Telechargé par Zineddine Menani

these-sahour

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‫وزارة التعليم العالي والبحث العلمي‬
BADJI MOKHTAR-ANNABA UNIVERSITY
UNIVERSITE BADJI MOKHTAR-ANNABA
‫ عنابــــــة‬-‫جامعة باجي مختـــار‬
Faculté des Sciences de l’ingénieur
Département d’électronique
Année 2013
THÈSE
Présentée en vue de l’obtention du diplôme de DOCTORAT
IMPLEMENTATION SUR FPGA D’UN ALGORITHME DE
DEBRUITAGE
EN UTILISANT 1D-DWT
Option
TRAITEMENT DE SIGNAL
Par
ABDELHAKIM SAHOUR
DIRECTEUR DE THÈSE : Mohamed BENOUARET
M.C
Université. Annaba
DEVANT LE JURY
PRESIDENT
: H.A. ABBASSI
EXAMINATEURS: A.H. BOUKROUCHE
: A.FAROUKI
: M. FEZARI
: A.R. LACHOURI
Professeur
Professeur
Professeur
M.C
M.C
Université .Annaba
Université .Guelma
Université .Constantine
Université .Annaba
Université .Skikda
REMERCIEMENT
J’exprime mes sincères remerciements à Monsieur le Professeur H.A. ABBASSI, pour
avoir accepté de présider le jury de cette thèse.
Je tiens également à exprimer mes sincères remerciements à Monsieur les membres de
jury pour l’intérêt qu’ils ont porté à ce travail en acceptant de le rapporter.
Cette thèse n’aurait pas vu le jour sans la patience et la générosité de mon directeur de
thèse Monsieur M. BENOUARET, je veux le remercier chaleureusement d’avoir accepté de
diriger cette thèse, de la confiance qu’il m’a accordée, de son encadrement et son suivi et ses
conseils tout au long de ces années.
Sans oublier mes parents pour leurs Daâouat qui m’ont guidé pendant toute ma vie.
Une dédicace toute spéciale à ma femme ISMAHANE qui m’a entouré de son affection
illimitée, de ses encouragements qui m’ont permis de garder mon optimisme et ma volonté
dans les moments de stress, ainsi qu’à mes filles LINA-DJIHANE, IMENE et RYM-NOUR
Les membres de ma famille et ma belle famille qui m’ont comble de gentillesse.
SAHOUR Abdelhakim
RESUME
Le traitement du signal fait l’objet de recherche dans la plus part des laboratoires
d’électronique, souvent depuis leurs premières années d’existence. Les travaux sont
intensifiés avec l’apparition du traitement numérique du signal. Le débruitage est une
méthode indispensable dans le traitement du signal. L’implémentation de la transformé en
ondelettes ainsi que le choix de la fonction de seuillage ont été décortiquées et étudiées dans
un souci de satisfaire les contraintes de l’application ciblée. Ces contraintes sont généralement
le temps réel, latence ou débit des traitements, mais encore le coût de l’architecture dédiée
ou la consommation du système mis en œuvre.
Quelle que soit la cible, FPGA ou DSP…. Il reste une phase de transformation
sémantique difficile qui consiste à passer du type abstrait des variables manipulées par notre
algorithme (variables réelles, complexes, entières ..etc) à un type logique comme, par
exemple, le vecteur de bits qui sera admis pour le système RTL (register transfert logic).
Aujourd’hui, la maitrise des nouvelles technologies submicroniques, qui permet
l’intégration à haute densité de dizaines de millions de transistors sur le même mono-chip, a
induit l’apparition d’une nouvelle étape de conception qui repose sur la synthèse
comportementale pouvant être assimilée à la conception de code source sur les dernières
générations de DSP et FPGA. Elle consiste, à partir de la spécification comportementale d’un
algorithme, à générer une représentation interne (Elément Logique) au niveau des Registres
Logiques de Transfert (RTL). Le généré relève des techniques de compilation (analyse
lexicale et syntaxique en VHDL, propagation de constants, etc…) Tandis que les
transformations et les conversions reposent sur des méthodes comme l’ordonnancement et
l’affectation ou l’assignement de composants en vue de satisfaire les contraintes de cette
application, en particulier, le traitement en temps réel.
Les logiciels de programmation et de synthèse des FPGA offrent des outils conviviaux
pour une implémentation facile. Pour une implémentation efficace l’utilisation des LUTs
élimine la nécessité des multiplicateurs classiques longs, afin de réduire le temps d’exécution
c.à.d. augmenter les performances en termes de fréquence (débit d’échantillonnage). Réduire
la taille des LUTs gourmandes en termes d’éléments logiques, est une solution efficace pour
remédier à ce type de problème, ce qui nous amène à optimiser l’utilisation des ressources
matérielles.
MOTS CLES : Transformée en Ondelettes, DWT, Débruitage, Filtre de daubechies,
Banc de filtres, VHDL, FPGA, Modelsim, Altera, DE2, Quartus, Matlab.
ABSTRACT
The signal processing is a research object in the most electronics laboratories,
often since for their first years of existence. Work is intensified with the appearance of the
digital signal. The denoising is an essential method in signal processing. The implementation
of the discrete wavelet transforms (DWT), the choice of the thresholds and the functions of
thresholding were peeled and studied in the purpose of satisfying the constraints of the
targeted application. These constraints are generally the real time, latency or flow of the
treatments, but still the cost of dedicated architecture or the cost of the implemented system.
Whatever the target is FPGAs or DSPs.... it remains a difficult semantic phase
of transformation which consists of passing from the abstract type of the variables handled by
our algorithm (real variables, complex, integer, etc…) to a logical type, such as, the bits
vector admissible for RTL system (register logic transfer).
Today, the maitrise of new submicronic technologies, which allows high density
integration of tens of millions of transistors on the same mono-chip, the appearance of a new
stage of design based on the behavioral synthesis which can be assimilated to the design of
source code on the last generations of DSP and FPGA. It consists, starting from the behavioral
specification of an algorithm, in the generation of internal representation (Logic elements) at
the level of Registers Transfer Logic (RTL). The generated code depends on the compilation
techniques of (lexical analysis and syntactic in VHDL, constant propagation etc…) whereas
that the transformations and conversions lie on the methods like scheduling and the
assignment or task of components in order to satisfy the constraints of this application, in
particular, real time processing.
The programming and synthesis software of the FPGA offer convivial tools for an
easy and effective implementation. For an efficient implementation, the use of LUTs
eliminate the necessity of slow classical multiplier, in order to decrease the execution time, i.e
to increase the performance in terms of frequency (sampling throughput). Reducing the LUTs
size, heavy consumer of logic elements, is an efficient solution to remediate at this type of
problem. This leads to optimize the use of hardware resources
KEY WORD: wavelet transform, DWT, denoising, Daubechies filter, Filter banc,
VHDL, FPGA, modelsim, Altera, DE2, Quartus, Matlab.
‫ملخــــص‬
‫تمثل معالجة اإلشارة مواضيع بحث في معظم مختبرات اإللكترونية‪ ،‬منذ السنوات األولى‬
‫لوجودها‪ .‬هذه األعمال تكاثفت مع ظهور المعالجة الرقمية لإلشارة‪ ،‬تطهير اإلشارة عملية ال غنى عنها‬
‫في معالجة أإلشارة‪ ،‬نصب تحويالت الموجيات و اختيار العتبة و دالة العتبة تم مناقشته و دراسته لغرض‬
‫إرضاء متطلبات التطبيق المرغوب‪ ،‬هته المتطلبات هي على العموم الزمن الحقيقي‪ ،‬الكمون أو تدفق‬
‫المعالجة‪ ،‬ولكن تكلفة البنية المخصصة أو استهالك الطاقة للنظام‪.‬‬
‫مهما كانت المرمى ‪ FPGA‬أو ‪ .... DSP‬تبقى مرحلة تحويل صعبة تتمثل في االنتقال من‬
‫المتغيرات المجردة المستعملة من قبل خوارزيتمنا (المتغيرات الحقيقية‪ ،‬المركبة‪ ،‬الكلي ‪ ..‬الخ) إلى نوع‬
‫منطقي‪ ،‬على سبيل المثال‪ ،‬شعاع الخانات الذي يتم قبوله من طرف نظام ‪( RTL‬سجل تحويل منطقي )‪.‬‬
‫اليوم‪ ،‬التمكن من التكنولوجيات الحديثة ل ‪ ،submicron‬والذي يسمح بكثافة تكامل عالية‬
‫لعشرات الماليين من الترانزستورات على نفس الرقاقة األحادية‪ ،‬بفعل ظهور مرحلة تصميم جديدة تقوم‬
‫على شمللة السلوك لكي يمكن استيعابهم في تصميم الدارات المبرمجية على أحدث جيل من ‪DSP‬‬
‫و‪ .FPGA‬إنه يتألف‪ ،‬من مواصفات السلوكية للخوارزمية‪ ،‬إلنشاء التمثيل الداخلي (العنصر المنطقي)‬
‫على مستوى سجالت التحويل المنطقية (‪ .)RTL‬الشفرة المنشاءة من تقنيات التجميع (تحليل المعجمية‬
‫والنحوية لـ ‪ ،VHDL‬نشر الثوابت‪ ،‬الخ ‪ )...‬في حين تستند التحوالت والتحويالت على الطرق مثل‬
‫الجدولة والتوزيع تعتمد من اجل تلبية تنقضات التطبيق‪ ،‬على وجه الخصوص‪ ،‬المعالجة في الوقت‬
‫الحقيقي‪.‬‬
‫البرامج وأدوات التجميع ‪ FPGA‬تقدم تنفيذ سهل االستعمال‪ .‬من اجل تنفيذ فعال الستخدام ‪ LUTs‬يلغي‬
‫الحاجة للمضاعفات التقليدية البطيئة‪ ،‬من اجل التقليل من وقت التنفيذ و زيادة أداء من حيث التردد‪ .‬تقليل‬
‫حجم ‪ LUT‬ت المستهلكة للعناصر المنطقية‪ ،‬حل فعال لحل هذا النوع من المشاكل‪ ،‬وهو ما يقودنا إلى‬
‫تحقيق االستخدام األمثل للموارد المادية‪.‬‬
‫كالمات مفتاح ‪ :‬التطهير‪ ،‬الوافالت‪ ،‬مصفاة دوب شيز‪ ،‬مجموعة مصفاة ‪FPGA, ، VHDL ،‬‬
‫‪Modelsim, Altera, DE2, Quartus, Matlab.‬‬
‫‪,‬‬
Listes des figures
I
Notations
V
CHAPITRE I : INTRODUCTION GENERALE
1.
Introduction générale
1
CHAPITRE II : CIRCUITS LOGIQUES PROGRAMMABLES
2.1
Introduction :
6
2.2
Histoire de la logique programmable
7
2.3
Les FPGAs
11
2.4
Architecture des FPGAs
14
2.5
Fournisseurs des circuits logiques programmables
16
2.6
Outils de Développement
16
2.6.1 Description de l’application
17
2.6.1.1 Outils de saisie d’un schéma
17
2.6.1.2 Les langages de description de matériel
17
a.
Le Verilog : historique et description
19
b.
VHDL : historique et description
19
c.
Structure d’une description VHDL
21
2.6.2 Traduction et optimisation
22
2.6.3 Partitionnement placement et routage
23
2.6.4 Simulation
24
2.6.5 Configuration
24
2.7
25
Les atouts des FPGA
2.7.1 Performances
25
2.7.2 Temps de mise sur le marché
25
2.7.3 Cout
25
2.7.4 Fiabilité
26
2.7.5 Maintenance
26
2.8
Les tendances courantes
26
2.9
Le choix des FPGAs
27
2.10
La carte de développement
28
2.10.1 Présentation
28
2.10.2 CODEC AUDIO
29
CHAPITRE III : ARITHMETIQUE SUR FPGA
3.1
Introduction
31
3.2
Représentation des nombres
31
3.2.3 Les nombres en virgule fixe
32
3.2.3.1 Représentation des nombres non signé (positifs)
32
3.2.3.2 Représentation des nombres signés
32
3.2.3.3 Représentations biaisées
33
3.2.3.4 Complément à deux (2C)
34
3.2.3.5 Complément à un (1C)
35
3.2.3.6 un-conventionnel en virgule fixe
36
3.2.3.7 Nombres à Chiffre Signé
37
3.2.3.8 Le code (CSD) Fractionnel
37
3.2.4 les nombres en virgule flottante
38
3.3
39
Operateurs arithmétiques spécifiques pour les FPGAs
3.3.1 Introduction
40
3.3.2 Addition binaire
40
3.3.2.1 Semi additionneur
40
3.3.2.2 Additionneur complet
41
3.3.2.3 Additionneur par propagation de retenue
41
3.3.2.4 Additionneur par anticipation de retenue
42
3.3.2.5 Additionneur par l’utilisation d’une LUT
43
3.3.2.6 L’addition et la soustraction en complément à deux
44
3.3.3 La multiplication
45
3.3.3.1 La multiplication graphique
45
3.3.3.2 La multiplication d'accumulateur (MAC) et somme de produit (SOP)47
3.3.3.3 La multiplication distribuée
48
3.3.3.4 Look-Up Table (LUT) Multiplication
51
CHAPITRE IV : THEORIES DE LA TRANSFORMEE EN ONDELETTE
4.1
Introduction
54
4.2
Transformée en ondelette
55
4.3
Définition d’une ondelette
57
4.4
La transformée discrète en ondelette
58
4.5
L’analyse multi résolution (MRA)
59
4.6
L’algorithme pyramide de Mallat
61
4.7
Propriété des ondelettes
62
4.7.1 Support compact
62
4.7.2 Symétrie
62
4.7.3 Nombre de moment nuls
62
4.7.4 Régularité
63
4.8
Panorama d’ondelettes
63
4.8.1 Base d’ondelettes de daubechies
64
4.9
Application
66
4.10
Banc de filtre
67
4.10.1 Introduction
67
4.10.2 Conversion de la fréquence
68
4.10.2.1 Sous échantillonnage
68
4.10.2.2 Sur échantillonnage
69
4.10.3 La décimation
69
4.10.4 L’interpolation
69
4.10.5 Les identités nobles
70
4.10.6 Utilisation du Bancs de filtre
72
4.11
73
Débruitage de signaux
4.11.1 Introduction
73
4.11.2 Position du problème
73
4.11.3 Débruitage par des filtres linéaires
74
4.11.4 Débruitage par les ondelettes
74
4.11.5 Débruitage par seuillage
75
4.11.6 Méthode de seuillage
76
4.11.6.1 Seuillages dur
77
4.11.6.2 Seuillage doux
77
4.11.6.3 Seuillage dur modifie
77
4.11.6.4 Sélection du seuille
78
CHAPITRE V : DEBRUITAGE DU SIGNAL PRINCIPE & IMPLEMENTATION
5.1 Introduction
80
5.2 Design méthodologie de développement
80
5.2.1 ADC/DAC CODEC AUDIO
81
5.2.2 Module d’horloge
82
5.2.3 L’opération de débruitage
83
5.2.4 Principe de débruitage avec la transforme d’ondelettes
83
5.2.4.1 Choix des ondelettes et niveau de décomposition
84
5.2.4.2 Banc de filtres d’analyse (décomposition)
86
5.2.4.3 Banc de filtre de synthèse (reconstitution)
90
5.2.4.4 Le seuillage
93
5.2.4.5 Filtre décimateur de daubechies
93
5.2.5 Implémentation de l’opération de débruitage
94
5.2.5.1 La transformée en ondelettes discrète
94
5.2.5.2 Analyse multi-résolution
95
5.2.5.3 La multiplication par une constante
96
5.2.5.4 Représentation binaire des nombres décimaux
101
5.2.5.5 Un niveau de décomposition
101
5.2.5.6 Le seuillage
107
5.2.5.7 Un niveau de reconstitution
110
5.2.5.8 Filtre moyenneur
115
5.2.6 Simulation
116
5.2.7 Implémentation hardware
118
5.3 Conclusion
119
CONCLUSION ET PERSPECTIVES
1C
One’s complement
2C
Two’s complement
ADCs
analogue-to-digital converter
ALM
Altera Logic Module
ASG
Analysis Standardisation Group
ASIC
Application Specific Integrated Circuit
BDTI
Berkeley Design Technology Inc
BGA
Ball Grid Array
CD
Compact Disc
CLBs
configurable logic blocks
CPA
Carry-Propagate Adder
CPLD
Complex Programmable Logic Device
CSD
Canonic Signed Digit System
CSD
canonic signed digit
CWT
Continuous Wavelet Transform
DA
Distributed Arithmetic
DACs
digital-to-analogue converter
DSP
Digital Signal Processor
DWT
Discrete Wavelet Transform
EEPROM
Electrically
EPROM
erasable PROM
FA
full-adder
GPS
Global Positioning system
HA
Half-Adder
HDL
Hardware Description Language
HDL
Hardware Description Language
I/O
Input/Output
I²C
Inter Integrated Circuit
iid
indépendant et identiquement distribué
IP
Intellectual Property
IrDA
Infrared Data Association
JTAG
Joint Test Action Group
LCD
Liquid Crystal Display
LE
Logic Element
LED
light-emitting diode
LSB
Least significant bit
LUT
Look up table
MAC
Multiply-Accumulator
MMI
Monolithic Memories Inc
MRA
Multi-Resolution Analysis
MSB
Most significant bit
NRE
Non-Recurring Engineering
OFDM
Orthogonal Frequency Division Multiplexing
OLMC
Output Logic Macro Cell
OT
Objets Techniques
OVI
Open Verilog International
P.L.D
Programmable Logic Device
PCI
Personel Computer Interface
PDA
Personal Digital Assistants
PLA
Programmable Logic Array
PLI
Progamming Language Interface
RAM
Random Access Memory
RISC
Reduced Instruction Set Computer
ROM
Read Only Memory
RTL
Register Transfer Level
SD
Signed Digit
SNR
Rapport signal sur bruit
SoC
System on Chip
SOP
Sum Of Product
SPLD
Simple Programmable Logic Devices
SRAM
Static Random Access Memory
UAL
Unite Arithmetic Logic
USB
Universal Serial Bus
VHDL
VHSIC Hardware Description Language
VHDL-AMS
VHDL Analog and Mixed Signal
VHSIC
Very High Speed Integrated Circuit
Figure2.1
Les déférentes catégories des circuits intégrées numériques
Figure2.2
La structure d’un PLA avant la programmation
Figure2.3
un PLA réalisant un OU exclusif
Figure2.4
Structure de base d’un PLD
Figure2.5
Schéma d’un CPLD
Figure2.6
physionomie d’un FPGA
Figure2.7
Un élément logique de l’FPGA
Figure2.8
Exemple de LUT
Figure2.9
Exemple de LUT ALTERA Cyclone II
Figure2.10
Une ALM de stratix III
Figure2.11
Virtex-II Pro Slice (Top Half)
Figure2.12
Cellule SRAM
Figure2.13
Résumé graphique des familles de P.L.D
Figure2.14
Les étapes du développement pour les PLD
Figure2.15
Schéma de l’additionneur incomplet
Figure2.16
L’arbre des séries d’Altera
Figure2.17
La carte DE2
Figure2.18
Le Bloc diagramme du WM8731
Figure 3.1
Aperçu des représentations de nombres
Figure 3.2
Représentation en signe et valeur absolue de nombres de quatre bits.
Figure 3.3
Représentation biaisée (R = 23) de nombres entre -8 et +7, avec des mots de
quatre bits.
Figure 3.4
Représentation en complément à deux de nombres entre -8 et +7, avec des mots
de quatre bits.
Figure 3.5
Représentation en complément à un de nombres entre -7 et +7, avec des mots de
quatre bits.
Figure 3.6
Résumé des diverses représentations des nombres étudiées.
Figure 3.7
résultats de simulation.
Figure 3.8
Schéma et symbole d’un Semi Additionneur (half-adder)
Figure 3.9
Schéma et symbole d’un Additionneur Complet (Full-adder
Figure 3.10
La structure d’un additionneur à retenue propagé
Figure 3.11
la structure d’une cellule S, G et P.
Figure 3.12
structure d’un Additionneur avec une LUT
Figure 3.13
Soustraction en complément à deux réalisée avec un additionneur à retenue
propagée
Figure 3.14
Multiplication traditionnelle de deux nombres
Figure 3.15
Multiplicateur basé sur l'algorithme de décalage et d’addition
Figure 3.16
Les deux réalisations pour la constante 124.
Figure 3.17
Multiplicateur avec un coefficient 124
Figure 3.18
Structure d’une multiplication distribue
Figure 3.19
Structure d’une multiplication distribue à base d’une LUT
Figure 3.20
Schéma bloc d’une LUT (Entrée (5 bits ) * 67, sortie(15 bits))
Figure 3.21
Schéma bloc d’un exemple d’une LUT (Entrée = 25, sortie = 1675)
Figure 4.1
Analyse temps-échelle par la transformée en ondelette
Figure 4.2
L’onde sinusoïdale est symétrique et régulière et l’ondelette est une vibration
asymétrique et irrégulière
Figure 4. 3
L’évolution d’une Ondelette
Figure 4. 3
Décomposition en banc de filtre d’une analyse multirésolution
Figure 4. 4
Type d’ondelettes
Figure 4. 6
Ondelette de Daubechies à 2 moments nuls (4 coefficients)
Figure 4. 7
Ondelette de Daubechies à 6 moments nuls (12 coefficients) pour 2 facteurs
d’échelle différents.
Figure 4. 8
L’application de la transformée en ondelettes dans le traitement du signal
Figure 4. 5
Le sous-échantillonnage
Figure 4. 6
Le sur-échantillonnage
Figure 4. 7
La décimation
Figure 4. 8
l’interpolation
Figure 4.9
Les identités nobles
Figure 4.14
La structure polyphasé
Figure 4.15
La structure polyphase efficace pour la décimation
Figure 4.16
Le décimateur polyphase avec un interrupteur à l’entrée.
Figure 4.17
La structure polyphase efficace pour l’interpolation
Figure 4.18
L’interpolateur polyphase avec un interrupteur à la sortie
Figure 4.19
La structure d’un banc de filtre standard
Figure 4.20
Seuillages dur et doux.
Figure 5.1
Bloc diagramme des différentes étapes
Figure 5.2
Les protocoles des lignes de bus I2C de WM8731 Wolfson
Figure 5.3
Résultas de simulation avec modelsims; (a) signal d’horloge 50MHz; (b)
signal d’horlogel ‘XCK’ ; (c) signael ADC LR; (d) signal Bit-Stream Clock
Figure 5.4
Schéma bloc de la fonction débruitage
Figure 5.5
Banc de filtre à deux canaux
Figure 5.6
décomposition à deux canaux d’un banc de filtre
Figure 5.7
Banc de filtre de décomposition à deux canaux
Figure 5.8
Décomposition polyphase de
Figure 5.9
la structure polyphase d’analyse d’un banc de filtres
Figure 5.10
Banc de filtre de reconstitution
Figure 5.11
la structure polyphase de
Figure 5.12
banc de filtre polyphase à deux canaux de la phase de synthèse
Figure 5.13
Filtre daubechies sous la structure polyphase
Figure 5.14
L’évolution de la structure polyphase du filtre de daubechies
Figure 5.15
Les trois niveaux de décomposition
Figure 5.16
les trois niveaux de synthèse (reconstitution)
Figure 5.17
Schéma bloc de la fonction débruitage
Figure 5.18
l’implémentation d’une LUT en utilisant le concept KCM
Figure 5.19
l’implémentation d’une LUT en utilisant le concept KCM
Figure 5.20
Résultat de la simulation par Quartus ® II de la LUT du coefficient 0.8365
Figure 5.21
Architecture RTL donnée par Quartus ® II du multiplicateur par le coefficient
et
)
et
0.8365
Figure 5.22
L’Architecture d’un niveau décomposition
Figure 5.23
Schéma bloc du diviseur
Figure 5.24
Machine à états finis et programme VHDL du Diviseur
Figure 5.25
Le résultat de la simulation par Modelsim du diviseur
Figure 5.26
Vue interne (RTL) du diviseur.
Figure 5.27
Vue interne (RTL) des deux filtres décomposition
Figure 5.28
Le résultat de la simulation par Quartus ® II d’un niveau de décomposition
Figure 5.29
Simulation par ModelSim d’un niveau décomposition
Figure 5.30
Architecture du composant de seuillage
Figure 5.31
Vue interne (RTL) du composant de seuillage
Figure 5.32
Simulation par ModelSim de l’architecture de seuillage
Figure 5.33
L’architecture d’un niveau de reconstitution
Figure 5.34
L’Architecture de l’interpolateur
Figure 5.35
Vue interne (RTL) de l’interpolateur.
Figure 5.36
Digramme de la procédure d’interpolation
Figure 5.37
Vue interne (RTL) des deux filtres reconstitution
Figure 5.38
Simulation par ModelSim de l’architecture d’un niveau de reconstitution
Figure 5.39
Schéma bloc de la phase de décomposition
Figure 5.40
Vue interne (RTL) d’un exemple de bloc de retard
Figure 5.41
L’Architecture du filtre moyenneur
Figure 5.42
Vue interne (RTL) du filtre moyenneur
Figure 5.43
Simulation par ModelSim du filtre
Figure 5.44
Le résultat de la simulation avec ModelSim; (a) signal original ; (b) signal
original retardé; (c) signal débruité; (d) signal débruité et filtré.
Tableau 2.1
Table de vérité d’un additionneur incomplet
Tableau 4. 1
Les pseudo-fréquences et les échelles correspondantes
Tableau 5.1
Coefficients des différents filtres de daubechies
Tableau 5.2
résultats Matlab d’un niveau de décomposition
Tableau 5.3
Hardware Resource Consumption
Chapitre I
Introduction Générale
1 Introduction :
Tous les signaux obtenus en tant qu’une réponse instrumentale sont affectés par un
bruit. Le bruit dégrade l'exactitude et la précision de l’analyse. Le débruitage du signal est
donc fortement souhaitable et indispensable en même temps dans l'optimisation analytique de
la réponse instrumentale. Pour les applications à grand intérêt, dans les télécommunications et
le multimédia : téléphones mobiles, PDA (Personal Digital Assistants), systèmes GPS (Global
Positioning system), jeux et lecteurs vidéo… le bruit est principalement à haute fréquence,
alors que le signal effectif est principalement de basse fréquence. Ainsi compte tenu que la
décomposition en ondelettes décompose le signal d'une manière ordonnée en coefficient
d’approximation (de basse fréquence) et les coefficients de détail (haute fréquence), les
coefficients de détail contiendront une grande partie du bruit. Ceci suggère une méthode pour
débruiter le signal. Qui consiste à réduire simplement la taille des coefficients de détail avant
de les employer pour reconstruire le signal. Cette approche s'appelle seuillage (thresholding)
ou rétrécissement des coefficients de détail. Naturellement, nous ne pouvons pas éliminer
entièrement les coefficients de détail; car ils contiennent toujours quelques composantes
importantes du signal informatif original. Nous avons proposé différents types de seuillage. Il
est à noter que le type de seuillage dépend de l'application. Les deux différentes approches qui
sont habituellement appliquées au débruitage à seuillage sont le seuillage dur et le seuillage
doux.
La méthode de seuillage dure consiste en plaçant tous les coefficients de l’ondelette
au-dessous d'une valeur du seuil donnée égale à zéro, alors que dans le seuillage doux, les
coefficients de la transformée d’ondelette sont réduits par une quantité égale à la valeur du
seuil [1].
Le Débruitage de signal en utilisant la DWT comprend les trois étapes suivantes :

la transformée d’ondelette du signal observé qui consiste à la décomposition du signal
en deux classes les détails et les approximations.

