Remerciements Mes premiers remerciements vont au professeur Jean Louis De Bougrenet de la Tocnaye pour avoir accepté d'être mon directeur de thèse, Anne Cécile Réau-Thomas et Stéphane Gosselin pour m'avoir proposé cette thèse à France Télécom Division Recherche et Développement et pour avoir mis à ma disposition tous les moyens pour mener à bien cette thèse. Je tiens également à remercier vivement Philippe Chanclou pour son encadrement pendant ces années de thèse et qui a fortement contribué à la bonne évolution de mes travaux de recherche et avec qui le travail en laboratoire a été une véritable source d'enrichissement. Il a su m'accorder une parfaite autonomie tout en restant présent et réactif à tout moment durant cette période. J'adresse ma gratitude aux membres du jury, à Didier Erasme et Ammar Sharaiha pour avoir accepté d'être rapporteurs de ce mémoire de thèse et également à Tim Gyselings et Jean Claude Simon pour avoir répondu favorablement en qualité d'examinateurs pour l'évaluation de mes travaux de recherche. Je remercie également Naveena Genay pour son aide, sa rigueur et sa méticulosité lors de tous les moments qu'on a pu partager à la fois pour la relecture des articles en anglais et pour le bon déroulement des tests et expérimentations au laboratoire. Je dois des remerciements à Franck Payoux, Thomas Soret et Hugues Lebras qui ont su me faire une place parmi eux et m'ont aidé à trouver mes marques rapidement dans le laboratoire dès les premiers jours de ma présence au sein de l’unité. Je souhaite remercier également Fabienne Saliou qui m'a aidé pour la réalisation et l'obtention de résultats expérimentaux lors de ses deux stages d'ingénieur et master de recherche et à qui je souhaite une bonne continuation durant ces deux années de thèse restantes. Je ne saurais oublier dans ma liste de remerciements de nommer mon cher collègue de bureau, Roman Glatty, avec qui j'ai eu des discussions et des interrogations existentielles au cours desquelles nous avons plusieurs fois refait le monde. Merci à toutes les personnes de l’URD ANA (anciennement NOA) qui m'ont permis de consolider mes connaissances sur le réseau d’accès optique et de vivre une belle expérience humaine en leur compagnie. Je pense en particuliers à Laurent Guillo, Anna Pizzinat, Benoît Charbonnier, Alexandra Pitel, Fabrice Bourgart, Philippe Niger, Philippe Guignard (le physicien et le musicien), Bernard Landousies, Julio Orozco, Frederic Jounay, Jackie Etriallard. -1- Merci aussi à tous les stagiaires, thésards et post-docs pour la bonne humeur et l'ambiance chaleureuse dans laquelle nous avons travaillé et échangé aussi bien à l’intérieur qu’à l’extérieur des bâtiments de France Télécom : Thomas (papi), Fabi (mami), Romek (S..polonais), Hary, Pierre, Mathieu, Guillaume (Maurice 1), Florian, Thanhnga, Edouard, Mervin, Qian, Sébastien (Maurice 2), Léonora, Ikram, Vasilis, Charlotte, Ibrahim, Liv, Walid, Julien, Arnaud,…(Un clin d'œil particulier au fan club de "Ginette Belle-quiche") Merci aussi à mon ancien voisin, Cyril pour sa gentillesse et sa serviabilité. Merci à Sabrina pour sa bonne humeur et son fou rire communicatif. Un grand merci à tous les amis qui ont régulièrement pensé à moi pendant ces années de thèse, je pense particulièrement à Meryam, Eloïse, Yannick et tous les autres. Je remercie Gwenaëlle Girault avec qui j'ai travaillé en binôme dans le cadre du pôle de compétitivité « Images et Réseaux » et qui m'a apporté de très bons conseils au début de la rédaction de ce manuscrit. Je remercie affectueusement Charles Marais pour m'avoir accompagné tout au long de ces trois années de thèse, je ne saurais le remercier suffisamment pour son écoute, sa curiosité, son aide continue et sa participation à l'élaboration de ce travail. J'adresse également mes chaleureux remerciements à toute sa famille qui m'a toujours encouragé dans mon travail. Et pour finir, un grand merci à mes parents et mon frère au Maroc, ma sœur aux USA et à toute ma famille qui m'a soutenue tout au long de mes études malgré les kilomètres qui nous séparent dans la vie de tous les jours. 2 Table des matières Remerciements ........................................................................................................................... 1 Table des matières ...................................................................................................................... 3 Table des figures ........................................................................................................................ 6 Table de tableaux ..................................................................................................................... 10 Introduction générale................................................................................................................ 12 1 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès ........................................ 16 1.1 Le réseau d'accès .............................................................................................. 16 1.1.1 Terminologie du réseau d'accès........................................................................ 16 1.1.2 Accès cuivre ..................................................................................................... 17 1.1.3 Accès sans fil.................................................................................................... 17 1.1.4 Evolution du réseau d'accès optique................................................................. 18 1.2 Différentes architectures pour les réseaux d'accès optique .............................. 19 1.2.1 L'architecture Point à Point .............................................................................. 19 1.2.2 L'architecture du réseau point à multipoints passif : PON ............................... 19 1.2.3 Caractéristiques de systèmes normalisés BPON, GPON, EPON..................... 21 1.3 Futures générations du réseau d'accès optique................................................. 29 1.3.1 PON avec multiplexage en longueur d'onde (WDM) ...................................... 29 1.3.2 Architecture PON WDM avec un ONU achromatique .................................... 31 1.3.3 PON hybride WDM/TDM ............................................................................... 31 1.3.4 PON avec multiplexage temporel (TDM) à 10Gbit/s ...................................... 32 1.3.5 PON TDMA avec une coexistence d'un double débit pour la voie montante : 1.25/10 Gbit/s ............................................................................................................... 33 1.3.6 Réseaux PON étendus ...................................................................................... 34 1.3.7 Nouvelles techniques de multiplexage pour les futurs réseaux d'accès optique 36 2 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques....................... 44 2.1 Fibre optique .................................................................................................... 44 2.1.1 Transmission de la lumière dans une fibre optique.......................................... 44 2.1.2 Fibre multimode et fibre monomode................................................................ 44 2.1.3 Atténuation ....................................................................................................... 45 2.1.4 Dispersion......................................................................................................... 45 2.2 Composants passifs présents dans les architectures PON ................................ 46 2.2.1 Isolateurs .......................................................................................................... 46 2.2.2 Circulateurs ...................................................................................................... 47 2.2.3 Multiplexeurs et Démultiplexeur ..................................................................... 49 2.3 Transceivers ..................................................................................................... 50 2.4 Sources Lasers.................................................................................................. 51 2.4.1 Diodes laser de type Fabry-Pérot ..................................................................... 51 2.4.2 Lasers à contre réaction répartie (DFB) ........................................................... 52 2.4.3 VCSEL ............................................................................................................. 52 2.5 Photodiodes ...................................................................................................... 53 2.5.1 Photodiodes PIN............................................................................................... 53 2.5.2 Photodiode APD............................................................................................... 53 2.6 Bloc d'émission pour les sens montant et descendant ...................................... 54 2.6.1 Emetteurs en mode rafale présents à l'ONU..................................................... 54 3 2.6.2 Emetteurs présents à l'OLT .............................................................................. 56 2.7 Module de réception......................................................................................... 57 2.7.1 Module de réception à l'ONU........................................................................... 57 2.7.2 Module de réception à l'OLT ........................................................................... 57 2.8 Circuit de récupération d'horloge ..................................................................... 61 2.8.1 Approche électrique ......................................................................................... 61 2.8.2 Approche optoélectrique : Verrouillage par injection optique direct d'un photooscillateur (Direct Optical Injection Locking ou D-OILO).......................................... 62 2.9 Pénalités de la transmission par fibre optique dans le réseau d'accès .............. 63 2.9.1 Effets linéaires dus à l'augmentation du débit .................................................. 63 2.9.2 Effets non-linéaires dus à l'augmentation de la puissance optique .................. 70 3 Architectures PON-TDM réalisées............................................................................... 82 3.1 Critères de qualité d'une transmission.............................................................. 83 3.1.1 Facteur de qualité Q et taux d'erreurs binaires ................................................. 83 3.1.2 Taux d'extinction .............................................................................................. 85 3.1.3 Facteur de bruit................................................................................................. 85 3.2 Amplificateurs introduits dans les architectures du réseau d'accès.................. 87 3.2.1 Les SOAs (Semi-conductor Optical Amplifier)............................................... 87 3.2.2 Le RSOA .......................................................................................................... 88 3.2.3 Les EDFAs (Erbium Doped Fibre Amplifier).................................................. 89 3.2.4 Le ROPA : Remote Optical Pumped Amplifier............................................... 89 3.2.5 L'EDWA : Erbium Doped Waveguide Amplifier ............................................ 90 3.3 Mise en place du mode rafale........................................................................... 91 3.3.1 Analyseur de la qualité du signal MP 1800...................................................... 91 3.3.2 Mode rafale : de l'émission à la réception à 1.25 Gbit/s .................................. 92 3.3.3 Mise en place d'une transmission en mode rafale à 10 Gbit/s.......................... 96 3.4 ONUs achromatiques avec un débit montant de 1.25Gbit/s ............................ 98 3.4.1 ONUs avec des amplificateurs et des modulateurs à électro-absorption ......... 98 3.4.2 ONUs avec des RSOAs.................................................................................. 103 3.5 Introduction de l'amplification dans le réseau PON-TDM............................. 108 3.5.1 Amplification bidirectionnelle en ligne.......................................................... 108 3.5.2 Amplification unidirectionnelle en ligne et au central ................................... 112 3.6 La montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s ............................................................. 114 3.6.1 Emission à 1550 nm et réception avec une PIN............................................. 114 3.6.2 Emission à 1310 nm et réception avec un APD ............................................. 118 4 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle .............................................................................. 128 4.1 Introduction .................................................................................................... 128 4.2 Configuration des modèles réalisés................................................................ 128 4.2.1 Emission laser à l'OLT ................................................................................... 129 4.2.2 Récepteurs ...................................................................................................... 130 4.2.3 Multiplexeur AWG ........................................................................................ 130 4.2.4 Propagation..................................................................................................... 130 4.2.5 Transmetteur à l'ONU .................................................................................... 131 4.3 Modèle numérique du SOA............................................................................ 132 4.3.1 Equation d'évolution de la densité de porteur ................................................ 132 4.3.2 Propagation dans le SOA ............................................................................... 134 4.3.3 Bruit de l'émission spontanée amplifiée......................................................... 135 4.3.4 Modulation directe ......................................................................................... 135 4.3.5 Résultats de la simulation............................................................................... 136 4 4.4 Modèle numérique du RSOA......................................................................... 138 4.4.1 RSOA à doubles électrodes............................................................................ 139 4.4.2 RSOA à triple électrodes................................................................................ 141 4.5 Analyse théorique de la rétrodiffusion de Rayleigh....................................... 141 4.5.1 Influence sur la qualité de la transmission ..................................................... 142 4.5.2 Rétrodiffusion de Rayleigh et amplification à l'ONU.................................... 144 4.6 Conclusion...................................................................................................... 145 Conlusion ............................................................................................................................... 148 A Annexes ...................................................................................................................... 152 A.1 Annexe 1 ........................................................................................................ 152 A.1.1 Calcul de la dispersion chromatique .......................................................... 152 A.2 Annexe 2 ........................................................................................................ 155 A.2.1 Calcul de la distance effective.................................................................... 155 A.3 Annexe 3 ........................................................................................................ 157 A.3.1 Théorie des bruits de détection................................................................... 157 A.3.1.3 Bruit de battement ...................................................................................... 158 B Tableau d'acronymes .................................................................................................. 162 C Publications personnelles ........................................................................................... 166 5 Table des figures Figure 1 : Terminologie du réseau d'accès ............................................................................... 16 Figure 2 : Catégories de réseaux sans fil [] .............................................................................. 18 Figure 3 : Architecture Point à Point optique........................................................................... 19 Figure 4 : Architecture PON unidirectionnelle ........................................................................ 20 Figure 5 : Architecture PON bidirectionnelle .......................................................................... 20 Figure 6 : Format de trame B-PON asymétrique à 622/155Mb/s, (a) descendant et (b) montant [] ............................................................................................................................................... 22 Figure 7 : Illustration de secteurs temporels de puissance optique différente en réception sur l'OLT avec un contrôle automatique du gain en réception []................................................... 24 Figure 8 : Présentation du partitionnement de la trame ........................................................... 25 Figure 9 : Structure de la trame du G-PON [] .......................................................................... 25 Figure 10 : Subdivision du temps d'en-tête de la trame montante du G-PON ......................... 26 Figure 11 : Structure de la trame E-PON ................................................................................. 28 Figure 12 : Architecture PON WDM unidirectionnelle "broadcast and select"....................... 29 Figure 13 : Architecture PON WDM bidirectionnelle "broadcast and select"......................... 30 Figure 14 : Architecture PON WDM unidirectionnelle avec aiguillage en longueur d'onde .. 30 Figure 15 : Architecture PON WDM bidirectionnelle avec aiguillage en longueur d'onde .... 30 Figure 16 : Principe de la technique de modulation déportée avec SLED et RSOA pour le sens montant [] ................................................................................................................................. 31 Figure 17 : Architecture d'un réseau PON hybride WDM/TDM ............................................. 32 Figure 18 : Photographie du module de réception développé par NTT pour la voie montante à 10Gbit/s .................................................................................................................................... 33 Figure 19 : Architecture illustrant un réseau PON avec la coexistence d'un double débit : 1.25/10.3Gbit/s [] ..................................................................................................................... 33 Figure 20 : Configuration du module de réception à double débits [14] ................................. 34 Figure 21 : Architecture d'un réseau PON étendu intégrant deux amplificateurs SOAs [17].. 34 Figure 22 : Architecture d'un réseau PON étendu intégrant un amplificateur à fibre dopée en praseodymium [19] .................................................................................................................. 35 Figure 23 : Architecture PON WDM avec un REAM-SOA dans le module ONU [] ............. 35 Figure 24 : Montage de 2 transpondeurs tête bêche bidirectionnel (a) photo d'un montage au laboratoire, (b) schéma du montage test................................................................................... 36 Figure 25 : OCDMA temporel ................................................................................................. 37 Figure 26 : OCDMA en longueur d'onde ................................................................................. 38 Figure 27 : OCDMA hybride ................................................................................................... 38 Figure 28: Spectre de perte typique d'une fibre optique silice en fonction de la longueur d'onde ....................................................................................................................................... 45 Figure 29 : Evolution de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde [Annexe 1]............................................................................................................................................... 46 Figure 30 : Illustration de la dispersion chromatique et intermodale....................................... 46 Figure 31 : Fonctionnement du rotateur de Faraday en direction passante.............................. 47 Figure 32 : Schéma de fonctionnement d'un circulateur optique ............................................. 47 Figure 33: Photographie et schéma d'un circulateur utilisant la séparation de faisceaux ........ 48 Figure 34 : Schéma d'une transmission bidirectionnelle utilisant des coupleurs, des isolateurs (a) et des circulateurs (b) .......................................................................................................... 48 Figure 35 : Exemples de modules SFP et SFF fabriqués par Zenkotechnologies []................ 50 6 Figure 36 : Transceivers bidirectionnels (a) duplexeur et (b) triplexeur [].............................. 50 Figure 37 : Architecture simplifiée du module ONU intégrant une émission feedforward [37] .................................................................................................................................................. 55 Figure 38 : Architecture simplifiée d'une émission feedback présente dans l'ONU [38] ........ 55 Figure 39 : Architecture d'un émetteur à couplage capacitif avec une liaison différentielle entre la diode laser et son driver [42] ....................................................................................... 56 Figure 40 : Synoptique d'un réseau PON [].............................................................................. 57 Figure 41 : Récepteur différentiel optique []............................................................................ 58 Figure 42 : Architecture différentielle "électronique"[] ........................................................... 58 Figure 43 : Récepteur à couplage capacitif []........................................................................... 59 Figure 44 : Variation du seuil de décision du récepteur à couplage capacitif [] ...................... 59 Figure 45 : Récepteur à couplage direct avec un circuit à rétroaction [].................................. 60 Figure 46 : Circuit détecteur de puissance ............................................................................... 60 Figure 47 : Récepteur à couplage direct avec un circuit "à priori" [49]................................... 60 Figure 48 : Régénération des données reçues à l'aide d'une CDR []........................................ 61 Figure 49 : Principe d'une PLL pour la récupération d'horloge ............................................... 62 Figure 50 : Génération de la fréquence d'horloge avec (a) une porte XOR, (b) un circuit différentiateur/redresseur ......................................................................................................... 62 Figure 51 : Circuit de photo-oscillateur avec la technique D-OILO........................................ 63 Figure 52 : Récupération d'horloge par verrouillage optique du signal de données NRZ [50] 63 Figure 53 : Elargissement temporel d'une impulsion d'enveloppe Gaussienne après propagation dans une fibre [].................................................................................................... 65 Figure 54 : Largueur temporelle à mi hauteur d'une impulsion à enveloppe gaussienne (1550 nm) en fonction de la distance de transmission et pour différents débits [58]......................... 66 Figure 55 : Distance maximale en fonction de la longueur d'onde .......................................... 69 Figure 56 : Diagramme d'énergie pour la description de l'effet Raman (a) génération d'un signal de Srokes (b) génération d'un signal anti-Stokes........................................................... 72 Figure 57 : Schéma expérimental pour la mesure de l'effet Brillouin...................................... 75 Figure 58 : Tracé des puissances et comparaison par rapport à la puissance transmise sans effet Brillouin ........................................................................................................................... 75 Figure 59 : Spectres des signaux injectés et rétrodiffusés pour des puissances injectées de -3, 6 et 10 dBm sur 20 km de fibre ................................................................................................... 76 Figure 60 : Puissance de seuil de Brillouin en fonction de la longueur de fibre...................... 76 Figure 61 : Puissance d'amorçage de l'effet Brillouin en fonction de la longueur de la fibre.. 77 Figure 62 : Répartition des densités de probabilité V(t) .......................................................... 83 Figure 63 : Taux d'erreurs binaires en fonction du facteur de qualité Q .................................. 85 Figure 64 : Principe de la modulation de gain croisée dans un SOA....................................... 88 Figure 65 : Structure de l'amplificateur dopé à l'erbium à guide d'onde.................................. 90 Figure 66 : Photos de l'analyseur de la qualité du signal de chez Anritsu : MP 1800 ............. 91 Figure 67 : Configuration PON utilisant l'analyseur MP 1800 pour l'évaluation des voies montante et descendante []....................................................................................................... 91 Figure 68 : Plan de connexion pour le test du trafic montant [74]........................................... 92 Figure 69 : Schéma bloc des circuits du module SFF et sa carte pour la gestion électronique 93 Figure 70 : Commande électrique et sortie optique de l'émetteur en mode rafale ................... 93 Figure 71 : Exemple de trames temporelles en réception avant et après le récepteur.............. 94 Figure 72 : Sortie électrique du récepteur mode rafale à l'OLT et le signal RESET ............... 95 Figure 73 : Photo de la CDR intégrée avec sa carte d'évaluation ............................................ 95 Figure 74 : Diagramme temporel des trames en entrée et en sortie de la CDR ....................... 96 Figure 75 : Lasers DFB (a) avec modulateur intégré (b) avec modulation directe .................. 96 Figure 76 : Puce électronique VSC7965 et sa carte d'évaluation............................................. 97 7 Figure 77 : Source de contrôle en courant de lasers................................................................. 97 Figure 78 : Architecture d'un réseau PON hybride TDM/WDM (a) descendant et (b) montant .................................................................................................................................................. 98 Figure 79 : Architectures d'un PON hybride avec un ONU achromatique composé d'un MEA et deux amplificateurs optiques................................................................................................ 98 Figure 80 : Courbes de gain et de NF pour le SOA et le PDFA .............................................. 99 Figure 81 : Trames temporelles du signal montant capturées après le récepteur avec (a) une échelle temporelle de 2 µs/div et (b) 20ns/div ....................................................................... 100 Figure 82 : Courbes de TEB pour a) la référence GPON avec ONU standard et b) avec 20 km de fibre bidirectionnelle ......................................................................................................... 100 Figure 83 : Illustration des différents signaux de Rayleigh dans l'architecture étudiée ......... 100 Figure 84 : Spectre optique et diagramme de l'œil de la voie montante ................................ 101 Figure 85 : Différents scenarii testés pour l'architecture PON hybride (1) bifibre avec un coupleur et (2) bifibre avec un circulateur optique ................................................................ 101 Figure 86 : Courbes de TEB pour a) la référence, b) avec circulateur, c) avec coupleur et d) avec 20 km en bidirectionnelle............................................................................................... 102 Figure 87 : Schéma de l'architecture WDM/TDM PON utilisant des RSOAs pour la partie émission de l'ONU ................................................................................................................. 103 Figure 88 : Photos du RSOA utilisé dans un module TO-CAN et en boitier SFF................. 104 Figure 89 : Gain et facteur de bruit (NF) des deux RSOAs utilisés @ Pin = -25 dBm .......... 104 Figure 90 : Paquets optiques en sortie des RSOAs : (a) ONU1 et ONU2 ; (b) zoom sur l'entête .......................................................................................................................................... 105 Figure 91 : Architecture WDM/TDM incluant un circulateur avec (a) une seule bobine de fibre bidirectionnelle (b) avec deux bobines de fibre............................................................. 105 Figure 92 : Courbes de BER pour la transmission de la voie montante à partir de deux RSOAs ................................................................................................................................................ 106 Figure 93 : Architecture pour la mesure de l'OSNR en fonction de la puissance reçue des données montantes ................................................................................................................. 107 Figure 94 : Variations de l'OSNR (dB) en fonction de la puissance reçue (dBm) pour un TEB à 10-9 ....................................................................................................................................... 107 Figure 95 : Architecture testée avec un budget optique fidèle à la classe GPON B+ ............ 108 Figure 96 : Architecture testée avec un seul SOA en fonctionnement bidirectionnel ........... 108 Figure 97 : (a) Trames en mode rafale en provenance de l'ONU 1 et l'ONU 2 avant amplification, (b) zoom sur l'en-tête ...................................................................................... 109 Figure 98 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue (dBm) pour les voies montante et descendante respectivement à 1.25Gbit/ et 2.25Gbit/s avec un budget étendu de 14 dB .. 110 Figure 99 : Schéma de principe de mesure du gain et du NF en fonctionnement bidirectionnel ................................................................................................................................................ 111 Figure 100 : Gain et facteur de bruit du SOA (1530 nm) en fonctionnement bidirectionnel avec un signal descendant λ1 = 1550 nm et un signal montant λ2 = 1570 nm ....................... 111 Figure 101 : Seuil de détectivité (dBm) en fonction du budget optique (dB) pour la voie montante ................................................................................................................................. 111 Figure 102 : Architectures de différents scénarii de la future génération PON amplifié [82]113 Figure 103 : Architecture PON en modulation à 10 Gbit/s pour la voie montante................ 114 Figure 104 : Signal optique capturé avant la réception à l'OLT avec deux temps de garde : 115 Figure 105 : Courbes de TEB du flux montant provenant de l'ONU1 et sans fibre............... 116 Figure 106 : Pénalités mesurées en fonction de la longueur de fibre pour un TEB @ 10-9 ... 116 Figure 107 : Diagramme de l'œil optique en fonction de la longueur de la fibre................... 117 Figure 108 : Diagramme de l'œil optique en fonction de la valeur de l'atténuation en ligne. 117 Figure 109 : Architecture du réseau PON à 10.7 Gbit/s @ 1310 nm..................................... 118 8 Figure 110 : Combinaisons entre le temps de mesure Tm et le temps total de la trame Tpck .. 118 Figure 111 : Les trois combinaisons avec un rapport Tm/Tpck = 60%, 80% et 100%.......... 119 Figure 112 : Pénalités optiques pour un TEB de 10-9 en fonction du rapport Tm/Tpck pour différents Tg ............................................................................................................................ 119 Figure 113 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue par la photodiode et pour différents temps de garde ....................................................................................................... 120 Figure 114 : Courbes de TEB de la voie montante avec ∆P = 0 dB ...................................... 120 Figure 115 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue pour ∆P = 7 dB ................ 121 Figure 116 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue pour ∆P =15 dB ............... 122 Figure 117 : PON amplifié à l'aide d'un SOA à 10.7 Gbit/s .................................................. 122 Figure 118 : Courbes de gain et de NF pour le SOA en fonction de la puissance d'entrée @1310nm et pour I= 450mA ................................................................................................. 123 Figure 119 : Trames montantes (a) avant et (b) après le SOA ............................................... 123 Figure 120 : Evolutions du budget étendu en fonction du budget d'accès ............................. 124 Figure 121 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue........................................... 124 Figure 122 : Schéma simplifié d'un PON avec les deux types de réflexions ......................... 128 Figure 123 : Trafic montant dans un réseau PON WDM....................................................... 129 Figure 124 : Schéma bloc du récepteur modélisé................................................................... 130 Figure 125 : Schéma du SOA................................................................................................. 132 Figure 126 : Profils du gain local g f : Théorique et numérique ............................................ 136 Figure 127 : Spectres optiques à l'entrée (vert) et à la sortie (noir) du SOA ......................... 136 Figure 128 : Variation du gain en fonction de la puissance d'entrée...................................... 137 Figure 129 : Signal modulé à la sortie du SOA...................................................................... 137 Figure 130 : Spectres optiques des niveaux haut (bleu) et bas (rouge).................................. 137 Figure 131 : Diagramme de l'œil du signal de sortie du SOA pour différents débits ............ 138 Figure 132 : Schéma du RSOA .............................................................................................. 138 Figure 133 : Diagrammes de l'œil du signal de sortie du RSOA pour différents débits ........ 139 Figure 134 : RSOA à double électrodes : (a) modulation du côté réfléchissant (b) modulation du côté entrée/sortie ............................................................................................................... 140 Figure 135 : Facteur Q en fonction du débit pour un RSOA à double électrodes.................. 140 Figure 136 : Diagrammes de l'œil du RSOA double électrodes à 7.5 Gbit/s......................... 140 Figure 137 : Schéma d'un RSOA à triple électrodes et courbe du facteur Q ......................... 141 Figure 138 : Courbes de TEB pour différentes valeurs du rapport signal sur rétrodiffusion RS-R (dB) dans le cas cohérent [93]................................................................................................ 143 Figure 139 : Pénalité théorique de la transmission en dB pour un TEB de 10-9 en fonction de RS − R [93]................................................................................................................................ 144 Figure 140 : Schéma simplifié d'un PON avec les deux types de réflexions ......................... 144 Figure 141 : Facteur Q pour une transmission bidirectionnelle en fonction du gain de l'ONU : Rx-1 seul, Rx-1 et Rx-2 [93].................................................................................................. 145 Figure 142 : Variation de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde....... 154 Figure 143 : Evolution de la distance effective en fonction de la distance réelle .................. 156 Figure 144 : Schéma de principe d'un system G-PON avec partage temporel. ..................... 175 Figure 145 : architecture de PON TDM amplifié .................................................................. 176 Figure 146 : courbes de gain et NF ........................................................................................ 176 Figure 147 : Trames de données en mode burst avant amplification, a) zoom sur l'en tête et b) la différence d'amplitude entre deux paquets successifs ........................................................ 176 Figure 148 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue par l'OLT, a) avec SOA et b) avec PDFA ............................................................................................................................. 177 Figure 149 : Evolution de l'architecture avec un amplificateur de type PDFA...................... 177 9 Table de tableaux Tableau 1 : Récapitulatif des performances des PON normalisés ........................................... 21 Tableau 2 : Nombre de cellules ATM disponibles dans une trame en voies descendante et remontante pour les 16, 32 ou 64 clients.................................................................................. 22 Tableau 3 : En-tête de la couche Physique en amont dans le réseau optique passif G-PON [] 26 Tableau 4 : Attribution recommandée des temps d'en-tête en mode rafale pour les fonctions de la terminaison de ligne optique ................................................................................................ 27 Tableau 5 : Les différents temps de l'en-tête E-PON ............................................................... 27 Tableau 6 : Synthèse sur les technologies de Multiplexeurs.................................................... 49 Tableau 7 : Distance maximum pour Chirp = 6 avec pénalité <1dB ....................................... 67 Tableau 8 : Distance maximum pour Chirp = 5 avec pénalité <1dB ....................................... 67 Tableau 9 : Distance maximum pour Chirp = 4 avec pénalité <1dB ....................................... 67 Tableau 10 : Distance maximum pour Chirp = 3 avec pénalité <1dB ..................................... 68 Tableau 11: Paramètres de la PMD aux maximums tolérés en fonction du débit ................... 70 Tableau 12 : Exemple de PMD pour quelques composants optiques ...................................... 70 Tableau 13: Valeurs de budget optique mesurées avec et sans amplification dans le but de déterminer le budget étendu ................................................................................................... 110 Tableau 14 : Récapitulatif des budgets étendus en fonction du type d'amplificateur [82]..... 113 Tableau 15 : Définitions des différents paramètres du laser .................................................. 129 Tableau 16 : Définitions des différents paramètres du SOA.................................................. 133 10 Introduction générale - 11 - Introduction générale Introduction générale La diffusion massive que connait le déploiement de la fibre jusqu'au plus près de l'utilisateur tient son origine de l'augmentation incessante des services multimédias via le réseau internet. En effet, avec l'arrivée de la télévision très haut débit, l'augmentation des tailles des photos et vidéos numériques, la multiplication du nombre des jeux vidéos haute qualité en ligne et le besoin de partager et d'échanger des fichiers entre internautes le plus rapidement possible et depuis n'importe quel terminal dans le monde, le besoin de bande passante est en constante croissance. Les fournisseurs d'accès à internet ont pour objectif d'assouvir ce besoin et d'offrir un réseau de plus en plus symétrique en débit montant et descendant. Globalement, c'est la technologie xDSL (Disgital Subscriber Line) qui domine aujourd’hui le marché d'accès haut débit. Le xDSL commence cependant à céder du terrain face aux technologies FTTx qui, seules, peuvent répondre aux futurs besoins de services exigeant un très haut débit. L’architecture FTTH (Fiber To The Home) qui a été retenue par France Télécom est une architecture PON (Passive Optical Network) dans sa variante G-PON (Gigabit PON). Typiquement, le G-PON permet les combinaisons de débits 2.5 Gb/s descendants et 622 Mb/s ou 1.25 Gb/s remontants. Le choix du G-PON permet d'optimiser l'occupation du génie civil. En effet, chaque fibre optique est posée dans des alvéoles composant l'infrastructure civile d'un opérateur. Les technologies PON pour leur topologie point à multipoints permettent de minimiser la place occupée pour les fibres dans les alvéoles. Sur le plan de l'ingénierie, les études technico-économiques sur les différents scénarii de déploiement d’une architecture point à multipoint ont montré l'impact important de l'occupation des interfaces PON sur les coûts. Au niveau du déploiement opérationnel, les règles d'ingénierie doivent être simples, fiables et robustes, et garantir un équilibre entre une montée en charge des clients sur ce réseau et un investissement raisonnable les premières années. L'objectif visé par France Telecom est d'atteindre 1 million de clients raccordables en 2009 pour un CAPEX cumulé de 270 M€. La montée en débit est un sujet majeur des organismes de normalisation comme le FSAN (Full Service Access Network) qui rassemble les principaux opérateurs historiques, dont France Télécom, ainsi que les équipementiers. Pour rappel, le FSAN est un groupe de pré-normalisation pour l'ITU. Sue cette thématique, un groupe de travail y a été formé en 2006 pour étudier l'évolution du G-PON et établir les caractéristiques de la future génération des réseaux d'accès optique. S'il est pratiquement acté que la future norme utilisera un flux de 10 Gbit/s descendant, le débit de la voie montante reste à définir. Différentes options sont possibles : le 2.5, 5 ou 10 Gbit/s. L'IEEE est aussi un office de normalisation travaillant sur l'accès optique. Elle a également normalisé le E-PON (Ethernet PON) permettant un débit symétrique (montant/descendant) de 1.25 Gbit/s partagé entre 16 ou 32 utilisateurs. L'augmentation du débit global à 10 Gbit/s est envisagée par ce groupe de normalisation avec la future norme attendue : 10G-EPON. Ces futures normes sont à mettre en perspective avec les faisabilités technologiques à venir, l'infrastructure déjà installée et les coûts de déploiement. En effet, il est indispensable que la future norme permette la réutilisation des infrastructures optiques aujourd'hui déployées en GPON. Le panorama mondial du FTTx (source IDATE) place le Japon comme leader en la matière. Depuis 3 ans, l'installation du FTTH dépasse celle de l'ADSL avec pour objectif d'atteindre 20 millions d'abonnés en 2010 (contre 11 millions en 2007). Cette migration est favorisée par les prix 12 Introduction générale et les techniques de déploiement en aérien. Aux USA, les déploiements sont poussés par les opérateurs historiques et on compte 1.3 million d'abonnés pour 8.5 millions de prises raccordables. En Europe, 201 projets sont répertoriés (dont 88 nouveaux projets depuis 2005) générant aujourd'hui 1 million d'abonnés sur 5 millions de prises raccordables FTTx. 86 % des abonnés sont aujourd'hui concentrés dans 5 pays: Suède, Italie, Norvège, Pays-Bas et Danemark. En France, 2009 devrait être l’An 1 du Très Haut Débit (THD) avec quelques centaines de milliers de clients fin 2009 grâce à un environnement favorable: une technologie maîtrisée, un cadre réglementaire en cours de définition et des opérateurs télécoms motivés et actifs. S'ajoute à cela des nouvelles applications clés très haut débit et une base de 15 millions de clients ADSL Haut Débit, familiers pour plus de 40 % d’entre eux avec les usages "multiplay" (40 % des abonnés IPTV dans le monde sont en France). Afin de permettre à France Télécom de connaître les avantages et contraintes des différentes technologies de la future génération du réseau d'accès optique, et pour anticiper la migration et l'évolutivité d'un premier réseau en cours d'installation, des études de recherche sont menées au sein de la division recherche et développement de l'opérateur historique. Cette thèse est basée sur l'augmentation des capacités (débit, portée, nombre de clients raccordés) de la future génération du réseau d'accès optique de type PON basé sur le multiplexage temporel. Dans ce manuscrit, le premier chapitre présente une description générale du réseau d'accès avec un rappel des différentes terminologies et architectures concernant les réseaux d'accès en cuivre, sans fil et optiques. De plus, un résumé des différentes caractéristiques des systèmes normalisés est présenté rappelant les spécifications de la couche physique et celles d'encapsulation et de structure de trames. Un aperçu des futures architectures PON est abordé en résumant les différentes études en cours concernant : La montée en débit L'introduction de solution pour l'extension du budget optique La combinaison du TDM et du WDM dans un réseau dit "hybride" L'utilisation de source achromatique (indépendante à la longueur d'onde) pour faciliter l'utilisation du WDM Le deuxième chapitre dresse un panorama général des technologies utilisées dans le réseau d'accès. Chaque élément de ce réseau est analysé en établissant ses avantages et ses inconvénients. De plus, l'émission et la réception du trafic montant en mode rafale, spécifiques aux PONs, sont présentés dans ce chapitre en insistant sur la conception physique de chacune de ces parties. La dernière partie de ce chapitre est consacrée aux pénalités principales de la transmission dans la fibre optique. Elles sont présentées et discutées avec comme fil conducteur la montée en débit. Le troisième chapitre présente les différentes architectures réalisées et testées durant ces travaux de thèse. La partie commune à toutes les architectures présentées et l'émission et la réception des données, provenant des modules présents au plus prêt du client et notés ONU (Optical Network Unit)., en mode rafale. Deux architectures clés sont détaillées : la première est un réseau PON hybride, ralliant le multiplexage temporel et le multiplexage en longueur d'onde, avec une présence d'une source achromatique à l'ONU. La seconde est un réseau PON étendu jusqu'à 10 Gbit/s. Ces architectures relèvent de la future génération du réseau PON noté NG-PON (Next Generation-PON). Enfin, le quatrième chapitre décrit un modèle numérique présentant les résultats de la modulation directe dans les SOAs et les RSOAs. Une nouvelle génération de RSOAs est introduite : les 13 Introduction générale RSOAs à multiples électrodes. Dans ce chapitre, la théorie des pénalités dues à la transmission bidirectionnelle et, plus précisément, à la rétrodiffusion de Rayleigh sont étudiées avec une présentation des conséquences sur la qualité du signal transmis. 14 Chapitre 1 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 15 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 1 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 1.1 Le réseau d'accès 1.1.1 Terminologie du réseau d'accès ONU Central Point d'éclatement ONU ONU Figure 1 : Terminologie du réseau d'accès Dans une architecture cuivre, le Central représente le NRA (Nœud de Raccordement d'Abonnés) qui désigne une co-localisation de plusieurs équipements. Le central contient, plus particulièrement, le DSLAM (Digital Subscriber Line Access Multiplexer) qui est la partie émettrice des signaux descendants et réceptrice des signaux montants des technologies x-DSL. Le point d'éclatement, appelé SR (Sous Répartiteur), est usuellement le point d'éclatement des paires de cuivre. Ce point d'éclatement peut être suivi d'autres points de répartition (PC: Points de Concentration) depuis le central. La partie "client" contient le modem (ADSL, data sur RTC, RNIS…). Dans les réseaux d'accès optique, le central comporte l'OLT (Optical Line Termination) qui est l'équipement d'émission - réception. Le point d'éclatement contient, dans le cas de l'optique partagée, le coupleur ou un élément de multiplexage optique pour un réseau WDM. La partie "client" est généralement appelée ONU (Optical Network Unit) si elle est partagée entre plusieurs clients et suivi d'une transmission secondaire (cas des FTTCab/Curb/Building) sinon elle porte le nom ONT (Optical Network Termination) si elle est mono client FTTH. C'est la partie réceptrice des signaux descendants et émettrice des signaux montants. Il s'agit également de CPE (Customer Premises Equipment) mais ce terme désigne le module physique de réception situé derrière l'ONT chez le client. Les deux directions de transmission optique dans un réseau optique sont le sens descendant pour une transmission du central (OLT) vers les clients (ONU) et montant pour une transmission inverse. Tout d'abord, nous allons dresser un panorama de l'accès en général (cuivre, sans fil et optique). 16 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 1.1.2 Accès cuivre En France, quasiment 100% des foyers français sont raccordables en ADSL à 512kbit/s. En revanche, même si l'ADSL 2+ peut délivrer 15 Mbit/s, l'ADSL quad 30 Mbit/s, le VDSL 50 Mbit/s et le VDSL2+ 100Mbit/s, les distances de transmission à ces débits sont très courtes. Pour avoir 100 Mbit/s par les paires de cuivre, il faudra être très proche du DSLAM (150 ou 200 mètres) ce qui est problématique pour raccorder tous les clients à ce débit. L'éligibilité d'une offre xDSL dépend du rapport signal sur bruit. Ce dernier dépend en premier lieu de la distance, la qualité de la paire cuivre, des perturbations électromagnétiques… 1.1.3 Accès sans fil Le réseau d'accès sans fil se répartit en quatre catégories illustrées sur la Figure 2. Ces catégories se distinguant d'une part par la fréquence d'émission utilisée et d'autre part par le débit et la portée des transmissions. Le réseau personnel sans fil (Wireless Personal Area Network) concerne les réseaux sans fil d'une faible portée : de l'ordre de quelques dizaines de mètres. Ce type de réseaux sert généralement à relier des périphériques (imprimante, téléphone portable, appareils domestiques, ...) ou un assistant personnel (PDA) à un ordinateur sans liaison filaire ou bien à permettre la liaison sans fil entre deux machines très peu distantes. Il existe plusieurs technologies utilisées pour les WPAN dont principalement le Bluetooth fonctionnant à un débit théorique de 1 Mbit/s pour une trentaine de mètres maximum. Le réseau local sans fil (Wireless Local Area Network) permet de couvrir un réseau d'une portée d'environ une centaine de mètres. Parmi les technologies utilisées dans ce type de réseaux on note le Wi-Fi qui offre des débits allant jusqu'à 54Mbps sur une distance de plusieurs centaines de mètres en espace ouvert. Ainsi, des opérateurs commencent à irriguer des zones à fortes concentrations d'utilisateurs (gares, aéroports, hôtels, trains, ...) avec des réseaux sans fil. Les travaux de la norme sont actifs pour faire évoluer le débit vers quelques 100Mbit/s. La norme de réseau métropolitain sans fil (Wireless Metropolitan Area Network) la plus connue est le WiMAX, permettant d'obtenir des débits de l'ordre de 70 Mbit/s sur un rayon de plusieurs kilomètres. Un des usages possibles du WiMAX consiste à couvrir la zone dite du «dernier kilomètre» et fournir un accès à internet haut débit aux zones non couvertes par les technologies filaires classiques. Le réseau étendu sans fil (Wireless Wide Area Network) est également connu sous le nom de réseau cellulaire mobile. Il s'agit des réseaux sans fil les plus répandus puisque tous les téléphones mobiles sont connectés à un réseau étendu sans fil. Les principales technologies sont le GSM (Global System for Mobile Communication ou en français Groupe Spécial Mobile), GPRS (General Packet Radio Service) et l'UMTS (Universal Mobile Telecommunication System). Cette dernière technologie permet par exemple un accès à 384kbit/s et les évolutions futures vont vers des débits de 2Mbit/s. 17 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès Figure 2 : Catégories de réseaux sans fil [1] 1.1.4 Evolution du réseau d'accès optique Depuis le développement de l'xDSL, des liens optiques sont déjà déployés pour collecter les flux des sous répartiteurs vers les centraux. Les "gros" clients, nécessitant des connexions à très haut débit, sont d'ores et déjà raccordés optiquement aux réseaux métropolitains. L'avènement de la technologie Ethernet dans les réseaux d'accès depuis 2002 a permis le déploiement à grande échelle de raccordements optiques résidentiels à 10 ou 100 Mbit/s voire le 1 Gbit/s pour la future génération FTTH (Fiber To The Home) par des opérateurs asiatiques. NTT cible 20 millions de raccordements en FTTH en 2010, et actuellement plus de 10 millions de résidentiels disposent au Japon d'une connexion optique à 100Mbit/s. Etant donné que l'affaiblissement linéique de la fibre est moins important que celui du cuivre, une solution est d'amener la fibre au plus près du client et donc d'ajouter un équipement actif tel qu'un mini DSLAM entre le NRA et le client. On parle alors du FTTCab/Curb si la fibre arrive jusqu'au SR et du FTTBuilding si le mini-DSLAM se trouve en pied d'immeuble. Un inconvénient du FTTC est la nécessité de nouvelles sources d'alimentation électrique dans les SRs. En pied d'immeuble, le problème de l'alimentation ne se pose pas pour la fourniture de l'énergie électrique. Une autre solution envisageable pour offrir 100Mbit/s, voire plus, à chaque client est de faire du FTTH, donc des réseaux d'accès complètement optiques, ce qui ne nécessite plus d'équipement actif entre le NRA et le client, mais des composants optoélectroniques chez le client. Ainsi dans le paragraphe suivant, nous nous intéresserons aux différentes architectures de réseaux d'accès optique, en détaillant les avantages et les inconvénients de chacune. 18 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 1.2 Différentes architectures pour les réseaux d'accès optique 1.2.1 L'architecture Point à Point Le point à point est l'architecture la plus simple en topologie physique. Elle consiste à avoir un lien physique en fibre optique directement entre le central et l'abonné (généralement bi-fibre). La fonction de concentration est assurée par un équipement au NRA. Figure 3 : Architecture Point à Point optique Une telle architecture offre plusieurs avantages, tout d'abord, parce qu'elle est aussi bien adaptée pour les clients résidentiels que pour les entreprises. Ensuite, dans une structure point à point, il n'y a pas de composant optique entre l'OLT et l'ONT. Par conséquent, le budget optique est traduit par une distance de transmission pouvant atteindre 100km sans amplification pour des débits jusqu'à 10Gbit/s. De plus la gestion du réseau est simplifiée. En revanche, cela implique une absence de mutualisation de la fibre et une multiplication du nombre des interfaces optoélectroniques. 