Cours GMEE102_20120926_Diapos_1
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Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 2011-2012 Conception des circuits intégrés analogiques Yves Bertrand 1 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 Cours GMEE102 2011-2012 Prérequis : Fonction amplification Transistors MOS : Modèles dynamiques 1er ordre Sources de courants, miroirs de courant Sources Widlar, cascode, Wilson Plan du cours : Rappels des notions de base CMOS Amplificateurs CMOS à 1 étage Amplificateurs CMOS à 2 étages Architectures avancées d’AOP CMOS : cascode, cascode replié, OTA, … Notes abrégées de cours Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 2011-2012 2 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 Objectif du cours Principes d'électronique, Cours, exercices et problèmes résolus Albert Paul Malvino, Université de Stanford Dunod, 1024 pages - 2002 – 6°édition , ISBN : 2-100058 10X Prix : 61 € Électronique : Composants et systèmes d'application Thomas L. Floyd Les éditions Reynald Goulet Inc., 2000, 5°édition, ISB N : 2-89377-171-8 Microélectronique Jacob Millman and Arvin Grabel Mc Graw-Hill, 1991, ISBN 2-7042-1185-X Microelectronic circuits and devices Mark N. Horenstein Prentice Hall, 1990, ISBN: 0-13-583170-9 Spécialisation Bibliographie Objectif cours : entrer dans AOP CMOS pour en comprendre les structures essentielles : étage différentiel, miroir de courant, charge active, étage amplificateur de tension, décaleur de niveau, étage de puissance, etc., et pour en maîtriser la conception AOP : élément actif à base de transistors pour concevoir des montages électriques : montages amplificateurs, filtres, générateurs harmoniques, multivibrateurs, etc. Microelectronics circuits Adel S. Sedra and Kenneth C. Smith Oxford University Press, 1998, 4°édition, ISBN : 0-19-5 11690-9 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 3 Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 Heure actuelle : conception IC analogiques, basée utilisation blocs intégrés pré-existants (cœurs analogiques « IP cores ») : SoC (System On Chip) ; SiP (System In Package) nécessité compréhension fine fonctionnement interne pour permettre concepteur IC d'utiliser "intelligemment" ces blocs pour les interconnecter et fabriquer système intégré nécessité compréhension fine pour concepteur systèmes électroniques à base de circuits analogiques programmables (FPGA analogiques) qui devra interconnecter ces fonctions analogiques élémentaires Yves Bertrand 5 08/09/2011 4 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 A la fin du cours, l’étudiant devra savoir caractériser complètement un amplificateur CMOS Types d’amplificateur Ampli à 1 étage (SC, DC, GC) à charge active, à cascode Ampli différentiel Ampli à 2 étages, simple, cascode, cascode repliée Ampli à 3 étages Types d’analyse (manuelles, puis vérification en simulation) Cadre : modélisation au premier ordre des transistors MOS Analyse de l’état de polarisation Détermination des dynamiques d’entrée et sortie, de l’offset Détermination du gain statique Étude en fréquence : pôles, zéros, produit gain-bande Détermination du slew rate Yves Bertrand 6 08/09/2011 1 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 7 08/09/2011 