des coefficients empiriques de d’ondelette en moyen de l’opération de seuillage.

l’ondelette inverse des coefficients modifiés. en vue de restituer l’information utile
ayant subi efficacement l’opération de débruitage.
La recherche précédente sur le Débruitage du signal en utilisant la décomposition en
ondelette est de nature off-line; ce qui signifie que le signal est prélevé en temps réel, puis
stocker dans la mémoire ou sur le disque dur, et il sera débruité ou traiter plus tard sur un
ordinateur à l'aide d'un outil software tel que le logiciel Matlab. Cette approche à l’avantage
d’être facile à la programmation et un temps de réalisation réduit. Par contre à un temps
d’exécution lent et un coût minimum (CPU-RAM-E/S). Cependant, beaucoup d'applications
exigent le traitement en temps réel du signal, dans lequel le signal doit être traité juste à son
arrivé. Ces applications en temps réel exigent que le signal soit traité au même taux qu'il est
produit ; en d'autres termes, la sortie des échantillons du système de débruitage doit être égale
aux données entrant dans le système. Avec un peu de retard, ce qu’est acceptable (et
nécessaire, puisque les calculs ne peuvent pas être faits instantanément). C’est le cas des
ASICs qui offrent l’avantage d’avoir une exécution très rapide, et une
consommation
optimisée. Le but de cette thèse est de démontrer que le débruitage de signal peut être fait
efficacement et économiquement en temps réel, en utilisant un circuit programmable de type
FPGA. Au contraire des ASICs pour des raisons de coût lié à la fabrication des masques, le
taux d’erreurs et le manque de flexibilité avec un temps de développement important, les
architectures à base de FPGAs (Field Programmable Gate Arrays) deviennent à présent des
alternatives possibles. Ces circuits inventés par la société Xilinx au milieu des années 80,
selon les prévisions, le marché mondial du FPGA devrait passer d’1.9 Milliard de dollars en
2005 à 5.6 milliards en 2014 [2,3].
Les
FPGAs
ont
connu
d’importantes
évolutions
architecturales.
Résultant
essentiellement de l’augmentation des capacités d’intégration. Les principaux atouts de la
technologie FPGA sont :

Exécution très rapide ;

Facilité et flexibilité d’utilisation ;

Adapté au prototypage rapide ;

Adaptabilité aux futures évolutions grâce à la possibilité de reconfiguration
dynamique du circuit ;

Fabrication économique ;

Maintenance à long terme ;

Facilité de test.
2 L’état de l’art :
Dans les dernières décades d’année, les travaux ont été intensifié sur l'implémentation
de la transformées en ondelettes discrètes (DWT) sur la base des processeurs de traitements
numériques des signaux (DSP), des circuits logique programmable de type FPGA. Les
premiers circuits spécifiques utilisés pour le calculer la DWT étaient les DSP, qui ont un
processus de grande puissance de calcul, à une vitesse élevée et, normalement, s'est avéré en
premier temps une solution parfaite. Les DSPs contient des unités spéciaux, tels que
Multiplicateur à Accumulateur (MAC) pour améliorer les performances de l’implémentation
de la transformée en ondelettes discrète Néanmoins, ces dispositifs étant coûteux, pas de
compatible avec le matériel et avec la possibilité d'utiliser un seul programme de traitement à
la fois, les tâches ainsi doivent être programmé de manière séquentielle non parallèle (pas de
notion de parallélisme).
L'un des premiers auteurs à signaler l'utilisation de ces dispositifs étaient Bahoura et al
(1997) [4]. Ils développent un algorithme basé sur la transformée en ondelettes adaptée pour
l’implémentation en temps réel. Cet algorithme a été implémenté sur un DSP (SPORC-1400)
avec une fréquence d'horloge de 50 MHz dans le but de détecter les caractéristiques du signal
ECG. Une application nécessite la DWT et la norme JPEG2000 pour la compression d'image
a été décrite par Gnavi et al[5]. Les auteurs ont développé un algorithme d'ondelettes sur une
plate-forme DSP. Après ce travail, Jichang et al [6], décrit un algorithme pour qu’il doit être
implémenté dans le DSP TMS3320C3X à l’aide des instructions de multiplication à
Accumulateur parallèle en langage assembler. Tous les travaux mentionnés avants ont été une
implémentation de la transformée en ondelette discrète où les donnée été des entiers. Quand
la représentation en virgule flottante des coefficients de la DWT est nécessaire. En ce sens,
bien qu'il soit possible d’implémenter des opérations en virgule flottante sur les architectures
DSP à virgule fixe, le principal inconvénient de cette approche est lié aux temps d’exécution
et de taille de la mémoire nécessaire [7].
Afin d'offrir une flexibilité pour l’implémentation de la DWT plusieurs
implémentations sur la base des FPGAs ont été proposées. Le premier travail enregistré,
décrivant une application en temps réel de la transformée en ondelettes discrètes pour la
compression audio et vidéo est rapportée par Motra et al. [8]. Dans ce travail, l'architecture
indiqué a été programmé en Verilog-HDI dans un FPGA. La vitesse et la surface occupée sont
prises en compte. Un autre travail similaire est présenté par Zhang et Hu. Ici, les auteurs ont
proposé un algorithme de DWT qui été programmé en langage VHDL [9].
Dans le même contexte, des algorithmes de débruitage du signal utilisant la DWT ont
été implémentés sur des plates-formes de type FPGAs. Nous pouvons Citer le travail de
Marchi et al [10], qui consiste à la comparaison de l’implémentation d’un algorithme de
débruitage par ondelettes sur un DSP et un FPGA. Les performances ont été justifiées par la
comparaison en termes de fréquences d'horloge, la consommation énergétique et le rapport
signal-sur-bruit (SNR) causé par l’effet de l’utilisation de l’arithmétique en virgule fixe sur le
FPGA et en virgule flottante sur le DSP.
Un autre travail par M Bahoura basé sur la représentation de nouvelles architectures en
temps réel de l’implémentation de la transformée directe/inverse d’ondelette discrète et son
application dans le débruitage du signale. Ces propositions ont l’avantage d'assurer une
reconstruction parfaite en égalisant les retards de propagation des filtres. Différentes
architectures de ces algorithmes sont mis en œuvre sur une carte XUP Virtex-II Pro de Xilinx
utilisant des DSP. Ces architectures sont évaluées et comparées en termes d'erreur de
reconstruction, les performances de débruitage et de l'utilisation des ressources matérielles
[11].
Ce bref aperçu sur l’état de l’art et les tendances récentes de l’implémentation de la
DWT appliquée pour le débruitage du signal, menées par différents groupes de recherche. Les
implémentations sur FPGAs présentent des avantages qui permettre la préservation de
l'architecture parallèle en une seule puce, ce qui augmente les performances de la vitesse
d’exécution ainsi que l’optimisation de l’architecture, et le code source peut être modifiée par
l'utilisateur avec une relative simplicité. Un inconvénient bien connu de ces systèmes, est
l’utilisation des opérateurs arithmétiques de multiplication classique
3 Plan de la thèse :
Le deuxième chapitre est consacré à la présentation des différents circuits logiques
programmables disponibles sur le marché. Ensuite, nous abordons aussi la programmation de
ces circuits logique programmable.
Le troisième chapitre détaillera l'arithmétique utilisée par les FPGAs, nous proposons
dans une première partie la représentation des nombres. Dans une deuxième partie, nous
présentons la réalisation des opérations algébriques et arithmétique implémenté dans des
plateformes de type FPGAs.
Le chapitre IV rappelle les fondements de l’analyse multi résolution par ondelettes et
dresse un panorama de nouvelles représentations multi résolution. Nous allons donner un
aperçu sur le débruitage des signaux dans lequel on expliquera les principales techniques de
débruitage par ondelette. On limitera notre description à la partie du débruitage par seuillage.
Le cinquième chapitre présente la vision système de l’implémentation du débruiteur de
signal.
Le chapitre VI est le dernier chapitre, c’est en même temps la conclusion de ce travail,
et l’ensemble des perspectives qui peuvent être les sujets d’autres études.
Chapitre II
Circuits Logiques
Programmables
2.
Circuits logiques programmables
3.1
Introduction :
Actuellement les Objets Techniques (O.T.) utilisent de plus en plus la logique
programmée (µP, Mémoires, µContrôleur, ...). Ces systèmes électroniques peuvent
comprendre au sein d’une même puce aussi bien des technologies numériques et analogiques
exigeant des arbitrages matériel–logiciel. Elles utilisent généralement pour réaliser ces
fonctions des fonctions logiques de base élémentaires, compteurs, registres , … Le nombre de
circuits nécessaires pour remplir ces fonctions peut devenir très vite important. Pour diminuer
les coûts de fabrication, de développement et de maintenance, les fabricants de circuits
intégrés ont donné naissance aux Circuits Logique Programmable ou encore P.L.D.
(Programmable Logic Device ).
Ces circuits sont capables pour un O.T. de réaliser plusieurs fonctions logiques dans
un seul circuit. Si ces fonctions étaient réalisées à base des circuits de logique classique, il en
faudrait plusieurs circuits. Un autre avantage, l'évolution des fonctions d'un l'O.T. s'effectue
par programmation comparée à une solution classique où il faut refaire un circuit imprimé si
on veut modifier le fonctionnement. Les déférentes catégories des circuits numériques sont
présentées dans la figure 2.1
Fonctions fixes
Microprocesseur
Processeur
Microcontrôleur
DSP
Simple PLD
Circuits intégrés
standard
PLD
Complexe PLD
FPGA
Circuits
Numériques
RAM
Mémoire
ROM
Processeur
ASIC
Mémoire
Fonctions fixes
Figure 2.1. Les déférentes catégories des circuits intégrées numériques
Ce chapitre détaille l'histoire des circuits logiques programmables, depuis leurs
inventions jusqu’aux leurs complexes architectures modernes. Des tendances courantes telles
que les blocs inclus de DSP sont discutées, aussi bien que les langages de description et les
outils matériels qui sont employés pour les programmer.
3.2
Histoire de la logique programmable :
Un circuit logique programmable se définit comme un composant discret contenant
des modules de logique combinatoires et séquentiels dont les interconnexions sont désignées
par programmation. Il peut être configuré et reconfiguré par l’utilisateur pour la réalisation de
fonctions logiques [2.1]. Le premier circuit programmable été les réseaux logique
programmable (PLA, pour programmable logic array) inventé par Monolithic Memories Inc.
(MMI) l’année 1975 [12] Utilise le fait que toute fonction logique combinatoire peut se
mettre sous forme d’une somme (OU logique) de produits (ET logique), c’est ce que l’on
appelle classiquement la première forme normale, ou forme disjonctive. ou sous forme d’un
produit des sommes en utilisant la loi de De Morgan, la structure du PAL est plutôt intuitive.
Elle se compose généralement des entrées avec des inverseurs menant dans une série de
portes ET leurs sorties mènent vers une série des portes OU. Ceci fait les produits de
n'importe quelle combinaison des entrées et de leurs compléments disponibles sur les portes
OU pour les sommer.
Le schéma de la figure 2.2 représente une structure de PLA simple vierge avant
programmation, avec tous les connections possibles qui sont réaliser typiquement par des
fusibles. La programmation du circuit Pour mettre en application une conception demandé,
consiste à supprimer certaines des connexions marquées d’une croix, un programme est
employé pour bruler les fusibles avec courant fort afin de supprimer les raccordements non
désirés. Si une connexion est supprimée, une valeur constante ‘1’ est appliquée à l’entrée
correspondante de la porte ET, c’est ce que symbolise le réseau de résistances relié à cette
valeur constante.
Figure 2.2. La structure d’un PLA avant sa programmation
Un opérateur ou exclusif, par exemple, obéit à l’équation :
D’où la programmation du PLA de la figure 2.3
Figure 2.3. Un PLA réalisant un OU exclusif
La plupart des PLDs suivent la structure suivante [13]:

Un bloc d’entrée qui permet de fournir au bloc combinatoire l’état de chaque
entrée et de son complément.

Un ensemble d’opérateurs « ou » sur les quels les sortie des opérateurs « ET »
sont connectées.

Un bloc de sortie.

Un bloc d’entrée-sortie, qui comporte une porte à 3 états et une broche
d’entrée-sortie.
Le deuxième et le troisième ensemble forment chacun ce qu’on l’appelle une matrice.
Les interconnections de ces matrices doivent êtres programmables, et ceci est réalisé par des
fusibles qui sont grillés lors de la programmation. Lorsque un PLD est vierge toutes les
connections sont assurées.
Le bloc de sortie est souvent appelé macro-cellule que l’on nomme OLMSC (output
logic Macro Cell) signifiant macro-cellule logique de sortie comporte : [14]

Une porte OU exclusif, une bascule D.

Des multiplexeurs qui permettent de définir différentes configuration et un
dispositif de rebouclage sur la matrice ET.

