JONCTION PN I) Notions sur les semiconducteurs 1) Les semiconducteurs Comme leur nom le laisse entendre, les semiconducteurs occupent, sur l’échelle des résistivités des matériaux solides, une position moyenne entre les métaux et les isolants. Matériau Résistivité Métaux 10-6 cm Semiconducteurs 10-3 à 103 cm Isolant 108 cm Dans les semiconducteurs la conduction électrique peut s’opérer : Soit par des électrons libres (matériau de type N) Soit par des trous libres (matériau de type P) Soit simultanément par électrons et trous libres De même, dans les semiconducteurs, on peut moduler la concentration en électrons libres ou en trous libres en diffusant dans le matériau certaines impuretés en quantité contrôlée. On a donc le pouvoir de faire varier la conductivité. a) Eléments semiconducteurs et semiconducteurs composés Une très grande variété de matériaux sont semiconducteurs, en effet on peut construire un matériau semiconducteur : Soit en assemblant des atomes de la colonne (IVa) du tableau de classification périodique (Tableau de Mandéléieff). Exemple : le Silicium et le Germanium qui sont des semiconducteurs bien connus, mais il faut savoir que le carbone (sous sa forme diamant) et l’étain (sous sa forme étain gris) sont également semiconducteurs. Soit en associant des éléments de la colonne (IIIa) et des atomes de la colonne (Va) à raison d’un atome de la colonne (IIIa) pour un atome de la colonne (Va), on réalise ainsi des semiconducteurs composés III-V. Exemple : semiconducteurs binaires GaAs, GaP, InSb Semiconducteur ternaire AlGaAs. b) Arrangement des atomes dans les matériaux semiconducteurs On va prendre comme exemple le Silicium. Le Silicium est l’élément de numéro atomique 14, il possède donc 14 électrons disposés sur trois couches : 1 Une couche K complète à deux électrons Une couche L complète à huit électrons Une couche M incomplète à quatre électrons Dans un cristal de Silicium chaque atome est entouré de quatre atomes voisins, chaque atome échange quatre liaisons de valence (une liaison de valence est obtenue par la mise en commun de deux électrons, un électron par partenaire). Cristal Silicium Lorsque le matériau est dans l’état que nous venons de décrire à savoir les quatre électrons de la couche périphérique d’un atome quelconque sont tous engagés dans des liaisons de valence, il n’y a pas d’électrons libres, le matériau est parfaitement isolant lorsqu’il est dans un état non excité (0K), on peut dire que le matériau est intrinsèque. c) Semiconducteur intrinsèque ) Conduction électrique dans un semiconducteur Lorsqu’on excite un matériau semiconducteur en le chauffant ou en l’éclairant par une radiation lumineuse d’énergie suffisante, on peut alors briser des liaisons de valence, c'est-àdire arracher des électrons engagés dans ces liaisons. On crée alors simultanément et en nombres égaux : Des électrons libres de charge –q (q=1,6.10-19 Coulomb) Des trous libres de charge +q 2 Electron libre trou Si on applique au cristal un champ électrique, on observe : Un déplacement des électrons libres qui « remonte » le champ électrique Un déplacement « apparent » de l’ion Si+ qui « descend » le champ électrique 1 2 3 Le transfert de la charge positive de l’atome 1 sur l’atome 2 puis sur l’atome 3 résulte en fait du passage d’un électron lié à l’atome 2 sur l’atome 1, puis d’un électron lié à l’atome 3 sur l’atome 2. Ainsi les semiconducteurs présentent deux types de conduction électrique, la conduction par les électrons (comme dans les métaux) et la conduction par les trous libres (liée au déplacement apparent des ions Si+). ) Résistivité d’un semiconducteur intrinsèque La concentration en porteurs libres est le nombre de porteurs libres par unité de volume. On appellera : ni = concentration intrinsèque des électrons libres pi = concentration intrinsèque des trous libres Ces concentrations varient selon la loi : 3 𝐸𝑔 𝑛𝑖 = 𝑝𝑖 = 𝐴𝑇 2 𝑒𝑥𝑝 − 2𝑘𝑇 Avec : T = température absolue (K) Eg = énergie d’activation (J) (l’énergie qu’il faut pour activer un électron) k = constante de Boltzmann (1,38.10-23 J/K) A = coefficient dépendant du semiconducteur. 3 Si on applique une différence de potentiel aux bornes d’un semiconducteur, la densité de courant aura deux composantes, l’une est due au déplacement des électrons libres Jn=nE avec n=enni, l’autre due au déplacement des trous libres Jp=pE avec p=eppi. Donc J= Jn + Jp = e(nni + ppi)E 1 e(nni + ppi) et 𝜌 = 𝑒 𝜇 𝑛 +𝜇 𝑝 𝑛 𝑖 𝑝 𝑖 Cette résistivité varie comme l’inverse des concentrations en porteurs de charges est donc une fonction décroissante de la température. d) Semiconducteur extrinsèques En lui-même le matériau intrinsèque que nous venons de voir ne présenterait que peu d’intérêt pratique. On pourrait tout au plus en faire des thermistances ou des photorésistances. Fort heureusement il est possible, en introduisant dans le matériau intrinsèque certaines impuretés en quantité contrôlée afin de : Privilégier un type de conduction, conduction par électrons ou conduction par trous. Contrôler la conductivité du matériau dans un large domaine. ) Semiconducteur extrinsèque de type N L’insertion d’atomes pentavalents dans la structure cristalline d’un semiconducteur permet d’introduire artificiellement des électrons libres, en effet un des cinq électron de la couche périphérique des atomes pentavalents ne participe pas aux liaison covalentes. Au voisinage de l’atome pentavalent, on trouve une charge positive l’atome est ionisé. Les atomes pentavalents sont des atomes donneurs que l’on introduit dans le semiconducteur pour le rendre extrinsèque de type N, ces atomes sont susceptibles de donner un électron libre, on parle d’un dopage de type N. Electron libre Charge négative mobile Atome ionisé Charge positive fixe Désignons par ND la concentration des atomes donneurs, par n celle des électrons libres et par p celle des trous libres. Comme le semiconducteur est électriquement neutre, le nombre des charges négatives doit être égale au nombre des charges positives n=p+ND 4 D’autre part, dans un semiconducteur extrinsèque de type N, les électrons libres sont majoritaires et les trous minoritaires n>>p n=ND=constante Par ailleurs on démontre que le produit des concentrations en porteurs garde une valeur constante, que le semiconducteur considéré soit intrinsèque ou extrinsèque, c’est la loi de l’action et de masse : n.p = ni.pi =ni2 p=ni2/ND Il en résulte que la résistivité d’un semiconducteur extrinsèque de type N est de la forme : 1 𝜌 = 𝑒𝜇 𝑁 𝑛 𝐷 ) Semiconducteur extrinsèque de type P Dans le semiconducteur il est également possible d’introduire artificiellement des trous plutôt que des électrons libres, il suffit d’insérer des atomes trivalents dans la structure cristalline. Les électrons de la couche périphérique de ces atomes participent aux liaisons covalentes laissant un trou dans la quatrième. Un électron quelconque peut quitter la liaison qu’il occupe, laissant à son tour un trou derrière lui, et venir occuper la place vacante offerte par l’atome trivalent. Tout se passe alors comme si le trou introduit était libre de se déplacer dans le réseau cristallin. Au voisinage de l’atome trivalent, on trouve une charge négative l’atome est ionisé. Les atomes trivalents sont des atomes accepteurs, introduits dans le semiconducteur pour le rendre extrinsèque de type P. On parle ici d’un dopage de type P. Trou Charge positive mobile Atome ionisé Charge négative fixe Désignons par NA la concentration des atomes accepteurs. Comme le semiconducteur est électriquement neutre, le nombre des charges négatives doit être égale au nombre des charges positives p=n+NA 5 D’autre part, dans un semiconducteur extrinsèque de type P, les trous sont majoritaires et les électrons libres les trous minoritaires p>>n p=NA=constante Par ailleurs on démontre que le produit des concentrations en porteurs garde une valeur constante, que le semiconducteur considéré soit intrinsèque ou extrinsèque, c’est la loi de l’action et de masse : n.p = ni.pi =ni2 n=ni2/NA Il en résulte que la résistivité d’un semiconducteur extrinsèque de type N est de la forme : 1 𝜌= 𝑒𝜇 𝑝 𝑁𝐴 ) Diffusion Considérons un semiconducteur de type N et supposons que, par un procédé quelconque, on accroisse la concentration des trous dans région du semiconducteur. Les trous vont se déplacer en tous sens mais vont statistiquement se répartir de telle sorte que leur concentration soit la même en tout point du semiconducteur (à la manière des gaz qui, injectés dans un récipient occupent de façon uniforme le volume qui leur est offert). Considérons une surface dS à l’intérieur du semiconducteur telle que la concentration des trous ne soit pas la même sur chacune de ses faces. Afin d’équilibrer la répartition des charges, cette surface va se voir traversée par un courant I dont la valeur est proportionnelle au gradient de la densité des trous 𝐼𝑝 = −𝑒𝐷𝑝 𝑑𝑝 𝑑𝑥 𝑑𝑆 Dp = la constante de diffusion des trous 𝑑𝑛 Pour les électrons on aura 𝐼𝑛 = 𝑒𝐷𝑛 𝑑𝑥 𝑑𝑆 où Dn = la constante de diffusion des électrons. 𝐷𝑝 𝐷𝑛 𝑘𝑇 = = 𝜇𝑝 𝜇𝑛 𝑒 6 II) Jonction PN non polarisée Il ya jonction lorsque, dans un même monocristal semiconducteur coexistent une région de type N et une région de type P. Semiconducteur de type P Semiconducteur de type N Comme les trous sont beaucoup plus nombreux dans la région P que dans la région N, ils vont avoir tendance à diffuser de la région P vers la région N. De même les électrons sont beaucoup plus nombreux dans la région N que dans la région P, ils vont avoir tendance à diffuser de la région N vers la région P. Imaginons que cette double diffusion se soit produite pendant un court instant. Les trous qui envahissent la région N se recombinent avec les électrons qui s’y trouvent. Ce pendant les trous ont laisser derrière eux dans la région P les ions accepteurs ionisés négativement, il apparait donc au voisinage du plan de la jonction, une zone de charge d’espace (ZCE) négative, cette zone est désertée de porteurs de charges libres. De la même façon, les électrons de la région N qui sont passés du côté P, ont disparu par recombinaison avec les trous qui s’y trouvent. Ils laissent derrière eux du côté N, près du plan de la jonction une zone de charge d’espace (ZCE) positive constituée par les ions donneurs. L’établissement de cette zone de charge d’espace provoque l’établissement d’un champ électrique interne Ei qui induit alors un mécanisme de conduction qui a tendance à repousser les électrons vers la région N et les trous vers la région P. 7 L’intégration de ce champ électrique Ei le long de de la ZCE donne une différence de potentiel VD appelée potentiel de diffusion de la jonction ou barrière de potentiel. Seuls quelques porteurs dotés d’une énergie cinétique suffisante pourront franchir la barrière que constitue le champ électrique Ei, le déplacement de ces porteurs majoritaires qui 𝑞𝑉 parviennent à franchir cette barrière est appelé courant de diffusion: 𝐼𝐷 = 𝐼0 𝑒𝑥𝑝 − 𝑘𝑇𝐷 . Par ailleurs, le champ électrique interne Ei accélère les porteurs minoritaires, c'est-à-dire les trous de la région N et les électrons de la région P. Le déplacement de ces porteurs minoritaires est appelé courant de saturation IS. Lorsque la jonction est en circuit ouvert, un état d’équilibre s’établie dans le quel ID=IS. III) Jonction PN polarisée 1) Polarisation directe Une jonction est dite en polarisation directe si, par l’intermédiaire d’un générateur extérieur, on porte l’extrémité De la région P à un potentiel supérieur à celui de l’extrémité de la région N. Cette différence de potentiel a pour effet d’abaisser la barrière de potentiel. Il s’ensuit un établissement de courant direct ID donné par la relation suivante : 𝑞𝑉 𝐼𝐷 = 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 𝑘𝑇 − 1 IS est le courant de saturation donné par la relation suivante : 𝐼𝑆 = 𝑞𝑛𝑖2 𝐷𝑝 𝐿𝑝 𝑁 𝐷 +𝐿 𝐷𝑛 𝑛 𝑁𝐴 𝑆 Avec DP= constante de diffusion des trous Dn constante de diffusion des électrons Lp Longueur de diffusion des trous dans la région N Ln Longueur de diffusion des électrons dans la région P 𝐷𝑝 𝐷𝑛 𝑘𝑇 = = = 𝑉𝑇 𝜇𝑝 𝜇𝑛 𝑞 8 2) Jonction polarisée en inverse Une jonction est dite en polarisation inverse si, par l’intermédiaire d’un générateur externe, on porte l’extrémité de la région N à un potentiel supérieur de celui de l’extrémité de la région P. Cette différence de potentiel a pour effet d’augmenter la barrière de potentiel. Le courant inverse sera presque dû au déplacement des porteurs minoritaires Ii=IS. IV) Claquage d’une jonction PN Le claquage de la jonction PN correspond, sous polarisation inverse, à un très rapide accroissement du courant lorsque la tension appliquée approche une valeur critique dite tension de claquage. Suivant les cas, l’effet zener ou d’avalanche sont les mécanismes responsables. Les champs électriques les plus élevés qui peuvent être établis dans le cristal semiconducteur sont ceux qui provoquent le passage direct des électrons de l’état lié à l’état libre, c'est-à-dire la rupture des liaisons covalents entre les atomes du cristal. Dans