ELE202_8

VIII COMPOSANTS ACTIFS :
Les composants actifs à état solide principalement utilisés dans le domaine des microondes sont
les diodes PN, schottky et IMPATT, les transistors à effet de champ, MESFET et HEMT et les
transistors bipolaires, à homojonction et hétérojonction. Ces composants sont réalisés dans diverses
technologies de semiconducteurs leur apportant des performances propres en terme de fréquences
de coupure et de puissance. La structure de base de ces composants est une jonction formée de
matériaux identiques mais dopés différemment (homojonction) ou de matériaux différents
(hétérojonction et jonction métal-semiconducteur).
Nous allons voir, dans ce chapitre, les différentes technologies existantes, les technologies
émergentes et les différences de fonctionnement et de performances des différents composants.
1. TECHNOLOGIES
Les composants actifs sont la base de la réalisation des circuits actifs qui constituent les systèmes
d’émission-réception. Leurs performances en fréquence, puissance et bruit sont indéniables d’un
fonctionnement correct du système complet. Leurs linéarité ou non-linéarité est utilisée pour des
aspects d’amplification ou de génération de signaux.
Figure 1 : Evolution de l’énergie de bande interdite et du paramètre cristallin pour différents
matériaux.
vsat (107cm.s-1)
Les premiers composants actifs ont été fabriqués sur du germanium, ce dernier a très vite été
détrôné par le silicium qui a connu un développement fulgurant à partir des années 1970, tant en
termes de performances que d’intégration. On connaît aujourd’hui l’apport incontesté par ce
développement, notamment dans la vie courante.
3
2
Il n’en reste pas moins que le silicium souffre de deux inconvénients majeurs devant d’autres
semiconducteurs, une mobilité faible des porteurs et un semiconducteur non semi isolant, rendant la
conception de composants et de circuits intégrés plus délicate à des fréquences très élevées.
Le tableau I donne les principaux paramètres physiques et électriques des semiconducteurs
utilisés pour la réalisation de composants rapides. Le Si, GaAs et InP sont ceux qui sont le plus
utilisés car ils ont donné naissance à des technologies industrielles. Les deux derniers, le GaN et le
SiC, font partie du domaine de la recherche et sont prometteurs quand à leurs propriétés optiques et
thermiques qui en font de bons candidats pour l’électronique de puissance à très hautes fréquences.
à 300K
Si
Ge
GaAs
InP
GaN
3C-SiC
InP
1
0
5
10
15
20
E (kV.cm-1)
Figure 2 : Vitesse de dérive électronique dans différents semiconducteurs non dopés à 300K.
Sur la figure 2, on constate que la vitesse de saturation des électrons est bien plus élevée dans les
composés III-V que dans le silicium, permettant ainsi aux composants actifs de développer des
performances fréquentielles plus élevées.
εr
11.7
16.2
12.9
12.5
9.7
9.72
NC (cm-3)
3.2 1019
1.0 1019
4.7 1017
5.7 1017
1.2 1018
1.5 1019
NV (cm-3)
1.8 1019
5.0 1018
9.0 1018
1.1 1019
4.2 1019
1.2 1019
2. DIODES
eχ (eV)
4.01
4.00
4.07
4.38
4.1
Eg (eV)
1.12
3.2
2.36
Il existe diverses diodes utilisées dans le domaine des microondes. Ces diodes sont utilisées pour
la détection, le mélange ou la génération de signaux en fonction de leur technologie. Elles sont
également la base des transistors.
0.66
1.424
1.344
ni (cm-3)
1.0 10
μn(cm/V.s)
1400
3900
8500
5400
1000
900
μp(cm/V.s)
450
1900
400
200
350
20
5.658
5.65325
5.8687
4.52
4.3596
Constante de maille (Å) 5.431
10
2.0 10
13
2.1 10
6
1.3 10
7
2.1 Diodes PN :
Tableau I : paramètres physiques et électriques de semiconducteurs
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
97
La diode PN seule, fabriquée à base d’un seul semiconducteur, est très peu utilisée dans le
domaine des microondes car elle ne permet pas de fonctionner à des fréquences très élevées au delà
du millimétrique, notamment sur Silicium, pour lesquelles les transistors n’offrent plus de gain. En
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
98
revanche elle est à la base du transistor bipolaire et de diodes plus spécifiques du domaine des
hyperfréquences :
diode à avalanche : utilisée pour la génération directe et harmonique, la multiplication de
signaux.
diode varactor : utilisée pour la commande
diode PIN : utilisée pour la commutation et la détection de signaux
La fréquence de coupure de la jonction PN est influencée par la capacité de diffusion :
fC =
∂V
1
où r = d ⎟⎞
∂I d ⎠ Vd =0
2 π.r. ⎡⎣C j ( Vd ) + C d ⎤⎦
Trois types de diode permettent d’obtenir ce type de caractéristique : les diodes à effet Tunnel,
les diodes IMPATT et les diodes Gunn.
2.4 Schéma équivalent :
Le schéma équivalent d’une diode est représenté sur la figure 4. La caractéristique non linéaire
du fonctionnement de la diode est donnée par la relation entre la tension et le courant :
⎛ ηq.k.V.Td
⎞
I d = IS ⎜ e
− 1⎟
⎜
⎟
⎝
⎠
IS est le courant de saturation de la diode qui dépend de la technologie utilisée ainsi que des
dimensions du composant.
La diode PN fabriquée à base de deux semiconducteurs différents, qui présentent un accord de
maille (figure 1), présente l’avantage de créer un puit de potentiel au niveau de la bande de
conduction ou de valence, et ce grâce à la différence de bande interdite des semiconducteurs, afin
d’améliorer l’efficacité d’injection des porteurs dans le composant.
