PDF (Partie 2 : chapitre IV, conclusion générale, annexes

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la première partie
de la thèse
Chapitre 4
EXPÉRIMENTATION ET
PROTOTYPES DE STRUCTURES
MAGNÉTIQUES ROBUSTES
Sommaire
4.1
4.2
4.3
4.4
Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Banc d’essai : Prototypes de coupleurs magnétiques robustes .
4.2.1 Convertisseur multicellulaire parallèle . . . . . . . . . . .
4.2.2 Structure monolithique 6 phases avec insertion d’entrefers
4.2.3 Structure transformateurs séparés "mono-bobine" . . . . .
4.2.4 Asservissement du convertisseur . . . . . . . . . . . . . .
4.2.5 Méthode de mesures du champ magnétique . . . . . . . .
Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.3.1 Caractérisation des inductances du coupleur . . . . . . . .
4.3.2 Déconnexions de cellule(s) de commutation . . . . . . . .
4.3.3 Remise en conduction de cellules de commutation . . . .
4.3.4 Mesure de rendement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Conclusion du chapitre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
123
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124
124
124
124
129
131
136
138
138
142
151
153
155
4.1. INTRODUCTION
4.1
Introduction
Dans ce chapitre, nous évaluons d’un point de vue expérimental deux coupleurs magnétiques robustes en régimes déséquilibrés. Le premier est un coupleur monolithique 6 phases
en topologie circulaire et le deuxième correspond à des transformateurs séparés utilisant une
seule bobine par phase.
Profitant d’entrefers "larges", les noyaux seront instrumentés pour la mesure des composantes continues du flux. L’ensemble des éléments (noyaux + culasses) seront également instrumentés pour mesurer les composantes alternatives du flux. Cette instrumentation sera une
aide précieuse pour reconstruire la composante totale du champ magnétique circulant dans le
coupleur. Ces informations nous permettront d’analyser et de valider le comportement magnétique de ces coupleurs lors d’un régime déséquilibré.
Une méthode d’asservissement adaptatif des courants de phases en boucle fermée, capable
de prendre en compte plusieurs déconnexions de phases, est présentée dans ce chapitre expérimental.
4.2
4.2.1
Banc d’essai : Prototypes de coupleurs magnétiques robustes
Convertisseur multicellulaire parallèle
Les essais des coupleurs robustes ont été réalisés sur un convertisseur modulaire à 2x6
phases en parallèle, réalisé antérieurement à notre thèse. Dans notre cas d’étude, nous n’utiliserons qu’un groupe de 6 phases en parallèle puisque nos deux coupleurs sont composés de 6
phases en régime nominal. Le convertisseur est donc composé de six cellules de commutation
à base d’IGBT 600V/100A ( IXXN100N60B3H1 IXYS), intégrant une diode en parallèle, le
tout assemblé dans un boîtier isolé de type "Isotop". Les fonctionnements onduleur et hacheur
réversible en courant sont donc possibles. Le refroidissement de ces modules de puissance
s’effectue par convection forcée au moyen d’une plaque à eau. Le bus continu est réalisé par
une alimentation continue variable ELEKTRO de 10kW (1000V/30A).
La charge est constituée de deux bancs de charges résistifs d’une puissance nominale de
10kW chacun.
La figure 4.1 illustre le banc d’essai complet avec ces éléments constitutifs.
4.2.2
Structure monolithique 6 phases avec insertion d’entrefers
Design, matériaux choisis, fabrication (usinage, collage, polissage,..)
Au vu de la modélisation des coupleurs magnétiques lors d’un fonctionnement nominal et
sous un régime déséquilibré, notre choix s’est porté vers la conception d’un coupleur monolithique à 6 phases en topologie échelle fermée avec des entrefers "larges". Nous avons démontré que pour un nombre de phases supérieur à cinq, le volume d’un coupleur monolithique
devenait plus compétitif que la solution utilisant des transformateurs séparés. Nous choisissons donc une structure à 6 phases dimensionnée pour un fonctionnement nominal. L’insertion
-124-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
Convertisseur parallèle
2 x 6 phases
Coupleur monolithique
Alimentation continue 10kW
(a) Vue d’ensemble du banc d’essai expérimental.
Convertisseur parallèle
2 x 6 phases
Coupleur monolithique
instrumenté
Capteur courant
Mesure différentielle
Capteur courant
Mesure fort courant
Carte PCB 1mm
Capteur effet hall champ DC
(b) Gros plan sur le coupleur monolithique instrumenté
Figure 4.1 – Vue d’ensemble du banc d’essai expérimental.
d’entrefers "larges" permettra de maintenir le fonctionnement suite à des forts déséquilibres
ou lors de l’arrêt d’une ou plusieurs cellules de commutation.
Pour des raisons de réalisation, la conception de cette topologie nécessite l’utilisation de
noyaux standardisés disponibles dans le commerce, permettant d’obtenir une forme parallélépipédique. En effet, il aurait été envisageable mais très difficile et coûteux de concevoir ce
coupleur de manière circulaire, puisque le circuit magnétique doit être réalisé sur-mesure.
Le principe de réalisation choisi consiste donc à utiliser des ferrites en forme de U pour
créer les zones de culasses inférieures et supérieures. Des noyaux en forme de I sont ensuite
collés sur la culasse inférieure pour créer des colonnes verticales. La culasse supérieure n’est
pas collée et est donc volontairement amovible pour permettre la réalisation d’entrefers calibrés uniformément et réglables. Des capteurs actifs et planaires à effet hall seront logés dans
la région des entrefers verticaux pour mesurer le champ magnétique DC circulant dans les
noyaux. Nous présenterons dans la suite du chapitre cette méthode de mesure.
Une illustration de l’assemblage des noyaux est montrée sur la figure 4.2. Pour des raisons
de validation expérimentale, nous utilisons pour ce prototype des culasses dites "tailles hautes",
i.e. que la section des noyaux et des culasses sont identiques, contrairement à ce que pourrait
être une réalisation industrialisable plus optimisée.
-125-
4.2. BANC D’ESSAI : PROTOTYPES DE COUPLEURS MAGNÉTIQUES ROBUSTES
Cette solution permet d’utiliser ce coupleur sans saturation lorsque les cellules de commutation sont alimentées de manière régulière. Dans un cas optimal, il aurait été possible de
prendre une section de culasse moitié moins importante que les noyaux en considérant une
alimentation permutée des cellules de commutation.
Entrefer ré
siduel collé
HN=58mm
152mm
PN=28mm
LB =3
4 mm
LN =3
93mm
0 mm
(a) Culasse inférieure formée de deux "U" collés
sur laquelle sont placées les six noyaux verticaux
de forme "I".
(b) Culasse supérieure amovible formée de deux
"U" collés, rectifiés puis polis sur la tranche du côté
des régions d’entrefers permettant d’ajuster les entrefers.
Figure 4.2 – Photo des éléments constituants le coupleur monolithique robuste en échelle
fermée à 6 phases. Mise en évidence de la culasse supérieure amovible permettant la création
de zones d’entrefers ajustables ( HN =58mm, LB =34mm, Ae =8,4.10−4 m2 ).
Selon cette démarche, plusieurs noyaux en forme de U ont donc été sélectionnés. Nous
choisissons les facteurs de formes géométriques b, c et d introduits dans le chapitre 2 (b=d=1
et c=0.85) permettant d’avoir une section de noyau carrée et une surface de bobinage optimisée.
Ces facteurs de formes nous permettant de déterminer la hauteur des noyaux verticaux et la largeur de bobinages. Ainsi, notre choix s’est porté vers des noyaux en formes de U (U93/76/30)
et I (I93/28/30) de la société Epcos en matériau Manganèse Zinc N87 (BSAT =0,49T à 25◦ C et
0,39T à 25◦ C, µR =2200 à 25◦ C, Pf er (25kHz, 200mT,100◦ C)=57kW/m3 ).
Plusieurs phases d’usinages, réalisées par Didier Flumian avec une tronçonneuse numérique, ont été ensuite conduites sur la plate-forme d’intégration hybride en électronique de
puissance (3DPHI). Les noyaux sont également passés par plusieurs phases de rectification,
polissages permettant d’assurer une bonne planéité sur les jonctions noyaux/culasses, et ainsi
d’éviter les disparités sur les valeurs des entrefers résiduels. Nous verrons cependant que des
écarts sur les composantes continues et alternatives entre les six noyaux persistent même après
cette phase de polissage, en présence d’entrefers "fins".
Dimensionnement du bobinage, spécifications prévisionnelles
Partant de cette géométrie de coupleur, nous utilisons la démarche de détermination des
caractéristiques électriques présentée au chapitre 2 dans le but d’extraire les paramètres électriques que le prototype est capable de supporter. La figure 4.3 présente l’évolution de la
-126-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
500
300
Ve(imposée)
Tension d'alimentation Ve [V]
Iph
200
Ve
300
Partie
iso-puissance
utile
200
150
100
Iph(max)
100
Courant de phases Iph [A]
250
400
50
Nt(minAC)
0
0
5
10
15 Nt(min)20
Nombre de spires Nt
0
25
30
(a)
Figure 4.3 – Aide à la détermination du cahier des charges électriques pour une géométrie imposée. Tension d’alimentation imposée à 400V ( fdec =20kHz, kSAT =0.9, BSAT =0.39T,
J=5A/mm2 )
tension d’alimentation Ve et du courant de phase I ph en s’appuyant sur la condition de nonsaturation et sur la condition sur le remplissage de la fenêtre de bobinage lors d’un fonctionnement nominal, sans déséquilibre ni déconnexion de phases. L’insertion d’entrefers permettra
de tenir les régimes déséquilibrés sur la base de ce dimensionnement nominal. Le dimensionnement tient compte du cahier des charges suivant :
- Fréquence de découpage fdec , 20kHz ;
- Taux d’ondulation du courant homopolaire ki =5% ;
- Section des noyaux Ae , 8,4.10−4 m2 ;
- Hauteur des noyaux HN , 58 mm ;
- Largeur de bobinages LB , 34mm.
Premièrement, nous pouvons rappeler qu’une même géométrie permet de répondre à des
cahier des charges différents à puissance imposée, comme il est visible sur la figure 4.3.
Nous choisissons tout de même de nous imposer une tension d’alimentation de 400V. Graphiquement, nous déterminons ainsi le nombre de spires minimal, valeur égale à 18 dans notre
cas. Cette valeur permet de satisfaire la condition de non-saturation sur des noyaux. A la fréquence de commutation fixée, dans notre cas 20kHz, le nombre de spires minimal Nt(minAC)
tenant compte des effets de fréquence est de 17 (C.f §2.6). Cette valeur minimale, inférieure
à celle obtenue par la condition sur la non saturation magnétique, permet de concentrer les
lignes de courant AC à p fois la fréquence de découpage sur toute la section du conducteur.
Pour Nt =18, il en ressort graphiquement une valeur de 70A par phase, soit 420A pour le courant de sortie Is .
Les six bobinages sont conçus à partir de ruban de feuillard en aluminium d’une épaisseur
de 500µm. Une valeur optimale de 250µm était prévue par le pré-dimensionnement. Cepen-
-127-
4.2. BANC D’ESSAI : PROTOTYPES DE COUPLEURS MAGNÉTIQUES ROBUSTES
dant, des délais trop importants d’approvisionnement pour cette épaisseur nous ont contraints
à utiliser des rubans d’épaisseur plus standards de 500µm. Ce choix non voulu nous donne une
largeur de bobinage a priori plus importante et un espace inter-bobine plus faible, donc une
plus faible inductance de fuites.
L’aluminium possède une résistivité électrique plus importante que le cuivre (facteur de
1,6) mais une masse volumique plus de trois fois plus faible. Dans ce sens, la masse globale
des bobinages sera donc réduite par rapport à des bobinages en cuivre.
Ces feuillards d’aluminium sont séparés entre eux par un film de Kapton d’une épaisseur
de 70µm, remplissant la fonction d’isolation électrique entres les spires. Des supports de bobinages réalisés sur-mesure en polyamide fritté, d’une épaisseur d’1mm, ont été conçus par
un process d’impression multicouche 3D pour faciliter la phase de bobinage. Cette solution
permet d’avoir des supports de bobinages amovibles et non solidaires de la partie magnétique.
Sachant que les pertes cuivres sont prédominantes dans les coupleurs magnétiques pour ce
type de cahier des charges, nous choisissons de disposer les rubans de feuillard de manière
verticale pour minimiser le ratio Fr = rAC /rDC à la fréquence de découpage et à six fois la fréquence de découpage. Ce ratio, estimé à partir de formule de Dowell, conditionne directement
les pertes cuivre AC HF.
Les pertes joules des bobinages peuvent être estimées à partir de la relation suivante :
2 ki2
Is
× 1 + Fr .
Pj = RDC .
p
12
(4.1)
Avec Fr étant le ratio entre la résistance AC et la résistance DC.
RAC
Q.sinh2Q + sin2Q
m2 − 1 sinhQ − sinQ
Fr =
=
+ 2.Q.
.
RDC
cosh2Q − cos2Q
3
coshQ + cosQ
Q est le ratio entre l’épaisseur des conducteurs et l’épaisseur de peau à la fréquence fondamentale et m le nombre de couches ou spires dans notre cas. L’application numérique de (4.1)
nous donne :
Q=2,16 ;
Fr =419 ;
RDC =3mΩ ;
RAC =1,25Ω ;
Pjoules(estim) =96,3W.
Pf er(estim) =36W.
La figure 4.4 illustre le prototype du coupleur monolithique robuste à 6 phases en échelle
fermée. Des flasques ajourées en plexiglas sont utilisées pour brider la culasse supérieure du
reste du noyau magnétique tout en permettant le refroidissement intérieur des bobines. En
s’appuyant sur les résultats sur le produit des aires du chapitre 2 et de l’annexe A, le tableau 4.1
compare les valeurs théoriques de la masse d’un coupleur monolithique en configuration "taille
haute" (section de culasses et de noyaux identiques) et "taille "basse" (section de culasses de
valeur moitié à celle des noyaux), et des valeurs mesurées sur le prototype (configuration "taille
haute"). Nous remarquons bien que notre estimation théorique est conforme avec le prototype.
-128-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
6
3
2
1
Spire de mesure du
flux AC
Figure 4.4 – Vue du coupleur monolithique robuste à 6 phases en échelle fermée. Configuration culasse "taille haute".
Masse estimée [Kg]
avec la relation
Kg .p.(Ae .Sb )3/4
Masse mesurée [Kg]
Configuration
taille "Haute"
5,3
5,5
Configuration
taille "Basse"
4,2
4,4
Écart relatif
' 5%
Tableau 4.1 – Comparaison des masses théoriques obtenues au chapitre 2 et du coupleur
expérimental.
4.2.3
Structure transformateurs séparés "mono-bobine"
Le deuxième prototype de coupleur réalisé concerne des transformateurs séparés utilisant
une seule bobine par phase. Nous avons démontré dans le chapitre 3 (§3.5) que cette structure
était intéressante, d’un point de vue du volume, pour un faible nombre de phases mises en
jeu en présence d’une déconnexion de phase. Le confinement du flux de saturation venant de
la phase déconnectée et la compacité des bobines rendent cette topologie compétitive face au
coupleur monolithique.
Nous nous appuyons sur des ferrites en forme de U (U93/76/16) et en forme de I (I93/28/30)
pour déterminer le cahier des charges électriques. Nous choisissons d’avoir une section carrée
-129-
4.2. BANC D’ESSAI : PROTOTYPES DE COUPLEURS MAGNÉTIQUES ROBUSTES
(d = 1) et nous imposons la même tension d’alimentation de 400V que le coupleur monolithique. Il en ressort les caractéristiques suivantes pour le coupleur séparé mono-bobine :
- Courant admissible par phase : 80A ;
- Nombre de spires : 25 ;
- Matériaux : Feuillard en Aluminium ;
- Épaisseur des conducteurs : 500µm ;
- Isolants : Film de Kapton de 70µm ;
- Bobinages verticales des rubans de feuillard ;
- Fréquence de découpage fdec , 20kHz ;
- Taux d’ondulation du courant homopolaire ki =5% ;
- Température maximale de fonctionnement : 100◦ C (Classe B).
- Section des noyaux Ae , 2,56.10−4 m2 ;
- Matériau Manganèse Zinc N87 de la société EPCOS ;
Le prototype final est représenté sur la Figure 4.5. Chaque transformateur élémentaire est
séparé par des cales calibrées d’épaisseur d’1mm, et placées à la verticale entre chaque transformateur. Cette valeur est choisie de manière à permettre une séparation magnétique entre
les transformateurs, comme nous avons pu le voir dans le chapitre précédent avec des simulations par éléments finis. En effet, de par le confinement du champ de saturation, le coupleur
séparé mono-bobine n’a pas besoin d’un entrefer "large" au niveau des noyaux pour maintenir
le fonctionnement. Un entrefer "fin" de quelques centaines de micromètres est suffisant pour
contenir des déséquilibres résiduels de courant différentiel. Nous utilisons des cales de PCB
d’épaisseur de 1mm pour séparer les transformateurs.
PCB d’épaisseur 1mm
Figure 4.5 – Vue du coupleur séparé mono-bobine robuste à 6 phases.
Les cotes finales du prototype sont :
- Hauteur des rubans : 40mm ;
-130-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
- Hauteur des noyaux, HN : 48mm ;
- Largeur de bobinages LB , 37mm.
4.2.4
Asservissement du convertisseur
De manière générale, les convertisseurs de puissance ont besoin d’asservir les variables internes pour garantir un fonctionnement équilibré et robuste vis-à-vis de perturbations internes
ou externes. Ces topologies nécessitent donc une boucle d’équilibrage des courants dans le
but de répartir équitablement les dissipations thermiques entre les cellules de commutation du
convertisseur.
Nous considérons uniquement dans notre cas un asservissement des courants de phases, par
conséquent du courant de sortie. Le principe de régulation est basé sur l’asservissement d’un
mode commun identique par principe des p phases, représentant physiquement la contribution
de chaque phase au courant de sortie, et des (p − 1) modes différentiels [Bolloch, 2010]. Le
système à contrôler est donc d’ordre "p".
Identification des fonctions de transfert des modes commun et différentiel
En reprenant les relations matricielles obtenues lors du chapitre 2, nous pouvons réécrire
la matrice reliant les six tensions de cellules aux inductances et en considérant les résistances
de bobinages Rb et la résistance de charge Rs . Nous nous plaçons dans le cas où les six phases
sont magnétiquement couplées.
[v] = [L] .