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Ro ii Ri AV.vi Rs vs vo 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Rappel : la fonction amplification électronique Source vi Ri AV.vi io vo Ampli 10 Yves Bertrand 08/09/2011 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Rappel : la fonction amplification électronique Amplificateur en tension Amplificateur en tension Ro ii vi 2011-2012 Ro ii Source 9 Yves Bertrand vs Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 io Ampli Rs 08/09/2011 Amplificateur en tension Amplificateur en tension Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 8 Yves Bertrand Rappel : la fonction amplification électronique Rappel : la fonction amplification électronique vi 2011-2012 1.1 / Fonction amplification 1 / rappel des notions de base Yves Bertrand Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Ri AV.vi Ampli Rs io RL vo Charge vs vi Source Ro ii Ri AV.vi Ampli io RL vo Charge RL Ri 1 1 A Vréel = ⋅ ⋅ AV = ⋅ ⋅ AV R R Ro + RL Rs + Ri 1+ o 1+ s RL Ri Yves Bertrand 11 08/09/2011 Yves Bertrand 12 08/09/2011 2 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 2011-2012 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 2011-2012 Adaptation d’impédance Adaptation d’impédance Pour récupérer, aux bornes de RL, le gain maximum, 2 conditions : Ri >> Rs, pour ne pas détériorer le signal d'entrée Ro << RL, pour ne pas détériorer le gain du montage. Pour récupérer, aux bornes de RL, le gain maximum, 2 conditions : Ri >> Rs, pour ne pas détériorer le signal d'entrée Ro << RL, pour ne pas détériorer le gain du montage. D'une façon générale : gain en tension d’un ampli = gain sortie non chargée (RL =∞) Si amplificateur connecté charge (résistive ou autre étage) : tenir compte charge RL pour déterminer gain effectif Si Ro << RL non réalisée : ?? D'une façon générale : gain en tension d’un ampli = gain sortie non chargée (RL =∞) Si amplificateur connecté charge (résistive ou autre étage) : tenir compte charge RL pour déterminer gain effectif Si Ro << RL non réalisée : montage suiveur pour maintenir gain en tension en adaptant les impédances 13 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 14 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 AOP : Étage 1 : étage différentiel d'entrée. On évite les R, et sources et charges sont implantées par transistors. La mise en cascade de deux de ces étages augmente le gain global Ad de l'AOP 1.2 / Transistors MOS Étage 2 : étage intermédiaire d’amplification en tension (type EC, en bipolaire). Il contribue à augmenter le gain global Ad de l'AOP Étage 3 : étage de sortie amplificateur en courant (type CC en bipolaire, DC en MOS). Il permet de délivrer la puissance nécessaire à la charge de sortie. 15 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Évolution des technologies GaAs 2011-2012 1995 Lmin Trans/chip Clock # Metal (nm) (M/chip) (GHz) Levels 350 4 0,30 4-5 1998 250 7 0,45 5 2001 180 13 0,60 5-6 BICMOS 2004 130 25 0,80 6 2007 90 50 1,0 6-7 2010 65 90 1,1 7 CMOS CMOS Yves Bertrand Cours GMEE102 SIA roadmap Year BICMOS 200 MHz d’après Toshiba 08/09/2011 BIP 2 à 10 GHz 1 à 2 GHz Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 100 GHz 10 à 40 GHz GaAs 16 Yves Bertrand 1994 2000 17 08/09/2011 SIA : Semiconductor Industry Association