N° d'ordre: 2006telb0016 THÈSE Présentée à l'ECOLE NATIONALE SUPERIEURE DES TELECOMMUNICATIONS DE BRETAGNE en habilitation conjointe avec l'université de Rennes 1 pour obtenir le grade DOCTEUR de l'ENST Bretagne Mention « Traitement du signal et Télécommunications » Par Franck PAYOUX ETUDE DES RESEAUX D'ACCES OPTIQUES EXPLOITANT LE MULTIPLEXAGE EN LONGUEURS D'ONDE Soutenue le 28 Août 2006 devant la commission d'Examen : Composition du Jury - Rapporteurs : Monique THUAL, Maître de Conférences, CCLO/ENSSAT Yves JAOUEN, Ingénieur d'études, GET/Telecom Paris - Examinateurs : Jean-Louis De BOUGRENET de la TOCNAYE, Professeur, ENST Bretagne, Directeur de thèse Philippe CHANCLOU, Ingénieur Recherche, France Télécom Division R&D, Encadrant de thèse Dominique CHIARONI, Ingénieur-Chef de Groupe, Alcatel Research and Innovation Josep PRAT, Professeur, Universitat Politècnica de Catalunya 1 2 Remerciements Je tiens tout d'abord à remercier Jean Louis de Bougrenet de la Tocnaye d'avoir accepté d'être mon directeur de thèse, Stéphane Gosselin et Michel Joindot de m'avoir offert la possibilité d'effectuer cette thèse à France Télécom Division Recherche & Développement, ainsi que Vincent Durel et Anne-Cécile Réau-Thomas de m'avoir donné les moyens dans leurs unités respectives de mener à bien cette thèse. Mes remerciements les plus sincères vont à Philippe Chanclou, qui m'a encadré tout au long de cette thèse et a fortement contribué à ma formation sur les communications optiques et sur le travail en laboratoire. La bonne ambiance dans laquelle nous avons travaillé ensemble sera un souvenir marquant de cette thèse. Je suis particulièrement honoré que Monique Thual et Yves Jaouën aient accepté d'être rapporteurs de ce mémoire de thèse et que Dominique Chiaroni et Josep Prat fassent partie du jury. Je tiens à remercier particulièrement Maryse Moignard avec qui j'ai partagé le bureau durant la majeure partie de cette thèse. Les corrections pour les articles, les remarques pour la rédaction de cette thèse ainsi que les nombreuses discussions que nous avons eues m'auront été d'une aide précieuse. L'excellente ambiance du bureau aura également fortement contribué à ce que cette thèse se déroule bien. Je remercie également Naveena Genay et Julien Poirrier pour leur aide lors de la rédaction des articles en anglais et de la thèse ainsi que pour leur soutien dans le travail et en dehors. Ce travail n'aurait pu être mené à bien sans le prêt par Alcatel-Thales III-V lab du RSOA qui constitue le composant clé de cette thèse. Je remercie donc particulièrement Romain Brenot de nous avoir permis d'utiliser ce composant innovant. Je dois également un grand merci à Thomas Soret qui m'a longuement aidé pour l'obtention des résultats expérimentaux et qui a contribué à ce que la soumission des publications soit un succès. Merci aussi aux différentes personnes de l'URD NOA qui m'ont permis d'acquérir des compétences pointues sur le réseau d'accès au travers des discussions sur le domaine. Merci en particulier à Laurent Guillo pour son aide à la préparation des montages expérimentaux et à Fabrice Bourgart pour les discussions fructueuses qui m'ont permis de cadrer correctement cette thèse. Je dois mes connaissances sur le multiplexage en longueurs d'onde en partie aux personnes travaillant sur le cœur de réseau. Merci donc à Nicolas Brochier, Marc André, Benoît Charbonnier, Erwan Pincemin, Jean-Luc Barbey, Nayla El Dahdah, René Coquillé, qui m'ont également bien aidé lors des travaux en laboratoire. Merci également à tous les stagiaires, thésards et post-doc pour la très bonne ambiance dans laquelle nous avons travaillé et échangé: Annalisa, Anna, Zineb, Thanhnga, Hugues, Roman, Thomas, Jacky, Nicolas, David, Edouard, Hary, Xavier… Et pour finir, un grand merci à mes parents et Carole pour leur soutien tout au long de cette thèse. 3 4 Table des Matières Table des Matières INTRODUCTION ............................................................................................................ 9 1 - Contexte et Etat de l'Art ...................................................................................... 13 1.1 Le réseau d'accès.......................................................................................... 13 1.1.1 Définition, description............................................................................. 13 1.1.1.1 Terminologie du réseau d'accès......................................................... 13 1.1.1.2 Le réseau d'accès et le réseau de collecte......................................... 14 1.1.2 Etat actuel.............................................................................................. 17 1.1.2.1 Accès cuivre....................................................................................... 17 1.1.2.2 Accès sans fil ..................................................................................... 18 1.1.2.3 Accès optique .................................................................................... 18 1.1.3 Architectures de réseau d'accès optique................................................ 19 1.1.3.1 L'architecture Point à Point................................................................. 19 1.1.3.2 Point à multipoint passif : le PON ....................................................... 20 1.1.3.3 Architecture optique avec équipement réseau actif ............................ 22 1.1.3.3.1 Boucle active ................................................................................. 22 1.1.3.3.2 Architecture point à multipoint active ............................................. 23 1.1.4 Perspectives technologiques pour les futurs réseaux d'accès optique ... 25 1.1.4.1 Multiplexage temporel TDM et PON 10 Gbit/s.................................... 25 1.1.4.2 Le multiplexage en longueurs d'onde et PON WDM........................... 26 1.1.4.3 Multiplexage de codes et PON OCDMA............................................. 27 1.1.4.4 Le multiplexage de sous porteuses SCM ........................................... 29 1.1.4.5 Multiplexage statistique et commutation optique ................................ 29 1.2 Architectures avec multiplexage de longueurs d'onde ................................... 30 1.2.1 Utilisation classique du WDM................................................................. 30 1.2.1.1 Point à point dans le réseau de transport ........................................... 30 1.2.1.2 Boucle du réseau de collecte ............................................................. 30 1.2.1.3 Coarse et Dense WDM ...................................................................... 31 1.2.2 Intérêt du WDM dans les différentes architectures de l'accès ................ 34 1.2.2.1 Point à point ....................................................................................... 35 1.2.2.2 Boucle active...................................................................................... 35 1.2.2.3 Point à multi point ou réseau en étoile passive (PON)........................ 35 1.2.2.3.1 PON WDM avec diffusion puis sélection........................................ 37 1.2.2.3.2 PON WDM avec démultiplexage spatial des longueurs d'onde...... 45 1.3 Conclusion..................................................................................................... 52 2 - Mise en œuvre du WDM dans le réseau d'accès optique.................................... 57 2.1 ONU achromatique........................................................................................ 58 2.1.1 Emetteur achromatique.......................................................................... 58 2.1.1.1 Laser accordable ............................................................................... 58 2.1.1.2 Laser sélectable................................................................................. 58 2.1.1.3 Spectrum slicing................................................................................. 59 2.1.1.3.1 Principes ....................................................................................... 59 2.1.1.3.2 Sources large bande modulables .................................................. 60 2.1.1.4 Source laser auto accordable par injection optique ............................ 61 2.1.2 Modulation déportée .............................................................................. 62 2.1.2.1 Principe.............................................................................................. 62 2.1.2.2 Emetteur multi longueurs d'onde........................................................ 63 2.1.2.3 Composants pour modulation ............................................................ 63 2.1.2.3.1 Modulateur à électro-absorption (MEA) ......................................... 63 2.1.2.3.2 Laser Fabry-Pérot verrouillé par injection optique.......................... 64 2.1.2.3.3 RSOA............................................................................................ 66 2.1.2.3.4 Comparatif..................................................................................... 68 2.2 Principales architectures de PON WDM ........................................................ 69 5 Table des Matières 2.2.1 PON WDM gigabit.................................................................................. 70 2.2.1.1 Spectrum slicing................................................................................. 70 2.2.1.2 Modulation déportée avec IL-FP ........................................................ 71 2.2.1.3 Modulation déportée avec RSOA ....................................................... 73 2.2.2 SuperPON ............................................................................................. 74 2.2.2.1 NTT: PON WDM 10 Gbit/s ................................................................. 74 2.2.2.2 BT: agrégation de GPON sur liens DWDM......................................... 75 2.2.2.3 Université de Cork: SuperPON 10 Gbit/s ........................................... 76 2.2.3 PON WDM flexibles en longueurs d'onde .............................................. 77 2.2.3.1 UPC:AWG N vers N ........................................................................... 77 2.2.3.2 SUCCESS ......................................................................................... 78 2.3 Architectures avec remodulation du signal descendant ................................. 80 2.3.1 Modulation de phase PSK sur le signal descendant............................... 80 2.3.2 Modulation de fréquence FSK sur le signal descendant......................... 81 2.3.3 Porteuse RF sur le signal descendant.................................................... 82 2.3.4 Remodulation avec deux niveaux de taux d'extinction ........................... 83 2.3.5 Effacement du signal descendant .......................................................... 84 2.3.6 Modulation "RZ inversé" sur le signal descendant.................................. 85 2.3.7 Fonctionnement en half duplex .............................................................. 85 2.4 Conclusion sur les composants et architectures de réseau d'accès WDM..... 87 3 - Architectures de PON WDM étudiées ................................................................. 97 3.1 Caractérisation du RSOA .............................................................................. 99 3.1.1 Présentation........................................................................................... 99 3.1.2 Gain / puissance de sortie.................................................................... 100 3.1.2.1 Puissance de sortie.......................................................................... 100 3.1.2.2 Gain ................................................................................................. 100 3.1.2.3 Saturation ........................................................................................ 104 3.1.3 Bande passante électrique................................................................... 106 3.1.4 Rapport Signal sur bruit et facteur de qualité Q.................................... 109 3.1.5 Taux d'extinction .................................................................................. 112 3.1.6 Facteur de bruit.................................................................................... 113 3.1.7 Ondulation résiduelle (Ripple) .............................................................. 115 3.1.8 Performance en taux d'erreur............................................................... 119 3.1.9 Conclusion sur le RSOA ...................................................................... 122 3.2 PON WDM avec Remodulation par RSOA .................................................. 123 3.2.1 Description de la technique.................................................................. 123 3.2.2 Résultats expérimentaux...................................................................... 125 3.2.2.1 Configuration DWDM ....................................................................... 126 3.2.2.2 Configuration CWDM ....................................................................... 132 3.3 Architecture de PON WDM avec SLED et RSOA ........................................ 136 3.3.1 Description de la technique.................................................................. 136 3.3.2 Importance du filtrage .......................................................................... 139 3.3.3 Résultats expérimentaux...................................................................... 143 3.3.3.1 Montages expérimentaux avec tension de modulation de 2V........... 143 3.3.3.1.1 PON hybride WDM TDM à 622Mbit/s montant ........................... 143 3.3.3.1.2 PON WDM à 1,25 Gbit/s ............................................................ 147 3.3.3.2 Architecture de PON WDM basé uniquement sur la technique SLED+RSOA, avec tension de modulation de 4V............................................ 150 3.3.3.2.1 Description de l'architecture ....................................................... 150 3.3.3.2.2 Résultats expérimentaux............................................................ 153 3.3.3.2.3 Allocation des longueurs d'onde................................................. 162 3.3.4 Effet de la forme du filtre du multiplexeur ............................................. 163 3.3.5 Apport des codes correcteurs d'erreurs................................................ 166 3.3.6 Conclusion sur les architectures PON WDM avec SLED+RSOAs........ 166 3.4 Agrégation de PON et conversion tout optique ............................................ 168 6 Table des Matières 3.4.1 Architecture de PON WDM-TDM avec conversion de longueur d'ondes 168 3.4.2 Convertisseur achromatique réutilisant la longueur d'onde descendante. 171 3.4.3 Les dispositifs de conversion de 1310 nm vers les bandes C et L........ 172 3.4.4 Dispositifs originaux à base de MEA .................................................... 173 3.4.4.1 Modulation d'absorption croisée (XAM) dans un modulateur à électroabsorption (MEA) fonctionnant à 1550 nm....................................................... 173 3.4.4.2 Modulation de phase croisée (XPM) dans MEA fonctionnant à 1310 nm 177 3.4.5 Conclusion ........................................................................................... 179 4 - Modélisation théorique des Bruits ..................................................................... 185 4.1 Théorie des bruits de détection.................................................................... 185 4.2 Transmissions bidirectionnelles ................................................................... 187 4.2.1 Avantages et effets limitants ................................................................ 187 4.2.2 Rétrodiffusion de Rayleigh ................................................................... 189 4.2.2.1 Niveaux de rétrodiffusion.................................................................. 189 4.2.2.2 Influence sur le taux d'erreur binaire ................................................ 191 4.2.2.2.1 Bruit cohérent .............................................................................. 191 4.2.2.2.2 Bruit incohérent ........................................................................... 196 4.3 Modulation déportée avec gain.................................................................... 198 4.3.1 Limitation due au bruit amené par l'amplificateur ................................. 199 4.3.2 Limite due à la boucle d'amplification avec la rétrodiffusion Rayleigh... 201 4.4 Application théorique sur les architectures de PON WDM étudiées ............. 203 4.4.1 PON WDM avec remodulation du signal descendant........................... 203 4.4.2 PON WDM avec SLED + RSOA .......................................................... 205 4.5 Conclusion................................................................................................... 207 5 - Perspectives ..................................................................................................... 211 CONCLUSION ............................................................................................................ 215 Annexe 1: Emetteurs multi-longueurs d'onde .............................................................. 219 Annexe 2: Calcul de la perte de puissance optique due au passage du spectre d'une source large à travers un AWG ................................................................................... 224 Annexe 3: Etude des limites du spectrum slicing......................................................... 226 Acronymes.................................................................................................................. 236 Publications personnelles ........................................................................................... 239 7 Table des Matières 8 Introduction INTRODUCTION Le réseau d'accès connaît actuellement une évolution très rapide qui accompagne le développement de l'Internet et des services de télécommunication dans le monde entier. En Europe cette évolution est particulièrement visible au travers de l'essor des déploiements xDSL et les débits par utilisateur augmentent de façon très rapide. En 2000 le débit offert ne dépassait pas 512 kbit/s tandis qu'il s'élève aujourd'hui à 18 Mbit/s. La course au débit a été menée jusqu'à maintenant pour des questions de concurrence et de part de marché et les débits offerts étaient donc généralement bien supérieurs aux besoins réels des services proposés. Un tournant est survenu en 2005 avec l'apparition, dans le catalogue des opérateurs, de services audiovisuels: bouquets télévisuels et vidéo à la demande. C'est un tournant dans la mesure où ces services requièrent des débits très importants et nécessitent l'évolution des technologies xDSL et l'introduction de l'optique pour supporter ces services. En effet l'xDSL connaît de fortes limites de portée avec l'augmentation des débits et l'optique est une solution à ce problème. Les réseaux d'accès optiques sont déjà déployés massivement au Japon où 4 millions de foyers sont raccordés en fibre optique ainsi qu'aux USA où les opérateurs ainsi que de nombreuses collectivités locales installent des réseaux d'accès optiques très haut débit. Les USA et l'Asie en général sont de fervents utilisateurs des technologies optiques dans l'accès, tandis qu'en Europe nous assistons seulement aux prémices de déploiements, généralement grâce à des collectivités locales. En France, les réseaux d'accès optiques étaient réservés uniquement aux entreprises ayant besoin de débits symétriques, impossibles à fournir par les technologies xDSL. En 2005 de petits opérateurs ont commencé à proposer des accès fibre dans les immeubles à Paris et France Télécom lance en 2006 une expérimentation pilote FTTH (Fibre To The Home) visant à connecter quelques milliers de foyers à Paris et en région parisienne. Un vecteur important de ce test grandeur nature est la vidéo Haute Définition. En Allemagne Deutsch Telekom a annoncé un investissement massif dans un réseau de fibres optiques et dans des équipements VDSL (Very High Bit Rate DSL) installés près des clients dans le but d'offrir du très haut débit. Quelle que soit la technologie proposée (FTTH ou FTTx + VDSL) la fibre optique se rapproche des utilisateurs et devient indispensable dans le réseau d'accès pour fournir un débit de 100 Mbit/s par foyer permettant de recevoir en simultané plusieurs canaux vidéos Haute Définition, de la vidéo à la demande, des services de visiophonie et téléphonie, des services de jeu en ligne, de l'Internet haut débit et bien d'autres services qui apparaitrons à l'usage. Le facteur économique est prépondérant dans le déploiement de réseaux d'accès optiques et les architectures passives en arbre (PON: Passive Optical Network), permettant de mutualiser une partie de la fibre et des équipements entre plusieurs utilisateurs, sont les solutions retenues majoritairement aujourd'hui. Plusieurs standards PON existent, soutenus par deux organismes de normalisation. Q L'E-PON (Ethernet PON) a été normalisé par IEEE (802.3ah) permettant un débit vers l'utilisateur de 1.25 Gbit/s, partagé typiquement entre 16 ou 32 utilisateurs. Q L'ITU (International Telecommunication Union) propose le B-PON (G983)et le G-PON (G984) permettant un débit maximum de 2.5 Gbit/s vers l'utilisateur, lui aussi partagé entre de nombreux utilisateurs. 9 Introduction Le FSAN (Full Service Access Network) est un organisme de pré-normalisation pour l'ITU, dont fait activement partie France Télécom et qui rassemblent les principaux opérateurs historiques ainsi que des équipementiers. Le FSAN a formé en 2006 un groupe de travail sur la future génération des réseaux d'accès optique dont les caractéristiques seront des distances de transmission plus importantes et des débits plus élevés de l'ordre du Gigabit/s par utilisateur. Deux pistes principales sont envisagées pour obtenir des débits plus importants par utilisateur: Q L'augmentation du débit global à 10 Gbit/s. cette solution est également envisagée par le groupe de travail de l'IEEE avec le 10G-EPON. Q Le recours au multiplexage en longueurs d'onde WDM (Wavelength Division Multiplexing), qui permet d'offrir une alternative à l'augmentation du débit par canal. Il est important pour France Télécom de connaître les avantages et contraintes des différentes technologies à même d'exister dans les prochaines générations de réseau d'accès optique afin d'anticiper et de faciliter la migration future vers celles-ci. Cette thèse porte donc sur l'introduction du multiplexage en longueurs d'onde dans le réseau d'accès optique. Le chapitre 1 décrit tout d'abord le réseau d'accès de façon générale afin de se familiariser avec les termes et les technologies employés. Les architectures de réseaux d'accès optiques déployées sont présentées ainsi que les perspectives d'évolution. La technologie de multiplexage en longueur d'onde est ensuite décrite et l'intérêt de son utilisation dans le réseau d'accès optique est discuté. Le chapitre 2 est un état de l'art détaillé des solutions technologiques qui sont étudiées par les acteurs du domaine pour utiliser le WDM dans le réseau d'accès optique. Les composants et architectures proposés sont soigneusement analysés afin d'en dégager les avantages et inconvénients. Cette analyse permet dans le chapitre suivant de définir des architectures de PON WDM répondant au cahier des charges proposé: 1 Gbit/s par utilisateur et distance de transmission de 20 km à moindre coût. Le chapitre 3 présente les architectures de PON WDM étudiées et réalisées. Le composant clé de l'architecture, qui est un amplificateur optique à semiconducteur réflectif, est d'abord caractérisé puis les résultats expérimentaux obtenus sur les démonstrateurs montées en laboratoire sont présentés et discutés. Une étude sur la conversion en longueur d'onde est également réalisée, liée à un scénario de migration des PON vers les PON multiplexés en longueur d'onde. Le chapitre 4 est une étude à la fois expérimentale et théorique des pénalités dues à la transmission bidirectionnelle sur une seule fibre. Les limites de la modulation déportée sont évaluées théoriquement et une comparaison avec les résultats expérimentaux est réalisée. Une discussion sur les perspectives d'avenir des architectures de réseaux d'accès optiques utilisant le multiplexage en longueurs d'onde conclut ce manuscrit. 10 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Chapitre 1 Contexte et état de l'art 11 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art 12 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art 1 - Contexte et Etat de l'Art 1.1 Le réseau d'accès 1.1.1 Définition, description Cette partie a pour but de présenter le réseau d'accès tel qu'il est aujourd'hui. Un paragraphe sur la terminologie permet de mettre en place les nombreuses abréviations propres au réseau d'accès. L'architecture globale du réseau d'accès et son interfonctionnement avec le réseau de collecte sont décrits. L'évolution du réseau d'accès vers l'optique est ensuite présentée, avec la description des différentes architectures mises en œuvre ou envisagées. 1.1.1.1 Terminologie du réseau d'accès On distingue trois parties principales dans l'architecture du réseau d'accès: le central, le point d'éclatement, le client. Utilisateur PC Utilisateur Central PC Utilisateur Utilisateur Figure 1-1 : terminologie du réseau d'accès Q Architecture cuivre En ce qui concerne le Central, on parle de NRA (Nœud de raccordement d'abonnés) qui désigne une co-localisation de plusieurs équipements que nous ne détaillerons pas dans ce manuscrit. Le central contient, plus particulièrement, le DSLAM (Digital Subscriber Line Access Multiplexer) qui est la partie émettrice des signaux descendants et réceptrice des signaux montants des technologies xDSL. Le point d'éclatement appelé SR (Sous Répartiteur) est usuellement le point d'éclatement des paires de cuivre. Ce point d'éclatement peut être suivi d'autres points de répartition (PC: Points de Concentration) depuis le central. La partie "client" est constituée par le modem (ADSL, data sur RTC, RNIS…). 13 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Q Architecture fibre Dans les réseaux d'accès optique le central contient l'OLT (Optical Line Termination) qui est l'équipement d'émission - réception. Le point d'éclatement contient parfois, dans le cas de l'optique partagée, le coupleur en ce qui concerne les PON actuels ou un élément de multiplexage optique pour un réseau WDM. La partie "client" est généralement appelée ONU (Optical Network Unit), si elle est partagée entre plusieurs clients et suivi d'une transmission secondaire (cas des FTTCab/Curb/Building) ou ONT (Optical Network Termination) si elle est mono-client FTTH. C'est la partie réceptrice des signaux descendants et émettrice des signaux montants. On parle aussi de CPE (Customer Premises Equipment) mais ce terme désigne le module physique de réception situé derrière l'ONT chez le client. 1.1.1.2 Le réseau d'accès et le réseau de collecte Voici un schéma plus détaillé représentant de façon très simple les réseaux de collecte et d'accès avec des indications de distance et de nombre de clients. Cuivre ou optique optique cuivre 625 m SR Switch ATM N2 40 - 400 km Switch ATM N1 NRA 1000 x clients 2.5 km DSLAM SR 10 x SR Figure 1-2 : organisation du réseau d'accès L'infrastructure cuivre se caractérise par une distance moyenne de 3.2 km entre le central et les clients. Le nombre d'clients par NRA varie généralement entre 1000 et 10000, et peut même être encore plus important. Celui-ci est relié en amont à un switch ATM par un lien optique (on ne considère pas les liens de protection) qui, actuellement, est généralement un STM1, c'est-à-dire un flux bidirectionnel de 155Mbit/s, mais qui évolue vers le STM4 (622Mbit/s) et le Giga-Ethernet. Chaque client est relié en point à point au DSLAM situé au NRA par une paire de cuivre. Les paires de cuivre provenant des clients sont d'abord raccordées à des câbles de plus grosse capacité via le point d'éclatement et/ou des sous répartiteurs. Ces paires de cuivre arrivant au NRA sont démultiplexées spatialement puis branchées sur des tableaux qui permettent ensuite de connecter chaque client qui désire l'ADSL, sur un DSLAM. Un DSLAM contient environ 15 cartes pouvant connecter chacune 64 clients (≈ 14 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art 1000 clients). Le DSLAM a pour rôle d'agréger sur un lien optique toutes les données qui lui arrivent par les paires de cuivre. Le switch ATM de niveau 1 peut être co-localisé avec le DSLAM ou bien être distant de quelques kilomètres et les différents switchs d'une région sont reliés à un switch de niveau 2 par agrégation sur un lien ATM, une boucle SDH ou le réseau transport. Dans un futur proche, ces anneaux SDH seront remplacés par des boucles de collecte GigaEthernet puis 10GigaEthernet avec des liens GEthernet entre le DSLAM et le switch GEth. Lannion St Malo St Brieuc Brest Côtes d'Armor Rennes Finistère Lavoisier François Château Quimper Morbihan Légende Brasseur N2 Brasseur N1 Ille-et-Vilaine Lorient Vannes Figure 1-3 : carte du réseau des brasseurs ATM en Bretagne Au niveau de la protection, le lien entre le DSLAM et le switch N1 peut être doublé. Le DSLAM dispose de deux cartes d'émission-réception pour protéger le lien en cas de défaillance d'une carte mais le réseau n'est protégé physiquement (rupture de fibre) qu'à partir du brasseur de niveau 2. Pour l'accès à Internet, les flux IP/ATM issus des brasseurs de niveau 2 et 3 sont ensuite agrégés via un BAS (Broadband Access Server) au niveau du nœud de collecte. Par la suite, le réseau de collecte IP, via les nœuds régionaux et de transit permet l'interconnexion aux nœuds de service et aux nœuds du réseau Internet. La figure cidessous présente une carte typique d'un réseau de collecte IP. 15 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Rouen (GigaPOP) NC Hiérarchie du RBCI NC Caen (GigaPOP) Paris NT NR Brest (POP) NC NC (Noeud de collecte) NC NC NT (Noeud de transit) NR (Noeud régional) Rennes (GigaPOP) Le Mans (POP) NC Orléans (GigaPOP) BAS NR Nantes (GigaPOP) NC Internet NAS NSIP Transpac Equipements de collecte IP NC Tours (POP) RBCI: Réseau de Backbone et de Collecte Internet NAS: Network Access Server NSIP: Noeud de Service IP Figure 1-4 : carte typique du réseau de collecte IP. La figure ci-dessous présente un diagramme schématique des fonctionnalités réseau mises en jeu dans le réseau d'accès et de collecte. IP network BAS Switch N2 Réseau de transport Switch N1 NRA DSLAM Réseau de collecte Figure 1-5 : présentation schématique de l'architecture du réseau d'accès et de collecte. 16 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Les réseaux longue distance de collecte de France Télécom utilisent la fibre optique pour relier les différents sites. Le multiplexage en longueur d'onde (WDM) est couramment utilisé avec des débits de 2.5 et 10 Gbit/s. Ce réseau utilise aussi des fonctionnalités d'insertion et extraction via des MIEs (Module d'Insertion / Extraction) répartis le long des liens WDMs. 1.1.2 Etat actuel 1.1.2.1 Accès cuivre Aujourd'hui l'xDSL est en plein essor et quasiment 100% des foyers français sont raccordables en ADSL à 512kbit/s. La tendance des opérateurs est de délivrer au client le maximum de débit permis par la paire de cuivre. Ce débit est fonction de l'atténuation de la ligne, c'est-à-dire fonction de sa longueur et de sa qualité. Le débit peut donc atteindre respectivement 8 Mbit/s et 18 Mbit/s pour les clients dont le central est équipé de DSLAM ADSL et ADSL2+. Par contre même si l'ADSL quad peut délivrer 30 Mbit/s, le VDSL 50 Mbit/s et le VDSL2+ 100Mbit/s, les distances de transmission à ces débits sont très faibles. Pour avoir 100 Mbit/s par les paires de cuivre, il faudra être très proche du DSLAM (150 ou 200 mètres) ce qui est problématique pour raccorder l'ensemble des clients à ce débit. Seule une faible partie des clients sera donc éligible à ce débit. ADSL Quad ADSL 2+ 30 ADSL Mbps 16 8 0 0 0.5 1 1.5 2 Loop Length (km) 2.5 3 Figure 1-6 : portée des formats ADSL Une solution est d'amener la fibre plus près du client et donc d'ajouter un équipement actif tel qu'un mini DSLAM entre le NRA et le client. Cela consiste à faire du FTTCab/Curb si on amène la fibre jusqu'au SR et du FTTBuilding si le mini-DSLAM se trouve en pied d'immeuble. Un inconvénient du FTTC est la nécessité de nouvelles sources d'alimentation électriques dans les SRs. En pied d'immeuble le problème de l'alimentation ne se pose pas pour la fourniture de l'énergie électrique. Cependant la responsabilité de l'alimentation (compteur) reste ouverte. Une autre solution envisageable pour offrir 100Mbit/s à chaque client, voire plus, est de faire du FTTH, donc des réseaux d'accès tout optique, ce qui ne nécessite plus d'équipement actif entre le NRA et le client, mais des composants optoélectroniques chez le client. 17 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art 1.1.2.2 Accès sans fil Le réseau d'accès sans fil est constitué actuellement par le réseau mobile et les différents standards GSM, GPRS, EDGE, UMTS. Les débits sur les téléphones portables augmentent sensiblement avec la 3G. L'UMTS permet par exemple un accès à 384 kbit/s et les évolutions futures vont vers des débits de 2Mbits/s. Mais un intérêt grandissant se porte sur les standards Wi-Fi et WIMAX. Le Wi-Fi (norme 802.3a,bg) est en train de se démocratiser et constitue désormais une solution de choix pour les réseaux domestiques sans fil. Mais il devient également une solution de réseau d'accès dans certaines villes et surtout dans tous les lieux publics tels que les gares et les aéroports. Les travaux sur la norme sont actifs afin de faire évoluer le débit vers 100 Mbits. Le WIMAX (norme 802.16) permet un débit maximum de 70 Mbit/s sur une distance de 50 km. C'est donc une solution de choix pour connecter les clients isolés qui sont non éligible à l'ADSL et leur fournir du haut débit. 1.1.2.3 Accès optique Pour justifier un débit de 100Mbit/s par client il faut prendre en compte l'arrivée de la télévision haute définition (HDTV) et de nouveaux services consommateurs de bande passante. Un canal HDTV nécessite 20 Mbit/s. Si l'on veut offrir à chaque client 3 canaux HDTV simultanés, un accès internet à 10 Mbit/s, de la bande passante supplémentaire pour de la visiophonie Haute définition, de la vidéo à la demande (VOD), des services de télésurveillance ou de sauvegarde à distance, 100Mbit/s sont nécessaires. Un débit supérieur peut être intéressant en cas de besoin temporaire important. Le service de vidéo à la demande est une application type car deux possibilités s'ouvrent à l'opérateur (ou au fournisseur de service): soit transmettre la vidéo en streaming donc au débit nécessité par le poids de celle-ci pendant le temps de la vidéo, soit télécharger chez le client à très haut débit et lire ensuite la vidéo téléchargée. Cette dernière solution a la particularité de nécessiter une grande bande passante temporairement mais de laisser libre celle-ci pendant le reste du temps. Un accès à 1 Gbit/s a donc un intérêt certain dans ce cas. Ceci est illustré su la photo suivante qui montre un comparatif des temps de téléchargement d'une vidéo de 800Mo avec différents accès internet. Figure 1-7: comparatif des temps de téléchargement d'une vidéo de 800Mo avec différents accès internet [1]. 18 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Le déploiement des réseaux d'accès optique était très limité jusqu'en 2003. Il était cantonné à quelques liaisons point à point pour connecter des entreprises ayant besoin d'une bande passante importante. Le premier véritable déploiement a eu lieu au Japon et son essor continue actuellement à très grande vitesse. Le gouvernement japonais a été l'instigateur de ce déploiement qui vise 30 millions de clients FTTH en 2010. Le PON est l'architecture très majoritairement choisie. Aux Etats-Unis l'autorité de régulation a facilité le déploiement de l'optique en autorisant les opérateurs à ne pas dégrouper tout de suite leur infrastructure optique. Le RFP (Request for Proposal) sur les PON qui a eu lieu en 2005 annonce des déploiements importants de la part des opérateurs tels que Verizon ou SBC. Beaucoup de collectivités locales ont également lancé la construction d'infrastructures optiques pour accélérer le déploiement du très haut débit. En Europe, seuls quelques petits opérateurs tel que Fastweb en Italie ont lancé des déploiements FTTH et les principaux déploiements sont initiés par les collectivités locales, en particulier dans les pays scandinaves. Les opérateurs historiques européens sont au stade de l'expérimentation terrain des réseaux d'accès optiques et attendent la décision des autorités de régulation de les laisser libre de ne pas dégrouper leurs nouvelles infrastructures optiques. L'investissement serait dans le cas contraire beaucoup trop risqué. Les pays émergents comme la Chine et la Corée du Sud connaissent également des déploiements importants de réseaux d'accès optiques. Les fortes densités de population font que la fibre est nécessaire jusqu'à l'immeuble pour pouvoir fournir du très haut débit. Il est à noter que Korean Telecom est le premier opérateur à avoir lancé une expérimentation terrain de PON WDM en 2005. Plusieurs architectures et technologies existent dans les réseaux d'accès optiques et sont décrites dans le paragraphe suivant. 1.1.3 Architectures de réseau d'accès optique Les réseaux d'accès optique actuellement déployés se déclinent sous trois topologies: - le point à point, - le point à multipoints - la boucle 1.1.3.1 L'architecture Point à Point Le point à point est l'architecture la plus simple qui soit en terme de topologie physique puisqu'elle consiste à avoir un lien physique en fibre optique directement entre le central et le client (généralement bi-fibre). La fonction de concentration est assurée par un équipement au NRA NRA ONT OLT Lien optique Figure 1-8 : architecture Point à Point optique 19 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art s Avantages Q C'est une solution universelle qui est aussi bien adaptée au client résidentiel (immeuble ou pavillonnaire) qu'entreprise Q Pas de composant optique entre l'OLT et l'ONT donc le budget optique est optimal et la distance de fonctionnement peut être très grande sans amplification Q Les composants d'extrémité ne requièrent pas de grandes performances donc peuvent être bas coût (utilisation possible de Media Converters pour transformer le signal électrique en signal optique et inversement) Q Le lien peut supporter n'importe quel débit (100Mbit/s à 10Gbit/s) Q La sécurité des données est garantie puisqu'une ou deux fibres sont dédiées à chaque client Q La gestion du réseau est très simplifiée s Inconvénient Q Pas de mutualisation de la fibre Q Encombrement à l'intérieur du central dû au grand nombre de transceivers Q Pas de gestion simple des signaux en broadcast L'architecture point à point est la solution la plus déployée dans le monde et est très majoritairement utilisée pour des clients de type entreprises. Les principaux déploiements pour le résidentiel ont été réalisés dans les pays scandinaves, au MoyenOrient (expérimentation Jordan Telecom en 2004) et au Japon (point à point Ethernet avec Media Converter) Le Tableau 1 présente les principaux industriels pour les solutions Point à Point. Industriel Solution Clientèle Cible Hitachi Pt2Pt Media Converter Résidentiels + Professionnels MRV Pt2Pt Media Converter Résidentiels + Professionnels Packet Front Pt2Pt Routeurs Résidentiels Tableau 1 : Principaux industriels pour les solutions Point à Point 1.1.3.2 Point à multipoint passif : le PON Le PON (Passive Optical Networks) représente la solution Point à Multi-Point optique permettant de mutualiser l'infrastructure entre plusieurs clients. L'élément clé de l'architecture est un coupleur optique passif 1 vers N qui divise la puissance optique vers autant de ports de sortie. OLT Coupleur passif Lien optique NRA Figure 1-9 : Architecture PON 20 ONT Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art La norme ITU-T actuelle la plus avancée concernant les PON, est la série G.984 définissant le GPON (Giga PON) qui utilise un multiplexage temporel (TDM) pour 32 ou 64 utilisateurs qui se partagent le débit de 2.5Gbit/s. La répartition du débit entre les clients peut être fixe ou variable. Dans ce second cas un mécanisme d'allocation dynamique de bande passante (DBA) permet d’allouer pendant un instant un débit supérieur à un client parce que les autres utilisateurs à cet instant précis n'utilisent pas 100% des ressources. La distance de fonctionnement de 20 km est fixée entre le central et le plus éloigné des clients. Les données sont réparties dans les trames temporelles en fonction du destinataire. Chaque ONU reçoit tout le flux d'informations car les données sont diffusées, mais la synchronisation et le codage permettent à chaque ONU de récupérer uniquement les données qui lui sont destinées. Le partage des ressources dans le sens montant s'effectue par le TDMA (Time Division Multiple Access). Chaque client a un intervalle de temps bien précis pour émettre afin de ne pas interférer avec un autre client. Un récepteur en mode rafale est nécessaire à l'OLT. Ce récepteur permet de récupérer et de synchroniser rapidement l'horloge avec les données venant d'utilisateurs situés à des distances différentes, donc avec des phases différentes. De plus le gain de l'amplificateur trans-impédance qui suit la photodiode s'adapte en fonction de la puissance optique reçue, car celle-ci varie à chaque trame en fonction de la distance de l'utilisateur. Cela permet ainsi de modifier le seuil de décision et de récupérer correctement les données Une composante WDM est présente dans les PON puisque le signal descendant est à 1.49µm et le signal montant à 1.3 µm. Ceci dans le cas où la vidéo est diffusé sur IP, car il existe également une option avec un triplexeur en réception à l'ONT pour la diffusion de vidéo sur un canal analogique à 1.55 µm. Néanmoins cette option semble de plus en plus être abandonnée au profit de la vidéo sur IP, ce qui permet de supprimer les composants analogiques plus coûteux. En effet ce type de transmission nécessite une importante linéarité (puissance optique / fréquence) des composants opto-électroniques. Outre le GPON qui utilise un mécanisme d'encapsulation multi protocole (GEM : GPON Encapsulation Method, protocole issu du Generic Framing Protocol), il existe de façon normalisée, le BPON (broadband PON) qui peut transmettre tout service sur une encapsulation de type ATM et l'EPON (Ethernet PON) qui supporte uniquement l'Ethernet. BPON GPON EPON Standard ITU G983 ITU G984 IEEE 802.3ah Descendant: Descendant: Descendant: 1244, 622, 155 2488, 1244 1250 (1000) Débit (Mbit/s) Montant: Montant: Montant: 622, 155 2488, 1244, 622, 155 1250 (1000) Modes de trafic ATM GEM (ATM, Ethernet, TDM) Ethernet Bande passante = débit = débit 1Gbit/s (codage 8B/10B) Nombre de branches 64 max 128 max 16 max Distance "logique" 20 km Longueurs d'onde Budget optique 60 km max, 20 km différentiel Descendant: 1490 nm Video analogique: 1550 nm Montant: 1310 nm 15/20/25/28 dB Descendant: 1490 nm Video analogique: 1550 nm Montant: 1310 nm 15/20/25 dB 10km, 20 km Descendant: 1490 nm Video analogique: 1550 nm Montant: 1310 nm 15/20 dB Tableau 2: récapitulatif des performances des PON normalisés 21 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art L'ensemble de ces solutions présente une architecture passive optique à base d'un coupleur de type de celle qui est schématisée ci-dessous. Le coupleur est achromatique pour permettre une transmission des longueurs d'ondes 1.3, 1.49 et 1.55 µm. Coupleur Achromatique OLT ONU 1 E 1.5µm R 1.3 µm Fibre de transport ONU 32 Fibres de distribution Figure 1-10 : Schématique du GPON s Avantages: Q Structure passive à base de coupleur optique Q Infrastructure partiellement partagée (économie sur la fibre) Q architecture favorable à la diffusion Q OLT partagé (un diplexeur au central pour 32 clients) s Inconvénients: Q budget optique limité par le coupleur dont les pertes sont proportionnelles au nombre de ports Q débit partagé et limité Q synchronisation compliquée pour le sens montant Q sécurité des données en réception car l'ensemble des utilisateurs reçoit l'ensemble du flux émis par le central. Cependant la confidentialité est assurée par un processus de cryptage (G983/G984). Il reste la sécurité du réseau qui peut être mise à mal par injection malveillante de signal perturbateur d'un ONT. Q l'ONU doit fonctionner au débit agrégé (2.5Gbit/s par exemple), qui est très supérieur au débit utile (N fois inférieur). Les principaux déploiements se trouvent en Amérique du nord et surtout au Japon. 1.1.3.3 Architecture optique avec équipement réseau actif 1.1.3.3.1 Boucle active La Figure 1-11 présente le schéma de base pour les architectures de type boucle. Une boucle optique relie plusieurs équipements "actifs" (en FTTB ou FTTC), chaque équipement actif peut ensuite relier ses clients soit en optique soit en cuivre 22 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Point de Division (SR) ONT Lien optique switch NRA Figure 1-11: Schéma de l'architecture en boucle Les solutions des équipementiers, maturité industrielle Le Tableau 3 présente les principaux industriels présentant des solutions de type boucle. Industriel Solution Clientèle Cible Cisco Switchs/Routeurs (Eth/IP) Résidentiels + Professionnels Packet Front Switchs/Routeurs (Eth/IP) Résidentiels Tableau 3 : Industriels Les équipements en pied d'immeuble sont des switch/routeurs avec une interface en Gigabit Ethernet du coté de la boucle et des interfaces 10/100/1000 Base-T ou Gigabit Ethernet optique du coté client. Exemples de déploiements dans le monde L'exemple de déploiement le plus connu est FastWeb (Italie). D'autres exemples de déploiements de type boucle ont été faits en Asie (Corée) ou bien encore dans les pays Scandinaves (architecture similaire à FastWeb). s Avantages: Q Architecture facilitant la protection de lien Q Budget optique aisé Q OLT partagé s Inconvénients: Q débit partagé et limité Q équipement actif Q pas de mutualisation de l'infrastructure 1.1.3.3.2 Architecture point à multipoint active Cette section décrit plus particulièrement les solutions avec un équipement de concentration. On y distingue deux scénarios différents, le premier scénario (FTTH) est tout optique jusqu'au client final alors que le deuxième comprend une partie finale en VDSL (FTTx). 23 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art 1.1.3.3.2.1 Configurations FTTH La Figure 1-12 présente l'architecture générale d'une solution tout optique avec des éléments d'agrégation actifs dans le réseau d'accès. Un lien optique relie le NRA à l'élément actif (cela peut être en FTTB ou FTTC), chaque élément actif relie les clients en optique. Element Actif OLT ON T Lien optique NRA : OLT Figure 1-12: Architecture point à multipoint optique Le Tableau 4 présente les industriels proposant des solutions point à multipoint optique. Industriel Solution Clientèle Cible Hitachi Pt2Pt Media Converter (Eth) Résidentiels + Professionnels MRV Pt2Pt Media Converter (Eth) Résidentiels + Professionnels Ericsson Pt2Pt Routeurs Switchs (Eth) Résidentiels Tableau 4 : Industriels La solution Ericsson permet de desservir du triple play auprès des résidentiels On trouve des routeurs Ethernet au niveau du NRA ainsi qu’en pied d’immeuble. Chez le client il s’agit d’un équipement avec un port optique 100FX côté réseau (100 Mbit/s Fast Ethernet) et 1 ou 4 ports 10/100 Base-T côté client. 1.1.3.3.2.2 Configurations de type FTTx/VDSL La Figure 1-13 présente l'architecture générale d'une solution FTTx/VDSL avec des éléments d'agrégation actifs dans le réseau d'accès. Un lien optique relie le NRA à l'élément actif (cela peut être en FTTB ou FTTC), chaque élément actif relie lui les clients en cuivre. 24 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Optique Cuivre Element Actif OLT NRA : OLT ON T Figure 1-13: Architecture point à multipoint avec VDSL Le Tableau 5 présente les différents industriels présentant des solutions FTTx/VDSL. Industriel Solution Clientèle Cible ECI DSLAM+ Modems (ATM/Ethernet) Résidentiels Alcatel DSLAM+ modems (ATM/Ethernet) Résidentiels Cisco Switchs/Routeurs (Eth/IP) + Modems Résidentiels Tableau 5 : Industriels proposant solutions FTTx/VDSL s Avantages Q Infrastructure partiellement partagée (économie sur la fibre) Q Budget optique aisé (lié à la portée cuivre/optique) Q Migration aisée entre cuivre et optique s Inconvénients Q Partie active dans le réseau (alimentation) 1.1.4 Perspectives technologiques pour les futurs réseaux d'accès optique Les objectifs de débit par utilisateur, de nombre d'utilisateurs, de distance de fonctionnement, de coût de l'architecture vont influencer la technique de multiplexage utilisée pour concevoir l'architecture des futurs réseaux d'accès optiques. De nouvelles techniques de multiplexage seront peut être alors nécessaires. Les paragraphes suivants présentent différentes solutions utilisables pour un accès très haut débit. 1.1.4.1 Multiplexage temporel TDM et PON 10 Gbit/s Le multiplexage temporel est la technique utilisée dans les réseaux optiques passifs actuels. Une évolution logique pour les PON est l'augmentation du débit global à 10 Gbit/s. Ceci est évoqué actuellement au FSAN (Full Service Access Network) qui est l'organisme de pré-normalisation de l'ITU (International Telecommunication Union) ainsi 25 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art qu'à l'IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers) pour la norme IEEE 802.3 EPON. Cette amélioration permettrait de réutiliser l'infrastructure existante et d'augmenter de façon sensible le débit par utilisateur.Dans le sens descendant où le flux de données émis est continu, il est techniquement possible d'obtenir un multiplexage temporel électrique à 10 et 40 Gbit/s. Pour un débit supérieur il faut passer à un multiplexage temporel optique avec des lignes à retard. A partir de 10 Gbit/s, la modulation directe n'est plus possible à cause du chirp des lasers. La solution sera très certainement les lasers à modulation externe (EML: electroabsorption modulated laser), qui sont en fait constitués d'un laser et d'un modulateur à électro-absorption. Pour le sens montant la grande difficulté, outre le prix des lasers et photodiodes à 10 Gbit/s, est la conception du récepteur en mode rafale à 10 Gbit/s à l'OLT. En effet la technique existante à 1.25 Gbit/s n'est plus utilisable et même si un tel récepteur existe déjà (NEL), son coût est prohibitif. En ce qui concerne le budget optique, un laser EML peut avoir une puissance de sortie de 1dBm et la sensibilité des photodiodes à 10 Gbit/s est -17dBm pour une photodiode PIN et -24dBm pour une APD (Avalanche photodiode). En ajoutant 3dB de gain d'un code correcteur d'erreurs (FEC: Forward Error Correction), le budget optique s'élève respectivement à 21dB et 28 dB. Ces 28dB permettraient d'avoir un taux de partage de 16 et une distance de fonctionnement de 20 km [2] Tableau 6: budget optique à 10 Gbit/s [2] Une évolution parallèle à celle de l'augmentation du débit global pourrait aussi être celle du nombre d'utilisateurs. Des travaux sont menés sur des PON 10G avec 1024 utilisateurs [3]. Un taux de partage aussi important implique l'introduction d'amplificateurs optiques entre l'OLT et l'ONU, ce qui est imaginable si la portée est augmentée autour de 100km et qu'il y a fusion entre le réseau d'accès et le réseau métro. Des études sont alors à prévoir pour obtenir des amplificateurs qui fonctionnent avec un trafic en rafales. 1.1.4.2 Le multiplexage en longueurs d'onde et PON WDM Le multiplexage en longueurs d'onde, ou WDMA (Wavelength Division Multiple Access) est basé sur le fait qu'un grand nombre de longueurs d'onde peuvent se propager simultanément dans une fibre sans interférer entre elles (en respectant certaines précautions). Il est donc possible de transporter dans une fibre optique des informations sur des longueurs d'onde distinctes, ce qui permet d'obtenir encore une fois un facteur multiplicatif important entre la capacité du multiplex résultant et la capacité correspondant à un lien porté par une seule longueur d'onde. Un multiplexeur optique permet du côté émission de combiner les différentes longueurs d'onde afin de les injecter dans la fibre, l'opération inverse étant assurée du côté réception par un démultiplexeur (Figure 1-14). 26 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Tx λ2 Rx demux Rx mux Tx λ1 Tx λ3 Rx Rx Tx λ4 Figure 1-14: schéma d'une liaison WDM Une des caractéristiques d’un système WDM est la transparence vis à vis du format des informations véhiculées. Les signaux portés par les différentes longueurs d'onde peuvent en effet être de débits et de formats très variés. Par exemple, une fibre optique peut transporter simultanément de la voix dans des trames SDH, de la vidéo dans des cellules ATM, des données dans des trames IP, ainsi que des signaux portés par des modulations analogiques (QPSK, MAQ …), etc. Cette technique permet de concevoir un réseau évolutif dans la mesure où une l'augmentation du débit global peut être réalisée en rajoutant des longueurs d'onde supplémentaires. Outre l'augmentation de capacité résultant de la mise en œuvre des techniques WDM, celles-ci offrent également des possibilités d'adressage très intéressantes dans le cadre de l'accès. En effet, il est possible par exemple d'affecter une longueur d'onde distincte à chaque client ou groupe de client raccordé à un réseau d'accès optique, l'aiguillage des informations destinées à un client se faisant alors simplement par un élément passif permettant de sélectionner la longueur d'onde correspondante. Il s'agit des PON WDM qui seront détaillées dans un chapitre suivant. 1.1.4.3 Multiplexage de codes et PON OCDMA Cette technique appelée AMRC (Accès Multiple à Répartition de Code ou Code Division Multiplexing Access, CDMA) est très connue dans les systèmes de radiocommunication cellulaires. Le principe de base dans le domaine électrique est de multiplier le signal numérique à transmettre par une séquence de N éléments binaires de durée très inférieure à celle du signal, ce qui a pour effet d'étaler le spectre. A la réception, la multiplication par la séquence identique à celle d'émission restitue le signal d'origine alors que la multiplication par une séquence différente élargira encore le spectre. Pour extraire le signal original un simple filtre passe bas est nécessaire. S'il est possible de transporter sur une fibre optique du CDMA "électrique", il existe aussi un CDMA optique appelé OCDMA. Deux principales solutions sont généralement retenues : l'OCDMA temporel et l'OCDMA en longueurs d'onde [4]. • L'OCDMA temporel (Figure 1-15): la technique consiste à effectuer un codage dans le domaine du temps, en générant des codes constitués de séquences particulières d'impulsions optiques ultra-courtes. La durée correspondant à la période du signal numérique de base est alors découpée en un grand nombre de "slots" temporels, et un élément binaire est transmis sous la forme d'une séquence d'impulsions optiques, chaque impulsion se logeant dans un de ces "slots", la longueur totale de la séquence correspondant au temps-bit. Un dispositif adapté permet en réception d'identifier les 27 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art informations destinées à un utilisateur particulier par reconnaissance de la séquence correspondante. Figure 1-15: OCDMA temporel L'OCDMA en longueur d'onde : dans ce cas, le jeu de codes est un ensemble de signatures spectrales ou, exprimé différemment, une signature correspond à un "codebarres" constitué de raies à différentes longueurs d'onde. Le code peut être généré à l'émission par un ensemble de sources à spectre étroit, qui sont allumées ou non suivant le code à émettre, ou par une source large derrière laquelle est placé un jeu de filtres correspondant aux raies spectrales retenues (Figure 1-16). Figure 1-16: OCDMA en longueur d'onde Il existe également une technique mixte, l'OCDMA hybride, utilisant les deux dimensions; temps et longueurs d'onde (Figure 1-17). En fait, cette configuration peut simplement être une conséquence de la technologie et de l'organisation des modules de codage et de décodage dans le cas de l'OCDMA en longueur d'onde (filtres en cascade ou non), qui impose une dimension temporelle au mode de codage. Figure 1-17: OCDMA Hybride 28 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art L'OCDMA peut être utilisé dans une configuration de PON avec un coupleur N vers N qui diffuse toutes les informations à tout les utilisateurs. Comme pour tous les systèmes diffusés, de type "broadcast and select", chaque utilisateur reçoit l'ensemble des informations véhiculées par le réseau, et sélectionne celles qui lui sont destinées. Si les outils mis en œuvre dans les techniques WDMA permettent un filtrage efficace des données sélectionnées, et un rejet des autres informations, le principe même de l'OCDMA rend cette sélection plus délicate. Pour un utilisateur donné, l'ensemble des informations destinées aux autres utilisateurs constitue un bruit qui vient se superposer au signal correspondant à ses propres données, bruit que l'on appelle Interférence d'Accès Multiple (IAM). L'IAM, qui augmente avec le nombre d'utilisateurs du réseau, va constituer la principale limitation des performances des systèmes OCDMA. Quelque soit l'approche considérée pour l'OCDMA, il est nécessaire de construire un code avec une différence (ou une "distance") entre les mots la plus grande possible, ceci afin d'améliorer l'extraction du signal souhaité parmi le bruit, essentiellement constitué par l'interférence d'accès multiple (IAM) due à la superposition des signaux liés aux différents utilisateurs. Dans le domaine électrique, les signaux peuvent être positifs, négatifs ou nuls, et l'orthogonalité stricte entre les mots de code peut être obtenue. Dans le domaine optique, par contre (et hormis en optique cohérente, trop complexe aujourd'hui à mettre en œuvre dans ce contexte), seul le niveau de puissance lumineuse est détecté et il n'y a donc que des signaux positifs ou nuls. L'orthogonalité stricte ne peut plus être atteinte, et il faut se contenter d'une quasi orthogonalité, moins favorable pour de bonnes performances en décodage. Une des difficultés de la technique réside donc dans l'élaboration de codes permettant d'obtenir les meilleures performances. Les nouveautés technologiques sur l'OCDMA sont la création de réseaux de Bragg avec des discontinuités de phase permettant d'utiliser la phase comme paramètre supplémentaire de codage. 1.1.4.4 Le multiplexage de sous porteuses SCM Le multiplexage de sous-porteuses ou Sub-carrier Multiplexing (SCM) est un multiplexage optique qui permet le passage d'un multiplex RF électrique à un signal optique modulé en puissance. Le laser est modulé directement par le multiplex électrique auquel s'ajoute une intensité continue qui permet d'atteindre le point de fonctionnement. Il est donc possible de transmettre plusieurs signaux optiques sur une porteuse optique et l'intérêt réside dans la simplicité de récupération des signaux puisque de simples filtres électriques sont suffisants après démodulation de la porteuse optique. L'inconvénient est que c'est un multiplexage fragile dans la mesure où le rapport signal sur bruit par porteuse diminue avec le nombre de porteuses et il est de par sa nature (multiplex fréquentiel) très sensible aux non linéarités. Le laser doit donc être exclusivement modulé dans sa partie linéaire. Le SCM est donc une technique de multiplexage intéressante pour transporter des signaux RF sur fibre optique (application avec la technologie ADSL) mais ses capacités en nombre de porteuses sont trop limitées pour penser à adresser un grand nombre d'utilisateurs par allocation d'une fréquence électrique par client. Néanmoins cette technique pourrait être une solution en association avec du WDM. 1.1.4.5 Multiplexage statistique et commutation optique Une voie possible pour répartir les données entre utilisateurs à très haut débit est celle de la commutation optique. Cela revient à faire de l'optical burst switching dans le 29 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art réseau d'accès avec un équipement qui en lisant seulement des entêtes pourrait commuter les ports de sortie afin d'orienter les paquets optiques sans toucher à ceux-ci. Un multiplexage statistique peut alors être utilisé pour multiplexer les données. Ce mode de fonctionnement a le désavantage d'ajouter un équipement actif dans le réseau ce qui n'est pas souhaitable, mais a néanmoins un intérêt dans le cas d'un réseau d'accès plus étendu. 