Des fusibles de configuration (dans les FPGAs on utilise plutôt des cellules de
commande des points de connexion.
Figure 2.4. Structure de base d’un PLD [12]
Une amélioration du PAL qui sont étudiés jusqu'à maintenant sont connus comme
SPLD (Simple Programmable Logic Devices), est venue avec l'introduction du circuit logique
programmable complexe (complex programmable logic device CPLD), qui tient compte des
circuits logiques plus complexes. Un CPLD figure 2.5 se compose d'un certain nombre de
SPLD partagent une matrice d'interconnexion programmable commune. Tandis que les SPLD
sont programmés avec un programmeur, un CPLD est programmé par le fabricant ou par un
programmeur à travers un câble JTAG relié à un ordinateur.
Figure 2.5 : Schéma d’un CPLD
2.3
Les FPGAs :
En 1984 Xilinx a présenté le FPGA pour (field programmable gate array FPGA).
C’est un type alternatif du PLD s'est développé plus récemment. Ces circuits en silicium
programmables sont devenus au milieu des années 90 des circuits plus complexes grâce à
l’intégration de ressources spécifiques dédiées, associées à une mémoire interne et à des ports
d’entrées/sorties flexibles [15].
Les FPGAs se composent d’une matrice de blocs logiques élémentaires (CLB)
permettant de réaliser des fonctions combinatoires et des fonctions séquentielles, Tout autour
de ces blocs logiques configurables, nous trouvons des blocs entrées/sorties IOB dont le rôle
est de gérer les entrées-sorties réalisant l'interface avec les modules extérieurs. Et de
ressources d’interconnexion (programmable interconnect) totalement flexibles contrairement
au CBLDs [14] la figure 2.6 montre cette structure des FPGAs [16]. Dont le programme,
appelé « bitstream » n’a pas vocation à être exécuté par un microprocesseur, mais à configurer
des portes logiques et une logique d’interconnexions permettent de relier ces portes logiques
entre elles.
Figure 2.6 : physionomie d’un FPGA [16]
La partie fondamentale du FPGA est appelée « look up table », ou LUT qui agit en
tant que générateur de fonction. Historiquement chez la plupart des fabricants de FPGA une
LUT contient 16 bits, et permettait donc de réaliser n’importe quelle fonction combinatoire 4
vers 1. A chaque LUT peur être adjoint un registre piloté par une horloge et un multiplexeur
permettant d’utiliser le registre ou non. Chaque fabriquant de FPGA a par la suite réalisé des
regroupements de LUTs. Et d’ajout de capacité supplémentaire. Aujourd'hui, la structure la
plus utilisée est basée sur une look-up-Table (RAM) pour implémenter une fonction
combinatoire plus une bascule D
Figure 2.7. Un élément logique de l’FPGA
La fonction de la LUT est de stocker la table de vérité de la fonction combinatoire à
implémenter dans la cellule comme il est montré sur la figure suivante :
Figure 2.8. Exemple de LUT
Figure 2.9. Exemple de LUT ALTERA Cyclone II
Chaque fabricant de FPGA a par la suite réalisé des choix de regroupement de LUTs,
et d’ajout de capacités supplémentaires.
A titre d’exemple, et parce que ce type de FPGA sera utilisé durant cette thèse, la
figure représente un « Altera Logic Module » ou ALM constituant la logique élémentaire du
Stratix III. Ainsi , l’LAM est constitue d’une série de LUT, Altera les nomes élément
logique (LE) tandis que les FPGAs de Xilinx ont des blocs logique configurables (CLBs), ils
pouvant être configuré de nombreuses façons. Le circuit marron (Cout) permet une
propagation de retenu rapide pour permettre d’accélérer l’arithmétique des nombres, tandis
que le circuit bleu (LUT) permet de générer aisément des registres à décalage. Pour plus de
détails le lecteur peut se reporter au mauel [17] si l’on prend l’exemple du stratix III, 8 ALMs
sont regroupés dans un logic array block (LAB) via une interconnexion locale haute
performance [14]. Ces LABs sont regroupés en une matrice d’interconnexion rapide 4X4
(incluent 128 ALM). Chacun de ces groupes est maillé dans une matrice d’interconnexion
plus lente 5X3 (soit 1920 ALM). Ces blocs sont ensuite maillés dans une interconnexion
globale lente et de taille variable. Cette taille dépend du modèle dans chaque technologie, et
se trouve dans nomenclature du composant.
Figure 2.10. Une ALM de stratix III [18]
Chaque CLB dans un FPGA de Xilinx à quatre cellules logique, qui contiennent à leur
tour deux 4-entrée générateurs de fonction, carry logique, des portes arithmétiques logique,
des multiplexeurs et deux éléments mémoire [19] (figure 2.11).
Figure 2.11. Virtex-II Pro Slice (Top Half) [20]
2.4
Architecture des FPGAs :
Les PLD sont configurés par le téléchargement d’une séquence de valeurs numériques
(0 ou 1) contenu dans un fichier appelé bitstream. Ces valeurs sont stockées dans la mémoire
du circuit, où la mémoire peut être volatile ou non-volatile.
Mémoire volatile : Quand les données sont stockées dans la mémoire, ils seront
maintenus dans la mémoire aussi longtemps que la mémoire est reliée à l’alimentation
d'énergie. Une fois que l'alimentation est enlevée, alors le contenu de la mémoire (les
données) est perdu.
Mémoire non-volatile : Quand des données sont stockées dans la mémoire, ils seront
maintenus dans la mémoire même lorsque l'alimentation est enlevée. Un certain FPGAs
utilise la technologie d'anti-fuse pour stocker la configuration du FPGA; les nouvelles
générations des FPGAs utilisera également les mémoires flash. Les CPLDs utilisent les
mémoires non volatiles tels que les EPROM, EEPROM, et les mémoires flash.
La majorité des FPGAs sont à base des mémoires SRAM et donc elles sont volatiles
et ils peuvent être programmés aussi facilement que les SRAM standard, mais, elles doivent
être programmées chaque fois qu’on les mit sous tension. C’est pour ça on les couples avec
un autre circuit de mémorisation du programme de configuration, tel qu'une mémoire PROM.
La cellule SRAM (Figure 2.12) à un mode d’écriture et un autre de lecture. Elle est
couplé aux points de configuration dans le FPGA.
Figure 2.12 : Cellule SRAM
P.A.L CMOS Effaçable Electriquement
P.A.L
et
F.P.L.S
P.A.L à Fusibles Bipolaires
G.A.L Effaçable
Electriquement
P.A.L Effaçable aux U.V.
PLD
Circuit logique
programmable
L.C.A
C.P.L.D
F.PG.A
Figure 2.13 : Résumé graphique des familles de P.L.D
2.5
Fournisseurs des circuits logiques programmables :
Les PLDs sont offerts par un ensemble de fournisseurs, dont chacun fournit une
famille de PLD Basé sur les SPLD, CPLD ou FPGA. Ils fournissent également un ensemble
d'outils EDA (Electronic Design Automation) d'aide pour le processus de conception de puis
la saisie, la simulation et vérification jusqu'a la synthèse. Les principaux fabricants des
FPGAs dans le monde on peut citer : Xilinx, Altera, Actel, Atmel, QuickLogic, Lattice et
d’autres.
D'après Ed Lepkowski (L-Mar Associates) cité par Electronics Weekly, Altera aurait
vu sa part du marché de la logique programmable passer de 35,3 % à 40,7 % entre 2009 et
2010. L'américain aurait ainsi grignoté son compatriote Xilinx qui, lui, passerait de 52,8 % à
48,3 % de part de marché et reste le leader, ainsi qu'Actel (N°1 du marché des FPGAs
Antifusibles et FLASH [21]) passera de 6 % à 5 % désormais dans le giron de Microsemi.
Seul Lattice aurait également grappillé quelques parts de marché, passant de 5,7 % à 6,1 %.
Dans leur globalité, les ventes de FPGA et CPLD ont explosé en 2010, passant de 3,38
à 4,78 milliards de dollars, permettant à tous les acteurs de voir leurs revenus croître
fortement. [22]
2.6
Outils de Développement :
L’objectif du processus de développement d’une application utilisant les PLD passe
par un certain nombre d’étapes allant de la description de l’application à la programmation du
composant. Le développement sur les différents circuits logiques peut être désigné par la
Figure 2.14.
Figure 2.14 : Les étapes du développement pour les PLD
2.6.1 Description de l’application :
Définir manuellement les connections de routage dans un circuit programmable peut
être faisable avec les premiers PALs mais il est presque impossible sur les FPGAs moderne
considérant la densité d’intégration. La programmation de ces circuits programmables peut
être réalisée soit par outil de saisie de schémas, ou par l'utilisation des langages de description
matérielle (HDLs), et l'utilisation des compilateurs de langue de haut niveau, sur une
platforme de programmation. Ces méthodes sont énumérées dans les niveaux croissants de
l'abstraction, pour l’outil de saisie d’un schéma la conception étant le niveau le plus bas. La
tendance actuelle pour ces circuits est la possibilité de réaliser des systèmes sur puce (ou SoC)
en utilisant des « composants virtuels » et de concevoir ainsi des blocs de propriété
intellectuelle (Intellectual Property ou IP) qui sont par exemple des fonctions VHDL/Verilog
génériques réutilisables.
2.6.1.1 Outil de saisie d’un schéma :
La conception schématique pratique des bases choisissant des portes logiques standard
à partir d'une bibliothèque pour créer une description graphique du circuit à réaliser, et les
câblant manuellement. La bibliothèque schématique de conception inclut typiquement des
portes logiques booléennes, des multiplexeurs, des buffers d'I/O, et des macros spécifiques
pour des fonctions de circuit, telles que des diviseurs d'horloge. Des composants faits sur
commande peuvent être construits par des blocs plus petits pour créer des macros d'utilisateur
pour l'usage dans des grandes conceptions.
Prenant comme exemple, la création d’un additionneur incomplet, son fonction est
d’additionner deux bits, on construit sa table vérité, comme montré dans Table2.1.
Table 2.1. Table de vérité d’un additionneur incomplet
B
S
A
Cout
0
0
0
0
1
1
0
0
0
1
1
0
1
0
1
1
Un additionneur additionne deux entrées binaires A et B, pour produire a la sortie
deux bits la somme S et retenue (Carry) Cout. Les équations logiques de cette structure à
implémenté peuvent être soustraite a partir de la Table de vérité :
S  AB  A B  A  B
Cout  AB
Une fois que les équations logiques sont déterminées le circuit peut être facilement
saisi comme il est représenté sur le schéma 2.15. Un inconvénient, cependant, il est difficile
d’extraire une fonction de logique à partir du schéma. En outre, les changements du circuit à
travers la modification schématique est lourde.
Figure 2.15. Schéma de l’additionneur incomplet
Il convient à noter que quel que soit le niveau d'abstraction, l'outil de synthèse
optimisera la conception pour la structure spécifique du circuit et le résultat final peut différer
de manière significative de la conception originale.
2.6.1.2 Les langages de description de matériel :
Actuellement la densité de fonctions logiques (portes et bascules) intégrée dans les
PLDs est telle (plusieurs milliers de portes voire millions de portes) qu’il n’est plus possible
d’utiliser les outils de saisie d’un schéma pour développer les circuits. Les sociétés de
développement et les ingénieurs ont voulu s’affranchir des contraintes technologiques des
circuits. Ils ont donc créé des langages dits de haut niveau à sa voir aux langages de
description matérielle de haut niveau (les HDL, Hardware Description Language). Deux
d’entre eux ont émergé et sont couramment utilisés : VHDL (VHSIC Hardware Description
Language) et Verilog. Ces deux langages bénéficient du support de la quasi-totalité des
logiciels [23].
Toutes les deux sont basés sur des descriptions écrite (texte) de la structure électroniques d’un
circuit numérique, Ils permettent au code écrit d’être portable, c’est à dire qu’une description
écrite pour un circuit peut être facilement utilisée pour un autre circuit. Il faut avoir à l’esprit
que ces langages dits de haut niveau permettent de matérialiser les structures électroniques
d’un circuit.
a.
Le VERILOG : Historique et description
La société Gateway Design Automation Inc. En 1984 lance le langage Verilog
comme langage matériel, Le langage original appelé HiLo, s’apparente beaucoup au
langage C [24]. Ce qui suscite un intérêt immédiat notamment de la part de la communauté
des informaticiens. Au départ, il était un langage propriétaire et n’était pas standardisé. En
1989, Cadence devient le propriétaire de la société Gateway et donc du langage Verilog et de
son mécanisme « d’interface de langage de programmation » (Progamming Language
Interface : PLI). En 1990, Verilog est ouvert au domaine public ce qui permet à chacun de
développer son simulateur en Verilog et devenir un compétiteur potentiel de Cadence. Ainsi,
le Verilog pouvait devenir le langage de description matérielle le plus répandu et le plus
utilisé. C’est pourquoi le groupe de travail OVI (Open Verilog International) a été formé sur
le langage VERILOG et du mécanisme PLI. La popularité du Verilog augmentant et l’arrivée
du langage VHDL, il devenait important pour les personnes de l’OVI de fonder un comité de
travail pour sa standardisation IEEE. Ce comité a été formé en 1993 et a donné lieu au
standard 1364-1995 qui combine la syntaxe du langage Verilog et son PLI.
Pour ces équipes de conception, les points positifs de ce langage sont : une facilité de
prise en main pour les habitués du langage C ainsi qu’une assignation des signaux moins
contraignante que le VHDL. Par contre, cette absence peut être piégeuse dans la mesure où le
type de signaux (bus, signé …) n’est pas pris en compte. De plus, Verilog ne comporte pas de
concept de package (ni de librairies). Ainsi chaque fonction et chaque procédure d’un module
doivent être définies dans ce module.
La description d’un système mixte est aussi possible en Verilog et porte le nom de
Verilog-AMS HDL. Ce langage est défini sur la base du Verilog 1364-1995 pour la partie
numérique, et du Verilog-A pour les systèmes analogiques.
b.
VHDL : Historique et description
Le VHDL est un langage de description matériel, Dans les années 80, le
département de la défense aux Etats-Unis fait un appel d’offre pour avoir un langage de
description matérielle numérique unique. Le langage VHDL (VHSIC Hardware Description
Language) est inventé pour répondre à ces critères. Ce langage se base sur le VHSIC (Very
High Speed Integrated Circuit) qui est un projet de recherche nationallemené par le
groupement IBM/Texas Instruments / Intermetrics. Ce langage est ouvert au domaine public
en 1985 et deviendra une norme en 1987 sous la dénomination de IEEE 1076-1987. Des
changements minimes se feront pour la seconde normalisation en 1993 et il portera le nom
VHDL’93. La dernière évolution de la norme est la norme IEEE 1076-2001.
Les avantages qui se dégagent de ce langage sont la réutilisation de fichiers grâce à la
notion de paquet et la généricité individuelle des modèles.
Cependant, la norme IEEE 1076-2001 ne permet pas seule la description mixte
(numérique et analogique). Le Verilog et le VHDL ont des capacités techniques équivalentes
[24]. Le choix du langage est souvent dicté par la « culture » de l’équipe de développement ou
de l’équipe de recherche. De plus, ce choix est parfois imposé par les outils disponibles, les
logiciels de simulation et de synthèse, dont les langages associés sont fixés par des aspects
économiques. Nous pouvons noter toutefois que les outils actuels permettent de mélanger ces
deux langages.
VHDL a continué son évolution et la description analogique vient d'y être intégrée
sous la référence IEEE 1076.6 (VHDL-AMS). L'extension vise l'analogique.
Pourquoi un langage de description ? L'électronicien a toujours utilisé des outils de
description pour représenter des structures logiques ou analogiques. Le schéma structurel que
l'on utilise depuis si longtemps et si souvent n'est en fait qu'un outil de description graphique.
Aujourd'hui, l'électronique numérique est de plus en plus présente et tend bien souvent à
remplacer les structures analogiques utilisées jusqu'à présent. Ainsi, l'ampleur des fonctions
numériques à réaliser nous impose l'utilisation d'un autre outil de description. Il est en effet
plus aisé de décrire un compteur ou un additionneur 64 bits en utilisant l'outil de description
VHDL plutôt qu'un schéma.
Le deuxième point fort du VHDL est d'être “un langage de description de haut
niveau”. D'autres types de langage de description, comme l'ABEL par exemple, ne possèdent
pas cette appellation. En fait, un langage est dit de haut niveau lorsqu'il fait le plus possible
abstraction de l'objet auquel ou pour lequel il est écrit. Dans le cas du langage VHDL, il n'est
jamais fait référence au composant ou à la structure pour lesquels on l'utilise. Ainsi, il apparaît
deux notions très importantes : portabilité des descriptions VHDL, c'est-à-dire, possibilité de
cibler une description VHDL dans le composant ou la structure que l'on souhaite en utilisant
l'outil que l'on veut.
c.
Structure d’une description VHDL :
En VHDL, une structure logique est décrite sous la forme d’une paire de fonctions,
d'une part une entité (ENTITY) et d'autre part, l’architecture (ARCHITECTURE) de la façon
suivante :
LIBRARY LIBNAME;
USE LIBENAME.PACKAGENAME.ALL;
ENTITY ENTITY_NAME IS
PORT (
SIGNAL_NAME : MODE SIGNAL_TYPE;
.
.
.
SIGNAL_NAME : MODE SIGNAL_TYPE);
END ENTITY_NAME;
ARCHITECTURE ARCHITECTURE_NAME OF ENTITY_NAME IS
DECLARATION DE COMPOSANTS
+ DECLARATION DES SIGANUX INTERNES
+ AUTRE DECALARATION ...
BEGIN
INSTRUCTION CONCURENTES;
PROCESSUS;
INSTANCES DE COMPOSANT;
END ARCHITECTURE_NAME;
L'entité donne les informations concernant les signaux d'entrées et de sorties de la
structure ainsi que leurs noms et leurs types. Par contre l'architecture décrit le comportement
d’intérieur de l'entité. Il est possible de créer plusieurs architectures pour une même entité.
Chacune de ces architectures peut décrira l'entité de façon différente.
2.6.2 Traduction et optimisation :
La description VHDL définit la fonctionnalité du circuit en termes de blocs définis "
haut niveau ". Progressivement, les blocs sont détaillés précisément jusqu'à une description
proche des ressources matérielles. En effet, le langage VHDL autorise trois niveaux de
description [25].
 le niveau structurel décrit le câblage des composants élémentaires,
 le niveau flot de données décrit les transformations d'un flot de données de
l'entrée à la sortie,
 le niveau comportemental décrit le fonctionnement par des blocs programmes
appelés Processus qui échangent des données au moyen de signaux comprenant
des instructions séquentielles.
Une description VHDL d’un circuit subit toute une suite de transformations avant que
ce circuit soit effectivement configuré sur un FPGA.
L’étape de synthèse consiste à lire la description VHDL du circuit pour en extraire
toute la structure logique. Lorsque des composants de ce circuit sont décrits de manière
comportementale, c’est le rôle du synthétiseur d’inférer la logique nécessaire à la réalisation
des comportements spécifiés. Cette tâche est la modélisation au niveau Transfert de registres
(Register Transfer Level). Cette modélisation revient à décrire l'implémentation sous forme
d'éléments séquentiels (les registres ou bascules) et de combinaisons logiques entre les
différentes entrées/sorties des éléments séquentiels et des entrées/sorties primaires du circuit.
Cette modélisation est codée à l'aide d'un langage de programmation. Cela se fait soit en
VHDL, soit en Verilog. Le propre d'une description RTL est d'être automatiquement
synthétisable en portes logiques combinatoires (portes ET, OU, multiplexeur, etc.) et
séquentiels (comme les bascules D synchrones) issues d'une bibliothèque de cellules standard
(Standard Cell Library). Pour cela, le codage RTL en VHDL ou Verilog doit suivre certaines
règles précises afin que le code soit dit « synthétisable ». Il est tout à fait possible de décrire
une fonctionnalité équivalente en VHDL ou Verilog qui ne soit pas synthétisable. On appelle
cela une description comportementale de plus haut niveau que le niveau RTL.
Un autre rôle du synthétiseur est d’appliquer diverses optimisations logiques au
circuit. Il cherche ainsi à minimiser toutes les expressions logiques utilisées par ce circuit.
Enfin, le synthétiseur après compilation produit une netlist c’est-à-dire une description de haut
niveau ( liste de fils et de porte logiques) à partir de la description RTL du circuit.
2.6.3 Partitionnement placement et routage :
La netlist du circuit est ensuite adaptée aux primitives logiques du FPGA cible. Cette
étape de ciblage technologique permet ainsi de passer d’une description structurelle générique
à une description spécialisée pour une architecture précise. Les éléments de base ne sont alors
plus de simples portes logiques mais des cellules programmables du FPGA.
La phase de mapping ayant identifié les ressources logiques nécessaires à
l’implémentation d’un circuit, la tâche de placement/routage consiste alors à disposer et
connecter ces ressources sur la surface du FPGA. Il est possible de donner au placeur/routeur
des contraintes spatiales ou temporelles, pour fixer par exemple la position des ports
d’entrée/sortie du circuit ou bien une période d’horloge maximale.
A l’issue de l’étape de placement/routage, le circuit obtenu est tel qu’il sera
programmé sur le FPGA. C’est sur ce modèle que sont calculées les estimations de surface et
de latence du circuit.
2.6.4 Simulation :
La simulation logicielle d’un circuit est une étape essentielle de sa conception. Il faut
en effet s’assurer que celui-ci fonctionne correctement avant de le configurer sur le FPGA. La
simulation permet ainsi de fournir au circuit des vecteurs de test en entrée, puis de vérifier que
le circuit se comporte de la manière prévue. Bien entendu, la simulation ne garantit pas la
correction du circuit. Mis à part pour de petits opérateurs, il est en effet impossible de réaliser
une simulation exhaustive à cause de la lenteur de la simulation logicielle. Il faut donc essayer
de choisir des vecteurs de test adaptés à l’opérateur pour couvrir le mieux possible les
différents cas de figure.
Le simulateur logiciel utilisé pour nos architectures est l’édition gratuite de
ModelSim-Altera version 6.3g, développée par Altera.
Comme mentionné plus haut, la simulation logicielle est bien trop lente pour pouvoir
réaliser des tests exhaustifs. Il est toute fois envisageable, pour certains cas, d’effectuer ces
tests en utilisant des cartes de développement pour FPGA, munie de ports d’entrée/sortie
rapides. Cela a par exemple été le cas de notre application.
2.6.5 Configuration (programmation) :
Enfin, la dernière étape avant la programmation effective du FPGA consiste à générer
un bitstream. Ce bitstream est en fait un fichier contenant tous les bits de configuration du
FPGA, construit pour correspondre parfaitement au circuit décrit lors du placement/routage.
Une fois le bitstream créé, il ne reste plus qu’à le télécharger sur le FPGA grâce à une
interface dédiée. Le FPGA restera ainsi configuré tant qu’il sera sous tension, ou bien
lorsqu’un autre circuit y sera programmé suivant le même procédé.
ISE, est l’environnement de développement fourni par Xilinx. Cette suite logicielle
inclut notamment le synthétiseur XST, ainsi que tous les outils évoqués précédemment. Par
contre Altera fourni l’environnement de développement Quartus.
2.7
Les atouts de la technologies FPGA
2.7.1 Performances :
Comme ils tirent parti du parallélisme matériel, les FPGAs offrent une puissance de
calcul supérieure à celle des processeurs de signaux numérique (DSP), car ils s’affranchissent
du modèle d’exécution séquentielle et exécutent plus d’opération par cycle d’horloge.
Berkeley Design Technology Inc (BDTI), une importante société d’analyse et de
« benchmarking », a publié des études montrant que les FPGAs peuvent offrir une puissance
de traitement supérieure à celle d’une solution DSP dans certaines applications [26]. Contrôler
les entrées sorties (E/S) au niveau matériel permet d’obtenir des temps de réponse plus courts
ainsi que des fonctionnalités, qui répondent mieux aux besoins de l’application.
2.7.2 Temps de mise sur le marché :
Face à des préoccupations croissantes concernant les temps de mise sur le marché, la
technologie FPGA représente une solution souple offrant des capacités de prototypage rapide,
Ainsi, vous pouvez tester ou un concept, puis sur des matériels sans savoir à passer le long
processus de fabrication d’un ASIC personnalisé [27]. Par la suite, vous pourrez porter les
éventuelles modifications nécessaires à votre FPGA, en quelques heurs au lieu de quelques
semaines. Le matériel « sur étagère » actuellement commercialisé propose également
différents types d’E/S déjà connectées à un circuit FPGA programmable par l’utilisateur. La
multiplication des outils de haut niveau disponibles sur le marché permet de réduire le temps
d’apprentissage avec les d’abstraction. Ces outils comprennent souvent des cœurs de
Propriété Intellectuelle (fonction précompilées) utiles pour le contrôle et le traitement de
signaux.
2.7.3 Coût :
Les couts d’ingénierie non récurrents (NRE) des ASIC personnalisées sont bien
supérieures à ceux des solutions matériels basées sur du FPGA. L’important investissement de
départ que requièrent les ASICs se justifie pour les OEM. par exemple, qui peuvent livrer des
circuits par milliers chaque année. Cependant, la plupart des utilisateurs finaux ont besoin de
matériels personnalisés pour quelques dizaines ou quelques centaines de systèmes en
développement. Par nature, les circuits programmables n'impliquent ni coût de fabrication, ni
longs délais d'assemblage. Les besoins de la plupart des systèmes évoluent avec le temps ; or
la modification progressive d'un FPGA représente un coût négligeable comparé à la dépense
considérable qu'exige la re-conception d'un ASIC.
2.7.4 Fiabilité :
Tandis que les outils logiciels fournissent l'environnement de programmation, les
circuits FPGA sont une véritable implémentation matérielle de l'exécution logicielle. Les
systèmes basés des processeurs comprennent souvent plusieurs couches d'abstraction, pour
aider à la planification des tâches et à la répartition des ressources entre les différents
processus. La couche de driver contrôle les ressources matérielles et le système d'exploitation
gère la mémoire et la bande passante du processeur. Sur chaque cœur de processeur, une seule
instruction peut s'exécuter à la fois ; c'est pourquoi les systèmes basés processeur risquent
toujours de voir des tâches prioritaires entrer en conflit. Les FPGA, qui n'utilisent pas de
système d'exploitation, minimisent les problèmes de fiabilité car ils assurent une exécution
véritablement parallèle et un matériel déterministe dédié à chaque tâche.
2.7.5 Maintenance :
Comme nous l'avons vu, les circuits FPGA sont évolutifs et vous épargnent donc la
dépense de temps et d'argent qu'implique la re-conception des ASIC. Les spécifications des
protocoles de communication numériques, par exemple, évoluent avec le temps. Or les
interfaces basées sur ASIC peuvent poser des problèmes de maintenance et de compatibilité.
Comme ils sont reconfigurables, les circuits FPGA sont capables de s'adapter aux
modifications éventuellement nécessaires. À mesure qu'un produit ou qu'un système évolue,
vous pouvez y intégrer des améliorations fonctionnelles sans perdre de temps à reconcevoir le
matériel ou à modifier l'implantation du circuit.
2.8
Les tendances courantes :
Le FPGA offre une souplesse de conception grâce à sa facilité d’utilisation et sa
facilité de programmation (et reprogrammation). Contrairement à un circuit ASIC, pour lequel
le concepteur maîtrise totalement le placement routage au niveau transistor, le FPGA
n’autorise pas cette opération qui s’effectue de manière transparente pour le développeur.
Pour une application visant la mise sur le marché d’une forte qualité des produits, le circuit
spécifique est la solution faible coût. Par contre, dans le cas d’un développement ponctuel, le
FPGA est nettement plus avantageux. C’est pourquoi ce composant est plus adapté pour la
mise au point de prototypes et accessible à un plus grand nombre d’utilisateur que l’ASIC. La
tendance courante des architectures des FPGAs
s’oriente vers des systèmes embarqués
complet. Les densités des FPGAs ont augmenté jusqu'au point qu’on peut implémenter un
microprocesseur entier de type RISC dans un seule circuit. Identifiant cette tendance, les
constructeurs des circuits FPGA intègres
également des macros hardwares tels, blocs
mémoire (RAM), des multiplicateurs, et des corps de microprocesseur dans plusieurs types
FPGAs. Et ils proposent aussi des macros optimiser pour les UAL, microprocesseur RISC,
une interface PCI ou d’autre éléments de cette complexités. Ainsi qu’ils s’orientent vers
inclure des macros de signal mixed tels que les ADCs et DACs qui augmente l’utilité du
FPGA.
Le circuit Excalibur d'Altera contient un corps du processeur ARM922T tandis que le
circuit Virtex-II Pro de Xilinx contient jusqu'à quatre microprocesseurs de PC d'IBM. Ceci
permet aux développeurs d’optimiser leurs applications pour avoir le maximum de
performance.
2.9
Le choix des FPGAs
Pour réussir une application à base d’un FPGA et afin d’obtenir un système plus
performant, consommant un minimum de puissance, il est nécessaire de respecter un certain
nombre de règles comme. En premier lieu il faut connaitre les caractéristiques qui doivent être
dans le FPGAs cible pour assurer son adéquation avec les besoins du projet, puisque les
fondeurs des FPGAs définissent ses propres structures des blocs logiques configurables, des
cellules logiques ; de la logique fixe, comme des multiplicateurs ; des ressources de mémoire,
comme des blocs de RAM intégrés. Et bien que souvent les FPGAs contiennent aussi d'autres
composants, comme des micro-processeurs et des circuits spécifiques ainsi que la taille des
circuits (nombres de blocs disponibles, nombre de port d’entrée sortie). Ceci est dû au fait que
les FPGAs sont utilisée dans des applications variées et il n’y a pas un seul circuit pour toutes
les applications. Ceux qui sont utilisés en aérospatial ne sont pas prédestinés à réaliser les
mêmes fonctions ni à opérer dans les mêmes conditions que ceux utilisés en automobile ou
bien en téléphonie mobile [28].
Le choix du bon FPGA est simplifié par la classification adoptée parles fabricants,
Xilinx s’est organiser en familles au moment où Altera s’est organisé en série. Chaque famille
ou série est constituée de membres ou sous famille. Les membres d’une même famille se
partagent les même caractéristiques de base et chaque membre se distingue des autres par ses
propres caractéristiques à savoir le mémoire, les ressources disponibles ou le nombre d’entrée/
sortie
Figure 2.16. L’arbre des séries d’Altera
Maitriser les outils d’implémentation et de choisir des outils de synthèse de qualité. La
possession d'un logiciel de programmation et des outils permettant une simulation des
programmes sont également souhaitables.
2.10
La carte de développement DE2
2.10.1 Présentation
La carte de développement DE2 a été utilisée comme plate-forme de développement.
Elle contient un mono-chip FPGA (Cyclone II EP2C35F672C6). Ce circuit fabriqué par la
société Altera englobe 35.000 cellules (Logics Elements) utilisables dans un boîtier de 672
broches (BGA) comme un noyeau. La carte dispose d’un ensemble de mémoire (SRAM
(61LV25616) : 256 k*16 (10ns)), SDRAM (IS42S16400-8) : 4 M*16 (100 MHz <2-2-2>),
Flash (S29AL032D) : 4 M*8 (10ns) et une Flash de configuration: EPCS16 , cette mémoire
permet de stocker de manière non-volatile la configuration du FPGA, elle est dotée d’un
convertisseur audio (Codec Audio (WM8731) : 24 bits mono (8 - 96 kHz)), vidéo et TV
(Décodeur Vidéo/TV (ADV7181B) : NTSC/PAL 50/60 Hz), ainsi que d'interfaces IrDA,
Ethernet et USB ; la carte est munie d'un afficheur LED et écran LCD et d'un grand nombre
de Switch et de 4 boutons poussoirs.
Figure 2.17. La carte DE2
2.10.2 CODEC AUDION
Le WM8731 est un CODEC Audio qui se trouve sur la carte DE2. C’est
un
composant développé par la société Wolson Microelectronics [29]. Ce composant comporte
un ensemble de registres de programmation qui se réalise grâce au bus I²C (Inter Integrated
Circuit) qui fait partie des bus série. La
propriété intellectuelle (IP) que nous avons
développée doit permettre de configurer tout les registres de ce codec audio.
Ce codec audio comporte des drivers haut parleur, un 24-BIT sigma-delta ADCs et un
DACs et d’autres fonctions. Ce codec peut être utilisé dans plusieurs applications comme par
exemple, les lecteurs MP3, les enregistreurs de voix ou encore les enregistreurs CD et minidisc. Le WM8731 comporte des entrées audio comme line in et mic-in et des sorties haut
parleur qu’on choisira de les mettre en mode mono ou stéréo. Ci-dessous, une représentation
du « Bloc diagram » de ce composant :
Figure 2.18. Le Bloc diagramme du WM8731
Chapitre III
Arithmétique sur FPGA
3 ARITHMETIQUE SUR FPGA
3.1 Introduction :
Dans l'arithmétique des ordinateurs deux principaux concepts fondamentaux qui ont
une grande importance : sont la représentation des nombres et la réalisation des opérations
algébriques [30.32.33.34]. Nous discuterons d'abord la représentation des nombres possibles,
(par exemple, virgule fixe ou virgule flottante), puis les opérations de base comme l'addition
et la multiplication.
3.2 Représentation des nombres :
La Décision si on doit utiliser la représentation à virgule fixe ou en virgule flottante
doit être faite soigneusement, de préférence à une phase plus tôt dans le projet. En général, la
représentation en virgule fixe s'exécute à des vitesses plus élevées et à faible consommation.
Tandis que pour la représentation en virgule flottante à une gamme plus élevée, qui peut être
attrayante pour des algorithmes les plus compliqués.
Dans cette partie nous présentons quelques méthodes couramment utilisées afin
d’exprimer des nombres négatifs et/ou positifs en base deux, les des nombres en virgule fixe
et en virgule flottante.
Système de
numération
virgule fixe
conventionnel
unconventionnel
virgule flottante
conventionnel
Aperçu des représentations de nombres.
unconventionnel
3.2.1 Les nombres en virgule fixe :
Nous devrons en premier temps voir les systèmes de numération en virgule fixe
illustré dans la figure 3.1.
3.2.1.1 Représentation des nombres non signés (positifs) :
Cette représentation permet le codage binaire des nombres entiers non signés
(positifs):
, Le chiffre x0 s'appelle le moins significatif (LSB) et le chiffre plus
significatif (MSB) est 2N-1.
Par exemple, pour un nombre donné en base 2 comprenant 4 bits :
(3.2)
3.2.1.2 Représentation des nombres signés :
Une méthode de représentation de nombres négatifs consiste à utiliser un bit de poids
fort supplémentaire codant le signe figure 3.2. Par convention, les signes + et –sont
respectivement dénotés par’0’et’1’.
Le nombre X appartient à l’intervalle symétrique
et son
opposé s’obtient en inversant le bit de signe. Bien qu’intuitive et très simple, cette approche
comporte quelques inconvénients. La double représentation de 0, inévitable dans un codage
symétrique en base deux, complique d’une part la comparaison de deux nombres. D’autre
part, ce codage implique des algorithmes complexes pour des opérations arithmétiques telles
