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Le jitter
par guillaume pille et Christophe Bouillot
Le jitter, ses causes et ses effets,
sont des sujets qui font polémique
chez les professionnels et
amateurs de la prise de son
comme chez les audiophiles.
Dans la recherche d’une chaîne
d’acquisition ou de restitution
audionumérique “parfaite”, il
semble inévitable de se poser
la question de la qualité du
métronome qui bat la mesure
de nos convertisseurs et des
communications
numériques
entre appareils. Si la théorie
du signal suppose que la prise
d’échantillon (numérisation) ou
la lecture de ces échantillons
doit se faire à intervalles réguliers,
comment ne pas s’inquiéter des
possibles conséquences des
variations de ces intervalles ?
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Du jitter dans les horloges ?
pour l’analyse, le jitter est considéré comme un signal propre qui
caractériser le spectre en fréquence ou certaines composantes
Dans le domaine de l’audionumérique, nous devons considérer
Quelles sont les origines du jitter ?
exemples :
Le jitter a pour origine les signaux d’horloge. Les horloges
battent la mesure de nos convertisseurs et des communications
numériques ou encore déterminent quand un tampon de
données est transmis de la mémoire du système à une interface
de communication.
1- La musique stockée sur Compact Disc est lue en tant
que succession de bits (0 ou 1) par le lecteur. Ces bits sont
transférés à un Convertisseur Numérique-analogique (CNa)
qui retranscrit, au rythme d’une horloge locale, la musique
dans le domaine analogique.
2- Les signaux audionumériques aeS/eBU ou S/pDIF sont des
trames de données binaires transmises avec leur propre
signal d’horloge, ils peuvent aussi être référencés à un signal
d’horloge dédié (Vidéo ou Word Clock par exemple).
Un signal d’horloge numérique est un signal en créneau (ou
admet généralement qu’il est souhaitable qu’au moins 50% des
cycles répondent à ces exigences de fréquence et d’amplitude
passage d’un bas niveau à un haut niveau ou inversement) qui
véhiculent l’information d’horloge.
Fig. 1
Transition
de référence
occurences
réelles
des transitions
occurences
réelles
des transitions
Nous devons distinguer deux types de jitter, le jitter aléatoire et le
jitter périodique.
Le jitter aléatoire est généralement causé par du bruit (thermique
principalement) ou de la diaphonie entre des lignes numériques.
Une erreur de sampling aléatoire peut être assimilée à l’ajout
d’une tension parasite aléatoire au signal analogique d’origine.
à anticiper.
Le jitter périodique ou déterministe est quant à lui totalement
prévisible et reproductible. Il peut être causé par exemple par
des variations régulières de la tension d’alimentation de l’horloge.
Ce jitter provoque des harmoniques à certaines fréquences qui
sont liés au signal audio enregistré.
On peut parler de modulation de
fréquence dans la mesure où le
jitter interagit avec l’audio et que
le bruit résultant dépend de cette
occurences
interaction, nous l’étudierons plus
réelles
loin.
des transitions
occurences
théoriques
des transitions
Le jitter (en français le gîte ou gigue) est une erreur d’ordre
temporel. Le jitter est la variation dans le temps d’un événement
périodique – tel que les transitions d’un signal – par rapport à une
référence idéale que l’événement suivrait s’il était parfaitement
régulier.
Contrairement à une horloge idéale, le point de retour à zéro des
peut donc être vu comme une modulation de phase du signal
audionumérique.
Fig.1 Signal audionumérique présentant des transitions affectées
de jitter.
L’amplitude du jitter est égale à la valeur du plus grand retard
moins la valeur de la plus grande avance des transitions (toujours
en référence à un signal parfait), cette grandeur se mesure en
unités de temps (de l’ordre de la nano ou picoseconde).
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40
appelé simplement
“quartz”)
et
l’oscillateur contrôlé
en tension (qu’on
retrouvera
sous
l’acronyme
VCO
pour
Voltage
C o n t r o l e d
Oscillator).
Quartz
Le quartz possède
une
excellente
stabilité
à
une
fréquence donnée
unique.
Cette
fréquence est le
point de résonance du cristal de quartz soumis à un champ
électrique, elle dépend essentiellement de la forme et de la
dimension du cristal. Cette très grande stabilité rend ce composant
parfaitement adapté pour
la
génération
d’horloges
VCO
d’échantillonnage
au
plus
près des convertisseurs. Les
meilleurs oscillateurs à quartz
possèdent une compensation
dérive en fréquence (capsule
isolante ou “four”).