v
 1(t)

 v2(t)

 ..
 .

v p(t)


 
 
 
=
 
 
 
(p − 1).M + L f
d
[i] + [R] . [i]
dt
−M
···
−M
..
.
(p − 1).M + L f
..
.
−M
−M




+



Rb + Rs
Rs
Rs
..
.
Rb + Rs
..
.
Rs
Rs
(4.2)
···

−M

i

 1(t)


 d  i2(t)
···
−M
× 
 dt  ..
.
..
..
.

 .


· · · (p − 1).M + L f
i p(t)
Rs


i
  1(t)
 
···
Rs   i2(t)
×
  ..
..
..
.
  .
.
 
· · · Rb + Rs
i p(t)
















La diagonalisation de (4.2) favorise l’étude et la mise en équation entre les grandeurs électriques et les variables de commande, par l’intermédiaire d’une matrice de passage contenant
les vecteurs propres. Nous pouvons donc réécrire (4.2) pour un système à six cellules de commutation de la manière suivante [Saenz, 2014] :
-131-
4.2. BANC D’ESSAI : PROTOTYPES DE COUPLEURS MAGNÉTIQUES ROBUSTES







d 

dt 






imc(t)
i2(t) − imc(t)
i3(t) − imc(t)
i4(t) − imc(t)
i5(t) − imc(t)
i6(t) − imc(t)









+Ve 




















 = −














1
L − 5M
0
Rb + 6.Rs
L − 5M
0

0
0
Rb
L+M
0
0
0
0
Rb
L+M
0
0
0
0
0
Rb
L+M
0
0
0
0
0
0
0
1
L+M
0
0
0
0
0
0
1
L+M
0
0
0
0
0
1
L+M
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
Rb
L+M
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
1
L+M
0
0
0
1
L+M
0
Rb
L+M


 
 
 
 
 
 
 
×
 
 
 
 
 


imc(t)
i2(t) − imc(t)
i3(t) − imc(t)
i4(t) − imc(t)
i5(t) − imc(t)
i6(t) − imc(t)
(4.3)



 
 
 
 
 
 
 
×
 
 
 
 
 



αmc
α2 − αmc
α3 − αmc
α4 − αmc
α5 − αmc
α6 − αmc













Le courant de mode commun imc représente donc la contribution de tous les courants de
1
phases sur le courant de sortie (imc(t) = (i1(t) + i2(t) + ... + i p(t) )) [Park et Kim, 1997b].
p
Les courants de mode différentiel sont définis quant à eux comme la différence entre les
courants de phases et le courant de mode commun (imd(t) = ix(t) − imc(t) avec x = 1, ..., p − 1).
La figure 4.6 présente sous forme de schéma bloc la structure d’asservissement du mode
commum et des six modes différentiels retenue pour notre étude. Nous utilisons des correcteurs
Proportionnel-Intégral (PI) avec anti-emballement de l’intégrale (anti windup) et initialisation
des paramètres initiaux au démarrage [Ghoshal et John, 2010], pour garantir une erreur statique
nulle et une robustesse des asservissements. Le passage dans le domaine de Laplace nous permet d’extraire les fonctions de transfert de ces deux modes. Il en ressort plusieurs propriétés
telles que :
→ La dynamique du mode commun est régie par l’inductance de fuite homopolaire du coupleur et par la résistance de bobinage Rb . Sa constante de temps est égale à L f /Rb , avec
L f étant l’inductance de fuite homopolaire par phase. Par conséquent, comme nous avons
pu le voir dans le chapitre 3, l’arrêt d’une ou plusieurs cellules de commutation provoque
un accroissement non négligeable de l’inductance de fuite dans le cas où les noyaux déconnectés sont passifs mais non saturés. Cette variation de flux de fuite impacte donc de
-132-














CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
Mode Commun (MC)
IMC*
+-
PIMC ( p) = K p +
αMAX
PIMC
αCM
Ki
p
α1
αMIN
I1 Paramètres adaptatifs
Mode différentiel (MD)
α2
α3
++
PIMD
++
αMAX
+-
++
IMD*
α6
αMIN
IMD_12 = i2-iMC
IMD*
αMAX
+-
PIMD
....
IMD*
....
....
IMD_13 = i3-iMC
αMIN
αMAX
+-
PIMD
αMIN
IMD_16 = i6-iMC
Figure 4.6 – Schéma bloc du principe d’asservissement basé sur un mode commun et plusieurs
modes différentiels.
manière significative les paramètres du correcteur du mode commun, comme le montre
la figure 4.7. Des paramètres adaptatifs sur le correcteur du mode commun sont donc
implémentés dans la stratégie de commande en fonction du nombre de cellules actives,
permettant de garantir une rapidité et stabilité indépendante du nombre de phases en jeu.
La présence d’un condensateur de sortie dans une application de type hacheur permet
de filtrer les composantes HF du courant de sortie et de fixer la tension de sortie. La
résistance de charge Rs est donc considérée comme une perturbation.
→ Le mode différentiel dépend quant à lui de l’inductance cyclique magnétisante LM et
des résistances de bobinages. La fonction de transfert du mode différentiel du type 1er
ordre présente une constante de temps égale à LM /Rb et un gain de Ve /Rb . Cette boucle
de régulation est bien plus lente que celle du mode commun. A entrefer donné, l’inductance cyclique magnétisante varie peu lorsque une ou plusieurs phases sont déconnectées
comme cela a été montré au chapitre 3 (§3.9.3). Il n’y a donc pas lieu de prévoir à ce
niveau une adaptation des paramètres des correcteurs pour les correcteurs PI des modes
différentiels. Nous traiterons cet aspect un peu plus loin dans ce chapitre lors d’un essai
à vide.
Les paramètres du correcteur du mode commun et des correcteurs modes différentiels sont
déterminés pour une fréquence de bande passante de fdec /10 et fdec /100 respectivement. La
marge de phase désirée est de 60◦ .
Les informations sur les courants sont données par l’intermédiaire de six capteurs de cou-133-
4.2. BANC D’ESSAI : PROTOTYPES DE COUPLEURS MAGNÉTIQUES ROBUSTES
50
Kp
0.0045
0.004
45
40
0.0035
35
0.003
30
0.0025
25
0.002
20
0.0015
15
0.001
10
0.0005
5
0
0
1
2
3
Terme Intégral [Ki]
constant
Proportional
Terme
proportionnel
[KK
p]p
Ki
K
PI MC ( p) = K p + i
p
Integral constant ki
0.005
0
4
Numberdeofphases
phases déconnectées
disconnected (k)
Nombre
[k]
Figure 4.7 – Variation des paramètres du correcteur du mode commun en fonction du nombre
de phases déconnectées.
rant à effet hall. Un capteur d’un calibre de 100A est positionné sur la phase 1, mesurant ainsi
le courant du mode commun. Les cinq autres capteurs sont de calibre inférieur (25A) et utilisés
pour la mesure des courants différentiels des phases 2 à 6 respectivement par rapport au courant de la phase 1. Nous mesurons la valeur moyenne des courants et non la valeur instantanée.
Cette méthode de mesure est intéressante en régime nominal car elle nécessite uniquement un
capteur de fort calibre, i.e. celui chargé de mesurer le courant de mode commun. La mesure
des courants différentiels par des capteurs de plus faible calibre, donc moins onéreux, améliore
également la précision des mesures pour notre prototype. Dans notre cas, pour les tests de déconnexion de phase, la phase 1 restera la phase de référence et ne sera jamais déconnectée.
Les déconnexions porteront sur les phases 2 à 6. Cette configuration correspond donc à une
application où un arrêt volontaire est ordonné par exemple pour optimiser le rendement. Dans
le cas d’une gestion de défaut, l’origine et la localisation du défaut sont aléatoires. Dans ce
cas, toutes les phases doivent être équipées d’un capteur calibré pour le courant nominal ce qui
représente un surcoût.
Architecture de commande
L’architecture de commande numérique est basée sur une carte de développement DE2
115 d’Altera, intégrant un FPGA Cylcone II, et permettant de réaliser le modulateur MLI 6
phases et la gestion des séquences rapides de protection, de démarrage et de reconfiguration.
Un microprocesseur, appelé NIOS II, est émulé dans cette carte de développement. Il s’agit
d’un coeur processeur logiciel de 32 bits et sera dédié à la partie asservissement.
Plusieurs cartes de conditionnement analogiques permettant l’adaptation des niveaux de
tension entre la sortie des capteurs (courants) et les entrées des CAN 12 bits sont ensuite
utilisés. Les signaux de commande des cellules de commutation et le calcul des rapports cycliques proviennent de la carte d’évaluation FPGA DE2. L’implémentation des correcteurs et
-134-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
de la stratégie d’asservissement sur le dispositif numérique exige la discrétisation des lois de
commande. De ce fait, nous nous appuyons sur une approximation bilinéaire ou trapézoidale
(transformation de Tustin) de manière a établir plusieurs équations de récurrence.
Au niveau de la MLI, le signal d’échantillonnage utilisé est obtenu à partir de l’horloge
interne de 50MHz du FPGA. L’instant d’échantillonnage des valeurs des capteurs de courant
et le rafraichissement des valeurs des rapports cycliques est synchronisé sur le sommet de la
porteuse de référence à fdec ( porteuse de la phase 1 dans notre cas). Concernant l’envoi des
ordres de commande, nous utilisons des fibres optiques pour une transmission des signaux et
permettant de remplir la fonction d’un isolement galvanique entre la partie commande et la
partie puissance.
Reconfiguration des porteuses
La mise en place des nouvelles valeurs de déphasages au moment de la déconnexion est un
point intéressant à analyser. En effet, l’arrêt de cellules de commutation de manière volontaire
ou suite à l’apparition d’un défaut nécessite la reconfiguration du déphasage des porteuses
associée à chaque cellule de commutation active. De manière générale, les convertisseurs multicellulaires parallèles utilisent une modulation à porteuses décalées dite Phase-Shifted (PS)
où les p porteuses sont régulièrement déphasées de 2.π/p au niveau de leur onde fondamentale. Par ailleurs, il existe une autre alimentation des cellules, de type permuté, qui consiste à
réorganiser les porteuses de manière à obtenir une déphasage différentiel entre deux bobines
adjacentes le plus proche possible de π.
(2π)/6
(2π)/5
(2π)/5
6
6
5
5
4
1
2
4
3
3
2
1
Mode nominal
Mode déséquilibré
Durée de la reconfiguration du
déphasage des porteuses
(2π)/6
(a) Synchronisation sur un extrema de chaque porteuse
Rafraichissement des nouvelles
valeurs de déphasages
Défaut phase 2
(b) Synchronisation instantanée sur un
extrema d’une porteuse de référence.
Figure 4.8 – Représentation des différentes solutions poour réorganiser les porteuses suite à
la déconnexion d’une cellule de commutation.
Plusieurs solutions peuvent être mises en place pour réorganiser les porteuses après la
déconnexion des cellules. La première consiste à synchroniser le changement de déphasage
sur un extrême de chaque porteuse, comme le montre la figure 4.8.(a). L’inconvénient de cette
solution est que la reconfiguration complète nécessite une période de découpage complète,
créant ainsi des écarts de rapports cycliques différentiels. Ces différences de rapports cycliques
amène une perturbation sur les flux circulant dans le coupleur.
La deuxième proposition consiste à synchroniser toutes les valeurs des déphasages sur un
extrema d’une porteuse de référence, comme le montre les figures 4.8.(b) et 4.9.(b). Nous
observons bien que les sauts de porteuses se produisent en dehors des bandes de modulation
-135-
4.2. BANC D’ESSAI : PROTOTYPES DE COUPLEURS MAGNÉTIQUES ROBUSTES
initiale, évitant ainsi toute recommutation intempestive dans le sens d’un fonctionnement nominal vers un fonctionnement à nombre de phases réduit. La reconfiguration s’effectue de
manière rapide et sans perturbation sur les commutations sur l’ensemble des bandes de modulation.
Rafraichissement des nouvelles
valeurs de déphasages
1
1 Ref.
60
6
2
72
2 2'
3 3' 4 4' 5
5' 6
Cas 1
2'
Cas 2
5'
3
5
3'
4'
Cas bande
modulation 2
4
(a) Passage de 6 à 5 phases actives : Déphasages.
(b) Synchronisation instantanée sur un extrema
d’une porteuse de référence. Bande de modulation 2.
Figure 4.9 – Mise en évidence de l’absence de recommutation lors du changement de valeur
de déphasage dans le cas d’une synchronisation sur un extrema d’une porteuse de référence.
4.2.5
Méthode de mesures du champ magnétique
Afin d’analyser et de valider les différents comportements des flux magnétiques présents
dans les coupleurs lors d’un régime déséquilibré, il devient intéressant d’instrumenter ces derniers par des capteurs dédiés. Cette instrumentation a pour but d’effectuer, en quelque sorte,
un diagnostic d’une grandeur difficilement mesurable vue des bornes du coupleur. Les composantes continues et alternatives des champs magnétiques sont mesurées de la manière suivante :
→ Champ magnétique DC : nous utilisons des capteurs à effet hall linéaire unidirectionnel (TLE4990 de chez Infineon) donnant une tension image du champ magnétique B
( fBP =1.6kHz, épaisseur de 1mm, section 5.3 mm x 3.7 mm) . Pour garantir une meilleure
précision, nous avons au préalable calibré le gain de chaque capteur avec un Gausmètre
à effet hall. La zone d’entrefer située entre les noyaux verticaux et la culasse supérieure
est utilisée pour loger ces capteurs. Pour ce faire, une carte PCB d’une épaisseur minimale d’1mm (identique à celle des capteurs) a été réalisée pour bien positionner les
capteurs dans la zone d’entrefer, comme l’illustre la figure 4.10. La position du capteur
dans la section effective de l’entrefer influe peu sur les résultats de la mesure, tant que le
centre du boîtier du capteur ne se rapproche pas trop du bord du noyau. L’épaisseur du
capteur élimine et contraint en revanche les mesures pour des entrefers "fins".
La figure 4.11 montre des résultats expérimentaux obtenus à partir des capteurs à effet
hall sur le coupleur monolithique à échelle fermée présenté auparavant. Les entrefers
horizontaux sont donc fixés par l’épaisseur de la carte PCB où sont placés les capteurs,
-136-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
Capteur effet Hall TLE4990
(Epaisseur 1mm, 5.3mm x 3.7mm)
Figure 4.10 – 6 capteurs à effet Hall (TLE4990) placés sur une carte PCB d’épaisseur d’1mm.
et ont pour valeur 1mm. Les bobines 1 à 5 sont connectées en série et sont alimentées
en courant par une alimentation continue réglable. La bobine 6 est donc déconnectée,
simulant ainsi un mode de fonctionnement statique à nombre réduit de phases (5 phases
actives). Tout d’abord, nous distinguons graphiquement les deux états magnétiques du
noyau par le changement de pente sur la caractéristique que nous avons appelé respectivement Mode 1 et Mode 2 au chapitre 3 (§3.9.3) correspondant respectivement à un
courant inférieur au courant critique et à un courant supérieur au courant critique. Nous
relevons que ce changement est obtenu pour un courant de 22A, valeur cohérente comparée à celle issue de la modélisation théorique (23,2A). Cette caractéristique nous permet
de valider d’un point de vue expérimental la modélisation proposée au chapitre 3. L’histogramme présent sur la figure 4.11.(b) met en évidence la répartition quasi-homogène
du champ magnétique venant de la colonne 6. A noter que les noyaux les plus éloignés
de la colonne 6, à savoir les noyaux 3 et 4, subissent moins de report puisque leur chemin
de réluctance est plus important. Nous remarquons que les résultats obtenus à partir des
capteurs à effet hall sont bien conformes aux résultats obtenus sur les simulations par
éléments finis en 3D dans le chapitre 3 (Cf. figure3.26).
→ Champ magnétique AC : Six spires sont positionnées autour des noyaux verticaux et six
autres autour des régions de culasses pour mesurer la composante alternative du champ
magnétique. Les mesures des tensions induites par les spires nous permettent ensuite de
déterminer cette composante de champ magnétique. En guise d’intégrateurs, des filtres
passe-bas de type RC (en utilisant des composants de précision à 1% max de tolérance)
sont positionnés en sortie pour garantir un signal quasi intégré et non bruité. La figure
4.12 présente les valeurs expérimentales et théoriques de la composante AC du champ
magnétique mesurée sur un noyau vertical du coupleur monolithique. Premièrement,
nous observons que cette composante AC est maximale à α=1/2. Graphiquement, il est
également clairement visible que les résultats expérimentaux sont semblables au calcul
théorique, permettant ainsi de valider la méthode de mesure.
-137-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
400
400
B1
B2
B3
B4
B5
B6
Bthéorique
300
Mode 1 : Colonne 6
passive et non saturée
250
200
150
6
100
1
Colonne déconnectée
AGh =1mm
350
Champ magnétique [mT]
Champ magnétique zone entrefer [mT]
AGh =1mm
350
2
3
I=20A
I=50A
300
I=30A
I=70A
250
200
150
100
50
50
Mode 2 : Colonne 6 passive saturée
0
0
0
10
20
30
40
50
60
1
70
2
Courant [A]
(a) Champ magnétique DC en fonction du courant
de phases (Mesures à partir des capteurs à effet hall).
AGh =1mm
3
4
Numéro de la colonne
5
6
(b) Analyse de la répartition du champ magnétique
DC par colonne : noyau 6 déconnectée. AGh =1mm
Figure 4.11 – Relevé expérimental du champ magnétique dans la zone d’entrefer lorsque la
colonne 6 est déconnectée. Utilisation des capteurs à effet Hall pour la mesure.
Densite de champ magnétique [mT]
400
350
300
250
200
150
100
Expérimental
Théorique
50
0
0,0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
Rapport cyclique
Figure 4.12 – Mesure de la composante de champ magnétique alternative à partir d’une spire
(Ve =400V, Nt =18, fdec =20kHz).
4.3
4.3.1
Résultats expérimentaux
Caractérisation des inductances du coupleur
Coupleur monolithique
La méthode de mesure des inductances propres et leurs mutuelles, des deux prototypes
est la suivante : un amplificateur Krohn-Hite 7500 est placé en sortie d’un générateur basse
-138-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
fréquence (GBF) délivrant un signal sinusoïdal fixé à une fréquence de 20kHz. Ce signal est
appliqué successivement sur 6 bobines. Nous utilisons ensuite un analyseur de puissance YOKOGAWA WT3000 (bande passante 1MHz, précision de mesure de +- 0.02% ) pour mesurer
le courant AC délivré par l’amplificateur et la tension induite par les autres bobines. Un calcul
de module nous permet de déterminer les inductances. La mise en série des six bobinages a
permis de mesurer les inductances fuites.
Nous réitérons ces protocoles de mesures pour trois valeurs d’entrefers (résiduels, 250µm
et 1mm).
Le tableau 4.2 dresse les valeurs des inductances propres (L f +5.M) des 6 bobinages pour
différentes épaisseurs d’entrefers.
AGh [µm]
L1
L2
L3
L4
L5
L6
Résiduel
2258
3923
2702
2860
4195
2743
250
807,5
906,2
802,4
796,2
901,3
803,5
1000
293,6
307,5
305,2
296,5
308,9
310
Tableau 4.2 – Valeur des inductances propres des six bobines en [µH] pour différentes épaisseurs d’entrefers.
D’après les valeurs présentes dans le tableau 4.2, nous notons une dissymétrie importante
sur la structure à faible entrefer. Cet écart est dû à une planéité imparfaite à la jonction entre
les six noyaux verticaux et la culasse supérieure, créant ainsi des entrefers apparents inégaux.
Par conséquent, les noyaux centraux (2 et 5) se retrouvent plus hauts que les autres. Ainsi,
ils possèdent un entrefer résiduel et apparent plus faible, par conséquent une inductance plus
importante. Les noyaux 3 et 4 situés sur les extrémités voient quant à eux un entrefer résiduel plus important, mais dans une moindre mesure pour les noyaux 1 et 6. Le rapport entre
L2 et L3 donne une valeur de 1,7. Cet écart s’avère moins prononcé lorsque l’entrefer devient "large" puisque le rapport AGh /AG(residuel) est important (supérieur à 20 pour un entrefer
"large" d’1mm).
La mesure des inductances de fuite mises en jeu est donc effectuée par la mise en série
des 6 bobinages. La valeur mesurée est de 198µH, correspondant à 6.L f (L f étant l’inductance de fuite par phase), soit une inductance de fuite vue par la charge égale à 5,5µH. La
valeur théorique pour un taux d’ondulation de 5% était estimée à 6,2µH. En s’appuyant les
cotes géométriques et appliquant la relation (2.44) (Cf. chapitre 2), nous obtenons une valeur
d’inductance de fuite par phase de 40µH, soit 6,6µH vue par la charge. L’écart entre le résultat de l’équation (2.44) et la valeur mesurée montre bien qu’il est très difficile de déterminer
théoriquement le flux de fuite de nature tridimensionnel.
Nous avons également effectué différentes mesures de l’inductance de fuite homopolaire
pour des épaisseurs d’entrefers. Ces données sont présentées dans le tableau 4.3.
Nous constatons que ces valeurs varient peu lorsque des entrefers "fins" ou "larges" sont
logés dans le coupleur. Cette grandeur est en revanche plus sensible à l’arrêt d’une ou plusieurs
cellules de commutation comme nous l’avons démontré dans le chapitre 3. Nous reviendrons
sur cette variation de l’inductance de fuite lors de la déconnexion de phases dans la suite du
-139-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
chapitre.
AGh [mm]
0
0,38
0,76
1,02
2,2
L f s [µH]
5,52
5,37
5,25
5,1
4,92
Tableau 4.3 – Valeur de inductance de fuite homopolaire expérimentale pour différentes épaisseurs d’entrefers.
Les résultats sur les inductances propres de chaque bobine et leurs inductances mutuelles
sont donnés dans les matrices suivantes pour un entrefer résiduel et pour une épaisseur de
1mm :


2558 984, 5 200, 5 154, 8 540, 2 621, 3




 962 3923 1019 565, 3 758, 2 548, 3 




 205, 1 1073 2702 682, 2 550, 7 158, 1 
 [µH]
(4.4)
L(AGresiduel) = 


 164, 2 567, 6 689, 1 2860 1201 208, 3 




 582, 6 779, 4 572, 8 1125 4195 1091 


629, 4 543, 3 157, 5 205, 8 1171 2743


293, 6 58, 4 48, 5 47, 2
53
57, 6




 58, 5 307, 5 58, 6
53
54
53, 6 




 48, 7 58, 9 305, 2 57, 7 53, 2 47, 9 
 [µH]
L(AG=1mm) = 
(4.5)


 47, 2 53, 2 57, 2 296, 5 58, 8 49, 4 




 53
54, 3 52, 9 59, 1 308, 9 59, 7 


57, 2 53, 3 57, 2 48, 5 58, 6 310
Nous observons bien que l’insertion d’un entrefer de 1mm permet d’équilibrer les mutuelles vues par chaque bobine. La réluctance d’un entrefer de 1mm devient prédominant par
rapport à la réluctance du noyau.
En se basant sur les matrices (4.4) et (4.5), il est aussi possible d’extraire les valeurs des
inductances cycliques magnétisantes et des inductances de fuite par phase. Cette méthode de
détermination indirecte des inductances de fuite reste cependant moins précise que la mesure
directe en mettant les six bobines en série (un écart de 10% est relevé entre les deux méthodes).
Transformateurs séparés mono-bobines à entrefers "fins"
La même méthode est appliqué au coupleur utilisant des transformateurs séparés en configuration mono-bobine. Les résultats sur les inductances propres et les mutuelles sont donnés
dans la matrice (4.7).
-140-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES







[L] = 







L1
M21
M12 M13 M14 M15 M16
L2
M23 M24 M25 M26
M31 M32
L3
M34 M35 M36
M41 M42 M43
L4
M45 M46
M51 M52 M53 M54
L5
M61 M62 M63 M64 M65
754, 9 293, 9
21, 8
5, 05


 310, 5 777, 4 339, 9


 22
338, 3 798, 8
=

 5, 2
28, 7 346, 9


 29, 2 12, 3 31, 2

351, 6 30, 8
6
29, 5
M56
L6














351, 9
28, 63
12, 6
30, 8
346, 1
30, 7
5, 8
776, 7 323, 5 22, 35
324, 7 777, 9 336, 3
23, 2
341, 5 804, 3
(4.6)







 [µH]






Nous observons une légère dissymétrie sur les inductances propres due à la légère dispersion sur les entrefers "fins" insérés de manière horizontale. Du fait de la présence d’un entrefer
vertical entre les transformateurs séparés, les mutuelles sont d’autant plus faibles que l’on
s’éloigne de la bobine de référence.
Les six bobinages sont ensuite reliés en série pour mesurer l’inductance de fuite. Cette
méthode de mesure directe nous donne 309µH, soit 51,5µH pour l’inductance de fuite par
phase. La valeur extraite de la matrice mutuelle, en retranchant les valeurs de mutuelles à la
valeur de l’inductance propre révèle une valeur de 51,55µH. Ainsi, nous pouvons valider notre
principe de mesure des mutuelles inductances. L’application numérique de la relation théorique
s’appuyant sur les cotes géométriques (2.44) nous donne une valeur de 52,3µH, donc cohérente
avec la valeur mesurée expérimentalement.
AGh [µm]
L1 [µH] L2 [µH] L3 [µH] L4 [µH] L5 [µH] L6 [µH]
Résiduel
3092
2881
2863
3129
2976
2933
120
1081
1055
1020,5
1000
1076
1049
250
750,8
736,9
762,2
743,2
750,9
764,1
Tableau 4.4 – Valeurs expérimentales des inductances propres des bobinages pour différentes
épaisseurs d’entrefers.
Nous remarquons également avec ce coupleur, qu’à entrefer nul ( uniquement entrefer
résiduel), des écarts entre les valeurs d’inductances propres persistent. Cet écart s’estompe
lorsque l’on vient insérer des entrefers, même "fins", à la jonction entre les ferrites en forme
de U et de I.
-141-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
Les inductances propres de chaque bobine et leurs mutuelles inductances sont données
dans la matrice suivante pour un entrefer horizontal de 250 µm :


750, 8 329, 5 22, 2 6, 36 28, 3 356, 5




 331, 1 736, 9 350, 5 27, 7 12, 4 29, 8 




 22, 7 345, 9 764, 2 349, 1 30, 1 7, 23 

 [µH]
[L] = 
(4.7)

