Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension

Validation du modèle de diode
Chapitre 4
Validation du modèle de diode
Les paramètres de la diode extraits à partir des circuits DMTVCA et OCVD doivent être
validés dans un circuit de type hacheur, afin de se rapprocher des conditions de
fonctionnement réel du composant.
Nous comparons les formes d’ondes mesurées et simulées de la diode au blocage dans la
cellule de commutation, pour valider la méthode d’extraction et le modèle complet de la
diode.
4.1 La cellule de commutation inductive
Dans le circuit hacheur de la figure 4.1, le courant qui traverse la diode juste avant
l’ouverture, est fixé par l’inductance L. Le courant dans cette inductance va dépendre du
rapport cyclique, de la tension VE et de la résistance R. Nous ne pouvons donc pas
choisir indépendamment le courant direct qui traverse la diode à l’état passant et la
tension inverse appliquée à la diode à l’état bloqué.
LD
M
VE
L
C
D
R
VS
Figure 4.1 : Hacheur dévolteur.
Le Professeur H.Foch [FOCH-89] a montré que tous les convertisseurs statiques peuvent
être représentés, durant la phase de commutation, par une cellule de commutation
(Figure 4.2). La commutation dans ces convertisseurs, correspond au changement d’état
de deux interrupteurs. Les travaux de thèse de K.Ammous [AMMO-00] ont permis de
démontrer l’exactitude de cette affirmation dans le cas des convertisseurs DC-DC. Les
formes d’ondes à l’ouverture et à la fermeture de la diode sont rigoureusement
identiques dans les circuits des figures 4.1 et 4.2 si IF désigne le courant dans
l’inductance L avant la commutation et VR=VE.
THESE - Damien Risaletto
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Validation du modèle de diode
LD
D
VR
M
IF
Figure 4.2 : Cellule de commutation MOSFET-diode.
La modélisation fine des semiconducteurs et de la connectique rend illusoire de vouloir
simuler la globalité du fonctionnement d’un convertisseur avec la même finesse que
celle exigée durant les commutations. Il est donc nécessaire de ne faire intervenir ces
modèles qu’à l’échelle de temps d’une commutation. Ainsi l’utilisation de la cellule de
commutation permet de ne modéliser que la connectique « active » durant cette étape de
simulation « fine », et de ne pas surcharger le simulateur avec des composants inutiles.
L’intérêt supplémentaire d’utiliser la cellule de commutation pour l’étude de la diode en
commutation, est de pouvoir fixer le courant à travers la diode à l’état passant IF,
indépendamment de la tension à l’état bloqué VR. Ceci n’est pas possible dans le cas
d’un circuit hacheur (Figure 4.1) pour un faible rapport cyclique car le mode de
fonctionnement devient discontinu, et donc le courant dans l’inductance passe par zéro.
Nous avons choisi le circuit de la figure 4.3 qui utilise deux sources ce qui permet de
fixer indépendamment IF et VR.
LD
D
L
C
VR
R
M
IGBT
IF
Figure 4.3 : Cellule de commutation inductive MOSFET-diode. Circuit expérimental.
Le circuit de caractérisation des diodes de puissance en commutation (Figure 4.3) est
très proche d’une cellule de commutation. L’interrupteur IGBT conduit la majorité du
temps, ce qui permet de limiter l’autoéchauffement de la diode et du MOSFET, et ainsi
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Validation du modèle de diode
ne pas modifier leurs caractéristiques. Le fonctionnement du montage est décrit par les
chronogrammes de la figure 4.4.
Vcommande
IGBT
15V
t
Vcommande
MOS
15V
40µs
t
IDIODE
IF
76µs
t
τ D = 15µs
TS = 30ms
Figure 4.4 : Chronogrammes de fonctionnement de la cellule de commutation inductive.
Par ailleurs il est nécessaire d’ajouter une inductance en série avec la source de courant.
Cette inductance de lissage a pour effet de stabiliser le courant délivré par la source
[LIN-94].