Yves Bertrand 18 08/09/2011 3 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 B # papers 2011-2012 Implantation transistor NMOS ISSCC 2005 paper distribution Analog/RF Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 S G Digital SiO2 poly 40 35 p+ 30 + nn+ p 25 D métal n+ Canal n 20 15 W 10 Lmin(nm) 5 0 350 250 180 130 90 65 ISSCC 2005 : IEEE International Solid-State Circuits Conference, SF, USA, 2005 L 19 Yves Bertrand Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Principales capacités associées au MOS D+ S CD = tox CD Cox = n+ D D NMOS ε ox t ox (F.m-2) à enrichissement B 21 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 D D à enrichissement a ) symbole complet D ID G VDS S Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 22 Cours GMEE102 v GS ≤ v t n /p b ) Régime linéaire : v GS ≥ v t n/ p VGS ou S a ) symbole complet S S ID = ± 2.K n/p . [( VGS - Vt n/p ) . VDS - b ) symboles simplifiés quand S est reliée à B c ) Régime saturé : 08/09/2011 2011-2012 Yves Bertrand ID = 0 et v DS ≤ v GS − v t n / p 2 VDS ] 2 v GS ≥ v t n/ p ID = ± K n/p . ( VGS - Vt n/p )2 . (1± λ .VDS ) 23 08/09/2011 Équations de base, 1°ordre • NMOS (signe + et indice n/p=n) • PMOS (signe – et indice n/p =p) a ) Régime bloqué : G S b ) symboles simplifiés quand S est reliée à B Yves Bertrand 2011-2012 PMOS B ou S 08/09/2011 Cours GMEE102 G VDS VGS CD = n-1 ≈ 1/3 Cox Yves Bertrand Yves Bertrand G B G D ID tsi p 2011-2012 JFET (Junction Field-Effect Transistor) MOSFET ou MOS (Metal-Oxyde Semiconductors Field-Effect Transistor inv.layer/gate Zone de déplétion G Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 ε si t si Cox n+ 08/09/2011 Rappel : Équations de base des Transistors MOS inv.layer/bulk G+ 20 Yves Bertrand 08/09/2011 24 et v DS ≥ v GS − v t n / p ID ≈ ± K n/p . ( VGS - Vt n/p )2 , si λ ≈ 0 08/09/2011 4 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 1 W K n/p = ⋅ k n/p ⋅ 2 L avec k n /p = µ n /p ⋅ et 2011-2012 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Exercice d'application directe du cours : a ) Calculer les facteurs de transconductance kn et kp de transistors NMOS et PMOS en utilisant les valeurs des paramètres de fabrication donnés en exemple ci-dessus (les unités seront exprimées en faisant intervenir le microampère µA et le Volt V). ε ox t ox Facteur de transconductance Définition des paramètres et valeurs typiques Actualisé : εr(SiO2) =3,90 εox=34,5.10-12 F.m-1 ε0 : permittivité du vide : ε0 = εεoxr(SiO : constante diélectrique du dioxyde ( ε ox =et 3,9ε)ox=ε0.εr(SiO2) diélectrique de SiO2de: εsilicium 2) : constante r(SiO2) =3,97 8,85.10-12 F.m-1 µ n : mobilité des électrons dans le silicium, à 300K ( µ n = 670 cm 2 ⋅ V −1⋅ s −1 ) µ p : mobilité des trous dans le silicium, à 300K ( µ p = 268 cm 2 ⋅ V −1⋅ s −1 ) v = µ.E t ox : épaisseur d'oxyde (par exemple : t ox = 385 A° ) λ : paramètre de modulation de longueur de canal (par exemple : λ = 0,02 V −1 ) Vt n : tension de seuil du NMOS (par exemple : Vt n = 1,2 V ) Vt p : tension de seuil du PMOS (par exemple : Vt p = −1 V ) 25 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Exercice d'application directe du cours : a ) Calculer les facteurs de transconductance kn et kp de transistors NMOS et PMOS en utilisant les valeurs des paramètres de