 6, 36 26, 4 351, 7 743, 2 327, 2 21, 6 




 30
13, 1 31, 7 323, 1 750, 9 340, 6 


352, 4 28, 9 6, 65 21, 6
341
764
Nous observons sur la matrice 4.7 que certains coefficients de mutuelle ne sont pas nuls,
comme cela est le cas dans les structures séparées en association cyclique cascade. Par exemple,
la mutuelle inductance entre la phase 1 et 3 est 10 fois plus importante que la mutuelle entre 1
et 2, donc nous pouvons négliger cette valeur.
4.3.2
Déconnexions de cellule(s) de commutation
Essai à vide
Un des premiers essai à vide a consisté à observer la variation de l’ondulation des courants magnétisants, directement liée à l’inductance cyclique magnétisante, lorsque le nombre
de cellules de commutation actives est variable. Nous nous plaçons en boucle ouverte, où l’utilisateur peut modifier la valeur du rapport cyclique de manière dynamique. Le convertisseur
est alimentée sous 400V. Un entrefer de 1,7mm est placé à la jonction entre le haut des noyaux
et la culasse supérieure.
Nous visualisons sur la figure 4.13 les six courants de phases déphasés régulièrement de
(2.π)/6 en fonctionnement nominal, sans déconnexion. Premièrement, nous observons que
les courants des phases 2 et 5 possèdent une ondulation légèrement plus faible que les autres
phases, notamment lorsqu’un entrefer "fin" est inséré, comme représenté sur la figure 4.13.(b),
où un entrefer "fins" de 250µm est présent. Cet écart provient de la différence de hauteur entre
les noyaux verticaux. En effet, les noyaux 2 et 5 sont plus hauts que les autres, entraînant ainsi
un entrefer résiduel plus faible. Cet écart est évidemment plus notable lors d’un essai à entrefers "fins" ou uniquement pour des entrefers résiduels.
L’ondulation du courant de phase sur la figure 4.13.(a) , égale à Ve /(4.Lm . fdec ) pour un
rapport cyclique de 1/2, est mesurée à 20A. En s’appuyant sur la relation 3.49 (Cf. Chapitre 2)
sur l’inductance cyclique magnétisante (Lm = 257µH pour un entrefer de 1,7mm), l’application
numérique de l’ondulation de courant nous donne 19,5A. Nous considérons dans ce calcul
l’effet de frange dans la zone d’entrefer en prenant un rapport 0,7 sur la réluctance d’entrefer.
(Cf. figure 3.32).
Avec cette valeur d’entrefer, le fonctionnement en ZVS pourrait être assuré jusqu’à une
valeur légèrement inférieure à δI/2=10A ce qui représente 15% du courant nominal. La cohérence des résultats sur l’ondulation de courant nous permet de valider les relations théoriques
-142-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
α =½, k=0
Courant de phases [A]
I1
I2
I3
I4
I5
I6
I1
ΔI=20A
I2
I3 I
4
α =½, k=0, AGh=250μm
I5 I6
ΔI1=6A
ΔI2=5,5A
(a) Ve =400V, AGh =1.7mm
ΔI5=4,8A
(b) Ve =400V, AGh =250µm,
Figure 4.13 – Courant de phases en mode nominal lors d’un essai à vide pour deux valeurs
d’entrefers, 250µm et 1,7mm (Ve =400V, fdec =20kHz, α=0,5, k=0).
sur l’inductance magnétisante (§3.9.3) et l’abaque donnant l’élargissement de la section effective de l’entrefer (§3.9.5) .
Nous effectuons le même essai en déconnectant de manière volontaire la phase 1. Le noyau
est dans un état passif mais pas saturé (Mode 1) puisque la composante DC est nulle. Les
courants sont maintenant déphasés de (2.π)/5 et possèdent une ondulation égale à 21,5A.
Cette valeur est cohérente avec la relation (3.49) (§3.9.3), donnant une ondulation du courant
magnétisant de 22,6A. A α=1/2 et 5 phases actives (Cf. figure 4.14.a), nous nous situons cette
fois dans le cas où la somme des flux AC n’est plus nulle. Elle provoque une FMM à (p1). fdec vue par les bobines actives et donnant lieu à une ondulation homopolaire à (p-1). fdec ,
superposée à la composante du courant magnétisant à fdec . A α=2/5, cette composante HF
disparaît puisque l’on se situe sur un minimum du rapport de taux d’ondulation.
α =½, k=1
I2 I3 I4 I5 I 6
α =2/5, k=1
ΔI=21,5A
6
1
2
3
6
I2 I3 I4 I5 I 6
(a) α = 1/2
1
2
3
(b) α = 2/5
Figure 4.14 – Courant de phases en mode déséquilibré lors d’un essai à vide. Déconnexion de
la phase 1 (Ve =400V, AGh =1.7mm, fdec =20kHz).
Les relevés présents sur la figure 4.15 montrent les courants des phases actives lorsque 2
phases, puis 4 phases sont déconnectées. Nous visualisons bien que, à entrefer donné, l’ondulation de courant n’est que peu modifiée quel que soit le nombre de phases actives, comme
nous avons pu le montrer dans le chapitre 3. Cette observation nous permet de valider d’un
-143-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
point de vue expérimental que l’inductance magnétisante ne subit pas de variation significative
lors de la déconnexion de phases. D’un point de vue expérimental, l’adaptation des correcteurs
des modes différentiels, directement liées à LM , n’est donc pas à prendre en compte.
α =1/2, k=4
α =1/2, k=2
I3 I4 I5 I6
ΔI=20A
6
1
2
3
(a) α = 1/2, 2 phases déconnectées (Phase 1 et 2).
ΔI=20A
I6
I5
1
2
3
4
(b) α = 1/2, 4 phases déconnectées (Phase 1 à 4).
Figure 4.15 – Courant de phases en mode déséquilibré lors d’un essai à vide. Déconnexion de
2 et 4 phases (Ve =400V, AGh =1.7mm, fdec =20kHz).
Intéressons-nous maintenant, d’un point de vue expérimental, aux bénéfices d’une alimentation permutée des porteuses dans cet essai à vide. Les six noyaux et les six culasses sont
entourés d’une spire permettant de visualiser le champ magnétique AC, en mesurant la tension
induite aux bornes de la spire. Le tableau 4.5 dresse les valeurs de déphasages dans le cas
d’une alimentation permutée à 6 et 5 phases :
p
BAC1
6
0
5
0
BAC2
2.π
3
4.π
5
BAC3
4.π
3
8.π
5
BAC4
π
3
2.π
5
BAC5
5.π
3
6.π
5
BAC6
π
0/
Tableau 4.5 – Déphasage d’une alimentation permuté pour un convertisseur entrelacé à 6 et 5
phases.
La permutation optimale des phases dépend du nombre de phases. Dans notre cas, i.e. 6
phases en fonctionnement nominal (nombre pair et non multiple de 4), le déphasage entre les
tensions appliquées à deux bobinages appartenant au même couple doit être égal à [Costan,
2007] :
→ (π − 2.π/p) pour les (p/2-1) couples de bobinages,
→ π pour le p/2-ième couple de bobinages,
→ −(π − 2.π/p) pour les autres couples de bobinages.
La figure 4.16 présente l’allure du BAC dans le noyau 1 et dans les deux culasses adjacentes.
Nous multiplions par 2 la composante AC du champ magnétique pour se placer de manière
fictive dans une configuration nominale de culasses dites "taille basses", i.e. que la section des
noyaux est double par rapport à celles des culasses.
-144-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
α =1/2, k=0
α =4/12, k=0
Alim. régulière
BAC1
BACt16
BACt12
Alim. permutée
BAC1
BACt16
BACt12
Kmag=0,8
(a) Nominal - Alimentation régulière (AR).
Kmag=0,57
(b) Nominal - Alimentation permutée (AP).
Figure 4.16 – Composante AC du champ magnétique le noyau 1 et dans les 2 culasses adjacentes en mode nominal
Nous constatons sur ces relevés que l’alimentation permutée permet de réduire l’amplitude
crête-à-crête des champs magnétiques dans les culasses. Le ratio culasse/noyau passe de 0,8
à 0,57. Le graphique représenté sur la figure 4.17 compare les valeurs expérimentales et théoriques de ce ratio culasse/noyau pour les deux types d’alimentation et pour différentes valeurs
de rapport cyclique. Quelle que soit la valeur de α, nous observons bien l’intérêt de l’utilisation
de l’alimentation permutée sur le champ magnétique circulant dans les culasses. Les résultats
expérimentaux sont cohérents avec la théorie.
1,0
AR. Expérimental
AR. Théorique
0,9
0,8
0,7
kmag
0,6
0,5
AP. Expérimental
AP. Théorique
0,4
0,3
0,2
0,1
0,0
0,0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
0,9
1,0
Rapport cyclique
Figure 4.17 – Évolution du KMAG =max φ̃i(culasse) /φ̃i(AC) en fonction du rapport cyclique.
Dans le cas où le nombre de phases actives est réduit, nous validons bien que le ratio culasse/noyau diminue bien lorsque l’on vient déconnecter des cellules de commutation
(Cf.figure 2.9 chapitre 2) comme le montre la figure 4.18).
-145-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
α =1/2, k=1 (5 phases actives)
BAC1
BACt16
BACt12
α =1/2, k=1 (5 phases actives)
Alim. régulière
BAC1
BACt16
BACt12
Kmag=0,63
(a) k=1 - Alimentation régulière (AR).
Alim. permutée
Kmag=0,56
(b) k=1 - Alimentation permutée (AP).
Figure 4.18 – Composante AC du champ magnétique le noyau 1 et dans les 2 culasses adjacentes lorsque la phase 6 est déconnectée.
Essai en charge
Les essais en charge sont réalisés sur le coupleur monolithique en échelle fermée à 6
phases. En pratique et dans le cadre de notre étude, l’arrêt des cellules de commutation s’effectue par le blocage volontaire et complet des bras de commutation, en inhibant la commande
des interrupteurs associés, comme cela serait le cas pour un mode à rendement optimisé. Les
diodes du bras assurent alors la démagnétisation du noyau associé. Le convertisseur est asservi
en boucle fermée par la stratégie de régulation présentée dans le paragraphe précédent. L’adaptation des paramètres du correcteur sur le mode commun, lors de la déconnexion de cellules,
est prise en compte dans la régulation à l’instant d’échantillonnage (sommet de la porteuse
de référence, phase 1) suivant l’ordre d’arrêt du bras. La carte PCB d’épaisseur d’1mm, sur
laquelle sont placés les capteurs à effet hall, fait office d’entrefer.
Les conditions de test sont les suivantes :
- Tension d’alimentation Ve , 250 V ;
- Courant de sortie Is , 50A ;
- Fréquence de découpage fdec , 20kHz ;
- Condensateur de sortie Cs , 150µF ;
- Entrefers horizontaux AGh , 1mm ;
- Charge résistive fixe, 1,5Ω ;
- Temps morts, 1µs ;
- Alimentation régulière des porteuses ;
- Déconnexion de la phase 2.
La figure 4.19 illustre les tensions des six cellules de commutation avant puis après la déconnexion de la cellule 2. Nous observons que le changement de déphasage des cinq cellules
actives, passant de 2.π/6 à 2.π/5, s’effectue rapidement et de manière correcte. La tension aux
bornes de la cellule déconnectée, i.e la cellule 2, voit des tensions induites à chaque commutation des bras actifs (pics de tension) des cinq bobines actives.
Après la démagnétisation de l’enroulement concerné par les diodes de l’interrupteur lowside, plusieurs phénomènes sont visibles sur la tension de cellule déconnectée. Premièrement,
-146-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
Fonctionnement nominal
6 phases actives
Déphasage régulier 60°
Fonctionnement dégradé
5 phases actives
Déphasage 72°
Tension cellules
t= 8.5µs è 2π/6
t= 10 µs è 2π/5
VCELL1
VCELL2
V
V
CELL3
CELL4
VCELL5
V
125V/div
Phase 2 arrêté
CELL6
25µs/div
Figure 4.19 – Tension aux bornes des six cellules de commutation lors de la déconnexion de
la phase 2.
des pics de tension apparaissent à chaque front de commutation des (p − 1) cellules actives.
Ensuite, un régime oscillatoire autour de la tension de sortie apparaît entre les capacités parasites des composants (Coss pour l’IGBT et CT pour les Diodes) et l’inductance magnétisante
de l’enroulement.
La figure 4.20 illustre donc les relevés expérimentaux des six courants de phases (IL1 ,...,IL6 )
et du courant de sortie avant et après l’arrêt volontaire de la phase 2.
Les courants de phases sont régulés à leurs valeurs nominales avant et après déconnexion,
i.e à Is /p (8,3A). Une décroissance de 5/6 de la valeur est donc subie par le courant de sortie.
Nous observons sur la figure 4.20.(b) un zoom sur les courants de phases en mode nominal,
sans déconnexion. Premièrement, nous remarquons que les signaux sont régulièrement déphasés de 2π/6.
Le rapport cyclique est de 0,582 (7/12), soit égal à un maximum du rapport ∆I ph /∆Is pour
p=6, d’où la présence de la composante d’ondulation à 6. fdec . Nous mesurons une ondulation
du courant magnétisant égal à 11A. Cette ondulation de courant nous donne une inductance
cyclique magnétisante LM de 284µH. L’application numérique de l’expression théorique de LM
issue de la modélisation (3.49) est égale à 313µH, soit 10% d’erreur.
A l’arrêt volontaire de la phase 2, le courant dans cette même phase s’annule. Les courants
des cinq autres phases actives, correctement rephasés à 2.π/5, sont bien maintenus à Is /p.
Intéressons-nous maintenant de plus près aux différents phénomènes électriques et magnétiques situés après l’arrêt de la phase 2.
Nous avons mentionné dans le chapitre 3 que, dans le cas où les noyaux déconnectés sont
passifs mais non saturés, l’inductance de fuite vue par la charge augmente de manière non
négligeable lors d’un fonctionnement à nombre de phases réduit. En effectuant l’application
-147-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
t = 2.π . L f ( S ) .Cs = 342μs
Courant de sortie Is [ 25A/div]
Fonctionnement dégradé / 5 phases actives
Déphasage 72°
Courant de phases
(IL1,…,IL6) [ 5A/div]
400µs/div
phase 2 arrêtée
(a) Arrêt volontaire de la phase 2 -Courant de phases et courant de sortie.
Courant de sortie Is
Courant de sortie Is
α =58,2%
α =49,5%
t=8,3μs è 60°
t=10μs è 72°
Courant de phases
(IL1,…,IL6)
Courant de phases
(IL1,…,IL6)
ΔImag =11A è LM =284μH
5A/div
5µs/div
5A/div
(b) Zoom courants de phases et de sortie
avant la déconnexion.
5µs/div
(c) Zoom courants de phases et de sortie
après la déconnexion.
Figure 4.20 – Représentation des courants de phases et du courant de sortie lors de la déconnexion de la phase 2.
numérique dans nos conditions d’essai, nous obtenons une valeur d’inductance de fuite après
déconnexion égale à 21,05µH. Nous retrouvons cette variation du flux de fuite sur le régime
transitoire des courants des phases actives.
Le régime oscillant amorti, observable sur les courants de phases actives et sur le courant
de sortie, est de plus basse fréquence que celle visible sur la tension de cellule. Ces oscillations, naissant de la variation de l’inductance de fuite homopolaire et de la capacité de sortie
Cs , correspondent à un filtre LC du second ordre. La fréquence de résonance est mesurée à
2,93kHz, correspondant à une inductance de fuite de 19,8µH, soit une erreur relative de 6,3%.
Nous avons également constaté sur l’ensemble des simulations et des expérimentations
une décroissance "rapide", à l’échelle de la période de découpage, des courants des phases
actives. L’hypothèse que nous proposons d’avancer est basée sur la continuité de l’énergie
stockée dans le coupleur, en particulier l’énergie transportée par le flux de fuite. Considérant la
-148-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
forte augmentation de l’inductance de fuite homopolaire au moment de la déconnexion d’une
cellule, la continuité de l’énergie impliquerait par voie de conséquence une forte diminution
des courants de phases. Ceci justifie sur la figure 4.21.(b) le passage d’une condition initiale
du point à Is vers une valeur nettement inférieure.