1.2 Architectures avec multiplexage de longueurs d'onde 1.2.1 Utilisation classique du WDM 1.2.1.1 Point à point dans le réseau de transport L'utilisation originale du multiplexage en longueurs d'onde est d'augmenter le débit sur une fibre optique en envoyant simultanément sur celle-ci plusieurs longueurs d'onde. Cette technique permet de garder des interfaces optiques à 2.5 Gbit/s ou 10 Gbit/s mais d'obtenir des débits par fibre pouvant dépasser le Térabit/s lorsque des centaines de longueurs d'ondes sont transmises en parallèle. Le DWDM est largement répandu dans le réseau cœur sur des liens point à point à 2.5 Gbit/s, 10 Gbit/s et même 40 Gbit/s maintenant. L'espacement classique entre canaux est 100 GHz (0.8 nm), ce qui permet sans problème de faire passer du 10 Gbit/s, mais si le débit est de 2.5 Gbit/s et le nombre de longueurs d'onde nécessaire est important, l'espacement peut diminuer jusqu'à 25 GHz, voir 12.5 GHz (même si aucun système n'est implémenté avec de tels espacements). Tx λ1 Rx Tx λ2 Rx Tx λ3 Rx Tx λ4 Rx Figure 1-18: liaison point à point WDM 1.2.1.2 Boucle du réseau de collecte L'architecture des réseaux de collecte peut être du point à point mais est généralement une boucle active avec des circuits de protection SDH. Le WDM se répand de plus en plus dans le réseau de collecte mais le nombre de longueurs d'onde nécessaire est moins important et le CWDM est jusqu'ici privilégié (voir paragraphe suivant pour la distinction CWDM/DWDM). Ce sont des boucles actives, c'est-à-dire des séries de point à point reliant des noeuds avec conversion optique-électrique-optique qui forment une boucle. L'utilisation du WDM est donc exactement la même que pour le réseau cœur c'est-à-dire augmenter le débit total de la fibre, avec les mêmes interfaces. La différence qui apparaît est l'introduction progressive de multiplexeurs à insertionextraction optique (MIEO ou OADM an anglais – optical add-drop multiplexer) qui permettent d'extraire et d'insérer uniquement certaines longueurs d'onde du peigne et de 30 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art laisser les autres traverser le nœud de routage sans être détectées. Ceci donne un degré de transparence et de reconfigurabilité au réseau. Dans ce cas il s'agit d'une véritable boucle et une longueur d'onde peut se propager dans la boucle sans conversion O-E-O. Les données sont multiplexées intelligemment sur les longueurs d'onde de façon à alléger les charges des routeurs. Figure 1-19: boucle de collecte WDM avec MIEO à chaque nœud [5] 1.2.1.3 Coarse et Dense WDM Une des solutions bas coût envisagée pour les réseaux d'accès optiques est l'utilisation du CWDM (Coarse Wavelength Division Multiplexing), c'est-à-dire des canaux WDM espacés de 20 nm, ce qui est un espacement spectral conséquent. Le CWDM est principalement utilisé dans le réseau de collecte tandis que le DWDM est plutôt réservé aux transmissions longues distances pour le moment. L'intérêt du CWDM par rapport au DWDM est que l'espacement spectral important autorise une dérive en longueur d'onde d'émission des lasers ainsi qu'une dérive en fréquence des multiplexeurs. En effet si l'espacement spectral entre les canaux est très fin, le laser doit être régulé en température (et asservi en longueur d'onde avec un wavelength locker), pour pouvoir garder une longueur d'onde d'émission très précise et fixe, car une légère dérive en longueur d'onde ferait changer le canal emprunté dans le multiplexeur. La dérive en longueur d'onde d'un laser DFB est de 0.1nm/°C, ce qui fait qu'une variation de 8° provoque un saut de canal dans une grille DWDM à 100 GHz d'espacement (0.8 nm). Il en est de même pour le multiplexeur qui dans le cas d'un multiplexeur en circuits planaires (AWG: arrayed waveguide grating) est sensible à la température, à cause de la variation des indices de réfraction effectifs des guides optiques qui le composent. La dérive en longueur d'onde d'un AWG en silicium est de 0.01nm/°C. Le CWDM permet donc d'utiliser des lasers non refroidis et beaucoup moins précis ainsi que des AWG athermiques également non contrôlés en température. C'est un grand avantage pour une application à l'accès car le coût du laser à l'OLT et à l'ONU est alors plus faible et il est tout à fait possible de placer le multiplexeur dans un point de répartition sans alimentation extérieure et avec une maintenance réduite. Ce sont des composants bas coûts par rapport au DWDM, ce qui constitue la composante la plus importante pour les réseaux d'accès. Par contre le nombre de canaux est limité du fait de l'espacement. Pour renforcer cette tendance à l'utilisation du CWDM, les fabricants de modules optoélectroniques ont développé des modules "pluggable" qui peuvent être branchés dans des racks Ethernet par exemple et qui sont interchangeables. Ces modules SFP (Small Form-factor Pluggable") bas coûts facilitent la gestion des longueurs d'onde. Ils peuvent intégrer une photodiode PIN ou APD et des lasers FP ou DFB suivant la distance de transmission recherchée. Le laser peut émettre des longueurs d'onde CWDM et même DWDM désormais. Les SFP peuvent être modulés directement à 2.5 31 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Gbit/s. il existe ensuite les XFP (10G small Form-factor Pluggable) qui intègrent un laser EML (electro-absorption modulated laser) qui peut être modulé à 10Gbit/s. Thermal laser drift due to change of temperature (35°C)* 6 nm 3.5 nm Production tolerance 13 nm passband CWDM channel (20 nm grid, ITU-G. 694.2) Figure 1-20 : tolérance sur la dérive en température d'un laser CWDM [13] Adoptée en juin 2002, la "Recommandation ITU-T G 694.2" définit la grille des 18 longueurs d'ondes CWDM normalisées à 20 nm (2500 GHz) d'espacement. Le plan de longueurs d'onde CWDM occupe la totalité du spectre d'émission en couvrant les bandes O, E, S, C, et L, contrairement au plan de longueurs d'onde DWDM confiné aux bandes C et L avec un espacement de 25 GHz (0.2 nm), 50 GHz (0.4 nm),100 GHz (0,8 nm) ou 200 GHz (1,6 nm). Les 18 longueurs d'onde CWDM étant réparties sur tout le spectre de 1270 à 1610 nm, un support de transmission adapté est nécessaire sachant que la fenêtre à 1400 nm (bande E) est inutilisable sur la fibre standard G.652.B à cause d'une forte atténuation due à la présence des ions OH. Il peut donc être intéressant pour un opérateur de déployer la fibre G.652.C, appelée plus couramment "fibre à faible pic OH". La fibre G.652.C offre une bande passante supplémentaire de 200 nm permettant la transmission des 18 longueurs d'ondes CWDM. De plus, cette fibre présente des caractéristiques identiques à celles de la fibre G.652.B en termes de dispersion chromatique. Elle est donc parfaitement compatible avec l'architecture fibre existante et les équipements installés. Figure 1-21 : Grille CWDM spécifiée dans la norme ITU-T G.694.2 32 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art L'inconvénient du CWDM est que ces canaux sont difficilement amplifiables optiquement. En particulier les amplificateurs à fibre dopée Erbium (EDFA: Erbium doped fiber amplifier) qui sont les amplificateurs optiques les plus répandus ne sont pas utilisables dans ces bandes. Aucune technologie actuelle d'amplificateurs n'est capable d'amplifier tout le spectre. Seule une série de 4 amplificateurs optiques à semiconducteurs (SOA: semiconductor optical amplifier) de compositions différentes permettent de couvrir la quasi-totalité du spectre mais avec un gain loin d'être uniforme. Figure 1-22 : Profil spectral du gain typique d'un SOA centré sur différentes longueurs d'onde et adressant ainsi le spectre CWDM entier avec 4 SOAs Pour avoir un gain d'uniformité acceptable sur les 16 longueurs d'onde, il faudrait au minimum 8 SOAs, ce qui réduit considérablement voire complètement l'intérêt du CWDM amplifié par rapport au DWDM amplifié, qui ne nécessite qu'un seul ampli EDFA pour toute la bande C, donc 32 ou 64 canaux. Les prix plus bas des lasers CWDM seraient vite compensés par le prix des nombreux SOAs nécessaires pour l'amplification. Néanmoins des publications [6] relatent la fabrication de SOA ayant un gain de 20 dB sur une plage spectrale de 120 nm et une puissance de saturation de 19 dBm sur cette plage. Trois exemplaires de tels SOA permettraient alors de couvrir tout le spectre de 1300 à 1600 nm. Un aspect important à observer est également les problèmes que peuvent amener l'utilisation de longueurs d'onde très éloignées spectralement, en termes d'atténuation et de dispersion chromatique. En effet si à 1.55 µm on se trouve environ à 0.2 dB/km d'atténuation, il n'en est pas de même aux extrémités de la bande pour lesquels on atteint environ 0.5 dB/km. Cela veut dire que pour une distance de 20 km le bilan de liaison peut varier de 6 dB entre deux longueurs d'onde, ce qui n'est pas négligeable. Le réseau serait alors à dimensionner par rapport au cas le plus défavorable. De même pour la dispersion chromatique, si à 1260 nm, elle est de -5 ps/nm/km, elle monte à presque +25 ps/nm/km à 1620 nm. 33 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Figure 1-23 : Spectre d'atténuation et de dispersion chromatique d'une fibre standard (SMF28) sur la bande 1260nm – 1620 nm. Le problème de l'amplification du CWDM réduit son utilisation aux réseaux d'accès de courtes portées car l'amplification en ligne du CWDM semble compliquée. Dès lors que le nombre de longueurs d'onde nécessaires est important, le DWDM devient incontournable. Selon le nombre de longueurs d'onde et la plage spectrale disponible (bande C ou C+L), l'espacement entre canaux sera plus ou moins grand. Un espacement de 100GHz est commun dans le DWDM. Un espacement plus grand est intéressant (200-400 GHz) pour pouvoir relâcher la contrainte sur la stabilité du laser, tandis qu'un espacement plus faible impose des performances encore plus grandes sur les composants et apporte un coût supplémentaire. Après avoir décrit l'utilisation classique du multiplexage en longueurs d'onde et les particularités du CWDM et du DWDM, nous allons maintenant voir l'intérêt du WDM dans les réseaux d'accès optiques. 1.2.2 Intérêt du WDM dans les différentes architectures de l'accès L'introduction du multiplexage en longueur d'onde dans l'accès est d'abord la réponse à une augmentation des débits et du taux de partage dans le réseau d'accès. Le WDM est une solution qui permet le partage du réseau en utilisant la longueur d'onde comme composante de multiplexage. L'intérêt du WDM n'est plus le simple multiplexage des données sur les différentes longueurs d'onde mais un accès multiple en longueur d'onde qui permet d'adresser des données à un utilisateur en sélectionnant la longueur d'onde adéquate. La propriété utilisée ici étant le fait que les signaux transportés sur différentes longueurs d'onde peuvent être totalement indépendants et de natures différentes sans impact de l'une sur l'autre. Cette souplesse de multiplexage permet de superposer des adressages différents en fonction du type de clients (FFTx), de services (voix, données, vidéo ...), de technologies finales (xDSL, Wireless, Ethernet…). Le WDM permet une transparence aux protocoles et au débit. Néanmoins l'utilité du WDM est à analyser selon le type d'architecture : Point à Point, boucle active, point à multipoint (PON). 34 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art 1.2.2.1 Point à point Dans le cas du point à point à l'accès, l'étude de la technologie WDM a un intérêt minime dans la mesure où l'on est capable de transmettre un débit de 10 Gbit/s sur une longueur d'onde et que ce débit est plus que suffisant pour un seul ONU, même avec un groupe important d'utilisateurs connecté à celui-ci. Une utilisation pourrait être la transmission de différents services sur différentes longueurs d'onde mais cela oblige à augmenter le nombre d'émetteurs à l'OLT, le nombre de récepteurs à l'ONU et à ajouter des multiplexeurs alors qu'il est possible de faire du multiplexage TDM de services sur une seule longueur d'onde. L'étude du WDM sur les liaisons point à point n'a donc que très peu d'intérêts dans un scénario d'accès. Tx λ1 Rx Tx λ2 Rx Tx λ3 Rx Tx λ4 Rx OLT ONU Figure 1-24: WDM sur une liaison OLT-ONU en point à point 1.2.2.2 Boucle active Pour la boucle active, il s'agit en fait d'un point à point entre chaque ONU mais à la différence que le débit global est partagé entre plusieurs ONUs. Ici le WDM pourrait être utilisé mais il s'agit simplement de l'employer comme dans le réseau de transport en répartissant les données sur plusieurs longueurs d'onde. Les équipements (routeurs WDM, MIE, commutateur optique - OXC: optical cross connect) risque d'être coûteux. Les recherches à effectuer sont plutôt du côté des composants d'émission-réception ("pluggable transceivers " bas coût par exemple) ou du coté d'un réseau tout optique de portée étendue regroupant l'accès et la collecte avec donc une boucle sur laquelle se grefferaient des liens en point à point ou point à multipoint. 1.2.2.3 Point à multi point ou réseau en étoile passive (PON) Dans le cas du PON, l'intérêt du WDM est bien plus grand. En effet la limite en débit imposée par le TDM peut être évitée en introduisant le WDM et en affectant par exemple une longueur d'onde par ONU, ce qui revient à faire du point à point virtuel en longueur d'onde. On cumule ainsi les avantages du point à point Q débit de 100 Mbit/s à 2.5 Gbit/s Q couche MAC simplifiée Q pas de problème de synchronisation Q transparence au format des signaux transportés et de la mutualisation de la fibre. De plus Le WDM peut sous certaines conditions permettre Q une plus grande concentration des clients sur un même lien principal 35 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Q une augmentation de la portée Q une augmentation du nombre de clients Par ailleurs le diagnostique de chaque transmission (localisation de panne) est plus aisé que lorsqu'il y a partage de la longueur d'onde puisqu'à chaque longueur d'onde est associé un ONU. L'utilisation du WDM peut donc être de superposer sur un PON Q plusieurs types de signaux, comme des signaux numériques en bande de base, des canaux vidéos RF ou des signaux radio (UMTS, WiFi…) et des les adresser aux ONU visés: un ONT résidentiel, un ONU d'entreprise ou une station de base. Q Des signaux avec des qualités de services ou des débits différents pour mixer sur le même PON des clients résidentiels ou entreprises. Q Des connexions FTTB, FTTC ou FTTH, avec terminaisons xDSL, Ethernet ou optiques. Figure 1-25 : le WDM dans le réseau d'accès 36 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art ONU λ WDMA (Accès multiple en longueurs d'onde) λ1 temps λ temps tim e ONU λ λ2 .Fibre de transport . temps … OLT Coupleur ou multiplexeur ONU λ λn temps Figure 1-26 : Fonctionnement schématique de l'accès multiple en longueurs d'onde Le PON WDM a généralement une architecture en arbre telle que présentée sur la Figure 1-26 . Il existe des nuances et des variantes de PON WDM, tout d'abord au niveau du composant de répartition qui peut être un coupleur ou un multiplexeur, ce qui donne des particularités différentes à l'architecture. Il existe principalement deux techniques de PON WDM, l'une utilisant un coupleur comme composant de répartition et faisant ce qu'on appelle du "broadcast and select" (diffusion puis sélection), l'autre utilisant un multiplexeur et faisant appel à du démultiplexage spatial. Ces deux techniques sont détaillées ci après. 1.2.2.3.1 PON WDM avec diffusion puis sélection 1.2.2.3.1.1 Principe L'intérêt principal de cette architecture appelée généralement "broadcast and select" est qu'elle est une évolution aisée de l'architecture des PON actuels. Le composant principal qu'est le coupleur 1xN est conservé. Il permet de diffuser toutes les longueurs d'onde émises par le central à tous les clients ("broadcast"). Ensuite il s'agit à chaque ONU de filtrer correctement pour ne recevoir que les données qui lui sont destinées ("select"). L'inconvénient est qu'il faut autant de filtres différents que de clients raccordés au coupleur. Une solution plus souple est d'avoir un filtre accordable chez chaque client, et d'accorder la longueur d'onde de filtrage correctement à distance. Ceci permet d'avoir des modules identiques à l'ONU, ce qui est favorable à la production de masse et à une baisse des coûts. 37 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Avantages: - le coupleur est un composant passif peu cher (par rapport à un multiplexeur) et est déjà le composant principal des autres alternatives PON, ce qui peut donc favoriser son utilisation dans les réseaux WDM - compatible avec une migration à partir d'une architecture PON TDM - l'intérêt de la diffusion est toujours présent - architecture très flexible et favorable à la reconfigurabilité Inconvénients: - les pertes du coupleur sont proportionnelles au nombre de ports N: les pertes en décibel valent 10log(N), ce qui donne le tableau suivant Coupleur Pertes 1x2 3 dB 1x4 6 dB 1x8 9 dB 1x16 12 dB 1x32 15 dB 1x64 18 dB 1x128 21 dB A ces pertes, fonction du partage, il faut rajouter les pertes intrinsèques du coupleur, les pertes dues à la fibre (20 km équivalent environ à 5 dB), les pertes des filtres optiques (0,5 à 7 dB suivant la technologie employée, la forme du filtre, sa largeur à 3 dB, s'il est accordable ou non), les pertes des multiplexeurs à l'OLT ainsi que les pertes des soudures et connecteurs (1 à 2 dB). Ce budget de liaison fait qu'il est difficile de dépasser 64 ONUs par PON comme dans les PONs TDM. - La diffusion impose l'utilisation d'un cryptage des informations pour préserver la confidentialité des données, tout comme dans les PON TDM Le filtre accordable peut amener une possibilité de reconfiguration mais pour un coût assez élevé actuellement. La Figure 1-28 illustre le fonctionnement du sens descendant d'un PON "broadcast and select". Auparavant la Figure 1-27 illustre le code de couleurs utilisés pour les multiplexeurs dans les dessins suivants. Mux/demux Bande O : 1.3µm Mux/demux Bande C : 1.55µm Mux/demux large Bande O/C : 1.3µm/1.55µm ("Coupleur WDM") Figure 1-27 : codes couleur des multiplexeurs utilisés dans les schémas 38 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art λ1 Filtre 1 λ1 à λN ONU 1 x 32 λN λ1 à λN Filtre N Coupleur 1xN ONU N Figure 1-28 : schéma du sens descendant d'un PON "broadcast and select" 1.2.2.3.1.1.1 WDM descendant / TDM montant Si l'on considère un débit asymétrique donc un débit plus faible de l'ONU vers le central (montant), on peut avoir un accès multiple en temps (TDMA) dans le sens montant et donc émettre sur la même longueur d'onde à partir de chaque ONU. Cette solution permet de garder la technique déjà utilisée et éprouvée dans les PON actuels TDM et d'avoir toujours des modules d'émission identiques (laser FP ou DFB à 1.3µm). Pour le sens descendant, l'utilisation d'un peigne de longueur d'onde permet d'allouer une ou plusieurs longueurs d'onde à un utilisateur. Une solution pour un démultiplexage moins coûteux entre les canaux descendants et montants, est d'utiliser la bande C (1530-1560 nm) pour les flux descendants et λ0 à 1310 nm pour le flux montant. La séparation des signaux ne nécessite qu'un multiplexeur 1.3 µm / 1.5 µm. A noter qu'un filtre en longueur d'onde est toujours nécessaire pour chaque utilisateur. Filtre 1 λ1 à λN R λ0 E λ0 λ0 x 32 λ1 λ0 λ1 à λN Coupleur 1xN λ1 à λN Filtre N λN ONU 1 E ONU 32 Figure 1-29: "broadcast and select" WDM descendant / TDM montant" 1.2.2.3.1.1.2 WDM dans les 2 sens Il est possible d'allouer une longueur d'onde montante par client pour avoir une capacité plus importante pour le flux montant et simplifier les problèmes de synchronisation apportés par le TDMA. A chaque ONU est associé deux longueurs 39 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art d'onde. Deux bandes de longueurs d'onde sont alors utilisées pour séparer les flux montants et descendants: bande O et C par exemple comme dans la Figure 1-30. Filtre 1 λ1 à λN λX ONU 1 E λX λx à λy λY x 32 λ1 λN λ1 à λN Coupleur 1xN Filtre N λY λ1 à λN E ONU 32 λ λ1 à λN λX à λY Figure 1-30 : "broadcast and select", 2 longueurs d'onde par client Plusieurs solutions pour l'émission sont possibles: o Un émetteur fixe avec une longueur d'onde différente par ONU. L'inconvénient est que c'est une solution figée et il faut à chaque fois des lasers différents o Une solution plus souple est obtenue avec un laser accordable permettant d'avoir des modules identiques mais plus coûteux o Une solution équivalente et potentiellement moins chère est de réutiliser une longueur d'onde descendante (celle qui transporte le flux descendant ou bien une seconde longueur d'onde qui fait office de porteuse non modulée), ce qui rend le module à l'ONU indépendant à la longueur d'onde. [L'intérêt de réutiliser la même infrastructure pour les flux montants et descendants se comprend par l'économie réalisée en terme de composants et de fibre mais un fort inconvénient est présent: le passage par le coupleur, qui fait office de multiplexeur, entraîne des pertes de puissance importantes pour chaque canal (10 * log N pour un coupleur 1 x N, ce qui donne 15 dB pour un partage entre 32 utilisateurs). Le budget de liaison est donc très affecté par le passage dans le coupleur, ce qui empêche le développement de cette architecture pour des distances plus importantes et pour un plus grand nombre de clients, sans l'utilisation d'amplificateurs optiques. Si l'on voulait par exemple utiliser une porteuse émise du central pour le flux remontant, il faudrait compter avec une perte de 30 dB, rien que pour le double passage dans le coupleur.] 40 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art 1.2.2.3.1.2 Composants requis Q Coupleurs optiques Le composant de base est le coupleur optique déjà utilisé dans les PON classiques. L'avantage du PON WDM est qu'il n'utilise pas forcément la longueur d'onde de 1.3µm et les caractéristiques du coupleur telles que les pertes et leur uniformité sur la bande d'utilisation peuvent être restreintes aux bandes C et L. les caractéristiques voulues sont donc plus faciles à obtenir. L'inconvénient du coupleur reste les pertes qui affectent de façon très importante le budget de liaison. Les pertes s'élèvent à 10 * log N pour un coupleur 1 x N, ce qui donne 15 dB pour un partage entre 32 utilisateurs. Le passage à des taux de partage plus importants est donc très limité. Cette solution s'adresse donc à des configurations avec un faible taux de partage et éventuellement un haut niveau de reconfigurabilité. Le réseau domestique à très haut débit ou le réseau local d'entreprise peut donc être une application intéressante. Q Lasers et filtres accordables La reconfigurabilité s'accompagne de composants accordables aux extrémités: lasers et filtres accordables. Le fait de pouvoir émettre à des longueurs d'onde différente peut être utilisé pour choisir le destinataire ou le service transmis. Une application possible est un réseau local avec un coupleur N vers N où des circuits privés virtuels peuvent être créés en réglant les longueurs d'onde d'émission réception de chaque ONU. Plusieurs PON TDM peuvent d'ailleurs être implémentées avec cette technique sur la même infrastructure (Figure 1-31). Coupleur NxN ONU 1 ONU 5 ONU 2 ONU 6 ONU 3 ONU 7 ONU 4 ONU 8 Figure 1-31: schéma d'architecture broadcast and select avec réseaux privés virtuels constitués en longueurs d'onde. Les ONU 1,7 et 8 sont sur le même réseau, connectés avec la longueur d'onde rouge, les ONU 2 et 6 communiquent par la longueur d'onde bleue et les ONU 3, 4 et 5 par la verte. Les filtres et lasers sont accordés à cet instant pour créer ces réseaux privés sur une infrastructure partagée. La même technique peut être utilisée pour faire véhiculer différents signaux sur un réseau local. Par exemple la longueur d'onde 1 transporte alors un flux vidéo TV vers l'ONU1 qui est une "set top box", la longueur d'onde 2 est utilisée pour la VOD, la 41 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art longueur d'onde 3 pour le signal issu des webcams de télésurveillance, la longueur d'onde 4 pour l'Internet partagé entre plusieurs ordinateurs et la longueur d'onde 5 pour la VoIP avec une très grande QoS. Chaque ONU peut alors être reconfiguré pour non plus recevoir un flux vidéo mais de l'Internet, voire recevoir les deux simultanément en commutant de longueur d'onde très rapidement. Les études importantes sur ces applications se situent au niveau des protocoles pour gérer les changements de longueurs d'onde. Au niveau de la vitesse de reconfigurabilité nécessaire, il faut distinguer deux cas o le cas où un dispositif accordable est utilisé pour fixer la longueur d'onde pour un temps plutôt long. La vitesse d'accordabilité peut alors être faible, c'est-à-dire supérieur à la milliseconde. o Le cas où l'accord en longueur d'ionde doit être réalisé à chaque trame. La vitesse de commutation doit alors être très rapide, de l'ordre de la micro seconde. En ce qui concernent les composants eux-mêmes, ce qui accordable est encore coûteux et les lasers et filtres accordables sont donc difficilement utilisables dans le cadre des réseaux d'accès. Néanmoins plusieurs technologies sont étudiées et le plus souvent au stade de la recherche. Certaines technologies (barrette de DFB et SG-DBR) apparaissent timidement en phase d'industrialisation pour une utilisation dans les réseaux cœur et métro. Un état de l'art des principaux types de lasers accordables est présenté ici. o Barrette de DFB avec accord thermique La longueur d'onde émise par un laser DFB augmente avec la température de la puce d'environ 0.1 nm par degré Celsius. Par conséquent, une plage spectrale de 4 nm peut être balayée en faisant varier la température de 40°C. Les solutions commerciales utilisent majoritairement des barrettes de 8 à 12 diodes avec un espacement des réseaux de Bragg propres à chacune espacés d'environ 2.5 à 3 nm et intégrées avec des guides optiques et un MMI (multimode interferometer) ce qui permet par exemple d’obtenir 135 canaux espacés de 100GHz couvrant la grille ITU [7]. Il suffit ensuite de sélectionner électriquement le bon DFB (et d'éteindre les autres) et la bonne température pour obtenir la longueur d'onde désirée en sortie. Figure 1-32: schéma d'un laser accordable à base de DFB 42 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Bien qu'elle nécessite plusieurs diodes lasers, cette technologie de laser accordable est actuellement la moins coûteuse du fait de la maturité et de la production de masse des DFB. Les barrettes peuvent aussi utiliser des miroirs MEMS pour remplacer le MMI pénalisant les performances optiques et permettant de sélectionner la longueur d'onde avec des temps de réponse de l'ordre de la seconde. [8] o Lasers à cavité externe Le principe est ici de modifier mécaniquement la longueur de la cavité externe pour faire varier la longueur d'onde. On distingue deux catégories de dispositifs. Les lasers à cavité externe dont le milieu amplificateur est constitué d'une diode semi-conductrice à émission latérale de forte puissance. Le faisceau émergent est concentré puis diffracté sur un réseau externe, la longueur d'onde étant fixée par l'angle d'incidence et la longueur de la cavité que l'on fait varier en même temps que l'angle d'incidence [9]. Les résultats sont performants avec des temps de commutation de 15 ms et une bande accordable de 40 nm. La puissance par raie est de 10 mW. La difficulté majeure que rencontrent ces dispositifs pour une production de masse est leur relative complexité de réalisation Le second dispositif est un VCSEL surmonté d'un MEMS qui fait office de miroir supérieur, réglant la longueur de la cavité résonante [10]. Les problèmes de faible puissance optique de sortie sont en passe d'être résolus mais subsistent les lenteurs de commutations et l'aspect reproductibilité et fiabilité de ces dispositifs. o Laser DBR accordable de type SG-DBR et SSG-DBR La structure la plus simple du laser DBR (Distributed Bragg Reflector) ne comporte que trois zones distinctes: la zone active, la zone de phase et la zone de Bragg [11]. Le contrôle de ces trois zones électriquement permet déjà d'obtenir une accordabilité de 16 nm, avec un contrôle grossier de la longueur d'onde grâce au courant injecté dans le réseau de Bragg et un contrôle fin grâce au courant injecté dans la zone de phase. Les lasers SG-DBR pour Sampled Grating Distributed Bragg Reflectors présentent une section de gain et de phase située entre deux sections de réseaux échantillonnés dont les coefficients de réflexion présentent des maxima répartis périodiquement dans le spectre [12]. La Figure 1-33 montre le schéma d'un laser SG-DBR [13]. Figure 1-33: schéma d'un laser accordable SG-DBR Il en est de même avec les réseaux dits à superstructure (SSG-DBR pour SuperStructure Gratings-DBR) pour lesquels les deux réseaux placés de part et d'autre des zones de gain et de phase ont des périodes spectrales très légèrement différentes 43 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art tout en présentant des pics communs si l'on modifie les indices par injection dans un seul ou dans les deux réseaux simultanément [14]. Ces lasers complexes permettent d'obtenir de très bonnes performances en termes de plage spectrale d'accordabilité puisqu'elle atteint 72 nm soit 180 canaux ITU espacés de 50 GHz et en termes de temps de commutation intrinsèque (inférieure à la µs et performances labo autour de 10ns) mais les interfaces électroniques de contrôles sont actuellement à l'origine de la limitation en vitesse de commutation. Le contrôle fin de nombreux courant électriques s'ajoutent à la complexité de réalisation du composant, ce qui le rend cher à produire et difficilement abordable pour le réseau d'accès. Le développement des lasers accordables est rapide mais la complexité et donc le prix restent importants. Pour le moment ce prix est prohibitif et il est impensable d'imaginer à court terme des lasers accordables chez le client. Mais les futures innovations iront dans ce sens. Au niveau des filtres accordables il y a eu peu de progrès depuis les 10 dernières années et le tableau suivant issu d'une publication de 1998 [15] est encore valable aujourd'hui. Les différentes technologies sont: Q Fabry-Pérot à cristaux liquides (LC-FP) Q Fabry-Pérot semiconducteur avec micro déplacement des miroirs par changement de température ou par force électrostatique (micromachine FP) Q Interféromètre de Mach Zender (MZI) Q Réseau de Bragg (FBG) Q Filtre acousto-optique (AOTF) Q Filtre électro-optique (EOTF): modification de l'indice de réfraction d'une cavité par un champ électrique Q Multiplexeurs (AWG) Q Filtres actifs (active filter): le fonctionnement d'un FP, d'un DFB ou d'un DBR en dessous de son seuil produit un filtre avec du gain Q Micro-résonateur en anneau (ring resonator) Les paramètres importants sont: Q Les pertes d'insertion Q L'isolation entre canaux afin d'avoir peu de diaphonie des canaux adjacents (au moins 25 dB sont requis) Q La plage d'accord afin de pouvoir commuter sur un bon nombre de longueurs d'onde (30 nm sont appréciables) Q La vitesse d'accord: la µs est nécessaire pour la commutation de paquet 44 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Type Pertes d'insertion Espacement des canaux/ isolation Bande passante optique (3dB) Plage d'accord Vitesse d'accord FFP 2 dB 2 nm/30 dB <0.5 nm ~10 nm ms LC-FP 3 dB 2 nm/30 dB <0.5 nm ~50 nm µs FP 1 dB 2 nm/30 dB <0.5 nm ~60 nm 100 µs MZI LiNbO3:19dB Silica: 1dB 0.4nm/22 dB <0.2 nm ~40 nm 50 ns FBG 0.1 dB 1.6nm/22 dB <0.2 nm <10 nm 2 ms AOTF 4 dB 4 nm/30 dB ~1.5 nm >60 nm µs EOTF 4 dB 4 nm/25 dB ~1.5 nm ~50 nm ns AWG 8 dB 0.8nm/30 dB <0.2 nm ~40 nm 10 ms filtre actif Gain possible <0.1 nm/30 dB <0.1 nm <5 nm ns Ring resonator 3 dB 2 nm/30 dB ~0.2 nm 25 nm ms Micromachine mécanisme Piézoélectrique Orientation des cristaux Micromécanique Electrooptique Température/ étirements Acoustooptique Electrooptique Thermooptique Injection de courant Température Tableau 7: résumé des technologies de filtre accordable et de leurs caractéristiques Ce tableau montre qu'il est très difficile d'avoir à la fois de faibles pertes, une grande plage d'accord et une vitesse d'accord rapide. L'accordabilité mécanique ou thermique est très limitée en vitesse d'accordabilité tandis que q'une grande partie des techniques imposent des pertes d'insertion plutôt importantes (4dB). Les recherches s'orientent vers des solutions intégrables comme les micro-résonateurs dont les performances en temps de commutation pourraient atteindre la dizaine de nanosecondes. Actuellement les technologies utilisées commercialement sont les filtres interférentiels diélectriques et les filtres Fabry-Pérot, qui sont classiquement utilisées en tant que filtres fixes, et les prix sont encore au dessus de 2000€. 1.2.2.3.2 PON WDM avec démultiplexage spatial des longueurs d'onde 1.2.2.3.2.1 Principe Le composant qui effectue la répartition des flux descendants n'est pas un coupleur mais un démultiplexeur qui va orienter chaque longueur d'onde vers l'ONU correspondant. 45 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art λ1 Rx1 Tx1 Tx'1 Rx'1 λN TxN Rx'N RxN Tx'N feeder OLT ONU SR Figure 1-34 : schéma global de l'architecture à aiguillage en longueur d'onde Le principe de cette technique consiste d'abord à multiplexer les longueurs d'onde descendantes à l'OLT et à les faire se propager sur la fibre principale ("feeder") jusqu'au sous répartiteur. Dans celui-ci un démultiplexeur sépare les longueurs d'onde et envoie chacune d'elle vers l'ONU qui lui correspond, qui reçoit donc uniquement ses données. Il s'agit d'une architecture en arbre. Pour le sens montant, chaque client a un laser de longueur d'onde différente qui correspond au port du multiplexeur (au SR) sur lequel il est connecté. Tous les signaux montants sont multiplexés puis envoyés sur la fibre principale et démultiplexés à l'OLT. Avantages : - - - le récepteur est le même chez chaque client (un seul filtre large bande, 1.3µ/1.5µm par exemple, est nécessaire pour séparer les longueurs d'onde montante et descendante) la confidentialité des informations est élevée dans la mesure où le client ne reçoit que les informations qui le concernent. Il faut quand même apporter une nuance car il existe une diaphonie entre canaux WDM, donc un client reçoit une faible puissance de la longueur d'onde voisine mais celle-ci est généralement 25 à 30 dB inférieure à la puissance du canal principal. La récupération illicite de ces données est donc très difficile. pertes optiques du multiplexeur fixes, liées à la technologie et indépendantes du nombre de ports. Si l'on veut augmenter le nombre de ports à 64 ou 128, s'il s'agit d'un coupleur, les pertes optiques de celui-ci vont devenir trop importantes pour l'architecture tandis qu'avec un multiplexeur il n'y a pas plus de pertes qu'avec un composant à 16 ports. Pour un AWG les pertes sont de l'ordre de 3.5 à 5 dB et le nombre de ports peut monter jusque 80 et au-delà s'il existe un besoin. Inconvénient: - Prix du démultiplexeur. Le prix se compte par canal et diminue régulièrement au fur et à mesure que les volumes de production augmentent. Cette baisse est particulièrement visible au niveau de la technologie en circuits planaires, où le prix par canal était de 100$ en 2004, 80$ en 2005 et est descendu à 20$ en 2006 [16]. Cette baisse très importante permet de se rapprocher du prix des coupleurs optiques qui sont environ de 10$ par port. 46 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art - Solution figée. Lorsqu'un client est connecté à un port du multiplexeur, une longueur d'onde lui est attribuée physiquement et il est impossible d'en changer à moins de le brancher sur un autre port. 1.2.2.3.2.2 Composants requis Q Lasers Si pour les PON TDM classiques, le laser Fabry-Pérot est de mise car très bas coût, il est inutilisable pour un PON WDM car trop large spectralement. Si on considère un PON WDM avec 32 longueurs d'onde, on peut choisir un espacement entre canaux de 100 GHz ou 200 GHz et dans ce cas il faut absolument des lasers DWDM, c'est-à-dire DFB. Les VCSELs ne sont pas encore matures à 1.55µm et n'existent pas encore pour le DWDM. Q Multiplexeurs Il existe deux méthodes principales pour séparer plusieurs longueurs d’onde véhiculées dans une même fibre, le filtrage séquentiel ou la diffraction. Aujourd’hui, quatre technologies basées sur un de ces deux principes semblent prédominer: - optique diffractive en espace libre (bulk optic) - filtres interférentiels en couches minces (TFF) - filtre de Bragg sur fibre (FBG) - Phasar planaire en silice sur silicium (AWG: Arrayd Waveguide grating) Des composants à 100 GHz ont déjà été réalisés avec ces quatre méthodes. Pour les comparer, on utilise les critères suivants : - pertes d’insertion - isolation optique ou cross-talk - séparation spectrale - sensibilité à la polarisation - limites technologiques - coût du marché /canal En fait pour un nombre important de longueurs d'onde (>16) le filtrage séquentiel n'est pas utilisable et seuls les AWG et les réseaux diffractifs massifs sont à même de réaliser cette fonction. Leurs caractéristiques sont assez semblables: pertes d'insertion inférieures à 5 dB, isolation supérieur à 25 dB, espacement de 50 GHz voire 25 GHz, faible dépendance à la polarisation (0,5 dB). Mais les AWG ont l'avantage d'être des composants planaires silice sur silicium (parfois avec polymère) et de profiter de l'expérience de la microélectronique pour la réalisation. De nombreuses études sont en cours pour utiliser des guides d'indice de réfraction plus important afin de réduire les rayons de courbures et ainsi réduire l'encombrement des AWG. Cela permet de fabriquer plus de composants sur un wafer et donc de réduire les coûts. Le coût par canal d'un AWG diminue très rapidement car sa fabrication permet une production de masse. Les multiplexeurs en "bulk" sont athermiques mais les AWG le deviennent également en modifiant localement la nature des guides optiques. L'idée est en fait d'insérer dans les différents guides de l'AWG un matériau tel le gel de silicium, qui a un indice de réfraction qui varie avec la température de façon inverse par rapport au silicium. Correctement implanté, cela a pour effet de compenser la dérive en longueur d'onde induite par la 47 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art température et donc de rendre le composant insensible aux changements de température. Réseau de guides Coupleur d’entrée Coupleur de sortie Guides d’entrée Guides de sortie Figure 1-35 : Schéma d'un AWG Les AWG polymères utilisent également les techniques issues du silicium et sont potentiellement les moins coûteux. Les pertes sont environ deux fois plus élevées que celles des AWG silice sur silicium (7 dB contre 3 à 3.5 dB). Par contre, ils présentent des possibilités d'intégration très intéressantes avec des dispositifs polymères non linéaires (commutateurs électro-optiques, par exemple). Par comparaison avec les réseaux de diffraction bulk, l'AWG a l'avantage d'avoir des propriétés cycliques et périodiques. Un paramètre important est l'intervalle spectral libre (ISL) ou free spectral range (FSR). L'ISL correspond à un intervalle en longueur d'onde à partir duquel le routage s'effectue de façon identique. Cela veut dire que deux longueurs d'onde espacées de l'ISL et injectées dans la même fibre d'entrée vont être orientées dans la même fibre de sortie (Figure 1-36). λ1 , λ 2 , λ3 , λ 4 , λ5 , λ6 , λ7 , λ8 , λ9 λ1 λ2 FSR λ3 λ4 λ5 λ6 λ7 λ8 FSR 1 λ1 , λ5 , λ9 2 λ 2 , λ6 3 λ3 , λ 7 4 λ 4 , λ8 Longueur d'onde λ9 FSR Figure 1-36: schéma d'utilisation de l'Intervalle Spectral Libre 48 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Cette propriété permet de router de la même manière (dans la même fibre) plusieurs longueurs d'onde avec un espacement spectral important, et de pouvoir ensuite les démultiplexer facilement avec des démultiplexeurs bas de gamme, donc bas coût. Il est ainsi possible d'envoyer 2 longueurs d'onde espacées du FSR vers l'ONU et surtout avoir une longueur d'onde montante et une longueur d'onde descendante qui vont être routés ensemble sans composant supplémentaire, ce qui est un réel gain dans les architecture de PON WDM basées sur un démultiplexage spatial des longueurs d'onde.. La propriété des AWG est également d'être à N entrées et N sorties. Il s'agit alors de WGR (waveguide grating router). L'intérêt principal d'un WGR est qu'il fait office de routeur passif en longueur d'onde grâce à des propriétés de routage cyclique et il est possible de réutiliser la même longueur d'onde plusieurs fois sans comportement destructif. La table de routage est symétrique [17]. E0 1 1 S0 E1 2 2 S1 E2 3 3 S2 E3 4 4 S3 E4 5 5 S4 λ1 λ0 S0 S1 S2 S3 S4 E0 λ0 λ1 λ2 λ3 λ4 E1 λ1 λ2 λ3 λ4 λ0 E2 λ2 λ3 λ4 λ0 λ1 E3 λ3 λ4 λ0 λ1 λ2 E4 λ4 λ0 λ1 λ2 λ3 Figure 1-37: table de routage d'un WGR Avantage: une seule longueur d'onde est nécessaire pour relier 2 ports E et S quelle que soit le sens de propagation. Changement de topologie Le grand intérêt d'un AWG N-N est que, même si sa topologie physique est en étoile (chaque client est rattaché au routeur), la topologie logique est reconfigurable à volonté grâce à des lasers accordables: il est donc possible de passer d'un réseau maillé à un réseau en anneau ou bien à une série de réseaux interconnectés ou indépendants. Toutes les configurations sont possibles grâce au routage en longueur d'onde: 49 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Figure 1-38: topologie physique - topologie logique d'un WGR [18] Un réseau flexible La rupture d'un nœud du réseau n'est pas catastrophique car elle n'entraîne pas la rupture complète du réseau: il suffit simplement d'employer une autre longueur d'onde pour éviter le nœud défaillant. Un WGR permet donc de créer un réseau reconfigurable à volonté pour peu que l'on dispose de sources accordables chez le client. De telles sources sont en cours de développement important, ce qui laisse présager leur disponibilité à bas coût dans une dizaine d'années. AWG 2xN La société NEL propose des AWG 2xN "colorless". Le terme "colorless" signifie que le l'intervalle spectral libre (ISL ou FSR) peut être utilisé sur une large plage spectrale sans pertes supplémentaires, et plusieurs longueurs d'onde espacées du FSR peuvent donc être routées par le même canal d'un AWG. Le fonctionnement d'un AWG est décrit sur le schéma suivant. 50 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Figure 1-39: fonctionnement d'un AWG 2xN "colorless" [19] Pour un AWG 2x16, le démultiplexage des longueurs d'onde λ1 à λ8 s'effectue par l'entrée 1 tandis que le démultiplexage des longueurs d'onde λ9 à λ16 s'effectue par l'entrée 2. Il s'agit donc d'un routage par bandes spectrales sur 2 fibres. Une utilisation possible est la transmission de signaux descendants sur une fibre connectée à la 1ère entrée et la transmission des données remontantes par la seconde entrée sur une seconde fibre. Il y aurait ainsi séparation des flux montants et descendants avant le routeur. Le client aurait 2 longueurs d'onde différentes pour les signaux montants et descendants, λ1 et λ9 pour le client 1 par exemple, en ayant une seule fibre qui arrive à le client. L'utilisation d'une fibre différente pour chacun des sens permet de limiter certaines pénalités induites par les transmissions bidirectionnelles (rétrodiffusion Rayleigh par exemple). Exemple d'un réseau local WDM Une solution pour créer un véritable réseau local passif en longueur d'onde à base d'un AWG N x N est proposé dans [20]. La structure consiste simplement à n'utiliser que les ports de sortie et à effectuer des rebouclages astucieux sur les ports d'entrée de telle façon que chaque usager puisse correspondre avec tous les autres. Figure 1-40: architecture du réseau local pour 8 clients à base d'un WGR 8 x 8 [20] 51 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Cette architecture permet de plus d'avoir une fibre d'entrée en A1 avec 8 canaux WDM λ1 à λ8 qui sont orientés vers les clients correspondants B1 à B8. Ces longueurs d'onde sont également utilisées pour les transmissions locales alors qu'un autre peigne de longueurs d'onde espacées du FSR par rapport au premier, est utilisé pour le flux montant vers le central. On peut donc imaginer chez le client avoir un laser accordable pour les transmissions locales avec des temps de commutations rapides et un laser fixe pour le flux montant. Broadcast L'AWG et le routage en longueur d'onde permettent de travailler très simplement en unicast puisqu'une longueur d'onde est attribuée par client et cette longueur d'onde peut transporter indifféremment de l'Ethernet, de l'ATM ou de la SDH et ceci à des débits entre 10 Mbps et 2.5 Gbps voire 10 Gbps. En ce qui concerne le broadcast, soit les informations destinées à être envoyées à tous les clients sont recopiées sur chaque longueur d'onde pour être délivrées à chaque client (se pose le problème de la juxtaposition sur une même longueur d'onde de l'unicast et du multicast), soit l'émetteur est une source large et la technique utilisée dite de "spectrum slicing" (cf. chapitre suivant pour une description détaillée du spectrum slicing) pour diffuser le flux. 1.3 Conclusion Le déploiement des réseaux d'accès optiques est déjà bien avancé au Japon puisque le nombre d'abonnés FTTx a dépassé les 4 millions début 2006. Les courbes de la figure montrent que le nombre d'abonnés ADSL commencent à décroitre au profit des abonnés FTTx. Figure 1-41: Evolution des abonnés FTTx au Japon (FTTHcouncil Europe) Le retard de l'Europe à ce niveau est de l'ordre de 3 ans puisque le nombre d'abonnés FTTx en Europe est encore inférieur à 600 000. La Suède et l'Italie sont les pays européens les plus en avance. (figure) 52 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Figure 1-42: Abonnés FTTx en Europe en Juin 2005 (IDATE) Tandis qu'au japon la majorité des déploiements sont basés sur des architectures PON, en Europe il s'agit principalement de point à point Ethernet. Néanmoins la plupart des initiatives récentes telles que les expérimentations FTTH de la région des Asturies en Espagne et de France Télécom en région parisienne sont basées sur le GPON. Il parait inéluctable que la tendance en Europe suive la progression du FTTx au Japon et que le FTTx prenne son envol dans les années à venir. La Corée a fait le pari de se lancer dans le PON WDM, au vu des estimations de débits requis. Dans la mesure où l'Europe n'a pas encore réellement lancé de programme de déploiements de PON, il peut être également envisagé de déployer tout de suite des PON WDM qui seront à même de supporter les débits requis dans 10 à 15 ans. 53 Chapitre 1: Contexte et Etat de l'Art Références chapitre 1 "Contexte et état de l'art" [1] www.mxi.nm/fiberspeed [2] http://ieee802.org/3/cfi/0306_1/cfi_0306_1.pdf [3] "10 Gbit/s bidirectional transmission in 1024-way split, 110 km reach, PON system using commercial transceiver modules, super FEC and EDC", Nesset, D.; Davey, R.P.; Shea, D.; Kirkpatrick, P.; Shang, S.Q.; Lobel, M.; Christensen, B.; Optical Communication, 2005. ECOC 2005. 31st European Conference onVolume 2, 25-29 Sept. 2005, Page(s):135 - 138 vol.2 [4] Note Technique France Télécom Division R&D, NT/FTR&D/7995, " OPTICAL CDMA : Etat de l'art, perspectives", GUIGNARD Ph.; MOTTIER J. , 2003 [5] http://www.spie.org/web/oer/november/nov00/images/wdm8.gif [6] "An ultrawide-band (120 nm) semiconductor optical amplifier having an extremely-high penalty-free output power of 23 dBm realized with quantum-dot active layers", Tomoyuki Akiyama et al. OFC04, postdeadline 12 [7] Hatakemaya et al., IEEE PTL, vol 15, N°7, pp. 903-905, 2003 [8] B. Pezeshki et al., IEEE PTL, vol 14, N° 10, pp 1457-1459, 2002 [9] D. Anthon et al, OFC, 2002 Tu 07, pp 97-98 [10 ] K.J Knopp et al, LEOS 2001, TuA 1.3 [11] F. Delorme et al., IEEE journal of selected top in Quant. Electron., vol. 3, pp. 607-614, 1997 [12] V. Jayaraman et al, IEEE, JQE, vol29, pp1824,1834, 1993 [13] "Widely tunable electroabsorption-modulated sampled-grating DBR laser transmitter", Akulova, Y.A. , Selected Topics in Quantum Electronics, IEEE Journal of Volume 8, Issue 6, Nov.-Dec. 2002 Page(s):1349 – 1357 [14] "Characteristics of super structure grating (SSG) DBR lasers under broad range wavelength tuning", Kano, F.; Ishii, H.; Tohmori, Y.; Yoshikuni, Y., Photonics Technology Letters, IEEE, Volume: 5 Issue: 6 Jun 1993, Page(s): 611-613 [15] "Tunable optical filters for dense WDM Networks", D. Sadot et al., IEEE communications magazine, pp.50-55, Dec. 1998 [16] Source: sociétés IGNIS et AFOP [ 17 ] "Impact of crosstalk in an arrayed-waveguide multiplexer on NxN optical interconnection", H. Takahashi, JLT, vol.14, n°6, june 1996 [18] "Demonstration of logical-topology Reconfiguration in Full mesh WDM Networks (AWG-STAR) based on wavelength routing technology", H. Tanobe, A. Okada, K. Noguchi and M. Matsuoka, NTT Corporation , Présentation Powerpoint [19] datasheet produit NEL AWG 2xN [20] "A WDM PON suitable for local private networking and dedicated local access", C.J. Chae and R.S. Tucker, ECOC 2003, paper Th2.4.1. 54 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Chapitre 2 Mise en œuvre du WDM dans le réseau d'accès optique de future génération 55 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès 56 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès 2 - Mise en œuvre du WDM dans le optique réseau d'accès Ce chapitre traite des conditions de mise en œuvre du WDM afin d'avoir un réseau d'accès WDM bas coût. Le multiplexage en longueurs d'onde est une solution pour avoir des débits de l'ordre du Gigabit/s par ONU. Les technologies WDM viennent du réseau cœur et restent coûteuses même si les prix sont en baisse du fait de l'augmentation des volumes de production. Néanmoins le frein actuel pour l'introduction du WDM dans l'accès est le prix. Les paragraphes suivants décrivent les différentes solutions possibles pour utiliser le WDM à des coûts compatibles avec le réseau d'accès. Il faut tenir compte à la fois des coûts opérationnels (OPEX) et des coûts des systèmes à l'achat (CAPEX). Ceci est particulièrement important pour les PON WDM. En effet s'il est possible, au niveau CAPEX, de considérer avoir des lasers de longueurs d'onde différentes chez chaque client, ceci implique d'avoir en stock d'inventaire un grand nombre de lasers différents à gérer. De plus lors de l'installation ou de la réparation de l'ONU, il est nécessaire de choisir le laser adapté parmi l'inventaire et ceci constitue un coût non négligeable au niveau OPEX. La condition principale pour avoir un PON WDM bas coût est donc d'avoir un ONU achromatique, c'est-à-dire indépendant de la longueur d'onde ("colorless"). Le principe est d'avoir un ONU qui va recevoir et émettre une longueur d'onde différente de celle du voisin, mais dont les composants sont néanmoins totalement identiques au module du voisin. Le module est achromatique et peut donc s'adapter aux longueurs d'onde qui lui sont attribuées. Le fait d'avoir des modules identiques à chaque ONU permet de profiter de la production de masse pour diminuer les coûts. De plus cela réduit nettement la complexité de la maintenance en cas de problème de module puisqu'il suffit de le remplacer par n'importe quel autre module. Il n'est plus nécessaire d'installer le module chez le client en fonction du port du multiplexeur sur lequel il est connecté et par rapport à la longueur d'onde qui lui est donc associée. Le paragraphe 2.2 détaille les différentes solutions techniques de module ONU achromatique. Le paragraphe 2.3 présente les principales architectures de PON WDM proposées dans la littérature. Ce sont les PON WDM qui ont été intensivement étudiées par des opérateurs ou universitaires et qui sont le plus proche d'une implémentation réelle. Le paragraphe 2.4 présente des architectures où le signal descendant est modulé avec un format particulier permettant à l'ONU de remoduler ce signal en amplitude avec les données montantes. Cette technique permet de n'utiliser qu'une seule longueur d'onde par ONU à la fois pour le signal montant et descendant. 57 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès 2.1 ONU achromatique Ce paragraphe détaille les différentes solutions techniques pour avoir un ONU achromatique. Deux grandes techniques sont utilisées. La première est un émetteur achromatique tel que le laser accordable ou une source large utilisée en "spectrum slicing". La deuxième technique est celle de la modulation déportée. 2.1.1 Emetteur achromatique 2.1.1.1 Laser accordable La solution la plus simple pour avoir un émetteur achromatique est d'avoir un laser accordable qui va se fixer sur une longueur d'onde à l'installation. La vitesse d'accord de la longueur d'onde n'a pas besoin d'être rapide ce qui permet d'utiliser une technologie moins coûteuse (cf. paragraphe 1.2.2.3.2.2). La nécessité d'avoir une très bonne stabilité en longueur d'onde dans le cas du DWDM impose généralement l'utilisation de "wavelength locker" pour caler très précisément la longueur d'onde d'émission sur la grille ITU-T, ce qui ajoute de la complexité et un coût important au niveau du composant. Des études récentes vont vers la suppression de ces verrouilleurs de longueurs d'onde en les remplaçant par une boucle de contre réaction agissant sur les courants de polarisation du laser [1]. Ceci s'applique plus particulièrement à un laser DBR qui comporte 3 sections et donc 3 courants de contrôle. Néanmoins pour le moment la solution du laser accordable est encore d'un coût trop important pour le réseau d'accès. 2.1.1.2 Laser sélectable Le principe du laser sélectable est une diode laser avec une cavité externe qui permet de contrôler la longueur d'onde d'émission. Certains lasers accordables sont basés sur un tel principe avec un dispositif mécanique ou électro-optique (cristaux liquides dans la cavité par exemple) pour faire varier la longueur optique de résonance de la cavité. Le laser sélectable est constitué d'une part de la diode laser et d'autre part d'une fibre avec un filtre de Bragg inscrit à l'extrémité de la fibre [2]. La longueur d'onde d'émission est donc ici fixée par le pas du réseau de Bragg.. La figure suivante illustre la technique décrite. Figure 2-1: technique du laser sélectable en longueur d'onde avec réseau de Bragg inscrit dans une fibre [2] 58 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès La vitesse de modulation est limitée par la longueur importante de la cavité mais des résultats à 2.5 Gbit/s ont été obtenus [3]. Cette technique est intéressante au niveau coût mais il reste le problème de l'association d'un réseau de Bragg bien précis pour un client donné et donc le problème d'inventaire. L'achromaticité n'est en fait que partielle. 2.1.1.3 Spectrum slicing 2.1.1.3.1 Principes Le hachage spectral appelé plus communément "spectrum slicing" est une solution très intéressante pour les PON WDM utilisant un multiplexeur comme élément de routage. Le principe consiste à utiliser une source large bande comme émetteur à chaque ONU. Chaque ONU émet donc le même spectre mais seule une partie du spectre est filtrée par le multiplexeur, et la partie filtrée dépend du port sur lequel est connecté l'ONU. La Figure 2-2 illustre le principe de fonctionnement du "spectrum slicing". Le multiplexeur filtre donc chaque spectre large bande et permet d'avoir en sortie les différentes longueurs d'onde associées à chaque ONU. M U X λ Figure 2-2: schéma de principe du "spectrum slicing" Un émetteur achromatique est donc obtenu avec la particularité que le spectre du signal associé à chaque ONU dépend de la forme du filtre du multiplexeur, généralement "gaussien" ou "flat top" ( forme rectangulaire), et que l'espacement entre canaux et la largeur spectrale du signal sont également définis par le multiplexeur. Les signaux sont donc de largeur spectrales importantes (>0.4nm @ 3dB) en comparaison du signal issu d'un laser (quelques picomètres). La propagation dans la fibre d'un tel signal subira des pénalités dues à la dispersion chromatique de la fibre. Les distances de propagations vont donc être limitées en "spectrum slicing" et seront fonction de la largeur spectrale du signal et du débit. Les limites théoriques de cette technique sont exposées en annexe. La Figure 2-3 illustre l'emploi du spectrum slicing dans un PON WDM pour le sens montant. Son utilisation pour le sens descendant est également possible. 59 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Sliced and multiplexed Colorless ONU with broadband light source (BLS) λ ONU 1 BLS λ … … OLT receivers Access line ONU n BLS Wavelength splitter Figure 2-3 : architecture de PON WDM avec spectrum slicing (source NTT) 2.1.1.3.2 Sources large bande modulables La technique du spectrum slicing nécessite des sources large bande bas coût qui puissent être modulées en direct (modulation du courant), sans recours à un modulateur externe. Les sources larges modulables potentielles sont les diodes électroluminescentes (LED) et superluminscentes (SLD ou SLED) ainsi que les amplificateurs optiques à semiconducteur (SOA) La solution la moins chère est certainement la diode électroluminescente mais son inconvénient est le peu de puissance optique de sortie (10µW) et la faible vitesse de modulation (généralement utilisée en dessous de 150Mbit/s pour une transmission multimode). Les diodes superluminescentes sont des LED avec un spectre d'émission plus large et une puissance de sortie beaucoup plus importante. Elles sont destinées à l'origine au secteur médical (tomographie optique cohérente). De plus en plus de fabricants sont désormais sur le marché des télécommunications optiques [4]. Les SLED sont de plus en plus puissantes et peuvent occuper toutes les plages spectrales entre 1260 nm et 1640 nm. Denselight Semiconductor [ 5] commercialise des SLED en boîtier Butterfly avec une puissance de sortie de 18 dBm, et une densité spectrale de 3dBm/nm sur la bande C (1525nm-1565nm). Le spectre n'est pas plat et ces sources ne sont pas modulables. Par contre une autre famille de SLED est moins puissante (jusque 25mW) mais modulable. En ce qui concerne la fréquence de modulation, Denselight donne 600MHz comme limite en modulation directe mais 1 GHz est à priori possible. La plupart des SLED sont contrôlées en température par un TEC (thermo-electric cooler) car la longueur centrale d'émission des LED et SLED varie dès que la température 60 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès change, ce qui peut poser des problèmes de variation de puissance lorsque le système est utilisé avec un AWG à la sortie. La consommation en courant des SLED est importante : c'est au minimum 300 mA pour avoir les puissances optiques maximum (15 à 25 mW). Le prix d'une SLED est faible (équivalent à un SOA) et va certainement chuter avec l'augmentation des volumes de production. Le SOA est généralement utilisé comme amplificateur lorsqu'un signal optique lui est injecté en entrée. Mais sans injection optique en entrée, le SOA se comporte comme une source large bande par émission spontanée amplifiée (ASE). La largeur du spectre est environ 30 nm mais peut être centrée sur n'importe quelle longueur d'onde entre 1300 nm et 1600 nm selon la composition du SOA. Il y a un compromis entre la puissance de sortie d'un SOA et la vitesse de modulation: il faut une cavité de longueur importante pour avoir une puissance de sortie importante et une cavité courte pour pouvoir moduler rapidement. La puissance de sortie du SOA dépend aussi du courant électrique qui lui est injecté: avec un SOA dédié à l'amplification, 250 mA permettent de sortir 10 à 14 dBm de puissance optique [6]. Il existe des SOA modulables par le courant, cependant cette modulation est réalisable avec des puissances de sortie plus faibles (environ 2dBm). Le prix d'un SOA à forte puissance de sortie mais non modulable est de l'ordre de 2000€. 2.1.1.4 Source laser auto accordable par injection optique Les lasers accordables tels que SGDBR utilisent le courant électrique pour accorder la longueur d'onde. L'idée des sources laser auto accordables est d'accorder la longueur d'onde d'émission par une injection optique temporaire. Le composant est constitué d'une diode laser traitée anti reflet d'un coté, d'un miroir pour fabriquer un Fabry-Pérot et d'un cristal photoréfractif à l'intérieur de la cavité (Figure 2-4 [ 7 , 8 ]). En l'absence d'injection optique le Fabry-pérot a une émission multimodale. L'insertion dans ce type de cavité d'un cristal photoréfractif, qui joue le rôle d'un milieu holographique dynamique, permet, sous injection optique, de forcer le laser à osciller en régime monomode. La sélection des modes suit un processus d'auto-organisation qui tend vers un état final monomode stable. Il ne persiste alors dans le cristal photoréfractif qu'un unique réseau de Bragg adapté à la longueur d'onde de fonctionnement du laser. Ce réseau de Bragg est auto-entrentenu ensuite, si bien que l'injection optique n'est plus nécessaire pour faire émettre le laser à la longueur d'onde voulue. Une injection optique temporaire issue d'un laser DFB ou d'une source large hachée permet donc de fixer la longueur d'onde d'émission et celle-ci est reconfigurable à volonté par une nouvelle injection à une autre longueur d'onde. Diode laser • limitée par diffraction, • traitée A.R. Cristal photoréfractif ∆φ =0 Coupleur de sortie : • miroir, • réseau de diffraction Fabry-Pérot auto-adapté Figure 2-4: schéma du laser auto accordable par injection optique [7] 61 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Un tel laser pourrait être utilisé à L'ONU avec un adressage optique à partir de l'OLT. Pour le moment la plage d'accord obtenu est de 12 nm, ce qui donne 27 canaux espacés de 50GHz. Les résultats sont très dépendants du cristal employé et peu de résultats exploitables sont encore parus. La modulation directe du laser à 1.25 Gbit/s parait possible et si un matériau photoréfractif potentiellement bas coût peut être trouvé, cette technique peut être très intéressante dans le cadre du réseau d'accès WDM. Cette technologie est au stade expérimental et aucun système commercial n'est actuellement disponible. 2.1.2 Modulation déportée 2.1.2.1 Principe L'idée de la modulation déportée est de supprimer l'émetteur à l'ONU, lié à une longueur d'onde, et de le remplacer simplement par un modulateur. Le principe est d'envoyer une longueur d'onde non modulée à partir du central, qui va être routée par le réseau jusqu'à l'ONU, de moduler cette longueur d'onde avec les données pour le signal montant, et de renvoyer ce signal modulé vers le central. Il suffit de choisir un composant qui permet de moduler la longueur d'onde sur une large plage spectrale pour obtenir un ONU achromatique. Il existe plusieurs composants possibles pour effectuer cette modulation: les modulateurs à électro-absorption (MEA), les lasers Fabry-Pérot à verrouillage par injection (IL-FP: Injection locked Fabry-Pérot) et les amplificateurs optiques à semiconducteur (SOA). Certains de ces composants fonctionnent en réflexion, ce qui facilite le fonctionnement mono-fibre de l'architecture. Ces composants sont détaillés par la suite. Cette technique nécessite également des sources multi longueurs d'onde permettant de générer les porteuses continues à moindre coût. Ces sources sont très peu répandues commercialement et le paragraphe suivant expose les différentes technologies envisagées. Colorless ONU with modulator Supplies optical carriers for ONUs ciculator mod. Fiber ONU 1 mod. λn Fiber Multiwavelength generator Demux. receivers Demux. ONU n OLT Figure 2-5: architecture mono fibre avec porteuse continue émise du central et SOA réflectifs à l'ONU pour les signaux montants 62 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès 2.1.2.2 Emetteur multi longueurs d'onde Il existe diverses techniques permettant la génération de multiples longueurs d'onde: Q Barrette de lasers DFB Q Spectrum slicing Q Génération de porteuses optiques basée sur une modulation hybride phaseamplitude Q Sources supercontinuum Q Laser multifréquence à base d'AWG et SOA Q VCSEL multi-longueurs d'onde La description détaillée de toutes ces techniques et technologies se trouve en annexe. Mis à part la barrette de lasers DFB, dont l'intérêt est la maturité technologique et le faible coût dû au volume de production des lasers DFB, toutes ces techniques sont au stade de la recherche. Les études sur les VCSEL multi-longueurs d'onde [9] et les lasers multifréquence [10, 11] sont rares. La génération de porteuses optiques basée sur une modulation hybride phase-amplitude est une proposition de NTT qui permet d'obtenir 9 longueurs d'onde avec un seul laser [12]. Les sources supercontinuum connaissent un regain d'étude avec le développement des fibres microstructurées permettant d'exacerber les effets non linéaires. Elles permettent d'obtenir un nombre de longueurs d'onde très important (1000 canaux espacés de 12.5 GHz [13]) mais requièrent un laser à impulsions et de fortes puissances d'émission donc des amplificateurs optiques. Le spectrum slicing est ici le hachage d'une source large par un AWG 1 vers N qui donne donc en sortie de l'AWG N longueurs d'onde correspondant aux N ports. Ces longueurs d'onde ont une largeur spectrale fixée par le filtre de l'AWG et c'est une lumière incohérente. C'est une solution bas coût car elle ne requière qu'une source large. Le hachage est obtenu naturellement par l'AWG situé dans le PON WDM. 2.1.2.3 Composants pour modulation 2.1.2.3.1 Modulateur à électro-absorption (MEA) Le MEA est à première vue le composant le plus approprié pour fonctionner en tant que modulateur déporté car il a une large plage de fonctionnement en longueur d'onde de 30 nm et que son fonctionnement est indépendant de la polarisation du signal injecté. Ce dernier avantage est très important car le contrôle de la polarisation du signal au cours de la propagation dans l'architecture n'est pas envisageable. C'est pour cette raison que les modulateurs Mach-Zender sont difficilement utilisables en tant que modulateurs déportés pour l'accès. Le MEA est disponible commercialement pour des débits supérieurs à 40 Gbit/s ce qui est amplement suffisant dans le cadre de l'accès. Néanmoins ce composant est coûteux puisque les prix à l'unité atteignent 10k€ pour un 40 Gbit/s. Pour un 10 Gbit/s, le prix descend à environ 2 k€, avec une marge de baisse raisonnable pour les MEA intégrés avec d'autres composants (laser par exemple) car les couplages puce-fibre sont un des points sensibles qui nécessite du temps à l'assemblage et donc augmentent le prix du composant. Il est noter que les MEA disponibles commercialement fonctionnent à 10 Gbit/s et il est très difficile de trouver un MEA "bas coût" dont la vitesse de modulation serait limitée à 2,5 Gbit/s par exemple. Il peut donc y avoir des améliorations technologiques à prévoir sur les MEA pour avoir un coût beaucoup plus bas et des caractéristiques adaptées au réseau d'accès. 