fabrication donnés en exemple ci-dessus (les unités seront exprimées en faisant intervenir le microampère µA et le Volt V). b ) Tracer, pour 3 valeurs de VGS (3,2V ; 4,3V ; 5,2V), les caractéristiques d'un transistor NMOS pour les valeurs suivantes : Vtn=1,2V ; Kn=5.10-4 unités SI et pour λ=0. c ) Tracer sur cette même figure la courbe frontière entre les zones de comportement linéaire et saturé des transistors. Quelle est son équation ID=f(VDS) ? d ) Tracer, toujours sur cette même figure, l'allure de la caractéristique à VGS=5,2V, si on tient compte des effets de modulation de longueur de canal avec λ=0,02V-1. e ) Utiliser spice (en utilisant le modèle le plus simple du MOS) pour retrouver le tracé des caractéristiques. 27 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 id G D gmbvsb vgs r0=1/g0 gmvgs 1 1 = gds g0 gmb = η . gm g mb ≈ vsb 1 .g m 3 c ) modèle incluant les effets de modulation de longueur de canal et les effets de substrat Yves Bertrand 26 Yves Bertrand 08/09/2011 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Modélisation des transistors à effet de champ id id D G gmvgs vgs D G vgs S gmvgs S 29 08/09/2011 r0 = rds = r0=1/g0 1 1 = gds g0 b ) modèle incluant les effets de modulation de longueur de canal a ) Modèle dynamique simple 28 Yves Bertrand 08/09/2011 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Calcul de la transconductance et de la conductance de sortie Exercice : retrouver pour un NMOS en régime saturé, les expressions suivantes : gm = ∂ID ∂v GS = 2 K n . (1+ λVDS ) ID gds = ∂ID ∂v DS = v GS =cste λ .I 1+λVDS D g0 = λ . ID Calculer les valeurs de gm et gds pour ID=20µA ; λ=0,02V-1 et Kn=500µA.V-2 Réponse : gm=200µA.V-1 et g0=0,4µA.V-1 Yves Bertrand gm = 2 K n . ID En prenant λ 0 v DS =cste Ordre de grandeur : S B r0 = rds = b ) Tracer, pour 3 valeurs de VGS (3,2V ; 4,3V ; 5,2V), les caractéristiques d'un transistor NMOS pour les valeurs suivantes : Vtn=1,2V ; Kn=5.10-4 unités SI et pour λ=0. c ) Tracer sur cette même figure la courbe frontière entre les zones de comportement linéaire et saturé des transistors. Quelle est son équation ID=f(VDS) ? d ) Tracer, toujours sur cette même figure, l'allure de la caractéristique à VGS=5,2V, si on tient compte des effets de modulation de longueur de canal avec λ=0,02V-1. e ) Utiliser spice (en utilisant le modèle le plus simple du MOS) pour retrouver le tracé des caractéristiques. 30 En prenant λ 0 (λ.VDS << 1) 08/09/2011 5 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Calcul de la transconductance et de la conductance de sortie Exercice : retrouver pour un NMOS en régime saturé, les expressions suivantes : gm = gds = ∂ID ∂v GS ∂ID ∂v DS = v GS =cste λ .I 1+λVDS D MOS monté « en diode » MOS en régime saturation S 08/09/2011 2011-2012 1/g0 ≡ S 1 v gs = . (i - g . v ) g0 d m gs v gs 1 = id gm + g0 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 réq = 1 1 ≈ gm + g0 gm 33 Cours GMEE102 2011-2012 Règle 3 : Schéma dynamique du MOS à VGS constant id D G Vgs =0 G i g v gs (1+ m ) = d g0 g0 08/09/2011 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 vds 1/gm S S vgs gmvgs 1 W . k . ( ) . ( VGS - Vt n/p )2 2 n L 32 Yves Bertrand D VDS > VGS − Vtn Rappel : le courant ID (effet λ négligé) est : Règle 2 : Schéma dynamique du MOS monté en