Cj
Id
L
C
R
RS
L
C
2.2 Diodes Schottky :
La diode schottky est composée d’un conducteur placé sur un semiconducteur selon une barrière
métal-semiconducteur. Elle est réalisée sur Si (métal Al), GaAs (métal Au) et SiC. La différence
fondamentale avec la diode PN est que le fonctionnement s’appuie sur les porteurs majoritaires,
alors qu’il s’appuie sur les porteurs minoritaires dans le cas de la PN.
La diode Schottky peut fonctionner jusqu’à la fréquence de coupure qui est égale à :
fC =
L’absence de capacité de diffusion, ou capacité dynamique de la jonction qui fait intervenir la
durée de vie des porteurs, entraîne une fréquence de coupure bien plus élevée que pour la jonction
PN avec des fréquences pouvant atteindre 200 à plus de 300 GHz.
Elle est principalement utilisée en détection, mélange et limitation de puissance particulièrement
en bande sub-millimétrique.
2.3 Diodes à transfert électronique ou diode GUNN :
+
C’est une structure N NN réalisée sur du GaAs ou de l’InP. Elle est utilisée en tant que
générateur direct ou harmonique et en multiplication. Cette génération de signaux est réalisée grâce
à la caractéristique de résistance dynamique négative qu’elle présente pour certaine polarisation
(figure 3).
I
Pic
V
Figure 3 : Caractéristique d’une diode à effet tunnel.
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
Les performances fréquentielles des transistors sont caractérisées par la fréquence de transition
ft, qui correspond à un gain en courant (sortie en court-circuit) unitaire et la fréquence maximum
d’oscillation fmax, qui correspond à la fréquence pour laquelle le gain en puissance disponible
(MAG) est égal à l’unité.
3.1 MOSFET :
Ce transistor est le plus répandu dans les circuits intégrés basses fréquences, du fait de sa très
faible consommation et de sa forte densité d’intégration. Néanmoins, il n’est pas utilisé en
microondes à cause de ses faibles performances fréquencielles, bien que des fréquences de
transition de 240 GHz aient été obtenues avec une longueur de grille de 43 nm.
Il utilise une jonction Métal-Isolant-Semiconducteur (MISFET) mais comme le seul isolant qui
puisse être correctement déposé sur du silicium est de l’oxyde de silicium, on réalise donc un
MOSFET (Metal-Oxyde-Semiconductor Field Effect Transistor). La figure 5 représente une coupe
de ce composant.
Lorsque la grille est polarisée positive avec une tension suffisante, il apparaît une couche
d’inversion à l’interface isolant-semiconducteur que constitue la zone déplétée ou le canal. Ce canal
est constitué d’électrons alors que le substrat est dopé P. La quantité de charges négatives est
contrôlée par la grille. Lorsqu’une tension est appliquée entre la source et le drain, ces électrons
vont se déplacer sous l’effet du champ électrique, constituant ainsi un courant entre la source et le
drain.
Vallée
Zone de résistance
négative
3. TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP
Les transistors à effet de champ sont réalisés sur différents semiconducteurs mais les
technologies sont différentes selon la nature du matériau et donnent lieu à différentes structures du
transistor à effet de champ. Le transport des électrons se fait horizontalement (ou latéralement) dans
les structures à effet de champ, alors qu’il se fait verticalement dans les structures bipolaires.
∂V ⎞
1
où r = d ⎟
∂I d ⎠ Vd =0
2 π.r.C j ( Vd )
+
Figure 4 : Schéma équivalent non linéaire d’une diode.
99
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
100
Ces électrons se déplacent à une vitesse assez lente à cause principalement de 2 phénomènes
physiques : le transport s’effectue au niveau de l’interface oxyde-semiconducteur qui réduit leur
vitesse par rapport au silicium massif, vitesse qui est déjà plus lente dans le silicium que dans
d’autres semiconducteurs ternaires.
Les fréquences de fonctionnement sont inhérentes au fonctionnement du transistor et sont donc
liées aux valeurs des éléments électriques de son schéma équivalent (figure 7).
Rg
Ceci contribue à obtenir des fréquences de fonctionnement relativement faibles pour ces
composants. Pour augmenter ces fréquences, il faut que le temps de transit des électrons à travers le
canal soit très faible, pour diminuer ce dernier, il faut que les électrons parcourent un chemin le plus
court possible. Ceci est réalisé, en diminuant la longueur de grille, on obtient alors des
performances fréquentielles accrues (tableau II). Les limitations de ces composants se trouvent
également en un bruit élevé comparativement au transistor bipolaire.
Lg (µm)
0.18
0.13
0.092
0.063
0.043
Ft (GHz)
35
53
94
140
230
Épaisseur oxyde (nm)
6.2
4.45
3.12
2.2
1.8
Grille
Drain
Source
N
Grille
N
Zone déplétée
Substrat P
gm
Oxyde
(b) enhancement
Rs
ft =
gm
C gd
1+
C gs
gm
f max =
2 π.C gs .2
Source
N
Figure 5 : Transistor MOSFET : structure latérale.
Pour obtenir des composants de puissance, des structures verticales sont réalisées (figure 6), dans
lesquelles le drain se trouve sur la face opposée au substrat. Les fréquences de fonctionnement de ce
type de composant s’en trouvent fortement réduites puisque la zone de transit des électrons est
longue. Les LDMOS (Laterally Double Diffused MOS) et VDMOS (Vertically Double Diffused
MOS) sont également des composants de puissance qui ne fonctionnent guère au-delà de quelques
centaines de MHz.