63 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès La limite de cette technique vient des pertes d'insertion du modulateur (10 dB au minimum), or le signal doit faire un aller retour OLT-ONU-OLT, ce qui fait un budget de liaison difficile, voire impossible à tenir. Un SOA est donc généralement associé au MEA pour compenser ces pertes. Des dispositifs sont en cours d'élaboration chez certains fabricants [14,15], intégrant sur le même substrat MEA et SOA afin d'avoir un composant minimisant les pertes de couplage et pouvant donc avoir du gain optique. Il existe des MEA fonctionnant à 1310 nm, tout comme des SOA fonctionnant à 1310 nm ce qui permet à cette technique d'utiliser plusieurs bandes de longueurs d'onde. Des MEA fonctionnant en réflexion sont également en cours d'étude pour avoir des ONUs réflectifs. L'inconvénient de ce composant est que le signal passe deux fois à travers le matériau absorbant et les pertes sont donc très importantes. Il faut donc obligatoirement associer le MEA réflectif à un SOA [16]. 2.1.2.3.2 Laser Fabry-Pérot verrouillé par injection optique Cette technique consiste à utiliser un laser Fabry Pérot dont une des facettes est anti-réflets (1% de réflexion typiquement) et l'autre est un miroir (>80% de réflexion). L'appellation commune de ce laser est IL-FP pour injection locked Fabry Pérot. Le principe consiste à injecter par la facette anti-reflets une longueur d'onde précise qui va "verrouiller" le FP, c'est-à-dire que la longueur d'onde qui va être réémise par le laser FP sera identique à celle injectée. Le laser qui a un comportement multimode sans injection devient donc monomode sous injection optique. La puissance du signal ne va pas augmenter de façon significative car le gain de la cavité n'est pas suffisant mais la modulation électrique du courant d'injection du laser FP va permettre d'absorber ou de réfléchir la lumière, donc de moduler la longueur d'onde. L'intérêt de cette technique est qu'un laser FP est potentiellement bas coût. Le gain en puissance optique est généralement autour de 0 dB. Le laser IL-FP est réflectif ce qui permet de renvoyer directement le signal modulé dans la même fibre qui a servi à transmettre le signal continu et éventuellement le signal descendant. Figure 2-6 : schéma de fonctionnement du FP-IL: comportement libre multimode (à gauche) et fonctionnement monomode sous injection optique (à droite) [17] Les lasers IL-FP sont principalement étudiés par les coréens, qu'ils soient opérateur (Korea Telecom), équipementiers (Novera Optics) ou universitaires (KAIST, ETRI …). Il existe différentes solutions pour réaliser l'injection optique. En fonction de la vitesse de modulation de la diode FP-IL et de la méthode utilisée pour l'injection optique les performances évoluent. Les techniques possibles pour l'injection optique sont : 64 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès i) ii) La raie d'émission d'un laser DFB (0.08 pm de largeur spectral typique) ou accordable. Dans ce cas l'architecture d'accès comporte autant de laser que de diode FP-IL. le spectrum slicing: le spectre d'une source large découpée par un AWG est injecté dans le FP. La lumière injectée est incohérente et a un spectre large par rapport à celui d'un DFB. Dans ce cas le verrouillage nécessite une puissance optique d'injection plus importante. La Figure 2-7 montre les niveaux de puissance optique d'injection nécessaires pour obtenir une transmission monomode avec un taux d'erreur de 10-9 sur 20 km pour différents débits et suivant que l'injection est réalisée avec un laser accordable ou par spectrum slicing (ASE d'un amplificateur optique + AWG). Il en ressort que les niveaux de puissance d'injection requis par spectrum slicing sont supérieures à -18 dBm à 155 Mbit/s, supérieures à -8 dBm à 622 Mbit/s et supérieurs à 5 dBm pour 1,25 Gbit/s tandis qu'avec un laser accordable il faut au moins -20 dBm à 1,25 Gbit/s et qu'il est possible de monter à 2,5 Gbit/s en injectant au minimum -15 dBm. Un fonctionnement est possible à 10 Gbit/s [18] mais la puissance nécessaire pour l'injection ainsi que la forte dépendance à la polarisation rend l'implémentation impossible dans le réseau d'accès. Ces courbent laissent à penser que le Fabry-Pérot est bien adapté en spectrum slicing pour du 155 Mbit/s, 622 Mbit/s et jusque 1 Gbit/s [19] mais qu'au dessus la puissance d'injection nécessaire est trop importante. L'emploi d'un laser pour verrouiller le laser FP permet de monter plus haut en fréquence mais la dépendance du laser FP à la polarisation devient un problème et le coût est beaucoup plus important qu'avec la technique de spectrum slicing où la source est non polarisée. Figure 2-7 : performances comparées d'un FP-IL en fonction de la puissance optique d'injection pour une source ASE hachée et un laser accordable [17] Le comportement des diodes IL-FP pour avoir un spectre monomode (SMSR > 30 dB) nécessite un contrôle en température. En effet, il faut faire correspondre au mieux la raie optique d'injection avec un mode du spectre multimode du laser FP. La Figure 2-8 présente ce comportement. 65 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Figure 2-8 : Spectre multimode du FP et raie spectrale d'injection désalignée d'un mode du FP [17] 2.1.2.3.3 RSOA Un RSOA est en fait un SOA dont l'une des faces a été traitée à haute réflexion pour constituer un miroir et l'autre avec un traitement anti reflet. Les particularités de cet amplificateur optique sont qu'il fonctionne en réflexions et qu'il peut être modulé. Le RSOA permet donc de moduler le signal qui lui est injecté, de l'amplifier et de le réfléchir. Les amplificateurs optiques à semi-conducteurs peuvent avoir 3 types d'application : • Amplification d'un signal optique • Conversion de longueur d'onde • Modulation externe d'un signal optique La modulation externe est réalisée en modulant directement le courant d'alimentation. Les RSOA disponibles aujourd'hui montrent une modulation jusque 1.25 Gbit/s avec des gains de l'ordre de 20 dB sur une bande de 30 nm. De la conversion de longueurs d'onde basée sur un RSOA a été démontrée à un débit de 2,5 Gbit/s [20]. Les SOA peuvent être indépendants ou non de la polarisation du signal optique injecté suivant le matériau utilisé et la technologie de fabrication employée. Les SOA avec une couche active en matériau massif (bulk) sont généralement utilisés pour avoir une faible dépendance en polarisation, à condition d'avoir une contrainte en tension de cette couche active (low-tensile-strained bulk). En effet le gain TE (Transverse Electrical) est naturellement plus élevé que le gain TM (Transverse Magnetical) et en contraignant la couche active, la différence de gain s'amenuise [21]. L'inconvénient de ce type de SOA est que la dépendance à la température est importante et qu'il est nécessaire d'avoir un système de régulation de la température. Les SOA avec une région active incluant des multi puits quantiques combinent la faible dépendance à la température et à la polarisation [22]. La Figure 2-9 illustre la dépendance à la température de ces 2 types de SOA. 66 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Figure 2-9: Puissance de sortie du R-SOA en fonction du courant de polarisation pour différentes températures de fonctionnement: type "bulk" (a) et multi puits quantiques (b). La puissance de sortie avec un courant de polarisation de 100mA et une température de 10°C définit l'unité absolue 1.0 de puissance de sortie [22] De nombreux laboratoires de recherche travaillent actuellement sur les SOA à boîtes quantiques (QD: quantum dots) qui pourraient permettre dans le futur de travailler à des débits très importants (40 Gbit/s démontré et 1Tbit/s visé à terme), avec une faible dépendance à la polarisation et à la température [23,24].Le tableau suivant donne quelques valeurs des paramètres des SOAs qui sont spécifiés par les fabricants, les SOA ont des spécifications différentes suivant les applications visées : Ondulation résiduelle de gain (dB) Facteur de bruit (NF) (dB) Dépendance du gain à la polarisation (dB) Puissance de saturation (dBm) Gain Amplification (booster) 0.5 Conversion de λ Modulation 1 1 4,5-6,5 8-10 8-10 1 1 10-14 6-8 2 15-20 25-30 25-30 Tableau 8 : Comparaison des performances des SOA Le paramètre qui pourrait limiter l'utilisation du SOA modulant dans un système est le facteur de bruit. Ce paramètre est lié au gain et à la puissance de saturation. Il y a donc un compromis à trouver dans l’utilisation de ce composant. Les débits que peuvent atteindre les SOAs sont liés à la durée de vie des porteurs qui est de l'ordre de 0,1ns. Ceci limite la fréquence de modulation à 10 GHz en théorie. En effet, l'augmentation du gain par augmentation de la longueur du guide a pour conséquence de diminuer la bande passante électrique de modulation, il y a donc un compromis entre le gain et la bande passante. La limite pratique de la vitesse de modulation semble être entre 6 et 8 GHz si la puissance d'injection est suffisamment élevée. Un intérêt supplémentaire du RSOA est qu'il peut être fabriqué de façon à fonctionner sur une trentaine de nm de bande passante optique sur n'importe quelle bande de longueur d'onde entre 1260 nm et 1640 nm. 67 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès 2.1.2.3.4 Comparatif Le tableau suivant résume les caractéristiques des trois composants utilisables pour la modulation déportée précédemment détaillés: MEA; RSOA et IL-FP. Type PDL chirp PDG MEA 1dB RSO A 1 dB 0 4 FP-IL sensible NF débit Gain optique typique > 40 Gbit/s - 8dB Bande Prix passante unitaire optique 30 nm 1,25 Gbit/s actuellement (potentiel: 5 Gbit/s) 20 dB 30 nm 1.25 Gbit/s Max : 3dB Typ : 0 dB 30 nm Remarques 10 000$ Performances dépendent de la TO-CAN: longueur de la 1000$ puce: BTF: compromis 2000$ gain/bande passante TO-CAN: Performances 100$ dépende de la BTF: caractéristique 1000$ de l'injection Tableau 9 : Comparaison des composants pour la modulation déportée (TO-CAN: Transistor outline can, BTF: Butterfly) La conclusion est que pour chaque débit considéré il y a un composant qui paraît mieux adapté. Q Pour un débit de 100 Mbit/s et jusqu'à 622 Mbit/s, le IL-FP est le mieux adapté car le moins coûteux. Le niveau de puissance injecté est trop important au dessus de 1.25 Gbit/s pour être réellement implémenté. Q Pour un débit de 1.25 Gbit/s, 2.5 Gbit/s voire jusque 5 Gbit/s le RSOA semble cette fois être le composant de choix. Le coût est plus important mais en phase avec le débit offert. Le RSOA est également destiné à des distances plus importantes que le IL-FP grâce à la fonction d'amplification simultanée. Une façon d'éviter le compromis gain-bande passante est de fabriquer une SOA à double électrode, une courte électrode destinée à la modulation et une plus longue destinée à l'amplification. Q Pour un débit supérieur à 5 Gbit/s, la seule solution est le MEA, associé à un SOA pour pallier les pertes du MEA. Des études sont en cours sur des MEA réflectifs afin de privilégier une architecture mono-fibre bidirectionnelle mais le fait de passer à l'aller et au retour dans le matériau absorbant donne des pertes énormes de l'ordre de 20 dB, qui paraissent rédhibitoires. Et rajouter un SOA devant le MEA réflectif paraît difficile car dans ce cas il amplifierait deux fois la même longueur d'onde et les perturbations de la longueur d'onde non modulée avec le signal remontant sont trop importantes. L'indépendance à la polarisation est importante dans la technique de modulation déportée et le MEA et le RSOA sont tout à fait adaptés. Il est à noter, pour ces trois dispositifs, IL-FP, RSOA et MEA, que la dépendance à la température n'est pas résolue et qu'ils ont généralement besoin d'être refroidis pour rester stables ce qui signifie un coût important au niveau du module. La solution pour se passer de TEC est de n'utiliser la bande de longueurs d'onde disponible qu'à moitié de 68 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès façon à pouvoir laisser le composant dériver en longueur d'onde sans que cela n'affecte les performances sur les longueurs d'onde considérées. Par exemple si 40 longueurs d'onde espacées de 100 GHz sont disponibles sur la bande C avec un RSOA, il est préférable de n'en prendre que 20, ce qui laisse une bande de chaque coté de ces longueurs d'ondes, sur laquelle peut dériver le spectre du RSOA avec la température (Figure 2-10). Spectre RSOA à T°1 Spectre RSOA à T°2 Spectre RSOA à T°3 λ Longueurs d'onde utilisées Figure 2-10: décalage du spectre du RSOA avec la température Les trois composants en question sont généralement mis en boîtier dans des boitiers "Butterfly" avec 10 PIN permettant le contrôle du courant dans le SOA, le contrôle du TEC et le contrôle du Peltier. La mise en boîtier Butterfly est très couteuse et la suppression du TEC permet de mettre les composants réflectifs tels que IL-FP et RSOA dans un boîtier TO-CAN. L'impact sur le coût des composants est important puisque le prix d'un RSOA passe de 2000$ en Butterfly à 1000$ en TO-Can, et le Fabry Pérot de 1000$ en Butterfly à 100$ en TO-Can. Le gain dû à la suppression du TEC est donc intéressant et les études sur la stabilité des RSOA et IL-FP en température revêtent donc une grande importance. 2.2 Principales architectures de PON WDM Ce chapitre présente les résultats les plus probants en matière de PON WDM. Le paragraphe 2.2.1 regroupe les techniques les plus avancées ayant permis de démontrer des architectures de PON WDM avec un débit allant jusqu'au Gigabit/s. On y retrouve les techniques de spectrum slicing et de modulation déportées avec IL-FP et RSOA. Le paragraphe 2.2.2 décrit quant à lui les solutions techniques de ce qui est appelé couramment les SuperPON. Ce sont les des architectures de réseau d'accès optique avec soit des débits plus importants, c'est-à-dire 10 Gbit/s, soit des distances plus importantes, de l'ordre de la centaine de km, soit les deux à la fois. L'objectif étant généralement d'augmenter le nombre d'utilisateurs par PON. 1024 utilisateurs peuvent donc être rassemblés sur un seul PON qui associe le WDM et le TDM. Le paragraphe 2.2.3 présente deux architectures qui introduisent de la flexibilité par rapport à tous les PON WDM présentés auparavant. 69 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès 2.2.1 PON WDM gigabit 2.2.1.1 Spectrum slicing Les études expérimentales les plus abouties sur la technique du spectrum slicing pour l'accès optique ont été menées par NTT. Les études théoriques ont permis d'évaluer les limites du spectrum slicing: Q limites techniques de vitesse de modulation des sources large bande utilisées Q limites techniques de transmission dues à la dispersion de la fibre. Si au début l'émission spontanée amplifiée du SOA était utilisée comme source, les auteurs sont passés désormais aux diodes superluminescentes (SLED) qui ont une plus grande puissance de sortie. Ils ont ainsi fabriqué une SLED modulable à 1,25 GHz [25]. Un PON WDM utilisant la technique du spectrum slicing a été implémenté avec un débit de 125Mbit/s sur 50 km de DSF (fibre à dispersion décalée pour limiter la dispersion chromatique), en utilisant une source ASE, des canaux espacés de 25 GHz et une largeur spectrale à 3 dB de 15 GHz par canal [26,27]. La transmission d'un signal montant sur 10 km de SMF a été réalisée dans la publication [28] avec un espacement entre canaux de 200 GHz. Dans cette architecture les signaux montants étaient à 125 Mbit/s sur des canaux DWDM tandis que les signaux descendants étaient sur des canaux CWDM avec un débit de 1.25 Gbit/s. Figure 2-11: schéma du PON WDM avec spectrum slicing de NTT Un PON WDM bidirectionnel uniquement basé sur le spectrum slicing a également été proposé dans [29] et [30]. L'architecture fonctionne sur une distance de 10 km avec des SLED modulées à 622Mbit/s dans le sens descendant et des LED modulées à 125 Mbit/s pour le sens montant. 40 utilisateurs peuvent être raccordés de cette façon. Cette technique est sérieusement limitée par la dispersion due à la largeur spectrale de chaque canal WDM. Pour minimiser le problème, la bande de longueurs d'onde autour de 1,3 µm est utilisée, associée à de la pré-compensation électronique de dispersion. De 70 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès plus des codes correcteurs d'erreurs FEC sont ajoutés afin d'avoir une distance de transmission de 20 km. Figure 2-12: PON WDM basé sur le spectrum slicing [29] 2.2.1.2 Modulation déportée avec IL-FP Les sud coréens sont les principaux auteurs de solutions de PON WDM à base de Fabry-Pérot à verrouillage par injection [31, 32, 33, 34, 35, 36, 37]. L'équipementier Novera Optics, qui propose un système PON WDM avec LG-Nortel [35], a des liens très étroits avec les universitaires qui travaillent sur le sujet, et l'opérateur KT déploie ces systèmes pour connecter les foyers coréens en fibre. L'architecture classique est basée sur des lasers Fabry Pérot dans lesquels sont injectés des longueurs d'onde issues d'une source large à forte puissance de sortie, hachée par l'AWG. Cette source est généralement l'émission spontanée amplifié d'un amplificateur optique à fibre dopée Erbium (EDFA) pour la bande C [32] ou la bande L voire l'enchaînement de deux EDFA pour avoir une forte puissance de sortie [31]. KT utiliserait une source EDFA partagée entre plusieurs PON WDM avec une puissance de sortie de +27dBm. Les IL-FP sont utilisés à la fois dans les ONUs et à l'OLT. Deux bandes de longueurs d'onde sont utilisées, l'une pour les signaux montants l'autre pour les signaux descendants. Certains utilisent la bande C et la bande L [35,37], d'autres la bande C et la bande S avec des sources larges à base de SOA spécialement conçus pour avoir un seuil de saturation très haut (~15 dbm) [33]. La figure suivante illustre l'architecture d'un PON WDM basé sur des lasers Fabry-Pérot. 71 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Figure 2-13: architecture PON WDM avec lasers Fabry-Pérot verrouillés par injection [33] L'utilisation du laser IL-FP avec une injection par source large incohérente impose des compromis au niveau de la vitesse de modulation, de la distance avec le central et du nombre de longueurs d'onde utilisables. En effet le fait que la vitesse de modulation dépende du niveau de puissance optique injecté fait qu'il n'est pas possible d'augmenter à la fois la distance de propagation et la vitesse de modulation. Pour augmenter le débit de 100 Mbit/s à 1 Gbit/s, il faut injecter plus de puissance. Il est possible de garder la même distance entre OLT et ONU, i.e. 20 km, en prenant une source large plus puissante et en augmentant la largeur spectrale des canaux WDM. Novera passe donc d'un système PON WDM avec 32 λ à 125 Mbit/s sur 20 km à un système avec 16 λ à 1,25 Gbit/s en passant d'un espacement entre canaux de 100 GHz à 200 GHz. Le fait que la plage de fonctionnement en longueur d'onde du laser FP est limitée à 30 ou 40 nm fait que le nombre de longueurs d'onde disponibles diminue si l'espacement entre celles-ci augmente. De même augmenter la distance entre OLT et ONU à 70km limite le débit à 125 Mbit/s [38]. Seule la publication [37] utilise un espacement à 50 GHz pour pouvoir augmenter le nombre de canaux et ils atteignent un débit de 155 Mbit/s sur 20 km. Le débit de 155 Mbit/s et la distance de 20 km sont les paramètres typiques pour cette technique mais les meilleurs résultats expérimentaux sont présentés dans [31] et annoncent 1,25 Gbit/s dans le sens descendant et 622 Mbit/s dans le sens montant, sur une distance de 10 km mais avec un coupleur 1 vers 8 sur chaque sortie de l'AWG. Il est plus facile d'obtenir un haut débit sur le sens descendant car la puissance injectée dans le Fabry Pérot à l'OLT est plus importante du fait de l'absence de la fibre à traverser. Néanmoins la puissance injectée dans les FP est -2 dBm à l'OLT et – 15 dBm à l'ONU, ce qui est relativement important. La dépendance à la température de l'architecture a été également testée car le Fabry pérot doit éviter d'être désaligné par rapport au filtre de l'AWG. Les résultats sont concluants. Récemment une nouvelle technique de source large a été proposée pour des PON WDM bas coût à base de IL-FP [39,40]. Elle consiste à utiliser deux lasers Fabry-Pérots en vis-à-vis, qui s'injectent mutuellement de la lumière. Le spectre large bande ainsi 72 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès obtenu a pour intérêt d'avoir un bruit d'intensité relatif RIN (relative intensity noise) particulièrement faible par rapport à une source EDFA. Néanmoins un amplificateur optique est nécessaire à la sortie pour avoir assez de puissance pour verrouiller les Fabry-Pérots situés à l'ONU et à l'OLT. En résumé la limitation des Fabry-Pérot est liée principalement à la puissance optique injectée nécessaire pour le verrouiller et le moduler rapidement. Cette puissance est importante, d'autant plus que l'injection se fait généralement par une source large incohérente. Le fonctionnement à 155Mbit/s nécessite selon les publications un niveau d'injection de l'ordre de -15 dBm à -10 dBm. 2.2.1.3 Modulation déportée avec RSOA Les premières études sur des amplificateurs optiques à semiconducteur fonctionnant en modulation et en réflexion datent de 1996 [41,42,43]. Les RSOA étaient déjà destinées à moduler une porteuse optique continue pour le sens montant, émise de l'OLT. Une modulation à 155 Mbit/s est réalisée et le sens descendant pour un client est généré par un second laser à l'OLT. Figure 2-14: PON WDM basé sur des RSOA à l'ONU [41] L'idée dans [43] est même déjà d'utiliser une seule longueur d'onde par utilisateur, mais avec un fonctionnement en alternat, le RSOA fonctionnant alternativement comme modulateur-amplificateur puis photo détecteur. Cette technique a ensuite été reprise récemment avec un composant plus récent permettant un débit allant jusque 1.25 Gbit/s [44]. Voir chapitre 2.3.7. Figure 2-15: utilisation du RSOA en alternat comme modulateur puis photodétecteur [44] 73 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Le fait d'avoir 2 lasers par utilisateur au central est coûteux et l'utilisation d'une source large hachée pour générer les longueurs d'onde injectées dans les RSOA a été adoptée, tout comme dans les architectures utilisant les IL-FP. La publication [45] est la première à relater cette technique et le nombre d'études sur ce sujet est en constante augmentation [46, 47, 48, 49, 50]. La technique est donc très proche de la modulation déportée avec les lasers FP verrouillés par injection. L'avantage des RSOA est sa propriété d'amplification et ses capacités en vitesse de modulation potentiellement supérieures. 2.2.2 SuperPON 2.2.2.1 NTT: PON WDM 10 Gbit/s La technique de modulation déportée est utilisée, afin d'éviter d'avoir des lasers DWDM à 10 Gbit/s différents à chaque ONU. La modulation est effectuée par des modulateurs à électro-absorption, associés à des SOA afin de compenser les pertes du MEA et d'avoir un peu de gain pour le sens retour. Plusieurs publications ont été proposées, les premières avec des amplificateurs en ligne au niveau de ce qui est appelé le nœud d'accès (AN: access node), afin de réaliser des transmissions de l'ordre de 80 km à 1.25 Gbit/s [51] puis les études se sont dirigées vers une architecture totalement passive pour des distances central – utilisateurs limitées à 27 km, mais pour un débit de 10 Gbit/s par longueur d'onde et par ONU [52]. Ce sont des architectures entièrement bi-fibre. Figure 2-16: PON WDM NTT avec modulation déportée et amplification: 1.25 Gbit/s sur 80 km [51] 74 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Figure 2-17: PON WDM NTT: modulation déportée à 10 Gbit/s sur 27 km [52] Une de leurs études préliminaires a été la réalisation d'un module générateur de longueurs d'onde continues (OCSM: optical carrier supply module) [53,54,55]. Le PON WDM à 10 Gbit/s sur 27 km est encore coûteux mais c'est une solution technique acceptable pour un système avec tel débit, avec un ONU achromatique et une architecture entièrement passive. 2.2.2.2 BT: agrégation de GPON sur liens DWDM British Telecom travaille sur des architectures avec pour objectifs: Q Débit en ligne à 10Gbit/s Q 100 km de portée Q 1024 utilisateurs par PON La première idée est d'utiliser le multiplexage temporel à 10 Gbit/s sur une architecture de PON classique. Le fait de garder les coupleurs pour la diffusion oblige l'utilisation d'amplificateurs en ligne et pose beaucoup de problèmes à cause du bruit des amplificateurs ou au niveau de la récupération en mode rafales à ce débit. Les codes correcteurs d'erreurs (FEC) et la compensation électronique de dispersion (EDC) sont requis pour avoir une transmission sans erreur. Dans la publication [ 56 ] le fonctionnement à 10 Gbit/s sur 110 km avec un partage de 1024 est démontré mais en mode continu seulement. Les amplificateurs en ligne ne sont donc pas adaptés pour du mode rafale. La seconde idée utilise le WDM mais de façon alternative aux PON WDM puisqu'elle consiste de façon plus "simple" à agréger des PON TDM classiques à 2.5 Gbit/s sur un lien métro WDM avec un transpondeur au central fonctionnant en mode rafale. La publication [57] relate donc l'expérimentation en laboratoire de l'agrégation de plusieurs signaux TDM issus de GPON par un transpondeur permettant de mettre 40 signaux TDM sur 40 longueurs d'onde pour un transport sur 125 km jusqu'à l'OLT déporté. 75 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Figure 2-18: configuration expérimentale du GPON étendu à 135km par DWDM [57] Cette solution a été étudiée en collaboration avec des industriels pour développer un transpondeur qui soit compatible avec le fonctionnement en mode "burst" des PON. La solution est donc industrialisable avec l'intérêt principal qui est que les ONUs n'ont aucun besoin d'être modifiés pour être compatibles avec la nouvelle architecture. L'équipement est actif mais est localisé à la place de l'ancien OLT et peut donc être aisément alimenté en énergie. Cette solution intègre donc une conversion de longueur d'onde par passage en électrique. 2.2.2.3 Université de Cork: SuperPON 10 Gbit/s L'université de Cork travaille également sur les super PON à 10 Gbit/s avec des distances de l'ordre de 100 km [58]. La technique utilisée pour le sens montant est la modulation déportée avec un tandem MEA-SOA. L'innovation vient par l'utilisation du tandem MEA-SOA intégré. Les pertes de couplage sont donc réduites ce qui permet d'optimiser les performances par rapport aux techniques précédentes. La particularité de l'architecture est que les lasers utilisés pour générer les porteuses continues sont localisés à l'ancien NRA ("local exchange" sur la Figure 2-19), c'est-à-dire proche des ONUs et à un endroit où l'alimentation est présente. Les puissances d'injection ne sont plus un problème. De plus il s'agit de lumière cohérente et les performances sont donc bien meilleures qu'avec des sources larges hachées. La figure suivante décrit l'architecture proposée. 76 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Figure 2-19: schéma de l'architecture PON WDM 100 km 10 Gbit/s de l'université de Cork [58] Deux bandes de longueurs d'onde sont utilisées pour séparer les signaux montant et descendant. 17 longueurs d'onde sont disponibles dans chaque bande. Les résultats expérimentaux sur le sens montant montrent qu'à 2.5 Gbit/s un taux de partage de 512 peut être obtenu, ce qui fait un total de 8704 utilisateurs (soit 4.8 Mbit/s par utilisateur en moyenne …), et à 10 Gbit/s le taux de partage est limité à 128, soit un total de 2176 utilisateurs (78 Mbit/s chacun). Il faut noter en outre que les codes correcteurs d'erreur ne sont pas utilisés et pourraient fortement améliorer les performances. L'architecture est bi-fibre et pourrait éventuellement passer en mono fibre grâce aux FEC. 2.2.3 PON WDM flexibles en longueurs d'onde Les architectures présentées dans le paragraphe précédent sont des solutions principalement basées sur un démultiplexeur 1 vers N comme composant de routage. Le routage est donc figé et la reconfigurabilité est difficile à réaliser. Ce paragraphe présente des architectures un peu plus complexes mais qui permettent d'optimiser la répartition des débits par la couche physique et en particulier par l'allocation en longueurs d'onde. 2.2.3.1 UPC:AWG N vers N L'Université Polytechnique de Catalogne a également des études d'architectures sur des PON hautement reconfigurables. Le but étant non pas un débit très élevé par ONU mais une reconfigurabilité complète permettant de déséquilibrer totalement la répartition des débits sur les différentes branches de l'architecture en arbre. Ces solutions sont basées sur des lasers accordables très rapidement à l'ONU associés à des AWG NxN [59]. Les propriétés cyclique et périodique des AWG N vers N permettent à plusieurs lasers accordables d'accéder à tous les utilisateurs. 77 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Figure 2-20: PON WDM-TDM reconfigurable avec AWG NxN et routage spatial des AWGs [59] Si l'on considère un AWG 4x4 au central et 4 AWG 1x16 ensuite, 64 utilisateurs sont connectés avec donc 64 longueurs d'onde. 4 lasers accordables sont connectés aux entrées de l'AWG 4x4 (par l'intermédiaire de coupleurs 1x2 permettant de recevoir les signaux montants). En utilisant l'intervalle spectral libre de l'AWG, chaque laser accordable est capable d'adresser chaque ONU. Le laser n°1 adressera l'ONU 1 avec λ1 alors que le laser n°2 utilisera λ2. L'intérêt est qu'un ONU peut prendre l'intégralité de la bande passante fournie par un laser et les autres ONU se partageront les 3 autres lasers. Si l'on avait par comparaison 1 GPON il y aurait un ONU qui prendrait toutes les ressources et donc 63 ONUs n'auraient aucune bande passante. Cette solution permet donc de partager plus efficacement et de façon plus large les ressources globales. Néanmoins cette solution requiert des composants coûteux comme l'AWG NxN et de multiples lasers accordables. Ces lasers accordables doivent avoir en outre des temps de commutations rapides car c'est un partage temporel des ressources qui est utilisé, et une plage spectrale d'accordabilité importante car le but est d'avoir un grand nombre d'utilisateurs. 2.2.3.2 SUCCESS SUCCESS est l'acronyme de Standford university Access [ 60 ]. Il est proposé une architecture de réseau d'accès PON hybride WDM-TDM, avec un scénario de migration compatible avec des PON TDM existants. L'architecture est basée sur une boucle de collecte connectant plusieurs étoiles passives. Sur la boucle peuvent être connectés des PON TDM comme des PON WDM avec un mélange de CWDM et DWDM. Ceci est réalisé aux nœuds d'accès grâce à différentes technologies de partage des ressources. 78 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Figure 2-21: architecture et topologie de SUCCESS [60] Lorsqu'un nœud connecte un PON TDM, il peut être constitué comme sur la Figure 2-22 (a). Afin de connecter plusieurs PON TDM sur le même anneau, les longueurs d'onde du signal montant doivent être différentes pour chaque PON TDM. Des longueurs d'onde CWDM peuvent donc être utilisées tout comme pour les signaux descendants. Au niveau du nœud d'accès des filtres CWDM sélectionnent les signaux pour le PON TDM correspondant et un coupleur NxN permet de connecter deux PON TDM sur le même nœud. En ce qui concerne les PON WDM destinés à des utilisateurs ayant besoin d'une très grande bande passante, des longueurs d'onde DWDM sont affectées à chaque ONU. Une ou deux, suivant que la longueur d'onde descendante est également utilisée pour le sens montant ou non. La technique est d'utiliser deux filtres séparateur de bandes l'un en face de l'autre et inversés, et de les connecter sur 2 ports d'un AWG NxN. Ceci permet de connecter de chaque coté de l'AWG (N-1) ONUs. ( Figure 2-22 b) (a) (b) Figure 2-22: techniques des nœuds d'accès pour PON TDM ou PON WDM dans SUCCESS [60] L'achromaticité des ONU est évoquée en citant la solution de modulation déportée avec un RSOA réflectif. Ils proposent plus particulièrement de concevoir un VCSOA (vertical cavity semiconductor optical amplifier) qui est basé sur un VCSEL et qui aurait pour propriété supplémentaire par rapport au RSOA classique un meilleur couplage dans la fibre et un coût plus bas dû à la facilité de test sur wafer de ce type de composant à émission verticale. 79 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès 2.3 Architectures avec remodulation du signal descendant Les solutions de non colorisation de l'ONU décrites précédemment impliquent généralement d'utiliser 2 longueurs d'onde par utilisateur: une pour le sens montant et l'autre pour le sens descendant afin de bien séparer chaque flux. Ceci implique d'avoir un nombre très important de longueurs d'onde. Des études ont donc été menées pour trouver des solutions permettant d'utiliser une seule longueur d'onde par ONU au lieu de deux. L'idée est donc de réutiliser la longueur d'onde transportant le signal descendant pour générer le signal montant. Plusieurs techniques ont donc été proposées ayant généralement pour principe d'utiliser un format de modulation particulier sur le signal descendant afin que ce signal puisse être remodulé avec une modulation d'amplitude de façon classique. Ces formats de modulation particuliers sont la modulation de phase PSK (phase shift keying), la modulation de fréquence FSK (frequency shift keying), le RZ (return to zero) inversé. D'autres techniques sont également présentées ci après comme l'utilisation d'une porteuse RF, l'effacement de la longueur d'onde ou la remodulation avec deux niveaux de taux d'extinction. Dans la suite du document les termes de modulation d'amplitude et modulation d'intensité sont équivalents et ils regroupent la modulation ASK (amplitude-shift-keying) et on-off-keying (OOK). 2.3.1 Modulation de phase PSK sur le signal descendant La solution décrite dans la publication [61] consiste à utiliser une modulation de phase pour le flux descendant, ce qui a comme intérêt de garder une intensité constante sur la longueur d'onde et de permettre de remoduler celle-ci ensuite en OOK. Le système de réception consiste en un coupleur 3dB dont l'un des bras va vers le modulateur d'amplitude et l'autre vers le récepteur. Le récepteur est constitué d'un démodulateur de phase, qui est un interféromètre à retard ("delay interferometer), c'està-dire un Mach-Zender dont l'un des bras déphase le signal d'un temps bit, ce qui a pour effet de transformer le signal modulé en phase en signal modulé en amplitude et donc détectable en direct par une photodiode. Interféromètre à retard photodiode ONU 3dB Modulateur d'amplitude données Figure 2-23: ONU avec démodulation en phase et remodulation en OOK L'expérimentation a montré la transmission d'un flux montant remodulé à 2.5 Gbit/s sans erreur sur une distance de 20 km sans compensation de dispersion. Le modulateur d'intensité à l'ONU est un interféromètre de Mach-Zender, ce qui nécessite un contrôle de la polarisation en entrée. Le signal descendant initial est modulé à 10 Gbit/s. 80 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Idéalement le signal descendant DPSK ne donne pas de pénalité sur le signal montant grâce à son intensité constante. Néanmoins la dispersion chromatique convertit la modulation de phase en fluctuation d'intensité, ce qui résulte en un crosstalk entre le flux descendant et le flux montant, comme le montre le schéma de la Figure 2-24. Figure 2-24: impact du signal descendant modulé en phase sur le signal montant L'inconvénient de cette solution est le coût d'un démodulateur de phase mais les rédacteurs de cette publication proposent d'utiliser des démodulateurs à base d'interféromètre à fibres fusionnées (fused fibre) et des filtres optiques à bandes étroites qui peuvent être bas coûts. Néanmoins le démodulateur de phase est un composant non accordable qui est réglé pour un débit bien précis (retard de phase équivalent à la durée d'un bit), ce qui ne donne pas une architecture évolutive à moins d'imaginer un démodulateur de phase accordable. De plus les résultats obtenus sur le signal montant l'ont été avec un modulateur de Mach Zender, inutilisable en pratique car nécessitant un contrôle de la polarisation du signal en entrée. L'utilisation d'un MEA serait plus adapté car indépendant à la polarisation du signal, mais il implique des pertes qui ne seraient peut être pas compatibles avec cette architecture. 2.3.2 Modulation de fréquence FSK sur le signal descendant Le dessin qui suit illustre le principe du système proposé dans [62]. Deux faisceaux lumineux avec un faible espacement en longueur d'onde sont combinés et injectés dans un modulateur de phase en niobate de lithium (LiNbO3), où chacun d'eux est modulé en phase avec un signal de données pré-codées à B bit/s. Les signaux passent ensuite à travers un interféromètre à retard avec un retard temporel relatif ∆T, qui correspond au temps bit du signal de données. L'interféromètre convertit les signaux optiques modulés en phase en signaux modulés en intensité. De plus les longueurs d'onde des deux porteuses optiques sont choisies de façon à ce qu'à la sortie du système les deux longueurs d'onde soient complémentaires l'une de l'autre, c'est-à-dire que lorsque le bit de λ1 est à "1", celui de λ2 est à "0" et inversement. On obtient ainsi en sortie de l'émetteur une intensité optique constante. Figure 2-25 : Principe du format FSK [62] En réception la démodulation est simple puisqu'il suffit d'un filtre optique (à front très raide néanmoins) qui sélectionne une des longueurs d'onde pour avoir les séquences binaires modulées en intensité et donc détectables en direct par une photodiode. Pour la remodulation, il suffit d'un modulateur d'intensité classique qui modulera les deux 81 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès longueurs d'onde, la photodiode en réception intégrant les deux à la fois, ce qui ne pose pas de problème. Figure 2-26: montage expérimental d'un signal descendant modulé en fréquence (FSK) et remodulé en OOK [62] L'expérimentation [62] a montré la possibilité de signaux modulés à 10 Gbit/s dans le sens descendant et une remodulation à 2.5 Gbit/s. Les deux longueurs d'onde sont espacées de 0.65 nm et l'architecture est bi-fibre. Dans les publications [63 ] et [64] un composant particulier est utilisé pour générer la modulation FSK qui est en plus un laser accordable: le GCSR (grating-assisted codirectional coupler with rear sampled Reflector). L'architecture est cette fois monofibre, ce qui apporte des pénalités dues à la bidirectionnalité dans la fibre et en particulier à cause de la rétrodiffusion Rayleigh. Des résultats à 1,25 Gbit/s symétriques ont été obtenus et il est souligné que la modulation FSK diminue les effets de rétrodiffusion Rayleigh pour une transmission bidirectionnelle du fait qu'elle élargit le signal (double longueur d'onde). Du coté émission un RSOA est utilisé pour moduler la double longueur d'onde( qui constitue un signal continu), l'amplifier et la réémettre dans la fibre. Cette solution paraît intéressante à première vue mais quelques interrogations subsistent, en particulier à cause du filtre de démodulation. En effet cette démodulation apparaît très simple mais le filtre utilisé doit avoir un front très raide pour pouvoir séparer correctement deux longueurs d'onde très proches, et de plus il doit être différent pour chaque ONU ou bien être accordable. Ces points font que cette solution devient beaucoup moins bas coût que prévu. Le prix du laser pour le FSK, qui paraissait poser problème dans les publications, est aussi sujet à discussion. 2.3.3 Porteuse RF sur le signal descendant Cette solution [65] consiste à transporter le signal descendant avec une porteuse RF sur la longueur d'onde et de réutiliser celle ci pour le flux montant en remodulant le signal en bande de base en OOK par l'intermédiaire d'un laser FP verrouillé par injection. Pour ce faire, il faut d'abord mettre les données sur la porteuse RF grâce à un mélangeur électrique et un oscillateur local à la fréquence voulue. Ensuite il suffit de moduler directement le laser avec ce signal RF. Des débits de 2.5 Gbit/s en sens descendant et 1.25 Gbit/s en sens montant ont été obtenus avec des fréquences RF entre 6 GHz et 11 GHz. Cette solution est attrayante car elle permet de réutiliser la longueur d'onde descendante avec des performances très bonnes en termes de taux d'erreur. Néanmoins les effets de la fibre ne sont pas pris en compte dans l'expérimentation et c'est une architecture bifibre. Des pénalités sont donc à prévoir dans le cas d'une architecture mono-fibre. Mais 82 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès le plus gros inconvénient est que cette solution entraîne aussi l'apparition de nombreux composants électriques de réception chez le client comme un amplificateur électrique adapté, des filtres électriques supplémentaires et surtout un oscillateur local, qui ne sont pas forcément bas coûts. Figure 2-27 : montage expérimental de l'architecture avec le signal descendant sur une porteuse RF sur une longueur d'onde qui est remodulée ensuite en OOK 2.3.4 Remodulation avec deux niveaux de taux d'extinction L'utilisation de formats de modulation alternatifs est bien sûr très intéressante pour pouvoir réutiliser le signal descendant mais il est possible de remoduler le signal descendant tout en gardant le format de modulation conventionnel qu'est l'ASK. La solution a été proposée dans [66] et consiste à moduler le signal descendant avec un faible taux d'extinction et de remoduler au niveau de l'ONU avec un grand taux d'extinction (grâce à un RSOA) et avec un débit moins important. Figure 2-28: architecture avec deux niveaux de taux d'extinction et remodulation avec un RSOA Les résultats expérimentaux montrent une transmission bi-fibre sur 10 km avec un taux de partage de 16 par longueur d'onde, un débit descendant jusqu'à 2.5 Gbit/s et une remodulation à 622 MHz avec un RSOA. Les conclusions montrent la nécessité de 83 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès codes correcteurs d'erreurs pour avoir une transmission sans erreur. Cette architecture est très intéressante car très simple mais le schéma expérimental montre la présence d'amplificateurs optiques et une transmission bi fibre. De plus la longueur de fibre entre le point de répartition ("curb") et l'ONU n'est pas prise en compte alors que des pénalités dues à la bidirectionnalité sont à attendre. La même technique est utilisée dans [67] mais sans partage de la longueur d'onde entre plusieurs ONU, c'est-à-dire sans coupleur. La puissance injectée dans le RSOA est donc plus importante et la démonstration a été faite d'un signal descendant modulé à 2.5 Gbit/s remodulé à 1.25 Gbit/s avec les données montantes. 2.3.5 Effacement du signal descendant L'idée proposée dans [68] et [69] consiste à utiliser un SOA en fonctionnement saturé pour effacer le signal descendant et le moduler avec de nouvelles données. De façon plus précise, cette solution nécessite d'abord d'avoir un signal descendant modulé avec un faible taux d'extinction. Ce signal optique est ensuite amplifié par un amplificateur linéaire chez le client pour permettre une détection correcte et également pour amener la puissance dans la région de saturation du SOA. L'injection dans le SOA permet de réduire considérablement l'écart entre les "0" et les "1", ce qui veut dire que les données descendantes sont quasiment effacées (Figure 2-29). Dans le même temps le signal lumineux est modulé avec des données différentes en modulant le courant d'injection du SOA. Figure 2-29 : principe de la réécriture de données sur une longueur d'onde Figure 2-30 : caractéristique entrée-sortie du SOA utilisée pour l'effacement des données 84 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès L'expérimentation [68] a démontré la fonctionnalité du système de remodulation pour des signaux descendants et montants à 622 Mbit/s sur une distance de 40 km entre le central et le client tandis que le module d'effacement présenté dans [69] fonctionnait à 2.5 Gbit/s. Cette solution technique présente l'avantage de pouvoir être intégrée mais pour le moment la puissance nécessaire à la saturation du SOA est trop importante: la solution nécessite un amplificateur optique linéaire, un SOA pour effacer les données et un second SOA pour moduler, ce qui fait beaucoup pour un ONU. Néanmoins des améliorations sont à attendre au niveau des SOA pour avoir des puissances de saturation en entrée beaucoup plus faibles, ce qui permettrait de supprimer l'amplificateur optique linéaire. 2.3.6 Modulation "RZ inversé" sur le signal descendant L'utilisation d'un format de modulation peu répandu a été présenté dans [70]. Ce format de modulation est le retour à zéro inversé (IRZ: inversed return-to-zero). L'intérêt de ce format est qu'un "zéro" est matérialisé par un bit à "un" et qu'un "un" est matérialisé par un demi-bit à "un" (seconde période du bit), comme on peut le voir sur la Figure 2-31. Figure 2-31: schéma de principe du retour à zéro inversé et de l'architecture de PON WDM associée à ce format de modulation L'intérêt de ce format de modulation par rapport au RZ classique est que le signal contient une puissance optique non nulle quelle que soit la marque du bit, "0" ou "1", ce qui permet de remoduler le signal aisément en OOK. Les résultats expérimentaux ont montré le fonctionnement de cette technique pour un signal descendant modulé à 2.5 Gbit/s et remodulé à 1 Gbit/s et 2.5 Gbit/s. Ces résultats ont été obtenus avec 20 km de fibres DSF, avec une architecture bi-fibre et un interféromètre de Mach-Zender comme modulateur externe pour la remodulation. 2.3.7 Fonctionnement en half duplex L'utilisation du RSOA à la fois comme modulateur-amplificateur et détecteur est étudiée pour un fonctionnement en half-duplex [ 71 ]. Le SOA a des propriétés relativement bonnes en photodétection puisque la sensibilité @ 10-9 pour un débit de 1.25Gbit/s est de -19 dBm et il permet de réduire l'ONU à un seul composant optique. Avec cette technique la trame du signal descendant est donc une partie du temps le signal descendant lui-même et l'autre partie du temps un signal non modulé qui est renvoyé modulé par le RSOA. Le débit total est donc à partager entre signaux montants et 85 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès descendants. Des interrogations subsistent sur les effets transitoires du RSOA lors du passage de la fonction modulation à la fonction photodétection et inversement. En effet les courants de polarisation du RSOA sont différents dans les deux modes et ces effets de transitions peuvent apporter des pénalités (temps de commutation allongée) qui n'ont pas été mesurés. Figure 2-32: Fonctionnement en half duplex avec un RSOA Cette solution de half-duplex, avec le signal descendant qui est alternativement continu puis modulé avec les données descendantes, peut être utilisée avec un autre composant de remodulation que le RSOA et constitue une solution très intéressante pour économiser sur le nombre de longueurs d'onde. 86 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès 2.4 Conclusion sur les composants et architectures de réseau d'accès WDM Le tableau suivant résume les différentes solutions techniques pour réaliser un ONU achromatique. Technique Lumière pour le sens montant Type de modulation Débit montant maximum estimé Contrôle de la longueur d'onde à l'ONU (température) Spectrum slicing IL-FP RSOA Cohérente/ incohérente Lumière incohérente Laser accordable Modulation déportée avec MEA Lumière cohérente Directe ou externe Directe Directe Directe externe 1.25 Gbit/s 1.25 Gbit/s 5 Gbit/s Non Non/oui Non Oui Oui/non Composant supplémentaire à l'OLT x Source ASE Source ASE ou barrette de DFB x Barrette de DFB Largeur spectrale de fonctionnement (typique) 60 nm 30 nm 40 nm 35 nm 30 nm > 10 bit/s Tableau 10: solutions techniques de réalisation d'un ONU achromatique L'utilisation de sources larges ou de lasers accordables à l'ONU sont les solutions les plus simples d'emploi puisqu'elles ne requièrent aucun autre composant. Les inconvénients sont le prix des lasers accordables, trop chers pour le moment pour le réseau d'accès, et en ce qui concerne les sources large et la technique dite de spectrum slicing, c'est la limite en portée du système qui pose problème, due à la dispersion chromatique et aux pertes du hachage qui limitent le budget optique. Néanmoins les codes correcteurs d'erreurs ou la précompensation électronique de dispersion, qui commencent à investir le réseau d'accès, offrent des solutions techniques pour obtenir les portées classiques des PON. Le spectrum slicing est donc une solution envisageable pour les PON WDM à 125 Mbit/s, voire 622 Mbits/s. Au dessus, les portées risquent d'être limitées. Les autres solutions sont basées sur la modulation déportée qui utilise une longueur d'onde continue provenant du central. Un composant qui effectue simplement une modulation est employé comme émetteur à l'ONU, ce qui permet d'obtenir un ONU achromatique sur la bande spectrale de fonctionnement du composant. Trois composants sont utilisés pour cette fonction: Q Le laser Fabry-Pérot verrouillé par injection (IL-FP) pour une modulation jusque 1.25 Gbit/s (modulation possible jusque 10Gbit/s mais impossible à implémenter dans un PON WDM à cause de la dépendance en polarisation et de la puissance d'injection nécessaire [18]) 87 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Q Le RSOA pour une modulation estimée jusque 5Gbit/s (1.25 Gbit/s réalisé jusque maintenant) Q Le modulateur à électro-absorption (MEA) pour une modulation à 10 Gbit/s et plus. L'association avec un SOA est nécessaire pour compenser les pertes d'insertion du MEA. Les coûts sont proportionnels au débit que peut supporter le composant, les lasers IL-FP ont donc été très étudiés car bas coût pour des PON WDM ou PON WDM/TDM avec un débit inférieur à 1.25 Gbit/s sur chaque longueur d'onde. La technique la plus utilisée avec les IL-FP est l'émission des longueurs d'onde continues grâce à une source ASE, hachée naturellement par l'AWG qui permet de séparer les longueurs d'onde au niveau du point de répartition. Les mêmes architectures sont d'ailleurs généralement utilisées avec les IL-FP et les RSOA, mais ces derniers connaissent de plus en plus de succès, car ils sont quasiinsensibles à la polarisation, leur bande passante électro-optique va potentiellement jusque 5 Gbit/s et ils ont une propriété d'amplification qui permet d'obtenir éventuellement un budget optique supérieur. Le MEA est le seul composant capable de moduler à 10Gbit/s et il est donc incontournable dans les PON WDM et WDM-TDM avec un débit en ligne de 10Gbit/s. La problématique est de réaliser un composant associant MEA et SOA avec des pertes de couplage réduites afin de pouvoir obtenir un budget optique conséquent sans avoir recours à de l'amplification en ligne. Les PON WDM utilisent généralement deux bandes de longueurs d'onde pour les signaux montants et descendants. Des formats de modulation alternatifs sont proposés permettant d'utiliser une seule longueur d'onde pour les signaux montants et descendants mais ils mènent souvent à une complexification de l'ONU: démodulateur de phase pour le PSK, filtre accordable pour le FSK, oscillateur local pour la RF sur fibre. De même la technique d'effacement de la longueur d'onde requiert également plusieurs SOA pour fonctionner correctement. L'utilisation de 2 niveaux de taux d'extinction et l'utilisation du RSOA à la fois comme photodétecteur et comme modulateur sont les 2 techniques les plus réalistes, même si dans le second cas, le débit est divisé par 2. Les PON flexibles en longueurs d'onde offrent des possibilités de reconfiguration du réseau d'accès tout à fait intéressantes mais avec un surcroît de complexité et un surcoût important. Les architectures de PON WDM les plus à mêmes de voir le jour sont celles basées sur la technique de modulation déportée qui a l'intérêt d'être évolutive, tant au niveau du budget optique que du débit. Il faut noter que la très grande majorité des PON WDM étudiés sont basés sur un multiplexeur comme élément de routage et il y a très peu de propositions de PON WDM "broadcast and select". Les pertes apportées par le coupleur optique sont une des raisons principales de la mise à l'écart de ce type de PON WDM. De même les PON WDM sont quasiment exclusivement basés sur une longueur d'onde par ONU et les architectures avec une longueur d'onde par service sont rares. 88 Chapitre 2: Mise en Œuvre du WDM dans le Réseau d'Accès Références chapitre 2 "Mise en œuvre du WDM dans le réseau d'accès optique de future génération" [1] "6 nm tunable DBR-SOA compatible with 10 Gb/s packet switching", Debregeas-Sillard, H.; Goix, M.; Provost, J.-G.; Carpentier, D.; Landreau, J.; Brenot, R.; Optical Communication, 2005. ECOC 2005. 31st European Conference on Volume 3, 25-29 Sept. 2005 Page(s):745 - 746 vol.3 [2] "Wavelength Selector External Cavity Laser Diode by Fiber Switch", P. Chanclou, M. Thual, A. Laurent, J. Lostec, and M. Gadonna, Optical Fiber Technology 6, 2000. [3] "Wavelength-Versatile External Fiber Grating Lasers for 2.5-Gb/s WDM Networks", H. Bissessur, C. Caraglia, B. Thedrez, J.-M. Rainsant, and I. 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La technique de modulation déportée est particulièrement intéressante car la longueur d'onde du signal remontant est émise au central et le débit réalisable avec cette architecture dépend du composant utilisé à l'ONU. Les PON WDM fournissant 100Mbit/s symétriques ne sont pas particulièrement intéressants car un GPON réalise quasiment les même débits pour un coût très inférieur. D'autre part les avantages proposés par le WDM tel que la confidentialité des canaux ne sont pas suffisamment pertinents. Un débit de 100Mbit/s voire même moins est acceptable avec du WDM si celui-ci sert à augmenter le nombre d'ONU par PON. En effet l'augmentation du taux de partage peut être réalisé par des PON hybrides WDM-TDM qui permettent de mutualiser un plus grand nombre d'ONU sur la fibre de transport que le GPON (taux de partage de 128 dans la norme, et 32 ou 64 réalisé en pratique). Un PON WDM est donc intéressant uniquement pour un débit supérieur à 622Mbit/s. Un seul ONU par longueur d'onde est une éventualité dans le cadre du FTTBuilding où un débit élevé arrive par la fibre jusqu'à un immeuble, et les appartements sont ensuite desservis par VDSL, Ethernet, Wimax … Dans les architectures proposées nous allons nous fixer comme débit de base le GigaEthernet, c'est-à-dire 1.25 Gbit/s car un PON WDM à 1.25 Gbit/s pour du FTTB est plausible et un PON WDM-TDM avec 1.25Gbit/s divisé entre 8 ou 16 ONUs est également acceptable. Le composant choisi est le RSOA car son potentiel est plus important que le laser FabryPérot verrouillé par injection. Dans un premier temps nous avons caractérisé un RSOA, prêté par Alcatel-Thales III-V lab [1], en termes de bande passante électro-optique, bande passante optique, gain, facteur de bruit, taux d'extinction et performances en taux d'erreurs binaires. Dans un second temps nous avons défini deux architectures de PON utilisant le WDM à 1.25 Gbit/s. La première architecture est un PON WDM-TDM utilisant une seule longueur d'onde pour les sens montant et descendant. La technique utilisée est la modulation du signal descendant avec un faible taux d'extinction et la remodulation de celui-ci avec un fort taux d'extinction grâce au RSOA pour constituer le signal montant. Cette technique a déjà été proposée dans la littérature cependant nous allons étudier les limites de l'architecture monofibre et analyser les avantages du passage à une architecture partiellement bi-fibre. La seconde architecture est un PON WDM basé sur la génération de multiples longueurs d'onde par le hachage d'une source large et la modulation à l'ONU par le RSOA. Plusieurs variantes ont été implémentées, pour tenter d'obtenir un PON WDM-TDM puis pour avoir un système similaire pour le sens descendant. Un dernier chapitre traite de la conversion de longueur d'onde dans le réseau d'accès. Des études expérimentales ont été réalisées pour la conversion tout optique de la bande O (1.3µm) vers les bandes C et L, en utilisant des modulateurs à électro-absorption. Le but est 97 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées de convertir les longueurs d'onde classiques du PON vers des bandes aisément amplifiables optiquement, dans le cadre d'un réseau d'accès étendu, c'est-à-dire où le réseau d'accès fusionne avec le réseau de collecte. Les résultats obtenus sont présentés dans ce chapitre. Un aspect important des architectures est le nombre de fibres par ONU. En effet dans le cas d'un déploiement de grande envergure, on peut imaginer que le coût de la fibre puisse être un paramètre à prendre en compte et qu'il serait préférable de privilégier des architectures mono-fibre bidirectionnelles. En fait le coût de la fibre est très faible comparé au coût des composants opto-électroniques et surtout au coût du génie civil et le fait d'avoir une ou deux fibres par ONU influe peu sur le CAPEX. Néanmoins au niveau OPEX il est préférable d'avoir des architectures mono-fibre pour des facilités de maintenance opérationnelle. Il est plus facile d'intervenir sur une seule fibre dont on sait qu'elle transporte les flux montants et descendants que sur deux fibres qu'il est difficile de différentier. De même au central cela divise par deux le nombre de fibres à arriver ce qui n'est pas négligeable en termes d'encombrement dans le cas d'un déploiement de grande envergure. 98 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 3.1 Caractérisation du RSOA 3.1.1 Présentation Le RSOA que nous avons utilisé tout au long de cette thèse nous a été prêté par le groupement d'intérêt économique (GIE) Alcatel-Thales III-V lab. Ce GIE s'appelait auparavant Opto+ et était constitué de deux partenaires: France Télécom et Alcatel. Ce RSOA a été conçu il y a plusieurs années, déjà dans l'optique de réaliser un PON WDM. Les paramètres de fabrication sont décrits dans la référence [2]. La Figure 3-1 présente une vue de dessus de l'intérieur du boitier "butterfly" contenant le RSOA. Le RSOA, visible en rouge, est pourvu d'une couche hautement réfléchissante (HR) sur la facette arrière et d'une couche antireflet (AR) sur la facette avant. Une fibre lentillée avec également une couche antireflet permet une efficacité de couplage supérieure à 50%. La longueur de la puce est de 1 mm, incluant le guide optique passif à l'extrémité. Le guide a une inclinaison de 7° par rapport à la facette cl ivée, pour diminuer les réflexions parasites et améliorer le couplage. Un fil électrique entre le coté "P" de la puce et un micro ruban 50 Ohm permet la connexion électrique au "+" du connecteur SMA. Le coté "N" de la puce est mis à la terre. Lensed fibre HR Optical fibre AR Figure 3-1: vue de dessus du R-SOA La puce RSOA est une hétérostructure à confinement séparé en InGaAsP, avec une couche active en matériaux faiblement contraint en tension. Dans les structures non contraintes, le gain TE est favorisé car le facteur de confinement TE est plus grand que le TM. En introduisant un matériau contraints en tension, le gain matériau TM devient plus important que le TE. La différence de gain TE-TM est donc diminuée. La dépendance du gain à la polarisation (PDL: polarisation dependent loss) obtenue est inférieure à 1dB pour un courant de 60 mA et est inférieure à 1.5 dB à 100 mA. Les paragraphes suivants décrivent la caractérisation en termes de gain optique, puissance de sortie, bande passante électrique, rapport signal sur bruit, taux d'extinction, ondulation résiduelle et performances en taux d'erreurs binaires. 99 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 3.1.2 Gain / puissance de sortie 3.1.2.1 Puissance de sortie Le composant était accompagné d'un document d'évaluation donnant diverses données expérimentales sur les caractéristiques du RSOA. Certaines des courbes présentées ciaprès sont issues de ce document. D'autres mesures expérimentales ont été faites par nos soins pour vérifier les performances annoncées et pour caractériser d'autres paramètres. Les Figure 3-2 (a) et (b) montrent la puissance de sortie du RSOA opérant sans injection optique. La puissance mesurée est l'émission spontanée amplifiée (ASE). 9 15 10 7 5 Puissance optique (dBm ) Puissance optique (mW) 8 6 5 4 3 2 1 0 0 20 40 60 80 100 120 -5 -10 -15 -20 0 0 20 40 60 80 100 120 140 -25 coura nt de pola risa tion (m A) -30 coura nt de polarisation (m A) (a) (b) Figure 3-2: puissance de sortie (ASE) du RSOA en fonction du courant appliqué, en échelle linéaire (a) et en échelle logarithmique (b) L'échelle linéaire montre un seuil autour de 40 mA. 3.1.2.2 Gain Pour la mesure du gain nous allons différencier les mesures en statique, qui sont réalisées en appliquant simplement un courant continu sur le RSOA, des mesures en dynamique où une modulation est superposée au courant continu. Gain en statique Pour mesurer le gain nous avons utilisé le montage suivant: Laser accordable 1 2 RSOA 3 Analyseur de spectre optique Ibias (DC) Figure 3-3: schéma du montage pour la mesure du gain du RSOA en statique 100 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Le laser accordable est suivi d'un atténuateur variable pour varier le niveau d'injection optique dans le RSOA. La résolution de l'analyseur de spectre optique était fixée à 1 nm dans nos mesures alors que les mesures effectuées par Alcatel ont été réalisées avec une résolution de 0,1 nm. Le fait d'avoir une large résolution permet de se rapprocher des valeurs de puissance obtenues avec un puissance-mètre. 