Pour stabiliser la tension nous avons ajouté dans le circuit expérimental une capacité
polypropylène et une capacité céramique en parallèle au générateur de tension. Le
condensateur céramique de grande bande passante est utilisé pour maintenir la tension
suffisamment constante pendant la commutation. De plus c’est lui qui fournit le courant
pendant ces mêmes phases de fonctionnement. Le condensateur polypropylène possède
une valeur plus importante à plus basse fréquence, ce qui permet de stabiliser la tension
pendant la courte durée de conduction de la diode.
La source de tension n’est pas réversible, c’est pourquoi une résistance a été ajoutée en
parallèle au générateur de tension. Cette résistance dissipe l’énergie renvoyée dans la
source lorsque la diode est à l’état passant, ce qui permet la bonne régulation de la
source de tension.
La valeur de cette résistance est déterminée de la façon suivante. Le rapport cyclique
est :
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Validation du modèle de diode
δ=
τD
(4.1)
TS
Avec τ D = 15µs et TS = 30ms.
La source subit un courant moyen de δ I F . Il faut donc une résistance R avec un courant
IR supérieur à δ I F , pour empêcher qu’un courant négatif moyen circule dans la source
de tension VR. Soit
R<
VR
> δ I F , c'est-à-dire :
R
VR
δ IF
(4.2)
Avec notre valeur de rapport cyclique δ = 500 × 10−6 , IF = 10A et VR = 300V, la
résistance doit être inférieure à 60kΩ.
Cette résistance doit aussi être dimensionnée en terme de puissance, et être capable de
supporter la tension VR. Sa puissance admissible ne doit pas être dépassée pour ne pas
modifier la valeur de la résistance.
Un système de commande spécifique pour les deux transistors MOSFET et IGBT a été
conçu. Il est constitué d’un générateur d’impulsions à sortie optique, relié par fibres
optiques aux circuits de commande rapprochée (Figure 4.5). Ce système permet de
réduire considérablement les perturbations des signaux de commande, ainsi que leur
décalage temporel. Les modules de commandes sont isolés grâce à un convertisseur DCDC intégré.
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+Vcc
CI inverseur
Générateur
d’impulsions (ASIC)
Interrupteur
commandés
Fibre
optique
masse
Figure 4.5 : Circuit de commande rapprochée.
Le transistor MOSFET (IRF740) est utilisé pour provoquer les commutations de la
diode. Ainsi il est impératif qu’il soit bien plus rapide que la diode, afin de ne pas
masquer les commutations de celle-ci.
Les formes d’onde du courant et de tension d’une diode en commutation dans la cellule
inductive sont représentées à la figure 4.6. Elles montrent les surtensions obtenues au
blocage de la diode de puissance ainsi que le phénomène de recouvrement inverse sur le
courant lors du blocage.
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Validation du modèle de diode
IF
tRR
dIF / dt
iD [A]
dIR / dt
v1
IRM
v AK [V]
dVF / dt
tVRM
VR
dVR / dt
VRM
t0 t1
t2
t3
t [ns]
Figure 4.6 : Caractéristiques transitoires mesurées à l’ouverture de la diode bipolaire en silicium BYT12P600
dans le cellule de commutation inductive.
(IF = 2A, VR = 100V, T = 300K)
A partir des relevés de formes d’ondes de courant et de tension (Figure 4.6), sont
extraits des valeurs caractéristiques de la diode au blocage (Tableau 4.1). VRM, IRM et tRR
sont utilisés dans le critère d’erreur de la méthode d’optimisation des paramètres
technologiques recherchés.
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Validation du modèle de diode
Symbole
IRM
VRM
tRR
tVRM
Unité
A
V
s
s
dVF/dt
dIR/dt
VRM1
tVRM1
dIF/dt
IF
VR
V/s
A/s
V
s
A/s
A
V
Signification
courant inverse maximal
tension inverse maximale
temps de recouvrement inverse
durée entre le temps de passage au zéro de courant et le passage
à la tension inverse maximale
pente de la tension inverse au moment du passage à IRM
pente du courant de recouvrement au moment du passage à VRM
première crête de tension inverse après le passage à VRM
durée entre le passage de VRM et le passage à VRM1
pente de la décroissance du courant direct
courant direct à l’état passant
tension inverse appliquée
Tableau 4.1 : Paramètres transitoires caractérisant la phase de la commutation à l’ouverture de la diode PIN.