diode id D G,D G,D G VDS = VGS ID = K n . ( VGS - Vt n/p )2 = Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 VD = VG En prenant λ 0 (λ.VDS << 1) 31 Yves Bertrand G En effet : g0 = λ . ID Calculer les valeurs de gm et gds pour ID=20µA ; λ=0,02V-1 et Kn=500µA.V-2 Réponse : gm=200µA.V-1 et g0=0,4µA.V-1 D Règle 1 : régime du MOS monté en diode En prenant λ 0 v DS =cste 2011-2012 Quelques règles utiles sur les CMOS gm = 2 K n . ID = 2 K n . (1+ λVDS ) ID Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 id VGS=Cste D ≡ 1/g0 gmvgs S S v gs = 0 08/09/2011 2011-2012 réq = 1 g0 34 Yves Bertrand 08/09/2011 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 id G,S 200µA.V-1 0,4µA.V-1 car : gm >> g0 vds 1/g0 2011-2012 Miroir de courant MOS (avec source de référence) Rappel : Miroirs de courant CMOS Techniques classiques polarisation non transposables IC R et C de fortes valeurs : difficiles à intégrer Transistors, diodes : faciles à intégrer Circuit à polariser Iréf. kpn=20µA.V-2 λ = 0,01 V-1 I M1 Idée de base Créer source courant à T Dupliquer ce courant pour divers étages Idée valide en Bipolaire et en MOS A.N : Vtn=1V VO W 1= W 2=100µm M2 L1= L2=10µm VDD= 5V Iréf=100µA Calculer I, VOmin, Rout I = 100 µA VOmin=1V Rout=1MΩ Yves Bertrand 35 08/09/2011 Yves Bertrand 36 08/09/2011 6 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Miroir de courant MOS (avec source de référence) Circuit à polariser Iréf. I M1 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 2011-2012 Calcul de I ( en prenant λ 0) : A.N : Vtn=1V M1 en régime saturé M2, même VGS que M1 en régime saturation si V0 > VGS2-Vtn kpn=20µA.V-2 λ = 0,01 V-1 ID1 = K n1 ( VGS1 - Vtn )2 = Iref VO W 1= W 2=100µm M2 L1= L2=10µm VDD= 5V ID2 = K n2 ( VGS 2 - Vtn )2 = I I K n2 ( W /L )2 = = Iréf . K n1 ( W /L )1 A longueur de canal L constante, il suffit d'ajuster le rapport des largeurs W des transistors pour ajuster les rapports de courant. Iréf=100µA Calculer I, VOmin, Rout Ici : I = 100 µA VOmin=1V Rout=1MΩ 37 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Calcul de VOmin : VGS1 = VDS1 = 38 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 avec : 1 W K1 = . k n . 1 2 L1 VDD Iréf. Rréf. VOmin = 2011-2012 A.N. : Iref. K1 Circuit à polariser K1 = 100µA.V-2 VGS1=VGS2=2V VOmin=1V M1 M1 39 Cours GMEE102 Iréf . = ID1 = 08/09/2011 2011-2012 Exercice : Pour la configuration avec source à résistance, on a Vtn=1V, kn=20µA.V-2, W=100µm et L=10µm, VDD= 5V. Déterminer la valeur de R permettant d'assurer un courant de polarisation I=100µA. Déterminer la valeur minimum possible pour la tension VO. Déterminer la résistance de sortie de ce générateur de courant sachant que la tension d'Early est donnée par l'expression VA=10.L (VA exprimé en volt et L exprimé en µm). Comment une variation de ∆VO=3V se traduit-elle sur le courant de sortie I ? 41 ≡ M2 M2 1 R out = ro 2 = = 1MΩ λ . ID 2 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Yves Bertrand Cours GMEE102 I VO VOmin = VDS 2sat = VGS 2 - Vtn = VGS1 - Vtn Yves Bertrand 08/09/2011 Miroir de courant MOS (avec source à résistance) Iref + Vtn K1 A la limite de saturation de M2 : Calcul de Rout : I = Iréf = 100 µA 08/09/2011 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 40 Cours GMEE102 VDD - VGS R réf . 