Grille
N
N+
P
Oxyde
Drain
Figure 6 : Transistor MOSFET : structure verticale.
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
C ⎞
⎝
gs
⎠
+
Grille
+
Si P
Oxyde
Drain
N+
Oxyde
Si haute résistivité > 1 kΩ.cm
Figure 8 : Technologie MOS - SOI.
3.2 MESFET (MEtal-Semiconducteur Field Effect Transistor):
Une tension appliquée entre les drain et source fait circuler un courant d’électrons sous la grille
dans le canal, parallèlement à la surface du semiconducteur. La saturation de ce courant est due à la
saturation de la vitesse des électrons dans le matériau (figure 2). L’intensité du courant est contrôlée
par la profondeur de la zone déplétée qui apparaît sous la jonction métal-semiconducteur de la grille
(contact schottky) et qui est polarisée en inverse. Les performances fréquencielles de ces transistors
sont fonction de la longueur de grille (Lg) qui constitue le chemin parcouru par les électrons pour
atteindre le drain. En réduisant cette longueur de grille, on diminue le temps de transit et on
améliore les fréquences de coupure des composants. Ces longueurs, grâce aux avancées
technologiques, sont passées de 0.7 à 0.15 µm. La largeur de grille (ℓg), quand à elle, permet
P
couche NSubstrat N+
⎛
(R s + R g ) ⎜ g ds + g m Cgd ⎟
C’est le transistor le plus utilisé dans les circuits MMIC, notamment dans les radiotéléphones, les
récepteurs de télévision par satellite et les badges de télépéage par exemple. Il est réalisé sur
substrat GaAs et utilise un contact schottky sur la grille (figure 9).
Source
+
Gds
Enfin, pour la réalisation de circuits MMIC, l’inconvénient majeur des technologies MOS, est le
substrat dopé utilisé de faible résistivité qui entraîne des pertes élevées pour les composants passifs
qui résonnent à des fréquences faibles. Pour palier à ceci, des technologies SOI ont été développées
(Substrate On Insulator), dans lesquelles le transistor MOS est fabriqué sur un substrat semi-isolant
de Si (figure 8). Les éléments passifs sont alors de meilleure qualité.
Substrat P
(a) à déplétion
Cgs
2 π.C gs
Drain
N
Zone déplétée
Oxyde
Rd
Figure 7 : Schéma équivalent linéaire du transistor MOS.
Tableau II : performances de transistors CMOS en fonction de la longueur de grille.
Source
Cgd
101
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
102
d’augmenter l’amplitude du courant et donc la puissance du composant, elle varie entre 50 et
200µm en général. Mais ceci ne permet pas d’obtenir des composants de forte puissance, il faut
alors avoir recours à des structures multi-doigts de grille.
Lgs
Ls
Source
N+
Grille
Drain
Lg
Lgd
GaAlAs
ΦB
Contact
ΔEC
EF
Canal
N
N
N
+
ΔEV
Substrat GaAs semi-isolant
GaAlAs
Figure 9 : MESFET.
f max =
gm
2 π.C gs .2 R C G DS
(voir modèle figure 20)
Ce composant réalisé sur GaAs, InP et GaN utilise une hétérojonction (grille-source) pour
diminuer le temps de transit des électrons et augmenter les performances fréquentielles. Les
électrons circulent dans une zone non dopée dans laquelle ils acquièrent une vitesse plus rapide que
dans une zone dopée (figure 10).
L’hétérojonction GaAs/GaxAl1-xAs présente, de part et d’autre de l’interface, une différence de
bande interdite (gap), en effet Eg est plus grande dans le matériau GaAlAs que dans GaAs. La
répartition de la différence de gap entre les bandes de conduction (ΔEc) et bandes de valences (ΔEv)
dans les diagrammes d’énergie crée un puit de potentiel du côté GaAs non dopé. Le GaAlAs étant
dopé N, des électrons en provenance de la partie dopée s’accumulent dans le puits de potentiel qui
va constituer le canal du transistor (figure 11).
Zone déplétée
N
d1
Grille
+
N
+
3.4 PHEMT (Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor) :
Afin d’augmenter la largeur du puits de potentiel et par là même le courant du composant, on
réalise une double hétérojonction en plaçant une couche GaInAs entre les couches GaAlAs et GaAs
(figures 12 et 13). Un second avantage d’utiliser une couche de GaInAs non dopée est de conférer
aux électrons une vitesse plus élevée encore que dans du GaAs. Cette couche de Ga0.85In0.15As n’a
pas la même dimension de maille que celle du GaAs, il y a contrainte compressive et pour éviter des
dislocations du matériau qui détérioreraient le composant, cette couche doit être très fine. C’est
cette couche qui est pseudomorphique et qui a donné le nom au composant.
GaAs N+
Source
Zone déplétée
N
GaAs non dopé
Grille
Drain
+
N
+
Contact N+
Contact N+
Canal GaAlAs dopé N
GaAlAs non dopé
GaInAs non dopé : canal
GaAs non dopé : tampon
Canal GaAlAs dopé N
GaAlAs non dopé
d0
Accumulation
d’électrons
Figure 11 : Diagramme de bande d’un HEMT.
GaAs N+
Drain
dopé
Couche séparatrice
GaAlAs non dopé
Sous l’effet de la tension appliquée entre drain et source, ces électrons vont se déplacer dans une
zone non dopée, et donc à grande vitesse. Ainsi, pour une longueur identique de grille, un transistor
HEMT aura des performances améliorées à celles d’un transistor MESFET. En contrepartie, comme
le puit de potentiel a une largeur très faible, le courant disponible est limité pour ce composant..
