Le Filtrage analogique Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 1 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 2 Sommaire : 1. Rôle ........................................................................................................................................ 6 2. Différents types de filtres ....................................................................................................... 6 2.1. Filtres à capacité commutée ............................................................................................ 7 2.2. Calculateur ...................................................................................................................... 8 3. Rappels sur la théorie du filtrage............................................................................................ 8 3.1. Notion de fonction de transfert........................................................................................ 8 3.2. Notion de fonction d’atténuation..................................................................................... 8 3.3. Filtre réel – Gabarit ......................................................................................................... 8 3.4. Notion de sélectivité et de bande relative........................................................................ 9 3.5. Notion de temps de propagation de groupe................................................................... 10 3.6. Représentation en diagramme de Bode ......................................................................... 10 3.6.1. Convention de la représentation ............................................................................. 10 3.6.2. Graduation logarithmique de la fréquence ............................................................. 10 3.6.3. Représentation sur des échelles semi-log............................................................... 10 3.6.4. Représentation sur des échelles semi-log............................................................... 10 3.6.5. Caractéristique de l’argument ................................................................................ 10 4. Filtre passif........................................................................................................................... 11 4.1. Filtre passif pédagogique .............................................................................................. 11 4.1.1. Filtre passe bas ....................................................................................................... 11 4.1.1.1. Constitution ..................................................................................................... 11 4.1.1.2. Fonction de transfert........................................................................................ 11 4.1.1.3. Forme générale................................................................................................ 11 4.1.1.4. Représentation................................................................................................. 11 4.1.1.5. Le module........................................................................................................ 11 4.1.1.6. L’argument ...................................................................................................... 12 4.1.1.7. Tracés .............................................................................................................. 12 4.1.1.8. Pulsation de coupure ....................................................................................... 13 4.1.2. Filtre passe bas du deuxième ordre RLC ............................................................... 14 4.1.2.1. Constitution ..................................................................................................... 14 4.1.2.2. Fonction de transfert........................................................................................ 14 4.1.2.3. Forme générale................................................................................................ 14 4.1.2.4. Étude du polynôme du dénominateur.............................................................. 14 4.1.2.4.1. Factorisation ............................................................................................. 14 4.1.2.4.2. Intérêt de la factorisation.......................................................................... 15 4.1.2.4.3. Surtension................................................................................................. 17 4.1.3. Filtre passe bas du deuxième ordre par la mise en cascade de 2 premier ordre..... 19 4.1.3.1. Constitution ..................................................................................................... 19 4.1.3.2. Fonction de transfert........................................................................................ 19 4.1.3.3. Tracés .............................................................................................................. 19 4.1.4. Filtre passe haut du premier ordre.......................................................................... 20 4.1.4.1. Constitution ..................................................................................................... 20 4.1.4.2. Fonction de transfert........................................................................................ 20 4.1.4.3. Forme générale................................................................................................ 21 4.1.4.4. Tracés .............................................................................................................. 21 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 3 4.1.5. Filtre passe haut du deuxième ordre....................................................................... 22 4.1.5.1. Constitution ..................................................................................................... 22 4.1.5.2. Fonction de transfert........................................................................................ 22 4.1.5.3. Forme générale................................................................................................ 22 4.1.5.4. Tracés .............................................................................................................. 22 4.1.6. Filtre passe-bande................................................................................................... 24 4.1.6.1. Constitution ..................................................................................................... 24 4.1.6.2. Fonction de transfert, forme générale ............................................................. 25 4.1.6.3. Déterminations et caractérisations .................................................................. 25 4.1.6.3.1. Pulsations de coupure............................................................................... 25 4.1.6.3.2. Sélectivité du filtre ................................................................................... 26 4.1.6.4. Passe bande RLC............................................................................................. 26 4.1.6.5. Passe bande par association d’un passe haut et d’un passe bas ...................... 27 4.1.6.6. Pont de Wien ................................................................................................... 28 4.1.7. Filtre réjecteur de bande : le circuit bouchon ......................................................... 28 4.1.7.1. Constitution ..................................................................................................... 28 4.1.7.2. Fonction de transfert........................................................................................ 28 4.1.7.3. Forme générale................................................................................................ 28 4.1.7.4. Tracés .............................................................................................................. 28 4.1.8. Passe tout................................................................................................................ 30 4.1.8.1. Fonction........................................................................................................... 30 4.1.8.2. Montage........................................................................................................... 30 4.1.8.3. Fonction de transfert........................................................................................ 30 4.1.8.4. Forme générale................................................................................................ 31 4.1.8.5. Application: ligne à retard............................................................................... 31 4.1.9. Tableau des formes canoniques.............................................................................. 32 4.2. Filtres passifs polynomiaux : synthèse de filtres........................................................... 33 4.2.1. Description de la démarche .................................................................................... 33 4.2.2. Normalisation ......................................................................................................... 33 4.2.2.1. Normalisation en fréquence ............................................................................ 