le cas d’une jonction PN, le champ électrique intense qui règne dans la zone de transition (zone de charge d’espace) peut atteindre localement, sous polarisation inverse, la valeur de seuil qui déclenche la rupture des liaisons covalentes entre les atomes du cristal. Il existe ainsi une limite absolue à la valeur de la tension de polarisation inverse applicable à une jonction, dites tension zener. L’effet zener s’observe effectivement dans des jonctions très fortement dopées où les zones de transition sont par conséquent très étroites, les tensions correspondantes sont alors relativement faibles. L’autre phénomène qui provoque le claquage de la jonction pour des valeurs de champ maximum, c’est le phénomène d’avalanche. Dès que l’intensité du champ électrique est de l’ordre de 105 à quelques 106V/cm selon les matériaux, les porteurs , électrons ou trous, accélérés par le champ, peuvent acquérir au cours d’un libre parcours une énergie supérieur, leur permettant lors d’une collision avec le réseau cristallin, de briser une liaison covalente, c'est-à-dire, de créer une nouvelle paire électron trou. Les porteurs ainsi générés peuvent à leur tour provoquer la création d’autres paire électrons trous en un processus d’avalanche électronique. V) CHARGE STOCKEE Soit une jonction PN polarisée en direct, la faible barrière de potentiel autorise le passage des porteurs majoritaires et provoque la circulation d’un courant direct ID du semmiconducteur P vers le semiconducteur de type N. Il apparait dans le semiconducteur P un grand nombre d’électron en transit. Les atomes trivalents voient dans cet excès d’électron une excellente occasion de compléter leurs liaisons covalentes et on conçoit qu’ils auront du mal lorsqu’on voudra bloquer la jonction à se séparer de ces électrons qu’ils ont capté. Cet excès de recombinaisons, par rapport à l’état d’équilibre du semiconducteur constitue une charge stockée QS. Si dès lors on accroit la barrière de potentiel pour bloquer la jonction, le semiconducteur de type P libère ces électrons en excès. Ces derniers, étant des porteurs minoritaires peuvent aisément franchir la jonction. Ils sont à l’origine d’un courant inverse qui perdure tant que le semiconducteur n’a pas retrouvé son état d’équilibre. L’évolution de la charge stockée QS obéit à une loi de la forme : 𝑑𝑄𝑆 𝑄𝑆 + =𝐼 𝑑𝑡 𝜏 9 où est la durée de vie des porteurs. I le courant circulant du semiconducteur P vers le semiconducteur N. Remarquons que, pour un courant I constant, on atteint un état d’équilibre donné par la solution particulière de l’équation différentielle, soit QS=I. La charge stockée est directement proportionnelle au courant I, c'est-à-dire aux flux des électrons en transit. VI) Influence de la température 1) Courant de saturation IS Le courant de saturation IS est dû aux porteurs minoritaires, il varie donc comme les concentrations 𝑛 𝑖2 𝑁𝐴 en électrons mobiles du côté P et 𝑛 𝑖2 𝑁𝐷 en trous mobiles du côté N. Nous 𝐸𝑔 pouvons en conclure que IS varie comme 𝑛𝑖2 = 𝐴𝑇 3 𝑒𝑥𝑝 − . 𝑘𝑇 Ce courant augmente rapidement avec la température. Il double tout les 10°C pour le Germanium, tous les 7°C pour le Silicium. 2) Barrière de potentiel Le Potentiel de diffusion est donné par la relation suivante : 𝑉𝐷 = 𝑘𝑇 𝑁𝐴 𝑁𝐷 𝑙𝑛 2 𝑞 𝑛𝑖 Dans cette relation les facteurs T et ni dépendent de la température. Déterminons la variation dVD du potentiel de diffusion VD résultant d’une variation dT de la température. 𝑇 𝑁𝐴 𝑁𝐷 𝑘𝑇 𝑛𝑖2 2𝑛𝑖 𝑁𝐴 𝑁𝐷 𝑑𝑉𝐷 = 𝑙𝑛 2 𝑑𝑇 − 𝑑𝑛𝑖 𝑞 𝑞 𝑁𝐴 𝑁𝐷 𝑛𝑖 𝑛𝑖4 𝑑𝑉𝐷 = 𝑉𝐷 𝑑𝑇 2𝑘𝑇 𝑑𝑛𝑖 − 𝑇 𝑞 𝑛𝑖 3 𝐸𝑔 Or ni dépend de la température suivant la loi : 𝑛𝑖 = 𝐴𝑇 2 𝑒𝑥𝑝 − 2𝑘𝑇 . 𝐸𝑔 3 Soit ln (𝑛𝑖 ) = 𝐴 + 2 𝑙𝑛𝑇 − 2𝑘𝑇 . 𝑑𝑛 𝑖 𝑛𝑖 𝑑𝑉𝐷 𝑑𝑇 𝑑𝑉𝐷 𝑑𝑇 3 𝑑𝑇 𝐸𝑔 =2 + 2𝑘𝑇 2 𝑑𝑇. = − = 𝑇 𝑉𝐷 𝑇 𝑉𝐷 𝑇 − 2𝑘𝑇 𝑞 3𝑘 𝑞 3 𝐸𝑔 + 2𝑘𝑇 2 . 2𝑇 𝐸𝑔 − 𝑞𝑇 . Ordre de grandeur : Pour le Silicium à la température ambiante 300K, VD=0,65V k=1,38.10-23J/K 𝑑𝑉 Eg=1,12eV, 𝑑𝑇𝐷 = −2𝑚𝑉/°𝐶. En pratique on admet que la tension aux bornes d’une jonction PN diminue de 2,2mV par degré. Cette variation nuisible peut être utilisée dans certains capteurs de température. 10 DIODES ET APPLICATIONS I) Diode à Jonction Une diode à jonction est un composant élémentaire constitué d’une jonction PN dont les régions P et N sont reliées à deux électrodes. On appelle Anode l’électrode reliée à la région P et Cathode celle reliée à la région N. A K n n Si on applique une tension VAK=VA-VK positive la diode est polarisée en direct. Si on applique une tension VAK=VA-VK négative la diode est polarisée en inverse. 1) Caractéristique courant tension d’une diode à jonction PN Le courant direct est une fonction rapidement croissante de la tension lorsque celle-ci est positive. Le courant inverse garde une intensité très faible pratiquement constante égale au courant de saturation IS lorsque la tension appliquée à la diode est négative. ID ID VAK D n n n VAK n Claquage n Pour VAK > V0, le courant augmente rapidement avec une évolution exponentielle, la diode est dite “passante”, Vo = tension seuil Le courant direct dans la diode est donné par la relation : 11 𝑞𝑉 𝐼𝐷 = 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 − 1 où 𝜂 = 1 pour diode intégrée et 𝜂𝑘𝑇 𝜂 ≈ 2 pour une diode discrète. Pour VAK <0, I = Is ~ nA . Le courant I est donc negligeable, il est considéré comme nul. la diode est dite “bloquée” Il faut noter que le courant “inverse”, Is , augmente avec la température 2) Droite de charge et point de fonctionnement Considérons le montage suivant : ID D n VAK E D RL VRL D n D D n n n Cherchons le courant ID dans la diode et la tension VAK aux bornes de celle-ci. (ID, VAK) est le point de fonctionnement de la diode. 𝐸−𝑉 L’équation donnée par le circuit est 𝐼𝐷 = 𝑅 𝐴𝐾 c’est l’équation d’une droite appelée 𝐿 droite de charge. On va combiner cette équation à deux inconnus avec la caractéristique de la diode pour déterminer le point de fonctionnement de la diode. Cette détermination peut se faire soit graphiquement ou analytiquement. a) Détermination graphique du point de fonctionnement On va pour cela superposer la droite de charge et la caractéristique de la diode, le point d’intersection nous donne le point de fonctionnement Q(IQ, VQ). ID ED RDL Caractéristique de la diode n Dn n D n ID0 Q Point de fonctionnement D D D n n n Droite de charge D n VAK0 E VAK D D Pour les petites variations autours du pointD de repos Q,n on assimile la portion de la caractéristique de la diode autoursn de Q à un segment de droite, dans ce cas la résistance n ∆𝑉 dynamique de la diode est l’inverse de la pente de ce segment 𝑟𝑑 = ∆𝐼𝐴𝐾 𝐷 12 ID tangente de la caractéristique ED RDL au point de fonctionnement Q n Dn IDn Q D D n n rd D n VAK D D D 𝑞𝑉 Comme𝐼𝐷 ≈ 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 𝜂𝑘𝑇 VAK E ⇒ n𝑟𝑑 = 𝑑𝑉𝐴𝐾 𝑑𝐼𝐷 = n 𝜂 𝑉n𝑇 𝐼𝐷 b) Détermination analytique du point de fonctionnement Afin de déterminer analytiquement le point de fonctionnement de la diode, on va modéliser la caractéristique de la diode, cette modélisation consiste à remplacer la caractéristique réelle ID=f(VAK) par des segments de droites à chaque segment correspond un schéma électrique équivalent. On peut rencontrer trois modèles : Diode idéale La caractéristique de cette diode est donnée par la courbe suivante ID D n VAK 0 A D ID D D n n VAK n D K n D n Dans ce modèle on ne tient compte,Dni de la tension de seuil ni des chutes de tensions résistives dans la diode. La diode sera doncn équivalente à un circuit ouvert (ID=0) lorsqu’elle est polarisée en inverse 𝑉𝐴𝐾 ≤ 0, et sera équivalente à un court circuit (VAK=0) lorsqu’elle est polarisée en direct ID>0. Cette caractéristique est utilisée dans le domaine du redressement ou de la commutation, lorsque les tensions appliquées au circuit étudié sont importante. - Caractéristique avec seuil La tension de seuil n’est pas négligeable, la diode est équivalente, à une source réceptrice d’énergie dont la f.c.e.m. est égale à V0, Lorsqu’elle conduit à un circuit ouvert lorsqu’elle est bloquée 13 Blocage D A D n K VAK n Conduction ID ID=0 D D VAK≤V0 D VAK=V0 n D ID>0 n n D D n D n n n A D n 0 V0 D ID D D D n n n K A D VAK V0 ID D n n D K n D VAK D D n n n D VAK n n D Cette caractéristique est utilisable quand on travaille avec des tensions faibles et des courants faibles. n Modèle avec tension de seuil et résistance La tension de seuil et chute de tension résistive ne sont plus négligeable, la diode est équivalente : - à une source réceptrice d’énergie dont la f.c.e.m. est égale à V0 en série avec une résistance RD, Lorsqu’elle conduit - à un circuit ouvert lorsqu’elle est bloquée Blocage D D ID=0 ID D VAK>V0 n D AK≤V0 V D n IDD>0 n D n D n n K A VAK Conduction D n n 0 V0 D n n =V +R I D VAK 0 D D A D ID D D D n n n VAK n K n A D VAK ID D n V0 RD D D K n n D VAK n n D D n n D n D 3) Limites de fonctionnement d’une diode à jonction PN. n a) Limitation en température. Nous avons vue que l’augmentation très rapide du courant de saturation limite l’utilisation des jonctions à 175°C pour le Silicium et à 75°C pour le Germanium b) Limitation en puissance Cette limitation traduit l’aptitude de la diode à se débarrasser, sous forme de chaleur rayonnée, de l’énergie électrique qu’elle reçoit. Elle dépend des conditions de refroidissement 14 et de la température ambiante. Les constructeurs indiquent sur les fiches techniques la puissance maximale PD que la diode peut dissiper. c) Limitation en courant La densité maximale des porteurs, traversant la jonction, limite le courant direct à une valeur notée IF. Cependant la diode supporte pendant des temps très court (précisés par les constructeurs) un courant direct beaucoup plus important, notée IFSM(Peak Forward Surge Current) c’est le courant direct maximum en crête. d) Limitation de la tension inverse Le phénomène de claquage limite la tension inverse à une tension appelée tension inverse continue (Reverse Voltage), notée VR et aussi à une tension appelée Tension Crête Répétitive en Inverse (Repetitive Peak Inverse Voltage), notée VRRM. II) Diodes particulières 1) Diode zener C’est une diode à jonction PN fortement dopée, faite pour fonctionner dans la zone de rupture, sa tension de claquage est connues avec précision, son symbole est le suivant : VAK A K IZ La diode zener présente la caractéristique dont l’allure est la suivante : IZ IZmin VKA VZ Pour IZ>IZmin, la tension VKA reste sensiblement constante et égale à VZ, de l’ordre de quelques volts à quelques dizaines de volts, cette tension est appelée tension zener. 15 Schéma équivalent de la diode zener. A partir de la caractéristique idéalisée suivante nous pouvons déduire pour un point de fonctionnement situé sur la partie verticale VKA=VZ+RZIZ IZ D 1/RZ n D n 0 VZ D’où le schéma équivalent : A D D D n n VZ RZ D D n VKA n n VKA D n IZ K D n D n D RZ peut être de quelques dixième d’Ohm à quelques Ohms. n Limitation A la condition IZ>IZmin qui garantit un fonctionnement sur la partie verticale de la caractéristique. Il faut ajouter une condition issue de la limitation en puissance de la diode zener. La puissance maximale dissipable Pmax conduit à la condition VZIZ<Pmax=VZIZmax ce qui implique que IZ doit rester inférieur à IZmax, soit IZmin<IZ<IZmax. 2) Diode de commutation Elle sert à commuter le courant, vu qu’elle conduit bien en polarisation diret et mal en inverse. Pour limiter le temps de commutation on réduit le niveau de dopage près de la jonction. On obtient des diodes à commutation rapide. Ces diodes de commutation rapide sont très souvent utilisées dans les circuits numériques où elles servent pour la réalisation de fonctions logiques. Elles sont la base des commutateurs électroniques. Commutateur électronique +5V +5V R R D1 Interrupteur RC vs Commutateur mécanique va RC vs Commutateur électronique 16 Fonction logique « ET » +5V R D1 D2 va vs vb En électronique numérique les signaux possèdent deux états seulement, par exemple : - Etat haut « 1 » correspond à 5V environ en technologie TTL - Etat bas « 0 » correspond à 0V environ Le circuit précédent réalise la fonction logique « ET » définie par la table de vérité suivante : va vb vs 0V 0V 5V 0V 5V 0V 0V 0V 0V D1 et D2 sont passantes D1 conduit et D2 bloquée D1 bloquée et D2 conduit 0V 0V 0V D1 et D2 sont bloquées 3) Diode à capacité variable (varicap) Le symbole de cette diode est le suivant A K C’est une diode à jonction qui est utilisée en inverse. La capacité d’une jonction polarisée en inverse décroit quand la tension inverse augmente. Ce ci est du au fait que la largeur de la zone de charge d’espace dans une jonction augmente avec la tension inverse et la capacité de la jonction est inversement proportionnelle à cette largeur. Ci C0 VAK 17 Cette diode est souvent utilisée dans les oscillateurs dont la fréquence est contrôlée par tension (VCO). 