l’addition et la soustraction.
Représentation en signe et valeur absolue de nombres de quatre bits.
3.2.1.3 Représentations biaisées :
Le principe de cette représentation réside dans l’adjonction d’un biais R à tout nombre
X appartenant à Z, de sorte que X + R soit toujours positif. X est ainsi codé par le nombre Y
appartenant à N tel que :
(3.4)
Afin que le domaine de variation des nombres positifs et négatifs soit
approximativement le même, le biais est généralement défini par R = 2n-1 ou R = 2 n-1-1.
Nous obtenons respectivement les domaines de variation [-2
n1
. 2n1-1]∩Z et [2n-1+1,
2n-1 ] ∩Z. La figure 3.3 illustre le fonctionnement de ce codage pour des nombres de 4 bits
avec R =23. le bit de poids fort indique le signe du nombre. Contrairement à la représentation
en signe et valeur absolue, ’0’ et ’1’ dénotent respectivement des nombres négatifs et positifs.
Représentation biaisée (R = 23) de nombres entre -8 et +7, avec des mots de quatre bits.
3.2.1.4 Complément a deux (2c) :
La méthode du complément à deux (two’s complement 2C) (ou complément vrai)
autorise le codage de nombres appartenant à
, et son complément
sont ainsi définis par :
Le complément à deux d’un nombre s’obtient donc en inversant tous les bits du mot,
puis en ajoutant ‘1’ au résultat.
Le système compléments à deux (2C) est le système de numération signé le plus utilisé
dans les DSP actuels. C'est parce qu'il est possible d'additionner plusieurs nombres signés, et
la longueur du résultat final est de N-bit, où nous pouvons ignorer le débordement. Le
complément à deux peut être employé pour des opérations arithmétiques modulo 2N sans
aucune modification de l'arithmétique.
Représentation en complément à deux de nombres entre -8 et +7, avec des mots de
quatre bits.
3.2.1.5 Complément a un (1c) :
Cette approche permet le codage de nombres appartenant à l’intervalle symétrique
complément sont respectivement représentés par :
Par conséquent, le complément à un s’obtient par inversion de tous les bits du nombre
considéré. Le domaine de variation est compris entre -2n-1 + 1 et 2n-1-1 et le bit de poids fort
permet la distinction entre un nombre strictement positif (bit de poids fort égal à 0) et
strictement négatif (bit de poids fort égal à 1). Ce pendant, la détection de la valeur zéro se
révèle plus problématique. Il existe en effet un “zéro positif” lorsque tous les bits du nombre
sont égaux à 0 et un “zéro négatif” lorsque tous les bits sont égaux à 1. La figure 3.5 illustre le
fonctionnement de ce codage pour des mots de quatre bits.
Représentation en complément à un de nombres entre -7 et +7, avec des mots de quatre
bits.
La figure 3.6 résume les caractéristiques des diverses représentations binaires
étudiées dans les paragraphes précédentes.
Résumé des diverses représentations des nombres étudiées.
3.2.1.6 Un-conventionnel en virgule fixe :
Intéressons-nous maintenant à l'examen des systèmes de numération selon Figure 3.1.
Les systèmes de numération en virgule fixe peu usuels un-conventionnel discutés, ces
systèmes ne sont pas souvent employés, mais ils peuvent rapporter des améliorations
significatives pour des applications ou des problèmes particuliers. Par exemple le système 2C.
3.2.1.7 Nombres à chiffre signé :
Le système à chiffre signé (Signed Digit Numbers SD) diffère des systèmes binaires
traditionnels présentés dans la section précédente dans le fait qu'il représente le chiffre par les
valeurs {0.1, -1}, où -1 parfois peut être noté par . Prenant comme exemple le codage du
nombre décimal 15=11112 utilisant le codage binaire à 5-bits et le système à chiffre signé :
1) 1510 = 1610 – 110 = 1000
SD
2) 1510 = 1610 –210 + 110 = 100 1SD
3) 1510 = 1610 – 410 + 110 = 10 11SD
(3.7)
La représentation, à la différence d'un code complément à deux 2C, est non-unique.
Nous appelons un système à digit signé canonique (canonic signed digit system (CSD)) le
système avec un nombre minimum d'éléments de non-zéro. Une autre propriété est que la
représentation résultante à au moins un zéro entre deux chiffres, qui peuvent avoir les valeurs
1, -1, ou 0.
2710 = 110112 =1110
SD
=100 0
(3.8)
CSD
3.2.1.8 Le code (canonical signed digit) fractionnel :
La plus part des algorithmes de DSP exigent l'exécution des nombres fractionnés.
Dans VHDL l'analyse d'une expression habituellement est faite de gauche à droite, qui
signifie une expression comme
est implémenté en tant que
, et
elle peut être aussi écrite avec une autre manière y = x/8×7 est implémenté sous la forme
. Cette dernière produira malheureusement une grande erreur de
quantification, en effet
est synthétisée par un décalage à droite par trois bits,
Considérer le codage du nombre décimal fractionné
représentation binaire à 4-bits. Le 7 peut être mis comme
en utilisant une
la synthèse est avec
différents résultats :
8)
(3.9)
Résultats de la simulation par ModelSim.
3.2.2 Les nombres en virgule flottante :
La représentation en format fixe présente l’inconvénient majeur de sa taille, à savoir le
nombre est limité. Pour passer cette limitation les
systèmes à virgule flottante ont été
développés pour fournir une haute résolution élevée. La représentation en virgule flottante
permet de résoudre de nombreux problèmes de représentation par rapport à la représentation
en virgule fixe. Selon la position de la virgule, on peut représenter des nombres très petits ou
très grands. C’est donc un système de représentation des nombres dans lequel l’intervalle des
nombres exprimables est indépendant du nombre de chiffres significatifs (la précision).
La représentation est basée sur la représentation des nombres en notation scientifique
S = indique le signe si le nombre est négatif ou positif
M = mantisse en 2* de forme 0,xxx
b = base de l’exponentiation (2 ou 16)
E = exposant en binaire décalé
Comme exemple on écrit 435,23 104 où 435,23 est la mantisse 4 est l’exposant. Cette
représentation en virgule flottante n’est pas unique, on pourrait aussi écrire :
4352,3 103,
4352300 ici l’exposant est 0, 0,43523 107. Il faut donc les représenter sous forme normalisée
afin que la représentation ne varie pas d’une application à une autre.
La forme normalisée est donc un nombre dans lequel le chiffre qui précède la virgule
est un 0 et le chiffre qui suit la virgule n’est pas un 0. Si on prend l’exemple précédant
0,043523 108 n’est pas normalisé. Par contre 0,43523 107 est normalisé et est stocké : 43523
comme mantisse et 7 comme exposant.
Selon la précision exigée, on utilise :
 une représentation 16 bits (précision réduite),
 sur 64 bits (double précision),
 ou sur 32 bits (simple précision)
La plupart des systèmes en virgule flottante implémenté sur des microprocesseurs
sont conformes au standard flotter-points d'IEEE [35.36], tandis que sur les FPGAs on utilise
souvent des formats personnalisés.
Ils sont arrangés comme suit :
le signe S
L’exposant E
La mantisse M
16 bits
±
a1a2…… a8
b1b2… … b23
32 bits
±
a1a2…… a11
b1b2…. … b52
64 bits
±
a1a2…… a15
b1b2… … b64
Le standard IEEE 754 [36] est le standard le plus utilisé aujourd’hui pour représenter
les nombres en virgule flottante.
3.3 Operateurs arithmétiques spécifiques pour les FPGAs :
Nous nous intéressons à l’implémentation électronique des algorithmes de traitement
du signal. L'implantation de ces algorithmes font souvent appel à des opérations de calcul tels
que l'addition, la multiplication, la division .... Dans ce chapitre nous présentons différentes
architecctures d'additionneurs et de multiplieurs. Une étude comparative est effectuée au
niveau de l'intégration électronique en technologie FPGA et ce en vue de l'optimisation de
l’implémentation d'un algorithme de débruitage.
2.3.1 Introduction
Dans plusieurs traitements de signaux discrets, comme les corrélations, les
convolutions, le filtrage et l'analyse fréquentielle, l'addition et la multiplication sont des
opérateurs indispensables [37]. De ce fait, plusieurs algorithmes d'addition et de
multiplication ont été étudiés et implémentés sous plusieurs formes: intégrés dans des DSP,
circuits intégrés ou même conçus dans des circuits programmables. L'évolution des
technologies de l'intégration des circuits électroniques a fait que les recherches dans le
domaine architectural se fait de plus en plus poussée. Ces recherches visent l'amélioration des
performances temporelles des éléments à intégrer ainsi que la diminution de la surface de
silicium occupée. Ce chapitre concerne l'étude architecturale des additionneurs et des
multiplieurs en vue de l’implémentation matérielle de notre l’algorithme de débruitage.
Les critères d'évaluation de l'architecture pour chaque opérateur sont basés sur :
- le retard global entre l'instant d'acquisition de la donnée et l'instant final du
traitement de l'opération.
- Occupation en unités élémentaires du FPGA occasionnée par l'implantation
électronique de l'architecture de l'opérateur considéré. Ceci représente la taille en portes (voir
en surface de Silicium ) de l'opérateur.
2.3.2 Addition binaire
L'addition est une opération très courante dans le traitement numérique du signal
(DSP). Il est donc important qu'elle soit optimisée pour être rapide. Malgré la simplicité
apparente du problème, il existe de multiples façons de construire des additionneurs efficaces
en temps et en nombre de portes logiques utilisées.
2.3.2.1 Semi additionneur
Ce premier circuit est la brique de base. Il prend en entrée deux bits A et B et calcule
la somme S et la retenue Cout (pour Carry en anglais). Les bits Cout et S peuvent aussi être vus
comme les bits de poids fort et de poids faible de l'écriture sur deux bits de la somme A + B.
Schéma et symbole d’un Semi Additionneur (half-adder)
2.3.2.2 Additionneur complet
Pour construire un additionneur sur plusieurs bits, plusieurs additionneurs 1 bit sont
mis en cascade. Chacun de ces additionneurs prend en entrée deux bits A et B ainsi que la
retenue précédente Cin. Il calcule la somme S de ces trois valeurs binaires ainsi que la retenue
C1. Comme pour le semi-additionneur, ces bits Cout et S peuvent aussi être vus comme les bits
de poids fort et de poids faible de l'écriture sur deux bits de la somme A + B + Cin.
Schéma et symbole d’un Additionneur Complet (Full-adder)
2.3.2.3 Additionneur par propagation de retenue
Etudions l’exemple de l’addition binaire de deux nombres positifs X et Y de huit bits.
Lorsque nous effectuons ce calcul à la main, nous additionnons tout d’abord les deux bits de
poids faible et déterminons le bit S0 du résultat ainsi qu’un bit de retenue C1.
(3.10)
(3.11)
Nous traitons séquentiellement les colonnes restantes, de droite à gauche, en
additionnant Xi, Yi et la retenue entrante Ci afin de générer un bit de somme Si ainsi qu’une
retenue sortante Ci+1 définis par l’équation suivante:
(3.12)
(3.13)
La figure 3.10 illustre la structure d’un additionneur à retenue propagé (CarryPropagate Adder ou CPA) de deux nombres sur huit bits. Il est constitué d’une cellule halfadder et de 7 (n-1) cellules full-adder connectées en cascade. La retenue sortante Cn indique
un éventuel dépassement de capacité. Sa gestion dépend du système dans le quel intervient
l’additionneur.
La structure d’un additionneur à retenue propagé
La propagation de retenue implique théoriquement un temps de calcul proportionnel à
la taille des opérandes. Ainsi, en doublant la précision de l’additionneur, nous diviserions sa
fréquence de fonctionnement par deux.
2.3.2.4 Additionneur par anticipation de retenue
La lenteur de l'additionneur par propagation de retenue impose d'utiliser d'autres
techniques pour des additionneurs ayant un nombre important de bits. Comme cette lenteur
est due au temps nécessaire à la propagation de la retenue. Remarquons toute fois que les
entrées xi et yi d’une cellule full-adder sont disponibles bien avant la retenue entrante ci que,
toutes les techniques ont pour but d'accélérer le calcul des retenues.
La première technique appelée anticipation de retenue ou consiste à faire calculer les
retenues par un circuit extérieur.
Afin de faciliter le calcul des retenues, on introduit deux quantités appelées G (pour
Generate en anglais) et P (pour Propagate en anglais). Pour deux quantités binaires A et B,
les quantités G et P sont définies de la façon suivante.
(3.15)
Soient A = An-1…A0 et B = Bn-1…B0 deux entrées de n bits. On note Ci la retenue de
l'addition des i bits de poids faible de A et B. Pour accélérer le calcul des C i, on introduit les
deux quantités Gi et Pi associées aux entrées Ai et Bi par les formules suivantes.
(3.16)
La valeur Gi est la retenue engendrée par l'addition des deux bits Ai et Bi et la valeur
de Pi détermine si la retenue de Ci se propage. On a donc la formule suivante qui exprime
simplement que la retenue Ci+1 provient soit directement de l'addition des bits Ai et Bi soit de
la propagation de la retenue Ci.
(3.17)
En utilisant plusieurs fois cette formule, on peut obtenir les formules suivantes qui
expriment Ci+1 en fonction d'une retenue précédente et des valeurs Gj et Pj intermédiaires.
(3.18)
Le circuit de la figure 3.11 permet de calculer la somme ainsi que les deux quantités Gi
et Pi.
La structure d’une cellule S, G et P.
2.3.2.5 Additionneur par l’utilisation d’une LUT :
L'idée générale pour remédier le problème du temps de calcule de retenue et de la
complexité de la réalisation. On s’oriente à utilisé une LUT qui regrouper l’ensemble de bits
dans une LUT comme il est illustré dans la figure 3.11. La taille de la LUT dans ce cas est de
25, le vecteur de sortie et de 23.
La structure d’un Additionneur avec une LUT
2.3.2.6 L’addition et la soustraction en complément à deux :
Lorsque deux opérandes en complément à deux comportent un nombre de chiffres
identique, leur addition s’effectue à l’aide du circuit à retenue propagée étudié précédemment.
Considérons maintenant deux nombres X etY possédant respectivement n et n+k bits (k1) . Il
suffit de représenter X avec n+k chiffres afin que les opérandes soient codés à l’aide du même
biais R=2n+k. Cette opération consiste simplement à étendre le bit de signe de k positions vers
la gauche. Si X est négatif. Dans le cas où X est positive, aucune correction n’est nécessaire
car le biais n’est appliqué qu’aux nombres négatifs. L’extension du bit de signe n’a aucune
incidence sur la valeur codée par X. Une fois cette opération réalisée, un additionneur à
retenue propagée détermine la somme X+Y. La figure 3.12 présente un soustracteur, obtenu
en modifiant l’additionneur à retenue propagée, destiné à des opérandes en complément à
deux. Comme
(3.19)
Il suffit donc à inverser l’ensemble des bits de Y et de substituer à la cellule half-adder
une cellule full-adder dont le retenue est fixée à 1.
La soustraction en complément à deux réalisée avec un additionneur à retenue
propagée.
2.3.3 La multiplication :
La multiplication est une opération très simple car elle se réalise par l'addition répétée.
Considérons X et Y, deux nombres entiers non signés de n chiffres. Leur produit Z, un
nombre comportant 2n chiffres, s’obtient par exemple en calculant
Remarquons que ce procédé de multiplication, illustré par la figure3.13, correspond à
la méthode que nous utilisons pour calculer à la main le produit de deux nombres.
42
X 27
294
84
1134
La multiplication traditionnelle de deux nombres.
La multiplication binaire non signé (ou complément à deux) elle s’exécute exactement
de la même manière, mais plus facile parce que les chiffres du multiplicateur sont un ou zéro.
Cela signifie que les produits partiels sont des zéros ou une copie du multiplicateur, décalé à
gauche convenablement. C.a.d que la multiplication utilise simplement le décalage et
l’addition (shifters and adders). La figure 3.14 illustre une réalisation matérielle possible de
ce multiplicateur.
Le multiplicateur basé sur l'algorithme de décalage et d’addition
2.3.3.1 La multiplication graphique :
Nous avons constaté que le coût de la multiplication est une fonction directe du
nombre d'éléments non-nuls ak Dans A. Le système CSD minimise ce coût. Le CSD est
également la base pour le multiplicateur de Booth [38] et de réaliser les facteurs individuels
dans un sens optimal CSD [39,40,41,42]. La figure 2.3 illustre cette option pour le coefficient
de 124 [43]. Le code binaire le code CSD sont donnés par 12410 = 011111002 = 10000100CSD
Les deux réalisations pour la constante 124.
L’opération de la multiplication par le coefficient 124 nécessite le décalage à gauche
de cinq bits vers le bit le plus significatif (MSB) de la donnée. Suivie par la soustraction de la
donnée du résultat obtenu du décalage et le bit de signé est propagés sur le reste des bits. Le
résultat obtenu doit être décalé vers la gauche par deux bits pour assurer la multiplication par
2. La figure 3.17 illustre une telle structure, notons ici que l’un des opérandes doit être une
constante.
Le multiplicateur avec un coefficient 124 [43]
2.3.3.2 Multiplication d'accumulateur (MAC) et somme de produit (SOP) :
Les algorithmes de traitement numérique de signal (DSP) sont reconnus comme des
multiplications à accumulation (MAC) intensive. Pour illustrer, considérons la somme de
convolution linéaire donnée par :
Cette opération exige L multiplications consécutives et L-1 addition par échantillon de
y[n] pour calculer la somme des produits (SOP). Ceci suggère qu'une N x N bits multiplicateur
doivent être fusionnés avec un accumulateur, voir Figure 3.18. Une précision de N × N bits
est de taille de 2N bits. Si les deux opérandes sont des nombres signés de même taille, le
produit n'aura que 2N-1 bits significatifs, à savoir les deux bits de signe. L'accumulateur, et
afin de maintenir suffisamment de gamme dynamique, est souvent conçu pour avec K bits
supplémentaires.
Une approche alternative à la MAC pour calculer une somme de produit sera discutée
dans la section suivante :
2.3.3.3 La multiplication distribue
L’Arithmétique distribuée pour (Distributed Arithmetic DA) est une technique
importante pour les FPGA. Elle est énormément utilisée dans le calcul de la somme des
produits :
En plus de la convolution, la corrélation, TFD et la plupart de calcul numérique peut
être représenté en tant que somme de produit (Sum Of Produits). Pour exécuter un cycle de
filtrage, lorsqu’on utilise une unité arithmétique classique, on prend d’environ un N MAC
cycles. Ce temps peut être réduit avec le pipelining, mais peut néanmoins être extrêmement
longtemps. Il s'agit d'un problème fondamental lorsque les multiplicateurs d'usage général
sont utilisés.
Pour des nombreuses DSP applications, la multiplication n’est pas nécessaire
techniquement. Si les coefficients de filtre c [n] sont connus a priori, alors techniquement, le
terme de produits partiels c [n] x [n] devient une multiplication par une constante. C'est une
différence importante et est une condition préalable pour une conception d’une arithmétique
distribué DA.
La première discussion de l’arithmétique distribuée remonte à un article par Croisier
en 1973 [44] et DA a été popularisée par Peledand Liu [45]. Yiu [46] a étendu DA pour les
nombres signés, et Kammeyer [47] et Taylor [48] ont étudié les effets de quantification dans
les systèmes de l’arithmétique distribué. Tutoriaux des arithmétiques distribuées sont
disponibles à partir de White [49] et Kam-meyer [50]. L’arithmétique distribuée est également
abordé dans les manuels [51.52]. Pour comprendre le paradigme de la conception de
l’arithmétique distribué, considère la somme des produits produit scalaire ci-dessous:
Supposons en outre que les coefficients c [n] sont des constantes connues et x [n] est
une variable. Un système d’arithmétique distribuée non signé suppose que la variable x [n] est
représenté par:
avec
,
où xb[n] désigne le bit b de x [n], soit le niém élément de x. Le produit intérieur y peut,
par conséquent, être représenté comme suit:
Redistribution de l'ordre de sommation (d'où le nom arithmétiques distribués) résultats
dans:
Ou bien sous une forme plus compacte :
La figure illustre une telle structure.
La structure d’une multiplication distribue
Exemple :
Un produit scalaire de troisième ordre est défini par l'équation de produits scalaires
suivante :
Supposons que c[0]=2, c[1]=3, c[2]=1. Le produit scalaires avec x[n]={ x[0]=1,
x[1]=3, x[2]=7}, est obtenu par le calcul suivant :
Pour remédier à toute utilisation des multiplicateurs qui sont gourmand en élément
logique et en temps d’exécution ainsi que l'un des multipliant est une constante.
L’implémentation sur FPGA de la fonction f (c[n], x[n]) nécessite une réflexion particulière.
La méthode de mise en œuvre préférée est de réaliser la cartographie f (c[n], x[n]) en utilisant
une look-up tables (LUT). La LUT contient 2N mots est préprogrammée pour accepter un
vecteur d'entrée de N-bits xb=[xb[0], xb[1],…,xb[N-1]], et une sortie f (c [n], xb[n]). Les
mappages individuels f (c[n], x[n]) sont pondérés par la puissance appropriée de deux
facteurs et accumulé. L'accumulation peut être implémentée efficacement comme il est
indiqué dans figure 3.18. Après N cycles de calcule le résultat du produit scalaire est obtenu.
La structure d’une multiplication distribue à base d’une LUT
2.3.3.4 Look-Up Table (LUT) Multiplication
La Multiplication on utilisant une table de correspondance (LUT) est alternatif utilisée
pour implémenté des opérations mathématiques sur FPGA, elle est tout simplement un bloc
de mémoire contenant le résultat de multiplication complète des deux opérandes il contient
donc toutes les combinaisons possibles de cette multiplication. Les dimensions de la table
requis est considérables, et délicats, ce qui rendre le technique impraticables pour les FPGA
de cette manières.
REPRESENTE LE CONTENU D'UNE LUT A 6 ENTREES POUR 3 X 3 BITS
000
001
010
011
100
101
110
111
000
001
010
011
100
101
110
111
000000
000000
000000
000000
000000
000000
000000
000000
000000
000001
000010
000011
000100
000101
000110
000111
000000
000010
000100
000110
001000
001010
001100
001110
000000
000011
000110
001001
001100
001111
010010
010101
000000
000100
001000
001100
010000
010100
011000
011100
000000
000101
001010
001111
010100
011001
011110
100011
000000
000110
001100
010010
011000
011110
100100
101010
000000
000111
001110
010101
011100
100011
101010
110001
Pour une multiplication où un des multipliant est une constante, cette technique est
beaucoup plus efficace sur FPGA, il se fait de construire une table de multiplication qui ne
dispose que d’une seul colonne correspondant à la valeur du résultat de la multiplication précalculé. Il est connu comme une multiplication par un coefficient constant (KCM). L'exemple
ci-dessous multiplie une entrée à 5-bits (valeurs de 0 à 31) par une constante 67. Noter
qu'avec un multipliant est une constante, toutes les entrées sont disponibles sur LUT pour le
multiplicande variable. Cela rend la KCM plus efficace qu'une multiplication complète
(moins de produits partiels pour une largeur donnée). C'est une technique qui est
recommandée sur FPGA car elle réduit le nombre des éléments logiques, elle réduit aussi le
temps d’exécution qui le rend plus efficace en traitement du signal.
REPRESENTE DE LA LUT (ENTREE (5 BIT ) * 67)
Entrée (5 bits ) * 67
Entrée
00
01
10
11
000
0
536
1072
1608
001
67
603
1139
1675
010
134
670
1206
1742
011
201
737
1273
1809
100
268
804
1340
1876
101
335
871
1407
1943
110
402
938
1474
2010
111
469
1005
1541
2077
Le schéma bloc d’une LUT (Entrée (5 bits ) * 67, sortie(15 bits))
Le schéma bloc d’une LUT (Entrée = 25, sortie = 1675)
Chapitre IV
Théories de la transformée
en Ondelettes
et la notion de débruitage
4. THEORIES DE LA TRANSFORMEE EN ONDELETTE
4.1.
Introduction :
Le traitement du signal a pour but principal objet la description des signaux liés au
monde réel dans but de traitement, d’identification, de compression, de compréhension ou de
transmission. Dans ce contexte, les transformations linéaires ont toujours joué un très grand
rôle, et parmi ces dernières la transformation de Fourier (1822). Cette transformation permet
d’explorer la composition fréquentielle du signal et par ses propriétés de lui appliquer
facilement des opérations de filtrage. Mais, très tôt dans l’histoire du traitement du signal, il
est apparu que la décomposition obtenue n’était pas toujours la plus satisfaisante et la
première transformation en ondelettes est proposée par Haar en 1910 ; cette transformation
découpe le signal en composantes fréquentielles suivant une résolution adaptée à l’échelle. Le
premier à avoir utilisé cette technique et le premier à avoir proposé le nom d’ondelettes fut
Jean Morlet (1983). Dans l’analyse de données issues de soudages sismiques effectués pour
des recherches géologiques. Apres des bases mathématiques solides ont été mises en place
faisant apparaître la notion de base orthogonale (Yves Meyer 1985), d’analyse multirésolution
(S. Mallat 1989 [53,54,55]) et d’ondelettes à support compact (I. Daubechies 1988 [56]).
Bien que l’analyse par ondelettes ait été introduite dans les années 1970 par Yves
Meyer [57, 58] dans un contexte d’analyse du signal et d’exploration pétrolière, et par la suite
reprise par des théoriciens et ingénieures comme Morlet dans le début des années 80 qui on
fait une véritables théorie et outil mathématique [59], elles sont néanmoins un outil récent du
point de vue de leur applicabilité dans divers domaines. Leur propriété essentielle réside dans
leur capacité à analyser à plusieurs échelles de temps, et définir des propriétés locales de
signaux complexes pouvant présenter de zones non stationnaires. Leur champ d’applications
s’élargit de plus en plus. Les domaines tels que la géophysique l’astrophysique, les
télécommunications, l’imagerie et le codage vidéo utilisent les ondelettes comme nouvelle
technique d’analyse et de synthèse du signal. Toute fois, il faut aussi souligner que
l’utilisation des ondelettes a connu beaucoup de succès dans deux domaines en particulier,
celui du débruitage et celui de la compression. Deux meilleurs exemples d’applications des
ondelettes sont le stockage numérique d’empreintes digitales effectué par le FBI qui ont
utilisé les ondelettes comme un outil de compression et de débruitage [60], et la norme de
compression JPEG 2000 [61]
Figure 4. 10 :
Analyse temps-échelle par la transformée en ondelette.
4.2.
Transformée d’une ondelette :
Dans la plupart des applications de traitement de signal, la transformation fréquentielle
du signal est très importante. La transformée de Fourier est la plus utilisée pour obtenir le
spectre de fréquence d'un signal. Les signaux de la parole, d'image et la majorité des signaux
biologiques ont différentes caractéristiques temporelles et fréquentielles, par exemple, ils ne
sont pas stationnaires, et c’est justement dans leurs caractéristiques (statistiques,
fréquentielles, temporelles, spatiales) que réside l’essentiel de l’information qu’ils
contiennent. Une transformation qui renseigne sur le contenu fréquentiel tout en préservant la
localisation afin d’avoir une représentation temps-fréquence est nécessaire et indispensable
pour les analyser. .
La transformée en ondelettes est conçue pour être adaptative : elle consiste à analyser
le signal à l’aide d’une fonction bien localisée, de moyenne nulle, qu’on appelle ondelette,
que l’on translate sur tout le signal et que l’on peut dilater. Ils existent autant de livres de
référence ou le lecteur pourra se documenter sur la transformée en ondelettes.
Une ondelette [62] est une fonction qui oscille comme une onde mais qui est
rapidement atténuée d’où son nom ondelette qui veut dire petite onde.
L’onde sinusoïdale est symétrique et régulière et l’ondelette est une vibration
asymétrique et irrégulière
Elle est localisée à la fois en temps et en fréquence et permet de définir par translation
en temps et dilatation en échelle, une famille de fonction analysantes. Les ondelettes sont
considérées comme un « zoom » mathématique permettant de décrire les propriétés d’un
signal à plusieurs échelles de temps simultanément. D’une façon plus formelle, une fonction
ψ est appelée ondelette si elle vérifie dans le domaine fréquentiel, la condition d’admissibilité
donnée par :
Où
désigne la transformé de Fourier de ψ.
Une condition suffisante d’admissibilité et plus simple à vérifier, est donnée par :
Cette condition considérée comme minimale n’est pas la seule propriété des ondelettes
dont l’importance dépend souvent de l’application utilisée.
L’analyse continue par ondelettes associe une famille d’ondelettes translatées et
dilatées en varient les deux paramètres a, b. cette famille se caractérise par :
Où
et a>0. Le paramètre a sert à dilater (comprimer ou étendre) la
fonction ψ qui est appelée l’ondelette mère, et b sert à la translater (la déplacer selon l’axe des
temps). L’idée est donc de réaliser une projection de la fonction signal sur une famille de
fonctions translatées et dilatées (changement d’échelle)
à partir d’une fonction unique
appelée ondelette, de façon à pouvoir étudier ce qui se passe localement. Par translation et
dilatation de l’ondelette
, on définit les atomes de la transformée par ondelette en fixant
les valeurs de a et b dans l’équation (4.3). En d’autres terme, un atome de la transformée par
ondelette est une fonction d’ondelette
unique obtenu en remplaçant chacun des
paramètres a et b par une valeur fixe (
) la figure est exemple des atomes de la
transformée par ondelette.
L’évolution d’une ondelette.
4.3.
Définition d’une ondelette :
La transformée continue en ondelette d’un signal f(t) est définit par l’équation (4.4)
[63, 64] :
Où
est la fonction conjuguée de
. Les coefficients
sont nommés
les coefficients d’ondelettes de la fonction f. out signal c’écrit alors sous forme d’une
superposition des ondelettes translatées et dilatées :
Où
est un nombre constant qui ne dépend que de l’ondelette choisie
définit par l’équation :
qui est
La transformée continue d’ondelette est inversible si l’ondelette mère
est vérifie les
conditions d’admissibilité [62]
4.4.
La transformée discrète en ondelettes (DWT) :
Les fondations de la DWT se progresse en 1976 où des techniques de décomposition
des signaux discrets ont été conçues [64]. Un travail semblable a été effectué dans le codage
du signale de la parole qui a été appelé codage de sous-bande. En 1983, on a développé une
technique semblable au codage de sous-bande appelée codage pyramidal. Plus tard beaucoup
d'améliorations ont été apportées à ces codes qui ont eu comme conséquence des
arrangements efficaces d'analyse multi-résolution (MRA).
La transformée discrète en ondelette consiste en la projection du signal sur une base
discrète d’ondelettes réalisant un échantillonnage critique du plan temps-échelle (t,a). C’est-àdire, tel qu’un échantillonnage plus serré conduirait à une redondance d’information, alors
qu’un échantillonnage plus vague ne permettrait plus la reconstruction du signal. Une
première approche consiste à rechercher, à partir de l’ensemble continu des fonctions de base
utilisées dans la CWT (transformée redondante dans la mesure où deux coefficients voisins
partagent de l’information), une famille discrètes possédant ces propriétés. Donc il est
toutefois possible de réduire cette redondance en remplaçant la famille continue d’ondelettes
par une famille indexée par des variables temps et d’échelle discrètes, et les intégrales par des
sommes discrètes. Il est préférable de réduire au maximum cette redondance en
, la famille d’ondelettes correspondantes devient :
fixant
Cette transformée est appelée transformée dyadique [42.48,45]. En choisissant
adéquatement , la famille
constitue une base orthonormé, on pourra dès lors récupérer le
signal originale par la transformée inverse qui s’écrit alors :
Avec
Qui représente les coefficients d’ondelettes qui fournissent donc une représentation
alternative de ces fonctions, sans perte d’information ni redondance.
L’analyse multirésolution (MRA) :
4.5.
L’analyse multirésolution [59,55,56,65] (MRA) par les ondelettes est devenue
fondamentale en théorie du signal. Une analyse multirésolution est définit des opérateur
linéaires permettant d’analyser un signal à différents échelles. Mise au point vers la fin de
l’année 1986 par Mayer [57] et Mallat [65], elle constitue un outil permettant de regarder un
signal de « très près » ou de « très loin ». ce zoom est effectue à l’aide d’une fonction
d’échelle ϕ, qui se dilate à travers les échelles. Ce qui consiste à projeter le signal x dans une
série de sous-espaces d’approximations Vj et de sous-espaces de détails Wi . Les projections
successives du signal sur les espaces Vj en constituent des approximations de plus en plus
grossières. L’information perdue entre deux approximations est collectée dans les signaux de
détails, qui rendent alors compte du comportement du signal à des résolutions différentes.
En fait, une analyse multi-résolution de L2() est une suite VjjZ de sous-espaces
fermés de L2() ayant les propriétés suivantes :
1)
2)
3)
4)
5)
Il existe
telle que
soit base orthonormée de V0.
Étant l’espace vectoriel des signaux f(t) continus à une énergie finie où t appartiens à
l’ensemble des réels
. Z correspond à l’ensemble des entiers.
Il s’agit d’effectuer des projections successives f(t) à étudier sur des espaces Vj correspondant
à une approximation d’autant plus grossière que j est grand comme le montre l’équation
suivante :
D’une approximation à l’autre, notamment de
une partie de l’information est
perdue mais récupérée par les détails :
Les signaux de détails s’obtiennent également par projection du signal f(t) sue sousespaces tels présentés par l’équation (4.10) :
L’analyse multirésolution reformule ainsi un signal f(t) sous la forme d’une somme de
détails et d’une analyse approximation :
4.6.
L’algorithme pyramide de Mallat :
L’algorithme pyramidal [55, 53, 65] est une méthode récursive basée sur une
succession de convolutions. En effet, Mallat a montré que les coefficients d’ondelettes
peuvent être calculés à partir d’une transformées pyramidale mise en ouvre à l’aide de filtres
numériques. Récursifs ou non. Le principe de la transformée pyramidale consiste dans la
décomposition en banc de filtre (figure) du signal à analyser à l’aide d’une paire de filtre
miroirs en quadratiques. L’un de ces filtres fournira les coefficients d’ondelettes (ou détails),
le second les coefficients d’approximation. L’approximation est elle-même à son tour
décomposée par une seconde paire de filtres, la reconstitution s’obtient simplement par
inversion des filtres dans le cas de base orthogonales (figure 4.4)
Décomposition en banc de filtre d’une analyse multirésolution
Dans la figure
est le filtre conjugués en quadrature de h et
est le filtre conjugués
en quadratique de g.
Mallat [65] a déduit les formules de décomposition et de reconstitution suivantes :
Formules de décomposition (4.13) :
Formule de reconstitution (4.14) :
De même, les filtres h et g peuvent se déduire à partir des fonctions d’ondelettes et
d’échelle par produit scalaire comme suit :
4.7.
Propriétés des ondelettes :
Les propriétés les plus importantes des ondelettes [48] sont :