33 Passe-bas normalisé.............................................................................................. 34 4.2.2.2. Normalisation des impédances........................................................................ 34 4.2.2.3. Application : normaliser ce filtre .................................................................... 34 4.2.2.4. Universalité du filtre passe bas........................................................................ 35 4.2.3. Fonctions de transfert de filtres analytiques........................................................... 40 4.2.3.1. Détermination d’une fonction de transfert de Butterworth ............................. 41 4.2.3.2. Détermination d’une fonction de transfert de Chebycheff.............................. 43 4.2.3.3. Détermination d’une fonction de transfert de Bessel ...................................... 46 4.2.3.4. Comparaison des réponses de plusieurs types de filtre ................................... 47 4.2.4. Déterminations des éléments du filtre passe-bas universel .................................... 48 4.2.4.1. Structure en T et matrice admittance............................................................... 48 4.2.4.2. Utilisation ........................................................................................................ 48 4.2.4.2.1. Filtres d’ordre pair.................................................................................... 49 4.2.4.2.2. Filtres d’ordre impair ............................................................................... 49 4.2.4.3. Récapitulatif .................................................................................................... 50 4.2.5. Dénormalisation ..................................................................................................... 50 4.3. Filtres actif..................................................................................................................... 51 4.3.1. Dénormalisation ..................................................................................................... 51 4.3.2. Structure du premier ordre ..................................................................................... 52 4.3.2.1. Passe-bas inverseur ......................................................................................... 52 4.3.2.2. Passe-bas non inverseur .................................................................................. 52 4.3.2.3. Passe-haut........................................................................................................ 52 4.3.3. Structure du deuxième ordre .................................................................................. 53 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 4 4.3.3.1. Passe-bas ......................................................................................................... 53 4.3.3.2. Passe-haut........................................................................................................ 53 4.3.3.3. Passe-bande ..................................................................................................... 53 4.3.3.4. Réjecteur.......................................................................................................... 54 4.3.3.5. Structure de Rauch .......................................................................................... 54 4.3.3.5.1. Structure passe-bas de Rauch................................................................... 55 4.3.3.5.2. Structure passe-haut de Rauch ................................................................. 56 4.3.3.5.3. Structure passe-bande de Rauch............................................................... 57 4.3.3.6. Structure de Sallen-key ................................................................................... 58 4.3.3.6.1. Structure passe-bas de Sallen-key ............................................................ 59 4.3.3.6.2. Structure passe-haut de Sallen-key .......................................................... 60 4.3.3.6.3. Structure passe-bande de Sallen-key........................................................ 61 5. Memo Butterworth - Tchebycheff - Bessel.......................................................................... 62 Bibliographie............................................................................................................................ 64 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 5 1. ROLE Il n’est pas un système électronique qui ne fasse appel à, au moins, un filtre. La plupart en comporte en grande quantité. Le filtrage est une forme de traitement de signal, obtenu en envoyant le signal à travers un ensemble de circuits électroniques, qui modifient son spectre de fréquence et/ou sa phase et donc sa forme temporelle. Il peut s‘agir soit : - d’éliminer ou d’affaiblir des fréquences parasites indésirables d’isoler dans un signal complexe la ou les bandes de fréquences utiles. Applications : f systèmes de télécommunication (téléphone, télévision, radio, transmission de données…) f systèmes d’acquisition et de traitement de signaux physiques (surveillance médicale, ensemble de mesure, radars… ) f alimentation électrique…. 2.DIFFERENTS TYPES DE FILTRES On classe les filtres en deux grandes familles : ANALOGIQUE et NUMERIQUE. Les filtres numériques sont réalisés à partir de structure intégrée microprogrammable (DSP). Ils sont totalement intégrables, souples et performants. Ils sont utilisés chaque fois que c’est possible. Ils sont pour l’instant limités à des fréquences pas trop élevées ( < 100MHz ). On ne les utilisera pas si on doit limiter la consommation et ils nécessitent un pré-filtrage pour éviter le repliement spectral avant la numérisation du signal et un post-filtre de lissage. Les filtres analogiques se divisent eux mêmes en plusieurs catégories : - les filtres passifs qui font appels essentiellement à des inductances de haute qualité et des condensateurs. Jusque dans les années 70, c’était les seuls filtres conçus. Ils sont actuellement utilisés pour les hautes fréquences. (utilisation de quartz) - les filtres actifs sont constitués de condensateurs, de résistances et d’éléments actifs qui sont essentiellement des AIL. Ils sont moins encombrants, faciles à concevoir et moins coûteux que les filtres passifs mais restent limités en fréquence ( < 1MHz à cause de l’AIL). Ils consomment plus et nécessitent une source d’alimentation. Remarque : Depuis le début des années 80 sont apparus des filtres actifs à capacité commutée. Ils permettent de programmer la fréquence de coupure et d’être intégrable. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 6 TYPE COMPOSANTS Filtre numérique Circuits logiques intégrés Filtres passifs Circuit discret L et C, Composants piézoélectriques (quartz) Filtres actifs Filtres à capacité commutée AIL, R et C SPECIFITES f Signaux numérisés f F < 100MHz f convient en grande série f entièrement programmable f F élevée f pas d’alimentation f non intégrable f F < 1 MHz f besoin d’alimentation f tension filtrée faible < 12V f F < qq MHz AIL, Interrupteur commandé MOS, f besoin d’alimentation R et C intégré f intégrable f fréquence programmable 2.1.Filtres à capacité commutée Un des plus connus est le MF10 Phase 1 :S1 fermé, S2 ouvert : u c = v1 et Q1 = C ⋅ v1 Phase 2 :S1 ouvert, S2 fermé : u c = v 2 et Q2 = C ⋅ v 2 Sur un cycle (une période de la fréquence de commutation des interrupteurs), il a circulé entre 1 ∆Q v1 et v 2 ∆Q = Q1 − Q2 ; or i = . ∆Q = C (v1 − v 2 ) et ∆t = on a alors i = C (v1 − v 2 ) f ∆t f 1 1 donc v1 − v 2 = i ⋅ = Req ⋅ i avec Req = .Si f varie, alors Req varie : cela va nous Cf Cf permettre de réaliser des filtres adaptatifs. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 7 2.2.Calculateur Le cœur du montage peut être composé d’un DSP, d’un microprocesseur ou d’une structure câblée (FPGA ou CPLD). Contraintes : 1 • Respect du théorème de Shannon ( Te = ) fe • Le temps de calcul Tc doit être plus petit que Te . Plus Tc se rapproche de Te , plus on déphase la sortie vis-à-vis du signal d’entrée. 3.RAPPELS SUR LA THEORIE DU FILTRAGE 3.1.Notion de fonction de transfert V1 V2 H Le comportement d’un filtre est défini par l’étude fréquentielle de la fonction de transfert entre la tension de sortie et la tension d’entrée du filtre H ( jω ) = V2 V1 H dB = 20•log V2 V1 ϕ = Argument [H ( jω )] 3.2.Notion de fonction d’atténuation Parfois, on préfère définir un filtre par rapport à l’atténuation qu’il amène sur la grandeur d’entrée : A( jω ) = 1 V1 = H ( jω ) V 2 3.3.Filtre réel – Gabarit Un filtre idéal présente : - un affaiblissement nul dans la bande de fréquence que l’on désire conserver (Bande passante) - un affaiblissement infini dans la bande que l’on désire éliminer (Bande atténuée) Il est impossible pratiquement de réaliser de tels filtres. Aussi se contente-t-on d’approcher cette réponse idéale en : - conservant l’atténuation A inférieure à Amax dans la bande passante - conservant l’atténuation A supérieure à Amin dans la bande atténuée Cela conduit ainsi à définir un gabarit définissant des zones interdites et des zones dans lesquelles devront impérativement se situer les graphes représentant l’atténuation du filtre en fréquence. Suivant le type de réponse que l’on désire obtenir, on est amené à définir 4 familles de filtres : Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 8 Passe-bas Passe-haut A(dB) A(dB) f fp f fa fa Passe-bande fp Coupe-bande A(dB) A(dB) f fa- fP- fP+ f fa+ fP- fa- fa+ fP+ 3.4.Notion de sélectivité et de bande relative Au lieu de conserver explicitement les fréquences frontières comme paramètres de calcul, il est plus simple et plus parlant de leur substituer les paramètres équivalents (mais sans dimension ) que sont la sélectivité k et la largeur de bande relative B. Bande relative B Fréquence de référence Type de filtre Sélectivité k Passe-bas fp fa fp Passe-haut fa fp fa Passe-bande f p+ − f p− f a+ − f a− f p+ − f p− fo fo Coupe-bande f a+ − f a− f p+ − f p− f a+ − f a− fo fo Pour un filtre très sélectif, k tend vers 1. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 9 3.5.Notion de temps de propagation de groupe Il est défini par : τ= dϕ dω Il caractérise le retard apporté par le filtre sur les différents harmoniques du signal d’entrée. Pour ne pas apporter de distorsion, il faut que chaque harmonique soit déphasé de ϕ proportionnel à ω . Remarque : pour un signal audio, il faut qu’il soit constant 3.6. Représentation en diagramme de Bode 3.6.1. Convention de la représentation Elles sont au nombre de deux : • l’échelle des fréquences ou des pulsations est logarithmique • la courbe de module est graduée en décibels : db ( H dB = 20•log V2 ) V1 3.6.2. Graduation logarithmique de la fréquence Dans ce type de graduation il y a autant de distance entre 1 et 2 qu’entre 2 et 4 et qu’entre 20 et 40. Dans ce type de graduation, le 0 n’apparaît jamais, il est rejeté à l’infini à gauche. On peut graduer cet abscisse en fréquence, en pulsation, en pulsation réduite ou en p. 3.6.3. Représentation sur des échelles semi-log Le module en décibel et l’argument sont représentés sur du papier semi logarithmique : graduation linéaire en ordonnée et logarithmique en abscisse. Mais en réalité, le fait de tracer la relation H dB = 20•log V2 va conférer au système une représentation « log - log ». V1 3.6.4. Représentation sur des échelles semi-log Ce type de représentation représente un double avantage : • Elle permet de faire une compression des données en préservant la représentation des faibles valeurs. • Tout monôme ( f ( x ) = ax n ) se représente par une droite dont la pente dépend de son degré. On profite également des propriétés du log en ordonnée, le produit se traduisant par une somme : les sommes graphiques sont très faciles à traiter. 3.6.5. Caractéristique de l’argument Elle n’est pas touchée en ordonné, l’abscisse est toujours logarithmique. La propriété de l’argument (argument de A.B=arg A+ arg B) se traduit par une somme graphique dans bode. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 10 4. FILTRE PASSIF 4.1. Filtre passif pédagogique 4.1.1. Filtre passe bas 4.1.1.1. Constitution 4.1.1.2. Fonction de transfert Vs Ve Vs = 1 1 + jRCω = 1 L ω R 4.1.1.3. Forme générale Ve Vs Ve 1+ j A = 1+ j ω ω0 . Par identification on trouve : A = 1 et ω 0 = R 1 ou ω 0 = . RC L 4.1.1.4. Représentation Module : Vs Ve 1 = 2 ⎛ω ⎞ 1 + ⎜⎜ ⎟⎟ ⎝ ω0 ⎠ ⎛ Vs ⎞ ⎛ω⎞ ⎛ω ⎞ Argument : ϕ = arg⎜ ⎟ = arctg (0 ) − arctg ⎜⎜ ⎟⎟ = − arctg ⎜⎜ ⎟⎟ ⎜ Ve ⎟ ⎝ ω0 ⎠ ⎝ ω0 ⎠ ⎝ ⎠ 4.1.1.5. Le module ⎞ ⎛ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎡ ⎛ω ⎡ ⎛ ω ⎞2 ⎤ Vs 1 1 ⎟ ⎜ En décibel : = −20 ⋅ ⋅ log ⎢1 + ⎜⎜ ⎟⎟ ⎥ = −10 log ⎢1 + ⎜⎜ = 20 log 2 ⎟ ⎜ 2 Ve ⎢⎣ ⎝ ω 0 ⎢⎣ ⎝ ω 0 ⎠ ⎥⎦ ⎞ ⎛ ω db ⎜ 1+ ⎜ ⎟ ⎟ ⎜ω ⎟ ⎟ ⎜ ⎝ 0⎠ ⎠ ⎝ Vs Limite en 0 : lim = 0 : on a une asymptote horizontale à − 0db . ω →0 V e ⎞ ⎟⎟ ⎠ 2 ⎤ ⎥ ⎥⎦ db Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 11 Limite à l’infini : lim ω →∞ Vs Ve ⎛ω = −∞ : ≈ − 10 log⎜⎜ Ve ω → ∞ ⎝ ω0 db Vs db 2 ⎞ ⎛ω ⎟⎟ = −20 log⎜⎜ ⎠ ⎝ ω0 ⎞ ⎟⎟ ⎠ Si on parcourt une décade : de ω à 10ω : ⎛ω ⎞ ω : − 20 log⎜⎜ ⎟⎟ ω0 ⎝ ω0 ⎠ 10ω ⎛ω ⎞ ⎛ω ⎞ ⎛ 10ω ⎞ ⎟⎟ = −20 log⎜⎜ ⎟⎟ − 20 log 10 = −20 log⎜⎜ ⎟⎟ − 20 : − 20 log⎜⎜ ω0 ⎝ ω0 ⎠ ⎝ ω0 ⎠ ⎝ ω0 ⎠ Le passage d’une décade à l’autre retire 20db à l’asymptote : nous avons une asymptote à − 20db / décade Remarque : - si on multiplie par 2 la fréquence, la pente est la même mais s’exprime par − 6db / octave = −20db / décade . - La droite asymptotique passe par 0db pour Pour la courbe réelle : pour Vs ω = 1, ω0 Ve db ω = 1 (mais pas la courbe réelle). ω0 ⎛ 1 ⎞ = − 10 log(2 ) = 20 log⎜ ⎟ = −3db ⎝ 2⎠ 4.1.1.6. L’argument Limite en 0 : lim ϕ = 0 : on a une asymptote horizontale en 0 ω →0 Pour ω π = 1, ϕ = − ω0 4 Limite à l’infini : lim ϕ = − ω →∞ π 2 : on a une asymptote horizontale en − π 2 . 4.1.1.7. Tracés H ( jω ) dB arg H ( jω ) Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P log ω log ω 12 4.1.1.8. Pulsation de coupure Dans la pratique, la coupure n’est pas aussi nette que dans les filtres idéaux. On considère que la pulsation de coupure est atteinte si l’atténuation a diminué d’un certain nombre de db par rapport au plateau. Par référence aux filtres du premier ordre, le calcul de la pulsation de coupure ω c se fait, sauf précision contraire, pour une atténuation de − 3db . H ( jω c ) dB = Vs Ve = db à ωc Vs Ve − 3db . db au plateau Vs Cela revient au calcul suivant sans les décibels : Vs Ve 2 = 2 Ve ωc plateau 2 . Si la coupure est calculée à − 6db , la division sera par 4 au lieu de 2. On ne doit pas confondre coupure et cassure. Pour un premier ordre : Vs Vs = 1 Ve 2 1 = : on en tire que 2 ⎛ ωc ⎜⎜ ⎝ ω0 2 ⎞ ⎟⎟ = 1 , c-a-d que ω c = ω 0 . ⎠ = 2 2 ⎛ ⎞ ω db à ωc 1 + ⎜⎜ c ⎟⎟ ⎝ ω0 ⎠ Dans un premier ordre, pulsations de coupure ( ω c ) et cassure ( ω 0 ) sont confondues. Pour les Ve plateau filtres d’ordre supérieur, ω c < ω 0 . Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 13 4.1.2. Filtre passe bas du deuxième ordre RLC 4.1.2.1. Constitution 4.1.2.2. Fonction de transfert Vs Ve 1 jCω = R + jLω + 1 jCω = 1 1 + jRCω − LCω 2 4.1.2.3. Forme générale A ω ⎛ ω ⎞ ⎟ +⎜ j 1 + 2mj ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ 2 Par identification on obtient : m: coefficient d’amortissement et ω 0 est la pulsation propre. On remarque que L et C règle ω 0 et que si R est variable de 0 à l’infini ω 0 et m sont pratiquement indépendants. 4.1.2.4. Étude du polynôme du dénominateur 4.1.2.4.1. Factorisation 2 ⎞ ω ω ⎟⎟ + 2mj + 1 est un polynôme du second degré en j que l’on peut chercher à ω0 ω0 ⎠ ⎛ ω ⎞⎛ ω ⎞ ⎟⎟ , avec ω1 et ω2 réels. Par identification , on factoriser sous la forme ⎜⎜1 + j ⎟⎟⎜⎜1 + j ω ω 1 2 ⎝ ⎠⎝ ⎠ ⎛ω − ⎜⎜ ⎝ ω0 ( ) montre que : ω1, 2 = ω 0 m ± m 2 − 1 si m ≥ 1 . Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 14 Si m ≥ 1 , ω 0 = ω1ω 2 est la moyenne géométrique de ω1 et ω2 . Sur une échelle logarithmique, ω1 et ω2 seront placés de part et autre de ω 0 et de façon symétrique. 4.1.2.4.2. Intérêt de la factorisation Vs 1 1 ⋅ Si m ≥ 1 , on peut écrire : = . ω ω Ve 1+ j 1+ j ω1 ω2 2 2 ⎛ ⎛ ⎛ ω ⎞ ⎞⎟ ⎛ ω ⎞ ⎞⎟ ⎜ ⎜ Soit en décibel : = − 20 log⎜ 1 + ⎜⎜ ⎟⎟ ⎟ − 20 log⎜ 1 + ⎜⎜ ⎟⎟ ⎟ . Ve ⎜ ⎜ ⎝ ω 2 ⎠ ⎟⎠ ⎝ ω1 ⎠ ⎟⎠ db ⎝ ⎝ Pour le module en db on peut additionner deux courbes du premier ordre dont on peut donner les diagrammes asymptotiques. Vs Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 15 ⎛ Vs Pour l’argument on a : ϕ = arg⎜ ⎜ Ve ⎝ Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P ⎞ ⎟ = − arctg ⎛⎜ ω ⎞⎟ − arctg ⎛⎜ ω ⎜ω ⎜ω ⎟ ⎟ ⎝ 2 ⎝ 1⎠ ⎠ ⎞ ⎟⎟ : ⎠ 16 4.1.2.4.3. Surtension Si m < 1 on ne peut pas factoriser, on ne peut travailler qu’avec un diagramme asymptotique à deux asymptotes (horizontale à − 0db et puis une droite à − 40db / décade ). On constate que, suivant les valeurs de m, on peut assister à une surtension en sortie due à des conditions de fonctionnement proches d’un phénomène de résonance. Remarque : ⎛ Vs si on prend ω = ω 0 , alors ⎜ ⎜ Ve ⎝ ⎞ ⎟ = ⎟ ⎠ ω =ω 0 1 1 + 2mj ω ⎛ω −⎜ ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎞ ⎟⎟ ⎠ 2 = 1 2mj 1 alors la valeur efficace de Vs > Ve . On aura 2 aussi Vs et Ve en quadrature. On peut alors extraire m : on remarque que pour On peut constater que si m < 1 Ve . En pratique, le détection de 2 signaux en quadrature 2 Vs est facile, ce qui permet en un point de mesure de déterminer ω 0 et m . cette pulsation m = Pour étudier le phénomène de surtension, il suffit d’analyser les variations de notre fonction de transfert et de détecter un extremum. On montre que cette surtension est possible si Vs 1 1 = m≤ , il a lieu pour ω = ω max = ω 0 1 − 2m 2 et ce maximum vaut . 2 Ve 2 2 m 1 − m ω =ω max Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 17 En récapitulatif : m 0 Décomposable non 1 2 non non non oui ω1 ω0 ω2 ω0 Surtension oui oui ωmax ω0 ω0 1 − 2m Maximum ∞ Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P oui 2 1 2m 1 − m 2 ∞ 1 non non oui ( ω (m + ) − 1) ω0 m − m − 1 0 2 m2 non oui 0 ∞ non 0 1 18 4.1.3. Filtre passe bas du deuxième ordre par la mise en cascade de 2 premier ordre 4.1.3.1. Constitution 4.1.3.2. Fonction de transfert Vs 1 On montre que = Ve 1 + 3 jRCω + ( jRCω )2 3 1 A on trouve : ω 0 = Par identification à et m = . 