L’inductance LD (Figure 4.3) représente l’inductance de la maille constituée par la
capacité, la diode et le MOSFET. Sa valeur détermine la pente de décroissance du
courant de diode lors de son blocage. La vitesse de décroissance du courant est régie par
l’équation de maille :
dI F −VR − vD + vDS
=
dt
LD
(4.3)
IF : courant de diode dans le sens direct,
VD : tension aux bornes de la diode,
VDS : tension aux bornes du MOSFET.
Si le MOSFET commute rapidement, la tension à ses bornes peut être négligée devant
VR.
Jusqu'à l’instant t1 la tension aux bornes de la diode reste légèrement positive et ce, à
cause de la présence de la zone de plasma dans la région centrale de la diode [GARR03]. Ce phénomène perdure tant que la concentration en porteurs minoritaires, au
voisinage de la jonction PN, est supérieure à la concentration ND dans la zone centrale.
Aucune zone de charge d’espace ne peut se développer [GHED-98]. La tension aux
bornes de la diode reste à peu près constante, ce qui permet de négliger la valeur de VD
par rapport à VR.
dI F −VR
=
dt
LD
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(4.4)
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Validation du modèle de diode
Le courant de recouvrement qui apparaît à l’instant t1 (Figure 4.6), évacue la charge
stockée dans la zone de plasma qui s’étend essentiellement dans la zone faiblement
dopée (couche N-).
A l’instant t2 le courant de recouvrement passe par un maximum IRM. La surtension aux
bornes de la diode prend naissance dans l’inductance LD et s’ajoute à la tension VR.
vD = vR + LD
diR
dt
(4.5)
La tension inverse atteint sa valeur maximale VRM à l’instant t3. Dans cette phase, le
comportement de la diode est donc déterminé par l’interaction entre la zone centrale, la
ZCE, et le circuit externe. Durant le recouvrement, la diode se comporte comme une
capacité non linéaire en série avec l’inductance et les résistances du circuit. Ceci
entraîne souvent une réponse oscillatoire amortie du système avec une décroissance
rapide du courant [GAMA-92].
La diode à caractériser est fixée dans un support (Figure 4.7) qui permet de réduire au
minimum la valeur de l’inductance due aux pattes du composant, car ce système assure
le contact au ras du boîtier de la diode. Cette inductance s’ajoute à celle du boîtier
représenté figure 4.8, entraînant une chute de tension v1 (Figure 4.6) lors de la
commutation.
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Validation du modèle de diode
1
2
3
4
5
1 : shunt de mesure du courant de diode
2 : diode sous test
3 : condensateur de filtrage
4 : MOSFET
5 : IGBT avec son radiateur et sa carte de commande
Figure 4.7 : Cellule de commutation inductive avec le support de la diode.
Figure 4.8 : Boîtier de la diode PIN.
Lb1 , Lb2 : inductance des fils de bonding.
Deux longueurs L1=100mm et L2=60mm sont disponibles pour le support de la diode. La
variation de longueur du support permet de faire varier la valeur de l’inductance LD.
Toutes les mesures ont été effectuées en utilisant le support de longueur L1.
THESE - Damien Risaletto
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- 95 -
Validation du modèle de diode
En conclusion la cellule de commutation inductive est un excellent circuit pour
caractériser la commutation de la diode PIN. Par exemple d’excellents accords entre la
simulation et l’expérience ont été obtenus dans les travaux de H.Garrab [GARR-05].
Nous allons voir maintenant comment adapter ce banc à la mesure de diodes PIN SiC
haute tension.
