mesures (sensibilité radiométrique)
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15
16
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18
18
20
20
23
26
27
27
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Chapitre 2 : Systèmes et sensibilités radiométriques
1. Radiomètre à puissance totale
1.1. Effet des fluctuations du gain RF du récepteur
1.2. Analyse statistique du calibrage – Radiomètre de Dicke
2. Radiomètre de Dicke
3. Radiomètre à addition de bruit
4. Choix de la bande de fréquence optimale
4.1. L’atténuation atmosphérique
4.2. Résolution spatiale
4.3. Maturité des technologies microélectroniques
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40
42
42
Chapitre 3 : Etalonnage et sources de calibrage
1. Les sources passives
45
45
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5
2.
3.
4.
5.
Les sources actives
Calibrage
Réalisation d’un radiomètre à addition de bruit
Antenne Vivaldi
5.1. Caractérisation de l’antenne active
5.2. Diagramme de rayonnement :
6. Chaîne d’amplification et de réception
6.1. Détecteur quadratique
6.2. Amplificateurs faibles bruit (LNA)
6.3. Filtre passe bande
7. Caractérisation du radiomètre
8. Droite de calibrage
9. Mesure du bruit de la résistance 50 Ÿ
10. Diode à avalanche
11. Traitement numérique du signal
12. Dérive du dispositif
13. Sensibilité minimale du radiomètre
14. Amélioration de la sensibilité par traitement du signal
15. Filtrage de Kalman
16. Conclusion relative à l’étude de calibrage
Chapitre 4 : Caméra et radiomètre millimétrique
1. Lentille de Fresnel
1.1. Aberrations dans le plan focal
1.2. Etude expérimentale
2. Description du banc de mesure millimétrique
2.1. Antenne Vivaldi
2.2. Réalisation de l’antenne Vivaldi
2.3. Connecteur V
3. Détecteur quadratique
3.1. Détecteur à diode
3.2. Transistor détecteur
3.3. Mesure de la sensibilité tangentielle des détecteurs
4. Amplificateurs hyperfréquences
4.1. Amplificateur faible bruit (LNA)
4.2. Amplificateur moyenne puissance
5. Source de bruit de calibrage
5.1. Adaptation réactive
6. Coupleur directif
7. Filtre passe bande
8. Conclusion
6
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94
95
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98
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Chapitre 5 : Mise en œuvre du démonstrateur 53 GHz
1. Banc de caractérisation millimétrique
2. Caractérisation de l’amplificateur faible bruit
2.1. Mesure du gain du LNA
2.2. Mesure du facteur de bruit à 60 GHz
2.3. Point de compression à 1 dB du LNA
3. Mesure du gain global du radiomètre
4. Résultats
5. Mesure de la sensibilité continue du radiomètre
6. Bruit de la diode à avalanche
7. Mesures radiométriques
8. Performances du système
101
101
102
102
103
104
104
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111
112
Conclusion
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Bibliographie
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Rapport INRETS n° 250
7
Remerciements
Ce travail de recherche a été développé dans le cadre d’une étude cofinancée par la Région Nord-Pas-de-Calais. Il a également fait l’objet des études
doctorales de Monsieur Ahmad Chamseddine co-dirigées par MM. Paul Alain
Rolland, Professeur des Universités et Marc Heddebaut, Directeur de Recherche
à l’INRETS. Monsieur Chamseddine a bénéficié d’une bourse d’études
doctorales co-financée par l’INRETS et la Région Nord-Pas-de-Calais. Ces
financements régionaux ont été affectés dans le cadre de l’exécution du Contrat
de Plan Etat-Région (CPER). Ces remerciements s’adressent également au
Professeur Bernard Demoulin (USTL) et à Monsieur Jean-Paul Artis (Thalès) qui
ont relu ce rapport.
8
Rapport INRETS n° 250
Synthèse
Contexte de la recherche
Les systèmes de prévention des collisions à micro-ondes, appelés « radars
anticollision », fournissent une perception, la plus souvent frontale, de
l’environnement routier quelles que soient les conditions météorologiques.
Cependant, les premières études sur ces radars anticollision ont montré la
difficulté d’obtenir une détection d’obstacles à faible probabilité de fausse alarme
en environnement automobile réel. Les acteurs du domaine ont donc, dans la
phase actuelle, limité les fonctions remplies par les dispositifs radar ou lidar actif
a des fonctions avancées de régulation de la vitesse (ACC – Autonomous Cruise
Control).
Ces systèmes ACC ne sont capables que d’une détection, d’une mesure de
distance et de vitesse de véhicules mobiles sur une des voies de roulement
précédents le véhicule équipé. Ils posent donc le problème de la sécurité liée à
la non-détection notamment des obstacles fixes. Par ailleurs, ils ne sont pas
susceptibles de prendre en compte et de gérer les obstacles en bord de route
(panneaux de signalisation, glissière) et surtout au-dessus de la route (tabliers
de ponts). Une deuxième génération de dispositifs plus évolués est développée
par de nombreux industriels et constructeurs automobiles afin d’améliorer la
vision 3D de ces radars par la prise en compte notamment des bords de route et
des ponts. Ces nouveaux systèmes appelés Collision Avoidance/Warning
Radars (CA/W Radars) tentent d’effectuer une imagerie active 3D en
complément à la télémétrie (mesure de distance et de vitesse) actuelle.
Vers une nouvelle génération de capteur passif
L’INRETS-LEOST et l’IEMN-DHS (UMR CNRS-USTL) ont décidé d’ouvrir une
nouvelle voie de recherche afin d’introduire et d’entamer le développement d’un
nouveau capteur présentant des avantages initiaux jugés significatifs par rapport
aux dispositifs actifs existants.
A contrario de l’imagerie radar active, nous étudions une approche
radiométrique passive. La radiométrie passive utilise les émissions thermiques
des objets dissipatifs dans la nature. Ces émissions sont étalées sur tout le
spectre électromagnétique avec une intensité qui varie selon la loi de Planck.
Avant qu’elles ne soient détectées par le radiomètre, ces émissions subissent,
sur le trajet scène à mesurer-capteur, des atténuations plus ou moins fortes en
fonction de la fréquence. A 60 GHz, l’atténuation atmosphérique est maximale. A
35, 52, 94 et 140 GHz, elle s’avère très faible et peu perturbée par la présence
d’hydrométéores (pluie, neige, brouillard). Dans ces bandes de fréquence
Rapport INRETS n° 250
9
Système millimétrique d’imagerie passive
millimétriques, les systèmes d’imagerie passive présentent donc certains
avantages par rapport aux autres systèmes passifs infrarouges et vidéo. Le choix
de la fréquence d’opération du radiomètre millimétrique dépend de la largeur de
bande autorisée ainsi que de la disponibilité des composants électroniques à la
fréquence concernée. Le système n’émet pas d’énergie hyperfréquence mais
détecte ces émissions électromagnétiques thermiques des objets présents dans
la scène. Si l’on dispose un réseau 2D de capteurs radiométriques dans le plan
focal d’une antenne ou lentille assurant la résolution spatiale, on obtient une
caméra millimétrique fonctionnant tout temps (obscurité, brouillard...), dont le
champ de vue dépend de la taille du réseau et de la lentille. Un tel dispositif
s’affranchit de toute autorisation d’utilisation de bandes de fréquences et
contribue à la réduction de la pollution radioélectrique. Il peut être utilisé de façon
autonome ou couplé à une télémétrie active déclenchée lorsque l’imagerie
passive fait apparaître une situation potentiellement dangereuse. La figure 1
suivante montre une réalisation possible d’un tel récepteur ou radiomètre
élémentaire à détection directe et, la figure 2, le premier prototype réalisé en
bande V placé au foyer d’une lentille de Fresnel de 20 cm de diamètre.
Figure 1 : Radiomètre millimétrique élémentaire à détection directe
Figure 2 : Radiomètre millimétrique élémentaire réalisé en bande V
10
Rapport INRETS n° 250
Synthèse
L’évolution profonde et la maturité actuelle des circuits monolithiques
millimétriques M3IC (Millimeter Monolithic Microwave Integrated Circuits)
permettent actuellement d’envisager une mise en œuvre industrielle de
radiomètres intégrés à détection directe et donc à faible coût pour des utilisations
en transport terrestre. C’est ce que nous avons voulu démontrer et également
tenté d’initier par ce travail qui comprend essentiellement deux parties.
Les systèmes radiométriques nécessitent un calibrage périodique afin de
garantir la qualité des mesures. Une méthode de calibrage compatible avec les
mesures temps réel a été mise en œuvre dans une première partie du travail.
Celle-ci, dite calibrage par « addition de bruit » a été testée et optimisée sur un
prototype développé en bande S. Les performances, jugées suffisamment
encourageantes, ont permis de passer à la deuxième étape du projet qui a
consisté à développer un radiomètre monocanal hybride en bande V. Les
différents circuits nécessaires à la réalisation de ce démonstrateur ont été
conçus et réalisés. Ce démonstrateur a ensuite été assemblé, caractérisé et
procure des résultats tangibles vues les difficultés de mesures rencontrées. Il
permet, à titre d’exemple, d’apprécier des contrastes de température de
rayonnement de l’ordre de 2˚ K.
Ce travail a fait en particulier l’objet de la thèse de Ahmad Chamssedine
intitulée « Conception et réalisation d’un système radiométrique d’imagerie
passive en bande millimétrique à détection directe » soutenue à l’Université
des Sciences et Technologies de Lille. Ahmad Chamssedine a depuis rejoint
l’industrie.
Rapport INRETS n° 250
11
Objectif et cadre de l’étude
Le Nord de la France fait partie des régions les plus touchées en Europe par
le brouillard. Phénomène météorologique saisonnier, le brouillard induit des
répercussions importantes sur le trafic routier et autoroutier et particulièrement
sur la sécurité des usagers. Les accidents dus au brouillard sont souvent graves,
le manque de visibilité à l’origine du premier accrochage entraînant de manière
quasi-systématique des accidents en chaîne. On peut citer quelques chiffres :
4 % des accidents ont lieu par temps de brouillard, 2 % des tués sur les routes,
prés de 10 % sur les autoroutes.
Cependant, en Europe, aux Etats-Unis ainsi qu’au Japon, le thème des
« aides à la conduite automobile » est devenu majeur en quelques années. Ces
aides à la conduite permettent maintenant le développement de nouveaux
services aux usagers de la route. Ces services suscitent l’émergence de toute
une famille de nouveaux équipements et de terminaux télématiques
(télécommunication et informatique) qui sont soit actuellement disponibles soit
en cours d’élaboration par l’industrie.
Depuis quelques années, certains partenaires de recherche en Région NordPas-de-Calais ont pu investir cette problématique scientifique en prenant part à
des programmes nationaux, tels que les PREDIT ainsi que des programmes
européens tels que DRIVE 1, 2... ou EUREKA-PROMETHEUS.
Parmi ces aides à la conduite, les systèmes de prévention des collisions à
micro-ondes, appelés « radars anticollision » fournissant une perception frontale
de l’environnement routier quelles que soient les conditions météorologiques
constituent un champ particulier de R&D et de développement d’équipements.
Les premières études sur les radars anticollision ont montré la difficulté d’obtenir
une détection d’obstacles à faible probabilité de fausse alarme en environnement
automobile réel. Les acteurs du domaine ont donc, dans une première phase, fait
évoluer les dispositifs Radar ou Lidar actif vers des systèmes de régulation
intelligente de la vitesse (ACC : Autonomous Cruise Control). Ces systèmes ne
sont capables que d’une détection et d’une mesure de distance et de vitesse de
véhicules mobiles sur une des voies de roulement devant le véhicule équipé. Ils
posent donc le problème de la sécurité liée à la non-détection des obstacles
fixes. Par ailleurs ils ne sont pas susceptibles de prendre en compte et de gérer
les obstacles en bord de route (panneaux de signalisation, glissière) et surtout
au-dessus de la route tels que des tabliers de ponts.
Une deuxième génération de dispositifs plus évolués est actuellement à
l’étude par de nombreux industriels et constructeurs automobiles afin d’améliorer
la vision 3D de ces radars par la prise en compte notamment des bords de route
et des ponts. Ces nouveaux systèmes appelés Collision Avoidance/Warning
Rapport INRETS n° 250
13
Système millimétrique d’imagerie passive
Radars (CA/W Radars) essaient ainsi d’effectuer une imagerie active 3D en
complément de la télémétrie (mesure de distance et de vitesse).
L’INRETS-LEOST et l’IEMN-DHS ont décidé de poursuivre dans cette voie de
recherche et de mettre en commun leurs réflexions et savoir-faire afin
d’introduire et de développer un nouveau capteur présentant des avantages
significatifs par rapport aux dispositifs actifs existants.
Ce travail de recherche se situe dans le cadre de l’imagerie active 3D
précédente. Cependant et, a contrario de l’imagerie radar active, il exploite une
approche radiométrique passive, le système n’émet pas d’énergie
hyperfréquence mais détecte les émissions électromagnétiques thermiques des
objets présents dans la scène (Loi de Planck). Si l’on dispose un réseau 2D de
tels capteurs radiométriques dans le plan focal d’une antenne ou lentille assurant
la résolution spatiale, on obtient une caméra millimétrique fonctionnant tout
temps (obscurité, brouillard...) dont le champ de vue dépend de la taille du
réseau et de la lentille. Un tel dispositif s’affranchit de toute autorisation
d’utilisation de bandes de fréquences et contribue à la réduction de la pollution
radioélectrique. Il peut être utilisé de façon autonome ou couplé à une télémétrie
active déclenchée lorsque l’imagerie passive fait apparaître une situation
potentiellement dangereuse.
L’évolution profonde et la maturité actuelle des circuits monolithiques
millimétriques M3IC (Millimeter Monolithic Microwave Integrated Circuits) permet
actuellement d’envisager la mise en œuvre de radiomètres intégrés à détection
directe et donc à faible coût.
Cette technologie de capteur est déjà utilisée dans le domaine militaire par
exemple pour la surveillance passive d’aéroports. Les surfaces d’antennes sont
dans ce cas de l’ordre du m2 et les puissances dissipées par l’électronique
associée de plusieurs centaines de watt.
Il s’agit donc, pour notre utilisation en transport terrestre, de limiter fortement
la taille et la consommation globale du capteur afin de les rendre compatibles
avec un équipement à installer en bord d’infrastructure voire à bord de véhicules
routiers, tout en conservant une portée de quelques centaines de mètres ainsi
qu’une capacité de détection et de résolution compatibles avec l’application civile
souhaitée.
L’objectif de cette étude réside donc dans une étude de faisabilité de ce
nouveau concept d’imageur passif temps réel poursuivie conjointement avec la
réalisation d’un premier équipement prototype fonctionnel en gamme
millimétrique. Nous espérons que cette étude initiale de faisabilité pourra servir
de tremplin à d’autres travaux permettant de développer cette technologie de
capteur radiométrique en transport terrestre.
14
Rapport INRETS n° 250
Chapitre 1
Principe de la radiométrie
hyperfréquence
1 - Introduction
micro-ondes ( 10 d O d 100mm ) et les ondes millimétriques
( 1 d O d 10mm ) pénètrent la couche atmosphérique terrestre là où les ondes dans les
domaines visibles et infrarouges (IR) s’avèrent fortement atténuées. Les systèmes IR
sont utilisés pour les observations nocturnes. Ces signaux peuvent également percer la
brume légère et la fumée jusqu’à une distance supérieure à celle obtenue avec les
systèmes exploitant le rayonnement visible. Ils sont cependant fortement atténués par
les nuages, le brouillard ainsi qu’une pluie modérée. Cet effet limite donc l’utilisation
des détecteurs IR aux applications où l’observation s’avère indispensable dans des
conditions météorologiques médiocres.
Les
Dans ces mauvaises conditions climatiques, l’atmosphère demeure cependant
transparente aux signaux micro-ondes et millimétriques situés dans la gamme 30 GHz à
300 GHz. Une technique d’observation fonctionnant dans cette gamme de fréquences
s’avère donc a priori très performante. On distingue deux types de systèmes
d’imagerie :
1- les radars (imagerie active) et,
2- les radiomètres (imagerie passive).
Bien que l’histoire de radars (1903) ait commencé bien avant l’histoire des
radiomètres (1950), ces derniers ont été l’objet d’une croissance continue durant les
dernières décennies due d’une part, à la maturité de la technologie microélectronique et,
d’autre part au champ d’application qui ne cesse d’augmenter dans le domaine de la
radio-astronomie, dans celui de l’observation météorologique et surtout celui des
applications militaires nécessitant des systèmes discrets afin de détecter et de localiser
des cibles métalliques.
La formation de l’image d’une scène constitue l’objectif final de la fonction des
systèmes d’imagerie active et passive, le principe d’opération en est cependant
complètement différent. Le signal reçu par le radar représente l’énergie réfléchie par
Rapport INRETS n° 250
15
Système millimétrique d'imagerie passive
l’objet illuminé par le radar lui-même. En ce qui concerne le radiomètre, la source
d’illumination réside dans l’objet lui-même. Le radiomètre constitue un récepteur passif
de haute sensibilité, capable de mesurer les faibles niveaux des rayonnements
thermiques micro-ondes et millimétriques. Lorsqu’une scène est observée par un
radiomètre (à travers son faisceau d’antenne), le rayonnement reçu par l’antenne est
partiellement dû au rayonnement propre de la scène, et partiellement dû au rayonnement
venant de l’atmosphère et réfléchi par la scène elle-même.
Dans cette première partie, nous utilisons le terme "température de brillance" afin de
caractériser le rayonnement thermique d’une scène vue par le radiomètre. Cette
température de brillance peut varier de 0° Kelvin (°K) (pour un corps parfaitement
réfléchissant, tel qu’un métal parfait) à une valeur maximale égale à la température
physique de la scène (un corps noir). Bien que les objets métalliques ne soient pas
rayonnants, ils réfléchissent cependant les rayonnements incidents du ciel qui sont
considérés froids. Le contraste thermique entre une scène avec et sans objet métallique
vu par le lobe principal de l’antenne est aussi fonction du facteur de remplissage de cet
objet (rapport de la surface transversale de l’objet sur l’aire du faisceau de l’antenne au
sol (beam-fill factor). La taille de la tache du faisceau de l’antenne au sol ou bien la
résolution spatiale dépend de la distance entre le radiomètre et le sol et de la largeur du
faisceau. Cette dernière dépend en outre également de la taille de l’antenne.
Le choix des paramètres du radiomètre (longueur d’onde, polarisation, angle
d’ouverture) dépend de l’application envisagée. Par exemple, la mesure de la teneur de
l’air en vapeur d’eau, la mesure de l’humidité du sol et la cartographie thermique sont
des fonctions où l’énergie des rayonnements électromagnétiques reçus par le radiomètre
dépend de l’atténuation atmosphérique et de la profondeur de pénétration dans le sol.
Certains satellites d’observation de la Terre exploitent plusieurs bandes de fréquences
permettant ainsi la détermination de plusieurs de ces paramètres.
2 - Configuration d’un imageur radiométrique
La méthode la plus simple permettant d’effectuer l’imagerie passive d’une scène
s’accomplit en balayant celle-ci par le lobe principal de l’antenne. On distingue trois
types de balayage :
123-
le balayage mécanique,
le balayage électronique,
le balayage interférométrique.
2.1 - Le balayage mécanique
Ce balayage consiste à effectuer un mouvement de rotation de l’antenne du
radiomètre selon un angle bien précis. La cartographie complète d’une scène
s’accomplit par un mouvement longitudinal du porte-radiomètre ainsi que le montre la
figure 3.
16
Rapport INRETS n° 250
Principe de la radiométrie hyperfréquence
Figure 3 - Système d’imagerie passive à balayage mécanique.
v
L’avantage d’un tel imageur monocanal réside dans sa facilité de conception
technologique qui va de pair avec son intérêt économique. Il présente cependant un
temps de formation de l’image qui s’avère difficilement compatible avec les
applications temps-réel.
On trouve actuellement des systèmes d’imagerie monocanaux destinés aux
applications militaires américaines. A titre d’exemples, nous mentionnons l’imageur à
réflecteur rotatif développé en 1976, le système appelé ROSCAM (Radiometric One
Second CAMera), et le MAPS développé par Millitech en 1997. Les meilleures
performances s’avèrent détenues par le ROSCAM qui présente une sensibilité de 1° K
pour un temps d’intégration de 0,1 ms avec un champ de vision de 20°x 20° et un taux
de rafraîchissement de l’image de 1 Hz.
2.2 - Le balayage électronique
On peut aussi qualifier cette catégorie de systèmes de réseaux à faisceaux déphasés.
Le principe d’opération consiste à faire balayer électroniquement le faisceau d’une ou
de plusieurs antennes dans différentes directions sans qu’il y ait mouvement mécanique
du système lors du processus du balayage (figure 4).
Figure 4 - Système d'imagerie à balayage de faisceaux.
Réseau de contrôle des
phases des faisceaux
Antennes
Sortie correspondant à chaque
faisceau
Chaque faisceau correspond à
une direction
L’avantage de l’imageur à balayage électronique réside dans sa vitesse de balayage
par rapport au processus mécanique. Ses inconvénients majeurs se trouvent dans les
Rapport INRETS n° 250
17
Système millimétrique d'imagerie passive
pertes importantes en sortie d’antennes, sa conception complexe, son coût élevé ainsi
que son encombrement et son poids.
2.3 - Le balayage interférométrique
L’architecture du système ressemble à celle du système à balayage électronique.
L’idée de base de la « synthèse d’ouverture » consiste à remplacer la large ouverture
d’antenne du radiomètre par un réseau fin de petites antennes puis à corréler les signaux
par paires (figure 5). Les mesures sont effectuées en tenant compte de la distance entre
antennes. La distribution de températures est obtenue par transformée de Fourier inverse
en champ lointain. Le champ de vision initial est fourni par le diagramme de
rayonnement d’un seul élément (antenne) et tous les pixels d’une image sont mesurés en
même temps.
Figure 5 - Schéma d’un imageur à synthèse d’ouverture.
Une équipe allemande a développé un système interférométrique à 37 GHz qui
utilise seulement deux récepteurs et un corrélateur. Ce système présente une sensibilité
de 1,5° K et une résolution angulaire de 0,6°. L’inconvénient de ce système réside dans
le fait qu’il n’est exploitable que pour des scènes stationnaires.
2.4 - L’imagerie plan focal
La méthode de balayage mécanique a constitué, jusqu’à une période récente, le seul
moyen utilisé afin d’effectuer l’imagerie passive. La possibilité d’exploiter la région des
ondes millimétriques grâce à la maîtrise de la technologie microélectronique apporte
depuis peu beaucoup d’avantages potentiels en terme de conception système. La
possibilité technologique d’intégrer, dans un très faible volume, un récepteur entier
comprenant son antenne de réception nous permet d’envisager la réalisation d’un
système d’imagerie fonctionnant à l’instar de la vision humaine, c’est à dire
développant un système optique exploitant un réseau de détecteurs indépendants
(radiomètres/axones) placés dans le plan focal d’une lentille optique.
18
Rapport INRETS n° 250
Principe de la radiométrie hyperfréquence
Figure 6 - Système d’imagerie en plan focal.
Antenne
primaire
N Sorties
N faisceaux
N radiomètres
Lentille de
focalisation
La technique d’imagerie en plan focal a connu un progrès significatif durant la
dernière décennie. Une avancée importante a été aussi enregistrée dans l’amélioration
des performances des antennes élémentaires (pertes et diagramme de rayonnement) du
réseau.
Signalons ici les principaux systèmes développés par les entreprises américaines
telles que : MILLIVISION, THERMOTREX et TRW. Afin de résoudre les problèmes
d'encombrement et de faible résolution (en nombre de pixels et d’ouverture angulaire)
des imageurs de première génération, ces systèmes récents ont adopté une combinaison
de solutions incluant: l’utilisation de LNA (low noise amplifier) devant les détecteurs
afin de réduire le bruit du système, la détection directe plutôt qu'une détection
superhétérodyne, la réduction du nombre de récepteurs par utilisation d'un balayage
mécanique. Les caractéristiques techniques d’imageurs dévoilées par ces entreprises,
surtout celui développé par TRW sont les suivantes : fonctionnement à 89 GHz avec
une bande passante de 10 GHz, sensibilité thermique de 2° K et fréquence de
rafraîchissement d’image de 17 Hz.
Signalons également que l’amélioration des performances de l’imageur TRW est
due d’une part, à l’utilisation d’un système optique assez complexe afin d’améliorer la
résolution d’image radiométrique et d’autre part, à l’utilisation durant la phase de
production de la technique d’assemblage automatique qui permet de minimiser les
pertes d’interconnexion, et de disposer de caractéristiques reproductibles pour tous les
récepteurs. En conclusion, il apparaît que la technique d’imagerie plan focal gagne du
terrain dans le domaine de l’imagerie passive. Le recours aux systèmes fournissant une
image similaire à l’image vidéo pousse cette technique au premier rang parmi les
systèmes d’imagerie passive. Elle pourrait rapidement supplanter les méthodes de
balayage mécanique ou électronique assez complexes. Nous avons dès lors adopté cette
technique afin de développer les éléments d’une caméra destinée aux applications en
transport terrestre fonctionnant ainsi que nous le verrons dans le cadre de cette étude à
53 GHz pour atteindre, de façon préférentielle, 94 GHz dans une phase ultérieure. A
94 GHz se trouve en effet une bande de fréquences réservée à cette utilisation de type
radiométrique. Dans cette bande de fréquences, aucune source d’émission n’est
autorisée qui se comporterait comme une source de bruit équivalente extrêmement
puissante « éblouissant » et neutralisant le capteur.