2 RC 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟⎟ + ⎜⎜ j 1 + 2mj ω0 ⎝ ω0 ⎠ On peut donc le mettre sous la forme : Vs 3− 5 1 1 3+ 5 ⋅ = avec de ω1 = et ω2 = . ω ω 2 RC Ve 2 RC 1+ j 1+ j ω1 ω2 4.1.3.3. Tracés Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 19 4.1.4. Filtre passe haut du premier ordre 4.1.4.1. Constitution 4.1.4.2. Fonction de transfert Vs jRCω = Ve 1 + jRCω L ω R = L Ve 1+ j ω R Vs j Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 20 4.1.4.3. Forme générale ω ω0 1 R = ou ω 0 = . . Par identification on trouve : A = 1 et ω 0 = ω Ve RC L 1+ j ω0 Vs A. j 4.1.4.4. Tracés ⎛ Vs Argument : ϕ = arg⎜ ⎜ Ve ⎝ Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P ⎞ π ⎟ = − arctg ⎛⎜ ω ⎜ω ⎟ 2 ⎝ 0 ⎠ ⎞ π ⎟⎟ . Il suffit d’ajouter au terme d’un passe bas. 2 ⎠ 21 4.1.5. Filtre passe haut du deuxième ordre 4.1.5.1. Constitution 4.1.5.2. Fonction de transfert Vs Ve = − LCω 2 1 + jRCω − LCω 2 4.1.5.3. Forme générale Vs Ve = ⎛ ω ⎞ ⎟⎟ A.⎜⎜ j ω 0 ⎠ ⎝ 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ 2 . Par identification on trouve : A = 1 et ω 0 = 1 LC et m = R C . 2 L 4.1.5.4. Tracés Vs Ve db ⎛ω = 40 log⎜⎜ ⎝ ω0 ⎡⎛ ⎞ ⎛ω ⎟⎟ − 10 log ⎢⎜1 − ⎜⎜ ⎢⎜ ⎝ ω 0 ⎠ ⎢⎣⎝ ⎞ ⎟⎟ ⎠ 2 2 ⎞ ⎟ + 4m 2 ⎛⎜ ω ⎜ω ⎟ ⎝ 0 ⎠ 2⎤ ⎞ ⎥ ⎟⎟ ⎠ ⎥⎥ ⎦ C’est la somme du passe bas du deuxième ordre avec une droite de + 40db / décade passant par 0db pour ω = 1. ω0 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 22 Pour l’argument, le numérateur amène un déphasage de π par rapport au filtre passe bas du deuxième ordre. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 23 Pour différentes valeurs de m on obtient : 4.1.6. Filtre passe-bande 4.1.6.1. Constitution Les filtres passe-bande sont constitués de deux parties : - une partie qui fait chuter la tension de sortie à basse fréquence, - une partie qui fait chuter la tension de sortie à haute fréquence. On pourra avoir un passe-bande avec : - un circuit RLC, - une association en cascade d’un passe-haut et d’un passe-bas, - des montages spécifiques. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 24 4.1.6.2. Fonction de transfert, forme générale Vs Ve j = A ω ω0 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ 2 4.1.6.3. Déterminations et caractérisations 4.1.6.3.1. Pulsations de coupure La bande passante est la plage des fréquences ou de pulsations comprise entre les fréquences ou les pulsations de coupure. Ces deux valeurs marquent la bande passante du filtre. Vs Les pulsations de coupure sont calculées à partir de la valeur maximale de . Ve La pulsation ω max permettant d’accéder au maximum s’obtient en transformant Vs Ve = A ω0 ω + 2m + j jω ω0 Vs Ve : A = ⎛ ω ω0 ⎞ ⎟⎟ + 2m − j ⎜⎜ ω ω ⎝ 0 ⎠ ⎛ Vs ⎞ A = ω 0 , alors ⎜ ⎟ = . ⎜ Ve ⎟ ⎝ ⎠ ωmax 2m Le maximum est atteint pour ω = ω max La calcul des pulsations de coupure ω Ci se fait généralement à − 3db . Ainsi on a : Vs Vs 2 = A2 Ve = 2 plateau = A2 . 8m 2 2 2 ⎛ ω Ci ω 0 ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ + 4m 2 − ⎝ ω 0 ω Ci ⎠ Par résolution de l’équation (équation du 2nd ordre) on obtient : Ve ω Ci ω C1 = ω 0 ( (1 + m ) − m) et ω 2 C2 = ω0 ( (1 + m ) + m) 2 On peut remarquer que : ω C1ω C 2 = ω 0 . Le maximum se produit pour la moyenne géométrique des 2 pulsations de coupure. 2 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 25 4.1.6.3.2. Sélectivité du filtre Une grandeur importante pour un filtre passe bande est sa sélectivité. Elle est notée par le ω0 ω0 1 coefficient de qualité Q = = = 2 2 ω C 2 − ω C1 ω 0 1 + m + m − ω 0 1 + m − m 2m (( ) (( ) ) ) 4.1.6.4. Passe bande RLC On a la fonction de transfert : Vs R jRCω = = 1 Ve 1 + jRCω − LCω 2 R + jLω + jCω j Par identification à la forme canonique : A ω0 = 1 LC , m= ω ω0 ω ⎛ ω⎞ +⎜ j ⎟ 1 + 2mj ω0 ⎜⎝ ω0 ⎟⎠ 2 on a : C R C = 2m . et A = R L 2 L Toutes les courbes passent au point 0db pour ω = 1 : c’est la résonance série de courant où ω0 les impédances de L et C s’annulent réciproquement, l’ensemble L et C se comportent comme un fil et Vs = Ve . Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 26 Toutes les courbes n’ont pas le même diagramme asymptotique. Par exemple, si m ≥ 1 , on peut écrire : Vs 2mj = ω ω0 ⎛ ω ⎞⎛ ω ⎞ ⎜⎜1 + j ⎟⎟⎜⎜1 + j ⎟ ω1 ⎠⎝ ω 2 ⎟⎠ ⎝ Pour m = 2 , on a un système à quatre asymptotes : Ve ) ( avec ω1, 2 = ω 0 m ± m 2 − 1 . 4.1.6.5. Passe bande par association d’un passe haut et d’un passe bas On obtient la fonction de transfert suivante : Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P Vs Ve = jRCω 1 + 3 jRCω + ( jRCω ) 2 . 27 j Par identification à la forme canonique : A avec : ω 0 = ω ω0 ω ⎛ ω⎞ 1 + 2mj +⎜ j ⎟ ω0 ⎜⎝ ω0 ⎟⎠ 2 3 1 , m = et A = 1 . RC 2 4.1.6.6. Pont de Wien On obtient la fonction de transfert suivante : Vs jRCω = 1 + 3 jRCω + ( jRCω ) de transfert résultant de l’ association d’un passe haut et d’un passe bas. Ve 2 ; c-a-d la fonction 4.1.7. Filtre réjecteur de bande : le circuit bouchon 4.1.7.1. Constitution 4.1.7.2. Fonction de transfert Vs Ve = − LCω 2 + 1 L 1 + j ω − LCω 2 R 4.1.7.3. Forme générale A ⎛ ω ⎞ ⎟⎟ 1 + ⎜⎜ j ω 0 ⎠ ⎝ 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ 2 Par identification à la forme canonique on obtient : : ω 0 = 1 LC , m= 4.1.7.4. Tracés Les diagrammes ci-dessous on été calculés pour m = 1 . La valeur à − ∞ . Le coefficient de qualité Q = Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P ω0 ω c 2 − ω c1 ≅ 0,5 = 1 L et A = 1 . 2R C ω = 1 est en réalité à ω0 1 . 2m 28 L’argument : Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 29 4.1.8. Passe tout 4.1.8.1. Fonction On cherche à déphaser le signal de sortie par rapport au signal d'entrée. 4.1.8.2. Montage 4.1.8.3. Fonction de transfert 1 ⎛ ⎜ jCω Vs = V1 − V2 = Ve ⋅ ⎜ ⎜ 1 ⎜R+ jCω ⎝ Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P ⎞ ⎛ ⎟ ⎜ R ⎟ −V ⋅⎜ ⎟ e ⎜ 1 ⎟ ⎜R+ jCω ⎠ ⎝ ⎞ ⎟ ⎟ = V ⋅ ⎛⎜ 1 − jRCω ⎞⎟ e ⎜ ⎟ ⎟ ⎝ 1 + jRCω ⎠ ⎟ ⎠ 30 Dont on tire: Vs = 1 = cste Ve ⎛ Vs ⎞ Arg ⎜ ⎟ = −2 ⋅ arctan(R ⋅ C ⋅ ω ) = ϕ ⎜ Ve ⎟ ⎝ ⎠ La tension de sortie est donc déphasée par rapport à la tension d'entrée. 4.1.8.4. Forme générale ω ω0 A ω 1+ j ω0 1− j 4.1.8.5. Application: ligne à retard Si le signal d'entrée est périodique de fréquence f, si sa décomposition en série de Fourier est telle que les harmoniques les plus significatives s'arrêtent au rang i et enfin si 1 ω iω = i 2πf << , on a alors ϕ ≅ −2 RCω = − . Avec : RC ω' ve (t ) = E 0 + E1 sin (ωt + θ1 ) + E 2 sin (2ωt + θ 2 ) + ... + Ei sin (iωt + θ i ) On a : ω⎞ ω⎞ ω⎞ ⎛ ⎛ ⎛ v s (t ) = E 0 + E1 sin⎜ ωt + θ1 − ⎟ + E 2 sin⎜ 2ωt + θ 2 − 2 ⎟ + ... + Ei sin ⎜ iωt + θ i − i ⎟ ω' ⎠ ω' ⎠ ω' ⎠ ⎝ ⎝ ⎝ ⎛ ⎛ ⎞ ⎛ ⎛ ⎞ ⎛ ⎛ ⎞ 1⎞ 1⎞ 1⎞ = E 0 + E1 sin ⎜⎜ ω ⎜ t − ⎟ + θ1 ⎟⎟ + E 2 sin ⎜⎜ 2ω ⎜ t − ⎟ + θ 2 ⎟⎟ + ... + E i sin ⎜⎜ iω ⎜ t − ⎟ + θ i ⎟⎟ ⎝ ⎝ ω' ⎠ ⎠ ⎝ ⎝ ω' ⎠ ⎠ ⎝ ⎝ ω' ⎠ ⎠ 1 = 2 RC : v s (t ) = v e (t − 2 RC ) On constate que le signal de sortie est décalé dans le temps de ω' Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 31 4.1.9. Tableau des formes canoniques Type Passe bas du 1er ordre Forme canonique A 1+ j Passe bas du 2nd ordre m: coefficient d’amortissement ω ω0 A ω ⎛ ω ⎞ ⎟ +⎜ j 1 + 2mj ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ Passe haut du 1er ordre ω ω0 ω 1+ j ω0 Passe haut du 2nd ordre ⎛ ω ⎞ ⎟⎟ A.⎜⎜ j ⎝ ω0 ⎠ Passe bande Facteur de qualité Q = ω0 A. j A ω c 2 − ω c1 ω0 ω c 2 − ω c1 A 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ ⎛ ω ⎞ ⎟⎟ 1 + ⎜⎜ j ω 0 ⎠ ⎝ 2 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ 2 ω ω0 A ω 1+ j ω0 Passe tout 1− j 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ peut se mettre sous la forme : +⎜ j Le terme 1 + 2mj ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ ) ( 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ ω j ω0 Coupe bande (réjecteur) Facteur de qualité Q = 2 ⎛ ω ⎞⎛ ω ⎞ ⎜⎜1 + j ⎟⎟⎜⎜1 + j ⎟ avec ω1 ⎠⎝ ω 2 ⎟⎠ ⎝ ω1, 2 = ω 0 m ± m 2 − 1 si m ≥ 1 . De plus, si m ≤ 1 2 alors on montre pour que pour un passe bas ou un passe haut du 2nd ordre il va y avoir une surtension en sortie à ω max = ω 0 1 − 2m 2 : Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P Vs Ve = ω =ω max 1 2m 1 − m 2 . 32 4.2.Filtres passifs polynomiaux : synthèse de filtres Le but est d’être capable de dimensionner, suivant un gabarit de filtre donné, un filtre soit avec des composants passifs, soit avec des composants actifs (respectivement filtres dit ‘passifs’ et filtres dit ‘actifs’). Cela permet de choisir le type de réponse du filtre de telle sorte qu’il s’adapte au mieux aux besoins. 4.2.1.Description de la démarche Normalisation du filtre Choix du type de réponse Calcul de la transmittance normalisée Choix du type de filtre (passif ou actif) Dimensionnement du filtre normalisé Dé-normalisation 4.2.2. Normalisation 4.2.2.1. Normalisation en fréquence Elle consiste à choisir comme unité de fréquence, non plus le Hertz, mais une fréquence de référence associée au gabarit. On utilise généralement la fréquence de coupure : - fp pour les filtres passe-bas - fa pour les filtres passe-haut - fo pour les filtres passe-bande et coupe-bande On essaie le plus souvent possible de symétriser les gabarits des filtres coupe-bande et passebande. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 33 Passe-bas normalisé A(dB) f 1 1 k 4.2.2.2. Normalisation des impédances Chaque domaine de l’électronique possède son impédance caractéristique : • signal d’instrumentation : 50Ω • télévision : 75Ω • téléphone RTC : 600Ω On va normaliser les différents éléments passifs du filtre par rapport à cette impédance caractéristique. R ; Ru ( = Rc résistance de charge du a) Résistance : on remplace R par rn = Ru filtre) correspond au domaine utilisé. Lω 0 L = . b) Inductance : la normalisation se fait à ω 0 et par rapport à Ru : λ n = Ru Lu Lω En effet, on peut définir une self unité u 0 = 1 . Ru C . c) Capacité : la normalisation se fait à ω 0 et par rapport à Ru : γ n = CRu ω 0 = Cu 1 On définit de même une capacité unité : C u = Ru ω 0 4.2.2.3. Application : normaliser ce filtre On prend Rc = 50Ω et R1 = 50Ω , L1 = 20µH et C1 = 1nF 1 Vs 1 jCω = = 1 Ve 1 + jRCω − LCω 2 R + jLω + jCω 1 ω0 = ≅ 7,07.10 6 rad / s soit f 0 ≅ 1,125MHz LC Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 34 Lu = Cu = Ru ω0 = Ru LC ≅ 7,07 µH → λn = Ln ≅ 2,83 Lu LC ≅ 2,83nF Ru → γn = Cn ≅ 0,35 Cu 1 Ru ω 0 = ∞ Vérification : ∏γ n λn = 1 n =1 Complément : Quand R1 = Ru le facteur de surtension Q = λ n = 1 γn 4.2.2.4. Universalité du filtre passe bas L’objectif de la normalisation d’un filtre est de ramener l’étude de tout les types de filtres (passe bas, passe haut, passe bande, coupe bande) à l’étude d’un filtre passe bas afin de faciliter les calculs. C’est une simplification considérable qui justifie à elle seule que l’on recherche à représenter les spécifications d’un filtre par un gabarit simplifié symétrique. En effet, ces transformations s’appliquent aussi bien aux gabarits qu’aux fonctions de transfert et aux impédances. (on peut vérifier qu’elle ne modifie pas la sélectivité) La normalisation se fait comme définie dans le tableau ci après : Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 35 Type de filtre Passe bas Gabarit réel Normalisation Normalisation des fréquences : f ω s= j = j ω0 f0 On défini la pulsation normalisée : x= s = ω ω0 Normalisation des composants : - Soit R c la résistance de charge du filtre. - On définit les résistances normalisées (uniquement pour les circuits passifs) : R Rn = Rc Inductance et capacité unité : (uniquement pour les circuits passifs) Le changement de variable précédent impose des valeurs pour : l’inductance unité : Lu = Rc ω0 1 la capacité unité : C u = Rc .ω 0 - Inductance normalisée : λ n = - Capacité normalisée : γ n = Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P L Lu C Cu 36 Type de filtre Passe haut Gabarit réel Normalisation Pulsation normalisée : x = ω ω0 Transformation : s → S = 1 s x → X =1 x La résistance normalisée est R n : R Rn = Rc Les inductances vont se transformer en capacités, ainsi : Les capacités vont se transformer en inductances, ainsi : Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 37 Type de filtre Passe bande Gabarit réel Normalisation On définit X 1 comme : Le gabarit est symétrique (au sens des logarithmes) par rapport à f 0 ainsi : f 0 = f1 . f 2 = f '1 . f ' 2 Si elle n’est pas symétrique, on prend la contrainte la plus forte. f '1 − f 02 2 X1 = f ' 2 − f 02 2 = f '1 .( f 2 − f1 ) f ' 2 .( f 2 − f1 ) On définit ∆x (largeur de bande relative) et k (sélectivité) : f − f1 ∆x = 2 f0 f − f1 k= 2 f ' 2 − f '1 Transformation : s → S = 1 ⎛ 1⎞ ⎜s + ⎟ ∆x ⎝ s⎠ f 2 − f 02 1 1 x→X = x− = ∆x x f .( f 2 − f1 ) Cette transformation implique que : L’inductance va être changée par une capacité en série avec une inductance : La capacité va être changée par une inductance en parallèle avec une capacité : Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 38 Type de filtre Coupe bande Gabarit réel Normalisation Le gabarit est symétrique (au sens des logarithmes ) par rapport à f 0 ainsi : f 0 = f1 . f 2 = f '1 . f ' 2 On définit X 1 comme : f ' − f '1 X1 = 2 f 2 − f1 On définit ∆x : f ' 2 − f '1 ∆x = f0 ∆x 1 s+ s f .( f ' 2 − f '1 ) Transformation : s → S = x→X = ∆x = 1 −x x f 02 − f 2 Cette transformation implique que : L’inductance va être changée par une capacité en parallèle avec une inductance : La capacité va être changée par une inductance en série avec une capacité Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 39 4.2.3. Fonctions de transfert de filtres analytiques Pour un gabarit passe bas donné, il existe une infinité de solutions. Lorsque l’on veut dimensionner un filtre, on ne sait calculer analytiquement qu’un petit nombre de fonctions caractéristiques convenant à la réalisation de ce gabarit. Les différentes fonctions que l’on peut utiliser fixeront les propriétés physiques de notre filtre. Les plus connus et utilisés sont les filtres polynomiaux : la fonction de transfert de ces filtres est un polynôme (du même ordre que l’ordre du filtre). Exemples : Butterworth, Chebycheff, Legendre , Bessel. K . La fonctions de transfert sera de la forme : H ( p ) = ( p − p0 )( p − p1 )....( p − p n ) Détermination de H ( p ) : • Par calcul de pôles (ex : Butterworth) • Par récurrence (ex : Chebycheff ou Bessel) Ces filtres ne présentent pas de zéro de transmission à des fréquences finies (dans la bande passante nominale théorique du filtre). Une autre forme de fonction de transfert, les filtres elliptiques. Ils présentent des zéros de transmission à des fréquences finies. Exemple : Cauer. Applications typiques : en RTC. f Filtres de Butterworth - ordre élevé si l’on veut une grande sélectivité (pb de réalisation) pas d’ondulation dans la bande passante temps de propagation de groupe # constant (déphasage quasi linéaire) f Filtre de Tchebycheff - ordre plus petit pour une grande sélectivité si l’ordre est n, il présente n ondulations dans la bande passante temps de propagation de groupe non constant (déphasage non linéaire) f Filtre de Bessel - coupure plus douce. temps de propagation de groupe constant (déphasage linéaire) minimisation des distorsions f Filtre de Cauer - Filtre à coupure maximale Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 40 4.2.3.1. Détermination d’une fonction de transfert de Butterworth On cherche à obtenir une courbe dans la bande passante la plus plate possible : H ( p ) = D ( p ) = p n + a n −1 p n −1 + ... + a1 p + a0 Rappel sur Laplace : V ( p) K ⇒ KV E ( p ) = p n + a n −1 p n −1 + ... + a1 p + a 0 VS ( p ) . = S H ( p) = D( p ) VE ( p ) ( K . D( p ) ) ⎡ d n x(t ) ⎤ Et on rappelle que TL ⎢ = p n X ( p) . n ⎥ ⎣ dt ⎦ La courbe de gain sera maximalement plate si on peut annuler le plus grand nombre de D( p ) = p n + a0 dérivées possibles. On arrive donc à : D ( jω ) = ( jω ) + a 0 n D( jω ) = ω 2 n + a 0 on pose : a 0 = ω 0 2 2 D ( jω ) = ω 2 n + ω 0 2 D ( jω ) = ω 0 2 Avec x = ω ω0 H ( jω ) = 2n 2 H (x ) = H (s ) = 1 1 + (− js ) 2n ⎞ ⎟ = ω 2n 1 + x 2n 0 ⎟ ⎠ ( ) 1 = 2n si s = jx alors x = − js 1 + x 2n 2n ⎞ ⎟⎟ ⎠ ω 0 (1 + x 2 n ) ω p = on pose s = jx = j (variable de Laplace normalisée) ω0 ω0 K 1 + x 2n 1 2n ⎛ ⎛ω ⎜1 + ⎜ ⎜ ⎜⎝ ω 0 ⎝ 2 ⇒ H ( jx ) = n 1 1 + (− j ) s 2n = 2n 1 1 + (− 1) s 2 n n ⎛ −b ⎞ ln⎜⎜10 10 − 1⎟⎟ ⎠ Pour déterminer l’ordre du filtre : n ≥ ⎝ 2. ln ( X 1 ) Application : Butterworth d’ordre 3 H (s ) = 2 1 . Pôles 1 − s 6 = 0 ⇒ s 6 = 1 1− s6 On pose s = e jθ ; donc on cherche e j 6θ = 1 = e 0 Donc il faut : 6θ = 0 + 2kπ soit θ = Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 2kπ kπ = pour k ∈ [0;5] 6 3 41 p0 : k =0 θ =0 p1 : k =1 θ = π p3 : 3 2π k=2 θ = 3 k =3 θ =π p4 : k=4 θ = p2 : p5 : 4π 3 5π k =5 θ = 3 p0 = cosθ + j sin θ p1 = cos π π =1 p3 = 3 3 2π 2π cos + j sin 3 3 cos π + j sin π 1 3 + j 2 2 1 3 =− + j 2 2 = −1 p4 = cos 4π 4π + j sin 3 3 5π 5π cos + j sin 3 3 1 3 =− − j 2 2 1 3 =+ − j 2 2 p2 = p5 = + j sin =+ On doit choisir 3 pôles parmi ces 6 (car on doit avoir un ordre 3). On prend les pôles à partie réelle négative. D’où : 1 1 1 H (s ) = = = (s − p3 )(s − p 2 )(s − p 4 ) ⎞ (s + 1) s 2 + s + 1 ⎞⎛ ⎛ (s + 1)⎜⎜ s + 1 − j 3 ⎟⎟⎜⎜ s + 1 + j 3 ⎟⎟ 2 2 ⎠⎝ 2 2 ⎠ ⎝ ( H (s ) = ) 1 s + 2s + 2s + 1 3 2 ω 03 ω p = : H ( p) = 3 On dénormalise : s = jx = j ω0 ω0 p + 2 p 2ω 0 + 2 pω 02 + ω 03 H (x ) = 1 pour ω = ω 0 , x = 1 , x 2 n = 1 et H (1) = 1 + x 2n ont un gain de − 3db à ω = ω 0 . 1 2 : ∀ l’ordre, tous les Butterworth On peut remarquer que quelque soit l’application, les filtres de Butterworth ont toujours la même caractéristique pour un ordre donné. Il suffit donc de faire le calcul une fois pour toute pour chaque ordre. Fonctions de transmission H ( s ) = V1 V2 des filtres de Butterworth d’ordre 1 à 9 : P1 = s + 1 P2 = s2 + 2 s + 1 P3 = s3 + 2 s2 + 2 s + 1 P4 = s4 + 2,613 s3 + 3,414 s2 + 2,613 s + 1 P5 = s5 + 3,236 1 s4 + 5,236 1 s3 + 5,236 1 s2 + 3,236 1 s + 1 P6 = s6 + 3,863 7 s5 + 7,464 1 s4 + 9,141 6 s3 + 7,464 1 s2 + 3,863 7 s + 1 P7 = s7 + 4,494 0 s6 + 10,098 s5 + 14,592 s4 + 14,592 s3 + 10,098 s2+ + 4,494 0 s + 1 P8 = s8 + 5,152 8 s7 + 13,137 s6 + 21,846 s5 + 25,688 s4 + 21,846 s3+ 13,137 s2 + 5,152 8 s + 1 P9 = s9 + 5,759 s8 + 16,582 s7 + 31,163 s6 + 41,986 s5 + 41,986 s4 + 31,163 s3+ 16,582 s2 + 5,759 s + 1 Remarque: on pourrait définir un filtre de Butterworth ayant un gain réglable dans le bande 1 passante en posant H ( x ) = . Mais le table donné ci-dessus n’est donc plus valable 1 + ε 2 x 2n que pour ε = 1 . Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 42 4.2.3.2. Détermination d’une fonction de transfert de Chebycheff Le but de ce filtre est d’avoir une meilleure approximation du filtre passe-bas idéal (coupure très violente). La fonction de transfert est de la forme : H ( jx ) = 1 1 + ε 2 C n (x ) 2 avec 0 < ε ≤ 1 Cn ( x ) est obtenu par récurrence : C 0 (x ) = 1 C1 ( x ) = x C n ( x ) = 2 xC n −1 ( x ) − C n − 2 ( x ) Si x = 1 : C 0 ( x ) = 1 , C1 ( x ) = 1 , C 2 ( x ) = 2 ⋅ 1 ⋅ C1 − C 0 = 1 ,…, C n ( x ) = 1 ⇒ H (1) = 1 1+ ε 2 Donc selon ε la gain à x = 1 varie de 0 à − 3db . Pour déterminer les ondulations dans la bande passante ( 0 ≤ x ≤ 1 ) on fait un changement de variable x = cos ϕ car ∃ϕ / x = cos ϕ . C 0 (x ) = 1 C1 ( x ) = cos ϕ C n ( x ) = cos nϕ Après l’étude de ces fonctions, on arrive à la conclusion suivante : l’ordre du filtre est égal au nombre de contact à tangente nulle (exclu x = 1 ) dans la bande d’ondulation (bande passante). b ⎛ ⎞ ⎜ 10 −10 − 1 ⎟ ⎟ arg ch⎜ a − ⎜⎜ ⎟ 10 10 − 1 ⎟⎠ ⎝ Pour déterminer l’ordre du filtre : n ≥ arg ch( X 1 ) Détermination de la fonction de transfert H ( jx ) = 1 1 + ε 2 C n (x ) 2 1. on fixe ε (en fixant la bande d’ondulation) 2. on détermine C n ( x ) 3. on résout 1 + ε 2 C n ( x ) =0 2 Pour fixer ε : si H (1) db = 20 log Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 1 1+ ε 2 = − a db ( 0 < a < 3 ) alors ε = 10 a 10 −1 43 Exemple d’une fonction de transfert d’ordre 3 avec une ondulation à − 1db : On a montré que pour x = 1 alors C n ( x ) = 1 et donc H (1) = donne H (1) db = 20 log 1 1+ ε 2 C 0 (x ) = 1 = − 1db ⇒ ε = 10 1 10 1 1+ ε 2 . En décibel cela nous − 1 ≈ 0,509 C1 ( x ) = x C 2 ( x ) = 2 xC1 ( x ) − C 0 ( x ) = 2 x ⋅ x − 1 = 2 x 2 − 1 ( ) C 3 ( x ) = 2 xC 2 (x ) − C1 ( x ) = 2 x 2 x 2 − 1 − x = 4 x 3 − 3x ( 1 + ε 2 C n ( x ) = 0 ⇒ 1 + 0,509 2 ⋅ 4 x 3 − 3x 2 ( 1 + 0,509 ⋅ 16 x − 24 x + 9 x 2 6 4 2 )= 0 ) 2 =0 4,072 x 6 − 6,108 x 4 + 2,2905 x 2 + 1 = 0 = P( x ) On note notre polynôme P( x ) On obtient les 6 racines suivantes : {(± j 0,494 ) ; (0,966 ± j 0,247 ) ; (− 0,966 ± j 0,247 )}. Elles les racines complexes sont toujours accompagnées de leur conjugué car le polynôme de départ en réel. Ainsi : P( x ) = ( x − j 0,494)( x + j 0,494 ) (x + 0,966 − j 0,247 )(x + 0,966 + [ P(x ) = x 2 + (0,494) 2 j 0,247 )(x − 0,966 − j 0,247 )( x − 0,966 + j 0,247 ) ] [(x − 0,966) 2 + (0,247 ) 2 ] [(x + 0,966) 2 + (0,247 ) 2 ] P( x ) est le module au carré de polynôme en s = jx . Cherchons à obtenir les termes « jx » P (s ) = [ jx + 0,494] [ j ( x − 0,966 ) + 0,247 ] [ j ( x + 0,966 ) + 0,247 ] P(s ) = [ jx + 0,494][ jx − j 0,966 + 0,247][ jx + j 0,966 + 0,247] P(s ) = [ jx + 0,494][ jx + 0,247 − j 0,966][ jx + 0,247 + j 0,966] [ P(s ) = [ jx + 0,494] ( jx + 0,247 ) + (0,966) Sachant que s = jx il vient : [ P(s ) = [s + 0,494] [s P(s ) = (s + 0,494) (s 2 P(s ) = [s + 0,494] (s + 0,247 ) + (0,966) 2 2 2 ] ] 2 + 0,494s + (0,247 ) + (0,966) 2 + 0,494 s + 0,994 2 ) 2 ] P(s ) = s + 0,494s + 0,994 s + 0,494s + 0,224s + 0,491 3 2 2 P(s ) = s + 0,988s + 1,238s + 0,491 Voilà notre polynôme caractéristique P(s ) 3 2 Pour vérifier dans les table, on divise par 0,491 pour obtenir le terme d’ordre 0 en « +1 » P(s ) 3 2 = 2,0367 s + 2,012 s + 2,521s + 1 0,491 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 44 Pour un filtre de Tchebycheff, le polynôme du dénominateur ne dépend pas que de l’ordre du filtre mais aussi de ε , ce qui donne une infinité de solution. Il faudra donc refaire le calcul pour chaque application, ou bien prendre une valeur plus petite que le ε nécessaire à l’application. On donne ci-dessous les polynômes pour trois valeurs de ε . Fonctions de transmission H ( s ) = V1 V2 des filtres de Tchebycheff d’ordre 2 à 7 : Amax = 0,1dB ε = 0,152 62 P2 = 0,301 7 s2 + 0,715 8 s + 1 P3 = 0,610 5 s3 + 1,183 6 s2 + 1,605 2 s + 1 P4 = 1,206 9 s4 + 2,177 1 s3 + 3,170 5 s2 + 2,444 7 s + 1 P5 = 2,441 9 s5 + 4,258 6 s4 + 6,765 8 s3 + 5,853 1 s2 + 3,505 5 s + 1 P6 = 4,827 9 s6 + 8,266 2 s5 + 14,32 s4 + 13,42 s3 + 9,886 8 s2 + 4,353 6 s + 1 P7 = 9,767 7 s7 + 16,538 s6 + 31,095 s5 + 30,956 s4 + 26,423 s3 + 14,484 s2+ 5,487 s + 1 Amax = 0,5dB ε = 0,349 31 P2 = 0,659 5 s2 + 0,940 2 s + 1 P3 = 1,397 5 s3 + 1,750 6 s2 + 2,144 6 s + 1 P4 = 2,638 1 s4 + 3,158 9 s3 + 4,529 3 s2 + 2,705 3 s + 1 P5 = 5,589 s5 + 6,553 s4 + 10,38 s3 + 7,319 s2 + 4,205 8 s + 1 P6 = 10,552 s6 + 12,232 s5 + 22,918 s4 + 16,776 s3 + 12,366 s2 + 4,563 s + 1 P7 = 22,355 s7 + 25,736 s6 + 53,937 s5 + 41,792 s4 + 36,84 s3 + 16,89 s2+ 6,306 s + 1 Amax = 1dB ε = 0,508 84 P2 = 0,907 s2 + 0,995 7 s + 1 P3 = 2,035 3 s3 + 2,011 6 s2 + 2,520 6 s + 1 P4 = 3,628 s4 + 3,456 8 s3 + 5,274 9 s2 + 2,694 2 s + 1 P5 = 8,1415 s5 + 7,627 1 s4 + 13,75 s3 + 7,933 s2 + 4,726 4 s + 1 P6 = 14,512 s6 + 13,47 s5 + 28,02 s4 + 17,445 s3 + 13,632 s2 + 4,456 s + 1 P7 = 32,566 s7 + 30,06 s6 + 70,866 s5 + 46,53 s4 + 44,21 s3 + 17,866 s2+ 6,958 4 s + 1 Comportement harmonique : - pente inférieure à la pente asymptotique d’un filtre du même ordre en x = 1 - très mauvais comportement en signaux sinusoïdaux (temps de groupe non constant) Comportement impulsionel : fort dépassement. On l’emploie souvent à fréquence fixe. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 45 4.2.3.3. Détermination d’une fonction de transfert de Bessel Son principal avantage est sa phase qui est linéaire : pas de déformation pour les signaux non sinusoïdaux. Forme du filtre : H ( p ) = e −t0 p Pour déterminer le H (s ) (ou H ( p ) ) à utiliser, on fait un développement limité de coth (s ) (transformation de e s ) puis une division polynomial. Une autre méthode plus simple et plus rapide est d’utiliser la relation de récurrence. B0 (s ) = 1 B1 (s ) = 1 + s Bn (s ) = (2n − 1)Bn −1 (s ) − s 2 Bn − 2 (s ) Comme pour Butterworth, on peut remarquer que quelque soit l’application, les filtres de Bessel ont toujours la même caractéristique pour un ordre donné. Il suffit donc de faire le calcul une fois pour toute pour chaque ordre. Fonctions de transmission H ( s ) = V1 V2 des filtres de Bessel d’ordre 1 à 8 : P1 = s + 1 P2 = s2 + 3 s + 3 P3 = s3 + 6 s2 + 15 s + 15 P4 = s4 + 10 s3 + 45 s2 + 105 s + 105 P5 = s5 + 15 s4 + 105 s3 + 420 s2 + 945 s + 945 P6 = s6 + 21 s5 + 210 s4 + 1 260 s3 + 4 725 s2 + 10 395 s + 10 395 P7 = s7 + 28 s6 + 378 s5 + 3 150 s4 + 17 325 s3 + 62 370 s2+ 135 135 s + 135 135 P8 = s8 + 36 s7 + 630 s6 + 6 930 s5 + 51 975 s4 + 270 270 s3+ 945 945 s2 + 2 027 025 s + 2 027 025 P9 = s9 + 45 s8 + 990 s7 + 13 860 s6 + 135 135 s5 + 945 945 s4 + 4 729 726 s3+ 16 216 202 s2 + 34 459 432 s + 34 459 432 Pn = (2n-1) Pn-1 +s² Pn-2 Comportement harmonique : - peu de distorsion en non-sinus - moins efficace qu’un Butterworth dans la bande atténuée Comportement impulsionel : très bon comportement Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 46 4.2.3.4. Comparaison des réponses de plusieurs types de filtre La figure suivante représente les affaiblissements en bande atténuée et en bande passante de cinq filtres analytiques d’ordre 5, avec Amin = 40 dB et Amax = 1 dB. La figure suivante représente les affaiblissements de ces mêmes types de filtres en choisissant leur ordre n de façon à respecter le même gabarit d’affaiblissement : Amax = 1 dB, Amin = 40 dB, 1/k = 2. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 47 4.2.4. Déterminations des éléments du filtre passe-bas universel Une fois déterminé H (s ) répondant aux caractéristiques, il faut maintenant déterminer les éléments qui vont constituer la structure de ce filtre passe-bas « universel » (transformé de notre filtre d’application vers ce filtre passe-bas). Il e x i s t e plusieurs structures de filtre passif, nous n’étudierons et n’utiliserons que les filtres en structure en T. 4.2.4.1. Structure en T et matrice admittance On détermine alors le paramètre admittance Y 22 =(I 2 /U 2 ) pour U 1 =0. On rappelle que la matrice admittance (quadripôle équivalent du filtre) est de la forme : ⎛ I 1 ⎞ ⎛ Y11 Y12 ⎞⎛ V1 ⎞ ⎜ ⎟=⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜ I 2 ⎟ ⎜ Y21 Y22 ⎟⎜V2 ⎟ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠ Pour un filtre passif, on a toujours : Y12 = Y21 On va charger notre filtre avec l’impédance caractéristique R0 (donc 1 puisque nous sommes Y21 V ( s) sur une structure normalisée) et on arrive ainsi à V 2 ( s ) = − I 2 ( s ) ⇒ 2 =− V 1 ( s) 1 + Y22 On montre que pour H (s ) = ( ) V 2 ( s) 1 1 = = 2 V 1 ( s ) (s − p 0 )(s − p1 )....(s − p n ) N (s ) + s ⋅ D(s 2 ) ( ) avec N s 2 : polynôme regroupant toutes les puissances paires et s ⋅ D s 2 polynôme regroupant toutes les puissances impaires de (s − p 0 )(s − p1 )....(s − p n ) : 1 et - Y12 = Y21 = − s ⋅ D s2 - Y22 = N (s ) s ⋅ D (s 2 ) ( ) 2 4.2.4.2. Utilisation V 2 (s) 1 on = V 1 ( s ) (s − p 0 )(s − p1 )....(s − p n ) sépare les puissances paires et impaires et on détermine ainsi Y22 . Par divisons polynomiales A partir de la fonction de transfert du filtre H (s ) = on peut déterminer toutes les éléments de notre filtre de structure en « T ». On va distinguer 2 cas possibles : le cas ou l’ordre du filtre est pair ou s’il est impair. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 48 4.2.4.2.1.Filtres d’ordre pair Dans le cas d’un filtre d’ordre pair, Y22 est formée par un quotient de polynômes qui est le rapport entre le polynôme formé à partir de la fonction de transmission d’exposant pair divisé par le polynôme formé à partir de la fonction de transmission d’exposant impair. Y22 = polynôme formé à partir de la fonction de transmission d ' exp osant pair polynôme formé à partir de la fonction de transmission d ' exp osant impair En effectuant, les divisions successives de polynômes il vient : Y22 (s ) = γ n s + 1 λ n −1 s + 1 γ n−2 s + 1 ...