3.3 HEMT (High Electron Mobility Transistor) :
Source
GaAs non
dopé N
Le fonctionnement de ce transistor s’approche de celui du MOSFET, mais les performances
fréquentielles sont bien meilleures du fait de l’utilisation de GaAs. De plus, comme il est fabriqué
sur un substrat semi-isolant, la réalisation de circuits MMIC donne de très bons résultats.
gm
2 π.C GS
ΦF
ℓg
+
Substrat GaAs semi-isolant
ft =
GaAs
EC
Ld
N+
N
Métal
Gaz d’électrons
Substrat GaAs semi-isolant
Gaz d’électrons
Figure 12 : PHEMT.
Substrat GaAs semi-isolant
Figure 10 : HEMT.
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
103
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
104
4. TRANSISTORS BIPOLAIRES
Métal
GaAlAs
GaInAs
Ces composants utilisent la jonction PN et le transport des charges se fait verticalement.
GaAs
EC
ΦB
ΔEC
4.1 Transistor bipolaire à homojonction BJT :
ΦF
Le transistor bipolaire est constitué de deux jonctions PN (figures 15 et 16).
EF
B
E
C
N++
ΔEV
N
+
SiO2
P
SiO2
N
GaAlAs
GaAs non
dopé N
dopé
Couche séparatrice
GaAlAs non dopé
Canal N+
Substrat GaAs semi-isolant
Substrat P
Accumulation d’électrons
(GaInAs non dopé)
Figure 15 : Transistor bipolaire à homojonction.
Figure 13 : Diagramme de bande d’un PHEMT.
Ces composants sont également réalisés sur substrat InP et GaN, en utilisant une hétérostructure
GaInAs/InP et GaAlN/GaN respectivement. Les meilleures performances atteintes sont données par
les composants sur InP.
3.5 MHEMT (Metamorphic High Electron Mobility Transistor) :
Afin de diminuer la contrainte liée au désaccord de maille entre le GaAs et le GaInAs, on
introduit une couche buffer Ga1-x-yAlxInyAs entre le GaAs et le canal GaInAs. Cette couche buffer
correspond à la superposition de différentes couches d’épaisseurs et de dosage différentes, réalisant
ainsi une couche graduelle (figure 14). Cette couche permet d’accommoder le large désaccord de
maille entre le substrat GaAs et le canal GaInAs et d’éviter la propagation de dislocations du
matériau dans la zone active du transistor.
Cette technologie, utilisée également sur substrat InP, permet de réaliser des composants sur
GaAs ayant des performances comparables à ceux sur InP, en ayant un coût plus faible puisque les
avantages du GaAs sont conservées pour la réalisation de circuits. Ainsi ces composants sont
utilisés en bande millimétrique (Ft=290GHz, Fmax=340GHz pour Lg=70nm – IAF).
La figure 16 montre le diagramme des bandes d’énergie du transistor à l’équilibre thermique : les
niveaux de fermi s’alignent. L’émetteur étant fortement dopé N, c’est un réservoir d’électrons.
Lorsque le transistor est polarisé correctement, à savoir la jonction B-E en direct et la jonction B-C
en inverse, les bandes de conduction entre l’émetteur et la base se rapprochent, permettant aux
électrons de passer aisément entre l’émetteur et la base. La base étant dopée P, ils la traversent
rapidement pour atteindre l’interface B-C. Cette jonction étant polarisée en inverse, les électrons
tombent rapidement dans le collecteur. Ainsi un courant d’électrons est créé entre l’émetteur et le
collecteur. Un courant inverse de trous circule en sens inverse, ce courant est beaucoup plus faible,
du fait que les collecteurs et émetteurs sont dopés N.
Si
EG
Si
Si
EC
EF
EV
eVBE
Ga0.47In0.53As 5nm
eVCE
Ga0.48In0.52As 15nm
Ga0.48In0.52As 5nm
Ga0.47In0.53As 40nm
Ga0.48In0.52As 250nm
Couche d’adaptation
E
GaAlInAs : Buffer métamorphique
N++
GaAs 100nm
B
C
électrons N++
P
Substrat GaAs semi-isolant
WE
Figure 14 : Technologie IAF MHEMT.
WB
trous
N N
WC
Figure 16 : Diagramme des bandes d’énergie et courants dans un transistor bipolaire.
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
105
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
106
Lorsque les électrons traversent la base, ils se trouvent en présence d’un semiconducteur dopé P.
Pour éviter qu’ils se recombinent avec les trous, ils doivent traverser la base rapidement, celle-ci
doit donc être courte et satisfaire à WB << LnB (longueur de diffusion des électrons dans la base). La
base doit donc être fine.
Il faut également noter qu’un courant de trous est en présence d’un courant d’électrons. Pour que
le transistor fonctionne correctement, ce dernier doit être plus élevé que le premier, ceci est défini à
travers l’efficacité d’injection :
γ=
J nE
=
J nE + J pE
ft =
1
2π.τ ec
f max =
Ainsi ft est diminuée si les couches sont fines et si on vient prendre contact directement sur la
couche pour la base et le collecteur (structure mésa, figure 18). Fmax est améliorée si la base est
fortement dopée, ce qui est possible avec l’introduction de l’hétérojonction.
