Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à
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N° d'ordre : 2005-ISAL-0068 Année 2005 Thèse Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm Présentée devant L’Institut National des Sciences Appliquées de Lyon Pour obtenir le grade de Docteur Formation Doctorale : Dispositifs de l'Electronique Intégrée École Doctorale : Sciences pour l'Ingénieur de Lyon : Electronique, Electrotechnique, Automatique (EEA) Par Cristian ANDREI Ingénieur de l’Université Polytechnique de Bucarest Soutenue le 11 octobre 2005 devant la Commission d’Examen Jury : O. M. G. Y. C. F. LLOPIS PRIGENT GUILLOT DEVAL GONTRAND CALMON Directeur de Recherche CNRS Professeur Professeur Professeur Professeur Maître de Conférences LAAS, Toulouse IRCOM, Limoges LPM, Lyon IXL, Bordeaux LPM, Lyon LPM, Lyon Rapporteur Rapporteur Président du jury Examinateur Directeur de Thèse Co-directeur de Thèse Ingénieur STMicroelectronics, Grenoble Invité : S. RAMET Thèse préparée au Laboratoire de Physique de la Matière, UMR CNRS 5511, INSA Lyon SIGLE ECOLE DOCTORALE CHIMIE DE LYON E2MC E.E.A. E2M2 EDIIS EDISS Math IF MEGA NOM ET COORDONNEES DU RESPONSABLE M. Denis SINOU Université Claude Bernard Lyon 1 Lab Synthèse Asymétrique UMR UCB/CNRS 5622 Bât 308 Responsable : M. Denis SINOU 2ème étage 43 bd du 11 novembre 1918 69622 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.44.81.83 Fax : 04 78 89 89 14 [email protected] ECONOMIE, ESPACE ET MODELISATION M. Alain BONNAFOUS Université Lyon 2 DES COMPORTEMENTS 14 avenue Berthelot MRASH M. Alain BONNAFOUS Responsable : M. Alain BONNAFOUS Laboratoire d’Economie des Transports 69363 LYON Cedex 07 Tél : 04.78.69.72.76 Alain.bonnafous∂ish-lyon.cnrs.fr ELECTRONIQUE, ELECTROTECHNIQUE, M. Daniel BARBIER AUTOMATIQUE INSA DE LYON Laboratoire Physique de la Matière Bâtiment Blaise Pascal M. Daniel BARBIER 69621 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.43.64.43 Fax 04 72 43 60 82 [email protected] M. Jean-Pierre FLANDROIS EVOLUTION, ECOSYSTEME, UMR 5558 Biométrie et Biologie Evolutive MICROBIOLOGIE, MODELISATION Equipe Dynamique des Populations Bactériennes http://biomserv.univ-lyon1.fr/E2M2 Faculté de Médecine Lyon-Sud Laboratoire de Bactériologie BP 1269600 OULLINS M. Jean-Pierre FLANDROIS Tél : 04.78.86.31.50 Fax 04 72 43 13 88 E2m2∂biomserv.univ-lyon1.fr INFORMATIQUE ET INFORMATION M. Lionel BRUNIE POUR LA SOCIETE INSA DE LYON http://www.insa-lyon.fr/ediis EDIIS Bâtiment Blaise Pascal M. Lionel BRUNIE 69621 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.43.60.55 Fax 04 72 43 60 71 [email protected] INTERDISCIPLINAIRE SCIENCES-SANTE M. Alain Jean COZZONE http://www.ibcp.fr/ediss IBCP (UCBL1) 7 passage du Vercors 69367 LYON Cedex 07 M. Alain Jean COZZONE Tél : 04.72.72.26.75 Fax : 04 72 72 26 01 [email protected] MATERIAUX DE LYON M. Jacques JOSEPH http://www.ec-lyon.fr/sites/edml Ecole Centrale de Lyon Bât F7 Lab. Sciences et Techniques des Matériaux et des M. Jacques JOSEPH Surfaces 36 Avenue Guy de Collongue BP 163 69131 ECULLY Cedex Tél : 04.72.18.62.51 Fax 04 72 18 60 90 [email protected] M. Franck WAGNER MATHEMATIQUES ET INFORMATIQUE FONDAMENTALE Université Claude Bernard Lyon1 http://www.ens-lyon.fr/MathIS Institut Girard Desargues UMR 5028 MATHEMATIQUES M. Franck WAGNER Bâtiment Doyen Jean Braconnier Bureau 101 Bis, 1er étage 69622 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.43.27.86 Fax : 04 72 43 16 87 [email protected] MECANIQUE, ENERGETIQUE, GENIE M. François SIDOROFF CIVIL, ACOUSTIQUE Ecole Centrale de Lyon http://www.lmfa.ec-lyon.fr/autres/MEGA/index.html Lab. Tribologie et Dynamique des Systêmes Bât G8 36 avenue Guy de Collongue M. François SIDOROFF BP 163 69131 ECULLY Cedex Tél :04.72.18.62.14 Fax : 04 72 18 65 37 [email protected] REMERCIEMENTS Le travail présenté dans ce mémoire a été réalisé au sein de l’équipe « Composants et circuits radiofréquences » du Laboratoire de Physique de la Matière (LPM) de l’INSA de Lyon. Je tiens à remercier Monsieur Gérard Guillot, Directeur du LPM, pour la confiance qu’il m’a témoignée en m’accueillant dans le laboratoire mais aussi pour m’avoir fait l’honneur de présider le jury de thèse. J’exprime mes remerciements à Monsieur Olivier Llopis, Directeur de recherche au CNRS, pour m’avoir accueilli dans les locaux du LAAS à Toulouse afin d’effectuer des mesures de bruit de phase des VCOs, pour ses conseils concernant la mesure du bruit de phase, et de m’avoir fait l’honneur de juger ce travail, en acceptant d’être rapporteur de cette thèse. Je remercie également à ce titre Monsieur Michel Prigent, Professeur