08/09/2011 2011-2012 Exercice : Pour la configuration avec source à résistance, on a Vtn=1V, kn=20µA.V-2, W=100µm et L=10µm, VDD= 5V. Déterminer la valeur de R permettant d'assurer un courant de polarisation I=100µA. Déterminer la valeur minimum possible pour la tension VO. Déterminer la résistance de sortie de ce générateur de courant sachant que la tension d'Early est donnée par l'expression VA=10.L (VA exprimé en volt et L exprimé en µm). Comment une variation de ∆VO=3V se traduit-elle sur le courant de sortie I ? Yves Bertrand 42 08/09/2011 7 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 2011-2012 Résultats Iref + Vtn = K1 VGS1 = RRéf = Cours GMEE102 2011-2012 Simulation : fichier .cir 100 + 1 = 1 + 1= 2 V 1 .20.10 2 Circuit Miroir_avec_R .model mosn nmos (vto=1V kp=20e-6 lambda=0.01) vdd 100 0 5V M1 2 2 0 0 mosn w=100u L=10u M2 3 2 0 0 mosn w=100u L=10u Rref 100 2 30k vds 3 0 5V .dc VDS 0 5 .1 .probe .op .end VDD −VGS1 5−2 = −4 = 30kΩ IRéf 10 VOmin = VGS1 - Vtn = 2 - 1 = 1 V λ = 1 VA = 0.01 V −1 VA = 10 ⋅ L = 100 V R out = ro 2 = Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 1 = 1MΩ λ . ID 2 ( 43 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Simulation : Variation de I en fonction de VDS VOmin = 1 V NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE 2) 1.9916 ( 3) 5.0000 ( 100) 5.0000 NODE VOLTAGE 44 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 VDD Iréf. IRéf =100 µA Étage 1 à polariser Mr p M2 Rréf. I2 I1 Ir Étage 2 à polariser Mréf. Mr n M1 VSS 45 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Source CMOS pour plusieurs étages I1 = (W L )1 ⋅ I (W L )réf . réf . Ir = (W L)rn (W L)réf . Iréf . I2 = (W L)2 (W L)rp Ir valable si transistors en régime de saturation : Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 46 Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 Exercice : pour le circuit de la figure précédente, on a les données suivantes VDD=5V, VSS=-5V, Rréf.=850kΩ, Vtn=1V, Vtp=-1V, kn=20µA.V-2, kp=8µA.V-2,λ=0. Les longueurs de tous les transistors sont égales à 10µm. On veut assurer VGSrp = 1,5 V. Calculer les largeurs de tous les transistors pour obtenir les courants suivants : Iréf.=10µA, I1=50µA, Ir=2,5µA et I2=50µA. Réponses : Wréf. =40µm, W1=200µm, Wr=10µm et W2=500µm. VD1,VDrn ,VDréf . >VGréf . -Vtn VD 2 < VG 2 - Vtp Yves Bertrand 47 08/09/2011 Yves Bertrand 48 08/09/2011 8 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Exercice : pour le circuit de la figure précédente, on a les données suivantes VDD=5V, VSS=-5V, Rréf.=850kΩ, Vtn=1V, Vtp=-1V, kn=20µA.V-2, kp=8µA.V-2,λ=0. Les longueurs de tous les transistors sont égales à 10µm. On veut assurer VGSrp = 1,5 V. Calculer les largeurs de tous les transistors pour obtenir les courants suivants : Iréf.=10µA, I1=50µA, Ir=2,5µA et I2=50µA. Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 2011-2012 Sources de courant hautes performances Principal point faible sources CMOS simples Rout (source) = Rout(transistor miroir) Pas assez forte pour bon générateur de courant Réponses : Wréf. =40µm, W1=200µm, Wr=10µm et W2=500µm. 49 Yves Bertrand 08/09/2011 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Structure de Wilson Rout multipliée par gm3.ro3 Cours GMEE102 VDD Circuit à polariser Rout multipliée par gm3.ro3 Iréf. Mais