25 EXTERNAL GAIN (dB) 20 I = 100mA I = 90mA I = 80mA I = 70mA I = 60mA I = 50mA I = 40mA I = 30mA 15 10 5 0 -5 -10 -15 -20 1480 1500 1520 1540 1560 1580 1600 1620 WAVELENGTH (nm) Figure 3-4: gain du RSOA en fonction de la longueur d'onde pour différents courants (Alcatel) La Figure 3-4 montre le gain optique en fonction de la longueur d'onde pour différents courants de polarisation du RSOA. Le gain augmente avec le courant, mais il ya un léger décalage du spectre d'amplification vers les basses longueurs d'onde. La bande passante optique à 3dB augmente également jusqu'à 50 nm pour un courant de 60 mA avant de diminuer légèrement. Le Tableau 11 résume les valeurs de gain correspondant aux longueurs d'onde centrales à chaque courant de polarisation. La bande passante optique correspondant à chaque courant est déduite directement du graphique. Courant Longueur d'onde centrale 1570 nm 1560 nm 1550 nm 1550 nm 1550 nm 1550 nm 30mA 40mA 50mA 60mA 80mA 100mA Gain maximum Bande passante optique à -3dB < 30 nm 40 nm 42 nm 50 nm 40 nm 45 nm 1 dB 8 dB 13 dB 16 dB 20 dB 22 dB Tableau 11: gain et bande passante optique en fonction du courant de polarisation du RSOA 30 25 25 20 15 15 10 40 mA 5 I= I= I= I= I= I= I= 0 -5 -10 -15 -20 1530 1535 1540 1545 1550 gain (dB) EXTERNAL GAIN (dB) 20 100mA 90mA 80mA 70mA 60mA 50mA 40mA 1555 10 50 mA 5 60 mA 80 mA 0 100 mA -5 -10 -15 -20 1530 1560 WAVELENGTH (nm) 1535 1540 1545 1550 1555 1560 longue ur d'onde (nm ) (a) Alcatel (b) FT Figure 3-5: gain du RSOA en fonction de la longueur d'onde sur la bande C, pour différents courants 101 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées La Figure 3-5 montre le gain du RSOA sur la bande C. Il apparaît tout d'abord que le gain mesuré par Alcatel est 4 dB inférieur en moyenne au gain mesuré sur notre banc expérimental. Cela s'explique par le fait que la résolution de notre analyseur de spectre optique était de 1 nm et prenait en compte une plus grande partie de l'émission spontanée amplifiée. Il apparaît ensuite qu'à partir de 60 mA la bande passante optique à 3dB du RSOA couvre entièrement la bande C et le gain est supérieur à 13 dB (13dB pour Alcatel et 16 dB pour FT). La Figure 3-6 montre le gain en fonction du courant pour 4 longueurs d'onde de la bande C. Le gain est moins important pour les longueurs d'onde basses (1530 nm). Il apparaît que pour les forts courants, le gain dépend faiblement de la longueur d'onde puisque la différence de gain entre 1530 nm et 1550 nm à 100 mA est de 2 dB tandis que cette différence est beaucoup plus importante pour les faibles courants: 9 dB à 30 mA. 30 25 25 15 20 1530 nm 10 gain (dB) EXTERNAL GAIN (dB) 20 5 1530 nm 1540 nm 1550 nm 1560 nm 0 -5 -10 1540 nm 15 1550 nm 1560 nm 10 5 0 -15 30 40 50 60 70 80 90 40 100 50 60 70 80 90 100 courant (m A) BIAS CURRENT (mA) (a) Alcatel (b) FT Figure 3-6: gain du RSOA en fonction du courant d'alimentation, à différentes longueurs d'onde, pour une puissance injecté de -25 dBm Gain en dynamique Les mesures de gain en dynamique sont réalisées en ajoutant un signal modulé sur la composante continue du courant de polarisation par l'intermédiaire d'un té de polarisation. Laser accordable 1 2 RSOA 3 Analyseur de spectre optique T Imod (AC) Ibias (DC) Figure 3-7: schéma du montage pour la mesure du gain du RSOA en dynamique Le signal modulé provient d'un générateur de séquences binaires pseudo aléatoires (PRBS) délivrant une amplitude de tension maximale de 2 Volts. Les courbes de gain de la Figure 3-8 sont obtenues en fixant l'amplitude du signal de modulation à 2V et en faisant varier le 102 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées courant continu. La résistance équivalente aux bornes du RSOA est égale à 50Ω, ce qui donne une amplitude de 40mA pour le courant modulé. 20 18 16 Gain (dB) 14 12 10 8 1530 nm dynamique 6 1550 nm dynamique 4 1530 nm statique 2 1550 nm statique 0 40 45 50 55 60 65 70 75 80 courant (m A) Figure 3-8: gain du RSOA avec injection incohérente, en statique et dynamique La différence de gain entre le mode dynamique et statique peut paraître importante de prime abord. En fait il faut considérer non pas seulement le courant électrique mais la puissance électrique totale appliquée sur le composant. La puissance électrique instantanée vaut P (t ) = R ⋅ I 2 (t ) avec R= 50 Ω I (t ) = i + ∆i ⋅ cos(wt ) Avec w la fréquence de modulation et ∆i l'amplitude de modulation du courant. 2 Donc P (t ) = R ⋅ (i + ∆i ⋅ cos(wt )) = R ⋅ i 2 + ∆i 2 ⋅ cos 2 (wt ) + 2i ⋅ ∆i ⋅ cos(wt ) ( ) La puissance moyenne vaut donc P = R ⋅ i + 1 2 ∆i 2 La Figure 3-9 montre le gain en fonction de la puissance électrique en statique et dynamique. 20 18 16 gain (dB) 14 1530 nm - statique 12 1550 nm - statique 10 1530 nm - dynamique 8 1550 nm - dynamique 6 4 2 0 0 50 100 150 200 250 300 350 puis s ance é le ctrique (m W) Figure 3-9: gain du RSOA (avec lumière incohérente) en fonction de la puissance électrique appliquée sur le RSOA, avec et sans modulation, pour 1530 nm et 1550 nm. 103 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Les courbes à 1550 nm montrent une meilleure adéquation entre le gain en dynamique et en statique. Néanmoins à 1530 nm il existe encore une différence assez nette entre les deux modes d'opération qui reste inexpliquée. 3.1.2.3 Saturation La Figure 3-10 montre le gain du RSOA en fonction de la puissance d'entrée pour 4 longueurs d'onde de la bande C: 1530 nm, 1540 nm, 1550 nm et 1560 nm. Ces figures mettent en évidence la saturation du gain. La différence entre les mesures Alcatel et FT sont marquées en particulier pour les faibles puissances d'entrée. Le niveau d'ASE est important par rapport à la puissance d'injection, lorsque celle-ci est inférieure à -25dBm. Le fait d'avoir une résolution de 1 nm fait que l'ASE est prise en compte, et cela explique les différences de gain obtenues. La platitude du gain est plus visible sur les mesures d'Alcatel (a) pour les faibles puissances d'entrée. 22 1530 nm 1540 nm 1550 nm 1560 nm 18 16 20 Gain du RSOA (dB) EXTERNAL GAIN (dB) 20 14 12 18 1530 nm 16 1540 nm 1550 nm 14 1560 nm 12 10 10 8 -30 8 -30 -25 -20 -15 -10 -25 -20 -15 -10 -5 Puissa nce d'e ntrée du RSOA (dBm) <INPUT POWER> (dBm) (a) Alcatel (b) FT Figure 3-10: gain du RSOA en fonction de la puissance d'entrée pour différentes longueurs d'onde. Le courant de polarisation est 60 mA dans (a) et 65 mA dans (b). La Figure 3-11 montre la puissance de saturation d'entrée en fonction de la longueur d'onde. La valeur est prise sur la Figure 3-10 (a) en prenant la valeur de la puissance d'entrée pour laquelle le gain a diminué de 3dB. Un minimum apparaît à 1550 nm et vaut – 15dBm. Cette valeur varie entre -12.5 dBm et – 15 dBm sur la bande C. Ceci signifie qu'au dessus de ces valeurs, le signal d'entrée subit une compression du gain. SATURATION POWER (dBm) -5,0 -7,5 -10,0 -12,5 -15,0 -17,5 -20,0 1520 1530 1540 1550 1560 1570 1580 WAVELENGTH (nm) Figure 3-11: puissance de saturation d'entrée du RSOA en fonction de la longueur d'onde. 104 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées La Figure 3-12 monte la puissance de sortie du RSOA en fonction de la puissance d'entrée pour un courant de 65 mA. L'échelle est logarithmique et il apparaît que la longueur d'onde 1530 nm a un gain inférieur aux autres longueurs d'onde: 1 dB de moins que pour 1540 nm et 2 dB de moins que pour 1550 nm et 1560 nm. 4 2 puissance sortie (dBm) 0 -2 -4 1530nm -6 1540nm -8 1550nm -10 1560nm -12 -30 -25 -20 -15 -10 -5 puis s ance d'e ntré e (dBm ) Figure 3-12: courbes de puissance de sortie du RSOA en fonction de la puissance du signal injecté, pour différentes longueurs d'onde avec un courant de 65 mA (résolution 1 nm). La Figure 3-13 est l'équivalent de la figure précédente pour la longueur d'onde 1550 nm (65 mA) mais en linéaire. Il est possible d'obtenir une courbe d'interpolation ayant l'équation suivante [3]: POUT = g 0 PSAT ⋅ PIN PSAT + PIN Où g0 est le gain linéaire, PIN et POUT, les puissances d'entrée et de sortie du RSOA et PSAT la puissance de saturation d'entrée. La courbe de tendance est obtenue avec g0 = 130 (21,1 dB) et PSAT = 16µW (-18 dBm). Ces valeurs sont assez proches de ce qui a été mesuré, compte tenu du fait que ces points ont été obtenus avec une résolution de 1 nm sur l'analyseur de spectre optique. fonction de transfert du RSOA Puissance de sortie (µW) 2500 2000 1500 Pout fit 1000 500 0 0 50 100 150 200 Puissa nce d'entrée (µW ) Figure 3-13: courbe linaire d'interpolation de la puissance de sortie en fonction de la puissance d'entrée: fonction de transfert 105 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 3.1.3 Bande passante électrique Le paramètre de bande passante électrique du RSOA est important à connaître pour estimer la vitesse de modulation maximale et donc le débit attendu avec ce composant. Ce paramètre est obtenu à l'aide de l'analyseur de réseau. Le schéma qui suit décrit le montage expérimental. Analyseur de réseau Electr. circulateur Optique Atténuateur Tx T DFB à 1550nm RSOA Source de Courant DC Figure 3-14: schéma expérimental pour la mesure de la bande passante électrique du RSOA La lumière injectée de façon optionnelle dans le RSOA provient d'un laser DFB à 1550nm. L'atténuateur permet de contrôler la puissance injectée dans le RSOA via le circulateur. La Figure 3-15 représente la réponse en fréquence du RSOA pour différentes puissance d'injection optique. 24 21 60mA_ sans injection 60mA_-30dBm Amplitude (dB) 18 60mA_-25dBm 15 60mA_-20dBm 60mA_-15dbm 12 60mA_-10dBm 9 60mA_-5dBm 60mA_0dBm 6 60mA_+5dBm 3 0 0 500 1000 1500 2000 Fr éque nce e n M Hz Figure 3-15: réponse en fréquence du RSOA avec un courant de 60mA et pour différentes puissances d'injection optique (DFB@1550nm) La Figure 3-15 montre que la réponse en fréquence s'améliore lorsque la puissance injectée augmente et la bande passante atteint 1GHz. L'amélioration est plus particulièrement visible à partir de -15 dBm de puissance optique injectée. Par ailleurs lorsque la puissance injectée 106 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées est proche du niveau de saturation du composant (courbe avec +5 dBm de puissance), l'amplitude de la réponse en fréquence diminue légèrement aux basses fréquences. La publication [4] explique qu'un SOA devient un filtre passe bas lorsque la puissance d'entrée est très importante. La bande passante est généralement définie comme la fréquence pour laquelle l'amplitude diminue de 3dB. Sur les courbes de réponse fréquentielle, les mesures commencent à 130MHz et atteignent rapidement un plateau. Le Tableau 12 qui suit donne les valeurs de fréquence de coupure, en considérant d'abord ce plateau comme limite (Fc1) puis une seconde valeur prenant comme référence ce plateau (Fc2). Fc2 est plus grand que Fc1. Le principe de la mesure est décrit sur la Figure 3-16. 24 21 Amplitude (dB) 18 60mA_ sans injection 15 fc1 60mA_-20dBm 3 dB 12 60mA_-15dbm fc2 60mA_0dBm 9 6 3 2000 1900 1800 1700 1600 1500 1400 1300 1200 1100 900 1000 800 700 600 500 400 300 200 0 100 0 Fré que nce e n M Hz Figure 3-16: descriptif de la mesure de la bande passante électrique du RSOA (Fc2) Fc1 Fc2 Sans injection 650 MHz 900 MHz Niveau d'injection optique -20 dBm -15 dBm 675 MHz 700 MHz 1000 MHz 1275 MHz Tableau 12: bande passante du RSOA à 3dB 107 0 dBm 750 MHz 1375 MHz Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Bandwidth measurement in reflection mode Bandwidth measurement in reflection mode 700 90 100 Pi=-24dBm RT=25°C 1550nm 500 400 -3dB BANDWIDTH (MHz) -3dB BANDWIDTH (MHz) 400 600 80 70 60 50 40 300 35 30 200 25 20 100 350 300 250 I=40mA (G=10dB) RT=25°C 1550nm 200 150 0 2 4 6 8 10 -30 -25 -20 -15 -10 <INPUT POWER> (dBm) 1/2 SQRT(BIAS CURRENT) (mA ) Figure 3-17: bande passante à -3dB en fonction de la racine carré du courant de polarisation (mesures Alcatel) Figure 3-18: bande passante à -3dB en fonction de la puissance d'entrée pour un courant de 40 mA Les valeurs obtenues par nos soins diffèrent des résultats d'Alcatel mais les valeurs de fréquence de coupure obtenues montrent que celle-ci augmente lorsque le niveau de puissance optique injecté augmente. La raison envisagée est la lumière injectée permet d'augmenter la densité de porteurs et favorise les recombinaisons. Il faut donc s'attendre à avoir de meilleurs résultats à 1.25 Gbit/s lorsque le niveau de puissance injecté est assez fort. Les courbes de taux d'erreurs présentées dans le paragraphe 3.2.8 sont en adéquation avec ces résultats. 21 18 Amplitude (dB) 15 50mA_-25dbm 60mA_-25dBm 12 70mA_-25dBm 9 80mA_-25dBm 90mA_-25dBm 6 3 0 0 500 1000 1500 2000 Fré que nce e n M Hz Figure 3-19: réponse en fréquence du RSOA pour une puissance optique d'entrée de 25dBm et pour différents courants d'alimentation La Figure 3-19 montre la réponse en fréquence du RSOA pour une puissance d'injection fixée à -25 dBm et en fonction du courant de polarisation. La réponse en fréquence est 108 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées meilleure pour les forts courants et la fréquence de coupure augmente donc avec le courant de polarisation. L'augmentation de la bande passante à 3dB est confirmée par les mesures d'Alcatel de la Figure 3-17, même si les valeurs trouvées sont sensiblement différentes. Les valeurs d'Alcatel sont très basses, 450MHz à 60 mA, et il parait donc impossible de faire passer 1.25Gbit/s et pourtant les courbes de taux d'erreur montre que le RSOA supporte ce débit. Ces valeurs semblent donc à prendre avec précaution. Néanmoins la théorie prévoit que la fréquence de coupure à -3dB est proportionnelle au taux de recombinaison différentiel des porteurs, ∂R [5]. Pour un SOA polarisé de façon ∂N ∂RSp normale, le taux de recombinaisons radiatives bimoléculaires, ∂N , est prédominant et il en résulte ainsi: f −3dB ∝ ∂R ∂RSp ∝ ∝N ∂N ∂N car RSp ∝ BN 2 , où B est le coefficient radiatif bimoléculaire, et N la densité de porteurs injectés. Les équations sur les porteurs peuvent s'exprimer de la façon suivante: ∂N I I = − R( N ) = − BN 2 eV eV ∂t où I est le courant de polarisation, V le volume de la couche active et e la charge de l'électron. La solution à l'état stable donne: N ∝ I . La bande passante devrait donc être proportionnelle à la racine carré du courant de polarisation, ce qui est vérifié sur la Figure 3-17. Il est à noter que l'augmentation de la bande passante avec la puissance d'injection optique est vérifiée sur la Figure 3-18 mais pour une valeur de courant de polarisation de 40 mA, ce qui est faible, d'où des valeurs de bande passante également faibles. 3.1.4 Rapport Signal sur bruit et facteur de qualité Q Le RSOA est avant tout un amplificateur, et en tant que tel il ajoute du bruit au signal amplifié. Un paramètre important à analyser est donc le rapport signal sur bruit. Nous avons utilisé l'oscilloscope Infinum d'Agilent pour mesurer le rapport Signal sur bruit à la sortie du RSOA. A l'aide de cet appareil qui possède des entrées optiques, le diagramme de l'œil peut être affiché pour estimer le rapport signal sur bruit. En fait cette valeur est semblable à la valeur d'un facteur Q intégrant le niveau de bruit de l'appareil, qui ne peut être supprimée. Il est donné par Q= I1 − I 0 σ1 + σ 0 Avec I1 la puissance moyenne des bits à "1", I0 la puissance moyenne des bits à "0", σ1 la variance sur la puissance des "1" et σ0 la variance sur la puissance des "0". Les valeurs sont en mW donc il s'agit d'un facteur Q optique qui peut être mis en relation avec le taux d'erreur BER par la formule 1 Q 1 BER = erfc = 2 π 2 +∞ ∫e Q 2 (avec des statistiques de bruit gaussiennes) 109 − y2 dy ≈ e − Q2 2 Q 2π Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Le facteur Q est un paramètre plus représentatif de la qualité du signal que le taux d'extinction car il prend en compte les bruits. Le facteur Q donné par l'appareil est à priori pessimiste dans la mesure où il intègre le bruit amené par l'appareil lui-même. Pour un BER de 10-9 il faut Q=6. La Figure 3-20 présente le montage ayant permis la mesure du facteur Q. Un circulateur optique permet d'injecter par le port 1 la puissance continue à la longueur d'onde voulue dans le RSOA et de récupérer le signal modulé sur le port 3. Ce signal passe ensuite dans un AWG par le port de sortie correspondant à la longueur d'onde choisie, ce qui permet de filtrer l'ASE (filtre gaussien de largeur 0.4nm@-3dB) et de se mettre dans les conditions d'une architecture de PON WDM. 1 Laser accordable 2 RSOA Att 3 AWG Coupleur 3 dB Power meter Oscillo Infineum Agilent Figure 3-20 : schéma du montage pour la mesure du facteur Q du RSOA Les facteurs Q présentés ci après sont obtenus avec une vitesse de modulation de 1.25 GHz qui constitue la limite de fonctionnement du RSOA. La Figure 3-21 représente le facteur Q en fonction de la puissance optique d'entrée du RSOA pour différents courants de polarisation et deux tensions de modulation: 1V et 2V, ce qui équivaut à 20mA et 40 mA. La Figure 3-22 représente le facteur Q en fonction du courant. 14 12 2V - 50mA 10 facteur Q 2V - 60mA 2V - 80mA 8 2V - 100mA 1V - 50mA 6 1V - 60mA 1V - 80mA 4 1V - 100mA 2 0 -28 -25 -22 -19 -16 -13 -10 -7 puissance d'entrée du RSOA (dBm) Figure 3-21: facteur Q en fonction la puissance d'entrée sur le RSOA pour différents courants de polarisation et 2 tensions de modulation (1V et 2V). Modulation à 1.25GHz et longueur d'onde 1550nm. 110 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 14 12 10 -20dBm - 1V facteur Q -15dBm - 1V 8 -10dBm - 1V -25dBm - 2V -20dBm - 2V 6 -15dBm - 2V -10dBm - 2V 4 2 0 40 60 80 100 120 coura nt (mA) Figure 3-22: facteur Q en fonction du courant de polarisation du RSOA pour différentes puissances d'entrées sur le RSOA et 2 tensions de modulation. Modulation à 1.25GHz et longueur d'onde 1550nm. La Figure 3-21 montre que les meilleurs niveaux de facteur Q sont obtenus avec une modulation de 2V et la Figure 3-22 montre que l'optimum du courant est 60 mA quelque soit la puissance optique d'entrée sur le RSOA. Une puissance optique d'injection forte améliore le facteur Q. Pour des puissances d'injection faibles (-25dBm) le courant n'améliore pas le facteur Q (Q=4 pour 60, 80 et 100mA avec 2V d'amplitude de modulation) mais améliore le gain en puissance optique (cf courbes de gain). Lorsque la puissance d'injection augmente, le facteur Q augmente plus rapidement avec un courant de 60 mA qu'avec un courant de 80 ou 100 mA. Pour une puissance d'entrée de -10 dBm, Q = 12.6 pour 60 mA et Q = 11.6 pour 80 mA et 50 mA et Q = 10.6 pour 100mA. En ce qui concerne l'amplitude de modulation, 2V est à privilégier car le maximum d'amplitude donne le meilleur facteur Q. Une amplitude plus grande (4V) donnerait encore de meilleurs résultats. Néanmoins une amplitude de modulation élevée pour un courant de polarisation faible et une puissance d'entrée faibles donnent un diagramme de l'œil dissymétrique (croisement à 15% au lieu de 50 %), ce qui ferme l'œil horizontalement (Figure 3-23). Ceci oblige le récepteur à être synchronisé de façon plus précise et/ou à avoir un seuil ajustable sous peine d'avoir un taux d'erreur dégradé. (a) (b) Figure 3-23: diagramme de l'œil du signal en sortie du RSOA: λ = 1550nm, courant de polarisation = 60mA, puissance d'injection optique = -15 dBm, amplitude de modulation: (a) 1V; (b) 2V 111 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Comparaison avec 1530 nm A faible puissance d'injection les facteurs Q sont équivalents à 1530 et 1550 nm pour n'importe quel courant de polarisation avec une modulation de 2V (Q ≈ 4). Mais pour des puissances d'injection fortes (-10dBm) le facteur Q est supérieur à 1530 par rapport à 1550 (Q1530 ≈ Q1550 + 2 à 60 mA). Ceci s'explique en regardant la courbe de gain sur la Figure 3-6. Si on considère un courant de bias de 60mA et une modulation de 2V c'est-à-dire 40mA (résistance = 50 Ohm) le niveau haut est I1=80mA et le niveau bas I0= 40mA. Or la différence entre I1 et I0 est plus grande à 1530nm qu'à 1550nm (due à PASE plus faible à 1530nm), ce qui augmente le facteur Q. 3.1.5 Taux d'extinction Le taux d'extinction est obtenu également par l'intermédiaire du Infinuum d'Agilent et grâce au même montage que pour la mesure du facteur Q. Le taux d'extinction est défini par le rapport des puissances moyennes des niveaux "1" et "0" en prenant en compte le niveau de bruit correspondant au niveau de puissance mesuré lorsqu'il n'y pas de lumière en entrée (dark level). < 1 > −dark .level ERdB = 10 ⋅ log < 0 > −dark .level 20 20 18 18 2V - 50mA 16 2V - 60mA 14 2V - 80mA 12 2V - 100mA 10 1V - 50mA 1V - 60mA 8 1V - 80mA 6 1V - 100mA 4 taux d'extinction (dB) taux d'extinction (dB) 16 -20dBm - 1V 14 -15dBm - 1V 12 -10dBm - 1V 10 -25dBm - 2V -20dBm - 2V 8 -15dBm - 2V 6 -10dBm - 2V 4 2 2 0 0 -28 -25 -22 -19 -16 -13 -10 -7 40 puissance d'entrée du RSOA (dBm) 60 80 100 120 courant (mA) Figure 3-24 : Taux d'extinction du RSOA à 1.25 Gbit/s en fonction du courant de polarisation et de la puissance d'injection. Longueur d'onde : 1550nm • • Les graphiques montrent que les meilleurs taux d'extinction sont obtenus avec l'amplitude de modulation la plus grande (2V). Le taux d'extinction diminue lorsque le courant de polarisation augmente. Ceci s'explique par le fait que pour une amplitude de modulation donnée, l'ouverture de l'œil varie peu avec l'augmentation du courant mais le niveau des "0" et "1" augmente. Le rapport I1/I0 ne peut donc que diminuer si la tension de modulation n'augmente pas en même temps que le courant de polarisation. 112 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 21 19 taux d'extinction (dB) 17 15 13 11 9 7 5 40 50 60 70 80 90 100 110 courant (mA) 1530nm_-25dBm_2V 1530nm_-10dBm_2V 1550nm_-25dBm_2V 1550nm_-10dBm_2V Figure 3-25: taux d'extinction comparé pour 1530 nm et 1550 nm en fonction du courant La Figure 3-25 montre une comparaison du taux d'extinction à 1530 nm et 1550 nm: les taux d'extinction obtenus à 1530 nm sont légèrement supérieurs à ceux obtenus à 1550 nm: environ +2dB avec un courant de 60-70 mA et 0 à +2dB avec 100mA. La raison est la même que décrite dans le paragraphe précédent pour le SNR, c'est-à-dire que le gain pour les faibles courants équivalents à un "0" sont plus faible à 1530 nm qu'à 1550 nm, ce qui augmente la différence entre les "0" et les "1" c'est-à-dire le taux d'extinction. D'après les courbes de facteur Q et de taux d'extinction obtenues, le meilleur compromis courant de polarisation/amplitude de modulation parait être un courant de l'ordre de 60 mA avec une amplitude de tension la plus importante possible pour ouvrir le diagramme de l'œil au maximum et avoir un bon taux d'extinction. Il faut néanmoins veiller à ne pas introduire un courant négatif dans le RSOA. Pour un courant de 60 mA et en considérant que l'entrée SMA du RSOA est adaptée à 50Ω, une tension d'amplitude 50*120mA = 6V est autorisée (±3V). 3.1.6 Facteur de bruit Le facteur de bruit est un paramètre révélateur de la quantité de bruit rajouté sur le signal par un amplificateur. Il est défini par SNRin avec SNRIN = rapport signal sur bruit en entrée NF = SNRout SNROUT = rapport signal sur bruit en sortie Ce qui donne après développement et simplification [6] PASE 1 NF = 1 + G hν s BOSA Avec G est le gain à la longueur d'onde définie <PASE> est la valeur moyenne de l'ASE (émission spontanée amplifiée) BOSA est la résolution de l'OSA h est la constante de Planck υ est la fréquence correspondant à la longueur d'onde utilisée 113 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées L'intérêt de cette formule est qu'une valeur approchée du facteur de bruit peut être obtenue en n'utilisant que l'analyseur de spectre optique. La Figure 3-26 montre la mesure des valeurs de puissance du signal Psignal et de l'ASE PASE permettant ensuite de calculer le facteur de bruit. Puissance Psignal PASE Longueur d'onde Figure 3-26 : mesure de PASE à l'OSA Les figures suivantes (Figure 3-27, Figure 3-28, Figure 3-29) représentent le facteur de bruit du RSOA en dB en fonction du courant, de la longueur d'onde et du niveau de puissance optique injecté. 14 facteur de bruit NF (dB) 13 12 11 10 9 8 7 6 5 40 50 60 70 80 90 100 courant (mA) -25 dBm - 1530 nm -20 dBm - 1530 nm -15 dBm - 1530 nm -10 dBm - 1530 nm Figure 3-27: facteur de bruit du RSOA à 1530 nm en fonction du courant d'alimentation et pour différentes puissances d'injection optique La Figure 3-27 montre que le facteur de bruit est relativement constant au dessus du seuil du laser, qui se situe à 50 mA. Le changement de pente des courbes de facteur de bruit coïncident avec le changement de pente du gain visible sur la Figure 3-5 (b). 114 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 13 12 NF(dB) 11 10 9 8 7 6 40 50 60 70 80 90 100 cour ant (m A) 1530 nm 1540 nm 1550 nm 1560 nm Figure 3-28: facteur de bruit du RSOA en fonction du courant d'alimentation pour différentes longueurs d'onde (puissance d'injection: -25 dBm) La Figure 3-28 montre que, pour une injection de l'ordre de -25dBm, le facteur de bruit est minimum à 1550 nm et vaut environ 6.5 dB tandis qu'il est égal à 9 dB à 1530 nm. Le facteur de bruit se situe entre ces 2 valeurs pour les longueurs d'onde de la bande C. facteur de bruit NF (dB) 12 11 10 9 8 7 6 5 4 -30 -25 -20 -15 puissance optique d'injection (dBm) 60 mA - 1550 nm -10 60 mA - 1530 nm Figure 3-29: facteur de bruit en fonction de la puissance d'injection pour 1530 nm et 1550 nm et un courant de 60 mA La Figure 3-29 montre que le facteur de bruit augmente lorsque la puissance optique injectée augmente, ce qui veut dire que le niveau de bruit apporté par le RSOA est plus important. Il parait donc nécessaire de limiter la puissance optique d'entrée pour avoir un meilleur rapport signal sur bruit en sortie. Or les courbes de taux d'erreur montreront que l'augmentation de la bande passante avec le niveau d'injection optique est prépondérante. 3.1.7 Ondulation résiduelle (Ripple) L'ondulation résiduelle correspond à l'ondulation rapide du gain due à la micro cavité Fabry-Pérot créée par les facettes du SOA. Une forte ondulation résiduelle du gain provoque un changement dans le gain de quelques dB lorsqu'une longueur d'onde injectée dans le RSOA se décale de quelques dixièmes de nanomètres. Cette variation de gain n'est pas toujours souhaitable. L'ondulation résiduelle du RSOA a été mesurée à l'aide d'un 115 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées analyseur de spectre optique. Le but est de voir comment évoluent le spectre et le niveau de l'ondulation résiduelle du RSOA avec le courant d'alimentation et avec la modulation. Les mesures ont donc été faites d'abord sans modulation pour des courants allant de 40mA à 90mA (mesures en statique) puis avec une modulation d'amplitude 2V p-p ce qui correspond à 40mA p-p , pour des courants allant de 50 à 90 mA (dynamique). -20,00 50 mA dyn 60 mA dyn -25,00 Puissance (dBm) 70 mA dyn 80 mA dyn -30,00 90 mA dyn 90 mA stat 80 mA stat -35,00 70 mA stat 60 mA stat -40,00 50 mA stat 40 mA stat -45,00 1500 1510 1520 1530 1540 1550 1560 1570 1580 Longueur d'onde (nm) Figure 3-30: spectre du RSOA sans injection en fonction du courant avec et sans modulation (résolution de l'analyseur de spectre optique: 0.1nm) La valeur de ripple doit être donnée sur une plage spectrale pour avoir un sens. Une première valeur est la différence entre la puissance de sortie maximale et la puissance minimale sur une bande de longueurs d'onde précisée. Le Tableau 13 donne ce niveau sur la bande C pour différentes valeurs de courant en dynamique et en statique. état de modulation dynamique statique Courant (mA) 50 60 70 80 90 90 80 70 60 50 40 Différence de puissance (dB) 2,13 2,4 2,57 2,69 2,71 2,13 2,14 2,06 2,07 2,51 2,15 Tableau 13: différence de puissance de sortie du RSOA sur la bande C: 1530 nm 1565 nm La différence de puissance prise sur la bande C entière est inférieur à 2.71 dB et vaut 2.4dB pour un courant de 60 mA avec modulation. La définition du ripple la plus usitée est celle donnant la différence entre un minima et un maxima se suivant immédiatement (et inversement). La Figure 3-31 est représente le spectre de sortie du RSOA sur la bande C pour différents courants de polarisation, en statique et en dynamique. Cette figure permet de voir que le ripple ne dépasse jamais 0.75dB. 116 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées -22,0 Puissance (dBm) -22,5 -23,0 50 mA dyn -23,5 60 mA dyn 70 mA dyn -24,0 80 mA dyn -24,5 90 mA dyn -25,0 90 mA stat -25,5 80 mA stat 70 mA stat -26,0 60 mA stat -26,5 50 mA stat -27,0 40 mA stat -27,5 -28,0 1530 1535 1540 1545 1550 1555 1560 1565 Longueur d'onde (nm) Figure 3-31: spectre du RSOA sur la bande C pour différents courants de polarisation en statique et dynamique (résolution de l'analyseur de spectre optique: 0.1nm) Une autre définition du ripple est la suivante: pour une longueur d'onde donnée c'est la différence en dB entre les valeurs de puissance maximum et minimum mesurées sur une bande de 1 nm après cette longueur d'onde. Cette valeur permet de rendre compte de la variation du niveau d'émission spontanée amplifiée entre 2 longueurs d'onde espacées de moins de 1 nm. Ces mesures sont représentées sur la Figure 3-32 et la Figure 3-33. statique 1,40 1,20 90mA stat ripple en dB 1,00 80mA stat 0,80 70mA stat 0,60 60mA stat 50mA stat 0,40 40mA stat 0,20 0,00 1510 1520 1530 1540 1550 1560 longueur d'onde Figure 3-32: ripple du RSOA mesuré en statique (sans modulation)sur une bande optique de 1 nm 117 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées dynamique 1,60 1,40 ripple en dB 1,20 50 mA 1,00 60 mA 0,80 70 mA 80 mA 0,60 90 mA 0,40 0,20 0,00 1510 1520 1530 1540 1550 1560 longueur d'onde Figure 3-33: ripple du RSOA mesuré en dynamique (avec modulation) sur une bande de 1 nm 1,6 1,4 ripple (dB) 1,2 1 dynamique 0,8 statique 0,6 0,4 0,2 0 30 40 50 60 70 80 90 100 courant (mA) Figure 3-34: niveau de ripple maximum en fonction du courant Les courbes des figures précédentes donnent les conclusions suivantes Q Le spectre du RSOA subit un décalage en longueur d'onde vers les basses longueurs d'onde lorsque le courant augmente. En statique il est centré autour de 1550 nm avec un courant de 50mA et il est décalé vers 1540 nm avec un courant de 90mA Q Le ripple dépend beaucoup de la longueur d'onde, il est minimum autour de 1537nm (<0.2dB) et maximum autour de 1525 nm (<1.4dB) Q Le ripple augmente avec le courant mais de façon beaucoup plus marquée en statique. En statique il passe linéairement de 0.4dB pour 40mA à 1.4dB pour 90mA tandis qu'en dynamique il varie entre 1.2 et 1.4dB. Q Le ripple pris sur une bande de 1 nm sur la bande C (1530nm-1565nm) est inférieur à 0.8dB avec et sans modulation 118 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 3.1.8 Performance en taux d'erreur Dans cette partie le paramètre étudié est le taux d'erreur binaire qui permet de savoir réellement si la transmission peut se faire sans erreurs. Les courbes qui suivent représentent la dégradation du taux d'erreur lorsque l'on diminue la puissance optique injectée dans la photodiode. La sensibilité de détection est définie comme la puissance optique minimum pour obtenir un TEB prédéfini. Dans la suite du manuscrit il sera considéré une transmission sans erreur pour un TEB de 10-9, c'est-à-dire une erreur tous les milliards de bits. A 1 Gbit/s cela fait une erreur par seconde. Le montage expérimental utilisé pour réaliser les mesures de taux d'erreur est décrit par la Figure 3-35. Laser accordable Att 1 puissancemètre 2 RSOA 3 AWG Att Coupleur 50-50 Ibias Générateur PRBS Détecteur d'erreur Puissance mètre APD Figure 3-35: montage expérimental pour la mesure du taux d'erreur Le laser accordable permet de sélectionner la longueur d'onde qui va être modulée et amplifiée par le RSOA. L'atténuateur en sortie du laser permet de contrôler la puissance injectée dans le RSOA, via le circulateur (typiquement entre -30dBm et 0 dBm). Le coupleur 50% situé devant le RSOA permet de mesurer le niveau de puissance injecté. Le signal modulé et amplifié retourne vers le circulateur et est dirigé vers un AWG qui va filtrer l'ASE du RSOA (AWG avec filtrage de forme gaussienne; espacement entre canaux: 100 GHz et largeur spectrale à -3dB: 0.4nm). Un second atténuateur permet de diminuer la puissance sur la photodiode afin de réaliser les courbes de TEB. Un second coupleur 50% permet de mesurer cette puissance. Dans les figures suivantes les courbes ont été obtenues avec une photodiode APD avec récupération d'horloge intégré (RXMM959, WTD) dont le seuil de sensibilité à 1.25Gbit/s pour un TEB de 10-12 est donné à -33 dBm (PRBS=223-1). L'amplitude du signal de sortie du générateur PRBS est au maximum de 2V. Les tests ont été effectués avec les valeurs 1V et 2V pour voir l'effet de l'amplitude de modulation. La Figure 3-36 montre les courbes de TEB obtenues avec un courant fixé à 60 mA et pour différentes puissances d'injection optique et les tensions de modulation 1V et 2V. 119 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 1E-03 1E-04 1E-05 TEB 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 Puissance optique (dBm) 60mA_2V_-30dBm 60mA_1V_-30dBm 60mA_2V_-25dBm 60mA_1V_-25dBm 60mA_2V_-20dBm 60mA_1V_-20dBm 60mA_2V_-15dBm 60mA_1V_-15dBm 60mA_2V_-11dBm 60mA_1V_-11dBm Figure 3-36: Taux d'erreur binaire à 1.25Gbit/s en fonction de la puissance optique reçue avec une photodiode APD pour un courant de 60 mA pour différents niveaux de puissance optique injectée dans le RSOA et différentes tensions de modulation (longueur d'onde 1550 nm) Il est visible sur la Figure 3-36 que la sensibilité s'améliore lorsque la puissance optique injectée augmente et lorsque l'amplitude de modulation est la plus grande. Le gain en sensibilité entre la configuration 60mA, 2V avec -30 dBm et la configuration avec -11dBm est de 1,5dB. Le gain en sensibilité obtenu par le passage d'une tension de 1V à une tension de 2V avec -11 dBm de puissance injectée est de 1,2 dB La Figure 3-37 représente les courbes de TEB pour une puissante optique injectée dans le RSOA fixée à -15 dBm et différents courants d'alimentation et tensions de modulation. 120 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 1E-03 1E-04 1E-05 TEB 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 Puissa nce optique (dBm) 100mA_2V_-15dBm 80mA_2V_-15dBm 80mA_1V_-15dBm 50mA_2V_-15dBm 50mA_1V_-15dBm 60mA_2V_-15dBm 60mA_1V_-15dBm Figure 3-37: Taux d'erreur binaire à 1.25Gbit/s en fonction de la puissance optique reçue avec une photodiode APD pour une puissance optique injectée dans le RSOA de -15dBm et pour différents courants de polarisation et tensions de modulation (longueur d'onde 1550 nm) La configuration donnant la meilleure sensibilité est un courant de 60mA et une amplitude de modulation de 2V. Augmenter le courant pour avoir un gain optique plus important n'est donc pas la meilleure solution car le taux d'extinction est alors plus faible et la sensibilité diminue. Le budget optique diminue en conséquence. Les résultats de la Figure 3-37 concordent avec ceux de la Figure 3-24 qui donnent le taux d'extinction du RSOA en fonction du courant. Le taux d'extinction est de 17dB pour 60mA-2V tandis qu'il n'est que de 7dB pour 100mA-2V. 1E-03 1E-04 1E-05 1530nm_-11dBm 1550nm_-11dBm TEB 1E-06 1550nm_-30dBm 1530nm_-30dBm 1E-07 1530nm_-25dBm 1550nm_-25dBm 1E-08 1550nm_-15dBm 1530nm_-15dBm 1E-09 1E-10 1E-11 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 Puissance (dBm) Figure 3-38: courbes de TEB comparatives entre 1530nm et 1550nm pour différentes puissances d'injection (courant: 60mA, amplitude de modulation: 2V, 1.25GHz) 121 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées La Figure 3-38 représente un comparatif en termes de TEB entre le fonctionnement à 1530 nm et à 1550 nm. Il apparaît une sensibilité meilleure à 1550 nm avec un gain par rapport à 1530 nm allant de 0.5dB pour une puissance d'injection de -11dBm à 1.2dB pour une puissance injectée de -25dBm. La sensibilité se dégrade lorsque la puissance optique injectée dans le RSOA diminue. 3.1.9 Conclusion sur le RSOA Les courbes de taux d'erreur du paragraphe précédent prouvent que la modulation à 1.25 GHz du RSOA est possible. La sensibilité à la réception dépend: Q de la longueur d'onde, Q du courant de polarisation, Q de l'amplitude de tension de modulation et Q du niveau de puissance optique injectée. La sensibilité est meilleure à 1550 nm qu'à 1530 nm et ceci est lié au facteur de bruit (cf Figure 3-28) qui est 2.5dB plus faible à 1550nm. Le facteur de bruit augmente lorsque la puissance d'injection augmente, néanmoins les performances en TEB sont meilleures car la bande passante électrique augmente également, et ce paramètre est prépondérant. En ce qui concerne le courant de polarisation et l'amplitude de modulation, il faut que le couple donne le meilleur taux d'extinction du signal optique pour avoir la meilleure sensibilité au niveau de la réception. Le couple optimal est un courant de polarisation de l'ordre de 60 mA avec une amplitude de modulation la plus grande possible. Les courbes montrant le rapport signal sur bruit en fonction de la puissance injectée (Figure 3-21) et l'évolution de la bande passante électrique corroborent les résultats obtenus au niveau du TEB qui montrent une amélioration de la sensibilité à la réception lorsque la puissance injectée dans le RSOA augmente. 122 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 3.2 PON WDM avec Remodulation par RSOA 3.2.1 Description de la technique Cette technique a déjà été expérimentée dans [7] et consiste à réutiliser la longueur d'onde descendante pour supporter le signal montant (voir chapitre 2.3.4). L'objectif de cette technique est de diminuer le nombre de longueurs d'onde nécessaires dans un PON WDM. Un PON WDM classique utilise 2 longueurs d'onde par ONU: une pour le sens descendant et l'autre pour le sens montant. Il faut donc le double de longueurs d'onde que d'ONU. Or dans la technique de modulation déportée, la bande spectrale utilisable et donc le nombre de longueurs d'onde disponibles est limité. Il est donc intéressant de pouvoir utiliser la longueur d'onde du signal descendant pour le signal montant afin de diminuer par 2 le nombre de longueurs d'onde nécessaires ou afin doubler le nombre de clients sur un PON. Plusieurs types de modulation sont possibles sur le signal descendant qui permettent la remodulation avec les données montantes (voir chapitre 2.3) mais elles impliquent un surcoût et/ou de la complexité au niveau de l'ONU: filtre optique accordable avec un front extrêmement raide pour la modulation FSK, interféromètre à délai démodulateur de phase pour le PSK, oscillateur local pour la porteuse RF sur fibre, amplificateurs optique pour l'effacement… La technique consiste à moduler le signal d'extinction avec un faible taux d'extinction (< 5 dB) et de remoduler cette longueur d'onde avec un taux d'extinction plus élevé (> 10 dB). La modulation est en ASK classique dans chaque sens de transmission et aucun composant supplémentaire n'est requis à l'ONU ou l'OLT. Le RSOA est un composant tout à fait adapté pour cette technique du fait de bandes passantes optique et électrique suffisantes et de son caractère réflectif. Les résultats expérimentaux dans [7] avec un RSOA montraient le fonctionnement de cette architecture avec un signal descendant modulé à 2.5 Gbit/s et remodulé avec les données montantes à 900 Mbit/s, pourvu qu'un code correcteur d'erreurs soit appliqué sur le signal montant, ceci avec un taux de partage de 16 par longueur d'onde. La Figure 3-39 montre l'architecture testée dans [7]. Figure 3-39: architecture avec deux niveaux de taux d'extinction et remodulation avec un RSOA [7] Il apparaît au vu de cette publication que Q la distance de propagation n'est que de 10 km, Q l'architecture est bi-fibre entre le central et le point de répartition Q il n'y a pas de bobine de fibre entre le point de répartition et l'ONU, il n'y a qu'une jarretière optique et la rétrodiffusion éventuelle n'apparaît pas 123 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Q le débit montant est limité à 900Mbit/s à cause du RSOA Q 2 amplificateurs optiques sont utilisés au central comme booster pour le sens descendant et pré ampli pour le sens montant. L'objectif de cette étude est de reprendre cette architecture et de l'explorer plus en profondeur avec en arrière plan les contraintes effectives du réseau d'accès de l'opérateur. Les points à développer sont les suivants: Q Augmenter la distance de propagation à 20 km pour être dans les préconisations du FSAN Q Ajouter de la fibre optique entre le point de répartition et l'ONU pour évaluer les pénalités (transmission bidirectionnelle), et pour être proche d'une configuration réelle Q Tester une architecture mono-fibre et voir l'effet du passage à 2 fibres sur le taux de partage par longueur d'onde Q Augmenter le débit montant jusqu'à 1.25 Gbit/s car le RSOA supporte ce débit Q Supprimer les amplificateurs optiques Voici le schéma de l'architecture proposée 1 0 Data down Fibre de distribution 10km (15 km) Tx_1 2km (5km) Rx Fibre de transport Tx_N AWG Rx_1 AWG coupleur 1x8 ou 1x16 10km (15km) AN CO Rx_N 1 CO RSOA Asymmetrical splitter Data up ONU Configuration bi-fibre 0 Figure 3-40: architecture de PON WDM proposée avec remodulation du signal descendant Cette architecture de PON hybride WDM-TDM mélange multiplexage en longueurs d'onde et multiplexage temporel dans la mesure où plusieurs ONU partagent la même longueur d'onde par l'intermédiaire d'un coupleur optique. Le but est simplement un test couche physique des limites d'une telle architecture, l'implémentation du protocole TDMA pour partager la bande passante entre les ONUs n'est donc pas implémentée. Des lasers DFB DWDM modulés directement à 1.25Gbit/s sont utilisés pour générer les signaux descendants avec un faible taux d'extinction (< 5 dB). Ceux-ci sont multiplexés pour être transmis sur la fibre de transport ("feeder fibre") longue de 10 km ou 15 km. Les signaux descendants portés par des longueurs d'onde différentes sont démultiplexés au niveau du point de répartition, et un coupleur optique partage chaque longueur d'onde entre 8 ou 16 ONUs. Une fibre de distribution longue de 2 ou 5 km connecte un port de sortie du coupleur à un ONU. L'ONU est composé d'un coupleur 1 vers 2 asymétrique. Une partie de la puissance arrive sur la photodiode de détection pour la réception du signal descendant tandis que le reste de la puissance est injecté dans le RSOA. Celui-ci amplifie le signal 124 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées descendant, le remodule avec les données montantes à 1.25 Gbit/s avec un fort taux d'extinction (> 10 dB) et le réfléchit dans la fibre. Le signal montant repasse alors par la même fibre d'arrivée jusqu'au coupleur optique au point de répartition et est multiplexé en longueur d'onde avec les autres signaux montants. Ensuite ce multiplex est envoyé vers le central Q soit par la même fibre que pour le sens descendant avec un circulateur optique au central permettant d'orienter les signaux montants vers un démultiplexeur et les photodiodes de réception, il s'agit alors d'une architecture entièrement monofibre Q soit par une seconde fibre via un circulateur au point de sous répartition, il s'agit de la configuration bi-fibre avec 2 fibres de transport (une par sens de propagation) et une seule fibre de distribution entre le point de répartition et l'ONU Le fait de passer en bi-fibre sur la partie transport va permettre de limiter les pénalités de transmission bidirectionnelles dues notamment à la rétrodiffusion Rayleigh. Le rapport entre la puissance de lumière rétrodiffusé dans la fibre par ce processus et la puissance du signal injecté dépend principalement de la longueur de la fibre sur laquelle le processus se déroule. Les résultats présentés dans [8] montrent que le rapport augmente avec cette longueur jusqu'à un palier qui est de -34 dB à 10 km pour 1310 nm et -32dB à 20 km pour 1550nm. La Figure 3-41 donne les résultats expérimentaux obtenus dans notre laboratoire et qui concordent avec [8]. niveau de rétrodiffusion en dB -32 -33 -34 -35 -36 0 5 10 15 20 25 30 longueur de fibre en km Figure 3-41: rapport du niveau de rétrodiffusion Rayleigh sur le niveau de signal injecté dans la fibre en fonction de la longueur de fibre à 1550 nm La longueur de fibre entre le point de répartition et l'ONU est courte (<5km) et l'effet de la rétrodiffusion Rayleigh sera donc plus faible que sur la fibre de transport. La configuration bi-fibre laisse donc une transmission bidirectionnelle sur la partie distribution, ce qui simplifie le réseau, facilite la maintenance et donc diminue les coûts. 3.2.2 Résultats expérimentaux Les mesures expérimentales ont été effectuées pour 2 longueurs d'onde de la bande C: 1532 nm et 1555 nm. Ces longueurs d'onde ont été choisies car elles donnent respectivement le plus faible et le plus fort gain du RSOA sur la bande C. Ce sont des lasers DFB régulés en température qui sont modulés directement en format NRZ à 1.25 Gbit/s avec un générateur de séquences PRBS qui fournit une amplitude de tension de 2V. Les séquences sont fixées à 27-1 bits car c'est la séquence disponible qui se rapproche le 125 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées plus du codage en ligne du Gigabit Ethernet. Le Gigabit Ethernet utilise un codage 8B/10B qui donne 28 séquences différentes longues de 10 bits. Le codage 8b/10b consiste à coder, à l'aide d'une table de correspondance, une série de 8 bits en un symbole de transmission de 10 bits (appelé Transmission Character). Il y a donc 1024 (10 bits) valeurs possibles. Sur ces 1024 valeurs, seules 256 (8 bits) sont retenues. Seules les valeurs comprenant au minimum 4 transitions d'un état logique vers un autre et qui n'ont que 6 "zéros" ou "uns" consécutifs, même entre symboles, sont conservées. Par exemple, les symboles finissant par 4 zéros ou commençant par 3 zéros ne sont pas retenus, car envoyés l'un à la suite de l'autre, ils représentent 7 zéros de suite. Le but de ce codage est également d'ordonner les données de façon à avoir une détection d'erreurs via un bit de parité et de maintenir une puissance optique constante dans la fibre. La table de transition permet également une récupération d'horloge plus facile. Le courant de polarisation des lasers peut être ajusté de façon à faire varier la puissance optique d'émission et le taux d'extinction du signal émis. La puissance de sortie de ces lasers peut atteindre 10 dBm. Des photodiodes à avalanche APD sont utilisées en réception. Un module incluant APD et récupération d'horloge était disponible mais il a parfois été préférable d'utiliser une photodiode simple qui n'inclut pas un circuit de décision afin de pouvoir choisir le seuil de détection à l'aide de la valise de détection de taux d'erreur. En effet le module avec récupération d'horloge effectue une décision avec un seuil arbitraire (niveau des "1" divisé par 2 ou niveau des "1" moins niveau des "0", le tout divisé par 2 …), ce qui empêche par la suite la modification de ce seuil en cas de besoin. 3.2.2.1 Configuration DWDM Dans cette première configuration, les multiplexeurs et démultiplexeurs utilisés au central et à la sous répartition sont des AWG 1 vers 24 avec un espacement entre canaux de 100GHz. La perte d'insertion à travers le filtre de forme gaussienne varie entre 3.5 dB et 4,5 dB selon la longueur d'onde. En fait dans le montage expérimental un seul AWG était utilisé, au point de répartition. Les AWG au central étaient remplacés par des atténuateurs 4dB pour simuler leurs pertes. Dans un premier temps les longueurs de fibre étaient 10 km pour la fibre de transport et 2 km pour la fibre de distribution, car les premières mesures ont montré une limitation des performances en distance. Ces longueurs de fibre sont un compromis raisonnable entre éloignement des ONU par rapport au central et par rapport au coupleur. Dans un second temps les longueurs sont passées respectivement à 15 km et 5 km afin d'être conforme au standard PON qui requiert une distance entre OLT et ONUs de 20 km. Le taux de partage minimum visé par longueur d'onde est de 8. Les paramètres qui peuvent être ajustés à chaque test sont: Q Le courant de polarisation du laser, qui influe sur la puissance d'émission et le taux d'extinction du signal, donc la sensibilité de la photodiode La Figure 3-42 montre l'évolution de la puissance optique d'émission du laser et le taux d'extinction du signal émis en fonction du courant de polarisation du laser pour une tension de modulation fixée à 2V. La puissance de sortie sature autour de 8 dBm et le taux d'extinction chute de 12 dB pour un courant de polarisation de 30mA à 2 dB pour 90 mA. Ceci est dû au fait que l'amplitude de modulation reste inchangé. La Figure 3-43 montre l'évolution de la sensibilité de la photodiode APD pour un TEB de 10en fonction du taux d'extinction du signal détecté. Cette sensibilité passe de -24 dBm pour 9 126 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées un taux d'extinction de 2dB à -32 dBm pour un taux d'extinction de 12 dB. La Figure 3-44 fait le lien entre courant de polarisation du laser et budget optique obtenu pour un laser DFB à 1552 nm et une photodiode APD pour un TEB de 10-9. Cette courbe montre que ce n'est pas forcément en ayant la plus forte puissance de sortie au niveau du laser que le budget optique est optimal. En fait le budget optique supérieur à 35 dB pour un courant de 30 mA descend à 32.5dB pour un courant de 90mA, qui donne pourtant une plus forte puissance de sortie. 14 9 Taux d'extinction (dB) 7 10 6 8 5 6 4 3 4 2 2 Puissance optique (dBm) 8 12 1 0 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 0 100 Courant de polarisation du laser (mA) taux d'extinction Puissance optique Figure 3-42: puissance optique de sortie du laser et taux d'extinction du signal émis en fonction du courant de polarisation du laser DFB à 1552 nm avec modulation d'amplitude 2V -20 35,5 35 -24 Budget optique dB Puissance (dBm ) -22 -26 -28 -30 -32 34,5 34 33,5 33 32,5 -34 0 2 4 6 8 10 12 14 32 0 Taux d'e xtinction (dB) 20 40 60 80 100 Courant de polarisation en mA Figure 3-43: sensibilité (en dBm) de la photodiode APD pour un TEB de 10-9 en fonction du taux d'extinction du signal Figure 3-44: budget optique de la transmission entre laser DFB à 1552 nm et photodiode APD en fonction du courant de polarisation du laser Ces résultats sont à prendre en compte car le taux d'extinction du signal descendant doit être faible. Q Taux de partage du coupleur au point de répartition: nombre de ports du coupleur optique au point de répartition. Le taux de partage influe sur la puissance injectée dans la photodiode et dans le RSOA, car les pertes du coupleur augmentent avec le taux de partage. Q Taux d'asymétrie du coupleur à l'ONU: il est possible de favoriser le partage de puissance en faveur de la détection du signal descendant ou en faveur de la 127 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées puissance injectée dans le RSOA pour le sens remontant. L'hypothèse de base est d'avoir une détection parfaite du signal descendant, donc suffisamment de puissance arrivant sur la photodiode pour être au dessus du seuil de sensibilité de la photodiode correspondant au taux d'extinction du signal. Q Courant de polarisation du RSOA: la tension de modulation appliquée sur le RSOA a été augmentée à 4V par rapport à la caractérisation effectuée dans le chapitre 3.2, en ajoutant un amplificateur électrique à la sortie du générateur PRBS. Le courant de polarisation influe, comme pour le laser, sur le gain et la puissance de sortie du laser ainsi que sur le taux d'extinction du signal montant. Résultats: Les mesures expérimentales ont nécessité la recherche d'un optimum sur les différents paramètres cités précédemment. Le taux d'extinction des signaux descendants a été fixé à 3.5 dB ce qui donne des puissances optiques de sortie de 7.3 dBm pour le laser à 1555 nm et 9.25 dBm pour le laser à 1532 nm. A l'ONU le coupleur optique qui a donné les meilleurs résultats est un coupleur 75/25 avec 25% de la puissance orientée vers la photodiode et 75 % vers le RSOA. Les 4 V d'amplitude de modulation appliquée sur l'entrée électrique du RSOA adaptée à 50 Ohm correspondent à une amplitude de modulation en courant de 80mA crête à crête. Le courant de polarisation optimal a été dans ce cas 65mA, ce qui a donné comme taux d'extinction pour le sens montant 18 dB à 1532 nm et 15 dB à 1555 nm (voir chapitre 3.4.5 sur le taux d'extinction du RSOA pour l'explication de cette différence). La Figure 3-45 et la Figure 3-46 montrent les courbes de taux d'erreurs obtenues respectivement dans le sens descendant et le sens montant pour l'architecture avec 10 km de fibre de transport et 2 km de fibre de distribution. Des courbes à 1532 nm et 1555nm ont été obtenues avec la configuration mono-fibre et un taux de partage de 1x8, et avec la configuration bi-fibre et un taux de partage de 1x8 et 1x16. 1E-04 1E-05 BER 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 downstream 1E-10 1E-11 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 Pow er (dBm) 2 fibres-1x16-1555nm-Down 2 fibres-1x8-1555nm-down 1 fibre-1x8-1555nm-down 2 fibres-1x16-1532nm-Down 1 fibre-1x8-1532nm-down 2 fibres-1x8-1532nm-down Figure 3-45: courbes de TEB pour le signal descendant avec 10 km de fibre de transport et 2 km de fibre de distribution: configuration mono-fibre avec taux de partage de 1x8 et bi-fibre avec 1x8 et 1x16 pour 1532 nm et 1555 nm 128 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 1E-04 1E-05 upstream BE R 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 -39 -37 -35 -33 -31 -29 -27 -25 -23 -21 Pow er (dBm) 2 fibres-1x16-1555nm-Up 2 fibres-1x8-1555nm-up 1 fibre-1x8-1555nm-up 2 fibres-1x16-1532nm-Up 1 fibre-1x8-1532nm-up 2 fibres-1x8-1532nm-up Figure 3-46: courbes de TEB pour le signal montant avec 10 km de fibre de transport et 2 km de fibre de distribution: configuration mono-fibre avec taux de partage de 1x8 et bi-fibre avec 1x8 et 1x16 pour 1532 nm et 1555 nm La Figure 3-45 montre une transmission sans erreur dans le sens descendant pour toutes les configurations testées. C'est tout à fait logique puisque le sens descendant a été optimisé avant le sens montant afin de ne pas obtenir de plancher visible sur les courbes de taux d'erreur. La sensibilité est très mauvaise pour une APD (entre -27.5dBm et -26dBm au lieu de -32dBm pour une APD à 1.25Gbit/s) mais cela est dû au faible taux d'extinction du signal. La limitation de cette architecture est visible dans le sens montant. En effet pour la configuration mono-fibre, le taux de partage maximum qu'il est possible d'atteindre est 1 vers 8. Aucun résultat ne peut être obtenu avec un coupleur 1 vers 16 et même avec un coupleur 1 vers 8, un plateau est visible au niveau du TEB entre 10-8 et 10-9. Ce plateau provient principalement de la rétrodiffusion Rayleigh qui perturbe la détection. A la rétrodiffusion il faut rajouter d'une part le bruit optique amené par le RSOA, c'est-à-dire l'émission spontanée amplifiée et d'autre part les bruits de battements entre le signal et l'ASE dans la chaîne de réception électrique. La Figure 3-47 représente le diagramme de l'œil optique du signal montant et montre que le bruit sur les "1" est très important. Il inclue le signal descendant qui est amplifié par le RSOA ainsi que le bruit d'ASE rajouté par celui-ci, et le bruit de rétrodiffusion de Rayleigh. Il est à noter que la rétrodiffusion Brillouin n'intervient pas car la puissance injectée dans la fibre est suffisamment faible. En effet le seuil Brillouin (puissance à partir de laquelle le niveau de lumière rétrodiffusé par effet Brillouin est plus important que par effet Rayleigh) est +6dBm lorsque le signal injecté dans la fibre est continu et >+12dBm lorsqu'il est modulé (lié à l'élargissement du spectre par la modulation). Figure 3-47: diagramme de l'œil optique du signal montant La Figure 3-48 montre les niveaux de puissance du signal optique dans l'architecture pour la configuration monofibre à 1555nm, sur laquelle un palier apparaît au niveau du TEB pour le sens montant. 129 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 10km Tx_1 2km -26,3 dBm -0.5 dBm Rx -35.5 dBm -19 dBm AWG -27,8 dBm -19 dBm AWG coupleur 1x8 Rx_1 -0,5 dBm RSOA Data up AN ONU CO Figure 3-48: puissances optiques à différents points dans l'architecture pour la configuration monofibre à 1555nm. En rouge, le sens descendant, en bleu le sens montant, et en vert la puissance rétrodiffusée par effet Rayleigh Juste après le circulateur la puissance dans le sens descendant est de -0.5 dBm, ce qui induit au même endroit un niveau de puissance rétrodiffusé par les 10 km de fibre de -35.5 dBm (-35dB). Le niveau de puissance du signal montant est quand à lui -19dBm à ce même point. Le rapport entre signal rétrodiffusé et signal montant n'est donc que de 16,5dB, et c'est la raison pour laquelle le TEB ne descend pas à 10-9. La configuration mono-fibre serait utilisable en ajoutant des codes correcteurs d'erreur sur le sens montant. Lors du passage à une architecture bi-fibre sur la partie transport, l'effet de la rétrodiffusion Rayleigh est évité et cela se vérifie sur les courbes de la Figure 3-46puisque la transmission s'effectue sans erreur avec un coupleur 1x8 mais aussi 1x16. Le fait de passer à 2 fibres permet donc de multiplier par 2 le nombre d'ONU par longueur d'onde, tout en se passant de FEC. La pénalité due à la transmission bidirectionnelle pour le sens montant peut être évaluée sur le graphique en comparant les courbes de la Figure 3-46 Q "1 fibre_1x8_1532nm_up" et "2fibres_1x8_1532nm_up", puis Q "1fibre_1x8_1555nm_up" et "2 fibres_1x8_1555nm_up". La pénalité à 1532nm pour un TEB de 10-9 est égale à 10,3dB et n'est pas mesurable pour 1555nm car le TEB atteint un palier autour de 5x10-9. La pénalité pour un BER à 10-8 est de seulement 2dB mais le palier apparaît juste après. La pénalité pour un BER de 10-8 à 1532 nm est de 4dB. La Figure 3-49 montre les courbes de TEB obtenues avec 15 km de fibre de transport et 5 km de fibre de distribution pour les 2 longueurs d'ondes 1532 nm et 1555 nm. Cette fois ci l'augmentation de la longueur des fibres empêche le fonctionnement de l'architecture monofibre avec un coupleur optique 1 vers 8 et de l'architecture bi-fibre avec un coupleur 1 vers 16. Le seul résultat exploitable est donc obtenu avec l'architecture bi-fibre et un taux de partage de 1 vers 8. Aucun palier n'est visible au niveau du TEB mais la sensibilité inférieure dans le sens descendant à 1532 nm. 130 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 1E-03 BER 1E-04 1E-05 1E-06 1532 nm - Up 1532 nm - Down 1555 nm - Up 1555 nm - Down 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 Power (dBm) Figure 3-49: courbes de TEB pour les signaux montants et descendants avec 15 km de fibre de transport et 5 km de fibre de distribution: configurations bi-fibre avec un taux de partage de 1x8 pour 1532 nm et 1555 nm Le Tableau 14 donne les budgets optiques et pertes des liens montant et descendant pour les différentes configurations testées, ce qui permet de se rendre compte de la marge de puissance disponible. Les budgets optiques sont calculés en tenant compte de la puissance émise par les lasers (pour le sens descendant) et par le RSOA (pour le sens montant) et des sensibilités de la photodiode pour un TEB de 10-9. 10+2 km & 1x8 & 1 fibre 1555 1532 nm nm Budget optique Pertes du lien Marge dow n up dow n up Dow n up 10+2 km & 1x8 & 2 fibres 1555 1532 nm nm 10+2 km & 1x16 & 2 fibres 1555 1532 nm nm 15+5 km & 1x8 & 2 fibres 1555 1532 nm nm 33,8 35,3 33,8 35,8 34,8 35,3 34,3 34,3 x x 30,5 33 31 30 28 34 29 29 33 31 23 23 27 25 4,8 6.3 4,8 6,3 1,8 2,3 3,3 3,3 x X 7,5 10 4 3 3 9 Tableau 14: budget optique, pertes effectives des liens montant et descendant et marges en puissance pour les différentes configurations testées Il apparaît que la marge en puissance optique est au minimum de 1.8dB et peut atteindre 10dB. Néanmoins même si une marge de 10dB peut paraître importante il faut prendre en compte qu'en augmentant les pertes (augmentation de la longueur de fibre, taux de partage plus important), la puissance injectée dans le RSOA est plus faible. Les performances du RSOA seront donc moins bonnes et la puissance de sortie sera plus faible, ce qui diminuera sensiblement le budget optique dans le sens montant. Les 3 dB de marge à 1555nm dans la configuration 15km +5km & 1x8 & 2fibres ne sont donc pas suffisants dans la pratique pour rajouter 15 km de fibre par exemple. Conclusion: Les résultats obtenus avec l'architecture DWDM donnent de très bonnes indications sur la pénalité apportée par une transmission bidirectionnelle à la même longueur d'onde sur une seule fibre. L'effet de la rétrodiffusion Rayleigh auquel s'ajoute le bruit du RSOA se manifeste par l'apparition d'un palier au niveau des courbes de taux d'erreurs. Sur une 131 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées configuration à 10km de fibre de transport et 2 km en distribution, le fait de passer en bifibre sur une partie seulement de l'architecture (fibre de transport) permet de passer de 8 ONUs par longueurs d'onde avec implémentation de FEC à 16 ONUs sans FEC. La bande passante optique du RSOA est équivalent à la bande C, c'est-à-dire 35 nm. Avec un espacement de 100GHz entre canaux, 40 longueurs d'onde sont donc disponibles. Doubler la fibre sur 10 km permet donc de doubler le nombre d'ONUs, pour un coût très faible puisqu'il s'agit de 2x10 km de fibre partagés entre 40 x 16 = 640 ONUs. De plus chaque laser DFB est lui aussi partagé entre 16 ONUs. Une extension du nombre total d'ONU est très facilement réalisable en passant à un espacement entre canaux de 50GHz, voir 25GHz car le débit de 1.25Gbit/s ne pose pas de problème sur l'espacement entre canaux. Avec un espacement de 25GHz le nombre d'ONUs par PON WDM TDM serait 2560 avec un débit moyen de 78Mbit/s. Le Tableau 15 donne un résumé des capacités de l'architecture PON WDM-TDM proposée en considérant 40 longueurs d'onde espacées de 100GHz disponibles sur la bande de fonctionnement du RSOA. Distance OLT-ONU 10 km + 2 km 15 km + 5 km Nombre de fibres de transport 1 2 Taux de partage sur chaque longueur d'onde 8 16 Nombre d'ONUs total du PON WDM TDM 320 640 Débit moyen par client 155 Mbit/s 78 Mbit/s 2 8 320 155 Mbit/s Tableau 15: résumé des capacités de l'architecture PON WDM TDM pour un système avec 40 longueurs d'onde espacées de 100GHz (DWDM) Le nombre d'ONUs total peut donc être multiplié par 2 ou 4 en resserrant les canaux. Il est à noter qu'avec une allocation dynamique de bande (DBA) sur chaque PON TDM, le débit crête de chaque ONU peut atteindre 1.25 Gbit/s pour un débit moyen de 78 ou 155 Mbit/s selon le taux de partage, ce qui est analogue au GPON (2.5 Gbit/s entre 32 ONUs donnent 78 Mbit/s en moyenne). 