1.2.2 L'architecture du réseau point à multipoints passif : PON 1.2.2.1 PON avec transmission temporelle Le PON (Passive Optical Network) représente la solution Point à Multi-Point optique permettant de mutualiser une partie de l'infrastructure entre plusieurs clients. L'élément clé de l'architecture est un coupleur optique passif 1 vers N qui divise la puissance optique vers autant de ports de sortie. La norme ITU-T actuelle, la plus avancée concernant les PON, est la série G.984.n [2] définissant le GPON (Giga PON) qui utilise un multiplexage temporel (TDM) pour 32 ou 64 voire 128 utilisateurs qui se partagent un débit de 2.5 Gbit/s pour le sens descendant et 1.25Gbit/s pour le sens montant. Le multiplexage temporel alloue des périodes, dans une trame, pour chaque client. Chacun de ces derniers reçoit toutes les informations mais n'est autorisé à lire que les données qui lui sont destinées. Dans le sens montant, chaque client a un intervalle de temps bien précis pour émettre afin de ne pas interférer avec un autre client. Une composante WDM est déjà présente dans les PON TDM de la norme G.984.2 puisque le signal descendant est à 1.49 µm et le signal montant à 1.31 µm. 19 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès La Figure 4 représente une liaison unidirectionnelle où une fibre est dédiée pour le sens montant et une autre pour le sens descendant. ONU Emission OLT Emission Coupleurs 1:N 1 Réception λ1 Emission Réception 2 Réception λ2 λ1 : 1.49 µm λ2 : 1.3 µ m Emission Réception N Figure 4 : Architecture PON unidirectionnelle Pour simplifier le réseau, économiser de la fibre et limiter les points de raccordements, une liaison bidirectionnelle peut être utilisée. L'utilisation d'un duplexeur est alors nécessaire (Figure 5). Il peut s'agir d'un coupleur, d'un circulateur ou d'un multiplexeur en longueur d'onde, ce dernier est celui qui est le plus utilisé. Mux/Demux ONU Emission OLT Mux/Demux Coupleur 1:N Réception 1 λ2 Emission Emission Réception 2 Réception λ1 λ1 : 1.49 µm λ2 : 1.3 µ m Emission Réception N Figure 5 : Architecture PON bidirectionnelle Une architecture de type PON offre la possibilité de partager l'infrastructure en utilisant un seul OLT pour 32, 64 ou 128 clients dans le cadre d'une structure passive. Cependant, le coupleur consomme une partie du budget optique. En effet, les pertes du coupleur sont proportionnelles au nombre de sorties. Cette architecture a aussi pour complexité la synchronisation des secteurs temporels pour le sens montant. En réalité, un récepteur en mode rafale est utilisé à l'OLT. Ce récepteur permet de récupérer et de synchroniser rapidement l'horloge avec les données venant d'utilisateurs situés à des distances différentes, donc avec des phases temporelles différentes. De plus, le gain de l'amplificateur transimpédance qui suit la photodiode s'adapte en fonction de la puissance optique reçue, car elle varie à chaque trame d'utilisateur en fonction de la distance séparant l'utilisateur de l'OLT. Cela permet de modifier le seuil de décision et de récupérer correctement les données. Il s'agit de la réception en mode rafale de la voie montante qui sera détaillée plus tard dans ce manuscrit. 20 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 1.2.3 Caractéristiques de systèmes normalisés BPON, GPON, EPON Outre le GPON qui utilise un mécanisme d'encapsulation multi protocole (GEM: GPON Encapsulation Method, protocole issu du Generic Framing Protocol), il existe, de façon normalisée, le BPON (Broadband PON) qui peut transmettre tout service sur encapsulation de type ATM et l'EPON (Ethernet PON) qui supporte uniquement l'Ethernet. Le G-PON et le BPON sont issus du groupe de pré-normalisation FSAN et sont normalisés par l'ITU-T. Le système E-PON est quant à lui issu de la normalisation IEEE. Nous mènerons dans ce paragraphe une description des caractéristiques de la couche physique et des caractéristiques de la trame permettant la synchronisation et la gestion des périodes temporelles du multiplexage TDMA pour les différents systèmes. 1.2.3.1 Caractéristiques de la couche physique des systèmes Le Tableau 1 récapitule les principales caractéristiques de la couche physique des trois systèmes PON. BPON GPON EPON Standard ITU G983 ITU G984 IEEE 802.3ah Débit des données Descendant: Descendant: Descendant: (Mbps) 1244, 622, 155 2488, 1244 2500 Montant: Montant: Montant: 622, 155 2488, 1244, 622, 155 1250 Modes de trafic ATM GEM (ATM , Ethernet, TDM, ) Ethernet Nombre de clients 64 max 128 max 32 max Distance "logique" 20 km 60 km max, 20 km différentiel 10km, 20 km Descendant: Descendant: Descendant: 1490 nm 1490 nm 1490 nm Vidéo analogique Vidéo analogique Vidéo analogique Longueur d'onde 1550 nm 1550 nm 1550 nm Montant: Montant: Montant: 1310 nm 1310 nm 1310 nm Budget optique 15/20/25 dB 15/20/25/28 dB 15/20 dB Tableau 1 : Récapitulatif des performances des PON normalisés Notons que la différence concerne principalement le débit et le nombre de clients desservis par chaque standard ainsi que la couverture en nombre de kilomètres de fibre parcourue. Les longueurs d'onde, montante et descendante, sont les mêmes pour les trois groupes de normalisation. 1.2.3.2 1.2.3.2.1 Méthodes d'encapsulation et structures de trame B-PON La couche physique du B-PON repose sur le protocole ATM. Les flux descendant et montant sont composés de trames de 153µs. Ces trames sont structurées en cellules ATM. La taille de ces cellules pour les sens descendant et montant est respectivement de 53 et 56 octets. Des cellules PLOAM (Physical Layer Operation Administration and Maintenance) sont contenues dans les flux 21 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès descendant et montant. Les PLOAM gèrent l'identification, la synchronisation et l'allocation de la bande passante des ONU pour le flux montant. Elles arbitrent également la gestion des opérations de maintenance et d'administration entre les ONU et l'OLT. (Cf. Figure 6). (a) (b) Figure 6 : Format de trame B-PON asymétrique à 622/155Mb/s, (a) descendant et (b) montant [3] Plus le débit augmente plus le nombre de cellules ATM transportées dans une trame, augmente. Pour un système à 155Mbit/s, la trame remontante propose 53 cellules ATM pour les N clients (16, 32 ou 64). Le tableau ci-dessous synthétise le nombre de cellules ATM disponibles dans une trame en voies descendante et remontante pour les différents débits. débits Voie descendante Voie remontante 155 Mbit/s 54 53 622 Mbit/s 216 212 1.25 Gbit/s 432 424 Tableau 2 : Nombre de cellules ATM disponibles dans une trame en voies descendante et remontante pour les 16, 32 ou 64 clients Concernant la trame descendante, les N utilisateurs reçoivent les cellules PLOAM et les cellules ATMs. Chaque utilisateur récupère son débit utile à la lecture des cellules ATM correspondantes. Un algorithme de codage permet de masquer les données d'un utilisateur aux autres utilisateurs. L'allocation des cellules ATM vers leur destinataire n'est pas gérée par la trame descendante du BPON. Cette allocation est effectuée directement dans l'en-tête ATM. Tous les ONUs doivent donc lire les en-têtes de l'ensemble des cellules ATM pour récupérer leur débit utile. Concernant la trame montante, les N utilisateurs émettent consécutivement et de manière contrôlée et synchronisée des cellules ATM et 3 octets d'en-tête par cellule. Cette émission est dite en mode rafale. Les 3 octets (24 bits) d'en-tête contiennent 4 bits de temps de garde, un préambule et un délimiteur. Le temps de garde permet d'assurer une distance suffisante entre les cellules consécutives pour éviter leur collision. Le préambule permet le recalage en phase des bits envoyés par paquets par les différents utilisateurs ONUs vers l'OLT ainsi que l'adaptation du gain de la chaîne de photo-détection aux différents niveaux d'amplitude des ONUs. Le délimiteur permet la synchronisation dans la trame elle-même. 22 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès L'attribution de la bande passante amont est réalisée par le central en allouant plus ou moins des 53 cellules aux 16, 32 ou 64 clients. La méthode d'attribution consiste à l'envoi du plan d'allocation à l'ensemble des utilisateurs par l'intermédiaire des PLOAM du flux descendant. Nous avons vu qu'une cellule PLOAM est insérée toutes les 28 cellules ATM à l'intérieur de la trame descendante. Cette cellule contient des autorisations d'émission pour répartir les périodes temporelles entre les utilisateurs. Chaque cellule PLOAM comporte 27 autorisations d'émission. La synchronisation d'une transmission utilisant le TDM est une partie essentielle pour le bon fonctionnement d'un système avec N utilisateurs. Cette synchronisation se retrouve : - sur l'asservissement des horloges des N utilisateurs par une horloge de référence au central, - sur la synchronisation et la récupération de l'horloge du module d'abonné, - sur la synchronisation et la récupération de l'horloge du module au central, L'asservissement des horloges des utilisateurs sur une horloge de référence est nécessaire pour conserver un système synchrone. C'est-à-dire que l'ensemble des modules utilisateurs a le même temps bit. Cette synchronisation permet de simplifier la détection des cellules (secteurs temporels) de chaque client au central, la cadence de l'information étant identique. Cette synchronisation de l'horloge des clients est assurée en continu par les cellules PLOAM. La synchronisation et la récupération de l'horloge de l'ONU La récupération de l'horloge à partir de la trame descendante codée en NRZ est un problème conventionnel de la transmission optique. Un module de récupération d'horloge (détaillé dans la suite du document) permet cette fonction. De manière identique, la synchronisation de trame est réalisée par la connaissance de marqueur de début et de fin de trame. La synchronisation et la récupération de l'horloge de l'OLT La problématique de cette synchronisation au central est associée au fait que les N utilisateurs vont émettre vers le même module de réception dans des slots temporels différents. Le calage des différentes périodes temporelles permet d'éviter les collisions de ces secteurs pour le bon fonctionnement. Ainsi et pour assurer le contrôle de l'émission des différents ONU sans provoquer de chevauchement, une mesure comparative du temps de propagation de chacun des utilisateurs est effectuée par l'OLT lors de l'initialisation d'un ONU dans le système. Cette mesure est vérifiée aussi en cours de fonctionnement du système B-PON. Le temps d'aller-retour est de l'ordre de 200µs pour 20 Km de fibre. La mesure consiste à analyser le délai de réception d'un marqueur dans une fenêtre de 100µs. Ensuite, l'OLT suppose que le premier ONU connecté est à 20 km du central et constitue la référence du procédé de réglage des temps d'émission de chacun des ONUs. Ces derniers sont alors autorisés à émettre par rapport à ce référentiel et en tenant compte du temps de propagation mesuré pour chacun d'entre eux. Cependant, la précision de la mesure du délai de propagation est à 1 temps bit prés pour un temps de garde entre chaque ONU de 4 bits. L'étape suivante est d'effectuer un réglage fin de la phase temporelle de chaque trame de la voie montante. En effet, le calage réalisé à partir d'une mesure faite à la mise en service, est susceptible de subir des variations parce que les caractéristiques des composants des équipements d'extrémités (température, variation des tensions d'alimentation,…) et le temps de propagation à l'intérieur de la fibre (vieillissement, température…) changent. L'imprécision de la mesure du temps de propagation apporte un décalage du temps bit en réception par rapport à l'horloge de référence de ±0.5 temps bit. Afin de situer l'ordre de grandeur de ces variations de phase, rappelons la sensibilité en température du temps de propagation dans la fibre monomode qui est de l'ordre de 0.1ns/°C/km. 23 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès Soit pour une variation de température de 10°C et 20 km de fibre, un décalage du temps de propagation de 20ns. La durée du temps bit du débit amont est respectivement de 6.4ns pour le 155Mbit/s et 1.6ns pour le 622Mbit/s. Cette variation par rapport au temps bit est donc respectivement d'un ordre 3 et 12. Il est donc nécessaire de réaliser une récupération de phase de chaque ONU. Il faut que l'amplitude de ce calage soit suffisante pour rattraper ces dérives et qu'elle soit reconfigurée très régulièrement. Nous verrons que de plus ce circuit de rattrapage de phase doit tolérer une gigue sur les données. En effet, une gigue et un dérapage des temps d'horloge peuvent se produire sur la ligne de transmission (récupération d'horloge à l'ONU, gigue des PLLs) Différentes solutions ont été développées pour effectuer ce réglage. De manière succincte, les solutions utilisées par les systèmes B-PON fonctionnent par mémorisation des paramètres de calage en supposant que cette variation de phase est lente. Un buffer à un temps bit plus élevé (typiquement 8 fois) permet de mémoriser les données reçues à l'OLT. Cette mémoire est ensuite comparée avec 8 niveaux de phase temporelle correspondant chacun à un multiple de 1/8 de temps bit. La meilleure solution est conservée en mémoire. Nous avons donc un jeu de mémoire correspondant au temps de phase le plus adéquat pour chaque utilisateur (ONU). Ce jeu est utilisé en fonction de la provenance (client, ONU) des données reçues. Le contrôle automatique du gain La dernière problématique des systèmes TDM à fibre partagée sur la voie montante est associée aux différents budgets optiques des clients. Ces budgets peuvent varier en fonction de la distance qui les sépare du central (20km soit 6dB possible de variation) et du nombre d'étages de coupleurs qui les différencie. La norme préconise un différentiel de 15 dB sur l'itinéraire optique. La Figure 7 illustre ces séquences de puissances différentes. Nous rappelons aux lecteurs que les valeurs de temps de trame, précisées sur la figure, ne correspondent pas à la norme B-PON. Figure 7 : Illustration de secteurs temporels de puissance optique différente en réception sur l'OLT avec un contrôle automatique du gain en réception [4] Nous détaillerons dans le chapitre associé les différentes solutions utilisées en réception à l'OLT pour adapter le gain de l'amplificateur trans-impédance (TIA TransImpedance Amplifier) après la photo-détection. Ce contrôle du gain permet d'assurer un niveau électrique constant en sortie. Cela nécessite un temps dans l'en-tête de la trame. L'ensemble des fonctions de synchronisation et de contrôle automatique du gain est effectué dans l'en-tête pendant une durée de moins de 20 bits (3 octets (24 bits) au total moins les 4 bits de garde). En effet, sur la durée de 20 bits, il reste à inscrire les bits de délimitation de trame. L'entête B-PON sur le débit remontant consomme 3/56 (5.4%) du débit en ligne. Comme l'en-tête de 24 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès la structure ATM est elle-même de 5 octets, le total des en-têtes du débit remontant consomme 8/56 (14.3%) du débit en ligne. Temps de garde 4 bits Préambule X bits Délimiteur Y bits Cellule ATM 53 octets Temps de l'en-tête 24 bits (3 octets) Figure 8 : Présentation du partitionnement de la trame Dans cette partie, les principes généraux du mode de fonctionnement en TDM des systèmes BPON ont été expliqués. Nous avons également présenté les paramètres structurant la trame et l'adaptation de la couche physique. Cette architecture est pratiquement reprise pour des débits plus élevés du G-PON. En revanche, pour le système B-PON, si un même ONU se voit attribuer plusieurs cellules consécutives, la trame et les en-têtes restent inchangés et sont répétés à chaque cellule alors que pour le système G-PON, l'en-tête de la couche physique n'apparaît qu'une seule fois. 1.2.3.2.2 G-PON Contrairement au B-PON dont la couche physique repose sur l'ATM, le G-PON prend en compte des flux en mode paquet (Ethernet, TDM) avec des tailles variables pour la charge utile appelée "payload". Pour la trame descendante, les informations de type PLOAM sont contenues dans l'en-tête. Cet en-tête doit nécessairement comporter des informations supplémentaires, en comparaison avec l'en-tête du B-PON, étant donné la taille variable de la charge utile et parce que la trame comporte à la fois des cellules ATM et des trames GEM (Gigabit Encapsulation Method). Pour la trame amont, elle est divisée en secteurs temporels partagés entre les ONUs. La structure de la trame montante peut aussi contenir des cellules ATM, des trames GEM et des rapports pour l'allocation dynamique de bande passante (DBA). La Figure 9 illustre la structure des voies descendante et montante pour le système G-PON. La durée des deux trames descendante et montante est fixée à 125µs quelque soit le débit. TP-Frame = 125 µS Downstream PCBd n Payload n PCBd n+1 Payload n+1 1 byte Upstream Slot R Slot 0 Slot 1 Slot R Slot 0 US Virtual Frame TX Interval Figure 9 : Structure de la trame du G-PON [5] 25 Slot 1 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès Un en-tête précède les rafales du trafic montant. Comme pour le B-PON, cet en-tête est employé pour assurer divers processus physiques de calage de phase, de contrôle automatique du gain et de délimitation de trame. Dans le tableau ci-dessous est indiquée la longueur de l'en-tête de la couche physique pour tous les différents débits binaires en amont: Débit binaire en amont 155.52 Mbit/s 622.08 Mbit/s 1244.16 Mbit/s 2488.32 Mbit/s Octets d'en-tête 4 8 12 24 Tableau 3 : En-tête de la couche Physique en amont dans le réseau optique passif G-PON [6] La norme G.984.2 donne des informations sur les processus physiques qui doivent être effectués pendant le temps d'en-tête de la couche physique, ainsi que quelques lignes directrices pour l'emploi optimisé d'un tel temps. Ce temps d'en-tête de la couche physique est employé pour assurer cinq processus physiques dans le réseau PON. Ces processus sont les suivants: le temps d'activation/désactivation (Ton/Toff) du laser, la récupération du niveau de puissance optique, la récupération du temps d'horloge et le début de délimitation du signal utile de la rafale. Paquet à forte puissance optique Niveau 1 Tplo, temps de l'en-tête Tg, temps garde Toff Ton Tp, Préambule Td, Délimiteur Temps de reconnaissance du niveau de puissance Séquence avec : 50% de 1 50% de 0 Paquet à faible puissance optique Niveau 1 Niveau 0 Figure 10 : Subdivision du temps d'en-tête de la trame montante du G-PON 26 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès Dans le Tableau 4 sont énumérées les valeurs normatives des temps d'activation et de désactivation de l'émission de la terminaison ONU, ainsi que, pour référence, le temps d'en-tête de la couche physique. Activation de Désactivation Temps de Temps du Temps de Temps Débit de données l'émission, de l'émission, garde, préambule, délimitation, total, en amont (Mbit/s) Ton (bits) Toff (bits) Tg (bits) Tp (bits) Td (bits) Tplo (bits) 155,52 2 2 6 10 16 32 622,08 8 8 16 28 20 64 1244,16 16 16 32 44 20 96 2488,32 32 32 64 108 20 192 Notes Maximum Maximum Minimum Proposé Proposé Obligatoire Tableau 4 : Attribution recommandée des temps d'en-tête en mode rafale pour les fonctions de la terminaison de ligne optique 1.2.3.2.3 E-PON En janvier 2001, le groupe de normalisation de l'IEEE a lancé des études sur l'avènement de la technologie Ethernet dans le réseau d'accès, à la fois pour les réseaux résidentiels et les réseaux professionnels. L'E-PON (Ethernet PON) est un réseau PON transportant du trafic sur encapsulation Ethernet comme défini dans la norme IEEE 802.3. Le codage en ligne utilisé est le 8b/10b. Ce codage consiste à coder, à l'aide d'une table de correspondance, une série de 8 bits en un symbole de transmission de 10 bits. La norme est aussi basée sur une infrastructure passive (coupleur) de type point à multipoint pour un maximum de 16 clients. Comme pour les systèmes PON précédents, deux longueurs d'ondes différentes ont été utilisées pour diviser le trafic descendant (1490 nm) et remontant (1310 nm). La portée du système a été définie dans deux gammes : 10km et 20 km. Les données sont diffusées depuis l'OLT vers les ONU en paquets de 1518 octets (IEEE 802.3 ah à 1.25 Gbit/s). Chacun des ONU ne prend en compte que les paquets qui le concernent. Le trafic montant utilise une répartition dans le temps (TDMA), en synchronisation avec les flux descendants. La structure de la trame E-PON est plus large en temps que la trame G-PON. En effet, le temps d'en-tête est réparti comme indiqué sur le tableau suivant. 1000Base 10 ou 20 km Ton ns (max) Treceiver_settling (max) en ns Tcdr(max) en ns Tcode_group_align (max) en octet Toff ns (max) 512 400 400 4 512 Tableau 5 : Les différents temps de l'en-tête E-PON Ces différents temps d'en-tête sont définis comme : Ton et Toff : temps d'allumage et d'extinction de la source de lumière (souvent un laser Fabry-Perrot à 1310 nm) au niveau des ONUs. Treceiver_settling : temps nécessaire à la chaîne de réception pour que le signal détecté soit dans les recommandations des spécifications. Ces spécifications sont données cidessous. 27 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès Tcdr : intervalle de temps nécessaire à la chaîne de réception de l'OLT pour acquérir la phase et la fréquence des données remontantes en mode rafale. Ce temps est défini pour un verrouillage de l'horloge (phase et fréquence) et un maintien par rapport à la gigue du signal avec un taux d'erreurs de 10-4 ou de10-12, respectivement avec ou sans un code correcteur d'erreurs. Tcode_group_align correspond au délimiteur de début et de fin de la séquence du paquet ou d'une partie du paquet La figure suivante représente la structure temporelle de la trame E-PON incluant les différents temps d'en-tête présentés plus haut. Figure 11 : Structure de la trame E-PON 28 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 1.3 Futures générations du réseau d'accès optique A l'heure à laquelle les fournisseurs d'accès en Europe et aux USA se lancent dans des opérations de pré-déploiement de l'architecture déjà normalisée du réseau PON, des études sur les futures générations sont en cours de discussion dans les groupes internationaux de normalisation, tels que l'IEEE et le FSAN (Full Service Access Network), ce dernier est l'organisme de prénormalisation de l'ITU (International Telecommunication Union). Dans ce paragraphe, nous allons nous attarder sur quelques architectures types de la future génération du réseau PON qui sont en cours d'étude dans plusieurs sujets de recherche. 1.3.1 PON avec multiplexage en longueur d'onde (WDM) L'introduction du multiplexage en longueur d'onde "WDM" est d'abord la réponse à une augmentation des débits et du taux de partage dans le réseau d'accès. Le WDM est une solution qui permet le partage du réseau en utilisant la longueur d'onde comme composante de multiplexage. En effet, la limite en débit imposée par le TDM peut être évitée en introduisant le WDM et en affectant, par exemple, une longueur d'onde par utilisateur, ce qui revient à faire du point à point en longueur d'onde. Nous cumulons ainsi les avantages du point à point et de la mutualisation de la fibre. Il existe principalement deux techniques de PON WDM, l'une utilisant un coupleur comme composant de répartition, il s'agit alors du "broadcast and select", l'autre utilisant un multiplexeur et faisant appel à du démultiplexage spatial. 1.3.1.1 Architecture PON WDM "broadcast and select" Dans ce type d'architecture, nous remarquons la présence du même élément principal que dans un PON TDM, c'est-à-dire le coupleur passif achromatique qui va diffuser les longueurs d'onde vers tous les ONU ("broadcast"). Chaque abonné reçoit toutes les longueurs d'onde mais un filtre optique différent chez chaque client (ou un filtre optique accordable) permet de sélectionner la longueur d'onde qui lui est attribuée ("select"). Il existe une configuration unidirectionnelle avec deux fibres, une pour chacune des voies montante et descendante. Cf. Figure 12 et Figure 13. ONU OLT λ'1 Coupleur 1:N Emission Filtre optique λ1, λ2, … , λn Emission Réception Emission λ'2 Filtre optique Réception 1 λ1 2 Réception λ2 λ'1, λ'2, … , λ'n λ'n Emission Filtre optique N Réception λn Figure 12 : Architecture PON WDM unidirectionnelle "broadcast and select" 29 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès Mux/Demux λ'1 OLT Mux/Demux Coupleur 1:N λ1, λ2, … , λn ONU Emission Filtre optique 1 Réception λ1 λ'2 Emission Emission Réception Filtre optique λ'1, λ'2, … , λ'n 2 Réception λ2 λ'n Emission Filtre optique N N Réception λn Figure 13 : Architecture PON WDM bidirectionnelle "broadcast and select" 1.3.1.2 Architecture PON WDM avec démultiplexage des longueurs d'onde Le composant qui effectue la répartition des flux descendants n'est pas un coupleur mais un démultiplexeur qui va orienter chaque longueur d'onde vers son destinataire. ONU OLT Multiplexeur/ Démultiplexeur λ1, λ2, … , λn Réception λ'1 λ1 Emission λ'2 Réception λ2 Emission λ'n Emission Emission 1 2 Réception λ'1, λ'2, … , λ'n N Réception Figure 14 : Architecture PON WDM unidirectionnelle avec aiguillage en longueur d'onde ONU OLT Emission Réception Multiplexeur/ Démultiplexeur λ1, λ2, … , λn Réception λ'1 λ1 1 Emission λ'2 Réception λ2 Emission λ'n Emission 2 λ'1, λ'2, … , λ'n N Réception Figure 15 : Architecture PON WDM bidirectionnelle avec aiguillage en longueur d'onde Cette structure permet d'atteindre un maximum d'efficacité en bande passante par client. De plus, les pertes optiques du multiplexeur sont indépendantes du nombre de ports de sortie. Toutefois, le prix du démultiplexeur reste très élevé pour l'instant. 30 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 1.3.2 Architecture PON WDM avec un ONU achromatique Plusieurs études ont été menées pour approcher la notion d'un réseau PON achromatique. Il s'agit essentiellement de rendre le module présent chez les clients indépendant de la longueur d'onde pour réduire les coûts d'inventaire et de maintenance dans une architecture basée sur le WDM. Par conséquent, la cohabitation entre le partage temporel (TDM) et le multiplexage en longueurs d'onde (WDM) sera envisageable. L'idée de base repose sur l'utilisation de sources lasers accordables présentes au central. Ainsi la longueur d'onde est fixée à l'installation avec une possibilité de reconfiguration en cas de migration ou d'évolution du maquettage en longueur d'onde du réseau déployé. Cependant, les lasers accordables restent trop chers pour les intégrer dans le réseau d'accès. Une alternative serait d'utiliser une source large hachée par un démultiplexeur (Spectrum Slicing). Cette technique permet donc le partage d'une seule source entre plusieurs utilisateurs. La source large peut être constituée par l'émission spontanée amplifiée d'un amplificateur optique à fibre dopée Erbium (EDFA) ou par une diode superluminescente (SLED) [7]. Cette dernière solution est privilégiée par son coût 10 fois inférieur à celui de la source spontanée d'un amplificateur à fibre dopée. Le spectre est haché par un démultiplexeur et chaque ONU reçoit donc une "tranche" spectrale dont la forme correspond à celle du filtre du multiplexeur et la longueur d'onde centrale au port du multiplexeur. Ce signal est alors amplifié par le RSOA, modulé avec les données montantes et renvoyé dans la fibre. Les différents signaux montants sont ensuite multiplexés au point de répartition puis démultiplexés au central pour être détectés séparément. La Figure 16 illustre le principe de cette technique de modulation déportée pour le sens montant avec un RSOA à l'ONU et une SLED au central pour la génération des multiples longueurs d'onde. Figure 16 : Principe de la technique de modulation déportée avec SLED et RSOA pour le sens montant [8] Des études récentes sur la montée en débit de la voie montante ont démontré l'utilisation d'un RSOA jusqu'à 5 Gbit/s pour une bande passante de 28 nm [9]. Cela permet de prévoir un multiplexage de 32 longueurs d'onde espacées de 100 Ghz pour une distance totale de 20 km de fibre standard. Dans le cadre de ces travaux de thèse, nous avons testé un module ONU intégrant un RSOA. 1.3.3 PON hybride WDM/TDM Le concept de l'architecture du réseau PON, dans la majorité des opérations de déploiements en cours en Europe, aux USA et en Asie, repose sur le partage temporel d'une seule longueur d'onde entre plusieurs utilisateurs. Pour augmenter la bande passante allouée à chaque utilisateur, le mariage entre le partage temporel et le partage en longueur d'onde dans la même architecture représente une des solutions futures pour la nouvelle génération du réseau d'accès. On parle alors d'un PON hybride WDM/TDM. Il est important de noter que l'avènement du WDM dans le 31 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès réseau d'accès ne pourrait se faire brusquement. En effet, il est essentiel pour les opérateurs et fournisseurs d'accès, qui déploient actuellement le réseau PON TDM, de rentabiliser le réseau en cours de déploiement et donc de réintégrer les équipements déjà installés dans la nouvelle génération. La Figure 17 illustre un futur réseau PON de type hybride intégrant le multiplexage en longueur d'onde et le multiplexage temporel. Emission 1 1 OLT Mux/Demux Emission N 2 1:N Mux/Demux 2 Réception Emission N N Réception N AWG 1 Emission Réception 1 Emission 1 1 2 Réception 1 M 1:M Réception 1 2 M Emission M Réception M Figure 17 : Architecture d'un réseau PON hybride WDM/TDM Ce type d'architecture permettra de mutualiser le nombre de kilomètres de fibre parcourue par plusieurs réseaux TDM ainsi que la concentration de tous les OLT dans le même central. Des études sont menées sur des PON hybrides avec un débit de transmission à 10 Gbit/s et un nombre de clients desservis qui s'élève à 1088 pour une portée de 110 km. [10]. L'introduction de l'amplification optique avec un taux de partage aussi important et une portée autour de 100 km est tout à fait envisageable. 1.3.4 PON avec multiplexage temporel (TDM) à 10Gbit/s L'augmentation du débit des réseaux PON jusqu'à 10 Gbit/s représente l'évolution logique pour le multiplexage temporel afin d'accroître la bande passante de chaque utilisateur. La problématique est en cours de discussion au sein des groupes de normalisation afin de trouver les solutions techniques pour une telle évolution. En effet, le défi est de concilier la montée en débit et la réutilisation de l'infrastructure existante. Pour le sens descendant où le flux de données émises est continu, il est techniquement possible d'obtenir un multiplexage temporel à 10 Gbit/s. Pour le sens montant, la difficulté réside dans la conception de modules optoélectroniques bas coût, à l'émission et à la réception à 10 Gbit/s. Plusieurs études sont menées à travers le monde dans des laboratoires de recherche et plus particulièrement au Japon où dès 2005, les premiers modules optoélectroniques ont été prototypés avec un débit de modulation à 10.3 Gbit/s [11-12]. Un nouveau récepteur pour le sens montant en mode rafale à 10 Gbit/s, dont la photographie est présentée sur la Figure 18, a été développé par NTT [13]. Ce module comporte une photodiode APD avec un seuil de détectivité égal à -24.8 dBm à 10.3 Gbit/s pour un budget optique total de 27.8 dB. Avec l'introduction d'un code correcteur d'erreur (FEC : Forward Error Correction) utilisant un codage très répandu RS (255, 239), le budget optique est augmenté de 5 dB car le seuil de détectivité de la photodiode est décalé à -29.8 dBm. Le prix d'un tel module reste prohibitif pour son intégration dans le réseau d'accès. De plus des efforts de miniaturisation et de mise sous forme de transceivers seront nécessaires pour les déploiements futurs de la génération PON à 10 Gbit/s. 32 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès Vue de derrière Vue de devant Figure 18 : Photographie du module de réception développé par NTT pour la voie montante à 10Gbit/s 1.3.5 PON TDMA avec une coexistence d'un double débit pour la voie montante : 1.25/10 Gbit/s La coexistence de deux débits montants, 1.25/10 Gbit/s, dans la même architecture PON est une première idée de migration vers la future génération des réseaux d'accès optiques La difficulté d'un tel dispositif sera la réalisation d'un récepteur à l'OLT capable de gérer les deux flux montants en mode rafale avec deux débits différents. Figure 19 : Architecture illustrant un réseau PON avec la coexistence d'un double débit : 1.25/10.3Gbit/s [14] Une nouvelle étude japonaise, illustrée par la Figure 19, utilise deux modules de récupération d'horloge (CDR : Clock and Data Recovery) dans le même module de réception afin de gérer deux flux à deux débits différents derrière la photodiode APD. Ces deux CDRs sont montés en parallèle derrière la photodiode APD avec un circuit qui joue le rôle d'aiguilleur et qui contrôle le débit de chaque trame temporelle pour l'acheminer vers le module de récupération d'horloge le plus approprié en fonction du débit. (Cf. Figure 20). Le temps de réponse de ce prototype est de l'ordre de 26 ns pour un seuil de détectivité égale à -30 dBm et -24 dBm pour les données à 1.25 Gbit/s et à 10 Gbit/s respectivement. Une telle avancée technologique jouera un rôle essentiel dans la migration des architectures déployées dans le but de faire coexister deux générations de PON à débit différents. 33 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès Figure 20 : Configuration du module de réception à double débits [14] 1.3.6 Réseaux PON étendus Afin de répondre à une future couverture très dense du réseau FTTH, des nouvelles solutions permettant la mutualisation des infrastructures et la maximalisation du taux de partage sont en cours de développement. Il s'agit essentiellement de regrouper plusieurs centraux en un seul équipement NRA. Cette solution serait couplée avec le besoin d'accroissement du taux de partage et de la portée. Pour ce faire le concept de "l'extender box" est en cours de normalisation sous ITU-T Recommendation G.984.6 [ 15 ]. C'est un dispositif qui englobera les possibilités de rallongement du budget par le biais de solutions d'amplification ou de régénération opto-électrooptique. Dans les deux paragraphes qui suivent, nous allons nous attarder sur ces deux types de PON étendus, à la fois par amplification optique et par régénération. 1.3.6.1 Introduction de l'amplification dans le réseau d'accès optique Deux types de technologies sont exploités dans la recherche de l'augmentation du budget optique par amplification : l'amplification à base de fibres dopées et l'amplification utilisant des amplificateurs à semi-conducteurs (SOA). Les budgets optiques atteints pour ces deux types d'amplification sont respectivement de l'ordre de 46.5dB [16] et 54dB [17]. Cette augmentation de budget optique permettra de couvrir des zones plus denses en nombre de clients desservis et en longueur de fibre. La Figure 21 illustre une architecture d'un réseau GPON amplifié utilisant un SOA pour chacun des sens montant et descendant. Notons que pour le sens montant, le gain du SOA utilisé est supérieur à 27 dB. En effet, si à 1490 nm l'atténuation dans la fibre standard est de l'ordre de 0.2 dB/km, à 1310 nm, les pertes linéiques dans la même fibre atteignent environ 0.35 dB/km. Par conséquent, pour une distance de 60 km, le SOA amplifiant le signal montant devrait combler 9 dB supplémentaires en comparaison avec le SOA amplifiant le signal descendant. D'où l'intérêt de développer une nouvelle génération de SOA à fort gain pour la bande O [18]. Figure 21 : Architecture d'un réseau PON étendu intégrant deux amplificateurs SOAs [17] 34 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès La Figure 22 illustre un réseau PON amplifié [19 ] fonctionnant à 10 Gbit/s pour la voie montante. Il s'agit d'un amplificateur à fibre dopée en praseodymium. Cet amplificateur offre un gain de 17 dB pour la voie montante à 1310 nm. Les résultats montrent qu'un budget optique de 42.8 dB est réalisé. En introduisant un code correcteur d'erreurs, le budget optique total atteint 50.4 dB. Cette architecture représente la future génération des réseaux PON, non seulement par l'introduction de l'amplification mais aussi par la montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s. Le test comprend deux modules d'émission en mode rafale et un module de réception intégrant une photodiode à avalanche (APD), un amplificateur trans-impédance et un amplificateur limiteur [20]. Le principe de fonctionnement de l'émetteur et le récepteur en mode rafale sera détaillé ultérieurement. Figure 22 : Architecture d'un réseau PON étendu intégrant un amplificateur à fibre dopée en praseodymium [19] 1.3.6.2 PON amplifié avec une modulation déportée pour la voie montante et un ONU réflectif Des travaux de recherche sont menés à l'université de Cork pour une future génération de réseau PON utilisant un module intégré monolithiquement [21]. L'idée principale repose sur la réalisation de la modulation déportée de la voie montante. Cela est possible grâce au tandem regroupant un modulateur à électro-absorption et un amplificateur à semiconducteur réflectif ; "R-EAM-SOA". Les résultats sont focalisés sur la voie montante. Celle-ci est modulée à 10 Gbit/s pour un taux de partage de 128 et sur une distance de transmission de l'ordre de 100 km. La Figure 23 décrit l'architecture étudiée. Des amplificateurs sont implémentés dans cette architecture et ils sont localisés dans l'ancien NRA (Local Exchange "LE" sur la Figure 23). Une faible pénalité de l'ordre de 0.5 dB pour un taux de partage de 128 a été mesurée. Cette pénalité est due à la rétrodiffusion de Rayleigh pour une puissance injectée dans le R-EAM-SOA comprise entre -17 et -4 dBm. En revanche, l'architecture est bi-fibre et pourrait éventuellement devenir mono fibre grâce à l'introduction des codes correcteurs d'erreur (FEC). Figure 23 : Architecture PON WDM avec un REAM-SOA dans le module ONU [21] 35 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès 1.3.6.3 Introduction des répéteurs 2R/3R dans le réseau d'accès optique Les répéteurs appelés couramment transpondeurs sont composés de 2 transceivers montés têtebêche. Cf. Figure 24. Leur rôle est d'effectuer une conversion opto–électro-optique des signaux provenant de l'OLT et des ONT. Dans le cas d'une régénération 2R, cette conversion s'accompagne d'une réamplification et d'une remise en forme des signaux reçus. Une fonction supplémentaire de resynchronisation est réalisée avec un répéteur 3R. Ils peuvent être employés aussi bien en bidirectionnel qu'en monodirectionnel et sont généralement insérés en ligne. À l'instar de l'amplification en ligne, le réseau PON perd également son aspect passif dans le sens strict du terme puisqu'il faut alimenter les 2 transceivers. Toutefois, dans l'optique d'une migration de réseau, le transpondeur vient remplacer l'OLT existant et permet de remonter ce dernier dans un central en amont. Dans la perspective de mutualisation des équipements et de la fibre, il est tout à fait naturel d'utiliser le répéteur en fonctionnement bidirectionnel. D'autant plus que le test de cette architecture a permis de réaliser une extension de 28 dB du budget optique initial fixé par la norme GPON à 30 dB pour la classe C. (a) (b) Figure 24 : Montage de 2 transpondeurs tête bêche bidirectionnel (a) photo d'un montage au laboratoire, (b) schéma du montage test 1.3.7 Nouvelles techniques de multiplexage pour les futurs réseaux d'accès optique Le format de modulation NRZ (Non Return to Zero) se retrouve limité lorsqu'il s'agit d'augmenter la portée et le débit dans le réseau d'accès. En effet, la modulation directe de lasers courants engendre des signaux sensibles à la dispersion chromatique. Cette pénalité est liée au chirp des lasers qui est souvent supérieur à 4. La distance de transmission est donc limitée sur la fibre monomode standard (SMF) ayant une dispersion de 16ps/nm.km autour de la longueur d'onde de 1550 nm 1.3.7.1 OFDM L'OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) est une technique de transmission de données analogiques apparue dans les années 1970s. C'est un type de modulation de signaux numériques par répartition en fréquences orthogonales. Elle est bien adaptée aux réseaux locaux ou métropolitains, particulièrement aux canaux de transmission radio sur longues distances sans transmission d'ondes multiples (échos). Depuis quelques années, cette modulation est utilisée et 36 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès adoptée comme une technique efficace dans les systèmes de communication standardisés comme le Wifi [22], le Wimax, DAB et DVB-T. L'OFDM, qui est largement utilisé dans les systèmes de transmission radio et la transmission UWB [23], est devenu attractif pour le réseau d'accès optique. Ceci est prouvé par les publications notamment dans les conférences OFC [24] et ECOC [25] (2007/2008). Le premier intérêt de ce type de modulation pour le réseau d'accès optique est la densité spectrale élevée (Bit/s/Hz) grâce aux codages QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) ou m-QAM (Quadrature Amplitude Modulation). Avec cette propriété, nous pouvons augmenter le débit sans changer le coût des composants électriques. Un signal de 10 Gbit/s peut être contenu dans une bande passante moins élevée. Cela implique que des composants ayant une faible bande passante et moins onéreux pourraient être modulés directement. De plus, l'OFDM est une technique de modulation multi-porteuses, il est donc robuste aux effets de dispersion chromatique. Cette propriété est bien adaptée au système 10 Gbit/s pour le réseau d'accès optique. L'intérêt le plus important du format de modulation OFDM est l'implémentation basée sur la technique DSP (Digital Signal Processing) qui peut réduire le coût des composants dans le système. En effet, comme l'OFDM est utilisé dans les systèmes de transmission radio depuis 1995 il y a eu beaucoup de développements sur ce format de modulation. Cette maturité est profitable pour le réseau d'accès optique. Enfin, l'introduction d'un code correcteur d'erreur (FEC) peut améliorer la transmission du signal. 1.3.7.2 Multiplexage de codes et PON OCDMA Cette technique appelée AMRC (Accès Multiple à Répartition de Code ou Code Division Multiplexing Access, CDMA) est très connue dans les systèmes de radiocommunication cellulaires. Le principe de base dans le domaine électrique est de multiplier le signal numérique à transmettre par une séquence de N éléments binaires de durée très inférieure à celle du signal, ce qui a pour effet d'étaler le spectre. A la réception, la multiplication par la séquence identique à celle d'émission restitue le signal d'origine alors que la multiplication par une séquence différente élargira encore le spectre. Pour extraire le signal original un simple filtre passe bas est nécessaire. S'il est possible de transporter sur une fibre optique du CDMA "électrique", il existe aussi un CDMA optique appelé OCDMA. Deux principales solutions sont généralement retenues : l'OCDMA temporel et l'OCDMA en longueurs d'onde. L'OCDMA temporel (Figure 25): La technique consiste à effectuer un codage dans le domaine du temps, en générant des codes constitués de séquences particulières d'impulsions optiques ultra-courtes. La durée correspondant à la période du signal numérique de base est alors découpée en un grand nombre de "slots" temporels, et un élément binaire est transmis sous la forme d'une séquence d'impulsions optiques, chaque impulsion se logeant dans un de ces "slots". (la longueur totale de la séquence correspondant au temps-bit). Un dispositif adapté, permet en réception, d'identifier les informations destinées à un utilisateur particulier par reconnaissance de la séquence correspondante. Figure 25 : OCDMA temporel 37 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès L'OCDMA en longueur d'onde : Dans ce cas, le jeu de codes est un ensemble de signatures spectrales ou, exprimé différemment, chaque signature correspond à un "code-barres" constitué de raies à différentes longueurs d'onde. Le code peut être généré à l'émission par un ensemble de sources à spectre étroit, qui sont allumées ou non suivant le code à émettre, ou par une source large derrière laquelle est placé un jeu de filtres correspondant aux raies spectrales retenues. Figure 26 : OCDMA en longueur d'onde L'OCDMA hybride : Il s'agit d'une technique mixte, utilisant les deux dimensions : temps et longueurs d'onde (Figure 27). En fait, cette configuration peut simplement être une conséquence de la technologie et de l'organisation des modules de codage et de décodage dans le cas de l'OCDMA en longueur d'onde (filtres en cascade ou non), qui impose une dimension temporelle au mode de codage. Figure 27 : OCDMA hybride L'OCDMA peut être utilisé dans une configuration de PON avec un coupleur N vers N qui diffuse toutes les informations à tous les utilisateurs. Comme pour tous les systèmes diffusés, de type "broadcast and select", chaque utilisateur reçoit l'ensemble des informations véhiculées par le réseau, et sélectionne celles qui lui sont destinées. Si les outils mis en œuvre dans les techniques WDMA permettent un filtrage efficace des données sélectionnées et un rejet des autres informations, le principe même de l'OCDMA rend cette sélection plus délicate. Pour un utilisateur donné, l'ensemble des informations destinées aux autres utilisateurs constitue un bruit qui vient se superposer au signal correspondant à ses propres données, bruit que l'on appelle Interférence d'Accès Multiple (IAM). L'IAM, qui augmente avec le nombre d'utilisateurs du réseau, va constituer la principale limitation des performances des systèmes OCDMA. Quelque soit l'approche considérée pour l'OCDMA, il est nécessaire de construire un code avec une différence (ou une "distance") entre les mots la plus grande possible, ceci afin d'améliorer l'extraction du signal souhaité parmi le bruit, essentiellement constitué par l'interférence d'accès multiple (IAM) due à la superposition des signaux liés aux différents utilisateurs. Dans le domaine électrique, les signaux peuvent être positifs, négatifs ou nuls, et l'orthogonalité stricte entre les mots de code peut être obtenue. En revanche, dans le domaine optique, (et hormis en optique cohérente, trop complexe aujourd'hui à mettre en œuvre dans ce contexte), seul le niveau de 38 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès puissance lumineuse est détecté et il n'y a donc que des signaux positifs ou nuls. L'orthogonalité stricte ne peut plus être atteinte, et il faut se contenter d'une quasi orthogonalité, moins favorable pour de bonnes performances en décodage. Une des difficultés de la technique réside donc dans l'élaboration de codes permettant d'obtenir les meilleures performances. La nouveauté technologique sur l'OCDMA est la création de réseaux de Bragg avec des discontinuités de phase permettant d'utiliser la phase comme paramètre supplémentaire de codage. 1.3.7.3 Le multiplexage de sous porteuses SCM Le multiplexage de sous-porteuses ou Sub-carrier Multiplexing (SCM) est un multiplexage optique qui permet le passage d'un multiplex RF électrique à un signal optique modulé en puissance. Le laser est modulé directement par le multiplex électrique auquel s'ajoute une intensité continue qui permet d'atteindre le point de fonctionnement. Il est donc possible de transmettre plusieurs signaux optiques sur une porteuse optique et l'intérêt réside dans la simplicité de récupération des signaux puisque de simples filtres électriques sont suffisants après démodulation de la porteuse optique. L'inconvénient est que c'est un multiplexage fragile dans la mesure où le rapport signal sur bruit par porteuse diminue avec le nombre de porteuses et il est, de par sa nature (multiplex fréquentiel), très sensible aux non linéarités. Le laser doit donc être exclusivement modulé dans sa partie linéaire. Le SCM est donc une technique de multiplexage intéressante pour transporter des signaux RF sur fibre optique (application avec la technologie ADSL) mais ses capacités en nombre de porteuses sont trop limitées pour penser à adresser un grand nombre d'utilisateurs par allocation d'une fréquence électrique par client. Néanmoins cette technique pourrait être une solution en association avec du WDM. 1.3.7.4 Multiplexage statistique et commutation optique Une voie possible pour répartir les données entre utilisateurs à très haut débit est celle de la commutation optique. Cela revient à faire de l'optical burst switching dans le réseau d'accès avec un équipement qui en lisant seulement des en-têtes pourrait commuter les ports de sortie afin d'orienter les paquets optiques sans toucher à ceux-ci. Un multiplexage statistique peut alors être utilisé pour multiplexer les données. Ce mode de fonctionnement a le désavantage d'ajouter un équipement actif dans le réseau ce qui n'est pas souhaitable, mais a néanmoins un intérêt dans le cas d'un réseau d'accès plus étendu. 39 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès [1] http://www.commentcamarche.net/wireless/wlintro.php3 [2] ITU-T,"Réseaux optiques passifs gigabitaires : Spécification de la couche dépendante du support physique", G.984.2, Mars 2003 [3] Recommandation ITU-T G.983.1 [4] "FSAN GPON Upstream Burst Mode Transmission Experiments", X.Z. Qiu et. al., ECOC2004, paper We2.6.4 [5] Recommandation ITU-T G.984.3 [6] Recommandation ITU-T G.984.2 [7] "WDM-PON with Colorless ONUs", F. Payoux et al., Optical Fiber Communication conference 2007, invited paper OTuG5, March 2007 [8] "Etude des réseaux d'accès optiques exploitant le multiplexage en longueurs d'onde", thèse de Franck Payoux N° d'ordre 2006telb0016, soutenu le 28 août 2006 [9] "Demonstration of RSOA-based remote modulation at 2.5 and 5 Gbit/s for WDM PON", Philippe Chanclou et al., OFC 2007, 25-29 March 2007, paper OWD1 [10] "10 Gbit/s Hybrid DWDM/TDM PON For Long Reach Optical Access", E. K. MacHale, G. Talli and P. D. Townsend, The Second International Conference on Access Technologies 2006, 21-22 June 2006 Page : 37 – 40 [11] "First Single Fiber Bi-directional XFP Transceiver for Optical Metro/Access Networks, T.Yoshida et al., ECOC2005, Vol.3, We4.P.021 [12] "Experimental Study on 10Gbit/s E-PON System Using XENPAK-based burst mode transceivers, K. Tanaka et al., ECOC 2005, Vol.2, Tu 1.3.2 [13] "High Sensitivity APD Burst-mode Receiver for 10Gbit/s TDM-PON System", T. Nakanishi et al., IEICE 2007/9/10-14, paper B-08-009, pp. 161 [14] "A 1.25/10.3-Gbit/s AC-coupled Dual-rate Burst-mode Receiver without Reset Signals", Kazutaka Hara et al., ECOC2008 [15] ITU-T Recommendation G.984.6, to be standardized [16] "Amplified gigabit PON systems", K-I. Suzuki, Y. Fukada, D, Nesset, and R. Davey, JON 6, 422-433 (2007) [17] "Extended Reach GPON using High Gain Semiconductor Optical Amplifiers", D. Nesset et. al., OFC2008, paper JWA107 [18] "High-Performance Semiconductor Optical Amplifier Modules at 1300 nm", A. E. Kelly, C. Michie, I. Armstrong, I. Andonovic, C. Tombling, J. McGeough, and B. C. Thomsen, IEEE PLT, Vol. 18, Issue 24, pp.26742676 [19] "Burst-mode Optical Amplifier for Long reach 10Gbit/s PON application", Ken-Ichi Suzuki et. al., OFC2008, paper OthL3 [20] "10.3125 SiGe BiCMOS burst-mode 3R receiver for 10G-EPON systems", S. Nishihara, et. al., OFC2007, paper PDP8 [21] "Extended-Reach PON employing 10Gbit/s Integrated Refelctive EAM-SOA", E.K MacHale et al., ECOC2008 [22] Norme IEEE802.11a pour les réseaux locaux sans fil 40 Contexte et Evolution de l'Architecture du Réseau d'Accès [23] ISO/IEC DIS26908 UWB standard [24] "Demonstration and Design of High Spectral Efficiency 4Gb/s OFDM System in Passive Optical Networks" Y.-M. Lin, OFC 2007, Paper OThD7 [25] "Experimental Demonstration of a Novel OFDM-A Based 10Gb/s PON Architecture", Dayou Qian et. al., ECOC 2007, Paper Tu5.4.1 41 Chapitre 2 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 43 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2.1 Fibre optique La fibre optique est considérée comme le meilleur média de communication. En effet, la fibre est immunisée contre toute perturbation électromagnétique. Elle permet la propagation du signal optique sur une très grande distance avec très peu de déformation. Un signal optique peut se propager sur une centaine de kilomètres de fibre avant de subir une atténuation le rendant difficilement détectable. Une amplification ou régénération peut être nécessaire pour augmenter la portée de la transmission. 2.1.1 Transmission de la lumière dans une fibre optique Une fibre optique est un mince fil de verre de silice du diamètre d'un cheveu humain. En réalité, c'est un très étroit et très long cylindre de verre aux caractéristiques très particulières. Quand la lumière entre à une extrémité, elle est confinée à l'intérieur et transmise jusqu'à l'autre extrémité. Ce verre en silice se caractérise par son indice de réfraction n, cet indice est obtenu par le rapport entre la vitesse de la lumière dans le vide et dans la fibre. (n = c/v). La fibre est constituée de deux parties : le cœur et la gaine. Le cœur est un cylindre très fin et la gaine qui entoure le cœur est d'indice de réfraction légèrement inférieur. Ainsi l'interface entre la gaine et le cœur agit comme un miroir parfait. La lumière est confinée par ce miroir qui entoure le cœur même si la fibre est courbée. La fibre peut être à gradient d'indice de telle sorte que l'indice de réfraction du cœur varie lentement de l'axe de la fibre à la gaine, contrairement à la fibre à saut d'indice. 2.1.2 Fibre multimode et fibre monomode Il existe deux types de fibres optiques, la fibre multimode et la fibre monomode. Concernant la fibre multimode, si une extrémité de ce genre de fibre est illuminée, seul un nombre fini de chemins est possible. Il s'agit des modes de la fibre. Le nombre de modes augmente avec le diamètre du cœur. En effet, la fibre multimode possède un cœur de diamètre beaucoup plus grand que pour la fibre monomode. Pour une fibre multimode, le diamètre du cœur peut être compris entre 50 et 62.5 µm pour un diamètre de la gaine de 125 µm, tandis que pour une fibre monomode, il est compris entre 5 et 10 µm. 44 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2.1.3 Atténuation L'atténuation dans la fibre est due aux impuretés du verre qui peuvent absorber la lumière. De plus, les uniformités de la silice provoquent de la diffusion. Les taux d'absorption et de diffusion dépendent de la longueur d'onde et des caractéristiques du verre. Les caractéristiques d'atténuation d'une fibre en silice en fonction de la longueur d'onde sont données sur la Figure 28. Figure 28: Spectre de perte typique d'une fibre optique silice en fonction de la longueur d'onde 2.1.4 Dispersion La dispersion d'un signal optique correspond à l'étalement temporel de l'impulsion lors de sa transmission dans une fibre. En effet, tout signal optique, même monochromatique, possède plusieurs composantes spectrales. Ces dernières ont des vitesses de propagation différentes dans la fibre et atteignent le photorécepteur après des temps de propagations différents. 2.1.4.1 Dispersion chromatique La dispersion chromatique se divise en deux types, celle du matériau et celle du guide d'onde. Concernant la dispersion du matériau, comme l'indice de réfraction de la fibre dépend de la longueur d'onde, la vitesse de propagation des différentes composantes spectrales du signal sera différente. Ce type de dispersion représente une part importante dans la dispersion chromatique. Toutefois, la deuxième source est la dispersion du guide d'onde. Afin de comprendre ce deuxième paramètre, il est essentiel de noter que le profil d'une fibre a une forte influence sur la vitesse de groupe. Aussi, la valeur de l'indice effectif de la fibre vu par l'onde dépend de l'extension du mode propagé dans la gaine. Si la majorité de la puissance transmise est confinée dans le cœur de la fibre, l'indice effectif sera plus proche de la valeur de l'indice du cœur et inversement. L'extension du mode dans la gaine dépend de la longueur d'onde transmise. Plus la longueur d'onde est grande plus l'extension dans la gaine est importante. Ainsi les courtes longueurs d'onde voient un indice supérieur aux longues longueurs d'onde. Par conséquent, les grandes longueurs d'onde vont plus vite que les courtes. D'où la dispersion d'un signal ayant une large bande spectrale. La Figure 29 illustre l'évolution de la dispersion de guide et de matériau en fonction de la longueur d'onde. Le régime dit "normal" de la dispersion est représenté à gauche de la dispersion nulle sur la Figure 29. Dans ce régime, les grandes longueurs d'onde se déplacent plus vite que les courtes. On parle d'un glissement en fréquence positif. Pour le régime de dispersion dit "anormal" c'est la partie de la courbe à droite de la dispersion nulle dans laquelle les courtes longueurs d'onde se propagent plus vite que les longues. Dans ce cas, il s'agit d'un glissement en fréquence négatif. 45 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 35 Dispersion de guide Dispersion du matériau Dispertion totale Dispersion (ps/nm/km) 30 25 20 15 10 5 0 -5 -10 -15 1,2 1,25 1,3 1,35 1,4 1,45 1,5 Longueur d'onde (µm) 1,55 1,6 1,65 Figure 29 : Evolution de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde [Annexe 1] 2.1.4.2 Dispersion intermodale Pour les fibres multimodes, la dispersion intermodale domine. Elle est responsable de la limitation des systèmes avant l'atténuation ou d'autres formes de dispersion. Quand un pulse est injecté dans une fibre multimode, il se décompose en plusieurs modes et chaque mode parcourt une distance différence. Ainsi certaines composantes du pulse vont arriver avant d'autres créant de la dispersion. On parle alors de la dispersion intermodale. La figure suivante illustre les deux types de dispersions chromatique et intermodale. Figure 30 : Illustration de la dispersion chromatique et intermodale 2.1.4.3 Dispersion de polarisation de mode (PMD) Dans une fibre monomode, la lumière est constituée d'une combinaison de deux polarisations orthogonales. Lors de sa propagation dans la fibre, la lumière passe d'une polarisation à l'autre d'une façon aléatoire. Ces deux états de polarisation n'ont pas la même vitesse car la fibre apparaît comme une lame biréfringente avec une différence d'indice suivant chacune des polarisations. Cette biréfringence se traduit par la différence d'indice effectif entre les deux axes, lent et rapide, de la fibre et la dispersion résultant de cette biréfringence est nommée la dispersion de polarisation de mode. Dans le réseau l'accès optique, nous nous intéressons surtout à la dispersion chromatique. 