Rapport INRETS n° 250
19
Système millimétrique d'imagerie passive
3 - Rayonnement thermique
Toute matière portée à une température supérieure à 0° K rayonne de l’énergie
électromagnétique. Selon la théorie quantique de Planck, chaque ligne spectrale dans le
spectre de rayonnement d’un atome correspond à une transition d’un électron d’un
niveau d’énergie à un niveau plus bas. La transition d’un électron d’un niveau quantique
H1 à un niveau quantique H2 crée l’émission d’un photon rayonné à une fréquence
donnée par la loi de Bohr,
f
H1 H 2
h
Eq. 1
expression où h est la constante de Planck.
Inversement, si un atome reçoit une énergie incidente satisfaisant la loi de Bohr,
cette énergie sera absorbée par cet atome produisant ainsi la transition d’un électron
d’un état quantique à un autre.
On peut en déduire que le spectre d’absorption d’une matière suit les mêmes
principes physiques que son spectre d’émission.
La physique quantique montre que l’émission d’un rayonnement par un atome peut
être causée par la collision avec un autre atome ou une particule. La probabilité qu’une
telle collision (donc une émission) ait lieu est dépendante, entre autres, de la densité des
atomes et de leur énergie cinétique. Puisque l’énergie cinétique d’une substance est
reliée à sa température absolue, il s’ensuit que l’intensité de l’énergie rayonnée par la
matière croit en fonction de sa température.
4 - Corps noir : Loi de Planck
La notion de « corps noir » est d’une importance fondamentale pour la
compréhension de l’émission thermique des corps réels. Un corps noir est défini tel un
matériau idéal et opaque qui absorbe tout rayonnement incident, à toutes les fréquences,
sans rien réfléchir. Etant un absorbant parfait de l’énergie, le corps noir constitue aussi
un émetteur parfait puisque la température du matériau augmenterait indéfiniment si
aucune énergie n’était rayonnée. A l’équilibre thermodynamique, la puissance absorbée
par un corps noir est entièrement émise d’une façon isotrope et redistribuée sur une
large partie du spectre électromagnétique. Le spectre d’émission d’un corps noir
représente une référence à laquelle on compare toute autre émission d’un corps réel.
Généralement, une fraction du rayonnement incident à la surface d’un corps solide ou
liquide est absorbée et le reste est réfléchi.
Selon la loi de Planck, un corps noir rayonne uniformément dans toutes les
directions avec une brillance spectrale (ang. Spectral brightness) Bf par unité de surface
donnée par :
Bf
·
2hf 3 §¨
1
¸
2 ¨ hf
c © e KT 1 ¸¹
Eq. 2
expression où :
20
Rapport INRETS n° 250
Principe de la radiométrie hyperfréquence
Bf : est la brillance spectrale du corps noir exprimée en Wm-2sr-1Hz-1,
h : est la constante de Planck égale à 6,63.10-34 Joules.sec,
f : fréquence, exprimée en Hz,
K : constante de Boltzmann égale à 1,38.10-24 Joules.K-1,
T : température absolue exprimée en Kelvin (K),
c : célérité de la lumière égale à 3.108 m.s-1.
Les seules variables présentes dans l’équation 2 sont la fréquence f et la température
T. La figure 7 montre l’évolution de la brillance spectrale (Bf) en fonction de la
fréquence à différentes valeurs de la température d’un corps noir. On remarque sur ces
courbes que lorsque la température augmente, d’une part l’ensemble des valeurs de la
brillance augmente et d’autre part, la fréquence correspondante au maximum de Bf
augmente également.
Figure 7 - Courbes de rayonnement du corps noir selon la loi de Planck.
Le développement en série exponentielle du terme exponentiel du dénominateur de
l’équation 2 permet d’écrire :
Rapport INRETS n° 250
21
Système millimétrique d'imagerie passive
§
·
¨
¸
2hf ¨
1
¸
Eq. 3
Bf
¸
2 ¨
2
c
hf
hf
§
·
¨
¸
¨ KT ¨ KT ¸ ... ¸
©
¹ ¹
©
En ce qui nous concerne, pour des températures proches de la température
ambiante : hf 1 et on ne retient que le terme linéaire de l’équation 3. La brillance
KT
spectrale s’écrit alors sous la forme simplifiée connue sous le nom d’approximation de
Rayleigh-Jeans :
3
Bf
2f 2 KT
c2
2KT
O2
Eq. 4
La substitution de l’équation 2 par l’équation 4 conduit à une erreur inférieure à 1 %
pour des fréquences inférieures à 60 GHz et, à une erreur inférieure à 2 % pour des
fréquences inférieures à 118 GHz pour un corps noir soumis à une température
ambiante de 300° K.
L’équation 4 montre que l’énergie rayonnée est directement proportionnelle à la
température de l’objet.
La température physique d’un corps noir est égale à la température de brillance
détectée par un système de détection thermique. En réalité les corps réels situés dans
notre environnement ne constituent pas de parfaits émetteurs / récepteurs. En effet, une
partie de l’énergie incidente est réfléchie sur la surface. On parle alors de corps gris.
Afin de traiter un corps gris d’une manière analogue à celle du corps noir, on définit une
brillance spectrale (Bg) et une température de brillance (Tg) qui sont liées pour une
bande de fréquences étroite 'f par :
Bg
2K
.Tg .'f
O2
Eq. 5
Le rapport de la brillance d’un corps gris à celle d’un corps noir, porté à la même
température, définit l’émissivité du corps concerné. Ce rapport est donné par :
H
Bg
Tg
Bb
Tb
Eq. 6
expression où Tb est la température physique du corps noir.
De manière générale, la brillance d’un corps gris n’est pas uniforme dans l’espace et
dépend de la direction considérée dans un repère spécifique (U, T, M). L’équation 6
s’écrit donc :
HT, M B g T, M Tg T, M
Bb
Tb
Eq. 7
Un corps noir possède donc une émissivité égale à 1, tandis que les corps gris ont
des émissivités comprises entre 0 et 1. Par conséquent, la température de brillance d’un
matériau est inférieure ou égale à sa température physique. Ceci implique que la
température physique d’un objet ne constitue pas le seul paramètre qui le caractérise
22
Rapport INRETS n° 250
Principe de la radiométrie hyperfréquence
dans les applications radiométriques. De façon plus générale, son émissivité le distingue
d’un autre objet. La fonction du radiomètre consiste donc aussi à différencier les objets
d’une scène quelconque selon ces émissivités.
5 - Température apparente, Température
radiométrique
La température apparente TAP vue par un radiomètre représente la somme des
rayonnements incidents des différentes sources de rayonnement présentes dans
l’ouverture de l’antenne du radiomètre. Afin de mieux comprendre la notion de
température apparente, la figure 8 illustre les différentes contributions des températures
vues par un radiomètre.
Figure 8 - Radiomètre millimétrique en observation plongeante.
Radiomètre
millimétrique
TA
TAP
T
Atténuation
atmosphérique L
Tciel
portée
|U|2T ciel
Tatmos
HobjTobj
HsolTSol
H = 1 - |U|2
OBJET
Tobjet , Hobjet
Tsol , Hsol
Sol
TA = (HobjTobj t + HsolTSol + |U|2T ciel).L-1 + (1-L-1)Tatmos [K]
Le rayonnement incident à l’ouverture de l’antenne provient de différentes sources
de rayonnement et notamment :
-
du rayonnement propre du sol Tsol,
du rayonnement du ciel réfléchi à la surface du sol Tciel.|U|2 vers la direction de
l’antenne, U est le coefficient de réflexion à la surface du sol et Tciel la température
du ciel incidente à la surface du sol,
Rapport INRETS n° 250
23
Système millimétrique d'imagerie passive
-
du rayonnement de l’atmosphère Tatm qui se situe entre le terrain et le radiomètre.
Afin de déterminer la température TA à la sortie de l’antenne, appelée aussi la
température radiométrique TA de l’antenne, nous relions la température apparente
TAP(T,M) à celle d’un corps noir équivalent de brillance équivalente Bi(T,M) par :
2K
TAP (T, M) 'f
O2
Bi (T, M)
Eq. 8
La puissance correspondante détectée par une antenne sans pertes ohmiques est
donnée par :
P
1
2K
A r ³³ 2 TAP (T, M)'fFn (T, M)d:
2 4S O
Eq. 9
expression où
:
Ar représente la surface effective de l’antenne,
'f constitue la bande de fréquences reçues par le récepteur,
Fn(T,M) est le diagramme de rayonnement normalisé de l’antenne,
K est la constante de Boltzmann.
L’intégration de l’angle solide s’effectue sur les 4S stéradians. Le facteur ½ provient
du fait que les émissions de l’atmosphère et du terrain Bi(T,M) sont non polarisées. Dans
le cas d’une antenne à polarisation rectiligne, seule la moitié de la puissance totale
incidente à sa surface est détectée. Cette puissance (Eq. 10) est équivalente à la
puissance de bruit d’une résistance, supposée adaptée au système de mesure, portée à
une température TA et produisant une valeur de puissance dans une bande de fréquence
'f, donnée par la loi de Nyquist :
P = K TA 'f
Eq. 10
La comparaison entre les équations 9 et 10 nous permet de déduire la valeur de TA :
TA
Ar
O2
³³ T
AP
(T, M).Fn (T, M).d:
Eq. 11
4S
TA est appelée la température radiométrique de l’antenne.
L’angle solide : du diagramme de rayonnement de l’antenne est donné par :
:
³³ F (T, M)d:
n
Eq. 12
4S
Il est lié à l’angle d’ouverture effective de l’antenne par :
Ar
O2
:
Eq. 13
En substituant Eq. 12 et Eq. 13 dans Eq. 11 on obtient :
24
Rapport INRETS n° 250
Principe de la radiométrie hyperfréquence
³³ T
AP
TA
(T, M).Fn (T, M).d:
Eq. 14
4S
³³ Fn (T, M).d:
4S
Selon cette équation 14, la température radiométrique TA de l’antenne est égale à la
température apparente TAP(T,M) intégrée sur l’angle solide 4S, pondérée par le
diagramme de rayonnement de l’antenne (toujours considérée sans pertes) et normalisée
par l’intégrale de la fonction de diagramme de rayonnement de l’antenne. Cette
température TA, détectée par l’antenne, représente les contributions des émissions
thermiques de la scène vue par le lobe principal de l’antenne ainsi que les contributions
indésirables de la scène vue par les lobes secondaires et arrières. Ceci montre l’intérêt
de l’utilisation d’une antenne directive ayant des lobes secondaires fortement atténués
(< -20 dB).
Afin d’évaluer analytiquement les contributions des lobes secondaires à la
température radiométrique de l’antenne TA nous pouvons décomposer le numérateur de
l’intégrale dans l’équation 14 comme étant la somme de l’intégrale sur l’angle solide
engendré par le lobe principal de l’antenne et l’intégrale sur le reste de l’angle solide :
³³ T
TA
AP
lobe principal
(T , M ).Fn (T , M ).d:
³³ Fn (T , M ).d:
³³ T
(T , M ).Fn (T , M ).d:
AP
4S lobe principal
Eq. 15
³³ Fn (T , M ).d:
4S
4S
le premier terme de l’équation 15 s’écrit :
³³ T
AP
lobe principal
(T , M ).Fn (T , M ).d:
³³S F (T , M ).d:
n
4
³³ T
AP
lobe principal
(T , M ).Fn (T , M ).d:
³³ F (T , M ).d:
n
lobe principal
Tlp .Klp
³³ F (T , M ).d:
n
lobe principal
³³S F (T , M ).d:
n
4
Eq. 16
Klp est appelé l’efficacité du lobe principal de l’antenne. Il caractérise la fraction de
la puissance reçue (ou émise) par le lobe principal de l’antenne et Tlp constitue la
température apparente détectée par le lobe principal. On peut vérifier d’une manière
analogue que le deuxième terme de l’équation 15 s’écrit :
Kls Tls = (1-Klp)Tls
expression où :
Kls : est l’efficacité de rayonnement des lobes secondaires,
Tls : est la température apparente détectée par ces derniers.
L’équation 16 se transforme donc en :
TA
K lp Tlp 1 K ls Tls
Eq. 17
L’analyse précédente nous a permis de montrer que la température radiométrique de
l’antenne TA est déduite de la température incidente, affectée par le diagramme de
rayonnement de l’antenne. En réalité, toute antenne présente des pertes ohmiques (ou
autres) dont il faut tenir compte. Une partie de la puissance totale incidente (Pi) dans
Rapport INRETS n° 250
25
Système millimétrique d'imagerie passive
l’ouverture de l’antenne est absorbée par l’antenne (pertes) et le reste est traité telle une
puissance utile (P0) portant la température radiométrique. L’efficacité de rayonnement
Kl de l’antenne s’identifie donc au rapport de P0 à Pi :
Kl
P0
Pi
et la température radiométrique réelle TA’ s’écrit :
TA'
K l TA 1 K l T0
Eq. 18
expression où T0 est la température physique de l’antenne. D’où :
'
A
T
Kl Klp Tlp Kl 1 Klp Tls 1 Kl T0
Eq. 19
qui constitue la température radiométrique réelle se trouvant à l’entrée de l’étage
d’amplification, après l’antenne.
L’énergie générée par une scène ou par l’atmosphère est rayonnée d’une manière
incohérente dans toutes les directions. Une part de cette énergie est reçue par l’antenne
avec une température radiométrique TA’ (équation 19). D’après la loi de Nyquist, cette
température globale de bruit possède une densité de puissance moyenne donnée par :
P = K TA’
[W / Hz]
Sachant qu’un bruit thermique est uniforme sur une large bande de fréquences nous
procédons habituellement à la mesure de la puissance de bruit dans une bande de
fréquences B correspondant à la bande passante du système de réception, d’où :
TA'
P
KB
[° K]
Eq. 20
6 - Température de bruit équivalente du système
Intéressons-nous maintenant à la puissance de bruit du système disponible à l’entrée
du récepteur que nous appelons Psys sur la figure 9.
Figure 9 - Bruit dans un récepteur généré par la scène, l’antenne et le récepteur.
TA
Kl
Ligne d’accès
TA
Antenne
’
Récepteur
Tréc
’
Tsys = TA + Tréc
La puissance de bruit Psys est constituée de PA’, la puissance de bruit de la scène
délivrée par l’antenne et de la puissance de bruit propre du récepteur Prec (en incluant les
pertes ohmiques de la ligne de transmission entre l’antenne et le récepteur dans le
facteur de bruit F global du système). Donc :
Psys = Préc + PA’
26
Eq. 21
Rapport INRETS n° 250
Principe de la radiométrie hyperfréquence
L’équation 20 devient :
PA'
K K l TA 1 K l T0 B
KTA' B
Eq. 22
Du facteur de bruit global F du récepteur on peut déduire sa température de bruit
équivalente Trec :
Trec = (F-1)Tp expression où Tp constitue la température physique du récepteur.
Préc s’écrit donc :
Préc = K Tréc B = K(Tp(F-1))B
Eq. 23
En considérant que le récepteur et l’antenne présentent la même température
physique (la température ambiante généralement T0 = Tp) on peut alors écrire :
Psys
K>Kl TA 1 Kl T0 @B K>F 1T0 @B
K Kl TA T0 F Kl B
KTsys B
'
A
Eq. 24
K T Trec B
Tsys est la température de bruit équivalente du système. Elle représente toute
l’énergie que le radiomètre détecte. Le signal « utile » se trouve dans le terme Kl TA qui
inclut aussi la contribution des lobes secondaires de l’antenne. Il apparaît donc
clairement qu’afin d’optimiser la mesure de la température d’une scène vue par le lobe
principal de l’antenne il faut réduire le niveau des lobes secondaires, utiliser une
antenne à faibles pertes et surtout réduire au maximum le bruit propre du récepteur (F)
qui dégrade la sensibilité thermique du radiomètre. Ceci constitue un processus
similaire à celui d’amélioration des performances en sensibilité d’un récepteur (MDS Minimum Discernable Signal). Ici, les problèmes de distorsion d’intermodulation
interviennent peu, aucun signal puissant n’étant normalement présent dans la bande de
réception.
7 - Fonctionnement du radiomètre
Le rôle du radiomètre consiste à mesurer la température radiométrique de l’antenne
contenant l’information de la température de la scène. Cette mesure est caractérisée par
deux paramètres principaux : l’exactitude (droite d’étalonnage) et la précision
(sensibilité thermique).
7.1 - Exactitude des mesures
La vérification de l’exactitude des mesures radiométriques est réalisée en établissant
la fonction de transfert du radiomètre. Cette fonction consiste à mesurer le signal de
sortie du récepteur en fonction de la température de bruit équivalente d’une source
placée à l’entrée du système ainsi qu’illustré figure 10.
Rapport INRETS n° 250
27
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 10 : Calibrage du radiomètre et droite d’étalonnage.
TA’
Récepteur
Vs
Vs
TCAL
Charge de
calibrage
Configuration de calibrage
Tc (K)
TH (K)
TCAL (K)
Droite d’étalonnage
Dans les systèmes radiométriques, les détecteurs quadratiques sont souvent utilisés.
Le signal de sortie Vs devient donc directement une tension proportionnelle à la
puissance de bruit (et donc à sa température) présente à son entrée. La tension de sortie
du radiomètre (supposé adapté à son entrée) s’écrit en fonction de la température de
calibrage Tcal :
Vs
a.Tcal b
Eq. 25
Cette droite, appelée droite d’étalonnage, sert ainsi à convertir la tension de sortie du
radiomètre (lorsque l’entrée du récepteur est connectée à l’antenne) en température
apparente de l’antenne TA’. En pratique, afin de tracer la droite de calibrage, il suffit de
mesurer deux températures, la première appelée température froide (TC) et la deuxième
nommée température chaude (TH). Idéalement, la température froide (respectivement
chaude) doit être inférieure (respectivement supérieure) à toutes les valeurs qu’on
envisage de mesurer avec le radiomètre. L’estimation de la température TA’ dépend à la
fois de la précision et surtout de la stabilité en fonction du temps de la température de la
charge de calibrage Tcal. Une attention particulière est apportée à la valeur de la
température chaude afin de ne pas dépasser la zone linéaire du récepteur. La nonlinéarité ne constitue pas normalement un problème dans les circuits radiométriques du
fait des faibles niveaux détectés. Cependant, une désadaptation entre les différents
circuits ou une émission indésirable dans la bande d’opération du radiomètre peuvent
également générer des non-linéarités. Cette mesure est appelée aussi la mesure de la
sensibilité continue du radiomètre. Elle est souvent exprimée en mV / ° K.
7.2 - Précision des mesures (sensibilité radiométrique)
La précision des mesures radiométriques définit la capacité du radiomètre à détecter
les faibles variations de la puissance (température) thermique de la scène. Les variations
de l’intensité des émissions thermiques peuvent être largement inférieures à la puissance
du bruit propre du radiomètre. Plusieurs techniques radiométriques ont été élaborées
afin de mesurer ces faibles contrastes d’émission avec un certain degré de précision.
Cette précision (appelée sensibilité du radiomètre) est définie comme étant la plus petite
variation de la température apparente décelable par le radiomètre produisant une
variation mesurable du niveau de son signal de sortie. Il s’agit donc d’une
caractéristique déterminante des performances du radiomètre. Sa valeur dépend aussi
bien de l’architecture du système radiométrique utilisée que de l’application envisagée.
28
Rapport INRETS n° 250
Principe de la radiométrie hyperfréquence
Pour les objets terrestres dont l’émissivité est comprise sensiblement entre 0,2 < H <
0,7, le champ de variation de leurs températures est donc réduit en conséquence.
Pratiquement, on trouve une plage de températures allant de 150 à 300° K en tenant
compte des atténuations atmosphériques. Une sensibilité thermique de l’ordre de 1° K
est donc indispensable si une cartographie thermique précise d’une scène est requise.
Etablissons maintenant, dans un second chapitre, l’expression mathématique de la
sensibilité radiométrique du radiomètre à puissance totale dont sont déduites toutes les
sensibilités des différents systèmes radiométriques actuels.
Rapport INRETS n° 250
29
Chapitre 2
Systèmes et sensibilités
radiométriques
Dans cette partie, nous décrivons les systèmes radiométriques les plus utilisés, le
radiomètre à puissance totale, le radiomètre de Dicke et le radiomètre à addition de
bruit. La procédure statistique que nous utilisons afin de définir la sensibilité
radiométrique met en évidence l’effet du facteur de bruit de la chaîne RF, de la bande
passante RF du bruit et l’importance du temps d’intégration sur la sensibilité du capteur.
1 - Radiomètre à puissance totale
Le schéma synoptique du radiomètre à puissance totale (Total Power Radiometer) est
illustré figure 11.
Figure 11 : Schéma synoptique du radiomètre à puissance totale.
Ampli BF
intégrateur
LNA
Filtre RF
mélangeur
FI
RF
Ta’
Antenne
OL
Détecteur
quadratique
Signal de
sortie
Détection hétérodyne
Ampli BF
intégrateur
LNA
Filtre RF
LNA
RF
Ta’
Antenne
Détecteur
quadratique
Signal de
sortie
Détection directe
L’énergie captée par l’antenne est soit amplifiée et détectée directement (détection
directe) soit transposée à une fréquence intermédiaire (FI) par un mélangeur où elle est
Rapport INRETS n° 250
31
Système millimétrique d'imagerie passive
amplifiée et détectée plus aisément. Un détecteur quadratique transforme la puissance
RF en une tension basse fréquence, un intégrateur collecte l’information radiométrique
qui est à son tour envoyée vers un microprocesseur pour un traitement numérique
spécifique.
Le signal délivré par l’antenne est généralement très large bande comparé à la bande
passante du radiomètre. Si un mélangeur est utilisé, deux détections sont possibles :
1- Une détection à bande latérale unique (single side band, SSB)
2- Une détection à double bande latérale (double side band, DSB)
Dans le premier cas, seule la moitié de la bande de fréquence RF est exploitée en
voie FI. La seconde moitié est rejetée soit par l’ampli RF, soit par le filtre RF soit par le
mélangeur lui-même, selon son architecture.
Figure 12 - Détection à doubles bandes latérales.
Densité spectrale
en voie RF
'F
FL – FIF
'F
FL
FL + FIF
RF
IF
FIF
FL OL
Dans le deuxième cas, la voie FI traite les deux bandes latérales autour de la
fréquence FI ainsi que montré figure 12. La puissance du signal d’entrée est
pratiquement le double de celle du premier cas (SSB), ce qui explique que les
températures de bruit équivalentes des deux systèmes sont liées par :
TDSB
1
TSSB
2
Eq. 26
et le facteur de bruit d’un récepteur à double bande latérale est lié à celui du récepteur à
bande latérale unique par :
FDSB
1
FSSB 1
2
Eq. 27
Cette comparaison rapide entre les types de récepteurs radiométriques à puissance
totale permet le choix de l’un ou de l’autre en fonction de l’application envisagée. Pour
le récepteur à double bande latérale, la puissance détectée en voie FI est deux fois plus
importante que pour un récepteur à bande latérale unique, ce qui explique que cette
solution est souvent retenue pour les applications radiométriques lorsqu’il n’existe pas
de brouilleurs dans la bande image. La bande passante est limitée par un filtre passebande. Elle est typiquement de 1 à 10 % de la fréquence centrale F0.
La figure 13 illustre les formes d’ondes ainsi que la densité spectrale de puissance
du signal à chaque étage de la chaîne de réception.
Avant d’être détecté par le détecteur quadratique, le signal RF (VIF) est un bruit
thermique, de densité gaussienne de probabilité.
32
Rapport INRETS n° 250
Systèmes et sensibilités radiométriques
Figure 13 - Formes d’ondes de la tension et spectres correspondants dans
différents étages du radiomètre à puissance totale.
Dans le cas de l’utilisation d’un détecteur quadratique, ce qui correspond à la
majorité des cas dans les chaînes de réception, la tension de sortie est proportionnelle à
la puissance de l’enveloppe positive ou négative du signal RF d’entrée. La fonction de
distribution de cette enveloppe est de type Rayleigh.
La tension en sortie du détecteur quadratique est donnée par :
Vd
JVIF2
JPRF
(Z0 = 1 :)
Eq. 28
expression où J constitue la sensibilité continue du détecteur quadratique [V / W]. La
valeur moyenne de Vd peut s’écrire :
Vd
J VIF2
2 JV 2
J PRF
JKTsys BG
Eq. 29
qui représente la valeur moyenne de la puissance d’entrée Psys (équation 24), à des
facteurs multiplicatifs près. Afin de limiter la puissance de bruit parasite en sortie de
détecteur, on procède à un filtrage des fluctuations de tension autour de Vd , soit par un
filtrage analogique avec un temps d’intégration W, soit par échantillonnage numérique
du signal Vd et moyennage sur un nombre déterminé d’échantillons. On peut montrer
que le moyennage d’un nombre N d’échantillons dans le cas d’un traitement numérique
du signal est lié au temps d’intégration W dans le cas d’un filtrage analogique par :
N=BW
Eq. 30
Expression où B constitue la bande passante [Hz] de la partie RF du récepteur.