Le VCO est un oscillateur dont la fréquence est déterminée par
une tension de commande. ainsi il est possible par l’ajustement
de cette tension d’obtenir une grande variété de fréquences
Dans le cas de transmissions
numériques,
une
mauvaise
adaptation d’impédance et de
mauvais câbles peuvent provoquer
Si la précision de ces horloges, même très consciencieusement
conçues, reste inférieure à celle d’un quartz, elle peuvent
toutefois posséder de bonnes qualités de stabilité.
bout de ligne, une atténuation ou
Les boucles à verrouillage de phase (PLL)
signaux rapides, menant à des pertes
de synchronisation ou des pertes de données, nous verrons ce
cas dans le jitter des interconnexions.
en pratique, le jitter observé à un point d’un circuit audionumérique
est un cumul de plusieurs sources de jitters aléatoires et
périodiques.
Les oscillateurs
Les horloges présentes dans nos machines
sont constituée principalement d’un
composant délivrant un signal de
fréquence la plus constante possible :
l’oscillateur.
Nous présentons les deux types les plus
utilisés, l’oscillateur à quartz (souvent
La boucle à verrouillage de phase ou pLL (phase-Locked Loop)
est une invention française des années 30, mise en pratique de
manière généralisée avec l’arrivée des circuits intégrés dans les
années 60.
Le principe d’une pLL est de comparer la phase d’un signal
Fig. 2
Signal
entrant
Signal
d’erreur
Comparateur
de phase
Signal
de sortie
Filtre
passe-bas
VCO
Diviseur
optionnel
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détermine la vitesse à laquelle l’horloge de sortie sera alignée
oscillations du signal d’entrée, autrement dit du jitter du signal
d’entrée. plus la stabilisation sur le signal d’entrée sera rapide et
fait la qualité de la pLL.
On retrouve ce type de circuit dans trois situations : récupération
d’horloge, génération d’horloge et atténuation de jitter.
Les pLL de récupération d’horloge sont utilisées en réception
de se synchroniser et d’alimenter la machine réceptrice avec
cette horloge reconstruite pour assurer une bonne récupération
des données. en dehors de cette fonction principale, cette pLL
La pLL de génération d’horloge sert à créer une horloge de sortie
dont la fréquence est un multiple de celle du signal d’entrée.
Cela se fait simplement en ajoutant un diviseur dans la boucle de
contre-réaction reliant le VCO au comparateur de phase. Cela
est très courant, par exemple pour générer une horloge 256 fois
convertisseur requérant une horloge rapide.
du jitter entrant pour le décaler hors de la bande audible.
Il est à noter que les pLL fournissent des horloges dont le jitter est
plusieurs ordres de grandeurs au-dessus du jitter d’un quartz ou
d’un VCO.
Le jitter d’échantillonage ou
samplig jitter
“Sampling jitter” est le nom donné aux erreurs d’horloge survenues
au cours du processus de conversion analogique-numérique,
numérique-analogique ou lors de la conversion de fréquence
échantillonné à 44,1khz en signal à 96kHz).
Les deux premiers cas (CaN et CNa) peuvent être associés avec un
signal d’horloge concret alors que dans le cas du convertisseur de
fréquence d’échantillonnage (ou SRC pour Sample Rate Converter),
il peut s’agir d’un processus totalement numérique dans la mesure
Le CaN est probablement l’élément le plus critique de la chaîne
en matière de sensibilité au jitter ; et plus encore les convertisseurs
générant des mots binaires de grande taille (>20bits). L’horloge
qui synchronise un CaN doit donc être particulièrement stable.
Une mauvaise horloge qui pilote un CaN peut engendrer une
distorsion et/ou un bruit qui ne pourront plus être éliminés en aval
dans la chaîne audionumérique.
Fig. 3
3 kHz 0 dBV
erreur
J
Le jitter n’affectera le signal audionumérique que lors de
l’échantillonnage ou du ré-échantillonnage. Les effets du
sampling jitter sont de moduler le signal échantillonné. Ce
phénomène peut produire un changement indésirable,
particulièrement s’il peut être perçu dans la bande audible. Dans
certains cas, le signal avec le jitter est préféré mais, comme l’effet
est souvent incontrôlable, il est communément récusé pour cette
même raison. L’audibilité du phénomène est relative à la nature
du jitter ainsi qu’au signal audio affecté.
S1 S2 S3 S4 ...