GaAlAs
ρB
WB
EGC
ΔEV
EGE
EV
ΔEC
eVBE
et σ nE >> σ pB
avec ρ B =
GaAs
EGB
EC
EF
eVCE
ΔEV
La base étant peu dopée, elle est très résistive et on ne peut pas diminuer trop son épaisseur, sous
peine d’obtenir une résistance de base très élevée et ainsi de diminuer la fréquence fmax.
RB =
GaAs
ΔEC
1 =
1
σ pB .WB
J pE
1+
1+
σ nE .WE
J nE
Selon cette équation, le courant de trous sera faible devant celui des électrons si le rapport
JpE/JnE << 1. Dans ce cas, l’efficacité d’injection est proche de 1. Ceci se traduit par une épaisseur
de base très petite devant l’épaisseur de l’émetteur et un émetteur très fortement dopé par rapport à
la base :
WB << WE
ft
8π.rb .C Tc
E
1
qN Bμ B
B
N++
Ce composant, fabriqué sur Si a des performances fréquencielles maximales de 40 GHz environ,
permettant de réaliser des circuits intégrés RF.
C
électrons N++
P
WE
N N
trous
WB
WC
Figure 17 : Diagramme des bandes d’énergie dans un transistor bipolaire à hétérojonction abrupte
4.2 Transistor bipolaire à hétérojonction HBT :
et graduelle (
Pour augmenter l’efficacité d’injection et éviter de surdoper fortement l’émetteur devant la base,
on réalise une hétérojonction E-B (figure 17). Le matériau utilisé pour l’émetteur a un gap plus
grand que celui de la base, ainsi cette différence de gap facilite le passage des électrons de
l’émetteur vers la base et rend plus difficile l’injection des trous de la base vers l’émetteur en
augmentant la valeur ΔEV. L’efficacité d’injection s’en trouve ainsi améliorée :
).
E
B
Implantation
H+
E’
B
C
C
γ=
J nE
=
J nE +J pE
1+
1
J pE0 ⎛⎜ - ΔE G ⎞⎟
.e ⎝ kT ⎠
J nE0
Implantation
bore
C’
(a)
Substrat GaAs semi-isolant
Le rapport des courants de trous et d’électrons est toujours proportionnel au dopage et à la
largeur de base, mais il est multiplié par une exponentielle fonction de la différence du gap de
l’hétérojonction, cette exponentielle est égale à 10-6 pour le cas du GaAlAs/GaAs. Ainsi l’efficacité
d’injection devient très proche de 1 par nature et une base très fine peut être plus fortement dopée
que l’émetteur, diminuant ainsi la résistance de base et entraînant une très nette amélioration des
performances fréquentielles.
En effet, la fréquence de transition d’un transistor bipolaire est inversement proportionnelle au
temps de transit des électrons entre l’émetteur et le collecteur : τec = τe+τb+τd+τc, où τe est le temps
à travers la jonction E-B, τb le temps pour traverser la base, τd le temps pour traverser la zone
déplétée du collecteur et τc le temps pour traverser le collecteur.
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
E
107
E
B
C
E’
B
C
E
Implantation
bore
C’
Substrat GaAs semi-isolant
(b)
Figure 18 : TBH implanté en technologie auto-alignée : mésa de base (a) et double mésa (b).
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
108
Ces transistors bipolaires à hétérojonction sont réalisés sur des substrats de GaAs (hétérojonction
GaAlAs/GaAs ou GaInP/GaAs), InP (InGaAs/InP ou InAlAs/InGaAs), Si (SiGe/Si) et GaN
(GaAlN/GaN).
4.3 Transistor bipolaire à double hétérojonction DHBT :
Très utilisé pour des applications en millimétrique, circuits numériques ultra rapides et
optoélectronique, le TDBH comporte une hétérojonction B-C afin d’augmenter la tension de
claquage de ce composant (figure 19).
En revanche, l’apport d’une discontinuité dans la bande de conduction bloque les électrons à
l’interface B-C, dégradant ainsi le gain du transistor et son efficacité d’injection. Afin de palier à cet
inconvénient, une couche spacer (InGaAsP) est insérée entre les deux matériaux de l’hétérojonction,
la rendant graduelle et poussant la barrière de potentiel à l’intérieur du collecteur. Ceci limite les
effets de blocage des électrons et confère des performances fréquentielles très élevées au DHBT,
essentiellement réalisé sur InP pour les applications optoélectroniques.
parasites qui sont très difficilement quantifiables mais peuvent l’être analytiquement par
recoupement avec des résultats de mesures (fit).
Les diverses résistances sont liées au chemin emprunté par les porteurs dans le composant et
dépendent des dopages des couches et de leurs dimensions. Les capacités sont dues aux couches
avec les effets de transition et de diffusion de porteurs. Enfin, les sources de courant et les diodes
rendent compte des courants générés dans le composant. Pour tenir compte des non linéarités
inhérentes aux principes physiques, des équations dépendantes des tensions et des courants sont
introduites dans le schéma équivalent.
Ainsi distingue-t-on le modèle linéaire ou petit signal, valide autour d’un point de polarisation et
pour une faible amplitude de signal, et le modèle non-linéaire ou grand signal qui rend compte du
fonctionnement du transistor sur une grande partie de sa gamme de polarisation.
La complexité des phénomènes physiques mis en jeu est telle que des mesures des composants
sont nécessaires pour optimiser ou fitter les valeurs des éléments du schéma équivalent des
composants.
E
InGaAs n+
InP n+
InP n
InGaAsP p
B
5.1 Transistor à effet de champ :
B
InGaAsP graduelle
InP p
InGaAs n+
C
G
Rg
Cgd
Rd
D
C
Cgs
Vi
Substrat InP semi-isolant
gmVi
Cds
Gds
RC
Figure 19 : DTBH implanté en technologie auto-alignée double mésa sur InP.