Rapport INRETS n° 250
33
Système millimétrique d'imagerie passive
Considérons le cas où le détecteur quadratique est suivi par un filtrage analogique
passe-bas. Les analyses statistiques montrent que l’intégration d’un signal aléatoire de
bande de fréquence B sur un temps d’intégration W réduit sa variance normalisée par le
carré de sa valeur moyenne d’un facteur BW. En décomposant le signal de sortie du filtre
en la somme d’une tension continue Vout et d’une fluctuation Vac :
Vout Vac ( t )
Vout
le rapport
2
V out
Vout
2
V out
Vout
2
2
est relié à
V d2
Vd
2
par :
V d2 1
2
V BW
Eq. 31
d
2
expression où Vout constitue l’écart type de Vout. Or, V d
V out
Vout
2
Vd d’où:
1
BW
Eq. 32
Le filtre passe-bas réduit les fluctuations alternatives du signal Vd tout en affectant le
niveau continu Vd par sa fonction de transfert Gf. On peut écrire Vout sous la forme :
Vout
Vd .G f
Eq. 33
L’équation 29 nous donne :
Vout
G f JKTsys BG
G sys Tsys
Eq. 34
Donc, la température de la scène est contenue dans la mesure de Vout . En écrivant :
V out
'Tsys
Tsys
'Tsys
il vient :
1
BW
Eq. 35
Ceci est vrai à condition que le terme Gsys (fonction de transfert du système) soit
constant. 'Tsys est considérée telle la variation minimale de Tsys produisant une variation
du niveau continu à la sortie du radiomètre ( Vout ) égale à l’écart type des fluctuations
dynamiques de la sortie Vout. Autrement dit, 'Tsys constitue la variation minimale de la
température de la scène TA’ décelable par le radiomètre.
1.1 - Effet des fluctuations du gain RF du récepteur
Lors de l’établissement de la forme de la sensibilité du radiomètre à puissance totale
(équation 35), nous avons supposé que l’incertitude sur les mesures provient
uniquement du bruit thermique du système. En réalité, ceci n’est pas tout à fait vrai. En
effet, les variations de la température ambiante environnant le système ainsi que les
faibles fluctuations de la tension de polarisation induisent de nouvelles incertitudes dues
34
Rapport INRETS n° 250
Systèmes et sensibilités radiométriques
aux instabilités du gain RF des amplificateurs. Statistiquement, on définit la valeur
quadratique moyenne (rms) de cette nouvelle incertitude sur la mesure de TA’ par :
'TG
§ 'G ·
Tsys ¨
¸
© G ¹
Eq. 36
expression où G constitue le gain en puissance moyen de l’étage RF du radiomètre et
'G représente les variations efficaces du gain RF en puissance. Puisque 'TG et 'Tsys
sont statistiquement indépendants, on peut écrire l’incertitude globale sur la mesure de
la température 'Tmin (rms) du radiomètre à puissance totale sous la forme :
'Tmin
>'T 2
sys
'TG 2
@
1
2
Eq. 37
1
ª 1 § 'G · 2 º 2
Tsys « ¨
¸ »
¬« BW © G ¹ ¼»
'Tmin représente la sensibilité thermique du radiomètre à puissance totale sans
calibrage. On constate que cette sensibilité est marquée par les variations du gain RF.
Le facteur 'G est dominant sur le facteur 1 . En conséquence, toute variation de
G
BW
gain 'G autour de G sera interprétée telle une variation de la température de la scène
proportionnelle à 'Tsys Tsys 'G . L’amélioration de la sensibilité des radiomètres
G
passe par la diminution de l’effet de ces fluctuations du gain et donc par un calibrage
périodique du radiomètre. Dicke a été le premier à identifier ce problème en 1946. Il a
proposé une méthode de calibrage fondée sur l’utilisation d’une source de bruit
auxiliaire portée à une température stable de référence.
1.2 - Analyse statistique du calibrage - Radiomètre de Dicke
La procédure de calibrage imaginée par Dicke est primordiale pour le bon
fonctionnement d’un radiomètre et permet, grâce à une méthode différentielle, la
mesure des émissions thermiques d’objets ayant une puissance largement inférieure à la
puissance de bruit propre du radiomètre. En effet, on peut écrire la tension à l’entrée du
radiomètre Vr telle la somme du signal utile Vs et du signal de bruit VN :
Vr = Vs + VN
Vs et VN étant des signaux aléatoires, la puissance moyenne résultante devient donc la
somme de la puissance moyenne du signal utile PS et de la puissance moyenne du
bruit PN :
Pr
PS PN
§
1 ·
PS ¨¨1 ¸¸
© Sn ¹
Expression où Sn constitue le rapport signal à bruit. L’utilisation d’un détecteur
quadratique dans la chaîne de réception permet d’obtenir à sa sortie un signal dont la
distribution (en tension ou en puissance) est de type exponentiel et dont l’écart type est
égal à sa valeur moyenne :
On peut écrire aussi Pr sous la forme Pr
Rapport INRETS n° 250
35
Système millimétrique d'imagerie passive
§
1 ·
PS ¨¨1 ¸¸
© Sn ¹
En utilisant un filtre passe-bas de temps d’intégration W, ou bien en moyennant
numériquement sur un nombre N d’échantillons du signal de sortie du détecteur
quadratique, l’écart type du signal résultant s’écrit donc :
V
Pr
PS §
PS §
1 ·
1 ·
Eq. 38
¨¨1 ¸¸
¨¨1 ¸¸
S
S
BW ©
N©
n ¹
n ¹
Pour revenir au signal utile, on peut estimer que sa puissance est égale à la
différence entre la puissance totale reçue et celle fournie par le bruit seul :
Vr
Eq. 39
Pr PN
Sachant que la variance de la somme et de la différence des signaux aléatoires sont
identiques, on peut écrire la variance de la puissance moyenne du signal PS sous la
forme :
PS
V S2
V 2r V 2N
Eq. 40
Le calibrage se fonde sur le principe suivant. On effectue deux mesures séparées : la
première consiste à moyenner le signal de sortie du radiomètre pendant un temps W
lorsque l’entrée est connectée à l’antenne. On mesure ainsi le signal utile plus le bruit
du récepteur. La variance de ce signal est déduite de l’équation 38. La deuxième mesure
consiste à moyenner pendant le même temps W la sortie du radiomètre lorsque son entrée
est connectée à une source de bruit de référence ayant une température de bruit connue.
Une comparaison entre ces deux mesures permet de déduire la valeur de la puissance de
bruit propre du récepteur qui est caractérisée par une variance (après moyennage),
Pn
V 2n
BW
V 2n
En substituant
2
V S2
Or
PS
BW
PN
§
1
¨¨1 © Sn
V 2r
et
par leurs valeurs dans l’équation 40 on obtient :
2
· PN
¸¸ ¹ BW
Eq. 41
§P
PS ¨¨ N
© PS
peut s’écrire : PN
·
¸
¸
¹
PS
SN
L’équation 41 devient donc :
2
V
2
S
PS
BW
§
1
¨¨1 © Sn
2
· PS
¸¸ ¹ BW
§ 1
¨¨
© Sn
·
¸¸
¹
d’où la forme finale de la fluctuation relative du signal utile :
VS
PS
36
§
1
¨¨1 S
n
©
2
· § 1
¸¸ ¨¨
¹ © Sn
BW
·
¸¸
¹
2
Eq. 42
Rapport INRETS n° 250
Systèmes et sensibilités radiométriques
La précision finale obtenue dépend à la fois du rapport signal à bruit à l’entrée du
radiomètre, de la bande passante RF du bruit et du temps d’intégration. Pour les
applications radiométriques, nous avons affaire à des signaux ayant des puissances
inférieures à celle du bruit du récepteur. Le facteur Sn est donc inférieur à l’unité.
Néanmoins, cette dégradation de Sn peut être compensée par le choix d’une bande de
fréquence RF large et / ou en effectuant un moyennage analogique (W) ou numérique (N)
suffisant afin d’obtenir la précision de mesure indiquée par l’équation 42.
2 - Radiomètre de Dicke
La technique proposée par Dicke consiste à éliminer les variations du gain RF des
amplificateurs en commutant l’entrée du radiomètre entre l’antenne et une charge de
référence adaptée portée à une température constante ainsi qu’illustré figure 14. Un
démodulateur synchrone est placé entre le détecteur quadratique et l’intégrateur BF.
Ainsi, la sortie est proportionnelle à la différence des températures de l’antenne et de la
charge de référence. La fréquence de commutation Fs est choisie supérieure à la
fréquence la plus élevée de la densité spectrale de la variation du gain de puissance du
radiomètre. Par conséquent, durant une période du signal de calibrage, lorsque l’entrée
est connectée à l’antenne et à la charge de référence, on peut considérer que le gain du
système reste constant.
Figure 14 - Schéma synoptique du radiomètre de Dicke.
Commutateur
LNA
Détection
Synchrone
Filtre RF
Intégrateur BF
IF
Ta
Antenne
OL
Détecteur
quadratique
Tréf
Signal de
sortie
Signal
périodique de
calibration
Trois sources d’incertitude interviennent sur la détermination de la sensibilité
thermique du radiomètre de Dicke :
1- l’incertitude sur la mesure de la température de l’antenne durant un temps
d’intégration égal à la demi-période de commutation, W / 2, implique une sensibilité
similaire à celle trouvée pour le radiomètre à puissance totale :
'Tant
Tsys
BW
2
2
TA' Trec
BW
2- l’incertitude sur la température mesurée lorsque l’entrée est commutée vers la
charge de référence Tréf :
'Tréf
2
Tréf Trec
BW
Rapport INRETS n° 250
37
Système millimétrique d'imagerie passive
3- et finalement l’incertitude sur la différence de température entre l’antenne et la
référence de température due à la variation du gain.
La tension continue à la sortie du démodulateur synchrone s’écrit :
Vds
V
Vréf
ant
Eq. 43
or, selon l’équation 29 on peut écrire
Vant
JGKB TA' Trec
Vréf
JGKBTréf Trec Vant
pour
pour
et
Vréf
sous la forme :
0dtd W
2
W dtdW
2
l’équation 43 se transforme en :
Vds
JGKBTA' Tréf G S TA' Tréf Eq. 44
par conséquent, l’incertitude sur la mesure de la température due à la variation du gain
Gs s’écrit :
'TG
'G S TA' Tréf
Etant donné que ces trois incertitudes sont statistiquement indépendantes, on peut
donc écrire l’incertitude globale du système de Dicke de la façon suivante :
'T
ª 2 T ' T 2 2T T 2 § 'G · 2
réc
réf
réc
S
¸¸ TA' Tréf
« A
¨¨
W
B
G
«¬
© S ¹
2
º
»
»¼
1
2
On constate que les variations du gain sont pondérées par le facteur (TA’ - Tréf)
différence de température entre l’antenne et la charge de référence. Si la condition TA’ Tréf = 0 est atteinte, on s’affranchit complètement des effets des fluctuations du gain RF
et on retrouve la sensibilité du radiomètre équilibré de Dicke :
'T
2 TA' Tréc
Eq. 45
BW
Plusieurs solutions ont été élaborées afin de réaliser l’équilibrage entre la
température de l’antenne et la température de la charge de référence. On note par
exemple la méthode fondée sur l’injection de bruit par impulsion, la méthode permettant
le contrôle de la température de référence par un atténuateur et d’autres solutions. Le
radiomètre de Dicke reste néanmoins la brique fondatrice de tous ces systèmes.
Tous les systèmes cités ci-dessus font appels à des composants passifs
supplémentaires en tête de la chaîne d’amplification RF tels que les commutateurs et les
atténuateurs. Aux fréquences millimétriques, ces composants et surtout les
commutateurs actuels présentent un facteur de bruit lié aux pertes qui est au moins de
2 dB. Le profit apporté par l’annulation du terme 'G / G est annulé par l’augmentation
de la température du bruit équivalente du récepteur et, par conséquent la dégradation de
la sensibilité thermique du radiomètre. Il importe donc d’employer une autre solution.
38
Rapport INRETS n° 250
Systèmes et sensibilités radiométriques
3 - Radiomètre à addition de bruit
La technique radiométrique illustrée figure 15 dite à addition de bruit proposée par
Batelaan en 1974 semble être la solution optimale à l’heure actuelle pour notre
application. Le radiomètre ne comporte pas de commutateur à son entrée mais un
coupleur directif afin d’injecter le bruit d’une source de calibrage. On peut donc, à
l’entrée du récepteur, limiter les pertes à celles ohmiques, diélectriques et de couplage
de la ligne liant l’antenne à l’amplificateur.
Figure 15 - Schéma synoptique du radiomètre à addition de bruit.
Coupleur
LNA
Détection
Synchrone
Filtre RF
Intégrateur BF
Ta
Détecteur
quadratique
Antenne
Signal de
sortie
Signal
périodique de
calibration
TN
La valeur théorique de la sensibilité du radiomètre à addition de bruit est donnée
par :
'Tmin
2.
TA' Tréc
BW
ª TA' Tréc º
«1 »
TN ¼
¬
Eq. 46
La sensibilité ne dépend donc plus des variations du gain 'G. Un choix judicieux de
la température de bruit ajouté permet d’améliorer la valeur de la sensibilité et
d’atteindre une valeur théorique minimale égale à deux fois la sensibilité idéale du
radiomètre à puissance totale de bruit :
Tmin
2
Tsys
B.W
On constate par ailleurs que la sensibilité du système est améliorée s’il remplit les
conditions suivantes :
-
Une faible valeur de la température de bruit équivalente du système. Autrement dit,
un facteur de bruit global faible;
-
une large bande passante RF : B;
-
un temps d’intégration important : W.
Rapport INRETS n° 250
39
Système millimétrique d'imagerie passive
4 - Choix de la bande de fréquence optimale
L’application envisagée pour le radiomètre consiste à fournir une image dynamique
d’une scène située à une centaine de mètres, par différentes conditions météorologiques.
Le choix de la bande de fréquences d’opération du radiomètre s’avère donc dicté par :
1- l’atténuation atmosphérique;
2- la résolution spatiale de l’image radiométrique;
3- la maturité des technologies microélectroniques;
4- la brillance maximale des corps (loi de Planck).
4.1 - L’atténuation atmosphérique
L’atténuation atmosphérique est due essentiellement à deux phénomènes
l’absorption et la dispersion. L’absorption atmosphérique dépend d’une part de la
fréquence d’opération et, d’autre part de la constitution des gaz de l’atmosphère
examinée. La dispersion dépend elle de la taille de la forme et des propriétés
électromagnétiques des objets et aussi de la fréquence. Prenons l’exemple de la pluie :
les gouttes d’eau réfléchissent à l’interface eau-air l’énergie électromagnétique émise
par les objets. Plus la chute d’eau devient importante, plus la dispersion l’est aussi. En
général, le phénomène de dispersion est négligeable aux fréquences millimétriques. Par
conséquent on s’intéresse aux fenêtres fréquentielles présentant le minimum
d’absorption et ce en dépit du fait que peu d’études aient été menées en vue de la
caractérisation fine de ces phénomènes.
Figure 16 - Atténuation atmosphérique par temps.
40
Rapport INRETS n° 250
Systèmes et sensibilités radiométriques
Figure 17 - Atténuation atmosphérique par temps de brouillard et de pluie
(dessous) .
La figure 16 représente les atténuations atmosphériques par temps clair entre 10 et
106 GHz, et la figure 17 présente les pertes supplémentaires mesurées par temps de
brouillard et de pluie. On remarque que l’atténuation augmente par temps clair entre
10 GHz et 1 THz, qu’ensuite, une zone d’atténuation relativement constante survient
entre 1 et 10 THz, enfin une forte décroissance existe en bande infrarouge thermique
(IR). On repère également quelques pics d’atténuations situés entre les bandes IR et
visible.
De 10 GHz à 1 THz, on distingue une remontée importante de l’atténuation autour
de 60, 120, 180 et 320 GHz. Les absorptions à 60 et 120 GHz sont dues respectivement
à la résonance des molécules d’oxygène et de vapeur d’eau. Ces bandes de fréquences
sont exploitées par les radars destinés aux applications météorologiques (mesures de la
teneur de l’atmosphère en vapeur d’eau) et par les systèmes nécessitant des
communications sécurisées. Par contre, des minima d’absorption se produisent autour
de 35, 95, 140, 220 et 350 GHz. Les radars de télédétection à longue distance et les
systèmes d’imagerie sont donc conçus afin de fonctionner dans ces bandes de
fréquences. En ajoutant les atténuations produites par le brouillard et la pluie (figure 17)
on constate que la visibilité peut être complètement masquée dans la bande IR ou le
visible cependant que les fenêtres de minima d’absorption citées ci-dessus deviennent
seulement légèrement atténuantes en gamme millimétrique. L’effet d’une pluie modérée
augmente avec la fréquence, jusque vers 200 GHz puis, reste relativement constant.
L’impact de l’effet du brouillard suit la croissance de la fréquence.
On en déduit donc qu’un fonctionnement tout temps d’un imageur passif peut être
assuré dans les fenêtres de propagation autour de 10, 35, 94 voire 220 GHz.
A ce jour, les progrès de la technologie des composants microélectroniques
permettent de réaliser des amplificateurs à faible bruit et à fort gain. En ce qui concerne
la bande de fréquences RF, elle dépend essentiellement des largeurs de bandes
autorisées pour effectuer des mesures radiométriques. La bande de fréquences la plus
Rapport INRETS n° 250
41
Système millimétrique d'imagerie passive
large utilisée actuellement se situe autour de 94 GHz et est de l’ordre 10 GHz. Elle est
utilisée pour des applications de surveillance militaire. Le meilleur compromis actuel se
situe autour de 94 GHz mais les fenêtres de propagation à 140 et 220 GHz peuvent
également présenter un intérêt dans les années à venir.
Quant au temps d’intégration, il est fonction de l’application envisagée. Un
radiomètre dédié aux applications radio-astronomiques peut observer les étoiles
lointaines plusieurs secondes voire plusieurs minutes avant de fournir une image de la
scène quasi-statique acquise pendant cette durée. Dans notre cas, nous envisageons la
surveillance du trafic sur une autoroute par mauvaises conditions climatiques ou à plus
long terme, l’installation d’un radiomètre à bord d’un véhicule afin d’offrir un outil
supplémentaire passif d’aide à la conduite par temps de brouillard ou pluvieux. Dans
ces deux situations, l’évolution de la scène observée par le radiomètre (véhicules roulant
à plus de 100 km/h) impose une imagerie temps réel. En effet, suivre l’évolution des
objets constitutifs de la scène routière requiert une fréquence de rafraîchissement des
images voisine d’une cadence vidéo classique. Dès lors, ce temps d’intégration doit être
limité. Nous nous sommes fixés un objectif de 40 ms.
4.2 - Résolution spatiale
La deuxième caractéristique du radiomètre, fonction de sa fréquence d’opération, est
constituée par sa résolution spatiale. Selon les lois de l’optique, la résolution spatiale
est atteinte lorsque le système arrive juste à séparer deux éléments d’un objet sous test.
Dans un système radiométrique, la résolution spatiale correspond à la surface couverte
par le faisceau de l’antenne à mi-puissance. Dans le cas d’une antenne directive, la
surface d’une cellule au sol illuminée par l’antenne en visée verticale est donnée par :
A cel
h2 2
| S T3dB
4
expression où h constitue la distance séparant l’antenne au sol, et T3dB est l’angle du
lobe principal à mi-puissance. Afin de s’affranchir des variations de la résolution
spatiale en fonction de la hauteur h, on considère l’angle d’ouverture du lobe principal
du diagramme de rayonnement à mi-puissance T3dB :
T 3dB
k
O
l
(radians)
expression où l est le côté d’une ouverture carrée ou le diamètre d’une ouverture
circulaire de l’antenne, O est la longueur d’onde et k est une constante comprise entre
0,88 et 2 selon la forme de l’antenne. Il s’ensuit que, pour une ouverture constante, la
résolution du radiomètre augmente en fonction de la fréquence. Les ondes
millimétriques offrent donc une résolution d’images supérieure à celle des micro-ondes,
ou, à résolution similaire, permettent l’emploi d’une antenne de taille inférieure.
4.3 - Maturité des technologies microélectroniques
Des amplificateurs monolithiques faible bruit en bande W ont été développés à
l’IEMN en filière HEMT adaptée en maille sur InP avec une longueur de grille de
0,1 µm en technologie coplanaire. Les meilleurs résultats ont donné un facteur de bruit
42
Rapport INRETS n° 250
Systèmes et sensibilités radiométriques
de 3,3 dB avec un gain associé de 12,2 dB. Leur consommation est de l’ordre de 25 mW
par amplificateur, ce qui situe ces résultats à l’état de l’art mondial.
En conclusion de cette présentation des différents paramètres influant sur les
performances du radiomètre il apparaît, dans l’état de développement actuel de la
technologie des composants millimétriques, que la bande de fréquence centrée sur
94 GHz présente le meilleur compromis entre résolution spatiale et atténuations
atmosphériques. On peut aussi justifier le fonctionnement à une fréquence si élevée par
la très faible longueur d’onde correspondante qui permet de réaliser des antennes
primaires de taille réduite (quelques millimètres) ce qui s’avère déterminant pour un
réseau plan focal. Cependant, au début de cette étude, les amplificateurs faible bruit à
94 GHz n’étaient pas disponibles, nous disposions toutefois d’amplificateurs faible bruit
en bande V (50 – 60 GHz). Nous avons dès lors choisi d’assembler le démonstrateur
millimétrique de cette étude dans la bande radiométrique 52 – 53 GHz afin de valider,
dans les délais impartis, la partie optique du système et d’optimiser les algorithmes de
traitement d’images développés spécialement pour cette application.
Rapport INRETS n° 250
43
Chapitre 3
Etalonnage et sources de calibrage
Pour l’application en transport terrestre visée et en particulier sa contrainte de
mesure en temps réel, nous avons montré, au chapitre précédent, que le calibrage du
capteur constitue un enjeu majeur si l’on souhaite obtenir le niveau de sensibilité requis.
Aussi, avant de passer à la réalisation du prototype en gamme millimétrique, nous
consacrons ce troisième chapitre à cet aspect du problème. Nous validerons en
particulier une méthode de calibrage mise en œuvre sur un radiomètre réalisé en plus
basse fréquence, vers 4 GHz. Afin de générer la puissance de bruit nécessaire au
calibrage, deux types de charge de référence peuvent être employées: les sources
passives et les sources actives.
1 - Les sources passives
Cette catégorie de sources se rapporte aux composants délivrant une puissance de
bruit sans nécessiter de polarisation par un générateur externe. Le composant le plus
utilisé est la résistance adaptée portée à une température constante stabilisée. Celle-ci
délivre une puissance de bruit donc une température de bruit équivalente égale à sa
température physique. Le calibrage du radiomètre s’accomplit en utilisant deux charges
de référence. La première est portée à une température plus élevée que celle à mesurer
par le radiomètre dans la scène observée. Ceci est réalisé dans la majorité des cas par
l’utilisation de fours à température stabilisée. La deuxième référence est une résistance
froide immergée dans un liquide tel que l’azote ou l’hélium liquide ayant des
températures de 77,4° K et 4,2° K respectivement. Il existe aussi des méthodes de
calibrage assez complexes utilisées dans les radiomètres embarqués à bord des
satellites. Celles-ci exploitent une voie de calibrage comportant un commutateur
basculant l’entrée récepteur alternativement entre un cornet dirigé vers le ciel afin de
capter la température froide résiduelle du ciel (2,7° K) et une charge adaptée chauffée à
température constante. Cette méthode est complexe et nécessite la connaissance exacte
des pertes de chaque composant du système. Elle s’avère peu applicable au sol.
2 - Les sources actives
Une source de bruit est dite active lorsqu’elle génère une puissance de bruit par
l’application d’une polarisation externe. On trouve dans cette filière des diodes à
Rapport INRETS n° 250
45
Système millimétrique d'imagerie passive
avalanche polarisées en inverse ainsi que des transistors adaptés dans les zones du
maximum de facteur de bruit. En absence de polarisation, ces composants s’identifient à
une charge passive placée à température ambiante. Dès que polarisés, ils génèrent une
puissance de bruit équivalent à celle d’une charge passive portée à une température de
plusieurs milliers de degrés Kelvin.
On quantifie le bruit généré par ces composants par le rapport d’excès du bruit
ajouté (ang. Excess Noise Ratio, ENR) défini par l’équation 48 :
ENR
PN P0
P0
KBTN T0 T0
TN
1
T0
Eq. 48
expression où PN constitue la puissance de bruit générée par la diode lorsqu’elle est
polarisée, TN est la température de bruit équivalente correspondante (température
chaude), P0 est la puissance du bruit thermique de la diode non polarisée et à
température ambiante T0 (température froide).