4.1.1
Inductance de lissage
Le montage expérimental de la cellule de commutation MOSFET-diode comporte deux
inductances en série avec la source de courant, afin de maintenir le courant IF
suffisamment constant dans une large gamme de fréquence (10kHz-100MHz). L’une est
une inductance à air qui possède une bande passante élevée, et l’autre est une inductance
avec un circuit magnétique qui possède une grande valeur à plus basse fréquence.
La phase de blocage de la diode est la plus intéressante, car la plus riche en information.
Mais elle est aussi la plus contraignante, en terme de dimensionnement d’inductance.
Car le temps de commutation très court de la diode impose une grande bande passante,
et la forte tension demande une valeur d’inductance élevée.
L’équation d’état de l’inductance (Equation 4.6) permet de déduire la valeur de
l’inductance minimale pour satisfaire les conditions les plus difficiles, c'est-à-dire
lorsque la tension (V) est maximale avec la valeur minimale d’ondulation du courant
(di/dt).
L
di
=V
dt
(4.6)
Dans la pratique la valeur minimale de di/dt est la plus grande valeur acceptable de
l’ondulation du courant pour que la qualité de la mesure reste satisfaisante.
Nous définissons donc le taux d’ondulation toléré ∆I/I pendant la durée de commutation
t Dsw , le di/dt minimal est donc :
di ∆I I Fmin
≈
× sw
dt
I
tD
(4.7)
L’expression de la valeur minimale de l’inductance est déduite de l’équation (4.6).
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- 96 -
Validation du modèle de diode
t Dsw
∆I min
IF
I
L > VRmax
(4.8)
La bande passante nécessaire à l’inductance pour lisser le courant est directement liée au
temps de commutation de la diode. Dans la pratique FR devant être supérieur à 100MHz.
FR >>
1
(4.9)
t Dsw
La bande passante d’une inductance est déterminée par le produit LC de son modèle
électrique équivalent (Figure 3.2) tel qu’il apparaît dans sa formulation ci dessous.
FR =
1
(4.10)
2π LC
Ainsi l’augmentation de la valeur de L doit se traduire par une diminution de C pour ne
pas réduire la valeur de la bande passante FR.
La réduction de la capacité parasite impose d’utiliser une inductance à air monocouche,
d’utiliser du fil de faible section, de réduire au minimum la longueur du bobinage
[MEDH-47].
L’objectif qui nous a été assigné est d’adapter le banc de commutation (Figure 4.3) à la
mesure des diodes SiC. Ces diodes sont de plus en plus haute tension (cf. §1.2) et les
échantillons produits par les laboratoires de recherche sont souvent de faible calibre en
courant, du fait de la difficulté d’obtenir des substrats de grandes dimensions avec peu
de défauts.
Par exemple le CEGELY a comme objectif des diodes 10kV-100mA. L’équation 4.8
donne donc avec VRmax = 10kV , I Fmin = 100mA , t Dsw = 50ns ,
L>
10 ×103 × 50 ×10−9
= 50mH
0,1× 0,1
∆I
≈ 10% :
I
(4.11)
Nous avons donc besoin d’une inductance L de forte valeur avec une bande passante
élevée. Une de nos premières études a donc été la faisabilité de telles inductances.
Les possibilités que nous avons étudié pour stabiliser le courant durant la commutation
sont :
THESE - Damien Risaletto
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- 97 -
Validation du modèle de diode
-
Inductance avec circuit magnétique : la valeur inductive est importante, mais la
bande passante est réduite du fait de la capacité importante entre les conducteurs
et le circuit magnétique, lui-même assez conducteur.
-
Inductance solénoïdale à air : la bande passante est importante, mais ce type
d’inductance nécessite un grand volume pour obtenir une forte valeur inductive.
-
Inductance toroïdale à air : le rapport entre la bande passante et la valeur
inductive est moins intéressante que pour l’inductance à air solénoïdale, sans
doute parce que la capacité parasite est supérieure. Les lignes de champs sont
bien canalisées ce qui permet des couplages moins importants avec le reste du
circuit et l’environnement extérieur.