Support compact

Symétrie

Nombre de moment nuls

Régularité
4.7.1. Support compact :
La plupart des ondelettes sont à support compact dans le domaine temporel, ce qui
veut dire qu’elles sont finie (filtres FIR) est se distinguent par leur atténuation rapide. Un
support compact permet une réduction de la complexité de calcul, une meilleure résolution
dans le domaine du temps mais donne une résolution pauvre en fréquence.
4.7.2. Symétrie :
Les ondelettes symétriques [65] donnent naissance à des filtres à phase linéaire.
Daubchies [49,50] a montré que, pour qu’uen ondelette soit symétrie, le filtre h doit être à
phase complexe linéaire, et que le seul filtre miroir conjugué symétrique à support fini est le
filtre de Haar [66] qui correspond a une ondelette discontinue à un seul moment nul. Mis à
part l’ondelette de Haar, il y’a donc pas d’ondelette réelle orthogonale symétrie à support
compact.
4.7.3. Nombre de moment nuls :
Par définition, une fonction ψ a p moment nuls si et seulement si la formule (4.16) est
vérifiée [65] :
L’intérêt de cette propriété est que si une ondelette e un nombre de moments nuls
suffisant, on obtiendra alors plus de coefficients à petites valeurs. Elle permet de caractériser
aussi l’ordre des singularités d’un signal. Si nous désignons par p le nombre de moment nul,
alors la taille du support est d’au moins de 2 p-1.
4.7.4. Régularité :
La régularité d’une ondelette [65] est la propriété permettant de localiser les singularités dans
un signal. Cette propriété se traduit sur les coefficients d’ondelettes par une amplitude
importante caractérisant une singularité dans le signal par la décroissance des coefficients
avec l’échelle de résolution. La régularité est une propriété importante pour obtenir des
coefficients d’ondelettes les plus petits possibles afin de les annuler.
4.8.
Panorama d’ondelettes :
Il existe de nombreuses ondelettes dyadiques décrites dans la littérature [46] (Spline,
hannon-Nyquist, Daubechies, etc...) utilisées en codage, débruitage ou analyse de signaux.
Nous présentons ici quelques ondelettes couramment utilisées.
L’ondelette de Haar est une ondelette orthogonale symétrique elle la plus ancienne,
De part sa simplicité, cette ondelette illustrée en Figure 4.5 est assez utilisée en codage
d’image.
Type d’ondelettes
Par conséquent, n'importe quelle discussion des ondelettes commence par les
ondelettes de Haar. Les ondelettes de Daubechies sont les ondelettes les plus populaires. De
la famille des ondelettes orthogonales. Ils représentent les bases du traitement de signal et ils
sont employés dans de nombreuses applications. Ceux-ci s'appellent également les ondelettes
de Maxflat.
4.8.1. Base d’ondelettes de Daubechies :
Les ondelettes les plus connues et les plus utilisées dans le cadre du traitement du
signal mono-dimensionnel discret sont ceux de Daubechies [69]. Pour leurs caractéristiques
remarquables qui les distinguent des autres types d’ondelettes. Pour la transformé rapide en
ondelettes (DWT), les fonctions sont définies par un jeu d’indices que l’on désigne sous
l’appellation "coefficients des filtres en ondelettes" [70].
Les ondelettes de Daubechies à support compact sont décrites dans [71]. Ce sont des
fonctions à p moments nuls, leur régularité augmente avec p. Le nombre de coefficients est de
4 pour p = 2, de 12 pour p = 6 et de 20 pour p = 10. La forme de chaque ondelette pour 4,12 et
20 coefficients est visualisée sur les figures 4.6.
Ondelette de Daubechies à 2 moments nuls (4 coefficients).
Une transformée en ondelettes contient non seulement la répartition spectrale du signal
analysé mais aussi une information temporelle. En effet, la transformée de Fourier (FFT) sur
une fenêtre glissante en temps offre une résolution uniforme en temps et en fréquence, ce qui
se traduit par un pavage régulier de l’espace temps-fréquence. La résolution temporelle est
constante, c’est la largeur T de la fenêtre de calcul (T = 2Nδt, où 2N désigne le nombre de
points dans la fenêtre et δt le pas d’échantillonnage), la résolution fréquentielle est elle aussi
constante, c’est l’inverse de la largeur de la fenêtre d’analyse
Nous pouvons exprimer cela en disant que l’on ne connaît que le spectre moyen du
signal sur la fenêtre d’analyse. La résolution spectrale peut être rendue la plus faible possible
en augmentant suffisamment la largeur de la fenêtre d’analyse, c’est à dire en augmentant
autant que nécessaire le nombre d’échantillons dans la fenêtre : lorsque ce nombre augmente
indéfiniment, le spectre tend à être continu. La valeur maximale de la fréquence du spectre ne
dépend que de la fréquence d’échantillonnage, elle est égale à
d’après le théorème
d’échantillonnage ou de Shanon. Par contre, la transformée en ondelettes utilise un pavage
très différent qui traduit le fait que le produit de la résolution temporelle par la résolution
fréquentielle est constant pour tous les facteurs d’échelle (voir figure 4.7) [72].
Ceci se traduit dune part par une meilleure résolution en temps pour les hautes
fréquences qui sont significatives de variations rapides que pour les basses fréquences, et
d’autre part, une résolution temporelle inférieure pour les basses fréquences qui correspondent
à des variations lentes.
Ondelette de Daubechies à 6 moments nuls (12 coefficients) pour 2 facteurs d’échelle
différents.
Le coefficient d’ondelettes le plus élevé correspond à l’ondelette dont le spectre est le
plus haut en fréquence, mais il ne correspond pas à une fréquence unique comme dans le cas
de la FFT, dans Tableau 4.I, ils sont illustrés les différents coefficients (D2-D8).
3
4.9.
LES DIFFERENTS COEFFICIENTS DU FILTRE DE DAUBECHIES
D2 P=1
D4 P=2
D6 P=3
D8 P=4
0.70710
0.70710
0.48296
0.83651
0.22414
0.12940
0.33267
0.80689
0.45987
0.13501
0.85441
0.03522
0.23037
0.71484
0.63088
-0.02798
Applications
-0.18703
0.03084
0.03288
-0.01059
Le fait que la transformée utilise des fonctions bien localisées dans le plan tempsfréquence lui donne beaucoup d’avantages. La transformée en ondelettes est appliquée dans
différents domaines s'étendant du traitement des signaux à la biométrie, et la liste se
développe toujours. L’une des premières applications est dans la compression des empreintes
digitale par FBI. La transformé en ondelettes est employés pour la compression des images
d’empreintes afin de les stocker.
Dans DWT, l'information la plus en avant dans le signal apparaît dans des amplitudes
élevées et l'information moins en avant apparaît dans des amplitudes très basses. La
compression de données peut être réalisée en jetant ces basses amplitudes. La transformée en
ondelette permet des taux de compression élevés avec une bonne qualité de reconstruction.
Actuellement, l'application des ondelettes dans la compression d'image est un domaine de
recherche les plus chauds. Récemment, La transformée en ondelettes été choisis pour la
norme de compression de JPEG2000.
L’application de la transformée en ondelettes dans le traitement du signal.
La figure 4.8 représente les étapes générales suivies dans une application de traitement
de signal. Le traitement (Processing) peut comporter la compression, le codage, débruitage
etc…Le signal traité est stocké ou transmis. Pour la plupart des applications de compression,
le traitement comporte la quantification et le codage d'entropie pour rapporter une image
comprimée. Pendant ce processus, tous les coefficients d’ondelette qui sont au-dessous d'un
seuil bien choisi sont jetés. Ces coefficients jetés sont remplacés avec des zéros pendant la
reconstruction à l'autre extrémité. Pour reconstruire le signal, le codage d'entropie la
transformée en ondelettes est décodé, puis quantized et puis finalement la transformé inverse
d’ondelette.
Les transformés en ondelettes sont appliquées dans la plupart des technique de
compression de la parole, qui réduit le temps de transmission dans des applications mobiles.
Ils sont employés dans débruitage, détection de contours bord, extraction de dispositif,
reconnaissance de la parole, annulation d'écho et etc... Ils sont très prometteurs pour des
applications audio et vidéo en compression temps réel. Les ondelettes ont également de
nombreuses applications dans les communications numériques. Parmi eux la Division de
fréquence orthogonale multiplexé (OFDM). Des ondelettes sont employées dans la formation
d’image biomédicale. Par exemple, les signaux d'ECG, mesurés à partir du coeur, sont
analysés en utilisant la transformé en ondelette ou compressé pour qu’ils puissent être
stockés. La popularité de la transformé en ondelette se développe en raison de sa capacité de
réduire la déformation dans le signal reconstruit tout en maintenant tous les composantes
significatifs présentent dans le signal.
4.10. Banc de filtre
4.10.1. Introduction :
La Multirésolution en
traitement numérique du signal (DSP) a attiré beaucoup
d'attention au cours des deux dernières années en raison des applications dans le codage sousbande de la parole, audio et vidéo, support de transmission des données multiples, etc. Une
caractéristique essentielle des algorithmes Multirésolution est leur haute efficacité de calcul.
Un système multi-cadence peut augmenter ou diminuer la fréquence d'échantillonnage de
signaux avant ou pendant leur traitement. Ces signaux peuvent être traités simultanément
dans les différentes parties du système multi-cadence avec des différentes fréquences
d'échantillonnage.
Les bancs de filtres Numériques sont les plus importantes applications des systèmes
Multirésolution. La plus part des différentes approches des bancs de filtres ont été développés
au cours des quinze dernières années. Parmi ces bancs de filtres, bancs de filtres modulés en
cosinus [73,74,75] qui sont très utilisés parce qu'ils sont faciles à implémenté et peuvent
fournir une reconstruction parfaite (PR). La transformée de Fourier discrète (DFT) de banc de
filtre polyphase [76] est une autre approche qui fournit une grande efficacité de calcul. La
DFT modifié (MDFT) du banc de filtre [77,78,79] peut également fournir une reconstruction
parfaite.
4.10.2. Conversion de la fréquence d’échantillonnage
Pour comprendre les systèmes Multirésolution, il est essentiel de comprendre
comment la fréquence d'échantillonnage on changer. Il ya deux opérations de base de
changement des taux d'échantillonnage: sous-échantillonnage (diminuer la fréquence
d'échantillonnage) et sur-échantillonnage (augmenter la fréquence d'échantillonnage).
4.10.2.1.
Le
Sous-échantillonnage :
sous-échantillonnage est
le
processus
de
réduction
de
la
fréquence
d'échantillonnage. Sous-échantillonnage d'un signal peut être utile si le taux d'échantillonnage
est supérieur à la largeur de bande du signal. Il peut réduire le calcul et / ou ainsi que la
mémoire nécessaire pour l’implémentation d’un système de traitement numérique du signal.
L'opération de sous-échantillonnage par un facteur M est illustré dans la figure 4.9, où le
système sous-échantillonnage prend un signal d'entrée x [n] avec une fréquence
d'échantillonnage élevée F et il produit à la sortie une séquence d'échantillonnage faible y [m]
en gardant tous les échantillons M et en rejetant le reste. Ce processus de souséchantillonnage peut être écrite comme suit :
La relation entre la fréquence de sortie et la fréquence d’entré est :
Où M est appelé le facteur de sous-échantillonnage, et il est simplement le rapport
entre le débit d'entrée et le débit de sortie.
Le sous-échantillonnage
Sur-échantillonnage :
Le sur-échantillonnage augmente la fréquence d'échantillonnage du signal par
4.10.2.2.
l'insertion des échantillons de valeur zéro entre les échantillons originaux.
La Figure 4.10 illustre le sur-échantillonnage d'un signal par un facteur L, il a un
signal d'entrée x [m] avec une faible fréquence d'échantillonnage FL et il produit à la sortie
une séquence y [n] de fréquence d'échantillonnage elevée FH par l’insertion des zéros entre
chaque échantillon du signal d'entrée. Ce processus de sur-échantillonnage peut être écrit
comme suit:
Dans ce cas le taux d'échantillonnage FL et FH sont reliés par un facteur L de suréchantillonnage, qui est la relation du débit de sortie et le débit d'entrée.
Le sur-échantillonnage
4.10.3. La décimation :
La décimation est le processus de filtrage et du sous-échantillonnage d'un signal
pour diminuer sa fréquence d'échantillonnage. Un filtre passe-bas est utilisé avant le souséchantillonnage est illustré sur figure 4.11.
La décimation.
4.10.4. L’interpolation :
L'interpolation est le processus de sur-échantillonnage et de filtrage d'un signal afin
d'augmenter son fréquence d'échantillonnage comme le montre la figure 4.12.
l’interpolation.
4.10.5. Les identités nobles :
Les identités nobles décrire la propriété de l'inversion de l’ordre du filtre et du souséchantillonnage/sur-échantillonnage. Figure 4.13 (a) et (b) montrent une paire de schémas
synoptiques équivalents, qui décrivent les identités nobles pour la décimation et
l'interpolation.
Les identités nobles
La méthode de décimation standard illustré dans la Figure 4.11, est inefficace
arithmétiquement parce qu'elle jette la majorité des échantillons calculées de la sortie du filtre.
En utilisant l'identité Noble nous pouvons réorganiser la structure de la figure 4.11. Afin
d'appliquer l'identité Noble pour la décimation, nous devons d'abord décomposer le filtre H(z)
en ses composantes polyphasées :
Maintenant nous pouvons transformer la figure à la structure polyphase de la figure
La structure polyphasé
Puis on peut appliquer l’identité noble pour la décimation sur la structure de la figure
4.14 il se résulte la structure efficace de la figure 4.15. Cette structure se semble à une sorte de
conversion série-parallèle.
La structure polyphase efficace pour la décimation
La figure 4.16 représente une structure équivalente de la décimation polyphasée en
utilisant un interrupteur à l'entrée pour représenter le fractionnement de signal d'entrée x0[m],
x1[m],… xm-1[m], [76]
Le décimateur polyphase avec un interrupteur à l’entrée.
La procédure d'interpolation standard illustrée dans la figure 4.12 est également
inefficace arithmétiquement car le filtre fonctionne sur une séquence qui est surtout composée
de zéros. Nous pouvons utiliser les mêmes procédures que la décimation polyphase pour
transformer la figure 4.12 en une structure plus efficace comme le montre la Figure 4.17 en
utilisant l'identité Noble pour l'interpolation.
La structure polyphase efficace pour l’interpolation
Ce processus peut être également représenté par un interrupteur qui combine séquence
dans le signal de sortie comme illustré à la figure 4.18. L’interrupteur combine le signal de
sortie par le prélèvement d'un échantillon par échantillon de sous-séquence.
L’interpolateur polyphase avec un interrupteur à la sortie.
4.10.6. Utilisation du Bancs de filtre :
Pour de nombreuses applications en traitement du signal, il est utile de séparer un
signal dans différentes bandes de fréquences appelées sous-bandes. Le spectre peut être
partitionné en 2. Les sous-bandes peuvent également être non uniformes. Pour notre
discussion, nous allons concentrer uniquement sur les espacées de sous-bandes uniforme. Le
but de la séparation en sous-bande est de faire un traitement ultérieur plus commode.
Certaines de ces applications les plus concorde pour la décomposition en sous-bande sont le
codage des signaux audio et vidéo dans le but de les stocker efficacement et / ou de les
transmettre.
La structure d’un banc de filtre standard
4.11
Débruitage de signaux
4.11.1 Introduction :
Dans les conditions idéales, le niveau de bruit est réduit à un niveau négligeable par
rapport au niveau du signal pour que tout débruitage soit inutile. Malheureusement, dans les
données réelles le bruit est toujours présent. Des techniques de séparation de sources
permettent d’estimer les signaux orignaux issus de mélanges.
Dans la présente partie, nous allons donc tout d’abord présenter et clarifier la notion de
débruitage, puis nous présenterons quelques techniques utilisées pour le débruitage de
signaux.
4.11.2POSITION DU PROBLEME
Le débruitage de signaux est une notion relativement vague si l’on ne précise pas ce
que cela signifie pour nous. Dans ce paragraphe nous allons donner une interprétation plus
formelle de ce qu’est le débruitage de signaux.
Supposons que l’on ait des observations bruitées yi d’un signal xi
où ni est un bruit blanc gaussien centré indépendant et identiquement distribué (iid) de
. Notre interprétation de la notion de débruitage est d’inférer sur
variance
la valeur des échantillons xi à partir des observations corrompues yi en utilisant divers critères
comme la minimisation de l’erreur quadratique moyenne définie par
4.11.3DEBRUITAGE PAR FILTRES LINEAIRES
Une première méthode pour effectuer un débruitage est d’utiliser des filtres spectraux:
ils traitent les coefficients issus de la transformée de Fourrier en fonction de leur fréquence.
Leur principale idée est d’ajuster la bande effective au signal recherché de façon à réduire la
puissance du bruit d’où une augmentation du rapport signal sur bruit défini par
où Psignal est la puissance du signal et Pbruit celle du bruit. L’emploi du
filtrage de Wiener permet de minimiser l’erreur quadratique moyenne, les coefficients du
filtre sont alors donnés par
Où
est la densité spectrale de puissance du signal, σ2 la variance du bruit blanc
qui perturbe les données H(f) la fonction de transfert du filtre h(n). Cependant, l’emploi d’un
tel filtre suppose que l’on ait une connaissance statistique du second ordre sur le signal.
De plus, le débruitage par filtre, qui repose sur l’idée de traiter les échantillons en
fonction de leur fréquence, sera d’autant plus performant que le signal et le bruit occupent des
bandes de fréquences distinctes.
4.11.4 DEBRUITAGE PAR ONDELETTES
L’un des plus grands succès des ondelettes est le débruitage [80]. En effet, cette
technique repose essentiellement sur des algorithmes simples et performants et s’est avérée
souvent beaucoup plus efficaces que les techniques traditionnelles souvent plus lourdes et
moins efficaces. Nous allons dons présenter les deux grandes catégories de méthodes pour le
débruitage par ondelettes : le débruitage par seuillage et le débruitage par projection dans une
base convenable. Pour cela nous allons exploiter deux propriétés intéressantes de la
transformée en ondelettes discrète:
 Elle est éparse, c’est-à-dire que seul un petit nombre de coefficients a une
amplitude importante,
 Les coefficients sont moins corrélés que les échantillons du signal.
Ces propriétés, jointes à l’utilisation d’algorithmes rapides de calcul de la transformée
en ondelettes discrète, font que l’on traite les coefficients de la transformée plutôt que les
échantillons du signal.
4.11.5DEBRUITAGE PAR SEUILLAGE
La propriété de dé-corrélation nous suggère de traiter les coefficients indépendamment
les uns des autres et le fait que la transformée en ondelettes soit éparse nous incite à traiter les
coefficients en fonction de leur amplitude et donc à utiliser des estimateurs à seuils.
Notons W(·) et W-1 (·) les opérateurs direct et inverse de la transformée en ondelettes
discrète. Soit D(·,λ) l’opérateur de débruitage associé au seuil λ. En regroupant les
observations yi du signal observé dans un vecteur
(4.43)
où s représente le signal original informatif, et n est un bruit blanc gaussien centré
indépendant et identiquement distribué de matrice de covariance
,
l’algorithme de base de la procédure de débruitage peut être traduit alors en trois étapes
essentielles [1] :