Un deuxième transitoire lent est légèrement visible sur le courant de sortie, à savoir la
décroissance de type premier ordre, causée par la résistance de charge et le condensateur
de sortie. Ces
q régimes transitoires sont illustrés sur la figure 4.21 par deux plans de phases
f (Vcs ) = Is . L f s(p−k) /Cs .
Transitoire rapide
Transitoire lent
α 1 × Ve
Lfs(p-k)
CS
RS
Transitoire rapide:
Continuité du flux à Lfs
variable
Continuité du flux
à Lfs variable
CI
α 1 × Ve
VC
(a) Transitoire lent
VC
(b) Régime oscillant rapide entre L f s(p−k) et Cs .
Figure 4.21 – Représentation sur des plans de phase des régimes transitoires sur le courant
lors de la déconnexion d’une cellule de commutation.
Les champs magnétiques DC et AC sont représentés quant à eux sur la figure 4.22. Nous
séparons l’analyse en deux parties, l’une concerne les noyaux actifs et l’autre le noyau déconnecté :
→ le noyau déconnecté, le n◦ 2 dans notre cas d’étude, est dans un état magnétique passif
mais non saturé. Sa valeur de champ DC est de 0,1T. La composante de densité de champ AC
est de très faible valeur par rapport à celle présente dans les phases et ceci pour deux raisons :
la première est que la somme des champs AC est sur un maxima d’ondulation (nombre impair
de phases) mais d’amplitude 1/5 de la valeur sur une phase. Ensuite, la réluctance de ce noyau
passif se trouve en parallèle avec la réluctance équivalente au trajet du flux de fuite dans l’air.
Puisque la réluctance de ce noyau en ferrite est de valeur plus faible (rapport de 4) que celle de
la réluctance équivalente du trajet d’air, le champ AC mesuré dans ce noyau représente néanmoins l’essentiel du champ AC homopolaire à la fréquence de 5. fdec .
→ Concernant les noyaux actifs, nous visualisons une composante de densité de flux AC
due à la magnétisation par les cellules de commutation, superposée à une composante basse
fréquence oscillatoire, formant une enveloppe BF, traduisant ainsi les variations du mode DC
sur chaque phase active. Ce régime transitoire basse fréquence, mettant en jeu un échange
d’énergie entre la capacité de sortie Cs et l’inductance de fuite des bobinages vue par la charge,
a été analysé dans le paragraphe précédent sur l’analyse des courants de phases. La valeur
-149-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
Fonctionnement dégradé / 5 phases actives
Déphasage 72°
Champ magnétique
total dans le noyau 2
Densité de champ magnétique [T]
0.2
0.15
(Noyau passif non saturé)
0.1
0.05
B1
B2
0
B3
B4
-0.05
B5
B6
-0.1
δBDC
-0.15
phase 2 arrêtée
-0.2
Champ magnétique total
dans les noyaux actifs
1ms/div
(a) Champ magnétique total (DC+AC) dans les six noyaux
0.2
Champ magnétique [T]
0.15
Fonctionnement dégradé / 5 phases actives
Déphasage 72°
Champ magnétique
5.Fdec
total dans le noyau 2
(Noyaux passifs non saturés)
0.1
B2DC
0.05
B1
B2
0
B3
B(1,3,…,6)DC
-0.05
B4
B5
-0.1
B6
-0.15
Champ magnétique total
dans les noyaux actifs
-0.2
25µs/div
(b) Zoom des champs magnétiques après la déconnexion
de la phase 2.
Figure 4.22 – Représentation des champs magnétiques (DC+AC) issus des capteurs à effet
hall et des spires de mesures, lors de la déconnexion de la phase 2.
asymptotique de cette enveloppe BF correspondant à la valeur de report de champ entre le
noyau passif et les (p − 1) autres noyaux actifs comme présenté au chapitre 3 sur le modèle
DC. Le tableau dresse les valeurs des champs DC obtenus par les capteurs à effet Hall avant et
après la déconnexion de la phase 2. En mode de fonctionnement nominal (sans déconnexion),
les noyaux 2 et 5 correspondant aux noyaux les plus hauts donc avec moins d’entrefers résiduels, ont un champ magnétique DC plus important que les autres. A la suite de la déconnexion
de la phase 2, nous notons que les deux noyaux adjacents à la phase 2 supportent un report de
contrainte plus important. Cet écart traduit une quasi équi-répartition du champ DC circulant
dans le noyau 2. Le tableau donne également les valeurs théoriques du champ DC en mode
nominal et fonctionnement déséquilibré (k = 1). Nous remarquons bien que les données expérimentales sont cohérentes avec les relations analytiques issues de la modélisation du chapitre
3.
-150-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
Mode
BDC(theorique)
BDC1
BDC2
BDC3
BDC4
BDC5
BDC6
Nominal [mT ]
15,2
13,1
14,2
13,5
12,9
14,5
12,9
Dégradé (k=1) [mT ]
44,3
39,5
100
40,2
36,3
35,4
36,8
Tableau 4.6 – Valeurs expérimentales en mT de la composante continue de champ magnétique
dans les six noyaux en mode nominal et après l’arrêt de la phase 2 (régime déséquilibré).
4.3.3
Remise en conduction de cellules de commutation
Une optimisation du rendement énergétique global, à faible puissance de sortie, est possible
sur les structures de convertisseur parallèle utilisant des inductances non couplées ou couplées,
en ajustant le nombre de phases actives en fonction du niveau du courant de sortie (§1.2.4).
Dans ce sens, il devient donc obligatoire d’étudier et d’analyser la remise en conduction
d’une phase préalablement mise à l’arrêt, notamment lorsque nous utilisons un coupleur magnétique. La figure 4.23 illustre cette situation sur une premiere simulation réalisée sous PSIM
d’un convertisseur parallèle à 6 phases magnétiquement couplées par un coupleur monolithique, identique au prototype.
Fonctionnement nominal
6 phases déphasées de 60°
Fonctionnement dégradé / 5
phases déphasées de 72°
IL1
IL2
IL3
IL4
IL5
100
Courant de
phases [A]
80
60
40
20
0
IL6
Iph1
Iph2
Iph3
Iph4
Iph5
Iph6
40
20
0
S1.B1
S1.B2
S1.B4
Bt1
Champ
magnétiques [T]
0.6
S1.B3
0.4
0.2
0
S1.B5
Bt2
S1.B6
Bt3
Bt4
Bt5
Bt6
Noyau 2 passif
saturé
0
-0.25
-0.2
-0.4
-0.6
BSAT
-0.6
Phase 2 arrêtée
-0.8
ALPHA_MD3
Rapport cyclique
MD
ALPHA_MD2
0.04
0.02
0
-0.02
-0.04
-0.06
-0.08
-0.1
-0.12
-0.14
0
ALPHA_MD4
αMD2
ALPHA_MD5
αMD3
αMD4
Remise en conduction phase 2
ALPHA_MD6
αMD5
αMD6
0
αMD2 en butée de rapport cyclique
-0,1
5ms
0.005
Temps [ms]
10ms
0.01
Time (s)
15ms
0.015
Figure 4.23 – Simulation 1 : convertisseur parallèle à 6 phases avec un coupleur monolithique
en échelle fermée. Arrêt et remise en conduction de la phase 2 - Sans anti-windup (Ve =250V,
Is =200A, fdec =20kHz, AGh =1mm, BSAT =0,5T)
-151-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
Les conditions initiales sont identiques sur les deux simulations (Ve =250V, Is =200A, fdec =20kHz,
AGh =1mm, BSAT =0,5T). Nous remarquons qu’un fort transitoire apparaît sur le courant de la
cellule remise en conduction. La non présence d’un anti wind-up, permettant de geler la partie
intégrale lorsque le rapport cyclique atteint une butée (haute ou basse), provoque une reprise
du correcteur du mode différentiel non maîtrisée. Ceci implique un déplacement du point de
fonctionnement magnétique proche du champ de saturation, et par voie de conséquence, l’apparition de fortes ondulations de courant pouvant endommager les semi-conducteurs.
Fonctionnement dégradé / 5
phases déphasées de 72°
IL1
IL2
IL3
IL4
IL5
IL6
Iph1
Iph2
Iph3
Iph4
Iph5
Fonctionnement nominal
6 phases déphasées de 60°
Iph6
Courant de
phases [A]
80
60
40
20
0
40
20
0
S1.B1
S1.B2
S1.B3
S1.B4
S1.B5
Bt1
Champ
magnétiques [T]
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
S1.B6
Bt2
Bt3
Bt4
Bt5
Bt6
Noyau 2 passif
saturé
0.25
0
-0.25
Phase 2 arrêtée
BSAT
-0.4
ALPHA_MD3
Rapport cyclique
MD
0.04
ALPHA_MD4
0.02
0
-0.02
-0.04
-0.06
-0.08
-0.1
0
0.002
ALPHA_MD5
αMD2
ALPHA_MD6
αMD3
0
ALPHA_MD2
αMD4
αMD5
Remise en conduction phase 2
αMD6
Arrêt de la
partie intégrale
-0,05
-0,1
0.004
5ms
4
0.006
Temps [ms]
Time (s)
0.008
8
0.01
10
0.012
12
0.014
Figure 4.24 – Simulation 2 : convertisseur parallèle à 6 phases avec un coupleur monolithique
en échelle fermée. Arrêt et remise en conduction de la phase 2 - Avec anti-windup (Ve =250V,
Is =200A, fdec =20kHz, AGh =1mm, BSAT =0,5T)
Une deuxième simulation est réalisée dont les résultats sont présents sur la figure 4.24.
La seule différence entre ces deux simulations vient de la présence d’un anti-windup sur les
correcteurs des modes différentiels dans la simulation n◦ 2. A noter que la bande passante et
la marge de phase des correcteurs sont identiques pour les deux simulations ( fBPMD = fdec /100,
Mφ=60◦ ). Nous observons sur ces simulations que la présence de l’anti windup permet d’améliorer la dynamique du système lorsque la phase 2 est remise en conduction, par l’arrêt du
terme intégrateur. Il est également envisageable de mettre en place un "so f tstart" à la remise
en conduction d’une phase déconnectée. Cette proposition consiste à créer une rampe sur la référence des correcteurs du mode différentiel (IMDre f ) allant de IMC à 0 dans un temps défini.
Lors du redémarrage du correcteur, l’erreur à la sortie du comparateur (ε = (IMDre f − IMD1i )
est progressive.
La figure 4.25 illustre ce cas d’étude sur un essai expérimental, lors du passage de 5 à 6
-152-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
phases actives avec le coupleur monolithique six phases présenté dans §4.2.2. Rappelons que
le déphasage des porteuses est également pris en compte même lors de la remise en conduction
d’une cellule de commutation, passant de 2π/5 à 2π/6 dans ce cas.
L’utilisation d’un correcteur PI avec anti-windup pour les modes différentiels nous permet
donc d’arrêter le calcul de la partie intégrale de notre régulateur au moment de la déconnexion
de phase. Ainsi, à la remise en conduction de la phase déconnectée, le redémarrage de la partie
intégrale se veut plus souple, comme il est visible sur la figure 4.25.
Cette gestion de la partie intégrale associée avec un démarrage "so f t − start" est donc
capitale puisque le régime transitoire lors de la déconnexion est de forte amplitude (inversion
du signe du champ dans le noyau passif) en partant d’un état initial qui peut être proche de
la saturation pour le noyau passif avec donc un fort courant magnétisant et un dépassement
pouvant être dangereux comme le montre la figure 4.25.
Courant de sortie Is
Courant de phases
(IL1,…,IL6)
remise en conduction de la phase 2
5A/div
500µs/div
Figure 4.25 – Passage de 5 à 6 phases actives. Remise en conduction de la phase 2.
4.3.4
Mesure de rendement
La mesure du rendement est réalisée au moyen d’un analyseur de puissance Y OKOGAWA
WT3000 disposant de 4 voies flottantes (deux voies tension allant jusqu’à 1000V et deux
voies courant de calibre 30Amax). Partant du même banc d’essai, nous effectuons une série de
mesures des grandeurs électriques d’entrée et de sortie du convertisseur (Ve , Ie , Vs et Is ) pour
différentes valeurs de courant de sortie (de 0 à 50A), dans l’optique de déterminer le rendement
global de ce dernier. Les différents relevés sont réalisés pour un nombre variable de cellules de
commutation active à charge fixe. Le rapport cyclique évolue en fonction du niveau de courant
en sortie. Les résultats obtenus sont tracés sur la figure 4.26.
Premièrement, quel que soit le nombre de phases actives, un faible rendement à très faible
puissance de sortie est à souligner. Ceci est principalement dû aux pertes à vide du convertisseur et du coupleur, indépendantes de la puissance de sortie. Cette source de pertes a été
-153-
4.3. RÉSULTATS EXPÉRIMENTAUX
100
99
p=6
98
Limite saturation
pour p=2
97
p=3
p=2
96
Rendement [%]
Rendement [%]
p=5
95
94
93
92
91
On remarque bien sur ce graphe q
rendement, de travailler à 2 phase
de sortie.
90
89
Il manque, en revanche, la décrois
phases actives (courbes en pointil
fonctionnement à nombre de pha
rendement global du convertisseu
88
87
Valeurs expérimentales
86
Extrapolations des
valeurs expérimentales
85
0
20
40
60
80
100
Courant de
de sortie
sortie[A]
Is [A]
Courant
Figure 4.26 – Mesure de rendement du convertisseur en fonction du nombre de cellules de
commutation actives (Ve =400V, fdec =20kHz, AGh =1mm)
mesurée à 40W. Les pertes par commutation à vide, les pertes fer dans le coupleur et les pertes
joules HF dans le condensateur de sortie sont à l’origine de cette source de pertes, dépendante
uniquement de la tension d’entrée.
Deuxièmement, nous observons que les réseaux de courbes sont décalés en fonction du
courant de sortie. A faible courant de sortie, par exemple 10A, nous obtenons un meilleur
rendement lorsque seulement deux bras sont actifs. A Is =25A, nous obtenons un point d’intersection entre les courbes de rendement de 2 et 3 phases actives. A noter qu’à ce point de
fonctionnement, nous sommes en limite de fonctionnement pour 2 phases actives. La valeur
d’entrefer de 1 mm ne permet pas de maintenir le courant par phase nominal. Par conséquent,
des effets de saturation apparaissaient à 25A lorsque seulement deux bras sont actifs, représentant à peine 20% du point de fonctionnement nominal par phase. Le dimensionnement de
l’entrefer doit être ré-adapté à ce point de fonctionnement pour éviter la saturation.
Un choix intéressant est donc d’effectuer le changement du nombre de phases actives à
l’intersection des courbes de rendement des cellules de commutation, pour se situer au maximum du rendement. Cependant, sur cet essai, le croisement est difficile car le banc d’essai
(alimentation d’entrée et charges) ne permet pas de délivrer la puissance de sortie nominale
lorsque six cellules de commutation sont actives. Une méthode d’opposition 2x3 bras et 2x2
bras serait à prévoir dans le futur. Ainsi, nous traçons sur la figure 4.26 une extrapolation
des valeurs expérimentales à partir de la fonction rationnelle sur le rendement (§1.2.4). Cette
extrapolation est cependant à prendre avec prudence car, à entrefer donné (valeur d’entrefer
déterminée pour maintenir un fonctionnement à p − k phases actives), le réseau de courbes ne
peut pas toujours atteindre le courant nominal par phase. Il est donc nécessaire de connaître,
toujours à entrefer donné, la valeur du courant par phase amenant à la saturation des noyaux
-154-
CHAPITRE 4. EXPÉRIMENTATION ET PROTOTYPES COUPLEURS ROBUSTES
actifs (§3.9.3). La solution optimale en présence d’un coupleur monolithique serait d’effectuer
le changement dynamique du nombre de phases à l’intersection des courbes de rendement ou
a minima au passage du courant limite de saturation des noyaux actifs.
4.4
Conclusion du chapitre
Ce dernier chapitre s’est attaché à explorer de manière expérimentale mais de manière encore partielle deux prototypes de coupleurs robustes au sein d’un convertisseur multicellulaire
parallèle à 6 phases. Le premier correspond à un coupleur monolithique à échelle fermée avec
des entrefers "larges". Ces zones d’air permettent de symétriser la structure et rendre robuste
ce coupleur lors de régime déséquilibré. Le deuxième prototype concerne des transformateurs