-
Composant à semiconducteur en régime de saturation : le niveau du courant est
imprécis du fait de l’autoéchauffement du composant. La variation de tension
entre l’état bloqué et conducteur de la diode entraîne une variation du courant du
fait de la pente de la caractéristique statique du composant.
Il est très difficile de modéliser correctement une bobine à air, puisque l’inductance et la
capacité sont réparties tout au long du bobinage, et comporte un grand nombre de
couplages. C’est pourquoi nous avons utilisé pour son dimensionnement des formules
empiriques extrapolées de celles de H.A.Wheeler [WHEE-28] et de R.G.Medhurst
[MEDH-47] qui font souvent référence. D et H correspondent respectivement au
diamètre et à la longueur de la bobine.
Equation de H.A.Wheeler :
2
⎛D⎞
N2 ⎜ ⎟
⎝2⎠
L=
⎛D⎞
9 ⎜ ⎟ + 10 H
⎝2⎠
(4.12)
L est exprimé en µH, D et H sont en pouces.
Equation de R.G.Medhurst :
H
⎛
⎞
C = ⎜ 0, 0965 + 0,3408 ⎟ D
D
⎝
⎠
(4.13)
C est en pF, D et H en cm.
THESE - Damien Risaletto
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- 98 -
Validation du modèle de diode
Etant donné que l’inductance et la capacité sont définies en fonction de H et D, nous
avons modifié les équations (4.12) et (4.13) afin de faire intervenir le rapport H sur D
appelé ar.
L=
γ DN 2
1 + β ar
(4.14)
Avec γ = 2,19µH/m et β = 2,22.
C = ζ (1 + α ar ) D
(4.15)
Avec ζ = 32 pF/m et α = 0,312.
Expression de la bande passante en utilisant l’équation (4.10).
FR =
f
1 + β ar
1 + β ar
= 0
1 + α ar DN 1 + α ar
1
2π DN γζ
(4.16)
Avec γζ = 7,01x10-17 s2/m2 et f0 = 19,01x106 m/s.
La figure 4.9 représentant une inductance à air monocouche permet de définir
l’expression (4.17), d et e correspondent au diamètre du conducteur nu et à l’espacement
entre spire (isolant compris).
d
e
D
H
Figure 4.9 : Représentation d’une inductance à air monocouche.
L’expression du nombre de spires en fonction de la géométrie est donnée par :
N=
D.ar
H
=
d +e d +e
(4.17)
La longueur du conducteur est définie par :
THESE - Damien Risaletto
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- 99 -
Validation du modèle de diode
LC = π ND =
π N 2 ( d + e)
ar
(4.18)
L’équation (4.17) implique :
L=
γ ar2 D 3
(1 + β ar )(d + e) 2
FR =
f 0 ( d + e ) 1 + β ar
ar D 2
1 + α ar
(4.19)
(4.20)
Nous essayons par la suite de déterminer pour quelle valeur de ar on obtient la longueur
minimum de conducteur. L’expression de LC doit prendre en compte l’inductance et la
bande passante.
A partir de l’équation (4.16) nous avons exprimé N en fonction de FR.
N=
1
2π DFR γζ
1 + β ar
1 + α ar
(4.21)
L’équation (4.14) implique :
D=
L(1 + β ar )
γ N2
(4.22)
Les équations (4.14) et (4.16) nous ont permis d’écrire une relation entre N, FR et L.
N=
2π FR L γζ (1 + β ar ) 1 + α ar
1 + β ar
γ
(4.23)
L’expression précédente de N est utilisée dans l’équation (4.18) pour obtenir la longueur
du conducteur en fonction de ar ainsi que de FR et L :
LC = 4π 3 FR2 L2
ζ ( d + e)
(1 + α ar )(1 + β ar )
γ ar
⎞
∂LC ⎛ 1
= ⎜ − 2 + αβ ⎟
∂ar ⎝ ar
⎠
(4.24)
(4.25)
L’annulation de la dérivée de LC par rapport à ar, donne l’expression de ar pour LC
optimale.
aro =
1
γζ
≈ 1, 20156
THESE - Damien Risaletto
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(4.26)
- 100 -
Validation du modèle de diode
Cette valeur optimale de ar permet de minimiser la longueur du bobinage. Cette
longueur minimale de conducteur signifie que l’on minimise les pertes joules et que l’on
optimise la bande passante pour une valeur d’inductance donnée, puisque R.G.Medhurst
a montré que la capacité parasite est proportionnelle à la longueur du conducteur.