6 kHz 0 dBV
erreur
Sampling jitter et horloge externe
J
Il existe un grand nombre de circonstances où une horloge doit
être extraite d’une source externe. Typiquement, il peut s’agir
d’un enregistreur audionumérique ou d’un processeur surround
numérique qui doive se synchroniser (certains diront “clocker”)
S1 S2 S3 S4
fait dans la machine “esclave” à l’aide d’un circuit constitué
généralement d’une pLL. Cette pLL va générer, à partir du signal
externe, un signal horloge indispensable au fonctionnement
de la machine esclave. Dans la mesure où il s’agit d’un signal
“neuf”, le jitter de l’horloge externe n’est pas directement lié
au jitter intrinsèque à la pLL, mais il peut y contribuer dans une
certaine mesure. Il n’est donc pas possible de parler de sampling
jitter dans le cas de l’utilisation d’une horloge externe. Toutefois,
l’utilisation du circuit pLL n’est pas neutre quant à la qualité de
l’horloge de conversion, puisque les grandeurs typiques de jitter
de ce type de circuit sont généralement bien plus importantes
que celles d’un simple oscillateur à cristal. en d’autres termes,
si la pLL a lissé les défauts de l’horloge externe, c’est au prix de
l’ajout de ses défauts propres.
C’est pourquoi – pour des performances optimales en terme de
jitter – il est préférable, dans la mesure du possible, de faire tourner
un convertisseur sur son horloge interne (on peut d’ailleurs signaler
une architecture telle que leur horloge est remarquablement
stable). Ceci est valable à moins que l’on ne synchronise
le convertisseur sur une référence vidéo voire sur un autre
par exemple). Bien évidemment, si l’on doit tout de même avoir
recours à une horloge externe, celle-ci doit être aussi stable que
possible (de préférence vidéo ou Word Clock) dans ce cas, il
une pLL ultra-stable. Ceci se révèlera en pratique extrêmement
6 kHz 6 dBV
erreur
J
S1 S2 S3 S4
Fig. 4
4
2 V rms 1 kHz (V) erreur (mV)
arrivant sur son entrée avec le signal qu’elle délivre. Si les deux
signaux sont parfaitement en phase, aucune correction n’est
apportée. Si une différence est détectée, la pLL ajuste son
VCO de manière à accélérer ou ralentir sa fréquence pour se
synchroniser au signal entrant.
2
0
-2
des constructeurs donnent rarement ce type d’informations, ou
-4
0
1
2
3
4
5
correspondre avec la nouvelle fréquence d’échantillonnage. Dans
ce cas, il convient de parler d’horloge virtuelle.
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Représentation du sampling jitter dans le domaine temporel
varier dans le temps et un mauvais point d’échantillonnage va
affecter à l’échantillon une valeur d’amplitude erronée.
Comme on peut le voir sur la Fig.3, l’erreur d’amplitude est
proportionnelle à la pente du signal analogique qui croit avec
la fréquence et avec le niveau de celle-ci (très important à haut
niveau dans les hautes fréquences).
une analyse de n’importe quel type de jitter et de réaliser une
estimation de ce que doit être un niveau acceptable de jitter.
par exemple il pourrait être décidé que le niveau maximum
acceptable de jitter provoquerait une erreur de niveau de
pleine échelle à 20kHz). Toutefois, même si cela permet de
poser une limite (244ps peak pour une conversion 16bits), cela
n’apporte aucune information quant au caractère d’audibilité
d’un tel jitter.
Représentation du sampling jitter dans le domaine fréquentiel
Fig.3 Dans cet exemple, la fréquence d’échantillonnage est
constante, mais le signal à échantillonner varie en fréquence et
en amplitude.
La Fig.4 représente la simulation de l’effet d’un jitter de type
aléatoire sur un sinus pur de fréquence égale à 1kHz et d’une
amplitude de 2V RMS. Le système de simulation a considéré un
jitter aléatoire (de type gaussien) ayant une amplitude de 10ns
RMS et a effectué les calculs sur chaque échantillon pour une
fréquence d’échantillonnage de 176,4kHz (soit l’équivalent d’un
CNa ayant un facteur d’oversampling de 4, tel que ceux utilisés
dans les lecteurs de CD).
Fig.4 Sampling jitter sur un sinus pur de 1kHz.
On peut noter comment le sinus et le “signal d’erreur” intermodulent. L’erreur est le produit de la pente du sinus et du jitter
Fig. 5
+0
Un convertisseur qui utilise le sur-échantillonnage (ou
oversampling) est un convertisseur qui traite un nombre
d’échantillons très supérieur au nombre minimum requis par la
théorie de l’échantillonnage pour une bande passante donnée.
C’est le cas typique du très répandu convertisseur Sigma-Delta.