2.2 Composants passifs présents dans les architectures PON 2.2.1 Isolateurs Les isolateurs optiques sont utilisés dans le réseau pour réduire les effets de réflexions de la lumière dans la fibre elle même (rétro diffusion de Rayleigh) ou aux interfaces avec les connecteurs ou composants. Ils sont également associés aux lasers pour éviter les retours 46 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques d'énergie dans le laser lui-même. Ces retours peuvent provoquer des fluctuations d'amplitude, des variations de la fréquence, une limitation de la bande passante, du bruit et même un endommagement des lasers. Un isolateur transmet la lumière sur une seule direction. Il est constitué d'un rotateur de Faraday et de deux polariseurs. Le rotateur de Faraday consiste en un matériau magnéto optique placé dans un champ magnétique. 2.2.1.1 Principe de Fonctionnement La lumière du laser, polarisée ou non, entre dans le polariseur d'entrée et devient polarisée linéairement, disons verticalement (0°). Elle entre ensuite dans le rotateur de Faraday, conçu pour faire tourner la plan de polarisation de 45°, disons dans le sens des aiguilles d'une montre. La lumière traverse alors un polariseur de sortie dont l'axe est à 45°. Elle sort de l'isolateur et des réflexions qui constituent la lumière réfléchie apparaissent. Figure 31 : Fonctionnement du rotateur de Faraday en direction passante Cette lumière réfléchie rentre à nouveau dans l'isolateur via le polariseur de sortie qui le polarise une deuxième fois à 45°. Le passage à travers le rotateur fait tourner la polarisation encore de 45°, toujours dans le sens des aiguilles d'une montre, ce qui fait un total de 90° par rapport au polariseur d'entrée (0°). On obtient donc une extinction de la lumière dans la direction retour. 2.2.2 Circulateurs Un circulateur optique est un composant à 3 ports permettant de transmettre la lumière d'un port au suivant avec un maximum d'intensité, tout en bloquant la transmission dans l'autre sens. Figure 32 : Schéma de fonctionnement d'un circulateur optique 47 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Tout comme les isolateurs optiques, les circulateurs sont basés sur l'effet de Faraday de rotation non réciproque de la polarisation. La photo suivante représente un produit commercial de chez JDS, utilisant la technique décrite sur le schéma en dessous. Figure 33: Photographie et schéma d'un circulateur utilisant la séparation de faisceaux Les isolateurs et circulateurs trouvent leur place aussi bien dans les réseaux de transmission bidirectionnels qu'unidirectionnels. Pour les architectures avec transmission bidirectionnelle, la technique habituelle est d'utiliser un coupleur 50/50 avec un isolateur sur la branche connectée au laser pour empêcher l'injection de puissance lumineuse de la voie opposée dans le laser. Cf. Figure 34 (a). L'intérêt de cette solution réside dans le fait qu'elle est peu coûteuse mais les pertes optiques sont environ de 4dB à chaque extrémité, ce qui affecte grandement le budget de liaison. La diaphonie du coupleur étant inférieure à 50 dB, seule une faible partie de la puissance émise revient directement dans le récepteur contigu. Pour améliorer cette solution en terme de budget, le circulateur semble être le meilleur candidat puisque les pertes optiques au passage à travers un circulateur se montent à environ 1dB et que son isolation, généralement supérieure à 40 dB, évite d'utiliser un isolateur du coté de l'émetteur. Cf. Figure 34 (b). En revanche, le prix du circulateur reste élevé en comparaison avec le prix total d'un isolateur et d'un coupleur 50/50. (b) Figure 34 : Schéma d'une transmission bidirectionnelle utilisant des coupleurs, des isolateurs (a) et des circulateurs (b) Pour la transmission unidirectionnelle, les lasers restent très sensibles à la réflexion des ondes lumineuses. Pour des applications à haut débit et longue distance, les lasers type Butterfly ont un isolateur intégré, l'intégration de cet isolateur implique un coût supplémentaire. C'est pour cette raison les modules transceivers bas-coût (SFP et XFP) n'intègrent aucun isolateur. Certains 48 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques transceivers ont même une connectique de type PC (Physical Contact) au lieu d'une APC (Angled Physical Contact) qui évite les réflexions multiples. Ce type de transceivers est donc sensible aux réflexions. 2.2.3 Multiplexeurs et Démultiplexeur Il existe deux méthodes principales pour séparer plusieurs longueurs d’onde véhiculées dans une même fibre : le filtrage séquentiel et la diffraction. Aujourd’hui, quatre technologies basées sur un de ces deux principes semblent prédominer dans ce domaine : Optique diffractive en espace libre (bulk optic) Filtres interférentiels en couches minces (TFF) Filtre de Bragg sur fibre (FBG) Phasar planaire en silice sur silicium (AWG : Array Waveguide Grating ou Phasar: PHASed ARray) Nous avons dressé le tableau qui suit afin de comparer ces quatre technologies pour des paramètres tels que les pertes d'insertion, la sensibilité à la polarisation et le coût par canal. Technologies Paramètres Optique diffractive TFF FBG Pertes d'insertion Moyenne 3 dB Faible 1.2 dB Faible 0.1 dB Séparation spectrale < 50 Ghz Dépend de la technologie utilisée 100 Ghz 100 Ghz Moyenne 3 à 5 dB 25 Ghz < 0.2 dB < 0.5 dB < 0.5 dB Sensibilité à la polarisation AWG Limites technologiques Forte capacité N> 80 canaux Faible capacité 4<N<8 canaux Faible capacité 4<N<8 canaux Forte capacité 8<N<80 canaux Coût/canal 100$ par canal Elevé car assemblage délicat Elevé car intègre des circulateurs 100$ par canal Tableau 6 : Synthèse sur les technologies de Multiplexeurs Les multiplexeurs AWG sur silicium de type PLC (planar lightwave circuit) sont, à ce jour, les plus intéressants car ils utilisent des techniques de réalisation issues des composants silicium. Des AWG à plus de 1080 ports obtenus par mise en cascade de deux étages de multiplexeurs ont été démontrés en 2002 utilisant des guides à faible rayon de courbure. L'indépendance à la polarisation est désormais mature, en revanche des efforts restent à fournir pour la sensibilité à la température. Par conséquent, les dérives thermiques doivent être prises en compte dans les applications à fort taux de mutualisation; par exemple dans des applications du réseau d'accès. Les AWG polymères utilisent également les techniques issues du silicium et sont potentiellement les moins chères. Les pertes sont environ deux fois plus élevées que celles des AWG silice sur silicium (7 dB au lieu de 3.8 pour les meilleurs). En contrepartie, ils présentent des possibilités d'intégration très intéressantes avec des dispositifs polymères non linéaires (commutateurs électro-optiques, par exemple). Ils sont également insensibles à la polarisation et athermiques. Les multiplexeurs utilisant les filtres à cristaux photoniques intégrés en cascade sur monolithes InP avec les composants actifs sont les seules solutions capables de rivaliser avec les 49 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques multiplexeurs à base d'AWG. Cette perspective n'est possible que si des techniques lithographiques moins coûteuses sont développées. Enfin, les techniques de multiplexage par interleavers utilisant des coupleurs en cristaux photoniques sont également prometteuses car performantes et intégrables. 2.3 Transceivers Parmi les différents modules optoélectroniques développés pour les applications de réseaux d'accès, on trouve les modules SFP en version "prêt à brancher" dite "pluggable (Small Form factor Pluggable optical transceiver) et les SFF (Small Form Factor optical transceiver) à souder sur la carte support. Il s'agit de modules combinant un transmetteur et un récepteur, avec les systèmes d'électronique, dans un support compact, de largeur 13.6mm, de longueur 501mm et de hauteur 9.6mm. L'appellation française de ces modules serait transcepteurs. Nous les appellerons dans ce manuscrit par la terminologie anglaise communément utilisée : transceivers. Figure 35 : Exemples de modules SFP et SFF fabriqués par Zenkotechnologies [26] Ces transceivers peuvent être bifibres, dans ce cas, ils disposent d'une fibre pour le sens descendant et d'une autre pour le sens montant. Ainsi, l’émetteur et le récepteur sont connectés chacun sur une fibre. Contrairement aux modules bidirectionnels, aucune fonction de séparation de faisceaux ne se trouve sur les transceivers bifibres. Un des moyens de réduire les coûts de l’accès optique est de partager la fibre. Ce partage peut être en longueur d’onde et/ou en direction ce qui permet de limiter le nombre de fibres lors d’un déploiement. On parle alors de modules bidirectionnels. Ces modules intègrent au moins trois fonctions opto-électroniques dans le même boîtier : Le module d'émission Le module de réception La partie séparation de faisceaux montant et descendant pour les modules bidirectionnels L’intérêt de ce type de module intégrant ces trois fonctions est d’offrir un coût de revient plus faible qu’avec l’utilisation de trois composants séparés. Ceux-ci sont typiquement des duplexeurs et des triplexeurs. (a) (b) Figure 36 : Transceivers bidirectionnels (a) duplexeur et (b) triplexeur [27] 50 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques La Figure 36 illustre deux transceivers bidirectionnels. Le duplexeur comporte un élément de multiplexage pour séparer les deux longueurs d'ondes montante (1.31µm) et descendante (1.49µm). Le triplexeur contient deux éléments de multiplexage car une troisième longueur d'onde supplémentaire fixée à 1.55µm est dédiée à la vidéo analogique. Notons que ces modules ne comportent aucune fonction de régulation de la température. En effet, le dispositif de contrôle de température engendre un surcoût important sur le module d'émission. En revanche, les transceivers contiennent des outils de diagnostic permettant à l'administrateur de connaître les puissances transmise et reçue par le laser et la photodiode en temps réel. L'outil de diagnostic permet aussi d’obtenir les évolutions en temps réel de la température et de la tension d’alimentation de chaque module. Une alarme est programmée en fonction du niveau de puissance relevée et de la température mesurée. 2.4 Sources Lasers Les diodes lasers sont des composants primordiaux de l'optoélectronique d'aujourd'hui. Elles ont connu un développement important durant les deux dernières décennies et cela grâce au développement des techniques d'épitaxie. Elles ont bénéficié du développement des télécommunications par fibre optiques et de l'émergence de l'interconnexion optique. Notons que LASER est l'acronyme de "Light Amplification by the Stimulated Emission of Radiation" 2.4.1 Diodes laser de type Fabry-Pérot Il s'agit d'une structure laser comportant un guide amplificateur dans un résonateur. La réalisation pratique d'un résonateur de Fabry-Pérot est relativement simple dans le cas de diodes à semiconducteurs. En effet, l'indice de réfraction des semiconducteurs est très élevé par rapport à l'indice de l'air. La différence d'indice entre un semiconducteur et l'air implique une réflexion partielle d'environ 40% de tout faisceau perpendiculaire. Ainsi la surface du semiconducteur constitue un miroir semi-transparent naturel. Les diodes lasers Fabry-Pérot émettent sur plusieurs raies et le taux de suppression des modes latéraux (Side Mode Suppression Ratio : SMSR) ne dépasse pas 20dB. Ceci limite la bande passante en transmission. Concernant la dérive en température, les diodes Fabry-Pérot sont très instables (0.5nm/°C), elles sont généralement non refroidies donc utilisées dans des applications supportant des spectres larges et des dérives en longueur d'onde élevées. De nombreuses études ont été entreprises pour tenter d'améliorer la stabilité de ces diodes et diminuer l'élargissement du spectre lors de la modulation [28-29] ou lors des dérives thermiques pour pouvoir augmenter la portée d'émission par réduction des effets de la dispersion chromatique et du bruit de partition de mode. Les solutions proposées nécessitaient des montages très difficilement industrialisables ou étaient insuffisamment performantes. En s'appuyant précisément sur la proportionnalité de la puissance optique émise avec la puissance de l'émission spontanée de même fréquence, est rapidement apparue l'idée d'injecter dans la cavité, une puissance optique sur une raie stable pour faire émettre au laser cette même raie (lasers à injection). Cela permet au second laser un fonctionnement quasi-monomodal sur la raie principale du laser maître, permettant une modulation à 500 MHz ou plus (1 Ghz) [30]. Cette technique "injection locking" a été proposée par des équipes coréennes pour les applications bas coût pour l'accès WDM-PON en 2003 [ 31 ]. C'est pratiquement la seule technique qui a véritablement permis de réduire très efficacement l'élargissement spectral dynamique. 51 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2.4.2 Lasers à contre réaction répartie (DFB) Les lasers à contre réaction répartie permettent un fonctionnement sur une seule raie. Ce sont les lasers DFB pour Distributed FeedBack. Dans un laser DFB, la contre réaction optique n'est pas obtenue par la réflexion des faces de la cavité mais par une contre réaction distribuée le long de la cavité. Cette contre réaction est obtenue grâce à un réseau de diffraction de Bragg enterré de long de la cavité. La réalisation de ce réseau, gravé à la surface d'une couche déposée sur la couche active, permet une variation périodique de l'indice de réfraction effectif. Cette variation d'indice provoque une réflexion partielle de l'onde qui se propage à chaque variation de l'indice. Ces réflexions partielles interfèrent de façon constructive si le réseau est en accord avec la longueur d'onde. Il y a donc réflexion pour une longueur d'onde unique; celle qui correspond au pas ou à un multiple du pas du réseau de Bragg. Il y a donc sélectivité d'une seule longueur d'onde, d'où une émission monomodale. Des puissances jusqu'à 20dBm peuvent être obtenues pour ces dispositifs grâce à une parfaite maîtrise des procédés de gravure, de reprise d'épitaxie et d'optimisation des géométries de couplage. Les avancées technologiques dans la fabrication de ces lasers ont permis aussi de réduire des largeurs dynamiques de spectres jusqu'à 0.3nm autour de 1.5µm alors qu'une largeur d'environ 10 nm était atteinte en laser FP [32] Pour des applications dans le réseau accès, les contraintes sur la largeur de raie émise (0.3nm), la stabilité en longueur d'onde avec la température (0.1nm/°C) ou le vieillissement sont déterminantes pour ce choix technologique mais aussi pour l'évolution de ces systèmes vers des applications futures plus gourmandes en débit. Le réseau d'accès peut profiter de la maturité de ces technologies, désignées sous le terme de laser DSML (Dynamic Single Mode semiconductor Laser), maîtrisées dans les applications cœur pour faire baisser les prix des modules fonctionnels d'émission notamment en les couplant aux techniques d'intégration avec les éléments passifs et la mise en boîtier d'un système optique interfacé Ethernet par exemple. 2.4.3 VCSEL Le VCSEL est une diode laser à cavité verticale émettant par la surface (VCSEL : vertical-cavity surface-emitting laser). Il s'agit d'un type de diode laser à semiconducteur émettant un rayon laser perpendiculairement à la surface, contrairement aux lasers conventionnels à semiconducteur émettant par la tranche. Le résonateur laser est constitué de deux miroirs de Bragg parallèles à la surface du wafer, et, entre eux, d'une région active constituée d'un ou plusieurs puits quantiques permettant la génération du faisceau laser. Les miroirs de Bragg sont faits de couches alternant haut et bas indices de réfraction. L'épaisseur de chaque couche est du quart de la longueur d'onde du laser dans le matériau, permettant ainsi d'obtenir un facteur de réflexion supérieur à 99%. Dans les VCSEL, des miroirs à haut facteur de réflexion sont nécessaires pour compenser la faible longueur du milieu amplificateur. Des recherches sont menées sur des systèmes VCSEL utilisant des matériaux nouveaux. Dans ce cas, le milieu amplificateur peut être pompé par une source lumineuse externe de plus courte longueur d'onde (en général, un autre laser). Cela permet de présenter le fonctionnement d'un VCSEL sans y ajouter le problème de réalisation de bonnes performances électriques. Cependant, ces dispositifs ne sont pas transposables à la plupart des applications courantes. Les avantages principaux des VCSELs par rapport aux dispositifs émettant par la tranche sont : une réalisation entièrement monolithique avec contrôle fonctionnel avant d'être découpé en dispositifs individuels, ce qui réduit considérablement les coûts de production. 52 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Le faible courant de seuil (de quelques µA à 1 mA) permet également d'obtenir des bandes passantes à forte modulation intrinsèque [33] Une dépendance avec la température comparable à celle des DFB [34] Une haute efficacité de couplage avec une fibre grâce à une grande ouverture de sortie des VCSEL qui produit un angle de divergence du faisceau plus petit. Un autre avantage non négligeable pour les applications en accès optique, concerne la faiblesse du courant de modulation nécessaire en modulation directe. Ce courant peut être de l'ordre du mA voire moins suivant le courant de seuil du laser utilisé, ce qui est un argument de poids. L'ensemble de ces avantages est cependant contrecarré par l'impossibilité de réaliser des structures émettant à 1.55µm à puissance suffisante, notamment, à cause de la difficulté de réaliser des miroirs de Bragg efficaces dans le système GaInAsP/InP et à cause des pertes de porteurs. Dans le réseau d'accès optique, le laser DFB est majoritairement choisi car son prix est identique à celui des Fabry-Pérot. 2.5 Photodiodes Les photo-détecteurs effectuent la transformation d'un flux de photons en signal électrique utilisable dans un circuit électronique. Pour les transmissions par fibre optique, les contraintes sont la faible puissance optique reçue et le faible diamètre du faisceau lumineux en sortie de la fibre. Il faut donc disposer de photo-détecteurs capables de détecter de faibles signaux, adaptés aux modes optiques en sortie de la fibre et qu'ils représentent des caractéristiques de rapidité compatibles avec les débits de transmission. De plus, il est essentiel que ces dispositifs soient peu couteux, fiables dans le temps et alimentés sous des tensions faibles. Les dispositifs retenus sont les photodiodes à base de semiconducteurs. Dans les deux paragraphes qui suivent, nous allons rappeler brièvement le principe de fonctionnement des photodiodes PIN et APD. 2.5.1 Photodiodes PIN Une photodiode PIN représente une jonction où un matériau extrinsèque positif est mis en contact avec un autre matériau extrinsèque négatif en intercalant une zone non dopée dite intrinsèque entre ces deux zones. L'intérêt de cette région intrinsèque est de pouvoir augmenter la largeur de la zone de charge d'espace afin d'augmenter la fréquence de coupure lors de la photodétection ce qui permet leur utilisation pour des bandes passantes élevées. Cependant, les photodétecteurs de type PIN sont naturellement limités en détectivité. 2.5.2 Photodiode APD Une photodiode à avalanche, dite APD, est un dispositif de réception capable de multiplier de façon interne le courant obtenu par absorption photonique. Une APD permet de gagner en seuil de détectivité par rapport à une PIN. En revanche, l'amplification interne du courant contribue à l'augmentation du bruit et à la limitation de la bande passante. Le principe de fonctionnement de ce type de photodiode repose sur l'augmentation du champ sous polarisation inverse afin de créer des paires électron-trou sous le mécanisme de multiplication par avalanche. Dans le réseau d'accès optique, l'APD est majoritairement présente dans les transceivers car son coût est intéressant en production de masse. 53 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2.6 Bloc d'émission pour les sens montant et descendant Dans cette partie, nous allons détailler les principales fonctions intégrées dans les modules d'émission présents à l'ONU et à l'OLT. 2.6.1 Emetteurs en mode rafale présents à l'ONU Un réseau PON, fonctionnant dans un mode point à multipoint, partage pour le sens montant une seule longueur d'onde entre plusieurs modules d'émission. Par conséquent, chaque laser ne doit émettre un signal optique que pendant la durée de sa fenêtre d'émission qui lui est allouée par le système d'allocation dynamique de la bande passante géré au central. De ce fait, le module d'émission optique, présent dans chaque ONU, représente un des éléments clé dans la transmission en mode rafale dans les réseaux de type PON. La puissance de sortie de l'émetteur dépend de la température et du vieillissement du laser, par conséquent un contrôleur (dit "driver") des courants de polarisation et de modulation est implémenté dans les modules d'émission. Son rôle essentiel étant de garder une puissance moyenne constante en sortie du laser ainsi qu'un taux d'extinction constant supérieur à 10 dB. La principale qualité requise de ce contrôleur de courant du laser fonctionnant en mode rafale est la stabilisation rapide de la puissance de sortie. Rappelons que le temps maximum d'activation de l'émission précisé dans la norme GPON [35] est égal à 13 ns. Le bloc d'émission doit fournir un courant de polarisation compris entre 1 et 160 mA [36] pour une température ambiante comprise entre -40 et +85 °C. Ces valeurs sont programmées dans les circuits imprimés du driver du laser. Cela permet de réduire les coûts de calibration. De plus, le couplage direct (Dc-coupling) entre la diode laser et le driver est nécessaire afin de gagner en rapidité de temps de traitement. Notons que contrairement aux systèmes GPON, l'Ethernet PON utilise un couplage capacitif (Ac-coupling) entre le driver et la diode laser. Ceci explique les temps d'allumage et d'extinction du laser qui s'élèvent chacun à 512 ns prévus par la norme EPON. Généralement, deux types de montages sont utilisés pour le maintien de la puissance de sortie et le taux d'extinction. Un montage "à priori" dit feedforward [37] et un autre avec une rétroaction dit "feedback" [38]. Les paragraphes suivants détaillent ces deux types d'émetteurs. 2.6.1.1 Emetteur en mode rafale avec un contrôle automatique de la puissance en "feedforward" La Figure 37 donne le schéma de l'émetteur en mode rafale avec un contrôle automatique de la puissance optique (APC) en mode feedforward. Le contrôle des courants de polarisation et de modulation (Ibias et Imod) est basé sur une table de valeurs enregistrées en fonction de la température dans une mémoire de type EPROM. Un prototype d'un émetteur optique "feedforward" en mode rafale à 10Gbit/s a été conçu par Mitsubishi Electric [39]. Ce prototype fonctionne dans une plage de températures ambiantes du boîtier de 0 à 70°C pour une puissance de sortie supérieure à +3.3dBm et un taux d'extinction supérieur à 8dB. Pour la gestion des trames temporelles, seules 6 ns sont nécessaires pour l'allumage du laser avant la stabilisation totale de la puissance de sortie. Ce temps est équivalent au délai de mise en oscillation d'une diode laser de type DFB. Le même prototype possède un temps de désactivation de l'émission quasi nul. 54 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Figure 37 : Architecture simplifiée du module ONU intégrant une émission feedforward [37] 2.6.1.2 Emetteur en mode rafale avec un contrôle automatique de la puissance en "feedback" En ce qui concerne le module d'émission feedback, il se compose d'une diode laser et d'un chipset (ensemble de puces électroniques) intégrant plusieurs fonctions pour le contrôle du courant de polarisation et de la puissance de sortie de la diode laser. La Figure 38 illustre le diagramme en bloc de l'émetteur en mode rafale intégrant une boucle de rétroaction. Figure 38 : Architecture simplifiée d'une émission feedback présente dans l'ONU [38] Le driver laser est programmable avec 10 bits pour chacun des courants de polarisation (Ibias) et de modulation (Imod). La puissance optique émise par la diode laser est capturée par une photodiode afin de comparer les niveaux de modulation via le "level monitoring". La comparaison s'effectue par rapport aux deux références IRéf "0" et IRéf "1". Ces références correspondent aux niveaux de puissance désirés pour les bits "0" et "1". La présence de cette photodiode engendre une capacité parasite qui peut atteindre une valeur de 15 pF et causer ainsi un réel problème de vitesse en ralentissant le traitement des données par le comparateur de niveaux. Par conséquent, un nombre de bits identiques et consécutifs est nécessaire pour la bonne détection des petites variations de la puissance optique. Le nombre de ces bits consécutifs peut atteindre 40 bits pour chacun des niveaux à "1" et à "0" [40]. Des études ont été menées pour baisser ce nombre à 16 bits pour les bits à "1" et 31 pour les bits à "0" [38]. Le bloc "pattern detection" sonde les séquences consécutives de "0" et de "1" durant lesquelles des mesures précises sont effectuées par le "level monitoring" et écoute le message envoyé par ce 55 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques dernier. Si le message indique que le signal émis est très élevé ou très bas par rapport à la référence, la différence est alors injectée dans le contrôleur automatique de la puissance "APC". Ce dernier recalcule des nouvelles valeurs pour les courants Ibias et Imod. Il est essentiel de noter que pour un émetteur à couplage direct, la diaphonie électrique, entre la diode laser et son driver, augmente proportionnellement à l'augmentation du débit [41]. Cette diaphonie est due à des impédances parasites entre la diode laser et le driver, également, à la présence de résonance dans la cavité de l'émetteur. Pour réduire les causes de cette diaphonie électrique, une étude récente montre l'avantage d'utiliser une liaison différentielle à couplage capacitif entre la diode laser et son driver [42]. La Figure 39 illustre cette architecture. Le temps de réponse de cet émetteur est de 500 ps. Il s'agit d'un record pour les temps d'activation et de désactivation d'une diode laser en mode rafale à 10 Gbit/s. La puissance de sortie s'élève à +4.4 dBm pour un taux d'extinction égale à 7.9 dB. Ce prototype est composé d'éléments standards disponibles dans le commerce tel que le driver de la diode laser. Comme le montre la figure, deux signaux continus et différentiels sont établis à partir des sorties Data et Data inversée. Le commutateur connecté à la cathode de la diode laser permet de contrôler son courant de polarisation. Ce commutateur est piloté par le signal inverse de "Tx-disable". Le courant de modulation alterne entre deux valeurs "High" et "Low" en fonction du signal inverse de "Txdisable" Figure 39 : Architecture d'un émetteur à couplage capacitif avec une liaison différentielle entre la diode laser et son driver [42] L'avantage d'une liaison différentielle réside dans le fait qu'elle permet de réduire les radiations du signal transmis grâce au faible taux du mode commun. Ainsi, la diaphonie entre les différents composants du montage est supprimée. 2.6.2 Emetteurs présents à l'OLT Pour le sens descendant, la source laser comporte un laser DFB modulé directement pour des débits jusqu'à 2.5 Gbit/s et pour une puissance de sortie égale à 5 dBm au maximum. Il s'agit d'une modulation en mode continu. Pour la norme G-PON, la durée de la trame descendante est fixée à 125 µs quelque soit le débit. L'entête de cette trame contient des informations sur la configuration et la gestion de l'attribution des trames entre les différents utilisateurs. Avec l'augmentation du débit de transmission, certaines études intègrent un modulateur externe et un amplificateur SOA afin de réaliser des portées de l'ordre de 100 km et un taux de partage de 1088 clients pour un débit de 10 Gbit/s [43]. 56 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2.7 Module de réception La photo-détection repose sur le principe de la transformation d'un flux de photons en signal électrique utilisable dans un circuit électronique. Pour les transmissions par fibre optique, les contraintes sont la faible puissance optique reçue et le faible diamètre du faisceau lumineux. Il faut donc disposer de photo-détecteurs capables de détecter des faibles signaux, qu'ils soient adaptés aux modes optiques sortant de la fibre et qu'ils représentent les caractéristiques de rapidité en fonction des débits de transmission. Nous utilisons principalement des photodiodes à base de semiconducteurs. Ces photodiodes se présentent sous la forme d'une jonction PN ou PIN pour "Positif Intrinsec Negatif" ou encore APD pour "Avalanche Photo-Diodes". Dans cette partie, nous allons détailler les principales fonctions intégrées dans les modules de réception présents à l'ONU et à l'OLT. La Figure 40 illustre un exemple de trames transmises dans le réseau PON pour le sens montant et le sens descendant. Figure 40 : Synoptique d'un réseau PON [44] 2.7.1 Module de réception à l'ONU Les données reçues par le photorécepteur à l'ONU sont des trames temporelles continues. Un module classique de réception est prévu pour cet effet. Il est composé d'une photodiode PIN ou APD large bande, suivie d'un préamplificateur transimpédance et d'un postamplificateur limiteur. 2.7.2 Module de réception à l'OLT La conception des récepteurs optiques présents dans les OLT est très différente des récepteurs traditionnels. En effet, la diversité des signaux optiques reçus, due aux divers chemins parcourus par chacun d'eux, exige l'utilisation d'un récepteur optique permettant de retranscrire le signal correctement et instantanément. Comme le montre la Figure 40, les signaux optiques, de la voie montante, possèdent des taux d'extinction assez importants et différents, ainsi que des puissances optiques de bit "0" variables et des niveaux de décisions différents à corriger et à rendre constant pour la partie CDR. Les récepteurs optiques des trames de la voie montante en mode rafale des réseaux PON peuvent être distingués en trois familles: • Récepteurs différentiels • Récepteurs à couplage capacitif dit "AC coupled" • Récepteurs à couplage direct dit "DC-Coupled". Ces derniers se divisent en deux catégories : récepteurs intégrant une boucle à rétroaction "feedback" ou récepteurs intégrant un circuit "à priori" dit en anglais "feedforward". 57 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2.7.2.1 Récepteur différentiel 2.7.2.1.1 Récepteur différentiel "optique" Il s'agit de régénérer le signal de base à partir de deux signaux décalés dans le temps. Ces signaux sont obtenus par la différence du signal de base. Cette différence du signal de base peut être obtenue avec des photodiodes "équilibrées" comme l'illustre la Figure 41. Les principaux avantages de ce type de récepteur sont de pouvoir accepter des signaux avec des taux d'extinction importants, d'être instantané et de fonctionner à des débits différents. La régénération du signal est effectuée par un signal flip flop. Figure 41 : Récepteur différentiel optique [45] Les plus hauts débits obtenus par cette architecture sont 10 Gbit/s avec un codage Manchester et 1.25 Gbit/s avec un codage NRZ. 2.7.2.1.2 Récepteur différentiel "électronique" La différence de signal peut également être obtenue "électroniquement" en sortie d'un amplificateur différentiel. Le schéma de principe est donné par la Figure 42. Figure 42 : Architecture différentielle "électronique"[46] 2.7.2.2 Récepteur à couplage capacitif L'architecture des récepteurs à couplage capacitif est identique à celle des transmissions où le taux d'extinction reste constant. La Figure 43 montre que ce type de récepteur comporte un condensateur de liaison, entre l'amplificateur trans-impédance et l'amplificateur limiteur, pour isoler les niveaux continus du signal reçu. 58 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Figure 43 : Récepteur à couplage capacitif [47] Les avantages que présente cette architecture sont l'obtention d'un seuil de sensibilité optique important ainsi que la facilité de la réalisation à partir de composants classiques. En revanche, à cause des temps de charge et décharge du condensateur implémenté dans ce type de récepteur, la variation des tensions de décision vers la valeur de référence de l'amplificateur limiteur ne sera pas assurée rapidement. Cf. Figure 44. Pour augmenter les temps de charge et décharge τ du condensateur de liaison, il faut pouvoir diminuer la valeur de la capacité C, (τ=RC). Or une faible valeur tronquerait une bonne partie du spectre basse fréquence du signal à transmettre. Le plus haut débit atteint est de 1.25Gbit/s. Figure 44 : Variation du seuil de décision du récepteur à couplage capacitif [48] 2.7.2.3 Récepteur à couplage direct Les récepteurs à couplage direct ne possèdent pas de capacité de liaison. Cela permet de prendre en compte la variation des tensions de décision instantanément, en détectant les niveaux "haut" et "bas" des différents paquets de signal et de ne pas subir les temps de charge et décharge des condensateurs présents dans les récepteurs à couplage capacitif. L'architecture à couplage direct se décompose en deux types : circuit à rétroaction (feedback) et circuit à priori (feedforward). 2.7.2.3.1 Récepteur intégrant un circuit à rétroaction (feedback) L'architecture du récepteur intégrant un circuit à rétroaction comme illustré sur Figure 45, utilise un préamplificateur trans-impédance (TIA) différentiel et un circuit détecteur de puissance. Ce dernier, Figure 46, détermine instantanément les variations de la tension de décision en sortie du TIA pour la boucler en entrée du même amplificateur. Pour maintenir constante l'amplitude de la tension de sortie, un post-amplificateur limiteur (LIA) différentiel est associé à la sortie du TIA. 59 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques LIA TIA Figure 45 : Récepteur à couplage direct avec un circuit à rétroaction [49] Figure 46 : Circuit détecteur de puissance 2.7.2.3.2 Récepteur intégrant un circuit "à priori"(feedforward) Pour ce récepteur, le signal reçu est tout d'abord amplifié par l'amplificateur trans-impédance. Ensuite, celui-ci est divisé en deux parties. La première est directement associée à l'entrée de l'amplificateur limiteur et la seconde traverse un détecteur de puissance. Une tension de correction, prélevée sur les niveaux haut et bas du signal, est ramenée à la deuxième entrée de l'amplificateur LIA. Cette tension en sortie du détecteur de puissance permet d'extraire instantanément le seuil de chaque trame temporelle reçue par la photodiode. Cf. Figure 47. TIA LIA Figure 47 : Récepteur à couplage direct avec un circuit "à priori" [49] 60 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2.8 Circuit de récupération d'horloge La procédure de récupération des signaux d’horloge et des données est connue sous le sigle "CDR" (Clock and Data Recovery). Un module CDR contient un circuit de récupération d'horloge et un circuit de décision, comme le montre la Figure 48. L’extraction et le traitement du signal d'horloge sont faits à partir du signal reçu. Le circuit de récupération d’horloge se situe après le module de réception. Figure 48 : Régénération des données reçues à l'aide d'une CDR [50] Le circuit de récupération d’horloge comporte deux principales fonctions : l’extraction de la fréquence et l’alignement en temps ou en phase. Le processus d’extraction consiste à obtenir un signal d’horloge de même fréquence que celle des données issues de la photo-détection. L’alignement en temps consiste à ajuster la phase d’horloge de sorte que le signal de données soit échantillonné à l’instant optimum par le circuit de décision. Dans les deux paragraphes qui suivent, nous allons présenter brièvement les deux approches électrique et optoélectronique du circuit de récupération d'horloge. 2.8.1 Approche électrique 2.8.1.1 Boucle à verrouillage de phase (Phase-Locked Loop ou PLL) Plusieurs architectures du circuit de récupération d’horloge ont été proposées dans différentes technologies et pour divers domaines d’applications. Dans la plupart des cas, ce sont des circuits utilisant le principe de boucle à verrouillage de phase ou PLL (Phase-Locked Loop). Cette approche est très répandue dans la réalisation des circuits de récupération d'horloge. La PLL permet, à la fois, d'extraire la fréquence et de synchroniser la phase grâce à une boucle d'asservissement. En effet, un oscillateur local à fréquence variable génère un signal d'horloge dont la phase sera "verrouillée" avec celle des données d'entrée [51]. Une PLL est constituée de trois éléments principaux (Cf. Figure 49 ) : Un oscillateur commandé en tension (Voltage Controlled Oscillator VCO) Un comparateur de phase Un filtre de boucle Le VCO produit un signal qui sera comparé avec le signal d'entrée de référence. La différence de phase entre ces deux signaux sera convertie à la sortie du comparateur en signal d'erreur. Ce dernier sera ensuite filtré par le filtre de boucle généralement de type passe bas afin d'obtenir une valeur moyenne en tension basse fréquence. Celui-ci sera utilisé pour commander le VCO qui va 61 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques délivrer un signal avec la fréquence correspondante. Ce signal sera comparé de nouveau avec le signal de référence jusqu'à ce que la différence devienne nulle. A cet instant, on obtient, à la sortie du VCO, le signal d'horloge synchronisé en fréquence et en phase avec le signal d'entrée. Signal de référence Comparateur de phase Filtre de boucle VCO Signal d'horloge Figure 49 : Principe d'une PLL pour la récupération d'horloge 2.8.1.2 Récupération d'horloge avec filtre à résonateurs diélectriques Une autre configuration du circuit de récupération d'horloge intègre un circuit non linéaire et un filtre passif électrique [52]. Cette technique demande un facteur de surtension "Q" du filtre supérieur à 1000. Ce facteur de surtension étant défini comme le rapport de la fréquence centrale sur la largeur à 3 dB du filtre. Si pour un codage NRZ (Non Retour à Zéro), majoritairement utilisé pour les systèmes de transmissions par fibre optique, le spectre des raies se réduit à une raie à la fréquence centrale pour le codage RZ (Retour à Zéro) le spectre de puissance présente des raies à des fréquences multiples de l'inverse du temps bit (Fb = 1/Tb). Cette fréquence représente la fréquence d'horloge à récupérer. Ainsi, la caractéristique spectrale du signal codé en NRZ ne permet pas de récupérer directement la fréquence d'horloge. Une opération non linéaire permet d'obtenir la fréquence d'horloge recherchée. Il s'agit de doubler la fréquence du signal NRZ afin de retrouver sa fréquence d'horloge (1/Tb). Deux méthodes sont majoritairement utilisées pour cela, une porte logique XOR (ou exclusif) combinée avec un module de retard ou bien un circuit différentiateur suivi d'un redresseur. Cf. Figure 50. (a) (b) Figure 50 : Génération de la fréquence d'horloge avec (a) une porte XOR, (b) un circuit différentiateur/redresseur 2.8.2 Approche optoélectrique : Verrouillage par injection optique direct d'un photo-oscillateur (Direct Optical Injection Locking ou D-OILO) Pour l'approche optoélectronique du circuit de récupération d'horloge, il s’agit d’un « photooscillateur » qui réalise à la fois la photo-détection et la récupération du signal d’horloge. Cette approche permet une synchronisation en fréquence et en phase du signal d’horloge avec le signal optique de données. Ce circuit est composé d’un phototransistor qui assure l’auto-oscillation, par une configuration émetteur commun avec rétroaction en série, des lignes coplanaires et des capacités (Cf. Figure 51 ). La fréquence d’oscillation libre (free-running) du transistor (F0) est fixée au plus proche de 62 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques celle des données émises (Fref). Lorsque le phototransistor reçoit le signal optique modulé par le signal de données, il génère un signal électrique de sortie qui est automatiquement verrouillé avec le signal optique, c’est-à-dire que la fréquence F0 coïncide avec Fref. Figure 51 : Circuit de photo-oscillateur avec la technique D-OILO Plusieurs travaux sur des circuits de récupération d’horloge ont été réalisés en utilisant ce principe [53-54-55]. De plus, l’efficacité en terme de bruit du photo-oscillateur a été démontrée. [56] Cependant, cette technique nécessite une opération supplémentaire pour un signal de données codées en NRZ. En effet, ce codage numérique présente un inconvénient qui est l’absence de la raie spectrale à la fréquence d’horloge à extraire. Une solution consiste à générer optiquement cette fréquence à l’aide d’un interféromètre Mach-Zehnder (MZI) et d'un circuit en optique planaire ou à fibre, à travers l’opération de OU-exclusif [ 57 ]. Le schéma général de la récupération d’horloge avec le principe D-OILO est présenté ci-dessous. Par souci de simplicité, les amplificateurs ne sont pas présentés sur le schéma. Figure 52 : Récupération d'horloge par verrouillage optique du signal de données NRZ [50] 2.9 Pénalités de la transmission par fibre optique dans le réseau d'accès Afin de répondre aux besoins croissants en bande passante, les futures générations du réseau d'accès proposent une augmentation du débit de transmission. Cependant, des problèmes pourraient apparaître lorsque le débit sera augmenté. Les limites de transmission en considérant les effets linéaires et non-linéaires seront détaillées dans les paragraphes suivants. 2.9.1 Effets linéaires dus à l'augmentation du débit Une étude de la montée en débit pour une transmission monocanal est présentée. Cette étude est menée afin de déterminer les limites d'une transmission basée sur le multiplexage temporel. 63 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 2.9.1.1 Effet de la dispersion chromatique Dans ce paragraphe, nous allons présenter une analyse simple de l'effet de la dispersion chromatique de la fibre optique sur la forme des impulsions au cours de leur propagation. Cette analyse sera effectuée pour différents débits de transmission et aussi sur plusieurs kilomètres de fibre. Considérons par exemple le cas d'une impulsion Gaussienne. Dans le domaine temporel, l'équation de l'impulsion d'entrée sera la suivante : En z=0 : A(0, t ) = exp(− t² ) 2T0 ² Où T0 représente la moitié de la largeur de l'impulsion à 1/e de l'intensité. Après la propagation sur une distance z, l'équation de l'impulsion devient la suivante : En z≠0 : A( z , t ) = T0 t² exp(− ) 2[T0 ² + iβ 2 z ] T0 ² + iβ 2 z Où β2 (ps²/km) est la dérivée seconde du vecteur d'onde en fonction de la fréquence ω. β2 est nommé la dispersion de la vitesse de groupe (GVD). On constate que l'impulsion reste Gaussienne. En revanche, son amplitude diminue, sa largeur augmente avec z et sa phase varie en fonction de t². La moitié de la largeur de l'impulsion à 1/e en cours de sa propagation dans la fibre s'écrit comme suit : β ²z² T1 = T0 1 + 2 4 T0 On définit la longueur de dispersion comme la longueur de propagation pour laquelle l'intensité de l'impulsion s'élargit de 2 telle que : LD = T0 ² β2 En utilisant l'expression de la distance de dispersion, la largeur de l'impulsion devient : z T1 = T0 1 + LD 2 Pour z = LD , T1 ( z = LD ) = T0 2 Ainsi, si une impulsion dont la largeur temporelle est égale à 25ps en entrée de la fibre, cette largeur sera égale à 35ps après le parcours de la distance de dispersion égale à 30.6km pour une fibre monomode standard ( k2 (1.55µm) = −20.4 ps 2 / km ). La Figure 53 montre le profil temporel d'une impulsion Gaussienne avant et après sa propagation dans un milieu dispersif. L'évolution du spectre fréquentiel montre la baisse de l'amplitude de 64 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques l'impulsion. Cette baisse d'amplitude affecte le rapport signal sur bruit optique qui diminue à son tour. Figure 53 : Elargissement temporel d'une impulsion d'enveloppe Gaussienne après propagation dans une fibre [58] Un phénomène d'interférence entre canaux adjacents peut se rajouter si l'élargissement de l'impulsion dépasse le quart du temps bit [59]. Cette condition peut être traduite sous l'équation suivante : 1 B β2 L ≤ 4 Où B représente le débit de transmission du système et L la longueur de fibre utilisée. Dans cette formule, la dérivée seconde du vecteur d'onde peut être écrite en fonction du dτ 2πc paramètre de la dispersion chromatique D. En effet, D ( ps / nm / km) = g = − 2 β 2 λ dλ On en déduit alors la longueur de fibre maximale pour éviter les problèmes de recouvrement entre symboles : 2πc Lmax, DC ≤ 2 2 4 B D λ2 Dans une fibre monomode standard avec un paramètre D = −17 ps / nm / km , la distance de transmission maximale sera égale à environ 29km pour un débit à 10Gbit/s tandis qu'elle ne sera que de 1.8 km à 40G bit/s. La Figure 54 montre l'évolution de la largeur temporelle à mi-hauteur de l'amplitude d'une impulsion Gaussienne en fonction de la distance de fibre parcourue et pour différents débits de transmission. Ces courbes sont tracées pour une transmission à 1.55µm et un paramètre de dispersion égal à D = 21.89 ps / nm / km . La largeur à mi-hauteur de l'impulsion d'entrée est prise égale à l'inverse du débit pour des soucis de simplification. Cette courbe nous révèle que pour une distance de 100 km, l'élargissement de l'impulsion à 5 et 10 Gbit/s reste négligeable. En effet, la distance de dispersion pour ces deux débits est respectivement de 517km et 129km. En revanche, pour un débit de 80 Gbits/s la distance est seulement égale à 2 km. Après une transmission sur 32 km, la largeur de l'impulsion à 80 Gbit/s dépasse celle de 5 Gbit/s. Cela rend la transmission impossible à ce débit pour 1.55 µm. 65 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Figure 54 : Largueur temporelle à mi hauteur d'une impulsion à enveloppe gaussienne (1550 nm) en fonction de la distance de transmission et pour différents débits [58] 2.9.1.2 Effet du chirp laser dans une modulation directe Lorsqu'un laser est modulé directement, la fréquence subit un changement dû aux variations de gain dans la cavité laser. Ces variations sont induites par les fluctuations de la densité de porteurs. Ces dernières provoquent aussi des variations de l'indice de réfraction et de la phase du signal optique. En effet, l'indice de réfraction dépend de la densité de porteurs. Les fluctuations dans la densité de porteurs sont converties en fluctuations de fréquence. Le paramètre de "chirp" ou coefficient de couplage amplitude-phase détermine le rapport entre le changement d'indice de réfraction et le gain : dn / dN α chirp = dG / dN Où: n : est l'indice de réfraction de la cavité laser N : est le nombre de porteurs G : est le gain du laser Le chirp provoque un changement dans la fréquence instantanée. Il prend des valeurs de 3 à 8 pour différents types de laser à semiconducteurs. Le paramètre de chirp peut aussi être défini pour des modulateurs externes (modulateurs Mach-Zehnder et électro-absorption) auquel cas, il n'est pas seulement positif mais aussi négatif. L'élargissement spectral lors d'une modulation directe de laser est proportionnel au paramètre de chirp. La variation instantanée de la fréquence est donnée par l'équation suivante [60] : δν (t ) = α chirp 4π d dt ln P(t ) + χP(t ) Où; P(t ) : est la variation de la puissance χ : est une constante liée au matériau. Elle peut prendre les valeurs comprises entre 0 à quelques dizaines. Le premier terme dans l'équation est le chirp instantané et le second terme est le chirp adiabatique. Le chirp provoque un élargissement spectral qui interagit avec la dispersion chromatique. Le signal optique est très sensible à la dispersion chromatique, tant que la longueur d'onde du signal est éloignée de la longueur d'onde de dispersion nulle. L'effet de la dispersion chromatique 66 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques (erreurs dues à l'interférence inter-symboles) peut être compensé par les techniques de correcteur d'erreurs (FEC). Une étude basée sur une simulation a été effectuée en considérant un laser DFB modulé directement. La fibre utilisée est la fibre SMF standard. La simulation prend en compte uniquement la pénalité associée à la dispersion chromatique. Pour cette étude, les valeurs du chirp laser varient entre 3 et 6. Les tableaux suivants résument les distances pour une pénalité <1 dB par rapport à une courbe de référence pour un taux d'erreur binaire (TEB) égale à 10-9. Débit (Gbit/s) Longueur d'onde (µm) 1.3 1.4 1.5 1.6 1.25 2.5 10 20 >1000 km 1000 km 800 km 500 km 1000 km 600 km 300 km 150 km 200 km 20 km 5 km 5 km 60 km 5 km 2 km 1 km Tableau 7 : Distance maximum pour Chirp = 6 avec pénalité <1dB Débit (Gbit/s) 1.25 Longueur d'onde (µm) 1.3 1.4 1.5 1.6 2.5 10 20 >1000 km >1000 km 200 km 80 km >1000 km >1000 km 25 km 10 km 800 km 400 km 10 km 2 km 600 km 200 km 5 km 1 km Tableau 8 : Distance maximum pour Chirp = 5 avec pénalité <1dB Débit (Gbit/s) 1.25 Longueur d'onde (µm) 1.3 1.4 1.5 1.6 2.5 10 20 >1000 km >1000 km 300 km 150 km >1000 km 1000 km 30 km 15 km >1000 km 500 km 12 km 4 km 700 km 300 km 5 km 2 km Tableau 9 : Distance maximum pour Chirp = 4 avec pénalité <1dB 67 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Débit (Gbit/s) 1.25 Longueur d'onde (µm) 1.3 1.4 1.5 1.6 2.5 10 20 >1000 km >1000 km 500 km 400 km >1000 km >1000 km 40 km 20 km >1000 km 700 km 15 km 5 km 900 km 400 km 10 km 3 km Tableau 10 : Distance maximum pour Chirp = 3 avec pénalité <1dB Les simulations montrent qu'aux longueurs d'onde de 1.3 µm à 1.4 µm et pour un débit de 10 Gbit/s, il est possible de réaliser une transmission sur 20 km pour une valeur de chirp courante égale à 6. Cependant, à des longueurs d'onde égales ou supérieures à 1.5 µm, la distance de 20 km n'est pas atteinte avec ce type de laser pour une pénalité inférieure à 1dB pour un TEB à 10-9. La modulation directe n'est pas possible au-delà de 20Gbit/s à cause de la bande passante limitée des lasers modulés directement. Pour augmenter la bande passante du laser simulé, la valeur de la longueur de la section active dans les paramètres du laser est diminuée. Pour les simulations, une longueur de la puce de 200µm est utilisée sauf pour 20Gbit/s où une longueur de 100 µm est utilisée. Pour une transmission à 10 Gbit/s, la modulation directe de la source laser, émettant à 1310nm, en mode rafale a été démontrée [61] dans le cadre des travaux réalisés dans cette thèse. Nous avons atteint une distance de transmission égale à 85km pour laquelle une pénalité de 1 dB a été mesurée pour un TEB à 10-9. Les résultats seront détaillés dans le chapitre suivant. 2.9.1.3 Effet du chirp laser pour une modulation externe La pénalité dans le cas d'une modulation externe est donnée par : D L Bλ 2πc 1/ 2 ≤ δ s , chrom [61] Où, B : est le débit du signal λ : est la longueur d'onde δs,chrom : est la fraction du signal qui s'étale en dehors du bit de période T. Comme pour le cas du spectre large, cette fraction prend les valeurs suivantes (spécifiées dans la norme ITU G.957 et Telecordia GR-253 [62]) : δs,chrom=0.306 pour une pénalité de puissance inférieure à 1 dB δs,chrom=0.491 pour une pénalité de puissance inférieure à 2 dB On peut déduire la distance maximale de transmission en fonction du débit et de la dispersion par la formule suivante : δ s2, chrom 2πc Lmax ≤ B 2λ2 D A partir de cette dernière équation, nous avons tracé deux courbes de distance maximale pour les débits 2.5 et 10 Gbit/s et en fonction de la longueur d'onde. La valeur de pénalité prise en compte pour la réalisation de ces courbes est considérée inférieure à 1dB. Pour les valeurs de la dispersion chromatique, nous les avons calculés pour une fibre dont le diamètre du cœur est de l'ordre de 5 µm en fonction de la longueur d'onde [Annexe 2] 68 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 1000 B = 10Gbit/s 900 B = 2,5Gbit/s 800 Distance (km) 700 600 500 400 300 200 100 0 1,2 1,3 1,4 1,5 Longueur d'onde (µm) 1,6 1,7 Figure 55 : Distance maximale en fonction de la longueur d'onde D'après la courbe de la Figure 55, la distance maximale est environ égale à 40 km pour 1,55 µm et à un débit de 10Gbit/s. 2.9.1.4 Limitation par la dispersion de modes de polarisation (PMD) En général, une fibre optique ne possède pas une symétrie parfaitement circulaire. Des déviations de la structure idéale vont provoquer une biréfringence et la création de deux modes de polarisation orthogonaux nommés états principaux de polarisation. Dans ce cas, la fibre monomode devient bimodale. La différence dans les indices de réfraction et les constantes de propagation entre les deux modes de polarisation donnera lieu à un décalage de la phase pendant la propagation. Ce décalage de phase est vu à travers le retard différentiel de groupe dit "DGD" (differential group delay) entre les axes rapide et lent. Ce retard augmente linéairement avec la longueur de la fibre. Par conséquent, la largeur totale de l'impulsion optique sera dispersée. La PMD donne lieu à l'interférence entre symboles à cause de l'élargissement des impulsions temporelles comme c'est le cas dans la dispersion chromatique. La PMD de premier ordre est caractérisée par le coefficient DP1 exprimé en ps/(km)1/2 qui est un paramètre statistique variant avec le temps et les conditions d'opération. Le retard total accumulé entre les états principaux de polarisation s'accumule de manière aléatoire et est proportionnel à L . Ce retard est donné par ∆τ P1 = 3 DP1 L [60] <DP1> est la valeur moyenne du coefficient de la PMD avec des valeurs typiques de 0.01 à quelques ps/(km)1/2. Cette valeur peut être augmentée par le câblage ainsi que les conditions d'environnement. La dépendance par rapport à L1/2 entraîne un effet moindre que par la dispersion chromatique La PMD du premier ordre est la partie dominante de la dispersion modale de polarisation et provoque l'élargissement et la distorsion. Cette approche reste vraie si on n'excède pas un débit de 10 Gbit/s. Dans la recommandation ITU-T, il est spécifié que l'élargissement de spectre dû à la PMD doit avoir pour valeur maximale 0.30 pour que la pénalité en puissance soit inférieure à 1 dB. On peut donc écrire que : ∆τ P1 ≤ 0.30 T Cela équivaut à écrire : 69 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques 3 D P1 L ≤ 0.3T et donc DP1 L ≤ 0.1T Où T est le temps bit. En utilisant cette relation, on peut estimer la PMD tolérée en fonction de différents débits Débit (Gbit/s) Temps bit (ps) 2.5 10 40 400 100 25 DP1 L (ps) 40 10 2.5 ∆τ P1 (ps) 120 30 7.5 Tableau 11: Paramètres de la PMD aux maximums tolérés en fonction du débit Par exemple, à 10 Gbit/s pour une distance de 40 km, la PMD dans une fibre serait égale à 0.632 ps si on considère que le coefficient <Dp1>est égal à 0.1 ps/(km)1/2. Donc la PMD est négligeable si on ne tient compte que des effets de la fibre. Les effets deviennent importants lorsque la transmission se passe sur une distance supérieure à 1000 km pour ce débit. Cependant des composants peuvent contribuer à la PMD totale comme résumé dans le tableau ci-dessous : Module PMD (ps) Amplificateur optique 0.15-0.3 Module de compensation de dispersion 0.25-0.7 Switch optique 0.2 Isolateur optique Jusqu'à 0.02 Tableau 12 : Exemple de PMD pour quelques composants optiques La contribution des différents éléments à l'élargissement spectral est donnée par l'équation suivante : 1/ 2 J σ PMD ,addit = ∑ σ i2,PMD [63] i où σ i, PMD (en ps) sont les contributions à l'effet PMD des différents éléments. Pour tenir compte des effets de la fibre ainsi que des éléments dans la liaison, on utilise la formule suivante : [3 D ] 2 P1 2 L + σ PMD , addit < 0.3T [63] En conclusion, les effets de la PMD sur la transmission dans un réseau d'accès à 10 Gbit/s et pour 100 km seraient négligeables. 2.9.2 Effets non-linéaires dus à l'augmentation de la puissance optique Les effets non-linéaires dans la fibre sont dus à une forte intensité du signal de propagation. En effet, si la puissance optique est augmentée pour conserver un rapport signal sur bruit suffisant, des effets non-linéaires peuvent apparaître. Il y a deux groupes d'effets non-linéaires : ceux liés à l'indice de réfraction non-linéaire qui sont basés sur l'effet Kerr ceux liés aux rétrodiffusions non-linéaires du signal Ces effets non-linéaires altèrent la qualité du signal transmis en provoquant de la diaphonie entre les différents canaux transmis dans la même fibre. Ils sont également à l'origine de distorsions des signaux optiques. Notons que les effets non-linéaires dépendent également de la longueur et de 70 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques l'aire de la fibre de transmission. L'interaction non linéaire sera plus élevée pour une fibre optique de grande longueur et de section faible. 