La conception de sources actives de bruit à base de transistors FET a été développée en
s’appuyant sur leurs modèles équivalents de bruit. Une adaptation convenable du
transistor permet d’avoir une température froide sur sa grille et chaude sur son drain. On
obtient ainsi des valeurs de 105° et 1000° K pour les températures froide et chaude. Ces
résultats ont été obtenus à 22 GHz.
3 - Calibrage
L’objectif de cette étape est de démontrer la faisabilité de la méthode de calibrage du
radiomètre par addition de bruit en temps réel. Initialement, nous avons testé une
méthode de calibrage qui consiste à chauffer une résistance placée dans l’ouverture de
l’antenne du radiomètre.
Afin d’évaluer cette méthode nous avons utilisé un radiomètre spécifique
fonctionnant à 4 GHz. Une résistance de 50 :, puis une diode à avalanche ont été
successivement employées afin de générer le bruit nécessaire au calibrage.
4 - Réalisation d’un radiomètre à addition de bruit
La meilleure solution adaptée aux gammes micro-ondes et millimétriques destinée à
calibrer le radiomètre par addition de bruit réside dans l'utilisation d'un coupleur
directif. On intègre ainsi la résistance source de bruit dans la chaîne de détection.
Pour cela, nous avons réalisé un premier système spécifique fonctionnant dans la
bande 3 GHz à 5 GHz. Ceci nous a permis de vérifier toutes les fonctionnalités de la
chaîne sans être obligé dans cette étape de validation du processus de calibrage d'utiliser
une technologie millimétrique performante.
La totalité des fonctions a été réalisée en intégration hybride de composants MMIC
actifs commerciaux. Le schéma du radiomètre à addition de bruit développé à 4 GHz est
illustré figure 18.
46
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
Figure 18 - Schéma synoptique du radiomètre à addition de bruit
réalisé.
Coupleur
LNA
Détection
Synchrone
Filtre RF
Intégrateur BF
Ta
Détecteur
quadratique
Antenne
50:
Signal de
sortie
Signal
périodique de
calibration
Le radiomètre est formé de :
x une antenne de réception,
x un amplificateur faible bruit (LNA) commercial (Gain # 20dB, facteur de bruit #
2,2dB),
x un filtre passe bande de type Tchebichev réalisé avec des stubs en court-circuit,
x un détecteur quadratique commercial,
x un détecteur synchrone BF.
Le signal capté par l’antenne et le bruit généré par la source de bruit TN sont
amplifiés simultanément par l’amplificateur faible bruit (LNA). La bande passante du
système est définie par celle du filtre passe-bande (3 GHz - 5 GHz). Après détection
quadratique, le signal basse fréquence (BF) est amplifié de nouveau par des
amplificateurs opérationnels faible bruit et, la mesure finale de la valeur du signal
détecté s’effectue après une intégration par un filtre passe-bas ou directement par un
traitement numérique spécifique. La sensibilité du radiomètre, qui représente la
variation minimale de la température décelable, est donnée par l’équation précédente
46 :
'Tmin
2
Tsys ª Tsys º
«1 »
B.W ¬ TN ¼
expression où Tsys constitue la température de bruit équivalente du système, B la bande
passante RF du radiomètre, W le temps d’intégration fixé à 40 ms pour une image vidéo
et TN la température équivalente du bruit ajoutée par le source de bruit de calibrage du
système. La solution adoptée afin de pouvoir injecter un bruit dans le système consiste à
utiliser un coupleur de directivité égale à 10 dB. La source de bruit est insérée sur la
voie couplée. Ceci incite à utiliser une source de bruit présentant un excès de
température de bruit important afin de compenser ces pertes de couplage de 10 dB. Afin
d’évaluer avec une bonne précision la sensibilité du radiomètre et l’effet du calibrage,
nous avons caractérisé chaque circuit à part puis, effectuer la caractérisation globale du
facteur de bruit et du gain du récepteur.
Rapport INRETS n° 250
47
Système millimétrique d'imagerie passive
5 - Antenne Vivaldi
Après étude, une technologie dite de Vivaldi est proposée afin de réaliser chaque
antenne de radiomètre élémentaire. Le schéma global de l’antenne Vivaldi active
développée apparaît figure 19. L’antenne comporte une ligne fente de forme progressive
décrivant un arc de cercle de longueur égale à la moitié de la longueur d’onde (O0 =
7,5 cm), une transition lignes fente-microruban d’adaptation et un coupleur 10 dB qui
sert à injecter la puissance de bruit additif de la résistance. Le substrat est de type
TMM6 de permittivité diélectrique 6 et d’épaisseur 375 Pm. Il présente de faibles pertes
dans la bande de fréquences 3 à 5 GHz.
Figure 19 - Dessin de l'antenne Vivaldi, conçue avec une transition slotlinemicrostrip et un coupleur 10 dB intégré sur la face arrière.
O0
0.5 O0
fente 70:
Zc1 ~ 60:
stub 70:
Sortie RF en
connectiqueSMA
Zc = 50:
Ls
Lm
O/4
O/2
Entrée de bruit additif
Des études détaillées montrent que cette catégorie d’antennes à ondes progressives
rayonne d’une façon optimale si le rapport de son épaisseur effective notée teff sur la
longueur d’onde obéit à la formule empirique suivante :
0,005 t eff
O0
Hr 1
t
0,03
O0
Eq. 49
à 4 GHz on trouve un rapport optimal sensiblement égal à 0,01.
48
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
Le deuxième paramètre de l’antenne à définir réside dans sa longueur. Sachant que
pour les antennes à ondes progressives, le gain est proportionnel à la longueur et en
tenant compte du fait que ces antennes constitueront des sources d’illumination d’une
optique directive, une directivité importante n’est pas requise. Au contraire, un
diagramme de rayonnement assez large est préféré afin d’obtenir une illumination
optimale de l’optique directive. Nous avons choisi une longueur égale à la demilongueur d’onde (O0 / 2). Quant à l’ouverture de l’antenne, elle doit être supérieure à
O0 / 2 afin de garantir une large bande de fréquences. Nous avons choisi une ouverture
égale à O0, d’où une géométrie en arc de cercle. Concernant le circuit d’excitation de
l’antenne, nous avions le choix entre deux types de transition, bicouche ou uniplanaire
(figure 20) :
Figure 20 - A gauche, transition ligne coplanaire (CPW) / ligne à fente (Slotline). A
droite, transition microruban / ligne à fente.
Accès ligne coplanaire
Accès ligne slot
Accès microstrip
x
x
La transition ligne fente / coplanaire est techniquement simple à réaliser. Elle
présente cependant beaucoup de pertes.
La transition ligne fente / ligne microruban présente moins de pertes. Sa mise en
œuvre requiert un soin particulier car elle est réalisée en technologie double face.
Naturellement, afin d’éviter les pertes en début de chaîne, nous avons retenu le
circuit d'excitation muni d’une transition ligne fente / microruban qui s’avère en outre
compatible avec l’intégration des circuits actifs.
La transition est réalisée avec des stubs quart d’ondes ainsi qu’illustré figure 21. Le
premier est un circuit ouvert en ligne microruban. Le deuxième, gravé sur la face
arrière, est une ligne fente en stub court-circuit. Afin d’améliorer l’adaptation de la
transition et de minimiser ses pertes il a été nécessaire de l’étudier à part. Sa
caractérisation a nécessité la réalisation d’une double transition ligne fente / ligne
microruban.
Rapport INRETS n° 250
49
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 21 - Schéma de la double transition réalisée (a), et agrandissement d’une
transition simple (b).
Accès 2 strip (face 1)
Plan de masse (face 2)
Fente (face 2)
(a)
Accès 1 strip (face1)
Stub microruban
en CO : 70 :
Stub fente en
CC :70 :
Accès fente 70 :
Face 2
Adaptateur quart
d’onde en
microruban : 59 :
Accès microruban 50 :
Face 1
(b)
La bande passante de la transition et par suite de l’antenne dépend des rapports
d’impédances de la ligne fente et de la ligne microruban. La ligne fente possède une
largeur de 120 Pm qui correspond à une impédance caractéristique de 70 :. Une largeur
plus petite (50 µm) permettrait d’obtenir une impédance proche de 50 : mais elle ne
peut être réalisée d'une façon reproductible étant donnée l'imprécision de la gravure
chimique du cuivre (imprécision de l'ordre de 10 µm de chaque côté). Celle-ci est
essentiellement due à la hauteur de métallisation. Les stubs quart d'onde possèdent une
50
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
largeur de 270 Pm et une impédance caractéristique de 70 :. Une portion de ligne
microruban quart-d'onde (transformateur quart d'onde) réalise l'adaptation sur 50 :.
L'impédance de ce transformateur est donnée par :
Z
Z1 * Z 2
où Z1 = 70 : et Z2 = 50 : => Z = 59 :.
Nous avons utilisé le logiciel électromagnétique HP-EES Momentum afin d’étudier
la transition. Les résultats des simulations et des mesures sont donnés figure 22. On
remarque que cette transition est très large bande ( 'F ! 50% ) et produit des pertes
F
inférieures à 1 dB par transition.
Figure 22 - Coefficients de transmission (a) et de réflexion (b) simulés et mesurés
pour la double transition.
0
-1
-2
S21 (dB)
-3
-4
-5
-6
-7
S 2 1 s im u lé
-8
s 2 1 m e s u ré
-9
(a)
-1 0
2
2 .5
3
3 .5
4
4 .5
5
5 .5
6
F ré q u e n c e (G H z )
0
-5
S11 (dB)
-10
-15
-20
-25
-30
-35
(b)
-40
2
2.5
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
Fréquence (GHz)
5.1 - Caractérisation de l’antenne active
Théoriquement le coupleur directif présente une bonne directivité lorsque ses quatre
voies sont adaptées (nous travaillons avec une impédance caractéristique de 50 :). La
voie d'entrée est connectée à l'antenne Vivaldi réalisée de façon à présenter un
coefficient de réflexion faible dans toute la bande de fonctionnement. Nous montrons
figure 23 ci-dessous, respectivement le coefficient de réflexion de l'antenne ainsi que le
coefficient de couplage du coupleur intégré. La voie isolée est chargée par une
résistance discrète de 50 : terminée par un court-circuit réalisé avec un stub radial. La
voie directe ou la voie de sortie est chargée par le LNA. Son coefficient de réflexion
Rapport INRETS n° 250
51
Système millimétrique d'imagerie passive
vaut en moyenne –8 dB sur la bande de mesures. Ces résultats, bien que perfectibles,
nous paraissent suffisants dans un premier temps dans la mesure où nous obtenons une
largeur de bande supérieure à 70 % autour de 4 GHz avec un TOS global acceptable. De
plus, le coupleur couvre toute la bande 3 à 5 GHz avec un couplage de 10 dB +/- 1 dB.
S11 (dB)
Figure 23 : Coefficient de réflexion mesuré de l'antenne (a) et coefficient de
transmission de la voie couplée du coupleur intégré (b).
0
-2
-4
-6
-8
-10
-12
-14
-16
-18
-20
-22
-24
-26
-28
-30
(a)
2
2.5
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
S21 (dB)
Fréquence (GHz)
0
-1
-2
-3
-4
-5
-6
-7
-8
-9
-10
-11
-12
-13
-14
-15
(b)
2
2.5
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
Fréquence (GHz)
5.2 - Diagramme de rayonnement :
Les mesures ont été effectuées en chambre anéchoïque. Nous avons mesuré les
diagrammes de rayonnement en polarisation horizontale (champ EE) et vertical (HH)
ainsi qu'en polarisation croisée (EH). Les diagrammes de rayonnement sont présentés
figure 24. On remarque, ainsi que prévu, que l’antenne n’est pas très directive. Son gain
mesuré vaut 3 dB et son angle d’ouverture est supérieur à 60° à –10 dB. Ceci est dû à la
faible longueur de l’antenne (O0 / 2) qui limite son gain. Néanmoins, étant donné que le
gain maximal de ce type d'antenne est de l'ordre de 8 dB (pour une taille supérieure à
deux fois O0), nous pouvons considérer que notre antenne réalise un bon compromis
entre le gain, la taille et l’ouverture du faisceau.
52
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
Figure 24 - Diagrammes de rayonnement mesurés de l'antenne Vivaldi.
0
Champ EE 3GHz
Champ HH 3GHz
0
335
340
345
330
325
320
315
310
305
300
295
290
285
280
275
270
350 355
5
0
-3
-6
-9
-12
-15
-18
-21
-24
-27
10
15
20
335
330
325
320
315
310
305
25
30
35
40
45
50
60
265
260
190 185
175 170
165
70
75
80
95
260
100
85
90
255
105
250
110
245
115
240
120
235
230
225
220
215
210
205
135
195
65
-21
265
140
160
60
-18
90
145
200
55
-15
95
150
205
50
-27
115
210
45
-12
270
120
215
40
85
125
220
35
-24
130
225
30
275
110
245
25
80
105
250
20
-9
280
100
255
10 15
-6
285
75
5
0
-3
290
70
230
355
295
65
235
345 350
300
55
240
340
155
200
195 190
175 170
185
165
160
125
130
135
140
145
150
155
180
180
Champ EH 4GHz (Cross-Polar)
Champ EE 5GHz
0
3503550
340345
335
-3
330
-6
325
320
-9
315
-12
310
-15
305
-18
300
-21
295
-24
290
-27
285
-30
280
-33
275
-36
270
-39
0
25
30
330
325
320
315
310
35
40
45
50
55
60
65
70
75
80
85
90
265
260
255
250
245
240
235
230
225
220
215
210
205
200195
190185
5 10
15 20
95
180
100
105
110
115
120
125
130
135
140
145
150
155
165160
175170
335
340
5
355
345 350 -50
10 15
20
25
-55
40
45
50
-65
305
300
30
35
-60
55
60
-70
65
295
-75
290
285
70
75
-80
80
280
-85
275
85
-90
270
90
265
95
260
100
255
105
250
110
245
115
240
120
235
230
225
220
215
210
125
205
200
195 190
175 170
185
165
160
155
130
135
140
145
150
180
6 - Chaîne d’amplification et de réception
La puissance du rayonnement thermique naturel captée par l’antenne est inférieure à
10 pW (soit –80 dBm intégré dans une bande de 2 GHz). Une cascade d’amplificateurs
à faible bruit est donc nécessaire afin de ramener ce niveau à une valeur supérieure à la
sensibilité tangentielle (Tangential Sensitivity, TSS) du détecteur quadratique employé.
Par conséquent, il paraît logique de commencer la caractérisation de la chaîne de
détection par ce détecteur quadratique puis de déterminer ensuite le gain nécessaire de
la chaîne d’amplification.
Rapport INRETS n° 250
53
Système millimétrique d'imagerie passive
6.1 - Détecteur quadratique
Nous avons choisi un détecteur commercial à diode Schottky silicium. Il convient
particulièrement à la détection de signaux de faible puissance grâce à sa sensibilité. En
effet, ce détecteur présente un très faible bruit en raison de l’absence d’une part de
tension de polarisation extérieure à la diode et, d’autre part de bruit 1/f qui pénalise les
détecteurs à base de composants en GaAs. Les principales caractéristiques du détecteur
HP 8472B utilisé sont :
Gamme de fréquences
Sensibilité continue
Puissance d’entrée maximale
Réponse quadratique pour
T.O.S (50:) dans la bande 3 – 5 GHz
10 MHz – 18 GHz
> 0,5mV/ PW
200 mW
Pentrée < –10 dBm
1,2 – 1,35
Nous avons vérifié sa linéarité présentée figure 25.
Figure 25 - Courbe de linéarité du détecteur HP 8472B.
tension du détecteur (mV)
3
2,5
2
1,5
1
0,5
0
0,00E+00 2,00E-08 4,00E-08 6,00E-08 8,00E-08 1,00E-07 1,20E-07 1,40E-07 1,60E-07 1,80E-07 2,00E-07
Puissance d'entrée( mW) amplifiée de # 40dB avant détection
La valeur de la TSS constructeur est de –50 dBm. Cependant, avec la bande passante
et l’amplificateur vidéo choisi nous avons trouvé une TSS de valeur -40 dBm. Dès lors,
on peut déduire que la détection de signaux de puissance de -80 dBm nécessite une
chaîne d’amplification de gain au moins égal à 40 dB, centrée sur 4 GHz et disposant
d’une largeur de bande de 2 GHz.
6.2 - Amplificateurs faibles bruit (LNA)
Nous avons utilisé des amplificateurs monolithiques commerciaux "MGA-86576"
qui offrent un bon compromis facteur de bruit F, gain G et largeur de bande passante.
Ces amplificateurs sont disponibles en boîtier mais nécessite un circuit de polarisation
externe adéquat selon la fréquence d'utilisation. Ils ont donc été reportés de façon
hybride sur un substrat comprenant un circuit de polarisation à base de lignes quart
d'onde à 4 GHz. Les accès RF (entrée et sortie) sont en connectique SMA. Afin de
54
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
mesurer le facteur de bruit de l’amplificateur nous avons utilisé un mesureur de bruit
HP 8970A en configuration hétérodyne (figure 26). La mesure du facteur de bruit
s’effectue en double bande latérale puisque la densité spectrale de bruit est constante en
fonction de la fréquence.
Figure 26 - Principe de la mesure de bruit.
+ 28 V
MGA-86576
Source
RF
FI
10 MHz – 18 GHz
Mesureur
HP 8970A
10 MHz – 1,5 GHz
3 GHz – 5 GHz
OL
N sortie
N2
N1
Na
pente=K.B.G
T0
TH
TS
Le dispositif à mesurer est inséré entre la source de bruit et l’appareil de mesure. Il
génère ainsi un bruit propre de puissance Na. La source de bruit délivre une puissance
de bruit K TS B. La puissance de bruit disponible à la sortie du dispositif possède pour
expression :
N = Na + K TS B G
Expression où B constitue la bande passante du filtre d’entrée du mesureur et K TS B G
la puissance de bruit de la source amplifiée par le dispositif. L’évolution de N est
linéaire en fonction de la température de bruit. Pour TS = 0, nous pouvons déterminer,
avec extrapolation, la puissance de bruit ajoutée par le dispositif Na. Le mesureur
polarise la source de bruit à + 28 Volts de façon à générer une puissance (K TH B G) de
bruit supérieure à celle délivrée lorsqu’elle n’est pas polarisée (K T0 B G). Lorsque la
diode n’est pas polarisée, elle se comporte telle une charge passive de température
ambiante T0 = 290° K. Le mesureur dispose donc de deux valeurs de températures :
N1 = Na + K T0 B G
N2 = Na + K TH B G
L’extrapolation permet d’obtenir Na. Le calcul de la pente de la droite fournit la
valeur du gain disponible G du dispositif. La bruit ajouté par le dispositif est :
Na
F 1KT0 BG
Le rapport
N2
N1
Eq. 50
N2
peut s’exprimer sous la forme :
N1
N a KTH BG
N a KT0 BG
Eq. 51
L’équation 50 remplacée dans l’équation 51 donne :
Rapport INRETS n° 250
55
Système millimétrique d'imagerie passive
N2
N1
1
F 10 log
TH T0
d’où l’expression du facteur du bruit exprimé en dB :
T0 F
§N
·
TH T0
10 log¨¨ 2 1¸¸
T0
© N1 ¹
Eq. 52
Il suffit donc de connaître le rapport N 2 pour déterminer le facteur de bruit. Le
N1
rapport 10 log
TH T0
, ENR de la source de bruit est donné par le constructeur pour
T0
différentes fréquences d’utilisation de cette source. Le gain et le facteur de bruit mesuré
sont donnés figure 27. Le gain de l'amplificateur est de l'ordre de 20 dB dans la bande
de fréquences 3 GHz à 5 GHz (fixée par le filtre passe-bande) et son facteur de bruit de
l'ordre de 2,5 dB.
Par conséquent, nous utiliserons dans notre chaîne de réception une cascade de deux
amplificateurs de ce type afin d’obtenir la sensibilité désirée.
Figure 27 - Gain et facteur de bruit de l'amplificateur RF
30
4,5
4
25
Facteur de bruit NF (dB)
3,5
Gain (dB)
20
15
10
3
2,5
2
1,5
1
5
0,5
0
2
0
2
2,5
3
3,5
4
4,5
5
5,5
6
2,5
3
3,5
4
4,5
5
5,5
6
Frequence (GHz)
Frequence (GHz)
6.3 - Filtre passe bande
Le filtre possède pour rôle de rejeter les raies parasites captées par l’antenne hors de
la bande passante utile. Celles-ci peuvent fausser les mesures par saturation de la chaîne
d’amplification (émission de radio-mobiles en particulier). Nous avons utilisé un filtre
de type Tchebichev d’ordre 6 constitué de stubs microruban en court-circuit. Ses pertes
56
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
étant significatives, il est intercalé entre les deux LNA (figure 28) afin de ne pas
dégrader le facteur de bruit du système.
Figure 28 - Filtre de Tchebichev d'ordre 6.
7 - Caractérisation du radiomètre
Puisque nous disposons désormais de toutes les caractéristiques des éléments
constituant la chaîne radiométrique, nous pouvons évaluer maintenant complètement les
performances du dispositif. Nous nous intéressons successivement à l’étude de :
➢ la caractérisation de la chaîne d’amplification globale ;
➢ la droite de calibrage ;
➢ l’étude de la faisabilité du calibrage exploitant une résistance utilisée en tant que
source de bruit.
Nous avons réalisé le montage complet de la chaîne d’amplification sur un substrat
unique en verre époxy. Nous l’avons caractérisé (source de bruit de calibrage connectée
à l’entrée du premier LNA, sans coupleur) sur le même banc de mesure de bruit que
précédemment. Les résultats de la caractérisation apparaissent figure 29.
60
3
50
2.5
Facteur de bruit (dB)
Gain global (dB)
Figure 29 - Gain RF global (à gauche) et facteur de bruit (à droite).
40
30
20
2
1.5
1
0.5
10
0
3
0
3
3.2
3.4
3.6
3.8
4
4.2
4.4
4.6
4.8
5
3.2
3.4
3.6
3.8
4
4.2
4.4
4.6
4.8
5
Fréquence (GHz)
Fréquence (GHz)
On obtient que dans la bande de fréquences 3 GHz à 5 GHz, le gain de la chaîne
évolue de 48 à 34 dB et que le facteur de bruit oscille entre 1,8 et 2,5 dB. Ces résultats
sont perfectibles mais suffisants pour l’étude de faisabilité que nous menons.
Rapport INRETS n° 250
57
Système millimétrique d'imagerie passive
8 - Droite de calibrage
La deuxième étape consiste à établir la droite de calibrage. Pour cela, nous avons
procédé à la mesure de la tension de sortie du radiomètre en fonction du niveau de bruit
de la source de référence étalonnée. Cette droite servira par la suite à déterminer la
température de la scène à l’aide d’un système de traitement numérique. Nous avions le
choix entre l’utilisation d’une source de bruit étalonnée ayant un ENR de 15,2 dB suivie
d’un atténuateur variable et l’utilisation d’un synthétiseur de fréquence à puissance
variable. Nous avons opté pour la seconde solution afin de tracer la fonction de transfert
du radiomètre. A 4 GHz, le gain de la chaîne d’amplification vaut 42 dB. Il s’agit aussi
de la valeur moyenne du gain intégré sur la bande de fréquences 3 GHz à 5 GHz. Le
montage global est illustré figure 30.
Figure 30 - Etablissement de la droite de calibrage du radiomètre développé.
LNA
Filtre RF
LNA
Synthé
4 GHz
Voltmètre
Détecteur
quadratique
Att 70 dB
P (dBm)
Tsys = 475° K
Nous avons utilisé un atténuateur de 70 dB afin de ne pas saturer les amplis et le
détecteur quadratique. La droite de calibrage mesurée est donnée figure 31.
Figure 31 - Droite de calibrage mesurée.
Mesures de la sensibilité du radiometre
Tension (V)
0,7
0,6
0,5
0,4
y = 0,0005x + 0,2377
R 2 = 0,9976
0,3
0,2
0,1
0
-500
-400
-300
-200
-100
0
100
200
300
400
500
600
700
800
Difference de température ajoutée (°K)
La fonction de transfert trouvée est :
V
0,0005T 0,2377
Eq. 53
L’axe des abscisses de la figure 31 représente la température de bruit thermique qui
constitue la somme de la température de bruit du système et de la température de bruit
de l’atténuateur (70 dB) ramenée à sa sortie. Cette dernière est égale à la température
58
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
ambiante soit 290° K. l’équation 53 permet de déterminer également la température du
bruit équivalente du système. En effet, par extrapolation, la droite tracée (figure 31)
coupe l’axe des températures à 475° K. Ceci signifie que la température de bruit globale
présente à l’entrée du premier amplificateur est de 475° K. Après soustraction de la
température du bruit de l’atténuateur, on trouve finalement la température équivalente
propre du bruit du système, 185° K, soit encore un facteur de bruit de 2,14 dB.