séparés utilisant une seule bobine par phase. Cette structure permet de confiner le flux de saturation dans les transformateurs reliés à la phase défectueuse. Cet aspect rend cette structure très
intéressante en régime déséquilibré, et reste compétitive, d’un point de vue volume, à faible
nombre de phases face à un coupleur monolithique.
Nous avons ensuite présenté la démarche qui nous a permis de dimensionner ces coupleurs
à partir de noyaux standards, et de déterminer le cahier des charges électriques adapté à ces
prototypes.
Une méthode de régulation des courants de phases, basée sur l’asservissement d’un mode
commun et de plusieurs modes différentiels, a été détaillée. Elle est capable de s’adapter au
changement dynamique du nombre de phases actives, par l’adaptation notamment des paramètres du correcteur du mode commun.
Une instrumentation complète du coupleur, par l’intermédiaire notamment de capteur à effet Hall, nous a permis d’effectuer un diagnostic sur les champs magnétiques circulant dans
le coupleur. Nous avons pu valider, à partir des données issues de ces capteurs, les différents
modes magnétiques présents dans les noyaux actifs et passifs lors d’une déconnexion de phase,
en présence d’entrefers "larges".
Des essais, à vide dans un premier temps, ont été menés sur le coupleur monolithique.
Nous avons pu mettre en évidence la faible variation de l’inductance magnétisante lors de la
déconnexion de cellules de commutation. Ensuite, des essais en charge ont permis d’effectuer
des déconnexions de phases de manière volontaire par arrêt de la commande et cela de façon dynamique. Les résultats obtenus montrent que l’insertion d’un entrefer "large" permet de
maintenir le fonctionnement lors de l’arrêt d’un bras. Nous nous sommes appuyés sur les relevés des courants de phase et des champs magnétiques (DC+AC) pour valider les phénomènes
magnétiques identifiés lors de la modélisation du coupleur dans le chapitre 3. Des mesures de
rendement à nombre de phases réduit ont été également conduits. Nous avons pu apercevoir
qu’il était intéressant en terme de rendement global de modifier le nombre de phases actives
en fonction du taux de charge.
-155-
Conclusion Générale
Depuis plusieurs années, deux axes importants des recherches dans le domaine de l’électronique de puissance menées au laboratoire Laplace portent sur l’intégration de puissance, et
sur la sûreté de fonctionnement (topologies, composants passifs et circuits de contrôle). Les
industriels de différents domaines d’activités sont demandeurs de convertisseurs caractérisés
par une puissance volumique et massique de plus en plus élevée, un haut-rendement et une
haute disponibilité de l’organe de conversion dans son ensemble. C’est pourquoi les concepteurs intègrent, et prennent en considération dès la phase de conception, l’ensemble de ces
caractéristiques.
De nouvelles architectures de conversion innovantes et performantes ont vu le jour depuis
une quinzaine d’années. Elles consistent en l’association de plusieurs cellules de commutation
associées en série et/ou en parallèle. Ces structures ont permis de franchir une étape importante
pour des applications exigeantes demandant de fortes tensions (association série de cellules),
ou de forts courants (associations parallèles) à fréquence de découpage apparente élevée.
En plus basse tension et pour de forts courants, les structures multicellulaires parallèles
à commandes entrelacées ont connu un effort de recherche important, motivé par les besoins
croissants en intégration et en modularité. Certains de ces travaux ont montré un intérêt fort
pour la réalisation d’un couplage magnétique des inductances de liaison afin de réduire les
pertes, obtenir des filtres compacts, et par conséquent, améliorer le compromis entre densité
de puissance traitée et rendement de conversion. En revanche, ces avantages sont contrebalancés par une forte sensibilité de ces composants magnétiques couplés vis-à-vis des régimes
déséquilibrés, pouvant survenir lors d’un déséquilibre de courant différentiel, ou encore lors
de l’arrêt sécurisé d’une cellule de commutation en situation de défaillance, ou de manière
volontaire pour garantir un rendement du convertisseur élevé à faible puissance de sortie. La
forte sensibilité intrinsèque des coupleurs magnétiques et l’absence de mode dégradé "naturel"
ont constitué le point de départ de ces travaux de thèse, visant à étudier, analyser et concevoir
des éléments de couplage robuste permettant ainsi de tirer profit de la redondance parallèle
naturelle du convertisseur qui lui est associé.
Dans ce sens, une méthode générale de pré-dimensionnement analytique des coupleurs
magnétiques a été présentée dans le chapitre 2, laquelle peut très facilement être adaptée et
appliquée à toutes variantes de coupleurs. Cette approche à la fois simple et directe est basée
sur la méthode du produit des aires, généralement utilisée pour le dimensionnement des transformateurs. Pour cela, une décomposition des modes de fonctionnement en densité de flux DC
et AC circulant dans les noyaux et culasses, a été proposée et détaillée, permettant de bien ana157
CONCLUSION GÉNÉRALE
lyser le comportement du flux dans les différentes régions du circuit magnétique. Partant d’un
cahier des charges "électrique" et d’un choix préalable de matériaux, cette approche a permis
de formaliser le pré-dimensionnement de la géométrie complète du composant magnétique,
par l’intermédiaire de facteurs de formes et tenant compte des limites d’utilisation des matériaux (saturation et effet de fréquence). Toutefois, il devient souvent difficile de concevoir un
coupleur magnétique à partir des cotes géométriques issues d’un pré-dimensionnement théorique, ou d’une routine d’optimisation. Le faible choix de la forme des éléments standards
disponibles dans le commerce, ne permet pas de garantir la géométrie finale désirée, ou alors
en passant par plusieurs phases d’usinages, de collages et de polissages. Dans ce sens, en considérant maintenant une approche inverse, nous avons proposé une méthode de détermination du
cahier des charges électrique, à partir d’une géométrie de coupleur imposée.
En se basant notamment sur les relations du produit des aires, utilisées pour le prédimensionnement, une comparaison théorique sur la masse des différentes structures a été présentée
pour un fonctionnement nominal. Nous avons pu souligner que la structure monolithique est la
plus avantageuse en termes de masse, par rapport aux structures à selfs séparées et à transformateurs séparés. Néanmoins cette structure est peu modulaire et de fabrication plus complexe
que ses concurrentes.
Le principe du couplage est en lui-même fondamentalement un obstacle à la gestion d’un
régime déséquilibré dans la mesure où s’ajoute au couplage électrique classique, par la charge
ou le filtre, un couplage magnétique "fort" par des zones communes de circuit. Néanmoins, la
structure présentée par ces coupleurs repose fondamentalement sur un ensemble de branches
identiques ou d’éléments modulaires. L’idée étant de tirer parti de ces topologies magnétiques
multiphasées pour faire apparaître des propriétés de redondance : c’est le cas du coupleur monolithique par la mise en parallèle de ses noyaux et c’est le cas de la mise en série-parallèle
des transformateurs-coupleurs séparés. Selon cette vision, il devient intéressant à nos yeux
d’adapter la démarche de modélisation analytique pour traiter des cas de régimes déséquilibrés ou d’arrêt de phases exploitant bien entendu les propriétés "structurelles" des différentes
familles de coupleurs.
Cette démarche a été menée principalement en parallèle sur deux structures de coupleurs,
à savoir les structures monolithiques et celles composées de transformateurs séparés en configuration bi-bobine et mono-bobine. Nous avons ainsi pu faire émerger des propriétés simples
mais intrinsèques à chaque structure de coupleurs lors d’un fonctionnement déséquilibré ou sur
l’arrêt d’une ou plusieurs phases. Le coupleur monolithique est pénalisé par le report des flux
de saturation, des phases déconnectées sur les phases actives. Sans entrefer dans les noyaux, ce
report de contrainte se divise de manière non-homogène, entraînant la saturation plus rapide
des noyaux adjacents. A l’inverse, les transformateurs séparés subissent quant à eux aucune
contrainte sur la composante continue, puisque le flux de saturation est confiné dans les transformateurs connectés aux phases en défaut. Cette solution de couplage modulaire subit en
revanche un doublement de la composante alternative du flux, lors de l’arrêt d’une cellule de
commutation.
De la même manière qu’au chapitre 2, une comparaison "théorique" de la masse sous forme
d’abaques, correspondant à un ou plusieurs arrêts de cellules de commutation, a été ensuite établie. Plusieurs propriétés ont pu être tirées de cette comparaison massique des coupleurs. La
première est qu’à faible nombre de phases, les structures à transformateurs séparés, notamment
-158-
CONCLUSION GÉNÉRALE
la structure mono-bobine, devient plus intéressante que le coupleur monolithique, en raison de
l’absence du report de contrainte en champ DC. A l’inverse, lorsqu’un fort nombre de phases
est utilisé, l’augmentation relative du flux AC dans un coupleur monolithique, est inférieure à
celle présentée par les coupleurs séparés. Cependant, quel que soit le nombre de phases, il en
ressort que l’augmentation du volume et de la masse à prévoir pour tenir un fonctionnement
déséquilibré, devient vite rédhibitoire, et donc contradictoire à l’objectif d’une forte intégration des composants passifs environnant le convertisseur.
Pour pallier au surdimensionnement inévitable lors de fonctionnements dégradés, deux
solutions ont été apportées. La première a concerné la mise en place d’un derating sur le
courant de sortie. Cette solution, parfaitement valable et efficace, est difficilement utilisable
dans les applications nécessitant le maintien de la puissance nominale, même lors d’un régime
déséquilibré.
La deuxième solution a consisté à insérer des entrefers dans les noyaux des coupleurs,
offrant de nombreux avantages. Dans le cas d’un coupleur monolithique, ces zones entrefers
permettent, entres autres, d’équi-répartir le report de contrainte des noyaux déconnectés vers
les noyaux actifs permettant ainsi de tirer parti de cette effet de redondance recherchée. La
deuxième partie du chapitre 3 détaille donc les différents modes de fonctionnement du coupleur
d’un point de vue magnétique, en présence d’entrefers. Des simulations par éléments finis
en 2D et 3D, et des simulations de circuits électriques équivalents ont permis de valider les
propriétés avancées dans la modélisation analytique d’un coupleur à entrefers « larges ». Il
ressort également de cette modélisation que l’insertion d’entrefers larges permet de garantir
le maintien du fonctionnement nominal du convertisseur, lorsque le nombre de phases est
réduit. Des expressions analytiques ont été établies, permettant de déterminer la valeur de
l’entrefer à insérer pour maintenir le fonctionnement suite à l’arrêt de phases et/ou en présence
de déséquilibre de courants différentiels.
Ainsi, les structures monolithiques à entrefer "large" et les transformateurs séparés en
configuration mono-bobine avec un entrefer "fin", permettant de contenir des déséquilibres
de courant, sont donc de bons candidats pour remplir la fonction recherchée de coupleur magnétique robuste.
Le chapitre 4 est dédié quant à lui, à l’expérimentation préliminaire et exploratoire de deux
prototypes de coupleurs robustes sur un banc d’essai complet, comportant un convertisseur
multicellulaire parallèle à 6 phases. Le premier prototype correspond à un coupleur monolithique dimensionné au point de fonctionnement nominal, conçus de manière à pouvoir recevoir
des zones d’entrefers réglables pour tenir les fonctionnements déséquilibrés. Le deuxième correspond à des transformateurs séparés en configuration mono-bobine.
Une instrumentation du coupleur monolithique a été mise en place, permettant de reconstruire le champ magnétique total (DC+AC), circulant dans l’ensemble des régions du circuit
magnétique. Ces informations ont été utilisées pour analyser et diagnostiquer les différents
phénomènes magnétiques statiques et dynamiques qui apparaissent, par exemple, lors de la
déconnexion d’une cellule de commutation, et au moment de sa remise en conduction.
Une stratégie d’asservissement du convertisseur parallèle a été proposée en s’appuyant sur
une régulation d’un mode commun à paramètres adaptatifs en fonction du nombre de phases
arrêtées, et de plusieurs modes différentiels. Cet asservissement prend en considération de
-159-
CONCLUSION GÉNÉRALE
manière rapide, et sans perturbation sur le système, le changement dynamique du nombre de
phases, en réorganisant les phases des porteuses actives.
Des essais à vide et en charge ont ensuite été conduits sur le coupleur monolithique. Nous
avons pu mettre en évidence et valider, certaines propriétés avancées dans le chapitre 3. Les
essais en charge ont notamment permis d’effectuer des déconnexions de phases, de manière
volontaire par l’arrêt de la commande, et cela de façon dynamique. Des mesures de rendement
à nombre de phases réduit ont été également menées. Nous avons pu mettre en évidence qu’il
était intéressant en terme de rendement global, de modifier le nombre de phases actives en
fonction du taux de charge. Le banc de charge et l’alimentation continue, non adaptés à la
puissance que le coupleur peut supporter, ne nous a malheureusement pas permis de visualiser de manière expérimentale les résultats attendus, à savoir le croisement des courbes de
rendement, pour différents nombres de phases actives. Ce point pourra donc être une première
étude pour la suite de ces travaux de recherche sous la forme d’une méthode d’opposition entre
autres.
Les perspectives principales envisagées à ce travail sont exposées ici en plusieurs parties :
a) Tout d’abord sur le plan expérimental, le coupleur monolithique à entrefers doit pouvoir
être caractérisé jusqu’à son point nominal, sur la base d’une méthode d’opposition, et plus
précisément par la recherche du courant maximum admissible par phase active en fonction du
nombre de phases arrêtées, à entrefer donné. Le coupleur à circuits séparés en configuration
mono-bobine devra aussi être analysé lors d’essais en charge. Ces essais devront permettre de
montrer la robustesse de cette structure, lors de l’arrêt d’une ou plusieurs cellules de commutation sans faire appel à l’insertion d’entrefers "larges".
b) En terme de pilotage, l’instrumentation des coupleurs pour observer et reconstruire les
densités de flux par l’intermédiaire de capteurs à effet Hall et de spires de mesure, ont montré