Typiquement, les taux d’oversampling sont compris entre 2x et
256x. Les performances des convertisseurs oversamplés sont
Si un signal est échantillonné avec des erreurs de points
d’échantillonnage, l’effet produit est une modulation du signal
dans le temps.
wall qui stoppent les HF non désirées du signal audio. Dans le
wall est construit de telle sorte qu’il coupe toutes les fréquences
en injectant un jitter de forme sinusoïdale à un signal donné, nous
observons que le signal résultant présente en plus de la raie du
signal d’origine deux bandes latérales. Les deux composantes
ont une amplitude relative à l’amplitude du jitter et à la
fréquence du signal entrant, et sont décalées de la fréquence
d’origine de moins (pour la bande de gauche) ou plus (pour la
bande de droite) la fréquence du jitter.
Ces résultats peuvent être utilisés pour
estimer le potentiel d’audibilité de la
modulation audio induite par le jitter.
La Fig.5 illustre cet effet sur un signal
réel. Le signal entrant a une fréquence
de 10kHz et la modulation du jitter
est de 3kHz. Les deux composantes
obtenues par majoration et minoration
de la fréquence du signal audio par la
fréquence du jitter sont représentées
par les deux pics latéraux en dessous et
au-dessus du pic à 10kHz.
dBV
-40
-60
-80
-100
-120
supérieures à 22,05kHz présentes dans le signal audio analogique
échantillonné ne seront pas représentées dans le cadre d’un
système audionumérique travaillant à 44,1kHz. Toutefois, si ces
Fig. 6
0
2k
4k
6k
8k
10k
Hz
12k
14k
tonalité est minime c’est à dire aux maximum de tension où la
pente est nulle. La simulation a permis de révéler un niveau de
124μVRMS soit -84dB par rapport au niveau du sinus. Considérant
que cette erreur s’étend sur toute la bande passante de 88,2kHz
représentée par une fréquence d’échantillonnage de 176,4kHz
; on peut considérer que, mesuré sur une bande passante de
20kHz, le niveau du bruit serait de 60μVRMS. Ce qui représente un
niveau relatif de -90,5dB par rapport au niveau du sinus.
La représentation du jitter dans le domaine temporel permet
16k
18k
20k
-104 dB
-110 dB
pour illustrer ce phénomène, considérons un signal de fréquence
F=1kHz échantillonné en présence d’un bruit (assimilable au jitter)
pleine bande plat en fréquence. après calculs, on conclut que le
jitter va produire une erreur dont le niveau aura un niveau relatif
de -104dB par rapport au niveau du signal à échantillonner. Cette
estimation du niveau de l’erreur reste la même quelle que soit la
fréquence d’échantillonnage du convertisseur.
Les sources de jitter, quoiqu’il en soit, ne sont pas plates sur
l’ensemble du spectre. Le jitter est majoritairement formé de
composantes basses fréquences ; phénomène dû à la fois aux
passe-bas commun dans les circuits de régénération d’horloge.
Le système d’oversampling ne réduira en aucun cas l’impact de
ces composantes BF.
4X F S
distorsion harmonique. Il est par conséquent primordial d’être
capable de détecter et de mesurer ces artefacts dans les bas
niveaux si la qualité sonore doit être optimisée. Ceci est de plus
en rapport avec l’amélioration de la plage dynamique des
convertisseurs modernes.
Dans la mesure où la bande passante du jitter peut s’étendre
jusqu’à la moitié de la fréquence d’échantillonnage du
convertisseur, dans un convertisseur oversamplé, la bande
passante du jitter peut s’étendre sur un spectre beaucoup
plus large que pour un convertisseur non oversamplé. L’erreur
causée par la modulation du jitter est relative au spectre du
jitter. Dès lors, l’erreur affectant le signal audio convertit par un
convertisseur “oversamplé” affecte également un spectre élargi
proportionnellement au taux d’oversampling.
(qui se présente sous forme de bruit) induite par le jitter. Or, un
quart de la puissance totale implique la moitié de la tension
totale ; il en résulte une erreur dont le niveau est inférieur de 6dB
à celle induite par le convertisseur “non oversamplé”.
Notons que le cas particulier d’un jitter
sinusoïdal peut être étendu à des jitters
de forme complexes, l’étude reste
faisable en décomposant ces signaux
complexes en séries de Fourrier.
La nature non harmonique des artefacts engendrés par le jitter
succession d’éléments de délai, de multiplicateurs (résistances
additionnelles en série) et de points de sommation. Les éléments
de délai sont censés être parfaitement identiques en matière
de durée de retard engendrée. Le jitter affecte l’intervalle de
temps entre les échantillons audio successifs. ainsi, les éléments
de délai numériques ne représentent plus des points équidistants
d’un point de vue temporel. Le jitter module l’intervalle de temps
entre les différents échantillons ; ce qui peut radicalement altérer
La Fig.6 montre que l’erreur induite par le jitter dans un CNa
“oversamplé” avec un taux de 4x va s’étendre jusqu’à une
fréquence quatre fois supérieure à celle d’un convertisseur 1x.