2.9.2.1 Les effets non linéaires basés sur l'effet Kerr 2.9.2.1.1 L'automodulation de phase L'effet Kerr se traduit par une dépendance de l'indice de réfraction à l'intensité lumineuse. Même si la fibre standard en silice est faiblement non-linéaire, sa très faible atténuation permet de maintenir des intensités importantes sur des longues distances. Ainsi, le déphasage non linéaire cumulé devient important et induit un élargissement de la fréquence pour causer des pénalités dans la transmission du canal. De plus, comme le rapport signal sur bruit optique doit être supérieur à une valeur de seuil pour assurer une bonne qualité de la liaison, les effets de l'automodulation de phase ou SPM (Self Phase Modulation) deviennent importants aux hauts débits. En effet, lorsque le débit augmente, la durée de l'impulsion transmise diminue et par conséquent sa puissance va augmenter. La SPM provoque du chirp sur toute la durée de l'impulsion. Cet élargissement agit en conjonction avec la dispersion chromatique. Il peut ainsi renforcer l'élargissement temporel en régime normal de la dispersion lorsque les fréquences les plus basses se propagent plus vite que les fréquences les plus élevées; (le "rouge" va plus vite que le "bleu"). Pour le régime anormal de la dispersion chromatique, l'automodulation de phase peut s'opposer à l'élargissement de l'impulsion car les basses fréquences créées en tête seront plus lentes que les hautes fréquences qui sont en queue et si le déphasage non linéaire a la bonne valeur, l'impulsion pourrait se conserver. 2.9.2.1.2 La modulation de phase croisée La modulation de phase croisée ou XPM (Cross Phase Modulation) est présente lorsque plusieurs canaux optiques transportent des informations différentes dans la même fibre. L'effet Kerr induit par les impulsions d'un canal peut perturber la vitesse de propagation des autres canaux et causer ainsi une gigue dans les instants d'arrivée des impulsions, ce qui altère la qualité du signal reçu. 2.9.2.1.3 Le mélange à quatre ondes Le mélange à quatre ondes ou FWM (Four Wave Mixing) est un autre phénomène induit par l'effet Kerr par lequel deux porteuses de fréquences différentes modulent l'indice de réfraction à la fréquence de battement de ces deux porteuses. Cela donne lieu à la génération de nouvelles fréquences "parasites" se propageant simultanément que le signal à transmettre. Par conséquent, il crée de la diaphonie dans un système WDM si une longueur d'onde est déjà présente à la fréquence du signal "parasite". Cependant, le mélange à quatre ondes nécessite un accord de phase entre les différentes ondes et n'est donc important qu'au voisinage du zéro de dispersion chromatique. 2.9.2.2 Les effets non linéaires basés sur la rétrodiffusion Les effets de rétrodiffusion sont causés par l'interaction entre la lumière et le matériau. Il existe deux types : l'effet Raman et l'effet Brillouin. Le premier provoque des transferts d'énergie entre différentes longueurs d'onde et par conséquent provoque de la diaphonie entre les canaux dans un système WDM. Le second, entraîne un couplage entre la puissance transmise et des ondes se 71 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques propageant dans le sens inverse de la propagation. L'effet Brillouin limite ainsi la puissance transmise pour un système TDM. Dans les paragraphes qui suivent nous allons nous attarder sur ces deux phénomènes de rétrodiffusion. 2.9.2.2.1 L'effet de Raman L'effet Raman se manifeste par un échange d'énergie entre le photon incident et la fibre de transmission via la création ou l'annihilation d'un phonon optique. Aussi la lumière diffusée n'a pas la même longueur d'onde que le signal incident. On distingue deux cas; l'apparition d'un signal dit de Stokes dont la longueur d'onde est plus grande et un signal dit anti-Stokes dont la longueur d'onde est plus petite. La Figure 56 illustre le diagramme d'énergie pour la description de l'effet Raman. (a) (b) annihilé créé Figure 56 : Diagramme d'énergie pour la description de l'effet Raman (a) génération d'un signal de Srokes (b) génération d'un signal anti-Stokes Dans une fibre optique, il existe deux variantes de l'effet Raman : le spontané et le stimulé. Le premier existe de par la simple présence d'un signal laser dans la fibre. Ce laser aurait le rôle d'une pompe optique et la fibre standard en silice serait le milieu amplificateur. Ce phénomène consomme une faible part de la puissance fournie par le laser de pompe et va générer un signal avec un décalage en fréquence de 13THz (≈100nm) avec le signal de pompe dans la fibre en silice. L'effet Raman spontané n'est perceptible que si la puissance de pompe est très importante pour compenser au maximum les pertes de la fibre. Pour une longueur d'onde de 1.55µm, la puissance d'amorçage minimale est de l'ordre de 30mW. Il faut bien plus de puissance pour que le signal généré soit du même ordre que le signal de pompe. Pour cela, la puissance de seuil de pompe doit être comprise entre 800mW et 1.5W. Le deuxième effet Raman présent dans la fibre est l'effet stimulé. C’est l’effet recherché pour l'amplification optique. Il s'agit de provoquer la mécanique de l'effet Raman en injectant dans la même fibre un signal de pompe et le signal à amplifier. L'excitation de la fibre va favoriser le changement de la longueur d'onde des photons issus de la pompe pour obtenir des photons à la longueur d'onde du signal. On a donc un phénomène de "duplication de photons" à la longueur d’onde du signal, qui correspond à la notion d'amplification. Ce phénomène peut être utilisé dans le domaine des transmissions à grandes distances, dans la mesure où il permet d'amplifier des signaux qui ont été affaiblis par la propagation. Cependant, cette technique présente des effets nuisibles dans les systèmes de transmission utilisant plusieurs canaux à des fréquences différentes. Ces effets peuvent provoquer de la diaphonie par des transferts de puissance d'un canal à l'autre ou une atténuation anormale sur le canal qui a servi de pompe. Comme sa puissance de seuil est élevée, l'effet Raman n'est pas à craindre. D'autant plus que l'efficacité de cet effet dépend de la 72 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques polarisation des signaux qui interagissent entre eux. Il faut absolument que la direction de la polarisation de ces signaux soit identique. Pour le réseau PON-TDM intégrant un signal de télévision dit CATV (CAble TeleVision) à 1550nm en co-propagation avec les données descendantes à 1490 nm, l'effet Raman stimulé peut altérer la qualité du signal CATV transmis. En effet, la fluctuation de l'intensité lumineuse du signal des données, due à la modulation en amplitude du signal descendant, est transférée sur le signal CATV. Par conséquent, le rapport signal à bruit est détérioré. Plusieurs solutions sont proposées pour réduire les effets négatifs de ce phénomène. Par exemple, la réduction de l'espace spectral entre les longueurs d'onde du signal CATV et les données descendantes, mais la marge de manœuvre reste faible car l'attribution des longueurs d'onde est déjà prédéfinie par les normes du réseau d'accès (par exemple, 1480-1500 nm pour la voie descendante et 1550-1560 nm pour le CATV dans la norme ITU-T GPON 983.3). Une deuxième solution serait de baisser la puissance optique du signal descendant au détriment du budget optique, cela se traduirait par une baisse de la portée du réseau d'accès déployé ou par une baisse du nombre de clients desservis. Une autre solution a été étudiée par un laboratoire Coréen. Il s'agit d'intégrer un brouilleur de polarisation dans l'émetteur du signal CATV et un soustracteur électrique dans le récepteur de la voie descendante [64]. En effet, le brouilleur de polarisation permet de dépolariser le signal CATV afin de réduire l'efficacité de l'effet Raman ensuite le soustracteur permet de compenser électriquement la diaphonie entre le signal CATV et les données. Cette expérience a permis une baisse de 9 dB de la diaphonie due à l'effet Raman dans un réseau de type PON-TDM. 2.9.2.2.2 L'effet de Brillouin L'effet Brillouin a lieu lorsqu'un signal optique interagit avec des phonons thermiques. Dans ce cas un signal optique incident réfléchit le signal dans le sens opposé de la propagation. La puissance du canal est transférée vers une onde se propageant dans le sens opposé au sens de propagation. Lorsqu'un signal optique est élevé, l'effet Brillouin passe du régime spontané vers le régime stimulé. Le signal incident interagit avec le signal de Stokes et crée un signal d'une fréquence de battement ω B donnée par ωB = ωP − ωS ² Où : ω P est la fréquence du signal incident ω S est la fréquence du signal de Stokes La puissance correspondant au seuil de l'effet Brillouin est donnée par l'équation suivante [65]: PBth ≈ 21KAeff g B max Leff Où; Leff est la longueur effective [Annexe 2] g B max est la valeur du coefficient de gain de Brillouin Aeff est l'aire effective K est le degré de liberté de l'état de polarisation 73 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Une valeur estimée de seuil de puissance est 7,5dBm avec les valeurs suivantes : Paramètres Valeurs Leff (km) 13 g B max (m/W) 4,6E-11 Aeff (µm2) 80 K 2 Dans le cas précédent, on suppose que la source a une largeur spectrale très faible et est dans la bande passante de 20 MHz du gain par effet Brillouin. La puissance de seuil de l'effet Brillouin est augmentée si la source optique a une plus grande largeur spectrale. Ainsi la plupart de la puissance de la source est en dehors de la bande passante de Brillouin qui est de 20 MHz. La pénalité liée à l'effet Brillouin peut être diminuée en augmentant la largeur de raie de la source optique par une modulation. Par conséquent, le seuil Brillouin est augmenté et sa valeur approximative est donnée par l'équation suivante [65] : PBth ≈ 21KAeff ∆ν laser 1 + g B max Leff ∆ν SBS Où : ∆ν SBS est la bande passante de gain de l'effet Brillouin, telle que 50 Mhz ≤ ∆ν SBS ≤ 100 MHz. ∆ν laser est la largeur de laser augmentée par la modulation directe. Lorsque ∆ν laser >100 MHz, le seuil de laser est suffisamment augmenté pour qu'il y ait moins d'effet Brillouin. Par exemple en modulation directe du laser à 200 MHz, avec ∆ν SBS = 50 Mhz , le seuil de l'effet Brillouin se retrouve augmenté et est égal à 14,3 mW (11,5dBm). Notons que l'effet Brillouin est plus prononcé à 1550nm qu'à 1330 à cause d'une atténuation linéique de la fibre plus élevée à 1310nm. 2.9.2.2.2.1 Impact sur l'architecture PON Lorsqu'on utilise la modulation déportée dans l'architecture PON, un signal continu est émis du central. Ce signal est modulé à l'ONU et constitue le signal remontant. Sur la voie remontante, il y a trois sources de bruit qui contribuent à la diaphonie à la réception au central : le bruit provoqué par la rétrodiffusion de Rayleigh, le bruit dû à l'effet de Brillouin et le bruit des réflexions sur les composants en ligne. Dans cette partie, nous allons présenter les résultats de mesures des rétrodiffusions de Rayleigh et de Brillouin. Le schéma de principe est illustré sur la Figure 57. Un laser DFB émet un signal continu à travers 20 km de fibre. Un circulateur permet de séparer le signal injecté du signal rétrodiffusé. La fibre utilisée est la SMF G652 qui présente une atténuation de 0,2 dB/km. 74 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Signal 2 1 3 20 km Laser DFB Rétrodiffusion de Rayleigh Rétrodiffusion de Brillouin OSA Figure 57 : Schéma expérimental pour la mesure de l'effet Brillouin La Figure 58 nous montre les courbes de la puissance rétrodiffusée et la puissance transmise à travers 20 km. Deux courbes de la puissance transmise y figurent. En effet, il s'agit de comparer la puissance transmise réelle mesurée en sortie de la fibre et la valeur théorique attendue après 20km en ne tenant compte que de l'atténuation linéique qui est de l'ordre de 0.2dB/km. Puissances rétrodiffusée et transmise(dBm) 15 10 5 0 -5 -10 -15 -20 -25 -30 Puissance transmise mesurée puissance rétrodiffusée puissance théorique transmise sans SBS -35 -40 -4 -2 0 2 4 6 8 Puissance injectée(dBm) 10 12 14 Figure 58 : Tracé des puissances et comparaison par rapport à la puissance transmise sans effet Brillouin En comparant les deux courbes de transmission réelle et théorique, nous constatons qu'en dessous d'une certaine valeur, les deux courbes se superposent. Nous appellerons cette valeur la puissance d'amorçage de l'effet Brillouin. Cet amorçage est également tangible sur la courbe de la puissance rétrodiffusée. Comme le montre cette dernière, en dessous de la dite puissance d'amorçage, la puissance rétrodiffusée connaît une évolution constante et parallèle à la puissance transmise. Il s'agit de l'effet de rétrodiffusion de Rayleigh. En effet, en dessous de 6 dBm de puissance injectée dans la fibre, seul l'effet Rayleigh est prédominant. Le rapport du signal en sortie de fibre sur le signal rétrodiffusé (Pf/Pr) reste constant car l'effet Rayleigh est linéaire. A 6 dBm de puissance injectée, la puissance du signal Brillouin est égale à la puissance du signal de Rayleigh. Au-dessus de la puissance de 6 dBm, il y a un amorçage de l'effet Brillouin qui devient prédominant et le rapport Pf/Pr diminue à cause des effets cumulés de Rayleigh et Brillouin. Notons que la puissance transmise sature à une valeur de 4,2 dBm et qu'au-delà d'une valeur de puissance injectée de 9,3 dBm il y a déplétion du signal. Pour une puissance injectée de 10,5 dBm, la puissance transmise est égale à la puissance rétrodiffusée. Cette puissance est définie comme la puissance de seuil de Brillouin. La Figure 59 montre les spectres des signaux injectés et rétrodiffusés pour plusieurs puissances injectées. 75 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Pin = -3dBm 0 Signal injecté(-3dBm) Signal rétrodiffusé Signal injecté(6dBm) 0 10 Signal rétrodiffusé -10 Puissance (dBm) -20 -20 -30 -30 -40 -40 -50 -50 -60 1547,6 1547,8 1548 1548,2 1548,4 1548,6 1548,8 1549 Signal rétrodiffusé -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 Signal injecté(10dBm) 0 Puissance (dBm) Puissance (dBm) -10 Pin = 10 dBm 20 Pin = 6 dBm 10 -60 -70 1547,8 Longueur d'onde (nm) 1548 1548,2 1548,4 1548,6 1548,8 1549 1549,2 -70 1548,6 Longueur d'onde (nm) 1548,8 1549 1549,2 1549,4 1549,6 1549,8 1550 Longueur d'onde (nm) Figure 59 : Spectres des signaux injectés et rétrodiffusés pour des puissances injectées de -3, 6 et 10 dBm sur 20 km de fibre Pour -3dBm de puissance injectée dans 20km de fibre, le spectre du signal rétrodiffusé est constitué seulement du signal de Rayleigh qui est à la même longueur d'onde que le signal transmis. A partir de 6dBm, le spectre du signal rétrodiffusé nous révèle la présence d'un deuxième pic. Il s'agit de l'amorçage de l'effet de Brillouin. Ce dernier se manifeste par un signal possédant une longueur d'onde supérieure à celle du signal transmis. Pour une puissance injectée de 10 dBm, le signal de Brillouin devient très important. Une expérience consistant à mesurer la puissance du signal rétrodiffusé en fonction de différentes longueurs de fibre a été menée. Des mesures ont été effectuées sur différentes longueurs de fibre de 5 km à 100 km. La Figure 60 illustre l'évolution de la puissance de seuil de l'effet Brillouin en fonction des longueurs de fibre. Rappelons que ce seuil représente la valeur de puissance pour laquelle il y a égalité entre la puissance transmise et la puissance rétrodiffusée. 20 Puissance de seuil (dBm) 18 16 14 12 10 8 6 4 2 0 0 20 40 60 Longueur de fibre(km) 80 100 Figure 60 : Puissance de seuil de Brillouin en fonction de la longueur de fibre La puissance de seuil Brillouin diminue lorsque la longueur de fibre augmente de 5 km à 40 km. Ensuite, elle reste quasiment constante jusqu'à 80 km, où elle commence à augmenter. L'effet Brillouin ne pourra pas être négligé dans la zone de 20 km à 80 km où la valeur de la puissance de seuil est égale où inférieure à 10 dBm. La puissance d'amorçage de l'effet Brillouin est aussi un paramètre important car il permet de définir une valeur au dessus de laquelle on n'est plus en présence du bruit de Rayleigh uniquement. La figure 29 donne la courbe de la puissance d'amorçage en fonction de la longueur de fibre. Cette puissance permet d'avoir une estimation du rapport signal sur bruit connaissant la puissance injectée. (Cf. Figure 61) Remarquons que les valeurs de puissance d'amorçage les plus petites sont obtenues pour des longueurs de fibre entre 20 et 80km. 76 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques Puissance d'amorçage de l'effet Brillouin (dBm) 12 10 8 6 4 2 0 0 20 40 60 80 100 Longueur de fibre (km) Figure 61 : Puissance d'amorçage de l'effet Brillouin en fonction de la longueur de la fibre En conclusion, la mesure de la puissance rétrodiffusée dans la fibre nous a permis de mettre en évidence les effets de la rétrodiffusion de Rayleigh et de Brillouin. Dans le cas de la rétrodiffusion de Rayleigh, le rapport de puissance transmise et puissance rétrodiffusée est une constante pour une longueur de fibre donnée quelque soit la puissance injectée. De plus, la puissance transmise dans la fibre n'est pas limitée. En revanche, le signal rétrodiffusé est à la même longueur d'onde que le signal injecté. Dans le cas du signal Brillouin, la puissance rétrodiffusée est fonction de la puissance du signal injecté et de la longueur de fibre. De plus, une saturation due à la déplétion du signal au profit du signal de Brillouin, se traduit par l'apparition d'un plafond du signal transmis. Dans le cadre du réseau PON et pour une architecture où des signaux continus sont transmis du central en vue d'être modulé en réflexion chez l'abonné avant d'être renvoyé au central, il est nécessaire de sur-moduler le signal CW de quelques MHz pour augmenter le seuil de Brillouin. Par conséquent, l'effet Brillouin sera éliminé, ce qui limitera la déplétion du signal. Néanmoins, l'effet de Rayleigh sera toujours présent. Pour une transmission d'un signal modulé du central vers l'abonné, l'utilisation d'une modulation externe peut engendrer des pénalités dues à l'effet Brillouin. En effet, afin de répondre au cahier des charges du budget optique (multiplexeur en ligne, coupleurs etc..), des puissances élevées seront transmises dans le réseau. L'effet Brillouin n'affecte pas les autres canaux dans une transmission WDM sauf si un espacement de 11 GHz est utilisé. Dans ce cas, il y aura de la diaphonie qui se comportent comme une source de bruit qui s'ajoute linéairement au système [66]. Ce bruit est appelé bruit "inband" ou bruit intrabande. 77 Panorama des technologies utilisées dans les réseaux d'accès optiques [26] http://zenkotech.com/optical.htm [27] www.infineon.com [28] "Transient Chirping in Single Frequency Lasers: Lightwave Systems Consequences", R.A. Linke, Electronics Letters 20, 472-473, 1984 [29] "Modulation Induced Transient Chirping in Single Frequency Lasers", R.A. Link, IEEE JOURNAL OF QUANTUM ELECTRONICS, Vol. 21, No. 6, JUNE 1985 [30] "Single-Mode Operation of 500 Mbit/s Modulated AIGaAs Semicondoctor Laser by Injection Locking", S. 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France Télécom sous la marque Orange a fait le choix du standard GPON, dont les spécifications imposent une distance maximale entre l'OLT et l'ONU fixée à 60 km et 20 km celle entre les deux utilisateurs les plus éloignés l'un de l'autre avec une différence de budget optique de 15 dB entre les deux. Il s'agit de la classe B+ de la norme G.984.3 L'évolution du réseau déployé actuellement sera basée sur l'augmentation du budget optique dans le but d'accroître la portée et le nombre d'utilisateurs partageant le même équipement au central et la même fibre de transmission. Plusieurs solutions technologiques sont envisagées parmi elles, l'introduction de l'amplification optique dans le réseau d'accès optique. Cependant, le mode rafale de la voie montante rajoute une difficulté supplémentaire sur l'amplification du signal optique. En effet, les différents paquets optiques provenant des différents terminaux (ONUs) sont détectés consécutivement au central avec des puissances optiques différentes (15dB). Un temps de garde (absence de signal), très court, sépare chacun des paquets (typiquement 20 ns). Ainsi, le point de fonctionnement de l'amplificateur varie en fonction de la puissance de chacun des paquets et du temps de garde qui les sépare. Dans ce chapitre, nous allons tout d'abord rappeler les différents critères de mesure de qualité d'une transmission à fibre optique avant de présenter un bref descriptif des différents amplificateurs optiques introduits dans le réseau d'accès. Ensuite, nous allons détailler notre méthode de mise en place d'une modulation en mode rafale de la voie montante à deux débits différents : 1.25 et 10 Gbit/s. Dans la partie suivante, consacrée aux travaux réalisés dans le cadre de cette thèse, nous allons présenter les architectures testées avec les différents résultats obtenus. La première architecture présente les performances d'un réseau PON "hybride" obtenues en combinant le multiplexage TDM et WDM pour un débit montant de 1.25 Gbit/s. Le premier PON testé de ce type intègre des ONUs achromatiques composés d'un modulateur à électroabsorption entourés de deux amplificateurs optiques. Le deuxième utilise des RSOAs pour l'émission de la voie montante. L'introduction de l'amplification dans le réseau PON-TDM représente la deuxième étude abordée dans cette thèse. Il s'agit d'une solution d'extension du budget optique grâce à l'utilisation d'amplificateurs optiques en ligne ou au central pour des configurations bidirectionnelle ou unidirectionnelle. La montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s dans un réseau PON-TDM avec une modulation en mode rafale sera la troisième étude abordée dans ce chapitre. L'étude porte essentiellement sur la mise en place du mode rafale de la voie montante à 10 Gbit/s et de sa réception à l'OLT. L'extension du budget optique à 10 Gbit/s sera réalisée grâce à l'utilisation de SOA en ligne pour l'amplification de la voie montante. 82 Architectures PON-TDM réalisées 3.1 Critères de qualité d'une transmission Lors de la transmission d'un signal optique dans un réseau fibré, le signal subit plusieurs dégradations. Afin de juger la qualité du signal transmis, des critères sont utilisés après la réception du signal. Ces critères représentent des paramètres de tests en laboratoire dans le but d'évaluer la qualité de la transmission. Dans tous nos tests, nous avons utilisé un codage à partir d'une séquence électrique de bits dite "pseudo aléatoire" ou PRBS (Pseudo Random Bit Sequence). Cette séquence possède un nombre d'éléments connus sous la forme 2n-1 et permet de couvrir toutes les combinaisons possibles de successions de bits avec autant de symboles à "1" qu'à "0". 3.1.1 Facteur de qualité Q et taux d'erreurs binaires Chaque chaîne de transmission comporte un récepteur en fin de liaison qui convertit la puissance optique en courant électrique. Ce récepteur comporte plusieurs éléments, comme nous l'avons détaillé précédemment. La qualité du signal transmis est révélée par le dispositif de prise de décision présent dans le récepteur. Ce détecteur de seuil compare la tension reçue à un seuil préétabli et décide si le symbole binaire reçu est un "1" ou un "0" en fonction du résultat de la comparaison. Du fait des fluctuations dues au bruit de la liaison, une erreur est produite chaque fois que la tension reçue sera au-dessous du seuil lorsqu'un "1" a été émis ou au-dessus du seuil lorsqu'un "0" a été émis. Notons V (t ) la tension électrique proportionnelle à l'énergie du signal optique et Pr (V ) la densité de probabilité de V (t ) . Vseuil Figure 62 : Répartition des densités de probabilité V(t) Comme le montre la Figure 62, une erreur est commise chaque fois que V (t ) > Vseuil si un "0" est envoyé ou si V (t ) < Vseuil si un "1" est envoyé. 83 Architectures PON-TDM réalisées En admettant que les erreurs successives sont indépendantes les unes des autres, la moyenne du taux d'erreurs binaires (TEB) est alors égale à la probabilité d'erreur Pe définie par l'expression suivante [67]: Pe = Pr ("0" ) Pr (V > Vseuil ) + Pr ("1" ) Pr (V < Vseuil ) Où : Pr ("1" ) et Pr ("0" ) sont respectivement les probabilités d'émissions des symboles "1" et "0". Pr (V > Vseuil ) et Pr (V < Vseuil ) sont respectivement les probabilités de détecter un "1"quand un "0" est émis et inversement de détecter un "0" quand un "1" est émis. En considérant que le bruit dans les transmissions optiques suit des statistiques de lois 1 Gaussiennes et si le codage PRBS est équilibré avec Pr ("0" ) = Pr ("1" ) = alors le TEB s'écrit 2 comme suit : TEB = Pe = 1 erfc 4 < V1 > −Vseuil + erfc σ 2 1 Vseuil − < V0 > σ 2 0 Où : < V1 > et < V0 > sont respectivement les tensions moyennes de "1" et "0". σ 1 et σ 0 sont respectivement les variances de "1" et "0". Avec erfc, la fonction erreur complémentaire : erf ( x) = 2 π ∫ ∞ x exp(−t 2 )dt Le TEB est minimal pour une valeur de tension de seuil optimal égale à : optimal Vseuil = < V1 > σ 1 + < V0 > σ 0 σ 0 + σ1 Dans ce cas, le TEB obtenu est défini par la formule suivante : 1 TEB = erfc 2 <V > − <V > 1 0 1 = erfc Q 2 (σ 1 + σ 0 ) 2 2 Avec le facteur de qualité : Q= < V1 > − < V0 > (σ 1 + σ 0 ) Le facteur Q représente une estimation de la séparation entre les distributions de probabilités des signaux représentant les différents symboles binaires. Une probabilité d'erreur de 10-9 correspond à un facteur de qualité de 6. Pour une telle valeur, la transmission optique est considérée sans erreur. La Figure 63 représente la variation du TEB en fonction du facteur de qualité Q. 84 Architectures PON-TDM réalisées 1 0,01 0,0001 TEB 1E-06 1E-08 1E-10 1E-12 1E-14 1E-16 0 2 4 6 Facteur Q 8 10 Figure 63 : Taux d'erreurs binaires en fonction du facteur de qualité Q Pour mesurer la qualité d'une transmission optique, on trace les courbes d'évolution du TEB en fonction de la puissance optique reçue. Pour interpréter la dégradation due à la ligne de transmission, on trace également la courbe dite de "Back To Back" notée B2B. Cette dernière représente la courbe de taux d'erreurs binaires pour une liaison ne comprenant que l'émission et la réception. A partir de la courbe B2B, on mesure le seuil de détectivité de la photodiode pour un TEB de 10-9. L'écart mesuré en dB entre le seuil de détectivité à 10-9 et la courbe de TEB de la liaison étudiée représente la pénalité de la transmission. 3.1.2 Taux d'extinction Le taux d'extinction est le rapport des puissances moyennes des niveaux "1" et "0" en prenant en compte le niveau de bruit correspondant à la puissance mesurée lorsqu'il n'y a pas de lumière en entrée de l'appareil de mesure. On appelle ce bruit le "dark level". Les mesures du taux d'extinction sont effectuées par des oscilloscopes à entrée optique en affichant le diagramme de l'œil du signal transmis. < 1 > − darklevel TEdB = 10 Log < 0 > − darklevel Pour minimiser les pénalités en puissance reçue, le TE doit être maintenu à une valeur typique au-dessus de 10 dB jusqu'à 2.5 Gbit/s et 8 dB à 10 Gbit/s. Cela revient à garder une ouverture du diagramme de l'œil constante sans qu'il ait augmentation de la puissance moyenne des symboles "0". 3.1.3 Facteur de bruit Le facteur de bruit, noté NF pour "Noise Factor", est un paramètre révélateur de la qualité de bruit rajouté sur le signal par un amplificateur. On définit le facteur de bruit par le rapport suivant : NF = SNRin OSNRout Avec SNRin et OSNRout (Optical Signal Noise Ratio) les rapports signal à bruit respectivement en entrée et en sortie de l'amplificateur. 85 Architectures PON-TDM réalisées Après développement et simplification, on obtient la formule suivante [68]: NF = 1 < PASE > 1 + G hν s BOSA Où : G est le gain à la longueur d'onde définie < PASE > est la valeur moyenne de l'ASE (émission spontanée amplifiée) BOSA est la résolution de l'OSA h est la constante de Planck ν s est la fréquence correspondant à la longueur d'onde utilisée Cette formule permet d'obtenir une valeur approchée du facteur de bruit en utilisant un analyseur de spectre optique noté OSA pour Optical Spectrum Analyser. A partir du spectre optique affiché sur l'OSA, on mesure la valeur moyenne de la puissance de bruit PASE ce qui permet ensuite de calculer le facteur de bruit NF. 86 Architectures PON-TDM réalisées 3.2 Amplificateurs introduits dans les architectures du réseau d'accès Des études sur l'introduction de l'amplification dans le réseau d'accès, sur les systèmes de type GPON, ont été menées dans nos laboratoires. Tout d'abord, nous nous sommes focalisés sur des solutions basées sur l'amplificateur SOA. Ces amplificateurs sont disponibles dans les bandes de longueur d'onde du réseau GPON. De plus, ils peuvent être utilisés en configuration bidirectionnelle pour réduire le coût du système en permettant le partage d'une seule fibre de l'OLT à l'ONU. En revanche, le réseau PON perd son caractère passif avec l'introduction du SOA. De plus, l'amplification de deux longueurs d'onde différentes, montante et descendante, peut créer des effets de diaphonie. Les deuxièmes amplificateurs étudiés dans une architecture PON sont l'amplificateur à fibre dopée à l'erbium et au praseodymium dit pour le premier EDFA pour Erbium Doped Fiber Amplifier et pour le second PDFA. Ceux-ci possèdent de meilleures performances en gain et en NF par rapport au SOA. De plus, ils n'introduisent pas de diaphonie pour l'amplification de signaux WDM. Des études sur différents types d'amplificateurs ont été menées en parallèle. Les candidats retenus sont le SOA, le RSOA pour Reflective Semiconductor Optical Amplifier, l'EDWA pour Erbium Doped Waveguide Amplifier et le ROPA pour Remote Optical Pumped Amplifier. Dans les paragraphes suivants, nous allons présenter brièvement chacun de ces amplificateurs avant de dévoiler les différentes architectures testées dans le cadre de cette thèse et intégrant certains de ces amplificateurs. 3.2.1 Les SOAs (Semi-conductor Optical Amplifier) Un SOA est essentiellement une jonction PN. La couche de déplétion à la jonction agit comme la région active. La lumière est amplifiée par émission stimulée quand elle se propage dans la région active. Les SOAs diffèrent des amplificateurs à fibre dopée dans la manière dont l'inversion de population est obtenue. On ne parle pas ici d'atomes à différents niveaux d'énergie mais de paires électrons-trous dans un matériau à semi-conducteur. L'inversion de population est obtenue par polarisation directe de la jonction PN. Dans le cas d'un matériau de type N, les électrons sont porteurs de majorité et les trous sont porteurs de minorité alors que c'est l'inverse dans le cas d'un matériau de type P. Le SOA présente un effet gênant appelé diaphonie ou "crosstalk" qui se produit lorsque deux longueurs d'onde différentes (dans la bande d'amplification du SOA) sont injectées en même temps. La présence d'un signal va épuiser la concentration en porteur de minorité par le processus d'émission stimulée. L'inversion de population vue par l'autre signal sera réduite. Ainsi l'autre signal ne sera pas amplifié de la même façon et peut même être absorbé si la concentration de porteur de minorité n'est pas très large. Le gain vu par un signal sur un canal varie selon la présence ou l'absence de signaux sur les autres canaux. Ce phénomène dépend du temps de vie des porteurs lors de leur transition en émission spontanée. Plus ce temps de vie sera grand, en comparaison avec le temps bit du signal d'entrée, moins la diaphonie entre canaux sera perceptible. Pour les SOAs, ce temps de vie est de l'ordre de quelques picosecondes tandis qu'il est de l'ordre de la dizaine de millisecondes pour les EDFAs. Ce qui privilégie l'utilisation des EDFAs dans les systèmes WDM afin d'éviter ce phénomène de diaphonie. 87 Architectures PON-TDM réalisées La diaphonie dans les SOAs permet de les utiliser pour le traitement tout optique du signal transmis et notamment comme portes optiques pour des fonctions de régénération et de conversion de longueur d'onde. Pour cela, la saturation du gain du SOA est provoquée en augmentant la puissance d'entrée d'un signal pompe. Ainsi le gain du SOA suit la modulation du signal pompe qui le traverse et si un deuxième signal parcourt également le SOA, il est par conséquent lui-même modulé en sortie de l'amplificateur. On parle de l'effet de la modulation croisée, XGM ou CGM pour Cross Gain Modulation. La Figure 64 schématise cet effet. Signal λ pompe Modulation λ pompe Filtre λp Signal λp Densité de porteur Gain SOA Signal λ sonde Signal de sortie λ sonde Temps Figure 64 : Principe de la modulation de gain croisée dans un SOA Comme les mouvements des porteurs dans le SOA sont très rapides, de l'ordre de la picoseconde, le gain répond à des fluctuations bit par bit pour des systèmes à 10Gb/s. Cependant, le SOA ajoute de l'émission spontanée amplifiée au signal, avec un NF de 7 à 10 dB. Ce qui peut dégrader l'OSNR. De plus, le taux d'extinction est limité par la compression du gain et reste inférieur à 10 dB. Pour le réseau PON, les SOAs représentent une solution à bas coût intéressante pour sa large bande d'amplification (40 à 50 nm). De plus, son fonctionnement en bidirectionnel permet de réduire la complexité du système et le coût des transmissions en partageant une seule fibre de l'OLT à l'ONU. 3.2.2 Le RSOA Un RSOA est un SOA dont l'une des faces a été traitée à haute réflexion pour constituer un miroir et l'autre avec un traitement anti reflet. Les particularités de cet amplificateur optique sont qu'il fonctionne en réflexion et qu'il peut être modulé. Le RSOA permet donc de moduler le signal qui lui est injecté, de l'amplifier et de le réfléchir. La modulation externe est réalisée en modulant directement le courant d'alimentation. Les RSOAs disponibles aujourd'hui montrent une modulation jusqu'à 5 Gbit/s avec des gains de l'ordre de 20 dB sur une bande de 60 nm [69]. La conversion de longueurs d'onde basée sur un RSOA a été démontrée à un débit de 2,5 Gbit/s [70]. Les SOAs peuvent être indépendants ou non de la polarisation du signal optique injecté suivant le matériau utilisé et la technologie de fabrication employée. Les SOAs avec une couche active en matériau massif (bulk) sont généralement utilisés pour avoir une faible dépendance en polarisation, à condition d'avoir une contrainte en tension de cette couche active (low-tensile-strained bulk). En effet, le gain TE (Transverse Electrical) est naturellement plus élevé que le gain TM (Transverse Magnetical) et en contraignant la couche active, la différence de gain s'amenuise [71]. L'inconvénient de ce type de SOA est que la dépendance à la température est importante et qu'il est nécessaire d'avoir un système de régulation de la température. Les SOAs avec une région active incluant des multi puits quantiques combinent la faible dépendance à la température et à la polarisation [72]. 88 Architectures PON-TDM réalisées 3.2.3 Les EDFAs (Erbium Doped Fibre Amplifier) Dans cette partie, nous présentons les principes généraux de fonctionnement des amplificateurs à fibre dopée à l'erbium. L'EDFA consiste en une longueur de fibre en silice dont le cœur est dopé avec des atomes ionisés de l'élément rare Erbium (Er3+). Le signal est amplifié par l'interaction avec les ions dopants. Un laser à semi-conducteurs est utilisé comme source de pompage à 1480 nm ou 980 nm pour les amplificateurs à fibre dopée Er3+ Le principe d'opération d'un EDFA peut s'approximer par un système à 4 niveaux d'énergie avec un pompage à 980 nm ou 1480 nm qui donne une bande d'amplification d'une largeur d'environ 50 nm autour d'un pic à 1532 nm. L'amplification est possible grâce à l'émission stimulée de photons des ions dopants. Le laser de pompe excite les ions dans un état d'énergie plus élevé où ils peuvent se recombiner et donner lieu à l'émission stimulée d'un photon à la longueur d'onde du signal à un niveau d'énergie inférieur. Les ions excités peuvent aussi se recombiner spontanément et donner lieu à l'émission spontanée. A cause de l'émission spontanée, l'efficacité de l'amplification diminue. La fenêtre d'amplification dépend des ions dopants. La conception d'un EDFA nécessite l'emploi de composants optiques supplémentaires. Un multiplexeur en entrée de l'amplificateur pour combiner le signal du laser de pompe et le signal d'entrée. Un deuxième multiplexeur en sortie pour séparer le signal amplifié du signal de pompe. Deux isolateurs sont utilisés, un à l'entrée et un autre à la sortie de l'amplificateur pour éviter les réflexions à l'intérieur du système qui pourraient augmenter le facteur de bruit. Les EDFAs se révèlent très intéressants en terme de facteur de bruit (de l'ordre de 5dB), ce qui promet une transmission à un bon taux d'erreurs pour un fort gain (de l'ordre de 35 dB à 45 dB). L'inconvénient de l'introduction des EDFAs dans un réseau PON reste le coût de revient du système par rapport à une solution avec des SOAs. Pour l'amplification d'un signal dans la bande O aux alentours de 1300 nm, il existe des amplificateurs à fibre dopée au praseodymium. Toutefois, ces longueurs d'onde n'ont pas connues un usage commercial significatif dans les réseaux longues distances et n'ont pas permis un développement de ces amplificateurs comme les amplificateurs dopés à l'erbium. 3.2.4 Le ROPA : Remote Optical Pumped Amplifier Le ROPA est basé sur la technologie d'amplificateur optique à fibre dopée à l'erbium avec une pompe éloignée du milieu amplificateur. On parle alors d'amplification déportée. Dans ce cas, la pompe située à l'extrémité de la fibre permet d'obteir une amplification des signaux se propageant en ligne tout en maintenant le réseau PON passif. Dans une architecture PON, une solution est d'insérer le signal de pompe au central qui génère de l'amplification dans la fibre erbium située plus loin dans la ligne tout en conservant un réseau passif. Étant donné que le signal est transmis dans les deux sens de la fibre, la pompe peut être utilisée pour deux amplificateurs correspondant chacun à l'un des deux sens de transmission. En effet, un coupleur divise la puissance de pompe qui est injectée dans les deux sections de fibres amplificatrices. L'intérêt d'un tel montage est d'utiliser une seule pompe en adaptant l'amplification déportée à la transmission bidirectionnelle. 89 Architectures PON-TDM réalisées 3.2.5 L'EDWA : Erbium Doped Waveguide Amplifier L'EDWA consiste en des guides d'ondes enterrés dans un substrat en verre dopé à l'erbium. Les atomes d'erbium donnent du gain au verre dans la zone de 1,55 µm. Le guide d'onde est réalisé par une augmentation de l'indice de réfraction du verre. La Figure 65 présente la structure de cet amplificateur. L'EDWA présente l'avantage d'être compact. Il ne nécessite pas d'avoir une fibre de plusieurs mètres pour réaliser l'amplification. La compacité de l'EDWA permet de l'intégrer dans des environnements où l'espace est limité. Les performances des EDWAs sont en amélioration continue. Par exemple, celui de Teem Photonics offre un gain d'au moins 13 dB pour la bande "1530-1560 nm". Le facteur de bruit est inférieur à 7 dB. La puissance en sortie est de 10 dBm. [73] Figure 65 : Structure de l'amplificateur dopé à l'erbium à guide d'onde 90 Architectures PON-TDM réalisées 3.3 Mise en place du mode rafale Dans cette partie nous allons décrire les méthodes appliquées pour la mise en place du mode rafale dans les différentes architectures testées pour des débits montants à 1.25 Gbit/s et 10 Gbit/s. 3.3.1 Analyseur de la qualité du signal MP 1800 La mise en place d'une architecture de type PON dans nos laboratoires repose essentiellement sur la génération électrique de trames en mode rafale de la voie montante. Pour atteindre ce but, nous utilisons l'analyseur de la qualité du signal MP 1800 de chez Anritsu. La Figure 66 montre deux photos de cet analyseur, la première de face et la deuxième de côté. Figure 66 : Photos de l'analyseur de la qualité du signal de chez Anritsu : MP 1800 Cet appareil regroupe deux générateurs de séquence PRBS notés PPG (Pulse Pattern Generator), afin de simuler un trafic montant avec deux ONUs, un détecteur d'erreurs noté ED (Error Detector) pour la mesure du taux d'erreurs binaires et un générateur de signal d'horloge réglable jusqu'à 12.5 Ghz. Ainsi les trames générées sont synchrones et possèdent le même signal d'horloge produit par un seul synthétiseur. La Figure 67 montre une configuration PON avec deux ONUs et un OLT. Le MP 1800 est utilisé pour la réalisation de la transmission de la voie montante tandis qu'un autre équipement noté MT 1810 est utilisé pour la transmission continue du trafic descendant auquel nous ne nous intéresserons pas dans cette partie. Figure 67 : Configuration PON utilisant l'analyseur MP 1800 pour l'évaluation des voies montante et descendante [74] 91 Architectures PON-TDM réalisées La Figure 68 résume le plan de connexion des différentes sorties du MP 1800. Sur cette figure, on constate la présence d'une sortie notée "Gate" derrière un convertisseur ECL/TTL, ce signal "Gate" sert à commander le courant de polarisation des lasers présents à l'ONU, par conséquent, à gérer l'allumage de ces lasers pendant des courtes périodes temporelles. Lors du test des modules SFF, compatibles avec le mode rafale, une entrée est prévue sur leurs cartes d'évaluation et est directement branchée à la sortie du convertisseur ECL/TTL. Ce denier permet de convertir le niveau d'amplitude électrique du signal "Gate" pour être compatible avec les niveaux TTL. Figure 68 : Plan de connexion pour le test du trafic montant [74] Le signal "Reset" est un signal de réinitialisation nécessaire aux récepteurs des trames temporelles en mode rafale. Il permet de décharger le circuit de contrôle automatique de gain et de réinitialiser la CDR entre deux paquets consécutifs. 3.3.2 Mode rafale : de l'émission à la réception à 1.25 Gbit/s 3.3.2.1 Emission Pour un débit montant standard égal à 1.25 Gbit/s, les lasers à l'ONU sont équipés d'un contrôleur (dit "driver") des courants de polarisation et de modulation. Lorsque nous avons testé des architectures avec un débit montant à 1.25 Gbit/s, nous avons choisi d'utiliser des modules fabriqués par l'industriel Optoway incluant un SFF et une carte électronique pour la gestion de l'émission et la réception des trames temporelles. 92 Architectures PON-TDM réalisées Emission Optical fiber Alimentation Réception Figure 69 : Schéma bloc des circuits du module SFF et sa carte pour la gestion électronique La Figure 69 présente le schéma bloc des circuits électroniques pour établir une émission en mode rafale pour les trames montantes en utilisant un module SFF de chez Optoway [75]. Ce schéma bloc comporte trois parties, une pour la réception de la voie descendante, une pour la voie montante et une troisième pour l'alimentation de l'émission et la réception. En observant le bloc d'émission en mode rafale, on remarque qu'elle comporte deux connecteurs pour les données à transmettre : Tx+et Tx-. Un troisième connecteur portant le nom de BEN (Burst ENable control) représente l'entrée pour le contrôle du mode rafale de l'émission. Cette entrée nécessite un niveau électrique LVTTL qui, quand il est haut, cela signifie que la diode laser est activée et quand le niveau est bas, la diode laser est éteinte. La Figure 70 présente le signal optique en sortie de la diode laser suite à la combinaison des deux commandes électriques BEN et Tx+. Tx+ BEN DA Sortie optique BA BDL Figure 70 : Commande électrique et sortie optique de l'émetteur en mode rafale Le module de transmission présent à l'ONU doit transmettre des données en mode rafale. Dans le but de maximiser l'efficacité de la transmission, le temps d'allumage de la diode laser doit être le plus petit possible. Ceci permet de débuter la transmission optique le plutôt possible. Le signal BEN commande l'allumage de la diode laser. La Figure 70 présente la trame optique typique au transmetteur de l'ONU, trois types de signaux sont présents. Le premier est l'amplitude des données optiques DA (Data Amplitude) contrôlées 93 Architectures PON-TDM réalisées par l'entrée Tx+. Le second est le signal de bias BA (Bias Amplitude) qui reste constant dans la même trame et qui doit disparaître dès que le paquet à transmettre est fini. Le troisième noté BDL (Background DC Light) est incontrôlable. Il s'agit d'un bruit de fond dû au couplage direct de la lumière. A la réception des données montantes à l'OLT, le cumul du signal BDL de plusieurs modules ONUs dégrade les performances du récepteur et devient nuisible pour la qualité de la transmission. Ce signal est réduit au maximum en appliquant un courant de polarisation à la diode laser. 3.3.2.2 Réception Pour la réception du signal montant, nous utilisons un deuxième module SFF compatible avec le mode rafale. Ce module comporte un laser pour l'émission continue des trames descendantes et une photodiode APD pour la réception des trames montantes. Le module utilisé est compatible avec la norme GPON et précisément les spécifications de la Class B+ de cette norme. A savoir que le récepteur autorise un temps de garde entre les trames de 32 bits et une différence de puissance maximum de 15 dB entre les paquets optiques. La Figure 71 présente un exemple de deux paquets temporels successifs espacés de 25 ns et avec une différence de la puissance optique de 15 dB. Signal électrique en sortie du récepteur Signal optique en entrée du récepteur Figure 71 : Exemple de trames temporelles en réception avant et après le récepteur Contrairement au récepteur présent à l'ONU, celui de l'OLT voit des trames temporelles discrètes avec des variations de la puissance optique durant des courtes périodes temporelles. Lors de la conception du récepteur à l'OLT, il y a des paramètres importants à prendre en compte tels que la différence de puissance optique, l'espacement temporel entre deux trames voisines et le cumul du signal BDL nommé plus haut. Bien que les émetteurs de la voie montante en mode rafale soient conçus pour réduire la composante continue à l'émission, un cumul de bruit subsiste à partir de tous les émetteurs. Par conséquent, le récepteur présent à l'OLT doit avoir une tolérance à cette composante continue confondue avec les données utiles. Cette composante continue peut causer des problèmes tels que la distorsion du signal et des pénalités au niveau de la détectivité de la photodiode. 94 Architectures PON-TDM réalisées Généralement, les récepteurs des paquets en mode rafale ont besoin d'un signal de réinitialisation dit "Reset Pulse" pour décharger le circuit de contrôle automatique de gain entre deux paquets consécutifs comme le montre la Figure 72. Un autre signal de reset est nécessaire pour initialiser le décalage des registres de la CDR. Le rapport de phase entre les deux signaux de reset est à maintenir ce qui complique le fonctionnement du récepteur. Les fabricants des modules "Optoway" que nous utilisons ont fait le choix d'éliminer un de ces deux "Reset Pulse" et ont concentré leurs efforts sur la conception d'un récepteur mode rafale qui ne nécessite pas ce signal d'initialisation entre deux trames provenant de deux ONUs différents. Sortie électrique du récepteur Temps de garde Signal RESET Figure 72 : Sortie électrique du récepteur mode rafale à l'OLT et le signal RESET 3.3.2.3 Module de récupération d'horloge Pour la récupération du signal de l'horloge, nous utilisons une CDR fabriquée par l'industriel Zenko Technologies compatible avec les données montantes d'un système GPON. Avec cette CDR, le signal reçu par le photorécepteur est synchronisé et aligné avec le signal d'horloge de référence durant les 16 premiers bits de chaque trame. La Figure 73 montre une photo de la CDR utilisée avec sa carte d'évaluation. Lock+, Lock- Reset Data IN Data Out Clk Out 1/8 Clk IN Figure 73 : Photo de la CDR intégrée avec sa carte d'évaluation Cette CDR nécessite une référence de 1/8 du signal d'horloge en entrée avec les données électriques à régénérer. La Figure 74 montre un exemple d'une resynchronisation de deux paquets provenant de deux ONUs avec un débit fixé à 1.25 Gbit/s pour les deux émissions. Ce diagramme rappelle les différentes valeurs temporelles telles que : Շg, le temps de garde de 25 ns entre deux paquets successifs, ՇRXset, le temps nécessaire à l'allumage du laser, Շreset, l'impulsion temporelle de 5 temps bits nécessaire à la réinitialisation de la CDR entre deux paquets et ՇL, 16 temps bits pour le verrouillage de la CDR. 95 Architectures PON-TDM réalisées Une fois la CDR verrouillée à l'horloge de référence, le signal en sortie de l'indicateur Lock+/ Lock- passe au niveau haut et les données synchronisées apparaissent sur les sorties ODATA+ et ODATA-. La localisation du front descendant du signal Reset est arbitraire. Ce front descendant peut apparaître durant le temps de garde ou en début de trame comme le montre le diagramme suivant. ONU1 ONU2 Trames en entrée de la CDR Reset Temps de verrouillage Trames récupérées en sortie de la CDR Figure 74 : Diagramme temporel des trames en entrée et en sortie de la CDR 3.3.3 Mise en place d'une transmission en mode rafale à 10 Gbit/s En attendant la finalisation de la future norme du réseau d'accès optique par les instituts IEEE [ 76 ] et, par conséquent, la commercialisation de modules transceivers émettant à un débit montant de 10 Gbit/s avec une modulation en mode rafale, pour les expérimentations à 10 Gbit/s, nous avons fait le choix d'utiliser des lasers DFB dont on peut voir une photo sur la figure suivante. Dans un premier temps, nous avons utilisé le module 1915 LMM de chez Avanex intégrant un laser DFB et un modulateur à électroabsorption noté EA-ILM. La tension de modulation est appliquée sur la section du modulateur tandis que le DFB fonctionne en continu. Ce module d'émission fonctionne à un débit de 10 Gbit/s pour une longueur d'onde d'émission aux alentours de 1550 nm. L'amplitude maximum de la tension de modulation est de 2 volts crête à crête pour un taux d'extinction et une puissance de sortie respectivement égaux à 10 dB et 2 dBm. (a) (b) Figure 75 : Lasers DFB (a) avec modulateur intégré (b) avec modulation directe Nous avons ensuite utilisé un deuxième DFB fabriqué par Emcore. Ce dernier représente un laser DFB à modulation directe noté DML avec une puissance de sortie maximum de +13 dBm. Avec une telle puissance de sortie, nous avons augmenté le budget optique de 10 dB par rapport au module de chez Avanex présenté plus haut. Il s'agit d'un module fortement rentable en comparaison avec le prix de revient d'une émission combinant un laser et un modulateur externe à Niobate de Lithium (LiNbO3). Ce DML autorise une transmission sur 60 km de fibre standard pour une longueur d'onde d'émission aux alentours de 1310 nm. 96 Architectures PON-TDM réalisées Avant de présenter en détails les différentes architectures qui englobent chacun des deux lasers Avanex et Emcore, nous allons décrire notre méthode pour la mise en place d'un contrôle de l'émission laser en mode rafale. Les données électriques sont connectées à l'entrée de type GPO sous la forme de trames temporelles contenant une succession de séquences PRBS 2n -1 pendant une durée temporelle minimum de 3 µs. C'est la durée minimum acceptée par le logiciel interne du comparateur d'erreurs de transmission pour établir un taux d'erreurs binaires. Pour éviter que les lasers DFB restent allumés en dehors du temps de paquet à transmettre, nous avons utilisé deux contrôleurs de courant de polarisation. Ces contrôleurs génèrent un signal avec un fort courant et de la même taille que l'enveloppe temporelle de la trame à transmettre via la modulation du laser. Le premier module de contrôle utilisé est une puce électronique de chez l'industriel Vitesse portant la référence VSC7965. (Cf. Figure 76) Figure 76 : Puce électronique VSC7965 et sa carte d'évaluation Cette puce est incorporée à une carte d'évaluation et délivre un courant de polarisation de 80 mA pour une plage de température de fonctionnement entre -40 et +100 °C [77]. A cause du faible courant de sortie du modèle VSC7965, nous l'avons remplacé par un autre instrument de contrôle à base de microprocesseur. Il s'agit du LDP-3811 de ILXlightwave [78] (Cf. Figure 77). Il offre deux niveaux de courants en sortie: 200 et 500 mA, avec une impulsion de largeur programmable. Figure 77 : Source de contrôle en courant de lasers Avec ce dispositif, le réglage des durées d'allumage et d'extinction des lasers DFBs en configuration PON est très pratique. Nous l'utilisons en mode "Trigger" extérieur, en branchant l'entrée de la face arrière, "Trigger In", avec le signal "Gate" du générateur des trames PRBS. Le courant du signal de sortie "Trigger out" est ensuite fixé à 100 mA et connecté à la broche "courant de polarisation" du laser. Dans les paragraphes suivants, nous allons nous attarder sur les différentes architectures PON étudiées et testées dans le cadre de ces travaux de recherche intégrant l'émission en mode rafale telle qu'elle a été présentée plus haut. 97 Architectures PON-TDM réalisées 3.4 ONUs achromatiques avec un débit montant de 1.25Gbit/s Dans cette partie, nous allons présenter les résultats d'un PON dit "hybride" (Cf. Figure 78) alliant un double avantage, à la fois une infrastructure partagée TDM et un routage en longueur d'onde reposant sur le multiplexage WDM. L'originalité réside dans l'utilisation d'un module ONU achromatique. En effet, le but étant de tester une voie montante en mode rafale sans présence de laser chez le client, un tel ONU facilitera l'intervention et la maintenance du réseau par l'opérateur. 2 2 Coupleu 1 3 1 3 2 1 Coupleur 2 3 2 3 3 1 3 2 λ3 λ2 λ1 λ1 Demultiplexer 2 λ2 (b) 2 r λ3 λ3 1 3 Coupleu Multiplexer Coupleur λ3 λ2 λ1 Multiplexer 2 3 2 1 r Démultiplexeu r 1 3 (a) 3 λ2 2 1 2 3 λ 1 1 λ1 1 3 λ2 λ3 1 Coupleur 1 Coupleur Figure 78 : Architecture d'un réseau PON hybride TDM/WDM (a) descendant et (b) montant Dans un premier temps, nous avons testé un ONU achromatique regroupant un modulateur à électro-absorption entouré d'un PDFA et un SOA. Nous avons ensuite introduit des RSOAs dans les ONUs pour l'émission de la voie montante en mode rafale et pour un débit à 1.25 Gbit/s. 3.4.1 ONUs avec des amplificateurs et des modulateurs à électroabsorption Dans ce travail, nous nous concentrerons sur la voie montante et présenterons un ONU achromatique basé sur la modulation déportée. Il s'agit de l'utilisation d'un signal continu envoyé à partir du central et modulé à l'ONU. Ce dernier intègre un modulateur à électro-absorption (MEA) et deux amplificateurs optiques. La Figure 79 illustre l'architecture testée dans laquelle 20 km de fibre séparent l'OLT de l'ONU. Cette fibre est utilisée pour une transmission bidirectionnelle. Nous avons optimisé la combinaison entre le courant de polarisation et le gain des amplificateurs optiques du module achromatique afin d'obtenir un maximum de budget optique avec une modulation en mode rafale. OLT Tx 1.49 µm 20km **Rx 1.49 µm Coupleur 2:N CWDM *Rx 1.31 µm CWDM MUX. Cw 1.31 µm CWDM MUX. ONU PDFA MEA SOA 1.31µm Budget optique en dB Figure 79 : Architectures d'un PON hybride avec un ONU achromatique composé d'un MEA et deux amplificateurs optiques 98 Architectures PON-TDM réalisées Le module de réception présent à l'OLT est un composant commercial opérant à 1310 nm pour un débit montant maximum de 1.25 Gbit/s. L'ONU achromatique fonctionne à 1310 nm et se compose d'un MEA qui possède une grande bande passante électrique (> 10 GHz), ses pertes intrinsèques s'élèvent à 16 dB et son taux d'extinction est de 10 dB. A cause de ses pertes élevées, l'utilisation de 2 amplificateurs optiques est nécessaire [79]. Le premier est un amplificateur à fibre dopée en praseodymium possédant 25 dB de gain, il permet d'amplifier le signal continu provenant d'un laser DFB présent à l'OLT. Il amplifie le signal continu provenant du DFB à l'OLT. La puissance en sortie de ce laser DFB s'élève à -0.5 dBm sans régulation en température. Par conséquent, la longueur d'onde de sortie n'est pas stable avec le temps ce qui nous oblige à utiliser un multiplexage CWDM au lieu d'un multiplexage DWDM. La bande passante de ce multiplexeur CWDM est de 17 nm pour des pertes intrinsèques de 2 dB. Le deuxième amplificateur optique présent à l'ONU est un amplificateur optique à semiconducteur (SOA) qui amplifie les trames temporelles en sortie du MEA. Le gain maximum du SOA utilisé est de 18 dB pour un courant de polarisation maximum égal à 250 mA. Cependant, dans notre expérimentation, nous avons optimisé la valeur du courant de polarisation du SOA pour l'architecture testée et un faible courant a été appliqué dans le but de maintenir un comportement linaire du gain du SOA. De plus, quand le courant de polarisation baisse, le niveau de l'ASE baisse également. La Figure 80 présente les courbes de gain et de NF du PDFA et du SOA utilisés dans le module achromatique. Pour le SOA, ces courbes sont obtenues pour un courant de polarisation égal à 250 mA. Le SOA utilisé présente un fort facteur de bruit ce qui n'est pas sans conséquence pour la qualité des résultats de la transmission. Gain SOA NF SOA Gain PDFA NF PDFA 30 Gain, NF (dB) 25 20 15 10 5 0 -50 -40 -30 -20 -10 0 Pin (dBm) Figure 80 : Courbes de gain et de NF pour le SOA et le PDFA Le MEA présent à l'ONU est modulé à 1.25 Gbit/s avec un paquet dont l'entête comporte 44 bits de préambule suivis de 20 bits de délimiteurs puis de 28 séquences binaires pseudo-aléatoires (PRBS 27) non-retour-à-zéro (NRZ). Notons que le temps de garde n'a pas été pris en compte dans cette configuration car notre architecture ne contient qu'un seul ONU. Les temps d'allumage et d'extinction du laser (Ton et Toff) ne sont donc pas implémentés. La rapidité de ces temps est essentiellement limitée par le besoin d'un switch possédant un courant de modulation électrique élevé. Par exemple, ces temps doivent être inférieurs à 10 ns [80]. Le temps total du paquet s'élève à 3 µs. La figure suivante illustre ce trafic en mode rafale. 