λ3 s + 1 γ 2s + 1 λ1 s Le filtre normalisé devient ainsi : 4.2.4.2.2.Filtres d’ordre impair Dans le cas d’un filtre d’ordre impair, Y22 est formée par un quotient de polynômes qui est le rapport entre le polynôme formé à partir de la fonction de transmission d’exposant pair divisé par le polynôme formé à partir de la fonction de transmission d’exposant impair. Y22 = polynôme formé à partir de la fonction de transmission d ' exp osant pair polynôme formé à partir de la fonction de transmission d ' exp osant impair En effectuant, les divisions successives de polynômes il vient : Y22 (s ) = Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 1 λ n −1 s + 1 γ n−2 s + 1 ...λ3 s + 1 γ 2s + 1 λ1 s 49 or comme l’ordre du polynôme d’exposant impair est supérieur à celui de l’exposant pair, il vient que γ n = 0 . Le filtre normalisé devient ainsi : 4.2.4.3. Récapitulatif Les calculs précédents étant toujours identiques, il est possible de définir des abaques ou toutes les valeurs des γ et λ sont donnés pour un certain type de réponse de filtre. Ici, nous donnons le tableau récapitulatif des filtres de Butterworth jusqu'à l’ordre 5. Ordre Polynôme en s Y22 décomposé s+1 1 s Filtre normalisé 2 1 1 2 3 4 5 s2 + 2 s +1 s3 + 2 s2 +2s +1 s4 + 2,613 s3 + 3,414 s2 + 2,613 s +1 s5 + 3,236 1 s4 + 5,236 1 s3 + 5,236 1 s2 + 3,236 1 s +1 1 1 2 1 2 1 1 0,707 s + 1,414 s 1,414 1 0,5s + 2 1 1 0,5 1 2 1 1,3331 2 1 1,082s + 1 2 1 1,5 1 1,333s + 1,5s 0,383s + 1 2 0,7071 2 2 1 1 2 1 1,531 1 1,577 s + 1,531s 1,082 1,5771 2 1 2 1 0,3831 2 1 2 1 1 0,309s + 1 0,894s + 1,381s + 2 1 1,546 1,6941 2 1 1,694s + 2 1 1,381 0,309 0,8941 2 1 1,546s 4.2.5. Dénormalisation Il faut dans un premier temps remplacer les λn et les γ n du filtre normalisé passe bas par les λ n et les γ n du filtre normalisé considéré, ainsi un λ n du filtre normalisé passe bas devient pour un filtre passe bande une inductance de valeur ( λ n ∆x ) en série avec une capacité de valeur ( ∆x λ n ), il faut en faire de même pour les capacités,… Une fois le filtre normalisé considéré réalisé, il faut remplacer les valeurs de λn et γ n par leurs valeurs réelles qui sont respectivement : Ln = Lu .λ n et C n = C u .γ n Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 50 1 2 1 4.3. Filtres actif L’inconvénient d’un filtre actif est qu’il faut l’alimenter et se contenter de signaux d’amplitude limitée par les AIL. Le niveau de bruit et la présence de tension d’offset peuvent aussi limiter les domaines d’applications. Son avantage réside sur la possibilité de cascader plusieurs cellules élémentaires en n’ayant pas le même problème de charge qu’un filtre passif (avec un filtre actif, Re est élevé et Rs faible). On peut ainsi former un filtre d’un gabarit plus complexe. Comme pour les filtres passifs, il existe différent type de structure. Citons par exemple, les structures à quadripôles et amplificateur opérationnel, les structures de Rauch, les structures de Sallen et Key, les structures à girateur, à impédance négative et à variable d’état,… 4.3.1. Dénormalisation Contrairement aux filtres passifs, la fonction de transfert des filtres actifs est indépendante de ce que l’on connecte à ces filtres. Ainsi, la réalisation des filtres ce fait en cascadant des cellules indépendantes du premier ou du second ordre. Après avoir obtenu, la fonction de transfert équivalente passe bas normalisé, il suffit de remplacer la variable de Laplace normalisée ‘s’ ou ‘p’ par le changement de variable décrit dans le tableau n°1, en faisant attention que la valeur de remplacement est normé et que ‘s’ ou s p jω ‘p’ représente = = ω0 ω0 ω0 Par exemple pour un passe bande, il faut changer ‘p’ par : 1 ⎛ 1 ⎞ 1 ⎛ jω ω 0 ⎞ ⎜ ⎟ ou ω = 2πf ⎜⎜ p + ⎟⎟ = + ∆x ⎝ p ⎠ ∆x ⎜⎝ ω 0 jω ⎟⎠ Une fois ces changements de variables effectués, il suffit de factoriser les polynômes en polynômes de premier ou de second ordre. Exemple sur les polynôme de Butterworth : Ordre n Cellule 2 3 4 5 6 7 8 9 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 1 1 2 1 2 1 2 3 1 2 3 1 2 3 4 1 2 3 4 1 2 3 4 5 Décomposition de H ( s ) = V1 V2 s2 + 1,414 2 s + 1 s2 + 1,000 0 s + 1 s+1 s2 + 1,847 7 s + 1 s2 + 0,765 3 s + 1 s2 + 1,618 0 s + 1 s2 + 0,618 0 s + 1 s+1 s2 + 1,931 8 s + 1 s2 + 1,414 2 s + 1 s2 + 0,517 6 s + 1 s2 + 1,801 9 s + 1 s2 + 1,246 9 s + 1 s2 + 0,445 0 s + 1 s+1 s2 + 1,961 5 s + 1 s2 + 1,662 9 s + 1 s2 + 1,111 1 s + 1 s2 + 0,390 1 s + 1 s2 + 1,879 3 s + 1 s2 + 1,532 0 s + 1 s2 + 1,000 0 s + 1 s2 + 0,347 2 s + 1 s+1 51 4.3.2. Structure du premier ordre 4.3.2.1. Passe-bas inverseur V2 R 1 =− 2 ⋅ V1 R1 1 + jR2 Cω qui est bien de la forme : 1 , T=A ω 1+ j ωc R 1 avec A = − 2 et ω c = R1 R2 C V1 V2 4.3.2.2. Passe-bas non inverseur T= V2 V1 = R1 + R2 1 × R1 1 + jRCω R2 R qui est bien de la forme : 1 T=A , ω 1+ j V1 + C R1 V2 ωc avec A = 1 R1 + R2 et ωc = R1 RC 4.3.2.3. Passe-haut R jR1Cω Vs =− 2 ⋅ Ve R1 1 + jR1Cω qui est bien de la forme : ω ωc T=A ω 1+ j ωc j avec A = − V1 V2 R2 1 et ωc = R1 R1C Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 52 4.3.3. Structure du deuxième ordre 4.3.3.1. Passe-bas Vs 1 =− Ve 1 + 2 jRC 2ω + jR C1C 2 ω ( ) 2 qui est bien de la forme : A T= 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ avec A = −1 et ω c = 1 R C1C 2 C2 C1 et m = V1 V2 4.3.3.2. Passe-haut Vs 1 =− Ve 1 + 2 jCR1ω + jC R1 R2 ω ( ) 2 qui est bien de la forme : j T = A⋅ ω ω0 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ avec A = −1 et ω c = 1 C R1 R2 2 V1 V2 R1 R2 et m = 4.3.3.3. Passe-bande jCR2ω Vs =− Ve 1 + 2 jCR1ω + jC R1 R2 ω ( ) 2 qui est bien de la forme : 2mj T = A⋅ ω ω0 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ 2 R 1 avec A = − 2 et ω c = et 2R1 C R1 R2 m= Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P V1 V2 R1 R2 53 4.3.3.4. Réjecteur (1 + jCRω ) Vs =− 2 Ve 1 + jCRω + ( jCRω ) 2 qui est bien de la forme : T = A⋅ ⎛ ω ⎞ ⎟⎟ 1 + ⎜⎜ j ⎝ ω0 ⎠ 2 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2mj +⎜ j ω 0 ⎜⎝ ω 0 ⎟⎠ 1 avec A = −1 et ω c = et m = 0,5 CR V1 V2 4.3.3.5. Structure de Rauch La structure de Rauch permet de réaliser tout les types de filtres (passe bas, passe haut, passe bande) hormis les filtres réjecteur de bande (coupe bande). Cette famille de filtres est décrite par le schéma de la figure suivante sur lequel Y1 , Y2 , Y3 , Y4 et Y5 sont des admittances. Y5 Y4 Y1 Y3 A - B V1 V + Y2 V2 La formule de Millman, appliquée aux points A et B, conduit aux équations Y1V1 + Y3 VB + Y4 V2 Y1V1 + Y4 V2 ⎧ = ⎪V A = Y1 + Y2 + Y3 + Y4 Y1 + Y2 + Y3 + Y4 ⎪ ⎨ ⎪V = 0 = Y3 V A + Y5 V2 ⇒ Y V = −Y V 3 A 5 2 ⎪ B Y3 + Y5 ⎩ Par élimination de VA il vient : T= V2 V1 =− ( puisque VB = 0 Y1Y3 Y3 Y4 + Y5 Y1 + Y2 + Y3 + Y4 ) 1⎞ ⎛ Les admittances Y1 , Y2 , Y3 , Y4 et Y5 sont réalisées pas des résistances ⎜ Y = ⎟ ou par R⎠ ⎝ des condensateurs (Y = jCω ) . Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 54 4.3.3.5.1. Structure passe-bas de Rauch On désire obtenir une fonction de transfert de la forme: T= A ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2 jm +⎜ j ω c ⎜⎝ ω c ⎟⎠ 2 Le numérateur doit être réel, on va donc prendre Y1 et Y3 réel. Au dénominateur, Y3 Y4 , Y5 Y1 et Y5 Y3 peuvent être réels ou complexes. Il ne reste 2 ⎛ ω⎞ que Y5 Y2 et Y5 Y4 pour obtenir le terme en ⎜⎜ j ⎟⎟ . Nous arrivons donc à prendre ⎝ ωc ⎠ obligatoirement Y5 complexe. Comme nous devons avoir un terme réel au dénominateur, il ne reste comme solution que Y4 réel pour avoir Y3 Y4 réel. C’est 2 ⎛ ω⎞ donc Y5 Y2 qui va faire le terme ⎜⎜ j ⎟⎟ , donc Y2 doit être complexe. ⎝ ωc ⎠ On arrive à : - Y1 Y3 et Y4 sont des résistances de valeur respective : R1 , R3 et R2 . - Y2 et Y5 sont des condensateurs de valeur respective : C2 et C1 . On obtient comme fonction de transfert : 1 1 ⋅ T =− R1 .R3 ⎛ 1 ⎞ 1 1 1 + jC1ω ⎜⎜ + + + jC 2ω ⎟⎟ R2 .R3 ⎝ R1 R2 R3 ⎠ Dans le cas particulier ou toutes les résistances sont égales à R, alors 1 T =− 2 1 + jω 3RC1 + jωR C1C 2 ( ) par identification on obtient : ⎧ ⎪ ⎪ A = −1 ⎪ ⎪ ⎨ωc = R ⎪ ⎪ ⎪m = 3 ⎪⎩ 2 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 1 C1C2 C1 C2 55 4.3.3.5.2. Structure passe-haut de Rauch On désire obtenir une fonction de transfert de la forme : T=A ⎛ ω ⎞ ⎜⎜ j ⎟⎟ ⎝ ωc ⎠ 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2 jm +⎜ j ω c ⎜⎝ ω c ⎟⎠ 2 Par le même raisonnement que précédemment : 2 ⎛ ω⎞ - c’est le terme Y1Y3 qui donne le terme ⎜⎜ j ⎟⎟ , donc Y1 et Y3 sont complexes ⎝ ωc ⎠ 2 ⎛ ω⎞ - c’est le terme Y3 Y4 qui donne le terme ⎜⎜ j ⎟⎟ , donc Y3 et Y4 sont complexes ⎝ ωc ⎠ - il ne reste que Y2 et Y5 pour donner le terme réel, donc Y2 et Y5 sont réelles. On arrive à : - Y1 Y3 et Y4 sont des condensateurs de valeur respective : C1 , C3 et C2 . - Y2 et Y5 sont des résistances de valeur respective : R2 et R1 . On obtient comme fonction de transfert : C1C3 ( jω ) 2 T =− ⎤ 1 ⎡1 2 + jω (C1 + C2 + C3 )⎥ + C2C3 ( jω ) ⎢ R1 ⎣ R2 ⎦ Dans le cas particulier ou toutes les capacités sont égales à C, alors T =− ( jωC R1 R2 ( ) 2 1 + jω 3CR2 + jωC R1 R2 ) 2 par identification on obtient : ⎧ ⎪ ⎪ A = −1 ⎪ ⎪ ⎨ω c = C ⎪ ⎪ ⎪m = 3 ⎪⎩ 2 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 1 R1 R2 R2 R1 56 4.3.3.5.3. Structure passe-bande de Rauch On désire obtenir une fonction de transfert de la forme : 2 jm T=A ω ωc ω ⎛ ω 1 + 2 jm +⎜ j ω c ⎜⎝ ω c ⎞ ⎟⎟ ⎠ 2 Par le même raisonnement que précédemment : - c’est le terme Y1Y3 qui donne le terme 2 jm ω , donc Y1 ou Y3 est complexe. ωc Si on prend Y3 complexe et Y1 réel, on arrive à : Y5 forcement réel car il faut un terme réel au dénominateur, c’est donc Y3 Y4 qui 2 ⎛ ω⎞ donne le terme ⎜⎜ j ⎟⎟ , donc Y4 est complexe. On peut prendre