Enfin, après l’énumération de tous ces composants actifs, il ne faut pas oublier que la majorité de
ces matériaux semiconducteurs ont permis de développer des composants optoélectroniques tels que
des photodiodes ou des diodes lasers, qui restent intégrables avec des composants microondes pour
réaliser des circuits OMMIC (Opto-Microwave Monolithic Integrated Circuits).
Le tableau II résume les principaux composants réalisables en industrie ou en laboratoire.
MOSFET MESFET
Si
SiC
GaAs
GaN
SiC
HEMT
GaAs
AlGaAS
InP
HBT
GaAs
InP
InGaP
SiGe
DHBT
InP
Diodes
Photodiodes
Schottky
GaAs
InP
GaN
SiC(UV)
Si (visible)
GaN (UV)
InP (IR)
InGaAs (IR)
Tableau II : Composants réalisables selon les matériaux
Rs
S
Figure 20 : Modèle linéaire d’un transistor à effet de champ.
Ce modèle rend compte de la physique du composant en observant la figure 21. Les capacités
Cgs, Cdg et Cds représentent respectivement les capacités grille-source, drain-grille et drain-source.
Rc et Gds représentent la résistance de canal et la conductance de drain. Rg représente la résistance
du bareau de grille, Rs et Rd, les résistances entre la grille et les contacts de source et de drain. Gm
représente la transconductance entre la tension à l’entrée et le courant de sortie.
Ce schéma équivalent n’est valide que pour un point de polarisation donné et pour une gamme
de fréquences données. Son utilisation au-delà de ces conditions, entraine nécessairement une
divergence des résultats simulés.
Le tableau III indique les valeurs des éléments du schéma équivalent pour quelques composants
ayant des performances fréquentielles différentes.
5.MODELISATION LINEAIRE ou PETIT SIGNAL
La modélisation des composants actifs repose sur le fonctionnement physique du transistor, tant
d’un point de vue statique que dynamique. Néanmoins, pour des composants qui fonctionnent à des
fréquences très élevées, des dimensions extrêmes sont nécessaires, entraînant des phénomènes
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
109
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
110
Eléments
MOSFET MESFET
Cgs (fF)
Cgd (fF)
Cds (fF)
Rc (Ω)
Rds (Ω)
Rs (Ω)
Rd (Ω)
Rc (Ω)
g0 (mS)
τ (ps)
6.MODELISATION NON LINEAIRE ou GRAND SIGNAL
HEMT
110
30
40
4.6
350
2.9
2.9
1.8
18
2.6
Le modèle est plus complexe et fait appel à des équations analytiques pour rendre compte des
phénomènes physiques présent à l’intérieur du composant. Il doit notamment intégrer des effets
supplémentaires non pris en compte dans les modèles linéaires comme les effets thermiques qui
deviennent non négligeables, surtout lorsque les courants augmentent, le bruit non linéaire. Le
modèle non linéaire doit correspondre au mieux au modèle linéaire pour un point de polarisation
fixé.
Ils ont des plages de fonctionnement pour certains paramètres, comme la puissance, les tensions,
les fréquences par exemple, plages en dehors desquelles le modèle n’est plus valide à 10% près,
voir au-delà et au-delà desquelles, il devient inexploitable.
Tableau III : Composants réalisables selon les matériaux
6.1 Transistor à effet de champ :
Différents modèles ont été développés par différents auteurs pour les transistors à effet de
champ. Citons principalement les modèles de Curtice, de Statz et de Materka-Kacprzak, du nom de
leurs auteurs, et leurs dérivés. Ces modèles ont été adaptés aussi bien pour le MESFET que pour le
HEMT.
Ce sont des modèles empiriques, pour la plupart, qui décrivent le fonctionnement et les
caractéristiques des transistors à effet de champ et qui reposent sur des équations analytiques.
Le modèle grand signal général ci-dessous comporte des composants linéaires, qui ne varient pas
avec la polarisation, comme les résistances RG, RD et RS.
Figure 21 : Principaux composants équivalents au fonctionnement physique d’un FET.
IGD
G
5.2 Transistor bipolaire :
RG
CGD
Cbcex
Rbex
Rbin
Rbi Cbei
Cbcin
Rc
gmVi
Vi
D
CGS
VGSI
B
RD
Cce
C
IGS
IDD
RC
VGS
Rce
VDSI
CDS
VDS
RS
Re
S
Figure 23 : Modèle grand signal d’un transistor à effet de champ (MESFET,HEMT).
E
Figure 22 : Modèle linéaire d’un transistor bipolaire.
Nous donnons, ici, quelques expressions générales des éléments non linéaires du modèle,
expressions qui varient en fonction du modèle utilisé.
La différence de modèle par rapport au transistor à effet de champ se situe principalement au
niveau des jonctions B-E et G-S pour lesquels les contacts sont différents et par voie de
conséquence, le fonctionnement physique.
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
111
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
112
•
Source de courant IGS :
•
C’est le courant de la diode Métal-semiconducteur :
(
qVGS
)
I GS = I S e nkT − 1
, qui correspond bien à
une modélisation du phénomène physique, les deux sources suivantes sont modélisées par des
expressions phénoménologiques qui n’ont pas de signification physique particulière.