à l’Université de Limoges. Je remercie Messieurs Yann Deval, Professeur à l’Université de Bordeaux 1, et Serge Ramet, Ingénieur à STMicroelectronics Grenoble, d’avoir accepté de siéger dans le jury de soutenance en qualité d’examinateurs. Je remercie Monsieur Christian Gontrand, Professeur à l’INSA de Lyon, directeur de cette thèse et responsable de l’équipe « Composants et circuits radiofréquences », de m’avoir accueilli au sein de l’équipe mais aussi pour son soutien et ses conseils durant ces trois années. Je tiens tout spécialement à remercier Monsieur Francis Calmon, Maître de Conférences à l’INSA de Lyon, qui a assuré la co-direction de cette thèse. L’aboutissement de ces travaux a été possible grâce à sa disponibilité, son implication et l’enthousiasme avec lequel il m’a encadré. Son aide et ses conseils sont inséparables de la mise en œuvre de ce travail. Je remercie Monsieur Jacques Verdier, Maître de Conférences à l’INSA de Lyon, pour ses conseils concernant le développement du banc de mesure de bruit de phase et la conception de VCOs mais aussi pour son soutient et sa convivialité. Un grand merci à tous les doctorants du laboratoire, avec qui j’ai partagé tant de choses durant ces années: Jérémy Raoult, Arnaud Beaumont, Charles Populaire, Stéphane Burignat, Alexandru Andrei, Boubker Fares, Simon Jeanot, Olivier Valorge, Damien Brunel, Yoann Rozier, Emeline Mery, Jean-Francois Lelievre, Anne-Sophie Dehlinger, Théodore Nguyen, Lino Eugene, Patrick Poissant, Jose-Cruz Nunez-Perez, Stéphane Ferraton. Je remercie les secrétaires du laboratoire, en particulier Mesdames Patricia Combier, Martine Rojas et Mériem Laboune, pour leur travail efficace et leur convivialité qui sont d’un grand secours dans le quotidien. Je n’oublierai pas les personnes qui m’ont apporté leur aide technique avec disponibilité et efficacité : Messieurs Jacques Delmas, Manuel Berenguer, Robert Perrin et Philippe Girard. J’adresse également mes remerciement à tout le personnel du laboratoire, et plus spécialement à ceux de 6-ème étage pour leur convivialité et leur bonne humeur qui ont rendu « plus lumineuses » les journées de travail. Je voudrais particulièrement exprimer ma gratitude à Mademoiselle Marie-France Albenge qui a encadré mon stage de DEA, pour ses conseils et son soutien qui m’ont déterminé à poursuivre la recherche scientifique. Enfin, je remercie les personnes qui me sont chères, mes parents Maria et Vasile sans qui je n’aurais jamais pu faire mes études, ma sœur Violeta, mon frère Nicu, leurs familles, tous mes amis et bien sûr mon épouse Mihaela qui m’a montré tout son amour et m’a apporté son aide dans les moments les plus difficiles. Je vous dédie cette thèse. SOMMAIRE Introduction générale.......................................................................................... 1 1. Présentation du couplage par le substrat dans les circuits mixtes et radiofréquences, et focalisation sur un oscillateur contrôlé en tension ......... 5 1.1 Introduction ................................................................................................................ 5 1.2 Le bruit substrat.......................................................................................................... 6 1.2.1 Les différents types de substrat dans les technologies silicium ......................... 6 1.2.2 Sources de bruit substrat .................................................................................... 8 1.3 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat............................ 9 1.3.1 Modèle substrat de bas niveau ........................................................................... 9 1.3.2 Modélisation de la génération du bruit substrat ............................................... 11 1.4 Impact du bruit de couplage par le substrat sur les circuits analogiques et radiofréquences .................................................................................................................... 16 1.5 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC 18 1.5.1 Caractéristiques des oscillateurs à cellule résonante LC.................................. 19 1.5.2 Layout et effets substrat sur les composants actifs et passifs........................... 20 1.6 Techniques de diminution du couplage par le substrat dans les circuits intégrés mixtes et radiofréquences..................................................................................................... 26 1.6.1 Techniques de réduction du couplage par le substrat au niveau du circuit ...... 26 1.6.2 Méthodes d’isolation au niveau du layout........................................................ 