La décomposition par la transformée en ondelettes :


(4.44)
le seuillage des coefficients issus par lé décomposition :


λ
(4.45)
la reconstruction par la transformée en ondelette inverse :

(4.47)
En effet, à partir du signal à débruiter, on décompose le signal sur une base
orthogonale d’ondelettes. On effet du signal ensuite une opération de seuillage qui consiste à
éliminer les coefficients qu’on considère come du bruit ou à les réduire en fonction du seuil
calculé. En dernier lieu, on applique la transformée en ondelettes inverse sur les coefficients
seuillés et on récupère le signal débruité.
Formulons le problème par le modèle mathématique. Soit y un signal corrompu par un
bruit e. on peut ainsi écrire :
Où N est la taille du signal y.
La transformée en ondelettes étant une fonction linéaire, on l’applique sur l’équation
11 et on obtient :
W étant la transformée en ondelettes. Soit t(.) la fonction de seuillage par ondelettes,
alors le schéma de débruitage par ondelettes peut être exprimé selon l’équation :
Où
est le vecteur des coefficients de la TOD seuillés et
le signal débruité.
ceci s’interprète simplement par l’application de TOD sur le signal bruité y, on obtient ainsi le
vecteur
seuillage
des coefficients de la TOD
. Le signal débruité
sur lequel on applique la fonction de
quand à lui, est obtenu en appliquant la transformée
en ondelettes inverse sur le vecteur des coefficients seuillés
4.11.6 METHODE DE SEUILLAGES :
.
Les méthodes de seuillage les plus connues, introduites par Donoho [81] sont le seuillage
doux et le seuillage dur. Des variantes de ces types de seuillage [ 82] ont été développées pour
tenter d’améliorer ces méthodes.
4.11.6.1.SEUILLAGE DUR (HARD)
Comme nous l’avons souligné, la transformée en ondelettes discrète est éparse: le
signal s est caractérisé par un faible nombre de coefficients θ de grande amplitude. Le
seuillage dur exploite cette propriété en annulant tous les coefficients Wi inférieur au seuil
[83]:
si w représente un coefficient quelconque de la transformée en ondelettes discrète
(figure 4.21). Ceci revient à considérer que les coefficients de faible amplitude (ie inférieure à
λ) ne sont pas dus au signal mais uniquement au bruit, ils sont donc considérés comme
nuisibles ce qui nous suggère de ne pas en tenir compte en les annulant.
Cependant, un tel estimateur peut entraîner, du fait de sa discontinuité, des oscillations
comparables à celles engendrées par le phénomène de Gibbs (conduisant à des variances
généralement élevées).
4.11.6.2.SEUILLAGE DOUX (soft) :
Pour palier l’inconvénient du seuillage dur, Donoho suggère de choisir un estimateur
doux [66] défini par
(4.53)
où sgn(·) est la fonction signe et (·)+ représente la partie positive de l’expression entre
parenthèses. Cet estimateur est continu: il annule tous les coefficients dont l’amplitude |w|
n’excède pas λ et diminue les autres de la valeur du seuil (figure 4.21), mais il introduit un
biais systématique puisqu’il contracte les coefficients quelle que soit leur amplitude.
4.11.6.3.SEUILLAGE DUR MODIFIE :
Pour corriger le problème de la discontinuité fréquentielle, Kwon a proposé une
version modifiée du seuillage dur [67]. La formule 4.54 représente la fonction du seuillage de
Kwon.
Où est la valeur du seuil et
est une constante. D(W, λ)
Cette technique de seuillage procure des résultats très satisfaisant du fait qu’elle est
très performante quand à l’élimination d’une partie du bruit et qu’elle altère moins le signal
par rapport aux deux autres méthodes de seuillage.
Le seuillage dur et le seuillage doux.
La figure représente le seuillage dur (courbe entrait plein) : les coefficients dont
l’amplitude est inférieure au seuil λ, choisi ici égal à 3, sont annulés; les autres restent
inchangés. La figure représente aussi quant à elle le seuillage doux (courbe entrait plein): les
coefficients dont l’amplitude est inférieure au seuil λ sont annulés, les autres voient leur
amplitude diminuée de la valeur du seuil.
4.11.6.4.SELECTION DU SEUILLE :
Le calcul du seuillage est une tâche très importante dans la mesure où on estime le
niveau du bruit en fonction de sa nature et la nature du signal. Avec l’hypothèse que le bruit
est un bruit blanc gaussien de variance σ2, Donoho et Johnstone ont alors montré [84] que le
risque induit par un seuillage (dur ou doux) sur les coefficients d’ondelettes pouvait être
encadré par des valeurs proches de la borne inférieure obtenue avec les estimateurs d’oracle.
Un estimateur d’oracle est un estimateur construit en connaissant le signal recherché. Le
risque est définit par l’équation :
Où N est la taille du signal x.
Le théorème de Donoho et Johnstone définit un seuil T pour les coefficients de la
transformée en ondelettes [84] et dont la valeur est :
Avec un risque
qui est encadré par deux valeurs comme le montre l’expression :
Où
est définit comme suit :
Où les
représente les coefficients de la transformée en ondelettes de x.
Lorsqu’on utilise le seuille de Donoho et Johnstone, il est nécessaire d’avoir une
estimation de variance
supprimer l’influence de
du bruit. Pour l’estimer à partir des données
; il faut
. L’estimateur utilisé est celui de la médiane des coefficients
d’ondelettes proposé par Donoho.
Chapitre V
Débruitage du signal
Principe & Implémentation
5. DEBRUITAGE DU SIGNAL : PRINCIPE ET IMPLEMENTATION
5.1 Introduction
Les cibles reconfigurables « FPGAs » sont de technologies dédiées pour développer
les systèmes de traitements numériques qui requièrent des opérations en temps réel. Les
circuits intégrés ayant des applications spécifiques (ASIC) sont également un autre substitut
pouvant être utilisé dans ce contexte-là mais les FPGAs, à cause de leurs performances en
terme de cout et d’optimisation, fournissent plus de flexibilité : ils peuvent être utilisés dans
plusieurs disciplines en l’occurrence [85, 86, 78,88]. Ils offrent la possibilité de mettre à jour
rapidement et/ou de modifier les architectures pour répondre aux besoins évolutifs imposés
par le cahier de charge assigné. Ainsi les FPGAs contiennent des cellules logiques fixes ce
qui laisse la possibilité au concepteur de construire des fonctions complexes à partir de ces
cellules ou éléments logiques [89,90].
5.2 Méthodologie de développement
La méthodologie de développement d’une amélioration de l’implémentation d’une
structure de débruitage d’un signal en utilisant la transformée en ondelettes discrètes à une
dimension (1D-DWT) exige plusieurs différentes parties et l’utilisation de différents types de
paquetage à cause des problèmes liés à la nature du VHDL qui peuvent être rencontrés. Ces
problèmes sont. En effet, contrairement à des langages tels que le langage C, tout ce qui est
accepté à la compilation et à la simulation ne sera pas forcément accepté à la synthèse. Cela
implique de choisir dés le début de la rédaction du code des architectures simples qui pourront
être synthétisées. Les avantages et les inconvénients de ces parties sont expliqués ainsi que les
mesures qui ont été prises pour leurs implémentations. Les parties sont comme suit [91]:
 ADC/DAC codec Audio.
 Module d’horloge.
 Transformée en ondelettes discrètes.
 Le seuillage.
 Transformée en ondelettes inverse.
Figure 5.1. Bloc diagramme des différentes parties
Le schéma ci-dessus montre globalement
les différents composants décrivant le
système à réaliser. Chaque partie sera bien décortiquée dans les sections qui suivent. En effet,
l’architecture sera également conçue et implémentée sur une cible matérielle de type FPGA.
Ainsi l’implémentation en la matière, sera présentée et discutée ultérieurement.
5.2.1 ADC/DAC CODEC AUDIO
Comme il a été évoqué précédemment, le CODEC Audio (WM8731) se programme
grâce à un ensemble de registres via une liaison série I2C (Inter-Integrated Circuit). Il a été
développé au début des années 1980, par Philips pour minimiser les liaisons entre les circuits
intégrés numériques de ses produits (Téléviseurs, éléments HiFi, magnétoscopes, ...). Le bus
I²C permet de faire communiquer entre eux des composants électroniques très divers grâce à
trois fils seulement: un signal de données (I2C_SDAT), un signal d'horloge (I2C_SCLK), et
un signal de référence électrique (masse).
Le contenu de la ligne de données est envoyé dans le même ordre comme il est montré
sur la figure 5.4 après une condition de départ : «RADDR ',' R / W», «ACK», DATAB [1519], et «DATAB [8-0] qui signifient respectivement "adresse de base", "Read / Write", "
acknowledge ", "l’adresse de contrôle", et "les données de contrôle". Le bloc modifie les
paramètres. Par exemple, si «DATAB [0] 'est à '1', le volume est augmenté. Les adresses de
base et de contrôle sont utilisées pour spécifier les registres internes du CODEC qui doivent
être accessibles.
La condition de départ START est un front descendant sur la ligne I2C_SDAT tant
que la ligne I2C_SCLK est au niveau HAUT. La condition de STOP après transfert de
données est un front montant sur la ligne I2C_SDAT avec I2C_SCLK est HIGH. Enfin, le
signal ACK est transmis du codec à l'FPGA, l''ACK' signal est envoyé, dans le sens opposé
de tous les autres bits de données de la ligne. Ceci introduit la nécessité d’implémenter la
ligne 'I2C_SDAT’ en broche bidirectionnelle, cela nécessite l'utilisation d'un tampon à trois
états, une machine d’état (FSM) a été créé pour mettre l’implémentation de l'interface de bus
entre le FPGA et le codec audio. Tout en notant que le signal I2C_SCLK doit opérer entre
0Hz et 400kHz,
Figure 5.2. Les protocoles des lignes de bus I2C de WM8731 Wolfson
5.2.2 Module d’horloge
Le signal d'horloge est généré par la carte à une fréquence de 50Mhz [46]. Il agit en
tant que signal maître du codec audio, ce dernier doit être alimenté avec différents signaux
horloges: L'horloge principale audio (XCK), ('ADCLRC'), et ('BCLK') doivent être générer
selon les caractéristiques du Wolfson données par le constructeur, les deux signaux
(ADCLRC) et (XCK) dépendent de la fréquence d'échantillonnage. Comme cette dernière est
de 48Khz le signal d’horloge (ADCLRC) et (BLCK) doivent également être de 48 KHz
comme il est montré sur la figure 4.5. Le signal (XCK) est de 12,288 MHz. [64]. (BCLK)
doit être d'au moins 2,4 MHz.
Pour produire les trois horloges, un seul module d'horloge a été conçu. Il admet
l'horloge 50MHz comme une horloge entrée. L'utilisation d'un compteur où le deuxième bit
divise la fréquence d’entrée par 22 produisant le signal (XCK) à une fréquence de 12.5MHz
(comme on le voit sur la figure 5.3). De même, (ADCLRC) et (BCLK) sont générés en
utilisant respectivement le dixième bit et le troisième bit du compteur (divise par 210 et 23). Ce
qui produit des signaux à des fréquences de 48,83KHz et 6,25 MHz (comme le montre la
figure 5.3). Ces valeurs sont des approximations à celles idéales et spécifiques dans les fiches
techniques de données, elles sont assez proches pour des raisons pratiques [92].
Figure 5.3. Résultat de la simulation avec ModelSim; (a) signal d’horloge 50MHz; (b)
signal d’horloge ‘XCK’ ; (c) signal ADC LR; (d) signal Bit-Stream Clock
5.2.3 L’opération de débruitage
Comme il a été indiqué précédemment dans le chapitre 4 nous étions d’accord que les
coefficients d'ondelettes scrutent puis marquent les discontinuités survenues sur le signal reçu.
Ils correspondent donc aux détails.
Si l’on veut appliquer une opération de seuillage
(thresholding) sur ces coefficients, cela consiste à éliminer les détails les plus fins
caractérisant la partie nocive du bruit. Il en découle donc deux grandes applications de cette
technique de seuillage :
 La compression du signal : où
nous n’allons conserver que les coefficients
d'ondelettes les plus importants ce qui nous conduit à coder le signal et en représenter
chaque échantillon avec un nombre réduit de bits.
 Le débruitage ou ("denoising"): de la même façon, nous ne garderons
que les
coefficients les plus importants et nous annulons ensuite le reste des coefficients avant
de procéder à l’étape de reconstitution du signal. Il est à noter que le bruit occupe
l’espace résiduel notifié par les faibles détails ; donc il sera éliminé par cette opération
de seuillage appliquée notamment sur l’ensemble des coefficients de détails. Nous
obtenons alors un signal nettement meilleur et plus "lisse" donc débruité. Pratiquement
par un seuillage bien déterminé nous pouvons filtrer le signal du bruit par l’élimination
de l’ensemble ou d’une partie des détails.
Ces deux applications sont très attachées et obéissent au même principe mais nous
nous contenterons, dans ce travail, uniquement de l’opération de débruitage.
5.2.4 Principe de débruitage par la transformée en ondelettes
Nous pouvons envisager trois étapes essentielles lors de l’opération de débruitage d’un
signal entaché par un bruit additif en moyennant la DWT adoptée dans ce contexte là.

L’analyse ou la décomposition : dans cette étape nous veillons à bien choisir le type
d’ondelette analysante ainsi que le niveau de décomposition à utiliser dans cette
application.

Le seuillage : Il va de même pour cette étape où la fonction de seuillage, que se soit
dur ou doux, voit principalement son application sur les détails et peut être même
étendue, le cas échéant, sur les approximations.

La synthèse ou la reconstruction : c’est à cette étape qu’il incombe de restituer le
signal ayant subi le traitement de seuillage selon une structure appropriée faisant
intervenir la contribution de l’approximation du dernier niveau de décomposition
combiné avec l’ensemble des détails, après traitement, pour les différents niveaux de
décomposition.
Figure 5.4. Schéma bloc de la fonction débruitage
5.2.4.1 Choix des ondelettes et niveau de décomposition :
Il n’y a malheureusement pas une ondelette qui soit meilleure par rapport aux autres
types. Au fait, le choix de l’ondelette dépend de l’application en soi, dans certains cas,
l’ondelette la plus simple (Haar) semble optimale par contre dans d’autre cas, elle ne sera
pas adaptée. Pour la plupart des applications et en pratique, il semblerait que l’élément le plus
important soit le nombre de moments nuls de l’ondelette. Il est souhaitable d’avoir le plus de
coefficients d’ondelettes nuls et donc plus de moments nuls implique une meilleure
transformation.
Les ondelettes bi-orthogonales se distinguent des celles orthogonales par le type
d’ondelette utilisée. Les ondelettes bi-orthogonales utilisent deux familles d’ondelettes toutes
différentes, une pour l’analyse et une autre pour la reconstruction. Malgré les temps de calcul
plus longs les ondelettes de Daubechies d’ordre 2 sont les plus régulières, elle présente deux
moments nuls, contrairement aux ondelettes de Haar.
Le choix
d’ondelettes dépend principalement de l’application. En traitement de
l’image par exemple on préférera utiliser des ondelettes bi-orthogonales (Cohen-DaubechiesFeauveau) qui permettent de concilier les propriétés de linéarité de phase avec la compacité
des supports des filtres utilisés.
Nous avons choisi les ondelettes de daubechies car ce sont des fonctions qui ont
beaucoup de moments nuls (une fonction f à n moments nuls si elle est orthogonale à l’espace
Rn[X] des polynômes de degrés n ou moins). Ce type d’ondelettes permet une reconstruction
rapide de fonctions régulières. Elles ont une réponse en fréquence équilibrée, mais une
réponse en phase non-linéaire justifiant l'utilisation d'un tel type d'ondelettes qui est utile dans
la réduction du bruit du signal et il est bien adapté pour des applications de compression de
données [93]. Ce type ondelettes s'est avéré plus efficace pour les applications audio que
celui de Haar [94]. Les ondelettes daubechies sont utiles dans la réduction du bruit du signal
et se prête bien à la compression de données [95].
Les formes d’ondelettes sont faciles à obtenir de même que les coefficients des filtres
associés. Pour trouver ces coefficients, il suffit d’utiliser, la fonction Matlab : wfilters(‘nom
d’ondelettes’). Par exemple, pour obtenir les coefficients des filtres associés à une ondelette
db2, on effectue la commande suivante :
[lo_d, hi_d, lo_s, hi_s] = wfilters('db2') Où
 Lo_d représente la décomposition du filtre passe-bas.
 Hi_d représente la décomposition du filtre passe-haut.
 Lo_s représente la reconstitution du filtre passe-bas.
 Hi_s représente la reconstitution du filtre passe-haut.
L’exécution de cette commande donne le résultat suivant :
lo_d =
-0.1294
0.2241
hi_d =
-0.4830
0.8365 -0.2241 -0.1294
lo_s =
0.4830
hi_s =
-0.1294 -0.2241
0.8365
0.8365
0.4830
0.2241 -0.1294
0.8365 -0.4830
Le tableau 5.1 illustre les coefficients pré-calculés des différents filtres de daubechies
qui vont être utilisée dans cette thèse [43].
TABLEAU 5.1. COEFFICIENTS DES DIFFERENTS FILTRES DE DAUBECHIES
Filtres de décomposition
Hd (Z)
Gd (Z)
-0.1291
0.48
0.2241
301
0.8365
0.8365
0.48301
-0.2241
-0.1291
Filtres de reconstitution
Hr (Z)
Gr (Z)
0.48301
-0.1291
0.8365
-0.2241
0.2241
0.8365
-0.1291
0.48
301
Le choix du nombre de niveaux est un point important dans l’analyse par ondelette. Il
dépend de l’application, c.à.d. la nature du processus en vigueur et du type du signal à traiter.
Dans le cas du débruitage, le signal à débruiter est complexe, plus il est difficile de définir un
niveau optimal. D’après les tests de simulation, il faut aller au moins au-delà de trois niveau
pour obtenir un débruitage d’essai plus au moins acceptable. De ce fait, nous avons opté pour
un choix de trois niveaux de décomposition.
5.2.4.2 Banc de filtre d’analyse (décomposition)
Aujourd’hui, les ondelettes et les bancs de filtres ont montré leur importance dans de
nombreux domaines d’applications du traitement du signal et images (analyse, débruitage,
restauration, compression etc…) et notamment en codage d’image. Par conséquent Plusieurs
travaux sont consacrés à l’implémentation de ces bancs de filtres.
Un banc de filtres est un ensemble de filtres possédant une structure spécifique à
l’application voulue. Considérons maintenant un banc de filtres à deux bandes d’analyse,
avec une entrée, comme s’est indiqué sur la figure 5.5 dont les fonctions de transferts du
filtres
(Z) et
(-Z)
Elle représente deux filtres, un de type passe-bas H(z) (coefficients d’approximations)
et l’autre de type passe- haut G(z) (coefficients de détails), la fonction de transfert d’une telle
structure est représentée dans la figure 5.5.
Figure 5.5. Banc de filtre à deux canaux