En calculant la valeur moyenne du facteur de bruit (figure 29) mesuré sur
l’analyseur de bruit HP 8970A dans la bande 3 GHz à 4 GHz, on trouve une valeur
moyenne de 2,14 dB. Ceci valide la loi de calibrage.
9 - Mesure du bruit de la résistance 50 :
Une fois la température de bruit équivalente du système calculée, il reste à
déterminer la température du bruit de calibrage ajoutée au récepteur. A ce stade,
l'utilisation d'une résistance 50 : en tant que source de bruit est envisagée. Mais il
s’avère nécessaire de vérifier la possibilité de détecter son bruit thermique. Pour cela,
dans un premier temps, nous avons monté la résistance de bruit en voie directe ainsi
qu’illustré figure 32.
Figure 32 - Résistance 50 : chauffée en voie directe
Détecteur
synchrone
LNA
Filtre RF
LNA
50 :
W
Détecteur
quadratique
La résistance de 50 : utilisée en source de bruit est chauffée par une tension en
forme de créneau, d'amplitude et de fréquence ajustable, afin d’obtenir un échauffement
maximal de la résistance et de déterminer son inertie thermique. Cette dernière valeur
influe également sur le temps d'intégration minimum accessible.
La sensibilité du radiomètre est donnée par l’équation précédente 46 :
'Tmin
2
Tsys ª Tsys º
«1 T »
B.W ¬
N ¼
B et W sont connus ; il reste donc à calculer la température de bruit propre Tsys du
récepteur.
Après détection quadratique, le signal contenant l’information est amplifié à la
fréquence de modulation.
Un gain de 10+5 (100 dB) s’avère nécessaire afin d’avoir un niveau du signal
exploitable. Ceci nécessite l'utilisation de trois étages d'amplification en voie vidéo.
Rapport INRETS n° 250
59
Système millimétrique d'imagerie passive
Cependant, en dépit de ce gain élevé le signal basse fréquence (BF) à mesurer reste
de faible amplitude et noyé dans un bruit de fond important. Afin d’améliorer le rapport
signal à bruit nous avons utilisé une méthode dite de détection synchrone (figure 33).
Figure 33 - Détecteur synchrone (modèle Pspice)
Signalons que cette partie basse fréquence a été particulièrement soignée dans le but
de minimiser le bruit basse fréquence BF avec notamment l’utilisation d’amplificateurs
opérationnels faible bruit. La courbe de la figure 34 illustre la forme d'onde du signal
carré chauffant la résistance et celle du bruit apportée par cette dernière montée en voie
directe. La visualisation des signaux est réalisée à l'aide d'un oscilloscope numérique
doté d'un mode moyennage. En mode synchrone (trigger), l'oscilloscope permet de
filtrer numériquement le bruit résiduel.
Figure 34- Formes d'ondes du bruit de la résistance en voie directe moyennées
(b)
Les courbes de la figure 35 montrent la tension de sortie du détecteur synchrone. Il
s’agit d’une tension continue moyennée par l'intégrateur fonction de l'amplitude du
signal chauffant la résistance.
60
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
On remarque la linéarité de la dépendance de la tension de sortie en fonction de la
puissance d'entrée. On observe également sur ces courbes qu'en chauffant la résistance
au maximum celle-ci produit un excès de température de 10° K avec une faible inertie.
Figure 35 : Evolution de la tension du détecteur synchrone et de la température de
la résistance chauffée en voie directe.
tension du détecteur synchrone (mV)
F=80Hz
F=130Hz
F=620Hz
'T (K)
160
12
10
8.5
140
120
100
7
80
60
40
3
1.5
20
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
3.5
4
tension aux bornes de la résistance (V)
En dépit de toutes les amplifications en voies RF et BF, nous ne sommes cependant
pas arrivés à extraire le signal (bruit de la résistance) du bruit propre de la chaîne de
réception. En supposant une variation de température du bruit injecté de 1° K à l'entrée
des LNA, ce qui correspond à une variation de température de la résistance de 10° K, la
sensibilité théorique minimale du radiomètre est égale à 8° K. Cette sensibilité est
obtenue pour un temps d'intégration de 40 ms, une bande passante de 2 GHz et une
température du bruit du système de 185° K. On constate que cette sensibilité (8° K)
n’est pas suffisante pour notre application. Une scène contenant par exemple un
véhicule sur l'asphalte présente des contrastes de température de l’ordre de 12° K qui ne
seront pas facilement décelables. Il faut donc améliorer cette sensibilité. Ceci est
possible soit en diminuant la température du bruit de système Tsys, soit en augmentant le
temps d'intégration W et la bande passante RF du filtre, soit encore en augmentant la
température du bruit injecté. La réduction du facteur de bruit des LNA ne permet pas de
diminuer Tsys de façon importante surtout en bande millimétrique. Une bande passante
supérieure à 2 GHz n'est pas permise en dehors de la fenêtre 94 GHz. Une image tempsréel nécessite de plus un temps d'intégration d 40 ms. Il ne reste alors comme paramètre
que la température de bruit ajouté que l’on peut augmenter en utilisant une source de
bruit possédant une température de bruit équivalente importante. Deux solutions sont
envisageables :
1- une diode à avalanche ;
2- un transistor adapté de manière à présenter un facteur de bruit très important.
Aujourd’hui, nous trouvons chez la plupart des fabricants de composants microondes et millimétriques des diodes à avalanche ayant un ENR très élevé (proche de
30 dB) et couvrant une large bande de fréquences. Cependant, un travail minutieux à
fournir lors de l'utilisation de ces composants, concerne la caractérisation électrique
ainsi que la "mise en circuit" c’est à dire la réalisation des circuits d'adaptation et de
Rapport INRETS n° 250
61
Système millimétrique d'imagerie passive
polarisation appropriés. Pour cela, nous avons choisi une diode de bruit calibrée dont
l'ENR peut atteindre une valeur de l'ordre de 25 dB.
10 - Diode à avalanche
La diode à avalanche est montée dans un boîtier hyperfréquence. Elle est soudée sur
un substrat en époxy. La mesure de l'ENR de la diode est effectuée avec un mesureur de
bruit tel que mentionné précédemment. La figure 36 montre l'ENR mesuré pour
différents points de polarisation.
Figure 36 - ENR de la diode de bruit mesuré dans la bande de fréquences 3-5 GHz.
35
30
ENR (dB)
25
20
15
10
ENR(dB) mesuré
ENR(dB) caractérisé
5
0
0
5
10
15
20
25
30
35
40
Courant de polarisation (mA)
Afin de vérifier l’adaptation de la diode, nous avons mesuré le module de son
coefficient de réflexion à l’analyseur de réseau. La figure 37 présente le coefficient de
réflexion de la diode à avalanche polarisée en inverse (Irév = 10 mA). On remarque
qu'un circuit d'adaptation est nécessaire avant de l'insérer dans la voie couplée du
coupleur 10 dB.
Figure 37 - Coefficient de réflexion de la diode à avalanche non adaptée.
0
S11(dB)
-1
-2
-3
-4
-5
2
2.5
3
3.5
4
4.5
5
5.5
6
Fréquence (GHz)
Ces valeurs très élevées de l'ENR nous ont permis de choisir une adaptation
résistive. Ceci permet également de disposer d’une adaptation large bande (2 GHz). Le
62
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
circuit d'adaptation final est réalisé sur un substrat en époxy faible coût. Ce circuit
contient deux résistances de 36 : et de 23 :. Dans cette bande de fréquences, les
résistances de type CMS ont montré des effets capacitifs parasites qui dégradent
l'adaptation. Nous avons dû les remplacer par des résistances NiCr gravées sur alumine
dont le modèle reste valable jusqu'à quelques dizaines de GHz. La figure 38 montre les
coefficients de réflexion simulé (à gauche) et mesuré (à droite) de la diode après
adaptation. Le résultat s’avère satisfaisant.
Figure 38 - Coefficients de réflexion simulé (à gauche) et mesuré (à droite) de la
diode à avalanche adaptée.
0
-5
S11 (dB)
-10
-15
-20
-25
-30
2.5
3
3.5
4
4.5
5
5.5
F ré qu e n c e (G H z)
La mesure de l'ENR résultant après adaptation est montrée figure 39. On remarque
que les pertes introduites par l'adaptation résistive sur l'ENR sont de l'ordre de 7 dB.
Figure 39 - ENR de la diode à avalanche adaptée, mesuré dans la bande 3-5 GHz.
30
25
ENR (dB)
20
15
10
5
0
2
6
10
14
18
22
26
30
courant de polarisation (mA)
Cependant, l'ENR résultant reste largement supérieur à celui d'une source thermique
chauffée par effet Joule. Le système radiométrique final apparaît figure 40.
Rapport INRETS n° 250
63
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 40 - Radiomètre utilisé dans les mesures.
Antenne
Ampli BF
faible bruit
Gain # 42 dB, F # 2,14 dB, B # 2 GHz
A/D
PC
Détecteur
Quadratique
50:
I (mA)
L’introduction du coupleur directif à l’entrée de la chaîne de réception dégrade la
sensibilité du système d’une manière similaire à celle produite par un atténuateur
fournissant les mêmes pertes. Les pertes d’insertion du coupleur sont dues aux pertes
ohmiques additionnées des pertes de couplage. De plus un dixième de la puissance
d’entrée du signal est perdue en voie charge adaptée dans le coupleur 10 dB.
Le facteur de bruit global du récepteur peut être maintenant calculé par la formule de
Friis :
FT
F1 F2 1 F3 1 F4 1
G1
G2
G3
Eq. 54
F1 constitue le facteur du bruit du coupleur qui s’identifie à ses pertes 0,5 dB. F2 est
le facteur de bruit du premier LNA : 2,26 dB et G1 le gain correspondant : 21,9 dB. FT
est donc égal à 2,76 dB. Après la caractérisation de toutes les parties du radiomètre nous
l’avons couplé à une carte d’acquisition afin d'une part de valider la méthode de
calibrage avec une source de bruit pulsée et d'autre part de mettre au point l'algorithme
de saisie et de traitement dans le contexte temps réel de l'application. En effet, outre
l'optimisation nécessaire de la chaîne RF, il importe de réaliser le programme temps réel
qui permet de saisir un nombre suffisant de températures, d'en déduire le gain associé de
la chaîne ainsi que la température de la scène, le tout en un temps inférieur à notre
objectif de 40 ms.
11- Traitement numérique du signal
Le traitement est réalisé à l'aide d'une carte d’acquisition. Dans un premier temps, le
programme a été mis au point directement sur un calculateur PC.
La source de bruit est modulée par un courant pulsé de forme carrée à une fréquence
de quelques kHz. Le signal de bruit généré par la diode s'ajoute par couplage au signal
capté par l’antenne. L’ensemble est amplifié dans la bande 3 GHz à 5 GHz. Le détecteur
quadratique permet d’obtenir, à sa sortie, une tension dont la valeur est proportionnelle
à la puissance présente à son entrée. Le signal en sortie du détecteur, après amplification
BF, est un signal carré dont l'amplitude crête à crête est proportionnelle à la température
TN de la diode. Sa valeur moyenne est proportionnelle à la valeur moyenne de la scène
Tscène (figure 41).
64
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
Figure 41 - Forme d’onde idéale du signal de sortie du radiomètre.
V
T=1/F
VH
VL
t
On peut donc extraire la température absolue de la scène et le gain global du
radiomètre en décrivant le signal carré de sortie à partir des équations suivantes :
T ·
§
Eq. 55
G¨ Tscène N ¸
10 ¹
©
T ·
§
Eq. 56
VL G¨ Tscène D ¸
10 ¹
©
expressions où VH et VL sont respectivement, pour chaque période analysée, les
amplitudes haute et basse du signal de sortie, G est le gain corrigé du récepteur, TD est
la température ambiante de la diode et TN est la température de bruit ajoutée par la
diode. Le terme 1/10 provient du coupleur 10 dB permettant d’injecter le bruit de
calibrage. On peut alors déduire les valeurs de Tscène et G à partir des équations 55 et 56
comme suit :
VH
G
10
VH VL
TN
[mV /° K]
Eq. 57
VL
TD
[° K]
Eq. 58
G
10
On remarque que le gain G dépend uniquement de la température de bruit
équivalente TN de la diode. Ceci montre d’une part l’importance de connaître la
température TN avec une grande précision et d’autre part la nécessité de disposer d’une
diode présentant une faible dérive de caractéristiques en fonction de la température.
Cette dernière est de l’ordre de 0,01dB /°C (valeur constructeur) ce qui affecte peu la
précision de calcul. De son côté, la mesure de TN est effectuée avec une bonne précision
à l’analyseur de bruit, en fonction du courant de polarisation. On peut donc considérer
que la valeur du gain G dépend uniquement des valeurs du gain de la chaîne de
réception.
Tscène
Notons que la valeur absolue de la température scène Tscène est fonction de la valeur
moyenne du signal carré à la sortie du détecteur. Cependant, cette valeur moyenne
dépend aussi bien de la température de la scène que de l’offset des amplificateurs RF,
du détecteur quadratique et surtout des amplificateurs opérationnels. Par conséquent, il
existe une difficulté à mesurer la valeur absolue de Tscène avec une bonne précision. Par
contre, les variations relatives de la valeur moyenne du signal de sortie sont
proportionnelles aux variations de Tscène. Ce sont donc ces variations qui seront
exploitées afin de construire l’image de la scène. Rappelons que l’équation de la
Rapport INRETS n° 250
65
Système millimétrique d'imagerie passive
sensibilité du radiomètre montre qu’une bonne sensibilité est obtenue pour une
puissance de bruit ajouté élevée. Un excès de température de bruit maximale de
58500° K est généré par la diode pour un courant de polarisation de 5 mA (figure 39).
Lors des premiers essais, nous avons remarqué que cette valeur de température de bruit
n’était pas très stable à cause de l’instabilité de ce point de polarisation qui se situe juste
au niveau du coude de la caractéristique inverse I(V). Nous avons donc préféré polariser
la diode avec des courants plus élevés. La figure 42 montre un segment du signal de
sortie du radiomètre. La diode est modulée par un signal de fréquence de 1 kHz et
polarisée par un courant de 10 mA.
Figure 42 - Signal de sortie du radiomètre discrétisé et modulé à 1kHz.
Signal radiométrique carré
Temps (Ps)
En réalité ce signal représente le signal de sortie du détecteur quadratique amplifié
par un étage d’amplification BF faible bruit. Nous avons enregistré la température de la
scène pendant une durée de 11 heures (1 million de valeurs de température, 25 valeurs
de température/seconde) afin de déterminer la loi statistique qui gère le signal et de la
modéliser. La figure 43 illustre un segment de la variation de la température absolue de
la scène en fonction du nombre d’échantillons.
Température absolue
Figure 43 - Enregistrement de la variation de la température ambiante Tscène
mesurée par le radiomètre pour une durée de temps de 11 heures.
Nombre d’échantillons
66
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
Notons que la valeur de la température absolue mesurée n’est pas directement celle
réelle. Le décalage (offset) ajouté par l’étage d’amplification basse fréquence fausse la
valeur absolue de la température. Par contre, les variations autour de cette valeur
représentent les vraies variations de la température de la scène.
On remarque que l’allure de ce signal ressemble à un bruit gaussien dont l’écart type
V de la fonction de densité de probabilité permet de mesurer la sensibilité du
radiomètre. On peut estimer cette valeur à 3 V . Nous avons calculé et tracé la densité
de probabilité du signal de la figure 43 et nous les montrons sur les figures 44 et 45 cidessous. Nous avons identifié la valeur de 3 V qui représente la sensibilité du
radiomètre. Celle-ci s’avère égale à 1,6° K.
Figure 44 - Fonction de densité de probabilité de la variation de Tscène (gaussienne).
Fonction de densité de probabilité
Figure 45 - Fonction de densité de probabilité de la variation de Tscène (Rayleigh).
120000
100000
80000
60000
40000
20000
0
930
931
932
933
934
935
936
937
938
939
940
Température absolue (K)
La valeur mesurée de 3 V est obtenue par le radiomètre en remplaçant l’antenne
Vivaldi par une charge adaptée de 50 :. La mesure ainsi réalisée permet d'isoler le
système par rapport à l'antenne qui pourrait capter une puissance de bruit non contrôlée.
La charge adaptée, substituée à l’antenne, est donc portée à la température ambiante.
Rapport INRETS n° 250
67
Système millimétrique d'imagerie passive
12 - Dérive du dispositif
L’outil informatique développé lors de l’application nous a permis de mieux
caractériser notre radiomètre. Considérons, à titre d’exemple, la dérive du système juste
après son allumage. Nous savons que tout dispositif électronique met un certain temps
avant d’atteindre une température de fonctionnement stable. Les alimentations
continues (DC), les amplificateurs et autres composants passent par une période
transitoire qui peut être de quelques minutes ou de quelques heures avant de se
stabiliser.
La figure 46 montre la dérive de la température de sortie du radiomètre en fonction
du nombre d’échantillons (25 échantillons = 1 sec) juste après son allumage. Nous
avons déterminé un délai de 45 minutes nécessaire à la stabilisation des caractéristiques
de notre radiomètre micro-onde prototype.
Température absolue (K)
Figure 46 - Dérive de la température du radiomètre lors de son allumage en
fonction du nombre d’échantillons enregistrés en une durée de 100 minutes.
Il est important de souligner que la diode à avalanche utilisée afin de calibrer le
radiomètre passe elle aussi par une période d’échauffement. A l’issue de cette période et
à température ambiante non stable, l’ENR de la diode varie de 0,01dB/°C. On peut
considérer que cette variation n’est pas très gênante. En effet, les équations 57 et 58
montrent que le gain corrigé et la température de la scène dépendent de la température
du bruit de la diode ainsi que de la température ambiante disponible à l’entrée des
amplificateurs RF (après le couplage 10 dB). En d’autres termes, toute variation de la
température ambiante de la diode ou d’excès de bruit qu’elle génère sera divisée par 10
avant qu’elle ne se manifeste dans les mesures. Dans un premier temps, nous
considérons cet effet négligeable.
68
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
13 - Sensibilité minimale du radiomètre
La valeur mesurée de
données suivantes :
–
–
–
–
3V
est de 1,6° K. Cette valeur a été trouvée avec les
fréquence d’échantillonnage du convertisseur A/D égale à 800 kHz,
fréquence du créneau modulant la diode égale à 1 kHz,
température de bruit de calibrage de 25000° K,
temps d’intégration égal à 40 ms.
Nous signalons que cette valeur de 1,6° K représente l’image de la sensibilité
tangentielle (TSS) du détecteur quadratique. Ceci signifie qu’un rapport signal sur bruit
(S/N) de 8 dB est encore existant dans le signal mesuré.
On ne peut en aucun cas comparer cette valeur expérimentale à celle théorique
développée précédemment. L’égalité entre la valeur théorique et la valeur trouvée par le
moyennement numérique n’est en effet valable que si le nombre d’échantillons
moyennés satisfait l’équation :
N = B.W
On peut aussi interpréter cette différence entre valeurs théoriques et mesurées par le
fait qu’un autre bruit de nature 1/f se superpose au bruit gaussien déjà traité et dont
l’équation radiométrique ne tient pas compte. Ceci a été vérifié en traçant la FFT de ce
signal figure 47. Cette courbe représente le rapport de la puissance du bruit sur la
puissance du signal continu en fonction de la fréquence.
Figure 47 - Densité spectrale du bruit de sortie du radiomètre.
Densité spectrale de la puissance
Fréquence (Hz)
Ce bruit provient probablement de la diode détectrice en technologie silicium. Son
spectre de bruit en 1/f peut s’étendre jusque 5 à 10 kHz. Malheureusement on ne peut
pas s’en affranchir puisqu’il se développe dans la bande utile de l’application. Nous
sommes contraints de conserver la fréquence zéro (le signal continu) qui procure
l’information de température de la scène mais aussi toute la bande de fréquences allant
jusqu’à 10 kHz nécessaire à restituer la forme carrée du signal.
Rapport INRETS n° 250
69
Système millimétrique d'imagerie passive
14 - Amélioration de la sensibilité par traitement du
signal
Au-delà de ces résultats essentiels caractérisant le radiomètre, nous avons cherché,
en exploitant le potentiel du traitement numérique, à améliorer la sensibilité. La
première méthode testée est le filtrage numérique. La souplesse du traitement permet de
définir un filtre quelconque avec le gabarit souhaité. Nous disposions d’un filtre
numérique passe-bas dans le programme permettant ainsi de filtrer les fréquences HF
qui parasitent le signal de sortie du radiomètre.
La figure 48 montre le signal après l’insertion du filtre numérique. Sa fréquence de
coupure est de 10 kHz.
Figure 48 - Signal de sortie du radiomètre filtré numériquement.
Signal filtré numériquement
Temps (Ps)
Malheureusement la sensibilité, toujours déduite de la fonction de densité de
probabilité de la variation de température détectée n’a que peu évolué. Une amélioration
de 10% seulement a été enregistrée sur la valeur déjà trouvée. Ceci peut être expliqué
par la diminution du nombre d’échantillons calculés par chaque niveau. En effet,
l’augmentation du temps de montée et de descente réduit le pourcentage d’échantillons
utilisés dans le calcul des niveaux VH et VL . Le même phénomène avait été observé
avec l’utilisation du filtrage passe-bas analogique.
Un autre handicap de ce filtrage numérique réside dans le temps important de calcul.
Un calcul temps-réel suivi d’un filtrage numérique nécessite 1 million d’échantillons
toutes les 40 ms. Ceci a provoqué une perte systématique d’informations utiles. En
conséquence, nous avons testé une autre méthode de filtrage de type Kalman qui s’est
avérée plus efficace et plus adaptée à notre application.
15 - Filtrage de Kalman
Le filtre de Kalman est considéré tel un filtrage adaptatif. Il est répandu dans
beaucoup d’applications. Il est spécialement adapté aux signaux de nature aléatoire qui
constituent le cas envisagé dans l’application.
70
Rapport INRETS n° 250
Etalonnage et sources de calibrage
Figure 49 - Application du filtrage Kalman sur un signal aléatoire.
Après une série de tests sur ce type de filtrage (figures 49), nous avons optimisé ses
paramètres afin de l’intégrer dans le programme et d’obtenir de meilleurs résultats en
temps-réel sans pour cela monopoliser beaucoup de ressources de calcul.
La figure 50 montre l’évolution de la sensibilité de notre radiomètre micro-onde
prototype avec et sans le filtrage de Kalman en fonction de la température du bruit
ajouté par la diode à avalanche.
Figure 50 - Evolution de la sensibilité du radiomètre en fonction de la température
du bruit ajouté TN , sans et avec le filtrage de Kalman.
Sensibilité mesurée (K)
14
13
sensibilité kalmann (sigma)
12
sensibilité sans filtrage Kalman
11
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
0
3000
2500
2000
1500
1000
500
0
Température du bruit équivalente (K)
Tout en gardant un rapport signal sur bruit (S/N) de 8 dB, nous avons enregistré une
valeur de sensibilité du radiomètre de 0,6° K après filtrage de Kalman. Ceci montre
l’intérêt du traitement numérique introduit.
Rapport INRETS n° 250
71
Système millimétrique d'imagerie passive
On remarque également sur cette courbe que ce type de radiomètre, appelé à
addition de bruit, exige vraiment une valeur élevée de la température de calibrage TN.
La valeur minimale de TN nécessaire afin de garantir une bonne sensibilité avec le
filtrage de Kalman est de 700° K.
16 - Conclusion relative à l’étude de calibrage
A ce stade du travail, nous avons terminé l’étape d’étude du radiomètre dans la
bande de fréquence micro-onde 3 à 5 GHz. Nous pouvons considérer que cette partie
s’est achevée avec succès. La construction du système dans cette bande de fréquence
nous a permis tout d’abord de nous familiariser avec le matériel de mesures. Nous avons
pu ensuite valider la méthode de calibrage par addition de bruit, technique qui reste
maintenant à implémenter à 52 GHz sur notre radiomètre millimétrique.
Une sensibilité radiométrique comparable à sa valeur théorique a été obtenue grâce
au traitement numérique spécialement développé pour notre application. Le potentiel de
calcul numérique et la multiplicité de choix de traitements expérimentés ont permis de
confirmer la possibilité de travailler en temps-réel avec les performances souhaitées.
La conception et la réalisation de l’antenne Vivaldi ont constitué une étape
indispensable permettant de vérifier la fiabilité du logiciel électromagnétique. Les
expérimentations en environnement réel ont été pénalisées par la largeur du diagramme
du rayonnement de cette antenne élémentaire. Sa largeur importante ne permet pas
d’obtenir une résolution acceptable pour distinguer les objets d’une scène quelconque.
Néanmoins, certains essais menés en laboratoire ont permis de valider la capacité du
radiomètre à distinguer des objets présentant des températures assez proches.
72
Rapport INRETS n° 250
Chapitre 4
Caméra et radiomètre millimétrique
Cette nouvelle partie de l’étude aborde maintenant la caractérisation des composants
et des circuits qui constitueront le radiomètre dans la bande de fréquences des ondes
millimétriques. Tous les circuits et les composants hyperfréquences ont été réalisés dans
le cadre de cette étude. Nous présentons ici les principaux résultats obtenus.