dynamique A.N. : 2V ∀i, W i/Li = 100/10 Iréf. = 100µA Vt=1V ; kp=20.10-6 A.V-2 λ=0,01 V-1 I VO Mais dynamique M3 A.N. : 2011-2012 M1 M2 Circuit à polariser Iréf. I VO M3 2V ∀i, W i/Li = 100/10 Iréf. = 100µA Vt=1V ; kp=20.10-6 A.V-2 λ=0,01 V-1 V Calculer I, Vomin, Rout V M1 M2 Calculer I, Vomin, Rout 51 Yves Bertrand Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 Calcul de I (W/L)1 = (W/L)2 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Structure de Wilson VDD Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 50 Yves Bertrand 52 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Calcul de Rout I = Iref.=100µA i D3 Calcul de Vomin Iref. impose la tension de grille de M1 V=Vgs1=(Iref./K1)1/2 +Vt d’où : Vg1=Vg2=Vd2=Vs3= V gm3vgs3 r03 v D1, G3 (W/L)3= (W/L)1 ID3=ID1 =I Vgs3 = Vgs1=V D2, S3, G1, G2 d’où : Vg3=Vd1=2.V La limite de saturation de M3 donne VOmin : gm1vgs1 r01 1/gm2 VOmin=Vd3min=Vg3-Vt=2.V-Vt S1, S2 A.N. : K1=K2=K3=100 =100µ µA.V-2 ; V=2V ; Vomin=3V Yves Bertrand 53 08/09/2011 Yves Bertrand 54 08/09/2011 9 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 v out = (i - gm3 v gs3 ) . r03 + i 2011-2012 (1) gm2 VDD gm2 Iréf. I VO g g .g g .g v 1 = r03 (1+ m3 + m1 m3 r01 + ) ≈ m1 m3 r01 r03 i gm2 gm 2 gm 2 .r03 gm2 Ici gm1=gm2 A.N. : gmi La résistance de sortie est celle du montage simple multipliée par le gm.r0 du transistor rajouté R out ≈ (gm3 .r03 ).r01 =200µ =200 µA.V-1 g0i=1µ =1µA.VA.V-1 ; r0i=1M =1MΩ Ω; 08/09/2011 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Structure cascode Solution : on rajoute un transistor monté en triode M3 V M1 Circuit à polariser Iréf. M3 M4 V V M2 M1 V V M2 V 56 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 I VO 2V V Rout=200M =200MΩ Ω 55 Yves Bertrand 2V VDD Idée : dans Wilson simple : Vds1≠Vds2 Id1≠Id2 Circuit à polariser i En portant vgs3 dans (1), on déduit Rout : R out = 2011-2012 Structure de Wilson améliorée v gs3 = v g3 - v s3 = ( v g3 - v s1 ) - ( v s1 - v s3 ) = - gm1.v gs1.r01 - v gs1 v gs3 = - (1+ gm1.r01 ) . v gs1 = - (1+ gm1.r01 ) . Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Structure cascode VDD ∀i, W i/Li = 100/10 Iréf. = 100µA Vt=1V ; kp=20.10-6 A.V-2 λ=0,01 V-1 M4 M3 M1 M2 ∀i, W i/Li = 100/10 Iréf. = 100µA Vt=1V ; kp=20.10-6 A.V-2 λ=0,01 V-1 Calculer I, Vomin, Rout 57 Yves Bertrand 08/09/2011 Cours GMEE102 I VO A.N. : VSS 2011-2012 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Circuit à polariser Iréf. Mais dynamique I VO A.N. : Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Rout multipliée par gm3.ro3 Iréf. Mais dynamique Calculer I, Vomin, Rout VDD Circuit à polariser Rout multipliée par gm3.ro3 M4 M3 M1 M2 VSS 58 Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 Résultats : Calcul de I (W/L)1 = (W/L)2 I = Iref.=100µA Calcul de Vomin Iref. impose la tension de grille de M1 V=Vgs1=(Iref./K1)1/2 +Vt VOmin=Vd4min=Vg4-Vt=2.V-Vt=3V La résistance de sortie est celle du montage simple multipliée par le gm.r0 du transistor cascode Calcul de Rout R out = 2 / Amplificateurs CMOS à Source Commune v = r03 + gm3 .r02 .r03 + r02 ≈ ( gm3 .r03 ).r02 i A.N. : gmi=200 =200µ µA.V-1 g0i=1µ =1µA.VA.V-1 ; r0i=1M =1MΩ Ω; Yves Bertrand 59 Rout=200M =200MΩ Ω 08/09/2011 Yves Bertrand 60 08/09/2011 10 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 