des résultats précis, non bruité et conforme à la théorie. Il serait donc intéressant d’exploiter
ces informations pour mettre en place une stratégie d’asservissement, non plus basée indirectement sur les courants de phases, mais basée directement sur une régulation des densités de flux
circulant dans le coupleur. Moyennant une bande-passante (mode différentiel), une précision
et une miniaturisation suffisantes sur les capteurs à effet Hall, cette technique permettrait, à
très faible coût, d’équilibrer magnétiquement le coupleur dans tous les cas de fonctionnement
en agissant directement sur les rapports cycliques différentiels des phases. Cette idée permettrait de n’utiliser qu’un seul capteur de courant (celui assurant la régulation rapide du mode
commun) complété par des capteurs à effet Hall "amincis" insérés dans des zones d’entrefers
résiduels (entrefers "fins" dans ce cas).
c) Sur le principe, l’insertion d’entrefers "larges" pour les structures monolithiques est à
l’origine d’un taux d’ondulation élevé sur le courant magnétisant des phases. Cette forte ondulation peut être mise à profit pour réduire les pertes par commutation sur certains types de
semi-conducteurs de puissance comme cela a été montré en annexe B. Le passage en mode de
commutation douce semble être une suite assez logique et intéressante à examiner et à formaliser dans les modèles de pré-dimensionnement, mixé éventuellement à une loi de derating sur
les courants de phases si un fonctionnement à nombre très réduit de phases actives est néces-160-
CONCLUSION GÉNÉRALE
saire.
d) D’une manière plus générale, pour des coupleurs à nombre de phases réduit ou intermédiaire, la robustesse se traduit par l’insertion d’entrefers de valeur pouvant être prohibitive
et surtout par une baisse significative de la puissance admissible. Une voie alternative serait
donc d’étudier la connexion d’une cellule de commutation « passive » en secours parallèle,
permettant de suppléer une cellule défaillante et d’établir une gestion normal / secours rapide
de cet ensemble minimisant les régimes transitoires mis en avant dans l’annexe C et profitant
éventuellement des résultats sur la régulation magnétique envisagée au paragraphe précédent.
-161-
Annexe A
Détermination des relations sur le volume
des composants magnétiques
A.1
Introduction
Cette annexe a pour but de détailler les expressions analytiques du volume et de la masse
des coupleurs magnétiques, en s’appuyant sur les relations du produit des aires. Sachant que
ce produit est indirectement représentatif du volume qu’occupera la partie magnétique du coupleur, cette démarche de pré-dimensionnement nous permet donc de bénéficier d’une première
géométrie des coupleurs magnétiques en s’appuyant sur des facteurs de formes préalablement
choisis. Rappelons avant tout, sur la figure A.1, les différents facteurs de formes (b, c et d) qui
nous permettront d’établir les relations sur le volume et la masse des coupleurs.
Matériaux magnétiques
Bobinages
HN
HN/2
LN
LN
LB1
LEIB
LB
LB
LB2
(a) Vue 2D d’une fenêtre de bobinage
d’un coupleur monolithique
(b) Coupe d’une demi-fenêtre de bobinage
Figure A.1 – Représentation des facteurs de formes géométriques.
Ces facteurs de formes géométriques sont définis comme suit :
b=
LN
HN /2
c=
HN /2
LB
163
d=
LN
PN
(A.1)
A.2. COUPLEUR MONOLITHIQUE
Culasses
Ae
2
Noyaux
HN
Ae
2
Noyaux
Bobinages
LB
Ae
2
Ae
LB
2
Culasses
(a) Vue de face d’un coupleur monolithique en configuration "taille basse"
(b) Vue de haut d’un bobinage
Figure A.2 – Représentation 1D de la partie magnétique d’un coupleur monolithique. Illustration des facteurs de formes.
Avec HN étant la hauteur du noyau vertical, LN sa largeur, PN sa profondeur et LB la largeur de
bobinage. Pour la suite des calculs de cette annexe, nous considérons une section carrée des
noyaux (d=1).
Nous rappelons que ces facteurs de formes géométriques nous permettent d’établir une
première relation sur la section Ae(min) en relation avec le produit local des aires ((Ae .Sb )local ) :
s
b2 .c
.(Ae .Sb )local
(A.2)
Ae(min) =
2.d
A.2
Coupleur monolithique
Commençons par déterminer le volume occupé par un coupleur monolithique (indice "mono")
en échelle fermée en configuration "taille basse", i.e que la section des culasses est de valeur
moitié par rapport aux noyaux verticaux. Cette hypothèse nécessite l’utilisation d’une alimentation optimale (permutée) des tensions des p cellules permettant de garantir une réduction de
moitié du flux magnétique AC circulant dans la région des culasses.
Partant des facteurs de formes et se référant sur la figure, le volume des p noyaux verticaux
est exprimé tel que :
2
2.p b2 .c
Vnoyau(mono) =
(Ae .Sb )local
b
2
(A.3)
Les culasses en configuration "taille basse" sont quant à elles calculées de la manière suivante :
2
2
b .c
1
Vculasses(mono) = p. 1 +
(Ae .Sb )local
b.c
2
(A.4)
Les bobinages sont considérés en angle droit. La courbure des spires n’est donc prise en
-164-
ANNEXE A. DÉTERMINATION VOLUME COUPLEURS
considération. Nous introduisons tout de même un coefficient de foisonnement k f , correspondant à l’espace perdu lors de la réalisation des bobinages.
2
2
4.p
b .c
1
Vbobines(mono) =
× 1+
(Ae .Sb )local
(A.5)
k f .b2 .c
2.b.c
2
Le volume total correspond bien à la somme des p noyaux verticaux, des culasses et des p
bobines :
Vtotal(mono) = Vnoyau +Vculasses +Vbobines
Vtotal(mono) = p ×
(A.6)
2
2
4
1
b .c
2 1
1+ +
(Ae .Sb )local
+
1+
×
b bc
k f .b2 .c
2bc
2
La relation A.6 est facilement transposable au calcul de la masse du circuit magnétique en
tenant compte des différentes densités massiques des éléments mis en jeu (ex : ferrites, cuivres
ou aluminium pour les bobinages). Il est nécessaire de prendre la valeur du produit des aires
local (Ae .Sb )local issue de la méthode de pré-dimensionnement présentée dans le chapitre 2
pour le fonctionnement nominal et dans le chapitre 3 pour le fonctionnement déséquilibré.
A.3
Transformateurs séparés
La démarche de calcul est identique pour les transformateurs séparés. Elle s’appuie sur les
facteurs de formes géométriques et sur le produit des aires obtenus lors du dimensionnement.
Une illustration de la partie magnétique d’un transformateur élémentaire ( noyau U+I) est
représentée sur la figure A.3. Nous faisons apparaitre les différentes cotes utilisées par la détermination du volume. Tout d’abord, nous pouvons dire que, du fait de son aspect modulaire,
les transformateurs séparés mettent un volume plus important de noyaux magnétiques et de
bobinages.
En s’appuyant sur les facteurs de formes et sur la figure A.3, il vient la relation suivante
sur le volume de la partie magnétique (noyau + culasses) de p transformateurs séparés :
2
2
1
b .c
1
(Ae .Sb )local
(A.7)
Vnoyau(3C) = 4.p. 1 + +
b 2.b.c
2
Le volume occupé par les bobinages des p transformateurs séparés s’exprime par :
2
2
8.Q
1
b .c
Vbobines(3C) =
× 1+
(Ae .Sb )local
k f .b2 .c
2.b.c
2
Q = 1 pour p = 2 et Q = p pour p > 2.
La somme de la partie magnétique et des bobinages nous donne :
2
2
1
1
2.Q
1
b .c
Vtotal(3C) = 4 × p. 1 + +
+
1+
×
(Ae .Sb )local
b 2.b.c
k f .b2 .c
2bc
2
-165-
(A.8)
A.4. COUPLEUR MONO-BOBINE
LB + 2. Ae
HN
Ae
LB
Ae
Figure A.3 – Représentation de la partie magnétique en 2D d’un transformateur séparé composé de noyaux en formes de U et I.
LB /2
AGv
LB /2
Noyau
T(i,i+1)
Noyau
T(i+1,i)
Ae
2
Ae
Bobinage
Phase i
Figure A.4 – Vue en coupe d’un bobinage élémentaire dans un coupleur séparé mono-bobine.
A.4
Coupleur mono-bobine
Le coupleur appelé "mono-bobine", présenté dans le chapitre 3 (§3.4), consiste à rapprocher les p transformateurs séparés et à utiliser uniquement une seule bobine par phase. Les
transformateurs restent tout de même magnétiquement séparés au moyen d’un entrefer vertical
"large". Le volume magnétique du coupleur "mono-bobine" est identique à celui des transformateurs séparés. En revanche, celui occupé par les bobinages est différent. La figure A.4
représente une coupe d’un bobinage dans le cas d’un coupleur mono-bobine.
Le volume des p bobines a pour relation :
2
2
6.p
1
b .c
Vbobines(MB) =
× 1+
(Ae .Sb )local
k f .b2 .c
3.b.c
2
-166-
(A.9)
ANNEXE A. DÉTERMINATION VOLUME COUPLEURS
Ainsi, le volume global d’un coupleur mono-bobine à p phases est :
2
2
1
1
3
1
b .c
Vtotal(MB) = 2.p × 2. 1 + +
(Ae .Sb )local
+
1+
×
b 2.b.c
k f .b2 .c
3bc
2
A.5
Inductances séparées
Concernant les inductances séparées, le démarche de calcul est proche de celle des transformateurs séparés. Nous obtenons une relation sur le volume global (bobinages + noyaux
magnétiques) égal à :
2
2
b .c
1
4
1
1
+
1+
×
(Ae .Sb )local
Vtotal(Sel f s) = 2.p × 2. 1 + +
b 2.b.c
k f .b2 .c
bc
2
-167-
Annexe B
Influence de l’insertion d’entrefers
"larges" sur les pertes dans un
convertisseur.
B.1
Introduction
Le chapitre 3 a permis de mettre en évidence que l’insertion d’entrefers "larges" permettait
de maintenir le fonctionnement viable lors d’un déséquilibre de courant différentiel ou bien
lors de l’arrêt d’une ou plusieurs cellules de commutation. Cependant, nous avons également
souligné que la présence d’entrefers, parfois de forte épaisseur, diminuait considérablement
l’inductance cyclique magnétisante, et par voie de conséquence entraînait un accroissement
du taux d’ondulation du courant magnétisant. Cette augmentation de l’ondulation de courant
magnétisant à la fréquence de découpage va directement avoir un effet sur les pertes du convertisseur.
Essayons donc d’analyser dans cette annexe les conséquences de fortes ondulations de
courant magnétisant sur les pertes dans les semi-conducteurs et les pertes joules HF dans les
bobinages.
B.2
Pertes dans les semi-conducteurs de puissance et dans
les bobinages
De manière à illustrer les effets de l’ondulation de courant sur les pertes, nous proposons de
considérer le cas d’un convertisseur Buck en configuration monocellulaire comme il est illustré
sur la figure B.1.(a). Nous représentons également sur la figure B.1.(b) le courant circulant dans
l’inductance à plusieurs taux d’ondulation.
Nous considérons que la cellule de commutation est composée d’un module IGBT intégrant une diode en parallèle. De manière générale, les pertes dans un composant IGBT sont de
plusieurs natures : les pertes statiques (conduction), les pertes dynamiques (conmmutation) et
les pertes associées à la commande du composant. Nous considérons cette dernière source de
pertes comme négligeable devant les autres pertes (commutation et conduction).
169
B.2. PERTES DANS SEMI-CONDUCTEURS ET BOBINAGES
I(A)
ΔI1
K1
Ve
V1
K2
ΔI2
D1
I1
L1
Is
I3
I2
Vs
Cs Rs
D2
IDC
ΔI3
t
I1
(a) Schéma d’un Buck réversible.
(b) Courant dans l’inductance pour différentes ondulations de courant.
Figure B.1 – Schéma d’un convertisseur Buck monocellulaire et représentation de différents
courants circulant dans l’inductance. Mise en évidence de fortes ondulations à fdec de courant.
Les pertes par conduction dans un module IGBT+diode peuvent être écrites de la manière
suivante :
ki2
ki2
Pcond(IBGT +diode) = α.IDC . VCE0 + RCE .IDC .(1 + ) +(1−α).IDC . VD0 + RD .IDC .(1 + )
12
12
(B.1)
La relation B.1 est identique pour le fonctionnement à large ondulation (ZVS).
Les paramètres VCE0 ,VD0 , RCE et RD sont directement déduits des courbes des datasheets
du composant de puissance utilisé [D. Graovac, 2009].
Les pertes par commutation sont quant à elles déterminées en considérant les énergies de
commutation à l’amorcage et au blocage du composant. Généralement, les datasheets des composants nous indiquent les énergies de commutation à un point de fonctionnement donné. Il
est possible de décrire à partir des datasheets les énergies de commutation sous forme deux
fonctions polynomiales du second ordre en fonction du courant commuté. En connaissant les
coefficients des deux fonctions polynomiales, il est donc possible d’exprimer les pertes par
commutation dans un IGBT et dans une diode. Nous distinguons deux cas différents en fonction de la valeur de km (taux d’ondulation du courant magnétisant à la fréquence de découpage).
Rappelons que k est égal à ∆I/IDC .
→Cas 1, km <2 :
Psw(IBGT ) = fdec .
Ve
VCE(test)
fdec .
. [(AON + AOFF ) + (BON .IMIN + BOFF .IMAX )] +
Ve
VCE(test)
Psw(diode)(CAS1) = fdec .
2
2
. CON .IMIN
+COFF .IMAX
Ve
VD(test)
2
. Arec + Brec .IMIN +Crec .IMIN
-170-
(B.2)
(B.3)
ANNEXE B. INFLUENCE ENTREFERS "LARGES" SUR LES PERTES.
Avec IMAX = IDC + ∆I/2 et IMIN = IDC − ∆I/2.
→Cas 2, km >2 :
Psw(IBGT )(CAS2) = fdec .
fdec .
Ve
VCE(test)
Ve
VCE(test)
. [2.AOFF + BOFF .IMAX + BOFF .(IMAX − 2.IDC )] +
2
. COFF .IMAX
+COFF .(IMAX − 2.IDC )2
Psw(diode)(CAS2) = 0
(B.4)
(B.5)
A noter que ces relations font apparaître un facteur correctif entre la tension commutée et
tension utilisée par le constructeur lors la détermination des énergies de commutation.
Les pertes totales de la cellule de commutation correspondent donc à la somme des pertes
par conduction (B.1) et des pertes par commutation ( B.2 et B.3), en considérant les 2 cas de
valeur sur km .
Directement liées à la variation du taux d’ondulation du courant magnétisant, les pertes
joules HF dans une inductance sont exprimées par la relation (B.6). Nous nous appuyons sur
la formule de Dowell pour calculer le ratio FR entre rAC /rDC à la fréquence de découpage et à
p fois la fréquence de découpage, à taux d’ondulation du courant homopolaire ki constant. En
théorie, il faudrait, à chaque harmonique de fréquence (k. fdec ), déterminer la valeur du ratio
rAC(k) /rDC et également l’amplitude du courant (dépendant de α).
Les pertes joules des bobinages peuvent donc être calculées à partir de la relation suivante :
2
ki2
km
2
(B.6)
Pcuivre = RDC .IDC . 1 + FR( fdec ) . + +FR(p. fdec ) .
12
12
Sur cette base et en considérant les données constructeurs du module IGBT 600V/100A
( IXXN100N60B3H1 IXYS à 25◦ C) pour le calcul des pertes, nous traçons sur la figure B.2
l’évolution des pertes dans une cellule de commutation (conduction + commutation) et sur la
figure B.3 les pertes joules dans un bobinage, en fonction du taux d’ondulation du courant
circulant dans l’inductance.
Nous remarquons que les pertes par commutation, prédominantes par rapport aux pertes
par conduction, décroissent lorsque l’ondulation de courant augmente. Cette particularité vient
de la différence des pentes sur les énergies de commutation à l’amorçage et au blocage. En effet, pour ce module de puissance IBGT, les variations d’énergies de commutation au blocage
sont plus faibles qu’à l’amorçage. Il devient donc intéressant de commuter à l’état OFF un
courant instantané plus élevé qu’à la mise en conduction [Cougo et al., 2014]. Le saut sur les
pertes que l’on observe est dû au changement du modèle de pertes au passage en ZVS (effet