La directivité du faisceau est assurée par l’utilisation d’une antenne fortement
directive. Nous avons choisi initialement d’utiliser une lentille de Fresnel pour l’antenne
primaire du radiomètre. Cette technologie d’antenne a déjà été employée par les
partenaires du projet lors du développement d’un radar anticollision millimétrique.
Cette antenne fournit un angle d’ouverture de l’ordre de 2° à – 3 dB de puissance à
60 GHz. Ce diagramme offre une bonne résolution spatiale de l’image radiométrique. Il
importe en outre de compter sur le traitement d’images appliqué aux images
radiométriques afin d’améliorer la résolution. En effet, nous avons obtenu, par
simulation, qu’il s’avère nécessaire de disposer d’un nombre significatif de radiomètres
dans le plan focal (cf. figure 6) afin d’obtenir une image comparable à celle de
l’infrarouge. Ceci s’avère, en terme de technologie, encore délicat au-delà d’une
certaine valeur. Une lentille suffisamment directive et un traitement d’images
convenable doivent cependant permettre de fournir des images exploitables pour nos
applications transport.
La bande passante de notre système global s’étend de 52 à 55 GHz. Nous présentons
dans la suite de ce chapitre les différents composants du radiomètre avec les résultats de
leurs caractérisations autour de 52 GHz. Nous commençons par la lentille de Fresnel et
l’antenne Vivaldi. Nous présenterons ensuite l’étude de deux détecteurs quadratiques.
Après une comparaison des caractéristiques de ces deux détecteurs, nous en
sélectionnerons un ce qui nous permettra de définir également la valeur du gain RF
amont nécessaire à assurer la détection.
1 - Lentille de Fresnel
La lentille zonée à correction de phase permet de focaliser dans un plan dit focal les
rayonnements thermiques qui parviennent de l'infini. Elle possède des propriétés
similaires aux lentilles minces mais les réalise par diffraction et interférences plutôt que
par réfraction en apportant un déphasage correctif. La lentille zonée de Fresnel possède
une structure plane. Nous avons utilisé le matériau lucoflex pour sa réalisation. Il s’agit
Rapport INRETS n° 250
73
Système millimétrique d'imagerie passive
d’un matériau léger, de faible coût et de permittivité diélectrique égale à 2,75. Si la
lentille de permittivité diélectrique H apporte une correction de phase P :
x
la k ème rainure a pour rayon Rk :
2
2.k.O.f § O.f ·
¨ ¸
P
© P ¹
et la profondeur minimale d d'une rainure :
O
d
P( H 1)
Rk
Pour une lentille de diamètre D = 18 cm à la fréquence Q = 53 GHz, un programme
sous MATLAB donne :
Rainures
Correction Nombre
Ecart
N
maximal
entre 2
rainures
P= 2
73
P= 4
147
16,6 cm
P= 8
295
11,7 cm
Profondeur des rainures
Ecart
Nombre des Profondeur Profondeur
minimal profondeurs maximale
minimale
entre 2
différentes
rainures
3,6 mm
1
1,8 mm
3
1,2 mm
3,6 mm
0,9 mm
7
0,6 mm
4,2 mm
Bande
passante
'Q3dB
2,55 GHz
2,55 GHz
2,55 GHz
En tenant compte de la limitation technologique et de la précision des machines
disponibles au laboratoire, une correction maximale d’ordre 4 est possible. On montre
que le gain de la lentille peut encore être légèrement amélioré par une correction de
phase supérieure à 4. Le plan de la lentille de Fresnel réalisée est montré figure 51.
Figure 51 - Coupe de la lentille de Fresnel zonée réalisée à 52,5 GHz.
R36 = 87,7 mm
R4
d
15 mm
Hr = 2,75
D = 175,4 mm
1.1 - Aberrations dans le plan focal
On distingue deux types d’abberrations.
x
Les aberrations chromatiques : la lentille se comporte tel un filtre passe-bande
dont la bande passante à 'Q3dB peut être estimée dans le cas d'un grand nombre de
rainures N et d'une correction de phase P à la fréquence centrale Q = 53 GHz par :
74
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
N.Q
P
'Q 3dB
La lentille laisse donc passer les fréquences comprises entre 52 et 55 GHz pour les
trois corrections de phase envisagées.
Les aberrations géométriques : on pourrait s'attendre à ce qu'un point objet
x
donne une tache image circulaire exactement dans le plan focal. C'est le cas lorsque l'on
travaille dans les conditions de GAUSS avec des rayons faiblement inclinés par rapport à
l'axe optique. En fait, dans les rares publications qui traitent des aberrations hors de
l'axe, la tache ne possède plus la symétrie de révolution (coma) et son centre est décalé
du point théorique (astigmatisme). Une étude des erreurs au 3ème ordre sur la différence
de marche montre que la lentille de Fresnel zonée ne présente cependant pas de
distorsion ni d'aberration sphérique. Pour une lentille de correction P, l'aberration
minimale est de P/2. On peut démontrer la formule suivante qui donne le demi-champ
de vision maximal DMax du système pour lequel l'aberration est minimale :
1§
96.O ·
¸
D Max
.¨¨1 1 6©
2.P.D ¸¹
Si O = 5,6 mm, P = 4
DMax | r 17°.
alors
1.2 - Etude expérimentale
Il est nécessaire de mesurer les caractéristiques et les aberrations de la lentille hors
de l'axe optique. On s'appuie sur la démarche exposée par WILTSE. Les déformations du
faisceau issu de la lentille lorsque l'on s'éloigne de l'axe optique sont de première
importance car toutes les bases théoriques du traitement d'image (isoplanéité uniformité de l'illumination su la zone d'observation) en dépendent.
Les mesures de WILTSE sur une lentille zonée ½ onde, de diamètre D et de focale
f = D = 20 cm, à F = 140 GHz, montrent que les aberrations géométriques (écart sur la
position du maximum d'intensité par rapport au plan focal ou à la direction de
rayonnement incident) sont minimes et la diminution de l'intensité maximale à mesure
que l'on s'éloigne de l'axe optique si le champ total de dépasse pas D140GHz | r20°.
Nos résultats à 62 GHz, présentés sur la figure 52, sont très différents. Ils font
apparaître que le diagramme de rayonnement se déforme, perd sa symétrie et s'élargit de
1° à 5° dès que l'on s'éloigne de 3 cm de l'axe optique. De plus, les lobes secondaires
remontent de 20 dB (distance Emetteur – Récepteur = 6 m).
Figure 52 - déformation des lobes à mesure que l'on s'éloigne de la focale
-6
-4
2
4
6
8
10
angle (degré)
Rapport INRETS n° 250
-10
12
DeltaP
-8
-6
-4
5
3
1
-1
-2 -3 0
-5
-7
-9
-11
-13
-15
-17
-19
-21
-23
-25
-27
-29
-31
-33
-35
-37
-39
5
3
2
4
angle (degré)
6
8
10
1
12
-1
0
2
4
6
8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30
-3
-5
-7
DeltaP
P (dBm)
-8
P (dBm)
P (dBm)
-12 -10
5
3
1
-1
-2 0
-3
-5
-7
-9
-11
-13
-15
-17
-19
-21
-23
-25
-27
-29
-31
-33
-9
DeltaP
-11
-13
-15
-17
-19
-21
-23
-25
angle (degré)
75
Système millimétrique d'imagerie passive
Ces diagrammes très pénalisants peuvent résulter d'une mauvaise expérimentation.
L'expérience reconduite a cependant produit des résultats sensiblement identiques. Il
apparaît donc délicat d'utiliser la lentille de Fresnel pour des réseaux plan focal. Il
semble préférable d’envisager l’usage d’une optique gaussienne. Pour un système
radiométrique monocanal avec une seule antenne de réception, la lentille de Fresnel
reste cependant une bonne candidate car disposant d’une directivité suffisante.
Cependant, son très faible rendement (25 %) pourrait lui faire préférer une lentille zonée
multidiélectrique.
2. Description du banc de mesure millimétrique
Avant de présenter l’étude de l’antenne Vivaldi et la caractérisation des autres
composants millimétriques, nous allons décrire brièvement le banc de mesure utilisé
durant les expérimentations. Il comporte un analyseur de réseaux vectoriel HP 8510B
muni de deux têtes millimétriques puis d’une liaison jusqu’aux pointes par des guides
d’ondes. Ces pointes sont équipées de Tés de polarisation externe.
La mesure sous pointe des paramètres [S] est devenue un point incontournable en
hyperfréquences. Elle est sans doute la solution optimale afin de caractériser les
composants micro-ondes et millimétriques. La mesure sous pointe se réalise sur des
circuits « planaires ».
Pour ce faire, des lignes à structures ouvertes relient les circuits sous test aux
pointes. Les deux structures les plus répandues sont les lignes coplanaires et
microrubans. A ces fréquences, on utilise d’ailleurs exclusivement des pointes
comportant deux plans de masse. Les lignes coplanaires présentent l’avantage d’être
plus faciles à réaliser mais sont plus difficiles à modéliser. Par ailleurs, l’utilisation des
lignes microrubans nécessite le retour à la masse par l’intermédiaire de trous métallisés
(via hole) pour relier le contact de masse à la sonde. Cette transition ne permet pas un
calibrage dans le plan des pointes lorsqu’on utilise ce type d’étalon en technologie
microruban. La mesure de circuits en microrubans implique la réalisation d’étalons tels
que des lignes de propagation directement sur la plaquette de test. En effet, les
caractéristiques micro-ondes des lignes microrubans dépendent fortement de l’épaisseur
et de la nature du substrat.
2.1 - Antenne Vivaldi
L’étude de l’antenne Vivaldi, menée dans la bande 3 à 5 GHz, montre qu’il est
important d’étudier à part sa transition afin de caractériser ses pertes qui sont
directement liées au bruit propre du système. Mentionnons cependant que le but du
projet ne consiste pas à faire une étude détaillée des antennes Vivaldi mais à extraire les
paramètres optimaux validés afin de les appliquer à notre antenne.
Transition Slotline-Microstrip
Il existe plusieurs modèles de transitions qui couplent la fente (slot) de l’antenne
Vivaldi à sa ligne d’accès. Ce peut être une ligne microstrip, coplanaire ou guide
d’onde. Le fait que la ligne d’accès des amplificateurs LNA soit en microstrip après la
76
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
transition Slotline-Microstrip s’avère donc favorable (cf. figures 20 et 21). Son étude a
reposé en grande partie sur celle de la transition réalisée dans la bande 3 à 5 GHz.
Le choix des caractéristiques de substrat (épaisseur, permittivité) est primordial pour
l’antenne et sa transition. Sachant que les amplificateurs hyperfréquences sont réalisés
sur un substrat de GaAs d’épaisseur 100 Pm, nous avons utilisé, pour la conception de
l’antenne Vivaldi, un substrat d’épaisseur proche de celui des amplificateurs. Ceci
permet de minimiser les pertes et les parasites dus aux fils connectant l’antenne à
l’amplificateur. L’équation empirique 59 montre que l’antenne Vivaldi rayonne d’une
façon optimale si le rapport entre son épaisseur effective teff et la longueur d’onde O0 (à
la fréquence centrale du fonctionnement) est compris entre :
0,005 H r 1.
t
O0
t eff
0,03
O0
Eq. 59
expression où t constitue l’épaisseur du substrat et Hr sa permittivité diélectrique.
L’alumine d’épaisseur t = 127 Pm et de permittivité diélectrique Hr = 9,9 présente un
rapport teff /O0 de 0,06 à 52,5 GHz. Des antennes Vivaldi ayant des rapports teff /O0
similaires réalisées auparavant ont montré un rayonnement dans les plan E et H assez
symétrique. Par conséquent nous avons retenu l’alumine pour substrat afin de réaliser
l’antenne et d’étudier sa transition. La méthode la plus commode pour étudier cette
transition consiste à mettre en cascade deux transitions identiques. Cependant ce
montage est sensible à la longueur de la ligne slot qui sépare les deux lignes microstrip.
Ceci a été observé par des simulations de la double-transition effectuées sur
Momentum. Nous avons donc adapté la transition à 52,5 GHz tout en veillant à disposer
d’une adaptation qui s’étende au-delà de 1 GHz de largeur de bande correspondant aux
besoins du système.
Figure 53 : Schéma de la double transition Slot-Microstrip étudiée.
Port 2 : Accès Pstrip 50:
Slotline de largeur 40Pm : 70:
Adaptateur d’impédance : 60:
Port 1 : Accès Pstrip 50:
Le circuit de la double transition simulée apparaît figure 53. Sa caractérisation a été
effectuée sous pointe dans la bande 50 à 60 GHz. Nous avons fixé le circuit réalisé sur
une mécanique creuse afin de ne pas perturber le champ électrique qui règne dans la
fente (slot). Les résultats des simulations de la double transition apparaissent figure 54.
Rapport INRETS n° 250
77
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 54 - Caractérisation sous pointe de la double transition réalisée : (a) est le
coefficient de réflexion du port 1, (b) est le coefficient de transmission et (c) est le
coefficient de réflexion du port 2.
(a)
(b)
(c)
La fréquence d’adaptation centrale mesurée est légèrement décalée par rapport à
celle fixée par simulation. Malgré ce décalage l’adaptation (S11) s’avère satisfaisante à
52,5 GHz. le coefficient de transmission mesuré montre qu’il existe des pertes estimées
à 1 dB par transition. Nous remarquons aussi que le circuit de la double transition est
adapté sur toute la bande de fréquence 50 à 60 GHz. Ceci permet à l’antenne Vivaldi de
garder sa caractéristique large bande, et aussi de nous laisser une marge suffisante en
vue d’une extension probable de la bande de fréquences initiale du radiomètre.
2.2 - Réalisation de l’antenne Vivaldi
Nous avons ensuite étudié la géométrie de l’antenne Vivaldi. A 4 GHz, l’antenne de
longueur O0/2 produit un diagramme de rayonnement très large (140° à 10 dB
d’ouverture) avec des lobes secondaires et arrières relativement importants. Afin de
pallier ces défauts, nous avons modifié les dimensions de l’antenne à 52 GHz par
rapport à la longueur d’onde. Nous avons cette fois conçu l’antenne Vivaldi avec une
ouverture exponentielle. La longueur de l’ouverture exponentielle ainsi que sa largeur
est de O0. L’équation de l’antenne est donnée par :
Y
78
Ae r PX
Eq. 59
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
Où Y est la demi-séparation de la ligne à fente et X une variable traduisant la
longueur de l’antenne. Le facteur P détermine la pente de l’ouverture exponentielle. Il
détermine aussi la largeur du faisceau de l’antenne. La largeur de la ligne fente à
l’origine de l’ouverture exponentielle fait 40 Pm. Donc :
pour X= 0 => Y= A = 0,02 mm.
La largeur de l’ouverture exponentielle de l’antenne est de O0 = 5,71 mm à
52,5GHz :
X= O0 =>Y = O0/2 => P = 0,868
L’équation 59 de l’antenne devient donc :
Y
0,02e r0.868X
Eq. 60
W
2
H
1,8 Ÿ H 1,6mm
L’architecture de la transition Slot-Microstrip de l’antenne est identique à celle
utilisée dans le montage double transition. Nous avons employé un adaptateur quart
d’onde entre la slotline et la microstrip. En effet, la ligne à fente de largeur 40 Pm
possède une impédance de 70 :, la ligne microstrip d’accès de l’antenne présente une
impédance de 50 :. L’impédance du transformateur quart d’onde réalisant l’adaptation
est donnée par :
Z
Z slot * Z Mstrip
70 * 50 | 60 :
Figure 55 - Masque de l’antenne Vivaldi à 52 GHz.
l = 1,2 mm
H = 1,63 mm
Y
9 mm
X
Accès
Microstrip 50:
W = O0 =5,71 mm
H = 1,62 mm
L1 = O0 =5,71mm
L = 8 mm
La figure 55 précédente montre le masque de l’antenne Vivaldi réalisée sur alumine.
Le signal reçu par l’antenne Vivaldi est transféré à l’entrée des LNA via une ligne
microstrip. Il est nécessaire de réaliser un support spécifique pour la fixer. Fixer
l’antenne Vivaldi sur un support mécanique muni d’un connecteur V (mâle par
exemple) et connecter un autre connecteur V (femelle) à l’entrée du radiomètre permet
également d’expérimenter d’autres types d’antennes munies de ce type de connecteur
tels que guide d’onde...
Rapport INRETS n° 250
79
Système millimétrique d'imagerie passive
2.3 - Connecteur V
La caractérisation du connecteur V est indispensable avant de le connecter à
l’antenne. La meilleure méthode consiste à monter deux connecteurs tête-bêche
(figure 56) puis à mesurer leurs paramètres Sij permettant ainsi de vérifier l’absence de
toute résonance et de déterminer les pertes introduites par chaque connecteur.
Figure 56 - Connecteurs V montés en tête-bêche.
m
11 m
Accès coaxial
Nous obtenons une bonne adaptation tout au long de la bande 50 – 60 GHz (S11 et
S22) avec des pertes estimées à 0,6 dB par connecteur. La figure 57 montre l’antenne
Vivaldi et son coefficient de reflexion mesuré de 50 à 65 GHz. L’antenne est connectée
à son connecteur V de sortie coaxiale. On remarque un léger décalage de la fréquence
d’adaptation initialement centrée sur 52,5 GHz. Ceci peut s’expliquer par l’erreur
d’alignement des deux masques de l’antenne lors de la réalisation.
Figure 57 - Antenne Vivaldi réalisée et coefficient de réflexion correspondant.
Connecteur V
Accès coaxial
Antenne Vivaldi
9 mm
80
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
3 - Détecteur quadratique
Le principe de base réside dans la détection du signal RF par un composant non
linéaire tel qu’une diode ou un transistor. Le signal RF se décompose en la somme d’un
signal continu et de plusieurs signaux harmoniques. L’utilisation des détecteurs à diode
a trouvé un vaste domaine d’application dans les systèmes de mesure des signaux Radio
Fréquence (RF) modulés en amplitude. La plupart des détecteurs utilisent des
composants procurant, pour une certaine plage de puissance RF appliquée, une
caractéristique de détection de type quadratique. Dans cette zone quadratique la tension
détectée par le composant s’avère proportionnelle à la puissance du signal RF incident.
Un détecteur en technologie silicium présente généralement une tension de seuil de
l’ordre de 0,35 V. Cette valeur atteint 0,8 V pour une diode GaAs. Ceci montre qu’un
montage de polarisation externe est nécessaire afin de pouvoir utiliser le détecteur GaAs
en détection. En effet, le faible niveau de la puissance RF disponible à l’entrée de la
diode est parfois insuffisant lorsqu’il faut atteindre la zone de détection quadratique de
la caractéristique I(V).
Un détecteur quadratique est caractérisé principalement par deux paramètres :
1- La sensibilité en tension J exprimée en mV/PW correspond au rapport entre la
tension continue détectée et la puissance hyperfréquence incidente. Cette sensibilité
en tension dépend de nombreux facteurs tels que,
- le niveau de polarisation du composant ;
- la résistance de charge ;
- le niveau du signal RF incident ;
- la fréquence RF (influence croissante des capacités parasites).
Tous ces paramètres sont précisés lorsque l’on annonce une sensibilité en tension.
2- La sensibilité tangentielle TSS, exprimée en dBm. Elle représente le niveau de
puissance RF à l’entrée détecté engendrant un signal de sortie avec un rapport
signal sur bruit de 8 dB.
Deux types de composants sont donc utilisés classiquement :
x les diodes Silicium ou GaAs ;
x les transistors montés en diode.
Chaque famille de ces composants présente des avantages et des inconvénients.
Nous avons réalisé et caractérisé deux détecteurs quadratiques. Le premier est un circuit
hybride utilisant une diode GaAs, le deuxième utilise un transistor HEMT en topologie
MMIC. Le choix du détecteur final pour le radiomètre s’effectuera en fonction des
caractéristiques globales du système.
3.1 - Détecteur à diode
La diode est un composant à deux accès, si l’on souhaite mesurer la composante
continue du signal détecté, il peut donc s’avérer difficile de séparer la tension de
polarisation de la tension détectée. Les performances des diodes silicium disponibles
actuellement sont limitées à 40 GHz. Il n’existe pas actuellement de procédé
commercial en fonderie proposant l’intégration monolithique de ce type de diode en
Rapport INRETS n° 250
81
Système millimétrique d'imagerie passive
GaAs. Nous disposons par ailleurs de diodes Schottky GaAs qui possèdent des
fréquences de coupure supérieures à 1000 GHz. La diode dont nous disposions est une
diode Beam-Lead "APX-378" représentée figure 58. Nous l’avons donc choisie afin de
réaliser le premier détecteur a diode.
L’étape préliminaire nécessaire à la réalisation du détecteur consiste à mesurer la
caractéristique continue I(V) de la diode. Cette mesure nous permet de mesurer la
valeur de la tension du seuil de la diode ainsi que la valeur de la résistance série. La
valeur de la tension du seuil détermine la nécessité ou non de polariser la diode.
Figure 58 - Schéma de la diode Schottky Beam-Lead.
Dimensions en Pm
Figure 59 - Caractéristiques statiques de la diode Schottky : mesurée (courbe en
pointillé) en optimisée par simulation (courbe continue).
La caractéristique I(V) de la diode statique mesurée et optimisée par simulation est
montrée figure 59. Nous avons rapproché les deux courbes dans la zone non-linéaire de
I(V), zone où la détection s’effectue. On remarque que la variation du courant statique
de la diode en fonction de la tension de polarisation suit la loi :
82
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
ID
ª
§ qV · º
I S «exp¨
¸ 1»
© nKT ¹ ¼
¬
Eq. 61
expression où
Is : est la courant de saturation,
n : est le facteur d’idéalité, 1 < n < 2
Nous pouvons remplacer la diode de la figure 58 polarisée en directe par le schéma
électrique équivalent classique décrit figure 60.
Figure 60 - Schéma équivalent de la diode Schottky polarisée en directe.
Sur ce schéma Rs constitue la résistance série de la diode. Elle est la somme de la
résistance de diffusion, de la résistance de la couche active et de la résistance du contact
ohmique. Généralement la résistance due au contact ohmique est très faible et peu être
négligée. La résistance série globale est mesurée à partir de la pente de la courbe I(V) à
forte valeur du courant.
xRj constitue la résistance dynamique de jonction. C’est sur cette résistance que
s’effectue la détection du signal HF. Elle est donnée par : R j 'V . Une bonne
diode détectrice exige un rapport Rj / Rs élevé ;
'I
xCp est la capacité parasite du boîtier ;
xLs est la self parasite d’accès de métallisation de la diode.
La pente de la courbe I(V), pour un courant de l’ordre de 10 mA, nous permet de
déduire la résistance série rs de la diode ainsi que sa tension de seuil. Cette dernière est
de l’ordre de 0,78 V. Nous avons trouvé une valeur de 5,2 : pour Rs et un courant de
saturation IS de 10 fA. Par le moyen d’optimisation MDS, nous avons trouvé une valeur
de 1,12 pour le facteur d’idéalité. Cependant cette résistance série mesurée en continu
ne présente pas l’image de la résistance série réelle en haute fréquence (HF). En effet,
l’effet de peau apparaissant avec l’augmentation de la fréquence force le courant à
circuler tout au long de la surface du substrat, réduisant ainsi la surface effective de la
résistance. La valeur de la résistance devient donc légèrement supérieure à sa valeur
mesurée en continu. Nous avons remarqué cet effet en mesurant les paramètres Sij de la
diode aux fréquences supérieures à 50 GHz.
xCj : est la capacité de la jonction. Aux faibles valeurs de polarisation la capacité
de jonction peut être écrite sous la forme :
C j V C j0
§ V·
¨1 ¸
© )¹
D
expression où :
Rapport INRETS n° 250
83
Système millimétrique d'imagerie passive
Cj0 : est la capacité de jonction (zone désertée) pour la diode non polarisée,
I : est la tension de seuil de la diode,
V : est la tension appliquée aux bornes de la jonction,
D : est un facteur qui décrit l’évolution de la capacité de la jonction en fonction de V.
Cette capacité est disposée en parallèle avec la résistance non-linéaire de la jonction
et possède trois effets directs sur les performances du détecteur :
x
x
x
elle limite l’étendue des valeurs d’impédance possibles prises par la diode,
elle rend l’adaptation de l’impédance de la diode difficile en HF par réduction
de la valeur de l’impédance de la diode,
elle limite la fréquence maximale d’utilisation de la diode par son effet de
filtrage du signal.
Après sa caractérisation en régime statique, nous sommes passés en régime
dynamique en effectuant une mesure des paramètres S dans la bande 0,1 à 50 GHz.
Cette étape de mesure nous permet de déduire les valeurs des éléments réactifs du
schéma équivalent complet de la diode. La caractérisation dynamique a été effectuée
sous pointe en montant la diode dans une cellule spécifique permettant à la pointe à la
fois de polariser et d’exciter en fréquence la diode. Cette cellule permet d’acquérir
uniquement le paramètre S11 du composant. La figure 61 montre le coefficient de
réflexion relevé, diode polarisée en direct avec un courant de polarisation de 0 à 150 PA
(61-a) puis en inverse (61-b) dans cette bande 0,1 à 50 GHz.