Représentation polyphase
L’invention de la représentation polyphase d’un filtre a permis la simplification de
plusieurs résultats théoriques en traitement du signal et a conduit à des implémentations plus
simples des bancs de filtres. L’idée de base pour un banc de filtre à deux canaux est la
séparation des coefficients d’indices pairs (even) de ceux d’indices impairs (odd), il vient
donc :
A partir de la propriété du filtre
on aura
(a)
(b)
Figure 5.6. La décomposition à deux canaux d’un banc de filtre
Chaque bloc a un filtre polyphase commun dans les deux canaux d’analyse. La figure
5.6 (a) représente la structure ordinaire du filtre, par contre
la structure polyphase est
présentée sur la figure 5.6 (b) et se donne par la relation suivante :
Finalement, un sous échantillonnage (décimation) avec un facteur de 2 est mis en série
avec le filtre (on prend un échantillon parmi deux). Exploitons la première identité noble.
Donc ces décimateurs peuvent être reportés à l’entrée filtre. De cette manière, les échantillons
de sortie sont donc tous utiles. Dans l’optique de ces propriétés de décimation ainsi que le
nombre d'opérations divisé en deux.
Figure 5.7. Banc de filtre de décomposition à deux canaux
Dans ce qui suit, nous nous concentrons sur l'analyse d’un banc de filtres à deux
canaux. En utilisant la décomposition des deux fonctions de transferts
et
en
leurs structures polyphase on obtiendra :
Il découle de cette représentation la structure polyphasé d’un niveau de décomposition
comme s’est illustré sur la figure 5.8 :
Figure 5.8. Décomposition polyphase de
et
)
En utilisant la première noble identité, nous obtiendrons ainsi la représentation de la
figure 5.9.
Figure 5.9. la structure polyphase d’analyse d’un banc de filtres
Le banc de filtre d’analyse avec la structure polyphase de la figure 5.9 est composé de
deux parties : un aiguilleur (démultiplexeur) et un ensemble de filtre qui travaillent avec une
cadence d’horloge réduite de facteur de 2. Ce système se définit par l’équation suivante :
5.2.4.3 Banc de filtre de synthèse (reconstitution)
Le banc filtre de synthèse est composé de deux filtres un passe-bas de fonction de
transfert
et un autre passe-haut de fonction de transfert
qui sont reliées par la
relation :
Si on utilise un filtre polyphase il vient donc :
La fonction de transfert du filtre
comme suit :
du filtre passe haut se déduit directement
Les deux composantes polyphase peuvent être employées conjointement pour réaliser
la structure d’un banc de filtre de reconstitution ou synthèse comme le montre la figure 5.12 :
(a)
(b)
Figure 5.12 : banc de filtre de reconstitution
Exploitons la deuxième identité noble (seconde noble identity). L’interpolation en
amont des filtres peut en être déplacée en aval, par conséquence nous obtenons la structure
d’un banc de filtre polyphase efficace, comme s’est représenté sur la figure 5.10 :
Figure 5.10. Banc de filtre de reconstitution (synthèse)
Un tel banc de filtre possède une structure un peu complexe qui est réduite rapport à
la version originale. Nous allons utiliser un banc de filtres de deux canaux sous une structure
polyphase comme s’est illustré sur la figure 5.11 :
Figure 5.11. la structure polyphase de
et
Pour relier, de façon simple, les vecteurs issus des filtres d’analyse à l’entrée des
filtres de synthèse les fonctions de transferts
leurs quantités polyphasées.
et
doivent être exprimées par
Figure 5.12. banc de filtre polyphase à deux canaux de la phase de synthèse
D’une manière identique, en utilisant la deuxième noble identité la représentation de la
figure 5.11 devient comme le montre la figure 5.12
Le banc de filtre représenté sur la figure 5.12 est composé de deux parties distinctes.
Une sortie multiplexée, et un système discret à deux entrées et deux sorties qui sont définis
par l’évolution matricielle suivante :
Cette structure est dite la matrice polyphase du banc de filtres de synthèse
(reconstitution)
5.2.4.4 Le seuillage
Le seuillage est une technique utilisée pour le débruitage des signaux et des images. La
transformation discrète en ondelette utilise deux types de filtres. Le filtrage moyenneur et le
filtrage du détail. Quand nous décomposons un signal à l’aide de la transformation en
ondelette nous obtenons une suite de coefficients qui inter-corrèlent avec la sous-bande de
haute fréquence (détails). Si ces détails sont assez petits ils peuvent être négligés sans pour
autant affecter les données de base. En outre, ces détails sont souvent liés directement au bruit
et en remplaçant ces coefficients par zéro on diminue les composantes de bruit. Dans un souci
d’optimisation on pourra représenter le spectre du signal afin de pouvoir déterminer les
composantes les plus importantes de ce dernier et donc celles que l’on doit garder. Ceci est la
mission que doit accomplir l’opération de seuillage. Il existe deux principaux types de
seuillage utilisés pour le débruitage du signal [96] qui sont le seuillage doux et le seuillage
dur. La majorité des recherches effectuées utilisent toujours ces techniques comme principes
de base pour le débruitage et tente de les modifier afin d’améliorer leurs performances. Pour
cette raison, et dans notre cas, nous avons choisi d’implémenter un système avec ces deux
types de seuillage décrit dans le chapitre VI qui sont :
 Seuillage doux (Soft tresholding)
 Seuillage dur (Hard tresholding)
5.2.4.5 Filtre décimateur de daubechies
Considérons maintenant le filtre de Daubechies de longueur 4 (ordre du filtre)
représenté sur la figure 5.13 dont
désigne sa fonction de transfert et
représente
le facteur de décimation/interpolation [72]
Figure 5.13. Filtre daubechies sous la structure polyphase

 