2011-2012 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 VDD Structures amplificatrices de base Amplificateurs MOS à un étage 2011-2012 VDD I VDD Amplificateur à étage unique Charge active au lieu de résistance gain surface silicium et fortes valeurs de R M1 vin I vout vout vout Charge à GD-MOS (Drain et Grille court-circuités) vin Large bande, faible Rin mais gain réduit Charge à source de courant M1 I M1 Fort gain, fort Rout mais faible bande SC, GC,DC Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Source Commune (SC) 61 Cours GMEE102 VSS vin Plusieurs types de montage possibles 08/09/2011 2011-2012 Grille Commune (GC) Drain commun (DC) 62 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 Montage NMOS SC avec charge GD-PMOS VDD S2 2.1 / Amplificateurs CMOS à Source Commune et charge GD-MOS G2 M2 D2 vout D1 vin M1 G1 S1 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 63 Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 64 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 VDD 2011-2012 Schéma dynamique ? S2 G2 08/09/2011 M2 Gain statique D2 vout D1 vin G1 M1 S1 Yves Bertrand 65 08/09/2011 Yves Bertrand 66 08/09/2011 11 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 2011-2012 Gain statique petit signal Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Montage NMOS SC avec charge GD-PMOS + résistances D1, D2, G2 G1 vin=vgs1 gm1vgs1 v out = - (ro1 // (1/gm2 ) . gm1 v in ≈ - (1/gm2 ) . gm1 v in v out g K ≈ - m1 = - 1 v in K2 gm2 car : gm >> g0 AV = v out v in indépendant de I 67 08/09/2011 Cours GMEE102 2011-2012 vout D1 Résultat : 1/gm2 << 1/g01 = r01 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 M2 D2 S1, S2 Yves Bertrand G2 vout 1/gm2 r01 VDD S2 Déterminer le gain petit signal ? AV= 2011-2012 vin 1 // RL gm 2 =1 + RS gm1 G1 M1 RL S1 RS 68 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 D1, D2, G2 G1 vgs1 r01 gm1vgs1 1/gm2 RL vout vin Réponse en fréquence S1 S2 RS L’étudiant doit savoir retrouver ce résultat Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 AV = v out v in 1/gm2 << 1/g01 = r01 1 // RL gm2 =1 + RS gm1 69 Cours GMEE102 Résistance dans Drain Résistance dans Source 08/09/2011 2011-2012 Capacités parasites intrinsèques du transistor MOS 70 Yves Bertrand Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 Cours GMEE102 08/09/2011 2011-2012 Les principales capacités parasites MOS Elles se calculent à partir des données techno (tox, cgdo) et du dimensionnement (W,L) des transistors. CGS : la plus importante, due aux variations de charges dans le canal quand VGS varie = ܵܩܥ 2 ܹ ∙ ݔܥ ∙ ܮ 3 = ݔܥ ߝݔ tox : épaisseur d’oxyde ( ݔݐdonnée techno) CGD : d’autant plus importante que le gain est fort, elle est due au recouvrement périphérique entre grille et drain D. A. Jones & K. Martin, Analog integrated circuit design, John Wiley, 1997 ܹ ∙ ܱܦܩܥ = ܦܩܥCGDO : O pour « overlap » (recouvrement) C’est un paramètre techno exprimé en F/m Yves Bertrand 71 08/09/2011 Yves Bertrand 72 08/09/2011 12 Cours GMEE102 Faculté des Sciences de Montpellier, UM2 i Rappel effet Miller vin i= C vout=-AV.vin -AV v in - v out 1 / j.ω.C vin i i = j.ω.C (1+ A V ).v in 1 i = - j.ω.C (1+ ).v A V out vout -AV i CMin = C (1+ A V ) Yves Bertrand 2011-2012 CMout = C (1+ 73 1 ) AV 08/09/2011 13