Figure 61 - Coefficient de réflexion de la diode Schottky polarisée en direct (agauche) et en inverse (b-droite) pour différents courants de polarisation.
La mesure de S11 en polarisation inverse et à basse fréquence nous permet de
déduire la valeur de la capacité Cp tandis qu’en haute fréquence nous pouvons trouver
des valeurs approchées des selfs d’accès. Ce sont des valeurs de départ que l’on peut
ajuster par simulation et optimisation afin de s’approcher du S11 mesuré à 50 GHz. Le
schéma équivalent de la diode polarisée en direct identifié après optimisation est montré
figure 62. On distingue surtout les effets parasites capacitifs et selfiques des accès.
84
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
Figure 62 - Schéma équivalent final de la diode polarisée en direct.
Le coefficient de réflexion trouvé montre qu’une adaptation de la diode est
nécessaire avant de réaliser le détecteur. Nous avons choisi d’effectuer une adaptation
réactive afin de ne pas dégrader la sensibilité de la diode. La polarisation de la diode
peut varier de quelques microampères jusqu’à 150 PA avant de dépasser la zone de
détection quadratique de la diode. La polarisation externe permet de réduire la valeur de
la résistance vidéo Rj ce qui facilite l’adaptation. Un compromis entre la sensibilité du
détecteur et son bruit propre, fonction du courant de polarisation nous conduit à adapter
la diode pour un courant de polarisation de 40 PA.
Mesure de la sensibilité continue
Nous sommes passés ensuite à l’étape de mesure de la sensibilité continue J du
détecteur. Ce paramètre représente le rapport de la puissance RF incidente aux bornes
de la résistance vidéo Rj de la diode à la tension détectée aux bornes de la résistance de
charge RC externe (figure 63).
Figure 63 - Filtre RC associé à la diode de détection.
I0
Rg
Détecteur
Es
C
Source HF
Rc
Filtre RcC
Compte tenu des éléments fournis par le constructeur Hewlett Packard, l’expression
de la tension détectée Vdét par la diode en fonction de résistance de jonction Rj s’écrit :
Rapport INRETS n° 250
85
Système millimétrique d'imagerie passive
2
2
Vdet
Rj
RC
VS
2
4Vt R j R g RC R j R g
nKT
nKT 28
|
|
q( I 0 I s ) qI 0
I0
avec R j
(mV )
(mA)
q
nKT
et Vt
Rs : est la résistance série ;
I0 : est le courant de polarisation, généralement égal à quelques PA,
IS : est le courant de saturation, égal à 10 fA dans notre cas ;
Rg : proche de 50 :. Elle représente l’impédance de sortie de l’amplificateur
hyperfréquence juste avant le détecteur ;
Par ailleurs, la puissance disponible Pi de la source HF s’écrit :
2
Pi
VS
2 Rg
Nous pouvons ainsi déduire la sensibilité J du détecteur J = Vdét / Pi :
J
2 Rg
Vt
Rj
R
2
Rg 2
j
RC
RC R j R g
Eq. 63
A partir de cette équation, on peut remarquer l’influence des différents paramètres
sur la sensibilité du détecteur. On note l’existence d’un courant de polarisation I0
optimal (les 40 PA choisis précédemment), d’une résistance vidéo Rj optimale et d’une
résistance de charge RC élevée permettant globalement de disposer ainsi d’une
sensibilité élevée optimale.
Expérimentalement, nous avons mesuré cette sensibilité sous pointe en fonction du
courant de polarisation de la diode et de sa résistance de charge. La diode est suivie par
un montage d’amplification BF différentielle faible bruit permettant de séparer la
composante continue détectée de celle de polarisation. La bande passante du montage
d’amplification BF est fixée de 0 Hz à 10 kHz. Nous avons veillé à garder une constante
de temps RCC identique pour les différentes valeurs de la résistance de charge RC
utilisée.
La figure 64 montre l’évolution de la sensibilité du détecteur à 51,2 GHz en fonction
du courant de polarisation avant et après les modifications (à 51,4 GHz) effectuées sur
le circuit.
86
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
Figure 64 - Evolution de la sensibilité J de la diode détectrice en fonction du
courant de polarisation, pour différentes valeurs de la résistance de charge.
2.5
Rc =1K
Rc =10K
Rc = 10K, circuit modifié à 51,4 GHz
Rc =47K
Sensibilité (mV/uW)
2
1.5
1
0.5
0
0
20
40
60
80
100
120
Courant de polarisation (uA)
On constate que la sensibilité J maximale de 2 mV/PW est obtenue avec une
résistance de charge Rc de 47 k: et un courant de polarisation de 15 PA. Néanmoins, le
signal ainsi détecté reste noyé dans un bruit important dû au bruit blanc de la résistance.
Une résistance de 10 k: a permis d’obtenir une sensibilité plus faible (0,8 mV/PW)
avec cependant beaucoup moins de bruit.
3.2 - Transistor détecteur
Le deuxième détecteur réalisé exploite un transistor PHEMT ED02AH fourni par la
fonderie PML. Le transistor est de type Normally–off monté en diode (Vds = 0). La
figure 65 montre le détecteur en topologie MMIC réalisé à PML avec sa résistance de
charge intégrée de 5 k:. Dans ce cas, on ne peut étudier la sensibilité continue que pour
cette seule valeur de résistance de charge.
Figure 65 - Détecteur à transistor HEMT en MMIC.
Ce détecteur est également adapté avec un circuit réactif. Sa caractérisation sous
pointe a montré qu’il est mieux adapté à 57 GHz qu’à 52 GHz. La sensibilité maximale
a été obtenue dans la bande 52 – 53 GHz (figure 66).
Rapport INRETS n° 250
87
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 66 - Evolution de la sensibilité J du détecteur à transistor en fonction du
courant de polarisation, la résistance de charge est fixée à 5k:.
1.3
1.2
Sensibilité (mV/uW)
1.1
1
0.9
0.8
0.7
Fréquence =52,5GHz
Fréquence =57,8GHz
0.6
0
15
30
45
60
75
90
105
Courant de polarisation (uA)
Les caractéristiques du banc de mesure de la sensibilité du détecteur transistor sont
similaires à celui exploité pour la diode détectrice. On remarque que le transistor
détecteur est plus sensible que la diode. La valeur maximale mesurée à 52,5 GHz est de
1,21 mV/PW avec cette résistance de charge de 5 k:. Une fois mesurée la sensibilité
continue des deux détecteurs, nous sommes passés à la caractérisation du deuxième
paramètre significatif soit la sensibilité tangentielle notée TSS.
3.3 - Mesure de la sensibilité tangentielle des détecteurs
Le niveau de puissance minimale décelable par un détecteur est limité par le bruit
propre du composant de base. Ce bruit peut être décomposé en deux termes : un terme
indépendant de la fréquence (dû au bruit blanc) ainsi qu’un terme fonction inverse de la
fréquence (« flicker noise » ou bruit en 1/f). Les bruits blancs sont constitués de bruits
d’origine thermique, de bruit de grenaille et des bruits de génération et de
recombinaison des porteurs. Le bruit en 1/f encore appelé bruit de scintillement dépend
de l’état de surface des composants mais s’avère toujours lié au passage d’un courant en
sens direct. La densité spectrale de puissance du bruit 1/f est d’autant plus importante
que la fréquence est faible. La distribution des amplitudes n’est pas gaussienne. La
puissance de bruit global dans la diode est :
P
§
f *I ·
¨¨ N w n 0 ¸¸ * KTB
f ¹
©
Eq. 64
expression où :
Nw : est un terme constant dû au bruit blanc,
fn : fréquence au-dessous de laquelle le « flicker noise » est mesurable,
88
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
I0 : est le courant de polarisation,
B : bande passante du système de mesure.
On remarque que la polarisation de la diode augmente le bruit du détecteur (bruit en
1/f).
La TSS d’un détecteur est définie comme étant le niveau de puissance disponible à
l’entrée du détecteur produisant à sa sortie une tension ayant un rapport signal sur bruit
(S/N) de 8 dB. Il n’existe pas actuellement d’expression analytique générale de la TSS.
Cependant on trouve chez Hewlett Packard une formulation approximative de la TSS
d’une diode possédant un facteur d’idéalité n égal à 1,08 reliant ses paramètres
électriques et physiques :
ª R S C j 2 (I 0 ) º
ª
B ·º
28 § f
TSS>dBm @ 107 5 log BV 10log Id 5 log«R A ¨¨1 N Ln V ¸¸» 10log«1 »
I d © BV
f L ¹¼
I0
«¬
»¼
¬
expression où :
BV : bande passante vidéo (Hz),
I0 : courant de polarisation de la diode (PA),
fN : « corner frequency » ou fréquence de coupure du bruit 1/f de la diode (Hz),
fL : fréquence de coupure basse de l’ampli vidéo (Hz),
RS : résistance série de la diode,
Cj(I0) : capacité de jonction pour un courant I0 (pf),
f : fréquence de travail (GHz),
RA : résistance série équivalente de bruit de l’ampli vidéo (k:).
Cette expression montre que les paramètres essentiels de la diode qui affectent la
sensibilité du détecteur sont la fréquence fn et la capacité Cj, valeurs qui dépendent
également du courant de polarisation. Le montage de la mesure de la TSS de la diode ou
du transistor est montré figure 67. Le signal RF est généré par un synthétiseur de
fréquence dont la fréquence maximale est 50 GHz. Ce générateur permet d’avoir une
puissance RF variable dont la forme d’onde est un créneau modulable en amplitude.
Figure 67 – Banc de mesure de la TSS des détecteurs à 50 GHz.
I0 (PA)
Synthé 50 GHz
dBm
Câble V
Guide d’onde
pointe
pointe
oscilloscope
Ampli BF
Détecteur
Le montage du détecteur transistor MMIC exploite un amplificateur commercial BF
faible bruit dont la bande passante est de 1 MHz. Le signal hyper est modulé à 50 kHz.
Cet amplificateur BF suivant le détecteur présente un produit Gain*Bande_Passante
(GBW) égal à 0,6 MHz. Afin d’amplifier suffisamment le signal détecté tout en
respectant sa forme carrée, nous avons fixé la fréquence de modulation du signal RF à
1 kHz. La bande passante est de 10 kHz.
Rapport INRETS n° 250
89
Système millimétrique d'imagerie passive
La figure 68 montre l’évolution de la TSS à 50 GHz des deux détecteurs en fonction
du courant de polarisation. La résistance de charge de la diode détectrice est de 10 k:,
tandis qu’elle est de 5 k: pour le transistor détecteur.
Figure 68 – Evolution de la TSS des deux détecteurs réalisés.
-30
Transistor HEMT
-32
Diode Schottcky
-34
TSS (dBm)
-36
-38
-40
-42
-44
-46
-48
-50
0
20
40
60
80
100
120
Courant de polarisation (uA)
On déduit une TSS de – 40 dBm/Hz pour le transistor et de – 46 dBm/Hz pour la
diode détectrice. Au final, nous avons sélectionné le détecteur à transistor pour
l’utilisation dans le système radiométrique. La diode présente certes une meilleure TSS
mais le fait qu’on l’utilise en montage hybride rend sa sensibilité continue et son
adaptation assez imprécise d’un circuit à un autre. La valeur minimale mesurée permet
ainsi de définir la valeur minimale du gain hyperfréquence du récepteur apte à détecter
la cible ou la scène vue par l’antenne. Sachant que la diode de bruit est modulée par un
signal carré basse-fréquence à 1 ou 2 kHz nous obtenons une TSS du détecteur à
transistor de – 57 dBm dans 20 kHz de bande BF. Par ailleurs, La température du ciel au
niveau de l’ouverture de l’antenne du radiomètre présente une valeur de l’ordre de
150° K. Nous obtenons une puissance de – 86 dBm dans 1 GHz de bande de fréquence
et de – 82 dBm dans 3 GHz de bande. Par conséquent le gain RF minimum nécessaire à
détecter cette température par le radiomètre s’élève à 42 dB.
4 - Amplificateurs hyperfréquences
De l’analyse précédente du détecteur quadratique nous obtenons qu’il est nécessaire
d’amplifier le signal détecté par l’antenne d’au moins 40 dB afin atteindre la TSS du
détecteur. La fréquence de coupure du gain en puissance (fmax) des transistors P-HEMT
de la filière 0,2 Pm ED02AH de OMMIC est de l’ordre 65 GHz. En se fondant sur une
décroissance de 20 dB par décade lorsque la fréquence augmente, on ne peut espérer
mieux qu’un gain de 4 à 5 dB par transistor à 55 GHz. Afin d’obtenir un gain de 15 dB,
il devient donc nécessaire de mettre en cascade au moins trois étages d’amplification.
90
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
Par ailleurs, les conditions d’adaptation en entrée des transistors pour obtenir un
facteur de bruit minimum sont différentes de celles conduisant au gain en puissance
maximal. De plus, afin d’assurer la stabilité inconditionnelle des transistors, des
inductances de sources et d’autres éléments de contre-réaction ont été introduits. Ceuxci contribuent également à une diminution du gain de chaque étage (figure 69). Nous
nous sommes donc orientés vers une chaîne à quatre étages.
Chaque étage est constitué d’un transistor P-HEMT monté en source commune. Afin
d’avoir un facteur de bruit minimal avec un gain associé relativement élevé, nous avons
fixé pour les deux premiers étages un développement de grille de 4 x 15 µm, et de
6 x 15 µm pour les deux derniers étages. Ce choix a montré un meilleur compromis
facteur de bruit / gain associé.
Figure 69 – Schéma synoptique de l’étage de base de l’amplificateur de bruit
La mise en cascade de ces quatre étages peut être effectuée de différentes façons.
Dans le but d’obtenir une compacité maximale, l’impédance du premier étage a été
optimisée afin que le coefficient de sortie corresponde sensiblement au coefficient de
réflexion de source à présenter à l’étage suivant. Ceci permet la mise en cascade directe
des quatre étages sans réseau d’adaptation intermédiaire.
4.1- Amplificateur faible bruit (LNA)
Nous avons réalisé un élément d’amplification de base disposant des caractéristiques
d’adaptation inter-étage telles que décrites au paragraphe précédent. Nous avons donc
omis les réseaux d’adaptations en entrée et en sortie (figure 70). Ceci nous permet
d’optimiser les caractéristiques du circuit d’adaptation en entrée afin d’obtenir un
facteur de bruit minimal et celui en sortie permettant d’optimiser le gain en puissance.
Ces circuits supplémentaires d’adaptation ont été réalisés sur alumine. Ces
amplificateurs faible bruit ont été conçus et fondus en utilisant des transistors
normalement passants (Normally-On)
Rapport INRETS n° 250
91
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 70 - Amplificateur faible bruit élémentaire.
L’étude et l’adaptation de cet étage d’amplification en bruit et en puissance sont
réalisées en utilisant les paramètres S mesurées sur le composant élémentaire. Par voie
de simulation électrique sur MDS, nous avons constaté que l’adaptation en bruit d’une
seule brique ne procure que 10 dB de gain. Or, si nous voulons pouvoir négliger les
pertes du filtre, qui sont de 2,5 dB et le facteur de bruit des étages ultérieurs nous
devons mettre en cascade directement deux briques de base identiques, adapter l’entrée
de la première en bruit et la sortie de la seconde en puissance.
Le schéma synoptique de l’amplificateur faible bruit ainsi obtenu est montré
figure 71. L’adaptation en entrée et en sortie est réalisée avec des circuits réactifs à base
de stubs en circuit ouvert. Les résultats des simulations sont montrés figures 72 et 73.
Figure 71 - Schéma synoptique de l’amplificateur faible bruit constitué de son
circuit d’adaptation d’entrée (en bruit), deux étages d’amplification en cascade et
le circuit d’adaptation en sortie (puissance)
Brique 1
Brique 2
S22_mom
92
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
Figure 72 - Coefficient de réflexion en sortie (S22_mom) du circuit d’adaptation
d’entrée se trouvant à l’intersection du cercle du facteur de bruit de 5,3 dB et du
cercle de gain de 20 dB à 53 GHz
S22_mom
Sopt
Cercle de bruit
Cercle du gain
Figure 73 - Coefficients de réflexion à l’entrée de l’amplificateur (S11) et en sortie
(S22) simulés et le gain théorique associé.
Sur l’abaque de Smith de la figure 72 nous distinguons, le cercle du bruit et celui du
gain en entrée. Nous avons optimisé l’impédance du réseau d’adaptation en entrée en
module et en phase pour s’approcher du Sopt, tandis que l’adaptation en sortie consiste à
Rapport INRETS n° 250
93
Système millimétrique d'imagerie passive
adapter l’impédance de l’amplificateur sur 50 : afin de produire le maximum de
puissance (S22). la gain théorique correspondant est de l’ordre de 20 dB. Il varie très
peu (< 1 dB) dans la bande 51 – 55 GHz (figure 73).
4.2 - Amplificateur moyenne puissance
Nous avons utilisé les éléments d’amplification de la figure 70 afin de réaliser le
deuxième étage d’amplification. Dans ce cas on ne s’intéresse plus au bruit de
l’amplificateur, mais uniquement au gain maximum qu’il peut délivrer.
5 - Source de bruit de calibrage
La source de bruit de calibrage choisie est initialement une diode à avalanche. Le
facteur de bruit du premier étage d’amplification (6 dB) augmente la température de
bruit équivalente du système qui à son tour dégrade sa sensibilité. Par conséquent, il est
indispensable de calibrer le système en utilisant une source de bruit ayant un ENR élevé
(équation 46) afin de compenser ce facteur de bruit et d’améliorer ainsi les
performances du système.
La diode à avalanche utilisée pour le calibrage à 4 GHz fonctionne, montée dans un
boîtier spécial (en puce), jusque 110 GHz. La mesure de l’ENR de la diode a été
effectuée sous pointe dans une cellule spécialement dédiée à la caractérisation des
composants micro-ondes et millimétriques. Nous disposons de moyens de mesures de
l’ENR uniquement à 60 GHz et à 94 GHz. La figure 74 montre la diode à avalanche
montée dans une telle cellule à accès coplanaire où la mesure de son coefficient de
réflexion est effectuée.
Figure 74 - Cellule de caractérisation de la diode à avalanche (gauche) et son
coefficient de réflexion (droite) mesuré pour un courant de polarisation de 10 et
20 mA.
Diode
94
Fil d’or de connexion
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
Nous remarquons que la diode n’est pas adaptée sur toute la largeur de la bande de
fréquences 50 – 75 GHz. Son ENR mesuré à 60 GHz en fonction du courant de
polarisation apparaît figure 75.
Figure 75 - ENR de la diode à avalanche non adaptée, mesuré à 60 GHz.
25
ENR (dB)
20
15
10
5
0
0
5
10
15
20
25
30
35
Courant de polarisation (mA)
La technique de calibrage par addition de bruit utilisant un coupleur nécessite
théoriquement quatre voies adaptées sur 50 : or :
x
x
x
l’accès de l’antenne Vivaldi est adapté (S11 de la transition),
la deuxième voie du coupleur (voie isolée) est chargée sur 50 :,
l’entrée des LNA n’est pas très adaptée (–3 dB).
Le coefficient de réflexion de la diode à avalanche montre qu’un circuit d’adaptation
est nécessaire pour la diode avant de l’insérer dans la voie couplée.
5.1 - Adaptation réactive
Le montage de caractérisation de la diode apparaît figure 76. La diode est posée sur
le plan de masse. Elle comporte trois petits accès pour des applications à hautes
fréquences, un accès moyen pour des applications basses fréquences et un accès large
pour la caractérisation en statique. On effectue trois mesures différentes, la première
avec un seul fil d’or connectant la diode à la ligne microruban de l’accès pointe, la
deuxième mesure avec deux fils connectant deux accès hyper de la diode à la ligne et la
troisième avec trois fils connectant les trois accès hyper. Nous obtenons qu’avec un seul
fil de connexion, la diode est mieux adaptée. La self équivalente du fil d’or de
connexion aide à adapter la diode ainsi que le montre la figure 77.
Rapport INRETS n° 250
95
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 76 - Montage de caractérisation de la diode à avalanche avec l’accès pointe.
Pointe hyper
Polarisation
Via hole
Accès pointe
Fil d’or
200 Pm
Diode
Plan de mesure en TRL
1400 Pm
127 Pm
Plan de masse
Figure 77 - Comparaison entre les coefficients de réflexions mesurés avec une
diode connectée avec un seul fil (à gauche) et 2 fils (à droite).
96
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
Mesure de l’ENR de la diode à 60 GHz
La figure 78 montre l’ENR de la diode à avalanche mesuré à 60 GHz (courbe en
pointillés) après son adaptation réactive. De la lecture du coefficient de réflexion |U| de
la diode à 60 GHz pour les différents cas de polarisation, nous pouvons déduire la
puissance maximale du bruit généré par la diode à partir de l’équation :
Pmax
P mesurée
1 U
2
L’ENR maximal correspondant est tracé figure 78 (courbe continue). Si l’on
considère que autour de 60 GHz, la puissance maximale de bruit généré par la diode est
quasi-constante, nous obtenons qu’elle le reste également dans la gamme où la diode est
bien adaptée soit de 51 à 57 GHz et pour un courant de polarisation de 15 mA.
Figure 78 - ENR de la diode à avalanche mesuré à 60 GHz.
25
ENR (dB)
20
15
10
5
ENR(dB)
ENRmax (dB)
0
0
5
10
15
20
25
30
Courant de polarisation (mA)
De 51 à 55 GHz, ce courant de polarisation de 15 mA procure une puissance
maximale de bruit généré par la diode de -153,7 dBm/Hz.
6 - Coupleur directif
Le bruit généré par la diode est transféré à l’entrée du LNA via un coupleur de
directivité 10 dB. Les caractéristiques les plus importantes du coupleur sont ses pertes
en transmission en voie directe qui s’ajoutent directement au facteur de bruit du système
et le coefficient de couplage dans la bande de fréquence d’opération du radiomètre. La
figure 79 montre le layout du coupleur réalisé sur alumine. Les coefficients de réflexion
et de couplage simulés et mesurés sont présentés figures 80. Les pertes de transmission
mesurées en voie directe sont de 0,4 dB avec un coefficient de couplage de 10,4 dB.
Rapport INRETS n° 250
97
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 79 - Coupleur directif.
Figures 80 - Coefficients de réflexion (à gauche) et de couplage (à droite) simulés et
mesurés.
7 - Filtre passe bande
Le fonctionnement du système en mode de réception impose de filtrer
énergiquement toutes les émissions ou les harmoniques des signaux se trouvant proches
de la bande du fonctionnement du radiomètre pouvant saturer les amplificateurs et
fausser les mesures. La bande passante du filtre est limitée à 51 – 55 GHz. Il faut donc
assurer la réjection des émissions éventuelles à 60 GHz ou des résidus des liaisons intrabâtiment à 60 GHz. Le gabarit du filtre doit présenter une atténuation supérieure à
20 dB à 60 GHz et cela nécessite le recours à des filtres d’ordre supérieur ou égal à 3.
Un tel ordre implique une conception délicate qui doit prendre en compte les impératifs
de taille et des limites technologiques de réalisation sur alumine. La topologie adoptée
repose sur des filtres à lignes couplées. La difficulté majeure d’une telle approche
repose sur la largeur minimale des fentes pouvant être gravée chimiquement de manière
fiable sur alumine. Pour un substrat alumine présentant une métallisation de 1,5 Pm,
98
Rapport INRETS n° 250
Caméra et radiomètre millimétrique
cette largeur est de l’ordre de 40 Pm. L’adaptation sur 50 ohm est ensuite réalisée par
l’emploi de transformateurs d’impédances à base de tronçons de lignes quart d’ondes
ainsi qu’illustré figure 81.
Figure 81 - Filtre passe-bande 51-55 GHz.
L’ordre et le type de filtre choisi définissent les impédances normalisées associées.
La théorie des filtres à lignes couplées permet d’établir le lien entre les dimensions de
chaque section (longueur et largeur des lignes, largeurs des fentes) et ces impédances
normalisées. A partir d’une approche analytique, l’optimisation des performances du
filtre est réalisée à l’aide des logiciels MDS et Momentum. L’analyse de paramètres Sij
du filtre par MDS s’effectue par modélisation analytique de ses différents constituants
qui permet une première optimisation des performances. L’analyse électromagnétique
effectuée par l’outil logiciel Momentum permet ensuite d’affiner la conception du filtre
par maillage de sa structure et par la prise en compte plus fine des phénomènes de
couplage et de rayonnement des différents éléments. Le filtre développé est du type
Tchebychev d’ordre 3. Il possède une ondulation de 0,1 dB dans la bande passante et
une atténuation de l’ordre de 20 dB à 2 GHz hors de la bande passante. L’adaptation de
ce filtre est par ailleurs assurée dans la bande passante où le coefficient de réflexion est
de l’ordre de –15 dB. Les dimensions de ce filtre et notamment la largeur des fentes
respectent les limitations technologiques. La figure 82 présente les résultats théoriques
et expérimentaux obtenus. Pour ces mesures, nous avons caractérisé le filtre à
l’analyseur de réseau en utilisant la calibrage TRL. Nous pouvons constater un bon
accord entre les résultats de simulation et les résultats des mesures des caractéristiques
du filtre réalisé. Les performances de ce filtre limitent la bande passante à 4 GHz. A
l’intérieur de celle-ci, les coefficients d’adaptation S11 et S22 sont inférieurs à – 15 dB.