99 Architectures PON-TDM réalisées Zoom sur l'entête Séquence PRBS 27 2 µs/div. Entête 20 ns/div. Figure 81 : Trames temporelles du signal montant capturées après le récepteur avec (a) une échelle temporelle de 2 µs/div et (b) 20ns/div Les résultats obtenus pour cette architecture sont représentés sous la forme de courbes de TEB. Nous avons tracé une courbe de référence de la transmission entre un OLT et un ONU standard comportant un transceiver SFF configuré en mode rafale. Il s'agit de la courbe (a) dans la figure suivante. Cette courbe servira de référence afin de prélever des pénalités de notre architecture testée pour un TEB égale à 10-9. -4 b) fibre bidirectionnelle -5 Log(BER) -6 -7 -8 4.8 dB -9 -10 -11 a) référence -12 -36 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 Puissance reçue (dBm) Figure 82 : Courbes de TEB pour a) la référence GPON avec ONU standard et b) avec 20 km de fibre bidirectionnelle On mesure 4.8 dB de pénalité pour une transmission bidirectionnelle. Ces pénalités ont deux origines : le cumul de bruit dû à l'ASE des deux amplificateurs et la rétrodiffusion de Rayleigh dans la fibre bidirectionnelle. Rappelons que les courbes de TEB sont mesurées seulement pour la séquence PRBS sans tenir compte du temps d'entête. La Figure 83 schématise la présence des deux types de signaux dus à la rétrodiffusion de Rayleigh qui en s'additionnant avec le bruit de l'ASE représente la principale source de bruit de transmission. Signal continu 1.31µm ONU Tx 1.49 µm 20km **Rx 1.49 µm Coupleur 2:N CWDM *Rx 1.31 µm CWDM MUX. Cw 1.31 µm CWDM MUX. OLT PDFA MEA SOA 1.31µm Signal à 1.31µn amplifié et modulé Figure 83 : Illustration des différents signaux de Rayleigh dans l'architecture étudiée 100 Architectures PON-TDM réalisées Le premier est le signal réfléchi du laser continu présent à l'OLT et le second est le signal dû à la "boucle retour" créée à l'ONU par la rétrodiffusion du signal montant modulé puis réinjecté dans le MEA et amplifié de nouveau avec le signal continu provenant de l'OLT. Le cumul de l'ASE des deux amplificateurs représente une source de bruit supplémentaire. La Figure 84 illustre le spectre optique de la voie montante. On constate la part importante de l'ASE dans le signal transmis après le passage par le multiplexeur CWDM. Le diagramme de l'œil confirme que le signal est très bruité. 0 1 µs -10 Puissance -20 -30 20 nm -40 -50 -60 -70 1290 1295 1300 1305 1310 1315 1320 1325 1330 Longueur d'onde (nm) Figure 84 : Spectre optique et diagramme de l'œil de la voie montante A cause des différents facteurs de bruit détaillés plus haut, nous avons obtenu un faible budget optique de 16 dB pour l'architecture testée avec une fibre en transmission bidirectionnelle. Dans le but de séparer les différentes sources de bruit dans cette architecture et de quantifier expérimentalement les pénalités dues à chacune d'entre elle, nous avons transformé la ligne de transmission en rajoutant une deuxième fibre de 20 km afin de séparer le signal continu du signal modulé montant. La première architecture avec deux fibres inclut un coupleur et la deuxième un circulateur. La Figure 85 montre ces deux configurations. OLT ONU 20km CWDM MUX. Cw 1.31 µm CWDM MUX. coupleur 2:1 **Rx 1.49 µm coupleur 2:N CWDM Tx 1.49 µm CWDM MUX. *Rx 1.31 µm PDFA MEA SOA 1.31µm 20km Budget Optique en dB OLT ONU 20km CWDM MUX. Tx 1.49 µm CWDM MUX. Circulateur Cw 1.31 µm **Rx 1.49 µm coupleur 2:N CWDM CWDM MUX. *Rx 1.31 µm PDFA MEA SOA 1.31µm 20km Budget Optique en dB * Récepteur mode rafale à l'OLT ** Récepteur mode continu à l'ONU Figure 85 : Différents scenarii testés pour l'architecture PON hybride (1) bifibre avec un coupleur et (2) bifibre avec un circulateur optique 101 Architectures PON-TDM réalisées Les courbes de TEB des architectures montrées sur la Figure 85 sont insérées dans le graphique suivant : courbe b) pour l'architecture avec un circulateur et courbe c) pour celle avec un coupleur. Nous avons tracé également les courbes de référence a) et celle pour la transmission bidirectionnelle d) déjà montrée plus haut. -4 -5 -6 Log(BER) -7 -8 0.8dB 1 dB 4 dB -9 d) -10 c) -11 -12 a) référence b) -13 -36 -32 -35 -31 -34 -30 -33 -29 -32 -28 -31 -27 -30 -26 -29 -25 -28 -24 Puissance reçue (dBm) Figure 86 : Courbes de TEB pour a) la référence, b) avec circulateur, c) avec coupleur et d) avec 20 km en bidirectionnelle Pour la configuration avec un circulateur, les deux signaux rétrodiffusés, continu et modulé, sont bloqués grâce au principe de fonctionnement du circulateur. Par conséquent, la pénalité prélevée sur la courbe b), s'élevant à 0.8 dB, est uniquement due au bruit de l'émission spontanée amplifiée et à la large bande passante du filtre CWDM. En remplaçant le circulateur par un coupleur (courbe c), une pénalité supplémentaire de 1 dB est rajoutée à cause de la rétrodiffusion de Rayleigh du signal modulé. Nous avons obtenu un budget optique d'une valeur de 21 dB pour les deux configurations à double fibre contre seulement 16 dB pour le cas bidirectionnelle. Les résultats obtenus montrent que l'architecture achromatique proposée nécessite des améliorations afin d'être compatible avec les spécifications de la norme G984.3 qui concerne le budget optique. Ce dernier s'élève au maximum à 28 dB pour un PON standard de la classe B+. 102 Architectures PON-TDM réalisées 3.4.2 ONUs avec des RSOAs Rx- up λ32 Rx- up λ2 Rx- up λ1 Dans cette partie nous allons présenter une deuxième architecture hybride ralliant le fonctionnement TDM et WDM dans une arborescence de type PON. Les modules ONU incluent des RSOAs évitant ainsi la présence de sources lasers chez le client. Les RSOAs utilisés permettent de réaliser une modulation déportée d'un signal en provenance du central dont la largeur spectrale est de 40 nm autour de 1550 nm. Avec un tel dispositif, les modules achromatiques gagnent en simplicité et en prix de revient en comparaison avec la configuration présentée précédemment (Ampli+ MEA+ Ampli). La figure suivante présente le schéma de principe de l'architecture testée avec une modulation en mode rafale de la voie montante à 1.25 Gbit/s. Mux DWDM Mux R/B B A 10km A A RSOA ONU-1 Rx λ 1; λ a λ 2; λ b 1:8 B Mux R/B Tx-dwn λb Mux DWDM Tx-dwn λa B Mux R/B CW- λ32 A AWG CW- λ2 Mux DWDM CW- λ1 λ32; λz B A B B RSOA ONU-2 Rx A Tx-dwn λz Figure 87 : Schéma de l'architecture WDM/TDM PON utilisant des RSOAs pour la partie émission de l'ONU Les RSOAs amplifient, modulent et réfléchissent le signal continu provenant de sources lasers situées au central. La superposition des longueurs d'onde est obtenue grâce à un multiplexeur AWG. On associe à chaque canal de cet AWG les deux longueurs d'onde descendante et montante des différents arbres PON multiplexés. L'AWG utilisé possède 32 sorties avec un espacement spectral de 0.8 nm pour des pertes d'insertion de 4 dB. Avant la réception des flux montant et descendant, la séparation des longueurs d'onde est effectuée par des multiplexeurs CWDM qui agissent comme des filtres passe-bande. Sur la Figure 87, ces filtres sont notés Mux R/B. Notons que la propriété passive du PON a été conservée car nous utilisons uniquement des éléments passifs dans notre réseau : une fibre monomode standard dont l'atténuation linéique s'élève à 0.2 dB/km à 1550 nm, un coupleur 1 vers 8 et le multiplexeur AWG. Les RSOAs utilisés sont intégrés dans un module SFF avec des dimensions identiques à celles des transceivers présentés dans le deuxième chapitre de ce manuscrit. (Cf. Figure 88). En effet, ce module regroupe la partie émission, assurée par le RSOA, ainsi qu'un récepteur du trafic descendant en modulation continue. La réception des signaux montants est assurée par une photodiode APD configurée pour la réception de trames temporelles en mode rafale à 1550 nm pour un débit de 1.25 Gbit/s. 103 Architectures PON-TDM réalisées Figure 88 : Photos du RSOA utilisé dans un module TO-CAN et en boitier SFF Les deux RSOAs utilisés dans notre expérience présentent un gain de 19 dB, un facteur de bruit (NF) de 9 dB et un taux d'extinction de 11 dB. La Figure 89 présente les courbes de gain et de NF des RSOAs utilisés en fonction de la longueur d'onde pour une puissance d'entrée de -25 dBm. 25 NF et Gain (dB) 20 15 10 5 0 1500 Gain RSOA 1 NF : RSOA 1 Gain RSOA 2 NF : RSOA 2 1520 1540 1560 1580 Longueur d'onde (nm) Figure 89 : Gain et facteur de bruit (NF) des deux RSOAs utilisés @ Pin = -25 dBm Notons que la longueur d'onde utilisée pour la voie montante ne correspond pas à celle de la norme GPON qui est à 1310 nm. En effet, les RSOAs disponibles possèdent un spectre centré autour de 1550 nm avec une bande passante de 40 nm à -3 dB. Notre test comporte un seul laser DFB partagé entre deux RSOAs pour simuler le partage temporel en mode rafale. La composition des données montantes est sous la forme d'une trame temporelle contenant une entête de 128 bits suivie de 39 séquences PRBS 27 pour un débit de transmission de 1.25 Gbit/s. La durée totale du paquet est de 4 µs et le temps de garde est pris en compte dans l'entête de chaque trame. 104 Architectures PON-TDM réalisées Շ g =50 ns 25 ns ∆P ONU 2 Allumage ONU 1 1 µs PRBS : En-tête 128 bits 39 X 27 -1 Figure 90 : Paquets optiques en sortie des RSOAs : (a) ONU1 et ONU2 ; (b) zoom sur l'en-tête Notons la différence de puissance optique entre les deux paquets successifs ∆P. Le but étant de tester notre architecture pour un ∆P = 15 dB et pour un budget optique maximal de 28 dB. Ces valeurs correspondent à la distribution de la puissance optique prévue par la classe B+ de la norme GPON. La différence de puissance ∆P se traduit par une différence dans la topologie de l'architecture entre l'ONU le plus proche et le plus loin de l'OLT. Deux architectures ont été testées. Comme le montre la figure suivante, nous avons comparé la transmission pour une architecture bidirectionnelle avec une seule fibre, Figure 91 a), et une deuxième, unidirectionnelle avec deux fibres, Figure 91 b). Dans la première architecture, 10 km de fibre sont partagés par le signal continu descendant et celui modulé et réfléchi par les RSOAs dans le sens montant. Dans ce cas de figure, la qualité de la transmission est, une nouvelle fois et comme pour l'architecture présentée dans le paragraphe précédent, limitée par la rétrodiffusion de Rayleigh. Comme illustré sur la figure, la réception du signal utile sera perturbée par la rétrodiffusion du signal continu et celle du signal modulé et amplifié. Afin de limiter les effets de cette rétrodiffusion, nous avons imaginé la même architecture avec deux fibres de transport avant le circulateur. Ce dernier bloque alors le retour des signaux rétrodiffusés. a) b) Signal continu 10km *Rx Tx Att. Att. RSOA ONU1 **Rx CW-DFB Mux AWG. 10km Mux AWG. CW-DFB OLT Signal continu RSOA ONU2 **Rx Signal modulé et amplifié OLT *Rx Tx 10km Att. Att. RSOA ONU1 **Rx RSOA ONU2 **Rx Signal modulé et amplifié * Récepteur du trafic montant en mode rafale ** Récepteur du trafic descendant en mode continu Figure 91 : Architecture WDM/TDM incluant un circulateur avec (a) une seule bobine de fibre bidirectionnelle (b) avec deux bobines de fibre 105 Architectures PON-TDM réalisées La qualité de la transmission est appréciée grâce aux courbes suivantes qui décrivent l'évolution du TEB en fonction de la puissance reçue pour la voie montante. -3 -4 b) b) c) -5 Log(BER) B2B RSOA 1 B2B RSOA 2 Double fibres : RSOA 1 Double fibres : RSOA 2 Fibre bidirectionnelle : RSOA 1 Fibre bidirectionnellle : RSOA 2 a) -6 -7 a) -8 2.5dB c) -9 -10 -11 -32 -31 -30 -29 -28 -27 Puissance reçue (dBm) -26 -25 -24 Figure 92 : Courbes de BER pour la transmission de la voie montante à partir de deux RSOAs Les pénalités de transmission sont prélevées à partir des courbes de référence pour un TEB de 10-9. Ces courbes de référence, notées a) sur le graphique, sont obtenues pour une transmission sans fibre pour les signaux en provenance des RSOAs 1 et 2. On mesure une différence de quelques 0.5 dB pour un TEB de 10-9 entre ces deux courbes de références. Cela serait dû aux différences de gain et du NF entre les deux RSOAs constatées sur les courbes de la Figure 89. Les courbes (b) sont celles de l'architecture à double fibre et dont le budget optique maximal s'élève à 22 dB avec ∆P = 2 dB et les courbes (c) sont celles de l'architecture avec une seule fibre bidirectionnelle dont le budget optique maximal est de 20 dB avec ∆P = 2 dB. Malgré la séparation des signaux continus et modulés par l'utilisation de deux fibres, on mesure 1 dB de pénalités entre les courbes (a) et les courbes (b). Cette pénalité s'explique par un facteur de bruit élevé des RSOAs utilisés : 9 dB. L'utilisation d'une seule fibre bidirectionnelle rajoute une pénalité supplémentaire de 1.5 dB au maximum. Cette pénalité est due au cumul de deux signaux rétrodiffusés : premièrement les réflexions du signal continu et deuxièmement les réflexions dues à la boucle retour créée à l'ONU par le signal montant. La différence de puissance optique maximale ∆P, entre les deux paquets montants dans cette expérience est de 2 dB. Aucune augmentation de cette différence n'était possible. Par conséquent, si le budget optique maximum pour l'architecture bidirectionnelle est de 20 dB pour le RSOAONU1, le RSOA-ONU2 possède un budget optique au minimum de 18 dB. Toute baisse de ce budget optique, en dessous de 18 dB, entrainait une rafale d'erreurs à la mesure du TEB. Pour expliquer cette limitation, nous accusons la combinaison d'un faible taux d'extinction des données montantes qui s'élève à 10 dB et d'un fort facteur de bruit de 9 dB des RSOAs. Afin de justifier cette accusation et de comprendre cette limitation, nous avons réalisé une expérience utilisant les deux RSOAs, précédemment intégrés dans l'architecture PON testée, comme source de bruit d'émission spontanée amplifiée. Comme le montre la Figure 93, chacun des deux ONUs se compose d'un couple de RSOA et DFB. 106 Architectures PON-TDM réalisées ONU-2 ONU-1 Variation Att. OSNR Att. TxData en rafale DFB-1 RSOA-1 Module de contrôle ASE émission en rafale Figure 93 : Architecture pour la mesure de l'OSNR en fonction de la puissance reçue des données montantes Le DFB est modulé en mode rafale et joue le rôle de la source laser dans l'ONU tandis que le RSOA représente une source de bruit contrôlée également en mode rafale sans aucune modulation. Nous avons placé un atténuateur variable juste derrière le RSOA afin de faire varier le niveau de bruit de l'ASE et par conséquent le rapport OSNR. Un deuxième atténuateur variable est présent sur la branche commune du coupleur qui combine le signal laser et le bruit de l'ASE. Ce deuxième atténuateur sera utilisé pour faire varier la puissance optique totale de l'ONU et par conséquent le ∆P. Nous avons réalisé deux ONUs avec la même configuration, le but étant de connaître les valeurs de l'OSNR pour une transmission sans erreur et pour différentes valeurs de ∆P. Nous avons tracé les courbes de variation de l'OSNR en fonction de la puissance reçue par la photodiode pour un TEB mesuré égal à 10-9. Trois courbes sont présentées sur la Figure 94 pour trois configurations : un seul ONU, deux ONUs avec un ∆P = 6 dB et deux ONUs avec un ∆P=15 dB. Les courbes suivantes représentent les mesures effectuées sur les données de l'ONU le plus atténué. 34 1 seul ONU Deux ONUs : ∆P=6dB 30 OSNR (dB) Deux ONUs : ∆P=15dB 26 22 18 14 10 -32 -31 -30 -29 Puissance reçue (dBm) -28 -27 Figure 94 : Variations de l'OSNR (dB) en fonction de la puissance reçue (dBm) pour un TEB à 10-9 A partir de la Figure 94, on constate que si on cherche à atteindre un ∆P de l'ordre de 15 dB avec des ONUs achromatiques, il faut que les RSOAs fournissent un signal montant dont le rapport signal sur bruit est au moins supérieur à 18 dB pour un seuil de puissance reçue à -28 dBm. De plus, lorsque la valeur de l'OSNR baisse, la puissance reçue pour un TEB de 10-9 augmente et, par conséquent le budget optique total de la ligne de transmission diminue. A partir de ces données, on déduit que pour la réalisation d'un réseau PON achromatique avec de tels RSOAs, des compromis sont à faire au niveau du budget optique. Un budget maximum de 28 dB et une différence de puissance optique de 15 dB entre les clients en extrémité du réseau nous 107 Architectures PON-TDM réalisées étaient impossibles à réaliser. Les pénalités engendrées par la rétrodiffusion de Rayleigh sont également à prendre en compte. Des études sont en cours afin d'améliorer les caractéristiques des RSOAs en matière de gain et de bruit. Dans l'état actuel des RSOAs testés, l'architecture proposée possède un budget maximum de 20 dB en configuration bidirectionnelle avec une petite différence de puissance optique entre les différents ONUs sur le réseau imaginé. Une telle configuration semble être adaptée à une zone géographique à haute densité de population située dans un périmètre de 5 km autour de l'OLT (1dB) avec un AWG (4 dB pour 32 sorties) et un coupleur de 32 branches (15 dB). 3.5 Introduction de l'amplification dans le réseau PON-TDM L'introduction de l'amplification dans le réseau PON semble être nécessaire dans l'optique de couvrir une zone géographique plus large et plus dense en nombre de clients desservis. L'amplification en ligne introduisant un seul amplificateur pour les trafics descendant et montant semble être la plus intéressante. L'amplification permettra d'augmenter le budget optique pour étendre la distance entre le central et les ONUs et également pour augmenter le taux de partage [81]. La figure suivante illustre une architecture répondant aux critères d'atténuation de la classe GPON B+. Atténuation 28 dB Marge Descendant : 2.5 Gbit/s Tx : 1310 nm Coupleur Rx ONU-1 Rx OLT Att. MUX CWDM Tx : 1490 nm MUX CWDM Montant : 1.25 Gbit/s Tx : 131 0nm ONU-2 Rx Atténuation 13 dB Marge Figure 95 : Architecture testée avec un budget optique fidèle à la classe GPON B+ 3.5.1 Amplification bidirectionnelle en ligne Dans cette partie, notre étude porte sur l'introduction d'un SOA bidirectionnel (Cf. Figure 96) dans une architecture PON-TDM, le signal descendant est à 1550 nm en continu et le signal montant est à 1570 nm en mode rafale. Budget étendu Descendant : 2.5 Gbit/s Atténuation 28 dB Gain + Marge Tx : 1570 nm Splitter Rx Rx Att. OLT Tx : 1550 nm MUX CWDM Montant : 1.25 Gbit/s Un seul SOA ONU-1 MUX CWDM Tx : 1570 nm Gain + Marge ONU-2 Rx Budget étendu Atténuation 13 dB Figure 96 : Architecture testée avec un seul SOA en fonctionnement bidirectionnel 108 Architectures PON-TDM réalisées Notons que nous avons modifié les longueurs d'onde d'un PON standard (1490 nm descendant et 1310 nm montant) car nous avons choisi des longueurs d'onde centrées dans la bande passante du SOA introduit dans cette architecture. Il s'agit d'un amplificateur commercialisé dont la bande spectrale s'étend sur 60 nm (à -3 dB) pour un pic de gain à 1530 nm. Les lasers présents à l'OLT et à l'ONU sont des DFBs avec un taux d'extinction de 10 dB. Celui à l'OLT est modulé directement à 2.5 Gbit/s avec une séquence PRBS (27-1) continue. Les deux lasers situés à l'ONU sont modulés à 1.25 Gbit/s avec un paquet temporel contenant une entête dont 64 bits sont consacrés au temps de garde suivis de 44 bits pour le préambule et de 20 bits pour le délimiteur. 39 séquences PRBS (27-1) suivent cet entête. La puissance de sortie du laser à l'OLT est égale à 2.8 dBm et pour les lasers à l'ONU, cette puissance vaut -1.8 dBm et -2 dBm, respectivement pour l'ONU1 et l'ONU2. Le récepteur de la voie montante possède un pré-amplificateur intégré suivi d'un amplificateur limiteur. Ces deux amplificateurs fonctionnent en mode rafale. Pour le multiplexage en longueur d'onde, il est assuré par un WDM dont les pertes d'insertion sont de 1.5 dB. Un atténuateur optique variable est mis en ligne afin de simuler les pertes linéiques pour une transmission avec fibre. Après le SOA, une architecture typique d'un PON-TDMA est constituée à l'aide d'un coupleur plus la fibre. L'ONU1 est localisé en terme de budget optique à 28 dB d'atténuation derrière le SOA. L'ONU2, est localisé à 13 dB d'atténuation. Ces valeurs correspondent aux spécifications de la norme GPON B+. Ainsi, le SOA est traversé par un signal continu à 2.5 Gbit/s pour une longueur d'onde de 1550 nm et un signal en mode rafale à 1.25 Gbit/s pour une longueur d'onde de 1570 nm. La différence de budget optique entre les paquets est de 15 dB pour la voie montante. La figure suivante illustre le trafic montant avant amplification. (a) (b) ONU2 : Forte puissance ONU2 : 13 dB atténuation ONU2 : Forte puissance ONU1 : Faible puissance ONU1 : 28 dB atténuation 2 µs/div 50 ns/div Figure 97 : (a) Trames en mode rafale en provenance de l'ONU 1 et l'ONU 2 avant amplification, (b) zoom sur l'en-tête Les résultats obtenus en budget optique sont détaillés dans le Tableau 13. Nous appellerons "marge du budget", l'excès en budget optique des voies descendante et montante dans l'architecture testée sans amplification par rapport aux valeurs précisées dans la classe B+. Nous avons nommé "budget étendu", la valeur atteinte grâce à l'introduction de l'amplification optique en ligne. Il s'agit des différentes valeurs d'atténuation obtenues à l'aide de l'atténuateur variable situé avant la réception des signaux montants. Pour mesurer la valeur réelle du gain en budget étendu, nous retranchons la valeur de la marge optique au budget étendu. Le résultat de cette soustraction nous permet de quantifier l'extension obtenue pour l'architecture testée. Le Tableau 13 résume les valeurs obtenues pour les budgets optiques correspondant à une transmission sans erreur (TEB = 10-9) dans les deux sens. A partir des résultats, la configuration commune obtenue est un budget étendu de 16 dB. Pour cette valeur, tous les signaux sont transmis sans erreur jusqu'aux récepteurs. 109 Architectures PON-TDM réalisées Atténuation [dB] Marge sans amplification[dB] Budget étendu avec amplification [dB] Descendant 1550 nm 28 Descendant 1550 nm 13 Montant 1570 nm 28 Montant 1570 nm 13 4.6 16.5 4.2 19.4 14 25.2 14 24 9.4 8.7 9.8 4.6 Gain [dB] = Budget étendu - Marge Tableau 13: Valeurs de budget optique mesurées avec et sans amplification dans le but de déterminer le budget étendu Nous avons choisi de tracer les courbes d'évolution du TEB en fonction de la puissance reçue pour les voies montante et descendante pour un budget étendu de 14 dB. Sur chacune des courbes qui suivent, nous avons tracé la courbe de B2B pour une transmission sans présence du SOA en ligne. A partir de ces courbes de B2B, nous avons mesuré les pénalités en dB sur les puissances reçues pour les signaux montant et descendant. Ces pénalités sont mesurées pour un TEB de 10-9. Courbes de TEB du signal descendant Courbes de TEB du signal montant -4 Sans SOA Avec SOA : ONU2@13dB Avec SOA : ONU1@28dB -4 -5 -5 -6 Log( BER) -6 Log(BER) Sans SOA : ONU1@28dB Avec SOA : ONU1@28dB Sans SOA : ONU2@13dB Avec SOA : ONU2@13dB -7 -8 7 dB -9 -7 -8 4 dB -9 2 dB -10 4 dB -10 -11 -11 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20 Puissance reçue (dBm) -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 Puissance reçue (dBm) -20 -18 -16 Figure 98 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue (dBm) pour les voies montante et descendante respectivement à 1.25Gbit/ et 2.25Gbit/s avec un budget étendu de 14 dB Remarquons que le signal montant à 1570 nm avec 13 dB d'atténuation est dégradé de 2 dB pour un TEB de 10-9 à -30 dBm. Tandis que celui atténué à 28 dB est dégradé de 7 dB pour une puissance reçue à -25 dBm. Une erreur de ± 1 dB est à prendre en compte lors de la lecture des valeurs de la puissance en mode rafale. Cette erreur est due à des incertitudes du banc de mesure des données montantes. Pour le signal descendant à 1550 nm, la pénalité est de 4 dB après 13 ou 28 dB d'atténuation avec une sensibilité de la photodiode à l'ONU1 de -26 dBm et de celle à l'ONU2 de -24dBm. La différence de pénalité entre la voie montante et la voie descendante est due à l'utilisation du SOA en amplification bidirectionnelle de deux longueurs d'onde avec des niveaux de puissance différents. En effet, nous avons mesuré le gain et le facteur de bruit (NF) de ce SOA lorsqu'il est traversé par deux signaux à 1570 nm et 1550 nm sans modulation. La Figure 100 représente le schéma de mesure du gain et du NF du SOA en fonctionnement bidirectionnel. 110 Architectures PON-TDM réalisées λ1 = 1550 nm Att. Att. SOA Bidirectionnel λ2 = 1570 nm Figure 99 : Schéma de principe de mesure du gain et du NF en fonctionnement bidirectionnel On constate que si le gain du SOA utilisé est de 21 dB lors d'une transmission unidirectionnelle, il chute de quelques dB pour atteindre 15 dB lorsque la puissance de λ2 = -1.3 dBm sur une plage de puissance inférieure à -10 dBm pour λ1. Quant au NF, il augmente de 2 dB pour atteindre 10 dB dans le pire des cas rapportés sur la Figure 100. 16 22 20 14 18 12 NF (dB) Gain (dB) 16 14 12 unidir Pinλ2 = -28dBm Pinλ2 = -20dBm Pinλ2 = -13dBm Pinλ2 = -8dBm Pinλ2 = -5dBm Pinλ2 = -1,3dBm 10 8 6 10 unidir Pinλ2 = -28dBm Pinλ2 = -20dBm Pinλ2 = -13dBm Pinλ2 = -8dBm Pinλ2 = -5dBm Pinλ2 = -1,3dBm 8 6 4 4 -40 -30 -20 -10 -40 0 -30 -20 -10 0 Pin λ1 (dBm) Pin λ1 (dBm) Figure 100 : Gain et facteur de bruit du SOA (1530 nm) en fonctionnement bidirectionnel avec un signal descendant λ1 = 1550 nm et un signal montant λ2 = 1570 nm Pour mieux comprendre les conséquences dues à l'utilisation du SOA en transmission bidirectionnelle, nous avons décidé de tracer l'évolution de la puissance reçue à l'OLT pour laquelle le TEB mesuré est à 10-6 et 10-9 pour différents budgets optiques étendus. Pour établir une comparaison, nous avons mesuré cette puissance reçue dans le cas où seul le signal montant traverse le SOA et aussi dans le cas d'une bidirectionnalité. La Figure 101 résume les résultats obtenus. -24 Avec le signal descendant @BER 10-9 Sans le signal descendant @BER 10-9 Avec le signal descendant @BER 10-6 Seuil de détectivité (dBm) Sans le signal descendant @BER 10-6 -25 TEB 10-9 TEB 10-6 -26 Effets de XGM bas Effets de XGM élevés -27 6 7 8 9 10 11 12 Budget optique étendu (dB) 13 14 15 Figure 101 : Seuil de détectivité (dBm) en fonction du budget optique (dB) pour la voie montante 111 Architectures PON-TDM réalisées On constate que l'allure générale des courbes est identique pour les deux TEB. Pour une transmission bidirectionnelle, les valeurs du budget étendu obtenues varient de 10 dB à 14 dB pour un taux de TEB fixe à 10-6 ou 10-9, tandis que pour une transmission unidirectionnelle la plage de variation du budget étendu est plus large et varie de 7 dB à 14 dB. Pour les deux configurations, la limite supérieure du budget étendu est à 14 dB. Cette limite correspond à une puissance de seuil de la photodiode de -25 dBm comme le montre la Figure 98. En revanche, la limite inférieure du budget étendu est différente en fonction du type de transmission. Lorsque le SOA est en mode unidirectionnel, on mesure un budget étendu minimum de 7 dB. Cette limite inférieure est dictée par le paquet le moins atténué provenant de l'ONU2. En effet, le laser situé à l'ONU2 émet une puissance de -2 dBm, après une atténuation de 13 dB en ligne, le signal traverse le SOA pour être amplifié avec un gain de 20 dB. Avec un rapide calcul, on déduit que le signal en sortie du SOA est de l'ordre de + 5 dBm. Toute atténuation inférieure à 7 dB donnera un signal d'une puissance supérieure à -2 dBm par conséquent la photodiode à l'OLT est saturée et la réception des deux paquets est interrompue. Lors d'une transmission bidirectionnelle, la limite inférieure du budget optique étendu est 10 dB. Le laser à l'OLT émet une puissance de +2.8 dBm, après une atténuation de 10 dB, le niveau de puissance en entrée du SOA est à -7.2 dBm. A partir des courbes de la Figure 100, on constate que le SOA est en saturation avec une chute du gain jusqu'à 16 dB et une augmentation du NF jusqu'à 12 dB. En effet, le signal descendant sature le gain du SOA et par conséquent le signal montant est bruité. Nous sommes en présence du phénomène de la modulation croisée du gain (XGM : Cross Gain Modulation) lors de cette transmission bidirectionnelle. Pour un budget étendu au-delà de 12 dB, les effets du XGM ont moins d'influence sur l'évolution du seuil de détectivité. Ce dernier prend une valeur aux alentours de -25 dBm à la fois pour une transmission bidirectionnelle et unidirectionnelle pour une valeur de budget optique. En conclusion, grâce à l'utilisation d'un seul amplificateur SOA, nous avons réalisé une extension de 14 dB du budget optique pour une architecture PON fidèle à la configuration de la classe B+. Ce budget optique étendu se traduirait par un étage de couplage supplémentaire de 8 branches (9 dB) et une distance supplémentaire de 20 km (5 dB) pour un total de 64x8 = 512 clients et 60+20 = 80 km de fibre. 3.5.2 Amplification unidirectionnelle en ligne et au central Une étude parallèle a permis de comparer plusieurs types d'amplificateurs : ROPA, EDFA, EDWA et SOA. Ces amplificateurs ont été introduits dans des futurs scenarii de migration de l'architecture PON [82]. La figure suivante résume ces scénarii : (a) représente l'architecture GPON B+ de base, (b) est une architecture avec amplification en "booster" pour le signal descendant et en pré-amplification pour le signal montant, (c) est une architecture avec une amplification en ligne en propagation unidirectionnelle et (d) représente l'architecture que nous avons testé avec amplification en ligne et propagation bidirectionnelle. Dans chacune des trois architectures (b), (c) et (d), les quatre amplificateurs optiques cités plus haut ont été testés. Ce test est établi avec un DFB pour chacune des voies montante et descendante. Les deux DFB sont utilisés en modulation directe (PRBS 27-1) avec un taux d'extinction de 13 dB. Notons que le trafic montant est en modulation continue et non en rafale contrairement à notre test présenté précédemment. Le débit de la transmission est fixé respectivement à 1.25 et 2.5 Gbit/s et les longueurs d'onde des signaux à 1570 et 1550 nm pour les transmissions montante et descendante. 112 Architectures PON-TDM réalisées (a) (b) (c) (d) Figure 102 : Architectures de différents scénarii de la future génération PON amplifié [82] Les résultats obtenus sont résumés sur le tableau suivant dans lequel les différents budgets étendus sont répertoriés en fonction de la nature de l'architecture et pour chacun des amplificateurs optiques utilisés. Architecture (b) Architecture (c) Architecture (d) (dB) (dB) (dB) SOA 2 16 15.5 EDFA 10.6 32.8 NA EDWA 3 11.5 NA ROPA NA 11.5 NA Tableau 14 : Récapitulatif des budgets étendus en fonction du type d'amplificateur [82] L'amplificateur EDFA est le plus intéressant car il présente le maximum de budget étendu. Cela s'explique par sa puissance de saturation élevée et son faible facteur de bruit NF, mais le prix de l'EDFA reste prohibitif pour envisager de l'intégrer dans un réseau PON. Avec un SOA, le budget étendu pour une architecture bidirectionnelle est de 15.5 dB, on note une addition de 1.5 dB en comparaison avec le résultat obtenu pour une modulation montante en mode rafale (14 dB). En architecture bidirectionnelle, seule l'utilisation du SOA est possible, ce qui représente un avantage conséquent pour une architecture PON basée sur la transmission bidirectionnelle et cela malgré les inconvénients dus à la modulation croisée de gain. Concernant le ROPA et même si son principe de fonctionnement est similaire à celui de l'EDFA, le budget étendu est seulement de 11.5 dB car le signal de la pompe, déportée au central, subit la même atténuation que le signal à transmettre. L'EDWA présente un avantage seulement en amplification en ligne avec un budget de 11.5 dB. Malgré que les données montantes soient en modulation continue, les résultats de cette étude permettent de connaître les avantages et les inconvénients de chacune des architectures proposées. Celles à retenir sont les architectures avec un amplificateur en ligne. En effet, la présence de l'amplification optique au central abouti à un faible budget étendu à cause de la saturation de la photodiode pour le signal montant. On note que pour l'amplification bidirectionnelle, le SOA est le seul amplificateur compatible avec une telle configuration. 113 Architectures PON-TDM réalisées 3.6 La montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s Dans ce paragraphe, nous présentons les différentes architectures imaginées et testées pour un débit montant à 10 Gbit/s. Les tests portent essentiellement sur la mise en place du mode rafale de la voie montante à 10 Gbit/s à l'aide de composants discrets prévus essentiellement pour une modulation continue. Deux combinaisons seront présentées : une émission à 1550 nm avec une réception à l'aide d'une photodiode PIN et une autre à 1310 nm reçue avec une APD. Nous avons également introduit une amplification à base de SOA pour le trafic montant afin de maximiser le budget optique. 3.6.1 Emission à 1550 nm et réception avec une PIN Dans cette étude nous avons imaginé et par la suite testé dans notre laboratoire une architecture de ce que pourrait être la future génération des réseaux PON. Il s'agit ici de tester une transmission montante en mode rafale à 10 Gbit/s avec une émission et une réception comportant chacune des composants discrets utilisés pour la modulation continue. Le schéma de principe est présenté sur la figure suivante. Burst Controller 1 ONU-1 Vitesse VSC 7965 Burst-Data 1 Pulse Pattern Generator (PPG) Avanex DFB 1 Att 1 1915LMM Att Fibre Burst-Data 2 Pulse Pattern Generator (PPG) Avanex DFB 2 Att 2 Photodiode Nortel PP10G Bias -T Electrical amplifier MiTEQ Error Detector CDR VM10CRM ou 1915LMM OLT MC310-107 Burst Controller 2 Vitesse VSC 7965 ONU-2 Figure 103 : Architecture PON en modulation à 10 Gbit/s pour la voie montante La transmission a été testée avec l'introduction de quelques dizaines de kilomètres de fibre standard SMF (Single Mode Fiber) entre les ONUs et l'OLT. Les lasers utilisés dans les ONUs sont des DFBs déjà présentés dans ce chapitre intégrant un modulateur à électro-absorption et fabriqués par Avanex. Leur longueur d'onde centrale est aux alentours de 1550 nm avec une fréquence de coupure à -3 dB de 8 Ghz. La modulation en mode rafale est appliquée directement au modulateur tandis que le courant de polarisation de la puce DFB est contrôlé par la carte VSC 7965 comme le rappelle la Figure 103. L'OLT est équipé d'un module de réception comportant tout d'abord une photodiode PIN-TIA normalement conçue pour la réception d'un trafic continu par Nortel. Notons qu'aucun contrôle automatique du gain n'est implémenté dans le bloc de réception. La photodiode est suivie par un bias-T qui permet de couper la composante continue du signal électrique en sortie de la photodiode. Un amplificateur électrique MiTEQ est placé derrière ce Biat-T, il permet d'effacer la différence d'amplitude entre les deux paquets. En effet, les trames optiques montantes possèdent 15 dB de différence en amplitude pour simuler une configuration de la classe B+. 114 Architectures PON-TDM réalisées Deux modèles pour la récupération d'horloge ont été implémentés : le premier, VM10CRM, inclut un filtre "Q" pour la stabilité en température et fonctionne à 9.95 Gbit/s, le deuxième est une PLL-CR fabriquée par NEL et fonctionnant à 10.7 Gbit/s dont la référence est MC310-107. 3.6.1.1 Caractérisation du récepteur sans fibre Dans un premier temps, nous avons décidé de tester le bloc de réception avec un trafic en mode rafale avant d'introduire de la fibre. Les deux lasers, présents à l'ONU, sont modulés en mode rafale avec un débit de 9.95 Gbit/s ou 10.7 Gbit/s en fonction de la CDR utilisée. Les données électriques sont constituées de séquences PRBS NRZ avec une durée totale pour chaque paquet égale à 4 µs. Le temps de garde a été implémenté. En revanche, aucun préambule n'a été pris en compte dans l'en-tête de chaque trame. La figure suivante présente les deux configurations testées en fonction des temps de garde appliqués. 200ns/div (a 10ns/div ONU-2 ONU-1 (b ONU-1 Tg=950ns ONU-1 off ONU-2 Tg=30ns ONU-2 on ONU-1 off ONU-2 on Figure 104 : Signal optique capturé avant la réception à l'OLT avec deux temps de garde : (a) 950 ns et (b) 30 ns Comme le montre ces images prises sur l'oscilloscope, la configuration (a) présente des trames temporelles, provenant de l'ONU1 et l'ONU2, avec un temps de garde de 950 ns entre les deux paquets. Sur la configuration (b) ce temps de garde est réduit et ne s'élève plus qu'à 30 ns. Le but étant de quantifier les pénalités dues à un long temps de garde à la réception des données montantes par notre bloc récepteur. La photodiode PIN reçoit un trafic avec une différence d'amplitude optique entre les deux paquets supérieure à 15 dB. En effet, dans notre expérience, le laser de l'ONU1 émet à -19.5 dBm et celui de l'ONU2 émet à -3 dBm. Les photos présentées sur la Figure 104 ne tiennent pas compte de cette différence d'amplitude. Pour chaque valeur du temps de garde, nous avons évalué la qualité de la réception selon trois dispositions : sans présence de récupération d'horloge, avec la PLL-CR et avec la CR incluant un filtre. Nous avons tracé les courbes de BER pour les 6 combinaisons. Le graphique suivant présente ces courbes. 115 Architectures PON-TDM réalisées -2 -3 -4 Log(BER) -5 -6 -7 Tg=30ns w/o CR Tg=30ns with PLL-CR Tg=30ns with"Q" filter CR Tg=950ns w/o CR Tg=950ns with PLL-CR Tg=950ns with "Q" filter CR -8 -9 -10 -11 -26 -25 -24 -23 -22 -21 Puissance reçue (dBm) -20 -19 Figure 105 : Courbes de TEB du flux montant provenant de l'ONU1 et sans fibre A partir de ces courbes, on déduit que le seuil de détectivité de la photodiode PIN est à -20 dBm (± 0.2 dB) pour les deux temps de garde : 950 et 30 ns. Par conséquent, et pour le reste de notre étude, nous avons fait le choix de n'utiliser que le module de récupération d'horloge PLL-CR avec une modulation à 10.7 Gbit/s. Ce module est le plus adapté pour une architecture PON. 3.6.1.2 Introduction de la fibre dans l'architecture Afin de déterminer le maximum de portée kilométrique que peut supporter notre architecture, nous avons introduit la fibre dans notre test avec la PLL-CR pour la récupération d'horloge. Nous avons constaté que la fibre optique introduit des pénalités croissantes en fonction des kilomètres de fibre utilisés pour les temps de garde : 30 et 950 ns. La figure suivante résume ces pénalités calculées pour les données provenant de l'ONU1 pour un TEB à 10-9 pour, à la fois une modulation continue, courbe notée CW PLL, et la modulation en mode rafale. Penalty (dB) @ BER 10-9 4 CW PLL Burst Tg=950ns PLL-CR Burst Tg=30ns PLL-CR 3 Pénalités due à la fibre 2 1 Pénalités due au mode rafale 0 10 20 30 40 Fibre (km) 50 60 Figure 106 : Pénalités mesurées en fonction de la longueur de fibre pour un TEB @ 10-9 Tout d'abord, remarquons que pour une longueur de 20 km, une pénalité aux alentours de 1 dB est mesurée pour la modulation en mode rafale tandis qu'elle est quasi nulle pour une modulation continue. Cette pénalisation croit avec la longueur de fibre pour atteindre 1.5 dB à 50 km en modulation continue alors que les DFBs utilisés sont vendus pour avoir 1.5 dB de pénalité à 116 Architectures PON-TDM réalisées 80km de fibre et avec un débit de modulation de 9.953 Gbit/s. Cette différence peut être expliquée par le débit 10.7 Gbit/s, choisi dans notre expérience. Pour le trafic en mode rafale, la pénalité est deux fois plus grande à 50 km et atteint respectivement 3 et 3.6 dB pour les trames avec 950 et 30 ns de temps de garde. Pour mieux comprendre les causes de ces pénalités en modulation rafale, nous avons prélevé plusieurs diagrammes de l'œil optique à différentes longueurs de fibre. La figure suivante présente ces diagrammes. 0 km 20 km 40 km a) Tg = 30 ns 50 km 0 km 20 km 40 km b) Tg = 950 ns 50 km Figure 107 : Diagramme de l'œil optique en fonction de la longueur de la fibre Notons que les quelques points de bruit qui apparaissent sur les digrammes sont dus au signal d'horloge utilisé pour le déclenchement de l'oscilloscope. Ce signal, récupéré en sortie du module de récupération d'horloge PLL-CR, possède un déphasage durant les cents premiers bits de transmission. Ces cents premiers bits ne sont pas pris en compte dans la mesure du taux d'erreur binaire. En dépit de ce problème de visualisation, on remarque que le diagramme de l'œil est plus étroit pour le temps de garde à 30 ns que celui à 950 ns. Dans notre modèle, les pénalités mesurées sont inversement proportionnelles au temps de garde. Ces pénalités sont dues à la combinaison de la dispersion chromatique et aux effets d'allumage et d'extinction des lasers DFB contrôlés par la carte VSC 7965 pour la mise en place du mode rafale de l'émission. Ainsi, la longueur de fibre maximum est limitée à 50 km dont l'atténuation s'élève à 13 dB (avec un taux d'atténuation de 0.26 dB/km à 1550 nm) alors que le budget optique total de cette architecture, mesuré à l'aide d'un atténuateur variable, est de 22 dB. Nous avons décidé de prélever les diagrammes de l'œil optique, du trafic montant, en remplaçant la fibre par un atténuateur variable avec une atténuation réglée à des valeurs équivalentes aux différentes longueurs de fibre déjà utilisée plus haut. Ainsi, la Figure 108 montre les diagrammes de l'œil de la voie montante pour des atténuations variant de 0 à 13 dB pour les deux configurations du temps de garde. 0 dB 5 dB 10 dB a) Tg = 30 ns 13 dB 0 dB 5 dB 10 dB 13 dB b) Tg = 950 ns Figure 108 : Diagramme de l'œil optique en fonction de la valeur de l'atténuation en ligne En comparant la Figure 107 et la Figure 108, on constate que les diagrammes de l'œil optiques sont plus fermés lorsque la fibre est implémentée, ce qui confirme la limitation due à la dispersion chromatique. De plus, la Figure 108 confirme que la qualité du signal transmis avec un Tg = 950 ns est meilleure que pour un Tg = 30 ns surtout pour le maximum d'atténuation à 13 dB. Cela s'explique par notre méthode utilisée pour forcer les lasers DFB en émission rafale en utilisant le contrôleur du courant de polarisation. Lorsque le temps de garde est de l'ordre de 300 temps bit, la perturbation due à l'extinction et l'allumage du laser affecte la qualité du signal transmis. 117 Architectures PON-TDM réalisées Suite à cette expérimentation, des questions ont été soulevées, à savoir jusqu'à quelle limite supérieure du temps de garde, le bloc de réception pourrait récupérer le signal d'horloge et permettre une transmission sans erreur avec une dynamique de la puissance optique de 15 dB? Qu'advient-il de la pénalité mesurée précédemment si la mesure des erreurs binaires ne prend pas en compte les premières dizaines de bits de chaque paquet montant? 3.6.2 Emission à 1310 nm et réception avec un APD Pour répondre à toutes ces interrogations, nous avons décidé de garder la même structure que le réseau testé et de changer la longueur d'onde d'émission des lasers utilisés dans les ONUs pour une transmission à 1310 nm compatible avec la norme GPON. Les lasers choisis sont les DFB avec modulation directe notés DML (Direct Modulation Laser) décrits précédement dans ce chapitre. Pour la mise en place d'une émission en mode rafale, nous avons utilisé le deuxième contrôleur du courant de bias, le ILX-Lighwave LDP-3811, avec un courant de sortie maximum de 200 mA. Dans le bloc de réception, la photodiode a été changé contre une APD/TIA fabriquée par Picometrix (AT-12A) avec un seuil de détectivité de -27 dBm et une puissance de saturation de – 4 dBm. Le débit de modulation est toujours égal à 10.7 Gbit/s avec le même module de récupération d'horloge NEL PLL-CR. Le schéma suivant résume l'architecture du réseau testé dans sa nouvelle configuration. Burst DATA PRBS 27-1 Burst DATA PRBS 27-1 OLT ONU1 Error detector ONU2 Att APD TIA Att DC block Electrical amplifier CDR ∆P dB Figure 109 : Architecture du réseau PON à 10.7 Gbit/s @ 1310 nm La mesure du TEB des données montantes a été effectuée pour plusieurs combinaisons entre le temps de mesure noté Tm et le temps de garde noté Tg. Tandis que le temps total du paquet noté Tpck est resté constant et égal à 4.8 µs. La figure suivante montre une image de l'écran de l'oscilloscope avec les trames temporelles de la voie montante. Sur cette image, nous avons superposé des exemples du temps de mesure et le paquet optique. 2µs Tg Tpck= 4.8µs Tm Figure 110 : Combinaisons entre le temps de mesure Tm et le temps total de la trame Tpck 118 Architectures PON-TDM réalisées 3.6.2.1 Caractérisation du récepteur sans fibre Dans un premier temps, le test de l'architecture a été effectué en absence de toute fibre de transmission afin de caractériser la nouvelle photodiode avec la réception d'un trafic montant en mode rafale. Avant de présenter les résultats des mesures effectuées, nous allons préciser les trois combinaisons retenues entre le Tm et le Tpck, pour ce test et pour lesquelles nous avons effectué des mesures de pénalités en dB pour un TEB de 10-9. 2µs 2µs 2µs Tpck=4.8µs Tm=2.8µs ONU2 Tg ONU2 ONU1 ONU2 Tg Tm=4.8µs 2 ONU1 ONU2 Tg Tm=3.8µs Tpck=4.8µs ONU1 Tpck=4.8µs Figure 111 : Les trois combinaisons avec un rapport Tm/Tpck = 60%, 80% et 100% Nous allons présenter les courbes de pénalités pour les trois temps de mesure et également pour plusieurs temps de garde Tg. 3 Pénalités (dB) 2,5 2 1,5 Tg=2µs Tg=4µs Tg=5µs Tg=6µs Tg=7µs Tg=8µs Tm : 4.8µs Tm : 3.8µs Tm : 2.8µs 1 0,5 0 50% 60% 70% 80% 90% 100% 110% Rapport temporel (Tm/Tpck) Figure 112 : Pénalités optiques pour un TEB de 10-9 en fonction du rapport Tm/Tpck pour différents Tg On constate que les courbes de pénalités ont des allures croissantes avec les temps de mesure et de garde appliqués. Ainsi, pour un temps de mesure de 2.8 µs, la pénalité maximum est de 1 dB pour un temps de garde égal à 8 µs. Pour ce même temps de garde, la pénalité croît pour atteindre 2.5 dB avec un temps de mesure égal à 100 % au temps du paquet temporel. En effet, lorsque le TEB est mesuré sur la totalité du paquet, le temps d'en-tête est pris en compte dans cette mesure et par conséquent les premiers bits pour l'établissement du signal optique sont comptés dans les erreurs. Concernant la croissance de la pénalité avec le temps de garde, cela s'explique par l'utilisation d'un module de récupération d'horloge compatible avec une modulation continue. Par conséquent, la PLL-CR met plus de temps à récupérer le signal d'horloge et par conséquent les pénalités augmentent avec l'augmentation du temps de garde. La figure suivante présente les courbes de TEB pour un temps de mesure égal à 4.8 µs. Sur cette courbe, on peut prélever les valeurs de pénalités pour un TEB à 10-9 à partir de la courbe du signal continu tracé en noir sur le graphique. Pour un temps de garde égal à 8.5 µs, un plancher d'erreurs apparait pour un TEB avoisinant les 10-5. 119 Architectures PON-TDM réalisées -1 -2 -3 Log(BER) -4 -5 -6 Signal Continue Tg=2µs Tg=4µs Tg=5µs Tg=6µs Tg=7µs Tg=8µs Tg=8,5µs -7 -8 -9 -10 -11 -12 -36 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 Puissance reçue (dBm) -26 -25 -24 -23 Figure 113 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue par la photodiode et pour différents temps de garde La ligne rouge tracée, au niveau d'un TEB à 10-9, met en évidence le décalage en puissance reçue entre les différentes configurations. 3.6.2.2 Introduction de la fibre dans l'architecture Dans cette partie, nous allons présenter les résultats de la transmission en présence de quelques dizaines de kilomètres de fibre. Le temps de mesure Tm dans tout le reste de cette partie sera fixé à un maximum de 4.5 µs sur un temps de trame envoyée égal à 4.8 µs. Avec une telle configuration temporelle, 300 ns de la trame envoyée seront consacrés à l'en-tête incluant les temps d'allumage et d'extinction des lasers sans être pris en compte dans la mesure. Une différence d'amplitude ∆P (dB) entre la puissance de sortie de l'ONU1 et l'ONU2 a été appliquée. Dans un premier temps, nous avons mesuré le TEB pour différentes longueurs de fibre, jusqu'à 100km et sans différence d'amplitude entre les trames temporelles. Les courbes suivantes sont mesurées sur les données provenant de l'ONU1 avec un ∆P = 0 dB. ONU 1 - ∆P = 0dB -1 -2 -3 Log (BER) -4 -5 -6 -7 -8 -9 -10 -11 0km 40km 85km 20km 60Km 100 km -12 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 Puissance reçue (dBm) Figure 114 : Courbes de TEB de la voie montante avec ΔP = 0 dB La courbe représentant la transmission avec 0 km de fibre sera la référence à partir de laquelle nous allons mesurer les pénalités dues à la présence de la fibre dans notre réseau. On constate que la pénalité est négative pour la transmission sur 20, 40 km et 60 km et est égale à -0.5 dB. Cette pénalité devient positive pour une distance de fibre égale à 85 km et atteint +1 dB. Ce dB de pénalité est annoncé par le constructeur pour une distance de 60 km pour une 120 Architectures PON-TDM réalisées modulation en continu avec une séquence PRBS 223-1. Pour 100 km de transmission, un plancher d'erreurs apparaît pour un TEB de 10-5. Avec 60 km de fibre, les pertes optiques de l'architecture testée s'élève à 32.9dB. En effet, les pertes linéiques de 60 km fibre à 1310 nm atteignent 23.4 dB. De plus, un total de perte égal à 9.5 dB est dû à la somme des pertes de couplage et de l'atténuateur optique utilisé pour la mesure du budget optique. Par conséquent, une différence de puissance ∆P de 7 dB est possible. La figure suivante présente les courbes de TEB pour les données provenant de l'ONU 1 avec une atténuation supplémentaire de 7 dB par rapport à l'ONU 2. Sur la même courbe nous avons rapporté la courbe de référence obtenue sans fibre et pour un ∆P = 0 dB. Les deux courbes sont quasiment confondues. Une pénalité de -0.5 dB est introduite à cause de la fibre et de la différence de puissance ∆P. Nous avons également rajouté la courbe de saturation de la photodiode APD sur le même graphique à partir de laquelle nous confirmons les données du constructeur à savoir une saturation de l'APD à -4 dBm. Les données provenant de l'ONU2 sont transmis sans erreur avec une puissance reçue sur la photodiode égale à -20 dBm. -1 B2B 60km Saturation de l'APD -2 -3 Log(BER) -4 -5 -6 ONU 1 : -27 dBm ONU 2 : -20 dBm -7 -8 -9 ∆P=7dB -10 -11 -12 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 Puissance reçue (dBm) Figure 115 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue pour ΔP = 7 dB L'augmentation de la différence ∆P à 15 dB est possible au détriment de la distance parcourue. En effet, en baissant le nombre de kilomètres de fibre à 40 km et par conséquent les pertes linéiques, la différence de puissance optique entre les trames montantes augmente jusqu'à atteindre 15 dB. Sur le graphique qui suit, nous avons tracé les courbes de TEB pour différentes longueurs de fibre, 0, 20 et 40 km avec un ∆P = 15 dB. La figure contient également la courbe de référence notée B2B pour laquelle ∆P = 0 dB. Cette courbe de référence est obtenue avec 0 km de fibre en ligne. Toutes les courbes de TEB sont confondues et présentent une petite pénalité par rapport à la courbe de référence. Les données provenant de l'ONU2 sont reçues par l'APD avec une puissance moyenne de l'ordre de -12 dBm. 121 Architectures PON-TDM réalisées -1 B2B 0Km 20km 40km Saturation de l'APD -2 -3 Log (BER) -4 -5 ONU 1 : ONU 2 : -27 dBm -12 dBm -6 -7 -8 -9 ∆P=15dB -10 -11 -12 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 Puissance reçue (dBm) Figure 116 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue pour ΔP =15 dB L'architecture PON testée présente un budget optique total de 39.5 dB pour une transmission sans erreur avec un TEB de 10-9 et pour un débit de modulation égal à 10.7 Gbit/s. Ainsi, nous avons réalisé une amélioration de 9 dB par rapport à la dernière étude réalisée dans les laboratoires japonais de NTT et dont la réception de la voie montante à 10 Gbit/s est obtenue par un bloc de réception compatible avec le mode burst contenant une photodiode PIN dont le seuil de détectivité est égal à -18 dBm [83]. 3.6.2.3 Introduction d'un SOA pour l'amplification du trafic montant Dans cette partie, nous allons introduire un amplificateur SOA dans l'architecture testée précédemment. Encore une fois, nous nous sommes intéressés seulement au trafic montant dans cette étude. Le budget optique total obtenu avec une telle configuration s'élève à 55 dB. La figure suivante présente l'architecture testée. Burst DATA PRBS 27-1 Burst DATA PRBS 27-1 ONU1 OLT Error detector ONU2 Att Att SOA Att APD TIA DC block Electrical amplifier CDR ∆P dB Budget d'accès Budget étendu Figure 117 : PON amplifié à l'aide d'un SOA à 10.7 Gbit/s Le SOA utilisé dans cette architecture, fabriqué par Alphion, possède un pic central à 1310 nm avec une largeur de la bande d'amplification de 60 nm. Son gain est égal à 20 dB et son facteur de bruit oscillant autour de 5 dB. La Figure 118 résume l'évolution du gain et du NF du SOA en fonction de la puissance reçue. 122 Architectures PON-TDM réalisées 25 Gain (dB) NF (dB) NF et Gain (dB) 20 15 10 5 0 -40 -30 -20 -10 0 Pin (dBm) Figure 118 : Courbes de gain et de NF pour le SOA en fonction de la puissance d'entrée @1310nm et pour I= 450mA Notons l'absence de tout filtre devant la photodiode de réception, par conséquent le bruit de l'émission spontanée amplifiée du SOA n'est pas filtré. Sur le schéma de l'architecture, nous appelons le budget d'accès celui avant l'amplification et le budget étendu, celui obtenu après l'amplification et jusqu'à l'entrée dans le bloc de réception. Les trames montantes se composent de séquences PRBS 27-1 avec un temps total du paquet égal à 4.8 µs. Voici la photo des trames montantes avant et après le passage par le SOA. ONU2 ONU2 2 µs (a) (b) 2 µs ∆P dB ONU1 ONU2 ONU2 ONU1 ∆P 6.5dB Figure 119 : Trames montantes (a) avant et (b) après le SOA La différence de puissance optique avant le SOA est maintenue à 15 dB, cette différence est réduite à 6.5 dB après le passage par l'amplificateur. En introduisant l'amplificateur dans l'architecture, le but principal est d'augmenter le budget optique pour augmenter le nombre de clients partageant le même réseau et/ou augmenter la portée en nombre de kilomètres parcourus avant la réception. Ainsi, nous avons choisi de présenter l'évolution du budget étendu en fonction du budget d'accès sous forme de zone de travail pour un TEB donné. La figure suivante présente les résultats obtenus. Le but étant de déterminer la meilleure plage de budget total avec une transmission sans erreur. Pour tracer les zones de TEB présentées sur la Figure 120, nous avons tout d'abord fixé le budget d'accès à des valeurs variant de 16 à 40 dB, ensuite nous avons augmenté le budget étendu de 10 à 44 dB par un pas de 1 dB en mesurant le TEB pour chacune de ces valeurs. La couleur de chaque zone permet de délimiter une aire avec un TEB fixe comme le résume la légende de la figure. 