Dans le cadre de l’audio pur, nous limitons nos considérations à
une bande passante comprise entre 20Hz et 20kHz. Une analyse
sur cet intervalle de fréquence montre la présence de seulement
Fig.5 Modulation spectrale induite par
le jitter.
-140
page
Convertisseurs et sur-échantillonnage
Le jitter peut également être appréhendé sous son aspect de
phénomène de modulation et analysé en termes de composantes
fréquentielles. Il peut être mathématiquement démontré qu’il
existe une relation entre une composante spectrale du jitter, une
composante spectrale du signal audio et la modulation de jitter
résultante.
-20
44
L’effet du jitter sur les convertisseurs peut être beaucoup
plus complexe qu’une simple variation d’horloge du signal
audionumérique. D’autres signaux (comme par exemple, le
bruit ultrasonique créé au sein du module de noise-shaping des
convertisseurs 1-bit) peuvent être échantillonnés avec le signal
audio désiré.
1X F S
2X F S
3X F S
2
2
2
2
fréquences n’étaient pas éliminées, il se produirait un phénomène
d’aliasing (qui consiste en un repliement des hautes fréquences
dans le spectre audio échantillonné).
Fig.6 Le rectangle bleu représente l’erreur induite par un jitter
pleine bande plat dans un convertisseur 1x. Le rectangle gris
représente quant à lui l’erreur induite dans un convertisseur 4x.
On remarque que l’erreur a la même “valeur” sur l’ensemble du
spectre. La valeur du jitter a donc été réduite sur l’ensemble du
spectre de l’audio échantillonné.
Jitter, noise-shaping et convertisseurs 1-bit
pour des taux d’oversampling élevés, il est possible de réduire
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audio 20Hz-20kHz). Le niveau de ce bruit ultrasonique est relatif à
Résolution temporelle virtuelle
est en rapport étroit avec le niveau pleine échelle du convertisseur.
Les algorithmes utilisés, dans un aSRC, pour l’estimation des
L’action du sampling jitter sur ce bruit ultrasonique induit une
modulation, identique à celle causée sur de l’audio “classique”.
Cette modulation peut se retrouver (par repliement) dans le
spectre audible et, dans la mesure où le bruit ultrasonique est
présent même quand le signal audio est à un faible niveau, elle ne
pourra être masquée. Son effet direct est de remonter le niveau du
bruit de fond et par conséquent de réduire la plage dynamique du
convertisseur.
considèrent le signal d’horloge de l’un des signaux comme
référence et détermine cette relation grâce à une horloge de
mesure de fréquence élevée synchrone avec l’autre train binaire.
Sampling jitter et convertisseurs de fréquence d’échantillonnage
(SRC)
Les convertisseurs de fréquence d’échantillonnage sont utilisés pour
convertir un signal audionumérique de fréquence donnée en un
signal de fréquence différente. La conversion induit de facto une
interpolation ou une décimation entre les points d’échantillonnage
du signal audionumérique entrant et la génération de valeurs pour
les nouveaux points d’échantillonnage. Il existe deux types de SRC.
par exemple, pour convertir d’une fréquence de 48kHz à Fe=96kHz,
l’horloge de mesure peut être cadencée à 256x96kHz. On en déduit
l’apparition de jitter dans les algorithmes d’estimation temporelle
est égale à 40ns (=1/(256x96000)).
Caractéristiques d’atténuation du “jitter virtuel”
Les algorithmes d’estimation temporelle des aSRC possèdent une
caractéristique d’atténuation du jitter, que l’on peut modéliser
Dans la mesure où le processus est entièrement numérique, si la
qu’un aSRC peut avoir un haut niveau d’atténuation du jitter.
Dans le cas où le facteur de conversion entre les deux fréquences
d’échantillonnage est un nombre entier (par exemple passage de
Fe=48 kHz à Fe=96 kHz, facteur de conversion égal à 2), on peut
déterminer les points d’échantillonnage avec précision et sans
erreur. Dans ce cas, il est possible d’effectuer la conversion sans
L’intégration d’un aSRC à un système est peu onéreuse ; ce qui
fait que cette alternative est souvent considérée comme solution
synchronisés. a l’inverse, une conversion de 44,1 kHz vers 96 kHz, par
exemple, peut être effectuée en utilisant un rapport mathématique
converti à cette fréquence par l’aSRC. Une mesure de l’horloge du
CNa peut révéler le faible jitter au niveau de cet oscillateur.
mathématique. Ce type de SRC est appelé convertisseur de
fréquence d’échantillonnage synchrone (Synchronous Sample
Rate Converter – SSRC).