3.2.2.2 Configuration CWDM L'intérêt d'une configuration CWDM est d'utiliser des lasers non régulés en température au central, donc moins coûteux. Pour le moment les RSOAs ne fonctionnent que sur une bande de 35 nm mais des SOA apparaissent avec des bandes passantes optiques supérieures à 120 nm [ 9 ]. Il est donc possible d'imaginer dans le futur des RSOA modulables à 1.25 Gbit/s et fonctionnant sur une bande spectrale de 120 nm, ce qui correspond à 6 canaux CWDM. L'architecture DWDM précédente a donc été reprise en remplaçant l'AWG avec un espacement 100 GHz par un multiplexeur CWDM (basé sur une technologie de couches minces interférentielles) avec un espacement de 20 nm entre canaux. L'intérêt du multiplexeur CWDM est que les pertes d'insertion sont inférieures à 2dB. Les 2 lasers utilisés précédemment à 1555 nm et 1532 nm ont été conservés, puisqu'ils correspondent aux deux fenêtres CWDM centrées sur 1550 nm et 1530 nm. 132 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Figure 3-50: spectre des signaux montants à 1532 nm et 1555 nm La Figure 3-51 montre les courbes de BER obtenues sur l'architecture mono-fibre. Les mêmes limitations apparaissent qu'avec la configuration DWDM à cause de la rétrodiffusion. Le taux de partage maximum est 1x8 et le palier n'apparaît pas. Par contre du fait du faible filtrage au niveau du multiplexeur (spectre du signal filtré par un filtre de 20nm sur la Figure 3-50), l'ASE du RSOA perturbe énormément la détection et un filtre de largeur 5 nm est nécessaire devant la photodiode pour le sens montant afin de diminuer le niveau de bruit et avoir une détection correcte (ce qui limite quelque peu l'intérêt du CWDM). 1E-04 1E-05 1E-06 1 fibre-1x8-1555nm -down 1E-07 TEB 1 fibre-1x8-1555nm -up 1 fibre-1x8-1532nm -down 1E-08 1 fibre-1x8-1532nm -up 1E-09 1E-10 1E-11 -32 -30 -28 -26 -24 -22 Puissance optique (dBm) Figure 3-51: courbes de BER pour 1532 nm et 1555nm à 1.25 Gbit/s dans les sens montant et descendant dans la configuration PON CWDM TDM. Architecture mono fibre 10 km + 2 km. Taux de partage de 1x8 sur chaque longueur d'onde. Filtre optique de largeur 5 nm devant la photodiode pour le sens montant La Figure 3-52 donne les courbes de TEB équivalentes à la Figure 3-51 mais dans une configuration bi-fibre. Le gain visible est que le taux de partage passe à 1 vers 32 avec toujours le filtre de 5 nm à la réception. Le nombre d'ONUs est donc multiplié par 4 lors du passage à 2 fibres de transport. 133 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 1E-04 1E-05 BER 1E-06 2 fibres-1x32-1532nm-Down 1E-07 2 fibres-1x32-1532nm-up 1E-08 1E-09 1E-10 -35 -33 -31 -29 -27 -25 Puissance optique (dBm) Figure 3-52: courbes de BER pour 1532 nm à 1.25 Gbit/s dans les sens montant et descendant dans la configuration PON CWDM TDM. Architecture bi-fibre 10 km + 2 km. Taux de partage de 1x32 sur chaque longueur d'onde. Filtre optique de largeur 5 nm devant la photodiode pour le sens montant La Figure 3-53 représente les courbes de TEB pour une architecture bi fibre avec 15km de fibre de transport et 5km de distribution. Le taux de partage obtenu est 1 vers 16 c'est-à-dire le double de celui obtenu en DWDM. Il n'est pas nécessaire de mettre de filtre devant la réception, certainement par ce que le rapport signal sur bruit optique (OSNR) est suffisamment élevé. 1E-04 1E-05 1E-06 2 fibres-1x16-1532nm_up 1E-07 TEB 2 fibres-1x16-1532nm_down 2 fibres-1x16-1555nm_up 1E-08 2 fibres-1x16-1555nm_down 1E-09 1E-10 1E-11 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 Puissance optique (dBm) Figure 3-53: courbes de BER pour 1532 nm et 1555nm à 1.25 Gbit/s dans les sens montant et descendant dans la configuration PON CWDM TDM. Architecture bi-fibre 15 km + 5 km. Taux de partage de 1x16 sur chaque longueur d'onde. Du fait des pertes plus faible du multiplexeur CWDM, il est possible de transmettre un signal descendant à 2.5Gbit/s. Ceci est réalisé sur une architecture avec une partie transport de 15 km en bi-fibre et partie distribution de 5 km en mono-fibre. Le taux de partage obtenu est 1x8 avec un signal montant remodulé à 1.25 Gbit/s. les courbes de TEB sont présentées sur la Figure 3-54. Les sensibilités dans le sens descendant (-23dBm @1532nm et 25.3dBm@1555nm) sont liés avec au débit et au faible taux d'extinction. La sensibilité sur le sens montant à 1532 nm est de -31.5 dBm. Cette valeur de sensibilité est obtenue grâce au 134 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées meilleur taux d'extinction. Un léger palier apparaît à 1555nm pour les sens montant. Ces résultats sont obtenus sans filtre optique devant la réception. 1E-04 1E-05 1E-06 1532nm-1,25Gbit/s-up 1E-07 TEB 1532nm-2,5Gbit/s-dow n 1555nm-1,25Gbit/s-up 1E-08 1555nm-2,5Gbit/s-dow n 1E-09 1E-10 1E-11 -35 -33 -31 -29 -27 -25 -23 Puis s ance optique (dBm ) Figure 3-54: courbes de BER pour 1532 nm et 1555nm à 1.25 Gbit/s dans le sens montant et 2.5Gbit/s dans le sens descendant dans la configuration PON CWDM TDM. Architecture bi- fibre 15 km + 5 km. Taux de partage de 1x8 sur chaque longueur d'onde. Résumé: Le Tableau 16 et le Tableau 17 résument les capacités d'une architecture PON WDM TDM avec des canaux CWDM. Les faibles pertes des multiplexeurs CWDM permettent de passer à 2.5Gbit/s dans le sens descendant mais avec un faible taux de partage (1vers 8). Le gain le plus intéressant est sur la configuration 10 km + 2 km, bi- fibre, où le taux de partage peut atteindre 1 vers 32 (à condition toutefois d'ajouter un filtre devant la photodiode dans le sens remontant). Il serait donc possible d'avoir 6 GPON avec des longueurs d'onde CWDM et des RSOA de prochaine génération comme émetteurs dans les ONU. Distance OLTONU 10 km + 2 km 15 km + 5 km Nombre de fibres de transport 1 2 2 Taux de partage sur chaque longueur d'onde 8 (*) 32(*) 16 Nombre d'ONUs total du PON WDM TDM Débit moyen par client 320 1280 640 155 Mbit/s 39 Mbit/s 78 Mbit/s Tableau 16: résumé des capacités du PON WDM TDM avec canaux espacés de 20 nm (CWDM). Débits de 1.25 Gbit/s dans les sens montant et descendant. (*) Un filtre optique de largeur 5 nm est nécessaire devant la photodiode pour le sens montant Distance OLTONU Nombre de fibres de transport 15 km + 5 km 2 Taux de partage sur chaque longueur d'onde 8 Débit moyen par client Sens descendant Débit moyen par client Sens montant 310 Mbit/s 155 Mbit/s Tableau 17: résumé des capacités du PON WDM TDM bi-fibre avec canaux espacés de 20 nm (CWDM). Débits de 2.5 Gbit/s dans le sens descendant et 1.25 Gbit/s dans le sens montant. 135 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 3.3 Architecture de PON WDM avec SLED et RSOA 3.3.1 Description de la technique Cette technique est un complément à la modulation déportée avec un RSOA comme émetteur-modulateur à L'ONU. L'idée est de diminuer le coût de la génération des multiples longueurs d'onde continues nécessaires pour l'injection dans les RSOAs, en utilisant une source large. Les performances obtenues avec les RSOA injectés par un signal provenant d'un laser DFB sont très bonnes mais le système est trop coûteux pour être intégrable dans un réseau d'accès. Il est beaucoup plus intéressant au niveau coût d'utiliser une source large hachée par un démultiplexeur ("spectrum slicing") partagée entre plusieurs utilisateurs. C'est une technique également utilisée dans les PON WDM à base de Fabry Pérot [10,11]. La source large est généralement constituée par l'émission spontanée amplifiée d'un amplificateur optique à fibre dopée Erbium (EDFA). L'intérêt de ce type d'amplificateur optique est que la puissance totale de sortie peut atteindre +30 dBm. Néanmoins de telles puissances sont à éviter car cela peut endommager les connecteurs et favoriser les effets non linéaires dans la fibre et de plus c'est un danger pour la sécurité oculaire en cas de coupure de fibre. Le prix de tels amplificateurs est d'ailleurs prohibitif puisque de l'ordre de 10k€ pour une puissance de sortie de +23dBm et 20k€ pour une puissance de sortie de +30dBm [ 12 ]. Il a donc été décidé de choisir comme source large une diode superluminescente (SLD ou SLED) dont le coût est de l'ordre de 2k€ et qui a une puissance de sortie qui peut atteindre +16dBm. La Figure 3-55 représente le principe de la technique de modulation déportée pour le sens montant avec un RSOA à l'ONU et une SLED au central pour la génération des multiples longueurs d'onde. La SLED émet un spectre large dans la fibre de transport, non modulé. Ce spectre est haché par un démultiplexeur et chaque ONU reçoit donc une "tranche" spectrale dont la forme correspond à la forme du filtre du multiplexeur et la longueur d'onde centrale au port du multiplexeur. Ce signal est alors amplifié par le RSOA, modulé avec les données montantes et renvoyé dans la fibre. Les différents signaux montants sont ensuite multiplexés au point de répartition puis démultiplexés au central pour être détectés séparément. Le signal reçu et renvoyé par le RSOA provient d'une lumière incohérente et a typiquement une largeur spectrale à 3dB de 0.4nm, ce qui va induire un comportement différent du RSOA par rapport à une injection avec une lumière issue d'un DFB (cohérent et très fin spectralement). De plus des pénalités dues à la dispersion chromatique seront à prendre en compte. SLED RSOA Mux Mux Rx_1 SR Rx_N OLT ONU Figure 3-55: principe de la technique de modulation déportée avec SLED et RSOA pour le sens montant. 136 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Le fait d'utiliser un RSOA à l'ONU rend celui ci achromatique et donc diminue les coûts d'inventaire et de maintenance par rapport aux coûts de gestion d'un ensemble de lasers DFB de longueurs d'onde différentes. Un RSOA non régulé en température a globalement le même prix commercial qu'un DFB régulé en température (≈1k€). Le gain est surtout visible au niveau de la génération des longueurs d'onde continues au central puisque, pour un PON WDM avec 32 ONUs, les 32 DFB (32k€) sont remplacés par une seule SLED (2k€), soit un gain de 30k€. Un PON WDM utilisant cette technique nécessite 2 bandes de longueurs d'onde, l'une pour le sens descendant et l'autre pour le sens montant. La technique utilisant la SLED et le RSOA est d'abord réservée au sens montant. Le RSOA fonctionne dans la bande C, cette bande sera donc réservée au sens montant et le spectre de la SLED est également choisi dans la bande C. La largeur spectrale de la SLED est de 40 nm centré autour de 1550 nm. Le spectre de sortie de la SLED pour un courant de 500mA à 25°C est représenté sur la Figure 3-56. La densité spectrale de puissance atteint -15.5 dBm/0.1nm au maximum à 1550 nm et est supérieur à -18dBm/0.1nm sur toute la bande C. 1500 1510 1520 1530 1540 1550 1560 1570 1580 1590 1600 Densité de puissance (dBm/0.1nm) -16 -18 -20 -22 -24 -26 -28 -30 longueur d'onde (nm) 1530 1535 1540 1545 1550 1555 1560 1565 Densité de puissance (dBm/0.1nm) -15 -15,5 -16 -16,5 -17 -17,5 -18 longueur d'onde (nm) Figure 3-56: spectre de sortie de la SLED à 25°C a vec un courant de 500mA Les multiplexeurs choisis sont des AWG. La propriété intéressante est celle de cyclicité qui permet de faire passer par le même port 2 longueurs d'onde (et plus) espacées d'un nombre entier de fois l'intervalle spectral libre (ISL ou FSR: free spectral range). Il est donc possible de démultiplexer des signaux de la bande O (1.3µm), de la bande C (1.5µm) et de la bande L (1.6µm) avec le même AWG. Ceci est d'importance car cette propriété économise l'utilisation de plusieurs AWG comme le montre la Figure 3-57. 137 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Filtres séparateur bande C/bande L AWG bande C xN λ1 λ1, λ17 λ1, λ17 λ17 λ1à λ32 λ16, λ32 λ16, λ32 AWG bande L Mux non cyclique λ1,λ2 … λ15,λ16, bande C AWG cyclique λ17,λ18, λ31,λ32 bande L Figure 3-57: schéma des multiplexeurs nécessaires pour allouer 2 longueurs d'onde par client avec et sans AWG périodique Pour allouer 2 longueurs d'onde par ONU, situées dans 2 bandes différentes, avec des multiplexeurs non périodiques, il faut d'abord séparer les deux bandes (C et L par exemple) par un filtre. Ensuite il faut démultiplexer toutes les longueurs d'onde pour pouvoir prendre les deux signaux correspondant à chaque ONU et les multiplexer sur le lien vers l'ONU. Un seul AWG périodique permet de faire ce routage sans branchement compliqué. Un inconvénient des multiplexeurs "bulk" basés sur un réseau de diffraction massif est que lorsque qu'un spectre large est envoyé dans un des ports de sortie, un filtrage est effectué en concordance avec le port concerné, c'est-à-dire que la longueur d'onde n°1 se retrouve à l'entrée du multiplexeur s'il s'agissait du port n°1, mais il apparaît une longueur d'onde réfléchie par ce même port, correspondant à une autre longueur d'onde. Ceci est dû à la réflexion sur le réseau. La Figure 3-58 illustre ce phénomène. Source à large spectre λ1 λN Figure 3-58: phénomène de réflexion dans un multiplexeur "bulk" Dans l'architecture de PON WDM proposée, la source large est en fait le RSOA qui renvoie λ1 comme prévu, mais qui émet aussi de l'ASE, et une tranche spectrale de cette ASE (correspondant à λN sur le dessin) va revenir dans le RSOA. Cette longueur d'onde va donc 138 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées être elle aussi amplifiée et modulée par le RSOA et cela va modifier les performances du système. Les multiplexeurs "bulk" tels quels sont donc inutilisables dans ce contexte. Néanmoins il existe des solutions technologiques pour supprimer ce phénomène. 3.3.2 Importance du filtrage Un élément important a été découvert au cours des tests en laboratoire, qui a trait à la propriété cyclique de l'AWG. Le problème qui peut intervenir lorsque le spectre large de la SLED est haché par l'AWG est que, si le spectre total de l'AWG (i.e. espacement entre canaux X nombre de canaux) est inférieur à celui de la SLED, certaines longueurs d'onde non prévues, dites parasites, vont être transmises dans l'architecture à cause de la cyclicité de l'AWG. Le schéma sur la Figure 3-59 illustre le principe de l'apparition des ces longueurs d'onde parasites. Ces longueurs d'onde sont visibles à l'analyseur de spectre à la sortie de l'AWG lorsqu'une source large est placée à l'entrée. Dans le cas idéal lorsque les deux spectres sont de même largeur et centrés correctement, une seule longueur d'onde est visible sur les ports de sortie. Par contre s'ils ne sont pas centrés sur les mêmes fréquences ou si le spectre de la SLED est beaucoup plus grand, les cas non idéaux représentés sur la Figure 3-59 risquent de se produire. En fait les longueurs d'onde espacées de l'intervalle spectral libre vont pouvoir passer à travers l'AWG et être transmises simultanément. Plusieurs cas peuvent arriver: Q 1 : une longueur d'onde parasite est transmise mais de puissance faible car elle est située en extrémité de la bande optique de la source large Q 2 : 2 (ou plus) longueurs d'onde parasites sont transmises Q 3 : une seule longueur d'onde parasite apparaît mais de puissance égale à la longueur d'onde "principale" AWG Analyseur de spectre optique Source à large spectre Cas idéal Cas Non idéal Spectre SLED Spectre AWG λ FSR FSR FSR FSR Figure 3-59: schématisation de l'apparition des longueurs d'onde parasites 139 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Ces longueurs d'onde parasites vont être injectées dans le RSOA, ce qui va modifier ses performances sur la longueur d'onde principale (par exemple gain moins important puisque partagé entre les différentes longueurs d'onde, en particulier dans le cas n°3). De plus ces longueurs d'onde sont très espacées l'une de l'autre (égal à l'ISL) et cela va donner des pénalités de transmission dues à la dispersion chromatique. Pour évaluer les pénalités apportées par ce problème de longueurs d'onde parasites, des analyses expérimentales ont été effectuées en ajoutant un filtre optique de largeur 5 nm à certains endroits de l'architecture, qui permet de voir l'effet d'un filtrage de ces longueurs d'onde parasites. La SLED a été prise comme source large et 2 AWG 1 vers 24 avec 100 GHz d'espacement entre canaux ont été considérés: Q Le spectre du premier va de 1548 nm à 1566 nm et le port n°4 de cet AWG a été sélectionné (la longueur d'onde n'est pas ce qu'il y a de plus important dans cette expérience, c'est le port qui importe, et 1550 nm sera considéré dans la suite de la description même si la longueur d'onde précise est plutôt autour 1551 nm) Q Le spectre du second va de 1529 nm à 1548 nm et le port n°1 est considéré (longueur d'onde 1530 nm dans la suite) La Figure 3-60 montre le spectre de la SLED avant et après filtrage par les AWG considérés. Deux cas sont mis en évidence: Q Cas a) observé à 1550 nm: une longueur d'onde parasite apparaît à 36 nm de la longueur d'onde principale, ce qui constitue l'ISL de l'AWG, et cette longueur d'onde parasite est 7dB inférieure en puissance à la principale Q Cas b) observé à 1530 nm: une seconde longueur d'onde apparaît mais qui est de même puissance que la longueur d'onde principale. 1500 1520 1540 1560 1580 1600 -16 power density (dBm/0.1nm) -18 -20 spectrum ouput SLED -22 case a) : 1550 nm -24 case b) : 1530 nm -26 -28 -30 w avelength (nm) Figure 3-60: spectre de sortie de la SLED avant et après filtrage par des AWG Le schéma expérimental représenté sur la Figure 3-61 a été utilisé pour évaluer l'impact de la position d'un filtre dans l'architecture. SLED F2 F4 R-SOA F3 Rx OLT AN ONT Figure 3-61: schéma expérimental de l'évaluation de la position d'un filtre pour les longueurs d'onde parasites 140 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 4 configurations sont regardées: Q NF: aucun filtre n'est placé dans l'architecture Q F2: le filtre est placé à l'émission juste après la SLED. Il permet de limiter l'injection dans le RSOA à la seule longueur d'onde principale. Néanmoins il peut toujours exister des longueurs d'onde parasites à la réception provenant du filtrage de l'ASE du RSOA dans le sens montant et ceci peut apporter des pénalités de dispersion chromatique Q F3: le filtre est placé à la réception ce qui permet de supprimer les longueurs d'onde parasites avant la détection mais ne supprime pas l'injection de multiples longueurs d'onde dans le RSOA Q F4: le filtre est placé sur le lien bidirectionnel de façon à limiter la transmission d'une seule longueur d'onde dans les deux sens. La Figure 3-62 montre les courbes de TEB obtenues avec les différentes configurations en back to back, c'est-à-dire sans fibre. 1530 nm - No Filter 1,E-05 1530 nm - F3 case a: 1550 nm 1,E-06 1530 nm - F2 F3 1,E-07 BER 1530 nm - F4 F2 NF 1550 nm - F4 1,E-08 F3 1550 nm - F3 F4 1,E-09 1550 nm - F2 NF 1,E-10 -35 -33 -31 F4 F2 -29 case b: 1530 nm -27 1550 nm - No filter -25 Power (dBm) Figure 3-62: TEB en back to back à 622 Mbit/s pour différentes positions du filtre. Le courant de polarisation du RSOA est 70mA, l'amplitude de modulation est 2V, et la puissance injectée dans le RSOA est -20 dBm. (Un TEB de 10-9 n'est pas toujours atteint car les paramètres de courant et tension n'ont pas été optimisés). Observations: Q Dans le cas a) où la longueur d'onde parasite est plus faible que le pic principal, les courbes de TEB montrent une nette amélioration des performances du système avec la configuration F4 qui filtre entièrement la longueur d'onde parasite dans les 2 directions. Q Dans le cas b) où les 2 longueurs d'onde ont la même puissance, les meilleurs résultats sont obtenus sans filtre et il y une légère dégradation avec le filtre sur le lien bidirectionnel. Ceci concorde avec [ 13 ] qui explique que plusieurs pics permettent d'augmenter le rapport signal sur bruit. Mais la présence de plusieurs longueurs d'ondes implique des pénalités à cause de la dispersion chromatique, qui ne sont pas visibles ici puisque ce sont des mesures sans fibre. Pour avoir une mesure plus fiable de l'effet du filtrage, les mêmes tests ont été effectués avec 20km de fibre optique dans l'architecture. Les résultats sont présentés sur la Figure 3-63. 141 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 60mA - 4V - 1548 nm 1E-03 1E-04 1E-05 BER 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -27 -26 -25 -24 Pow e r (dBm ) F1 F2 F3 F4 70mA - 4V - 1531 nm 1E-03 1E-04 BER 1E-05 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 Pow e r (dBm ) F2 F3 F4 Figure 3-63: courbes de TEB obtenues pour le sens montant à 1.25Gbit/s sur l'architecture avec fibre. F1=NF: pas de filtre, F2: filtre à l'émission, F3: filtre à la réception, F4: filtre sur le lien bidirectionnel Les paramètres de courant de polarisation et tension de modulation sont cette fois optimisés pour avoir de bons TEB (Vpp = 4V, Ibias = 60mA pour 1548 nm et Vpp = 4V, Ibias = 70 mA pour 1531 nm). Les résultats avec la configuration sans filtre (F1 ou NF) montrent une dégradation très importante des performances. Dans le cas b) à 1530 nm, aucune courbe ne peut être tracée. Ensuite il apparaît que les pénalités observées sont surtout dues à la dispersion chromatique car il suffit de filtrer à la réception (F3) pour avoir les meilleurs résultats, analogues aux résultats obtenus avec la configuration F4. La pénalité due à la dispersion peut être mesurée entre les courbes correspondant à F2 et F4 et vaut 0.5dB @10-9 pour le cas a) et 1.5dB pour le cas b). Les résultats obtenus avec et sans fibre montre que la dispersion chromatique a beaucoup plus d'effet sur les performances de l'architecture que le fait d'injecter de multiples longueurs d'onde dans le RSOA. La conclusion de cette étude est qu'il est important d'adapter le spectre de la SLED et du RSOA à l'AWG utilisé (et inversement) pour éviter d'avoir la transmission éventuelle de longueurs d'onde parasites dans l'architecture qui risquent de dégrader les performances du système. Dans un cas non idéal il est donc important de veiller à filtrer à la réception ou dans les deux sens afin d'obtenir les résultats les plus fiables. En pratique il est facile de limiter la bande passante de la SLED et le plus souvent un filtre sera utilisé à l'ONU pour séparer les 2 bandes de longueurs d'onde (montante et descendante) qui permettra de limiter le spectre remontant. Un filtrage bidirectionnel équivalent à la configuration F4 sera ainsi mis en place. 142 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Dans les tests expérimentaux qui suivent, un filtrage est effectué en permanence dans les 2 sens de transmissions pour s'assurer qu'il n'y a pas de longueur d'onde parasite dans l'architecture et que les résultats sont optimum. 3.3.3 Résultats expérimentaux Trois configurations d'architectures utilisant la technique de modulation déportée avec hachage d'une SLED ont été définies et testées. Les tests ont été menés en deux temps. Dans un premier temps deux architectures de PON WDM ont été proposées et étudiées: Q PON WDM où les signaux descendant sont simplement générés avec des lasers DFB dans la bande L, et les signaux montants utilisent la technique SLED+RSOA dans la bande C. Les débits montants et descendants sont à 1,25 Gbit/s. Q PON hybride WDM TDM basé sur l'architecture précédente mais où le débit montant est diminué (622Mbit/s) afin d'augmenter le budget optique et pouvoir insérer un coupleur optique 1 vers 4. Ces premiers tests ont été effectués avec une amplitude de modulation du RSOA de 2V, alors que pour la dernière architecture, mise en place dans un second temps, cette amplitude a été amplifiée jusqu'à 4V, ce qui donne de meilleurs résultats. La troisième architecture est: Q PON WDM où à la fois les signaux montants et descendants utilisent la technique SLED+RSOA, en se partageant une seule SLED 3.3.3.1 Montages expérimentaux avec tension de modulation de 2V 3.3.3.1.1 PON hybride WDM TDM à 622Mbit/s montant L'architecture du PON hybride WDM TDM proposé est représentée sur la Figure 3-64. SLED Tx_1 10km 10km Coupleur 1x4 Rx 3dB Tx_N Mux R-SOA Mux Rx_1 SR Rx_N OLT Filtre séparateur bandes C/L ONU Figure 3-64: schéma du PON hybride WDM-TDM avec laser DFB dans la bande L pour le sens descendant à 1,25Gbit/s et technique SLED+RSOA à 622Mbit/s dans le sens montant 143 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Le principe de cette architecture est d'utiliser des lasers DFB dans la bande L pour générer les signaux descendants et d'utiliser la technique de modulation déportée avec un RSOA à l'ONU et une SLED à l'OLT fournissant les longueurs d'onde continues. Dans cette expérience un coupleur 1 vers 4 est ajouté sur chaque port de sortie du multiplexeur qui correspond à une longueur d'onde pour pouvoir partager celle-ci entre 4 ONU par multiplexage temporel. Le débit par longueur d'onde pour le sens montant est fixé à 622 Mbit/s, ce qui donnerait en moyenne 155Mbit/s par utilisateur. L'architecture est constituée des composants suivants: A l'OLT Q Q Q Q Q A la SR Q Q Q Q Q Q Q A l'ONU Q Q lasers DWDM pour générer les signaux descendants, un AWG 1xN pour multiplexer les signaux descendants, une SLED qui émet un spectre large, un coupler 3dB pour ajouter tous ces signaux, Un circulateur pour router the signaux descendants et le spectre large vers les ONUs et les signaux montants vers les récepteurs un AWG 1xN pour démultiplexer les signaux montants DWDM une série de N photodiodes 10km de fibre de transport un AWG 1xN pour démultiplexer les signaux descendants et multiplexer les signaux montants 10km fibre de distribution Un coupleur 1 vers 4 a filtre séparateur de bande C/L pour séparer les signaux montants et descendants une photodiode pour détecter le signal descendant un R-SOA pour moduler le signal continu avec les données montantes Séparation des signaux montants et descendants Deux bandes de longueurs d'onde sont utilisées pour séparer les signaux montants et descendants. La bande C est réservée pour le sens montant car le RSOA fonctionne dans cette bande et la bande L est utilisée pour les signaux descendants car des lasers DWDM existent aussi dans cette bande (contrairement à la bande O par exemple). L'intervalle spectral libre de l'AWG situé au point de répartition (SR: sous répartiteur) est utilisé pour allouer 2 longueurs d'onde par ONU en les faisant passer par le même port de l'AWG, ce qui permet d'avoir une architecture mono-fibre. L'espacement entre les longueurs d'onde montantes et descendantes doit être un nombre entier de fois l'ISL pour qu'elles soient correctement routées. Les signaux descendants sont donc multiplexés à l'OLT pour être transmis sur la fibre de transport conjointement au spectre de la SLED grâce à un coupleur 3dB. Les signaux descendants sont ensuite démultiplexés par l'AWG à la SR, partagés en 4 par le coupleur, puis ils traversent un filtre séparateur de bande C et L à l'ONU. Les pertes dans le sens descendant sont de l'ordre de 25 dB en faisant la somme des pertes des composants en ligne: Q AWG: 4dB Q Coupleur: 3,5dB Q Circulateur: 1dB Q 20 km de fibre: 5dB Q AWG: 4 dB Q Coupleur 1 vers 4: 7dB Q Séparateur de bande : 0,5dB En utilisant une photodiode APD en réception à l'ONU, il n'y a aucune difficulté pour réaliser 144 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées une transmission sans erreur à 1,25 Gbit/s (sensibilité -32 dBm@1,25Gbit/s et puissance d'émission du laser >+2dBm). Les tests expérimentaux n'ont donc été menés que sur le sens montant. La SLED émet une lumière large bande incohérente et dépolarisée. Les AWG utilisés ont des pertes d'insertion très peu dépendantes de la polarisation (PDL<1dB) et le gain du RSOA dépend également très peu de la polarisation du signal injecté (PDG<1dB). L'architecture proposée est donc quasiment insensible à la polarisation, ce qui est un avantage dans des perspectives de déploiement car le contrôle de la polarisation dans l'architecture du réseau d'accès n'est pas envisageable. Sens montant Le banc expérimental utilisé pour évaluer la transmission dans le sens montant est représenté sur la Figure 3-65. Il faut noter que le protocole de multiplexage temporel TDMA nécessaire pour partager une longueur d'onde entre plusieurs ONU n'est pas implémenté. Il s'agit seulement de mesures de taux d'erreur en continu sur des budgets optiques définis. 10 km SLED 10 km F R-SOA filtre Rx OLT Atténuateur variable SR coupleur 1x4 ONT Figure 3-65: banc expérimental pour le sens montant de l'architecture PON hybride WDM TDM à 622 Mbit/s. Le filtre séparateur de bande C et L n'a pas été utilisé mais un filtre de largeur 5nm a été placé sur le lien bidirectionnel pour s'assurer qu'une seule longueur d'onde est transmise dans les deux directions (cf. longueurs d'ondes parasites). Seules deux longueurs d'onde ont été testées: 1530 nm et 1550 nm, qui donnent les performances extrêmes du RSOA au niveau du facteur de bruit (respectivement 8,5 dB et 6 dB). Deux filtres adaptés ont donc été utilisés. La puissance de sortie totale de la SLED alimentée par un courant de 500mA est 15,5dBm, et la densité spectrale de puissance sur la bande C est supérieure à -18dBm/0,1nm. Les AWG utilisés ont 24 ports de sortie avec un espacement entre canaux de 100GHz. Le filtrage est gaussien avec une largeur spectrale à 3dB de 0,4nm. La modulation NRZ à 622 Mbit/s a été réalisée avec un générateur de séquences PRBS de longueurs 27-1.La tension de modulation est 2V. La puissance injectée dans le RSOA après passage dans la liaison est environ -30 dBm. Le gain du RSOA est 19 dB avec 60 mA de courant de polarisation et 40mA de modulation (équivalent à 2V). Une photodiode APD est utilisée pour la détection après 20 km de transmission: 10 km de transport et 10 km de distribution. La Figure 3-65 représente les courbes de TEB obtenues avec cette configuration à 622 Mbit/s, sans fibre (back to back) et avec 20 km de fibre. Il faut noter que les résultats avec fibre dépendent seulement de la distance de fibre et non pas de la répartition entre transport et distribution. En back to back, 145 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées un atténuateur remplace les pertes de la fibre afin d'avoir les mêmes conditions d'injection dans le RSOA 1E-03 1E-04 1E-05 1E-06 TEB 1530nm_Back to Back 1E-07 1550nm_Back to Back 1550nm_20 km 1E-08 1530nm_20km 1E-09 1E-10 1E-11 1E-12 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 Puissance (dBm) Figure 3-66: courbes de TEB obtenues pour le sens montant à 622 Mbit/s du PON WDM-TDM Les courbes de TEB en back to back montrent une sensibilité meilleure de 2 dB à 1550 nm qu'à 1530 nm, certainement due au facteur de bruit. La pénalité induite par la transmission bidirectionnelle sur la fibre s'élève à 2.5dB à 1550 nm et 0,8 dB à 1530 nm pour un TEB de 10-9. Une transmission sans erreur est donc obtenue (TEB de 10-9) mais la marge de puissance optique restante est égale à 0dB en particulier à 1530nm. Sachant que le coupleur 3 dB et l'AWG à la réception n'étaient pas implémentés dans le montage, l'architecture complète risque de ne pas fonctionner correctement avec ces paramètres. Néanmoins en passant à une tension de modulation de 4V, qui donnerait un taux d'extinction plus important, la sensibilité de la photodiode serait amélioré et ce PON WDMTDM donnerait de meilleurs résultats. En diminuant le débit en ligne à 125 Mbit/s (Fast Ethernet) ou 155 Mbit/s (STM1), le budget optique serait également augmenté mais le débit par utilisateur ne serait plus assez intéressant par rapport à un PON classique. Effet de la bidirectionnalité Le montage de la Figure 3-67 a été utilisé pour voir l'effet de la transmission bidirectionnelle sur les performances de l'architecture. Le module RSOA n'est pas régulé en température ce qui induire des modifications de performance au cours du temps. Les mesures en monofibre et bi-fibre ont donc été réalisées dans un intervalle de temps très court. Les résultats sont présentés sur la Figure 3-68. 10 km 10 km SLED R-SOA F 10 km Rx OLT Atténuateur variable SR coupleur 1x4 ONT Figure 3-67: architecture PON WDM-TDM 2 fibres 146 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 1,E-04 BER 1,E-05 1,E-06 tw o- f ibre 1,E-07 single-f ibre 1,E-08 1,E-09 1,E-10 -33 -31 -29 -27 -25 -23 Pow e r (dBm ) Figure 3-68: TEB comparé sur l'architecture mono-fibre et bi-fibre D'après les courbes de la Figure 3-68, la pénalité due à la transmission bidirectionnelle est négligeable. La nature incohérente du signal (issu à l'origine de la SLED) limite l'effet de la rétrodiffusion Rayleigh. Ce phénomène est décrit de façon détaillée dans le chapitre 4. 3.3.3.1.2 PON WDM à 1,25 Gbit/s Le mélange de TDM et WDM sera difficile à réaliser uniquement avec la technique SLED + RSOA du fait de la faible puissance injectée dans le RSOA et du budget optique nécessaire. Ce chapitre résume donc les résultats obtenus sur la même architecture (lasers bande L dans le sens descendant et technique SLED + RSOA dans le sens montant) mais sans coupleur 1 vers 4 sur chaque fibre de distribution et en augmentant le débit à 1,25 Gbit/s. Une longueur d'onde n'est donc destinée qu'à un seul ONU. Le montage est donc le même que précédemment à l'exception du coupleur. La Figure 3-69 montre les courbes de TEB obtenues à 1,25 Gbit/s avec -25 dBm de puissance injectée dans le RSOA, pour différents courants de polarisation. La puissance injectée dans le RSOA est contrôlée par un atténuateur variable après la SLED. La photodiode est une APD. 1E-03 1E-04 1E-05 TEB 55mA 1E-06 52,5mA 1E-07 50mA 48,5mA 1E-08 45mA 1E-09 1E-10 1E-11 -33 -31 -29 -27 -25 Puissa nce (dBm) Figure 3-69: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s avec 20 km de SMF, -25 dBm de puissance injectée dans le RSOA, pour différents courants de polarisation du RSOA. La sensibilité à la réception s'améliore avec l'augmentation du courant mais un palier apparaît, qui devient significatif au dessus de 55mA de courant de polarisation. Cela implique qu'il y a un compromis à trouver au niveau du courant de polarisation entre un gain 147 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées optique important du RSOA et une courbe de TEB correcte pour cette architecture. Un bon compromis est obtenu avec 50 mA, afin d'avoir un bon taux d'extinction et de ne pas ajouter trop de bruit optique. La modélisation théorique de ces bruits est étudiée dans le chapitre 4. Performances sur la bande C La Figure 3-70 représente les courbes de TEB à 1,25Gbit/s avec un courant de polarisation de 50mA et -25 dBm injecté dans le RSOA, pour 4 longueurs d'onde de la bande C: 1530 nm, 1540 nm, 1550 nm, 1560 nm. 1E-03 1E-04 TEB 1E-05 1E-06 1530 nm 1E-07 1540 nm 1E-08 1550 nm 1560 nm 1E-09 1E-10 1E-11 1E-12 -32 -30 -28 -26 -24 Puissa nce (dBm) Figure 3-70: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s avec 20 km de SMF, -25 dBm de puissance injectée dans le RSOA, 50 mA de courant de polarisation, pour différentes longueurs d'onde de la bande C. Une transmission sans erreur (10-9) est obtenue pour chacune des longueurs d'onde mais la sensibilité s'améliore avec les longueurs d'onde plus grande mais cependant un palier apparaît pour la longueur d'onde de 1560 nm. Explication du palier au niveau du TEB Les paliers qui apparaissent sont dus aux bruits optiques amenés par la SLED et le RSOA, ainsi qu'aux bruits de battement à la détection et à la rétrodiffusion de Rayleigh. Bruit de la SLED: Le signal obtenu par le hachage de la SLED est une lumière incohérente provenant d'émission spontanée amplifiée, ASE. Or la détection de l'ASE génère un bruit de battement spontané-spontané appelé bruit d'intensité en excès ou Excess Intensity Noise (EIN). Ce bruit de battement génère donc une composante AC due au battement entre les différentes composantes fréquentielles, qui se retrouve sur les "1". La particularité du bruit d'intensité en excès est que la distribution de densité de probabilité n'est pas gaussienne mais géométrique. La distribution du bruit est donc plus étalée et avec une queue plus allongée comme le montre la Figure 3-71. Figure 3-71: distribution géométrique (i) et gaussienne (ii) [14] 148 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Le niveau du palier dépend du courant de polarisation du RSOA, de la longueur de fibre et de la longueur d'onde du signal. Q Lorsque le courant de polarisation augmente, le gain optique du RSOA augmente mais le niveau d'ASE augmente également. De plus le RSOA amplifie le bruit d'intensité EIN de la SLED ainsi que les différents bruits de battement (signal-signal, signal-spontané et spontané-spontané). Q Le gain et la figure de bruit du RSOA dépendent de la longueur d'onde, et de ce fait les performances sont différentes à 1530 nm et 1550 nm. Q La transmission sur la fibre implique des pénalités dues à la dispersion chromatique. En effet le signal a une largeur spectral de 0,4 nm et la transmission à travers 20 km de fibre avec 17ps/nm/km de dispersion induit un élargissement du signal temporel de 136ps, ce qui correspond à 17% d'un temps bit à 1,25Gbit/s. La Figure 3-72 montre le diagramme de l'œil optique du signal montant à 1,25Gbit/s. Figure 3-72: diagramme de l'œil optique du signal montant à 1,25Gbit/s Le bruit sur les "1" est très important et est typique de la technique de "spectrum slicing". La distribution de densité de probabilité à la sortie de la SLED est comparable à celle sur les "1", mais il faut y rajouter l'amplification du RSOA et l'ASE, ce qui donne un œil très asymétrique. Cet œil plutôt fermé dégrade les performances du système. Une manière d'améliorer ces performances est d'utiliser un RSOA avec une faible puissance de saturation en entrée [15]. En effet en fonctionnement saturé, les "1 avec un fort niveau de puissance vont être moins amplifiés que les "1" avec un faible niveau de puissance, ce qui va avoir pour effet de compresser la distribution de densité de probabilité, c'est-à-dire diminuer la variance des "1". C'est le phénomène appelé "amplitude squeezing effect". Cela a donc pour effet d'ouvrir l'œil et d'améliorer les performances. Dans nos tests, la puissance injectée est trop faible et cet effet de compression n'a pas lieu. Compensation de la dispersion La Figure 3-73 représente les courbes de TEB obtenues en ajoutant de la fibre de compensation de dispersion (DCF) permettant de compenser la dispersion chromatique apportée par 3, 7.5 et 12 km de fibre standard SMF. Il faut noter que ces mesures ont été réalisées avec une valise de taux d'erreur qui n'effectuait pas une détection de seuil automatique appropriée et le niveau du seuil de détection est important avec un digramme de l'œil tel que celui représenté plus haut. Les performances ne sont donc pas optimales. 149 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 1E-06 1E-07 TEB DCF 12km DCF 7,5km 1E-08 DCF 3km w /o DCF 1E-09 1E-10 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 Puissance (dBm) Figure 3-73: TEB à 1,25 Gbit/s sur 20 km, 1550nm, un courant de polarisation de 50 mA, -18 dBm de puissance injectée dans le RSOA, sans et avec DCF compensant 3, 7,5 et 12 km de SMF. Avec les paramètres considérés, le gain en sensibilité à 10-9 obtenu avec la DCF permettant de compenser 3 km de SMF est environ 1,5 dB et le gain maximum peut aller jusque 2 dB. Ajouter de la fibre de compensation à l'OLT n'apporte pas de surcoût très important puisqu'elle est partagée par tous les ONUs, et le budget optique est suffisant pour prendre en compte ces pertes supplémentaires. Mais cette fibre peut poser problème lorsque les ONUs sont à des distances très variées du central. En effet si cette fibre compense correctement un ONU situé à 20 km du central, elle va peut-être dégrader les performances d'un ONU situé très près du Central. L'ingénierie d'un système avec des disparités entre les distances des ONUs est complexe à mettre en œuvre. Conclusion L'architecture de PON WDM est à même d'offrir un accès symétrique de 1,25 Gbit/s. L'espacement entre canaux de 100GHz permet d'obtenir 40 longueurs d'onde disponibles sur la bande C, donc de connecter 40 ONUs. 3.3.3.2 Architecture de PON WDM basé uniquement sur la technique SLED+RSOA, avec tension de modulation de 4V 3.3.3.2.1 Description de l'architecture Le but de cette architecture est d'utiliser de façon symétrique la technique SLED+RSOA à la fois pour le sens montant et le sens descendant afin d'uniformiser les émetteurs et donc diminuer les coûts. Les idées principales de l'architecture complète sont Q D'utiliser les mêmes RSOA à la fois à l'OLT et à l'ONU Q De générer les longueurs d'onde continues pour l'OLT et l'ONU avec une seule source SLED Ceci est possible en utilisant des filtres bleu/rouge qui coupent la bande C en deux parties. Le spectre de la SLED est donc partagé en une partie basse qui va de 1530 nm à 1545 nm et une partie basse qui va de 1548 nm à 1565. La partie basse va par exemple être dédiée aux RSOA pour le sens descendant et la partie haute pour le sens montant. 150 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées SLED C isolateur Filtre bande C R B Filtre bleu/rouge 15 km 2x2 Filtre 5 km R/B RSOA RSOA Rx ONU Rx OLT Figure 3-74: schéma de l'architecture complète incluant des RSOA pour les sens montant et descendant. Un coupleur 2 vers 2 permet de transmettre une partie du spectre directement dans les RSOA de l'OLT pour le sens descendant et l'autre partie du spectre dans l'architecture pour être injecté dans les RSOA situés dans les ONUs. Un isolateur est nécessaire après la SLED afin d'éviter le retour de puissance dans celle-ci. Le circulateur permet de router les signaux montants vers la photodétection. Ce circulateur peut être situé comme présenté sur la Figure 3-74 après le coupleur 2 vers 2, comme dernier élément de l'OLT ou alors entre le coupleur et le multiplexeur des signaux descendants. L'inconvénient dans ce second cas est que pour le sens montant, les pertes du coupleur sont à ajouter à la fois lorsqu'on injecte la puissance dans les RSOA mais aussi lors du sens montant en lui-même. Une autre possibilité est décrite sur la Figure 3-75. Un seul AWG est utilisé à l'OLT pour router les signaux montants et descendants et un filtre bleu/rouge est ajouté à chaque port pour séparer les signaux, vers le RSOA ou la photodiode. L'AWG et le circulateur sont donc remplacés par N filtres, qui sont d'ailleurs les mêmes qu'à l'ONU. 151 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées C SLED isolateur Filtre bande C R B Filtre bleu/rouge 15 km Filtre 5 km R/B 2x2 RSOA RSOA OLT Rx Rx Filtre R/B ONU Figure 3-75: schéma de l'architecture complète avec un seul multiplexeur à l'OLT L'intérêt du filtre rouge/bleu est que le front du filtre est assez raide, ce qui permet de ne pas perdre trop de longueurs d'onde entre les deux bandes. L'inconvénient est que si c'est un filtre passe bande au niveau du "bleu" c'est à dire entre 1530 nm et 1545 nm, pour la sortie "bleu" il s'agit d'un passe haut au dessus de 1545 nm et d'un passe bas en dessous de 1530 nm (voir Figure 3-76). Par conséquent sans autre filtre, à cause du FSR de l'AWG, il peut y avoir des pics parasites dans l'architecture car la SLED couvre une bande spectrale supérieure à 35 nm. Filtre Rouge / Bleu P optique reçue (dBm) 0,00 -5,00 -10,00 -15,00 -20,00 référence Rouge Bleu -25,00 -30,00 -35,00 Longueur d'onde (nm) -40,00 1525 1530 1535 1540 1545 1550 1555 1560 1565 1570 Figure 3-76: pertes du filtre bleu/rouge Il est donc nécessaire de rajouter avant ce filtre un filtre passe bande qui laisse passer seulement la bande C. Les filtres WDM C/L qui séparent les bandes C et L sont par exemple utilisables (Figure 3-77). 152 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Filtre bande C 0 dB -5 dB sortie P sortie R -10 dB Série5 -15 dB -20 dB -25 dB -30 dB -35 dB -40 dB Bande C Bande S Bande L -45 dB -50 dB 1510 nm 1520 nm 1530 nm 1540 nm 1550 nm 1560 nm 1570 nm 1580 nm Figure 3-77: pertes d'un filtre WDM C/L Les pertes de ces filtres sont faibles en particulier pour les bleu/rouge et les cascader n'est pas trop dommageable. Il est également possible d'utiliser deux filtres rouge bleu à suivre, mais l'un étant passebande sur le "bleu" et le second passe-bande sur le "rouge". Le premier filtre sélectionne correctement le bleu sur la sortie 1 et laisse passer tout le reste sur la sortie 2. Il suffit ensuite de rajouter le second filtre sur la sortie 2 pour sélectionner correctement le rouge comme décrit sur la Figure 3-78. Spectre large en entrée Filtre B/R centré sur Bleu Filtrage intermédiaire Filtre B/R centré sur Rouge Spectres de sortie Figure 3-78: schéma du découpage de la bande C en deux parties grâce à 2 filtres bleu/rouge 3.3.3.2.2 Résultats expérimentaux L'objectif est d'évaluer sur la l'architecture de PON WDM avec SLED et RSOA, l'effet du courant de polarisation du RSOA et de l'amplitude de modulation afin d'estimer la possibilité de réaliser le PON WDM avec des RSOA à fois pour le sens montant et le sens descendant. 153 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées En effet lorsque la modulation est fournie simplement par la valise de BER, l'amplitude de modulation est limitée à 2 V. Avec cette amplitude fixe, lorsqu'on augmente le courant pour avoir plus de gain, le taux d'extinction diminue et les performances s'effondrent. Un palier apparaît au niveau du BER pour des courants élevés. En ajoutant un amplificateur électrique à la sortie de la valise, des mesures vont être faites avec une amplitude de 4 V, ce qui permet de tester différents courants de polarisation. Le sens montant et le sens descendant vont être testés successivement en implémentant cette fois ci réellement tous les AWG nécessaires ainsi que les filtres. 3.3.3.2.2.1 Montage expérimental pour le sens montant 10 km 10 km Filtre C/L Prsoa SLED RSOA Prx Générateur de courant Rx Rx BER T Tx Figure 3-79: schéma expérimental du sens montant du PON WDM Un coupleur 1% (-21dB) a été placé devant le RSOA pour contrôler la puissance d'injection et un autre coupleur 2% (-17dB) au niveau du récepteur. Un atténuateur variable permet de faire la mesure de BER en fonction de la puissance reçue sur le RSOA. Des boucles de Lefebvre permettent d'ajuster la polarisation du signal. Les AWG sont à maintien de polarisation (AWG NEL 1 vers 24, 100 GHz d'espacement entre canaux), des boucles sont donc placées avant l'AWG au niveau de la réception afin d'injecter le signal avec la polarisation adéquate et avoir le moins de pertes possibles à travers l'AWG. Les autres boucles sont placées entre l'AWG et le RSOA. Elles permettent de contrôler la polarisation du signal injecté dans le RSOA pour obtenir un meilleur gain (PDG < 1dB) et d'optimiser en même temps la polarisation pour le passage retour à travers l'AWG. En réception, un module avec une photodiode APD est utilisé avec une récupération d'horloge intégré. La SLED est alimentée par un courant de 500 mA. Sur la bande C la densité de puissance varie entre -18dBm/0.1nm et -15.5dBm/0.1nm, ce qui donne sur une largeur spectrale de 0.8nm des puissances entre -9 dBm et -6.5dBm. Le filtre C/L permet de filtrer les longueurs d'onde parasites dues à la propriété cyclique et périodique de l'AWG. Dans certains cas la bande de filtrage est trop grande et il est donc nécessaire de remplacer ce filtre par un filtre passe bande de 5 nm de large permettant d'isoler la longueur d'onde voulue. Un atténuateur variable a été ajouté à la sortie de la SLED pour simuler des pertes supplémentaires. En particulier il simule le coupleur 3dB nécessaire à l'injection du spectre de la SLED dans l'architecture. Les pertes intrinsèques de l'atténuateur étant d'environ 2dB, 154 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées nous avons rajouté encore 2 dB afin d'avoir les pertes réelles d'un coupleur (avec une marge). Le passage à travers l'AWG apporte les pertes d'insertion mais aussi les pertes dues à la forme gaussienne du filtre constitué par l'AWG. Le calcul de ces pertes est détaillé en annexe. Ces pertes sont respectivement de 3.5dB et 3dB. 0.8nm Densité spectrale de puissance injectée à l'entrée de l'AWG Filtre de l'AWG Figure 3-80: illustration du filtrage d'une source large bande par l'AWG Le tableau ci-dessous résume les pertes rencontrées par le spectre de la SLED avant d'être injecté dans le RSOA. Atténuateur Circulateur 4 dB 1 dB Filtrage gaussien 3dB AWG Fibre filtre TOTAL 4dB 5dB 1dB 18 dB Les pertes s'élèvent à environ 18dB, la puissance injectée dans le RSOA varie donc entre 27 dBm et -24.5 dBm. Le gain dépend de la longueur d'onde de façon assez importante en statique (3dB entre 1530 nm et 1550 nm à 60 mA) mais la différence en dynamique se limite à 1dB (pour une amplitude de 2V). 3 courbes de TEB ont été réalisées à chaque fois sur 9 longueurs d'ondes prises dans la bande C: 1531, 1535, 1539, 1543, 1547, 1548, 1552, 1556 et 1560 nm. Les 3 configurations sont les suivantes Courant de polarisation Amplitude de modulation 50 mA 60 mA 70 mA 2V 4V 4V Les courbes obtenues sont représentées sur la Figure 3-81, la Figure 3-82 et la Figure 3-83. 155 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 2V 50 mA 1E-03 1E-04 1E-05 1531nm_ 1535nm_ 1E-06 1539nm_ 1543nm_ 1547nm_ 1E-07 1548nm_ 1552nm_ 1E-08 1556nm_ 1560nm_ 1E-09 1E-10 1E-11 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 Figure 3-81: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s pour le sens montant avec un courant de polarisation de 50 mA et une amplitude de modulation de 2V 4V 60 mA 1E-03 1E-04 1E-05 1531nm_4V_60mA 1535nm_4V_60mA 1E-06 1539nm_4V_60mA 1543nm_4V_60mA 1E-07 1547nm_4V_60mA 1548nm_4V_60mA 1552nm_4V_60mA 1E-08 1556nm_4V_60mA 1560nm_4V_60mA 1E-09 1E-10 1E-11 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 Figure 3-82: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s pour le sens montant avec un courant de polarisation de 60 mA et une amplitude de modulation de 4V 156 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 4V 70 mA 1E-03 1E-04 1E-05 1531nm_4V_70mA 1535nm_4V_70mA 1E-06 1539nm_4V_70mA 1543nm_4V_70mA 1547nm_4V_70mA 1E-07 1548nm_4V_70mA 1552nm_4V_70mA 1E-08 1556nm_4V_70mA 1560nm_4V_70mA 1E-09 1E-10 1E-11 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 Figure 3-83: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s pour le sens montant avec un courant de polarisation de 70 mA et une amplitude de modulation de 4V Résultats Le premier résultat significatif est qu'il n'y a pas une configuration unique optimale mais qu'il faut adapter le courant de polarisation et l'amplitude de modulation à chaque longueur d'onde pour avoir des résultats optimaux en terme de sensibilité au niveau de la réception. Il apparaît des limitations, soit au niveau du budget optique (1531 nm avec 50 mA et 2 V), soit au niveau du BER qui atteint un plancher (1560 nm avec 2V-50mA et 4V-70 mA). Néanmoins avec la configuration 60 mA et 4 V d'amplitude de modulation, la transmission fonctionne pour toutes les longueurs d'onde sans présence de palier visible jusqu'à 10-10. Cette configuration permet donc l'utilisation de la bande 1530 nm – 1560 nm, ce qui donne 37 longueurs d'onde disponibles. Le détail des résultats montrent 2 comportements différents suivant les longueurs d'onde. Q Sur la plage 1530 nm – 1548 nm, les configurations 50mA-2V et 60mA-4V donnent des résultats assez semblables alors que la configuration 70mA-4V améliore la sensibilité jusqu'à 4.5 dB @10-9 (1531 nm). Ce gain diminue lorsque la longueur d'onde augmente (2 dB à 1548 nm). Q Ensuite la sensibilité serait encore meilleure avec 70mA-4V mais un palier apparaît. Les deux autres configurations sont encore équivalentes mais le palier apparaît également avec 50mA-2V pour 1560 nm. Pour les longueurs d'onde courtes, vers 1530 nm, où la sensibilité est assez faible avec 4V60 mA il est judicieux de s'orienter vers 4V-70mA qui permet d'augmenter la sensibilité de 4dB sans provoquer de palier. Voici un résumé des configurations optimales en fonction de la longueur d'onde pour une puissance d'injection de -25dBm et une vitesse de modulation de 1,25 GHz: 157 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Longueur d'onde (nm) Config. Sensibilité (dBm) 1531 1535 1539 1543 1547 1548 1552 1556 1560 4V70mA -30.3 4V70mA -31 4V70mA -31.5 4V60mA -31.8 4V70mA -31.8 4V70mA -31.8 4V60mA -29.2 4V60mA -29.8 4V60mA -30.1 (a) (b) Figure 3-84: diagramme de l'œil à 1556 nm avec amplitude de modulation de 4V courant de polarisation de 70mA (a) et 60mA (b) 3.3.3.2.2.2 Montage pour le sens descendant La même technique peut en fait être utilisée pour le sens descendant, c'est-à-dire la source large hachée par un AWG générant les longueurs d'onde continues qui seront injectées dans les RSOA. La différence avec le sens montant est que la puissance injectée dans le RSOA est plus importante car il n'y a pas les 20 km de fibres à traverser. La puissance injectée étant plus importante, les performances sont meilleures. Les tests sont effectués avec le même RSOA que pour le sens descendant, avec la même bande de fonctionnement. Le but est ensuite de voir s'il est possible de couper cette bande en deux parties ("bleu/rouge") et d'utiliser exactement le même RSOA, centré sur la même bande, au niveau de l'OLT et au niveau de l'ONU. Le schéma expérimental est le suivant 158 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées SLED 10 km 10 km Prx Prsoa Rx RSOA T Filtre bande C Générateur de courant Tx BER Rx Figure 3-85: montage expérimental pour le sens descendant à 1,25 Gbit/s avec la technique SLED+RSOA Dans le test le filtre bande C est mis dans la ligne de transmission de façon à supprimer les longueurs d'onde parasites. Dans certains cas il est remplacé par un filtre passe bande de 5 nm. Les tranches spectrales obtenues par spectrum slicing n'ont pas à passer par la fibre, donc 5dB sont gagnés en puissance par rapport au sens montant. Les puissances injectées dans le RSOA varient donc entre -19.5 dBm et -22 dBm. Mesures expérimentales Les 9 longueurs d'onde précédentes ont été reprises avec cette fois-ci 4 configurations différentes: Courant de polarisation Amplitude de modulation 50 mA 60 mA 60 mA 70 mA 2V 2V 4V 4V Les courbes de TEB sont représentées sur la Figure 3-86, la Figure 3-87, la Figure 3-88 et la Figure 3-89. 159 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 2V_50mA 1E-03 1E-04 1531nm_2V_50mA 1535nm_2V_50mA 1E-05 1539nm_2V_50mA 1E-06 1543nm_2V_50mA 1547nm_2V_50mA 1E-07 1548nm_2V_50mA 1552nm_2V_50mA 1E-08 1556nm_2V_50mA 1E-09 1561nm_2V_50mA 1564nm_2V_50mA 1E-10 1E-11 -36 -34 -32 -30 -28 -26 Figure 3-86: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s pour le sens descendant avec un courant de polarisation de 50 mA et une amplitude de modulation de 2V 2V_60mA 1E-03 1E-04 1531nm_2V_60mA 1535nm_2V_60mA 1E-05 1539nm_2V_60mA 1543nm_2V_60mA 1E-06 1547nm_2V_60mA 1548nm_2V_60mA 1E-07 1552nm_2V_60mA 1556nm_2V_60mA 1E-08 1561nm_2V_60mA 1564nm_2V_60mA 1E-09 1E-10 -36 -34 -32 -30 -28 -26 Figure 3-87: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s pour le sens descendant avec un courant de polarisation de 60 mA et une amplitude de modulation de 2V 160 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 4V_60mA 1E-03 1E-04 1531nm_4V_60mA 1E-05 1535nm_4V_60mA 1539nm_4V_60mA 1E-06 1543nm_4V_60mA 1E-07 1547nm_4V_60mA 1E-08 1548nm_4V_60mA 1552nm_4V_60mA 1E-09 1556nm_4V_60mA 1561nm_4V_60mA 1E-10 1564nm_4V_60mA 1E-11 1E-12 -36 -34 -32 -30 -28 -26 Figure 3-88: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s pour le sens descendant avec un courant de polarisation de 60 mA et une amplitude de modulation de 4V 4V_70mA 1E-03 1E-04 1531 nm 1535 nm 1E-05 1539 nm 1E-06 1543 nm 1547 nm 1E-07 1548 nm 1E-08 1552 nm 1E-09 1556 nm 1561 nm 1E-10 1564 nm 1E-11 -36 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 Figure 3-89: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s pour le sens descendant avec un courant de polarisation de 70 mA et une amplitude de modulation de 4V Résultats Les résultats sont assez semblables à ceux obtenus précédemment pour le sens descendant. Il est nécessaire d'adapter la configuration courant de polarisation / tension de modulation à la longueur d'onde. Le fait d'avoir une puissance un peu plus importante de l'ordre de -20dBm permet d'utiliser la configuration 60mA-2V qui était impossible avec 25dBm. Mais cette configuration donne des résultats limités puisqu'un palier est souvent 161 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées présent. Par contre la configuration 60mA-4V donne comme précédemment de bons résultats avec des sensibilités un peu meilleures à la même puissance d'injection, ce qui était prévisible. La nouveauté est que la puissance d'injection plus importante permet le fonctionnement de l'architecture avec 1564 nm, ce qui n'était pas possible dans le sens descendant. Ici aussi la configuration 4V-70mA permet de gagner en sensibilité avec une marge assez importante, mais un palier apparaît à partir de 1556 nm. Voici un résumé des configurations optimales en fonction de la longueur d'onde pour une puissance d'injection de -20dBm et une vitesse de modulation de 1,25 GHz: Longueur d'onde (nm) 1531 1535 1539 1543 1547 1548 1552 1556 1560 4V70mA Sensibilité -31.5 (dBm) 4V70mA -31.2 4V70mA -32 4V70mA -31.9 4V70mA -32.4 4V70mA -32 4V70mA -32.5 4V60mA -29.9 4V4V60mA 60mA -30.6 -30.1 Config. 1564 Dans le sens descendant on peut considérer la bande C entière utilisable, c'est-à-dire de 1530 nm à 1565 nm, ce qui donne 43 longueurs d'onde disponibles avec un espacement de 100 GHz. 3.3.3.2.3 Allocation des longueurs d'onde Nous n'allons maintenant considérer que la configuration 60mA de courant de polarisation et 4V de tension de modulation, qui donne une transmission sans erreur et des courbes de TEB sans plateau. Dans le sens descendant, les 43 longueurs d'onde entre 1530 nm et 1565 nm sont utilisables et dans le sens montant, seules 37 longueurs d'onde sont disponibles entre 1530 nm et 1565 nm. Du coté du bleu la bande 1530 nm-1545 nm est utilisable. Il faut laisser 3 nm entre les 2 bandes, dus à la coupure du filtre, et la bande 1548nm-1565 nm est donc à disposition du coté du rouge. Pour 16 longueurs d'onde il faut 15x0.8= 12 nm de bande. Il est préférable d'éviter les bords de la bande, les deux bandes de longueurs d'onde qui seront réservées sont donc 1532 nm-1544 nm et 1548 nm-1560nm. Pour le sens descendant la sensibilité est faible pour les longueurs d'onde basses donc il est préférable d'utiliser le haut de la bande C pour les sens descendant. Le bas de la bande C sera donc réservé pour le sens montant. De plus dans le sens descendant les longueurs d'onde disponibles vont jusqu'à 1565 nm. Pour une implémentation réelle il faudrait choisir un AWG qui permette de router correctement les longueurs d'onde. La première solution est de concevoir un AWG 1 vers 16 avec un ISL de 20 canaux, c'est-à-dire 16 nm afin que le port1 par exemple puisse laisser passer 1532 nm et 1548 nm. Port AWG Longueur d'onde (nm) 1 1532 2 1532,8 15 1543,2 16 1544 1548 1548,8 1559,2 1560 162 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Une seconde solution est d'utiliser un AWG 1 vers 20 dont les deux premiers et deux derniers canaux ne sont pas utilisés pour les signaux montants de descendants. Le tableau ci-dessous donne le détail des longueurs d'onde sur lesquelles devraient être calés les canaux d'un tel AWG. 1 2 3 4 1530,4 1531,2 1532 1532,8 Longueur d'onde (nm) 1556,4 1547,2 1548 1548,8 17 18 19 20 1543,2 1544 1544,8 1545,6 1559,2 1560 1560,8 1561,6 Port AWG Canaux utilisés 1532nm-1544nm Sens descendant 1561,6 1560,8 1560,0 1559,2 1558,4 1557,6 1556,8 1556,0 1555,2 1554,4 1553,6 1552,8 1552,0 1551,2 1550,4 1549,6 1548,8 1548,0 1547,2 1546,4 1545,6 1544,8 1544,0 1543,2 1542,4 1541,6 1540,8 1540,0 1539,2 1538,4 1537,6 1536,8 1536,0 1535,2 1534,4 1533,6 1532,8 1532,0 1531,2 1530,4 La Figure 3-90 représente précisément les longueurs d'onde réservées pour les signaux montant et descendant λ 1548nm-1560nm Sens montant Figure 3-90: attribution des longueurs d'onde aux sens montant et descendant Le spectre large de la SLED permet donc de fournir 32 longueurs d'onde, réparties en deux groupes de 16, l'un pour le sens descendant et l'autre pour le sens montant. Le même RSOA peut ensuite être utilisé à l'OLT et à l'ONU pour moduler le signal continu issu de la SLED à 1,25 Gbit/s et le transmettre sur 20 km. La puissance injectée dans les RSOAs à l'OLT est 5 dB plus important qu'à l'ONU et les performances sont donc meilleures. La limite de cette architecture provient donc du sens montant. Cette architecture permet de fournir 1,25 Gbit/s symétriques à 16 ONUs avec des modules optoélectroniques identiques à l'OLT et dans les ONUs (RSOA comme émetteur, APD comme photodétecteur et filtre bleu/rouge) et avec une seule SLED. 3.3.4 Effet de la forme du filtre du multiplexeur Une publication de Samsung [16] souligne l'importance de la forme de filtre du multiplexeur. En effet lorsque le signal haché une première fois par l'AWG repasse par l'AWG, le signal s'affine spectralement, comme illustré sur la Figure 3-91. "BLS in" représente le spectre du signal après hachage par l'AWG (les lobes du filtre sont visibles). BLS out représente le spectre du signal renvoyé par le RSOA et haché à nouveau par l'AWG (le niveau d'ASE du RSOA est visible). Et BLS rx représente le spectre du signal à la réception lorsqu'il est à nouveau passé par un AWG pour le démultiplexage à l'OLT. L'effet qui a lieu est que, pour 163 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées un AWG de largeur à -3 dB de 0,4 nm, les fréquences situées à ±0,5 nm de la fréquence centrale sont atténuées de 20 dB. Or au second passage elles sont encore atténuées de 20 dB, ce qui donne ce rétrécissement du spectre. Figure 3-91: schéma du filtrage du signal après le double passage dans l'AWG [16] L'effet le plus marquant est que les performances obtenues avec des AWG flat top ou gaussien ne sont pas les mêmes. Une courbe de TEB comparative est représentée sur la Figure 3-92. L'explication proposée pour cette amélioration est l'effet de compression d'amplitude qui est facilité par un AWG flat top car le spectre du signal optique est de meilleure qualité, ce qui produit une corrélation plus forte entre les différentes composantes fréquentielles du signal de sortie [16]. Figure 3-92: courbes de TEB comparée entre AWG gaussien et flat top[16] Pour vérifier ces résultats, 2 AWG ont été considérés avec chacun environ 5 dB de pertes d'insertion mais l'un de forme flat top avec une largeur à -1dB de 0.4 nm, à -3 dB de 0.55 nm et -20 dB de 1.05 nm-et l'autre avec une transmission gaussienne de largeur spectrale à -1 dB de 0.2nm, à-3dB de 0.4 nm et à -20 dB de 1.06. 