4) Diode électroluminescente DEL Cette diode est plus connue sous le nom LED (Light Emitting Diode) sont symbole est le suivant : A K Pour une diode polarisée en direct, il y a recombinaison permanente près de la jonction. Lors de cette recombinaison les électrons « libèrent » de l’énergie durant le passage de la bande de conduction à la bande de valence c'est-à-dire le passage de l’état libre à l’état lié. Dans les diodes ordinaires cette énergie est convertie en chaleur. Dans les LED cette énergie est fournie sous forme de lumière, la couleur de la lumière émise dépend du matériau utilisé. Le seuil de conduction des LED est différent de celui des diodes au Silicium, il est de l’ordre de 1,8V pour les LED rouge, verte et jaune. Les LED sont utilisées dans plusieurs domaines, tel que les afficheurs, les émetteurs infrarouges etc. 5) Photodiode A K L’énergie thermique engendre des porteurs minoritaires dans une jonction. Le courant inverse augmente avec la température. L’énergie lumineuse peut aussi produire des porteurs minoritaires, pour cela on ouvre une petite fenêtre pour exposer la jonction à la lumière. La photodiode étant polarisée en inverse, lorsque la jonction est éclairée, les paire électrons trous sont crées à l’intérieur de la zone de charge d’espace (zone de déplétion), le courant inverse augmente donc avec l’intensité de la lumière. 6) Diode schottky A K Aux basses fréquences une diode ordinaire se bloque facilement lorsqu’on passe de la polarisation direct à la polarisation inverse. Lorsque la fréquence augmente, la diode atteint un auquel elle ne se bloque pas assez vite pour empêcher la circulation d’un courant durant l’alternance négative. Ceci est du au stockage d’une charge QS pendant la polarisation direct, lorsqu’on bloque la diode il faut attendre un temps de recouvrement inverse pour que QS disparait. Pour résoudre ce problème il y a la diode schottky. En effet la diode schottky est une jonction métal semiconducteur, le métal est l’Or, argent ou platine, le semiconducteur est le Si ou GaAs de type N. Le seuil de conduction de cette diode est de l’ordre de 0,2V. En polarisation directe, les électrons majoritaires de N traversent la jonction et et le métal. Comme il n’y a pas de trous dans le métal, il n’y a pas de stockage de charge donc pas de temps de recouvrement inverse. Ces diodes sont utilisées dans le domaine des très hautes fréquences et aussi dans le redressement des faibles tensions. 18 III) Applications de la diode 1) Alimentation AC/DC Le diagramme Bloc du circuit d’alimentation est le suivant : Transformateur ve IL Redressement Filtrage Stabilisation vs Utilisateur AC Secteur 220V 50Hz Le circuit d’alimentation permet d’obtenir une tension DC aussi constante que possible, il est composé des blocs suivant : - Transformateur Redresseur Filtre Stabilisateur de tension a) Redressement Redresser un courant alternatif c’est le laisser passer dans un sens et pas dans l’autre. **) Redressement mono alternance iD VAK 220V 50Hz 12V ve R=1k vs On va considérer la diode comme parfaite, dans ce cas si elle conduit on aura V AK=0V et vs=ve, ceci se produit pour pour iD>0 donc pour iD=vs/R=ve/R>0 soit ve>0. Pour les alternances négatives 𝑣𝑒 ≤ 0, la diode est bloquée, iD=0, vs=0 et VAK=ve. On obtient les chronogrammes suivants : 19 ve VM 0 T/2 T T/2 T T/2 T t vs VM 0 t VAK 0 t -VM La valeur moyenne de vs est donnée par : 𝑇 𝑣𝑠𝑚𝑜𝑦 = 𝑇 0 𝑣𝑠 𝑑𝑡 𝑉 Soit 𝑣𝑠𝑚𝑜𝑦 = 𝜋𝑀 1 𝑇 2 1 =𝑇 0 𝑉𝑀 𝑠𝑖𝑛𝜔𝑡 𝑑𝑡 La valeur efficace de vs est : 𝑇 2 𝑣 𝑑𝑡 𝑇 0 𝑠 𝑉𝑀 1 𝑣𝑠𝑒𝑓𝑓 = 1 = 𝑇 2 𝑇 0 𝑉𝑀2 𝑠𝑖𝑛2 𝜔𝑡 𝑑𝑡 Soit 𝑣𝑠𝑒𝑓𝑓 = 2 La puissance moyenne dissipée dans la résistance est définie par : 1 𝑃𝑚𝑜𝑦 = 𝑇 𝑇 𝑣 𝑖 𝑑𝑡 0 𝑠 𝐷 𝑉𝑀2 Soit 𝑃𝑚𝑜𝑦 = 1 =𝑇 𝑇 2 𝑉 𝑠𝑖𝑛 2 𝜔𝑡 2 𝑀 0 𝑅 𝑑𝑡 4𝑅 **) Redressement double alternance avec un transformateur à point milieu Le montage utilisé est celui de la figure suivante : 20 D1 VAK1 v1 R vs 220V 50Hz V2 VAK2 D2 Les tensions v1 et v2 sont en opposition de phase v1=-v2=VMsint Pendant l’alternance positive de v1, 0<t<T/2, la tension v2 est négative. La diode D1 va donc conduire et la diode D2 se bloque et vs=v1= VMsint et VAK2=2v2. Pendant l’alternance négative de v1, T/2<t<T, la tension v2 est positive. La diode D2 va donc conduire et la diode D1 se bloque et vs=v2= -VMsint et VAK1=2v1. Par conséquent la tension recueillie aux bornes de R comporte deux alternances de même signe. On obtient les chronogrammes suivants : VM 0 T/2 v1 t T v2 vs VM 0 T/2 t T La valeur moyenne de vs est donnée par : 𝑇 𝑣 𝑑𝑡 0 𝑠 𝑉𝑀 1 𝑣𝑠𝑚𝑜𝑦 = 𝑇 𝑇 2 2 =𝑇 0 𝑉𝑀 𝑠𝑖𝑛𝜔𝑡 𝑑𝑡 Soit 𝑣𝑠𝑚𝑜𝑦 = 2 𝜋 La valeur efficace de vs est : 𝑇 2 𝑣 𝑑𝑡 𝑇 0 𝑠 𝑉𝑀 1 𝑣𝑠𝑒𝑓𝑓 = Soit 𝑣𝑠𝑒𝑓𝑓 = 2 = 𝑇 2 𝑇 0 𝑉𝑀2 𝑠𝑖𝑛2 𝜔𝑡 𝑑𝑡 2 La puissance moyenne dissipée dans la résistance est définie par : 1 𝑃𝑚𝑜𝑦 = 𝑇 𝑇 𝑣 𝑖 𝑑𝑡 0 𝑠 𝐷 𝑉𝑀2 Soit 𝑃𝑚𝑜𝑦 = 2 =𝑇 𝑇 2 𝑉 𝑠𝑖𝑛 2 𝜔𝑡 2 𝑀 0 𝑅 𝑑𝑡 2𝑅 21 **) Redressement double alternance avec le pont de Greatz D1 220V 50Hz D2 ve vs R D4 D3 Ve=VMsint Pendant l’alternance positive de ve, ve>0, le courant aura le même sens que celui indiqué pour la tension ve, les diodes D1 et D3 vont donc conduire et les diodes D2 et D4 se bloquent. On aura donc vs=ve>0. Pendant l’alternance négative de ve, ve<0, le sens courant sera l’inverse de celui indiqué pour la tension ve, les diodes D2 et D4 vont donc conduire et les diodes D1 et D3 se bloquent. On aura donc vs=-ve>0. Par conséquent la tension recueillie aux bornes de R comporte deux alternances positives. On obtient les chronogrammes suivants ve VM 0 T/2 T T/2 T t vs VM 0 On aura 𝑣𝑠𝑚𝑜𝑦 = 2 𝑉𝑀 𝜋 ; 𝑣𝑠𝑒𝑓𝑓 = t 𝑉𝑀 2 et 𝑃𝑚𝑜𝑦 = 𝑉𝑀2 2𝑅 . b) Filtrage de la tension redressée Le signal redressé a une composante continue et une composante alternative qu’on appelle ondulations. Plusieurs méthodes de filtrage sont utilisées pour supprimer les ondulations et se rapprocher le plus possible d’une tension continue. La méthode la plus simple consiste à placer un condensateur de capacité C en parallèle avec la charge de résistance R comme indiqué sur la figure suivante. 22 D 220V 50Hz ve=VMsin t C R vs Pendant la moitié de l’alternance positive de ve , la diode est conductrice, C se charge, à 𝑡 = 4 ve=VM et la charge du condensateur est maximale Qmax=CVM , après cet instant la diode devient polarisée en inverse, le condensateur se décharge dans la résistance R. Si la constante de temps =RC du circuit est faible devant la période T du signal ve, le condensateur se décharge complètement avant que vs augmente à nouveau. 𝑇 vs VM 0 T/2 t T Si la constante de temps RC est grande devant T, le condensateur se décharge très lentement et à la limite vs reste pratiquement égale à VM. On recueillie alors à la sortie une tension filtrée presque continue d’ondulation vs=vsmax-vsmin vs t vsmax vsmin 0 T/2 t T =RC La tension de sortie est d’autant plus voisine de VM que RC est plus grand devant T. La variation de vs est exponentielle et suit la tangente à l’origine de la décharge du condensateur. La valeur de la capacité C du condensateur est donnée en utilisant les triangles 𝑣 ∆𝑣𝑠 semblables : 𝑠𝑚𝑎𝑥 = 𝑅𝐶 ∆𝑡 vsmax : valeur maximale de la tension vs. vs : ondulation que l’on s’impose lorsqu’on étudie les alimentations vs<<vsmax t : durée de décharge du condensateur (∆𝑡 ≈ 𝑇 à cause des tolérances très larges des condensateurs de filtrage). R : résistance équivalente à la charge pouvant être définie par la relation : 23 𝑅= 𝑣𝑠𝑚𝑜𝑦 𝐼𝑚𝑜𝑦 ≈ 𝑣 𝑣𝑠𝑚𝑎𝑥 +𝑣𝑠𝑚𝑖𝑛 2𝐼𝑚𝑜𝑦 = ∆𝑣 𝑠𝑚𝑎𝑥 − 𝑠 2 𝐼𝑚𝑜𝑦 Imoy est le courant moyen que fournit le condensateur lors de la décharge. Ainsi on peut généraliser : pour une fréquence de 50Hz 𝑡𝑒𝑛𝑠𝑖𝑜𝑛 𝑠𝑒𝑐𝑡𝑒𝑢𝑟 𝑇 = 2. 10−2 𝑠 𝑠𝑖𝑚𝑝𝑙𝑒 𝑎𝑙𝑡𝑒𝑟𝑛𝑎𝑛𝑐𝑒: 𝐶 ≈ 𝑣𝑠𝑚𝑎𝑥 .2.10 −2 𝑑𝑜𝑢𝑏𝑙𝑒 𝑎𝑙𝑡𝑒𝑟𝑛𝑎𝑛𝑐𝑒𝑠: 𝐶 ≈ 𝑅.∆𝑣𝑠 𝑣𝑠𝑚𝑎𝑥 .10 −2 𝑅.∆𝑣𝑠 Remarque : La capacité du condensateur de filtrage est divisée par 2 dans le cas de la double alternance. Si l’on tient compte de la chute de tension dans les diodes, sachant que chacune d’entre elles conduit pendant un intervalle de temps très court et donc parcourue par un courant important, on prend approximativement 𝑉𝐴𝐾 ≈ 1𝑉 Lorsque le condensateur est utilisé dans une alimentation en tension ou en courant, on considère son fonctionnement à courant constant maximum I0 constant. Ainsi C se décharge à courant constant lorsque les diodes sont 1 𝐼 bloquées. On définit alors, à partir de la relation : 𝑣𝑠 = 𝑐 𝐼0 𝑑𝑡 = 𝐶0 𝑡 + 𝐾, une relation linéaire ∆𝑣𝑠 = 𝐼0 𝐼0 𝐶 ∆𝑡. Donc : 𝐶 ≈ ∆𝑣 2. 10−2 𝑝𝑜𝑢𝑟 𝑙𝑎 𝑠𝑖𝑚𝑝𝑙𝑒 𝑎𝑙𝑡𝑒𝑟𝑛𝑎𝑛𝑐𝑒 𝑠 𝐼0 𝐶 ≈ ∆𝑣 10−2 𝑝𝑜𝑢𝑟 𝑙𝑎 𝑑𝑜𝑢𝑏𝑙𝑒 𝑎𝑙𝑡𝑒𝑟𝑛𝑎𝑛𝑐𝑒 𝑠 c) Stabilisation de la tension filtrée Le circuit de stabilisation élémentaire est le suivant : R ve IL VZ vs RL Ce dispositif permet de maintenir vs constante lorsque IL varie entre 0 et une valeur maximale ILmax et lorsque ve varie entre une valeur minimale Vmin et un maximum Vmax. Calcul de la résistance de protection Cette résistance est calculée de tel sorte que IZ reste compris entre IZmin et IZmax, c'est-à𝑣 𝑉 dire dans les conditions extrêmes, vs reste constante égale à VZ, 𝐼𝑍 = 𝑒−𝑅 𝑍 − 𝐼𝐿 **) IZ<IZmax impose dans les conditions extrêmes ve=Vmax et IL=0 𝑉𝑚𝑎𝑥 − 𝑉𝑍 𝑉 − 𝑉𝑍 < 𝐼𝑍𝑚𝑎𝑥 ⇒ 𝑅 > 𝑚𝑎𝑥 𝑅 𝐼 𝑍𝑚𝑎𝑥 **) IZ>IZmin impose dans les conditions extrêmes ve=Vminx et IL=ILmax 24 𝑉𝑚𝑖𝑛 − 𝑉𝑍 𝑅 − 𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥 < 𝐼𝑍𝑚𝑖𝑛 ⇒ 𝑅< 𝑉𝑚𝑖𝑛 − 𝑉𝑍 𝐼𝐿𝑚𝑎𝑥 +𝐼𝑍𝑚𝑖𝑛 Qualité du circuit de stabilisation Remplaçant la diode zener par son schéma électrique équivalent : R A IL RZ ve vs RL VZ B En remplaçant le dipôle vu des points A et B contenant VZ, RZ, R et ve par un générateur de Thevenin équivalent on obtient : Rth A IL vs Vth RL B Avec : 𝑉𝑡 = 𝑅𝑍 𝑣𝑒 +𝑅𝑉 𝑍 𝑅+𝑅𝑍 𝑅×𝑅𝑍 𝑒𝑡 𝑅𝑡 = 𝑅 𝑍 +𝑅 La tension de sortie sera donnée par la relation 𝑣𝑠 = 𝑉𝑡 − 𝑅𝑡 𝐼𝐿 soit : 𝑣𝑠 = 𝑅𝑍 𝑣𝑒 +𝑅𝑉 𝑍 𝑅+𝑅𝑍 𝑅×𝑅𝑍 −𝑅 𝑍 +𝑅 𝐼𝐿 Si on a une variation de la tension d’entrée ve et du courant débité IL, alors la variation vs correspondante est : 𝑅 𝑅×𝑅𝑍 ∆𝑣𝑠 = 𝑅+𝑅𝑍 ∆𝑣𝑒 − 𝑅 𝑍 𝑍 +𝑅 ∆𝐼𝐿 On en déduit : + Le facteur de stabilisation amont 𝐹 = ∆𝐼𝐿 = 0 , soit 𝐹 = ∆𝑣𝑒 ∆𝑣𝑠 ∆𝐼 =0 𝐿 = 𝑅𝑍 +𝑅 𝑅𝑍 ∆𝑣𝑒 ∆𝑣𝑠 à courant débité constant . + Le facteur de stabilisation aval (résistance interne) 𝑅0 = source constante ∆𝑣𝑒 = 0 , soit 𝑅0 = ∆𝑣𝑠 ∆𝐼𝐿 ∆𝑣 =0 𝑒 = 𝑅𝑍 ×𝑅 𝑅𝑍 +𝑅 ∆𝑣𝑠 ∆𝐼𝐿 à tension de . 25 On peut remarquer que le facteur de stabilisation amont sera d’autant plus élevé que la résistance R est plus grande devant RZ. Les fluctuations de la tension vs seront plus faibles lorsque la résistance RZ est plus faible. Si 𝑅 ≫ 𝑅𝑍 alors, 𝑅 𝑣𝑒 +𝑅𝑉 𝑍 𝑅×𝑅 𝑉𝑡 = 𝑍𝑅+𝑅 ≈ 𝑉𝑍 𝑒𝑡 𝑅𝑡 = 𝑅 +𝑅𝑍 ≈ 𝑅𝑍 𝑍 𝑍 Donc on aura 𝑣𝑠 = 𝑉𝑍 − 𝑅𝑍 𝐼𝐿 2) Ecrêteurs (limiteurs de potentiel) Ce sont des circuits qui permettent de limiter les tensions à des valeurs données. a) Ecrêteur positif R ve D vs Si ve est une tension sinusoïdale d’amplitude supérieur à 0,6V et de période T et D une diode au Silicium, la tension de sortie vs sera donnée par le chronogramme suivant : vs VD=0,6 0 T/2 t T Pour avoir un écrêteur négatif il suffit d’inverser la diode. b) Ecrêteur avec seuil Il limite le signal de sortie à une tension seuil U0 différente du seuil de la diode. vs R U0+VD D ve vs U0 0 t Au lieu du générateur U0 on peut utiliser une diode zener pour réaliser U0. Une des applications des écrêteurs consiste à protéger les entrées d’appareils contre les surtensions. 26 Exemple : vs R VZ2+VD1 DZ1 ve vs DZ2 t 0 -VZ1-VD2 3) Doubleur de potentiel Ce sont des montages utilisés pour obtenir des hautes tensions sans avoir recours à un transformateur. a) Détecteur de crête D ve=VMsin(t) C vs Ce circuit permet de détecter la crête positive du signal sinusoïdal, en effet lorsque la diode conduit le condensateur se charge jusqu’au maximum correspondant à vs=VM. Après cette instant la diode se bloque et C reste chargé, la tension de sortie reste donc égale à valeur maximal VM. vs VM 0 T/2 t T Pour réaliser un détecteur de crête négative il suffit d’inverser la diode. b) Translateur de potentiel C’est le même montage que celui donné au paragraphe précédent, sauf que cette fois ci on exploite la tension aux bornes de la diode. VM C ve=VMsin(t) D vs 27 Le condensateur se charge pendant l’alternance négative. Une fois le condensateur est chargé, on aura vs=ve+VM. vs 2VM VM 0 T/2 t T c) Doubleur de tension Doubleur Latour D1 ve=VMsin(t) C1 v1 D2 vS C2 v2 On est en présence de deux détecteur de crête l’un positif, l’autre négatif, on a alors v1=VM et v2=-VM . Comme vs=v1-v2 on aura vs=2VM. Doubleur Schenkel 28 vs VM 2VM D C ve D VM vs C 0 ve=VMsin(t) T/2 t T Ce montage utilise le principe du translateur, puis du détecteur de crête. Le translateur permet d’avoir un signal évoluant entre 0 et 2VM, le détecteur de crête nous la tension maximal du signal translaté qui est 2VM. d) Tripleur de tension vs=3VM C1 C3 VM ve ve+VM D1 2VM D2 D3 ve-VM 2VM C2 Aux bornes de la diode D2 on a une tension qui évolue entre 0 et -2VM (translation négative). La diode D3 et le condensateur C forment un détecteur de crête négative, donc aux bornes de C3 on aura la crête négative du signal aux bornes de D2. e) Quadripleur de tension 3VM C1 C3 VM ve ve+VM D1 2VM D2 2VM C2 ve+VM D3 ve-VM D2 2VM vs=4VM 4) Diode de roue libre 29 C’est le domaine de l’électronique de puissance, c’est aussi le problème de la commande par interrupteurs (Transistor etc …) des circuits inductifs tels que relais, phases de moteurs pas à pas, électroaimants, etc … VCC UL L VCC D UL IL r L IL ID r K K 𝑑𝐼 La tension aux bornes de la bobine UL égale 𝑑𝑡𝐿 . L courant varie très rapidement lorsque l’interrupteur K s’ouvre, ceci implique une production d’une tension très élevée aux bornes de la bobine. Ci le circuit est commuté par un composant semiconducteur, la tension induite risque de le détruire. On monte alors une diode en parallèle avec la bobine, ceci empêche la tension induite d’arriver à l’interrupteur. Si l’interrupteur K est fermé la diode D se bloque et le courant passe par la bobine. L’ouverture de l’interrupteur K entraine une tension d’auto induction, qui tend à maintenir le courant constant, la diode entre en conduction suite à cette tension et va limiter cette tension à 0,6V, l’empêchant ainsi d’atteindre l’interrupteur. Cette diode porte le nom de Diode de roue libre. 