Toutefois, le processus de ré-échantillonnage au sein de l’aSRC
doit également être considéré. Le jitter d’un aSRC n’étant qu’un
décalage des valeurs numériques générées par l’algorithme
d’estimation temporelle, il ne peut pas être mesuré directement.
Quoiqu’il en soit, il est possible de mesurer ce jitter par l’étude de son
impact sur un signal injecté de haut niveau et de haute fréquence.
parfois, la fréquence d’échantillonnage en sortie de SRC ne
peut pas être verrouillée sur celle entrante (à cause des rapports
mathématiques entre les deux Fe). De plus, bon nombre
Jitter dans les interconnexions
numériques
sampling jitter. La bonne démarche est d’essayer de maintenir le niveau
en dessous de ce qui est toléré par l’appareil recevant le signal.
Deux appareils distincts d’une chaîne audionumérique peuvent
communiquer par l’intermédiaire d’une connexion. Cette connexion
transportera les données audio, une information de synchronisation et
parfois aussi l’horloge de synchronisation. Les communications aeS/eBU
et S/pDIF remplissent les trois fonctions. Il peut arriver que dans le cas d’un
nombre conséquent d’appareils devant être synchronisés, une horloge
maîtresse soit distribuée aux machines (par exemple Word Clock).
Si une unité audionumérique est synchronisée à une horloge (qu’elle
soit interne ou externe) relativement peut sujette au jitter ; alors, tout jitter
mesuré sur l’interface émettrice est dû à l’appareil lui-même : il s’agit de
son jitter intrinsèque.
Le standard de synchronisation aeS11 recommande d’utiliser un signal
dédié pour le maintien d’une synchronisation commune, par un signal
audionumérique de référence (Digital audio Reference Signal – DaRS).
Les appareils permettant l’utilisation d’un DaRS possèdent une entrée
dédiée (‘Sync in’ ou ‘external sync/clock’) qui peut être sélectionnée
comme référence de Word Clock. Un avantage est que, dans la
mesure où le signal de synchronisation est indépendant du programme
interrompre le “timing” de l’appareil (qui continue de recevoir une Word
Clock stable).
Les problèmes causés par le jitter dans ces interconnexions sont des
problèmes de perte de synchronisation ou éventuellement d’erreur
dans la lecture d’une donnée. L’amplitude de jitter provoquant ce
type de problèmes est de plusieurs ordres de grandeur au dessus du
Fig. 8
par exemple, un circuit pLL intégrant un VCXO (Voltage Control crystal
Oscillator) aura un jitter intrinsèque inférieur à celui d’un circuit à base
de résistances et de condensateurs.
Jitter induit par le câblage
L’autre source de jitter dans les interconnexions numérique peut venir
d’une mauvaise adaptation du câble de liaison.L’effet résistif du câble
ou une impédance inadéquate peuvent causer sur le signal des pertes
de niveau et des pertes aux fréquences élevées qui ont pour effet de
Ce fait ne constituerait pas un problème si les effets
étaient les mêmes pour chaque transition. Il en
peuvent changer à tout moment et, combinées
avec les pertes au sein du câble, ces différentes
séquences binaires provoquent un décalage
aléatoire (mais corrélé aux données) et par
conséquent une augmentation des interférences.
Fig. 9
De plus, l’interface aeS3 utilise le même signal pour
véhiculer à la fois le signal d’horloge et les données
audio, la conjonction des phénomènes précédents
peut donc induire du jitter sur le signal d’horloge par
l’intermédiaire de la modulation des données.
Il convient donc de prêter une attention toute
particulière aux mécanismes d’interférence (on
parle d’interférence inter-symboles) entre les
données et le signal d’horloge.
ajustés.
Ce type de SRC est appelé convertisseur de fréquence
d’échantillonnage asynchrone (asynchronous Sample Rate
Converter – aSRC). Il peut être vu comme une généralisation du
concept du SSRC étendu à tout type de fréquences entrantes et
Le niveau de jitter intrinsèque est déterminé par deux caractéristiques
: les variations de phase des oscillateurs du circuit d’horloge et, dans
le cas où l’horloge est externe, des caractéristiques du circuit pLL de
régénération d’horloge.
Ce serait le cas uniquement si l’on avait affaire à une
alternance régulière de 0 puis de 1... Mais un “vrai”
d’utilisation ; autrement dit pour faire face à des rapports de
conversion arbitraires entre les fréquences entrantes et sortantes,
différentes. Dans ce cas, la conversion doit se faire par un rapport
mathématique plus complexe et qui peut varier dans le temps. Le
SRC doit inclure un algorithme qui tente d’aligner les échantillons
entrants et sortants en se basant sur leurs instants d’arrivée respectifs.