Y2 ou Y1 pour ⎝ ωc ⎠ faire le terme Y2 Y5 ou Y1 Y5 réel , donc par exemple ou prend Y1 réel (déjà prix précédemment) et Y2 au choix . On arrive à : - Y1 , Y2 et Y5 sont des résistances de valeur respective : R1 , R2 et R3 . - Y3 et Y4 sont des condensateurs de valeur respective : C2 et C1 . On obtient comme fonction de transfert : T =− jC 2ω R1 ⎡1 ⎤ 1 2 + jω (C1 + C 2 )⎥ + C1C 2 ( jω ) ⎢ + ⎣ R1 R2 ⎦ Dans le cas particulier ou toutes les capacités sont égales à C, alors T =− 1 R3 R3 2 R1 2 jω 1 + 2 jω R1 R2 C R1 + R2 R1 R2 RR 2 C + ( jCω ) R3 1 2 R1 + R2 R1 + R2 par identification on obtient : ⎧ R ⎪A = − 3 2 R1 ⎪ ⎪ 1 R1 + R2 ⎪ ⎨ω c = C R1 R2 R3 ⎪ ⎪ R1 R2 ⎪m = ⎪⎩ R3 (R1 + R2 ) Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 57 4.3.3.6. Structure de Sallen-key La structure de Sallen-key permet de réaliser tout les types de filtres (passe bas, passe haut, passe bande) hormis les filtres réjecteur de bande (coupe bande). Cette famille de filtres est décrite par le schéma de la figure suivante sur lequel Y1 , Y2 , Y3 et Y4 sont des admittances. L’amplificateur de tension K possède des caractéristiques idéales : impédances d’entrée infinie, impédance de sortie nulle. Il peut être réalisé à l’aide d’un AOP monté en amplificateur non-inverseur. K= Vs R = 1+ 2 Ve R1 La formule de Millman, appliquée aux points A et B, conduit aux équations Y1V1 + Y2 V2 + Y3 VB ⎧ ⎪V A = Y1 + Y2 + Y3 ⎪ ⎨ ⎪V = Y3 V A ⇒ V = V Y3 + Y4 A B ⎪ B Y +Y Y3 3 4 ⎩ Par élimination de VA et en écrivant que V2 = K ⋅ VB il vient : T= V2 V1 = (Y + Y )(Y 1 2 3 K Y1 Y3 ) ( + Y4 + Y3 Y4 − K Y2 ) 1⎞ ⎛ Les admittances Y1 , Y2 , Y3 et Y4 sont réalisées pas des résistances ⎜ Y = ⎟ ou par des R⎠ ⎝ condensateurs (Y = jCω ) . Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 58 4.3.3.6.1. Structure passe-bas de Sallen-key On désire obtenir une fonction de transfert de la forme: T= A ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2 jm +⎜ j ω c ⎜⎝ ω c ⎟⎠ 2 Le numérateur doit être réel, on va donc prendre Y1 et Y3 réel. Au dénominateur, il ne reste que le terme Y2 Y4 qui permette d’obtenir le terme en 2 ⎛ ω⎞ ⎜⎜ j ⎟⎟ , tous les autres termes étant facteur de Y1 ou Y3 . ⎝ ωc ⎠ On arrive à : - Y1 et Y3 sont des résistances de valeur respective : R1 et R2 . - Y2 et Y4 sont des condensateurs de valeur respective : C2 et C1 . On obtient comme fonction de transfert : T= K (1 + jR1C 2ω )(1 + jR2 C1ω ) + jR1ω (C1 − KC 2 ) Dans le cas particulier ou les résistances R1 et R2 sont égales à R, alors K T= 2 1 + jRω [2C1 + C 2 (1 − K )] + jRω C1C 2 ( ) par identification on obtient : ⎧ ⎪ ⎪A = K ⎪ 1 ⎪ ⎨ω c = R C1C 2 ⎪ ⎪ ⎪m = C1 + 1 − K ⎪⎩ C2 2 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P C2 C1 59 4.3.3.6.2. Structure passe-haut de Sallen-key On désire obtenir une fonction de transfert de la forme : T=A ⎛ ω ⎞ ⎜⎜ j ⎟⎟ ⎝ ωc ⎠ 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2 jm +⎜ j ω c ⎜⎝ ω c ⎟⎠ 2 Nous pouvons appliquer la même méthode que celle vue pour le passe-bas, ou bien effectuer une transposition de composants comme pour un simple circuit RC et CR On effectue les transpositions : Passe-bas Passe-haut Structure On arrive à : - Y1 et Y3 sont des condensateurs de valeur respective : C1 et C2 . - Y2 et Y4 sont sont des résistances de valeur respective : R2 et R1 . On obtient comme fonction de transfert : 2 KC1C 2 R1 R2 ( jω ) T= (1 + jR2 C1ω )(1 + jR1C 2ω ) + jC 2ω (R2 − KR1 ) par identification on obtient : ⎧ ⎪ ⎪A = K ⎪ 1 ⎪ ⎨ω c = R1 R2 C1C 2 ⎪ ⎪ 1 ⎪m = [R2 (C1 + C 2 ) + R1C 2 (1 − K )] 2 R1 R2 C1C 2 ⎪⎩ Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 60 4.3.3.6.3. Structure passe-bande de Sallen-key On désire obtenir une fonction de transfert de la forme : 2 jm T=A ω ωc 2 ω ⎛ ω ⎞ ⎟ 1 + 2 jm +⎜ j ω c ⎜⎝ ω c ⎟⎠ En prenant Y1 = 1 R1 , Y2 = 1 R2 , Y3 = jCω et Y4 = jCω + 1 R2 (résultant de la mise en parallèle d’une résistance et d’un condensateur, on arrive à la forme suivante : ⎡ R1 ⎤ jR2 Cω ⎢2 + (1 − K ) ⎥ R1 + R2 ⎦ KR2 ⎣ ⋅ T= 2 R2 + R1 (3 − K ) ⎡ R1 R1 ⎤ 2 1 + jR2 Cω ⎢2 + (1 − K ) ⎥ + ( jR2 Cω ) R1 + R2 R1 + R2 ⎦ ⎣ par identification on obtient : ⎧ KR2 ⎪A = 2 R2 + R1 (3 − K ) ⎪ ⎪⎪ R 1 1+ 2 ⎨ω c = R2 C R1 ⎪ ⎪ 2 R2 + R1 (3 − K ) ⎪m = 2 R1 (R1 + R2 ) ⎪⎩ Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 61 5. MEMO BUTTERWORTH - TCHEBYCHEFF - BESSEL Filtres de Butterworth Filtres de Tchebycheff Avantage : • courbe de réponse très plate à l’origine, amplitude régulière en bande passante • bon temps de propagation de groupe • calculs faciles Avantage : • de tous les polynomiaux, ce sont ceux qui présentent le front de coupure la plus raide pour un ordre de filtre donné. Inconvénient : • raideur de la coupure moyenne • l’atténuation en bande passante notée sur les gabarits normalisés ‘a’ est toujours égale à – 3 dB ( a = -3 dB ). Fonction de Butterworth : 1 T (x ) = 1 + x 2n ou n est l’ordre du filtre. Détermination de l’ordre du filtre ⎞ ⎛ −b ln⎜⎜10 10 − 1⎟⎟ ⎠ n≥ ⎝ 2. ln ( X 1 ) Inconvénient : • ondulation en bande passante • temps de propagation de groupe non constant en bande passante. Fonction de Tchebycheff : 1 T (x ) = 1 + ε 2 C n2 ( x) avec C 0 ( x) = 1 ; C1 ( x) = x ; et C n +1 ( x) = 2.x.C n ( x) − C n −1 ( x) Détermination de l’ordre du filtre : b ⎛ ⎞ ⎜ 10 −10 − 1 ⎟ ⎟ arg ch⎜ a − ⎜⎜ ⎟⎟ 10 − 10 1 ⎝ ⎠ n≥ arg ch( X 1 ) Deux méthodes sont possibles pour déterminer la fonction de transfert de notre filtre : soit à partir des formules données dans le tableau précédent, soit à partir d’abaque et de tableaux. La fonction de transfert doit être déterminée en fonction du type de réponse choisie. Vous trouverez ci après les fonctions de transmission (inverse des fonctions de transfert) des filtres de Butterworth, de Tchebycheff et de Bessel. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 62 Fonctions de transmission H ( s ) = V1 V2 des filtres de Butterworth d’ordre 1 à 9 : P1 = s + 1 P2 = s2 + 2 s + 1 P3 = s3 + 2 s2 + 2 s + 1 P4 = s4 + 2,613 s3 + 3,414 s2 + 2,613 s + 1 P5 = s5 + 3,236 1 s4 + 5,236 1 s3 + 5,236 1 s2 + 3,236 1 s + 1 P6 = s6 + 3,863 7 s5 + 7,464 1 s4 + 9,141 6 s3 + 7,464 1 s2 + 3,863 7 s + 1 P7 = s7 + 4,494 0 s6 + 10,098 s5 + 14,592 s4 + 14,592 s3 + 10,098 s2+ + 4,494 0 s + 1 P8 = s8 + 5,152 8 s7 + 13,137 s6 + 21,846 s5 + 25,688 s4 + 21,846 s3+ 13,137 s2 + 5,152 8 s + 1 P9 = s9 + 5,759 s8 + 16,582 s7 + 31,163 s6 + 41,986 s5 + 41,986 s4 + 31,163 s3+ 16,582 s2 + 5,759 s + 1 Fonctions de transmission H ( s ) = V1 V2 des filtres de Bessel d’ordre 1 à 8 : P1 = s + 1 P2 = s2 + 3 s + 3 P3 = s3 + 6 s2 + 15 s + 15 P4 = s4 + 10 s3 + 45 s2 + 105 s + 105 P5 = s5 + 15 s4 + 105 s3 + 420 s2 + 945 s + 945 P6 = s6 + 21 s5 + 210 s4 + 1 260 s3 + 4 725 s2 + 10 395 s + 10 395 P7 = s7 + 28 s6 + 378 s5 + 3 150 s4 + 17 325 s3 + 62 370 s2+ 135 135 s + 135 135 P8 = s8 + 36 s7 + 630 s6 + 6 930 s5 + 51 975 s4 + 270 270 s3+ 945 945 s2 + 2 027 025 s + 2 027 025 P9 = s9 + 45 s8 + 990 s7 + 13 860 s6 + 135 135 s5 + 945 945 s4 + 4 729 726 s3+ 16 216 202 s2 + 34 459 432 s + 34 459 432 Pn = (2n-1) Pn-1 +s² Pn-2 Fonctions de transmission H ( s ) = V1 V2 des filtres de Tchebycheff d’ordre 2 à 7 : Amax = 0,1dB ε = 0,152 62 P2 = 0,301 7 s2 + 0,715 8 s + 1 P3 = 0,610 5 s3 + 1,183 6 s2 + 1,605 2 s + 1 P4 = 1,206 9 s4 + 2,177 1 s3 + 3,170 5 s2 + 2,444 7 s + 1 P5 = 2,441 9 s5 + 4,258 6 s4 + 6,765 8 s3 + 5,853 1 s2 + 3,505 5 s + 1 P6 = 4,827 9 s6 + 8,266 2 s5 + 14,32 s4 + 13,42 s3 + 9,886 8 s2 + 4,353 6 s + 1 P7 = 9,767 7 s7 + 16,538 s6 + 31,095 s5 + 30,956 s4 + 26,423 s3 + 14,484 s2+ 5,487 s + 1 Amax = 0,5dB ε = 0,349 31 P2 = 0,659 5 s2 + 0,940 2 s + 1 P3 = 1,397 5 s3 + 1,750 6 s2 + 2,144 6 s + 1 P4 = 2,638 1 s4 + 3,158 9 s3 + 4,529 3 s2 + 2,705 3 s + 1 P5 = 5,589 s5 + 6,553 s4 + 10,38 s3 + 7,319 s2 + 4,205 8 s + 1 P6 = 10,552 s6 + 12,232 s5 + 22,918 s4 + 16,776 s3 + 12,366 s2 + 4,563 s + 1 P7 = 22,355 s7 + 25,736 s6 + 53,937 s5 + 41,792 s4 + 36,84 s3 + 16,89 s2+ 6,306 s + 1 Amax = 1dB ε = 0,508 84 P2 = 0,907 s2 + 0,995 7 s + 1 P3 = 2,035 3 s3 + 2,011 6 s2 + 2,520 6 s + 1 P4 = 3,628 s4 + 3,456 8 s3 + 5,274 9 s2 + 2,694 2 s + 1 P5 = 8,1415 s5 + 7,627 1 s4 + 13,75 s3 + 7,933 s2 + 4,726 4 s + 1 P6 = 14,512 s6 + 13,47 s5 + 28,02 s4 + 17,445 s3 + 13,632 s2 + 4,456 s + 1 P7 = 32,566 s7 + 30,06 s6 + 70,866 s5 + 46,53 s4 + 44,21 s3 + 17,866 s2+ 6,958 4 s + 1 Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 63 BIBLIOGRAPHIE Jean-Luc AZAN. Précis d’électronique Tome 1, édition Bréal. ISBN 2 84291 531 3. Thierry GERVAIS. Électronique première année, édition Vuibert. ISBN 2 7117 70931. François MANNEVILLE et Jacques ESQUIEU. Électronique. Systèmes bouclés linéaires, de communication et de filtrage 2ème édition, édition DUNOD. ISBN 2 10 005382 5 Laurent DEHAIS. Polycopié de filtrage analogique. Classe Préparatoire aux grandes écoles TSI au lycée Raspail de Paris. Gilles REY. Cours sur le filtrage analogique. Préparation à l’agrégation au lycée Louis Armand de Nogent sur Marne. Thierry DUMARTIN. Filtrage. Fichier word « le_filtrage.doc » disponible sur internet. Xavier GALTIER. Synthèse de filtre. Fichier pdf « Synthese_de_filtre.pdf » disponible sur internet. Paul BILDSTEIN. Fonctions de transfert des filtres électroniques, édition Techniques de l’ingénieur E3 110. Paul BILDSTEIN. Synthèse et réalisation des filtres actifs, édition Techniques de l’ingénieur E3 130. Les filtres analogiques CNAM 2006-2007 LD-P 64