30 TRANSISTOR BIPOLAIRE I) DESCRIPTION ET SYMBOLE Le transistor bipolaire est constitué par deux régions de même type de dopage séparées par une région de type différent/ La zone centrale, très mince et faiblement dopée, est appelée « BASE ». Une des deux zones extrêmes fortement dopée est appelée « EMETTEUR », l’autre zone de dimension plus grande et de dopage faible par rapport à l’Emetteur est appelée « COLLECTEUR ». Il y’a donc dans un transistor bipolaire deux jonctions, une jonction Emetteur Base et une jonction Collecteur Base. On distingue deux types de transistors, le NPN et le PNP, ces transistors ont les symboles suivants : B B N++ E N-- P C P++ E C C C B B E E NPN II) P-- N PNP PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT Apparemment les transistors bipolaires peuvent être considérés comme l’association de deux diodes ; cependant les deux diodes ne sont pas indépendantes. La dissymétrie dans la géométrie s’ajoutant à celle dans le dopage fait que les deux diodes s’influencent pour créer l’effet transistor. L’effet transistor consiste essentiellement à une commande du courant inverse de la diode «Collecteur Base» par le courant direct de la diode « Emetteur Base ». En effet, en fonctionnement normal, la jonction Base Emetteur est polarisée en direct, l’autre (Collecteur Base) en inverse. Etudions le cas du transistor bipolaire PNP, le fonctionnement du NPN s’en déduit par simple inversion de polarité des sources de tension. P N ZCE IDP1 IDP IE E IDN E Ii E1 P B IS IC C E2 IB 31 A la jonction Emetteur Base la polarisation directe abaisse la barrière de potentiel, les trous de l’Emetteur passent par diffusion dans la Base pour donner un courant IDP, les électrons de la Base passent aussi par diffusion dans l’Emetteur pour donner un courant IDN. Mais la grande partie IDP1 de IDP traverse la jonction Collecteur Base car la polarisation inverse de cette jonction attire les trous vers le Collecteur. Il existe aussi un courant inverse Ii dû à l’agitation thermique qu’on peut négliger devant le courant ID=IDP+IDN. A la jonction Collecteur Base un courant inverse de saturation IS (désigné aussi par ICBO) s’ajoute au courant IDP1 venant de l’Emetteur. Il faut bien rappeler que IS<<IDP1 et que IS ne contribue pas à l’effet transistor parce qu’il est essentiellement dépendant de la température. On a donc : IE=IDP+IDN-Ii IC=IDP1+IS IB=(IDP-IDP1)+IDN-Ii-IS Le courant qui traverse les deux jonctions est à peu près le même car IE=IC+IB Posons 𝛼𝐹 = 𝐼𝐷𝑃 1 𝐼𝐷𝑃 = facteur de transfert direct. IC = FIE + IS 𝛼 𝐼 𝐼𝐶 = 1−𝛼𝐹 𝐼𝐵 + 1−𝛼𝑆 . ou encore 𝐹 Et 𝐼𝐶 = 𝛽𝐼𝐵 + 1 + 𝛽 𝐼𝑆 𝐹 𝛼 avec 𝛽 = 1−𝛼𝐹 𝐹 est le gain direct en courant. En pratique 0,95 < 𝛼𝐹 < 0,999 et 20 < 𝛽 < 900. De même le courant IC augmente légèrement avec la tension VCB, ce phénomène, connu sous le nom d’effet Early conduit à ajouter dans l’équation précédente un terme GCBVCB. En effet, lorsque VCB augmente, la dimension de la Base diminue ce qui permet à un nombre plus important de trous d’atteindre la zone de transition et de passer vers le collecteur, le courant collecteur IC augmentera. Finalement 𝐼𝐶 = 𝛽𝐼𝐵 + 1 + 𝛽 𝐼𝐶𝐵𝑂 + 𝐺𝐶𝐵 𝑉𝐶𝐵 . Dans de nombreuses applications on néglige ICBO et l’effet Early devant IB et on a : 𝐼𝐶 = 𝛽𝐼𝐵 = 𝛼𝐹 𝐼𝐸 D’autre part, le courant IE est le courant direct de la jonction Emetteur Base, il évolue donc exponentiellement avec la tension VEB et : 𝑉𝐸𝐵 𝑉𝐸𝐵 − 1 ≅ 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 𝑉𝑇 𝑉𝑇 𝑉𝐸𝐵 𝑉𝐸𝐵 𝐼𝐶 = 𝛼𝐹 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 − 1 ≅ 𝛼𝐹 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 𝑉𝑇 𝑉𝑇 𝐼𝑆 𝑉𝐸𝐵 𝐼𝑆 𝑉𝐸𝐵 𝐼𝐵 = 𝑒𝑥𝑝 −1 ≅ 𝑒𝑥𝑝 1+𝛽 𝑉𝑇 1+𝛽 𝑉𝑇 𝐼𝐸 = 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 32 III) COURBES CARACTERISTIQUES Le transistor bipolaire possédant trois électrodes peut être utilisé selon trois montages différents : montage Emetteur commun, Base commune et Collecteur commun. Les caractéristiques dépendent du montage adopté : IC IE IB IB VCE VBE VEC VBC Emetteur Commun IE Collecteur Commun IC VEB VCB Base Commune Les constructeurs fournissent généralement quatre familles de courbes correspondant au montage Emetteur commun qui est de loin le montage le plus utilisé. On distingue : Le réseau de sortie : IC=f(VCE) à IB constant Pour ce réseau on : 𝐼𝐶 = 𝛽𝐼𝐵 + 𝐼𝐶𝐸𝑂 + 𝐺𝐶𝐸 𝑉𝐶𝐸 est le coefficient d’amplification en courant du montage E.C. ICEO est le courant collecteur IC pour IB=0 ; pratiquement ICEO=(1+)ICBO Le réseau de transfert : IC=f(IB) à VCE constante Ce réseau est déduit du réseau précédent. 33 Le réseau d’entrée : IB=f(VBE) à VCE constante, c’est la caractéristique d’une jonction polarisée en direct. Le réseau de réaction : VBE=f(VCE) à IB constant, ce réseau est déduit du précédent. Pour le bon fonctionnement du transistor, les constructeurs indiquent les valeurs à ne pas dépasser : VCEmax, VCBmax, VEBmax, ICmax, Pmax IV) INFLUENCE DE LA TEMPERATURE Sous l’effet d’une variation de la température, trois paramètres du transistor varient de façon indépendante. Le courant inverse ICBO de la jonction Collecteur Base croit rapidement, il double de valeur tout les 7°C pour le Si. Il en résulte une augmentation du courant IC car 𝐼𝐶 = 𝛽𝐼𝐵 + 1 + 𝛽 𝐼𝐶𝐵𝑂 Dans la plupart des transistors, croit avec la température selon la loi simplifiée suivante : 𝑇°𝑗 − 25° 𝛽𝑇°𝐶 = 𝛽25°𝐶 1 + 75 Tj est la température atteinte par la jonction du transistor. Cependant, cette règle comporte des exceptions, pour certain type de transistors, décroit au dessus de 25°C. Il faut noter que la température de la jonction T°j dépend de la température ambiante T°a, de la puissance dissipée dans le transistor (P=VCEIC) et éventuellement du mode de refroidissement du transistor (par conduction, par convection ou par radiateur) ∆𝑇° = 𝑇°𝑗 − 𝑇°𝑎 = 𝑅𝑡 𝑃 Rth est appelée résistance thermique entre la jonction et le milieu ambiant, on l’exprime en degré par Watt. V) La valeur absolue de VBE diminue de façon linéaire à raison de 2mV/°C quand la température croit et quand le courant IB est maintenu constant. Dans les transistors au Silicium la variation de VBE engendre des conséquences plus importantes que celle de ICBO. REGIMES DE FONCTIONNEMENT DU TRANSISTOR BIPOLAIRE Considérons le montage à transistor suivant : IC RB E1 IB VCE RC E2 34 Déterminons les valeurs du courant IC et VCE en fonctions des éléments du montage. On a deux équations : Une donnée par le résultat de la loi des mailles E2=VCE+RCIC (droite de charge statique) L’autre donnée par le réseau des caractéristiques IC=f(VCE) à IB=Cte Soit : IC 𝐸2 𝑅𝐶 S A B E2 VCE Nous pouvons distinguer trois positions remarquables correspondant à trois fonctionnements particuliers du transistor : VI) Le point de fonctionnement en A. Dans la partie linéaire et horizontale des caractéristiques VCE>VCEsat, ce point correspond à un fonctionnement linéaire en amplification IC=IB. On dit que le transistor est en mode actif normal. Le point de fonctionnement en S. dans la partie montante des caractéristiques, VCE est très faible égale à VCEsat (quelques dixièmes de volts). Toute augmentation de IB est pratiquement sans effet sur la valeur de IC. On dit que le transistor est saturé. La tension VCE est très faible, le transistor se comporte, entre le Collecteur et l’Emetteur comme un interrupteur fermé. Le point de fonctionnement se trouve en B. (pratiquement sur l’axe VCE), le courant IC est très faible. Le transistor est bloqué. Il se comporte entre le Collecteur et l’Emetteur comme un interrupteur ouvert. FONCTIONNEMENT DU TRANSISTOR BIPOLAIRE EN COMMUTATION Les deux régimes de fonctionnement précédents conduisent à utiliser le transistor comme un interrupteur commandé par le courant de Base IB. 1) Transistor bipolaire saturé Soit IB un courant de Base fixé par l’entrée du transistor, idéalisons la caractéristique IC=f(VCE) correspondant à ce courant. 35 IC IB S VCE Pour que le transistor soit saturé (point S) il apparait que son courant collecteur doit être inférieur à IB. D’où la condition de saturation 𝐼𝐶 ≤ 𝛽𝐼𝐵 Exemple : pour le montage suivant déterminons RB pour que le transistor soit saturé. RC RB IC E VCEsat VBEsat 𝐼𝐵 = 𝐸 − 𝑉𝐵𝐸𝑠𝑎𝑡 𝐸 ≈ 𝑅𝐵 𝑅𝐵 𝐸 − 𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 𝐸 ≈ 𝑅𝐶 𝑅𝐶 𝐸 𝐸 ⇒ 𝛽≥ 𝑠𝑜𝑖𝑡 𝑅𝐵 ≤ 𝛽𝑅𝐶 𝑅𝐵 𝑅𝐶 Cette condition doit être réalisée quelque soit le transistor prélevé dans un même lot, sachant que les constructeurs fournissent le min, la condition de saturation devient 𝐼𝐶 = 𝐼𝐶 ≤ 𝛽𝑚𝑖𝑛 𝐼𝐵 Remarque : Pour le Silicium 𝑉𝐵𝐸𝑠𝑎𝑡 ≈ 0,8𝑉 𝑒𝑡 𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 ≈ 0,2𝑉 ⇒ 𝑉𝐶𝐵𝑠𝑎𝑡 ≈ −0,6𝑉 ⇒ la jonction Collecteur Base est en direct. Donc lorsqu’un transistor bipolaire est saturé, ses deux jonctions sont en direct. 2) Transistor bipolaire bloqué Si IB=0 ⇒ 𝐼𝐶 = 𝛽𝐼𝐵 + 1 + 𝛽 𝐼𝐶𝐵𝑂 = 1 + 𝛽 𝐼𝐶𝐵𝑂 Ce courant de l’ordre de 100nA risque dans certaines applications d’être trop important pour que l’on puisse considérer le transistor comme un interrupteur ouvert, et d’occasionner des pertes de puissance trop importantes. En polarisant la jonction Emetteur Base en inverse il est possible d’obtenir un courant IB faible négatif et de ramener ainsi IC à une valeur voisine de ICBO de l’ordre du nA. 36 3) Temps de commutation Le courant qui traverse un transistor bipolaire est un courant de diffusion (diffusion des porteurs minoritaires à travers la Base). Il est proportionnel au gradient de la concentration de porteurs minoritaires en excès dans la Base. Comme IE et IC sont presque égaux (IB négligeable devant IC) le gradient est pratiquement constant et la concentration de porteurs minoritaires en excès dans la Base est une fonction linéaire de la distance dans le cas d’un modèle à une seule variable d’espace. En fonctionnement normal direct, cette concentration est maximale au niveau de la jonction Emetteur Base, qui est polarisée en direct, et elle est nulle au niveau de la jonction Collecteur Base qui est polarisée en inverse soit : E N B P C N IEF ICF L On a ICF=FIEF Pour un fonctionnement inverse les rôles de l’Emetteur et du Collecteur sont permutés et on a IER=RICR , le Collecteur et l’Emetteur n’étant pas identiques(géométriquement et électriquement), on a R<F , le rendement est moins bon lorsque le transistor bipolaire est utilisé en inverse. E N B P C N ICR IER L Lorsque le transistor est saturé, les deux jonctions sont polarisées en direct (𝑉𝐶𝐸 ≈ 0). La saturation est équivalente à la superposition du fonctionnement normal direct et du fonctionnement inverse. Soit : E N IEsat B P QE QS C N ICsat L QS=charge de saturation répartie uniformément ⇒ son gradient est nulle, elle ne contribue pas à la conduction du courant. 37 QE= charge effective, présente un gradient non nul, elle assure la circulation du courant ICsat. Lors de l’établissement ou du blocage du courant dans le transistor la charge totale est apportée, ou évacuée par le courant de Base IB. L’étude expérimentale des temps de commutation s’effectue à l’aide du montage suivant : RC IC RB IB VCE E ve ve E1 t1 t2 t t1 t2 t t1 t2 -E2 ve 𝐸1 𝑅𝐵 −𝐸2 𝑅𝐵 IC ICsat 0,9ICsat 0,1ICsat td tr ton t ts tf toff a) Etablissement (turn on) ton=td+tr Le temps d’établissement du courant de saturation ICsat comprend: Un retard td (delay time) qui correspond grossièrement à la décharge des capacités des jonctions Emetteur Base et Collecteur Base antérieurement polarisées en inverse. Un temps de montée tr (rise time) qui correspond à l’établissement de la fraction QE de la charge dans la Base. 38 b) Blocage (turn off) toff=ts+tf Ce temps se subdivise en deux temps : Un temps de stockage ou d’accumulation ts (storage time) pendant le quel le courant inverse de Base évacue la charge stockée (charge de saturation) QS avec IC=ICsat=Cte. Un temps de descente tf (full time) correspondant à l’évacuation de la charge effective QE par le courant de Base. Le temps de descente et le temps de montée ont la même constante de temps et sont inversement proportionnels au courant de Base IB. 4) Amélioration des temps de commutation Cette amélioration consiste essentiellement à diminuer ts qui limite la fréquence d’utilisation du transistor et tf qui conditionne les pertes de puissance en commutation. Ces deux temps qui dépendent de la charge stockée sont d’autant plus grands que le transistor est plus saturé. Une première méthode qui permet de limiter la saturation est réalisée en utilisant le dispositif suivant : DAS D1 VCE D2 VBEsat Lorsque le transistor conduit la diode D1 et la diode d’anti saturation DAS conduisent, la tension à leurs bornes reste voisine à leur tension de seuil V0. VCE s’écrit : 𝑉𝐶𝐸 = −𝑉0 + 𝑉0 + 𝑉𝐵𝐸𝑠𝑎𝑡 = 𝑉𝐵𝐸𝑠𝑎𝑡 ≈ 0,8𝑉 > 𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 ≈ 0,2𝑉 Le transistor n’est donc pas saturé. En d’autres termes, le surplus du courant IB0, qui entrainerait la saturation, n’entre pas dans la Base du transistor, il est dévié par la diode DAS et revient vers la masse par le circuit Collecteur Emetteur. La diode D2 permet la circulation du courant iB=-IB2 lors du blocage. Il est à noter que l’accroissement de la tension VCE entraine une dissipation de puissance dans le transistor pendant la phase de conduction. Une deuxième méthode, souvent employée pour réduire la durée de stockage et accroitre la vitesse de commutation consiste à utiliser des transistors Schottky, ce sont des transistors dont la diode Base Collecteur est shuntée par une diode Schottky. 