Jitter intrinsèque
Forme d’onde d’un
signal aeS avec
dégradations
induites par le
câblage
forme d’onde aeS idéale
point de
passage
à zéro
Fig.8 Séquence de donnée en sortie d’interface
aeS3
Fig.9 Séquence de donnée après passage dans
100m de câble
très répandu dans bon nombre de produits audio professionnels ou
non.
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Jitter de données
Le jitter de données est le terme utilisé pour décrire le jitter affectant
les transitions de la “forme d’onde” modulée par les données. Le
données. Cette forme de jitter est la plupart du temps révélatrice
d’interférences inter-symboles.
Le jitter de données peut également être produit au sein même des
circuits asymétriques où un délai peut varier entre les transitions de
montée et de descente.
Jitter induit par des bruits parasites
Si les transitions des bits n’avaient pas été “ralenties” par les pertes dues
au propriétés électriques du câble, leurs temps de montée/descente
seraient si brefs que leurs points de passage à zéro seraient peu sensibles
à l’ajout d’un quelconque bruit. Or, l’augmentation des temps de
transitions, due aux pertes dans le câble, rend le signal sensible au bruit
et à toute sorte de parasites extérieurs. Il en résulte un décalage du point
de passage à zéro.
par exemple, un bruit parasite affectant le signal peut faire varier le
temps que telle. La sensibilité à ce type de bruit dépend de la vitesse des
transitions, qui dépend elle-même des pertes survenues dans le câble.
Le niveau de jitter induit par le bruit parasite est en corrélation directe
avec la pente de la transition au point de passage à zéro, tout comme la
tension de ce bruit est relative au temps (par l’intermédiaire de la pente).
Sur des transitions rapides, un bruit d’interférence ne produira que peu de
jitter : la variation de tension causera cependant une légère déviation
temporelle.
Il est important de noter que la “direction” de la déviation temporelle est
directement en rapport avec le type de transition. ainsi, pour une transition
“accélérée” par le bruit parasite, les transitions de montée interviendront
plus tôt (par rapport à une référence idéale) et les transitions de descente
seront retardées. pour une transition “ralentie” par le bruit, le contraire est
vrai.
Tolérance au jitter
Un récepteur audionumérique de type aeS3 doit être capable de
décoder des signaux provenant d’une interface émettrice. Si le niveau
de jitter augmente, l’interface réceptrice commencera à décoder
le signal incorrectement, générant ainsi des “mute” et/ou la perte du
verrouillage sur le signal d’horloge entrant. Le niveau maximum de jitter
avant lequel l’interface réceptrice commence à produire des erreurs lors
de l’interprétation des données est appelé le niveau de tolérance au jitter
de l’appareil.
La tolérance au jitter est indépendante de la fréquence pour un jitter supérieur
à la fréquence de coupure du circuit pLL. Mais, au fur et à mesure que le
taux de variation de l’horloge (la fréquence du jitter) diminue, le récepteur
pour des jitter de fréquence basse, le récepteur sera davantage sujet à subir
l’importante augmentation de jitter et ainsi la tolérance au jitter augmente.
en effet, plus la fréquence du jitter est basse, plus le signal est envoyé dans la
boucle et donc plus les variations temporelles sont atténuées.
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pour des jitter de fréquence proche de la fréquence de coupure, il est
possible qu’en raison d’une mauvaise conception, la tolérance au jitter
de conception d’un système audionumérique complet à machines
interconnectées.
du circuit cause une opposition entre la déviation (dans la boucle) des
transitions de données temporelles entrantes et l’estimation faite par le
circuit des données temporelles (qui considère que celles-ci sont pires
Si dans plusieurs articles les effets audibles de tel ou tel type de jitter sont
étudiés, il reste que l’humble installateur, ingénieur du son ou auditeur
audiophile n’a non seulement pas accès a ces mesures sur son système
mais surtout rien, et c’est le plus troublant, ne garantit qu’un niveau
de jitter bas “sonnera” mieux qu’un certain type de jitter dont l’effet
s’entend à une fréquence donnée !