164 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées La puissance en sortie des AWG après injection de la source large sur le port d'entrée est 1 dB plus faible avec le flat top. Pour réaliser des mesures comparatives rigoureuses, nous avons diminué de 1dB à chaque fois le niveau de puissance d'injection avec l'AWG gaussien. Le montage expérimental est décrit sur la Figure 3-93. AWG flat top ou gaussien SLED ATT 1 20 km Prx Prsoa Rx F RSOA Band pass filter T Bias current Tx BER Rx Figure 3-93: montage expérimental pour la comparaison AWG gaussien et flat top Les courbes de TEB sont réalisées avec la longueur d'onde 1548 nm, 50 mA de courant de polarisation et 2V d'amplitude modulation pour différentes puissances d'injection entre -20 dBm et -30 dBm, avec l'AWG gaussien et avec l'AWG flat top. 1548 nm 2V 50 mA 1E-03 1E-04 -20dBm flat top 1E-05 -20 dBm gaussien -23 dBm flat top BER 1E-06 -23 dBm gaussien 1E-07 -27 dBm flat top 1E-08 -27 dBm gaussien -30 dBm flat top 1E-09 -30 dBm gaussien 1E-10 1E-11 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 Puissance (dBm ) Figure 3-94: courbes de TEB pour différentes puissances d'injection entre -20 et -30 dBm, avec un AWG gaussien et un AWG flat top. Il y a une amélioration de la sensibilité avec l'AWG flat top. Le gain augmente lorsque la puissance d'injection augmente. Pour une puissance d'injection de -30 dBm, le gain est environ 0.4 dB, 0.5dB pour -27dBm, 0.6dB pour -23 dBm et 1dB pour -20 dBm. Ceci tend à confirmer les courbes de la Figure 3-92 qui montrent une très nette amélioration des performances du système avec un AWG flat top lorsque le niveau d'injection est de -10 dBm. Néanmoins les puissances d'injection dans l'architecture ne sont pas supérieures à -20 dBm, l'AWG flat top n'apporte donc pas un gain énorme d'autant plus que ses pertes sont supérieures à celle de l'AWG gaussien. 165 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 3.3.5 Apport des codes correcteurs d'erreurs Le signal optique obtenu après modulation par le RSOA est très bruité comme le montre la Figure 3-72. Le gain d'un code correcteur d'erreur (FEC) Reed Salomon est généralement 3 dB pour une liaison avec un amplificateur optique et du bruit gaussien réparti sur les "0" et les "1". Pour voir le gain sur un signal tel que celui obtenu avec notre architecture, nous avons développé une carte avec un code correcteur d'erreurs basé sur un code Reed Salomon (255,239) pour des données à 625 Mbit/s. Le surdébit du FEC est 6.7% et le débit total est donc 667 Mbit/s. La Figure 3-95 montre les courbes de TEB obtenues avec et sans FEC (RS 255), sur une architecture de 20 km, avec un débit de 667 Mbit/s, un courant de 60 mA, une modulation de 2V sur le RSOA et un coupleur 3dB dans la ligne de transmission pour mettre 2 utilisateurs sur la même longueur d'onde. 1E-02 1E-03 sans FEC avec FEC 1E-04 BER 1E-05 1E-06 1E-07 1E-08 5,5 dB 1E-09 1E-10 -38 -36 -34 -32 -30 -28 Puissance (dBm) Figure 3-95: courbes de TEB avec et sans FEC Le gain du FEC à un taux d'erreur de 10-9 est de 5,5dB ce qui est très intéressant pour notre architecture. Ce gain peut servir à augmenter la portée ou à augmenter le nombre d'utilisateurs par longueur d'onde. L'apport du FEC est encore plus marqué lorsqu'un palier est présent dans la courbe de TEB sans FEC. En fait la pente de la courbe de TEB sans FEC est proportionnelle au bruit optique sur le signal. Notre signal étant très bruité, la pente est faible et donc le gain apporté par le FEC est important. Il est à noter que les codes correcteurs d'erreurs sont d'ores et déjà implémentés dans les PON, tout au moins dans le sens descendant. En effet la norme intègre la possibilité d'activer ou de désactiver la fonction FEC à la fois dans le sens descendant et dans le sens montant mais l'implémentation industrielle dans le sens montant n'est pas encore réalisée à ce jour à cause des difficultés du mode rafale. Le coût estimé de l'ajout d'une fonction FEC est très faible et il est prévisible que les FEC soient utilisés pour les PON WDM comme ils le sont déjà dans les PON, dans l'ADSL et dans les transmissions radio. 3.3.6 Conclusion sur les architectures PON WDM avec SLED+RSOAs Trois montages expérimentaux ont été réalisés utilisant la technique de modulation déportée par des RSOA avec une génération des longueurs d'onde continues par une SLED. Les deux premières architectures utilisent cette technique uniquement pour le sens montant avec des lasers DFB pour le sens descendant, tandis que la dernière architecture utilise cette technique pour les deux sens de transmission. 166 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Le PON hybride WDM TDM avec 4 ONUs par longueurs d'onde modulées à 622 Mbit/s montre des limites dues à la faible puissance injectée dans le RSOA. Le budget optique est à la limite pour proposer 40 longueurs d'ondes et donc 160 ONUs à 155Mbit/s. Le second montage expérimental a démontré la faisabilité d'un PON WDM avec 40 longueurs d'onde à 1,25 Gbit/s, avec un seul ONU par longueur d'onde. La dernière architecture est celle qui a le plus grand potentiel car elle permet d'avoir un PON WDM avec 16 ONUs à 1,25 Gbit/s pour un coût minimum car les mêmes modules sont utilisés du coté OLT et ONU. Ces modules sont simplement constitués d'un RSOA, d'une APD et d'un filtre bleu/rouge et une seule SLED à l'OLT est suffisante pour fournir toutes les longueurs d'onde continues. Cette étude a montré l'importance du filtrage dans l'architecture pour éviter d'avoir des longueurs d'onde parasites qui dégradent les performances du PON WDM. L'effet de la forme du filtre de l'AWG a été également analysé mais dans les conditions de notre architecture son influence n'est pas suffisamment importante pour être prise en compte. L'intérêt des codes correcteurs d'erreurs a été mis en évidence car le gain en budget optique qu'il apporte est important du fait du caractère très bruité du signal dans cette architecture. 167 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 3.4 Agrégation de PON et conversion tout optique 3.4.1 Architecture de PON WDM-TDM avec conversion de longueur d'ondes Dans la logique actuelle il existe une conversion optique-électrique-optique (O-E-O) pour interfacer le réseau d'accès avec le réseau de collecte. Dans le cas du PON, l'OLT situé au central effectue la concentration de façon électronique et envoie ensuite les données remontantes vers le réseau de collecte via un routeur de niveau 1 par un lien optique. Le réseau de collecte agrège ensuite les données des différents réseaux d'accès vers un routeur de niveau 2. L'une des évolutions du réseau de télécommunication envisagées est de centraliser tout au niveau du routeur de niveau 2, ou tout au moins de centraliser plus haut dans le réseau afin de supprimer des points d'intelligence dans celui-ci. Ceci revient à faire une fusion des réseaux métro et accès, et donc à réaliser un réseau terminal métro-accès sur une distance de 100 à 200 km. Deux voies sont possibles: Une solution est d'avoir à la place des centraux actuels une simple interface O-E-O réalisant électriquement uniquement une régénération du signal pour faire de la transmission. Cette solution proposée par British Telecom avec Infinera [ 17 ] est décrite dans le paragraphe 2.3.2.2. Infinera a développé un transpondeur permettant d'agréger plusieurs PON et de faire transiter les données jusqu'au routeur de niveau supérieur sur un lien WDM avec le nombre de longueurs d'onde nécessaire. Ces longueurs d'onde sont situées dans la bande C afin d'être facilement amplifiables par des amplificateurs à fibre dopées à l'Erbium (EDFA), qui sont couramment utilisés dans les réseaux longue distance. L'intérêt de cette solution est d'éliminer un certain nombre de routeurs dans le réseau mais la conversion intermédiaire des signaux en électrique fait que le système doit être conçu pour un protocole et un débit bien précis, ce qui peut être préjudiciable lors des évolutions futures. La solution que nous proposons est un réseau terminal tout optique sans conversion optique électrique, ce qui permet de rendre le réseau totalement transparent au débit et aux protocoles. Si nous supposons qu'au départ le réseau d'accès FTTH est constitué de PON déployés massivement, une extension de ce système consisterait à déplacer les OLT actuellement au central vers un emplacement plus éloigné, à environ une centaine de kilomètres. Le problème principal qui se pose est l'agrégation de plusieurs PON sur une fibre de transmission principale. Si les OLT de plusieurs PON sont situés dans un même emplacement à une centaine de kilomètres des clients, il est intéressant au niveau coût de faire transiter toutes les données sur une seule fibre. Or il est délicat (voire impossible) de multiplexer temporellement plusieurs flux entre eux. De plus dans la mesure où tous les PON utilisent les deux mêmes longueurs d'onde, il n'est pas possible dans l'état actuel des choses de les multiplexer en longueurs d'onde. La solution que nous proposons est d'utiliser un dispositif de convertisseurs de longueurs d'onde tout optique pour convertir les signaux montants (actuellement à 1310nm) et descendants (1490nm) dans la bande C ou la bande L afin qu'ils puissent être amplifiés pour parcourir des distances importantes. 168 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées En effet les pertes de la fibre sont plus faibles dans les bandes C et L et elle sont aisément amplifiables grâce aux EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier). L'amplification à 1.3µm existe (Praseodymium Dopef Fiber amplifier) mais n'est pas courante. Les signaux descendants n'ont pas nécessairement besoin d'être convertis car la réception sur les PON est large bande et il est à priori possible de transmettre des signaux dans la bande C ou L sur la photodiode. 1.3µm 1.49µm λ1 ONU 1 conversion 1.3µm 1.49µm O L T λ5 conversion 1.3µm 1.49µm λ7 Amplificateurs optiques conversion ONU N Figure 3-96: Principe du système de conversion tout optique des longueurs d'onde du PON pour transmissions longues distances – architecture en arbre. Les longueurs d'onde λ1 à λ7 peuvent être utilisées à la fois pour le sens montant et descendant. D'autres longueurs d'onde λ8 à λ14 peuvent être ajoutées pour obtenir une longueur d'onde par sens de transmission et par PON. ONU 1 OADM conversion Amplificateurs optiques O L T OADM OADM conversion conversion ONU N Figure 3-97: Principe du système de conversion tout optique des longueurs d'onde du PON pour transmissions longues distances – architecture en anneau et arbre 169 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 1310 nm λ1 1490 nm conversion 1490 nm λ1 1310 nm λ5 conversion 1490 nm λ5 λ1 1310 nm λ7 conversion 1490 nm λ7 Figure 3-98: dispositif de conversion du sens montant (1310nm) vers la bande C et conversion du sens descendant (bande C) vers 1490 nm pour interopérabilité avec les normes PON 1310 nm λ1 conversion λ1 1310 nm λ5 conversion λ5 1310 nm conversion λ7 λ7 Figure 3-99: Conversion du signal montant (1310 nm) vers la bande C La Figure 3-96 montre le système global proposé. Les PON rassemblant les différents clients sont connectés à un dispositif de conversion de longueurs d'onde ("convertisseur") qui permet d'associer à chaque PON un couple de longueurs d'onde. Cette différentiation permet ensuite de multiplexer tous les PON sur une seule fibre principale et de couvrir des distances importantes. Les longueurs d'onde utilisées se trouvent dans la bande C ou L de façon à pouvoir être amplifiées le cas échéant. La même technique est utilisable avec un réseau en anneau sur lequel on connecte chaque PON par l'intermédiaire d'un multiplexeur à insertion extraction optique (MIE ou OADM en anglais) – éventuellement reconfigurable - après conversion en longueurs d'onde des signaux (Figure 3-97). 170 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées La conversion du signal descendant n'est pas absolument nécessaire si une troisième longueur d'onde n'est pas utilisée (cf. signal vidéo analogique à 1510 nm du PON). En effet un simple démultiplexeur 1.3µm/1.5µm est présent devant le récepteur de l'ONT et peu importe la longueur d'onde descendante pourvu qu'elle soit entre 1450nm et 1650 nm, c'està-dire non filtrée par le multiplexeur 1.3µm/1.5µm et dans la bande de réception de la photodiode. (La seule différence provient de la dépendance spectrale de la sensibilité de la photodiode). La Figure 3-98 montre un système de conversion pour les deux sens de transmission avec l'utilisation de lasers continus à 1490 nm pour la conversion des signaux descendants et des lasers continus DWDM pour la conversion des signaux montants. La Figure 3-99 montre un système allégé où seuls les signaux montants sont convertis en longueurs d'onde. 3.4.2 Convertisseur achromatique réutilisant la longueur d'onde descendante. Un inconvénient de ce système de conversion est la nécessité d'avoir au niveau du dispositif de conversion un laser continu de longueur d'onde différente pour chaque PON. Une solution possible est un dispositif indépendant de la longueur d'onde permettant l'utilisation de la longueur d'onde descendante comme source pour la conversion du signal montant. Ce dispositif permet d'avoir les deux signaux montants et descendants d'un PON sur la même longueur d'onde. Il convient ensuite de choisir une transmission bidirectionnelle sur la fibre principale ou une transmission sur deux fibres (une pour le sens montant et une pour le sens descendant) pour limiter les effets pénalisants de la bidirectionnalité. La Figure 3-100 montre ce dispositif pour une transmission entièrement bidirectionnelle. Le dispositif est constitué de deux branches, l'une pour le sens montant (en bas) l'autre pour le sens descendant (en haut). Les deux signaux sont multiplexés par un coupleur 1.3µ3/1.5µm du coté PON (à droite) et par un circulateur ou un coupleur (et un isolateur) coté réseau de transmission. Sur la branche dédiée au sens descendant, une partie de la puissance est prélevée et dirigée vers un module qui va effacer la modulation de ce signal et l'amplifier afin de transformer le signal modulé de faible intensité en signal continu de forte intensité pouvant servir de pompe pour le convertisseur de longueur d'onde. Ce module peut être typiquement constitué de plusieurs SOA qui vont amplifier le signal jusqu'à saturation, ce qui permet d'amener le niveau de puissance des "0" proche de celui des "1", donc d'effacer la modulation. Ils permettent également d'obtenir un signal continu de forte puissance. Ce signal est ensuite dirigé vers la seconde branche et en particulier vers le convertisseur de longueur d'onde où il sert de signal de pompe. Le signal montant arrive sur la seconde entrée du convertisseur. Le signal continu sort du convertisseur modulé avec les informations présentes sur le signal à 1310 nm et devient ainsi le nouveau signal montant, qui est envoyé vers la partie réseau de transmission jusqu'à l'OLT. 171 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées 90% Signal descendant λ1 10% Effacement PON amplification Signal montant λ1 Convertisseur λ1 CW Signal montant 1310 nm Figure 3-100: Système de conversion de la longueur d'onde montante utilisant la longueur d'onde descendante grâce à un dispositif d'effacement de la modulation du signal descendant. 3.4.3 Les dispositifs de conversion de 1310 nm vers les bandes C et L. Pour effectuer la conversion de longueur d'onde de la bande O vers la bande C et L les effets non-linéaires des matériaux sont exploités. Parmi les dispositifs proposés, les amplificateurs optiques à semi-conducteur (SOA) ont été particulièrement étudiés. Deux techniques sont spécialement répertoriées dans la littérature: une basée sur la modulation croisée de la polarisation et l'autre sur la modulation croisée de la phase (XPM). - Principe de la modulation croisée de la polarisation [18] Il repose sur la rotation non-linéaire de la polarisation due à la biréfringence du SOA. Le dispositif de conversion repose sur la modification de la biréfringence du composant conçu pour fonctionner à 1.31µm. Le signal modulé à 1.31µm injecté dans le SOA modifie la biréfringence de ce dernier par la saturation du gain. Les composantes modales, transverse électrique (TE) et transverse magnétique (TM), du signal continu à 1.55µm expérimentent à travers le SOA différents indices de réfraction. Ainsi le signal transmis à 1.55µm subit un changement d'état de polarisation selon qu'il ait transité dans le SOA en présence ou non du signal à 1.31µm. La polarisation du signal transmis à 1.55µm est alors modulée par la suite de symboles "1" et "0" du signal original. Grâce à un séparateur de polarisation (PBS), la modulation de la polarisation est transformée en modulation d'amplitude. Ainsi, l'information portée à 1.31µm est transférée à une porteuse à 1.55µm. 1.55µm CW 1.31µm modulé 1.31µm 1.55µm SOA 1.55µm PBS Figure 3-101: Schéma de principe de la modulation croisée de la polarisation 172 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées - Principe de la modulation de phase croisée dans un SOA: "XPM": cross phase modulation [19, 20] Le schéma de principe est montré ci-dessous (Figure 3-102) Figure 3-102: Schéma de principe de la conversion de longueur d'onde basé sur la XPM Avec cette méthode le(s) SOA(s) conçu(s) pour fonctionner à 1.31µm, se trouve(ent) dans un interféromètre de Mach-Zender. Le signal sonde λs, non modulé est divisé en 2 et ainsi parcourt les 2 bras de l'interféromètre. Le signal pompe λp (modulé et émis à 1.31µm) est injecté dans le SOA qui est saturé en présence d'un symbole "1" et non saturé en présence d'un symbole "0" modifiant selon le cas l'indice du matériau et donc déséquilibrant ou non l'interféromètre. La sonde λs (émise à 1.55µm) qui traverse l'interféromètre est ainsi modulée. Cependant, comme tout dispositif interférométrique, la fonction de transfert du convertisseur est une sinusoïde avec 2 points de fonctionnement : conversion sur pente positive (en phase, logique conservée), conversion sur pente négative (hors phase, logique inversée). 3.4.4 Dispositifs originaux à base de MEA 3.4.4.1 Modulation d'absorption croisée (XAM) dans un modulateur à électroabsorption (MEA) fonctionnant à 1550 nm Les principaux inconvénients du SOA utilisé dans les publications citées précédemment est qu'il rajoute du bruit lors de la conversion à cause de l'émission spontanée amplifiée et qu'il est limité en débit autour de 10 Gbit/s à cause de la vitesse de recombinaison des paires électrons - trous. Cette vitesse peut être néanmoins largement dépassée en utilisant plusieurs SOA dans les interféromètres et en jouant sur la longueur des guides pour fixer le retard de phase à l'équivalent d'un temps bit. La vitesse de conversion n'est alors plus limitée par les SOA mais le dispositif est alors dépendant du débit. Nous avons eu l'idée d'utiliser alors le MEA comme composant central pour la conversion. La conversion de longueurs d'onde de la bande C vers cette même bande à base de MEA est largement exploitée dans les publications. Le principe généralement utilisé est l'absorption de phase croisée (XAM: cross absorption modulation). Les signaux pompes sont injectés simultanément en co- ou contra-propagation dans le MEA fonctionnant dans la bande C. Des filtres optiques situés de chaque coté permettent de séparer les signaux 173 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées pompes et les signaux convertis. Lorsque le signal pompe est un "0", le MEA est absorbant et absorbe donc le signal sonde. Le signal sonde à la sortie est donc un "0". Si le signal pompe est à "1", le MEA est saturé et devient donc passant pour le signal sonde qui constitue alors un "1" en sortie. En fait cette propriété d'absorption contrôlée du MEA peut tout à fait être utilisée pour faire de la conversion de la bande O vers la bande C. En effet le MEA est absorbant pour toutes les longueurs d'ondes en dessous de celle fixée par la tension électrique entre 1530 nm et 1565 nm. Un signal à 1310 nm peut donc tout à fait saturer le MEA et donc constituer le signal pompe Résultats expérimentaux Le MEA utilisé est un MEA de la société OKI initialement optimisé pour la modulation à 1.55µm avec plus de 32GHz de bande passante électrique. Il est insensible à la polarisation dans l'état passant. Les pertes de couplage par face sont estimées à 2.5 dB. La conversion de longueur d'onde a été réalisée de la bande O vers la bande C. La pompe est générée à λp ~ 1314 nm par un laser DFB modulé directement à 1.25 Gb/s. La sonde, λs, continue, est émise dans la bande C. La sonde et la pompe sont injectées en contrapropagation dans le MEA. La conversion a été effectuée à 1540 nm puis à 1550 nm. λp~1.31µm BPF EDFA PDFA MEA λs CW, λs bande C, L Figure 3-103: schéma expérimental pour la conversion utilisant l'XAM dans MEA La tension appliquée et la puissance de la sonde ont été optimisées pour les deux longueurs d'onde sonde. Les mesures de conversion à 1540 nm (1550 nm resp.) ont été effectuées avec 8.5 dBm (7.5 dBm resp.) de puissance sonde, et 2.05 V (2.35 V resp.) de tension inverse. La puissance incidente de la pompe a été fixée à 14dBm dans la fibre à l'entrée du MEA. Cependant la tolérance de ces paramètres est de 0.2 V et 1.5 dB respectivement. Elle est définie pour moins de 0.5 dB de dégradation de la pénalité sur le TEB et 1 dB de dégradation du taux d'extinction (ER). Ainsi la tension pourrait être fixée à -2.2V et la puissance incidente de la sonde à 7.5 dBm. La pénalité mesurée sur le taux d'erreur est inférieure à 1.25 dB. Cette pénalité est peut-être due au fait que le signal pompe n'est pas filtré après amplification et avant injection dans le MEA. 174 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées BER 10 -3 + Back to back - WC @ 1550 nm WC @ 1540 nm 10 -4 10 -5 10 -6 10 -7 10 -8 10 -9 10 -10 10 -11 10 -12 10 -13 10 -14 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 Power (dBm) Figure 3-104: courbes de BER en back to back et pour 2 longueurs d'ondes converties: 1510 nm et 1550 nm (WC: wavelength conversion) Si la mesure du taux d'erreur est faiblement sensible à la longueur d'onde sonde (0.25dB), il n'est pas de même pour les taux d'extinction puisqu'ils diffèrent de 6 dB. Les valeurs mesurées sont 18.8 dB à 1540 nm et 12.8 dB à1550 nm. A noter, le taux d'extinction du signal pompe incident est de 15dB. La conversion peut donc permettre d'augmenter le taux d'extinction du signal. La mesure du taux d'erreur est peu sensible à la polarisation (~0.35dB) mais le taux d'extinction l'est. En effet, on retrouve la PDL mesurée en statique, soit environ 3 dB à -2 V. BtB @ 1314 nm Figure 3-105: diagramme de l'œil du signal pompe 175 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Conversion de longueur d'onde @ 1550 nm, TE Figure 3-106: diagramme de l'œil du signal converti à 1550 nm pour le mode TE Il est à noter que le signal pompe est amplifié mais non filtré avant d'être injecté dans le MEA, ce qui ajoute du bruit à la conversion. Avec le filtrage optique de la pompe avant injection dans le MEA, on note une réduction du bruit dans les "1" du signal converti. Cependant la puissance de la pompe est réduite de 2 dB, ce qui est préjudiciable à l'efficacité de la conversion comme le montre le diagramme de l'œil de la Figure 3-107, où le taux d'extinction est de 3.44 dB seulement. WC @ 1550 nm, TE Filtre 0.8 nm sur le signal pompe incident (2.5dB pertes) (Pin=11.8dBm) Figure 3-107: diagramme de l'œil avec filtrage du signal pompe après amplification Analyse des résultats L'influence de la puissance de la sonde est non négligeable et 2 dB de moins font chuter le taux d'extinction. Il est donc nécessaire d'avoir un amplificateur optique fonctionnant à 1.3µm (amplificateur à fibre dopée au Praséodymium) et pouvant sortir une puissance de 13 dBm. Le fait de nécessiter une forte puissance pose le problème du fonctionnement en mode rafale (burst). En effet suivant la distance des ONU avec le central, le signal peut arriver avec des puissances très différentes, avec une dynamique qui peut aller jusqu'à 15 dB. Le signal peut être aussi faible que -25dBm, ce qui oblige alors l'ampli à avoir un gain aussi important que 28 dB. De plus le fait d'avoir une trame à -25 dBm puis la trame 176 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées suivante à -10 dBm risque de provoquer des fluctuations de puissance passagères sur le signal à cause de la variation très rapide du gain. L'amplificateur que nous avons utilisé avait un gain limité à 16 dB, ce qui ne nous a pas permis de tester l'amplification en mode rafale de trames de faibles puissances. L'alternative pour limiter ces fluctuations est d'utiliser un amplificateur à gain clampé ou un amplificateur optique linéaire (LOA) qui permet d'avoir un gain constant quel que soit la puissance en entrée [ 21 ]. Ceci permet de conserver la notion de burst en sortie de l'amplificateur avec des signaux faiblement dégradés. En résumé pour que cette solution fonctionne avec les valeurs classiques de puissance d'un PON, il est nécessaire de développer un MEA avec une puissance de saturation vraiment très faible afin d'être compatible avec les puissances précédemment citées. Ceci est faisable car actuellement la plupart des MEA sont optimisés pour la modulation et leur seuil de saturation est plutôt haut. Très peu d'étude vise des MEA pour la conversion avec des seuils de saturation très faibles. 3.4.4.2 Modulation de phase croisée (XPM) dans MEA fonctionnant à 1310 nm La seconde idée est d'utiliser la modulation de phase croisée dans un MEA fonctionnant à 1310 nm. La propriété d'un tel MEA est d'être totalement transparent sur les bandes C et L. Néanmoins lorsqu'il est saturé, un déphasage différent est obtenu pour les longueurs d'onde des bande C ou L traversant le MEA. Le niveau de déphasage dépend du niveau de saturation du MEA, c'est-à-dire du niveau de puissance du signal optique injecté dans le MEA. Un signal pompe à 1310 nm injecté dans le MEA fonctionnant à 1310 nm imprime donc une modulation de phase sur la longueur d'onde de la bande C ou L, par l'intermédiaire de la modulation de phase croisée (XPM) dans le MEA. En plaçant le MEA dans une structure d'interféromètre, la modulation de phase obtenue sur le signal sonde est alors convertie en modulation d'amplitude. Description détaillée Le signal pompe, modulé à λp=1.31µm, sature l'absorption du MEA créant alors un changement d'indice de réfraction. Le signal sonde continu de la bande C ou L (λs) est injecté dans les deux bras de l'interféromètre en mode contra-propagatif. Dans la Figure 3-108, le signal sonde est considéré par exemple à 1.55µm. Le signal sonde λs transmis à travers le MEA est alors modulé en phase. La recombinaison de la composante modulée en phase avec celle qui est passée à travers l'autre bras de l'interféromètre permet d'obtenir un signal modulé en amplitude dans la bande C ou L (à 1.55µm, par exemple), copie du signal pompe. Cette recombinaison est optimale lorsque, d'une part, le déphasage entre les 2 bras de l'interféromètre est de π quand le MEA est en mode absorbant, et, d'autre part, ce déphasage est nul quand le MEA est en mode saturé. Ces réglages sont obtenus par ajustement combiné de l'accordeur de phase et de la puissance du signal de pompe à 1.31µm. Un filtre séparateur de bande 1.31µm/1.55µm est utilisé pour injecter le signal de pompe à 1.31µm et récupérer le signal converti dans les bandes C ou L. 177 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées λs~1.55µm λp~1.31µm MEA λp~1.31µm φ λs~1.55µm Fig.3: Figure 3-108: Schéma de principe du dispositif de conversion avec MEA à 1.3µm et XPM Afin de garantir le fonctionnement correct du dispositif, il faut que deux conditions soient remplies sur le signal sonde λs à l'endroit où les deux branches de l'interféromètre se rejoignent: même puissance et même polarisation. Ceci peut être réalisé en insérant un atténuateur variable et un contrôleur de polarisation sur le bras de l'interféromètre qui comporte le déphaseur. En effet, malgré la transparence du MEA aux longueurs d'onde des bandes C et L, les pertes de couplage entre les fibres et la puce électronique du modulateur sont élevées (plusieurs dB). L'avantage de ce dispositif repose sur le fait qu'il puisse être intégré. Dans ce cas: 1. l'interféromètre est équilibré en puissance puisque les pertes de couplage fibre/MEA sont éliminées. 2. la polarisation du signal est identique sur les deux branches puisque celles-ci sont des guides intégrés. 3. l'accord de phase sur la seconde branche nécessaire au bon fonctionnement de la conversion de la modulation de phase en modulation d'amplitude peut être réalisé, par exemple, en insérant dans le guide le même matériau utilisé dans le MEA (Multi puits quantiques par exemple). En l'absence de saturation optique, le déphasage à travers les 2 bras sera alors le même. Cette solution passive a l'avantage de ne pas nécessiter de réglages supplémentaires après mise en boîtier. Ainsi le réglage de l'interféromètre se résume au réglage de deux paramètres: la puissance de la pompe (10 dBm typiquement.) et la tension appliquée (-2V typiquement.). Les avantages de ce dispositif sont les suivants: Q la conversion est indépendante du débit jusque 40 Gbit/s Q le MEA fonctionnant à 1,3µm est transparent pour les bandes C et L, les pertes sont donc faibles et sont surtout dues aux pertes couplage puce-fibre Q le composant étant totalement transparent au signal de la bande C ou L, ce dernier ne subit pas de décalage fréquentiel (chirp) et est compatible avec les applications DWDM Q le MEA conçu à 1.31µm présente des niveaux de saturation moins élevés que ceux conçus pour le 1.55µm; Q le dispositif offre la meilleure efficacité de conversion (14dB); Q la conversion d'un laser Fabry Pérot 1.3µm (largeur de spectre d'environ 4nm) vers un laser DFB (largeur de spectre 0.1nm) dans les bandes C et L est possible; Q la consommation électrique d'un MEA est dix fois moindre qu'un SOA; Q intégré, il est insensible à la polarisation. 178 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Tests expérimentaux Nous disposions d'un MEA fonctionnant à 1310 nm de la société CIP, avec une vitesse de modulation possible jusqu'à 40 Gbit/s. Nous avons monté un interféromètre avec deux coupleurs optiques et des jarretières optiques pour constituer les bras. Malheureusement comme prévu les tests n'ont pas été concluants car l'état de polarisation est beaucoup trop changeant dans les fibres pour avoir une recombinaison correcte en sortie. Même en diminuant au maximum la longueur des jarretières optiques, et en stabilisant mécaniquement et thermiquement le montage, aucun diagramme de l'œil ou mesure de taux d'erreurs n'étaient exploitables. Seule une version intégrée est possible. Les mesures ont donné des pertes de couplage fibre-puce de 6.7 dB au total (2 x 3.35dB) et ont confirmé la transparence totale aux longueurs d'onde des bandes C et L, quelque soit la tension électrique appliquée au MEA. 3.4.5 Conclusion L'étude sur la conversion tout optique basée sur un modulateur à électro absorption de la bande O (1.31µm) vers les bandes C et L a permis d'obtenir des premiers résultats encourageants sur la capacité d'un tel convertisseur à être utilisé dans un réseau d'accès étendu. L'avantage des solutions proposées est la transparence totale de la conversion au débit et au protocole du signal, ce qui n'est pas le cas lorsque la conversion de longueur d'onde est effectuée via une conversion optique-électrique-optique. Les tests expérimentaux ont été effectués avec des composants non adaptés pour notre application et certains paramètres peuvent donc être améliorés. Les puissances de signal nécessaires sont par exemple relativement élevées dans nos tests, mais on peut s'attendre à une forte réduction avec un MEA spécialement conçu pour cette application. La dynamique de puissance en entrée du MEA va de paire. 179 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées Références chapitre 3 "architectures de PON WDM proposées" [1] Romain Brenot [2] J.-Y. Emery, T. Ducellier, M. Bachmann, P. Doussière, F. Pommereau, R. Ngo, F. Gaborit, L. Goldstein, G. Laube and J. Barrau, "High performance l.55µm polarisation-insensitive semiconductor optical amplifier based on low-tensile-strained bulk GaInAsP", Electron. Lett., 33, pp.1083-1084, 1997. [3] "Reflective SOAs for spectrally sliced WDM-PONs", P. Healey, P. Townsend and al. , OFC 2002, paper WW4, 17-22 Mar 2002 Page(s):352 - 353 [ 4 ] "Reduction of Mode Partition Noise by Using Semiconductor Optical Amplifiers", K. Sato, IEEE JOURNAL ON SELECTED TOPICS IN QUANTUM ELECTRONICS, VOL. 7, NO. 2, MARCH/APRIL 2001 [5] "Preliminary assessment using a seminconductor optical amplifier transceiver (SOAT) module in a WDM PON configuration", datasheet du RSOA par Opto+ [6] "Optical fiber telecommunications IVA", Kaminow, Academic press, Elsevier, 2002 [7] "A duplex WDM passive optical network with1:16 power split using reflective SOA remodulator at ONU", J.J. Koponen and M.J. Söderlund, OFC'04, paper MF99 [8] "Bidirectional transmission for optical access networks: conventional techniques and novel alternatives", M. Seimetz, NOC 2004 [9] "A Broad-Band MQW Semiconductor Optical Amplifier With High Saturation Output Power and Low Noise Figure", K. Morito and al., IEEE Photonics Technology Letters, VOL. 17, NO. 5, MAY 2005 [ 10 ] "Hybrid WDM/TDM-PON with wavelength-selection-free transmitters", D.J.Shin and al., journal of Lightwave Technology, Vol. 23, n°1, January 2005 [11] "Dense WDM-PON Based on Wavelength-Locked Fabry–Pérot Laser Diodes", S.M. Lee and al., IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL. 17, NO. 7, JULY 2005 [12] Devis Highwave Technologies [13] "Bidirectional WDM Passive optical network using Spectrum-sliced Light Emitting Diodes", K.H. Han and al., OFC 2004, paper MF98 [ 14 ]"Intensity stabilisation of spectrum sliced gaussian radiation based on amplitude squeezing using semiconductor optical amplifiers with gain saturation", Katagiri, Y.; Suzuki, K.; Aida, K.;Electronics Letters, Volume 35, Issue 16, 5 Aug. 1999 Page(s):1362 - 1364 [15] "16 x 1.25 Gbit/s WDM PON based on ASE-injected R-SOAs in 60°C temperature range", H.S. Shin and al, OFC 2006, paper OTuC1. [16] "Spectrally pre-composed ASE injection for a wavelength seeded Reflective SOA in a WDM PON", H.S. Shin, ECOC 2005, paper We3.3.7 [17] "DWDM reach extension of a GPON to 135 km", R.P. Davey, OFC 2005, PDP35 [ 18 ] "1310-nm to 1550-nm Wavelength conversion by utilizing nonlinear polarization rotation in a semiconductor optical amplifier", J.P. Turkiewicz, J.J. Vegas-Olmos, G.D. Khoe, and H. de Waardt: conference OFC 05 Anaheim (California, US), OME48 [19] "All-optical conversion from short-reach signal to long reach-signal and its operation in wide wavelength range"S. Nakamura: conference OFC 05 Anaheim (California, US), OTuG4. 180 Chapitre 3: Architectures de PON WDM étudiées [20] "All-optical 1310-nm to 1550-nm wavelength conversion using cross-phase modulation in a semiconductor optical amplifier"J.P.R. Lacey, G.J. Pendock, and R.S. Tucker: IEEE Photonics Technology Letters, vol. 8, no. 7, July 1996 [ 21 ] "Experimental and Numerical Small-Signal Analysis of Two Types of Gain-Clamped emiconductor Optical Amplifiers", Sam Verspurten and al., IEEE JOURNAL OF QUANTUM ELECTRONICS, VOL. 42, NO. 3, MARCH 2006 181 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 182 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits Chapitre 4 Modélisation Théorique des bruits 183 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 184 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 4 - Modélisation théorique des Bruits Ce chapitre est une étude théorique des bruits optiques et électriques intervenant dans les architectures testées dans le chapitre 3. Le premier paragraphe détaille les différents bruits électriques générés par la photodiode. Le second paragraphe présente les contraintes de la transmission bidirectionnelle sur une seule fibre avec un focus particulier sur la rétrodiffusion de Rayleigh. Ce phénomène est analysé à la fois de façon théorique et expérimentale. Les limites de la modulation déportée sont ensuite étudiées de façon théorique puis la modélisation obtenue est ensuite appliquée aux architectures de PON WDM analysés expérimentalement. Le dernier paragraphe est une étude du spectrum slicing. 4.1 Théorie des bruits de détection La détection d'un signal optique par une photodiode s'accompagne de la génération de bruit électrique par celle-ci. Les propriétés du bruit thermique, du bruit de grenaille et des bruits de battements sont décrits ci-après [1]. Q Le bruit thermique Le bruit thermique est dû aux mouvements aléatoires des électrons dans les matériaux semiconducteurs. Ces variations aléatoires provoquent une tension de bruit aux bornes de tout dispositif présentant une résistance électrique. La fluctuation de la tension suit une distribution gaussienne de moyenne nulle et de variance égale à: Vth = 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ R ⋅ Be 2 Le bruit peut également être exprimé en fonction du courant, sa variance est alors: ith = 2 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ Be R Avec K = 1.38 10-23J.K-1, la constante de Boltzmann, T = la température de la jonction (en K) R = la résistance que traverse le courant (en Ohms) Be = la bande de bruit électrique en réception Lorsque l'amplificateur électrique trans-impédance est pris en compte dans le dispositif de réception, il faut ajouter à la valeur du bruit thermique le facteur de bruit Fe de l'amplificateur, adapté à la charge R de la photodiode. Le bruit thermique devient donc: ith 2 = 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ Fe ⋅ Be R Le bruit thermique est présent sur les "zéros" et les "uns", on a donc σ th2 −0 = σ th2 −1 = 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ Fe ⋅ Be R 185 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits AN: avec T = 25°C, i.e. 300K, R=1 k Ω et Be= 0.77GHz, Fe=1, σ th2 = 1.275 10-15 A² Q Le bruit de grenaille Le bruit de grenaille, appelé également bruit Schottky (shot noise), est provoqué par les fluctuations statistiques du nombre de porteurs de charges dans les jonctions (barrières de potentiel). Il est dû à la nature aléatoire des mécanismes de générations de paires électronstrou. La variance de la source de courant équivalent au bruit de grenaille est donnée par: i gr 2 = 2 ⋅ q ⋅ I ⋅ Be Avec q = 1.6 10-19 C, la charge de l'électron I = le photocourant généré AN: 3.2 10-10 * I (A²) On distingue le bruit de grenaille sur les "zéros" et sur les "uns" σ g2−0 = 2 ⋅ q ⋅ I 0 ⋅ Be et σ g2−1 = 2 ⋅ q ⋅ I 1 ⋅ Be I0 est beaucoup plus faible que I1, donc le bruit de grenaille sur les "zéros" est plus faible que celui sur les "uns". Si on considère un taux d'extinction infini, I0 est seulement le courant d'obscurité de la photodiode, qui peut être négligé par rapport à I1. Q Bruits de battement En présence d'un amplificateur optique et plus généralement de tout composant générant de l'émission spontanée, il faut rajouter des bruits dus à la détection quadratique. On distingue les bruits d'interférence entre le signal et l'émission spontanée, qui sont appelés bruits de battement signal-spontané et les bruits d'interférence entre les différents modes de l'émission spontanée qui donnent les bruits de battement spontané-spontané. La puissance d'émission spontanée à la sortie d'un amplificateur optique est donnée par : Psp = N sp (G − 1)hυB0 Et le photocourant équivalent à cette puissance est i sp = Psp eη = N sp (G − 1)eηB0 hυ Avec Nsp le facteur d'émission spontanée. Il dépend des paramètres intrinsèques de l'amplificateur. Une valeur typique est 1.4. η l'efficacité quantique de la détection, c'est-à-dire le nombre d'électrons générés par photon reçu. Généralement on considère le rendement comme idéal et donc égal à 1. G est le gain de l'amplificateur ν est la fréquence optique du signal. BO est la largeur spectrale optique du signal. Le bruit de battement signal-spontané est donné par: σ 2 s − sp e = 4η GPS Psp hυ 2 2 Be B0 B = 4Gi S i sp e B0 Et le bruit de battement spontané-spontané par 186 = 4 N sp (G − 1)eηBe Gi s Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits e hυ σ 2 sp − sp = Mη 2 Psp 2 2 Be B 2 0 B (2 B0 − Be ) = M ⋅ i sp 2 e B 2 0 (2 B0 − Be ) Avec Ps la puissance optique du signal injecté dans l'amplificateur, iS l'intensité du photocourant équivalent à cette puissance optique et M le nombre de modes de polarisation (M=2 pour les sources non polarisées). Les bruits sont supposés gaussiens. Dans la suite les pertes L entre l'amplificateur et le récepteur seront à considérer. 4.2 Transmissions bidirectionnelles 4.2.1 Avantages et effets limitants L'intérêt d'avoir une architecture mono-fibre est d'économiser 50% sur la matière première qu'est la fibre mais ce n'est pas un intérêt primordial vu le faible coût de la fibre (0,10€/m). Le coût le plus important lors de l'installation d'un réseau provient du génie civil (GC), c'est-à-dire les travaux de terrassement pour enfouir les câbles protégeant la fibre, ou le tirage de fibre dans du GC qui supporte des câbles supplémentaires. La différence de coût entre l'installation d'un câble avec 2 fibres et d'un câble avec 1 fibre est très faible. L'intérêt d'une architecture mono-fibre n'est pas que l'économie de fibre, mais surtout la facilité de maintenance: il est plus facile de n'avoir à agir que sur une seule fibre dans un câble en cas de réparation. Au niveau des nœuds de connexions (NRA ou SR) les branchements à effectuer sont bien plus simples lorsqu'une seule fibre arrive de chaque ONU. De même, à l'OLT l'encombrement peut devenir un problème en cas de déploiement de grande envergure, et avoir deux fois moins d'arrivée de fibres peut se révéler être très avantageux. Economiser 50% des connexions est donc un réel avantage pour les coûts de maintenance. Pourtant le fait de n'avoir qu'une seule fibre bidirectionnelle (full duplex) a des inconvénients: nécessité éventuelle de composants supplémentaires et effets physiques limitants. • Composants supplémentaires Le fait d'avoir une seule fibre par client au lieu de deux oblige à avoir à l'ONU un démultiplexeur, un circulateur ou un ensemble coupleur-isolateur pour séparer les signaux montants et descendants. Lorsqu'il y a deux fibres, l'une est directement connectée à l'émetteur et l'autre au récepteur. Suivant l'architecture utilisée, le nombre de composants supplémentaires peut être important. En effet si deux longueurs d'onde sont utilisées pour les signaux montants et descendants, il suffit d'avoir un filtre devant l'émetteur et le récepteur qui sépare les deux longueurs d'onde. Mais dans le cas où une seule longueur d'onde est utilisée à la fois pour les signaux montants et descendant, il est nécessaire de considérer un circulateur ou un coupleur. La technique habituelle est d'utiliser un coupleur 3 dB avec un isolateur sur la branche connectée au laser pour empêcher l'injection de puissance lumineuse dans le laser. L'intérêt est que c'est une solution peu coûteuse mais les pertes optiques sont environ de 4 dB à chaque extrémité, ce qui affecte de façon importante le budget de liaison. La directivité du coupleur étant meilleure que 50 dB, seule une faible partie de la puissance émise revient directement dans le récepteur contigu. Pour améliorer cette solution en terme de budget de liaison, il est préférable d'utiliser un circulateur puisque les pertes optiques au passage à travers un circulateur sont d'environ 187 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 1dB et que l'isolation généralement supérieure à 40 dB évite l'utilisation d'un isolateur du coté de l'émetteur. Tx isolateur isolateur Coupleur 50/50 Tx Coupleur 50/50 Fibre de transmission Rx Rx (a) Tx Tx Fibre de transmission Rx Rx (b) Figure 4-1 : Schéma d'une transmission bidirectionnelle utilisant des coupleurs et des isolateurs (a) et des circulateurs (b) Le désavantage du circulateur est en fait le prix. En effet en comparant le coût des deux techniques à partir d'une liste de prix (Laser 2000), on se rend compte que le circulateur coûte environ 550 euros, tandis que l'isolateur coûte 100 euros et le coupleur 1 vers 2 (50/50) environ 150 euros, ce qui fait une solution (a) à 250 euros contre 550 euros pour la solution (b). Le coût étant le facteur prépondérant, le choix de la solution peut donc se faire au détriment du budget optique. • Effets limitants Le fait de transmettre simultanément dans la même fibre deux signaux dans les deux directions opposées induit un risque de dégradation de la qualité de transmission. En effet les multiples réflexions sur les composants optiques, la rétrodiffusion Rayleigh et les effets non linéaires peuvent éventuellement être une source de bruit pénalisante pour le signal. Rayleigh Tx NEXT Rx FEXT duplexer Rx duplexer Tx SBS / FWM OLT ONU Figure 4-2: effets limitants dans une liaison bidirectionnelle [2] 188 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits o Near End Crosstalk (NEXT) et Far End Crosstalk (FEXT) Dans le cas des transmissions bidirectionnelle, sur une seule fibre, un duplexeur (circulateur, coupleur 3dB ou multiplexeur) est nécessaire pour séparer les deux signaux. Le NEXT (paradiaphotie) correspond à la puissance lumineuse réfléchie de l'émetteur vers le récepteur adjacent (dans le même transceiver). Le niveau de NEXT dépend de la directivité des ces composants. De bons composants ont 50 dB de directivité, ce qui rend négligeable la puissance de NEXT. Le FEXT (télédiaphotie) correspond à la puissance lumineuse réfléchie aux niveaux des composants et connecteurs sur la ligne de transmission ainsi qu'au niveau des éléments qui se situent de l'autre coté du réseau. Le FEXT est considérablement atténué par la transmission dans la fibre et il peut être minimisé en utilisant des connecteurs APC (Angled Physical Contact), connecteurs clivés avec un angle de 8° (opposé aux connecteurs PC qui sont clivés droit) qui limitent les réflexions de Fresnel en extrémité de composant (-60 à -70 dB de réflexion contre -40 à -50 dB au mieux pour les PC). Les effets non linéaires tels que la rétrodiffusion de Brillouin (SBS: stimulated brillouin scattering) ou le mélange à quatre ondes (FWM: four wave mixing) sont susceptibles d'apparaître pour de fortes puissances et peuvent éventuellement venir perturber la transmission des autres signaux. La rétrodiffusion Brillouin crée une longueur d'onde de retour espacée de 11GHz par rapport à la longueur d'onde transmise. Le seuil d'apparition est +6dBm lorsque le signal est continu et >+9 dBm lorsqu'il est modulé. Le mélange à 4 ondes intervient lorsque les longueurs d'onde sont proches les une des autres (espacement < 50 GHz) avec des puissances importantes (le seuil estimé est supérieur à 8dBm). Cet effet peut intervenir plus rapidement si des composants tels que des amplificateurs optiques sont sur le chemin de transmission. Les puissances raisonnables utilisées dans le réseau d'accès (émission < 5 dBm) laissent présager une faible importance des effets non linéaires. 4.2.2 Rétrodiffusion de Rayleigh Une onde qui se propage dans la fibre engendre une autre onde rétrodiffusée due à l'effet Rayleigh ("Rayleigh backscattering"). Celle-ci sera une source de bruit pour le signal venant en sens inverse. Le rapport puissance rétrodiffusée / puissance injectée augmente avec la distance de propagation dans la fibre et atteint un maximum d'environ -32 dB au bout de 25 km pour des longueurs d'onde à 1550 nm et -34 dB à 1300 nm [2]. Cet effet ne peut être supprimé car il provient de la structure même de la matière (silice). Dans le cas où on utilise la même source pour le sens montant et descendant (par exemple dans des architectures où il n'y a pas de laser chez le client, mais juste un modulateur qui utilisera une longueur d'onde non modulée envoyée depuis le central), le signal rétrodiffusé et le signal utile sont à la même longueur d'onde. Leur battement induit un bruit qui est dit cohérent. Le terme cohérent est utilisé ici par abus de langage car la longueur de cohérence du laser est plus courte que la distance de transmission. S'il s'agit de deux longueurs d'onde différentes qui se propagent en sens inverse dans la fibre, il s'agit de bruit incohérent. Le bruit cohérent est plus pénalisant. 4.2.2.1 Niveaux de rétrodiffusion La théorie donne la formule suivante pour le coefficient de rétrodiffusion Rayleigh de la fibre [3]: R BS = Sα S (1 − e −2αL ) 2α 189 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits αS est le coefficient d'atténuation dû à la diffusion Rayleigh, α l'atténuation de la fibre, L la longueur de fibre et S est la fraction de la puissance totale diffusée par effet Rayleigh et qui revient en sens inverse dans la fibre. Ce coefficient converge rapidement vers la valeur Sα S qui va être déterminée 2α expérimentalement. Le montage expérimental suivant a été utilisé pour quantifier le niveau de rétrodiffusion Rayleigh de la fibre standard. Rx1 Tx ATT Rx2 Bobine de fibre non connectée à l'extrémité Figure 4-3: montage expérimental pour la mesure du niveau de rétrodiffusion Rayleigh Un laser DFB émet en continu une longueur d'onde à 1550 nm. Un atténuateur variable permet de contrôler la puissance injectée dans la fibre. Un premier puissance-mètre permet de mesurer la puissance injectée dans le circulateur et un second permet de mesurer le niveau de puissance rétrodiffusée. Différentes longueurs de fibres ont été utilisées pour voir l'effet sur la rétrodiffusion: 5, 10, 15, 20 et 25 km. L'extrémité est un connecteur APC, qui limite les réflexions (-55 dB). Lorsque les puissances P1 et P2 sont mesurées, le rapport de rétrodiffusion (RBR: Rayleigh Backscattering Ratio) peut être obtenu en prenant en compte les pertes du circulateur: 0.7dB P1 P1' 1 P2' -55dB 2 1dB P2 3 RBR(dB) = P2'(dBm) - P1'(dBm) P1' = P1 – 0.7dB RBR( dB ) = 10 log(10 P2 P2 ' = 10 log(10 10 − 10 P1 −55 10 P2 10 − 10 P1 − 55 10 ) + 1.7dB − P1 ) + 1dB Résultats Le premier résultat est que le rapport de puissance rétrodiffusée par rapport à la puissance injectée dans la fibre (RBR: Rayleigh Backscattering Ratio) est fixe. Le niveau de puissance rétrodiffusée augmente donc linéairement avec la puissance injectée. 190 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits La Figure 4-5 montre que ce rapport augmente avec la longueur de fibre jusqu'à atteindre un palier à partir de 25 km. Ce palier se situe entre -32 dB et -33 dB à 1550 nm. La référence [2] indique -32 dB à 1550 nm et -34 dB à 1310 nm. L'expérience a également été réalisée avec une source large centrée sur 1550 nm, et les mêmes résultats ont été obtenus. niveau de rétrodiffusion en dB -32 -33 5km -34 10km 15km 20km 25km -35 -36 -20 -15 -10 -5 0 Puissance injectée en dBm Figure 4-4: niveau de rétrodiffusion Rayleigh en fonction de la puissance injectée pour différentes longueurs de fibre niveau de rétrodiffusion en dB -32 -33 source large -34 laser DFB 1550 nm -35 -36 0 5 10 15 20 25 30 longueur de fibre en km Figure 4-5: niveau de rétrodiffusion Rayleigh en fonction de la longueur de fibre pour un laser DFB à 1550 nm et une source large 4.2.2.2 Influence sur le taux d'erreur binaire La rétrodiffusion est considérée comme un bruit. Ce bruit est appelé cohérent lorsque le signal rétrodiffusé et le signal considéré sont issus du même laser. Lorsque le signal rétrodiffusé provient d'un autre laser de longueur d'onde différente, il s'agit d'un bruit incohérent. 4.2.2.2.1 Bruit cohérent Les champs électriques du signal et de la rétrodiffusion Rayleigh sont définis de la façon suivante [4]: 191 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits E S exp[i (ω c t + Φ S (t ))] et E R exp[i (ω c t + Φ R (t ))] Lorsque ces signaux sont détectés par la photodiode, le photocourant qui en résulte est donné par: i p = E S + 2 E S E R cos(Φ S (t ) − Φ R (t )) + E R 2 2 Le premier terme est la puissance du signal reçu et le dernier terme est la puissance du signal rétrodiffusé par Rayleigh. Le second terme est le bruit de battement entre le signal et la rétrodiffusion. Les bruits électriques de la photodiode, bruit de grenaille et bruit thermique, ne sont pas pris en compte ici. Le bruit s'étend dans le cas le plus défavorable sur tout le spectre électrique Be. On suppose que le signal rétrodiffusé a une amplitude proportionnelle à celle du signal injecté dans la fibre et une phase aléatoire. ΦR est une variable aléatoire équirépartie sur [-π, π], l'interférence est donc une variable de moyenne nulle. La variance du bruit de battement entre signal et Rayleigh est [5]: σ S2− R = (2 E S E R )2 ⋅ 2 2 I signal 1 2 2 = 2 E S E R = 2 I Signal I Rayleigh = 2 RS − R Avec RS-R (ou RSignal-Rayleigh) le rapport de la puissance du signal sur la puissance de rétrodiffusion La composante par polarisation du champ du signal rétrodiffusé ER est une gaussienne. Il faut donc considérer pour la variance, la somme des carrés de deux gaussiennes. La variance obtenue est σ 2 R =I 2 Rayleigh = 2 I signal RS2− R Sous la condition de l'approximation du bruit gaussien, la probabilité d'erreur est donnée par TEB = 1 Q , expression qui peut être approchée, lorsque Q est assez grand (Q>4) par erfc 2 2 TEB ≈ 1 Q 2π e − Q2 2 avec Q = I1 − I 0 σ1 + σ 0 En supposant un taux d'extinction infini et en négligeant le bruit thermique sur les "zéros" Q= Q= I1 σ1 IS 2 2 2 2 σ th2 + σ rayleigh + σ shot _ signal + σ shot _ rayleigh + σ signal − rayleigh Les termes du dénominateur représentent dans l'ordre Le bruit thermique Le bruit du signal rétrodiffusé Rayleigh Le bruit de grenaille du signal Le bruit de grenaille du Rayleigh Le bruit de battement entre le signal et Rayleigh Les résultats numériques montrent que le bruit du signal rétrodiffusé (2nd terme) ainsi que les bruits de grenaille (3e et 4e termes) peuvent être négligés. La Figure 4-6 représente les courbes de TEB pour différentes valeurs de RS-R. 192 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 1E-03 1E-04 1E-05 1E-06 34 1E-07 28 25 TEB 1E-08 22 1E-09 21 1E-10 20 1E-11 19,5 1E-12 19 1E-13 1E-14 1E-15 -41 -40 -39 -38 -37 -36 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 puissance reçue (dBm ) Figure 4-6: courbes de TEB pour différentes valeurs du rapport signal sur rétrodiffusion RS-R (dB) dans le cas cohérent Lorsque le rapport entre la puissance du signal et le bruit de rétrodiffusion Rayleigh devient trop faible, il apparaît un plancher au niveau du TEB. Un plancher de 10-9 est obtenu pour un rapport RSignal-Rayleigh de 19dB Pour des fortes valeurs de puissance optique, le bruit thermique peut lui aussi être négligé par rapport au bruit de battement, il reste donc Q= I Signal 2 σ signal − rayleigh = I Signal 2 2 I signal = RS − R 2 RS − R A forte puissance le facteur Q, c'est-à-dire le taux d'erreur dépend donc directement de RS-R. RS − R donne le niveau du plateau d'erreur provoqué par le bruit de battement du 2 signal avec la rétrodiffusion Rayleigh. La Figure 4-7 représente le taux d'erreur La valeur correspondant à RS-R. 1E-03 1E-05 plancher du taux d'erreurs 1E-07 1E-09 1E-11 1E-13 1E-15 1E-17 1E-19 1E-21 1E-23 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 rapport signal sur rétrodiffusion Figure 4-7: niveau du plancher d'erreurs en fonction du rapport des puissances du signal sur la rétrodiffusion Rayleigh RS-R 193 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits La Figure 4-8 représente la pénalité de transmission prise pour un taux d'erreur de 10-9 en fonction de RS-R. La pénalité augmente de façon exponentielle en dessous de 22 dB. Elle est de 2 dB pour RS-R = 22 dB et déjà de 14 dB pour RS-R= 19 dB. Un rapport entre puissance de signal et bruit de rétrodiffusion de 20 dB parait donc être un minimum pour avoir des pénalités raisonnables (< 4 dB). 16 Pénalité (dB) 14 12 10 8 6 4 2 0 18 20 22 24 26 28 30 rapport signal sur rétrodiffusion (dB) Figure 4-8: Pénalité théorique de la transmission en dB pour un TEB de 10-9 en fonction du rapport de puissance de signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh RS-R dans le cas cohérent. Le montage suivant sert à mesurer l'influence du bruit de rétrodiffusion Rayleigh sur le taux d'erreur binaire du signal transmis, dans le cas d'un bruit cohérent. Il permet de vérifier les résultats théoriques. data Tx rétrodiffusion BER Rx ATT 2 25 km ATT 1 signal Figure 4-9: montage expérimental pour l'évaluation de l'effet de la rétrodiffusion Rayleigh cohérente Le laser émet à 1550 nm une puissance de 2,8 dBm avant de passer dans le circulateur et 25 km de fibre. Le signal rétrodiffusé revient par le 3e port du circulateur et est lui injecté dans la photodiode avec le signal grâce à un coupleur 3 dB. Un atténuateur (ATT 1) sert à contrôler la puissance du signal après la fibre et par conséquent le rapport puissance rétrodiffusée sur signal. Le niveau de puissance rétrodiffusé a été mesuré à -31,45 dBm avant d'entrer dans le coupleur. Un atténuateur variable devant la photodiode permet de mesurer les courbes de taux d'erreur. En faisant varier l'atténuation sur le signal, le rapport du bruit sur le signal change également et la pénalité peut ainsi être obtenue. La Figure 4-10 et la Figure 4-11 représentent les courbes de taux d'erreur à 1,25 Gbit/s pour différentes valeurs de rapport signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh RS-R, obtenues respectivement avec une APD et une PIN. La Figure 4-12 montre la pénalité à 10-9 en fonction de RS-R. 194 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 1E-04 1E-05 1E-06 TEB 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 -36 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 puissance reçue (dBm) Référence Rapport S/B = 27,51dB Rapport S/B=26,51dB Rapport S/B=25,51dB Rapport S/B=22,51dB Rapport S/B=19,51dB Rapport S/B=17,51dB Rapport S/B=15,51dB Rapport S/B=24,51dB Figure 4-10: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s avec une APD et du bruit de Rayleigh cohérent, pour différentes valeurs de rapport signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh 1E-04 1E-05 1E-06 TEB 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20 Puissance reçue (dBm) Référence Rapport S/B=24,51dB Rapport S/B = 27,51dB Rapport S/B=22,51dB Rapport S/B=26,51dB Rapport S/B=19,51dB Rapport S/B=25,51dB Rapport S/B=17,51dB Figure 4-11: courbes de TEB à 1,25 Gbit/s avec une PIN et du bruit de Rayleigh cohérent, pour différentes valeurs de rapport signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh Le plancher à 10-9 du taux d'erreur est obtenu pour RS-R = 16,5 dB environ avec une APD et 18 dB avec une PIN. Ces valeurs ne sont pas trop éloignées de la valeur théorique qui est 19 dB. 195 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 16 14 Pénalité @ 10-9 (dB) 12 10 Photodiode APD Photodiode PIN théorie 8 6 4 2 0 14 16 18 20 22 24 26 28 Rapport Signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh (dB) Figure 4-12: Pénalité pour un taux d'erreur de 10-9 en fonction du rapport signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh RS-R dans le cas cohérent. La courbe de pénalité obtenue ressemble fortement à la courbe théorique mais il y a un décalage d'environ 3,5 dB sur RS-R avec une APD. Les tests expérimentaux montrent en fait une meilleur tolérance sur rapport signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh que la théorie ne le prédisait. Par contre les résultats semblent mieux s'accorder avec une PIN. L'amplification électrique des électrons dans l'APD n'a pas été prise en compte dans le calcul du facteur Q, ce qui peut expliquer cette différence. 4.2.2.2.2 Bruit incohérent Le bruit de rétrodiffusion Rayleigh incohérent intervient lorsque la rétrodiffusion provient d'une source différente de celle du signal considéré. Le cas classique est deux lasers émettant dans des directions opposées sur la même fibre. Les longueurs d'onde de deux lasers sont toujours quelque peu différentes, même s'ils sont spécifiés à la même longueur d'onde. Le courant induit par la photodétection est i p = E S + 2 E S E R cos((ω S − ω R )t + Φ S (t ) − Φ R (t )) + E R 2 2 Si l'espacement en longueurs d'onde entre les 2 lasers est plus grand que la bande passante électrique de réception (wS-wR>Be), le terme d'interférence peut être supprimé. Le courant induit devient donc simplement i p = ES + ER 2 2 Avec un taux d'xtinction infini et en négligeant le bruit sur les "zéros" (bruit thermique) Le facteur Q est Q= IS 2 2 2 σ th2 + σ rayleigh + σ shot _ signal + σ shot _ rayleigh ce qui donne les courbes de TEB suivantes en fonction du rapport RS-R 196 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 1E-03 1E-05 1E-07 TEB 34 1E-09 7 1E-11 8 9 1E-13 10 1E-15 13 1E-17 15 8,5 1E-19 1E-21 1E-23 -41 -40 -39 -38 -37 -36 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 puissance reçue (dBm ) Figure 4-13: courbes de TEB théoriques pour différentes valeurs du rapport signal sur rétrodiffusion RS-R (dB) dans le cas incohérent. 14 Pénalité (dB) 12 10 8 6 4 2 0 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 Rapport signal sur bruit de Rayleigh (dB) Figure 4-14: Pénalité théorique de la transmission en dB pour un TEB de 10-9 en fonction du rapport signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh RS-R dans le cas incohérent. La pénalité devient importante pour une valeur de RS-R à partir de 8,5 dB, ce qui est beaucoup plus tolérant que dans le cas cohérent. Le montage expérimental est présenté sur la Figure 4-16. Le signal est généré par un laser DFB à 1550,12 nm, modulé à 1.25 Gbit/s et le signal perturbateur est généré par un autre laser DFB à 1550,92 nm, émettant d'abord en continu puis ensuite modulé également à 1.25 Gbit/s. les deux longueurs d'onde sont espacées de 0.8 nm, soit 100 GHz, donc le terme de battement est filtré par le filtre électrique situé à la réception (Be=2GHz). 197 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits BER 1.25 Gbit/s Es ATT 1 ATT 2 Rs Ec 622 Mbit/s CW Figure 4-15: montage expérimental pour l'évaluation de l'effet du bruit de rétrodiffusion Rayleigh incohérent. Ec: laser perturbateur modulé ou continu, Es: signal principal 10 9 8 pénalité à 10-9 (dB) 7 6 continu 5 modulé théorie 4 3 2 1 0 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 r apport s ignal s ur br uit de ré tr odiffus ion (dB) Figure 4-16: Pénalité pour un taux d'erreur de 10-9 en fonction du rapport signal sur bruit de rétrodiffusion Rayleigh RS-R dans le cas incohérent. La courbe de TEB obtenue expérimentalement est moins tolérante qu'en théorie. Une pénalité de 1dB est obtenue expérimentalement pour un rapport RS-R de 13 dB pour un signal continu tandis que la théorie donne RS-R = 10 dB. Il apparaît en outre que si le signal perturbateur est modulé, le système est plus tolérant à RS-R de 1dB. 4.3 Modulation déportée avec gain La modulation déportée avec gain est une technique très appréciée pour les PON WDM mais elle implique des limitations dues au bruit induit par l'amplification à l'ONU et dues à une boucle d'amplification créé par la rétrodiffusion Rayleigh et les réflexions dans un système monofibre. 