39 RC ve ic v1 RB t1 E vce ve t -v2 Lorsque le transistor conduit, la diode Schottky conduit et 𝑉𝐶𝐸 = −𝑉0 + 𝑉𝐵𝐸𝑠𝑎𝑡 = −0,3𝑉 + 0,8𝑉 ≈ 0,5𝑉 > 𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 ≈ 0,2𝑉 le transistor n’est donc pas saturé, il est polarisé dans la zone active au voisinage de la saturation. Si 𝐸 ≫ 0,5𝑉 ⇒ 𝑉𝐶𝐸 ≈ 0 Une autre méthode utilisée pour réduire le temps de commutation est basée sur le circuit suivant : C ib R1 R2 vce u e Ce circuit permet d’accroitre le courant inverse de Base à l’instant du blocage. Pendant 𝑅2 la conduction du transistor e = E1, C se charge sous une tension 𝑢 = 𝐸1 𝑅 +𝑅 . Au blocage, e passe à –E2, C maintient la tension à ses bornes égale à 𝐸1 𝑅 𝑖𝐵 = 𝑒−𝑉𝐵𝐸 −𝑢 𝑅1 Soit 𝐼𝐵2 = 𝐸2 𝑅1 Valeur instantanée = − 𝐸 + 𝑅1 𝑅2 1 𝑅1 +𝑅2 𝐸2 +𝐸1 𝑅2 +𝑉𝐵𝐸 𝑅 1 +𝑅 2 𝑅1 ≈− 1 𝑅2 1 +𝑅2 𝐸2 𝑅1 2 . 𝐸 + 𝑅1 𝑅2 1 𝑅1 +𝑅2 , IB2 est d’autant plus grand que R1 est plus faible. R1, R2 et C peuvent être optimisées de telles sorte que les jonctions Base Emetteur et Base collecteur se bloquent simultanément, de façon à obtenir la valeur minimale du temps de descente tf. 40 5) Etude énergétique. Soit le schéma suivant : RC ic E vce L’énergie dissipée dans la branche Collecteur Emetteur pendant l’intervalle de temps dt est : 𝑑𝑊 = 𝑣𝑐𝑒 𝑖𝑐 𝑑𝑡 Transistor bloqué: If courant collecteur de fuite de l’ordre de 10nA. vce est de l’ordre de E, l’énergie dissipée dans la branche C.E. pendant le temps du blocage TB est 𝑊𝐵 = 𝐸𝐼𝑓 𝑇𝐵 Transistor saturé: 𝐸 𝑣𝑐𝑒 ≈ 𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 ≈ 0,2𝑉 𝑒𝑠𝑡 𝑓𝑎𝑖𝑏𝑙𝑒; 𝑖𝑐 ≈ 𝐼0 = 𝑅 𝑠𝑜𝑖𝑡 𝑊𝐶 = 𝐼0 𝑉𝐶𝐸𝑠𝑎𝑡 𝑇𝐶 𝐶 , TC est le temps de conduction du transistor. Pendant les commutations, la tension vce et le courant ic évoluent simultanément, et leurs variations sont fonction des éléments externes soit: a) Débit sur charge résistive : RC ic ic E 𝐼0 = vce fermeture 𝑡 A la fermeture 𝑖𝑐 = 𝐼0 𝑡 𝑟 graphe idéalisé de ic 𝐸 𝑅𝐶 ouverture t 0 tr t1 𝑡 𝑡 𝑟 𝑟 et 𝑣𝑐𝑒 = 𝐸 − 𝑅𝑐 𝐼0 𝑡 = 𝐸 1 − 𝑡 tf L’énergie dissipée pendant la fermeture (0<t<tr) est donc : 𝑡𝑟 𝑊𝑓 = 𝑡𝑟 𝑣𝑐𝑒 𝑖𝑐 𝑑𝑡 = 0 𝐸𝐼0 0 𝑡 𝑡 1− 𝑑𝑡 𝑡𝑟 𝑡𝑟 41 𝑡𝑟 𝑡2 𝑡3 𝑊𝑓 = 𝐸𝐼0 − 2𝑡𝑟 3𝑡𝑟2 = 𝐸𝐼0 0 𝑡𝑟 𝑡𝑟 − 2 3 Soit 𝐸𝐼0 𝑡𝑟 6 𝑊𝑓 = 𝐼 A l’ouverture : 𝑖𝑐 = 𝐾 + 𝑎(𝑡) = 𝐼0 − 𝑡0 (𝑡 − 𝑡1 ) = 𝐼0 1 − 𝑡−𝑡 1 𝑡𝑓 𝑓 𝐼 𝑣𝑐𝑒 = 𝐸 − 𝑅𝐶 𝑖𝑐 = 𝐸 − 𝑅𝐶 𝐼0 − 𝑡0 (𝑡 − 𝑡1 ) = 𝐸 𝑓 𝑡−𝑡 1 𝑡𝑓 L’énergie dissipée pendant l’ouverture (t1<t<ti+tf) est donc : 𝑡 𝑓 +𝑡 1 𝑊𝑜 = 𝑡 𝑓 +𝑡 1 𝑣𝑐𝑒 𝑖𝑐 𝑑𝑡 = 𝐸𝐼0 𝑡1 𝑡1 𝑡 2 − 2𝑡1 𝑡 𝑡 3 − 3𝑡 2 𝑡1 + 3𝑡12 𝑡 𝑊𝑜 = 𝐸𝐼0 − 2𝑡𝑓 3𝑡𝑓2 𝑡 − 𝑡1 𝑡𝑓 1− 𝑡 − 𝑡1 𝑑𝑡 𝑡𝑓 𝑡 𝑓 +𝑡 1 = 𝐸𝐼0 𝑡1 𝑡𝑓2 𝑡𝑓3 − 2𝑡𝑓 3𝑡𝑓2 Soit 𝑊𝑜 = 𝐸𝐼0 𝑡𝑓 6 b) Débit sur charge inductive avec diode de roue libre. L D R iD E ic Lors de la fermeture la bobine freine la montée de ic et les pertes de commutation sont faibles. Nous étudierons la puissance dissipée dans le transistor au moment de l’ouverture, en faisant les approximations suivantes : L’évolution de ic est la suivante : ic I0 t 0 tf 42 L suffisamment grande pour maintenir, pendant la commutation le courant I0 qui la traverse, I0=Cte. Pendant la commutation 𝑖𝑐 = 𝐼0 1 − 𝑡 . Diode conductrice, étant supposée idéale ⇒ vce=E. 𝑡 𝑓 L’énergie dissipée dans le circuit C.E. pour 0<t<tf est : 𝑡𝑓 𝑊𝑜 = 𝑡𝑓 𝑣𝑐𝑒 𝑖𝑐 𝑑𝑡 = 0 𝐸𝐼0 1 − 0 2 𝑡𝑓 𝑊𝑜 = 𝐸𝐼0 𝑡 − 𝑡 2𝑡𝑓 = 𝐸𝐼0 0 𝑡 𝑑𝑡 𝑡𝑓 𝑡𝑓 2 Cette énergie relativement importante, provient du fait que vce passe instantanément de VCEsat à E ⇒ dans la branche C.E. il y a apparition d’une tension et un courant important. Pour diminuer l’énergie dissipée à l’ouverture on limite la vitesse de montée de la tension Collecteur Emetteur en plaçant aux bornes du transistor un condensateur qui freine l’évolution de la tension à ses bornes. L D R i i E D C 𝑡 Avec les mêmes hypothèses 𝑖𝑐 = 𝐼0 1 − 𝑡 𝑓 Le condensateur limite la vitesse de variation de la tension vce ; la diode ne pouvant conduire tant que vce est inférieure à E reste bloquée après l’instant t=0, si bien que la part du courant I0 que le transistor ne canalise plus est prise par le condensateur et le courant i s’exprime par : 𝑖 = 𝐼0 − 𝑖𝑐 = 𝑖𝑐 = 𝐼0 1 − 1 − 𝑡 L’évolution de vce est donnée par 𝑖 = 𝐼0 𝑡 = 𝑐 𝑓 Comme vce(0+)=vce(0-) = VCEsat #0 ⇒ 𝑣𝑐𝑒 = 𝑡 𝑡𝑓 𝑑𝑣𝑐𝑒 𝑑𝑡 𝐼0 𝑡 2 𝑐 2𝑡 𝑓 = 𝐼0 𝑡 𝑡𝑓 soit 𝑣𝑐𝑒 = 𝐼0 𝑡 2 𝑐 2𝑡 𝑓 +𝑘 à 𝑡 = 𝑡𝑓 ⇒ 𝑣𝑐𝑒 = 𝐼0 𝑡 𝑓 𝑐 2 = 𝑉0 Si C est suffisante on aura V0<E, donc la diode reste bloquée pendant le temps tf. L’énergie dissipée dans la branche C.E. pendant la commutation est : 𝑡𝑓 𝑊𝑜 = 𝑡𝑓 𝑣𝑐𝑒 𝑖𝑐 𝑑𝑡 = 0 0 𝐼0 𝑡 2 𝑡 𝐼0 1 − 𝑑𝑡 𝑐 2𝑡𝑓 𝑡𝑟 43 𝐼0 2 𝑡 3 𝑡 4 𝑊𝑜 = − 2𝑐𝑡𝑓 3 3𝑡𝑓 𝑡𝑓 0 𝐼0 2 𝑡𝑓2 𝐼0 𝑉0 𝑡𝑓 𝐼0 𝐸𝑡𝑓 = = < 24𝑐 12𝑐 12𝑐 Donc l’énergie dissipée dans le transistor au moment de l’ouverture est au moins six fois plus faible qu’en l’absence du condensateur. Au moment de la mise en conduction du transistor, le condensateur C est chargé sous la tension E, ce qui entraine une importante pointe de courant dans le transistor. On limite ce courant en montant en série avec le condensateur une résistance R shuntée par une diode comme indiqué par la figure suivante : C R i D Réseau d’aide à la commutation Lors du blocage le courant i dans C est positif, la diode conduit et court circuite la résistance R. A la mise en conduction le courant i négatif (courant de décharge), la diode se bloque et R limite la pointe du courant ; RC doit être telle que C soit complètement déchargé à la fin de la fermeture. 6) Limitations a) Limitation en température La température maximale de la jonction est de 175°C pour le Silicium. Compte tenu de la température ambiante et des conditions de refroidissement, elle limite la puissance dissipable dans le transistor. Supposons que la commande de base soit telle qu’en régime de conduction la tension vce est négligeable et qu’il en soit de même pour le courant résiduel If en régime de blocage. La puissance apparait aux instants de commutation (Wo et Wf), la puissance moyenne sur 𝑊0 +𝑊 une période est 𝑃 = 𝑇 𝑓 d’autant plus importante que la fréquence d’utilisation est élevée. b) Pendant la phase de saturation IC et IB doivent rester inférieurs à IBmax et ICmax fixés par le constructeur. c) Limitation en tension Pendant le blocage, pour éviter le claquage des jonctions E.B. et C.B. le constructeur indique : La valeur maximale de la tension inverse applicable à la jonction B.E. VBEinvmax La valeur maximale de la tension VCE, VCEmax. 44 d) Aire de sécurité Pendant la commutation, vce et ic peuvent prendre fugitivement des valeurs très importantes, compte tenu des éléments extérieurs au transistor. Le constructeur indique, dans les axes ic, vce une aire de sécurité hors de laquelle le point de fonctionnement ne peut sortir que pendant un temps limité. ic ICmax 1ms 2ms vce VCEmax Prenons comme exemple, le trajet du point de fonctionnement lors de l’ouverture du transistor fonctionnant sur charge inductive. Sans réseau d’aide à la commutation. vce passe instantanément de 0 à E, le point de fonctionnement décrit une droite horizontale I0. Puis I0 décroit et vce reste constante égale à E. ic I0 Avec circuit d’aide à la commutation V0 vce E Avec le réseau d’aide à la commutation on a : 𝑖𝑐 = 𝐼0 1 − 𝑡 𝑡𝑓 𝑒𝑡 𝑣𝑐𝑒 = 𝐼0 𝑡 2 𝑐 2𝑡𝑓 Soit : 𝑣𝑐𝑒 𝐼0 𝑡𝑓 𝑖𝑐 = 1− 2𝑐 𝐼0 2 𝑖𝑐 = 𝑉0 1 − 𝐼0 2 Lorsque ic s’annule vce va de V0 à E. Le réseau d’aide à la commutation éloigne le point de fonctionnement des limites de l’aire de sécurité et autorise ainsi le transistor à couper des courants d’intensités plus élevées. 45 VII) FONCTIONNEMENT DU TRANSISTOR BIPOLAIRE EN AMPLIFICATION Pour obtenir un fonctionnement en amplificateur linéaire, il suffit de placer le point de repos dans la zone active en polarisant les jonctions au moyen de sources continues de tension ou de courant de manière à imposer VBE, VCE ainsi que IC et IB. Le point que définissent ces grandeurs est appelé point de fonctionnement. 1) Polarisation et point de fonctionnement statique. Il y a différentes façons pour polariser un transistor. Le fonctionnement statique d’un transistor est définit par VBE, VCE, IC et IB. a) Polarisation à deux sources RC IC RB IB VCE E1 E2 Ce montage est peu utilisé car il nécessite l’utilisation de deux alimentations en plus de la forte dépendance du point de fonctionnement de la température et des caractéristiques du transistor. Analyse du montage E1, E2, RC, RE, et RB sont connus L’équation donnée par la maille d’entrée est : 𝐸 −𝑉 𝐼𝐵 = 1 𝑅 𝐵𝐸 𝐵 C’est une équation d’une droite appelée droite d’attaque. D’autre part, l’équation donnée par la maille de sortie est : 𝐸 −𝑉 𝐼𝐶 = 2 𝑅 𝐶𝐸 𝐶 C’est une équation d’une droite appelée droite de charge statique. Les mailles du circuit nous donnent deux équations à deux inconnus chacune, il nous faudra donc deux autres équations à deux inconnus pour déterminer le point de fonctionnement du montage, ces équations sont les caractéristiques de sortie du transistor et ses caractéristiques d’entrée. Détermination du point de fonctionnement graphiquement Pour cette détermination il faut posséder les courbes caractéristiques du transistor 46 IB6 IC IB5 E2 RC Caractéristique de transfert en charge IB IB4 IC0 Q IB3 Q IB2 E1 RB IB1 IB6 IB5 IB4 IB3 IB2 IB1 VCE0 VD Droite d’attaque VBE0 E2 VCE Droite de charge statique Q E1 VBE Le graphe IC=f(VCE) est un réseau de courbes paramétrées par le courant de base IB, d’où une infinité de points de fonctionnement. Pour trouver le point de repos unique du transistor, il faut établir le lieu IC=f(IB) des points de fonctionnements (intersections des courbes caractéristiques IC=f(VCE) avec la droite de charge). Ce lieu est la caractéristique de transfert en charge. A partir de l’intersection de la droite d’attaque et la courbe IB=fV(BE) nous pouvons déterminer le point de repos Q par projection sur les différents quadrants. Exercice : Calculer le courant de saturation du circuit précédent et le courant IC pour =100 et =300 avec RB=220k, E1=E2=15V, RC=1k. Détermination du point de fonctionnement analytiquement Pour cette détermination on prend VBE=0,6V à 0,7V pour déterminer IB, puis on suppose que le transistor est en mode actif normal pour déterminer IC=IB et en termine par la détermination de VCE qui doit être supérieure à VCEsat. b) Polarisation par réaction de base. RB RC IC IB E VCE VBE 47 Remarque : Si la température augmente, le augmente cela entraine une augmentation de IC et une diminution de VCE et de VCB= VCE- VBE, comme RBIB=VCB, IB diminue et comme IC=IB, IC doit diminuer, d’où une contre balance du courant IC. La maille d’entrée nous donne : 𝐸−𝑉𝐵𝐸 𝐼𝐶 = 𝑅 𝐶 +𝑅 𝐵 𝑅𝐶 + 𝛽 La maille de la sortie donne : 1 𝑉𝐶𝐸 = 𝐸 − 𝐼𝐶 1 + 𝛽 𝑅𝐶 Directive de conception Dans la plus part des montages amplificateur on règle le point de repos Q au milieu de la droite de charge. Dans le de la polarisation par réaction de base, prend RB=RC. En effet si RB=RC, 𝐸−𝑉𝐵𝐸 𝐸−𝑉𝐵𝐸 𝐸 on aura 𝐼𝐶 = ≈ 2𝑅 𝑠𝑖 𝑜𝑛 𝑛é𝑔𝑙𝑖𝑔𝑒 𝑉𝐵𝐸 𝑑𝑒𝑣𝑎𝑛𝑡 𝐸 𝑒𝑡 𝑜𝑛 𝑐𝑜𝑛𝑠𝑖𝑑è𝑟𝑒 𝛽 ≫ 1 𝑅 𝐶 +𝛽𝑅 𝐶 ≈ 2𝑅 𝑅𝐶 + 𝐶 𝛽 𝐶 Exercice : Concevoir un circuit de polarisation avec un point de repos centrée. On donne E=15V, RC=1ket=200. Calculer le courant IC pour =100 et =300. c) Polarisation par pont de base R1 RC RC IC Ip IB VCE Rth VCC VBE R2 RE Eth RE Pour l’analyse de ce circuit de polarisation qui consiste à déterminer le point de repos connaissant les résistances, on transforme le pont formé par R1, R2 et VCC en un générateur de Thevenin comme indique sur la figure précédente. 𝐸 −𝑉𝐵𝐸 La maille d’entrée nous donnera le courant IC par la relation 𝐼𝐶 = 𝑡 𝑅 𝐸 +𝑅 et celle de 𝐵 𝑅𝐸 + la sortie nous donne VCE par la relation: 𝑉𝐶𝐸 = 𝐸 − 𝐼𝐶 VCC VCE VBE IC IB 𝛽 1 1 + 𝛽 𝑅𝐸 + 𝑅𝐶 Pour la synthèse, le problème qui se pose couramment consiste à calculer R1 et R2, 𝑅2 𝐸 l’hypothèse IB très faible devant Ip permet d’écrire : 𝑅 +𝑅 = 𝑉 𝑡 , le choix d’une 1 2 𝐶𝐶 résistance, R2 par exemple, permettrait de calculer l’autre. Il faut en suite vérifier que 𝐸 𝐼𝑝 𝑅 +𝑅 ≫ 𝐼𝐵 . 1 2 48 Cependant, les contraintes d’une résistance d’entrée élevée (une faible consommation) empêchent des résistances de faibles valeurs. Il est nécessaire d’adopter un compromis entre : - Une bonne stabilisation (en statique) assuré par l’indépendance de VBM vis-à-vis de IB qui nécessite un courant Ip élevé. - Et une faible consommation réalisée à l’aide d’une résistance d’entrée très élevée. 