•
Source de courant IGD :
Ce courant décrit le phénomène d’avalanche : I = 0
DG
(V − VB )
I DG = DG
RB
si VDG ≤ VB
(
- I
)
C
(
SE
=I
SC
=
eD n
B
I DS ( VGS , VDS ) = ( A 0 + A1V1 + A 2 V12 + A 3 V13 ) tanh ( γVDS ( t ))
B0
A
L th(W/L
B
Ce courant correspond à la caractéristique dynamique IDS=f(VGS,VDS). C’est cette expression qui
a fait l’objet de développement de nombreux modèles, à titre d’exemple, voici la relation
développée par Curtice :
•
E
⎢ ⎛⎜ eV BC ⎞⎟ ⎥
⎢ ⎛⎜ eV BE ⎞⎟ ⎥
⎢ ⎜ kT ⎠⎟ ⎥
⎢ ⎜⎝ kT ⎟⎠ ⎥
= 1- α I ⎢e
I
-1⎥ − 1- α I ⎢e ⎝
-1⎥
B
R
SE
F
SC
⎢
⎥
⎢
⎥
⎣
⎦
⎣
⎦
⎛ eVCB ⎞
Avec les conditions de polarisation, e⎜ kT ⎟ << 1
⎜
⎟
⎝
⎠
I
Source de courant IDS :
Avec V = V 1 − τ ⎡1 + β V − V t ⎤
) ⎣ ( DS0 DS ( ))⎦
1
GS (
= I
B
)
ISE et ISC sont fonction des dimensions géométriques des composants ainsi que des données
technologiques :
si VDG > VB
Où VB et RB sont des paramètres fonction du courant IDS.
•
I
Base :
si W / L B << 1,
B
)
et α F = α R =
ch ( W / L B ) ≈ 1 +
W2
2L2B
1
ch(W/L
)
B
alors : α N ≈ 1 +
τ
W2
W2
= 1 − B avec τ B =
, temps de
2
τP
2L B
2D 2p
transit dans la base.
Dans le cas d’une hétérojonction :
et τ = A S VDS
−1
Capacités :
Seule la capacité CGS présente une non-linéarité et est représentée par une expression analytique.
Les deux autres capacités peuvent être représentées par leurs valeurs du schéma petit signal en
première approximation.
6.2 Transistor bipolaire :
⎡
⎤
D nB
1+ *
⎢
⎥
2
SC ⎢ n iE D pE N AB (X BC − X B )
v n (X BC − X B ) ⎥ , le gain en courant se trouve augmenté
1+ 2
αF =
•
•
⎢
⎥
D
SE
n iB D nB N DE (WE − X E )
pE
1+ *
⎢
⎥
(
)
v
W
X
−
⎥
p
E
E ⎦
⎣⎢
2
puisque n iE << 1
2
n iB
D’où le schéma équivalent statique de Ebers-Moll qui est un schéma équivalent "grand signal".
Le bilan des courants dans le transistor bipolaire est le suivant :
•
Emetteur :
I
E
αRIR
⎢ ⎛⎜ eV BC ⎞⎟ ⎥
⎢ ⎛⎜ eV BE ⎞⎟ ⎥
⎢ ⎜ kT ⎠⎟ ⎥
⎢ ⎜⎝ kT ⎟⎠ ⎥
=
I ⎢e
-1⎥
α I ⎢e ⎝
-1⎥
SE
R SC
⎢
⎥
⎢
⎥
⎣
⎦
⎣
⎦
1442443
144424443
courant E →B
fraction α R du courant C →B
injection des minoritaires
traversant la base
essentiellement
(α
< 1)
E
IF
IE
C
IB
VBC
IC
B
Collecteur :
I
C
IR
VBE
R
•
αFIF
Figure 24 : Modèle statique non linéaire d’Ebers-Moll.
⎢ ⎛⎜ eV BC ⎞⎟ ⎥
⎢ ⎛⎜ eV BE ⎞⎟ ⎥
⎢ ⎜ kT ⎠⎟ ⎥
⎢ ⎝⎜ kT ⎠⎟ ⎥
= α I ⎢e
-1⎥ - I ⎢e ⎝
-1⎥
F SE
SC
⎢
⎥
⎢
⎥
⎣
⎦
⎣
⎦
144424443
144
42444
3
fraction α F du courant
courant C →B
E →B traversant la base
(α < 1)
Ce modèle peut être simplifié version transport, en considérant un courant de référence IS, il
s’approche alors du modèle de Gummel-Poon.
S
C
I =α I =α I
S
F SE
R SC
S
E
F
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
113
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
114
⎡ ⎛⎜ eV BE ⎞⎟ ⎤
⎢ ⎝⎜ kT ⎠⎟ ⎥
I
=I
e
-1⎥
On pose : CC
S ⎢
⎢
⎥
⎣
⎦
•
⎡ ⎛⎜ eVBC ⎞⎟ ⎤
I EC = IS ⎢e⎝ kT ⎠ − 1⎥
⎣⎢
⎦⎥
et
Résistances :
Les résistances de surface, aux interfaces et dans les couches traversées par le courant de
porteurs sont à prendre en compte dans le modèle du transistor.
Alors :
⎛
⎞ I
S
I E = ⎜⎜ I CC − E I EC ⎟⎟ + CC
SC
⎝
⎠ βF
IC
⎞ S I
⎛
S
I C = ⎜⎜ I CC − E I EC ⎟⎟ − E EC
SC
⎠ SC β R
⎝
et
I
αF
avec : β F =
1 − αF
et
αR
βR =
, le modèle est alors transformé :
1 − αR
E
RE
β
E
IE
I
CC
EC
β
F
.