198 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 4.3.1 Limitation due au bruit amené par l'amplificateur Lorsque l'émetteur à l'ONU est un RSOA ou un tandem MEA-SOA, il y a modulation d'une longueur d'onde injectée dans le composant mais il y a simultanément modulation de l'émission spontanée de l'amplificateur [6]. La Figure 4-17 représente un PON WDM avec modulation et amplification déportée. La présence de l'ASE modulée est mise en exergue. Figure 4-17: WDM PON avec modulation/amplification déportée [6] A la détection le signal reçu portant l'information est donc Isignal + IASE. I signal = I in ⋅ G ⋅ L I ASE = N sp q(G − 1)LBo Les bruits détectés sur les "1"sont: σ Th2 _ 1 = 4kT Be R • Le bruit thermique • Le bruit de grenaille du signal: 2 σ shot _ signal = 2 qI signal Be • Le bruit de grenaille de l'ASE: 2 σ shot _ ASE = 2 qI ASE Be • Le bruit de battement entre le signal et l'ASE : • Le bruit de battement ASE-ASE: (G − 1 )I signal = 4qN sp (G − 1)I ASEl Be σ 2 signal − ASE σ 2 ASE − ASE = 4 qN 2 Le bruit sur les "0" est uniquement le bruit thermique : σ Th _0 = sp 4kT Be R Avec Iin: intensité du signal optique en entrée de l'amplificateur optique Isignal: intensité du signal détecté IASE: intensité de l'ASE détectée G: gain de l'amplificateur optique L: pertes entre la sortie de l'amplificateur optique et le récepteur Nsp: coefficient d'émission spontanée de l'amplificateur optique (1,4 typique) 199 Be Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits q: charge de l'électron k: constante de Boltzmann 1,38x10-23 J.K-1 T: température Bo: bande spectrale optique Be: bande spectrale électrique de réception Pour passer de la puissance du signal à son intensité électrique équivalente après détection, la formule suivante est utilisée: I=P qη hυ e: charge de l'électron 1,610-19 h: constante de Planck 6,63x10-34 υ: fréquence optique du signal (193 THz) η: efficacité quantique de détection, c'est-à-dire nombre d'électrons générés par photon reçu. Le rendement est considéré idéal et donc égal à 1. Avec ces conditions I = 1,258 x P En considérant un taux d'extinction infini, le rapport signal sur bruit SNR obtenu est d'après [6] : SNR = (σ (I 2 Th _ 1 + I ASE ) 2 signal 2 2 2 2 2 + σ shot _ signal + σ shot _ ASE + σ signal − ASE + σ ASE − ASE + σ Th _ 0 ) 2 D'après [6] lorsque la puissance optique injectée dans l'amplificateur Pin est importante, le SNR du signal montant dépend principalement du bruit de battement signal ASE. Lorsque la puissance injectée est faible, c'est le bruit de battement ASE-ASE qui est prédominant. La Figure 4-18 montre la puissance optique minimum reçue en fonction de la largeur spectrale optique du signal, avec une modulation à 1.25 Gbit/s et pour des puissances d'injection de 10, - 35, -40 et -45 dBm. Figure 4-18: résultats théoriques et expérimentaux de la dégradation de la puissance reçue minimum en fonction de la largeur spectrale optique du signal [6] Il apparaît que la dégradation est réelle pour des puissances d'entrée dans l'amplificateur très faibles (< -40 dBm), mais pour les valeurs utilisées dans les architectures, qui sont supérieures à -30 dBm, la dégradation est minime et pourra être négligée. 200 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 4.3.2 Limite due à la boucle d'amplification avec la rétrodiffusion Rayleigh Avec une architecture mono-fibre et une transmission bidirectionnelle, le niveau d'amplification à l'ONU joue un rôle important. En effet la rétrodiffusion Rayleigh donne un certain niveau de puissance de bruit sur le récepteur pour le sens montant à l'OLT, dépendant de la longueur d'onde et surtout de la longueur de fibre traversée. Pour avoir une détection correcte du signal montant il faut un SNR important, donc un niveau de signal suffisamment plus grand que le niveau de bruit. Le gain d'amplification à l'ONU permet d'augmenter le niveau de signal reçu sur le récepteur à l'OLT et donc le SNR. Avoir le gain le plus grand possible parait donc idéal mais le signal amplifié et renvoyé dans la fibre va subir des réflexions et la rétrodiffusion de Rayleigh. Cette puissance va alors être réinjecté dans l'amplificateur et donc amplifié et réfléchie. Le même phénomène se reproduit ainsi de nouveau et si le gain de l'amplificateur est du niveau du rapport des réflexionsrétrodiffusions, le phénomène peut être sans fin (cavité résonante). La Figure 4-19 décrit ce phénomène. Tx A Modulateur/ amplificateur réflectif B C D Rx Figure 4-19: schéma de l'amplification des réflexions-rétrodiffusions Au point A à l'entrée de l'amplificateur optique la puissance est PTx x L Au point B la puissance est PTx x L x G Au point C la puissance provient de la rétrodiffusion Rayleigh et des réflexions de la ligne et vaut donc G x PTx x L x R2 Au point D, la puissance vaut G² x L² x P Tx x R2 Au niveau du récepteur sont donc détectés • le signal PS de puissance PTx x G x L², • le bruit de rétrodiffusion "direct" P1 de puissance PTx x R1 • le bruit de double réflexion amplifié P2 de puissance G² x L² x P Tx x R2 R1 est le rapport de puissance de la rétrodiffusion et des réflexions sur le signal émis de l'OLT (par exemple -34 dB pour 10 km de fibre si la rétrodiffusion est prépondérante). R2 est le rapport de puissance de la rétrodiffusion et des réflexions sur le signal émis de l'ONU. Les bruits de battement signal-bruit de réflexion dus à la cohérence des signaux sont prépondérants face aux bruits de grenaille et bruit de réflexions à forte puissance reçue sur le détecteur tandis qu'à faible puissance, c'est le bruit thermique qui limite le taux d'erreur, comme vu dans le chapitre 4.1.2.2.1. La formule du facteur Q est donc analogue à celle de ce chapitre avec les réflexions-1 de puissance P1 mais en rajoutant le bruit de battement du signal avec les réflexions-2 de puissance P2. Pour les réflexions-1; il y a un facteur 2 dans la puissance de bruit [7]: 201 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits σ S2− R1 = 2 E S 2 E R1 2 σ S2− R1 = 2 I Signal I Réflexion −1 = 2 × (1,258PTx ⋅ G ⋅ L2 )× (1,258PTx ⋅ R1 ) σ S2− R1 = 3,165 × G ⋅ L2 ⋅ PTx2 ⋅ R1 Néanmoins tandis que le niveau de réflexion-1 apparaît à la fois sur les "0" et les "1" car il n'est pas modulé, les réflexions-2, qui ne proviennent que des "1" générés à l'ONU, n'apparaissent que sur les "1" à l'OLT. Par conséquent le niveau de bruit de la réflexion-2 est la moitié du niveau de la réflexion-1. Ceci est valable pour un profil de bruit gaussien avec une polarisation complètement aléatoire de la lumière réfléchie et rétrodiffusée [7]. σ S2− R 2 = E S 2 E R 2 2 σ S2− R 2 = I Signal I Réflexion − 2 = (1,258PTx ⋅ G ⋅ L2 )× (1,258PTx ⋅ G 2 ⋅ L2 ⋅ R2 ) = 1,582 × G 3 ⋅ L4 ⋅ R2 ⋅ PTx2 En considérant un taux d'extinction infini et en négligeant le bruit sur les "zéros": Q= I Signal 2 2 2 2 2 σ th2 + σ R21 + σ R2 2 + σ shot _ signal + σ shot _ R1 + σ shot _ R 2 + σ signal − R1 + σ signal − R 2 Pour de fortes puissances du signal, il reste Q= Q= = (3,165 × G ⋅ L 2 I Signal 2 2 σ signal − R1 + σ signal − R 2 1,258 × PTx ⋅ G ⋅ L2 ) ( ⋅ PTx2 ⋅ R1 + 1,582 × G 3 ⋅ L4 ⋅ R2 ⋅ PTx2 1,258 × PTx ⋅ G ⋅ L2 1,258 × PTx ⋅ L (2 × G ⋅ R1 ) + (G 3 ⋅ L ⋅ R2 2 ) = ) G⋅L (2 × G ⋅ R1 ) + (G 3 ⋅ L2 ⋅ R2 ) Cette valeur du facteur Q est la valeur maximale qui peut être atteinte avec les paramètres R1, R2, L et G et qui donnera un plancher au niveau du taux d'erreur. La Figure 4-20 représente le facteur Q en fonction du gain de l'ONU en considérant seulement la réflexion-1 puis les 2 réflexions. L'allure des courbes montre bien que l'augmentation du gain est souhaitable si les réflexions-2 ne sont pas prises en compte mais dans le cas contraire il existe un optimum du gain. Si le gain est trop important, le facteur Q diminue. 202 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 30 facteur Q (dB) 25 20 R1 15 R1+R2 10 5 0 0 5 10 15 20 25 30 35 40 gain de l'ONU (dB) Figure 4-20: facteur Q maximum pour une transmission bidirectionnelle de pertes L=10dB en fonction du gain de l'ONU pour le cas où seul les réflexions-1 sont considérées puis pour le cas où les réflexions 1 et 2 sont prises en compte. R1= -35 dB, R2= -35 dB. 4.4 Application théorique sur les architectures de PON WDM étudiées 4.4.1 PON WDM avec remodulation du signal descendant La Figure 4-21 représente l'architecture du PON WDM avec remodulation du signal descendant. Les valeurs marquées sur le schéma sont les puissances du signal: en rouge pour le sens descendant, en bleu pour le sens montant et en vert pour la rétrodiffusion Rayleigh. Le niveau de rétrodiffusion sur 10 km est évalué à -35dB (R1). Le niveau des réflexions/rétrodiffusion sur le RSOA (R2) est évalué à -40dB (Rayleigh + réflexions + coupleur devant le RSOA). Les pertes de transmission s'élèvent à 18.5 dB et le gain de l'amplificateur est également de 18.5 dB. Le rapport du signal sur le bruit de rétrodiffusion Rayleigh est donc de l'ordre de 16.5 dB. La courbe de la Figure 4-12 montre que la pénalité à un TEB de 10-9 est de l'ordre de 6 dB pour ce rapport. 10km 2km -0.5 dBm Tx -35.5 dBm -19 dBm Rx -19 dBm AWG coupleur 1x8 -0,5 dBm RSOA Data up ONU Figure 4-21: Architecture du PON WDM avec remodulation du signal descendant 203 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits La Figure 4-22 montre l'évolution du facteur Q pour des valeurs de réflexion prises sur le montage expérimental de PON WDM avec remodulation du signal descendant. L'architecture bidirectionnelle avec un taux de partage de 1 vers 8 donne expérimentalement un plancher au niveau du taux d'erreur se trouvant vers 5 10-9. Pour obtenir la courbe de TEB le bruit thermique est pris en considération: Q= I Signal 2 2 σ th2 + σ signal − R1 + σ signal − R 2 La Figure 4-22 donne l'évolution du facteur Q en fonction du gain de l'ONU lorsque seuls les réflexions-1 sont considérées puis lorsque les réflexions-2 sont également prises en compte. 6 facteur Q (dB) 5 4 R1 3 R1+R2 2 1 0 0 20 40 60 80 100 gain de l'ONU (dB) Figure 4-22: facteur Q maximum pour une transmission bidirectionnelle de pertes L=18,5dB en fonction du gain de l'ONU pour le cas où seul les réflexions-1 sont considérées puis pour le cas où les réflexions 1 et 2 sont prises en compte. R1= -35 dB, R2= -38 dB. Dans ce cas précis, avec le gain de l'amplificateur égal à 18,5 dB, il n'y a aucune pénalité apporté par les réflexions-2. Pour avoir une pénalité il faudrait avoir un gain supérieur à 80 dB ce qui est impossible. Les réflexions 2 peuvent donc être négligées dans ce cas. La Figure 4-23 donne les courbes de TEB théoriques obtenue pour R1 = -35 dB, R2 = -40 dB, G= 18,5 dB, et pour 2 valeurs de L = 16,5 dB et 18.5 dB. 1E-03 1E-04 TEB 1E-05 1E-06 L= 18,5 dB 1E-07 L= 16,5dB 1E-08 1E-09 1E-10 -40 -38 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 Puissance reçue (dBm) Figure 4-23: courbe de TEB théorique obtenue avec R1 = -35 dB, R2 = -40 dB, L = -16,5 dB et G= 18,5 dB 204 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits Avec la valeur L = 18.5 dB et un gain de 18,5 dB de l'amplificateur, un plancher de taux d'erreur est trouvé, mais se situant à 4 10-5. Pour avoir un plancher au niveau de ce qui a été obtenu expérimentalement, c'est-à-dire vers 10-9, il faut changer le paramètre L et le fixer à 16.5dB comme le montre la Figure 4-23. Les écarts de valeur s'expliquent par le fait que le signal injecté dans l'amplificateur/modulateur est continu dans la théorie alors qu'il est modulé dans l'architecture. La modulation est faible et les "0" ne sont que 3 dB plus faibles que les "1". Les résultats théoriques confirment donc bien l'origine des planchers de taux d'erreur, imputables à la rétrodiffusion Rayleigh dans les systèmes bidirectionnels avec modulation déportée. 4.4.2 PON WDM avec SLED + RSOA La Figure 4-24 rappelle le montage expérimental du sens montant du PON WDM avec SLED et RSOA. -7 dBm -25 dBm SLED -42 dBm -16 dBm RSOA Mux -6 dBm Mux Rx_1 SR OLT Rx_N ONU Figure 4-24: sens montant du PON WDM avec SLED et RSOA La puissance injectée dans le RSOA est de l'ordre de -25 dBm. Le calcul du facteur Q peut être fait de la même façon que dans le chapitre 4.3.1 pour prendre en compte la modulation de l'ASE du RSOA, à la différence que le signal n'est pas un DFB mais la SLED, donc il s'agit d'émission spontanée. De plus la rétrodiffusion va rajouter un terme de bruit. Or le fait qu'il s'agisse d'un spectre large fait que l'on ne se trouve dans aucun des cas cohérent ou incohérent. Il y a battement d'un spectre large avec luimême et pour quantifier la pénalité en fonction du rapport entre la puissance du signal et le bruit de rétrodiffusion Rayleigh, on peut dire qu'elle se situera entre le cas cohérent et le cas incohérent. Le point d'inflexion de courbe de pénalité se situera donc entre 8 et 20 dB. Or comme le montre la Figure 4-24, la valeur typique du rapport de puissance entre le signal et la rétrodiffusion Rayleigh se situe autour de 25dB, c'est-à-dire bien au dessus de la valeur critique, ce qui entraine que la pénalité due à la rétrodiffusion Rayleigh sera très faible. A la détection le signal reçu portant l'information est donc ISLED + IASE Q= I SLED + I ASE σ 2 SLED − SLED +σ 2 Th _ 1 +σ 2 shot _ SLED +σ 2 shot _ SLED 205 2 2 2 2 + σ SLED − ASE + σ ASE − ASE + σ Rayleigh + σ Th _ 0 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits I SLED = I in G SOA ⋅ L = N sp q (GSLED − 1)Bo ⋅ G SOA ⋅ L2 ≈ N sp q (G SLED − 1)Bo ⋅ GSOA ⋅ L2 I ASE = N sp q (GSOA − 1)Bo ⋅ L ≈ N sp qG SOA Bo ⋅ L Les bruits détectés sur les "1" sont: 4kT Be R • 2 Le bruit thermique σ Th _1 = • 2 Le bruit de grenaille du signal: σ shot _ signal = 2 qI SLED Be -- négligé • Le bruit de grenaille de l'ASE: σ -- négligé • Le bruit d'intensité en excès de la SLED: 2 shot _ ASE = 2qI ASE Be B 2 Be 2 2 I SLED = e I SLED MBo Bo Cette formule est issue de l'étude sur le "spectrum slicing" présentée en annexe 3. ISLED est ici une constante et M=2 pour une source non polarisée. Be 2 (I in GSOA ⋅ L )2 σ SLED − SLED = Bo 2 2 σ SLED − SLED = I SLED − SLED = • Le bruit de battement entre le signal et l'ASE : 2 σ signal − ASE = 4G SOA I in ⋅ L ⋅ I ASE 4qN sp (GSOA −1)Be I in G SOA ⋅ L Be B = 4 I SLED I ASE e = 4qN sp (GSOA − 1) ⋅ L ⋅ I SLED Be = Bo Bo Be B 2 0 • 2 Le bruit de battement ASE-ASE: σ 2 ASE − ASE = M ⋅ i ASE • Le bruit de Rayleigh 2 Le bruit sur les "0" est uniquement le bruit thermique : σ Th _0 = Q= Q= (2 B0 − Be ) 4kT Be R I SLED + I ASE σ 2 SLED − SLED +σ 2 Th _ 1 +σ 2 SLED − ASE 2 2 2 + σ ASE − ASE + σ Rayleigh + σ Th _ 0 I SLED + I ASE Be 2 B 4kT 4kT 2 B 2 I SLED + Be + 4I SLED ⋅ I ASE e + 2 ⋅ iASE e2 (2B0 − Be ) ⋅ +iRayleigh + Be Bo R Bo R B0 Q= I SLED + I ASE Be 2 B 4kT 4kT 2 B 2 I SLED + Be + 4 I SLED ⋅ I ASE e + 4 ⋅ i ASE e + iRayleigh + Be Bo R Bo B R 0 Le terme de bruit prépondérant est le bruit d'intensité en excès de la SLED. 206 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits 4.5 Conclusion L'étude des contraintes des transmissions bidirectionnelles montre l'importance que peut avoir la rétrodiffusion Rayleigh ainsi que les réflexions sur les performances de l'architecture. La distinction entre le bruit de Rayleigh issu d'une source cohérente et d'une source incohérente est importante car son impact est relativement différent. C'est ainsi que pour l'architecture WDM-TDM avec remodulation, le signal est issu d'un laser et le bruit le plus limitant est le bruit de rétrodiffusion Rayleigh. C'est pourquoi le fait de passer à une architecture partiellement bi-fibre permet d'obtenir des performances bien meilleures (augmentation de la distance de transmission ou augmentation du taux de partage). En ce qui concerne l'architecture PON WDM avec SLED+RSOA, le signal est issu d'une source incohérente et le bruit de rétrodiffusion Rayleigh a un impact beaucoup plus faible. Dans notre configuration son effet est d'ailleurs négligeable et le bruit limitant est en fait le bruit d'intensité en excès de la SLED. Cette étude a également montré que le gain du RSOA ne peut pas être augmenté indéfiniment pour augmenter le rapport signal sur bruit du signal montant. En effet une boucle d'amplification apparaît qui fait décroitre le facteur Q de ce signal. Il existe donc une optimisation du gain en fonction du taux de réflexion du signal optique sur la fibre de distribution (incluant la rétrodiffusion). 207 Chapitre 4: Modélisation Théorique des Bruits Références chapitre 4 "Modélisation Théorique des bruits" [1] "Ligtwave systems with optical amplifiers", N.A. olsson, Journal of Lighwave Technology, vol 7 n°7, july 1989 [2] "Bidirectional Transmission for optical access networks – conventional techniques and novel alternatives", M. Seimetz, NOC 2004 [3] "Estimation of performance degradation of bidirectional WDM transmission systems due to Rayleigh backscattering and ASE Noises using numerical and analytical models", J. Ko and al, JLT, vol. 21, n°4, april 2003 [4] "Impact of backreflection on upstream transmission in WDM single fiber loopback access networks", M. Fujiwara, J-I kani and K. Iwatsuki, JLT, vol. 24, n°2, February 2006 [5] "effect of backscattering and backreflections on upstream remote modulation in bidirectional link for WDMPON applications", N. Genay and P. Chanclou, STREON 2005, paper O3_1 [ 6 ] "SNR degradation owing to spectrum sliced effect in carrier distributed WDM-PON", H. Nakamura, Electronics letters, Vol 42, N°3, February 2006. [7] "Impact of crosstalk in an arrayed-waveguide multiplexer on N x N optical interconnection", H. Takahashi and al., JLT, vol. 14, n°6, june 1996 208 Chapitre 5: Perspectives Chapitre 5 Perspectives 209 Chapitre 5: Perspectives 210 Chapitre 5: Perspectives 5 - Perspectives Les composants Les perspectives d'amélioration des composants qui ont été utilisés dans nos études sont nombreuses car la plupart n'ont pas été créé spécialement pour l'application concernée. Les diodes superluminescentes sont par exemple d'abord conçues pour la tomographie médicale et non pour les communications optiques. Le paramètre essentiel qui était une très large bande spectrale reste important mais la densité de puissance le devient également. L'application de modulation déportée utilisant le hachage d'une source large nécessite une très grande densité de puissance optique pour obtenir ensuite un budget de puissance important. Il n'est pas nécessaire d'avoir une bande optique de 60 nm si seuls 30 nm sont utiles. Dans la mesure où la puissance totale de sortie est limitée, mieux vaut réduire la bande et augmenter la densité de puissance. Un large éventail de SLED est désormais disponible, qui peut répondre à nos besoins. Les amplificateurs optiques à semiconducteur réflectifs n'ont réellement pris leur essor qu'en 2004 et il n'existait jusqu'à maintenant quasiment que des prototypes. Leur développement s'est accéléré depuis et plusieurs fabricants en proposent désormais commercialement (Centre for Integrated Photonics, Amphotonyx, Alphion, Inphenix). Les paramètres classiques sont une modulation jusque 1,25 Gbit/s, 20 dB de gain, 35 nm de bande spectrale et moins de 2 dB de dépendance à la polarisation. Des gains supérieurs ont déjà été obtenus mais au détriment de la vitesse de modulation, or il apparaît qu'un gain de 20 à 25 dB est suffisant et que la demande se situe surtout au niveau du débit. Pour avoir à la fois du gain et une grande bande passante électro-optique, une solution d'avenir est le (R)SOA à double électrode. Avec une électrode longue qui permet d'amplifier le signal et une électrode courte pour le moduler à haut débit, le compromis gain/vitesse de modulation est évité et les deux paramètres sont optimisés. Dans le même esprit un REAMSOA, c'est-à-dire un SOA suivi d'un MEA fonctionnant en réflexion, permettra d'obtenir un débit de 10 Gbit/s avec un composant réflectif [1]. Le SOA permettra au minimum de compenser les pertes du MEA et éventuellement d'avoir du gain. Des études portant sur l'extension de la bande spectrale optique de fonctionnement des SOA pourraient être également appliquées aux RSOA. Cela donnerait d'avoir des RSOA fonctionnant sur une centaine de nm de bande optique, permettant de multiplier le nombre de longueurs d'onde disponibles et donc le nombre d'ONUs par PON. Les architectures L'intérêt d'avoir une vitesse de modulation très rapide n'est pas toujours justifié. En effet justifier du 100 Mbit/s par utilisateur n'est plus difficile désormais vu l'explosion prévue des contenus vidéos haute définition. Justifier 1 Gbit/s et 10 Gbit/s est par contre difficile car aucune application ne nécessite ces débits. La raison de ces débits est la mutualisation d'un très grand nombre d'utilisateurs sur une même architecture. 211 Chapitre 5: Perspectives Raccorder un très grand nombre de clients sur une seule fibre de transport, 1024 par exemple, implique à priori des distances de transmission plus grandes entre le central et les utilisateurs ainsi que l'apparition de l'amplification en ligne. Fusionner les réseaux de collecte et d'accès est une possibilité envisagée, qui nécessite l'étude de l'amplification en mode rafale caractéristique des réseaux d'accès passifs à multiplexage temporel. En effet un amplificateur classique avec 20 dB de gain et une puissance de saturation de 5 dBm, commence à saturer avec une puissance d'entrée de -15 dBm. Ceci veut dire qu'un signal rentrant à -20 dBm sera amplifié de 20 dB tandis qu'un signal entrant à -5 dBm ne sera amplifié que de 10 dB. Entre deux rafales telles que celles-ci, il va y avoir un comportement transitoire de l'amplificateur dû au passage d'un fonctionnement en régime linaire à un régime saturé, ce qui peut donner lieu à des erreurs. La nécessité est donc d'avoir un amplificateur linaire, c'est-à-dire avec un gain plus restreint mais avec une puissance de saturation très haute, ce qui fait que le signal d'entrée sera d'une puissance constamment inférieure à la puissance de saturation d'entrée. La seconde solution est un amplificateur à gain clampé, qui permet d'avoir un gain constant quelle que soit la puissance d'entrée. L'amplification bidirectionnelle est également un sujet d'avenir, que ce soit pour les PON TDM actuels ou pour les PON WDM. En effet actuellement les amplificateurs optiques ne fonctionnent que dans une direction et pour amplifier un PON TDM, il faut un amplificateur pour le sens montant à 1,31 µm et un autre pour le sens descendant à 1,49 µm, avec un système de circulateurs pour rester sur une seule fibre. Une solution basée sur un SOA capable d'amplifier 2 longueurs d'onde se propageant dans des directions opposées est donc intéressante du fait de sa simplicité et de son bas coût [2]. D'autres sujets provenant des études de transmission à très haut débit sont en train d'être adaptés pour le réseau d'accès. Les codes correcteurs d'erreurs sont d'ores et déjà utilisés dans les PON TDM. Ils permettent de gagner de l'ordre de 3 dB sur le budget optique et donc de remplacer un laser DFB par un laser FP ou une photodiode APD par un PIN pour diminuer les coûts. Il a été vu dans nos études expérimentales que le gain du FEC peut être encore plus important lorsque la transmission est très bruitée. Des études sur des codes correcteurs d'erreurs plus adaptés aux bruits rencontrés sur les PON WDM par exemple peuvent apporter des gains considérables. Dans le même domaine électrique la compensation de dispersion électronique (EDC: electronic dispersion compensation) devient d'actualité lorsqu'il s'agit de 10 Gbit/s dans l'accès. En effet la dispersion peut jouer un rôle non négligeable si les distances augmentent jusque 100 km et de la compensation sera peut-être nécessaire. Si des lasers sont utilisés en modulation directe à 10 Gbit/s, le chirp de celui-ci nécessitera également de la compensation de dispersion et l'électronique peut être dans ce cas une solution bas coût très efficace. Vers la flexibilité L'introduction du WDM dans le réseau d'accès se fera progressivement. Si aujourd'hui le WDM se limite à 3 longueurs d'onde dans les PON pour séparer les flux montant et descendant et la vidéo analogique, son utilisation à court terme risque d'être la superposition de plusieurs PON TDM sur une même architecture. En effet les déploiements d'envergure de PON TDM impliquent de rentabiliser au maximum l'infrastructure déployée. Ceci oblige donc à concevoir des scénarios de migration tenant compte du maintien des coupleurs optiques dans le réseau. La possibilité la plus plausible est donc d'avoir plusieurs PON TDM en superposition 212 Chapitre 5: Perspectives grâce à l'utilisation de différentes longueurs d'onde propres à chaque PON TDM. Il s'agirait donc d'une architecture "broadcast and select" avec des pertes optiques très importantes qui écartent d'emblée l'utilisation de la modulation déportée et des techniques classiques rendant l'ONU achromatique. Le scénario consiste donc à priori en un nombre limité de PON TDM superposés, donc à l'utilisation de longueurs d'onde CWDM, avec des lasers distincts à chaque ONU. Pour un nombre de PON TDM superposés égal à 8 par exemple, les techniques d'achromaticité n'ont pas un réel gain économique ce qui favorise le scénario CWDM. Par ailleurs les longueurs d'onde CWDM peuvent n'être utilisées que dans le sens descendant si les débits montants nécessaires ne sont pas élevés. Une seconde étape peut être les PON WDM si les débits requis sont vraiment importants, et les PON hybrides WDM-TDM si le nombre d'ONU mutualisés doit être augmenté, Cette seconde étape est à priori destinée à des zones nouvelles, où l'installation d'un multiplexeur est possible. La dernière étape est un PON WDM TDM reconfigurable pour distribuer de façon plus efficace le débit entre tous les ONUs d'un PON WDM-TDM. Cette reconfigurabilité prendra d'autant plus d'importance que le nombre d'ONU mutualisés sera important. 213 Chapitre 5: Perspectives Références Chapitre 5 "Perspectives" [1] "10Gbit/s Amplified Reflective Electroabsorption Modulator for Colourless Access Networks", A.Garreau, J.Decobert , C. Kazmierski, , M-C. Cuisin, J-G. Provost, H.Sillard, F.Blache, D. Carpentier, J.Landreau, P.Chanclou, soumis à IPRM2006 [2] " Bidirectional Amplifier for standard PON architecture with class B+ attenuation range ", P. Chanclou, T. Soret, T.S. Nguyen, F Payoux, N. Genay, soumis à ECOC2006 214 Conclusion CONCLUSION Cette thèse a consisté à imaginer, concevoir et valider des architectures de réseau d'accès optique utilisant le multiplexage en longueurs d'onde. Le WDM est une technologie issue du réseau de transport où les débits atteignent plusieurs dizaines de Gbit/s. L'intérêt de son introduction dans le réseau d'accès réside d'une part dans la possibilité d'utiliser un accès multiple en longueurs d'onde en lieu et place d'un accès multiple en temps pour partager les ressources entre les utilisateurs et d'autre part dans la possibilité de mutualiser de façon plus importante des utilisateurs sur une architecture en utilisant simultanément le multiplexage temporel et en longueurs d'onde. L'analyse approfondie de toutes les architectures de PON WDM proposées dans la littérature nous a permis de dégager les avantages et inconvénients de chacune d'entre elles et de converger vers des choix d'architecture. Le premier pré-requis pour l'introduction du WDM dans le réseau d'accès est la disponibilité d'émetteurs achromatiques, c'est-à-dire indépendant de la longueur d'onde, afin de permettre d'avoir des ONU simples et bas coût. Plusieurs techniques existent utilisant divers composants et celle qui a été choisie pour cette thèse est la technique de modulation déportée avec un amplificateur optique à semiconducteur réflectif (R-SOA). Nous avons caractérisé ce composant innovant de façon à en connaître les limites. Le RSOA a l'intérêt de pouvoir moduler à des débits importants supérieurs au Gbit/s, de pouvoir amplifier le signal avec un gain important de l'ordre de 20 dB, d'être réflectif dans le cadre d'une architecture mono-fibre, d'être très peu sensible à la polarisation du signal et d'être potentiellement bas coût. Deux architectures de PON WDM basées sur des RSOA ont été imaginées, conçues en laboratoire puis testées. La première a pour objectif de limiter le nombre de longueurs d'onde dans l'architecture en réutilisant la même longueur d'onde pour le sens montant et le sens descendant, partagée entre plusieurs ONU. La technique utilisée est la modulation du signal descendant avec un faible taux d'extinction et la remodulation de celui-ci avec les données montantes avec un fort taux d'extinction par l'intermédiaire du RSOA. Ce montage expérimental de PON hybride WDM-TDM a mis en valeur les fortes contraintes imposées par la rétrodiffusion Rayleigh pour des transmissions bidirectionnelles sur une seule fibre. Les résultats ont montré qu'il est possible, avec l'aide de codes correcteurs d'erreurs, d'avoir une architecture totalement mono-fibre sur 12 km avec un taux de partage de 1 vers 8 et un débit global de 1,25 Gbit/s. Le fait de passer en bi-fibre sur la majeure partie de l'architecture permet, sans recourir aux codes correcteurs d'erreurs, Q Soit de doubler le taux de partage et donc le nombre d'utilisateurs Q Soit d'étendre la distance de transmission à 20 km comme dans le PON standard. La faisabilité de ces PON WDM a été démontré pour une utiisation avec environ 40 longueurs d'onde ce qui donne des PON WDM mutualisant 320 ONU. La seconde architecture a pour objectif la génération à moindre coût de longueurs d'onde continues pour le sens montant. La technique utilisée est l'émission d'un spectre large par une diode superluminescente (SLED). Ce spectre de lumière 215 Conclusion incohérente est naturellement haché par le démultiplexeur situé dans l'architecture et une seule SLED permet donc d'injecter dans plusieurs R-SOA une tranche spectrale qui est modulée avec les données montantes. Les résultats ont montré la difficulté de mélanger le multiplexage temporel et le multiplexage en longueur d'onde avec cette technique, par manque de budget optique. La faisabilité de cette technique a été démontrée pour le sens montant d'un PON WDM avec 40 ONU à 1,25 Gbit/s situés à 20 km du central. L'utilisation de cette technique à la fois à l'ONU pour le sens montant et à l'OLT pour le sens descendant a été également testée. Une architecture de PON WDM bidirectionnel basée uniquement sur des RSOA à l'OLT et à l'ONU et avec une seule SLED a ainsi été démontrée, permettant un débit symétrique de 1,25 Gbit/s pour 16 ONU situés à 20 km. Une étude originale a été menée sur la conversion de longueurs d'onde de 1,3 µm vers les bandes C et L pour intégration dans une architecture de réseau d'accès étendu avec mutualisation de plusieurs PON TDM déjà déployés. Un dispositif de conversion tout optique à base de modulateur à électro-absorption (MEA) a été imaginé et testé, afin de pouvoir convertir les signaux issus de PON TDM sur différentes longueurs d'onde aisément amplifiables. Les capacités du MEA en régime de modulation de gain croisé et de phase croisée ont été expérimentalement évaluées et ont montré la faisabilité d'un tel dispositif pour une conversion transparente au débit et au protocole. Cette thèse a permis de dégager les avantages de l'introduction du multiplexage en longueurs d'onde dans le réseau d'accès optique et a mis en avant les conditions auxquelles cette introduction est viable, en particulier au niveau du coût. Les résultats obtenus permettront d'apporter des éléments de compréhension et de jugement face aux solutions techniques qui seront proposées dans le cadre du groupe de travail du FSAN sur la prochaine génération de réseau d'accès optique. Les premiers systèmes commerciaux de PON WDM ont vu le jour en 2006 et sont d'ores et déjà en cours de déploiement par Korea Telecom en Corée du Sud. Le système considéré fournit 100 Mbit/s symétriques à 32 ONU avec une longueur d'onde par ONU. Le G-PON a des capacités comparables pour un coût inférieur, ce qui limite l'intérêt de ce PON WDM. Par contre le même système sera très prochainement disponible avec une capacité de 1 Gbit/s, ce qui peut être plus intéressant dans le cadre d'un raccordement d'immeubles, où le débit est ensuite partagé entre les appartements par diverses autres technologies. Ce système est d'ailleurs très comparable à la seconde architecture qui a été réalisée lors de cette thèse. L'utilisation idéale du WDM semble être en association avec le multiplexage temporel car un débit constant de 1 Gbit/s par utilisateur n'est pas nécessaire. Un PON hybride WDM-TDM comme proposé dans cette thèse permettrait de mutualiser un très grand nombre d'ONU sur une même architecture et de partager le débit d'une longueur d'onde entre plusieurs ONU avec un débit crête potentiel de l'ordre de 1 Gbit/s. 216 Conclusion 217 Conclusion 218 Annexes Annexe 1: Emetteurs multi-longueurs d'onde Ce paragraphe détaille les différentes techniques de génération de multiples longueurs d'onde. Q Barrette de lasers DFB La façon la plus simple de générer plusieurs longueurs d'onde est bien sûr d'utiliser autant de lasers que de longueurs d'onde nécessaires. L'intérêt des puces lasers est qu'elle speuvent être intégrées les unes à cotés des autres sur un même substrat et couplées à un multiplexeur. Il est possible d'obtenir ainsi un générateur de multiples longueurs d'onde de taille réduite même s'il s'agit d'un grand nombre de lasers. Le coût n'est pas exorbitant du fait de la maturité de des lasers DFB. Q Spectrum slicing (EDFA+AWG) La technique de spectrum slicing peut être une solution très bas coût pour générer un peigne de longueurs d'onde. Il s'agit en fait simplement d'utiliser une source large et un démultiplexeur tel qu'un AWG, qui va hacher le spectre en de multiples longueurs d'onde. L'intérêt est que la source de lumière est bas coût et que l'AWG qui découpe le spectre peut être celui situé dans l'architecture PON WDM, qui oriente simultanément ces longueurs d'onde vers les ONUs correspondants. La Figure 0-1 explicite la technique. Source large λ AWG 1x4 Figure 0-1: schéma de fonctionnement du spectrum slicing pour générer un peigne de longueurs d'ondes La particularité de ce peigne est que chaque canal a une largeur spectrale conséquente, égale à la largeur du filtre de l'AWG. Une seconde particularité est que les longueurs d'ondes peuvent être non polarisées si la source ne l'est pas. Ces sources peuvent être des LED, SLED, SOA, comme cités précédemment et également des amplificateurs optiques à fibre dopée Erbium (EDFA). L'ASE des EDFA est généralement employée car la puissance de sortie peut être très importante (30 dBm). 219 Annexes Q Génération de porteuses optiques basée sur une modulation hybride phase-amplitude (NTT) Le principe de cette technique [i] est d'utiliser les modes latéraux d'un laser générés par la modulation pour constituer des canaux WDM avec un espacement bien précis. Le générateur de lobes latéraux est un modulateur hybride d'amplitude et de phase qui permet d'obtenir 9 lobes latéraux avec une uniformité de puissance de 3dB. Un démultiplexeur avec l'espacement spectral correct permet ensuite d'isoler les différents canaux ainsi générés pour les moduler indépendamment avec un flux de données. Cette technique permet de réduire fortement le nombre de lasers nécessaires. Figure 0-2: effet de la modulation sur le spectre d'émission – génération des lobes latéraux Figure 0-3 : schéma du générateur de lobes latéraux (AGC: Autogain control, ABC: Autobias control) Un prototype de générateur a été conçu avec 256 canaux espacés de 12.5 GHz avec un rapport signal sur bruit supérieur à 31.5 dB pour un débit de 2.5 Gbit/s par canaux. Les résultats théoriques et expérimentaux donnent la possibilité d'augmenter le nombre de canaux à plus de 1000 avec les mêmes caractéristiques (utilisation des bandes S, C et L avec des amplificateurs à fibre fluorée dopée Thulium, des amplificateurs à fibre fluorée dopée Erbium, amplificateurs à fibre en tellurite dopée Erbium) 220 Annexes L'oscillateur local qui commande la modulation en amplitude et en phase est fixé à 12.5 GHz pour obtenir des lobes espacés de 12.5 GHz. La modulation est ainsi faite que 4 lobes de puissances quasiment égales sont obtenus de chaque coté du spectre. Cette technique permet donc de diminuer le nombre de lasers par 9 et d'obtenir un espacement très précis entre les canaux. Il faut néanmoins disposer d'AWG également très précis et très stables. C'est cette solution qui a été présentée par NTT pour générer des peignes de longueurs d'onde non modulées. Le module est appelé Optical Carrier Supply Module (OCSM). Q Sources supercontinuum Une autre solution [ii] est l'utilisation d'un générateur de longueurs d'onde permettant de générer plus de 1000 canaux espacés de 12.5 GHz (0.1 nm) à partir d'une source supercontinuum unique. 600-700 canaux dans la bande 1512-1580 nm s'avèrent avoir des rapports signal sur bruit et des facteurs Q suffisants pour une transmission multi tronçons à 2.5 Gbit/s. Principe du générateur de supercontinuum Quand un train d'impulsions est injecté dans un matériau non linéaire (massif ou fibre), son spectre va changer à cause d'une série de non linéarités, incluant l'auto modulation de phase (SPM), la modulation de phase croisée (XPM), et le mélange à quatre ondes (FWM). Si le pic de puissance est assez fort (généralement supérieur à 1 W), le spectre de sortie se retrouve élargi de façon continue, ce qu'on appelle le supercontinuum. Il suffit ensuite d'utiliser un AWG pour découper le spectre en canaux WDM. La fibre à dispersion décalée (DSF) est généralement utilisée avec un amplificateur EDFA pour favoriser les effets non linéaires. En commandant un laser Fabry-Pérot (ou DFB) avec un oscillateur local à 12.5 GHz, le spectre initial va posséder quelques raies espacées de 12.5 GHz et le spectre de sortie sera un peigne de longueurs d'onde avec le même espacement entre canaux sur une bande de 100 nm. Figure 0-4 : description d'une source supercontinuum et du spectre de sortie De nombreuses recherches sont en cours sur les supercontinuums pour augmenter encore la bande spectrale d'émission, en particulier par l'intermédiaire des fibres microstructurées. 221 Annexes Cette technique remplace avantageusement les sources blanches telles que les LED ou SLED (LED superluminescentes, bande spectrale 30nm) car la bande spectrale est bien plus grande, 100 voire 1000 nm. Au niveau coût une LED a certes un prix très faible car elle a une production de masse mais ramené au nombre de canaux et aux évolutions futures du composant, les sources supercontinuum ont un potentiel certain. BlazePhotonics [iii] commercialise une fibre à cristal photonique ("supercontinuum Photonic Crystal Fiber") permettant de générer un spectre avec une platitude de 5 dB entre 550 nm et 1600 nm. Grâce au profil de dispersion optimisé, une longueur de 20 m seulement de cette fibre est nécessaire pour achever une conversion efficace des impulsions délivrées par un laser. Ces impulsions d'environ 1 ns sont générées à une fréquence de 5 à 10 kHz et ont une puissance crête d'environ 2 kW pour une densité spectrale de puissance d'environ 30 dBm/nm. L'avantage du fonctionnement en mode pulsé est que la source est insensible aux réflexions de la lumière dans la source. Le prix de cette fibre disponible commercialement est de $2000 pour 20 mètres. Q Laser multifréquence à base d'AWG et SOA Cette solution proposée dans une publication [iv] s'approche de l'idée d'une barrette de lasers mais au lieu d'avoir N lasers différents, on a N SOA identiques associés à un AWG 1 x N, le tout intégré sur un support. Le principe est le suivant. Chaque SOA est placé à une entrée de l'AWG. La face clivée (miroir) qui termine les amplificateurs et l'extrémité du port de sortie de l'AWG créent une cavité optique. Si les amplificateurs fournissent un gain suffisant pour surmonter les pertes intracavités, il y a émission d'une longueur d'onde qui est définie par le filtre du canal correspondant de l'AWG. Ce filtre est défini par la longueur du guide sélectionné dans l'AWG. Figure 0-5 : dessin du laser multifréquence consistant en une barrette de SOA et un AWG [10] L'espacement spectral entre canaux est défini par les paramètres physiques de l'AWG. L'intérêt de cette structure est que les flux de données peuvent être modulés indépendamment les uns des autres en modulant les courants de chaque amplificateur. Le nombre de canaux et l'espacement spectral sont les deux paramètres principaux de conception du laser multifréquence. Ensemble ils déterminent la taille de l'AWG. Les chiffres typiques sont 16 canaux espacés de 100 GHz. Un laser multifréquence a été réalisé avec 16 canaux espacés de 200 GHz et modulés à 622 Mbit/s, avec une puissance par canal de -13 dBm. La limitation de la rapidité de modulation directe provient de la longueur de la cavité. Un système équivalent a été conçu en utilisant cette fois des RSOAs associés à des réseaux de Bragg pour créer des lasers à cavités externe [v]. Chaque réseau de Bragg a une 222 Annexes résonance décalée de 200 GHz par rapport au précédent de façon à obtenir 16 lasers de longueurs d'onde différentes. Ceux ci sont intégrés à un AWG de façon à multiplexer tous les signaux. La publication montre une vitesse de modulation de 1,25 Gbit/s et les auteurs prévoient un fonctionnement prochain à 2,5 Gbit/s. Q VCSEL multi longueurs d'onde Il est possible de réaliser des VCSEL multi-longueurs d'onde en faisant varier continûment l'épaisseur d'une couche placée prés de la région active. On obtient un ensemble de plusieurs VCSELs ayant des longueurs d'onde d'émission différentes. Le nombre de canaux est pour le moment limité (3 dans la référence [ vi ]) mais ce composant au stade de la recherche peut être une voie d'étude intéressante pour l'avenir. 223 Annexes Annexe 2: Calcul de la perte de puissance optique due au passage du spectre d'une source large à travers un AWG L'objectif est de connaître la puissance que l'on obtient en sortie d'un AWG 1xN lorsque l'on utilise en entrée une source large. On considère que la source large à une densité spectrale constante. La puissance fournie par la source large de densité spectrale d constante est égale à P x ∆F La caractéristique spectrale de l'AWG est équivalente à une gaussienne [vii]. L'AWG peut être modélisé de la façon suivante: n f − fi T ( f ) = ∑ exp − ∆f j =1 2 ln 2 2 où ∆f est la largeur spectrale à 3dB de l'AWG, fj la fréquence centrale du canal j, et n est le nombre de canaux de l'AWG. Les pertes ne sont pas prises en compte et la puissance est normalisée. Pour avoir la puissance totale à travers un seul canal, il ne faut considérer qu'un seul port. En considérant des pertes avec un facteur A (si A=-3dB, A=0.5)et la densité de puissance P de la source large, on a : f − fi T ( f ) = PA exp − ∆f 2 ln 2 2 on se centre sur fi :on fait un changement de variable pour s'affranchir du fi f T ( f ) = PA exp − ∆f 2 ln 2 2 pour avoir la puissance il faut faire l'intégrale de T(f). les bornes sont prises pour intégrer sur une largeur spectrale égale à l'écart entre canaux, c'est-à-dire ∆F. Comme on est centré, les bornes sont – ∆F/2 et + ∆F/2 f P( f ) = PA ∫ exp − ∆f ∆F − 2 2 ln 2 ∆F 2 2 df 224 Annexes La seule façon de résoudre cette intégrale est de se ramener à une gaussienne centrée réduite et d'utiliser la table associée. Une gaussienne centrée réduite s'écrit sous la forme: 1 2π g (t ) = t2 ∫0 exp − 2 dt x on peut se ramener à cette forme en faisant un changement de variable on pose t = f 2 2 ln 2 2 2 ln 2 donc dt = df ∆f ∆f on obtient P (t ) = PA 2π ⋅ g (t ) ⋅ ∆f 2 2 ln 2 =A π⋅ ∆f 2 ln 2 t2 exp ∫ − dt 2π − L 2 1 ⋅ L t2 t2 2 exp − dt = exp ∫ 2 ∫ − 2 dt (symétrie) 2π − x 2π 0 L t2 ∆f 1 ∆F ∆F donc P (t ) = PA π ⋅ ⋅ 2 ln 2 = 1.177 exp − dt avec L = ∫ ∆f ∆f ln 2 2π 0 2 et 1 x x En prenant un rapport 2 pour ∆F/∆f, L=2.354 La table donne g(2.354)=0.49 ce qui donne P (t ) = PA π ⋅ Le rendement du spectrum slicing s'écrit donc η = PA π ⋅ ∆f ln 2 ∆f ln 2 P∆F ⋅ 0.49 ⋅ 0.49 =A π 0.49 ∆f ln 2 ∆F Ce qui donne pour ∆F/∆f=2, η=0.52A En prenant des pertes d'insertion de 4dB pour l'AWG, on a A= 0.398 et donc η=0.23. Le rendement d'un AWG ayant les paramètres suivants: - écart spectral entre canaux: 100GHz - Largeur spectrale à 3dB d'un canal: 50 GHz - Pertes d'insertion : 4dB est égal à 23% 225 Annexes Annexe 3: Etude des limites du spectrum slicing Le "spectrum slicing" (littéralement hachage de spectre) est le fait de filtrer une source optique incohérente à large spectre (LED, ASE, EDFA…), à l'aide d'un démultiplexeur. Cette technique permet de générer avec une seule source large une multitude de longueurs d'onde continues avec un spectre relativement large (0.2 à 1.6nm) fixé par la caractéristique spectrale du démultiplexeur. Si la source est modulable ou si un modulateur externe est employé après la source, c'est une technique qui permet de réaliser des émetteurs indépendants de la longueur d'onde pour des PON WDM. Si le spectrum slicing est une technique bas coût elle introduit des pénalités non négligeables à cause de la nature du bruit des sources blanches incohérentes et de la largeur spectrale des signaux ainsi générés. Q Propriété du bruit du spectrum slicing Le signal obtenu par spectrum slicing est une lumière incohérente provenant d'émission spontanée amplifiée, ASE (polarisée ou non). Or la détection de l'ASE génère un bruit de battement spontané-spontané appelé bruit d'intensité en excès ou Excess Intensity Noise (EIN). Ce bruit de battement génère donc une composante de courant alternatif AC due au battement entre les différentes composantes fréquentielles. Par conséquent lorsque l'ASE est utilisée comme une source WDM, il faut considérer la puissance DC de l'ASE, I²ASE, en tant que signal et une partie AC, variante dans le temps, I²sp-sp, en tant que bruit. Ces termes sont donnés par les équations suivantes [viii]: I 2 ASE = (eηmn sp (G − 1) B0 )² I 2 sp − sp = 2 I 2 ASE Be mB0 avec η l'efficacité de détection quantique, m le nombre de modes de polarisation, nsp le facteur d'émission spontané, G le gain de l'amplificateur, Bo la bande passante optique et Be la bande passante électrique. Par conséquent le rapport signal sur bruit de l'ASE sur le récepteur est donné par l'équation suivante: SNR = I 2 sp − sp I 2 ASE + I 2 shot + I 2 ckt où I²shotet I²ckt sont respectivement la puissance de bruit produite par le bruit de grenaille de l'ASE et l'électronique de réception. En négligeant le bruit électronique l'équation devient SNR = mBo Bo = 2 Be Be car m=2 pour les sources non polarisées. Pour les sources polarisée m=1 226 Annexes Dans les systèmes de transmissions à base de LED, le bruit de battement spontanéspontané est négligeable car la bande optique est large. Cependant, quand la bande passante optique par canal est réduite de façon significative, il devient prédominant par rapport au bruit électronique et limite la capacité de transmission totale. Comme le bruit électrique est négligé, l'équation du facteur Q devient: Q= I1 − I 0 I = 1 = σ1 − σ 0 σ1 I ASE I 2 sp − sp = Bo = SNR Be En prenant l'approximation de bruit gaussien, Q=6 pour un BER=10-9. Une détection correcte exige que la bande passante électrique Be soit supérieure à 0.7 fois le débit D. On a donc Bo>36*0.7*D Soit D=1.25Gbit/s, Bo > 31.5GHz Cette dernière formule montre que le rapport signal sur bruit est indépendant de la puissance reçue et qu'il est proportionnel à largeur spectrale du signal. Pour un débit donné, le taux d'erreur (ou le SNR) est amélioré en augmentant la largeur spectrale du signal (donc du filtre) mais un signal optique avec un spectre large subit les effets de la dispersion chromatique lorsqu'il traverse la fibre. Les courbes suivantes montrent le facteur Q puis le taux d'erreur associé en fonction de la largeur spectrale optique pour un débit de 1.25GHz. Figure 0-1: facteur Q et TEB en fonction de la largeur spectrale du signal en spectrum slicing avec un filtre électrique de 1,25 GHz en réception Q Distribution géométrique du bruit d'intensité en excès et influence de la saturation d'un SOA La particularité du bruit d'intensité en excès est que la distribution de densité de probabilité n'est pas gaussienne mais géométrique. La distribution du bruit est donc plus étalée et avec une queue plus allongée. Le diagramme de l'œil suivant illustre cette particularité [ix]. 227 Annexes Figure 0-2: exemple de diagramme de l'œil optique montrant les "uns" dominés par bruit d'intensité en excès de forme non gaussienne [ix] Il existe une méthode permettant de comprimer ces "uns" et de transformer la distribution géométrique en distribution gaussienne (ou poissonienne [x]). Cela consiste à utiliser le phénomène de compression d'amplitude ("amplitude squeezing effect") avec un SOA en régime de gain saturé, qui permet donc de réduire le bruit d'intensité. Le principe est décrit sur la Figure 0-4 Figure 0-3: distribution de la densité de probabilité d'une tranche spectrale (i) et de la sortie d'un SOA en régime saturé (ii) [x] Figure 0-4: réduction du bruit par un SOA en régime saturé [xi] 228 Annexes La publication [ xii ] propose un lien entre les caractéristiques du SOA (puissance de saturation et gain) et la variance du bruit d'EIN. Il a été découvert que cet effet de compression peut amener une réduction du bruit même lorsque le RSOA opère légèrement en dessous de la puissante d'entrée de saturation. La figure suivante montre la caractéristique de transfert d'un RSOA, c'est-à-dire la puissance de sortie en fonction de la puissance de sortie. Les points sont issus des mesures expérimentales et la courbe est une courbe de tendance empirique suivant le modèle POUT = g 0 PIN PSAT PIN + PSAT Avec une transformation par approche des variables aléatoires, il peut être montré que la variance de bruit EIN de la lumière réfléchie amplifiée devient ( PSAT )² (quand PIN≥POUT), PIN + PSAT qui devient négligeable lorsque PIN>>POUT. Cependant ce n'est pas ce qui est observé en réalité. Il a été trouvé que le degré de compression de bruit d'amplitude obtenu avec un seul SOA est insuffisant pour supprimer plus de 60% de l'EIN. Q Dispersion chromatique La dispersion chromatique peut amener une pénalité due aux interférences entre symboles (ISI) lorsque les pulses temporels se chevauchent. Cette pénalité va restreindre la distance de transmission. En fait la dispersion chromatique entraîne deux pénalités via l'élargissement temporel des impulsions [ix] Q un recouvrement temporel des pulsations qui conduit à l'ISI Q l'élargissement de l'impulsion dans le domaine temporel signifie une réduction de la largeur spectrale de l'impulsion dans le domaine fréquentiel et donc une augmentation de l'EIN et une diminution du SNR. Figure 0-5: illustration de l'élargissement de l'impulsion et de la diminution simultanée du rapport signal sur bruit dus à la dispersion chromatique dans une transmission effectuée en spectrum slicing [ix]. Il y a donc un compromis à trouver sur la largeur spectrale du slice pour minimiser les pénalités dues à la dispersion et à l'EIN. 229 Annexes Les courbes de simulation de la Figure 0-6 [ix] illustrent ce compromis en regardant les pénalités obtenues en fonction de la largeur spectrale du slice pour différentes distances de propagation. Ces simulations ont été obtenues en négligeant le bruit de grenaille par rapport au bruit du récepteur, si bien que la variance du bruit est constante, ce qui est typique pour une PIN. Dans le cas d'une APD, le bruit de grenaille n'est plus négligeable et peut être intégré en l'approximant comme une source de bruit gaussien et en ajoutant à la variance de bruit du récepteur la variance du bruit de grenaille, proportionnelle à i0 [ix]. Un taux d'extinction parfait est pris en hypothèse, il faut donc s'attendre à des pénalités supérieures en réalité. Figure 0-6: pénalités en puissance requises pour maintenir un TEB de 10-9 en fonction de la largeur spectrale du signal pour une transmission à à 1,25Gbit/s sur 0, 10, 20, 30 et 40 km de SMF. Le spectre optique du signal est gaussien et centré à 1550nm [ix]. Il existe un optimum sur les courbes à partir de 20km. Pour cette distance la largeur spectrale optimum est 1 nm et la pénalité est inférieure à 2 dB. Plus la distance augmente et plus la largeur optimale diminue et la pénalité pour cette valeur augmente à cause de l'EIN qui augmente. Pour 40 km l'optimum se trouve aux alentours de 0.5 nm et la pénalité est supérieure à 3dB Il apparaît qu'au dessous de 0.3nm de largeur spectrale, la pénalité augmente de façon exponentielle due au bruit d'intensité en excès. Pour une distance de transmission donnée, il est montré qu'une forme de filtre gaussienne donne de meilleures performances qu'une forme Lorentzienne. La forme Lorentzienne est certes de largeur à mi-hauteur plus faible que la forme gaussienne mais la "queue" de la Lorentzienne est plus marquée que celle de la gaussienne, ce qui implique des pénalités supérieures dues à la dispersion. Les courbes de la Figure 0-7 représentent la pénalité en fonction de la distance de transmission pour différents débits en prenant à chaque fois la largeur spectrale optimale du slice. Les lignes en pointillés prennent en compte un taux d'extinction de 1/15 soit 11.75 dB. 230 Annexes Figure 0-7: pénalité en puissance minimum qui peut être obtenue (en utilisant les largeurs spectrales optimales de la Figure 0-6) en fonction de la distance de transmission à des débits de 622, 1244 et 2488 Mbit/s pour des taux d'extinctions infini (traits pleins) et 1/15 (traits pointillés) avec une forme gaussienne. Ce graphique montre que la pénalité augmente rapidement avec le débit. C'est la dispersion chromatique qui est le paramètre pénalisant. Si à 622Mbit/s il est possible d'effectuer 100km de transmission avec seulement 3 dB de pénalités, à 2.5Gbit/s, la pénalité est déjà supérieure à 3dB pour 10 km. Ce graphique montre l'importance d'avoir un bon taux d'extinction pour limiter le bruit sur les zéros et donc limiter les pénalités. La publication [xiii] propose une expression donnant la pénalité due à la dispersion. L'élargissement de l'impulsion induit par la dispersion affecte les performances du récepteur de deux manières. Premièrement, une partie de l'énergie de l'impulsion s'étale au-delà du slot temporel alloué et entraîne de l'interférence entre symboles (ISI). En pratique le système est conçu pour minimiser les effets de l'ISI. Deuxièmement, l'énergie du pulse à l'intérieur du slot temporel est réduite lorsque le pulse s'élargit. Une diminution de l'énergie du pulse réduit le SNR au circuit de décision. Comme le SNR doit rester constant pour maintenir les performances du système, le récepteur exige une puissance moyenne supérieure. C'est l'origine de la pénalité en puissance Pd induite par la dispersion. Un calcul exacte de Pd est difficile car il dépend de beaucoup de détails comme l'extension de la forme du pulse au niveau du récepteur. Une estimation est obtenue en considérant l'élargissement d'une impulsion gaussienne. Après transmission l'impulsion reste gaussienne mais sa puissance pic est réduite d'un facteur fd. La pénalité en puissance Pd est définie comme l'augmentation de la puissance (en dB) en réception qui compenserait la réduction de la puissance pic. L'hypothèse est prise que l'impulsion optique d'entrée T(t) a une distribution gaussienne avec une largeur spectrale RMS τ T (τ ) = (t − t 0 ) 2 exp− 2τ ² τ 2π 1 où t0 est l'instant de décision. La puissance totale est normalisée à 1. Après propagation dans la fibre de longueur L, l'impulsion de sortie est élargie à cause de la dispersion chromatique D(λ). L'élargissement de l'impulsion ∆τ est donné par ∆τ = LσD(λ ) 231 Annexes où σ est la largeur spectrale RMS. En considérant que la puissance totale du pulse est constante, la forme d'onde du pulse de sortie peut s'écrire de la façon suivante: avec τ'² = τ² + ∆τ² T (τ ) = (t − t 0 ) 2 exp − 2π (τ ² + ∆τ ²) 2(τ ² + ∆τ ²) 1 La pénalité Pd est définie comme la puissance de signal supplémentaire nécessaire pour compenser la réduction de la hauteur du pulse due à l'élargissement du pulse. T ' (t 0 ) Pd = −10 log[ f b ] = −10 log T (t 0 ) τ ' T ' (t 0 ) ∆τ LσD(λ ) = = 1+ = 1+ τ T (t 0 ) τ τ 2 fb = 2 L'interférence entre symboles ISI est minimisée quand le débit BR est tel que 4 BR τ' ≤ 1, c'est-à-dire que peu d'énergie de l'impulsion se retrouve en dehors du slot temporel. En prenant τ' = BR / 4, et en remplaçant τ par τ' / fb : f b = 1 + (4 LσD(λ ) BRf b ) d'où f b = 2 2 2 1 1 − (4 LσD(λ ) BRf b ) 2 ce qui donne Pd = −5 log[1 − (4 LσD(λ ) BR )² ] où BR est le débit. On peut tirer de cette équation la distance Lmax atteignable pour une pénalité inférieure à 1dB. 1dB = −5 log[1 − (4 LσD(λ ) BR)² ] ⇒ 2 = −10 log[1 − (4 LσD(λ ) BR)² ] ⇒ −2 = 10 log[1 − (4 LσD(λ ) BR)² ] ⇒ 10 −0.2 = 1 − (4 LσD(λ ) BR)² 1 − 10 −0.2 0 .6 0.36 ⇒L= = ≅ 4σD(λ ) BR 4 ⋅ 0.426 ⋅ ∆λD(λ ) BR ∆λD(λ ) BR ( σ = 0.426 ⋅ ∆λ ) avec ∆λ la largeur à mi-hauteur. Pour une pénalité de 3dB: 232 Annexes 3dB = −5 log[1 − (4 LσD(λ ) BR)² ] ⇒ 6 = −10 log[1 − (4 LσD(λ ) BR)² ] ⇒ −6dB = 10 log[1 − (4 LσD(λ ) BR)² ] ⇒ 10 −0.6 = 1 − (4 LσD(λ ) BR)² ⇒L= 1 − 10 − 0.6 0.86 0.51 = ≅ 4σD(λ ) BR 4 ⋅ 0.426 ⋅ ∆λD(λ ) BR ∆λD(λ ) BR 1000 Largeur spectrale en GHz 100 10 SNR 20dB disp 100km - 1dB SNR>20dB disp 20 km - 1dB 1 0,1 0,01 1 10 100 1000 10000 Débit en MBit/s Figure 0-8: représentation des limites du spectrum slicing en fonction du débit et de la largeur spectrale du signal. La zone est délimitée en bas par le SNR de 20 dB et en haut par les limites de dispersion pour des distances de transmission de 20 et 100 km avec une pénalité maximum de 1dB. La Figure 0-8 représente les limites du spectrum slicing. La zone de fonctionnement est bornée par la limite du SNR (>20 dB) et par la limite de dispersion (pour 20ps/nm/km) pour des ditances de transmission de 20 km et 100 km. Avec du WDM très dense, c'est-à-dire un espacement en longueur d'onde de moins de 25 GHz, un débit de 100 Mbit/s peut être réalisé sur 100 km. La Figure 0-9 et la Figure 0-10 donnent les pénalités du spectrum slicing en fonction de la largeur spectrale et de la distance de transmission à un débit de 1.25 Gbit/s. 233 Annexes 10 9 8 pénalité (dB) 7 10 km 6 50 km 5 1 km 4 5 km 3 20 km 100 km 2 1 0 0 0,5 1 1,5 2 2,5 largeur du slice (nm) Figure 0-9: pénalité du spectrum slicing en fonction de la largeur spectrale pour différentes distances de transmission à 1.25 Gbit/s 7 6 pénalité (dB) 5 4 0,4 nm 1 nm 3 2 1 0 0 20 40 60 80 100 120 distance en km Figure 0-10: Pénalité du spectrum slicing en fonction de la distance de transmission pour des largeurs spectrales de 0.4 nm et 1 nm à 1.25 Gbit/s. 234 Annexes Références Annexes |i] "Optical Carrier Supply Module using Flattened Optical Multicarrier Generation Based On Sinusoidal Amplitude and Phase Hybrid Modulation" de M. Fujiwara, M. Teshima, J-I Kani, H. Suzuki, N. Takachio and K. Iwatsuki, JLT vol21, N11, Nov 2003. [ii] "More than 1000 channel optical frequency chain generation from single supercontinuum source with 12.5GHz channel spacing" de H. Takara, T. Ohara, K. Mori, K. Sato, E. Yamada, Y. Inoue, T. Shibata, M. Abe, T. Morioka and K-I. Sato. Electronics Letters, Volume 36, Issue 25, 7 Dec. 2000 Page(s):2089 - 2090 [iii] www. Blazephotonics.com [iv] "Multifrequency lasers ans applications in WDM networks", M. Zirngibl, IEEE Communications magazine, Decembre 1998, page 39 [v] "16-channel x 1,25 Gbit/s external cavity laser module for WDM PON OLT source by silica PLC hybrid integration", S.H. Oh (ETRI) , poster at ECOC 2005, Volume 3, 25-29 Sept. 2005 Page(s):505 - 506 vol.3 [vi] "Tunable VCSEL", Connie J. Chang-Hasnain, IEEE Journal on Selected Topics in Quantum Electronics, vol.6, n°6, Nov./Dec.2000 [vii] "transmission characteristics of arrayed waveguide NxN wavelength multiplexer", H. Takahashi, JLT vol13, p447 mars 1995 [viii] "Spectrum sliced fiber amplifier light source for multichannel WDM applications", J.S. Lee, Y.C. Chung and D.J. DiGiovanni, Photonics Technology Letters, vol. 5, Dec 1993 [ix] "Transmission Performance of high Bit rate spectrum sliced WDM systems", Graem J., Pendock and David D. Sampson, JLT, Vol. 14, n°10, oct 1996 [x] "Intensity stabilisation of spectrum sliced gaussian radiation based on amplitude squeezing using semiconductor optical amplifiers with gain saturation", Katagiri, Y.; Suzuki, K.; Aida, K.;Electronics Letters, Volume 35, Issue 16, 5 Aug. 1999 Page(s):1362 - 1364 [ xi ] "Highly Gain-Saturated GaInAsP/InP SOA Modulator For Incoherent Spectrum-Sliced Light Source", F. Koyama, Indium Phosphide and Related Materials, 2000. Conference Proceedings, 14-18 May 2000 Page(s):439 - 442 [xii] "Reflective SOAs for spectrally sliced WDM PONs" Healey P. and al., OFC 2002, 17-22 Mar 2002 Page(s):352 - 353 [ xiii ] "Super dense WDM transmission of spectrum sliced incoherent light for wide area access network", akimoto, kani, JLT, vol.21, Nov 2003 235 Acronymes Acronymes ADSL: asymmetrical digital subscriber line ATM: Asynchronous Transfert Mode AWG: arrayed waveguide grating ASK: amplitude shift keying ASE: amplified spontaneous emission B-PON: Broadband Passive Optical Network CAPEX: Capital Expenditure DBR: Distributed Bragg Reflector laser DCF: dispersion compensation fibre DFB: Distributed FeedBack laser DSF: dispersion shift fibre DSLAM: Digital subscriber line access multiplexer EAM: electro-absorption modulator EDC: electronic dispersion compensation EDFA: Erbium doped fibre amplifier EML: Electro-absorption Modulated Laser E-PON: Ethernet passive Optical Network FEC: Forward error code FP: Fabry-Pérot laser FSAN: Full service access network FSK: frequency shift keying FSR: free spectral range GC-SOA: Gain-clamped Semiconductor optical amplifier G-PON: Gigabit Passive Optical Network IEEE: Institute of Electrical and Electronics Engineers IL-FP: Injection-locked Fabry-Pérot laser ISL: intervalle spectral libre ITU: International Telecommunication Union LED: light emitting diode MEA: modulateur à électro-absorption MIE: multiplexeur à insertion-extraction NRZ: non return to zero OADM: optical add-drop multiplexer OCDMA: optical Code division multiplexing access OLT: optical line termination ONT: optical network termination ONU: optical network unit OOK: on-off keying OPEX: Operational expenditure PDFA: Praseodymium doped fibre amplifier PSK: phase shift keying RSOA: reflective semiconductor optical amplifier RZ: return to zero SFP: Small Form-factor Pluggable module SLD ou SLED: super-luminescent (light emitting) diode 236 Acronymes SDH: Synchronous digital hierarchy SOA: semiconductor optical amplifier TDM(A): Time Division Multiplexing (Access) VCSEL: Vertical Cavity Surface Emitting Laser VDSL: Very high bit rate DSL WDM(A): Wavelength Division Multiplexing (Access) WGR: Waveguide grating router XFP: 10G small Form-factor Pluggable module XGM: Cross gain modulation XPM: Cross phase modulation 237 Acronymes 238 Publications Publications personnelles Q F. Payoux, P. Chanclou, J. Briand, R. Brenot, "Architecture de réseau d'accès optique WDM," Journées Nationales d'Optique Guidée 2005, article JNOG9-1, Chambéry, France, novembre 2005 Q F. Payoux, P. Chanclou, M. Moignard, R. Brenot, "Gigabit optical Access using WDM PON based on Spectrum Slicing and Reflective SOA," European Conference on Optical Communications 2005, paper We3.3.5, Glasgow, UK, September 2005 Q N. Genay, P. Chanclou, R. Brenot, M. Moignard, F. Payoux, "Colourless ONU Modules in TDM-PON and WDM-PON Architectures for Optical Carrier Remote Modulation," European Conference on Optical Communications 2005, paper Tu1.3.6, Glasgow, UK, September 2005 Q F. Payoux, P. Chanclou, M. Moignard, R. Brenot, "WDM PON based on spectrum slicing and reflective SOA," 10th Conference on Networks and Optical Communications 2005, London, July 2005 Q F. Payoux, T. Soret, P. Chanclou, R. Brenot, "Demonstration of a RSOA-based wavelength remodulation scheme in 1.25 Gbit/s bidirectional hybrid WDM-TDM PON," Optical Fiber Communication conference 2006, paper OTuC2, Anaheim (Los Angeles), March 2006 Q Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N. Genay, "Colourless ONU modules with optical carrier modulation in burst mode configuration", International Conference on Access Technologies, Cambridge (UK), June 2006 Q Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N Genay, "Colourless ONU module with remote modulation of an optical carrier in burst mode configuration, European Conference on Optical Communications 2006, Cannes, September 2006 Q F. Payoux, P. Chanclou, R. Brenot, " WDM PON with a single SLED seeding colorless RSOA-based OLT and ONUs, European Conference on Optical Communications 2006, Cannes, invited paper, September 2006 Q F. Payoux, P. Chanclou, N. Genay, R. Brenot, " WDM-PON with Colorless ONUs", Optical Fiber Communication conference 2007, invited paper, March 2007 239 Publications ARCHITECTURE DE RESEAU D'ACCES OPTIQUE WDM Franck Payoux1, Philippe Chanclou1, Jacky Briand1, Romain Brenot2 1 France Telecom Division Recherche et Développement, 2 avenue Pierre Marzin 22307 LANNION 2 Alcatel-Thales III-V lab, route de Nozay, 91461 Marcoussis [email protected] RESUME Nous proposons une architecture de réseau d'accès optique passif utilisant le multiplexage en longueur d'onde (PON WDM). L'originalité réside dans la technique utilisée pour le sens montant, qui permet d'avoir un module utilisateur (ONU) universel indépendant de la longueur d'onde. Cette technique utilise une diode superluminescente au central et un amplificateur/modulateur optique à semiconducteur fonctionnant en réflexion à l'ONU. Nous présentons les résultats expérimentaux obtenus avec cette architecture bidirectionnelle permettant de desservir 40 utilisateurs situés à une distance de 20 km du central et d'allouer à chacun d'eux 1.25 Gbit/s. 1 Introduction Le réseau d'accès subit actuellement une montée en débit très importante et des solutions où la fibre optique arrive chez l'utilisateur (FTTH: Fibre To The Home) existent d'ores et déjà. Ces solutions commerciales normalisées que constituent les PON (B-, G-, E-PON [1]) utilisent un multiplexage temporel des données, permettant actuellement un partage maximum de 2.5 Gbit/s entre 32, 64 voire 128 utilisateurs. Les réseaux d'accès optiques passifs utilisant le multiplexage en longueurs d'onde (PON WDM) sont une approche prometteuse pour les réseaux de générations futures permettant de fournir 1 Gbit/s par utilisateur. L'idée de base est d'allouer une longueur d'onde différente à chaque utilisateur après routage de celle-ci par l'intermédiaire d'un démultiplexeur. L'inconvénient majeur du WDM réside dans le prix des composants tels que les lasers DWDM (Dense WDM). La réalisation d'un PON WDM bas coût nécessite tout d'abord l'étude d'un ONU achromatique. L'indépendance à la longueur d'onde du module le rend universel pour tous les utilisateurs, vis-à-vis du routage en longueurs d'onde, ce qui favorise une production de masse et facilite la maintenance. Différentes techniques ont été proposées pour le sens montant telles que l'utilisation de sources large bande pour l'émission (technique du "spectrum slicing" [2]) ou la modulation à l'ONU d'une longueur d'onde non modulée émise du central (OLT). Ces deux techniques combinées donnent une solution architecturale très intéressante où une source large bande de forte puissance émet de la lumière du central. Le filtrage ("spectrum slicing") à travers un démultiplexeur permet de donner une tranche spectrale non modulée à chaque ONU. Dans l'ONU un laser Fabry Pérot à verrouillage par injection optique (injection-locked FP) [3,4] ou un amplificateur à semiconducteur réflectif (R-SOA) permet la modulation de cette tranche spectrale avec les données montantes [5,6]. L'inconvénient des solutions proposées dans [3,4,5,6] est le fort niveau de puissance exigé à l'émission du coté OLT ainsi que la dépendance à la polarisation des composants. Nous proposons une architecture bidirectionnelle semblable à [5,6] avec un R-SOA insensible à la polarisation et avec une faible puissance optique injectée. Le R-SOA module le signal optique jusqu'à 1.25 Gbit/s, l'amplifie et le renvoie dans la fibre. La faible puissance d'injection nécessaire permet d'utiliser une simple diode superluminescente (SLED) au central, partagée entre tous les utilisateurs. Nous présentons les résultats expérimentaux obtenus avec cette architecture permettant un débit symétrique de 1.25 Gbit/s pour chacun des 40 utilisateurs sur une distance de propagation de 20 km. L'apport d'un code correcteur d'erreurs sur cette architecture est également étudié expérimentalement. 