𝐼 Dans la majorité des cas, pour calculer R1 et R2 on peut prendre 𝐼𝑝 = 10𝐼𝐵 = 10 𝛽𝐶 . 2) Amplificateur linéaire à transistor bipolaire C’est un dispositif constitué d’un quadripôle linéaire commandé à son entrée par une source indépendante de résistance interne Ri et chargé à sa sortie par une résistance RL. Ri i1 eg i2 v1 Q v2 RL On peut définir quatre relations de transferts entre les variables de sorties (v2, i2) et les variables d’entrée : 𝑣 Le gain en tension 𝐴𝑉 = 𝑣2 1 𝑖2 Le gain en courant 𝐴𝑖 = 𝑖 La résistance d’entrée 𝑅𝑒 = La résistance de sortie, qui correspond à la résistance de Thevenin vue de la sortie. 1 𝑣1 𝑖1 Pour décrire le quadripôle actif, on utilise les paramètres hybrides en basses et moyennes fréquences. a) Schéma équivalent du transistor bipolaire en basses fréquences et petits signaux Les équations de fonctionnement du transistor en basses et moyennes fréquences sont : 𝑣𝑏𝑒 = 11𝑒 𝑖𝑏 + 12𝑒 𝑣𝑐𝑒 𝑖𝑐 = 21𝑒 𝑖𝑏 + 22𝑒 𝑣𝑐𝑒 L’indice e pour dire Emetteur Commun Ou 𝑣𝑏𝑒 = 𝑖𝑒 𝑖𝑏 + 𝑟𝑒 𝑣𝑐𝑒 𝑖𝑐 = 𝑓𝑒 𝑖𝑏 + 𝑜𝑒 𝑣𝑐𝑒 hie = résistance d’entrée(input resistor) hre = coefficient de transfer inverse (reverse transfert) hfe = coefficient de transfert direct (forward transfert) hoe = conductance de sortie (output conductance) à partir de ces équations on peut donner un schéma électrique équivalent au transistor 49 ic B ib B C ib hie ic hoe vbe vce vce hievce vbe hfeib E E E Détermination des paramètres hybrides C 𝑖𝑒 = 𝑣𝑏𝑒 𝑖𝑏 = 𝑣𝑐𝑒 =0 Comme 𝐼𝐶 ≈ 𝐼𝐸 = 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 Soit 𝑖𝑒 = 𝑉𝑇 𝐼𝐵 𝑟𝑒 = 𝑓𝑒 = 𝑜𝑒 = ∆𝑉𝐵𝐸 hie est analogue à une résistance. ∆𝐼𝐵 𝑉𝐸𝐵 𝑉𝑇 𝑉𝐶𝐸 =𝐶𝑡𝑒 − 1 ≅ 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 𝑉𝐸𝐵 𝑉𝑇 = 𝐼𝐵 𝛽 ; ⇒ 𝑑𝐼𝐵 ≅ 𝑉 𝐼𝑆 𝑒𝑥𝑝 𝐸𝐵 𝑉𝑇 𝛽𝑉 𝑇 𝑑𝑉𝐵𝐸 = 𝐼𝐵 𝑉𝑇 𝑑𝑉𝐵𝐸 𝑉 = 𝛽 𝐼𝑇 𝑣𝑏𝑒 𝐶 𝑣𝑐𝑒 𝑖 =0 𝑏 𝑖𝑐 𝑖 𝑏 𝑣 =0 𝑐𝑒 𝑖𝑐 𝑣𝑐𝑒 𝑖 =0 𝑏 = = = ∆𝑉𝐵𝐸 ∆𝑉𝐶𝐸 𝐼 𝐵 =𝐶𝑡𝑒 ∆𝐼𝐶 ∆𝐼𝐵 𝑉 𝐶𝐸 =𝐶𝑡𝑒 ∆𝐼𝐶 ∆𝑉𝐶𝐸 𝐼 𝐵 =𝐶𝑡𝑒 en pratique on néglige ce paramètre. c’est le gain en courant. =𝑉 𝐼𝐶0 𝐴 +𝑉𝐶𝐸 0 où VA est le potentiel d’Early. b) Etude des généralités sur l’amplificateur Emetteur Commun On considère le circuit type suivant : VCC R1 ie RC C2 IC(t) C1 is VCE(t) Rg ve eg RL R2 RE vs CE CE est un condensateur de découplage, C1 et C2 sont des condensateurs de liaison, les capacités de ces condensateurs sont calculées pour que leurs impédances soient négligeables à la fréquence de travail. 𝐼𝐶 𝑡 = 𝐼𝐶0 + 𝑖𝑐 𝑡 = 𝐼𝐶0 + 𝐼𝑀 𝑠𝑖𝑛𝜔𝑡 en régime sinusoïdal. 𝑉𝐶𝐸 𝑡 = 𝑉𝐶𝐸0 + 𝑣𝑐𝑒 𝑡 = 𝑉𝐶𝐸0 + 𝑉𝑀 𝑠𝑖𝑛𝜔𝑡 L’amplificateur est linéaire, on peut utiliser le théorème de superposition pour déterminer ces deux composantes. On traite d’une part la composante continue, et d’autre part la composante variable. On va donc considérer deux circuits ou deux schémas équivalent différents 50 Schéma équivalent pour la détermination des composantes continues (C’est le schéma équivalent en statique) R1 RC IC0 VCE0 R2 VCC RE Pour établir ce schéma on annule la source de tension variable eg, et on remplace les condensateurs par des circuits ouvert. En utilisant la maille de sortie on détermine facilement l’équation de la droite de charge statique : 𝑉 −𝑉 𝐼𝐶0 = 𝑅𝐶𝐶 +𝑅𝐶𝐸 𝐶 𝐸 Schéma équivalent pour la détermination des composantes alternatives C’est le schéma équivalent de l’amplificateur en régime variable ou dynamique, pour établir ce schéma on annule la source continue VCC et on considère les condensateurs comme des courts circuits. ic(t) ie vce(t) Rg ve RC R2 RL vs R1 eg Détermination de l’équation de la droite de charge dynamique, cette droite sera donnée par la relation 𝐼𝐶 (𝑡) = 𝑓(𝑉𝐶𝐸 𝑡 ) On sait que 𝐼𝐶 𝑡 = 𝐼𝐶0 + 𝑖𝑐 𝑡 et 𝑖𝑐 𝑡 = − 𝑅 Donc on aura : 𝐼𝐶 𝑡 = 𝐼𝐶0 − 𝑅 𝑣𝑐𝑒 𝐶 ∥𝑅 𝐿 𝑣𝑐𝑒 𝐶 ∥𝑅 𝐿 de même 𝑉𝐶𝐸 𝑡 = 𝑉𝐶𝐸 + 𝑣𝑐𝑒 𝑡 soit 𝑣𝑐𝑒 𝑡 = 𝑉𝐶𝐸 𝑡 − 𝑉𝐶𝐸0 en remplaçant vce(t) dans l’équation de IC(t) on obtient : 𝑉 𝐼𝐶 𝑡 = 𝐼𝐶0 + 𝑅 𝐶𝐸∥𝑅0 − 𝑅 qui a − 𝑅 1 𝐶 ∥𝑅𝐿 𝐶 𝐿 𝑣𝑐𝑒 𝐶 ∥𝑅𝐿 c’est l’équation de la droite de charge dynamique, comme pente et va passer par le point de repos 𝐼𝐶0 , 𝑉𝐶𝐸0 51 IC(t) M1 Droite de charge dynamique VCC RC+RE Q IC0 Droite de charge statique VCE(t) VCE0 M2 VCC Sous l’influence du signal alternatif de l’entrée, le point de fonctionnement quitte sa 1 position de repos Q et se déplace sur la droite de charge dynamique de pente − 𝑅 ∥𝑅 , les 𝐶 𝐿 limites de son déplacement, pour une amplification, sont les points M1 et M2. IC(t) M1 Caractéristique de transfert en charge IC0 Q Q IB VCE(t) VCE0 Droite d’attaque M2 t Q C E VBE Si le pont de fonctionnement dépasse les points limites M1 ou M2 le signal de sortie sera écrêté. Il y a deux types d’écrêtage, l’écrêtage par blocage lorsque le point de fonctionnement dépasse M2 et l’écrêtage par saturation lorsque le point de fonctionnement dépasse M1. L’amplitude de vce est limitée à VCE0 avant saturation et à 𝑅𝐶 ∥ 𝑅𝐿 𝐼𝐶0 avant blocage est 𝑅𝐶 ∥ 𝑅𝐿 𝐼𝐶0 . 52 c) Analyse du montage amplificateur émetteur commun à partir des paramètres hybrides Cette analyse consiste à déterminer : 𝑣 Le gain en tension 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 𝑒 𝑖𝑠 Le gain en courant 𝐴𝑖 = 𝑖 La résistance d’entrée 𝑅𝑒 = La résistance de sortie 𝑒 𝑣𝑒 𝑖𝑒 Le schéma équivalent de l’amplificateur en régime petits signaux basses et moyennes fréquences est le suivant : ie ic is ib Rg R1 ve hoe hie R2 eg vs RL RC hfeib E 𝑣 Calcul du gain en tension 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 en charge. 𝑒 1 On a : 𝑣𝑠 = − 𝑜𝑒 ∥ 𝑅𝐶 ∥ 𝑅𝐿 𝑓𝑒 𝑖𝑏 et 𝑣𝑒 = 𝑖𝑒 𝑖𝑏 𝑣 Donc 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 = − 1 ∥𝑅𝐶 ∥𝑅𝐿 𝑜𝑒 𝑖𝑒 𝑒 𝑓𝑒 = − 𝑓𝑒 𝑅𝐶 𝑅𝐿 𝑖𝑒 𝑅𝐶 + 𝑜𝑒 𝑅𝐶 𝑅𝐿 +𝑅𝐿 Le gain en tension à vide (RL débranchée) est donné par l’expression : 𝐴𝑉0 = Ce gain sera égal à 𝐴𝑉0 = − Et hfe= on aura 𝐴𝑉0 = − 𝑣𝑠 𝑣𝑒 𝑅 =∞ 𝐿 𝑓𝑒 𝑅𝐶 𝑖𝑒 𝑅 𝐶 𝐼𝐶 𝑉𝑇 = − 𝑓𝑒 𝑅𝐶 𝑖𝑒 𝑅𝐶 + 𝑜𝑒 𝑅𝐶 +𝑅𝐿 dans le cas où hoe est négligeable. Comme 𝑖𝑒 = 𝑉𝑇 𝐼𝐵 =𝛽 𝑉𝑇 𝐼𝐶 = −40𝑅𝐶 𝐼𝐶 à température ambiante où VT est voisine de 25mV. Ce gain en tension est important, on dit que l’amplificateur émetteur commun est un amplificateur de tension. Calcul de la résistance d’entrée 𝑅𝑒 = 𝑣𝑒 𝑣𝑒 𝑣𝑒 On a : 𝑖𝑒 = 𝑅 + 𝑅 + 1 2 𝑖𝑒 𝑣𝑒 𝑖𝑒 donc 𝑅𝑒 = 𝑅1 ∥ 𝑅2 ∥ 𝑖𝑒 = 𝑖𝑒 𝑅1 𝑅2 𝑖𝑒 𝑅1 + 𝑖𝑒 𝑅2 +𝑅1 𝑅2 c’est une résistance importante. 𝑖 Calcul du gain en courant 𝐴𝑖 = 𝑖 𝑠 𝑒 𝑣 𝑣 Pour déterminer ce gain on va utiliser les résultats précédents sachant que 𝑖𝑠 = 𝑅𝑠 et 𝑖𝑒 = 𝑅𝑒 . 𝑖 𝑣 𝑅 𝑅 𝐿 𝑒 𝐴𝑖 = 𝑖 𝑠 = 𝑣𝑠 𝑅𝑒 = 𝐴𝑉 𝑅𝑒 . 𝑒 𝑒 𝐿 𝐿 53 Calcul de la résistance de sortie Rs. Rs est la résistance de Thévenin vue entre les bornes de la sortie. Donc pour calculer cette résistance on va débranchée la charge RL, court circuiter l’entrée ve, injecter un courant i à la sortie et mesurer la tension v qui va apparaitre aux bornes de la sortie. Rs sera donnée par 𝑣 la relation suivante: 𝑅𝑠 = 𝑖 . i ib R1 R2 hoe hie E 1 A l’entrée hieib=0 donc ib=0 ; il reste 𝑣 = 𝑅𝐶 ∥ 𝑜𝑒 v RC hfeib 𝑅 𝑅 𝑖 = 1+𝑅 𝐶 𝑖 soit : 𝑅𝑠 = 1+𝑅 𝐶 𝐶 𝑜𝑒 𝐶 𝑜𝑒 Rs sera égale à RC si hoe est négligeable. C’est une résistance relativement élevée, c’est un inconvénient pour ce montage. En utilisant les résultats précédents on peut donner un schéma électrique équivalent à l’amplificateur. En effet l’amplificateur est équivalent à une résistance Re vu de son entrée et à un générateur de Thevenin vu de sa sortie. Rs ie is Rg Re ve AV0ve vs RL eg Où AV0 est le gain à vide de l’amplificateur, Re sa résistance d’entrée et Rs sa résistance de sortie. d) Amplificateur émetteur commun à charge répartie VCC R1 ie RC IC(t) C1 VCE(t) Rg ve eg C2 is RL R2 vs RE Dans cet amplificateur la résistance RE n’est pas découplée. On aura donc le schéma équivalent en régime variable suivant ( hoe est considérée comme négligeable): 54 B ie C ic is ib Rg R1 ve hie R2 RL RC eg vs hfeib E (1+hfe)ib RE Pour ce montage on aura les caractéristiques suivantes : 𝑓𝑒 𝑅𝐶 𝑅𝐿 𝑣 Le gain en tension en charge 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 = − Le gain en tension à vide 𝐴𝑉0 = 𝑒 𝑣𝑠 𝑣𝑒 𝑅 =∞ 𝐿 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 )𝑅𝐸 𝑅𝐶 +𝑅𝐿 =− 𝑓𝑒 𝑅𝐶 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 )𝑅𝐸 Ce gain est plus faible que celui de l’émetteur commun. En pratique, souvent hie<<(1+hfe)RE et on a : 𝑣 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 = − 𝑅 𝑒 𝑅𝐶 𝑅𝐿 𝑅 en charge et 𝐴𝑉0 = − 𝑅𝐶 à vide. Ces gains sont 𝐸 𝑅 𝐶 +𝑅𝐿 𝐸 indépendants des caractéristiques du transistors, donc plus stable. 𝑣𝑒 La résistance d’entrée 𝑅𝑒 = La résistance de sortie 𝑅𝑠 = 𝑅𝐶 𝑖𝑒 = 𝑅1 𝑅2 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 )𝑅𝐸 𝑅1 +𝑅2 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 )𝑅𝐸 +𝑅1 𝑅2 e) Amplificateur collecteur commun La structure de cet amplificateur est donnée par le montage suivant : VCC R1 C1 C2 Rg ve eg R2 RE RL vs Pour déterminer les caractéristiques principales de cet amplificateur, on va utiliser son schéma équivalent utilisant les paramètres hybrides en régime petits signaux basses et moyennes fréquences. Ce schéma est donné par la figure suivante: 55 B ie (1+hfe)ib ib Rg R1 ve E is hie R2 RE hfeib vs RL eg C 𝑣 Calcul du gain en tension 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 en charge. 𝑒 On a : 𝑣𝑠 = 𝑅𝐸 ∥ 𝑅𝐿 (1 + 𝑓𝑒 )𝑖𝑏 et 𝑣𝑒 = 𝑖𝑒 𝑖𝑏 + (1 + 𝑓𝑒 )𝑖𝑏 Donc 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 𝑣𝑒 𝑅𝐸 ∥𝑅𝐿 (1+ 𝑓𝑒 ) = 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 ) 𝑅𝐸 ∥𝑅𝐿 Le gain en tension à vide (RL débranchée) est donné par l’expression : 𝑣𝑠 𝐴𝑉0 = = 𝑣𝑒 𝑅 =∞ 𝐿 𝑅𝐸 (1+ 𝑓𝑒 ) 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 )𝑅𝐸 Ce gain est inférieur à 1, au maximum on s’approchera de 1 lorsque hie<<(1+hfe)RE. 𝑣𝑒 Calcul de la résistance d’entrée 𝑅𝑒 = 𝑣 𝑣 On a : 𝑖𝑒 = 𝑅𝑒 + 𝑅𝑒 + 1 2 𝑖𝑒 𝑣𝑒 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 ) 𝑅𝐸 ∥𝑅𝐿 donc 𝑅𝑒 = 𝑅1 ∥ 𝑅2 ∥ 𝑖𝑒 + (1 + 𝑓𝑒 ) 𝑅𝐸 ∥ 𝑅𝐿 c’est une résistance importante. 𝑖 Calcul du gain en courant 𝐴𝑖 = 𝑖 𝑠 𝑒 𝑣 𝑣 Pour déterminer ce gain on va utiliser les résultats précédents sachant que 𝑖𝑠 = 𝑅𝑠 et 𝑖𝑒 = 𝑅𝑒 . 𝑖𝑠 𝑣𝑠 𝑅𝑒 𝐴𝑖 = 𝑖 = 𝑣 𝑒 𝑒 𝑅𝐿 𝐿 𝑅𝑒 𝑒 = 𝐴𝑉 𝑅 . 𝐿 Calcul de la résistance de sortie Rs. Rs est la résistance de Thévenin vue entre les bornes de la sortie. Donc la calculer cette on va débrancher la charge RL, court circuiter l’entrée ve, injecter un courant i à la sortie et mesurer la tension v qui va apparaitre aux bornes de la sortie. Rs sera donnée par la relation 𝑣 suivante: 𝑅𝑠 = 𝑖 . B (1+hfe)ib ib R1 E i hie R2 hfeib RE v C 56 On aura 𝑖 = 𝑣 𝑅𝐸 − (1 + 𝑓𝑒 )𝑖𝑏 et d’autre si on prend la maille formée par v et la résistance hie on aura 𝑣 = −𝑖𝑒 𝑖𝑏 ., en remplaçant ib dans la première équation on obtient 𝑣 𝑖=𝑅 + 1+ 𝑓𝑒 𝑣 𝑖𝑒 𝐸 =𝑣 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 )𝑅𝐸 𝑖𝑒 𝑅𝐸 . La résistance de sortie est donc 𝑅𝑠 = 𝑖𝑒 (1+ 𝑓𝑒 ) 𝑖𝑒 𝑅𝐸 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 )𝑅 𝐸 . Cette résistance sera de l’ordre de si on néglige hie devant (1+hfe)RE. c’est une résistance faible, c’est l’avantage de cet amplificateur, il est surtout utilisé dans l’adaptation d’impédance. f) Amplificateur base commune Cet amplificateur est rarement utilisé en basses et moyennes fréquences à cause de sa faible résistance. Sa structure est la suivante : VCC R1 RC C2 IC(t) is VCE(t) ie CB C1 RE R2 Rg RL ve vs eg Les caractéristiques principales de cet amplificateurs sont : 𝑣 Le gain en tension en charge 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 = Le gain en tension à vide 𝐴𝑉0 = La résistance d’entrée 𝑅𝑒 = 𝑒 𝑖𝑒 (1+ 𝑓𝑒 ) 𝑣𝑒 𝑖𝑒 𝑓𝑒 𝑅𝐶 𝑅𝐿 𝑖𝑒 𝑣𝑠 𝑣𝑒 𝑅 =∞ 𝐿 = 𝑅𝐶 +𝑅𝐿 = 𝑓𝑒 𝑅𝐶 𝑖𝑒 𝑖𝑒 𝑅𝐸 𝑖𝑒 +(1+ 𝑓𝑒 )𝑅 𝐸 Cette résistance sera de l’ordre de si on néglige hie devant (1+hfe)RE. c’est une résistance faible. La résistance de sortie 𝑅𝑠 = 𝑅𝐶 Cet amplificateur est rarement utilisé à cause de sa faible résistance d’entrée et sa forte résistance de sortie. 57 TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP I) Introduction Les transistors à effet de champ sont désignés par les sigles suivants : TEC (Transistor à Effet de Champ) ou l’équivalent en anglais FET (Field Effect Transistor). Comme les transistors bipolaires ce sont des dispositifs à trois électrodes : Une électrode de commande appelée Grille Deux électrodes entre lesquelles circule le courant principal appelées Source et Drain. Alors que le transistor bipolaire fonctionne avec des porteurs majoritaires injéctés, les transistors à effet de champ fonctionnent avec des porteurs majoritaires dont la circulation entre la source et le drain s’effectue dans un canal que l’on peut élargir ou pincer par action électrostatique de la grille. Il existe deux grandes familles de transistor à effet de champ à savoir : Les transistors à effet de champ à jonction ou JFET. Les transistors à effet de champ à grille isolée IGFET plus connus sous le sigle de MOSFET. La différence de ces transistors par rapport aux transistors bipolaire est : Leurs fonctionnement est déterminé uniquement par les porteurs majoritaires, on les appelle transistor unipolaire. Ils se prêtent facilement à l’intégration. Ils offrent des résistances d’entrée très élevées. Ils sont moins bruyants que les transistors bipolaires. II) Transistor à effet de champ à jonction (JFET) 1) Structure et symbole du JFET Le TEC à jonction est obtenue à partir d’un substrat P+ sur le quel on réalise par épitaxie une couche N dans laquelle on diffuse : deux caissons N+ qui constituent la Source et le Drain. Un caisson P+ qu’on relie au substrat P+ pour former la Grille de commande. Source Grille Drain S G D N+ P+ N Canal N+ P+ G Substrat 58 Le canal conducteur est limité par les deux zones de charges d’Espaces (zones de déplétion) des jonctions P+N Les JFET sont symbolisés comme suit : D G D G S JFET canal N S JFET canal P 2) Fonctionnement du transistor à effet de champ à jonction JFET canal N La figure ci-dessous représente la perspective d’un transistor JFET simplifié. La tension VDS est positive, alors que VGS est négative ou nulle. On va étudier le fonctionnement du JFET en positionnant, sur différentes figures, la zone de charge d’espace de la jonction P+N dont l’évolution dans le canal dépend de la valeur de VGS et de VDS. a) VDS faible (inférieure à 200mV), telle qu’elle ne modifie pas la zone de charge d’espace. VGS=0 (figure a). La faible largeur de la zone de charge d’espace, de la double jonction P+N permet la présence d’un canal conducteur dont la résistance est RDSon=Ron. Cette résistance Ron dépond de la longueur du canal, de sa section active ainsi que son dopage. 