123 Architectures PON-TDM réalisées 10-12≤ TEB <10-10 10-10≤ TEB <10-8 10-8≤ TEB <10-6 10-6≤ TEB <10-4 10-4≤ TEB <10-2 10-2≤ TEB <1 44 Budget étendu (dB) (SOA à OLT) 41 38 35 32 29 26 23 20 17 14 11 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40 Budget d'accès (dB) (ONU à SOA) Figure 120 : Evolutions du budget étendu en fonction du budget d'accès La zone hachurée en orange représente la meilleure combinaison entre le budget d'accès et le budget étendu. Un budget total de 55 dB est obtenu dans cette zone de travail et pour une transmission sans erreur (TEB<10-9). Dans cette zone optimale, le budget d'accès est compris entre 19 et 33 dB, tandis que le budget étendu est compris entre 18 et 23 dB. Afin de visualiser l'évolution du TEB en fonction de la puissance reçue par la photodiode, nous avons décidé de tracer quatre courbes de TEB pour quatre budgets d'accès fixés à : 22, 32, 34 et 36 dB. -1 Budget d'acces 22 dB Budget d'acces 32 dB Budget d'acces 34 dB Budget d'acces 36 dB -2 -3 Log(BER) -4 -5 Plancher d'erreurs @ TEB 10-10 -6 -7 -8 -9 -10 -11 -12 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 Puissance reçue (dBm) Figure 121 : Courbes de TEB en fonction de la puissance reçue Pour chacune de ces quatre valeurs du budget d'accès, nous avons varié le budget étendu grâce à l'atténuateur variable situé après le SOA. A partir de la Figure 121, on constate que plus le budget d'accès est grand, plus le signal transmis se détériore. En effet, en augmentant le budget d'accès, la puissance d'entrée dans le SOA diminue et par conséquent le rapport signal sur bruit baisse également. Cela se reflète sur le graphique par le décalage à droite des courbes et donc par la perte en sensibilité à la réception. Si pour un budget d'accès égal à 22 dB, un TEB de 10-9 est obtenu pour une puissance reçue mesurée égale à -23 dBm alors, pour un budget de 36 dB et pour le même TEB, la puissance reçue baisse de 8 dB pour n'atteindre que -15 dBm. 124 Architectures PON-TDM réalisées Un plancher d'erreurs apparaît sur toutes les courbes tracées quelque soit le budget d'accès fixé. La source de ce plancher est la présence d'une part importante du bruit de l'ASE dans le signal reçu par la photodiode à cause de l'absence de tout filtre avant la réception. Revenons encore une fois au graphique présenté par la Figure 120, le TEB mesuré reste supérieur à 10-8 dans la zone d'intersection du budget d'accès et le budget étendu inférieur à 22 dB pour le premier et à 17 dB pour le deuxième. Cela s'explique par la saturation de la photodiode avec des valeurs de la puissance reçue supérieures à -4 dBm. Le TEB augmente également lorsque les deux types de budgets dépassent 38 dB car le seuil de sensibilité de la photodiode est de l'ordre de -27 dBm. Les résultats obtenus à travers cette expérimentation font partie des premières ébauches au niveau mondial concernant l'amplification à 10 Gbit/s dans le réseau d'accès. Plus précisément, il s'agit de la première étude intégrant un SOA en ligne pour l'amplification du trafic montant en mode rafale et dont le budget total atteint les 55 dB. Nous avons obtenu une amélioration de 12.2 dB du budget total par rapport aux derniers résultats publiés par le laboratoire japonais NTT [84]. Ces derniers utilisent un amplificateur à fibre dopée en Praseodymium pour l'amplification du signal optique montant à 1310 nm. Ils ont ainsi obtenu un budget total de 42.8 dB. Des études parallèles concernant l'utilisation de sources achromatiques à l'ONU fonctionnant à 10 Gbit/s sont menées. Une première expérience démontre une transmission de la voie montante à 10 Gbit/s avec une modulation AMOOFDM (Adaptively Modulated Optical OFDM) d'un RSOA dont la bande passante électrique est à 1 GHz [85]. Une deuxième étude démontre l'utilisation d'un REAM-SOA à 10 Gbit/s pour la voie montante d'un PON achromatique [86]. 125 Architectures PON-TDM réalisées [67] " Communications numériques, introductions", A. Gravieux, M. Joindot, Masson, 1996 [68] "Optical fiber telecommunications IVA", Kaminow, Academic press, Elsevier, 2002 [69] "Demonstration of RSOA-based remote modulation at 2.5 and 5 Gbit/s for WDM PON", P.Chanclou et al., OWD1, OFC2007 [70]"Performance Analysis of Wavelength Conversion Based on Cross-Gain Modulation in Reflective Semiconductor Optical Amplifiers", P. S. André et al., IMOC 2001, pp. 119-122 [71] "High performance 1.55µm polarisation-insensitive semiconductor optical amplifier based on low- tensile-strained bulk GaInAsP", J-Y. Emery and al. , electronic letters, Vol. 33, n°12, 1997 [72] "16x1.25 Gbit/s WDM PON based on ASE-injected R-SOAs in 60°C temperature range", H.S. Shin and al, OFC'06, paper OTuC5 [73] "http://www.teemphotonics.com/assets/files/PDF/metro.pdf" [74] http://www.anritsu.co.kr/product/download_files/MP1800A_PON_EF1100-1205214359.pdf [75] "NU-7B9B-CXX0-P, 3.3V, 1.244 Gbps Burst-Mode TX / 2.488 Gbps Continuous RX 2X5 SFF Package, ITU-T G.984.2 Class B+ G-PON 2-Fiber ONU Transceiver", http://www.pinfet.com/html/products/PON_GPON.htm [76] "IEEE P802.3av Task Force", http://www.ieee802.org/3/av/index.html [77] http://www.vitesse.com/products/product.php?number=VSC7965 [78]http://www.ilxlightwave.com/pdfs/3811_brochure.pdf [79] "Colourless ONU modules in TDM-PON and WDM-PON architectures optical carrier remote modulation", N. Genay et al., ECOC 2005, Tu 1.3.6 [80] "Performance of upstream optical repeaters using semiconductor optical amplifiers for high-split long-distance PONs", X.Z. Qiu et al., OFC98, 22-27 February 1998 [81] "60 km, 256-split Optically-amplified PON Repeatered Transmission using 1.24 Gbit/s Upstream and 2.5 Gbit/s Downstream PON system", K.-I. Suzuki et al., ECOC2006, Mo4.5.3, 24th-28 th Sept. 2006 [82] "Solutions for Budget Increase for the Next Generation Optical Access Network", N.Genay et al., ICTON 2007, Tu. A4.7, p-p 317-320 [83] "A 10.312-Gbit/s SiGe BiCMOS Burst Mode 3R Receiver for 10G-EPON Systems", S. Nishihara et al., PDP8, OFC 2007 [84] "Burst-mode Optical Amplifier for Long-reach 10 Gbit/s PON application", Ken-Ichi Suzukiet al., OThL3, OFC 2008 [85] "Experimental Demonstration of 10 Gbit/s Upstream Transmission by Remote Modulation of 1 Ghz RSOA Using Adaptively Modulated Optical OFDM for WDM PON Single Fiber Architecture", T.Duong et al., PDP, ECOC 08 [86] "10 Gbit/s PON demonstration using a REAM-SOA in a bidirectional fiber configuration up to 25 km SMF", G. Girault et al., ECOC 2008 126 Chapitre 4 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorique des bruits d'une transmission bidirectionnelle 127 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle 4 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle 4.1 Introduction Dans un réseau PON achromatique, la source laser du signal montant est située à l'OLT. Ce signal optique traverse le réseau avant d'être modulé et amplifié pour être réinjecté dans le réseau en direction du bloc de réception à l'OLT. Dans un tel réseau PON bidirectionnel avec une seule fibre, les signaux continu CW et modulé sont affectés par des réflexions dues à la rétrodiffusion de Rayleigh et également les réflexions discrètes des connecteurs, coupleurs, multiplexeurs et les autres composants que rencontre le signal optique lors de sa propagation. Par conséquent, la qualité du signal transmis est dégradée à sa réception à l'OLT. Comme nous l'avons mentionné dans un chapitre précédent, il existe deux types de signaux dus à la rétrodiffusion de Rayleigh. La figure suivante illustre ces deux signaux : Rx-1 représente les réflexions dues au signal continu et Rx-2 représente le signal modulé réfléchi. Rx-2 OLT Modulé ONU CW Rx-1 Figure 122 : Schéma simplifié d'un PON avec les deux types de réflexions Dans ce chapitre, les résultats de la modélisation d'un réseau PON, sous Matlab, seront présentés. Cette modélisation a été réalisée en collaboration avec Leonora Ursini en thèse. Il s'agit essentiellement d'un modèle PON achromatique avec des ONUs intégrant des SOAs ou des RSOAs en modulation directe. Tout d'abord, nous allons rappeler le modèle choisi pour chaque élément du réseau simulé. Ensuite nous allons présenter les résultats avec une modulation directe d'un SOA avant de les comparer avec les résultats obtenus pour une modulation directe d'un RSOA. Le dernier paragraphe sera consacré à l'analyse théorique des contraintes liées à la rétrodiffusion de Rayleigh dans une transmission bidirectionnelle sur une seule fibre. 4.2 Configuration des modèles réalisés La figure suivante présente le schéma général du système étudié. Il s'agit d'un réseau PON avec un partage en longueur d'onde de telle sorte que chaque ONU possède une source laser présente à l'OLT. 128 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle Figure 123 : Trafic montant dans un réseau PON WDM En effet, le réseau PON modélisé est basé sur une transmission en WDM avec une modulation continue pour le trafic montant. Chaque bloc constituant l'architecture présentée sur la Figure 123 a été modélisé et intégré au programme MATLAB qui a servi à accomplir cette modélisation. Dans les parties suivantes, l'implémentation de chacune de ces parties sera expliquée. 4.2.1 Emission laser à l'OLT Pour être fidèle à une distribution WDM, une source laser monomode a été prévue (par exemple un DFB) pour chaque signal montant. Ces sources lasers sont modélisées avec les équations du champ électrique E et la densité de porteurs N comme suit : [87] g (N − N ) 1 dE 1 0 = (1 − jα l ) l − 1+ s E 2 τ pl dt 2 l E + β Nξ se dN I1 N gl ( N − N 0 ) 2 = − − E 2 dt e τ nl 1 + sl E Ces équations ont été intégrées avec la méthode numérique de Runge Kutta. Les différents paramètres sont définis dans le tableau suivant : I1 τ nl τ pl Courant de polarisation (A) Temps de vie des porteurs (s) Temps de vie des photons (s) gl Coefficient du gain laser (s-1) sl h vg Coefficient de saturation du gain laser Coefficient de couplage phase/amplitude ou coefficient d'Henry Facteur d'émission spontanée (s-1) Charge de l'électron (1.6 10-19C) Constante de Planck (6.62 10-34 j.s) Vitesse de groupe de la lumière (m/s) N0 Densité de porteur à la transparence αl β se e Tableau 15 : Définitions des différents paramètres du laser 129 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle 4.2.2 Récepteurs Le récepteur est composé d'une photodiode et d'un circuit de récupération d'horloge. La photodiode peut être une APD ou une PIN et est caractérisée par les valeurs de sensibilité (puissance de saturation) et de détectivité (puissance minimum pour un taux d'erreurs TEB 10-10). Les bruits thermique et de grenaille sont également pris en compte. (Annexe 3). Le signal reçu traverse ensuite un filtre passe bas dont la fréquence de coupure est égale au débit de transmission. Vient ensuite un circuit de récupération d'horloge suivi d'un circuit de décision. Une fois la séquence PRBS récupérée, la qualité de la transmission est mesurée via le facteur Q et éventuellement le TEB. Figure 124 : Schéma bloc du récepteur modélisé 4.2.3 Multiplexeur AWG Il est essentiel de prendre en compte un dispositif de multiplexage et de démultiplexage dans un réseau PON basé sur le multiplexage en longueur d'onde. Dans le modèle numérique accompli, un MUX et un DEMUX sont implémentés dans le domaine fréquentiel. Si le MUX est défini comme la somme de tous les canaux, en tenant compte des pertes intrinsèques, le DEMUX est modélisé comme un filtre Fabry Pérot dont la fonction de transfert est la suivante : T( f ) = 1 2(2πf + (−1) N ch −1 ( N ch / 2)∆ ch ) 1 − j Bch 2 d +1 Avec d l'ordre du filtre, N ch , ∆ ch et Bch sont respectivement le nombre, l'espacement et la largeur des canaux du DEMUX. Dans le modèle considéré, seuls les MUX et DEMUX sont pris en compte sans aucun autre composant pour la simulation de l'AWG. Les pertes intrinsèques sont aussi implémentées. 4.2.4 Propagation Dans une fibre standard, la simulation de la propagation tient naturellement compte des principaux paramètres tels que l'atténuation, la dispersion chromatique et l'effet Kerr. Egalement, la rétrodiffusion de Rayleigh et les réflexions discrètes sont à intégrer dans la modélisation. Le point de départ pour la simulation de la propagation est l'équation de Schrödinger. Equation de la propagation du champ électrique dans le domaine temporel [88]. α β ∂ 2 E (t , z ) ∂E (t , z ) 2 = − E (t , z ) − j 2 + jγ E (t , z ) E (t , z ) 2 2 2 ∂z ∂t 130 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle Où E est l'amplitude complexe du champ électrique qui varie dans l'espace (premier terme), au cours du temps (troisième terme), z est la coordonnée longitudinale de la fibre. Les autres termes sont définis comme suit : α le coefficient d'atténuation dans la fibre. β 2 est la dérivée d'ordre deux de la constante de propagation β par rapport à ω ( f = Cette dérivée représente le coefficient de la dispersion chromatique. Le facteur γ = kn2 Aeff est le paramètre de non linéarité de la fibre où k = 2π λ ω ). 2π est le nombre d'onde dans la fibre, n2 est l'indice de coefficient non-linéaire et Aeff est l'aire effective du noyau de la fibre. L'approche utilisée consiste à diviser la fibre de propagation en petite section et pour chacun de ces segments, la propagation est réalisée avec la méthode numérique de "Split Step Fourier" appelée en français méthode à pas fractionnaires basée sur la transformée de Fourier [88]. Dans cette méthode, on suppose que les effets de dispersion et de non linéarité agissent séparément et de façon indépendante sur le signal optique. Ainsi, les phénomènes linéaires dus à la propagation dans la fibre (atténuation et dispersion) sont modélisés dans le domaine spectral via la transformée de Fourier de la partie linéaire de l'équation notée plus haut tandis que les effets non linéaires sont résolus dans le domaine temporel. La méthode à pas fractionnaires consiste à faire alterner le coefficient de dispersion et celui de non-linéarité sur des distances élémentaires dz de façon à supposer qu'il n'y a qu'un seul et unique de ces deux opérateurs qui agit sur cette distance élémentaire. Dans notre modèle, les réflexions sont prises en compte dans la partie linéaire et dans le domaine fréquentiel. Pour la rétrodiffusion de Rayleigh, la réflexion dans chaque segment dz est 1 proportionnelle à 4 et le signal réfléchi se propage dans le sens inverse et est soumis aux λ atténuations dans la fibre. Pour les réflexions discrètes, elles sont prises en compte dans la section où se trouve un point de réflexion. 4.2.5 Transmetteur à l'ONU L'ONU joue le rôle du transmetteur des données montantes. Ainsi, le signal optique continu, CW, provenant d'une source laser à l'OLT est modulé avec le signal électrique avant d'être réinjecté dans la fibre pour une nouvelle propagation vers le récepteur de l'OLT. Pour pallier aux pertes linéiques et dégradations du signal dues aux différentes réflexions, une amplification optique peut être prévue dans l'ONU avant la réinjection du signal modulé dans le réseau. Dans cette étude de modélisation, nous nous sommes intéressés aux amplificateurs à semi-conducteurs car non seulement ils permettent d'amplifier le signal optique, mais ils permettent également une modulation directe de la porteuse optique avec le signal électrique. Deux types de modèles d'amplificateurs à semi-conducteurs ont été introduits dans cette étude numérique, un SOA standard avec deux ports (1 entrée et 1 sortie) et un RSOA avec un seul port qui joue le rôle d'entrée et de sortie du signal réfléchi sur la face traitée à haute réflexion. Dans les paragraphes suivants, nous allons présenter les deux modèles numériques implémentés dans cette étude pour les deux types d'amplificateurs SOA et RSOA. 131 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle 4.3 Modèle numérique du SOA Dans la modélisation du SOA plusieurs phénomènes sont à prendre en compte tels que la dynamique du gain, son profil fréquentiel, la saturation du gain, l'émission spontanée amplifiée et la modulation directe. Le but étant de réaliser un modèle numérique dans le domaine temporel. Pour cela, le modèle utilisé est fortement inspiré de celui présenté dans une étude présentant un modèle numérique de SOA pour des applications de multiplexage temporel optique [89]. Dans un premier temps, seulement la propagation unidirectionnelle dans le processus d'amplification est prise en compte. Dans le sens de la propagation z , le SOA est divisé en plusieurs sections de longueur dz . (Cf. Figure 125). Dans chacune des sections deux étapes sont considérées : d'abord le gain local et le changement de la phase sont évalués. Ensuite, la propagation du champ électrique à la section suivante est fournie en tenant compte de l'ASE et le profil spectral du gain à travers l'implémentation d'un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR). Figure 125 : Schéma du SOA 4.3.1 Equation d'évolution de la densité de porteur Le point de départ est l'équation décrivant la variation de la densité de porteurs N dans un matériel à semi-conducteurs [87] et qui s'écrit comme suit : ∂N I N σ g ( N − N 0 ) 2 = − − E ∂t e τ n hfσ m Où tous les paramètres sont définis dans le tableau suivant. 132 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle I τn σg Courant de polarisation (A) Temps de recombinaison des porteurs (s) Coefficient de gain différentiel (m²) gp Gain intrinsèque Facteur de confinement Aire de zone active (m²) Γ σm αN α int Coefficient de phase Pertes intrinsèques Tableau 16 : Définitions des différents paramètres du SOA Dans notre modèle simplifié, on considère que le gain local g p est linéaire et dépend de la densité de porteur comme le montre la formule suivante : g p (N ) = Γσ g V ( N − N0 ) L'équation d'évolution de la densité de porteurs s'écrit alors en fonction du gain local comme suit : Γσ p ( N un − N 0 ) g p E =− + − ∂t τn V τn Psτ n ∂g p Où gp 2 Iτ n est la valeur de densité de porteur non saturé e hfσ m Ps = est la puissance de saturation de l'amplificateur N un = σ gτ n Avec cette équation, nous avons exprimé la variation du gain intrinsèque en fonction du temps g p (t , z ) . Pour le domaine fréquentiel du gain, le profil parabolique suivant est utilisé [89] ω −ω ( N ) 2 p g f (ω , N ) = g p ( N )1 − ∆ω g ( N ) Où ω p ( N ) est la fréquence optique du pic du gain ∆ω g ( N ) est la largeur spectrale du profil du gain Ces deux paramètres s'expriment en fonction de la densité de porteur comme suit [89] : 133 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle ω p ( N ) = ω0 + Cω ( N − N un ) ∆ω g ( N ) = Cω ( N − N 0 ) Où ω0 est la fréquence centrale du signal optique ∂∆ω g ∂ω p Cω = ≈ ∂N ∂N 4.3.2 Propagation dans le SOA Dans cette partie, nous allons introduire l'équation de propagation du champ électrique E (t ) à travers une section dz dans le domaine temporel [89]. E (t + dt , z + dz ) = {c1E (t , z ) + c2 E (t − dt , z ) exp(− j (ω p ( N ) − ω0 )dt )}exp[ j∆φ ] Où dt = dz est le pas d'échantillonnage temporel vg ∆φ est le paramètre de changement de phase au sein d'un même segment dz Dans notre modèle, seul le changement de phase induit par l'évolution de la densité de porteuse est pris en compte tel que : 1 ∆φ = Γα N g p ( N ) − g p ( N un ) dz 2 L'équation de propagation du champ électrique, notée précédemment, représente la réponse d'un filtre à réponse impulsionnelle finie avec des coefficients c1 et c2 . Ces deux coefficients sont calculés dans le domaine fréquentiel. En appliquant la transformée de Fourier à l'équation du champ électrique, l'expression de champ dans le domaine fréquentiel est la suivante : [ ] E (ω , z + dz ) exp(iωdt ) = G (ω , N ) E (ω , z ) Pour simplification, la fréquence optique absolue ω + ω0 sera remplacée par ω ci-après. Ainsi, l'équation du gain dans le domaine fréquentiel est la suivante : [ ] G (ω , N ) = {c1 + c2 exp − j (ω − ω p )dt }exp[ j∆φ ] Pour prendre en compte l'expression du profil parabolique du g f (ω , N ) , le calcul des coefficients c1 et c2 est effectué en fonction des équations suivantes : [ G (ω , N ) = exp (Γg f (ω , N ) − α int )dz 2 [ ] G (ω , N ) = c12 + c22 + 2c1c2 cos (ω − ω p ( N ))dt 2 134 ] Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle Pour des petites variations dz et dt , le développement approximatif du cosinus et de l'exponentielle se fait comme suit : [ ] G (ω , N ) ≈ (c1 + c2 ) 2 − c1c2 ω − ω p ( N ) dt 2 2 [ ] 2 [ exp (Γg f (ω , N ) − α int )dz ≈ 1 + Γg f (ω , N ) − α int )dz ] Après quelques opérations et en définissant les paramètres a et b comme suit : [ ] a = 1 + Γg p ( N ) − α int dz b= Γg p ( N )dz ∆ω g2 ( N )dt 2 Les coefficients du filtre sont les suivants : c1 = 1 2 [ a + a − 4b ] b c1 Ainsi, pour chaque section amplificatrice dz , ces coefficients sont évalués et l'équation de propagation est calculée en conséquence. c2 = 4.3.3 Bruit de l'émission spontanée amplifiée Il est essentiel d'intégrer le bruit engendré par l'émission spontanée amplifiée dans notre modèle. Pour cela, le champ de l'émission spontanée est rajouté au champ électrique pour être amplifié dans les sections suivantes. Le brui de l'ASE est défini comme un brui Gaussien blanc dont le champ s'écrit comme suit [90]: ESE = hωΓg p ( N )nsp ( N )dzδf 2 ( x1 + jx2 ) Où : N est le facteur de l'émission spontanée ( N − N0 ) ∂f est la largueur spectral du bruit x1 et x2 sont générés numériquement avec une moyenne nulle et une variance est égale à 1. nsp ( N ) = 4.3.4 Modulation directe L'originalité dans cette étude numérique réside dans la modulation directe du SOA. Ainsi, le courant I (t ) n'est pas une constante mais porte le signal à transmettre. Dans notre modèle, l'information est modulée en NRZ. Dans cette étude de simulation, le but est de déterminer les limites de la modulation directe du SOA pour des débits supérieurs à 1 Gbit/s. 135 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle 4.3.5 Résultats de la simulation Pour le calcul des coefficients c1 et c2 du filtre FIR, un compromis est à considérer afin d'optimiser le temps de calcul mais également pour s'approcher au maximum du profil de gain g f (N ) théorique. Ainsi pour tous les résultats de simulation présentés dans la suite de ce chapitre, d (t ) , pas d'échantillonnage temporel, est fixé à 0.1 ps. Les courbes suivantes permettent de comparer les profils de gain théorique (en rouge) et ceux obtenus par simulation (noire d (t ) = 0.2 ps et bleue d (t ) = 0.1 ps ). Figure 126 : Profils du gain local g f : Théorique et numérique 4.3.5.1 Courant de polarisation constant Dans un premier temps, nous avons testé le modèle pour une modulation continue. Le signal optique d'entrée provient d'un DFB dont la longueur d'onde centrale est à 1550 nm. La longueur du SOA est égale à 980 µm et le courant de polarisation est fixé à 150 mA. La figure suivante présente le spectre du signal d'entrée (en vert) et celui du signal en sortie du SOA (noir). Figure 127 : Spectres optiques à l'entrée (vert) et à la sortie (noir) du SOA Sur la Figure 127, on constate que le niveau de bruit dû à l'ASE atteint -70 dBm sur le spectre du signal de sortie du SOA. Sur la Figure 128, le gain maximum obtenu est de 28 dB avec une puissance de saturation égale à -17 dBm. Le facteur de bruit du modèle simulé s'élève à 6.2 dB, une valeur qui reste proche des SOAs actuels. 136 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle Figure 128 : Variation du gain en fonction de la puissance d'entrée 4.3.5.2 Courant de polarisation modulé Dans cette partie nous présentons les résultats obtenus pour une modulation directe du SOA via le courant de polarisation en NRZ. HL LL Figure 129 : Signal modulé à la sortie du SOA La Figure 129 présente une partie des trames temporelles en sortie du SOA. Le débit de modulation de ces trames est fixé à 1.25 Gbit/s avec une séquence PRBS 27-1. La figure suivante présente le spectre optique des niveaux haut (HL) et bas (LL) des trames NRZ. On constate que le bruit de l'ASE est différent pour ces deux niveaux : -67 dBm pour le HL et -76 dBm pour le LL. Figure 130 : Spectres optiques des niveaux haut (bleu) et bas (rouge) Par conséquent, pour un fort niveau de courant, le bruit de l'ASE est plus haut comme il apparaît clairement sur les bits à "1" de la Figure 129. La réponse du SOA à plusieurs débits en modulation directe est présentée sous la forme de plusieurs diagrammes de l'œil optique. Plus le courant de polarisation porte des fluctuations 137 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle rapides, plus le temps de réponse du matériel semi-conducteur est lent et par conséquent le signal amplifié sera détérioré. Cela apparaît lorsque le débit est augmenté. La figure suivante présente des diagrammes de l'œil pour des débits allant de 1.25 Gbit/s à 10 Gbit/s. Ces diagrammes montrent la détérioration progressive de la qualité de l'œil optique en fonction du débit. Cette qualité est mesurée par le facteur de qualité Q. Pour un débit supérieur à 5 Gbit/s, le facteur Q est inférieur à 4 (TEB > 10-4). Ce phénomène semble être un problème majeur pour la modulation directe du SOA. Figure 131 : Diagramme de l'œil du signal de sortie du SOA pour différents débits Des efforts restent à faire pour améliorer les paramètres internes du SOA afin de suivre des fluctuations rapides du courant de modulation. 4.4 Modèle numérique du RSOA L'introduction du RSOA dans les ONUs présente une configuration attractive de part la simplicité du composant. Comme le montre la Figure 132, le RSOA possède un seul port avec une face d'entrée/sortie traitée anti reflet (R1 = 10-6) tandis que la face opposée a été traitée à haute réflexion (R2=0.8 ; 0.9) pour constituer un miroir. Figure 132 : Schéma du RSOA Un tel composant peut offrir un gain supérieur à 15 dB avec une faible dépendance à la polarisation (<1 dB) [91]. 138 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle Le modèle numérique du RSOA est directement inspiré de celui du SOA introduit dans le paragraphe précédent pour une transmission dans les deux directions : la propagation de la face d'entrée au miroir réfléchissant (la réflexion du champ électrique) et la propagation du signal réfléchi vers le port de sortie. Le comportement d'un RSOA dont la longueur est de L est similaire à celui d'un SOA avec une longueur 2L. Pour un courant fixé à 100mA, le gain du RSOA simulé est de l'ordre de 20 dB et un facteur de brui NF = 7dB. La dégradation principale du facteur de qualité apparaît avec l'augmentation du débit de modulation. Comme le montre les diagrammes de l'œil suivants, pour un débit égal à 1.25 Gbit/s, le facteur Q atteint 15.9 tandis que pour un débit de 10 Gbit/s, le facteur Q ne dépasse pas 1 dB. Figure 133 : Diagrammes de l'œil du signal de sortie du RSOA pour différents débits Les résultats avec un RSOA sont comparables avec ceux obtenus en modulation directe du SOA avec une dégradation supérieure due au bruit de l'ASE dans une structure réfléchissante. Dans le paragraphe suivant, nous allons présenter la nouvelle génération des RSOAs à électrodes multiples (deux voire trois). Cette nouvelle génération offre une bande passante supérieure en fonction de la configuration géométrique de la puce semiconductrice. 4.4.1 RSOA à doubles électrodes Une étude présentée récemment par un groupe de chercheurs français du groupe 3-5 Labs (Alcatel Lucent) [91] présente un RSOA dit à double électrodes pour le courant de polarisation. Plus précisément, un courant continu IDC est appliqué au RSOA assurant ainsi la fonction d'amplification. Le courant modulé IHF est quant à lui utilisé pour moduler le signal continu provenant d'une source laser à l'OLT. L'étude expérimentale montre qu'avec un tel type de RSOA, la bande passante est augmentée. Dans notre étude, une extension du modèle numérique à simple électrode a été effectuée. Ainsi, le courant d'entrée a été différencié pour les deux électrodes dans les zones correspondantes. Pour chacune de ces zones amplificatrices, le courant est porteur ou non des données électriques et par conséquent le programme peut calculer les paramètres pour l'algorithme. L'électrode de modulation peut être du côté entrée/sortie du RSOA ou du côté réfléchissant comme le montre la figure suivante. 139 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle (b) (a) Figure 134 : RSOA à double électrodes : (a) modulation du côté réfléchissant (b) modulation du côté entrée/sortie Les choix de la disposition géométrique et du rapport IDC/IHF contribuent à l'amélioration de la bande passante du RSOA à double électrodes. Dans notre étude numérique, les courant IDC et IHF sont respectivement fixés à 100 mA et 20 mA [91] avec un gain de 20 dB. La longueur totale du matériel semiconducteur est fixée à 500 µm. Le but étant de mesurer le facteur Q en fonction de la position physique et de la longueur de l'électrode HF. Pour cela, nous avons tracé les courbes de l'évolution du facteur Q en fonction du débit pour plusieurs configurations. Figure 135 : Facteur Q en fonction du débit pour un RSOA à double électrodes Comme le montre la Figure 135, les courbes du graphique sont différenciées par la longueur LHF par rapport à la taille totale L de la puce amplificatrice. De plus, pour la même longueur LHF, deux courbes sont tracées en fonction de la position de l'électrode de modulation du côté entrée/sortie (symboles vides) ou du côté réfléchissant (symboles pleins). On constate que plus la longueur LHF diminue, plus le facteur Q augmente de telle sorte que Q = 17 à 10 Gbit/s si LHF =1/4 L. L'utilisation d'une courte électrode HF permet de diminuer les constantes RC et par conséquent de baisser le temps de vie des porteurs de densité. Cela se traduit par une augmentation de la bande passante de modulation. Cette amélioration est illustrée sur les diagrammes qui suivent. Figure 136 : Diagrammes de l'œil du RSOA double électrodes à 7.5 Gbit/s 140 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle On constate l'augmentation de l'ouverture du diagramme de l'œil lorsque LHF diminue avec une baisse du bruit de l'ASE et une amélioration du temps de réponse. Les résultats de la simulation montrent une indifférence à la position de l'électrode de modulation. Tandis que les résultats expérimentaux avaient mis en évidence une influence due à la différence de l'ASE. Cette contradiction serait justifiée par la simplicité du modèle numérique choisi. Un modèle détaillant le traitement de l'ASE et l'évolution des densités de porteurs, en considérant la recombinaison radiative et non radiative, donnera des résultats plus réalistes. 4.4.2 RSOA à triple électrodes Une autre configuration de fabrication de RSOA pour la modulation directe consiste à utiliser une triple électrodes comme le montre la figure suivante. Figure 137 : Schéma d'un RSOA à triple électrodes et courbe du facteur Q Dans ce type de RSOA, l'électrode de modulation est coincée entre deux électrodes continues. Une telle configuration pourrait réduire les effets secondaires de la modulation dans l'une ou l'autre extrémité du composant. Dans le modèle simulé, les trois électrodes sont réparties symétriquement telles que LHF=1/3L. Pour avoir un point de comparaison, l'évolution du facteur Q en fonction du débit a été tracée pour un RSOA à double et tripe électrodes telle que LHF=1/3L pour les deux types de RSOA modélisés. On remarque alors que le RSOA à triple électrodes présente une amélioration du facteur Q jusqu'à 6 Gbit/s. Pour un débit supérieur, le facteur Q reste identique à celui d'un RSOA à double électrodes. Pour conclure, les modèles numériques présentés dans ce paragraphe présentent un intéressant point de vue sur la qualité de transmission utilisant une modulation directe du SOA et des RSOAs et plus particulièrement des RSOAs à multiple électrodes. Les modèles utilisés restent un premier essai et nécessitent une amélioration afin de réaliser une analyse détaillée et réaliste en comparaison avec les résultats expérimentaux. Les résultats de la simulation confirment que pour une modulation directe avec un RSOA à multiple électrodes, le paramètre le plus important est la longueur de l'électrode de modulation. 4.5 Analyse théorique de la rétrodiffusion de Rayleigh Dans une architecture mono-fibre, la propagation d'un signal laser dans cette fibre provoque une onde rétrodiffusée due à l'effet Rayleigh. Ce signal rétrodiffusé présente une source de bruit pour 141 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle l'onde se propageant dans le sens inverse. Le rapport entre la puissance rétrodiffusée et la puissance injectée augmente avec la distance parcourue et atteint un maximum de -32 dB pour 25 km pour la longueur d'onde 1550 nm et -34 dB pour 1300 nm [92]. 4.5.1 Influence sur la qualité de la transmission Dans cette partie, nous allons établir la relation entre le signal rétrodiffusé dû à l'effet Rayleigh et le taux d'erreurs binaires TEB. Ce paragraphe a été largement inspiré des modélisations théoriques des bruits du manuscrit de thèse de F. Payoux [93]. Seule l'influence du bruit cohérent va être abordée d'autant plus que ce bruit cohérent reste le plus pénalisant pour la qualité de la transmission. Les champs électriques du signal et de la rétrodiffusion de Rayleigh sont définis de la façon suivante [94] : ER exp[i (ωct + Φ S (t ) )] et ER exp[i (ωct + Φ R (t ) )] Lorsque ces signaux sont détectés par la photodiode, le photocourant qui en résulte est donné par : i p = ES2 + 2 ES ER cos(Φ S (t ) − Φ R (t ) ) + ER2 Le premier et le dernier terme sont respectivement la puissance du signal reçu et du signal rétrodiffusé. Le terme du milieu est le bruit de battement entre le signal et la rétrodiffusion. Notons que les bruits thermique, de grenaille et les bruits électriques de la photodiode ne sont pas pris en compte ici. On suppose que le signal rétrodiffusé a une amplitude proportionnelle à celle du signal injecté dans la fibre et une phase aléatoire : Φ R est une variable aléatoire équirépartie sur [− π , π ] , l'interférence est donc une variable de moyenne nulle. La variance du bruit de battement entre signal et Rayleigh est [95]: σ ² S − R = (2 ES ER ) 2 1 2 I S2 2 2 ⋅ = 2E S E R = 2I S I R = RS − R 2 Où : RS − R est le rapport de la puissance du signal sur la puissance de rétrodiffusion Avec l'approximation du bruit gaussien, la probabilité d'erreur est donnée par : 1 Q TEB = erfc 2 2 Cette expression peut être approchée par l'expression suivante, lorsque Q est assez grand (Q > 4) : − 1 TEB ≈ e Q 2π Q2 2 avec Q = I1 − I 0 σ1 + σ 0 En supposant un taux d'extinction infini et en négligeant le bruit thermique sur les '0' : 142 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle Q= Q= I1 σ1 IS σ +σ +σ 2 2 R th 2 Shot − S 2 2 + σ Shot −R + σ S −R Où les termes du dénominateur représentent dans l'ordre : σ th2 est la variance du bruit thermique σ R2 est la variance du signal rétrodiffusé Rayleigh 2 σ Shot − S est la variance du bruit de grenaille du signal 2 σ Shot − R est la variance du bruit de grenaille du Rayleigh σ S2− R est la variance du bruit de battement entre le signal et Rayleigh Selon [93], le bruit du signal rétrodiffusé (second terme) ainsi que les bruits de grenaille (troisième et quatrième termes) peuvent être négligés. La figure suivante représente les courbes de TEB pour différentes valeurs de RS − R [93] Figure 138 : Courbes de TEB pour différentes valeurs du rapport signal sur rétrodiffusion RS-R (dB) dans le cas cohérent [93] On constate que lorsque le rapport entre la puissance du signal et le bruit de rétrodiffusion Rayleigh baisse, des pénalités apparaissent sur les courbes de TEB jusqu'à présenter un plancher d'erreurs pour TEB = 10−9 pour un rapport RS − R = 19dB . Pour des fortes valeurs de puissance optique, le bruit thermique peut également être négligé par rapport au bruit de battement, le facteur Q s'exprime alors comme suit : Q= IS σ 2 S−R IS = 2 2 S I RS − R = RS − R 2 Par conséquent et à forte puissance, le facteur Q dépend directement du rapport RS − R . Le graphique suivant représente les pénalités théoriques de transmission prises pour un taux d'erreurs de 10-9 en fonction de RS − R [93]. 143 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle Figure 139 : Pénalité théorique de la transmission en dB pour un TEB de 10-9 en fonction de RS − R [93] A partir de cette courbe, on constate que la pénalité augmente de façon exponentielle en dessous de 22 dB. Elle est de 2 dB pour RS − R = 22dB et de 14 dB pour RS − R = 19dB . Une étude expérimentale a été présentée dans [93] pour mesurer l'influence du bruit de rétrodiffusion de Rayleigh sur le taux d'erreurs binaires du signal transmis afin de vérifier les résultats théoriques. L'expérience a montré un plancher d'erreurs à 10-9 pour un RS − R = 16.5dB avec une photodiode APD à la réception et RS − R = 18dB avec une PIN. Avec cette dernière, les résultats expérimentaux semblent mieux s'accorder à la théorie. La différence constatée avec une APD semble venir du calcul du facteur Q car l'amplification électrique des électrons dans l'APD n'a pas été prise en compte. 4.5.2 Rétrodiffusion de Rayleigh et amplification à l'ONU La rétrodiffusion de Rayleigh affecte la qualité du signal reçu et cela en augmentant le niveau de bruit sur le récepteur. Le niveau de ce bruit dépend de la longueur d'onde et de la longueur de fibre parcourue. Pour avoir une bonne détection du signal montant, le rapport signal sur bruit doit être important. Par conséquent, la présence d'un système d'amplification via un SOA ou RSOA à l'ONU joue un rôle essentiel, le gain de cette amplification permet d'augmenter le niveau du signal reçu sur la photodiode à l'OLT et donc d'augmenter le SNR. Toutefois, le signal amplifié, envoyé dans la fibre, va subir lui-même des réflexions et donc être réinjecté dans l'ONU et amplifié à nouveau. Rx-2 OLT Modulé ONU CW Rx-1 Figure 140 : Schéma simplifié d'un PON avec les deux types de réflexions La figure suivante présente l'évolution du facteur Q en fonction du gain de l'ONU pour une transmission bidirectionnelle dont les pertes sont de 10 dB et en considérant seulement la réflexion Rx-1 puis les deux réflexions Rx-1 et Rx-2. 144 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle Figure 141 : Facteur Q pour une transmission bidirectionnelle en fonction du gain de l'ONU : Rx-1 seul, Rx-1 et Rx-2 [93] Pour des valeurs de Rx-1=Rx-2=-35 dB, l'allure des courbes montre que l'augmentation du gain est souhaitable si seulement Rx-1 est pris en compte. En revanche, lorsque les deux types de réflexions sont considérées, il existe une valeur de gain optimum, entre 10 et 20 dB. Le facteur Q diminue si le gain augmente au delà de cette valeur. 4.6 Conclusion Dans cette partie, nous avons présenté dans un premier temps les résultats de la modélisation d'un PON possédant des ONUs achromatiques. L'essentiel du modèle présenté porte sur la modulation directe d'un SOA et d'un RSOA pour plusieurs débits allant jusqu'à 10 Gbit/s. Une nouvelle génération de RSOA à multiple électrodes a été également simulée. Cette nouvelle génération de RSOA présente une meilleure bande passante en fonction de la disposition et de la longueur de la zone de modulation. Dans la deuxième partie, une analyse théorique des contraintes dues à la rétrodiffusion de Rayleigh dans une transmission bidirectionnelle montre l'évolution du facteur de qualité et par conséquent le TEB en fonction du rapport de la puissance du signal transmis sur la puissance du signal rétrodiffusé. Les résultats montrent qu'un niveau d'amplification idéal existe pour réduire les bruits dus à la rétrodiffusion Rayleigh et cela en présence d'un amplificateur à l'ONU. 145 Modélisation numérique de la modulation directe des SOAs et RSOAs et théorie des bruits d'une transmission bidirectionnelle [87] "Fiber Optics Communication Systems", G. P. Agrawal, troisième édition, J. Wiley&Sons, 2002, ISBN (el) 0471-22114-7 [88] "Nonlinear Fiber Optics", G. P. Agrawal, Academic Press, 2001, ISBN 0-12-045143-3 [89] "Time-Domain Modeling of Semiconductor Optical Amplifiers for OTDM Applications", G. Toptchiyski et al., IEEE J. Light Tech., Vol. 14, No. 12, pp. 2577-2583, December 1999 [ 90 ] "Time-domain Amplified Spontaneous Emission Noise Model of Semiconductor Optical Amplifiers", Alessandro M. Melo and Klaus Petermann, 19-22 Sept 2005, pp 127-128, NUSOD 05 [91] "High Modulation Bandwidth Reflective SOA for Optical Access Networks", R. Brenot et al., ECOC2007 [92] "Bidirectional Transmission for Optical Access Network - Conventional Techniques and Novel Alternatives", M. Seimetz, NOC 2004 [93]" Etude des réseaux d'accès optiques exploitant le multiplexage en longueurs d'onde", F. Payoux, manuscrit de thèse, N° d'ordre 2006telb0016, soutenue le 28 août 2006 [94] "Impact of Backreflection on Upstream Transmission in WDM Single Fiber loopback Access Networks", M. Fujiwara et al., JLT, Vol. 24, N°2, February 2006 [95] "Effect of Backscattering and Backreflections on Upstream Remote Modulation in Bidirectional Link for WDMPON Applications", N. Genay et al., STREON 2005, paper O3-1 146 Conclusion 147 Conclusion Conlusion L'objectif des travaux de recherche réalisés durant cette thèse était l'étude de l'augmentation de la capacité du réseau d'accès optique passif basé sur le multiplexage temporel. Trois points principaux ont été abordés dans cette étude : l'utilisation de source achromatique (indépendante à la longueur d'onde) pour faciliter l'introduction du WDM dans le réseau d'accès, l'introduction de solutions pour l'extension du budget optique et la montée en débit. Le facteur commun à ces trois points étant la mise en place de l'émission et la réception du trafic montant en mode rafale. Après une description générale du réseau d'accès rappelant ses différentes terminologies et architectures, nous avons résumé les caractéristiques des systèmes normalisés en rappelant les spécifications de la couche physique et celles d'encapsulation et de structure de trames temporelles des deux systèmes G-PON et E-PON. Nous avons rappelé les grandes différences entre ces deux mécanismes telles que le « sur débit » présent dans l'E-PON à cause de son codage en « 8b/10b » et sa structure plus large que celle du G-PON à cause d'un temps d'en-tête plus grand. Nous avons également dressé un panorama général des différents éléments, actifs et passifs, intégrés dans le réseau d'accès. Une analyse détaillée des différentes technologies utilisées dans le réseau PON pour la réalisation d'une transmission temporelle en mode rafale a été présentée. L’augmentation de la puissance optique dans le réseau PON ainsi que la croissance du débit de modulation nous ont ensuite conduit à une étude des différentes pénalités liées à la transmission sur fibre optique. Les premières architectures testées au laboratoire ont été consacrées au PON « hybride ». Il s'agissait d'un réseau utilisant, à la fois une infrastructure partagée TDM et un routage en longueur d'onde reposant sur le WDM. La présence d'une source achromatique à l'ONU représente le point clé d'une telle combinaison TDM/WDM. L'originalité de notre expérimentation se situe également dans la transmission de slots temporels en mode rafale dans le sens montant. Deux solutions ont été présentées, une première où l'ONU achromatique est composé d'un modulateur à électro-absorption et de deux amplificateurs optiques. Les résultats de cette première configuration représentaient un grand écart en terme de budget optique avec les spécifications de la norme : un budget total de 16 dB maximum pour une transmission bidirectionnelle contre 28 dB préconisés par la norme. Pour la deuxième architecture « hybride », la configuration de l'ONU a gagné en simplicité par rapport à la précédente car des modules RSOAs y ont été introduits. En revanche, seulement 20 dB de budget optique maximum pour l'architecture bidirectionnelle ont été atteints. Des pénalités liées à la rétrodiffusion de Rayleigh et au facteur de bruit des RSOAs encore élevé (10 dB) expliquent la faiblesse du budget optique obtenu. Dans une telle configuration et avec un budget optique de 20 dB, cette architecture semble être adaptée pour une zone géographique à haute densité avec des clients situés à 5 km (1 dB) de l'OLT en intégrant un AWG (4 dB pour 32 sorties) et un coupleur de 32 branches (15 dB) dans l'architecture d'accès pour un total de 1024 clients. La seconde architecture a pour objectif d'étendre le budget optique en introduisant un amplificateur optique dans le réseau PON. Nous nous sommes intéressés à l'amplification en ligne et en transmission bidirectionnelle. L'amplificateur optique choisi est un SOA. Afin d'amplifier les deux signaux descendant et montant avec le même amplificateur, nous avons été contraints d'utiliser des longueurs d'onde différentes de celles du standard G-PON. Notre choix était respectivement 1550/1570 nm pour le sens descendant/montant au lieu de 1490/1310 nm 148 Conclusion préconisés par la norme G 984.n. Grâce à l'introduction d'un seul SOA, une extension du budget optique de 14 dB a été obtenue. Ce budget optique étendu se traduirait par un étage de couplage supplémentaire de 8 sorties (9dB) et une distance de transmission et distribution de 20 km pour un total de 512clients. Une étude parallèle a permis de comparer plusieurs types d'amplificateurs : ROPA, EDFA, EDWA et bien entendu le SOA. Les résultats montrent que l'amplificateur EDFA est le plus intéressant car il présente un maximum de budget optique mais le prix d'un tel amplificateur reste prohibitif pour envisager son intégration dans le réseau d'accès. De plus, seul le SOA permet de garder le caractère bidirectionnel de la transmission dans un réseau PON lorsque le choix d'amplification est en ligne. Une étude de la montée en débit jusqu'à 10 Gbit/s a été réalisée dans le cadre de ces travaux de recherche. Il s'agit essentiellement de la mise en place du mode rafale de la voie montante à 10 Gbit/s à l'aide de composants discrets prévus pour une modulation continue. Deux combinaisons ont été testées : une première avec une émission à 1550 nm et une réception à l'aide d'une PIN et une deuxième utilisant une émission à 1310 nm avec une réception à l'aide d'une APD. L'introduction de l'amplification avec un SOA a également été réalisée pour le trafic montant pour la deuxième configuration. Pour la première architecture, la photodiode PIN possède un seuil de détectivité de l'ordre de -20 dBm avec un budget optique total de l'architecture de 22 dB. En revanche, la distance de transmission maximale est limitée à 50 km (13 dB de pertes). La dispersion chromatique affecte la qualité du signal transmis avec l'introduction de la fibre. Avec la deuxième configuration, laser à 1310 nm et APD en réception, on réalise un budget optique total de l’ordre de 40 dB. En effet, la photodiode APD possède un seuil de détectivité de -27 dBm et les lasers utilisés en modulation directe possèdent une puissance de sortie de 13 dBm. Dans cette configuration, une transmission sur 80 km est assurée avec une pénalité de l’ordre du dB. En introduisant un SOA en ligne, le budget optique s’étend à 55 dB. Enfin, le quatrième chapitre décrit les résultats de la modélisation d’un réseau PON achromatique avec des ONUs intégrant des SOAs ou des RSOAs en modulation directe. Une nouvelle génération de RSOAs est introduite : les RSOAs à multiples électrodes. On constate une amélioration du facteur Q en fonction de la longueur de l’électrode de modulation pour des débits, en modulation directe, allant jusqu’à 10 Gbit/s. Dans la deuxième partie de ce chapitre, la théorie des pénalités dues à la transmission bidirectionnelle et, plus précisément, à la rétrodiffusion de Rayleigh montre l’évolution du facteur de qualité et par conséquent le TEB. Les résultats obtenus affirment qu’un niveau d’amplification idéale permettant de réduire les bruits dus à cette rétrodiffusion de Rayleigh est nécessaire. Mon travail de thèse a donné lieu à plusieurs publications dans des conférences nationales et internationales. (Cf. Publications) Pour conclure, si la montée en débit vers le 10 Gbit/s semble réutiliser les mécanismes du GPON actuel, l'utilisation de nouveaux formats de modulation pourraient être intégrés dans le futur. Dans un contexte d’optimisation de performance des transceivers et de la ligne de transmission, des alternatives au format NRZ (Non Return to Zero) du TDMA actuel pourraient être inspirés des technologies de traitement du signal du cuivre (DMT : Discrete Multi-Tone de l’ADSL) ou de la radio (CDMA : Code Division Multiple Access et OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiple Access). Avec ces formats de modulations, il est possible d’améliorer la robustesse du signal à la dispersion chromatique, la PMD, la rétrodiffusion de Rayleigh et autres phénomènes pénalisant la transmission. De plus, ces formats de modulation disposent d'un rendement bit/Hz important (4 typiquement), ce qui permet l’utilisation de 149 Conclusion couples source-récepteur plus bas coût. Au sein du laboratoire, des études sont en cours, dans le cadre de la thèse de Mlle Thanhnga Duong, avec signaux multi-porteuses à des débits de 10 Gbit/s sur des sources (VCSEL, laser FP, laser DFB) ayant une bande passante RF uniquement de 1 à 2 Ghz. 150 Annexes 151 Annexes A Annexes A.1 Annexe 1 A.1.1 Calcul de la dispersion chromatique La dispersion chromatique concernant la fibre monomode a deux origines distinctes que nous avons évoquées précédemment. Il s'agit de la dispersion du guide et de la dispersion du matériau. Cette dispersion provoque un élargissement de l'impulsion et limite le débit de transmission. Dans ce paragraphe, nous allons mesurer la variation de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde. Le temps de propagation de groupe représente le temps mis par le centre de l'enveloppe pour parcourir l'unité de longueur l : τg = Sachant que λ = 2πc ω l dβ =l = lβ1 vg dω , le temps de groupe peut être exprimé comme suit : τg = − λ20l dβ (Equation 1) 2πc dλ Le paramètre de la dispersion est défini par la relation suivante : D= dτ g dλ Où : D est exprimé en ps/nm/km : D correspond à l'élargissement d'une impulsion par kilomètre de fibre et par nanomètre de largeur spectrale. β 2 est exprimé en ps²/km lorsque c est en nm/ps et λ est en nm. En utilisant l'équation 1, on peut montrer que le paramètre de dispersion D peut s'écrire comme suit : dτ l dβ d 2β D= g =− ( 2λ + λ2 2 ) (Equation 2) dλ 2πc dλ dλ Lorsque n1, indice du cœur, est peu différent de n2, indice de la gaine, on définit la constante de propagation normalisée par la relation suivante : b≈ Où : k= 2π λ et le paramètre de guidage ∆ ≈ β − kn2 k (n1 − n2 ) (n1 − n2 ) n2 152 Annexes On en déduit alors que : β≈ 2πn2 λ (1 + b∆) (Equation 3) A.1.1.1 Dispersion du guide dβ (Equation 2) ainsi dλ que l'expression de β en fonction de λ (Equation 3). Nous avons donc les outils nécessaires pour évaluer la dispersion D. Cependant cette tâche peut se révéler compliquée si l'on tient compte de la dispersion du matériau. En d'autres termes, si on tient compte de la dépendance en λ de n1 et n2 et donc de ∆ . Dans un premier temps, nous allons négliger la dispersion du matériau pour ne s'intéresser qu'à la dépendance en λ de b. C'est la dispersion du guide que nous appellerons Dg qui est donnée par les équations 1 et 2 où n2 et ∆ sont considérés constants par rapport à λ . Pour connaître la dépendance en λ de b, nous allons utiliser la relation empirique de Rudolph et Neumann (1976) où on exprime b par l'équation qui suit : Nous avons donc établi l'expression de la dispersion D en fonction de b = ( A − Bλ ) 2 (Equation 4) Avec A = 1.428 et B = 1 2πan1 2∆ Où a est le rayon de la fibre. On note V la fréquence normalisée de la fibre, telle que : V = 2πan1 λ 2∆ Cette relation est précise à plus de 0.2% pour 1.5 < V < 2.5 Sachant que n1 ≈ n2 et en calculant les dérivées première et seconde de l'équation 3 par rapport à λ , la dispersion du guide Dg s'écrit : Dg = − λ 4π a 2 n1c 2 A.1.1.2 Dispersion du matériau Dans cette partie, nous n'allons nous intéresser qu'à la dépendance en λ de l'indice de réfraction. Pour cela, nous négligerons la dispersion du guide. Cela revient à négliger la dépendance en λ de b. Les variations de ∆ en longueur d'onde seront aussi négligées. Tout se passe comme si le mode se propageait dans un milieu d'indice n, compris entre n1 et n2. Posons : β= 2π λ n (λ ) 153 Annexes En intégrant cette égalité dans l'équation 2, nous trouvons que 2 λd n Dm = − c dλ2 Afin d'évaluer la dispersion du matériau nous prenons comme loi de variation de l'indice n celle de la silice pure proposée par Paek, Peterson et Carnevale (1981) : n(λ ) = C0 + C1λ2 + C2λ4 + Avec C3 C + 2 4 2 λ − l (λ − l ) 2 C0 = 1.4508554 C1 = −0.0031268 C2 = −0.0000381 C3 = 0.0030270 Et λ est exprimée µm. C4 = −0.0000779 l = 0.035 A.1.1.3 Dispersion totale La dispersion totale est approximativement la somme de la dispersion du guide Dg et de la dispersion du matériau Dm . D ≈ Dg + Dm La courbe suivante représente l'évolution de la dispersion chromatique dans une fibre monomode en fonction de la longueur d'onde. Il s'agit d'une application numérique du calcul détaillé dans cette annexe. Pour cela, le rayon de la fibre a est pris égal à 5µm, n1 = 1.45 , ∆ = 0.002 et c = 3 × 108 m / s 35 Dispersion de guide Dispersion du matériau Dispertion totale Dispersion (ps/nm/km) 30 25 20 15 10 5 0 -5 -10 -15 1,2 1,25 1,3 1,35 1,4 1,45 1,5 Longueur d'onde (µm) 1,55 1,6 1,65 Figure 142 : Variation de la dispersion chromatique en fonction de la longueur d'onde 154 Annexes A.2 Annexe 2 A.2.1 Calcul de la distance effective Les effets non linéaires ne dépendent pas seulement de l'intensité de la puissance transmise dans la fibre mais aussi de la longueur de la fibre sur laquelle la puissance reste suffisamment grande. Dans l'espace libre, il suffit de quelque µm pour que la puissance du signal laser décroisse rapidement. Tandis que dans un guide d'onde tel que la fibre, l'intensité baisse plus lentement. Ainsi la distance d'interaction entre la lumière et la matière peut être de quelques kilomètres. La mesure de la grandeur des effets non linéaires dans la fibre optique se fait par le produit de l'intensité lumineuse par la distance effective. L'équation suivante présente ce produit : − zα P P(0) − zα km−1 P(0) 1 − e km = Leff = ∫ e dz = Aeff Aeff Aeff α km −1 0 L ILeff −1 (Equation 1) Où; P (0) : représente la puissance d'entrée dans la fibre α km = α dB / km ln 10 ≈ 0,23026α dB / km 10 Aeff : la surface effective de la fibre, le tableau suivant résume les surfaces effectives pour plusieurs types de fibre [58] −1 Type de la fibre SSMF; Standard Single Mode Fiber DSF; Dispersion Shifted Fiber DCF; Dispersion Compensating Fiber HNL, Highly NonLinear MSF; Micro Structured Fiber Aeff (µm²) 80 54 20 9-15 2,8 A partir de l'équation 1, nous déduisons que la distance effective est la suivante : Leff = 1− e − zα α km km−1 −1 La courbe suivante illustre l'évolution de la distance effective pour une fibre dont l'atténuation linéique est de l'ordre de 0,2dB/km pour la transmission de λ=1,55µm. Nous constatons que pour une petite longueur de fibre (Lréelle<10km), la différence entre la distance effective et la distance réelle est très peu grande. Nous pouvons donc dire que Leff ≈ Lréelle . En revanche, si la distance de transmission est suffisamment grande, nous avons lim Leff = z →∞ 1 α km . −1 155 Annexes 30 Distance (km) 25 20 15 10 5 L réelle L effective 0 0 20 40 60 Distance (km) 80 100 Figure 143 : Evolution de la distance effective en fonction de la distance réelle Nous constatons donc que les effets non linéaires ne croissent pas linéairement avec la longueur de la fibre. Pour l'exemple détaillé plus haut, les effets non linéaires pourraient apparaître pour une distance maximale de Leff = 21.7 km dans une fibre dont l'atténuation linéique est de l'ordre de 0.2dB/km. Pour les réseaux d'accès, et si on considère une architecture intégrant 20km de fibre, la distance effective pour le sens descendant à 1490nm serait 13km avec une atténuation linéique α dB / km = 0.2dB / km et pour le sens montant à 1310nm serait aux alentours de 18.8km pour une atténuation linéique α dB / km = 0.3dB / km . 156 Annexes A.3 Annexe 3 A.3.1 Théorie des bruits de détection La détection d'un signal optique par une photodiode s'accompagne de la génération de bruit électrique par celle-ci. Les propriétés du bruit thermique, du bruit de grenaille et des bruits de battements sont décrites ci-après [96]. Cette annexe a été largement inspirée des modélisations théorique des bruits du manuscrit de thèse de F. Payoux. A.3.1.1 Le bruit thermique Le bruit thermique est dû aux mouvements aléatoires des électrons dans les matériaux semiconducteurs. Ces variations aléatoires provoquent une tension de bruit aux bornes de tout dispositif présentant une résistance électrique. La fluctuation de la tension suit une distribution gaussienne de moyenne nulle et de variance égale à : Vth2 = 4kTRBe Le bruit peut également être exprimé en fonction du courant, sa variance est alors : ith2 = Où : 4kTBe R k = 1.38 × 10−23 JK −1 est la constante de Bolzmann T est la température de la jonction en K R est la résistance que traverse le courant en Ohms Be est la bande de bruit électrique en réception Lorsque l'amplificateur trans-impédance est pris encompte dans le dispositif de réception, il faut ajouter à la valeur du bruit thermique le facteur de bruit Fe de l'amplificateur, adapté à la charge R de la photodiode. Le bruit thermique devient donc : 4kTFe Be ith2 = R Le bruit thermique est présent sur les "zéros" et les "uns", on a donc : σ th2 − 0 = σ th2 −1 = 4kTFe Be R Application numérique : Avec : T = 25°C (300 K ) , R = 1 kΩ et Be = 0.77Ghz , Fe = 1 Alors : σ th2 = 1.275 10−15 A2 157 Annexes A.3.1.2 Le bruit de grenaille Le bruit de grenaille, appelé également bruit de Schottky (shot noise), est provoqué par les fluctuations statistiques du nombre de porteurs de charges dans les jonctions (barrières de potentiel). Il est dû à la nature aléatoire des mécanismes de générations de paires électrons-trou. La variance de la source de courant équivalent au bruit de grenaille est donnée par : igr2 = 2qIBe Où : q = 1.6 10−19 C est la charge de l'électron I est le photocourant généré On distingue le bruit de grenaille sur les '0' et sur les '1' : σ g2 − 0 = 2qI 0 Be et σ g2 −1 = 2qI1Be I 0 est beaucoup plus faible que I1 , donc le bruit de grenaille sur les '0' est plus faible que sur les '1'. Si on considère un taux d'extinction infini, I 0 est seulement le courant d'obscurité de la photodiode qui peut être négligé par rapport à I1 . A.3.1.3 Bruit de battement En présence d'un amplificateur optique et plus généralement de tout composant générant de l'émission spontanée amplifiée, il faut ajouter des bruits dus à la détection quadratique. On distingue les bruits d'interférence entre le signal et l'émission spontanée, qui sont appelés bruits de battement signal-spontané et les bruits d'interférence entre les différents modes de l'émission spontanée qui donnent les bruits de battement spontané-spontané. La puissance d'émission spontanée à la sortie d'un amplificateur optique est donnée par : Psp = N sp (G − 1)hυB0 Et le photocourant équivalent à cette puissance est : isp = Psp eη = N sp (G − 1)eηB0 hυ Où : N sp le facteur d'émission spontanée. Il dépend des paramètres intrinsèques de l'amplificateur. Une valeur typique est 1.4 η est l'efficacité quantique de la détection, c'est-à-dire le nombre d'électrons générés par photon reçu. Généralement on considère le rendement comme idéal et donc égale à 1. G est le gain de l'amplificateur υ est la fréquence optique du signal B0 est la largeur spectrale optique du signal Le bruit de battement signal-spontané est donné par : e hυ σ s2− sp = 4η 2GPs Psp 2 Be B = 4Gisisp e = 4 N sp (G − 1)eηBeGis B0 B0 158 Annexes Et le bruit de battement spontané-spontané par : σ 2 sp − sp e = Mη Psp hυ 2 2 2 Be B 2 (2 B0 − Be ) = M ⋅ isp2 e2 (2 B0 − Be ) B0 B0 Où : Ps la puissance optique du signal injecté dans l'amplificateur is l'intensité du photocourant équivalent à cette puissance optique M est le nombre de modes de polarisation ( M = 2 pour les sources non polarisées). Les bruits sont supposés gaussiens. 