Pour cette valeur optimale de ar , des abaques (Annexe1) ont été créés afin de faciliter
l’étude et surtout la réalisation d’inductance à air. Ils sont exprimés en fonction des
principaux paramètres d’une bobine, tels que l’inductance et la fréquence de résonance.
Tous font intervenir des grandeurs géométriques telles que le diamètre de la bobine, et
celui du conducteur avec isolant.
Pour les valeurs choisies D=2,8cm, H=3,41cm, d=0,025cm et e=0,033cm, les valeurs
calculées à partir des équations (4.19) et (4.20) sont L=57µH et FR=19MHz. Les valeurs
mesurées sont L=65µH et FR=30MHz, ce qui fait apparaître une importante erreur sur la
valeur de la capacité parasite.
Les équations (4.19) et (4.20) ont permis d’exprimer la valeur inductive en fonction de
la fréquence de résonance pour différentes valeurs de diamètre de la bobine et pour le
rapport H sur D optimal. A partir de ces équations et de l’abaque de la figure 4.10 nous
constatons que l’accroissement des dimensions d’une bobine à air par l’intermédiaire de
D, augmente la valeur inductive au détriment de la bande passante (Figure 4.10).
THESE - Damien Risaletto
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- 101 -
Validation du modèle de diode
D=11,5cm
D=1,15cm
Figure 4.10 : Abaque simulé d’inductances à air solénoïdales monocouche, obtenu à partir des équations (4.19)
et (4.20), avec D le paramètre variable de la courbe. Les inductances à air réalisées apparaissent sur le
diagramme à titre de comparaison
( ar =1,20156, d+e=0,58mm)
De nombreuses inductances à air ont été réalisées puis caractérisées, les plus
performantes sont décrites ci-dessous.
-
Inductance solénoïdale : D=2,8cm, H=3,41cm, d+e=0,58mm, L=65µH et
FR=30MHz.
-
Inductance
solénoïdale :
D=25cm,
H=
28cm,
d+e=1,5mm,
L=3mH
et
FR=1,1MHz.
-
Inductance toroïdale : circonférence=28cm, diamètre d’une spire=1cm, L=5,2µH
et FR=30MHz.
Nous notons que pour les inductances à air solénoïdales de grande dimension, la bande
passante observée est proche de celle calculée à partir du modèle. Cela confirme la
difficulté de réaliser des inductances de forte valeur et de grande bande passante.
THESE - Damien Risaletto
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- 102 -
Validation du modèle de diode
Il apparaît que pour des niveaux de tension élevés, la bobine à air est insuffisante en
terme de valeur inductive, ou de bande passante, pour assurer la continuité du courant
durant la commutation. Ce qui provoque d’importantes perturbations du courant de
diode lors de la commutation. Il est alors difficile de différencier la contribution de la
diode des perturbations résultantes de l’instabilité du courant IF (Figure 4.11).
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- 103 -
Validation du modèle de diode
Figure 4.11 : Blocage de la diode PIN SiC dans la cellule de commutation inductive.
(VR = 100V, IF = 100mA, T = 300K)
THESE - Damien Risaletto
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- 104 -
Validation du modèle de diode
Un des buts principaux du circuit de caractérisation est sa confrontation facile avec un
modèle. Le cas du circuit de commutation inductif était une impasse dans la mesure où
la modélisation de tous les couplages inductifs et capacitifs était nécessaire mais
extrêmement compliquée.