Accumulation du jitter
Si nous considérons une chaîne d’appareils numériques, dans
laquelle l’horloge de chaque appareil est verrouillée sur celle
de son prédécesseur dans la chaîne, on constate que plusieurs
chaîne. Chaque appareil va ajouter son propre jitter intrinsèque
et chaque interconnexion (câblage) contribuera au jitter. De plus,
à chaque étage de la chaîne va s’ajouter soit un gain soit une
atténuation du jitter. Les effets de ce phénomène varient avec
les caractéristiques de jitter individuelles de chaque élément de
la chaîne et des séquences de données ; il est possible, avec des
calculs relativement simples de se faire une idée de l’importance
du problème.
ainsi, il est évident et reconnu que plusieurs types de jitters aux effets
conséquents et audibles apparaissent dans le cadre de l’utilisation
d’une horloge externe, là ou une horloge interne même médiocre fera
bien mieux. Mais l’utilisateur, vous, moi, pourra parfaitement préférer le
son avec cette horloge “techniquement mauvaise”.
cas d’apprécier selon des critères techniques ce qui fait réellement la
qualité d’écoute ou d’enregistrement d’un système. L’alchimie née
de l’interconnexion d’appareils résiste encore à une simple mesure de
jitter...
Pour aller plus loin :
CNA Convertisseur Numérique-Analogique
DARS Digital Audio Reference Signal (signal au-
Fe Fréquence d’échantillonnage
HF Haute(s) Fréquence(s)
“a new method for analysing the effects of end-to-end jitter in
digital audio systems” James a.S. angus preprint 4716
d’un phénomène de jitter, et c’est la base de toute la complexité
BF Basse(s) Fréquence(s)
que réceptrice)
du jitter qui doivent être remplies par les appareils prétendant
atténuer le jitter d’interconnexion. Cette atténuation préconisée
est d’au moins 6dB pour des fréquences supérieures à 1kHz. Cette
fréquence est très inférieure à la fréquence de coupure de 8kHz
préconisée par les normes de l’interface aeS3 ; ces appareils
nécessitent donc la transmission d’un signal d’horloge, séparé des
données obtenue par régénération d’horloge, qui détermine la
tolérance au jitter.
Une règle voudrait qu’il faille au maximum éviter les synchronisations
externes (généralement bien plus mauvaises qu’un quartz interne).
Mais ce n’est pas toujours possible, en particulier dans le cas de
systèmes d’acquisition audio à sources numériques multiples, idem
pour la diffusion.
Asynchrone)
DIR Digital Interface Receiver (interface numéri-
“Theoretical and audible effects of jitter on digital audio quality”
eric Benjamin et Benjamin gannon preprint 4826
Le jitter est partout et vouloir s’en débarrasser, même s’il s’agit
d’un noble objectif, semble peine perdue. Si les fabricants
communiquent souvent sur la stabilité de leurs horloges internes,
il est plus rare de trouver les performances des circuits de
régénération en cas de synchronisation externe, généralement
parce que leurs performances sont relativement mauvaises.
(Convertisseur de Fréquence d’Echantillonnage
dionumérique de référence)
un gain inférieur à 2dB quelle que soit la fréquence du jitter.
Le jitter, ami ou ennemi ?
ASRC Asynchronous Sample Rate Converter
CAN Convertisseur Analogique-Numérique
Les conséquences normales de cette accumulation de jitter
peuvent être (au fur et à mesure de l’avancement du signal dans
la chaîne) des pertes occasionnelles de données voir même une
perte du verrouillage sur le signal entrant.
visant à limiter les problèmes d’accumulation du jitter. L’une d’elle
Lexique
“Jitter analysis of asynchronous sample-rate conversion” Robert
adams preprint 3712
PLL Phase-Locked Loop (boucle à verrouillage
de phase)
ppm Parties Par Million
SRC Sample Rate Converter (convertisseur de
“evaluation of the audible distortion and noise produced by
digital audio converters” Louis D. Fielder Journal of audio
engineering Society, vol.35, n°7/8, 1987
fréquence d’échantillonnage)
Measuring aeS-eBU digital audio interfaces” Richard C. Cabot
Journal of audio engineering Society, vol.38, n°6, 1990
vertisseur de Fréquence d’Echantillonnage Syn-
“Specifying the Jitter performance of audio Components”, Chris
Travis et paul Lesso, audio engineering Society convention paper,
117th convention, 2004 October 28-31.
SSRC Synchronous Sample Rate Converter (Conchrone)
THD+N Total Harmonic Distortion + Noise (distorsion harmonique totale + bruit)
“Measuring the effects of sampling jitter” Richard C. Cabot –
audio precision
VCO Voltage Controlled Oscillator (Oscillateur à
“Digital Sound Signal : subjective effect of timing jitter”, W.I.
Manson, BBC Research Department, BBC RD 1974/11, March
1974
WC Word Clock (signal d’horloge
Contrôle en Tension)
“Jitter Theory”, Julian Dunn, application and technical support
for audio precision apWIN users, Technote 23, audio precision
NUMERO 01 - AUTOMNE 2012
NUMERO 01 - AUTOMNE 2012
www.horsphase.com
www.horsphase.com
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