159 Annexes [96] " Lightwave systems with optical amplifiers", N.A. Olsson et al., JLT, Vol 7, N°7, July 1989 160 Tableau d'acronymes 161 Tableau d'acronymes B Tableau d'acronymes ADSL APD ATM ASE AWG BER B-PON CPE DFB DSLAM EAM EDFA E-PON FEC FP FSAN FTTCab FTTH G-PON IEEE ISL ITU LAN LED MEA NRA NRZ NTT OCDMA OLT ONT ONU OTDR PDFA PDL PON RNIS RSOA RTC RZ SFF SFP SOA SR TDMA Asymmetric Digital Subscriber Line Avalanche Photometric Diode Asynchronous Transfert Mode Amplified Spontaneous Emission Arrayed Waveguide Grating Bit Error Rate Broadband Passive Optical Network Customer Premises Equipment Distributed Bragg Reflector laser Digital Subscriber Line Access Multiplexer Electro-Absorption Modulator Erbium Doped Fibre Amplifier Ethernet Passive Optical Network Forward Error Code Fabry Pérot Laser Full Service Access Network Fiber To The Cab Fiber To The Home Giga Passive Optical Network Institute of Electrical and Electronics Engineers Intervalle Spectrale Libre International Telecommunication Union Local Area Network Light Emitting Diode Modulateur à Electro-Absorption Nœud de Raccordement d'Abonnés Non Return to Zero Nippon Telegraph and Telephone Optical Code Division Multiplexing Access Optical Line Termination Optical Network Termination Optical Network Unit Optical Time Domain Reflectometer Praseodymium Doped Fibre Amplifier Polarisation Dependence Loss Passive Optical Network Réseau Numérique et Intégration de Services Reflective Semiconductor Optical Amplifier Réseau Téléphonique Commuté Return to Zero Small Form Factor Small Form factor Pluggable module Semiconductor Optical Amplifier Sous Répartiteur Time Division Multiple Access 162 Tableau d'acronymes TDM VCSEL VDSL WDM xDSL XFP XGM XPM Time Division Multiplexing Vertical Cavity Surface Emitting Laser Very high speed DSL Wavelengh Division Multiplexing x Digital Subscriber Line 10G small Form factor Pluggable module Cross Gain Modualtion Cross Phase Modualtion 163 Publications personnelles 165 Publications personnelles C Publications personnelles "Colourless ONU modules with optical carrier modulation in burst mode configuration", Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N. Genay, The second International Conference on Access Technologies, 21-22 Juin 2006, Cambridge, UK "Colourless ONU module with remote modulation of an optical carrier in burst mode configuration", Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N Genay, ECOC 2006, 24-29 Septembre 2006, Cannes, France "Bidirectional Amplifier for Standard PON Architecture in Burst Mode Configuration with Class B+ Attenuation Range", Z. Belfqih, F. Saliou, P. Chanclou, T. Soret, N. Genay, OFC mars 2007, Anaheim, USA "Introduction de l'amplification optique sur la voie remontante dans le réseau d'accés optique en mode burst", Zineb Belfqih, Philippe Chanclou, Naveena Genay, Franck Payoux, JNOG 2007, Metz, France "10Gbit/s TDM Passive Optical Network in Burst Mode Configuration using a Continuous Block Receiver", Z. Belfqih, G. Girault, S. Lobo, P. Chanclou, L. Bramerie, B.Landousies, J C.Simon, OFC février 2008, San Diego, USA "Hybrid WDM-TDM Passive Optical Network in burst mode configuration with RSOA", Z. Belfqih, P. Chanclou, F.Saliou, OFC février 2008, San Diego, USA "Enhanced Optical Budget System Performance of an Burst Extended PON at 10.7Gbit/s over 60km of Fibre", Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Saliou, N. Genay, B. Landousies, ECOC 2008, Septembre, Bruxelles, Belgique "Performance of the next generation PON at 10Gbit/s on burst mode configuration", Z. Belfqih, P. Chanclou, A. Othmani, N. Genay, B. Landousies, NOC 2008, Viennes, Autriche "Architecture hybride du réseau d'accès optique: WDM-TDM PON utilisant des RSOA en mode burst", Fabienne Saliou, Philippe Chanclou et Zineb Belfqih, JNOG 2007, Grenoble, France "10 Gbit/s PON demonstration using a REAM-SOA in a bidirectional fiber configuration up to 25 km SMF", G. Girault, L. Bramerie, O. Vaudel, S. Lobo, P. Besnard, M. Joindot, J-C. Simon, C. Kazmierski, N. Dupuis, A. Garreau, Z. Belfqih, P. Chanclou , ECOC 2008, Bruxelles, Belgique "Optical access evolutions and their impact on the metropolitan and home networks", P. Chanclou, Z. Belfqih, B. Charbonnier, T. Duong, F. Frank, N. Genay, M. Huchard, P. Guignard, L. Guillo, B. Landousies, A. Pizzinat, H. Ramanitra, F. Saliou, S. Durel, A. Othmani, P. Urvoas, M. Ouzzif, J. Le Masson, ECOC 2008, Bruxelles, Belgique 166 Publications personnelles Colourless ONU modules with optical carrier modulation in burst mode configuration Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N. Genay France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France, [email protected] MUX MUX Keywords: Access networks, Fibre-to-the-home facilitate the network operation and maintenance. (FTTH), Passive optical network (PON). In this paper we study in particular the upstream transmission and we demonstrate a colourless ONU Abstract (Optical Network Unit) based on an electroabsorption modulator (EAM) and an optical A passive optical access network based on time amplifier division multiple access and colourless optical network unit is demonstrated. The characterization ONU of the burst mode configuration shows that the system can operate at 1.25 Gbit/s up to 20 km with 16 dB optical budget. The colourless ONU is a key n x OLTs module to increase the flexibility of WDM networks through wavelength routing and Fig. 1 .General hybrid PON architecture upgradeable bit rate. 2 System scheme 1 Introduction The PON (Passive Optical Network) concept aims at providing an economic implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services. There have been various multiplexing methods proposed on PON architectures such as time division multiplexing (TDM) and wavelength division multiplexing (WDM) for down-stream links, and respectively time division multiple access (TDMA) and wavelength division multiple access (WDMA) for up-stream links. The TDM (A)-PON offers a low cost infrastructure by sharing a single wavelength channel to multiple users. The WDM (A)-PON wavelengths offer an additional resource to increase the connectivity as well as to maintain a shared feeder fibre. Therefore, it is reasonable to investigate a scenario where TDM (A) and WDM (A) are combined in hybrid PON for next generation access systems [1]. This paper presents a hybrid PON having the twinfold advantage of shared infrastructure of PON and wavelength routing of WDM as shown in figure 1. The use of WDM signals requires colourless ONUs, which can operate with any wavelength of a certain spectrum, in order to Figure 2 depicts the design of the proposed OLT (Optical Line Transmission) and ONU. The burst mode receiver at the OLT is a commercial device operating at 1.31µm up to 1.25 Gbit/s. The colourless ONU [2] at 1.3µm is comprised of an association of an EAM with a high electrical bandwidth (>10GHz), having an insertion loss of 16 dB and 10 dB of extinction ratio, and two optical amplifiers. Those are required to overcome the insertion loss of the EAM in an optical carrier remote modulation scheme [2]. The first optical amplifier is a Praseodymium Doped Fibre Amplifier (PDFA) with 20 dB gain. It amplifies the continuous wave (CW) carrier power coming from a distributed feedback laser (DFB) at the OLT. The DFB laser output power is about -0.5 dBm and it is not temperature regulated, so its wavelength is not stable and we can not use a DWDM multiplexer. 167 Publications personnelles OLT ONU 20km CWDM Tx 1.49 µm G-PON OLT Att. *Rx 1.31 µm **Rx 1.49 µm PDFA Attenuation 16 dB Cw 1.31 µm EAM SOA 1.31µm * OLT Burst mode receiver ** ONUs Continuous mode receiver Fig. 2. Schematic of the TDM (A)-PON network using colourless ONU. The second optical amplifier is a semiconductor optical amplifier (SOA) which amplifies the burst packet created by the EAM. The maximum gain of this SOA is 20 dB but we apply a low bias current in order to maintain a linear behaviour of the gain. This property is required for proper burst mode operation. Furthermore when the bias current decreases, the ASE level is lower. In this experiment, up- and down-stream traffics are separated by a coarse WDM multiplexer, which acts as a bandpass filter. The signal spectrum together with the amplified spontaneous emission (ASE) of the amplifiers is shown on figure 3. 0 a) Sequence PRBS 27 header 20 ns/div. b) Fig. 4. Burst mode signal captured after burst reception at the OLT with a time scale of a) 2µs and b) 20 ns. -10 Optical power, dBm 2 µs/div. -20 -30 -40 -50 3 Experimental results of upstream colourless burst mode transmission. -60 -70 1290 1295 1300 1305 1310 1315 1320 1325 1330 -4 Wavelength, nm -5 Fig. 3. Spectra of up-stream signal with the ASE. -6 Log(BER) The EAM of the ONU is modulated at 1.25 Gbit/s where the packet consists of a header containing firstly a preamble of 44 bits and secondly a delimiter of 20 bits followed by 28 pseudo-random binary sequences (PRBS 27=128bits). In our experiment we have only one ONU and we do not take into account the time guard. The ONU on- and off-time is not implemented. This on-off switching speed is mainly limited by the need to switch a high electrical driving current to the SOA, a typical value is less than 10 ns [3]. The total packet time is around 3µs. Figure 4 illustrates the burst mode traffic. -7 -8 2dB -9 b) with fibre -10 c) w/o fibre -11 -12 -36 a) reference -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 Received power dBm Fig. 5. BER curves measured for a) reference GPON OLT with standard ONU and for colourless ONU b) with and c) without 20 km fibre. Figure 5 shows the BER curves of the reference GPON OLT with standard G-PON ONU (commercial burst mode transmitter) and for 168 Publications personnelles colourless ONU with and without 20 km fibre in order to evaluate the power penalties due to bidirectional transmission through the fibre. The bit error rate (BER) of the burst traffic is only measured on the sequence PRBS and not on the header. The cascaded optical amplifiers introduce ASE noise which leads to more than 2.5 dB penalty in upstream burst. Moreover Rayleigh backscattering limits the transmission performance and induce 2 dB penalty. Figure 6 shows the eye diagram of the upstream traffic which is affected by the ASE and Rayleigh backscattering. This work is partly funded by the European Commission in the FP6 IST Network of Excellence e-Photon/One WP-2 on Metro & Access Networks. References [1] D. J. Shin et al., “Hybrid WDM/TDM-PON with wavelength-selection-free transmitters”, J. Lightwave Technology, vol. 23, no. 1, January 2005. [2] N. Genay et al., "Colourless ONU modules in TDM-PON and WDM-PON architectures optical carrier remote modulation", ECOC2005, Tu 1.3.6, 25-29 September 2005. [3] X.Z. Qiu et al., "Performance of upstream optical repeaters using semiconductor optical amplifiers for high-split long-distance PONs", OFC98, 22-27 February 1998 Fig. 6. Eye diagram for upstream signal after the ONU. 4 Conclusion A colourless ONU for upstream burst mode at 1.25Gbit/s is evaluated for use in hybrid WDMTDM PON architecture. This system has a power budget of 16 dB with a reach of 20 km. Our colourless ONU induces 2 dB penalty in back to back compared to a standard ONU, and 4.5 dB with bidirectional transmission on 20 km optical fibre. ASE noise limits the upstream performance and careful filtering should reduce this problem. Association of temperature-controlled lasers at the OLT and DWDM multiplexers will improve the filtering and thus the system performance. Moreover it will allow us to implement several ONUs. Acknowledgements 169 Publications personnelles Colourless ONU module with remote modulation of an optical carrier in burst mode configuration Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Payoux, N Genay France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France [email protected] Abstract A passive optical access network based on time division multiple access and colourless optical network unit is demonstrated. The burst mode configuration operates at 1.25 Gbit/s up to 20 km for three different scenarios using single- or two-fibre optical feeder with respectively 16 dB and 21 dB optical budgets. ONU 20km a) b) CWDM MUX. Tx 1.49 µm 20km CWDM MUX. PDFA EAM SOA 1.31µm ONU Splitter 2:N 20km **Rx 1.49 µm * OLT Burst mode receiver ** ONUs Continue mode receiver Attenuation 21 dB circulator Cw 1.31 µm Att. Attenuation 21 dB Att. CWDM CWDM MUX. *Rx 1.31 µm 20km SOA ONU Splitter 2:N 20km EAM * OLT Burst mode receiver ** ONUs Continue mode receiver Attenuation 16 dB Splitter 2:1 Cw 1.31 µm PDFA CWDM Tx 1.49 µm **Rx 1.49 µm 1.31µm CWDM MUX. *Rx 1.31 µm Att. CWDM Tx 1.49 µm CWDM MUX. Splitter 2:N CWDM MUX. 170 Cw 1.31 µm *Rx 1.31 µm CWDM MUX. System scheme Several architectures are proposed as shown in figure 1 where 20 km transmission distance is achieved using single-fibre a) or two-fibre configurations on the feeder using splitter b) and circulator c). The in line attenuation has been optimized for each case in order to achieve the maximum optical budget. The burst mode receiver at the OLT is a commercial device operating at 1.31µm up to 1.25 Gbit/s. The colourless ONU [2] at 1.3µm is comprised of an association of an EAM having a high electrical bandwidth (>10GHz), 16 dB insertion loss and 10 dB extinction ratio, and two optical amplifiers. Two amplifiers are required to overcome the insertion loss of the EAM in an optical carrier remote modulation scheme [2]. The first optical amplifier is a Praseodymium Doped Fibre Amplifier (PDFA) with 20 dB gain. It amplifies the continuous wave (CW) carrier power coming from a distributed feedback laser (DFB) at the OLT. The DFB laser output power is about -0.5 dBm and it is not regulated in temperature, so its wavelength is not stable and we cannot use a DWDM multiplexer. That is why CWDM multiplexer are used to multiplex TDM(A)-PON in the feeder with a bandwidth of 17 nm at -0.5dB and an insertion loss around 2dB. The second optical amplifier is a semiconductor optical amplifier (SOA) which amplifies the burst packet created by the EAM. The maximum gain of this SOA is 20 dB but we apply a low bias current in order to maintain a linear behaviour of the gain. This property is required for proper burst mode operation. Furthermore when the bias current decreases, the ASE level is lower. In this experiment, up- and down-stream traffics are separated by a Coarse WDM multiplexer, which acts as a bandpass filter. CWDM MUX. Introduction The PON (Passive Optical Network) concept aims at providing an economic implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services. The time division multiplexing (multiple access) TDM(A)-PON offers a low cost infrastructure by sharing a single wavelength channel to multiple users. The wavelength division multiplexing (multiple access) WDM(A)-PON wavelengths offer an additional resource to increase the connectivity as well as to maintain a shared feeder fibre. Therefore, it is reasonable to investigate a scenario where TDM(A) and WDM(A) are combined in hybrid PON for next generation access systems [1]. This paper presents a hybrid PON having the twinfold advantage of shared infrastructure of PON and wavelength routing of WDM. The use of WDM signals requires colourless ONUs, which can operate with any wavelength within a defined spectrum, in order to facilitate network operation and maintenance. In this paper we focus on the upstream transmission and demonstrate a colourless ONU (Optical Network Unit) based on optical carrier using an electro-absorption modulator (EAM) and optical amplifiers compatible with burst mode configuration. **Rx 1.49 µm PDFA EAM SOA 1.31µm * OLT Burst mode receiver ** ONUs Continue mode receiver c) Figure 1 : Schematic of the TDM(A)-PON network using colourless ONU a) with a single fibre in bidirectional transmission and with two fibres in the feeder using b) splitter and c) circulator. Experimental results of upstream colourless burst mode transmission The EAM at the ONU is modulated at 1.25 Gbit/s where the packet consists of a header containing firstly a preamble of 44 bits and secondly a delimiter of 20 bits, followed by 28 non-return to zero (NRZ) 7 pseudo-random binary sequences (PRBS 2 =128 bits). In our experiment we have only one ONU and we do not take into account the time guard. The ONU Publications personnelles on- and off-time are not implemented. This on-off switching speed is mainly limited by the need to switch a high electrical driving current to the SOA, a typical value is less than 10 ns [3]. The total packet time is around 3µs. Figure 2 illustrates the burst mode traffic. Figure 3 shows the BER (bit error rate) curves for: Q REF: the reference G-PON OLT with standard GPON ONU (commercial burst mode transmitter) Q the colourless ONU with o a) single-fibre bidirectional transmission architecture with 16dB maximum optical budget o b) two-fibre architecture with 21dB maximum optical budget using a splitter o c) same as b) but with a circulator instead of a splitter. The burst traffic BER is only measured on the PRBS sequences and not on the header. The large CWDM bandwidth and the cascaded optical amplifiers introduce an important amount of amplified spontaneous emission (ASE) noise which leads to 0.8 dB penalty in upstream burst for configuration with circulator c). Moreover Rayleigh backscattering affects bidirectional transmissions and limits the transmission performance, inducing respectively 1 and 4 dB more power penalty for configurations b) and a). The 1 dB power penalty between configurations b) and c) is due to the loopback created at the ONU by the backreflections of the upstream modulated signal, which are re-injected in the EAM and amplified together with the CW optical carrier. The 3 dB additional penalty between configurations a) and c) is due to the Rayleigh backscattered light of the CW signal, disturbing the detection at the OLT burst mode receiver. header b) Conclusion A colourless ONU for upstream burst mode at 1.25Gbit/s is evaluated for use in hybrid WDM-TDM PON architecture supporting 20 km reach. Experiments showed that a network based on the optical carrier supported 16 dB optical budget in single-fibre configuration and 21 dB optical budget in two-fibre configuration. The power penalties induced by the ASE and Rayleigh-backscattered light have been evaluated. These results show that the proposed colourless architecture must be improved to obtain a compatible power budget of standard PON system like class B+ between 13 to 28 dB. -5 Log (BER) -6 -7 Acknowledgements This work is partly funded by the European Commission in the FP6 IST Network of Excellence ePhoton/One WP-2 on Metro & Access Networks. -8 3 dB 1 dB -9 a -10 Ref. 20 ns/div. Figure 2 : Burst mode signal captured after burst reception at the OLT with a time scale of a) 2µs and b) 20 ns. -4 0.8dB 2 µs/div. Sequence PRBS 27 a) b -11 References [1] D. J. Shin et al., “Hybrid WDM/TDM-PON with wavelength-selection-free transmitters”, J. Lightwave Technology, vol. 23, no. 1, January 2005. [2] N. Genay et al., "Colourless ONU modules in TDM-PON and WDM-PON architectures optical carrier remote modulation", ECOC 2005, Tu 1.3.6, [3] X.Z. Qiu et al., "Performance of upstream optical repeaters using semiconductor optical amplifiers for high-split long-distance PONs", OFC98 c -12 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 Received power (dBm) Fig. 3. BER curves measured for reference G-PON OLT with standard ONU and for colourless ONU with a) single-fibre bidirectional transmission and with two fibres using b) splitter and c) circulator. 171 Publications personnelles Bidirectional Amplifier for Standard PON Architecture in Burst Mode Configuration with Class B+ Attenuation Range Z. Belfqih, F. Saliou, P. Chanclou, T. Soret, N. Genay France Telecom Division Research & Development, 2 Avenue Pierre Marzin, 22307 Lannion, France [email protected] Abstract: A single bidirectional semiconductor optical amplifier is introduced in a Passive Optical Network system. An extended optical budget of 14 dB has been measured for a bidirectional transmission with class B+ specification. © 2006 Optical Society of America. OCIS codes: (060.4510) Optical communications; (060.4250) Networks 1. Introduction Fiber-to-the-home (FTTH) is one of the main attractive technologies for delivery of high bandwidth services within the "broad-band for all" concept. In the last few years up to present the number of FTTH users and the development of optical access infrastructures are increasing rapidly. The passive optical network (PON) solution using a time division multiple access (TDMA) with its cost-effective user-shared system infrastructure, is a promising candidate for a large deployment. To generalize PON TDMA based access services economically, the optical line terminal (OLT) installed in the central office (CO) needs to be able to adapt their specifications for different topologies of networks. To cover a wider area and increase the margin for power, an amplification scheme of PON is required in a cost-effective manner, especially in the form of a single amplifier which can be amplifying the bidirectional signal in a feeder fiber. The GPON standard specified the maximum logical distance between the OLT and users ONUs (Optical Network Unit) away 60 km and the maximum distance between two users of 20 km plus an optical power variation around 15 dB at the OLT receiver. However the maximum OLT to ONU transmission distance depends on the optical budget (splitting ratio and fiber length). To improve the allowable optical distance (or splitting ratio), recent papers [1-3] present optical amplification in access architecture by using different advanced devices: an Erbium doped fiber amplifier [4], a semiconductor optical amplifier (SOA) and a semiconductor linear optical amplifier Margin Attenuation 28 dB Down-Stream: 2.5 Gbit/s Tx : 1570 nm ONU-1 Splitter Rx Rx OLT MUX CWDM Tx : 1550 nm MUX CWDM Tx : 1570 nm ONU-2 Up-Stream: 1.25 Gbit/s Rx Margin Attenuation 13 dB Figure 1. Experimental setup with an optical budget of class B+ GPON architecture. In this paper, our main goal is to extend the optical budget of the standard 64 users and 20km range specifications of GPON (cf. Fig.1). In this study, we mainly focus on the possibility of replacing the OLT in the standard architecture by a simple bidirectional amplifier in order to move the OLT further away by increasing the optical budget of the feeder. To achieve this bidirectional amplification, we modify the wavelength allocation for up- and down-stream in two wavelengths of Course Wavelength Division Multiplex (CWDM) centred in the optical bandwidth of the SOA. In this paper, we demonstrate the feasibility of up-grading the optical feeder of standard PON architecture by a single and simple amplifier. Extended budget Down-Stream: 2.5 Gbit/s Attenuation 28 dB Gain + Margin Tx : 1570 nm ONU-1 Splitter Rx Rx Att. OLT Tx : 1550 nm Single SOA MUX CWDM Up-Stream: 1.25 Gbit/s MUX CWDM Tx : 1570 nm Gain + Margin ONU-2 Rx Extended budget Attenuation 13 dB Figure 2. Experimental setup for proposal bidirectional amplification with an optical budget of class B+ GPON architecture. 2. Experimental Setup 172 Publications personnelles The bidirectional amplifier and the system setup depicted in figure 2 were implemented to demonstrate the feasibility of a physical layer extended reach PON TDMA system. For doing experiments, one G-PON OLT and two G-PON ONU are considered. In order to use commercial SOA, the wavelengths of the OLT and ONU are chosen in the optical bandwidth of 60 nm around 1530 nm. We used the wavelengths 1570 nm and 1550 nm for the upstream and downstream respectively. Both the transmitter section of the OLT and ONU use distributed feedback (DFB) laser source. These lasers have typical extinction ratio of 10 dB. The OLT laser is directly modulated at 2.5 Gbit/s with 27 -1 pseudorandom binary sequence. The two ONUs are modulated at 1.25Gbit/s where the packet consists of a header containing firstly a time guard of 64 bits, then a preamble of 44 bits and finally a delimiter of 20 bits followed by 39 pseudo-random binary sequences (PRBS 27=128 bits). The output powers before the multiplexing stage are +2.8 dBm for OLT and 1.8dBm and -2 dBm for ONT-1 and ONU-2, respectively. The receiver section of the OLT uses an integrated broadband burst-mode preamplifier mounted on an optical header and a burst mode limiting post amplifier. The multiplexing stage at the OLT and ONU is achieved by a CWDM multiplexer with 1.5 dB of insertion loss. In our setup, we use an optical attenuator to perform the fibre attenuation. The SOA is a commercial device with a peak wavelength at 1530 nm and 63 nm bandwidth at -3 dB, 0.2 dB polarization dependent gain, and 6.5 dBm saturation power with a bias current of 250 mA. After the SOA, a typical PON TDMA optical architecture is constituted with splitter and fibre link. The first ONU is located in terms of budget with 28 dB attenuation after the SOA. The second ONU is located in terms of budget with 13 dB attenuation after the SOA. These values of attenuation correspond to the class B+ of GPON. The problem of the bidirectional amplification is associated with multiple combinations of optical power of two wavelengths for different optical budgets on the up- and down-stream transmission. Figure 3 presents the burst packets of the two ONUs which have an attenuation of 13 and 28 dB. a) Strong packet: ONU2 Strong packet: ONU2 with 13 dB attenuation Strong packet: ONU2 Weak packet: ONU1 b) Weak packet: ONU1 with 28 dB attenuation 20ns/div 2µs/div Figure3. a) Burst packets coming from ONU-1 and ONU-2 before amplification, b) zoom on the header. 3. Results The Table shows the performance of the bidirectional amplification for extending the optical budget of the feeder. The configurations of attenuation for up and downstream are presented with the margin for optical budget without amplification. When the bidirectional optical amplification is used, the extended optical budget is determined at a BER of 10-9. In order to obtain the optical gain of using a SOA in PON architecture, we subtract the margin in the configuration without amplification from the extended budget. Attenuation[dB] Margin w/o amplification[dB] Extended budget with Amplification [dB] Gain [dB] = Extended budget Margin Downlink 1550nm Downlink 1550nm Uplink 1570nm Uplink 1570nm 28 13 28 13 4.6 16.5 4.2 19.4 16 25.2 16 24 11.4 8.7 11.8 4.6 Table. Result of the optical budget with and without amplification in order to define the extended budget and the gain. 173 Publications personnelles The results that have been obtained are presented in figure 4. It can be seen that upstream signal at 1570 nm with 13 dB attenuation is not severally degraded (2 dB) when the upstream signal with 28 dB attenuation has a penalty of 6.5 dB. The measurements of the received power in burst mode induce ± 1 dB error variation for the upstream. For the downstream signal at 1550 nm the penalty is about 4 dB even if it is detected after 13 dB or 28 dB attenuation. Upstream BER curves -4 w /o SOA Downstream BER curves -4 w /o SOA ONU1@28dB w ith SOA ONU2@13dB w ith SOA ONU1@28dB -6 Log(BER) Log(BER) -5 -7 -8 2 dB -9 6.5 dB -5 SOA ONU1@28dB -6 w /o SOA ONU2@13dB -7 w ith SOA ONU2@13dB -8 -10 4 dB 4 dB -9 -10 -11 -11 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 Received power (dBm) Received power (dBm) Figure 4. Up- and down-link BER curves at 1.25 and 2.5 Gbit/s with 14 dB of extended budget. We explain this property by a non symmetrical amplification in terms of power for the two wavelengths. Typically we have measured a Noise Figure (NF) around 13 dB in a non symmetrical bidirectional amplification where we found a NF of 10 dB in simple amplification (one wavelength) Figure 5 shows the evolution of the optical sensitivity of the burst mode receiver with and without the downstream signal versus the extended optical budget. With a bidirectional transmission through the SOA, the sensitivity, at BER = 10-9, of the upstream receiver of the packets coming from ONU1 (28dB) increase until 24.4 dBm for the smallest extended budget around 10 dB. The absence of the downstream signal in the SOA makes the sensitivity more stable for all the extended optical budget values. This is attributed to the cross gain modulation (XGM) effect. However, for the extended budget of 14 dB, XGM has less influence on the sensitivity evolution. This sensitivity is around -25dBm for bidirectional architecture or not at BER 10-9. with downstream @BER 10-9 -24 w/o downstream @BER 10-9 with downstream @BER 10-6 Sensitivity (dBm) w/o downstream @BER 10-6 -25 BER 10-9 BER 10-6 Low XGM effects -26 High XGM effects -27 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 Extended optical budget (dB) Figure 5. Evolution of the optical sensitivity of the upstream receiver of the weak packet (ONU1-28dB) with extended budget An extended budget of 14 dB can be achieved on the feeder of the architecture using bidirectional SOA. This extended budget can offer a new stage of splitter by adding 8 splitting ratio. Then, the number of users will be 8 times higher than the GPON standard. The distance between OLT and ONUs will also increase up to 80 km (60+20). 4. Conclusion A single bidirectional SOA has been presented as a potential cost-effective solution for extending the optical budget of standard PON architecture using the class B+ attenuation range. Results show that one OLT will support 64x8=512 users with a long reach of 80 km. 5. Acknowledgements This work is partly funded by the European Commission in the FP6 IST Network of Excellence e-Photon/One VD-A on Access Networks 6. References [1] K.-I. Suzuki and al, "60 km, 256-split Optically-amplified PON Repeatered Transmission using 1.24 Gbit/s Upstream and 2.5 Gbit/s Downstream PON system", ECOC2006, Mo4.5.3, 24th-28 th Sept. 2006 [2] M. S. Leeand and al, "Bidirectional Amplified WDM-PON using a Single LOA", ECOC2005, Th2.3.5, 25th -29th Sept. 2005. [3] N. Suzukiand and al, "First Demonstration of Full Burst Optical Amplified GE-PON Uplink with Extended System Budget of up to 128 ONU splits and 58 km Reach", ECOC2005, Tu1.3.3, 25th -29th Sept. 2005. [4] M. Rasztovits-Wiechand and al, "Bidirectional RDFA for future extra large passive optical network", ECOC2006, Mo4.5.7, 24th-28th Sept. 2006 174 Publications personnelles Introduction de l'amplification optique sur la voie remontante dans le réseau d'accés optique en mode burst Zineb Belfqih, Philippe Chanclou, Naveena Genay, Franck Payoux France Telecom Division Recherche et Développement 2, avenue Pierre Marzin 22307 LANNION [email protected] Résumé Nous proposons d'évaluer l'intérêt de l'amplification optique dans le réseau d'accès optique à multiplexage temporel. Pour un débit égal à 1.25Gbit/s et une réception en mode "burst", l'amplification en ligne dans un réseau d'accès permet d'augmenter le nombre d'utilisateurs jusqu'à 512 (8x64) pour une distance maximum de 60 km entre le central et les utilisateurs. Introduction Le réseau d'accès optique passif (PON), permettant l'établissement d'une liaison fibrée jusqu'à la maison (FTTH), partage la fibre de transmission et les équipements au central entre plusieurs utilisateurs. Des solutions commerciales existent et répondent aux recommandations de normalisation de l'IUT tel que le GPON [1]. La figure 1 montre un schéma de principe d'un PON temporel. Typiquement, la portée maximum de ces systèmes est de 20 Km avec un budget optique des différents clients (ONU) entre 13 et 28 dB (une différence de 15 dB) pour la classe d'équipements de type B+. Coupleur OLT ONU Sens descendant : 1.49 nm ONU Différence de budget entre ONUs : 15 dB Sens remontant : 1.31 nm Distance maximum de transmission entre ONU et OLT : 20 km Budget optique maximum entre ONU et OLT : 28 dB Figure 144 : Schéma de principe d'un system G-PON avec partage temporel. Il peut être intéressant dans l'avenir d'augmenter le budget optique pour augmenter la portée et le nombre d'utilisateurs partageant le même central et la même fibre de transmission. Cela est possible grâce à l'introduction de l'amplification optique dans le réseau d'accès optique [2]-[3]. Le multiplexage temporel du réseau d'accès optique basé sur un mode paquet de type "burst" de la voie remontante rajoute une difficulté supplémentaire sur l'amplification du signal optique. En effet, les différents paquets optiques provenant des différents terminaux (ONUs) sont détectés consécutivement au central avec des puissances optiques différentes (15dB). Un temps de garde (absence de signal) très court sépare chacun des paquets (typiquement 20 ns). Ainsi, la qualité de l'amplification peut varier en fonction de la puissance de chacun des paquets et du temps de garde. Nous proposons une architecture utilisant un amplificateur optique en ligne de type Praseodyium Doped Fiber Amplifier (PDFA) ou Semiconductor Optical Amplifier (SOA). L'amplification est active seulement sur la voie remontante pour une longueur d'onde de 1310nm et jusqu'à 1,25 Gbit/s. Architecture de PON TDM amplifié La figure 2 présente l'architecture étudiée. 175 Publications personnelles G-PON OLT *Rx 1.31 µm Att. CWDM MUX. Tx 1.49 µm CWDM MUX. OLT SOA ou PDFA ONU ONU1:Budget optique 28dB 1:2 Tx 1.31 µm Att. 15dB G-PON ONU 1 **Rx 1.49 µm Tx 1.31 µm ONU2:Budget optique de 13dB G-PON ONU 2 **Rx 1.49 µm * OLT Burst mode receiver ** ONUs Continuous mode receiver Figure 145 : architecture de PON TDM amplifié Gain, NF (dB) L'OLT est composé d'un module transceiver commercial monofibre fonctionnant jusqu'à 1.25Gbit/s. La voie descendante est assurée par un laser de type DFB émettant à 1490 nm. La réception de la voie remontante, à 1310 nm, utilise un détecteur APD en mode "burst" intégrant un contrôle automatique de gain et de seuil afin pallier la différence du niveau de puissance en réception. La fenêtre de multiplexage à 1.3 µm est large avec typiquement pour bornes de 1260 à 1360 nm. L'amplification optique concerne seulement la voie Gain SOA NF SOA Gain PDFA NF PDFA remontante. Ainsi, la séparation des deux sens est obtenue 30 en utilisant des multiplexeurs de type CWDM (Coarse 25 Wavelength Division Multiplexing). Les amplificateurs 20 utilisés sont de deux types : SOA centré à 1310 nm avec 15 un gain de 20dB ou bien PDFA avec un gain de 25dB. Le 10 but étant de comparer les performances de ces deux types 5 d'amplificateurs pour un signal d'entrée de type burst. La 0 figure 3 montre le gain et le bruit de figure (NF) du SOA -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 Pin (dBm) et PDFA en fonction de la puissance d'entrée. Figure 146 : courbes de gain et NF Les transceivers monofibres de type G-PON utilisés du côté de l'ONU regroupent un transmetteur mode "burst" à 1310 nm et un récepteur en mode continue à 1490nm. Seuls deux ONUs sont mis en place pour cette étude. La classe d'atténuation B+ est respectée de telle sorte que les deux signaux en provenance des deux ONUs aillent une différence de 15dB en amplitude et un budget minimum de 13 dB avant l'amplification. Les données électriques, à 1.25Gbit/s, modulant le laser DFB à l'ONU sont sous forme de trames. Ces trames sont constituées de paquets avec une en-tête de 128 bits. Ces derniers sont répartis comme suit : 32 bits pour le temps de garde suivis de 44 bits pour le préambule et 52 bits pour le délimiteur. Le temps d'en-tête est suivi d'une succession de 39 PRBS à non retour à zero (pseudo-random binary sequences 27). Chaque paquet possède une largeur temporelle de 4µs. La figure 4 illustre ces données en mode "burst". Séquence PRBS 27 a) b) 20 ns/div 15 dB de différence en amplitude entre le signal de l'ONU1 et ONU2 En-tête 20 ns/div Figure 147 : Trames de données en mode burst avant amplification, a) zoom sur l'en tête et b) la différence d'amplitude entre deux paquets successifs 176 Publications personnelles Résultats expérimentaux -4 -4 a) -5 -6 Log (BER) -7 Log (BER) b) -5 -6 -8 -9 -10 -30 -28 -26 -9 -11 1) Sans SOA -12 -8 -10 2) Avec SOA -11 -7 1) Sans PDFA -24 -22 -20 -18 2) Avec PDFA -12 -16 -30 -28 -26 Puissance reçue (dBm) -24 -22 -20 -18 Puissance reçue (dBm) Figure 148 : Courbes de BER en fonction de la puissance reçue par l'OLT, a) avec SOA et b) avec PDFA OLT G-PON OLT *Rx 1.31 µm 1:8 40km PDFA CWDM MUX. Tx 1.49 µm Budget supplémentaire 25dB CWDM MUX. La figure 5 montre les courbes de taux d'erreurs binaires en fonction de la puissance provenant de l'ONU1 (28dB de budget optique). Cette puissance est reçue par le module de réception à l'OLT. La courbe de référence, sans amplificateur en ligne, est la courbe 1). En absence d'amplification en ligne, le seuil de détectivité du récepteur mode "burst", est de l'ordre de -27.5dBm pour un BER à 10-9. Ce seuil de sensibilité augmente considérablement avec la présence d'un amplificateur. Il atteint -19.5 dBm avec un SOA et -21.5 dBm avec un PDFA pour un BER à 10-9. Cette dégradation du seuil de détectivité est due au bruit de l'émission spontanée amplifiée (ESA) des amplificateurs. Malgré cela, nous avons réussi à augmenter l'atténuation en ligne, matérialisée par l'atténuateur variable sur la figure 2 juste avant la réception. En effet, avec les amplificateurs SOA et PDFA nous avons atteint respectivement 17.5 dB et 25 dB d'atténuation supplémentaire. La différence entre les deux types d'amplificateurs est due à la fois à la différence de gain (figure 3) et aussi au bruit de l'ESA plus grand pour un SOA que pour un PDFA. ONU1:Budget optique 28dB 1:2 Att. 15dB ONU2:Budget optique de 13dB ONU Tx 1.31 µm G-PON ONU 1 **Rx 1.49 µm Tx 1.31 µm G-PON ONU 2 **Rx 1.49 µm Figure 149 : Evolution de l'architecture avec un amplificateur de type PDFA Avec un amplificateur PDFA en ligne, une fibre de 40km suivi d'un coupleur 1 vers 8 peuvent être installé dans le réseau PON-TDM comme le montre la figure 6. Ainsi, notre architecture possède un taux de partage égal à 512 (8*64) pour 60 km de fibre parcourue. Notons que la fibre utilisée atténue le signal remontant par 0.33 dB/km. Conclusion Ce document synthétise les résultats d'une étude expérimentale sur l'amplification de la voie remontante dans un réseau PON-TDM. Nous avons démontré que selon la nature de l'amplificateur, le gain de l'amplification des données en mode "burst" est différent. L'amplificateur à fibre dopée reste le mieux adapté. Néanmoins, le bruit de la puissance spontanée amplifiée affecte le seuil de détectivité du récepteur. L'utilisation d'un amplificateur fibré à gain clampé semble diminuer cet effet négatif [3]. Références [1] Norme IUT, G.983 et G.984. [2] J.Prat, et a.l, ICTON 2005, We.P.9, p.409. [3] K.-I Suzuki, et al., ECOC2005, Th2.3.4, p.863. Remerciements Ce travail est réalisé dans le cadre de la commission européenne pour le réseau d'excellence ePhoton/One WP-2 on Metro & Access Networks. 177 Publications personnelles 10Gbit/s TDM Passive Optical Network in Burst Mode Configuration using a Continuous Block Receiver Z. Belfqih1, G. Girault2, S. Lobo2, P. Chanclou1, L. Bramerie2, B.Landousies1, J C.Simon2 1: France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France 2: CNRS FOTON / PERSYST platform– ENSSAT, 6 rue de Kerampont BP 80518, 22305 Lannion Cedex - France [email protected] Abstract A 10Gbit/s PON based on TDM was demonstrated using a continuous block receiver in the ONU. 50km fibre was implemented and a maximum budget of 22dB was achieved. A dynamic range of 16.5dB was obtained. © 2008 Optical Society of America. OCIS codes: (060.4510) Optical communications; (060.4250) Networks 1. Introduction Recent diffusion of Fibre To The Home (FTTH) was driven by the increase of services via the internet such as high definition television, digital photography and video, high-quality on-line video gaming, fast peer-to-peer file transfer, etc. The PON (Passive Optical Network) concept aims at being the best candidate to provide an economic implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services. The Time Division Multiplexing (Multiple Access) TDM/TDMA -PON offers a low cost infrastructure by sharing a single wavelength channel between multiple users. Even if the PON is still in its early stages of deployment, the standardisation groups are already working on the next generation of the PON [1-4]. The IEEE has initiated a 10Gbit/s EPON study group. The standard will deliver 10Gbit/s data rate downstream and 1Gbit/s or 10Gbit/s upstream data rate. On the other hand, the Full Service Access Network Group and the International Telecommunication Union are pushing forward the GPON upgrade and are developing a 10Gbit/s version. This paper presents a TDM PON architecture operating at 10Gbit/s in burst mode configuration for the upstream transmission. The originality of this study lies in the use of commercial devices, in both emission and reception sides, initially predicted to be used in continuous mode [5]. The experiments were focused on the upstream TDMA transmission in a 50km link. A maximum optical budget of 22 dB was achieved. 2. System scheme The experimental set up for the TDM/TDMA-PON configuration is shown on figure 1. The evaluation was performed by including a single-mode fiber (SMF) between the Optical Network Unit (ONU) and the Optical Line Terminal (OLT). The ONUs contain DFB lasers, 1915LMM-1600ps/nm, with monolithically integrated electro-absorption modulators (EA-ILM) designed by Avanex company for continuous traffic applications. Their central wavelengths are around 1550nm and their cut-off frequencies, at -3dB, are 8GHz. The modulation voltage, in burst mode, is applied to the modulator section while the DFB laser bias current is controlled by a burst mode driver to coerce the operating current in burst configuration. The burst mode driver, VSC 7965, is produced by Vitesse semiconductor. Burst Controller 1 Vitesse VSC 7965 Burst-Data 1 Pulse Pattern Generator (PPG) Avanex DFB 1 ONU-1 Att 1 1915LMM Fibre Burst-Data 2 Pulse Pattern Generator (PPG) Avanex DFB 2 Att Att 2 Bias-T Electrical amplifier MiTEQ Error Detector CDR 1915LMM OLT Burst Controller 2 Vitesse VSC 7965 Photodiode Nortel PP10G VM10CRM or MC310-107 ONU-2 Figure 1: Schematic of the TDM(A)-PON network at 10Gbit/s in burst mode configuration with a continuous block receiver At the OLT, the receiver stage of the burst upstream signal consisted of a PIN-TIA photodiode defined for continuous applications from Nortel followed by a MiTEQ broadband electrical amplifier. Two types of 178 Publications personnelles continuous mode clock recovery (CR) were used: a JDS Uniphase module, VM10CRM, including a temperature-stable high "Q" filter and working at 9.95Gbit/s and a NEL Phase-Locked Loop Clock Recovery (PLL-CR), MC310-107, operating at 10.7Gbit/s. 3. Experimental results 3.1 Receiver characterization without fibre This part aims to present the characterization of the continuous block receiver used in our architecture with burst traffic without fibre. To generate this traffic, the two DFB lasers in the ONUs were modulated in burst mode according to the chosen clock recovery module, at 10.7Gbit/s and 9.95Gbit/s respectively with the PLL-CR and the "Q" filtre CR. The packet consisted of non-return to zero (NRZ) pseudo random binary sequences (PRBS 27 = 128 bits). The total packet time was around 4µs. The guard time (Tg) and the ONU on- and off-time were taken into account in the header. No preamble was applied. Figure2 illustrates the burst mode traffics where two configurations at different guard times can be seen: the first one at 950ns and the second one at 30ns. 200ns/div (a ONU-1 (b ONU-1 Tg=950ns ONU-1 off ONU-2 10ns/div ONU-2 Tg=30ns ONU-2 on ONU-1 off ONU-2 on Figure2 : Optical signals captured before burst reception at the OLT with a guard time of (a) 950ns and (b) 30 ns The PIN-TIA was characterized with upstream burst mode data coming from ONU-1 with 16.5dB dynamic range. The bit error rate (BER) curves of the packets in a transmission link without fibre are shown on figure 3. In this experiment, the ONU-1 power was -19.5dBm and that of ONU-2 was -3dBm. The two guard times (30ns and 950ns) were implemented in three configurations: without CR, with the PLL-CR at 10.7Gbit/s and with the CR with "Q" filter operating at 9.95Gbit/s. Tg=30ns w/o CR -2 Tg=30ns with PLL-CR -3 Tg=30ns with"Q" filter CR Tg=950ns w/o CR -4 Tg=950ns with PLL-CR Tg=950ns with "Q" filter CR Log(BER) -5 -6 -7 -8 -9 -10 -11 -25 -24 -23 -22 -21 Recieved Power (dBm) -20 -19 Figure3: BER curves of upstream data w/o fibre coming from ONU-1 According to these curves in figure 3, the PIN-TIA sensitivity is arround -20dBm (± 0.2dB) in the two guard time configurations with or without CR. Consequently, in this part similar results were obtained with the two CR, PLL and "Q" filter. We chose to use only the PLL-CR in the rest of this study because PLL-CR enables transmission with burst traffic for at least 950ns guard time and is more appropriate for PON. 3.2 Introduction of fibre in the architecture In this second part, we introduced fibre in the network architecture to quantify the maximum reach of this PON with the PLL-CR at 10.7Gbit/s. We inserted 10km fibre length step by step. We observe that transmission over fibre induces an increasing penalty in terms of the length covered in the both of guard time configurations: 950ns and 30ns. Figure 4 illustrates the presence of this penalty at BER of 10-9, even for continuous modulation of the DFB lasers (not in burst mode). We can firstly note that the burst mode penalties mesured at 20km is about 1dB. Secondly, at 50km, the mesured penalty is more than 1.5dB in continuous modulation whereas the DFB laser are asserted to present a penalty of 1.5dB for 80km fibre at 9.953Gbit/s in continous mode. This difference can be explained by the chosen bit rate of 10.7Gbit/s in these experiments. Finally, in burst modulation and at 50km, we got 3dB and 3.6dB penalties with 960ns and 30ns guard times respectively as shown in figure 4. 179 Publications personnelles 4 CW PLL-CR Burst Tg=1µs PLL-CR Burst Tg=25ns PLL-CR Fibre penalty Penalty (dB) 3 2 1 Burst mode penalty 0 10 20 30 Fibre (Km) 40 50 60 Figure4 : Penalty(dB) of ONU-1 packets versus the length of fibre at BER of 10-9 This increase of penalty is illustrated with the optical eye diagram evolutions of ONU-1 in figure 5. Note that these eye diagrams contain some noisy spots in their centres. They are the results of the clock signal used to trigger the oscilloscope. In fact, the clock signal recovered by the CR had time shift variation in the first hundred bits of the packets. These hundred bits were not taken into account in the BER measurements. Despite this problem of visualization, we observe that with 30ns guard time, the eye diagram is more closed than with 950ns guard time. In this architecture, penalty is conversely proportional to the width of guard time. Also, the penalty is due to the combination of the fibre chromatic dispersion and the effect of the turn-on and the turn-off of the burst mode driver that coerce the operating current of lasers in burst configuration. Thus the maximum range was limited to 50km (0,22 dB/km attenuation @ 1550nm) even if the total optical budget was evaluatued at 22 dB with a variable attenuator. 20km 0km 40km 0km 50km 20km 40km 50km b) 950ns guard time configuration a) 30ns guard time configuration Figure5 : Optical eyes diagram evolutions of ONU-1 versus the length of fibre in the two burst mode configuration Figure6 shows the optical eye diagram evolutions of ONU-1 without fibre. The attenuation was increased through the variable attenuator in ONU-1 to simulate equivalent fibre length attenuations tested before. These figures confirm that the eye closure obtained with fiber is due to chromatic dispersion and the burst mode signal propagation over fibre. 0dB 5dB 10dB 13dB 0dB a) 30ns guard time configuration 5dB 10dB b) 950ns guard time configuration 13dB Figure6 : Optical eyes diagram evolutions of ONU-1 versus the attenuation in the two burst mode configurations 4. Conclusion A PON based on TDM was tested at 10.7Gbit/s using a continuous block receiver including a PIN-TIA and PLLCR. A maximum budget of 22dB was achieved with a dynamic range of 16.5dB. The maximum fibre link implemented was 50km which introduced the worst penalty of 3.6dB at BER of 10-9 in burst modulation. The chromatic dispersion and the burst modulation of current operating lasers may be the main reasons for this penalty. This study showed that the use of components initially designed for continuous mode operation can be implemented in a PON system based on upstream burst mode in a link comprising up to 50km fibre. This work was supported by the European Commission through the Network of Excellence e-Photon/One+". It has also been supported by "Media and Networks Cluster” with OPTIM@GE and INTERACCES projects. 5. References [1] J. Nakagawa et al, OFC2007, OWS3. [2] S. Nishihara et al, OFC2007, PDP8. [3] S. Nishihara et al, ECOC2007, Tu4.4.1 [4] S. Ide et al, ECOC2007, We8.4.5 [5]. C.-J. Chae et al, ECOC2007, PS129 180 Publications personnelles Hybrid WDM-TDM Passive Optical Network in burst mode configuration with RSOA Z. Belfqih, P. Chanclou, F.Saliou France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France [email protected] Abstract A hybrid PON based on TDM and WDM is demonstrated using RSOA in the optical network unit. The burst mode configuration operates at 1.25 Gbit/s over 50 km fibre link for 1024 customers. © 2008 Optical Society of America. OCIS codes: (060.4510) Optical communications; (060.4250) Networks 1. Introduction Rx- up λ2 Rx- up λ32 Rx- up λ1 The PON (Passive Optical Network) concept aims at providing an economic implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services. The time division multiplexing (multiple access) TDM/TDMA -PON offers a low cost infrastructure by sharing a single wavelength channel between multiple users. The wavelength division multiplexing (multiple access) WDM/WDMA -PON offers an additional resource to increase the connectivity as well as to maintain a shared feeder fibre. Therefore, it is reasonable to investigate a scenario where TDM (A) and WDM (A) are combined in hybrid PON for next generation access systems [1-3]. This paper presents a hybrid PON having the twin fold advantage of shared infrastructure of PON and wavelength routing of WDM. The use of WDM signals requires colourless ONUs, which can operate with any wavelength within a defined spectrum, in order to facilitate network operation and maintenance. In this paper we focus on the upstream transmission and demonstrate a colourless ONU (Optical Network Unit) based on reflective semiconductor optical amplifier with burst mode configuration. 2. System scheme An hybrid PON WDM/TDM(A) is achieved as shown in figure 1 where 10km transmission distance is implemented using a single-fibre. The burst mode receiver at the OLT is a commercial device operating at a large wavelength spectrum up to 1.25Gbit/s. The SFF (Small Form Factor) ONU is comprised of RSOA (Reflective Semiconductor Optical Amplifier) with a bandwidth of 40nm with a central wavelength around 1550nm. The maximum gain of this RSOA is 19dB with a Noise Factor (NF) of 9dB. The RSOA amplifies, modulates and reflects the continuous wave (CW) coming from a distributed feedback laser (DFB) at the OLT. An arrayed waveguide gratings (AWG), with 32 channels, is used to multiplex TDM(A) PONs in the feeder with a spectral spacing of 0.8nm and an insertion loss about 4dB. In this experiment, up- and down- traffics are separated by a coarse WDM multiplexer which acts as a band pass filter. Mux DWDM B 10km A A RSOA ONU-1 Rx λ1; λa λ2; λb 1:8 B Mux R/B Mux R/B Tx-dwn λb Mux DWDM Tx-dwn λa B A CW- λ32 Mux R/B A AWG CW- λ2 Mux DWDM CW- λ1 λ32; λz B A B B RSOA ONU-2 Rx A Tx-dwn λz Figure1: Schematic of the WDM/TDM(A)-PON network using RSOA 3. Experimental results Two RSOAs are modulated at 1.25Gbit/s where the packet consists of a header containing 128 bits, followed by 39 non-return to zero (NRZ) pseudo random binary sequences (PRBS 27 = 128 bits). The total packet time is around 4µs. Guard time and the ONU on- and off-time are taken into account in the header bits. Figure2 illustrates the burst mode traffics. The RSOA differential power variation is about 2dB. 181 Publications personnelles 2dB ONU 2 ONU 1 PRBS 27 Header 128 bits Figure2 : Signals captured after burst reception at the OLT with a time scale of (a) 1µs and (b) 20 ns Two architectures have been achieved. As shown in the figure3, 10km transmission distance has been used in single fibre (a) or two-fibres in the feeder using a circulator (b). The down-stream traffic has not been implemented and the up-stream is in burst configuration b) a) OLT *Rx Tx Mux AWG. 10km Att. Att. 10km CW-DFB RSOA ONU1 **Rx Mux AWG. CW-DFB RSOA ONU2 **Rx OLT *Rx * OLT Burst mode receiver ** ONUs Continuous mode receiver Tx Att. Att. RSOA ONU1 **Rx RSOA ONU2 **Rx * OLT Burst mode receiver ** ONUs Continuous mode receiver 10km Figure3: WDM/TDM (A) PON network architecture with (a) a single fibre in bidirectional transmission and (b) with two fibres using a circulator Figure 4 shows the Bit Error Rate (BER) curves. The curves (a) are the Back to Back (B2B) transmission results without any fibre. The curves (b) are the two-fibre architecture curves with 22dB maximum optical budget using a circulator. The curves (c) are the single-fibre bidirectional transmission curves with 20dB maximum optical budget. The burst traffic BER is only measured on the PRBS sequences and not on the header -3 B2B RSOA 1 a) -4 b) B2B RSOA 2 Two fibres curves : RSOA 1 b) Two fibres curves : RSOA 2 Log(BER) -5 Bidirectional single fibre : RSOA 1 c) -6 Bidirectional single fibre : RSOA 2 -7 -8 c) a) -9 2.5dB -10 -11 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 P (dBm) Figure4: BER curves The high NF value of 9dB and the low extinction ratio of 11dB of RSOA accounts for more than 1dB penalty in upstream burst sensitivity at a BER of 10-9 for (b) configuration. Moreover, Rayleigh backscattering degrades bidirectional transmissions and limits the performance inducing more than 1.5dB sensitivity penalty between configurations (c) and (b). Two kinds of Rayleigh backscattering are present in architecture (c): firstly the CW back-reflections and secondly loopback created at the ONU by downstream reflection of the modulated signal which is re-injected in the RSOA and amplified in the same way as the upstream signal. The GPON [4] class B+ standard specifies the optical power variation (∆P) around 15dB in. Furthermore, loss budget of the nearest ONU is 13 dB and the furthest one is 28dB. In this experiment, ∆P between the two 182 Publications personnelles upstream packets is about 2 dB, with 18dB and 20dB loss budget. To measure the relationship between the optical power variation (∆P) of two ONUs and the optical-signal to noise ration (OSNR) of each RSOAs in the ONUs, the experiment shown in the figure 5 has been realized. ONU-2 ONU-1 OSNR variation Att. Att. TxBurst-Data DFB-1 RSOA-1 Burst mode control ASE Figure5: OSNR variation (dB) sensitivity (dBm) at 10-9 BER of burst mode receiver with RSOA ONUs In these two combined ONUs, RSOA is used to simulate a burst Amplified Spontaneous Emission (ASE) of the signal. The amplitude variation of this ASE, made by the first attenuator, allows to vary the OSNR of each ONU. The optical power variation (∆P) is realised by the second stage of attenuation. Figure 6 shows the variation of the OSNR (dB) versus the sensitivity (dBm) of the burst mode receiver at BER 10-9. Three curves are shown. The first one simulates the presence of only one upstream packet from one RSOA. The second one represents two upstream packets with ∆P=6dB. The third one shows the transmission results of two upstream packets with ∆P=15dB as recommended in the GPON class B+ standard. At -30 dBm sensitivity value, the higher the ∆P is, the higher the OSNR is, at a BER of 10-9 . 