59 Figure a VGS<0 et supérieur à VGSoff (figure b). La polarisation négative de la de la double jonction P+N augmente la largeur des zones de charges d’espace, ceci diminue l’épaisseur du canal, donc sa section. La résistance RDS augmente. Figure b VGS≤VGSoff (figure c). Cette tension négative VGSoff a augmenté la largeur des zones de charges d’espace de manière à ce que la section du canal s’annule, le canal est totalement pincé, la résistance RDS est infinie. La tension VGSoff est tension de pincement total du canal. Figure c b) Tension VDS importante. Proposons nous de représenter la caractéristique ID=f(VDS) pour VGS=0. En revenant à la figure (a), nous voyons que, pour une tension VDS faible, les zones de charge 60 d’espace ont des largeurs constantes tout au long du canal. Le champ électrique créé par la 1 tension VDS est négligeable et le canal présente une conductance constante 𝐺0 = 𝑅 . 𝑜𝑛 On augmente la tension VDS : VDS<VDSsat (figure d). La polarisation de la jonction P+N grille canal est variable selon que nous situons vers la source ou vers le drain. Comme VGS=0 et VGD<0, la largeur des zones de charge d’espace, côté drain, augmentent. Il s’ensuit localement une très légère diminution de la section du canal ne modifiant que très peu sa conductance 1 𝐺0 = 𝑅 . La caractéristique ID=f(VDS) est celle d’une résistance ; nous sommes dans la 𝑜𝑛 zone linéaire. VDSsat Figure d VDS=VDSsat (figure e). La tension VDS continue à augmenter et entraine, côté drain, une diminution très accentuée de la section du canal jusqu’à son pincement. Le courant ID atteint sa valeur limite, c'est-à-dire sa valeur de saturation. VDSsat VDSsat Figure e Remarquons que la tension de pincement VDSsat est de même valeur que 𝑉𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 (même effet de fermeture du canal) lorsque VGS=0. VDS>VDSsat (figure f). Dans ces conditions, le canal présente une zone complètement déplétée. Tout laisse croire que le courant ID s’annule. En réalité, les électrons libres du canal sont injectés dans la zone de charge d’espace puis vers le drain grâce à la présence du camp électrique associé à la tension VDS. Ce processus de conduction ressemble à celui du transistor bipolaire où les charges issues de l’émetteur traversant la zone charge d’espace de la jonction base collecteur polarisée en inverse, à cause du champ électrique créé par la tension VCB. 61 VDSsat VDSsat Figure f L’augmentation de la tension VDS au-delà de VDSsat engendre une très légère diminution de la longueur du canal, donc une légère diminution de sa résistance. Ceci entraine une légère augmentation du courant ID. Ce phénomène ressemble à l’effet Early pour le transistor bipolaire. Le raisonnement que nous venons de tenir avec VGS=0 peut être reconduit pour différentes valeurs de VGS<0. Il est clair qu’une diminution de la section du canal causée par une augmentation de 𝑉𝐺𝑆 a pour conséquence une diminution de la tension de saturation ainsi que l’indique les caractéristiques ID=f(VDS) de la figure ci-dessous, pour différentes valeurs de VGS. VDSsat=VGS-VGSoff Pour une tension VDS0 supérieure à VDSsat, on en déduit la caractéristique de transfert ID=f(VGS) qui a un allure parabolique et dont l’équation est voisine de : 𝐼𝐷 = 𝐼𝐷𝑆𝑆 1 − 𝑉 𝑉𝐺𝑆 𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 2 . Où VGSoff est la tension de pincement total du canal (Pinch off voltage). IDSS courant Drain Source lorsque La Grille est au potentiel de la Source. 62 III) Transistor à effet de champ à grille isolée (MOSFET) Ces transistors utilisent le phénomène d’accumulation des charges sur las armatures d’un condensateur plan dont l’une d’elles est le matériau semiconducteur dopé. La polarité de la tension appliquée sur la grille de commande permet d’appauvrir ou d’enrichir le canal. On trouve les transistors à effet de champ à appauvrissement et les transistors à effet de champ à enrichissement. 1) Transistor à effet de champ à grille isolée à enrichissement (MOSFET à enrichissement) La structure d’un MOSFET à enrichissement est la suivante : A partir d’un substrat P (B) faiblement dopé, nous implantons deux caissons N+ très rapprochés l’un de l’autre, correspondant à la source et au drain. L’oxydation du Silicium nous fournit l’isolant sur lequel on dépose la partie conductrice de la grille qui est en métal. L’électrode du substrat (B) est souvent reliée à celle de la source (S) VSB=0. Les symboles des MOSFET à enrichissement sont les suivants : D G D G S S MOSFET à enrichissement MOSFET à enrichissement canal N canal P Fonctionnement du MOSFET On va étudier le fonctionnement du MOSFET à enrichissement canal N avec VSB=0 en positionnant, sur différentes figures, les zones de charge d’espace des jonctions P +N ou PN. 63 a) Tension VGS nulle. La conduction entre drain et source ne peut avoir lieu, à cause de la présence des deux diodes équivalentes tête bêche série, drain substrat (N+P) et substrat source (PN+). VDS faible (figure a). Les trois zones (drain substrat et source sont sensiblement au même potentiel. Alors la zone de charge d’espace entre chaque jonction est de même épaisseur. VGSth Figure a VDS>>0 (figure b). La zone de charge d’espace entre drain et substrat augmente alors que la zone de charge d’espace entre substrat et source reste constante. VGSth Figure b b) Tension VGS supérieure à VGSth (VGSth tension seuil à partir de laquelle le canal se forme). Le condensateur MOS est en situation d’inversion et il est influencé par la tension VDS lorsque celle-ci est différente de zéro. VDS faible (figure c). Le canal entre drain et source présente des électrons issus du substrat (génération thermique) et des électrons en provenance des caissons du drain et de la source. La faible tension VDS permet aux électrons de circuler en surface, de la source vers le drain au travers du canal. La caractéristique ID=f(VDS) est celle d’une résistance. Nous sommes dans la zone linéaire. 64 VGSth VGSth Figure c VDS=VDSsat (figure d). L’augmentation VDS entraine l’augmentation de la largeur de la zone de charge d’espace de la jonction N+P entre le drain et le substrat. Elle repousse les électrons du canal diminuant ainsi son épaisseur jusqu’au pincement. Nous sommes en présence du même phénomène que pour le transistor JFET où le courant ID atteint sa valeur limite de saturation. VGSth VGSth Figure d VDS>VDSsat (figure e). Le canal est pincé mais les électrons libres du canal sont injectés dans la zone de charge d’espace puis vers le drain grâce à la présence du camp électrique associé à la tension VDS (même phénomène que celui constaté pour le JFET). L’augmentation de la tension VDS au-delà de VDSsat engendre une très légère diminution de la longueur du canal, donc une légère diminution de sa résistance. Ceci entraine une légère augmentation du courant ID. La caractéristique ID=f(VDS) est celle d’un générateur de courant. Nous sommes dans la zone de saturation. VGSth VGSth Figure e 65 Le raisonnement que nous venons de tenir avec VGS=Cte>VGSth peut être reconduit pour différentes valeurs supérieures à VGSth. La variation de la tension VGS module la quantité des électrons présents dans le canal d’inversion (une augmentation de VGS augmente le nombre d’électrons) ainsi que la largeur de celui-ci. Ceci se traduit par les caractéristiques ID=f(VDS) de la figure ci-dessous, pour différentes valeurs de VGS. La courbe en pointillé représente la tension de saturation VDSsat=VGS-VGSth. VDSsat= VGS-VGSth VGSth VGSth Pour une tension VDS0 supérieure à VDSsat, on en déduit la caractéristique de transfert ID=f(VGS) qui a une allure parabolique et dont l’équation est voisine de : 𝐼𝐷 = 𝐾 𝑉𝐺𝑆 − 𝑉𝐺𝑆𝑡 2 . Où VGSth est la tension seuil permettant la formation du canal. K= constante dépendant du MOSFET. 2) Transistor à effet de champ à grille isolée à appauvrissement (MOSFET à appauvrissement canal N) Le MOSFET à appauvrissement canal N s’obtient en implantant des atomes donneurs dans la zone du canal, à la surface du substrat P, sur une profondeur de quelques centaines de nanomètres. Ce transistor est identique au MOSFET à enrichissement à une opération de dopage supplémentaire. Sans commande, le canal permet la conduction entre drain et source. L’application d’une tension de grille, négative, repousse les électrons du canal (régime de déplétion donc conduction moindre, puis régime d’inversion donc blocage du transistor). 66 L’application d’une tension de grille, positive, repousse les trous du substrat et attire les électrons des zones N+ de la source et du drain (régime d’accumulation donc de conduction plus importante). Les caractéristiques ID=f(VDS) pour différentes tension VGS sont semblables à celles du JFET complétées par des VGS positives. VDSsat= VGS-VGSoff IV) Point de repos et polarisation 1) Point de repos Pour la détermination du point de repos d’un montage à transistor à effet de champ, on procède de la même façon que pour un transistor bipolaire. La différence c’est que IG est nul, il est donc inutile de tracer la droite d’attaque. Considérons le montage utilisant deux sources de tension suivant : RD ID RG VGG VDS VGS VDD Les mailles du circuit nous donnent les deux équations suivantes : 𝑉𝐺𝑆 = −𝑉𝐺𝐺 𝑉 −𝑉 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝐷 + 𝑅𝐷 𝐼𝐷 𝑠𝑜𝑖𝑡 𝐼𝐷 = 𝐷𝐷𝑅 𝐷𝑆 c’est l’équation d’une droite qui passe par les 𝐷 𝐼𝐷 = 0 𝑝𝑜𝑢𝑟 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝐷 𝑉 points cette droite est appelée « droite de charge statique » 𝑉𝐷𝑆 = 0 𝑝𝑜𝑢𝑟 𝐼𝐷 = 𝑅𝐷𝐷 𝐷 Les constructeurs fournissent : - Soit le réseau des courbes caractéristiques 𝐼𝐷 = 𝑓(𝑉𝐷𝑆 ) - Soit les caractéristiques 𝐼𝐷𝑆𝑆 𝑒𝑡 𝑉𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 . 𝑉𝐺𝑆 =𝑐𝑡𝑒 du JFET. 67 On peut donc déterminer le point de repos (ID0, VDS0) avec deux méthodes. a) Méthode graphique : On commence par la construction de la caractéristique de transfert en charge. Cette construction est faite de la même manière que pour un transistor bipolaire. On établi le lieu ID=f(VGS) des points de fonctionnements (intersections des courbes caractéristiques ID=f(VDS) pour différentes tensions VGS avec la droite de charge). ID VGS=0 VDD RD Q Caractéristique de transfert en charge VGS=-1V ID0 Q VGS=-2V VGS=-3V -VGS(V) VDS VGSoff -3 -1 0 VDS0 VDD -VGG Droite de charge statique Le point de fonctionnement dans le réseau de sortie Q, est donné en déterminant le courant ID0 (VGS=-VGG) et VDS0 en faisant la projection sur la droite de charge statique. b) Méthode analytique 𝐼𝐷𝑆𝑆 𝑒𝑡 𝑉𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 Sont connus. On suppose que le transistor fonctionne dans la zone de saturation ( 𝑉𝐷𝑆 ≥ 𝑉𝐷𝑆𝑠𝑎𝑡 ), et on utilise l’équation caractéristique du JFET : 𝐼𝐷 = 𝐼𝐷𝑆𝑆 1 − 𝑉 𝑉𝐺𝑆 𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 2 ; en remplaçant VGS par –VGG on détermine ID0, puis en utilisant l’équation 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝐷 + 𝑅𝐷 𝐼𝐷 on détermine VDS0. 2) Circuits de polarisation a) Polarisation automatique On va utiliser une seule alimentation pour fixer le point de repos. Dans le cas d’un TEC à jonction ou un TEC à grille isolée à appauvrissement, les polarisations de la grille et du drain sont de signes contraires. Le montage utilisé est le suivant : 68 RD ID VDS VDD VGS RG RS Pour ce montage on a : 𝑉𝐺𝑆 = −𝑅𝐷 𝐼𝐷 ; équation de la droite de transfert 𝑉 −𝑉 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝐷 + (𝑅𝐷 + 𝑅𝑆 )𝐼𝐷 𝑠𝑜𝑖𝑡 𝐼𝐷 = 𝐷𝐷 𝐷𝑆 ; équation de la droite de charge. 