En revanche nous avons eu l’idée de chercher un circuit dont l’élément qui contrôle
l’état passant soit une résistance, car il est assez facile d’obtenir des résistances très peu
inductives que l’on peut plaquer sur le circuit PCB ou SMI.
4.2 La cellule de commutation résistive
La plupart des prototypes de diodes SiC ont un faible calibre en courant et un grand
calibre en tension. Ces caractéristiques rendent nécessaire une inductance de forte valeur
et de grande bande passante pour la caractérisation de diodes dans la cellule de
commutation inductive. Cette inductance étant difficilement réalisable, nous avons
choisi d’utiliser la CCR (Figure 4.12) qui n’utilise pas d’inductance de lissage du
courant et qui fournit de bonnes mesures en commutation. Le circuit est réalisé sur SMI
afin de réduire l’inductance parasite des pistes responsables de surtension au niveau des
interrupteurs. Cette surtension étant nécessaire pour la caractérisation de la diode, une
inductance à air LD a été ajoutée à proximité de la diode. Cette fois l’inductance à air
doit avoir une grande bande passante mais elle est de valeur faible.
MR
VR
CR
D
LD
MI
R
CI
VI
Figure 4.12 : Cellule de commutation résistive MOSFET-diode.
La valeur du courant à l’état passant de la diode est fixée par l’intermédiaire de la
résistance. Cette résistance film (type radial série MPC) sur support céramique (Figure
4.13) est faiblement capacitive (1,95pF à 40MHz), peu inductive (1,57nH à 40MHz) et
facilement modélisable. Elle possède une tenue en tension de 5kV et dissipe une
puissance de 10W.
THESE - Damien Risaletto
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- 105 -
Validation du modèle de diode
1
3
4
2
5
6
1 : MOSFET MR
2 : MOSFET MI
3 : résistance
4 : inductance de maille LD
5 : diode sous test avec son support
6 : shunt de mesure du courant de diode
Figure 4.13 : Vue de dessus du circuit de commutation sur charge résistive.
Sur la figure 4.13 nous pouvons apercevoir le MOSFET MI situé du côté de la source de
tension VI, il permet d’interrompre le courant circulant dans la résistance après le
blocage de la diode. Ce qui a pour but de réduire la puissance dissipée par la résistance
et les interrupteurs. Ces interrupteurs commandés de type MOSFET (2SK1317) sont
identiques et possèdent une tenue en tension de 1500V pour un calibre en courant
impulsionnel de 7A. Les signaux de commande sont représentés sur les chronogrammes
de la figure 4.14.
THESE - Damien Risaletto
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- 106 -
Validation du modèle de diode
Vcommande
MI
15V
t
t2
Vcommande
MR 15V
40µs
t3
t5
t4
t
IDIODE
IF
t1
76µs
t6
t
τD
IRESISTANCE
ICC
TS=30ms
IF
t
τM=12.5µs
τM=12.5µs
Figure 4.14 : Chronogramme de fonctionnement du circuit de commutation sur charge résistive.
La figure 4.13 montre que durant un court intervalle de temps (2τM), les interrupteurs
commandés conduisent simultanément. Les sources de tension se trouvent alors en série,
soumettant ainsi la résistance à une tension et un courant importants.
Les interrupteurs commandés et la résistance sont dimensionnés de la manière suivante,
pour supporter le fonctionnement simultané des interrupteurs commandés soit de t2 à t3
et de t4 à t5.
La tension maximale aux bornes de R vaut :
U ma x = VR +VI
(4.27)
Le courant maximal traversant R est alors :
I ma x =
VR + VI
R
(4.28)
Le rapport cyclique de la diode correspond à son temps de fonctionnement sur une
période (Equation 4.1). Celui du fonctionnement spécifique du montage vaut :
δ′ =
2τ M
TS
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
(4.29)
- 107 -
Validation du modèle de diode
La puissance dissipée par la résistance vaut :
P=
δ VI2
R
+
2
δ ′Vmax
R
(4.30)
Par exemple, en choisissant d’utiliser des interrupteurs rapides de type MOSFET
(2SK1317) d’une tenue en tension de 1500V et d’un calibre en courant impulsionnel de
7A, la résistance de charge du circuit vaut :
R=
Vmax 1500
=
= 214Ω
I max
7
(4.31)
La valeur normalisée de résistance qui s’en approche le plus est 200Ω. Cette valeur de
résistance permet d’exploiter au mieux les performances de ces MOSFET. La tension
inverse appliquée à la diode et le courant direct sont limités par la puissance que la
résistance est capable de dissiper (Equation 4.30).