lié en partie à la queue de courant au blocage). Ce changement est bien représenté dans ce cas
malgré un courant commuté de faible valeur par rapport au courant nominal admissible par le
module IGBT (23A comparé à 100A), car à faible courant, les paramètres issus de la datasheet
sont à prendre avec précaution.
-171-
B.2. PERTES DANS SEMI-CONDUCTEURS ET BOBINAGES
500
140
Mesures
[W][W]
Pertes totales
Pertes
totales
120
Ptot(théorique)
400
Ptot(théorique)
Psw(théorique)
[W]
totales [W]
Pertestotales
Pertes
100
80
I=100A
450
Ptot(expérimantal)
Choix du modèle
(AON,AOFF,AREC )
60
ZVS
40
350
Choix du modèle
(AON,AOFF,AREC )
300
Pcond(théorique)
250
200
Psw(théorique)
150
100
Pcond(théorique)
20
ZVS
50
0
0
0
0,5
1
1,5
2
kKi
m=ΔI/I
DC
= DI/Imoy
2,5
0
3
(a) IDC = 23A
0,5
1
1,5
km==ΔI/I
Ki
DI/Imoy
DC
2
2,5
3
(b) IDC = 100A (courant nominal de l’IGBT)
Figure B.2 – Pertes (commutation + conduction) dans une cellule de commutation
(IGBT+diode) (Ve =400V, fdec =20kHz, α=0.5).
20
18
Pertes
joules [W]
Pertes totales [W]
16
14
12
10
8
6
ZVS
4
2
0
0
0,5
1
1,5
2
2,5
3
= DI/Imoy
kmKi=ΔI/I
DC
Figure B.3 – Pertes joules dans l’inductance pour différentes ondulations de courant.
Les pertes joules augmentent quant à elles de manière quadratique à l’ondulation de courant. Néanmoins, la pénalité sur l’augmentation des pertes cuivres est inférieure à la diminution
des pertes par commutation de la cellule de commutation.
Pour valider ces courbes, nous effectuons un essai expérimental sur une cellule de commutation composée des deux modules IGBT 600V/100A (IXXN100N60B3H1 IXYS), d’une
inductance et de six condensateurs de 25µF en configuration parallèle, dont la valeur équivalente est de 150µF. Nous nous plaçons sur le même point de fonctionnement que sur la figure
B.2 pour avoir une comparaison valable (Ve =400V, IDC=23A, fdec =20kHz, α=0.5). Les résultats des mesures des pertes des IGBT sont tracés sur la figure B.2.(a) en trait plein orange.
Nous jouons sur l’entrefer et sur le nombre de spires pour faire croitre ou décroitre la valeur
de l’inductance, et par conséquent l’ondulation de courant.
Nous observons la même tendance que la courbe théorique (trait plein noir), à savoir une
légère diminution des pertes lorsque l’on augmente le taux d’ondulation. L’écart entre le relevé
théorique et expérimental peut venir de plusieurs raisons.
-172-
ANNEXE B. INFLUENCE ENTREFERS "LARGES" SUR LES PERTES.
1 blocage partiel
+
1 amorcage partiel
2
1 amorcage
1 blocage
3
1
(a) 1200V SiC MOSFET CMF20120D
(270V et 540V) à 25◦ C [Cougo et al., 2014]
(b) GaN 100V EPC1001 et EPC2001 [Videau,
2014]
Figure B.4 – Mesures expérimentales des énergies de commutation pour deux composants
Grand-Gap (Sic et GaN).
Les tracées théoriques sont réalisés à partir des données issues de la datasheet du composant. Ces paramètres sont fortement dépendants des conditions d’essais permettant de tracer les
courbes des énergies de commutation (configuration du driver, valeur de résistance de grille).
Elles sont peu précises lorsqu’on s’éloigne du courant nominal.
Depuis plusieurs années, de nouveaux composants à large bande interdite ( Grand Gap),
offrant de nouvelles perspectives et possédant un fort potentiel sont mis sur le marché. Nous
pouvons citer par exemple les deux technologies déjà disponibles dans le commerce, à savoir
les transistors à base de matériaux SiC (Carbure de Silicium) et GaN (Nitrure de Gallium).
Néanmoins, les composants disponibles sont encore loin d’atteindre leurs limites théoriques.
Ces composants grand-gap se caractérisent par des énergies de commutation très avantageuses
en présence de fortes ondulations. En effet, leurs énergies de commutation au blocage sont bien
plus faibles qu’à l’amorçage. Pour illustrer ces propos, nous illustrons les résultats expérimentaux des énergies de commutation (amorcage et blocage) pour un MOSFET à base de SiC
(figure B.4.(a)) et un autre à base de GaN (figure B.4.(b)). Ces mesures ont été menées par J.
Brandelero et B. Cougo [Brandelero et al., 2013] [Brandelero et al., 2014]. Ils se sont appuyés
sur une méthode non intrusive de mesure de pertes, à savoir la méthode d’opposition [Forest
et al., 2006]. Cette méthode est généralement utilisée pour tester les convertisseurs au point
de fonctionnement nominal, car l’alimentation continue ne délivre que les pertes du convertisseur. Des travaux récents ont utilisé cette méthode pour mesurer, entres autres, les pertes
de commutation (ON et OFF) sur une application ferroviaire forte puissance en présence de
composant SiC [Fabre et al., 2014].
Typiquement, nous constatons sur la figure B.4.(a) que pour un courant de 8A sous 270V,
l’énergie de commutation à l’amorçage est trois fois plus importante que l’énergie au blocage.
Sous 540V, cet écart passe à 7,5. La principale différence est due aux pertes causées par la
commutation des capacités parasites. Le réglage du driver associé au composant (résistance de
-173-
B.2. PERTES DANS SEMI-CONDUCTEURS ET BOBINAGES
grille, temps morts,...) va impacter sur l’écart entre ces deux énergies de commutation.
En conclusion, nous pouvons dire que l’utilisation de ces nouveaux composants va permettre de réduire les pertes, i.e augmenter le rendement en présence de fortes ondulations de
courant. L’insertion d’entrefers, permettant de robustifier la structure d’un coupleur magnétique en régime déséquilibré, permettra donc l’amélioration du rendement du convertisseur.
-174-
Annexe C
Analyse par simulation d’une déconnexion
de phase sur un convertisseur parallèle 4
phases avec un coupleur monolithique isolement de la cellule - reconfiguration
par cellule secours
C.1
Introduction
L’objectif de cette annexe et de simuler les régimes transitoires électriques et magnétiques
entre un hacheur parallèle à 4 phases et un coupleur monolithique sans entrefer, en présence
d’un défaut interne de commande sur le hacheur, suivi de l’isolement de la cellule de commutation et du démarrage d’un bras de secours selon la structure brevetée [Dou, 2011].
La finalité de cette étude est de voir si un coupleur standard dimensionné en nominal est capable de maintenir le régime nominal pour ce type de fonctionnement "secours", sans aucune
déconnexion de phase de manière à maintenir 100% de la puissance de sortie. Il s’agit donc
d’évaluer la dynamique des régimes transitoires et également l’impact d’un tel régime transitoire tant sur le coupleur que sur les semi-conducteurs. Cette étude, non exhaustive, permet
d’imaginer des poursuites de recherche sur ces travaux de thèse.
C.2
Présentation des simulations
Nous effectuons donc des simulations sous PSIM d’un hacheur parallèle à 4 phases associé
à un coupleur monolithique à échelle ouverte, dont le flux de fuite est concentré dans une
colonne de retour de flux ( exemple montré sur la figure 1.11.(b)). Ce coupleur est dimensionné
au point de fonctionnement nominal et n’intègre pas d’entrefer "large". Les réluctances de
culasse ne sont pas modélisées mais cela n’a aucun impact dans cette étude car le coupleur ne
sera pas utilisé avec un nombre réduit de phases.
Les conditions électriques et magnétiques de la simulation sont :
175
C.3. COURT-CIRCUIT D’UN INTERRUPTEUR - DUAL-FUSE CROWBAR- SANS
BRAS SECOURS
→ Tension d’entrée Ve , 100V,
→ Courant de sortie Is , 100A,
→ Fréquence de découpage fdec , 20kHz,
→ Champ de saturation BSAT , 0,4T,
→ Section des noyaux Ae , 2, 63.10−4 m2 ,
→ Nombre de spires Nt , 10
Nous représentons sur la figure C.1 le schéma électrique complet de la simulation.
Les semi-conducteurs (MOSFET dans notre cas) du bras défaillant sont modélisés par un
modèle de circuit statique et dynamique linéaire incluant un calcul d’énergie dissipée, d’une
surveillance de cette valeur permettant de forcer le modèle dans un état "défaillant" sous la
forme d’un état ohmique de faible valeur (mode de défaillance de la puce).
Fusible (Rfuse, i2Tp, Energie)
Dispositif passif ou actif
d’isolement
(Fusible ou interrupteur)
Diode
T1
Coupleur monolithique
échelle ouverte
Is
Ve
Cs
Rs
Vs
T2
MOS (sans diode de corps) è IXYS 600V/60A
RG(ON/OFF)=5Ω
Dispositif passif ou actif
d’isolement
(Fusible ou interrupteur)
Mode de défaut RSC
(3 Joules)
Surveillance des
commutation (Ts=5us)
Cellule
Secours
Cellule
Défaillante
en CC
Figure C.1 – Schéma d’un convertisseur parallèle en configuration "4+1" avec bras secours en
parallèle.
C.3
Court-circuit sur un interrupteur - Isolement par dualfuse en mode CROWBAR- sans bras secours
Nous réalisons une simulation du convertisseur représenté sur la figure C.1 en considérant
un court-circuit sur l’interupteur T 1 ( cellule 1). Un isolement par dual-fuse en mode CROWBAR est utilisé pour l’isolement de la cellule défaillante. Nous ne considérons pas dans cette
simulation l’activation d’un bras secours. Les résultats de la simulation sont donnés sur la figure C.2.
-176-
ANNEXE C. SIMULATION RECONFIGURATION PAR CELLULE SECOURS
Fonct. Normal / application défaut
Passage en conduction discontinue (oscillant COSS /Lfuite ) du bras 1
VCellule1
2
Effet de la saturation T1 sur la
dégradation de tension et de courant
IL1 , IL2, IL3, IL4 [A]
3
4
Retour à l’équilibre pour les phases actives
Passage en pleine onde et
saturation de la colonne 1
B1 , B2, B3, B4 [T]
1
3
4
Surcharge magnétique sur la colonne 1 - Inversion du
champ magnétique et sous charge pour les autres
colonnes
(a)
Fonct. Normal / application défaut
Courant T1 et T2 – Bras 1
3
4
Energies
Saturation T1 / Régime ohmique T2
Destruction T1 et passage en Rcc
è Saturation de T2
2
3
4
Destruction T2 et mise en CC de la
maille – Isolement par le dual-fuse
Détection sat. T1et Quasi-sat sur T2
I2T fusibles
Risque de dissymétrie dans l’isolement en
raison du fort courant magnétisant venant
dissymétriser les contraintes I2T
(b) Zoom au moment du défaut.
Figure C.2 – Simulation 1 : Court-circuit sur un interrupteur - Isolement par dual-fuse en
mode CROWBAR - sans bras secours.
-177-
C.4. COURT-CIRCUIT INTERRUPTEUR T1 - ISOLEMENT DUAL-FUSE THYRISTOR
(CROWBAR EXTERNE)- AVEC BRAS SECOURS
Le défaut est représenté par la conduction permanente du transistor T 1, le transistor T 2 est
toujours piloté en MLI en boucle fermée (non détaillée dans cette annexe). Aucune protection
n’est associée aux transistors, seuls les fusibles sont chargés d’isoler la cellule. Le bras secours
n’est pas activé.
Tant que les deux transistors sont fonctionnels, les résultats montrent une première séquence de dégradation de la tension de la phase en défaut qui amène une surcharge magnétique dans le noyau et une modification du point de fonctionnement magnétique pour les autres
phases mais en sens inverse. La phase en défaut est en limite de saturation pour ce point de
fonctionnement dont la valeur du courant est inférieure au courant nominal (étiquette 1).
La destruction du transistor T 1 amène une tension en forme de palier pendant tout le temps
où le transistor T 2 reste fonctionnel (étiquette 2). Cet état amène la saturation du noyau de la
phase en défaut et l’apparition d’un très fort courant dans le composant T 2 détruit et l’alimentation du convertisseur (étiquette 3).
La destruction du second transistor T 2 amène le court-circuit complet de la cellule et l’isolement par les deux fusibles (étiquette 4).
En conclusion, le mode CROWBAR sans protection sur les transistors avec les seuls fusibles, engendre un régime transitoire de courant très élevé dans les composants du bras et
l’alimentation, de par la saturation du noyau. La durée de ce régime est égale à la somme des
durées de tenue au court-circuit de chaque puce. Elle dépend de l’énergie critique de chaque
puce et du rapport cyclique allant de 2x10µs à plusieurs centaines de µs.
Une protection par surveillance du VCESAT permettant de bloquer au premier défaut est
donc indispensable si le coupleur ne possède pas d’entrefer large.
C.4
Court-circuit de l’interrupteur T1 - Isolement par dualfuse en mode THYRISTOR (CROWBAR externe)- avec
bras secours
Une deuxième simulation présente un défaut de court-circuit sur le transistor T 1 de la
cellule 1 (défaut phase 1), et isolement de ce dernier par dual-fuse en mode THYRISTOR
(CROWBAR externe) et enclenchement d’une cellule de commutation secours. Les résultats
de cette simulation sont illustrés sur la figure C.3 . Toutes les phases seront actives en régime
établi avant et après le défaut du convertisseur pour maintenir 100% de la puissance.
Les transistors sont maintenant associés à des protections actives par surveillance VCESAT .
En moins d’une période de découpage, le défaut est détecté et un thyristor externe permet
l’isolement par les deux fusibles en moins de deux périodes de découpage. Le bras secours
peut ainsi démarrer après quelques périodes de découpage (temps mort entre l’isolement des
fusibles et le démarrage permettant de laisser le temps aux fusibles de recouvrir une haute
résistance) . Dans cette simulation, ce temps mort est nul donnant le meilleur cas.
Néanmoins, cette protection très rapide ne permet pas d’éviter la saturation du noyau associé à la phase défectueuse. Le démarrage du bras secours s’effectue avec un noyau saturé et
une forte surcharge pouvant amener la disjonction du bras secours.
-178-
ANNEXE C. SIMULATION RECONFIGURATION PAR CELLULE SECOURS
Fonct. Normal / application défaut
IL1 , IL2, IL3, IL4 [A]
Démarrage du bras secours sur une colonne quasi-saturée
B1 , B2, B3, B4 [T]
Courant T1-T2 / bras 1
VCellule1
Détection et mémorisation du défaut
Allumage du thyristor
I2T fusibles
Isolement du dual-fuse et démarrage du bras secours
Figure C.3 – Simulation 2 : Court-circuit sur un interrupteur - Isolement par dual-fuse en
mode THYRISTOR (CROWBAR externe) - avec bras secour.
Face à ce constat, les solutions potentiellement envisageables seraient :
→ de rendre le coupleur moins sensible aux perturbations de tension et éviter une saturation
trop rapide et trop nette par notamment, l’insertion d’un entrefer résiduel ou "fin".
→ le démarrage du bras secours en "mode courant" à rapport cyclique limité de manière à
désaturer rapidement le noyau.
Les solutions ultimes consisteraient en :
→ bloquer l’ensemble des phases et attendre l’annulation des régimes transitoires à la détection
du défaut. Ensuite, le redémarrage de l’ensemble des bras est mis en place en incluant le bras
secours. Cette solution correspondrait à une reconfiguration de type "OFF-LINE".
→ dimensionner d’un coupleur avec entrefer "large" pour bénéficier d’un maximum de
robustesse. Dans ce cas, le bras secours permet d’atteindre 100% de la puissance, justifiable
pour un coupleur à faible nombre de phases.
-179-
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