34 One RSOA Two RSOAs ∆P=6dB 30 Two RSOAs ∆p=15dB OSNR (dB) 26 22 18 14 10 -32 -31 -30 -29 -28 -27 Sensitivity (dBm) Figure6: OSNR (dB) vs. sensitivity (dBm) at 10-9 BER of burst mode receiver with RSOA ONUs In our architecture, ∆P must be kept at 2dB in order to maintain the maximum optical budget with the smallest sensitivity values at BER 10-9. To increase the optical variation of the RSOA packets in burst architecture, the noise factor of these RSOA has to be decreased. 4. Conclusion A hybrid passive optical access network based on TDM and WDM is demonstrated including RSOA in the optical network unit. The results show that the NF of the proposed RSOA must be improved to obtain a compatible GPON Class B+ power budget between 13 to 28dB. The power penalties induced by the Rayleigh backscattering have been evaluated (1.5dB). Experiments showed that a network based on the optical carrier supported 20dB optical budget in single-fibre configuration and 22 dB in two-fibre configuration. This optical budget can be used in several scenarios all of them including one AWG (4dB with 32 channels). The first one implements 32 splitter ratio (15 dB) and 5km fibre (1dB) in a large density district (1024 users). The second one implements 4 splitter ratio (6dB) and 50 km fibre (10 dB) in a long reach and less dense area (128 users). These results show that the WDM-TDM architecture with RSOA is an attractive candidate for innovative optical access networks. 5. Acknowledgments This work was supported by the European Commission through the Network of Excellence e-Photon/One+". The authors would like to thank Optoway and Amphotonix companies for their support. 6. References [1] J.M.Oh et al OFC07, PDP9 [2] F. Payoux et al. OFC06, OTuC2 [3] D.J Shin, JLT, vol.23, NO 1, January 2005 [4] IUT standard, G.983 and G.984 183 Publications personnelles Enhanced Optical Budget System Performance of an Burst Extended PON at 10.7Gbit/s over 60km of Fibre Z. Belfqih, P. Chanclou, F. Saliou, N. Genay, B. Landousies France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France [email protected] Abstract A 10.7Gbit/s upstream extended PON was demonstrated over 60km of fibre in burst configuration. A budget of 39.5 and 55dB was achieved without and with SOA respectively. Introduction At the OLT, the receiver stage of the burst upstream signal consisted of an APD-TIA photodiode. Its sensitivity is around -27dBm and its input overload is around -4dBm. We introduced a DC Block behind the photodiode to be in an AC coupled input interface. Note that no Automatic Gain Control (AGC) is implemented. Moreover, a broadband electrical amplifier follows the DC Block and a Phase-Locked Loop Clock Recovery (PLL-CR) module was introduced in the block receiver Recent Fibre To The Home (FTTH) launch in both North America and Europe was driven by the exponential need of high bandwidth of customer services as high definition television, digital photography and video, high-quality on-line video gaming, fast peer-to-peer file transfer, etc. The GPON (Passive Optical Network) concept was chosen by France Telecom Group since GPON aims at being the best candidate to provide an economical implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services. Even the PON is still in its early stages of deployment, it must be upgradeable. In this paper, an extended TDM Next Generation Passive Optical Network (NGPON) architecture operating at 10.7Gbit/s, bit rate usually used with the Forward Error Correction (FEC), is presented. Burst mode configuration for the upstream transmission working at 1310nm was tested. The experiments were focused on the upstream TDMA transmission in a 60km link. A maximum optical budget of 39.5 and 55dB was achieved without and with Semiconductor Optical Amplifier (SOA) respectively. Furthermore, we obtained a wide dynamic range of 15dB. Extended PON architecture with SOA Extended reach GPON are more and more studied to ensure alignment with current standards by increasing the optical budget and by demonstrating an extended system working at 1310nm [1]. In our study, we focus on the extended reach PON of the upstream traffic working at 10.7Gbit/s. Figure 2 shows the extended PON architecture. It is the same architecture in the figure 1 but with the implementation of in-line amplification. The SOA used in this study is a commercial device with a peak wavelength at 1310nm and 60nm bandwidth. It has a gain of 20dB and a Noise Factor (NF) closed to 5dB. It should be noted that no optical filter was introduced in front of the photodiode so that the SOA Amplified Spontaneous Emission (ASE) noise was not filtered. PON architecture without amplification The experimental set up for the TDM/TDMA-PON configuration is shown on figure 1. The ONUs contain Direct Modulated DFB lasers (DML) from EmcoreOrtel. Their central wavelengths are around 1310nm with mean output power of +12.5dBm and their cut-off frequency, at -3dB, is 14GHz. The modulation voltage, in burst mode, is applied to the modulator section while the DFB laser bias current is controlled by a burst mode driver to coerce the operating current in burst configuration. Burst DATA PRBS 27-1 ONU1 Burst DATA PRBS 27-1 OLT APD TIA Electrical amplifier ONU1 ONU2 OLT SOA Att APD TIA Error detector DC block Electrical amplifier ∆P 15dB Figure 2: The Extended -PON network at 10.7Gbit/s in burst mode configuration with a SOA Experimental results Error detector DC block Burst DATA PRBS 27-1 Att ONU2 Att Burst DATA PRBS 27-1 CDR ∆P 15dB Figure 1: Schematic of the TDM(A)-PON network at 10.7Gbit/s in burst mode configuration with a continuous block receiver 184 In this part, the characterization of the transmission of the burst optical traffic is presented. To generate this traffic, the two DFB lasers in the ONUs were modulated in burst mode at 10.7Gbit/s with an extinction ratio of 8dB. The packet consisted of nonreturn to zero (NRZ) pseudo random binary 7 sequences (PRBS 2 = 128 bits). The total packet time was around 4µs. The guard time (Tg) and the ONU on- and off-time were taken into account in the header. No preamble was applied. A significant difference of power, ∆P=15dB, between the nearest CDR Publications personnelles and the furthest ONU to the OLT was implemented. Figure 3 illustrates the burst mode traffics. ONU2 ONU2 (b) 2µs 2µs ∆P= 15dB ONU1 44 ONU2 ONU2 ONU1 10-12≤ BER <10-10 10-10≤ BER <10-8 10-8≤ BER <10-6 10-6≤ BER <10-4 10-4≤ BER <10-2 10-2≤ BER <0 41 Extended Budget dB (SOA to OLT) (a) around 55dB was measured in the optimal working area. About 12.2dB improvement is realized compared to the last studies [5]. In this area, the access optical budget is included between 18 and 33dB and the extended one is between 18 and 23dB. ∆P=6.5 dB ONU1 Figure3: Optical signals, (a) before the online SOA, (b) after the SOA Results of the PON architecture without SOA 38 35 32 29 26 23 20 17 14 11 The Bit Error Eate (BER) results were evaluated for the burst transmission at 10.7Gbit/s as shown in figure 4. The BER values were recorded in terms of the received power only during the burst time. High sensitivity of -27dBm was obtained at a BER of 10-9. The APD input overload is over -4dBm. About 9dB improvement is realized compared to the last studies [2]. To our knowledge, it is the first PON having at least an optical budget of 39.5 dB @ 10-9 (with DFBDML power +12.5dBm) and operating at 10.7Gbit/s [3-4]. Furthermore, a dynamic range ∆P of 15dB was tested over 0km, 20km and 40km link fibre. With 60km fibre, only ∆P=7dB was tested. Moreover, 23.4dB optical loss over 60km fibre had been obtained due to higher fibre losses at 1310nm. Also, losses of 9.5dB are assumed for the 1x4 splitter and insertion loss of the variable optical attenuator (VOA) used to measure the optical budget. A dynamic range ∆P of 20dB was obtained over a maximum of 20km fibre. The burst mode over fibre penalties are very small, and are less than 0.5dB according to the curves on figure 4. -1 -1 Figure5: Extended budget area vs. the Access Budget -1 -2 -3 Log(BER) -4 -6 Floor@ BER 10-10 -7 -8 -9 -10 -11 -12 -32 -30 -28 -26 Acces Budget 22dB -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 Received Power(dBm) Acces Budget 32dB Acces Budget 34dB -8 -6 -4 -2 0 Acces Budget 36dB Figure6: BER curves vs. the received power Figure 6 shows the transmission performance through four BER curves. Each curve shows the BER as a function of received power for a fixed access budget while the extended one was varied. A floor appears at a BER of 10-9.This is due to the ASE noise. Indeed, the absence of optical filter before the block receiver in the OLT side induces beat noise between signal and ASE at the photodiode Conclusion Figure4: Upstream BER performance vs. the received power for (a) ∆P=15dB and (b) ∆P=7dB Results of the PON architecture with SOA Acknowledgments In this part, we evaluated the budget performance of the amplified PON architecture. The aim is to determine an optimal working area. This area presents the best combination of an access optical budget (measured between the ONUs and the SOA) with 15dB dynamic range and the extended optical budget (between the SOA and the OLT). These working areas, shown on the figure 5, were obtained by fixing a value of the access budget (16 to 40dB) and varying the extended budget (10 to 44dB). We delimited the areas according to the measured bit error rate values. A maximum optical budget of This work was carried out partly in the framework of the French ANR project ANTARES and AROME, and also the INTERACCES project of the "pôle de compétitivité" "Media&Networks". This work is also supported by the EU FP7 ICT SARDANA project -4 -2 (a) ONU1: -27dBm -3 -3 Log(BER) ONU2: -12 dBm -6 -7 (b) ONU1: -27dBm -4 -5 -5 ONU2: -20 dBm -6 -7 -8 -8 -9 -9 Dyna mic range ∆P=15dB -10 -10 -11 -11 ∆P=7dB -12 -12 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 Received Power (dBm) B2B -5 An upstream extended PON at 10.7Gbit/s was evaluated. The two ONUs included DML-DFB with +12.5dBm output power and the OLT contained an APD-TIA in AC coupled configuration and a PLL-CR. This is the first report of burst mode PON including SOA at 10.7Gbit/s. In addition, we obtained a high sensitivity (-27dBm) and a widest dynamic range (20dB up to 20km, 15dB up to 40km and 7dB up to 60km fibre link). A total budget of 39.5 and 55dB was achieved without and with SOA respectively. -2 Log (BER) 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40 Access Budget dB (ONUs to SOA) 0Km 20km 40km -6 -4 -2 0 APD Overload -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 Received Power (dBm) B2B 60km -6 -4 -2 0 APD Overload References [1] R. Davey et al, OFC2008, OThL1 [2] S. Nishihara et al, OFC2007, PDP8 [3] Z. Belfqih et al, OFC2008, PS JWA 112 [4] J. Nakagawa et al, OFC2007, OWS3 [5] K.I. Suzuki et al, OFC2008, OThL3 185 Publications personnelles Performance of the next generation PON at 10Gbit/s on burst mode configuration Z. Belfqih, P. Chanclou, A. Othmani, N. Genay, B. Landousies Orange Labs, 2 Avenue Pierre Marzin, 22300, Lannion, France Tel: +33 296051042, Fax: +33 296051723, E-mail: [email protected] A TDM (Time Division Multiplexing) Next Generation Passive Optical Network (NGPON) architecture operating at 10Gbit/s is tested. The upstream transmission is in burst mode configuration and works at 1310nm. The experiments were focused on the upstream TDMA transmission in a 60km link. A maximum optical budget of 39.5dB is achieved without any amplification. Furthermore, we obtained a wide dynamic range of 15dB between the nearest and the furthest ONU (Optical Network Unit) to the OLT (Optical Line Terminal). Introduction To provide triple play services, Fibre To The Home (FTTH) has been largely launched in Japan several years ago, and both North America and Europe from 2006 [1-2]. This massive deployment was driven by the exponential need of high bandwidth of customer services as high definition television, digital photography and video, high-quality on-line video gaming, fast peer-to-peer file transfer, etc. The GPON (Passive Optical Network) concept was chosen by France Telecom Group since GPON aims at being the best candidate to provide an economical implementation of access fibre networks capable of carrying broadband services. Even the PON is still in its early stages of deployment, it must be upgradeable. The standardization groups are already working on the next generation of the PON. The IEEE has initiated a 10Gbit/s EPON study group. The standard will deliver 10Gbit/s data rate downstream and 1Gbit/s or 10Gbit/s upstream data rate. On the other hand, the Full Service Access Network Group and the International Telecommunication Union are pushing forward the GPON upgrade and are developing a next generation version. In this paper, a Next Generation Passive Optical Network (NGPON) architecture operating at 10.7Gbit/s is presented. Burst mode configuration for the upstream transmission working at 1310nm was tested. The experiments were focused on the upstream TDMA transmission in a 60km link. A maximum optical budget of 39.5dB was achieved. Furthermore, we obtained a wide dynamic range of 15dB. Also the preamble time and the delimiter time are introduced. And the BER will be evaluated for several time slot combinations. 186 Publications personnelles PON architecture The experimental set up for the TDM/TDMA-PON configuration is shown on figure1. The ONUs contain Direct Modulated DFB lasers (DML) from EmcoreOrtel. Their central wavelengths are around 1310nm with mean output power of +12.5dBm and their cut-off frequency, at -3dB, is 14GHz. The modulation voltage, in burst mode, is applied to the modulator section while the DFB laser bias current is controlled by a burst mode driver to coerce the operating current in burst configuration. Burst DATA PRBS 29-1 Burst DATA PRBS 29-1 OLT ONU1 Error detector ONU2 Att APD TIA Att DC block Electrical amplifier CDR ∆P dB Figure 1: Schematic of the TDM(A)-PON network at 10.7Gbit/s in burst mode configuration with a continuous block receiver At the OLT, the receiver stage of the burst upstream signal consisted of an APDTIA photodiode. Its sensitivity is around -27dBm and its input overload is around 4dBm. We introduced a DC Block behind the photodiode to be in an AC coupled input interface. Note that no Automatic Gain Control (AGC) is implemented. Moreover, a broadband electrical amplifier follows the DC Block and a continuous Phase-Locked Loop Clock Recovery (PLL-CR) module was introduced in the block receiver. Experimental results In this part, the characterization of the transmission of the burst optical traffic is presented. To generate this traffic, the two DFB lasers in the ONUs were modulated in burst mode at 10.7Gbit/s with an extinction ratio of 8dB. The packet consisted of non-return to zero (NRZ) pseudo random binary sequences (PRBS 29 = 512 bits). Receiver characterization without fiber The BER will be evaluated for several time slot combinations between the total packet time (Tpck), the measured packet time (Tm) and the guard time (Tg). Figure2 illustrates the burst mode traffic. 2µs 2µs 2µs Tpck=4.8µs Tm=2.8µs ONU2 Tg ONU1 ONU2 ONU2 Tg ONU1 Tm=3.8µs Tpck=4.8µs 187 Tm=4.8µs 2 ONU2 Tg ONU1 Tpck=4.8µs 2 Publications personnelles Figure2: One example of the burst mode traffic with three combinations of Tm: 60%, 80% and 100% The figure3 resumes the penalty of the received optical power at a BER of 10-9 for different time ratio Tm/Tpck with a fixed packet time; Tpck =4.8µs. Also, these penalties are measured for several guard time Tg. 8 Tm:2.8µs Tm:3.8µs Tm:4.8µs 7 Penalties (dB) 6 5 4 3 2 1 0 50% 60% 70% 80% Time Ratio (Tm/Tpck) Tg = 3 µs Tg = 6 µs Tg = 14 µs Tg = 2 µs Tg = 5 µs Tg = 9,5 µs 90% 100% 110% Tg = 4 µs Tg = 8,5 µs Tg = 20 µs -9 Figure 3: Optical power penalty at a BER of 10 vs. Time Ratio Tm/Tpck for different Tg We observe that the more guard time increases the more the penalties increase too. Also, the penalties have an increasing look. In fact, when the BER is measured during all the packet time, the header of this packet is included. Then, the preamble and the delimiter time are taken into account. Also, the growth of the guard time induces a large gap where data are off. So, the PLL-CR of our receiver takes more time to recover the clock time and then the penalties are higher. Figure 4 gives us an idea about the BER curves when the time of measure Tm is equal to the packet time. -1 -2 -3 -4 Log(BER) -5 -6 -7 -8 -9 -10 -11 Continuous Tg=2 µs Tg=3 µs Tg=4 µs Tg=5 µs Tg=6 µs Tg=8,5 µs Tg=9,5 µs Tg=14 µs Tg=20 µs -12 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 Re ceived Powe r (dBm) -23 -22 -21 -20 -19 Figure 4: BER curves vs. the received power when Tm/Tpck = 100% and in function of several guard time (Tg) 188 Publications personnelles Introduction of the fibre in the architecture The next results are measured with a total packet time of 4.5µs. The guard time (Tg) and the ONU on- and off-time were taken into account in the header and are equal to 200ns. A significant difference of power, ∆P=15dB, between the nearest and the furthest ONU to the OLT was implemented. Figure 4 illustrates the burst mode traffics. ONU2 ONU2 2µs ∆P=15dB ONU1 Figure 4: Optical packets from ONU1 and ONU2 with ∆P=15dB The Bit Error Rate (BER) results were evaluated for the burst transmission at 10.7Gbit/s as shown on figures 5 to 7. The BER values were recorded in terms of the received power during 85% of the burst packet time. So header time was not taken into account in the BER measures. High sensitivity of -27dBm was obtained at a BER of 10-9. Also, the APD input overload is about -4dBm. Figure 5 shows curves of upstream received signal. In this first case, the dynamic range ∆P is equal to zero. The goal is to determine how far is the maximum link of fibre between the OLT and the ONU. -1 -2 -3 0km 20km 40km 60km 85km 100km -4 Log(BER) -5 -6 -7 -8 -9 -10 -11 -12 -36 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 Received Power (dBm) -27 -26 -25 -24 -23 Figure 5: Upstream BER performance vs. the received power for ∆P=0dB We have observed that the penalty at a BER of 10-9 is around -0.5 dB over 20km, 40km and 60km. This is due to the chirp parameter of the DFB lasers. This penalty became positive and reached +1 dB with 85km of fibre. This kind of penalty is due to the combinations of the chromatic dispersion and the laser chirp. Over 85km, a bit rate floor appeared at a BER of 10-5. 189 Publications personnelles With 60km fibre, the optical losses of the tested architecture network are around 32.9dB. In fact the high fibre losses at 1310nm leaded to 23.4dB optical loss over 60km. Also, 9.5dB optical loss is assumed for the 1x4 splitter and insertion loss of the variable optical attenuator (VOA) used to measure the optical budget. Thus, only a dynamic range ∆P of 7dB was achieved with 60km fibre. (Cf. figure 6) -1 -2 -3 Log(BER) -4 B2B 60km APD Overload ONU1 -27dBm -5 ONU2 -20dBm -6 -7 -8 -9 ∆P=7dB -10 -11 -12 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 Received Power (dBm) Figure 6: Upstream BER performance vs. the received power for ∆P=7dB Furthermore, a dynamic range ∆P of 15dB was tested over 0km, 20km and 40km link fibre. (Cf. figure 7). The burst mode over fibre penalties are very small and are less than 0.5dB according to the curves on figure 7. About 9dB improvement is realized compared to the last studies [3]. To our knowledge, it is the first PON having at least an optical budget of 39.5 dB @ 10-9 (with DFB-DML power +12.5dBm) and operating at 10.7Gbit/s [4-5]. -1 -2 -3 B2B 0Km 20km 40km APD Overload ONU1 -27dBm Log (BER) -4 -5 -6 -7 ONU2 -12dBm -8 -9 ∆P=15dB -10 -11 -12 -36 -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 Received Power (dBm) Figure 7: Upstream BER performance vs. the received power for ∆P=15dB 190 Publications personnelles Conclusion An upstream PON at 10.7Gbit/s was evaluated. The two ONUs included DMLDFB with +12.5dBm output power and the OLT contained an APD-TIA in AC coupled configuration and a continuous PLL-CR. In addition, we obtained a high sensitivity (-27dBm) and a widest dynamic range (20dB up to 20km, 15dB up to 40km and 7dB up to 60km fibre link). A total budget of 39.5 was achieved without amplification. The maximum of penalties due to the high time guard of 20µs is about 7dB. Note that the continuous PLL-CR in the receiver block still recovers the clock signal even if it contains a gap time almost equal to quadruple the burst packet time which is 4.8µs. Acknowledgments This work was carried out partly in the framework of the French ANR project ANTARES and AROME, and also the INTERACCES project of the "pôle de compétitivité" "Media&Networks". This work is also supported by the EU FP7 ICT SARDANA project References [1] F. J. Effenberger et. al., Vol. 6, Issue 7 pp: 808-818, July 2007 [2] “2007-2008: Early stage deployment of Orange very high speed broadband” France Telecom Press Release, 15 December 2006 [3] S. Nishihara et al, OFC2007, PDP8 [4] Z. Belfqih et al, OFC2008, PS JWA 112 [5] J. Nakagawa et al, OFC2007, OWS3 191 Publications personnelles Architecture hybride du réseau d'accès optique: WDMTDM PON utilisant des RSOA en mode burst Fabienne Saliou, Philippe Chanclou et Zineb Belfqih France Telecom Division Recherche et Développement 2, avenue Pierre Marzin 22307 LANNION [email protected] Abrégé : Dans un contexte de réseau d'accès optique haut débit, l'étude se porte sur un réseau PON hybride WDM–TDM combinant performance en bande passante et partage des clients. Ce réseau est réalisé grâce à 2 éléments clés : d'une part l'AWG qui permet le routage des signaux montants et descendants en même temps. D'autre part les RSOA, placés au niveau ONU, modulent à 1.25Gbit/s en mode burst et amplifient les signaux montants. En présence de 2 RSOA-ONU, nous avons mesuré les capacités d'une telle architecture en termes de budget étendu : 21dB soit 40km de fibre et 256 clients. 1. Introduction A l'heure actuelle, le réseau d'abonnés demande une solution d'accès économique et performante à haut débit. Un réseau optique passif de type PON (Passive Optical Network) représente la solution Point à Multipoint optique permettant de mutualiser une partie de l'infrastructure entre plusieurs clients. Plusieurs études sont menées sur les architectures de PON au niveau multiplexage comme le TDM (Time Division Multiplexing) ou le WDM (Wavelength Division Multiplexing) ou encore au niveau protocole avec l'ATM (Asynchronous Mode Transfer) ou l'Ethernet. Le PON TDM reste peu coûteux par abonnés en partageant à l'aide de coupleur 1 vers N, une seule longueur d'onde pour de multiples clients. Cependant le sacrifice se fait inévitablement sur la bande passante : le nombre typique d'abonnés est limité à environ 64. Le PON WDM, quant-à lui, permet d'allouer l'ensemble de la bande passante à un client, grâce au multiplexage des canaux en longueur d'onde, il offre également une grande sécurité et une transparence au protocole. Le PON WDM restant plus couteux par ses composants, il peut être considéré une fois optimisé, comme la solution pour la future génération de PON après le G/GE PON. C'est pourquoi plusieurs études sont menées [1–4] pour trouver des solutions pour combinés TDM et WDM pour un déploiement dans un futur proche. Récemment, un réseau PON hybride WDM/TDM, qui combine le WDM et le TDM PON a été introduit, il permet d'augmenter le nombre d'ONU (Optical Network Unit), tout en conservant toujours une grande bande passante. Comme dans tout réseau d'accès, augmenter la distance de transmission entre OLT (Optical Line Termination) et ONU, ou augmenter le taux de partage TDM, implique des pertes. Pour compenser ces pertes, il est nécessaire d'introduire un amplificateur. Nous avons donc choisi de baser notre architecture sur des RSOA (Reflective Optical Semiconductor Amplifier), placés au niveau ONU. L'intérêt est de remplacer l'émission laser au niveau des signaux montants par des amplificateurs réflectifs, ce qui permet d'avoir des ONU achromatiques en plus de l'amplification. 2. Le réseau Hybride PON WDM/TDM basé sur des RSOA Un réseau hybride mixant WDM et TDM a été conçu tel que le montre la Figure 1. Pour décrire cette architecture il faut noter l'importance de l'AWG (Arrayed Waveguide Gratings), des RSOA et du coupleur. D'une part, l'AWG permet le multiplexage des différents arbres PON en associant par ports les deux longueurs d'onde descendantes et montantes. Et d'autre part, les RSOA, placés au niveau ONU, ont pour fonction de moduler les signaux provenant des sources laser continues, de réfléchir ces signaux et enfin de les amplifier. Ils forment ainsi des signaux montants amplifiés, modulés à 1.25Gbit/s, que l'on vient multiplexer temporellement par un coupleur 1 vers N. C'est la partie TDM du réseau. Pour détailler techniquement l'architecture, voici les caractéristiques de chaque élément du réseau. Au central se trouvent les sources lasers continues (CW) qui vont servir à former les signaux montants à 1550nm. Le circulateur permet de diriger l'aller-retour de ce signal. La réception de ces signaux se fait également au central par une photodiode APD mode burst de sensibilité -31dBm à 1550nm et 1.25Gbit/s. Les signaux descendants, émis au central par des lasers DFB (Distributed Feed Back) sont modulés à 2.5Gbit/s et reçus par les ONU par une photodiode APD ou PIN. Ensuite en ligne, la propriété passive du PON a été conservée puisqu'on utilise uniquement des éléments passifs : une fibre monomode d'atténuation linéique 0.2dB/Km qui traduit l'augmentation de portée en présence de possible rétrodiffusion de Rayleigh, un AWG de 32 canaux d'ISL (Intervalle Spectral Libre) 0.7nm, et un coupleur 1 vers 8. 192 Publications personnelles 1.25Gbit/s Descendant 2.5Gbit/s Tx 2N lasers DFB λ2N MUX MUX Montant / Descendant Tx_N λN λ1 Récepteur mode Burst Rx_N B λ1 - λN+1 TDM 10k m B A M -3dBm U X lasers CW Rx_1 Rx λN+1 Tx_1 λ1 A A 1km Tx N+1 A B A B A A W G WDM–TDM Tx RSOA ONU 1 λN - λ2N 1.25Gbit/s 1:8 B B Coupleur D M U X Rx Tx RSOA Budget (dB) λN ONU 2 Montant 1.25Gbit/s Central Fig. 1 : Architecture d'un réseau hybride PON WDM-TDM Au niveau ONU, les RSOA utilisés sont des modules de type SFF (Small Form Factor), compatibles avec une modulation en mode burst à 1,25Gbit/s. Dans un premier temps, nous les avons caractérisés pour différentes longueurs d'onde du spectre de la bande C. Leur spectre est centré autour de 1550nm avec une bande passante à 3dB d'environ 40nm. A 1550nm, les RSOA ont un gain de 19dB et un NF (Noise Factor) de 9dB pour une puissance d'entrée de -25dBm. 3. Résultats expérimentaux L'expérience est réalisée avec 2 RSOA ONUs qui modulent, en mode burst, le signal montant à 2 intervalles de temps différents. Les paquets sont formés de 128 bits d'entête et d'une succession de séquences PRBS 27 (Pseudo Random Bit Sequence), pour une longueur de 4992 bits, soit une durée totale d'environ 4µs. ∆t=50ns ∆P=2dB ONU 2 ONU 1 Paquet A Paquet B Entête 128 bits Allumage Aléatoire 4992 bits (a) (b) Fig. 2 : Image des paquets modulés par les RSOA : (a) paquets A et B ; (b) réglage de l'allumage du RSOA Pour limiter les effets de la rétrodiffusion de Rayleigh, nous avons imaginé une autre architecture avec 2 fibres dans la partie transport : on insère entre le circulateur et la réception du signal montant, une fibre de 10 Km. Ainsi l'isolation du circulateur empêche la rétrodiffusion de Rayleigh de perturber la transmission en ligne. On ajoute également une fibre de 10 Km entre la source continue et l'autre branche du circulateur pour équilibrer la position du central. La figure 3 schématise cette architecture (b) et celle avec 1 fibre en distribution (a). CW DFB Att . RSOA CW DFB 10Km Rx Burst A 10Km RSOA Circ. RxRx OLT Tx AWG Att . Att . ONU1 Circ. ONU2 Rx Burst B RxRx OLT Tx Distribution 10Km Transport AWG ONU1 Rx Burst A RSOA Att . Distribution (b) (a) Fig. 3 : Architecture avec 10 km de fibre en distribution (a) et double fibre en transport (b) 193 RSOA ONU2 Rx Burst B Publications personnelles Le signal continu provient d'une source accordable réglée selon l'AWG autour de 1550nm. Les pertes d'insertions cumulées de l'architecture s'élèvent à 15 dB, auxquelles on ajoute des atténuateurs en ligne qui vont simuler le budget étendu pour chacun des ONU. La puissance optimale injectée dans le RSOA est de -19.5dBm pour l'ONU et -20.9dBm pour l'ONU2. Ce point de fonctionnement du RSOA garantie un taux d'erreur binaire (BER) < 10-9, signe d'une transmission satisfaisante. On obtient ainsi un budget étendu de 22dB pour lequel correspondent les courbes de BER et le diagramme de l'œil présentés en figure 4. -3 B2B RSOA ONU1 (a) -4 B2B RSOA ONU2 Double fibre RSOA ONU1 -5 Log(BER) (b) Double fibre RSOA ONU2 -6 (a) -7 (b) (c) 10 km RSOA ONU1 (c) 10 km RSOA ONU2 -8 -9 2.5dB -10 -11 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 P (dBm) Fig. 4 : Courbes de BER et Diagramme de l'œil d'un ONU Les courbes (a) représentent les mesures en Back to Back, c'est-à-dire l'architecture testées sans fibre. On note que la sensibilité à 10-9, du récepteur à l'ONU1 est de -30.8 dBm et -30.4dBm pour l'ONU2. On obtient dans cette configuration un budget total de 22dB pour l'ONU1, et 20.4dB pour l'ONU2. Le diagramme de l'œil correspondant a un taux d'extinction >10dB. En insérant une fibre de 10Km dans la partie distribution (courbes (c)), on obtient un budget de 21.5dB. On remarque que la fibre introduit une pénalité de 2.5dB, mais on observe également un plancher à un BER de 10-9. Cela s'explique par les effets de la rétrodiffusion de Rayleigh. La fibre introduit une réflexion qui vient perturber le fonctionnement du RSOA et le multiplexage temporel. Pour améliorer ces résultats, nous avons donc testé l'architecture présentée précédemment, avec double fibre dans la partie transport. On obtient les courbes (b), pour lesquelles on a un budget de 20.9dB pour l'ONU1 et 22.5dB pour l'ONU2, ce qui garanti un taux d'erreur <10-9. Ce budget peut se traduire par l'AWG de 32 canaux (3dB), un coupleur 1 vers 8 (10dB) et 40Km de fibre (8dB). 4. Conclusion Une transmission montante en mode burst est réalisée grâce à des RSOA qui forment des ONU achromatiques, un coupleur qui multiplexe temporellement et un AWG qui multiplexe en longueur d'onde. Nous avons démontré que l'on peut réaliser cette transmission sans erreur, sur une distance de 40Km et pour 32×8 ONU soient 256 clients. Nous espérons améliorer ces résultats pour obtenir un système performant sur toute la bande d’atténuation de la classe B+ du GPON. Un réseau hybride WDM-TDM basé sur des RSOA s'avère donc être un choix envisageable pour la nouvelle génération de réseau d'accès. Remerciements Ces travaux sont réalisés dans le cadre de la Commission Européenne pour le réseau d'excellence de EPhoton/One+ on Metro & Access Networks RÉFÉRENCES [1] J.M.Oh et al, OFC 2007, PD, "Enhance System Performance of an RSOA based hybrid WDM/TDM-PON System using a Remotely Pumped Erbium-Doped Fibre Amplifier" [2] F. Payoux et al, ECOC 2005, "Demonstration of a RSOA-based wavelength remodulation scheme in 1.25Gbit/s bidirectional hybrid WDM-TDM PON" [3] J.Prat et al, Photonics Technology Letters, Jan 2005, IEEE, "Optical Network Unit based on a Bidirectional Reflective Semiconductor Optical Amplifier for Fibre-To-The-Home Networks" [4] D.J. Shin et al, OFC 2004, "Hybrid WDM/TDM-PON for 128 subscribers using λ-selection-free transmitters" 194 Publications personnelles 10 Gbit/s PON demonstration using a REAM-SOA in a bidirectional fiber configuration up to 25 km SMF G. Girault, L. Bramerie, O. Vaudel, S. Lobo, P. Besnard, M. Joindot, J-C. Simon (1), C. Kazmierski, N. Dupuis, A. Garreau (2), Z. Belfqih, P. Chanclou (3) 1 : UMR CNRS Foton-ENSSAT, 6 rue de Kerampont, BP80518 22305 Lannion FRANCE, [email protected] 2 : Alcatel-Thalès III-V Lab, Route de Nozay, 91460 Marcoussis, FRANCE; [email protected], 3 : France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin, 22307 Lannion, FRANCE; [email protected] Abstract A REAM-SOA chip is characterized as part of an ONU in upstream 10 Gbit/s PON configuration in single-passage and then bidirectional architectures. Chromatic dispersion and Rayleigh impacts are assessed. though bit error rate (BER) measurements after being reflected in the REAM-SOA and passing again through the circulator. The used block receiver (O10G-CDR from Cleode company) is composed by an APD and a clock & data recovery. The DFB output power is controlled via a variable attenuator; the bias current of the SOA is about 120 mA. The REAM-SOA chip was fabricated at Alcatel-Thalès III-V Lab [6]. It is composed of an InP-n buffer layer grown on n-type InP substrate and two GaInAsP confinement layers embedding strain-compensated 10 GaInAs quantum well and 11 AlInGaAs barriers. The component has 70 µm length EAM, 400 µm SOA and 150 µm passive sections. Introduction New services such as high definition television, digital video, etc need the implementation of FTTH (Fiber to the home) infrastructure. The PON (passive optical network) has asserted itself as an attractive candidate as it allows cost effective and flexible solutions [1, 2]. WDM-PON is promoted for the next generation of access networks (NGA) in order to reach bit rates up to 10 Gbit/s [3]. Several colourless ONU (optical Network Unit) components have already been studied such as RSOAs (reflective semiconductor amplifiers), IL-FP (injection locked Fabry-Perot) lasers or EAMs (electro absorption modulators) [4]. The most promising ones are integrated EAM-SOA [5] or REAM-SOA [6] which have allowed achieving performances at 10 Gbit/s. In this paper, we present for the first time the performance characterizations of a REAM-SOA chip as ONU in a 10 Gbit/s PON configuration. Chromatic dispersion and Rayleigh backscattering impacts are studied in single-passage then bidirectional upstream architectures. Experimental results and discussion BER evolutions versus the received power were studied. Without fiber introduction, namely in a backto-back configuration, a sensitivity of -27 dBm at a -9 BER of 10 was obtained. The optical power at the REAM-SOA output was -7 dBm which allowed achieving a maximal budget of 20 dB. The chromatic dispersion impact was then studied. For that purpose, we introduced two standard single mode fiber (SSMF) lengths, 10 km and 25 km, just before the receiver (corresponding to the configuration (a) in Figure 1). Also dispersion compensating fibers (DCF) were used as a passive insertion in order to improve the transmission. Figure 2 presents the obtained results. Experimental setup The experimental setup is presented in Figure 1. 10.664 Gbit/s 215-1 PRBS DFB laser 1570 nm REAM-SOA Att (b) (a) Att Rx block Fiber introduction BER BERT Figure 1: Experimental setup used to characterize the impacts of chromatic dispersion (a) and Rayleigh backscattering (b). A DFB laser signal at 1570 nm is injected into an optical circulator and then goes through the REAMSOA where it is modulated by a 2Vpp 10.664 Gbit/s 15 2 -1 PRBS. This modulated signal is analyzed 1E-01 1E-02 1E-03 1E-04 1E-05 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 1E-10 1E-11 Back-to-back 10km SSMF 25km SSMF 10km SSMF + DCF 25km SSMF + DCF B2B 25km + DCF 25km -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 Received power (dBm) Figure 2: Chromatic dispersion impact. 195 -24 Publications personnelles -11 The curves show that 25 km or 10 km lengths of SSMF without DCF lead to 1.5 dB or 0.4 dB penalty -9 at a BER of 10 respectively. Moreover, by using adequate DCFs which compensate for the chromatic dispersion of the SSMF in each case, these penalties could be totally cancelled. The chromatic dispersion impact was also underlined by comparing the eye diagrams captured for back-to-back or fiber transmission with and without DCF. Those obtained in the case of 25 km are displayed in the inset of Figure 2. These results confirm that the penalties were due to the chromatic dispersion introduced by the SSMF. Moreover the penalties remaining below 1.5 dB tend to show the low chirp feature of the REAM-SOA component in spite of a bidirectional (CW and 10 Gbit/s data) amplification in the SOA section. Furthermore when using 25 km and 10 km of SSMF, compensated by DCF, the available budgets were 9,5 dB and 13.5 dB respectively. whereas with 25 km, an error floor at a BER of 5.10 is observed. This can be explained by the level of the Rayleigh backscattering. Indeed, in the case of 10 km length, the measured SRBR was 27 dB whereas with 25 km, it was about 22 dB. The longer the fiber is, the more important is the Rayleigh backscattering and the smaller is the SRBR. In order to confirm that penalties are due to Rayleigh backscattering, the curves obtained for both fiber lengths but with quite similar SRBRs (got thanks to the addition of attenuation) were plotted for comparison. The Figure 3 then shows that similar error floors were reached for similar Rayleigh backscattering powers. For instance, an -6 error floor at a BER of about 5.10 was measured in the cases corresponding to 25 km and 3 dB of attenuation (SRBR=18 dB) and to 10 km and 5 dB of attenuation (SRBR=20.5 dB). According to these curve comparisons, it is obvious that the Rayleigh backscattering was the limiting factor. Finally, the Rayleigh backscattering (induced by the carrier) impact was assessed in a bidirectional configuration (i.e downstream carrier and upstream data together in the fiber). The SSMF was then introduced between the circulator and the REAMSOA (configuration (b) in Figure 1) and the corresponding DCF was placed ahead of the receiver. Furthermore, attenuations were introduced just before the REAM-SOA in order to assess the budget still available with 25 and 10 km of SSMF (compensated). For each added loss (due to the fibers or the attenuators), the optical power of the DFB laser signal was adjusted in order to work with the same optical power at the REAM-SOA input. For each configuration (different fiber lengths with different attenuations), the signal to Rayleigh backscattering ratios (SRBRs) were measured and the BER evolutions versus the received power were studied. Results are plotted in Figure 3. Conclusions The performance characterizations of a REAM-SOA chip used as part of an ONU in an L-band upstream 10 Gbit/s PON configuration were presented. The chromatic dispersion and Rayleigh backscattering impacts were notably investigated. A maximal budget of 20 dB was reached. A transmission over 25 km was performed, involving -9 1.5 dB penalty at a BER of 10 . This penalty was totally compensated by adequate DCF, demonstrating the low chirp characteristic of the REAM-SOA. Furthermore, tests in bidirectional configuration were implemented, showing 0.5 dB penalty with 10 km of SSMF and an error floor with 25 km. It was also shown that this limitation was due to the well-known Rayleigh backscattering. Finally, all these results were obtained with an optical power at the output of the REAM-SOA of -7 dBm. The next step will thus be to improve this parameter thanks to a new generation of component or thanks to a better coupling (here assessed at about 4 dB one-pass in the used setup). This would help to reach better budgets and perform longer transmissions. The use of incoherent sources could also allow reducing Rayleigh backscattering penalties. 1E-01 1E-02 1E-03 BER 1E-04 1E-05 1E-06 1E-07 1E-08 1E-09 Acknowledgments 1E-10 This work was supported by the French ANR (Agence Nationale de la Recherche) project ANTARES. 1E-11 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20 -19 -18 Received power (dBm) B2B SRBR=27dB (10km) SRBR=22dB (25km) SRBR=24dB (10km + 3dB att) SRBR=18dB (25km + 3dB att) SRBR=20,5dB (10km + 5dB att) SRBR=13dB (25km + 5dB att) SRBR=12dB (10km + 9dB) References 1. R. Lin, OFC/NFOEC, OWH1 (2008). 2. R. Baca et al., OFC/NFOEC, NMD1 (2008). 3. K. Grobe et al., OFC/NFOEC, NthD6 (2008). Figure 3: Rayleigh backscattering impact in case of 25 km (full) and 10 km (empty) SSMF compensated by DCF. 4. F. Payoux et al., OFC, OTuG5 (2007). 5. G. Talli et al., OFC, OWD4 (2007). These curves show that with 10 km of compensated SSMF, the penalty introduced is weak (0.5 dB) 6. N. Dupuis et al., OFC/NFOEC, OThC2 (2008) 196 Publications personnelles Optical access evolutions and their impact on the metropolitan and home networks P. Chanclou, Z. Belfqih, B. Charbonnier, T. Duong, F. Frank, N. Genay, M. Huchard, P. Guignard, L. Guillo, B. Landousies, A. Pizzinat, H. Ramanitra, F. Saliou, S. Durel, A. Othmani, P. Urvoas, M. Ouzzif, J. Le Masson France Telecom Research & Development Division, 2 avenue Pierre Marzin 22307 Lannion, France [email protected] Abstract : This paper describes broadband optical access networks evolutions including high speed home interfaces for fixed and mobile services. Technical challenges are also discussed, namely concerning optical extended budget, 10 Gbit/s interfaces as well as the impact of access evolutions on the metropolitan network. Another scenario (cf. F ig. 2) is to achieve a high efficiency in terms of homes connected per OLT (Optical Line Terminal) PON port. A possible solution, especially for initial roll-out phase, is to improve the PON "filling ratio" by sharing one GPON port between several PON trees but with a maximum of 64 home connected. This scenario is particularly interesting when the take-up rate grows slowly. This scenario offers [4] also a potential reduction of operational works in the optical distribution network because the entire fibre infrastructure is lighted at the initial stage. So we reduce the time for the connection of fitir customer. This solution is shown in figure 2. Introduction The advantages of employing Passive Optical Network (PON) have been largely recognized. Already standardized G-PONs (Gigabit-capable Passive Optical Networks) are being deployed in many countries since they are a promising technology for cost-effective user-shared system infrastructure. Recent developments in PON technologies offer a solution to operators to increase the splitting ratio or the optical budget dedicated to the reach. These facts enable an access network evolution in the future with an optimum number of central offices with an impact on metropolitan network architectures. Fixed and mobile services could also be merged in the same optical infrastructure in order to optimize systems localization (base station and central office). The low cost of 10Gbit/s interface is also a challenge for the future generation of PON system. Also, if 100Mbits/ or 1Gbit/s interfaces are now feasible for FTTH users, the bottleneck could be the high speed connectivity in home network. In order to deliver such interfaces coming from the access everywhere in the home area, different solutions have been analyzed in terms of easiness and future capability. Figure 2: Use of extended budget for increasing splitting ratio. Capable architecture evolution of access network Of course a solution which can combine both previous benefits could be very useful. Figure 3 shows this scenario in which a remote extender box is used to multiplex "N" PON trees and also to increase the optical reach. In addition, the optical path between the central office and the extender box could be protected. At the central office, the use of time and/or wavelength multiplexer extender module [5] would open a path by multiplexing several G-PON OLT ports. Furthermore this multiplex interface could also be shared between other interface types, as for example point to point Ethernet interfaces dedicated to Digital Subscriber Line Access Multiplexer (DSLAM) collect. This solution would allow to optimize the filling efficiency of OLT ports and to increase the FTTH customer's area eligibility. Optical budget extension modules could be defined as a WDM demarcation device of the future accessmetropolitan network of tomorrow. The deployment of an optical budget extension module (G.984.6) [1-3] inside the optical distribution network is one of the attractive solutions to enable the removal of high complexity active devices and reduce the overall access network cost. A first application of budget extension is shown on figure 1. It focuses on the use of extended budget module for a largest customer's eligibility area. Figure 1: Use of extended budget for a larger eligibility area. 197 Publications personnelles maintenance) costs and savings due to the OLT location in a reduced number of optical central offices. We present here, for illustration, some results of an optimization of number of central offices equipped with class B+ GPON OLT required for a roll-out over a large area of 1.4 million mixing high and low population density. Customer's eligibility is a function of the optical budget (with and without extended module) inside the 60km maximum reach. Of course OLT localization has a strong impact on customer's eligibility results. We propose here six scenarios (cf. figure 4) where OLTs are co-localized with DSLAM, DSLAM connected by a fibre link, master DSLAM, metropolitan edge node on the primary and secondary ring, metropolitan edge node on the primary ring only, and POP (Point Of Presence). When extender modules are used, they are sited inside an existing central office. We also illustrated on figure 4 the mean reach between the OLT and the users. Figure 3: Solution to combine extended budget and multiplexed traffic. Among different options for offering FTTH, the evolution of solutions to increase the optical budget and to multiplex signals allows a network operator to increase the number of customers accommodated in a GPON system by extending the PON reach, splitting ratio and filling ratio. 120% 400 With extended budget Eligibility, % 300 80% 250 Class B+ GPON 60% 200 150 40% 20% 11 POP 45 Edge node Primary ring 277 Edge node 1&2 ring 649 Master DSLAM 820 DSLAM with fibre link DSLAM 0% Mean reach OLT-users, km 350 100% 100 Metropolitan and access merger 50 By increasing the reach of optical access system and by the necessity to ensure service reliability, some metropolitan functionalities will be requested inside extended access network. Typically, a combination of ring and tree could offer superior scalability and low start-up cost with automatic protection path and supervision functions (cf. figure 6). The optical budget extension modules could be passive based on wavelength routing and remote amplification like SARDANA architecture [4] or active based on optical packet switching like ECOFRAME architecture [5]. 0 2 20% Population connected to this node impacted, % Figure 4: Eligibility and mean reach as a function of the OLT cards localization in the network. 100% But only 2% of the total population over 60 km Number of edge node, % In the particular case where OLT cards are localized only in the metropolitan edge node on the primary and secondary ring, figure 5 presents the evolution of these number of OLT sites (and also percentage of users impacted) as a function of the maximum distance (not the mean) between the node and the user. 80% 15% 60% 10% 40% 5% 20% 0% 0% ≤15 ≤20≤25≤30 ≤35≤40≤45 ≤50≤55≤60 ≤65≤70≤75 ≤85 Maximum reach OLT-users, km Figure 5: Percentage of OLT sites as a function of maximum reach OLT-users in the case of OLT and edge node co-location. Central office number optimization The benefits for operators by adopting solutions providing extended optical budget for GPON can be the reduction of OAM (operation, administration and Figure 6: metropolitan and access merger approach. 198 Publications personnelles Convergence of radio and fibre technologies The low cost and optical infrastructure compatible with 10Gbit/s interface is a challenge for the future generation of PON system. A new optical fibre infrastructure is deployed for FTTH users. On the other hand, the deployment of radio systems is accelerated due to the explosion of highspeed wireless services, such as 3G mobile phone. An opportunity is present to merge fixed and mobile over a shared fibre network [6]. Three scenarios for sharing fibre infrastructure are discussed hereafter. The backhauling over G-PON traffic is one candidate for transporting traffic between distributed base transceiver station using cell site gateway (CSG) and more centralised nodes like multi aggregation site gateway (MASG) (cf. figure 7-a)). The second scenario, figure 7-b), could be the use by a wavelength overlay of RF signal directly over optical fibre (RoF) between base station and multiple remote radio units. The last scenario (cf. figure 7-c)) could be the use of digital radio over fibre (D-RoF) technology, in which analog radio signals are digitallized. A digital local unit is installed at the basement and is connected to multiple digital remote units using wavelength overlay over the PON infrastructure. The open topics for the future could be the capacity to transmit the D-RoF signal inside the native frame traffic of PON systems and 28 dB optical budget adaptation of RoF systems (cf. ALPHA project [7]). Log(BER) In order to limit the cost of a solution at 10Gbit/s upstream signal in burst mode, continuous devices must be re-used [8]. Figure 8 illustrates the results obtained by using a photo-receiver stage constituted by APD-TIA photodiode AC coupled to an electrical amplifier and a continuous phase-lock-loop clock recovery at 10.7Gbit/s. We receive burst traffic coming from two directly modulated DFB lasers at 1.3 µm. The burst traffic is acheived by two alternate packets of 4.8 µs with 10.7Gbit/s PRBS sequences at 9 2 and a variable guard time without any optical signal. We also introduce 20 and 60 km of fibre between the receiver and the two lasers. We observe in figure 8 a) and b) the penalty evolution as a function of the guard time and fiber length. 0 -1 -2 -3 -4 -5 -6 -7 -8 -9 -10 -11 -12 -13 a) CW mode Tg=2µs Tg=3µs Tg=4µs Tg=5µs Tg=6µs Tg=8,5µs Tg=9,5µs Tg=14µs -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20 -19 Received power, dBm 0 -1 -2 BTB - CW mode -3 a) 20 Km - CW mode Log(BER) -4 60 Km - CW mode -5 BTB - Tg=2µs -6 20km - Tg=2µs -7 60km - Tg=2µs -8 BTB - Tg=6µs -9 20km - Tg=6µs -10 -11 -12 Tg=6µs 60km - Tg=6µs Tg=2µs CW mode -13 -35 -34 -33 -32 -31 -30 -29 -28 -27 -26 -25 -24 -23 -22 -21 -20 b) b) Received power, dBm Figure 8: Bit error rate curves of continuous photo– receiver. Another solution to reduce the cost of 10Gbit/s interface is to re-use 2.5 GHz opto-electronic interface with advanced modulation format [9]. We experimentally demonstrate the feasibility of using Adaptively Modulated Optical OFDM (AMOOFDM) also known as Discrete Multi-tone (DMT) modulation to modulate directly the low bandwidth commercial vertical cavity surface emitting laser (VCSEL) and multimode Fabry-Perot (FP) laser as cost-effective solutions for passive optical network at a high bit rate. Here 10Gbit/s AMOOFDM signal was generated by direct modulation of commercial 2.8 GHz VCSEL, 2.5 GHz multimode FP laser and 2.1 GHz DFB laser at 1550 nm. The receiver used is a 10 GHz avalanche photodiode. Figure 9 illustrates the experimental bit error rate performances of these optical sources. c) Figure 7: Convergence of radio and fibre technologies 10Gbit/s interfaces for access If an optical fibre infrastructure based on splitter is deployed for a generation of PON system with 2.5 and 1.25Gbit/s for downstream and upstream respectively, the future generation of system must be compatible with a minimum of CAPEX and OPEX. So next generation system must re-use the optical distribution network and increase the user bandwidth. 199 Publications personnelles -5 SI-POF with a BER evaluated to be 1.2x10 (cf. figure 10). Sampling frequency is set to 1GS/s in the TX side while we used a 2GS/s sampling frequency in the RX side. 1023 independent carriers are used over 500 MHz and, after channel probing, the optimum capacity allocation is found. 1E-1 100km SMF with VCSEL 1E-2 50km SMF with VCSEL 25km SMF with VCSEL Bit Error Rate 1E-3 BTB with VCSEL 110km SMF with DFB 1E-4 50km SMF with DFB 1E-5 20km SMF with DFB BTB with DFB 1E-6 1km SMF with FP BTB with FP 1E-7 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 Received Pow er at PD (dBm) Figure 9: 10Gbit/s transmission performance for direct modulation of VCSEL, FP and DFB lasers Home networks In the previous sections we have shown that significant cost reduction will be offered to operators through the deployment of PONs while maintaining the ability to offer Ultra-High Bandwidth connectivity to customers (1Gbit/s). New revenue generating services could be offered/extended/developed to fill the 1Gbit/s pipe to the customer doorway but a prerequisite is that the end-users have a way to manage, transport and distribute these high speed data flows within their homes into their lounges, home offices and bedrooms. This connectivity media must comply with the requirements of being highly efficient while being easily installable (and even installable by the end-user himself). "No new wire" approaches are being investigated to fulfil these requirements but, if self-installation is achievable, 1Gbit/s guaranteed bandwidth is not yet within reach. The only solution today to guarantee the quality of service for Gbit/s approaching applications is to use Gigabit Ethernet over CAT-5/6 cables. However, then, the selfinstallation requirement is hard to fulfil as the termination of those cables is not easy to make and the cables must be installed away from power interfering sources. One attractive solution is then to use Step Index Plastic Optical Fibre (SI-POF) whose core diameter (1 mm) is large enough to allow the user to terminate it by simply cutting the end with a sharp knife. An SI-POF cable has only 3 to 4mm of diameter and is very flexible making it ideal for installation in ducts, along a plinth or under a carpet. The data transmission uses visible light which has the added advantage of simplifying the installation and attractiveness of the overall system. Transmission at or around 1Gbps over 50 to 100m of SI-POF has already been demonstrated using a combination of modulation and digital processing techniques [16-18]. We have chosen to use techniques derived from the Power Line Communication and VDSL arena with a combination of Discrete Multi-Tone Modulation and Bit Loading Optimisation algorithm to maximise adaptively the throughput transported in the SI-POF [19]. Using these techniques with a set-up similar to that described in [19] and improved components from Firecomms (650 nm VCSEL and PIN photodiode) we have successfully transmitted 1.5 Gbit/s over 50 m of Figure 10: POF transmission results: Optimum bit allocation (top left), power allocation (top right), computed EVM (bottom left) and evaluated BER (bottom right). Conclusion We describe a possible evolution of the optical access networks using optical budget extension in order to optimize the number of optical central offices. Convergence of radio and fibre technologies is discussed as well as the evolution of 10Gbit/s optical access interfaces. We also focus this paper on the feasibility of delivering 1 Gbit/s inside the home network over SI-POF with 1 mm core diameter. Acknowledgments This work was supported by the EU FP7 ICT SARDANA, POF-PLUS and ALPHA projects. It is also carried out partly in the ANR framework of the AROME, ANTARES, ECOFRAME and INTERACCES projects of the Media&Networks cluster. The authors would also like to thanks B. Capelle, S. del Burgo, M.F. Colinas, J.P. Lanquetin, G. Yvanoff, P. Herbelin, F. Herviou, G. Ivanoff, L. Salaun, R. Crepy, and M.L. De La Rupelle for discussions. References 7. K.-I. Suzuki et al., OFC 2008, OThL3 8. D. Nesset et al., ECOC 2007, PD3.5 9. N. Suzuki et al., ECOC 2005, Tu1.3.3 10. J. Lazaro et al, OFC2008, OthL2, 2008 11. D. Chiaroni et al, Photonic in Switching 2007 12. M. Suzuki, ECOC2007, 10.6.1., 2007 13. M. Popov, NOC2008 14. Z. Belfqih et al., NOC2008 15. T. Duong et al., ECOC2008, WE.1.F4, 2008 16. S. Randel et al, ECOC2007, Tu5.1.1 17. F. Breyer et al, ECOC2007, Th9.6.6 18. S.C.J Lee et al, OFC2008, OWB3 19. B. Charbonnier et al, ECOC2008, We3.F.5 200 201