R
S
S
IB
VBE
β
β
F
E
C
C
VBC
IC
CjC
CdE
CdC
Effet Early :
Lorsque la tension VCE augmente, l’épaisseur de base W effective du transistor diminue
(W < WB toujours). Cet effet entraîne que la caractéristique statique d’un transistor n’est pas
parfaitement horizontale en régime de saturation. On rajoute une source de courant entre le
collecteur et l’émetteur, sur le schéma équivalent.
Recombinaisons :
Les recombinaisons prédominantes se situent dans la Zone de Charge d’Espace (ZCE) et sont
dues aux défauts présents dans les matériaux, sur les surfaces, liées aux défauts de surface et aux
interfaces, mais elles sont négligeables dans ce dernier cas.
Elles dépendent très fortement de la technologie. Elles sont symbolisées par 2 diodes insérées
dans le schéma équivalent du transistor :
ZCE E-B :
•
I
R
=I
SR
et
ZCE C-B :
I'
R
=I'
SR
C
B
Ce modèle statique est complété par l’adjonction de composants qui rendent compte des effets
parasites introduits lors du fonctionnement du composant et qui amène à un modèle dynamique non
linéaire, à savoir :
⎛ ⎛⎜ eV BE ⎞⎟ ⎞
⎜ ⎜⎝ ηkT ⎟⎠ ⎟
-1⎟
⎜e
⎜
⎟
⎝
⎠
RC
RB
Figure 25 : Modèle statique non linéaire simplifié version transport.
•
R
CjE
B
•
EC
DRC
DRE
ICT=ICC-IECSE/SC
I
I
CC
Figure 26 : Modèle dynamique non linéaire de Gummel-Poon.
Enfin citons le modèle VBIC, découlant du modèle de Gummel-Poon, et développé pour les
transistors issus des technologies Bi-CMOS, dans lequel le substrat joue un facteur non négligeable.
Ce modèle prend en compte les effets suivants :
•
•
•
•
•
Effets parasites du substrat
Comportement en régime de quasi-saturation
Effet d’auto-échauffement
Effet Early
Modélisation des effets thermiques
7.PERFORMANCES DES TECHNOLOGIES
7.1 Performances actuelles :
Les performances actuelles sont mesurées en terme des fréquences de transition et maximum
d’oscillation (Ft et Fmax). Le tableau III indique les composants utilisés en fonction de la fréquence
de fonctionnement des circuits et des applications dans le spectre fréquentiel.
⎛ ⎛⎜ eV BC ⎞⎟ ⎞
⎜ ⎜⎝ ηkT ⎟⎠ ⎟
-1⎟
⎜e
⎜
⎟
⎝
⎠
Capacités :
Les capacités de diffusion et de jonction présentes sur les 2 jonctions en technologie bipolaire
limitent les performances fréquentielles du transistor.
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
115
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
116
InP – HBT, HEMT
GaAs MHEMT
•
Isolation des signaux : entre les signaux analogiques et numériques, intégration de circuits
analogiques et de fonctions DSP très complexes sur une même puce.
•
Lithographie : résolutions de plus en plus fine : lithographie optique jusqu’à 32nm (Immersion
lithography) et de 45nm à 16nm et au-delà (EUVL : Extreme Ultra Violet Lithography).
•
Utilisation de nouveaux matériaux : Métal à très forte conductivité) et diélectriques à faible
permittivité (Low-K) : pour minimiser les retards à la propagation du signal et la
consommation.
•
Modélisation des circuits et composants (5-100GHz) : crosstalk, retour du signal par le substrat,
couplages substrat, EM radiation et effets thermiques.
GaAs – HBT, PHEMT
SiGe – HBT, BiCMOS
GaN - HEMT
Si – RF CMOS
SiC - MESFET
0.8GHz
2GHz
GPS
PDC
GSM
DECT
5GHz
WLAN
802.11.b/g
Bluetooth
HomeRF
SAT TV
WLAN
802.11.a
10GHz
28GHz
77GHz
94GHz
SAT TV
WLAN
LMDS
WLAN
Auto
RADAR
Contraband
Detection
Weather
Tableau III : Technologies utilisées selon les applications
Le tableau IV récapitule les technologies utilisées en fonction des circuits et de la fréquence de
fonctionnement.
0.8GHz
10GHz
100GHz
CMOS : transceivers, frequency synthesizers, LNA and PA : GaAs MESFET, GaAS HEMT,
LNAs
InP HEMT, GaAs MHEMT,
GaN HEMT, InP HBT and
Si-Bip : transceivers, frequency synthesizers,
SiGe HBT
LNAs, Low Power amplifiers
Future : NF, Power, Efficiency, breakdown
(<500mW)
voltage and lithography dimension
Terminal PA : III-V HBT, III-V PHEMT, SiMOSFET, SiGe HBT
Base station PA : Si-LDMOS, GaAs MESFET,
SiC MESFET, GaN HEMT
Tableau IV : Technologies utilisées selon les circuits
7.2 Performances futures :
Dans le futur, les 15 prochaines années, l’accent devra être mis sur les performances suivantes :
le bruit, la puissance en sortie, le rendement en puissance ajoutée (Power Added Efficiency : PAE),
la linéarité, la tension d’avalanche, l’isolation des signaux dans les circuits et la lithographie.
Malgré les performances fréquentielles atteintes par la technologie SiGe-HBT, il est peu
probable qu’elle puisse remplacer les technologies III-V pour des applications de fort gain en
puissance et ultra faible bruit en bande millimétrique.
Les challenges à atteindre sont les suivants :
•
MOSFET : grille de longueur 32nm, introduction de matériau à forte constante diélectrique
(high-K) sur la grille pour supprimer les effets tunnel.
•
COMPOSANTS ACTIFS _ C.Algani
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