Systèmes Electroniques TD2-3 Amplification Prérequis : Le quadripôle : principe de représentation, utilisation. Impédances d’entrée et impédances de sortie. AOP : fonctionnement linéaire, AO idéal et réel. Introduction L’amplificateur d’instrumentation Si, dans la plupart des cas, le modèle parfait de l’amplificateur opérationnel suffit pour la mise en équation au 1er ordre, il existe des limitations physiques qu’il faut parfois prendre en compte selon l’application considérée. Nous nous proposons d’étudier deux cas particuliers : le slew rate (imperfection dynamique) et la réjection de mode commun (imperfection statique). La tension de mesure issue d’un capteur est une tension différentielle entre deux points de mesure : Vd =V1 -V2 (cf. figure 3). Vd capteur Vd V1 V2 V1 V2 Vmc Le slew rate Le slew rate indique la vitesse maximale de variation de la tension de sortie. C’est donc un paramètre critique pour les applications à haut débit. La limitation de slew rate est due à deux paramètres: le courant maximal de sortie et la capacité de charge présente en sortie. En effet, le schéma de la figure 1, montre que pour une valeur de C fixée et un courant Is limité à Ismax, la pente dVs /dt ne peut dépasser SR=Ismax/C. Pour caractériser le slew rate d’un amplificateur opérationnel, on utilise le montage suiveur représenté figure 2. Is Vs C Fig.1 - Ve & + Fig.2 : montage suiveur 1. Donner l’allure de la tension de sortie Vs pour une tension d’entrée Ve sinusoïdale : Ve= Vmax sin(ωt) 1.1 À quelles conditions Vs est-elle parfaitement identique à Ve. 1.2 Donner l’allure de la tension Vs dans le cas où Vmax.ω << Slew Rate. _ TD2-3 Fig.3 : définition des tensions différentielle et de mode commun On définit la tension de mode commun Vmc comme étant la tension commune à V1 et V2 qui ne contient pas d’information. Dans certains cas, elle peut être très supérieure à la tension différentielle Vd . Les deux tensions V1 et V2 peuvent s’écrire: V1 =Vmc+Vd /2 et V2 =Vmc-Vd/2. Soit un amplificateur dont la tension de sortie Vs dépend de deux tensions V1 et V2 , la tension de sortie de cet amplificateur vaut Vs0 quand V1 =V10 et V2 =V20 , cet état correspond à l’état stationnaire ou encore état de repos. La tension de sortie s’exprime par la relation suivante : Vs = A1 .V1 + A2 .V2 Pour mesurer A1 , il suffit de faire V2 =0 et de mesurer Vs /V1 . On procède de même pour A2 (V1 =0). La relation précédente devient : Vs = ½ (A1 -A2)Vd + ½ (A1 +A2 )Vmc On définit généralement le gain différentiel Ad =½(A1 -A2 ) et le gain en mode commun Amc=½(A1 +A2) : Vs = Ad Vd + AmcVmc 1. Nous commencerons par l’étude d’un amplificateur d’instrumentation à deux étages représenté figure 4. 1.1 En considérant les amplificateurs opérationnels comme idéaux, exprimer la 2002-2003 tension de sortie Vs en fonction des deux tensions V1 et V2 . Donner l’expression du gain différentiel et du gain de mode commun. R1 figure 4 comme réel, recalculer la nouvelle expression de Vs . R1(1-X) R2 R2(1+X) A R1 R2 - - & + R1 (1+X) - & & - A + + V2 R2 (1-X) & + Vmc V1 Fig. 5 Fig. 4 1.5 Conclure sur les raisons de l’apparition d’un mode commun sur un montage d’amplificateur d’instrumentation à deux étages. 1.2 Que peut-on dire de l’impédance d’entrée de ce montage ? 1.3 La valeur des résistances est connue avec une précision x. En tenant compte de cette incertitude des résistances (fig. 5), calculer la nouvelle expression du gain commun (prendre V1=V2=Vmc). 1.4 Considérons maintenant un A.O. réel présentant des imperfections de mode commun. En considérant seulement le deuxième amplificateur opérationnel du montage de la L’inconvénient principal d’un tel montage réside dans l’impossibilité de régler directement le gain. Étudions maintenant un amplificateur d’instrumentation à 3 étages. Dans le schéma de la figure 7, on suppose, dans un premier temps, l’A.O. idéal. Exprimer Vs en fonction de V1 et V2 . Quel est l’intérêt de la résistance Rg ? V1 + & R - Rg R - 2R R 2R & Vs + - R & + V2 Fig . 