2 Architecture de WDM La figure 1 présente l'architecture du PON WDM proposée. 240 Publications 10km SLED Tx_1 10km Rx 3dB Tx_N Mux Mux Rx_1 RSOA SR OLT Rx_N C/L band filter ONU Figure 11: architecture de PON WDM La séparation des signaux montants et descendants est effectuée en utilisant deux bandes de longueurs d'onde. Le multiplexeur utilisé dans l'architecture pour répartir spatialement les longueurs d'onde est un AWG (Array Waveguide Grating) qui a des propriétés cycliques, ce qui permet de faire passer par un même port plusieurs longueurs d'onde espacées d'un nombre entier de fois l'Intervalle Spectral Libre (ISL). Il est donc possible d'allouer deux longueurs d'onde par utilisateur sur un lien bidirectionnel avec un seul AWG au niveau du Sous Répartiteur (SR). Le RSOA utilisé pour le sens montant fonctionne dans la bande C, les signaux dans le sens descendant sont donc émis par des lasers DWDM dans la bande L. Le sens descendant n'est pas problématique car le budget optique sur 20 km n'est pas important. Nous nous concentrons donc sur le sens montant. Pour le sens montant une SLED émet une puissance optique de 16 dBm au central, ce qui donne une densité spectrale de puissance de -10dBm/0.1nm sur l'ensemble de la bande C. Après "hachage" à travers l'AWG (espacement de 100 GHz entre canaux et largeur spectrale des canaux de 50 GHz), transport sur 20 km de fibre, et passage à travers un coupleur 3dB et un filtre de bande C/L, la puissance injectée dans le RSOA est environ -25dBm. Le gain du RSOA augmente avec le courant d'alimentation et vaut environ 17 dB pour un courant de 50 mA. Il dépend de la longueur d'onde et ne change que de 0,5 dB avec la polarisation. Le signal modulé et amplifié est renvoyé dans la fibre, multiplexé avec les autres signaux montants puis propagé jusqu'à l'OLT où les signaux sont démultiplexés pour être détectés séparément. 3 Résultats expérimentaux Les résultats expérimentaux pour une transmission de 20 km sont présentés sur les figures suivantes: la figure 2(a) donne l'évolution des performances en TEB en fonction du courant d'alimentation du SOA à 1550 nm et la figure 2(b) présente les courbes de TEB en fonction de la longueur d'onde pour un courant de 50 mA. Les paramètres suivants sont utilisés: 20 km de transmission, puissance d'injection de -25 dBm, 40 mA d'amplitude de modulation. 1E-03 1E-03 1E-04 1E-04 1E-05 1E-05 55mA 52,5mA 50mA 1E-07 48,5mA 1E-08 45mA 1E-09 TEB BER 1E-06 1E-06 1530 nm 1E-07 1540 nm 1E-08 1550 nm 1560 nm 1E-09 1E-10 1E-10 1E-11 1E-11 1E-12 -33 -31 -29 -27 -25 -32 Pow er (dBm) -30 -28 -26 -24 Puissance (dBm) Figure 12: (a) évolution des courbes de TEB en fonction du courant d'alimentation du R-SOA, (b) courbes de BER en fonction de la longueur d'onde 241 Publications La figure 2(a) montre une amélioration de la sensibilité avec l'augmentation du courant mais il y a apparition d'un palier à 7.10-9 pour un courant de 55mA. Il y donc un compromis à trouver entre le gain supplémentaire apporté par une augmentation du courant et l'apparition d'un bruit optique trop grand, symbolisé par ce palier au niveau du TEB. Le bruit optique principal provient du bruit d'intensité optique (EIN: Excess Intensity Noise) de la SLED qui donne une distribution très large sur les "1". Le RSOA apporte du bruit d'ASE, mais amplifie également le bruit de la SLED. A la Figure 224: diagramme de réception il faut encore ajouter les bruits de battement. Le l'œil optique du signal rapport signal sur bruit optique n'est pas modifié par le montant avec histogramme courant du R-SOA, le niveau des bruits de battement paraît donc important. La figure 3 montre le diagramme de l'œil optique du signal montant. La figure 2(b) montre la transmission sans erreur (TEB < 10-9) pour toute la bande C sur 20 km. Avec un espacement entre longueurs d'onde de 100GHz, environ 40 longueurs d'onde sont utilisables. Des mesures expérimentales supplémentaires ont montré que la pénalité due à la transmission bidirectionnelle dans la fibre est négligeable. 4 Apport du FEC sur l'architecture 1E-02 1E-03 sans FEC avec FEC 1E-04 BER 1E-05 1E-06 1E-07 1E-08 5,5 dB 1E-09 1E-10 -38 -36 -34 -32 -30 -28 Puissance (dBm) Figure 225: courbe de TEB avec et sans FEC La figure 4 montre les courbes de BER obtenues avec et sans FEC (RS 255), sur une architecture de 20 km, avec un débit de 622 Mbit/s, un courant de 60 mA et un coupleur 3dB dans la ligne de transmission pour mettre 2 utilisateurs sur la même longueur d'onde. Le gain du FEC @ 10-9 est de 5,5dB. Ce gain peut servir à augmenter la portée ou à augmenter le nombre d'utilisateurs par longueur d'onde. L'apport du FEC est encore plus marqué lorsqu'un palier est présent dans la courbe de TEB sans FEC. CONCLUSION Nous avons démontré expérimentalement une architecture de PON WDM bidirectionnelle insensible à la polarisation. Le module utilisateur est universel car insensible à la longueur d'onde et la technique pour le sens montant utilise des composants potentiellement bas coût tels que SLED et R-SOA. Cette architecture permet de donner un débit symétrique jusque 1.25 Gbit/s à 40 utilisateurs situés à 20 km du central. Le gain du FEC a été expérimentalement évalué à 622 Mbit/s et apporte des perspectives intéressantes en ce qui concerne le budget optique. Cette architecture est particulièrement intéressante de par son ONU universel avec une capacité en bande passante très importante. Cette étude a été menée dans le cadre des WP2 et WP8 du réseau d'excellence européen e-Photon/One. REFERENCES [1] [2] [3] [4] [5] [6] Normes IUT G983, G984, IEEE 802.3ah K. Iwatsuki, JLT (2004), Vol 22, n°11 S.M. Lee et al, OFC (2005), paper JWA55 S.J. Park, JLT (2004), vol. 22, n°11 P. Healey, Electronics Letters (2001), Vol. 37, n°19 H.S. Shin, ECOC (2004), paper Tu4.6.5 242 Publications Gigabit Optical Access using WDM PON based on Spectrum Slicing and Reflective SOA F. Payoux (1), P. Chanclou (1), M. Moignard (1), R. Brenot (2) 1 : France Telecom R&D, 2 Avenue Pierre Marzin, 22307 Lannion, France; [email protected] 2 : Alcatel-Thales III-V Lab, route de Nozay, 91461 Marcoussis, France; [email protected] Abstract We report on the experimental results of a low cost 40 users WDM PON providing 1.25 Gbit/s per user. We focus on the upstream path using spectrum slicing of a SLED at the OLT and remote modulation at the colorless ONU with a Reflective SOA. Bidirectionnal transmission over 20 km is demonstrated. Introduction Wavelength Division Multiplexing Passive Optical Network (WDM PON) is a promising approach for Gigabit optical access networks. The main drawback is the cost of WDM components and the key driver for a low cost WDM PON is colorless Optical Network Unit (ONU). Different techniques have been investigated such as spectrum slicing of broadband sources or optical carrier generated at the Optical Line Terminal (OLT) and modulated at the ONU [1]. Some solutions use a high output power broadband source at the OLT, spectrum sliced by an Array Waveguide Grating (AWG), and either an InjectionLocked Fabry Perot (IL-FP) [2, 3] or a Reflective Semiconductor Optical Amplifier (RSOA) [4, 5] at the ONU. The drawback of IL-FP is that it needs a high injection power and the drawback of RSOA is the polarisation dependent gain. We propose to adopt the same bidirectional architecture as in [3, 4, 5] but with a polarisation insensitive RSOA at the ONU, operating at 1.25 Gbit/s. A Superluminescent Light Emitting Diode (SLED) at the OLT is sufficient to provide the amount of light required for 40 users. This paper relates experimental results of the first polarisation-insensitive bidirectional WDM PON using spectral slicing of a SLED at the OLT and remodulation at colorless ONU with a Reflective SOA for upstream signals. It also reports on a filtering problem caused by multiple peaks resulting from spectrum slicing of a cyclic AWG. using a 3 dB coupler and is then spectrum sliced through the AWG. Each user receives an incoherent spectrum slice of 0.4 nm bandwidth, which is modulated with upstream data, amplified and reflected by the RSOA, operating over the C band. The signal is transmitted back through the transmission line and the AWG. Upstream signals are finally demultiplexed towards the corresponding receivers at the OLT. SLED Tx_1 10km 10km Rx 3dB Tx_N Mux Mux Rx_1 AN Rx_N OLT RSOA BS ONU Fig. 1: WDM-PON architecture Over the C band, 1530 and 1550 nm are respectively the worst and best performance wavelengths for the RSOA (gain: 12 and 17 dB with 50 mA bias current, noise figure: 8.5 and 6 dB, respectively). Multiple peaks due to the Free Spectral Range (FSR) of AWG The FSR of the AWG is used to transmit two wavelengths per user through the same port of the AWG. This property allows using two separate bands (C and L) for up- and downstream signals. However if the AWG FSR is smaller than the SLED optical bandwidth, multiple peaks separated by the FSR arrive on the OLT receiver and induce dispersion penalties. Moreover peaks appear in the L band due to the broadband spectrum of the SLED and interfere with downstream signals at the ONU photodiode. The cascade of a SLED and an AWG results in different spectral patterns. Among them we experimentally pointed out two characteristic cases of two peaks pattern: a) a main peak and a second lower peak b) two peaks of equal power. Using the experimental set up of fig. 2, we have analysed the system impact of the position of a 5 nm optical filter, which limits the number of peaks Architecture of WDM PON Fig.1 represents the proposed WDM PON architecture. The downstream signals are generated in the L band with one Dense WDM DFB laser per user at the central office. They are multiplexed on the transmission line and demultiplexed at the Access Node (AN) to be distributed to the corresponding ONU. A C/L band filter separates up and downstream wavelengths at the ONU. There are no difficulties in achieving 1.25 Gbit/s and even more on the downstream signals, so we focus on the upstream technique. The upstream signals are generated with a SLED emitting non polarised incoherent light at the OLT with a spectral density of -10 dBm/0.1nm over the C band. This light is injected in the 20 km transmission line 243 Publications transmitted. 4 different configurations represented on fig. 2 are considered: F1) without filter, F2) with the filter at the emission end, F3) with the filter at the reception end, F4) with the filter on the bidirectional link. -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 1,E-05 1,E-06 BER 1,E-07 1,E-08 1550nm - B2B 1530nm - B2B 1530nm - 20km w ith DCF 1,E-09 1550nm - 20km w ith DCF 1,E-10 SLED F2 1,E-11 Pow e r (dBm ) Rx F4 F3 RSOA Fig. 2: experimental set up for filtering tests Fig. 4: BER at 1.25 Gbit/s for 1550 nm and 1530 nm, with 50 mA current, -25 dBm injection power in back to back mode and with 20 km SMF + DCF compensating 12 km of SMF For both cases indicated previously, Bit Error Rate (BER) back to back measurements have been performed and are presented in fig. 3. -3 2 -3 1 -3 0 -2 9 -2 8 -2 7 -2 6 -2 5 1,E-0 6 1,E-0 7 -33 -31 -29 -27 -25 1,E-05 2dB BER -35 1530 nm - No Filter DCF 3km w /o DCF 1530 nm - F3 case a: 1550 nm DCF 12km DCF 7,5km 1,E-0 8 1,E-0 9 1,E-06 1530 nm - F2 F3 BER 1,E-07 1,E-10 Pow er (dBm) 1530 nm - F4 F2 NF Fig. 5: BER at 1.25 Gbit/s over 20 km, 1550 nm, 50 mA current and -18 dBm injection power, without DCF and with DCF compensating 3, 7.5 and 12km of SMF 1550 nm - F4 F3 1,E-08 1550 nm - F3 F4 NF F4 F2 1,E-09 case b: 1530 nm 1,E-10 1550 nm - F2 1550 nm - No f ilter Pow er (dBm) The curves on fig. 4 show that the BER reaches a floor, well visible at 1550 nm with 20km and also -11 present in back to back (around 10 ). It is due to the different beat noises coming from the SLED and the RSOA. The level of the floor depends on the bias current of the RSOA, the fibre length, and also the wavelength. Increasing the RSOA bias current increases its gain but also the noise level. The gain and noise figure of the RSOA depends on the wavelength. The transmission line causes dispersion penalties because of the 50 GHz spectral width of the -9 signal. A BER of 10 is reached for 1530 nm and -9 1550 nm but the floor is near 10 . Fig. 5 shows an improvement of the BER when Dispersion Compensation Fibre (DCF) is added before the detection. The compensation of 7km of SMF improves the sensitivity by roughly 2dB. Fig. 3: back to back BER curves at 622 Mbit/s for different filter positions. RSOA current is 70 mA and injection power is -20 dBm. Discussion: in case a) the parasitic peak has a lower power than the main peak (7 dB) so that it is considered as noise at the receiver. It is confirmed by the BER curves, which show a great improvement with the configuration F4 where only the main peak is transmitted in both directions (filtering of SLED in downstream and of ASE of SOA in upstream). In case b) both peaks have the same power. The best results in back to back are obtained without filter and there is a small degradation with the filter in the bidirectional link. Multiple peaks increase the SNR [6] but induce a great penalty due to dispersion. The configuration F4 eliminates this dispersion penalty. These results demonstrated the need for filtering in both directions (F4) to ensure the most reliable results with our architecture. In practice if the AWG spectrum covers the C band, upstream signals are already filtered by the C/L band filter at ONU, so that a filter after the SLED is sufficient to limit the spectrum of the SLED (F2) in the downstream direction. Conclusions We have demonstrated the feasibility of a polarisation insensitive bidirectional WDM PON based on the spectrum slicing of a single SLED shared between all users and remodulation at the ONU with a RSOA for upstream. We achieved 1.25 Gbit/s per user upstream over 20 km for 40 users. This single-fibre architecture is particularly interesting because of the low cost components used in polarisation insensitive colorless ONUs with high bandwidth capabilities. Experimental results with 1.25 Gbps upstream The experimental set up is the same as presented in fig. 2 with configuration F4. 1x24 AWGs with 100 GHz channel spacing and 50 GHz spectral width were used. The amount of power injected in the RSOA was about -25 dBm. The RSOA is polarisation insensitive, has a gain of 16 dB for a bias current of 50 mA with 2V modulation voltage, and was modulated at 1.25 Gbit/s. An APD receiver was used after 20 km transmission line. References 1 K. Iwatsuki, JLT (2004), Vol 22, n°11 2 S.M. Lee et al, OFC (2005), paper JWA55 3 S.J. Park, JLT (2004), vol. 22, n°11 4 P. Healey, Electronics Letters (2001), Vol. 37, n°19 5 H.S. Shin, ECOC (2004), paper Tu4.6.5 6 K.H. Han et al, OFC (2004), paper MF98 244 Publications Colourless ONU Modules in TDM-PON and WDM-PON Architectures for Optical Carrier Remote Modulation N. Genay (1), P. Chanclou (1), R. Brenot (2), M. Moignard (1), F. Payoux (1) 1 : France Telecom R&D, 2, Avenue Pierre Marzin, 22307 Lannion, France; [email protected] 2 : Alcatel-Thales III-V Lab, Route de Nozay, 91461 Marcoussis, France; [email protected] Abstract A comparison is made between different solutions for colourless ONUs in several architectures using remote modulation of an optical carrier for 20 km transmission. ONU modules are compared in TDM-PON and WDM-PON architectures. Introduction Several studies have been carried out for suitable ONUs (Optical network units) [1, 2, 3]. However, there has been no comparison between them with respect to different architectures. In this paper, we show the performance of these modules in TDM-PON (Time division multiplexed-passive optical network) and WDM-PON (Wavelength division multiplexed-PON) architectures. Three solutions for ONUs for 20 km transmission in both bidirectional and unidirectional transmissions are presented. The first solution is the association of an electro-absorption modulator (EAM) with a semiconductor optical amplifier (SOA). The second solution is the combination of an EAM with two SOAs. The third solution is a directly modulated reflective SOA (RSOA). The experiments are carried out by modulation of a CW carrier for an upstream transmission at 1.25Gbit/s. Figure 2 represents WDM architectures wavelength allocated CW carriers. CO F) ONU CO ONU G) 20km H) 10km ONU solutions for remote modulation are depicted on figure 3. EAM M SOA i) B) 20km + 1 km C) 10km + 10 km ONU D) 20km + 1km E) 10km + 10km RSOA EAM ii) iii) SOA The CW carrier power at the Central Office (CO) was adapted in the range of 0-10 dBm in order to optimize each configuration. However, as a high power gives rise to stimulated Brillouin scattering, low frequency dithering of the source is required. Rayleigh backscattering remains a problem and limits the transmission performance in cases A, C, E, F and H. The maximum gains and typical values of chirp of the different solutions are given in table 1. A - Single-fiber 20+1 km bidirectional B - 20km unidirectional+ 1 km bidirectional C - 10 km unidirectional + 10 km bidirectional Two fibers with 2:N splitter : CO SOA Figure 3 : ONU solutions Two fibers with circulator : ONU + 1km + 10km G-20 km unidirectional+ 1 km bidirectional H-10 km unidirectional + 10 km bidirectional Figure 2 : WDMA architectures A) 20km + 1 km CO F-Single-fiber 20+1 km bidirectional Two fibers with circulator Proposed ONU solutions in different architectures For TDM, several architectures are proposed as shown in figure 1 where 20 km transmission distance is achieved using single fiber or two-fiber configurations, and bandwidth is shared by inclusion of splitters. Reference : Upstream transmission using a CO ONU directly modulated DFB 20km CO 20km ONU + 1 km for D -20 km unidirectional+ 1 km bidirectional E - 10 km unidirectional + 10 km bidirectional ONU Solution Gain(dB) EAM(losses:15dB)+SOA(gain:17dB) 2 Chirp 0.2 EAM+2SOAs 22 0.2 RSOA 20 7 Table 1 : ONU components gain and chirp Results and discussion 1) TDMA Solutions Table 2 summarizes the main solutions to achieve the Figure 1 : TDM architectures 245 Publications different TDMA configurations. The penalty as compared to a directly modulated laser with 20 km fibre link (reference scheme, fig. 1), is given for each case. Penalty A ONUs 1:4 RSOA 4.5dB EAM+2SOAs C E x x 2) WDMA Solutions RSOA EAM+2SOAs MEA+SOA F 3.5dB 4.5dB Not possible x G 2.7dB 4.8dB 3dB x H 3dB 4.3dB 5dB 1:32 6.5dB x x x x x RSOA 2.5dB 3dB 3dB 3.5dB EAM+2SOAs 11.5dB 7dB 4dB x EAM+SOA 2.5dB x x x 3dB 3dB x x EAM+2SOAs 4dB x x x EAM+SOA floor x x x RSOA 3dB 2.5dB 2.5dB 2.5dB EAM+2SOAs 5dB 4dB x x EAM+SOA 3dB x x x RSOA 3dB 3dB 3dB x EAM+2SOAs 4dB 3dB 4dB x EAM+SOA 2dB x x x RSOA D 1:16 4dB EAM+SOA B 1:8 shown to have the best performance. Table 3 : ONU penalty for WDMA architectures In table 3, we can see that the three solutions can be used in WDMA architectures apart from the MEA+SOA solution which cannot be used in the F configuration. In this case, the 2 dB gain of the MEA+SOA cannot overcome Rayleigh backreflection in the 20 km bidirectional transmission. Figure 5 shows the BER curves in the G scheme. The RSOA has a better signal to noise ratio than the other two solutions. MEA+SOA 1,00E-04 Table 2 : ONU penalty corresponding to different splitting ratios MEA+2SOAs RSOA 1,00E-05 Bit error rate 1,00E-06 RSOA -1:16 1,00E-04 MEA +2SOA s-1:16 Bit error rate 1,00E-05 1,00E-07 1,00E-08 1,00E-09 1,00E-06 1,00E-10 1,00E-07 1,00E-11 1,00E-12 1,00E-08 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 Received pow er(dBm) 1,00E-09 Figure 5 : BER curves for case G 1,00E-10 Conclusions Demonstration has been made of three solutions for ONU modules in different architectures. For the first time a comparison has been made between different modules as regarding the splitting ratio, bidirectional transmission as well as unidirectional transmission. The module including an RSOA is a promising candidate for a bit rate of 1.25Gbit/s in both TDMPON and WDM-PON networks. 1,00E-11 -35 -33 -31 -29 -27 Re ce ive d pow e r(dBm ) Figure 4 : BER curves for 1:16 splitting ratio in case B The architectures which allow 1:32 splitting ratio are those which have two fibers for the 20 km transmission distance and also include the RSOA as ONU component. The EAM+SOA solution is not sufficient to overcome the splitter losses and can perform only 1:4 splitting ratio. The EAM+2SOAs can achieve only up to 1:16 splitting ratio. Indeed, despite the fact that the combination of the three components have a gain which slightly exceeds that of the RSOA, the cascaded SOAs have more ASE noise, which limits the transmission performance. This effect is more penalizing than the effect of chirp by direct modulation of the RSOA. On the BER curves in the configuration B illustrated on figure 4, the RSOA is References 1 T.Maekawa et al, OAN Workshop, Session IV Atlanta, 1997 2 M.D.Feuer et al, IEEE PTL, vol. 8 (1996), pp 11751177 3 N. Buldawoo et al, ECOC Madrid, 1998, pp 273-274 246 Publications WDM PON based on spectrum slicing and reflective SOA F. Payoux (1), P. Chanclou (1), M. Moignard (1), R. Brenot (2) 1 : France Telecom R&D, 2 Avenue Pierre Marzin, 22307 Lannion, France; [email protected] 2 : Alcatel-Thales III-V Lab, route de Nozay, 91461 Marcoussis, France; [email protected] Introduction Wavelength Division Multiplexing Passive Optical Networks (WDM PON) are a promising approach for next generation optical access networks. They offer very high bandwidth possibilities, ranging from 100 Mbit/s to 1 Gbit/s per user. An important drawback comes from the cost of WDM components (DWDM lasers). One of the key drivers for a low cost WDM PON is colorless Optical Network Unit (ONU). Having a wavelength independent ONU will allow mass production and reduction of maintenance cost. Different techniques are investigated such as spectrum slicing of broadband sources or optical carrier generated at the Optical Line Terminal (OLT) and modulated at the ONU [1]. The optical carrier technique can be used in combination with a high output power broadband source at the OLT, which is spectrum sliced by an Array Waveguide Grating (AWG). An Injection-Locked Fabry Perot (IL-FP) [2, 3] or a Reflective Semiconductor Optical Amplifier (R-SOA) [4, 5] at the ONU is then used to modulate the signal with upstream data. The drawbacks of these solutions are the high injection power that is required and the polarisation dependency. We propose to adopt the same bidirectional architecture as in [3, 4, 5] but with a polarisation insensitive R-SOA at the ONU and low injection power. The R-SOA modulates the upstream signal up to 1.25Gbit/s, amplifies it and then reflects it in the fibre. It does not need a high amount of injected power (-25 dBm) and a low cost Superluminescent Light Emitting Diode (SLED) is sufficient to provide the amount of light required. This paper relates the experimental results of the first polarisation-insensitive bidirectional WDM PON using spectral slicing of a SLED at the OLT and remote modulation at the colorless ONU with a Reflective SOA for upstream. We propose two scenarios: Q One providing 1.25 Gbit/s upstream per user with one wavelength allocated to each of the 40 users Q A second one with 622Mbit/s upstream shared between 4 users with Time Division Multiple Access, providing 155Mbit/s up to 160 users The first part of the paper describes the WDM PON architecture. In the second part we have analysed the effect of the position of a pass-band filter that suppresses the multiple peaks generated by spectrum slicing. We have concluded on the place of the filter that gives the most reliable results with our architecture. Finally in the third and fourth parts, experimental results of the architecture at 622 Mbit/s and 1.25 Gbit/s are presented. 247 Publications WDM PON architecture The global WDM PON architecture is presented in Figure 15. 10km SLED Tx_1 10km Rx 3dB Tx_N Mux Mux Rx_1 R-SOA AN OLT Rx_N C/L band filter ONU Figure 15: WDM PON architecture The architecture consists of At the OLT Q Q Q Q Q At the AN Q Q Q Q At the ONU Q Q Q Q DWDM lasers for downstream signals an 1xN AWG to multiplex the DWDM downstream signals, a SLED that emits a broadband light, a 3dB 2x1 coupler to add all signals, a circulator to route the downstream signals and the broadband light towards the ONU and the upstream signals towards the receivers an 1xN AWG to demultiplex the DWDM upstream signals a photodiode array 10km optical feeder a 1xN AWG to demultiplex the downstream signals and multiplex the upstream signals 10km optical fibre a C/L band filter to separate up- and downstream signals a photodiode to detect downstream signal a R-SOA to modulate the optical carrier with upstream data Separation of up- and downstream signals Two wavelengths bands (C and L) are used to separate up and downstream signals. The Free Spectral Range (FSR) of the AWG at the Access Node (AN) is used to allocate two wavelengths per user through the same port of the AWG in order to have a single-fibre architecture. As the R-SOA operates in the C band, we have to use the C band for upstream signals and the L band for downstream signals because of availability of DWDM lasers. Wavelength spacing between up- and downstream signals must correspond to a multiple of the FSR of the AWG, in order to be correctly routed. Thus the downstream signals are generated in the L band with one DWDM DFB laser per user at the OLT. They are multiplexed on the transmission line and demultiplexed at the Access Node (AN) to be distributed to the corresponding ONU. A C/L WDM band filter separates upstream and downstream signals at the ONU. The line losses are about 18 dB (4 dB AWG + 3,5dB coupler + 5dB fibre + 4 dB AWG + 1 dB band splitter) so there is no power budget problem to achieve 1.25 Gbit/s and even 2.5 248 Publications Gbit/s downstream. Consequently we have focused on the upstream link. Upstream link The upstream signals are generated with a SLED emitting unpolarised incoherent light at the OLT with a spectral density of -10 dBm/0.1nm over the C band. This light is injected in the transmission line using a 3dB coupler and is then spectrum sliced through the AWG, which has low Polarisation Dependent Loss (PDL). Each user receives a CW incoherent spectrum slice of about 0.4 nm width, which is modulated with upstream data, amplified and reflected by the R-SOA. The signal passes back through the AWG and the 20 km transmission line. The upstream signals are finally directed towards the corresponding receivers via a circulator and a demultiplexer at the OLT. The optical bandwidth of the SLED and the R-SOA covers the C band (1530 nm – 1565 nm). Thus the R-SOA can operate with any wavelength of the C band, what gives a colorless ONU. Moreover the R-SOA has almost no PDL (<1dB) so that the entire architecture is polarisation insensitive. It is a great advantage in deployment perspectives where the control of polarisation is not realistic. We have used AWGs with 100 GHz spacing, i.e. 0.8 nm, what gives about 40 available wavelengths over the C band. These AWG have Gaussian pass bands characteristics with 0.4 nm bandwidth (at -3dB). Over the C band, 1530 and 1550 nm are the wavelengths that give the worth and best performances for the R-SOA. The noise figures are 8.5 dB and 6 dB, respectively. Thus, measurements in this paper have been mainly performed with 1530 nm and 1550 nm to characterise the operation of the R-SOA in the architecture over the whole C band. 20 18 16 Gain (dB) 14 12 10 8 1530 nm w ith modulation 6 1550 nm w ith modulation 4 1530 nm w /o modulation 2 1550 nm w /o modulation 0 40 50 60 70 80 bias curre nt (mA) Figure 16: R-SOA gain for 1530 and 1550 nm, with and without modulation (40 mA depth). The Figure 16 presents the variation of the R-SOA gain with the bias current. It shows a greater gain difference between 1530 nm and 1550 nm without modulation (5dB@50mA) than without modulation (1dB@50mA). With modulation there is 1 dB more gain with 60 mA than with 50 mA bias current. All BER measurements have been carried out with 27-1 pseudorandom binary sequences as this test pattern gives the closest match to the Gigabit Ethernet line code. The Gigabit Ethernet uses 8B/10B coding that gives 28 different patterns of 10 bits. 249 Publications Issue with multiple peaks due to the Free Spectral Range (FSR) of AWG The FSR of the AWG is used to transmit two wavelengths per user through the same port of the AWG. This property allows using two separate bands for up- and downstream. However if the AWG FSR is smaller than the spectrum of the broadband source, multiple peaks separated by the FSR arrive on the receiver at the OLT and induce dispersion penalties, particularly at 1.55µm. Moreover peaks can appear in the L band due to the broadband spectrum of the SLED and interfere with downstream signals at the ONU photodiode. 1500 1520 1540 1560 1580 1600 -16 power density (dBm/0.1nm) -18 -20 spectrum ouput SLED -22 case a) : 1550 nm -24 case b) : 1530 nm -26 -28 -30 w avelength (nm) Figure 17: Optical spectrum of SLED before and after AWG The Figure 17 shows the output spectrum of the AWG in two cases, where the difference is the power ratio between the main and parasitic peaks: a) 1550 nm with port n°1 of AWG 1 (1548 to 1566 nm), we see the main peak and a second peak 7 dB lower. b) 1530 nm with port n°4 of AWG 2 (1529 to 1548 nm), two peaks of equal power are visible We have analysed the system impact of the position of a 5 nm optical filter, which limits the number of peaks transmitted. In Figure 19, for both cases, back to back Bit Error Rate (BER) measurements are performed with 4 different configurations shown in Figure 229: Q F1) without any filter, Q F2) with the filter at the emission. Only one peak is injected in the R-SOA but multiple peaks arrive on the receiver (OLT side) due to the R-SOA Amplified Spontaneous Emission (ASE) spectrally sliced by the AWG. This leads to dispersion penalties. Q F3) with the filter at the reception. Only one peak arrives on the receiver, what suppresses dispersion penalties due to multiple peaks. As several peaks are injected in the R-SOA, its performances are modified on the main wavelength (the gain particularly). Q F4) with the filter on the bidirectional link. Only one peak is injected in the R-SOA and arrives on the receiver. The drawback is that the light passes twice through the filter, so that the total loss due to the filter is twice its insertion loss. SLED F2 F4 R-SOA F3 Rx OLT AN Figure 229: experimental set-up for filtering tests 250 ONT Publications -35 -33 -31 -29 -27 -25 1,E-05 1530 nm - No Filter 1530 nm - F3 case a: 1550 nm 1,E-06 1530 nm - F2 F3 BER 1,E-07 1530 nm - F4 F2 NF 1550 nm - F4 F3 1,E-08 1550 nm - F3 F4 NF F4 F2 1,E-09 case b: 1530 nm 1,E-10 1550 nm - F2 1550 nm - No filter Pow er (dBm) Figure 19: BER curves in back to back at 622 Mbit/s for different filter positions. R-SOA bias current is 70 mA and injection power is -20 dBm. (BER of 10-9 is not obtained with 1550nm because of high bias current) Observation of Figure 19: Q In the case a) the parasitic peak has a lower power than the main peak. The BER curves show a great improvement with the configuration F4 where only the main peak is transmitted in both directions. Q In the case b) where both peaks have the same power, the best results in back to back are obtained without filter and there is a small degradation with the filter in the bidirectional link. Multiple peaks increase the SNR [6] but induce a great penalty due to dispersion. The configuration F4 prevents from this dispersion penalty. These results have demonstrated the need for filtering in both directions (F4) to ensure the most reliable results with our architecture. In practice, in the case where the spectrum of the AWG covers the whole C band, the C/L band filter in the ONU already filters the upstream signal (limits the ASE spectrum), so that a filter after the SLED is sufficient to limit the spectrum of the SLED (F2) in the downstream direction. Otherwise if the AWG spectrum does not cover the whole C band, a filter in the configuration F4 is always needed, which would be placed at the ONU between the C/L band filter and the R-SOA, to not disturb the transmission of L band downstream signals. Experimental results with 622Mbit/s upstream We have first tested the WDM PON architecture with a bit rate of 622Mbit/s. The power budget is sufficient to add a 1x4 optical splitter between the AN and the ONU in order to simulate 4 users on a single wavelength. Time Division Multiple Access (TDMA) would be used to share a wavelength between 4 users. Figure 231 presents the WDM PON experimental set-up with 4 users per wavelength. 10 km 10 km SLED F R-SOA Rx AN 1x4 splitter ONT OLT Figure 231: experimental set up for WDM PON architecture providing 155Mbit/s upstream per user 251 Publications The SLED was supplied with 500 mA current and emitted 15.5 dBm optical power. After the transmission through the AWG, coupler, filter, and circulator, the power injected in the R-SOA was about -30 dBm. The gain of the R-SOA is 19 dB with 60 mA DC bias current and 40 mA modulation depth (2 Volts). An APD photodiode is used at the OLT receiver side. -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 1,E-03 1,E-04 1,E-05 1,E-06 1530nm_Back to Back BER 1,E-07 1,E-08 1550nm_Back to Back 1550nm_20 km 1530nm_20km 1,E-09 1,E-10 1,E-11 1,E-12 Puissa nce (dBm) Figure 232: BER curves at 622Mbit/s over 20 km with 4 users per wavelength. Injection power in R-SOA is -30 dBm, bias current of R-SOA is 60 mA and modulation voltage is 2V. The Figure 232 presents the BER measurements. The curves show that error free transmission (BER < 10-9) over 20 km is obtained for both wavelengths 1530 nm and 1550 nm. The back to back BER is better at 1550 nm but the penalty induced by the 20 km transmission is greater for 1550 nm (2.5 dB) than for 1530 nm (1.5 dB). The receiver sensitivity (BER@10-9) after 20 km transmission is about the same for both wavelengths, around -29dBm. These results demonstrate the feasibility of a WDM PON providing 155Mbit/s per user in modulating each wavelength at 622 Mbit/s and sharing each one between 4 users. Moreover other measurements have been performed to compare performance of single-fiber and two-fibre architectures. The Figure 233 shows that the penalty due to Rayleigh Backscattering in the bidirectional architecture is negligible. 1,E-04 BER 1,E-05 1,E-06 tw o- f ibre 1,E-07 single-f ibre 1,E-08 1,E-09 1,E-10 -33 -31 -29 -27 -25 -23 Pow e r (dBm ) Figure 233: BER with single-fibre and two-fibre architecture Experimental results with 1.25Gbit/s upstream The experimental set-up is the same as previously but without 1x4 coupler. The Figure 234 presents the behaviour of the BER curves at 1.25 Gbit/s when changing the DC bias current of the R-SOA. 252 Publications Operating point of R-SOA 1,E-03 1,E-04 1,E-05 BER 55mA 1,E-06 52,5mA 1,E-07 50mA 48,5mA 1,E-08 45mA 1,E-09 1,E-10 1,E-11 -33 -31 -29 -27 -25 Pow er (dBm) Figure 234: BER at 1.25 Gbit/s with 20 km SMF, -25 dBm injection power and different bias current The Figure 234 shows that the sensitivity of the reception is increasing with the bias current but a floor level appears and becomes significant above 55 mA bias current. This implies that there is a trade-off between optical gain of R-SOA and BER for this architecture (good tradeoff with 50 mA). Performance over the C band The Figure 235 presents the performance of the architecture according to the wavelength, with 50 mA R-SOA bias current. 1,E-03 1,E-04 BER 1,E-05 1,E-06 1530 nm 1,E-07 1540 nm 1,E-08 1550 nm 1560 nm 1,E-09 1,E-10 1,E-11 1,E-12 -32 -30 -28 -26 -24 Pow er (dBm ) Figure 235: BER at 1.25 Gbit/s with 20 km transmission, -25 dBm injection power, 50 mA R-SOA bias current for different wavelengths The Figure 235 shows that error free transmission (BER < 10-9) over a 20 km single-fibre architecture is obtained for the wavelengths in the C band. The BER is better with higher wavelength but a floor level appears with 1560 nm. This floor is also present in back to back but is lower than 10-11 with 50 mA, so that it is difficult to measure it. The floor level is higher with higher current. Explanation of the BER floor This floor is due to the different beat noises coming from the SLED and the R-SOA. The floor level depends on the bias current value of the R-SOA, the fibre length and also the wavelength. Q Increasing the bias current increases its gain but also the ASE noise level of the SOA, it amplifies the Excess Intensity Noise (EIN) of the SLED and amplifies the different beat noises (signal-signal, signal-spontaneous and spontaneousspontaneous). 253 Publications Q The gain and noise figures of the R-SOA depend on the wavelength so that the results are different when operating with 1530 nm or 1550 nm. Q The transmission line causes dispersion penalties because of the 50 GHz spectral width of the signal. 20 km of SMF with 17ps/nm/km dispersion induce 136 ps time broaden, i.e. 17% of the bit period at 1.25 Gbit/s. The Figure 236 shows the optical eye diagram at reception, resulting from the modulation and amplification of the spectrum of the SLED and the transmission over 20 km. The probability density distribution of the signal at the output of the SLED is very large because of the EIN of the SLED. This fluctuant signal enters in the R-SOA and is amplified, what gives this asymmetry between "zeros" and "ones". Due to the low input power, there is no amplitude squeezing effect in the R-SOA, which would make the "ones" distribution narrower. Figure 236: eye diagram at reception end (SLED + R-SOA + 20km fibre) Conclusion: We have demonstrated the feasibility of polarisation insensitive WDM PON based on the spectrum slicing of a SLED shared between several users and remote modulation at the ONU with a R-SOA for upstream. Two configurations have been proposed and validated over a 20 km single-fibre architecture operating over the whole C band: the first one providing 155Mbit/s to 160 users and the second one up to 1.25 Gbit/s to 40 users. Two architecture aspects have been pointed out: The importance of a pass-band filter in the architecture The importance of the bias current value of the R-SOA to avoid a high BER floor level This WDM PON architecture is particularly interesting because of the low cost components used in polarisation insensitive colorless ONUs with high bandwidth capabilities. Interesting improvements perspectives on the architecture performance are waited with the implementation of Forward Error Correction. Preliminary studies have already shown 5dB gain for a BER of 10-9 and the possibility of shifting the BER floor level. Thus the new power budget could increase the transmission distance or the number of users per wavelength. References 1 2 3 4 5 6 K. Iwatsuki, JLT (2004), Vol 22, n°11 S.M. Lee et al, OFC (2005), paper JWA55 S.J. Park, JLT (2004), vol. 22, n°11 P. Healey, Electronics Letters (2001), Vol. 37, n°19 H.S. Shin, ECOC (2004), paper Tu4.6.5 K.H. Han et al, OFC (2004), paper MF98 254 Publications Demonstration of a RSOA-based wavelength remodulation scheme in 1.25 Gbit/s bidirectional hybrid WDM-TDM PON F. Payoux, P. Chanclou, T. Soret France Télécom Division Recherche et Développement, 2 Avenue Pierre Marzin, 22307 Lannion, France; [email protected] R. Brenot Alcatel-Thales III-V Lab, route de Nozay, 91461 Marcoussis, France; [email protected] Abstract We propose a WDM-TDM PON architecture with a colorless ONU based on a RSOA where the downstream wavelength shared between 8 or 16 users is remodulated to generate upstream signals. Wavelength re-use allows wavelengths saving . 1.25Gbit/s down- and upstream transmissions were demonstrated over single-fibre and two-fibre architectures. ©2005 optical Society of America OCIS codes: (060.2330) Fiber optics communications; (060.4250) Networks 1. Introduction Wavelength Division Multiplexed Passive Optical Networks (WDM PON) are a promising approach for future Gigabit optical access architectures. WDM is a mean to increase bandwidth and user aggregation. Generally two wavelengths are needed per user to separate up- and downstream signals. Several techniques have been investigated to re-use the downstream signal as upstream signal: Frequency Shift Keying or Phase Shift Keying on downstream data and remodulation in On-Off Keying [1, 2], signal erasing with a saturated SOA (semiconductor optical amplifier) [3], remodulation with a Reflective SOA (RSOA) [4]. As in [4] we propose to use the modulated downstream wavelength as upstream signal by modulating it with a higher extinction ratio at the colorless Optical Network Unit (ONU) with a RSOA. The downstream signal is not erased but the decision threshold is adapted in order to select the upstream data. We report on the comparative results on architectures with single- or two-fibre feeder and single fibre on the terminal links, showing the penalties due to bidirectional transmission at the same wavelength in the fibre. 1.25 Gbit/s data rate have been simultaneously applied to upstream and downstream signals. 2. WDM-TDM PON architecture The proposed WDM PON architecture is shown on Figure 1. 1 0 Data down Terminal link Feeder 10km (15 km) Tx_1 2km (5km) Rx Tx_N AWG Rx_1 AWG 10km (15km) 1x8 or 1x16 splitter RSOA Asymmetrical splitter AN CO Rx_N 1 CO Two-fibre feeder configuration 0 Fig. 1. WDM PON architecture 255 Data up ONU Publications The downstream signals are generated with directly modulated DFB lasers. The extinction ratio is set to 3.5dB. These signals are multiplexed and transmitted on the 10 km (15 km) long optical feeder. They are then demultiplexed by an arrayed waveguide grating (AWG) at the access node (AN) and each wavelength is broadcasted by a 1x8 or 1x16 splitter. After 2 km (5km) transmission, an asymmetrical splitter enables about 20% of the signal to be detected by an avalanche photodiode (APD) and 80% is injected in the RSOA. This splitting ratio is adapted to the power budget requirements on the downstream signal. Time division multiple access (TDMA) is considered to share each wavelength between 8 or 16 users. For the upstream signal, the RSOA modulates the incident signal with a higher extinction ratio to "hide" the downstream data, amplifies the signal and reflects it in the fibre. A circulator and a demultiplexer at the central office (CO) enable the detection of each wavelength separately with an APD. The polarisation dependent gain of the RSOA and the polarisation dependent loss of the AWG are very low (0.5dB) so that the architecture has very low polarisation sensitivity. 3. Experimental results The RSOA bias current was set to 70 mA with 80 mA modulation amplitude. The NRZ signals were generated with 27-1 PRBS in order to have a signal similar to 8B/10B coding of Gigabit Ethernet. The RSOA gain in this configuration is around 20 dB and the extinction ratio is 18 dB at 1530 nm and 15 dB at 1555 nm. This difference is due to the lower gain at 1530 nm for low bias currents, corresponding to "zeros". The optical bandwidth of the RSOA is 35 nm and it can be modulated up to 1.25 Gbit/s. We used 1x24 AWGs with 100 GHz channel spacing. The different configurations were tested with 2 wavelengths, 1532 nm and 1555 nm, corresponding respectively to the worst and best performance wavelengths for the RSOA (gain: 12 and 17 dB with 50mA bias current w/o modulation, noise figure: 8.5 and 6 dB, respectively). The DFB lasers at the CO were directly modulated at 1.25 Gbit/s with 2Vpp modulation. The bias current is adjusted to have a low extinction ratio of the signal (3.5dB), to have sufficient output power (around 8 dBm) and to match the centre wavelength of the corresponding port of the AWG. For the experiment the two AWGs at the CO were replaced by 4dB attenuators. Fig. 2 shows the Bit Error Rate (BER) curves obtained with both wavelengths for architectures with singlefibre and two-fibre feeder and 1x8 and 1x16 splitting ratios. The transmission distances were 10 km for the feeder and 2 km for the terminal link. The BER curves presented on Fig. 3 were measured with 15km two-fibre feeder and 5 km terminal link and a 1x8 splitting ratio. 1E-04 1E-04 1E-05 1E-05 upstream 1E-06 1E-07 BER BER 1E-06 1E-08 1E-07 1E-08 1E-09 1E-09 1E-10 1E-10 1E-11 downstream 1E-11 -39 -37 -35 -33 -31 -29 -27 -25 -23 -21 -33 Pow er (dBm) -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 Pow er (dBm ) 2 fibres-1x16-1555nm-Up 2 fibres-1x8-1555nm-up 2 fibres-1x16-1555nm-Down 2 fibres-1x8-1555nm-down 1 fibre-1x8-1555nm-up 2 fibres-1x16-1532nm-Up 1 fibre-1x8-1555nm-down 2 fibres-1x16-1532nm-Down 1 fibre-1x8-1532nm-up 2 fibres-1x8-1532nm-up 1 fibre-1x8-1532nm-down 2 fibres-1x8-1532nm-down Fig. 2. Upstream and downstream BER curves for single-fibre and two-fibre feeder architectures (10 km feeder and 2 km terminal link) 1E-03 1E-04 BER 1E-05 1532 nm - Up 1532 nm - Down 1555 nm - Up 1555 nm - Down 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 Power (dBm) Fig. 3. BER curves with 15 km two-fibre feeder, 5 km terminal link and 1x8 splitter Fig.4.Optical eye diagram of upstream signal 256 Publications Fig. 4 shows the optical eye diagram of the upstream signal at the output of the RSOA. The downstream modulation is slightly visible but constitutes large "ones" for the upstream signal. The upstream data are easily detected by adjusting the decision threshold. On Fig.2 and Fig.3, the sensitivities in the downstream direction is poor for an APD because of the low extinction ratio of the signal. The laser emission power was 7.3 dBm at 1555nm and 9.25 dBm at 1532 nm. The upstream signal power emitted by the RSOA was 1 dBm at 1532 nm and -0.5 dBm at 1555 nm. Table 1 details the power budget and optical losses of the architecture according to the wavelength and the configuration. The sensitivity is taken for a BER of 10-9. Table 1. Power budget and link loss of the architecture according to the wavelength and the configuration. down up down Link loss up power budget 10+2 km & 1x8 & 1 fibre 1555 nm 1532 nm 33,8 35,3 29 23 10+2 km & 1x8 & 2 fibres 1555 nm 1532 nm 33,8 35,8 30,5 33 29 23 10+2 km & 1x16 & 2 fibres 1555 nm 1532 nm 34,8 35,3 31 30 33 27 15+5 km & 1x8 & 2 fibres 1555 nm 1532 nm 34,3 34,3 28 34 31 25 In single fibre architectures, Rayleigh Backscattering (-34dB for 10 km) becomes a significant limitation, as well as the isolation of the circulator (45dB) and of the asymmetrical coupler (45dB). The Brillouin backscattering is not impacting even with 10 dBm emission because the source is modulated. In configuration "10km + 2km", error free transmission (BER of 10-9) is obtained with a 1x8 splitter in the downstream direction and in the upstream direction for 1532 nm. A BER floor is observed on the upstream direction at 1555nm around 5.10-8. This floor is due to the optical noise of the SOA (Amplified Spontaneous Emission), the amount of Rayleigh backscattering arising from the downstream signal and the beat noises at detection. Forward error correction codes (FEC) are needed for upstream signals in order to have error free transmission. Figure 3 shows that with a two-fibre architecture between the CO and the AN, error free transmission can be obtained with 1x16 splitter. A penalty of 2dB@ BER of 10-8 due to bidirectional transmission is observed by comparing the upstream BER curves for 1x8 splitting ratio. When the distance is increased (configuration "15 km + 5 km") the impact of the backscattered light is too high in single-fibre configuration and a two-fibre feeder is required. Operation with 1x8 splitting ratio is demonstrated. The 35 nm optical bandwidth of the RSOA gives about 40 available wavelengths, i.e. 320 users with a single-fibre architecture and 640 users with a two-fibre architecture in a 12 km long architecture. In a 20 km long architecture, up to 320 users can be connected without FEC. 4. Conclusions We have demonstrated the feasibility of a polarisation insensitive WDM-TDM PON architecture using a single wavelength for up-and downstream signals for 8 or 16 users. The 1.25 Gbit/s downstream signal is remodulated at the same bit rate by a RSOA at the ONU. The higher extinction ratio of the upstream signal permits to discriminate it from the downstream signal. The experimental results show that FEC codes are needed in singlefibre architecture with 1x8 split due to the high BER on the upstream signal. The single-fibre architecture can provide a symmetrical data rate of 40x 1.25 Gbit/s shared between 320 users and a two-fibre feeder permits to double the number of users without using FEC. As well a two-fibre feeder architecture allows to increase the transmission distance between the central office and the users. 5. References [1] Prat J. et al, PTL 2005, vol 17, issue 3 [2] Hung, W. et al, OFC 2003, vol 1, page 281 [3] Takesue H. et al, JLT 2003, Vol 21, n°11 [4] Koponen J.J. et al, OFC 2004, MF99 6. Miscellenous This study was supported by the EU IST FP6 e-Photon/ONe Network of Excellence. 257 Publications Colourless ONU modules with optical carrier modulation in burst mode configuration Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N. Genay France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France, [email protected] Keywords: Access networks, Fibre-to-the-home (FTTH), Passive optical network (PON). Abstract A passive optical access network based on time division multiple access and colourless optical network unit is demonstrated. The characterization of the burst mode configuration shows that the system can operate at 1.25 Gbit/s up to 20 km with 16 dB optical budget. The colourless ONU is a key module to increase the flexibility of WDM networks through wavelength routing and upgradeable bit rate. 1 Introduction ONU OLT ONU 20km Tx 1.49 µm G-PON OLT *Rx 1.31 µm Cw 1.31 µm Att. **Rx 1.49 µm PDFA Attenuation 16 dB EAM SOA 1.31µm * OLT Burst mode receiver ** ONUs Continuous mode receiver Fig. 2. Schematic of the TDM (A)-PON network using colourless ONU. The second optical amplifier is a semiconductor optical amplifier (SOA) which amplifies the burst packet created by the EAM. The maximum gain of this SOA is 20 dB but we apply a low bias current in order to maintain a linear behaviour of the gain. This property is required for proper burst mode operation. Furthermore when the bias current decreases, the ASE level is lower. In this experiment, up- and down-stream traffics are separated by a coarse WDM multiplexer, which acts as a bandpass filter. The signal spectrum together with the amplified spontaneous emission (ASE) of the amplifiers is shown on figure 3. MUX MUX n x OLTs Figure 2 depicts the design of the proposed OLT (Optical Line Transmission) and ONU. The burst mode receiver at the OLT is a commercial device operating at 1.31µm up to 1.25 Gbit/s. The colourless ONU [2] at 1.3µm is comprised of an association of an EAM with a high electrical bandwidth (>10GHz), having an insertion loss of 16 dB and 10 dB of extinction ratio, and two optical amplifiers. Those are required to overcome the insertion loss of the EAM in an optical carrier remote modulation scheme [2]. The first optical amplifier is a Praseodymium Doped Fibre Amplifier (PDFA) with 20 dB gain. It amplifies the continuous wave (CW) carrier power coming from a distributed feedback laser (DFB) at the OLT. The DFB laser output power is about -0.5 dBm and it is not temperature regulated, so its wavelength is not stable and we can not use a DWDM multiplexer. CWDM The PON (Passive Optical Network) concept aims at providing an economic implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services. There have been various multiplexing methods proposed on PON architectures such as time division multiplexing (TDM) and wavelength division multiplexing (WDM) for down-stream links, and respectively time division multiple access (TDMA) and wavelength division multiple access (WDMA) for upstream links. The TDM (A)-PON offers a low cost infrastructure by sharing a single wavelength channel to multiple users. The WDM (A)-PON wavelengths offer an additional resource to increase the connectivity as well as to maintain a shared feeder fibre. Therefore, it is reasonable to investigate a scenario where TDM (A) and WDM (A) are combined in hybrid PON for next generation access systems [1]. This paper presents a hybrid PON having the twinfold advantage of shared infrastructure of PON and wavelength routing of WDM as shown in figure 1. The use of WDM signals requires colourless ONUs, which can operate with any wavelength of a certain spectrum, in order to facilitate the network operation and maintenance. In this paper we study in particular the upstream transmission and we demonstrate a colourless ONU (Optical Network Unit) based on an electroabsorption modulator (EAM) and an optical amplifier 2 System scheme Fig. 1 .General hybrid PON architecture 258 Publications 3 Experimental results of upstream colourless burst mode transmission. 0 -20 -4 -30 -5 -40 -6 -50 -7 Log(BER) Optical power, dBm -10 -60 -70 1290 1295 1300 1305 1310 1315 1320 1325 -8 2dB -9 b) with fibre 1330 Wavelength, nm -10 Fig. 3. Spectra of up-stream signal with the ASE. -11 c) w/o fibre The EAM of the ONU is modulated at 1.25 Gbit/s where the packet consists of a header containing firstly a preamble of 44 bits and secondly a delimiter of 20 bits followed by 28 pseudo-random binary sequences (PRBS 27=128bits). In our experiment we have only one ONU and we do not take into account the time guard. The ONU on- and off-time is not implemented. This on-off switching speed is mainly limited by the need to switch a high electrical driving current to the SOA, a typical value is less than 10 ns [3]. The total packet time is around 3µs. Figure 4 illustrates the burst mode traffic. -12 -36 a) reference -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 Received power dBm Fig. 5. BER curves measured for a) reference G-PON OLT with standard ONU and for colourless ONU b) with and c) without 20 km fibre. Figure 5 shows the BER curves of the reference G-PON OLT with standard G-PON ONU (commercial burst mode transmitter) and for colourless ONU with and without 20 km fibre in order to evaluate the power penalties due to bidirectional transmission through the fibre. The bit error rate (BER) of the burst traffic is only measured on the sequence PRBS and not on the header. The cascaded optical amplifiers introduce ASE noise which leads to more than 2.5 dB penalty in upstream burst. Moreover Rayleigh backscattering limits the transmission performance and induce 2 dB penalty. Figure 6 shows the eye diagram of the upstream traffic which is affected by the ASE and Rayleigh backscattering. 2 µs/div. a) Sequence PRBS 27 Fig. 6. Eye diagram for upstream signal after the ONU. header 20 ns/div. b) Fig. 4. Burst mode signal captured after burst reception at the OLT with a time scale of a) 2µs and b) 20 ns. 259 Publications 4 Conclusion A colourless ONU for upstream burst mode at 1.25Gbit/s is evaluated for use in hybrid WDM-TDM PON architecture. This system has a power budget of 16 dB with a reach of 20 km. Our colourless ONU induces 2 dB penalty in back to back compared to a standard ONU, and 4.5 dB with bidirectional transmission on 20 km optical fibre. ASE noise limits the upstream performance and careful filtering should reduce this problem. Association of temperature-controlled lasers at the OLT and DWDM multiplexers will improve the filtering and thus the system performance. Moreover it will allow us to implement several ONUs. Acknowledgements This work is partly funded by the European Commission in the FP6 IST Network of Excellence e-Photon/One WP-2 on Metro & Access Networks. References [1] D. J. Shin et al., “Hybrid WDM/TDM-PON with wavelength-selection-free transmitters”, J. Lightwave Technology, vol. 23, no. 1, January 2005. [2] N. Genay et al., "Colourless ONU modules in TDM-PON and WDM-PON architectures optical carrier remote modulation", ECOC2005, Tu 1.3.6, 25-29 September 2005. [3] X.Z. Qiu et al., "Performance of upstream optical repeaters using semiconductor optical amplifiers for high-split long-distance PONs", OFC98, 22-27 February 1998 260 Publications 261 Résumé Les réseaux d'accès optiques passifs (PON) offrant un débit symétrique de 100 Mbit/s sont en cours de déploiement en Asie et aux US et sont au stade d'expérimentation pilote à France Télécom. Des groupes de travail sont en place pour normaliser la prochaine génération de PON qui permettra des accès de l'ordre du Gigabit/s. Dans cette optique, cette thèse porte sur les réseaux d'accès optiques exploitant le multiplexage en longueurs d'ondes (WDM). Le premier chapitre décrit de façon générale le réseau d'accès ainsi que la technologie du multiplexage en longueurs d'onde. Le second chapitre est un état de l'art des PON WDM. Les avantages et contraintes de chaque architecture et composant utilisés sont analysés. Le troisième chapitre présente deux architectures innovantes de PON WDM, qui ont été imaginées puis maquettées en laboratoire, permettant un débit global de 1 Gbit/s par longueur d'onde sur 20 km. Ces architectures sont basées sur un amplificateur optique à semiconducteur réflectif (RSOA) qui permet d'obtenir un module client achromatique bas coût. L'association du multiplexage en longueurs d'onde et du multiplexage temporel est expérimentée afin d'augmenter la mutualisation sur chaque PON WDM. Une étude sur la conversion tout optique de longueur d'onde de la bande O vers les bandes C et L, basée sur un modulateur à électro-absorption, a également été réalisée, dans le cadre d'une architecture de réseau d'accès étendu. Une étude théorique sur les limitations de la transmission bidirectionnelle dans une fibre a été effectuée dans le chapitre 4 afin d'évaluer en particulier les impacts de la rétrodiffusion de Rayleigh sur les performances des architectures étudiées. 262