𝑅𝐷 +𝑅𝑆 Détermination du point de repos graphiquement : ID Droite de transfert VGS=0 VDD RD+RS de pente -1/RS Q VGS=-1V ID0 Q VGS=-2V VGS=-3V -VGS(V) VDS VGSoff -3 -1 0 VDS0 VDD VGS0 Droite de charge statique Pour la détermination analytique, on remplace VGS par –RSID dans l’équation parabolique 𝐼𝐷 = 𝐼𝐷𝑆𝑆 1 − 𝑉 𝑉𝐺𝑆 𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 𝑅𝑆2 𝐼𝐷𝑆𝑆 𝑉𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 2 puis on résout l’équation du second degré suivante : 2 2 𝐼𝐷 + 𝑅𝑆 𝐼𝐷𝑆𝑆 − 1 𝐼𝐷 + 𝐼𝐷𝑆𝑆 = 0 𝑉𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 On rejette une des deux solutions de cette équation car elle sera impossible physiquement. b) Polarisation automatique avec tension auxiliaire On utilise un pont de résistance R1 et R2 69 R1 RD ID VDS VDD VGS R2 RS 𝑅2 𝑉 𝑅1 + 𝑅2 𝐷𝐷 (𝑅𝑆 + 𝑅𝐷 ) 𝐼𝐷 + 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝐷 𝑅𝑆 𝐼𝐷 + 𝑉𝐺𝑆 = Plus la tension auxiliaire du pont est importante plus la polarisation est meilleur. c) Polarisation par source de courant Pour éviter (par exemple) la dispersion des caractéristiques pour un même type de transistor, on doit avoir des montages dont les performances sont peu dépendant des caractéristiques du transistor. RD ID I0 VDS VDD I0 VGS I0 RG RS ID=I0 est fixé par le générateur du courant 𝐼𝐷 𝑉𝐺𝑆 = 𝑉𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 1 − 𝐼𝐷𝑆𝑆 et 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝐷 + 𝑉𝐺𝑆 − 𝑅𝐷 𝐼𝐷 d) Polarisation du NMOS La tension VGS doit être supérieure à la tension de seuil VGSth. Un exemple de circuit de polarisation est donné par la figure suivante : RD ID RG VDS VDD 𝑉𝐺𝑆 = 𝑉𝐷𝑆 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝐷 − 𝑅𝐷 𝐼𝐷 VGS 70 V) Schéma électrique équivalent du FET en régime petits signaux 1) Schéma électrique équivalent du FET en Basses et Moyennes fréquences Le courant drain ID dépend de la tension VGS et aussi légèrement de VDS. Donc si on a des petites variations de ces variables autours du point de repos choisi, on aura : 𝜕𝐼 𝜕𝐼 ∆𝐼𝐷 = 𝜕𝑉 𝐷 ∆𝑉𝐺𝑆 + 𝜕𝑉 𝐷 ∆𝑉𝐷𝑆 𝐺𝑆 𝐷𝑆 𝑠𝑎𝑐𝑎𝑛𝑡 𝑞𝑢𝑒 𝐼𝐷 = 𝐼𝐷0 + 𝑖𝑑 ; 𝑉𝐺𝑆 = 𝑉𝐺𝑆0 + 𝑣𝑔𝑠 𝑒𝑡 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝑆0 + 𝑣𝑑𝑠 ∆𝐼𝐷 = 𝑖𝑑 ; ∆𝑉𝐺𝑆 = 𝑣𝑔𝑠 𝑒𝑡 ∆𝑉𝐷𝑆 = 𝑣𝑑𝑠 On aura 𝑖𝑑 = 𝑔𝑚 𝑣𝑔𝑠 + 𝑔𝑑𝑠 𝑣𝑑𝑠 . Avec : 𝑔𝑚 = 𝑖𝑑 𝑣𝑔𝑠 = 𝑣𝑑𝑠 =0 ∆𝐼𝐷 ∆𝑉𝐺𝑆 𝑉 =𝐶𝑡𝑒 𝐷𝑆 c’est la transconductance du FET(conductance de transfert). 𝑑𝐼 −2𝐼𝐷𝑆𝑆 𝑔𝑚 = 𝑑𝑉 𝐷 = 𝑉 𝐺𝑆 𝑔𝑑𝑠 = 𝐺𝑆 𝑜𝑓𝑓 𝑖𝑑 𝑣𝑑𝑠 𝑣 =0 𝑔𝑠 = 1−𝑉 𝑉𝐺𝑆 = 𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 ∆𝐼𝐷 ∆𝑉𝐷𝑆 𝑉 =𝐶𝑡𝑒 𝐺𝑆 −2 𝐼𝐷 0 𝐼𝐷𝑆𝑆 𝑉𝐺𝑆𝑜𝑓𝑓 Conductance de sortie du FET. De même le courant grille est nul dans le FET, 𝑖𝑔 = 0 On en déduit le schéma équivalent en régime variable basses et moyennes fréquences : id ig id D G G Ig v vgs ds gmvgs gds D vds vgs S S S S 2) Schéma équivalent du FET en régime variable hautes fréquences Pour établir ce schéma on ajoute au circuit précédent des capacités entre les électrodes. G vgs Cgd ig Cgs id gmvgs S gds D vds S Avec : Cgs Capacité de la zone de transition Grille Source. Cgd capacité de la zone de transition Grille Drain. 71 VI) Amplificateurs de Base 1) Amplificateur source commune Pour cet amplificateur, le signal d’entrée est appliqué à la grille, le signal de sortie est pris sur le drain et la source est fixée. RD CL ie is Rg VDD vs RL ve RG CS RS a) Gain en tension de l’amplificateur Le schéma équivalent de l’amplificateur en régime variable basses et moyennes fréquence est le suivant : Rg eg ie ve id vgs RG 1 𝑣𝑠 = − 𝑅𝐷 ∥ 𝑅𝐿 ∥ 𝑔 𝑑𝑠 gds gmvgs 𝑔𝑚 𝑣𝑔𝑠 = −𝑔𝑚 𝑣𝑔𝑠 𝑅 is 𝑒 𝑣 𝑣𝑒 𝑅 =∞ 𝐿 𝑅𝐷 𝑅𝐿 𝐷 +𝑅 𝐿 +𝑔 𝑑𝑠 𝑅𝐷 𝑅 𝐿 𝑅𝐷 𝑅𝐿 Si on néglige gds devant RD, on aura : 𝐴𝑉 = 𝑣𝑠 = −𝑔𝑚 𝑅 A vide ce gain devient : 𝐴𝑉 = vs 𝑅𝐷 𝑅𝐿 𝐷 +𝑅 𝐿 +𝑔 𝑑𝑠 𝑅𝐷 𝑅 𝐿 𝑣𝑠 𝑣𝑒 = 𝑣𝑔𝑠 donc le gain en tension vaut : 𝐴𝑉 = 𝑣 = −𝑔𝑚 𝑅 𝑣𝑠 RL RD 𝑒 𝐷 +𝑅 𝐿 = −𝑔𝑚 𝑅𝐷 b) La résistance d’entrée de l’amplificateur est 𝑅𝑒 = 𝑣𝑒 𝑖𝑒 = 𝑅𝐺 ; la résistance RG a une valeur très élevée. 1 c) La résistance de sortie est 𝑅𝑜 = 𝑅𝐷 ∥ 𝑔 𝑑𝑠 𝑅 = 1+𝑔 𝐷 𝑅 𝑖𝑠 d) Gain en courant de l’amplificateur : 𝐴𝑖 = 𝑖 = e) Limite d’excursion : 𝑒 𝑑𝑠 𝑣𝑠 𝑅𝑒 𝑅𝐿 𝑣𝑒 𝐷 = −𝑔𝑚 𝑅 𝑅𝐷 𝑅𝐺 𝐷 +𝑅 𝐿 +𝑔 𝑑𝑠 𝑅𝐷 𝑅 𝐿 Le point de fonctionnement évolue à partir du point de repos en suivant la droite de 𝑉 𝑉 (𝑡) charge dynamique d’équation: 𝐼𝐷 (𝑡) = 𝐼𝐷0 + 𝑅 𝐷𝑆∥𝑅0 − 𝑅𝐷𝑆∥𝑅 . 𝐷 𝐿 𝐷 𝐿 72 Au blocage 𝐼𝐷 (𝑡) = 0 donc l’amplitude maximale durant l’alternance positive de la tension vds est : 𝑅𝐷 ∥ 𝑅𝐿 𝐼𝐷0 A la saturation, le point de fonctionnement arrive sur la courbe parabolique qui sépare la zone de saturation et la zone ohmique à la limite 𝑉𝐷𝑆 = 𝑉𝐷𝑆𝑠𝑎𝑡 = 𝑉𝐷𝑆0 + 𝑣𝑑𝑠𝑚𝑎𝑥 Donc l’amplitude maximale de l’alternance négative est : 𝑉𝐷𝑆0 − 𝑉𝐷𝑆𝑠𝑎𝑡 . 2) Amplificateur drain commun Le montage de la figure suivante est un exemple d’amplificateur drain commun ie CL is VDD Rg ve RG RS vs RL Le schéma équivalent de l’amplificateur en régime variable basses et moyennes fréquences est le suivant : G ie S gmvgs is vgs Rg RG ve gmvgs RL RS vs eg D gds est considérée comme négligeable dans ce schéma. Gain en tension 𝑅 𝑅 𝑣𝑠 = 𝑅𝑆 ∥ 𝑅𝐿 𝑔𝑚 𝑣𝑔𝑠 = 𝑔𝑚 𝑣𝑔𝑠 𝑅 𝑆+𝑅𝐿 𝑆 𝑅𝑆 𝑅𝐿 𝑣𝑒 = 𝑣𝑔𝑠 + 𝑔𝑚 𝑣𝑔𝑠 𝑅 𝑆 +𝑅𝐿 𝐿 𝑣𝑠 donc le gain en tension vaut : 𝐴𝑉 = 𝑣 = La résistance d’entrée de l’amplificateur est 𝑅𝑒 = 𝑒 𝑣𝑒 𝑖𝑒 𝑅𝑆 𝑅𝐿 𝑅 𝑆 +𝑅 𝐿 𝑅 𝑅 1+𝑔𝑚 𝑆 𝐿 𝑅 𝑆 +𝑅 𝐿 𝑔𝑚 = 𝑅𝐺 ; la résistance RG a une valeur très élevée La résistance de sortie Ro de l’amplificateur est la résistance de Thévenin vue entre les bornes de la sortie. Donc pour la calculer on va débrancher la charge RL, court circuiter l’entrée ve, injecter un courant i à la sortie et mesurer la tension v qui 𝑣 apparaitra aux bornes de la sortie. Ro sera donnée par la relation suivante: 𝑅𝑜 = 𝑖 . 73 G gmvgs S i vgs RG gmvgs v RS D 𝑣 𝑖 = 𝑖𝑅𝑆 − 𝑔𝑚 𝑣𝑔𝑠 𝑎𝑣𝑒𝑐 Soit 𝑖 = 𝑣 1 𝑅𝑆 𝑖𝑅 𝑆 = 𝑅 𝑆 𝑣 + 𝑣𝑔𝑠 = 0 𝑅 + 𝑔𝑚 et 𝑅𝑜 = 1+𝑔 𝑆 𝑅 . C’est une résistance qui est faible. 𝑚 𝑆 Cet amplificateur est utilisé dans l’adaptation d’impédance. 3) Amplificateur grille commune Pour cet amplificateur, l’entrée se fait sur la source, la sortie sur le drain et la grille est fixée. RD CL2 CL1 is Rg ie VDD R L vs eg ve RS 𝑅 𝑅 Gain en tension : 𝐴𝑉 = 𝑔𝑚 𝑅 𝐷+𝑅𝐿 dans le cas où gds est négligeable. 𝐷 𝑅𝑆 Résistance d’entrée : 𝑅𝑒 = 1+𝑔 𝐿 𝑚 𝑅𝑆 faible Résistance de sortie : 𝑅𝑜 = 𝑅𝐷 élevée Comme l’amplificateur base commune, cet amplificateur est rarement utilisé. A cause de sa faible résistance d’entrée et sa forte résistance de sortie. 74 L’AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL I) GENERALITES Un amplificateur opérationnel, en abrégé Ampli-Op. ou plus simplement A.O., est un amplificateur de tension qui tire son nom du fait qu’il permet de faire des opérations analogiques (addition, soustraction, multiplication, intégration, dérivation, etc.). C’est un circuit électronique comprenant une vingtaine de transistors qui grâce aux techniques d’intégration n’occupe qu’un volume réduit. Vu de dessus, un amplificateur opérationnel du type 741 comporte 8 broches (Fig. 1) ; la représentation en schéma électrique ne fait apparaître que les cinq bornes utilisées. +VCC NC S OFFSET NULL +VCC V - - A 741 S V+ OFFSET NULL V- V+ + -VCC -VCC Figure 1 : Représentation d’un amplificateur opérationnel Les bornes +VCC et –VCC permettent de polariser l’A.O., c’est à dire de fournir l’énergie électrique continue qui permet aux transistors internes de fonctionner. Généralement, ces tensions sont égales respectivement à +15V et –15V. Comme tout amplificateur de tension, l’A.O. est représenté par le schéma de la figure 2 : A V Rs Re S - Vs V+ Figure 2 : Schéma équivalent d’un A.O. réel + - Entrées V et V : respectivement appelées entrée non inverseuse et entrée inverseuse ; 75 Re : Résistance d’entrée de l’amplificateur, très élevée (de l’ordre de 10 12 dans le cas du TL081) ; : Tension différentielle telle que : = V - V ; Rs : Résistance de sortie, très faible; A : Gain de l’amplificateur, très élevé (de l’ordre de 105) mais ne peut être considéré comme constant dans la fréquence que dans une plage restreinte (bande passante), s’étalant de la fréquence nulle à la fréquence de coupure fc. Au-delà de fc, le gain A chute typiquement à la vitesse 6dB/octave (Fig. 3). Cependant même à des fréquences très supérieures à fc, le gain A reste suffisamment grand pour que l’amplificateur opérationnel garde ses caractéristiques. Remarque Si à l’aide d’un amplificateur opérationnel aux caractéristiques suivantes : fc=10 Hz et A=106, on réalise un montage ayant un gain en tension G = 5, on montre que ce gain reste constant jusqu’à une fréquence f telle que f.G = fc.A, soit jusqu’à la fréquence f = 2 MHz. On dit que le produit Gain-Bande Passante est constant. + - A|dB Pente de 6dB/octave f fc Figure 3 : Courbe du gain de l’A.O. Slew-rate Une autre caractéristique d’un A.O. est la vitesse maximale d’évolution de la tension de sortie appelée slew-rate : SR= dVS max ; pour un A.O. de type 741 le Slew Rate, SR est de dt l’ordre de 0,5 V/μs. Caractéristiques de l’amplificateur opérationnel idéal Re = ∞ : Les courants des entrées (+) et (-) sont forcément négligeables, aucun courant n’entre dans un amplificateur opérationnel ; 76 Rs : La tension de sortie VS est indépendante du courant de sortie. VS est donc indépendante de la charge. fc = ∞ : Les performances de l’amplificateur opérationnel restent presque les mêmes quelle que soit la fréquence. A = ∞ : C’est la caractéristique la plus importante pour un A.O., en effet : - Si e+ ≠ e- donc si ε ≠ 0, la relation VS = A ε avec A = ∞ donne VS = ∞ Ces valeurs n’ont aucune signification physique car la tension de sortie VS ne peut dépasser la tension d’alimentation fixée à VCC. Pratiquement, la tension de sortie s’arrête au niveau de la tension Vsat qui est la tension de saturation, inférieure à VCC d’environ 1 à 2 V. - En contre partie, si la tension VS reste comprise entre Vsat sans les atteindre, on déduit que ε = 0 et par conséquent V+ = V . Remarque II) - Si le montage réagit de lui-même (par l’intermédiaire d’une contre-réaction) pour maintenir la tension de sortie VS entre Vsat, la tension ε est nulle et l’amplificateur est en fonctionnement linéaire ; - Dans le cas d’une réaction négative ou d’un fonctionnement en boucle ouverte, l’A.O. est saturé et la tension de sortie est telle que : VS = Vsat. APPLICATIONS LINEAIRES L’amplificateur opérationnel est dit en fonctionnement linéaire lorsque sa tension de sortie est proportionnelle à sa tension d’entrée. Ceci n’est possible que dans un domaine de tensions de sortie compris entre Vsat et correspond alors à une tension différentielle nulle ε = 0. Ce type de fonctionnement nécessite une contre-réaction obtenue en établissant une liaison entre la sortie et l’entrée inverseuse. 1) Montage suiveur La façon la plus simple de faire fonctionner un amplificateur opérationnel en mode linéaire consiste à relier directement la sortie à l’entrée inverseuse (Fig. 4) - + Ve Vs Figure 4 : Montage suiveur 77 Si l’on suppose que l’amplificateur opérationnel a des caractéristiques idéales, aucun courant ne circule ni dans l’entrée (+), ni dans l’entrée (-) : - Soit : V+ = Ve V = Vs En mode linéaire : ε=0 Ve = Vs L’intérêt d’un tel montage (de gain unité) réside dans son utilisation comme étage séparateur ou adaptateur d’impédance. 2) Montage inverseur La contre-réaction est assurée cette fois par un réseau de résistances R1 et R2 (Fig. 5), ce qui permet d’obtenir une valeur de gain différente de l’unité. R2 i i R1 - + ve vs Figure 5 : Montage inverseur L’A.O. étant en fonctionnement linéaire, sa tension différentielle d’entrée ε est nulle, les entrées (+) et (-) se trouvent au même potentiel de masse. L’impédance d’entrée de l’A.O. étant supposée infinie, le courant i dans la résistance R1 se trouve donc intégralement dans la résistance R2. ve = R1 i ; vs = -R2 i Le gain en tension du montage s’écrit donc : G Vs R2 Ve R1 Le signe (-) traduit le comportement inverseur du montage qui se manifeste en continu par un changement de signe et en alternatif par une opposition de phase. 3) Montage non-inverseur La contre-réaction étant maintenu sur l’entrée inverseuse, le signal d’entrée est appliqué sur l’entrée non inverseuse (Fig. 6) 78 R2 i R1 i + Vs Ve Figure 6 : Montage non-inverseur En l’absence de courant dans les entrées de l’A.O., le même courant i traverse les résistances R1 et R2 qui constituent un diviseur de tension. Soit : e Vs R1 R1 R2 ; e+ = Ve D’où le gain en tension du montage : G Vs Ve R1 R2 1 R2 R1 R1 Remarque Le gain en tension du montage non-inverseur ne correspond pas rigoureusement au signe près au gain du montage inverseur. La modification apportée dans le circuit de la figure 7 permet d’obtenir cette correspondance : R2 R1 R1 + Vs R2 Ve Figure 7 : Montage non-inverseur modifié e Vs e+ = e - R1 R1 R2 ; e Ve R2 R1 R2 G Vs R2 Ve R1 79 4) Montage soustracteur Si l’on applique simultanément des tensions sur les entrées inverseuses et noninverseuse de l’A.O., on obtint un fonctionnement en soustracteur (Fig. 8) R2 R1 R1 + V1 V2 Vs R2 Figure 8 : Montage soustracteur L’A.O. étant toujours supposé idéal : Son gain infini entraîne ε = 0, soit : e+ = e- L’impédance d’entrée de l’AOP étant infinie, les résistances R1, R2 d’une part et R3, R4 d’autre part constituent alors des diviseurs de tension : On obtient : e V2 e (1) ; R4 R3 R4 Vs R1 V1 R2 R1 R2 A partir de l’expression (1) on tire : V2 R4 Vs R1 V1 R2 R3 R4 R1 R2 Soit : R1 R2 Vs V2 R4 V1 R2 R1 R3 R4 R1 On obtient ainsi un comportement soustracteur, mais avec un terme de gain différent sur chaque entrée. En prenant : R3 = k. R1 R4 = k. R2 On obtient : Vs R2 V2 V1 R1 80