Pour les valeurs des rapports cycliques précédemments calculés (δ=5x10-4 et
δ’=8,33x10-4) et pour une résistance de 10W, il en résulte un large éventail de choix sur
le couple [VR-IF] pouvant prendre des valeurs aussi extrêmes que [1480V-0,1A] ou
[100V-5,5A].
Par exemple pour VR = 1480V et IF = 0,1A (VI = 20V car R = 200Ω), la puissance
dissipée par la résistance vaut :
P=
5 ×10−4 × 202 8,33 × 10−4 ×15002
+
= 9,37W
200
200
(4.32)
Nous avons reporté les paramètres technologiques de la diode PIN SiC extraits à partir
des circuits DMTVCA et OCVD dans le modèle numérique complet DESSIS. Celui-ci
permet de simuler les caractéristiques transitoires de l’ouverture d’une diode. Nous
avons donc comparé ces résultats avec les caractéristiques obtenues à partir de
l’expérience.
La figure 4.15 montre une comparaison entre les signaux de tension et de courant de la
diode PIN SiC, obtenues par la mesure et la simulation DESSIS dans le circuit CCR.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 108 -
Validation du modèle de diode
Figure 4.15 : Expérience et simulation DESSIS de la diode PIN SiC dans la cellule de commutation résistive.
(VR = 200V, IF = 200mA, T = 300K)
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 109 -
Validation du modèle de diode
La simulation du blocage de la diode PIN SiC caractérisée dans la CCR correspond de
façon très satisfaisante à l’expérience. Ce bon accord entre simulation et mesure nous
permet de valider la méthode d’extraction, le modèle de la diode, ainsi que les
paramètres technologiques qui sont répertoriés dans le tableau 4.2.
Paramètres
technologiques
Surface
effective A
Dopage de la
base ND
Largeur de la
base WB
Durée de vie
ambipolaire τ
Diode PIN SiC
1,2 mm2
7,68x1014 cm-3
46 µm
41 ns
Tableau 4.2 : Paramètres technologiques la diode PIN SiC obtenus par identification après validation.
La CCR est bien adapté à la caractérisation des diodes haute tension de faible courant
qui constituent la majorité des prototypes de diodes SiC. Comme nous pouvons le
constater sur la figure 4.16, la CCR s’applique aussi bien aux diodes Schottky SiC, dont
le calibre en courant est très supérieur aux prototypes de diode bipolaire SiC.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 110 -
Validation du modèle de diode
Figure 4.16 : Blocage de la diode Schottky SiC (CSD10120) dans la cellule de commutation résistive.
(VR = 300V, IF = 1A, T = 300K)
4.3 Conclusion
Pour valider la technique d’extraction à partir des circuits DMTVCA et OCVD, ainsi
que le modèle et les paramètres de la diode PIN SiC, nous avons utilisé la cellule de
commutation résistive. Le circuit CCR fournit des courbes de tension et de courant
beaucoup moins perturbées que la cellule de commutation inductive pour de fortes
tensions et de faibles courants. Ceci permet d’exploiter plus facilement les relevés de
formes d’ondes. Ce circuit est donc bien adapté à la caractérisation de diodes haute
tension et faible courant qui constituent la majorité des prototypes de diode SiC.
L’inconvénient du circuit CCR est qu’il est nécessaire de surdimensionner la résistance
et les interrupteurs commandés pour supporter leur fonctionnement simultané.
THESE - Damien Risaletto
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