Les pertes intra-bande sont de 2,5 dB et la réjection à 2 GHz de la bande passante est
supérieure à 19 dB.
Rapport INRETS n° 250
99
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 82 - Evolutions théoriques et expérimentales des paramètres [S] du filtre.
Ces caractéristiques théoriques reflètent le fonctionnement du filtre chargé sur 50 :
en entrée et en sortie. Il est donc important que lorsque le filtre soit intercalé entre les
étages d’amplifications présentant une impédance de 50 :.
8 - Conclusion
En effectuant des simulations de la chaîne d’amplification comportant
l’amplificateur faible bruit suivi par le filtre et l’amplificateur moyenne puissance, nous
trouvons que le récepteur présente une bande passante globale, définie à 3 dB de
diminution de gain, limitée de 52 à 55 GHz.
100
Rapport INRETS n° 250
Chapitre 5
Mise en œuvre du démonstrateur
53 GHz
L’objet de ce dernier chapitre est de présenter le démonstrateur final du système
radiométrique réalisé en bande V. Les différents circuits que nous avons conçus et
réalisés ont été décrits précédemment. Nous présentons donc ici les performances
mesurées (gain et facteur de bruit) de l’étage d’amplification faible bruit de tête, le gain
global de la chaîne d’amplification ainsi que la caractérisation du système radiométrique
monocanal complet.
1 - Banc de caractérisation millimétrique
Ces meures ont été effectuées sur l’analyseur de réseaux millimétrique HP85106
présenté figure 83. Il comporte une source de puissance hyper de valeur constante égale
à 0 dBm. L’utilisation d’un atténuateur du côté S11 de l’analyseur s’avère indispensable
afin de ne pas saturer les amplificateurs. Ceci a pour effet de masquer le paramètre S11.
Sa valeur sera donc celle obtenue uniquement par simulation.
Figure 83 - Banc de caractérisation millimétrique sous pointe.
Analyseur de réseaux
Pointes hyper
Rapport INRETS n° 250
Circuit sous pointe
101
Système millimétrique d'imagerie passive
2 - Caractérisation de l’amplificateur faible bruit
Cette étape comporte la mesure du gain et du facteur du bruit du LNA. Nous ne
disposons que de la mesure du facteur de bruit à 60 GHz. Par comparaison entre la
valeur mesurée à 60 GHz et la valeur trouvée par simulation, nous retrouverons le
facteur de bruit dans la bande d’opération du signal.
2.1 - Mesure du gain du LNA
Puisque nous rapportons les circuits d’adaptation sur un substrat d’alumine, la
caractérisation des amplificateurs s’est effectuée par montage direct sur la platine du
radiomètre. Cette configuration, montrée figure 84, permet de mesurer les paramètres Sij
réels du radiomètre en utilisant les accès pointe.
Figure 84 : Schéma synoptique du montage de caractérisation du LNA.
Accès pointe
Fil d’or de
connexion
Capacité de
découplage, 82 pf
La connexion entre les différents circuits est effectuée par thermo-compression. Ceci
implique une certaine variation de la longueur de ligne d’adaptation sur alumine selon la
position du fil d’or de connexion. Par simulation, nous avons remarqué une sensibilité
de l’adaptation des amplis en fonction de la longueur de la ligne. La figure 85 montre
les paramètres Sij mesurés de l’amplificateur faible bruit composé de deux étages
d’amplification adaptées en entrée et en sortie. Les grilles des transistors reçoivent une
tension de polarisation commune de –0,2 V. Il s’agit du point de polarisation optimal
qui, par simulation, produit un facteur de bruit minimal. Ainsi que prévu,
l’amplificateur présente un gain supérieur à sa valeur théorique.
Figure 85 - Résultats de mesures du LNA à Vgs = -0.2 V.
102
Rapport INRETS n° 250
Mise en oeuvre du démonstrateur 53 GHz
2.2 - Mesure du facteur de bruit à 60 GHz
L’importance de la mesure précise du facteur du bruit du LNA provient du fait que
la sensibilité du radiomètre est liée directement à la température du bruit équivalente du
système. La comparaison entre le facteur de bruit mesuré et celui trouvé par simulation
(figure 86) montre une différence de 1,1 dB pour différents points de polarisation de
grille. Nous remarquons aussi que la valeur minimale correspond à la valeur fixée au
départ par simulation. Le bon accord entre simulations / mesures du facteur du bruit
nous permet de retrouver la valeur du facteur de bruit dans la bande utile d’opération du
radiomètre par voie de simulation. De l’ensemble des courbes présentées figure 87,
nous déduisons que le LNA présente un facteur de bruit minimal moyen de 5,34 dB
dans la bande de fréquences 52 à 55 GHz. Par conséquent, nous pouvons considérer que
le LNA présente effectivement un facteur de bruit réel moyen de 6,44 dB (+1,1 dB)
dans cette bande de fréquences.
Figure 86 - Facteur de bruit du LNA mesuré et simulé à 60 GHz.
14
Facteur de bruit (dB)
12
10
8
6
4
2
Fmesuré (dB)
Fsimulé (dB)
0
-0.6
-0.5
-0.4
-0.3
-0.2
-0.1
0
Potentiel de la grille (V)
Figure 87 - Résultats des simulations du facteur de bruit du LNA.
10
9
Facteur de bruit (dB)
8
7
6
5
4
Vgs = 0V
Vgs= -0.1
Vgs= -0.2
Vgs= -0.3
Vgs= -0.4
Vgs= -0.5
3
2
1
0
51.5
52
52.5
53
53.5
54
54.5
55
55.5
Fréquence (GHz)
Rapport INRETS n° 250
103
Système millimétrique d'imagerie passive
2.3 - Point de compression à 1 dB du LNA
Pour la tension de polarisation optimale Vgs = -0,2 V, l’évolution du transfert en
puissance (figure 88) du LNA en fonction de la puissance du signal d’entrée révèle une
plage de fonctionnement linéaire suffisante pour notre application. En particulier, le
point de compression à 1 dB en sortie du LNA se situe à +10 dBm, ce qui correspond à
une puissance d’entrée de –14 dBm, largement supérieure à la puissance du bruit
thermique de scène à température ambiante.
Figure 88 - Evolution de transfert de puissance du LNA à 53 GHz (Vgs = -0,2 V).
20
15
Pout (dBm)
10
5
0
-5
-10
-15
-20
-50
-40
-30
-20
-10
0
Pin (dBm)
3 - Mesure du gain global du radiomètre
Après cette caractérisation du LNA, nous avons monté le filtre passe bande et
l’amplificateur de moyenne puissance (MPA) muni de ses circuits d’adaptation. Le
schéma du montage utilisé est montré sur figure 89. La caractérisation s’effectue sous
pointe.
Figure 89 : Schéma synoptique du montage de caractérisation de la chaîne
d’amplification du radiomètre.
Accès pointe
LNA
Filtre passe bande
MPA
104
Rapport INRETS n° 250
Mise en oeuvre du démonstrateur 53 GHz
Les résultats de mesures des paramètres Sij sont présentés figure 90. La mesure du
paramètre S11 est toujours masquée par l’atténuateur utilisé côté port 1. Le paramètre
S22 à la sortie du MPA montre que l’amplificateur est adapté de 52 à 55 GHz. Le gain
global maximal frôle les 40 dB dans la bande 52 à 53 GHz pour une tension de
polarisation des grilles de 0 V. Nous trouvons une bande passante globale du radiomètre
s’étendant ainsi que le prévoyait la simulation de 52 à 55 GHz.
Figure 90 - Coefficient de réflexion en sortie et gain global du radiomètre.
Le comportement global de la chaîne d’amplification est décrit par l’évolution de la
puissance de sortie en fonction de la puissance d’entrée représenté figure 91. Le signal
RF subit une compression de 1 dB pour une puissance d’entrée de –30 dBm à laquelle
correspond une puissance de sortie de +8,1 dBm. Ceci ne pose pas de problème sachant
que la puissance détectée par le radiomètre ne dépasse pas –75 dBm.
Figure 91 - Comportement du récepteur à 55 GHz.
15
10
5
Pout (dBm)
0
-5
-10
-15
-20
-25
-70
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
Pin (dBm)
Rapport INRETS n° 250
105
Système millimétrique d'imagerie passive
4 - Résultats
La figure 92 présente une photographie du radiomètre global en phase finale de
montage. L’intégration des différents MMIC et circuits sur alumine s’effectue par
collage des différents composants sur un socle en laiton. Ce socle doré présente des
propriétés mécaniques appropriées qui minimisent les contraintes exercées sur les
différents composants. Néanmoins, ce support mécanique massif présente des
phénomènes de contraction et de dilatation sous l’effet de la température élevée lors du
montage des différents circuits. Ceci a nécessité l’ajout de points de colle aux bords des
lignes en alumine afin d’empêcher la modification de leurs orientations. La polarisation
des différents transistors est assurée par une carte d’alimentation délivrant les tensions
et courants nécessaires. A chaque polarisation Vds et Vgs est associé un filtre de
découplage. Enfin, la liaison entre les différents composants est effectuée par thermocompression. Cette liaison a été réalisée avec beaucoup de précaution afin de minimiser
la longueur des fils d’interconnexion entre les différents circuits. A 53 GHz, les fils
parasites peuvent modifier complètement l’adaptation ainsi que nous l’avons décrit lors
de l’adaptation réactive de la diode à avalanche.
Figure 92 - Photographie du radiomètre bande V
LNA
Filtre
Connecteur V
Sortie BF
Polarisation la diode à avalanche
On distingue :
-
-
106
Le connecteur V ;
les circuits monolithiques LNA et détecteur quadratique ;
les circuits sur alumine : coupleur, filtre passe bande, circuits
d’adaptation des LNA et de la diode à avalanche, lignes de
transmission ;
les circuits de polarisation sur verre époxy.
Rapport INRETS n° 250
Mise en oeuvre du démonstrateur 53 GHz
5- Mesure de la sensibilité continue du radiomètre
Pour ces mesures expérimentales, nous avons décidé d’effectuer deux
expérimentations différentes à l’aide de deux antennes primaires différentes : l’antenne
Vivaldi et le guide d’onde. Le connecteur V permet de connecter directement l’une ou
l’autre des antennes à l’entrée du coupleur. De plus, ainsi qu’illustré figure 93,
l’utilisation du connecteur V nous permet de mesurer et de tracer la droite d’étalonnage
du radiomètre en utilisant la source hyperfréquence de l’analyseur de réseaux à sortie
coaxiale. La méthode de caractérisation consiste à faire varier la puissance hyper de
l’analyseur par un atténuateur variable puis à mesurer la tension de sortie
correspondante. Nous avons enregistré une variation du niveau continu de la tension
détectée proportionnelle à la puissance hyperfréquence injectée à l’entrée. La figure 94
montre la droite d’étalonnage mesurée à 54 GHz. Nous remarquons que la sensibilité est
maximale à 55 GHz (5 µV/° K), fréquence où le gain du radiomètre est maximal.
Figure 93 - Montage de caractérisation du radiomètre.
Transition
guide-coaxiale
Entrée analyseur
Figure 94 - Droite d’étalonnage du radiomètre mesurée à 54 GHz.
tension détectée (V)
0,0003
0,00025
0,0002
0,00015
0,0001
0,00005
y = 6E-08x + 0,0001
0
0
500
1000
1500
2000
2500
3000
Temperature de bruit ajoutée (K)
Ces données ont été mesurées juste à la sortie du détecteur quadratique sans
l’utilisation d’amplification basse fréquence. Nous trouvons une sensibilité continue
moyenne dans la bande de fréquences 52 à 53 GHz de valeur égale à 6,10-8 V/°K.
Naturellement cette faible valeur est amplifiée par des étages d’amplification basse
fréquence faible bruit afin atteindre le seuil de la carte d’acquisition fonctionnant dans
Rapport INRETS n° 250
107
Système millimétrique d'imagerie passive
la dynamique de tension 0 à 5 V. L’application de la méthode d’extrapolation du facteur
du bruit du système à partir de la droite d’étalonnage mesurée donne une température de
bruit équivalente du système de 1366° K, ce qui correspond à un facteur de bruit du
système de 7,4 dB. Cette valeur est supérieure de 1 dB à celle trouvée par simulation.
L’établissement de la droite d’étalonnage nécessite la mesure de la tension d’offset
détectée par le détecteur quadratique sans que les amplificateurs RF soient polarisés.
Durant les expérimentations, cette tension continue dérivait légèrement de quelques
millivolts en fonction du temps. Malgré sa faible valeur, cette déviation constitue
l’origine de l’incertitude sur la mesure du facteur de bruit du système. L’effet de cette
faible dérivation de le tension d’offset ne modifie pas la pente de la droite d’étalonnage
établie, mais il modifie sensiblement, après extrapolation, le point d’intersection de
cette droite avec l’axe des températures.
6 - Bruit de la diode à avalanche
Après cette mesure de la droite d’étalonnage du radiomètre et, par conséquent, la
capacité du radiomètre à détecter les puissances microondes à l’entrée (cette puissance
est équivalente à la puissance thermique captée par l’antenne) nous avons vérifié le bon
fonctionnement de la diode à avalanche modulée par un signal basse fréquence. Sachant
que l’ENR maximal de la diode à avalanche est de 20,11 dB dans la bande de fréquence
52 – 55 GHz, et que le coefficient de couplage du coupleur et de 10,4 dB, une puissance
de bruit maximale de valeur –69,4 dBm (2770° K) se trouve donc à l’entrée du LNA.
Cette puissance est loin de saturer les amplificateurs ou de dépasser la zone linéaire du
détecteur quadratique. La figure 95 montre la sortie du radiomètre détectant le bruit de
la diode à avalanche modulée à 90 Hz pour un courant de polarisation de 20 mA.
Figure 95 - Signal de sortie du radiomètre, diode polarisée à 20 mA.
Courant de polarisation
Bruit détecté
En polarisant la diode à avalanche avec un courant continu (sans modulation), nous
obtenons une variation du niveau de la tension continue détectée. La valeur maximale
108
Rapport INRETS n° 250
Mise en oeuvre du démonstrateur 53 GHz
s’établit pour une polarisation de 20 mA. Le signal détecté à la sortie du détecteur
quadratique est fortement perturbé par le 50 Hz présent dans le laboratoire. Ce détecteur
quadratique constitue le composant le plus sensible à la faible variation de sa tension de
polarisation par le secteur. En dépit de l’utilisation de capacités de filtrage, nous
n’avons pas réussi à filtrer complètement les légères fluctuations de l’alimentation
continue du détecteur. Pour un fonctionnement plus stable avec un signal sans
fluctuation, l’utilisation des piles électriques constituerait une solution sûre.
Finalement, nous avons conçu un support mécanique spécial qui permet de fixer le
radiomètre dans le plan focal d’une lentille de Fresnel. Ce support mécanique, présenté
figure 97, est entièrement réalisé en polyvinyle (PVC). Il permet d’effectuer des
expérimentations en utilisant soit l’une au l’autre des deux antennes primaires (antenne
Vivaldi, et le l’antenne guide d’onde) par une simple rotation de 90° du support de
platine du radiomètre.
La lentille de Fresnel est fixée verticalement par deux supports verticaux calés par
des vis en nylon. Le support de la platine du radiomètre peut glisser suivant un plan
perpendiculaire à l’axe de la lentille, sur des rainures en Té et peut être fixé en
translation par des vis de blocage en nylon également. Une règle graduée est collée en
parallèle avec les rainures. Elle permet de positionner l’antenne du radiomètre dans le
plan focal de la lentille de Fresnel. Le système, lentille de Fresnel et support de platine
est monté sur une base orientable qui pivote autour du de l’axe de rotation centré dans le
plan de la lentille. Ce mouvement permet ainsi d’effecteur un balayage mécanique en
vision horizontale avec une rotation de r20°. La lecture de l’angle de rotation se fait via
un doigt de repérage avec une résolution de 1°.
Figure 96 - Support mécanique du radiomètre monocanal à 53 GHz.
Lentille de Fresnel
Support de platine
Support de lentille
Fixation
Graduation en degré
Après avoir vérifié la fonctionnalité des différents composants constituants le
radiomètre, nous avons monté la platine portant le radiomètre sur le support mécanique
tel qu’illustré figure 97.
Rapport INRETS n° 250
109
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 97 : Montage du radiomètre avec l’antenne guide d’onde.
Distance focale
Guide d’onde
La connexion de l’antenne guide d’onde au conducteur V du radiomètre est assurée
par une transition guide – coaxial commerciale "35WR19K" dont le taux d’onde
stationnaire est inférieur à 1,2 dans la bande de fréquence 50 – 65 GHz. Les dimensions
de l’ouverture rectangulaire de l’antenne guide d’onde sont 1,88mm x 3,76mm. Ce
guide présente un diagramme de rayonnement uniforme dont l’ouverture à 10 dB est de
l’ordre de 120°. L’antenne guide d’onde est placée dans le plan focal de la lentille de
Fresnel. La position de ce plan focal est fonction de la géométrie de la lentille. Des
études effectuées précédemment ont montré qu’une efficacité de rayonnement élevée de
la lentille est obtenue lorsque le diagramme de rayonnement de l’antenne guide d’onde
couvre toute la surface de la lentille avec –12 dB de puissance relative reçue à ses bords.
110
Rapport INRETS n° 250
Mise en oeuvre du démonstrateur 53 GHz
7 - Mesures radiométriques
Les premières mesures effectuées avec le radiomètre complet ont montré une
perturbation du signal détecté par le secteur 50 Hz. Le détecteur quadratique a été le
composant le plus sensible à la faible variation de sa tension de polarisation perturbée
par le secteur. En dépit de l’utilisation de capacités de filtrage, nous n’avons pas réussi
initialement à filtrer complètement les légères fluctuations de l’alimentation continue du
détecteur. Pour un fonctionnement plus stable avec un signal sans fluctuation,
l’utilisation des piles électriques s’est avérée être une solution sûre dans cette étape de
faisabilité. En polarisation les MMIC constituant le radiomètre et l’étage
d’amplification basse fréquences par des piles électriques nous avons réussi à atténuer
la composante parasite 50 Hz comme montré figure 98. La diode à avalanche reste le
seul composant polarisé par une alimentation continue puisque la carte de polarisation
réglant les tensions des piles utilisées ne permet pas de fournir la tension nécessaire à
polariser la diode.
Figure 98 : Signal de sotie du radiomètre polarisé par des piles.
Une fois obtenu un signal stable, nous avons pu vérifier la capacité du radiomètre à
détecter des contrastes effectifs de température de rayonnement de scène. La figure 99
présente le signal de sortie du radiomètre avec les différentes fenêtres permettant
d’introduire les différentes données nécessaires aux mesures (température de bruit de la
diode, temps d’intégration…). La fenêtre supérieure de la figure 99 montre ainsi
qualitativement la variation de la température détectée par le radiomètre en passant deux
fois successives la main devant l’antenne guide d’onde. Le temps d’intégration est dans
ce cas de figure de 5 secondes.
Rapport INRETS n° 250
111
Système millimétrique d'imagerie passive
Figure 99 : Visualisation des mesures à l’écran.
Température détectée
8 - Performances du système
La consommation totale en puissance du radiomètre à addition de bruit est égale à
0,76 W. Cette consommation intègre celle des LNA, du détecteur quadratique et de la
diode à avalanche de calibrage.
Nous rappelons la sensibilité théorique du radiomètre établie précédemment
(équation 44) :
'Tmin
2.
TA' Tréc
BW
ª TA' Tréc º
«1 »
TN ¼
¬
où :
Tsys
TA' Tréc est la température du bruit équivalente du système : 300 + 726 =
1026° K. Le facteur de bruit est de valeur 5,34 dB, et la température ambiante est
300 K.
B est la bande passante RF du radiomètre égale à 3 GHz,
W est le temps d’intégration de valeur égale à 40 ms,
112
Rapport INRETS n° 250
Mise en oeuvre du démonstrateur 53 GHz
TN est la température équivalente du bruit ajoutée par la source de bruit pour calibrer
le système. Pour un courant de polarisation de 15 mA, l’ENR de la diode est de
20,11 dB, ceci implique un excès de bruit ajouté de 29744° K. Le coupleur directif
10,4 dB laisse donc passer une valeur de TN de 2712° K à l’entrée du LNA.
L’équation 44 nous fournit donc une valeur de la sensibilité théorique de 0,26° K
pour ce prototype en bande V.
Rapport INRETS n° 250
113
Conclusion
Parmi les aides à la conduite automobile, les systèmes de prévention des collisions
millimétriques appelés "radars anticollision", fournissant une perception frontale de
l’environnement routier quelles que soient les conditions météorologiques constituent
un champ particulier de développement couvert désormais par l’industrie. Ces
dispositifs exploitent un capteur actif qui déduit la distance aux obstacles à détecter du
temps de vol d’un signal émis depuis ce capteur, réfléchi par l’obstacle puis finalement
détecté par ce capteur.
Au-delà de cette génération de dispositifs actifs existants, l’INRETS-LEOST et
l’IEMN-DHS ont décidé d’initier une recherche ouvrant la voie au développement de
nouveaux capteurs fondés cette fois sur une technique purement passive. Ce nouveau
capteur détecte les émissions électromagnétiques thermiques des objets présents dans la
scène et fonctionne à l’instar d’une caméra optique ou infrarouge mais cette fois en
gamme de fréquences millimétriques.
De par son mode de fonctionnement passif, un tel dispositif s’affranchit de toute
autorisation d’utilisation de bandes de fréquences et contribue à la réduction de la
pollution radioélectrique. Il peut être utilisé de façon autonome ou couplé à une
télémétrie active déclenchée lorsque l’imagerie passive fait apparaître une situation
potentiellement dangereuse.
L’avantage de la construction d’un radiomètre dans la bande des fréquences
millimétriques, tel qu’obtenu par cette étude peut se résumer par les points suivants :
–
L’existence de fenêtres de fréquences procurant une atténuation atmosphérique
faible permet un fonctionnement de ce type de capteur dans des conditions
météorologiques très pénalisantes pour d’autres capteurs et s’affranchit de la
contrainte nocturne/diurne des caméras fonctionnant dans le visible,
– La taille réduite des composants permet d’obtenir, à terme, un système compact et
de faible coût,
– La résolution du système augmente sensiblement avec la fréquence. Un traitement
d’images approprié permet, en dépit de cette contrainte physique, d’espérer obtenir
une image radiométrique millimétrique de qualité pouvant se rapprocher de celle
associée à une image issue d’un capteur fonctionnant en gamme infrarouge.
En effet, bien que les imageurs passifs travaillent à une longueur d'onde qui présente
une bonne pénétration dans le brouillard, cette même longueur d'onde limite leur
résolution. En comparaison avec des capteurs infrarouges, les ondes millimétriques
présentent une longueur d'onde mille fois plus grande. Une optique de focalisation de
diamètre D fixée possède donc un pouvoir de résolution mille fois inférieur à celui
d'une optique infrarouge équivalente.
Rapport INRETS n° 250
115
Système millimétrique d'imagerie passive
Cette faible résolution des imageurs millimétriques a longtemps ralenti les
développements dans ce domaine. Cependant, l'émergence d'une technologie MMIC
permettant d'intégrer des radiomètres sur des surfaces de l'ordre de 10 mm² à 94 GHz, et
le progrès en traitement du signal afin d’améliorer la résolution naturelle des imageurs
laisse entrevoir la possibilité de disposer d'imageurs temps-réel de bonne résolution d'ici
les dix ans à venir.
Cette étude n’a pas résolu tous les problèmes technologique ou de traitement du
signal afférents à la réalisation d’un tel capteur. Certaines voies explorées se sont en
effet révélées peu performantes (lentille de Fresnel) exploitées dans un réseau plan
focal. Le facteur de bruit global du dispositif « facteur de mérite » du radiomètre
élémentaire devrait encore pouvoir progresser et une technologie à 94 GHz devrait
encore accroître le niveau de performance et d’intégration. Cependant, après une
approche théorique réalisant un point détaillé de tous les aspects critiques de
modélisation de ce capteur radiométrique millimétrique, cette étude a permis de traiter
systématiquement tous les étages élémentaires ainsi que d’en effectuer une réalisation
technologique en bande V conduisant à un prototype opérationnel.
En ce sens, ce travail a pour vocation de servir de référence à tous ceux qui seront
maintenant entrepris afin de faire complètement émerger ce nouveau type de capteur
dans les années à venir. Ce processus pourrait évoluer d’une façon analogue à celui qui
conduit aujourd’hui, à une échelle industrielle, au déploiement des systèmes actifs de
type radar et contrôleurs d’allure intelligents hyperfréquences.
116
Rapport INRETS n° 250
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Imprimé en France – JOUVE, 11 bd de Sébastopol, 75001 Paris –
N° 334867M - Dépôt légal : Mars 2004