  4 12
H  Z   1  3  3  3 Z 1  3  3 Z  2  1  3 Z  3
HZ   048301
.
 08365
.
Z 1  02241
.
Z  2  01294
.
Z 3
Ainsi, le modèle mathématique décrivant le filtre de Daubechies peut être représenté
par l'évolution matricielle suivante avec un facteur M = 2.
Figure 5.14. L’évolution de la structure polyphase du filtre de daubechies
5.2.5 Implémentation de l’opération de débruitage
5.2.5.1 La transformée en ondelettes discrète
L'avantage d'utiliser la transformée en ondelettes discrète sur transformée en
ondelettes continue est de permettre un calcul rapide des ressources matérielles.
Dans la transformée en ondelettes discrète, les composantes du signal sont traitées avec une
résolution différente selon leurs fréquences. Le signal est transmis vers des multiples filtres
numériques. Plusieurs niveaux de bancs de filtres numériques ont été utilisés pour effectuer le
filtrage [97].
La transformée en ondelettes discrète utilise essentiellement des coefficients de
filtrage pour traiter le signal entrant en provenance du convertisseur ADC qui se trouve sur 8
bits. En vertus de la base de ces échantillons la transformée en ondelettes discrète peut offrir
les échantillons de sortie.
5.2.5.2 Analyse multi-résolution
La figure 5.15 représente la décomposition à trois niveaux, où chaque niveau est
composé de deux filtre passe bas Hd(Z) et passe haut Gd(Z) précédé d’un décimateur. Les
coefficients de sortie du filtre passe bas s’appelle les approximations, les coefficients de sortie
du filtre passe haut s’appelle les détails. Le nombre de coefficients après chaque niveau de
décomposition à cause du décimateur est la moitié du nombre initial ce qui donne une
fréquence divisée par deux. Le signal d’entrée xin[n] est décomposé en différents coefficients
qui sont l’approximation A3[N], et l'ensemble de détails D1[n], D2[n], D3[n] transportant le
bruit.
Figure 5.15. Les trois niveaux de décomposition
La reconstruction ou la synthèse du signal est exactement la procédure inverse que
celle obtenue dans la phase d’analyse comme le montre la figure 5.16. dans cette phase de
synthèse où le signal de sortie se compose de la dernière approximation A3[N], et de
l'ensemble de détails D1[n], D2[n], D3[n] qui ont subis un traitement apriori de débruitage
efficace en ayant recours au seuillage approprié. L’interpolation ou sur-échantillonnage avant
les filtres consiste à insérer des zéros entre les échantillons ce qui double la taille du signal ce
qui réclame d’introduire un doubleur de fréquence [97].
Figure 5.16. les trois niveaux de synthèse (reconstitution)
La figure 5.17 présente l’architecture globale de la procédure de débruitage d’un signal
sensé être entaché par un bruit additif. Cette représentation montre les différents blocs
constituant le design à mettre en application.
Figure 5.17. Schéma bloc de la fonction débruitage.
5.2.5.3 La multiplication par une constante
Il existe plusieurs méthodes d’implémentation de la transformée en ondelettes discrète
et la transformée en ondelettes discrète inverse, qui requièrent des processus répétées de
multiplications. Pour remédier à toute utilisation des multiplieurs classiques qui ont un temps
d’exécution important et qui sont gourmand au niveau des éléments logique. Et comme, l'un
des multipliant est une constante (constant coefficient multiplier ou KCM), alors il est plus
commode d’utilisé un tableau qui ne dispose que d’une colonne correspondant aux résultats
pré-calculées de la multiplication de la donnée par le coefficient et utilisé la donnée pour
adresser ce tableau. En effet, l’utilisation des LUTs est une technique couramment utilisée
pour accélérer le traitement numérique dans les applications temps réel [91]. L'idée de base
est de pré-calculer le résultat d'opérations complexes qui peuvent être exprimées en fonction
d'une valeur entière. Les résultats pré-calculées sont généralement stockées dans un tableau
qui va utiliser la valeur de l’échantillon de la donnée comme une adresse, puis faire sortir
adéquatement la valeur qui correspond
au résultat de calcule, plutôt que d'effectuer la
multiplication classique qui se voit gourmande en terme des éléments logiques et qui va
prendre plus de temps ce qui introduit des retard de calcule remarquable. Ainsi, lors de
l'opération de filtrage soit dans la phase d'analyse ou de synthèse l'utilisation d'une LUT est
essentielle pour décrire le concept du multiplieur. C'est une technique recommandée pour
réduire le temps d’exécution et nombres des éléments logiques ce qui est bien adapté aux
circuits FPGAs.
Dans notre cas, la taille des résultats pré-calculés étant de 16-bits, et la taille des
échantillons d’entrée est de 8-bits, et si on veut construire une LUT il faut bien réserver
l’espace mémoire correspondant. Notre LUT doit disposer de 28=256 cases de 16-bits
figure.5.18, chose qui n’est pas optimale à notre application.
Figure 5.18. l’implémentation d’une LUT en utilisant le concept KCM.
Afin de représenter les différents coefficients de l’ondelette de Daubechies utilisés
nous avons pensé à réduire la taille des différents LUTs utilisées pour chaque coefficient.
Cette approche réduit la taille de la LUTs de : 28 à 25 cases mémoire de 12-bits, et elle la
divise en deux partie chaque une est constitue de 24 cases mémoires de 12-bits. Les données
d'entrée sont fractionnées en deux parties (LSB et MSB) pour se référer à l'emplacement de
chaque partie de la mémoire où se trouve une partie du résultat de la multiplication des
données et de coefficient normalisé figure.5.19.
Figure 5.19. l’implémentation d’une LUT en utilisant le concept KCM.
Pour le cas des données négatives, il est important de noter qu'un décalage est utilisé
pour les traiter dans l'intervalle [-128, -1]. Ce décalage peut être déterminé par l'équation
suivante :
Ces nouveaux résultats sont stocké dans la partie [1000…1111] de la LUT contenant la partie
référer par la partie MSB parce que cette partie de la donnée est signée, par contre la LUT référer par
la partie LSB elle contient des valeurs qui sont non signées.
Les deux exemples suivants
négatifs.
vont clarifier la procédure de calcul des nombres
Exemple1 :
Où -128 représente la valeur de l’échantillon d’entrée, et 57 la valeur du coefficient.
Li[0000]=
=
Hi[1000]=
=
Exemple2 :
Où -3 représente la valeur de l’échantillon d’entrée, et 214 la valeur du coefficient.
Li[1101]=
=
Hi[1111]=
=
La donnée envoyée
Le résultat disponible après
1,5 top d’horloge
Figure 5.20. Résultat de la simulation par Quartus ® II de la LUT du coefficient 0.8365.
La figure 5.20. montre le résultat de la simulation pour le coefficient
0.8365. Le cas de
l'exemple 2. Où il est multiplié l'entrée (Adress) qui présente une valeur décimale de -3 par le
coefficient, on observe bien sur la simulation que la sortie (Result) est égale à -2 ce qui concorde avec
ce qui montre l’exemple.
Cette technique de multiplication admet à chaque top d’horloge une donnée elle fournit le
résultat à la sortie après 1.5 top d’horloge (une latency =1.5). Ce qui le rend utile à des traitements
nécessitant des grandes vitesses. L’autre avantage de cette technique est que la vitesse de traitement
est indépendante de la taille de la donnée.
La figure 5.21. donne la structure RTL générée
par Quartus ® II de ce type de
multiplicateur :
Figure 5.21. Architecture RTL donnée par Quartus ® II du multiplicateur par le coefficient
0.8365
5.2.5.4 Représentation binaire des nombres décimaux
Les chiffres représentés dans le système sont des nombres normalisés, ce qui signifie
que le nombre le plus élevé vaut 1. Toutes les autres valeurs ont une amplitude inférieure à 1,
ce qui constitue une exigence, alors, pour un système de représentation binaire à 8 bits pour
les données du signal se sont des nombres biaisés. Par exemple, le nombre 0.056202 peut être
représenté par la séquence binaire 00001110 avec un biais de 8. Le nombre 00001110
représente la valeur (21+22+ 23), mais avec un biais de 8, il s’en suit donc:
Avec cette représentation, tous les biais d'un nombre donné peuvent être utilisés pour
représenter les nombres à point fixes. Cependant, le coût d'utilisation d’une telle
représentation est directement proportionnel à la résolution imposée par ce choix-là. Dans
notre application nous avons choisi un biais de 8 pour en faciliter l’implémentation.
Au sein du LUT, les valeurs sont de 0 à 255 (toutes les valeurs possibles de l'entrée à 8
bits). Pour obtenir la représentation binaire des coefficients la procédure suivante a été
retenue :
Ce processus multiplie les coefficients par 256 ou 28 (ce qui représente le biais) et le
résultat doit être arrondit à l'entier le plus proche. Il s'agit de la valeur binaire approximative
du nombre en utilisant un biais de 8. Tout au long du processus de débruitage, le biais de 8 a
été utilisé pour maintenir la simplicité du circuit de traitement.
Il ya de nombreux coefficients nécessaires pour le processus de la transformation en
ondelette. Quatre coefficients de la transformée en ondelettes discrète basée sur la théorie des
ondelettes de Daubechies. Tel que mentionné précédemment, Ces coefficients sont 0.483,
0.8365, 0.2241 et -0.1294 qui sont désignés par h1, h2, h3, et h4, respectivement. La
représentation des coefficients utilise un biais de 8. Cependant, puisque h4 est un coefficient
négatif. Le système nécessite l'utilisation de la représentation complément à 2.
5.2.5.5 Un niveau de décomposition
Les différentes parties du système approprié dédié à un niveau de décomposition du
signal d'entrée en deux parties caractérisant les approximations et les détails sont montrés sur
la figure 5.22 :
Figure 5.22. L’Architecture d’un niveau décomposition
A l’instant de la construction nous avons rencontré deux problèmes majeurs, à savoir,
la causalité du filtre et le décimateur qui doit être mis juste avant les deux types de filtre. La
causalité du filtre est atteint par l'adoption d'une fenêtre coulissante qui agit comme un buffer
dont la taille correspond au nombre de coefficients du filtre (4 coefficients dans notre cas)
pour éviter l'effet de bord. Le décimateur est modélisé par une machine d'état bi-state (FSM)
dont le but est de prélever un échantillon parmi deux à une cadence de Fs/2. Cela nous à
conduit à la conception d'un composant spécial que nous avons baptisé «séparateur-diviseur»
comme il est illustré sur la figure 5.23 et qui a pour vocation d’effectuer ces deux tâches (il
consiste à scinder le flux de données en deux familles pairs et impairs en plus la division de la
fréquence initiale par deux) [82,83].
Figure 5.23. Schéma bloc du diviseur.
Figure 5.24. Machine à états finis et programme VHDL du Diviseur.
Comme évoqué précédemment, le composant "splitter" ne fournit pas seulement les
données sollicitées à l’entrée des filtres, mais il agit également comme un diviseur de
fréquence par deux de l'horloge d’échantillonnage mère afin de bien effectuer l'opération de
décimation ou le sous échantillonnage comme on peut le voir facilement sur le diagramme de
la simulation de la figure 5.25. Évidemment, pour répondre à cette exigence, on doit choisir
le front descendant pour calculer la somme des quatre opérations résultant des différents
blocs pour chaque coefficient. Ainsi, un détecteur de dépassement supérieur / inférieur devrait
être envisagé après chaque calcul arithmétique pour être compatible avec la contrainte de la
mise en œuvre (taille des données). Notez que le même principe s'applique à l'ensemble des
organes constituant l’application que ce soit dans la phase d'analyse ou dans la phase de
synthèse [100], [101].
Le résultat de la simulation par Modelsim de ce composant est donné sur la
figure.5.26, comme le montre la simulation, la fréquence de l’horloge de la sortie (clk2) est la
division par deux de la fréquence de l’horloge mère (clk) et l’effet de la fenêtre glissante
(xout0, xout1, xout2 et xout3) sur le signal d’entrée (xin). Le signal state représente les deux
états de la machine d’état finie (odd et even).
Le signal d’entrée
Présence des 4 échantillons à
la sortie du diviseur
L’horloge divisée
Figure 5.25. Le résultat de la simulation par Modelsim du diviseur.
X[0][7..0]
X[1][7..0]
PRE
Xin[7..0]
CLK
RESET
D
ENA
state
PRE
D
D
CLR
X[3][7..0]
PRE
Q
ENA
CLR
X[2][7..0]
PRE
Q
D
PRE
Q
ENA
D
Q
Xout_3[7..0]
ENA
CLR
CLR
Clk_div2
PRE
D
Q
Q
CLk2
ENA
ENA
CLR
CLR
Xout_2[7..0]
Xout_1[7..0]
xout_0[7..0]
Figure 5.26. Vue interne (RTL) du diviseur.
La figure 5.27 donne la structure RTL de l’architecture des deux filtres
(low-
decomposition, high-decomposition). Comme on peut le remarquer les sorties du diviseur
attaquent directement ces deux parties. Chaque partie contient l’ensemble des multiplicateurs
nécessaires pour l’ensemble des coefficients.
Figure 5.27. Vue interne (RTL) des deux filtres décomposition.
Le chronogramme de la figure 5.28 montre, notamment, la séquence des données
(Data_in) appliquées à l'entrée de ce système et sa réponse comprenant les approximations
(Appx) et les détails (Det) d'un telle niveau de décomposition. On peut voir, également, que la
réponse se produit après un retard remarquable et significatif de 3.5 tops d’horloge
(latency=3.5). Il est aussi claire que l’on a un échantillon chaque deux tops d’horloge due à
l’effet du sous échantillonnage.
ère
La 1
donnée envoyée
Le résultat disponible
après 3.5 tops d’horloge
L’horloge divisée par 2
Figure 5.28. Le résultat de la simulation par Quartus ® II d’un niveau de décomposition.
Les valeurs énumérées dans le tableau 5.2 sont les résultats d'une simulation Matlab et
les résultats de simulation par quartus. Il est clairement certifié la ressemblance des résultats
obtenus par notre approche.
TABLEAU 5.2 : LE RESULTAT DE LA SIMULATION PAR MATLAB ET QUARTUS
Simulation par Matlab
Data séquence
15
25
98
125
-127
-75
-21
Approximation : A1
-1.9411
5.4692
138.5057
-59.9604
-53.7891
0.0000
0.0000
Détail : D1
-7.2444
-29.7796
140.6995
-40.3064
14.4127
0.0000
0.0000
Valeurs à point fixe
A1
D1
-1
-7
5
-30
127
127
-61
-39
-53
14
0
0
0
0
La simulation de la figure 5.29 est vue globale d’un niveau de décomposition. Le
signal d’entrée (X_IN) est infecté par un bruit. Il est décomposé en deux signaux l’un est le
signal d’approximation (Appro) qui représente la lire du signal d’entrée, et l’autre qui est le
signal de détail (Detail). Cette simulation décrit le bon fonctionnement de l’architecture d’un
niveau décomposition.
Le signal d’entrée bruité
Le signal d’approximation
Le signal de détail
Le retard dû au traitement
Figure 5.29. Simulation par ModelSim d’un niveau décomposition.
5.2.5.6 Le seuillage
L'architecture de la composante de seuillage doit réaliser les deux types de seuillage
dur et doux (hard et soft) selon le choix pris par l’utilisateur suivant les équations suivantes :
Afin d’avoir une architecture globale réduite de ce composant, nous avons cherché les
points communs entre les deux types de seuillage. Ce qui nous a amené à une équation de
seuillage soft en fonction du seuillage dure la suivante :
D’après cette équation du seuillage soft, on peut facilement constater que le circuit de
seuillage hard représente une partie du circuit de seuillage soft.
Quand à la valeur de seuil, elle doit être introduite aussi par l’utilisateur, pour ce faire
nous allons allouer des lignes . Sur la figure 5.30 nous nous constatons l’architecture globale
de la composante de seuillage.
Seuillage Hard
Seuillage Soft
Figure 5.30. Architecture du composant de seuillage.
Figure 5.31. Vue interne (RTL) du composant de seuillage.
Dans la figure 5.32 on observe la simulation par Modelsim de ce composant. L’effet
de seuillage Hard (Y_Hard) sur les échantillons du signal d’entrée (X_IN), où tous les
échantillons inferieure de la valeur de seuille (seuille) égale à 43 sont mis à zéro. Par contre le
reste des échantillons supérieur au seuille gardent leur amplitude. On observe aussi sur la
même figure l’effet de seuillage Soft (Y_Soft) sur les mêmes échantillons du signal d’entrée
(X_IN) où tous les échantillons inferieure de la même valeur de seuille (seuille) seront mis à
zéro. Par contre le reste des échantillons seront atténué par la valeur du seuille.
Figure 5.32. Simulation par ModelSim de l’architecture de seuillage.
Le tableau 5.2 illustre un exemple de calcule du seuillage Hard et Soft pour quelque
échantillons d’entrée avec une valeur de seuille égale à 43 comme exemple.
TABLEAU 5.3 : RESULTAT DE CALCUL DU SEUILLAGE HARD ETSOFT (SEUILLE=43)
Data séquence
-120
-40
72
24
43
-55
-8
-128
-43
79
14
-4
-14
50
62
-122
5.2.5.7 Un niveau de reconstitution
Type de seuillage
Hard
-120
0
72
0
43
-55
0
-128
-43
79
0
0
0
50
62
-122
Soft
-77
0
29
0
0
-12
0
-85
0
36
0
0
0
7
19
-79
Dans un niveau de reconstitution de la phase de reconstitution. L'information
résultante se compose de l’approximation A[N] et de détail D[n] . Les différentes parties de
ce système approprié sont montrés sur la figure 5.33.
Figure 5.33. L’architecture d’un niveau de reconstitution.
Chaque filtre de reconstitution doit être précédé par une opération nécessaire c’est
l’opération de l’interpolation (sur-échantillonnage). Elle est matérialisée par un dispositif qui
consiste à insérer un zéro entre deux échantillons consécutifs qui peut être qualifié à un «bloc
interpolateur". La structure de base d’un tel interpolateur est illustrée sur la figure .5.34.
L'architecture comprend un doubleur de fréquence associé à un registre à décalage
série/parallèle à 4 cases mémoire de 8-bits chacune, et un multiplexeur à 2 entrées qui sont le
signal x_in et la valeur zéro.
Le multiplexeur joue le rôle d’un aiguilleur qui laisse passer dans la première demi
période de l’horloge l’échantillon x_in dans la seconde période la valeur zéro pour assuré
l’interpolation. La sortie du multiplexeur charge le registre à décalage, à la cadence de
l’horloge doublé résultante du doubleur de fréquence. Les sorties parallèles de l’interpolateur,
qui assure la causalité du filtre, sont préparés à être utiliser par les différents filtres de
reconstitution apriori.
Figure 5.34. L’Architecture de l’interpolateur.
MUX_UP:b2v_inst
Clock1
Reset
Yin[7..0]
DFF_inst7[7..0]
CLK
Reset
DFF_inst8[7..0]
PRE
Data[7..0]
D
DFF_inst9[7..0]
PRE
Q
D
yout_3[7..0]~reg0
PRE
Q
D
PRE
Q
D
Q
yout_3[7..0]
yin[7..0]
ENA
CLR
ENA
CLR
ENA
ENA
CLR
CLR
yout_2[7..0]
yout_1[7..0]
yout_0[7..0]
Clock2
Figure 5.35. Vue interne (RTL) de l’interpolateur.
Afin de clarifier la conception, la simulation suivante montrent le comportement
correct de cette composante, il est clairement visible sur le chronogramme de la figure 5.36
l’insertion d’un zéro entre deux échantillons consécutifs du signal d’entrée (Yin). Avec
l’augmentation de la fréquence de travail (clock2). La deuxième mission de ce composant la
préparation des quatre échantillons (yout0, yout1, yout2 et yout3) pour pallier le problème de
la causalité des filtres de reconstitutions.
L’horloge initiale
L’horloge résultante doublée
L’échantillon d’entrée
L’insertion des « 0 »
Présence des 4 échantillons à
la sortie l’interpolateur
Figure 5.36. Digramme de la procédure d’interpolation.
Figure 5.37. Vue interne (RTL) des deux filtres reconstitution.
La figure.5.38 décrit un exemple de simulation d’un niveau de reconstitution où on
observe les signaux de détail et d’approximation (détail/appro, appro/inter) après l’opération
d’interpolation qui consiste dans se cas à introduire un zéro entre chaque deux échantillons du
signal d’entrée sans modifie la lire générale du signal. Les deux signaux (detail et Appro)
représentent respectivement la sortie du filtre passe haut de reconstitution et la sortie du filtre
passe bas de reconstitution. Le dernier signal y_out pour lui il représente la sortie d’un
niveau de reconstitution qui est la somme des deux signaux (detail et Appro).
Figure 5.38. Simulation par ModelSim de l’architecture d’un niveau de reconstitution.
L’architecture globale
de la phase de reconstitution donnée par la figure.5.39.
L'information résultante se compose de la dernière approximation A3[N] et l'ensemble des
détails D1[n], D2[n], D3[n] transportant le bruit, qui sont destinés à avoir subir un traitement
efficace de débruitage en moyennant l’opération du seuillage.
Figure 5.39. Schéma bloc de la phase de décomposition.
Dans l’architecture adoptée nous pouvons aisément constater la présence d’une série
de blocs qui sont nécessaires et indispensables pour le bon fonctionnement de la structure
d’implémentation. Ce sont, en particulier, les blocs de retard (δ1 et δ2) et des dispositifs de
quantification avec un détecteur dépassement underflow/overflow.
A chaque fois qu’un signal parcours un dispositif il subie un retard due au temps de
calcule nécessaire. Et comme les coefficients D1[n] et D2[n] ont subie le moins de traitement
que les coefficient D3[n] et A3[n]. Donc ils doivent avoir des blocs de retard pour les
synchroniser avec les autres coefficients.
δ1: est l’ensemble des temps de traitement d’un niveau de décomposition et d’un
niveau de synthèse moins le temps alloué à l'opération de seuillage.
δ2: désigne le temps perdu pendant deux niveaux de reconstruction et deux niveaux de
décomposition et moins le temps alloué à l’opération de seuillage.
Figure 5.40. Vue interne (RTL) d’un exemple de bloc de retard.
La taille des données de toutes les sorties des circuits arithmétique dans ce design doit
être la même que la taille des entrées afin de simplifie la synthèse. Qui est de 8 bits. Donc
chaque bloc doit être suivi par un dispositif de limitation, qui est situé dans l'intervalle de -128
à 127. Le rôle de se dispositif est d’éliminer tous excédent de cet intervalle.
5.2.5.8 Filtre moyenneur
A la sortie du bloc de synthèse le signal de sortie global reste un peu infecté par un
bruit impulsif. Implémenter un filtre moyenneur dont la mission principale est d'améliorer la
qualité du signal restauré est une solution adoptée. En effet, Pour bien renforcer l’effet de
débruitage on applique sur le signal de sortie un lissage. C'est donc, quelque part, faire un
moyennage du signal. On comprend alors qu'il suffit de faire une somme pondérée de quatre
échantillons successifs. Une structure est donnée ci-après. En effet, lorsque chaque nouvelle
donnée est reçue, la sortie est la moyenne des quatre données les plus récemment reçus. Si
nous avions un flux d'entrée de données (x) indexées par le temps (par exemple xin est la
valeur de xin au moment k) et nous avons reçu un nouveau échantillon de données dans
chaque cycle d'horloge, l'équation de la sortie serait:
(5.21)
L’architecture de la structure du filtre moyenneur est illustrée sur la figure 5.41.
Figure 5.41. L’Architecture du filtre moyenneur.
X[0][9..0]
Add0
PRE
Xin[7..0]
D
X[1][9..0]
CLK
RESET
Add1
A[9..0]
Q
A[9..0]
+
B[9..0]
+
B[9..0]
PRE
D
Q
ENA
CLR
ADDER
Add2
X[2][9..0]
ADDER
PRE
X[3][9..0]
A[9..0]
PRE
B[9..0]
ENA
D
Q
CLR
D
Q
ENA
CLR
+
Xout[7..0]
ADDER
ENA
CLR
Figure 5.42. Vue interne (RTL) du filtre moyenneur.
Le multiplexeur MUX et le premier additionneur allongent la taille de l’échantillon
x_in de 8 à 10 bits par la propagation du bit de signe, de façon que si le 8 iém bit est égal à un
le 9iém et 10iém seront aussi par contre si le 8iém bit est égal à zéro de même les bits 9 et 10. La
sortie du premier sommateur charge le registre à décalage série/parallèle à la cadence du
signal d’horloge. Les sorties parallèles attaquent l’additionneur signé (signed-Adder). Le
résultat est sur 10-bits ce qui nécessite sa normalisation à la taille de 8-bits, c’est pourquoi on
le décale à droite par deux bits cette opération représente une division par quatre.
La
simulation de figure 5.43 à l’aide du Modelsim. Le signal d’entrée (a) est pollué par un bruit
par contre le signal de sortie (b) de ce filtre est filtré. Donc cette simulation montre bien
l’effet de ce type de filtre.
(a)
(b)
Figure 5.43. Simulation par ModelSim du filtre.
5.2.6 SIMULATION
La simulation a été effectuée dans un environnement MATLABTM version 7.0.0. La
programmation est très simple. Plusieurs fonctions sont implémentées, et la manipulation
graphique se distingue par sa facilité et sa portabilité.
Comme notre souci principal doit présenter la tâche d'exécution de notre algorithme
d'une façon explicite, concise et efficace en dépit des limitations. Ainsi, pendant la phase de
développement, quelques précautions ont été prises pour aboutir à notre but et il semble utile
de se rappeler quelques considérations importantes.
Pour tester le bon fonctionnement des différents blocs écrits en VHDL, nous avons
utilisé le logiciel ModelSim ALTERA WEB EDITION 6.3g_p1 où nous avons crée un
ensemble de banc d'essai (Test Bench). c.a.d, pour chaque composant un Test Bench, et un
Test Bench pour le composant global. Les mêmes données de Matlab ont été utilisées pour
stimuler notre conception pour vérifier surtout l’effet de la troncature. Cette troncature est due
à l’utilisation des données sur 8 bits Ainsi la sortie a aussi la même taille. Pour clarifier notre
conception, a chaque étape, on effectuera les comparaisons des résultats qui ont été
commentés pour déduire les conclusions appropriées.
La fiche de simulation de la figure 5.44, est une vue globale de simulation de toutes les
phases de la procédure de débruitage. Nous avons stimulé notre désigne par une composante
(a) d’un mélange caractérisée par l'association des trois différents segments entachés par un
bruit occasionné par des variations intempestives et indésirables pour augmenter le degré de
sévérité en ce qui concerne cette méthode. Le signal (b) représente le signal d’entrée retardé
par un temps égale au temps d’exécution globale du désigne. Afin de bien clarifier les
déférences et effectué les comparaisons. D’après la simulation, on voie que le signal de sortie
(c) est fournit après un retard remarquable et il reste un peut polluer. Comme le montre la
figure le signal (d), qui est le résultat global de la procédure de débruitage, est bien filtrer.
Figure 5.44. Le résultat de la simulation avec ModelSim; (a) signal original ; (b) signal original
retardé; (c) signal débruité; (d) signal débruité et filtré.
5.2.7 Implémentation hardware
Nous avons implémenté notre conception en utilisant la carte DE2, cette carte de
développement contient le circuit Cyclone ® II FPGA 2C35 d’Altera, EP1C6Q240. Ce circuit
contient 33216 éléments logiques comme il est cité précédemment. Le résumé du résultat de
la consommation des ressources matérielles pour notre conception est donné par le tableau
5.4.
TABLEAU 5.4. CONSOMMATION DES RESSOURCES MATÉRIELLES
Utilisées
Disponible
Pourcentage
Logic elements
Combinational
functions
Dedicated logic
registers
PLLs
5.3
821
802
33216
33216
d'utilisation
2%
2%
148
33216
<1%
1
4
25%
Conclusion
Ce travail a pour vocation de proposer une implémentation efficace de la procédure de
débruitage du signal en utilisant la transformée en ondelettes. La conception proposée est
testée et confirmée en utilisant des outils
offerts par MATLAB. En outre le logiciel
ModelSim ALTERA WEB EDITION 6.3g_p1, à l'aide d'un ensemble de banc de teste, utilisé
pour vérifier le bon comportement de l’ensemble des programme VHDL développés. Ensuite
nous avons procédé à l’implémentation avec succès en utilisant une cible programmable de la
technologie FPGA. L’utilisation de la carte DE2 pour cette application a été présentée. Notre
architecture est acceptable en termes de vitesse de fonctionnement. En outre, les ressources
utilisées sont relativement faibles. Enfin, tous les résultats obtenus révèlent l'efficacité de
notre conception.
Conclusion & Perspectives
CONCLUSION
Ce rapport de thèse a présenté notre travail de recherche. Nous le concluons en
résumant les résultats principaux et les apports avant de proposer quelques perspectives.
L’implémentation numérique, en temps réel, d’une technique de débruitage d’un
signal en ayant recours à la DWT est au centre des préoccupations de
nombreux
scientifiques. En effet, la DWT donne une représentation efficace d’un tel signal que l’on peut
décrire par un nombre assez important de coefficients d’ondelettes. Donc La transformée en
ondelettes discrète décompose le signal entrant en approximations (basse fréquence) et en
détails (haute fréquence). Et comme le bruit est généralement de haute fréquence. Il devient
donc nécessaire d’appliquer une opération de seuillage sur les coefficients de détails. A pour
but d’éliminer le bruit. Lorsque l’opération de seuillage est terminée, la transformée inverse
reconstitue le signal débruité.
En raison de l’orthogonalité de la DWT, la présence du bruit nous assure, en valeur
moyenne, la même contribution sur tous les coefficients de cette transformée. Lors de la phase
de l’implémentation sur FPGA, de la technique adoptée dans ce contexte là, un choix
judicieux des algorithmes d’optimisations, tant sur le plan des éléments logiques internes
nécessaires à la synthèse de la description comportementale
des composants décrivant
l’architecture de cette technique que sur la contrainte du temps réel, en vue de satisfaire à
notre attente qui consiste en la qualité du signal à restituer, sans pourtant, nuire à la robustesse
de cette approche. En utilisant les LUTs, la fonction débruitage est implémentée en VHDL
dans un design qui élimine la nécessité d’utiliser des multiplicateurs classiques relativement
longs et donc, réduire le temps d’exécution c.a.d augmenter les performances en termes de
fréquence de travail. Dans la suite de nos contributions, et comme les LUTs sont gourmands
en terme des éléments logiques, nous avons étudié et implémenté nos multiplicateurs avec des
LUTs en réduisant leurs tailles ce qui nous amène à bien réduire l’utilisation des ressources
matérielles. Une autre contribution est le fusionnement des deux circuits de seuillages HARD
et SOFT en un seul circuit nécessitant moins de ressources matérielles.
Enfin, pour valider les résultats obtenus plusieurs bancs de tests de simulations et de
confrontations ont été faits en moyennant, entre autres, l’environnement de la programmation
et la simulation Modelsim. Les performances ont été justifiées en termes de ressources
matérielles utilisées, et du temps d’exécution.
Cependant, comme perspective de ce travail, il serait intéressant d’étudier
l’implémentation de la transformée en ondelettes discrète appliquée au débruitage avec un
plus grand nombre de bits pour une meilleure précision et pour améliorer encore les
performances de l’algorithme de débruitage. Le seul inconvénient de cette conception avec
l’augmentation des nombres de bits est la nécessité d’un plus grand espace pour les LUTs
parce que les valeurs requises seront stockées sous une forme plus grande et le calcul devient
long.
Notre perspective vise, entre autre, à optimiser d’avantage cette technique en faisant
intervenir la notion de « lifting » ainsi que la structure appropriée des multiplieurs basées sur
les mémoires ou « look up table » qui se montrent très efficaces, en termes, des éléments
logiques et du temps d’exécution, pour rédimer le problème de redondance et par conséquent
simplifier considérablement les calculs.
Dans l’optique d’améliorer la qualité de la technique de débruitage d’un signal pour
qu’elle puisse être utilisée efficacement, il serait intéressant d’étudier et implémenter un
seuillage avec seuils adaptatifs.
Nous souhaitons que cette étude va aider et inciter les chercheurs à focaliser leurs
attentions sur l’implémentation des techniques de traitement du signal sur des cibles
reconfigurables de types FPGAs débouchant sur des applications palpables.
Bibliographie
BIBLIOGRAPHIE
[1] D.L. Donoho, Denoising by soft-thresholding, IEEE Trans. Information Theory 41 3 1995
613–627.
[2] the fiald-programmable gate array (FPGA) : Expanding its Boundaries, InStat Market
Research, Avril 2006.
[3] J-M DUTERTRE « Circuits Reconfigurables Robustes »Thèse de doctorat, Université de
Montpellier II, Oct. 2002.
[4] S.Brown and J.Pose FPGA and CPLD Architectures. A tutorial IEEE Design & Test of
computers Summer 1996.
[5] the Stratix III handbook. http://www.altera.com/literature/lit-stx3.jsp
[6] Xilinx Inc.,“Virtex-II ProTM Platform FPGAs: Functional Description,” DS083-2(v3.0),
December10, 2003.
[7] Xilinx. The programmable logic, data book. Xilinx Inc, USA. (1994)
[8] D.SMITH « HDL Chip Design : A pratical Guide for Designing, Synthesis & Simulating
Asics & FPGAs using VHDL or Verilog » Doone Pubns . ISBN : 0965193438
[9] Project Veripage, retrieved from: http://www.angelfire.com/ca/verilog/history.html.
[10] Xilinx. Synthesis and simulation design guide. Xilinx Inc, USA. (1998)
[11] BDTI focus report : FPGAs for DSP, Deuxième Edition, BDTI Benchmarking, 2006
[12] FPGAs accelerate time to market for industrial designa », M thompson, EE Times, 2
juillet 2004
[13] O. Spaniol : Computer Arithmetic: Logic and Design (John Wiley & Sons, NewYork,
1981)
[14] I. Koren:
Computer Arithmetic Algorithms (Prentice Hall ,Englewood Cliffs,
NewJersey,1993)
[15] E. E. Swartzlander: Computer Arithmetic, Vol. I (Dowden, Hutchingon and Ross, Inc.,
Stroudsburg, Pennsylvania, 1980), also reprinted by IEEE Computer Society Press 1990
[16] E. Swartzlander:
Computer Arithmetic, Vol. II (IEEE Computer Society Press,
Stroudsburg, Pennsylvania, 1990)
[17] K. Hwang: Computer Arithmetic: Principles, Architecture and Design (John Wiley &
Sons, NewYork, 1979)
[18] IEEE: “Standard for Binary Floating-Point Arithmetic, “ IEEE Std 754-1985 pp. 1-14
(1985).
[19] IEEE: “A Proposed Standard for Binary Floating-Point Arithmetic,” IEEE Transactions
on Computers 14 (12), 51-62 (1981). TaskP754.
[20] J. ROSE , A. EL GAMAL and A. SANGIOVANNI-VICENTILLI, "Architecture of
Field-Programmable Gate Array" in Proceeding of the IEEE Vol. 81 N° 7 JUL. 93.].
[21] O.Spaniol: Computer Arithmetic: Logic and design (John Wiley & Sons, NewYork,
1981.
[22] D.Bull, D.Horrocks: “Reduced-Complexity Digital Filtering Structures using Primitive
Operations,” Electronics Letters pp. 769-771 (1987)
[23] D. Bull, D. Horrocks: “Primitive operator digital filters,” IEE Proceedings-G 138, 401411 (1991).
[24] A. Dempster, M. Macleod: “Use of Minimum-Adder Multiplier Blocks in FIR Digital
Filters,” IEEE Transactions on Circuits and Systems II 42, 569-577 (1995).
[25] A. Dempster, M. Macleod:” Comments on “Minimum Number of Adders for
Implementing a Multiplier and Its Application to the Design of Multiplierless Digital Filtersfl,
“ IEEE Transactions on Circuits and Systems II 45,242-243(1998).
[26] Abdelhakim SAHOUR, Mohamed Benouaret, FPGA Implementation of Daubeshies
Polyphase-Decimator filter, International Journal of Computer Applications (0975 –
8887)Volume 7– No.10, October 2010.
[27] A. Croisier, D. Esteban, M. Levilion, V. Rizo:
(1973), « Digital Filter for PCM
Encoded Signals,” US patent no.3777130.
[28] A. Peled, B. Liu: “A New Realization of Digital Filters,” IEEE Transactions on
Acoustics, Speech and Signal Processing 22 (6), 456-462(1974).
[29] K. Yiu: “On Sign-Bit Assignment for a Vector Multiplier,” Proceedings of the IEEE
64,372-373(1976).
[30] K. Kammeyer: “Quantization Error on the Distributed Arithmetic,” IEEE Transactions
on Circuits and Systems 24 (12),681-689(1981).
[31] F. Taylor: “An Analysis of the Distributed-Arithmetic Digital Filter,” IEEE Transactions
on Acoustics, Speech and Signal Processing 35 (5), 1165-1170 (1986)
[32] S. White: “Applications of Distributed Arithmetic to Digital Signal Process-ing: A
Tutorial Review,” IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing Magazine,
419 (1989).
[33] K. Kammeyer: “Digital Filter Realization in Distributed Arithmetic,” in Proc. European
Conf. on Circuit Theory and Design (1976), Genoa, Italy
[34] F.Taylor: Digital Filter Design Handbook (Marcel Dekker, NewYork, 1983)
[35] H. Nussbaumer: Fast Fourier Transform and Convolution Algorithms (Springer,
Heidelberg, 1990).
[36] S. Mallat, “multirésolution approximations and wavelet orthonormal bases of l2(R)”,
Trans. Am. Math. Soc., Vol. 315, N°1, pp. 69-87, sep 1989
[37] S. Mallat, “multifrequency channel decomposition of images and wavelet models”, IEEE
Trans. On acoustic speech and signal Proc., Vol. 37, N°12, pp. 2091-2110
[38] S. Mallat, “A theory for multifresolution signal decomposition: the wavelet
representation”, IEEE, Pami, Vol. 11, N°7, pp. 674-693, july1989.
[39] I. Daubechies, “orthonormal bases of compactly supported wavelets”, Com. On Pure
Appe. Math., vol. 41, PP. 909-996, Nov. 1988.
[40] Meyer, Y., (1986), Ondelettes, fonctions splines et analyse graduées, lectures données à
l’université de Torino, Italie.
[41] Meyer, Y., (1990), Ondelettes et opérateurs, ED. Herman, France.
[42] Goswami, J. C., and Chan, A . K., (1999), Fundamentals of wavelets: theory, algorithms,
and applications, New York, N.Y. : J.Willey and Sons.
[43] birslawn, C M., (1995), Fingerprints go digital, Notices of the AMS, vol. 42, pp. 12781283.
[44] Usevitch, B. E., (2001), A Tutorial on modern lossy wavelet image compression :
Fondations of JPEG 2000, IEEE Signal Processing Magazine, vol 18, n°8, pp. 22-35.
[45] Mitisi M., Y. Mitisi, (2003), G. Oppenheim et J. Poggi, « les ondelettes et leur
applications », Paris : Hermès Sciences Publication.
[46] Johnstone, I. M., and Silverman, B.W., (1997), Wavelet threshold estimators for data
with correlated noise, J. Roy. Statist. Soc. B, 59: 319-351.
[47] http://engineering.rowan.edu/~polikar/WAVELETS/WTtutorial.html
;
the
Wavelet
Tutorial by Robi Polikar.
[48] Mallat, S. (1998), A wavelet tour of signal processing. New York: Academic press.
[49] Daubechies, I., (1992), Ten lectures on wavelets, Philadelphia, Pa.: Society for industrial
and applied mathematics.
[50] Daubechies, I., (1988), Orthonormal bases of compactly supported wavelets, commun.
Pure Appl. Math., 91, PP 909-996.
[51] Strang, G.? and Nguyen, T., (1996), wavelets and filter banks, Wellesley, Mass.:
Wellesley-Cambridge Press.
[52] Nico M. Temme, (1997), Asymptotics and Numerics of Zeros of Polynomials that are
related to Daubechies Wavelets,
[53] William H.Press, Brian P.Flannery, Saul A. Teukolsky, and William T. Vetterling.
Numerical Recipes in C; The Art of scientific Computing; The second Edition. ISBN 0-52143108-5. Cambridge
[54] Stéphane Mallat. Une exploration des signaux en ondelettes. ISBN2-7302-0733-3. Les
Editions de l’Ecole Polytechnique, 2000.
[55] Frédéric Truchetet. Ondelettes pour le signal numérique. ISBN 2-86601-672-6. Hermes,
1998.
[56] P.P. Vaidyanathan,
Multirate Systems and Filter Banks, P T R prentice Hall,
Englewood Cliffs, NJ, 1993.
[57] R.D. Koipillai and P.P. Vaidyanathan, “Cosine-Modulated FIR Filter Banks Satisfying
Perfect Reconstruction”, IEEE transactions on Signal Processing, vol. 40, pp. 770-783, April
1992.
[58] T.Q. Nguyen and R.D. Koilpillai, “The Theory and Design of Arbitrary-Length CosineModulated Filter Banks and Wavelets, Satisfying Perfect Reconstruction”, IEEE Transactions
on Signal Processing, vol. 44, pp. 473-483, March 1996.
[59] N.J. Fliege, Multirate Digital Signal Processing, Chichester, U.K.: Wiley, 1994.
[60] T. Karp and N.J. Fliege, “Modified DFT Filter Banks with Perfect Reconstruction”,
IEEE transactions on Circuits and Systems-II: Analog and digital signal processing, vol. 46,
pp. 1404-1414, November1999.
[61] T. Karp and N. J. Fliege, “Computational efficiency realization of MDFT filter banks,”
in Proc. EURASIP European Signal Processing Conf., Trieste, Italy, Sept. 1996, PP. M831186.
[62] N.J. Fliege, “Modified DFT polyphase
SBC filter banks with almost perfect
reconstruction,” in Proc. IEEE Int. Conf. Acoustics, Speech and Signal Processing, vol. 2, pp.
149–152, April 1994.
[63] Mitisi M., Y. ITISI, (2003), G. Oppenheim et J. Poggi, « les ondelettes et leur
applications », Paris :Hermès Sciences Publications.
[64] David L. Donoho and Iain M. Johnstone. Ideal spatial adaptation by wavelet shrinkage.
Biometrika, vol. 81: pp. 425–455, 1994.
[65] Sungwook Chang, Y. Kwon, Sung-il Yang, and I-Jae Kim, Speech Enhancement for
non-stationnary noise environnement by adaptive wavelet packet, Proccedings of IEEE
International Conference on Acoustics, Speech, end Signal processing (ICASSP ‘02), vol.1,
pp. 561_564, 2002. Texas instruments, (1999),
[66] David L. Donoho. De-noising by soft-thresholding. IEEE Transactions on In-formation
Theory, vol. 41 (3): pp. 613–627, May1995.
[67] David L. Donoho and Iain M. Johnstone. Ideal spatial adaptation by wavelet shrinkage.
Biometrika, vol. 81: pp. 425–455, 1994.
[68] Gerard Aranguren, Mariano Barron, Joseba, Arroyabe And Gonzalo
Garcia-Carreira
pipe-IEEE conference in fuzzy systems (FUZZ-IEEE), Volume: 2, p- 635- 640, Barcelona,
[69] Valentin Mure San, Dan and Xiaojun Wang rom VHDL to FPGA. A case study of a
international conference of young lecturers and PHD students, pp. 83
-
90, Miskolc,
Hungary, 11-17 august 1997.
[70] Oscar Montiel, Yazmin Maldonado, Roberto Sepulveda, and Oscar Castillo," Simple
Tuned Fuzzy Controller Embedded into an FPGA", Annual Meeting of the North American,
Fuzzy Information Processing Society, NAFIPS, ISBN: 978-1-4244-2351-4, p. 1-6, New
York City, NY, 19-22 May 2008.
[71] Shabiul Islam, Nowshad Amin, M.S.Bhuyan, Mukter Zaman, Bakri Madon Fuzzy
Temperature Controller for Industrial Application", WSEAS Transactions On Systems And
Control, ISSN: 1991-8763, Issue 10, Volume 2, p. 484- 490, Sep. 17, 2007.Spain, 1997.
[72] Philip t. Vuong, asad m. Madni and jim b. 13100 telfair avenue, sylmar, california 91342
USA, 2006.
[73] Handous « introduction to FPGAs » June 2009.
[74] http://www.wolfsonmicro.com/products/codecs/WM8731
[75] M.Benouaret, A.Sahour, S.Harize, Real time implementation of a signal denoising
approach based on eight-bits DWT.
[76] Mateos Albiach, “interfacing a processor core in FPGA to an audio system” . 2006
[77] S. Zhuang, J. Carlsson, W. Li, K. Palmkvist, L. Wanhammar, “GALS based approach to
the implementation of the DWT filter bank,” Proc. 7th International Conf. on Signal
Processing, ICSP’04, vol. 1, 2004, pp. 567 – 570
[78] Comparison between Haar and Daubechies Wavelet Transformions on FPGA
Technology Mohamed I. Mahmoud, Moawad I. M. Dessouky, Salah Deyab, and Fatma H.
Elfouly
[79] Gerard Aranguren, Mariano Barron, Joseba, Arroyabe And Gonzalo
Garcia-Carreira
pipe-IEEE conference in fuzzy systems (FUZZ-IEEE), Volume: 2, p- 635- 640, Barcelona,
[80] D. L. Donoho, “De-noising by soft-thresholding,” IEEE Trans on information theory,
vol. 41, pp. 612-627, 1995.
[81] Nico M. Temme, (1997), Asymptotics and Numerics of Zeros of Polynomials that are
related to Daubechies Wavelets,
[82] M.Nibouche, A.Bouridane and O.Nibouche ”Rapid Prototyping Of Biorthogonal
Discrete Wavelet Transforms on FPGAs” To appear in IEEE International Conference on
Electronics, Circuits and Systems, Malta, Sep 2001.
[83] M. Nagabushanam, Design and Implementation of Parallel and Pipelined Distributive
Arithmetic Based Discrete Wavelet Transform IP Core, European Journal of Scientific
Research ISSN 1450-216X Vol.35 No.3 (2009), pp.378-392.
[84] P. Y Chen, “VLSI implementation for one-dimensional multilevel lifting-based wavelet
transform,” IEEE Trans. on Computers, vol. 53, no. 4, April 2004, pp. 386-398.
[85] J.Chilo, T. Lindblad, “Hardware implementation of 1D wavelet transform on an FPGA
for infrasound signal classification,” IEEE Trans. on Nuclear Science, vol. 55, Issue 1, Part 1,
2008, pp.9 – 13.
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