7 TD2-3 2002-2003 Conception de filtres Pré-requis : Gabarits fréquentiels des filtres (fc, fstop , attenuation hors bande, ondulation) ; Fonctions d'approximation de la fonction de transfert (Butterworth, Chebyshev) ; Normalisation des paramètres ; Ampli-op idéal 1. Position du problème coupure f0 , la fréquence d'arrêt fs et l'attenuation hors bande, A, en dB. Un signal vocal occupe la bande spectrale 20Hz-3.4kHz. Un tel signal a été transmis sur une longue distance en format numérique 8 bits. Il est restitué dans le domaine audio par un convertisseur numérique-analogique. Le signal ainsi restitué est parasité par des harmoniques dues à l'échantillonnage du signal à 12.5kHz : la fréquence la plus basse nondésirée est mesurée à 9.1kHz avec une attenuation de –7.65dB par rapport au signal désiré. Les harmoniques sont bien dans la bande de signaux audibles (jusqu'à 20kHz). Il s'agit donc de filtrer ce signal avant de l'envoyer vers des enceintes. Un synoptique du système est présenté cidessous. c) La réponse en fréquence H(ω) d'un filtre Butterworth peut être exprimée comme suit : 1 H (ω ) = 2n ω 1+ ω0 où n représente l'ordre du filtre. a) Nous avons vu dans le TD précédent (oscilloscope numérique) que le rapport signal à bruit (SNR : signal to noise ratio) d'un signal analogique ayant passé par une conversion dans le domaine numérique peut s'exprimer en fonction du nombre de bits N. L'expression est : SNR = 6.02N + 1.76 dB 2. Réalisation A partir d'étages de premier ou second ordre, des filtres d'ordre élevé peuvent être Déterminer la valeur minimale de n pour le gabarit trouvé en (b). d) Ecrire la fonction normalisée du filtre. e) Normaliser cette fonction à f0 pour l'application. Y4 Vi Y1 Y3 - Y2 Afin de définir l'atténuation du filtre, nous admettons que l'amplitude des fréquences non-désirées après filtrage ne doit pas dépasser la moitié du bruit de quantification. Quelle est l'atténuation minimale hors bande du filtre ? Y5 Vo + Fig. 2 : Réseau MFB (multiple feedback) "double échelle" générique réalisés. Un étage générique qui permet de réaliser des fonctions de second ordre est représenté ci-dessous. NB : Y = admittance b) Dessiner le gabarit du filtre requis, en faisant apparaître la fréquence de TD2-3 2002-2003 a) A priori, est-ce que vous pensez que l'admittance Y5 figurera dans la fonction de transfert de ce circuit ? b) En supposant l'amplificateur idéal, exprimer Vo en fonction de Vi. c) Chaque composant passif peut être remplacé par un élément de type résistif ou capacitif pour réaliser une fonction de type passe-bas, passe-haut ou passe-bande. L'expression générale pour une fonction passe-bas de second ordre peut s'écrire de la façon suivante: H0 H ( s) = 2 s 1 + s +1 2 ω p ω pQ où H0 est le gain en bande passante, ωp est la pulsation propre du filtre et Q est le facteur de qualité des pôles. Identifier les types d'éléments pour réaliser la fonction passe-bas, et réécrire la fonction trouvée dans 2(b) en remplaçant les admittances par les valeurs symboliques des composants. d) Choisir des valeurs numériques des éléments d'un des étages de second ordre pour réaliser une partie de la fonction de transfert. Prendre R1 =5kΩ et C2 =15nF pour définir les autres valeurs. Pensez-vous qu'il est possible de minimiser l'écart entre les valeurs des composants de même type (résistances et capacités) ? Quel en serait l'intérêt ? Fig. 4 : Réponses temporelles des systèmes normalisés de second ordre, pour ζ variant Polynômes normalisés du filtre Butterworth : B1 (s) = s + 1 B2 (s) = s2 + 1.414s + 1 B3 (s) = (s + 1)(s2 + s + 1) B4 (s) = (s2 + 0.765s + 1)(s2 + 1.848s + 1) B5 (s) = (s + 1)(s2 + 0.618s + 1) (s2 + 1.618s + 1) B6 (s) = (s2 + 0.518s + 1) (s2 + 1.414s + 1)(s2 + 1.932s + 1) B7 (s) = (s + 1)(s2 + 0.445s + 1) (s2 + 1.247s + 1)(s2 + 1.802s + 1) B8 (s) = (s2 + 0.390s + 1) (s2 + 1.111s + 1)(s2 + 1.663s + 1) (s2 + 1.962s + 1) e) Pour les étages de second ordre, déterminer les réponses en temps à un échelon, en vous servant des abaques donnés ci-dessous (il est à noter que dans cette figure, ζ=1/2Q). Vi / V 1 t/s TD2-3 Fig. 3 : Fonction "echelon" 2002-2003