28 1.7 Conclusion................................................................................................................ 31 1.8 Bibliographie............................................................................................................ 31 2. Métrologie du bruit de phase dans les oscillateurs contrôlés en tension (VCO).................................................................................................................. 37 2.1 Introduction .............................................................................................................. 37 2.2 Techniques de mesure du bruit de phase.................................................................. 37 2.2.1 Mesures directes à l’analyseur de spectre et systèmes d’acquisition de données (DAS - Data Acquisition System).................................................................................... 37 2.2.2 Mesures à référence active ............................................................................... 39 2.2.3 Mesures avec une référence passive................................................................. 42 2.3 Présentation du banc de mesures réalisé .................................................................. 45 2.4 Mise au point du banc de mesures du bruit de phase ............................................... 49 2.4.1 Caractérisation des composants ....................................................................... 49 2.4.2 Configuration employée................................................................................... 52 2.5 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable ......................................... 53 2.5.1 Sources de bruit affectant le plancher .............................................................. 53 2.5.2 Corrélation croisée ........................................................................................... 54 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm i 2.5.3 Mesures du plancher de bruit et du bruit de phase minimum détectable ......... 55 2.6 Système de contrôle et d’acquisition........................................................................ 61 2.7 Perspectives.............................................................................................................. 61 2.8 Conclusion................................................................................................................ 62 2.9 Bibliographie............................................................................................................ 63 3. Conception et caractérisation d’oscillateurs contrôlés en tension intégrés en technologie BiCMOS 0,35 µm ...................................................... 67 3.1 Introduction .............................................................................................................. 67 3.2 Etat de l’art ............................................................................................................... 68 3.3 Conception de l’oscillateur contrôlé en tension (VCO) ........................................... 70 3.3.1 Schéma électrique du VCO et du buffer associé.............................................. 70 3.3.2 Analyse linéaire de l’oscillateur....................................................................... 72 3.4 Layout des circuits ................................................................................................... 72 3.5 Techniques de caractérisation .................................................................................. 74 3.5.1 Cartes de test .................................................................................................... 74 3.5.2 Méthodes de caractérisation du VCO............................................................... 76 3.6 Résultats des mesures............................................................................................... 78 3.6.1 Caractéristiques en fréquence et puissance ...................................................... 78 3.6.2 Caractéristiques du buffer ................................................................................ 83 3.6.3 Bande de modulation........................................................................................ 84 3.6.4 Bruit de phase................................................................................................... 85 3.6.5 Influence de la protection substrat des inductances sur la porteuse................. 87 3.6.6 Dispersion entre les puces ................................................................................ 91 3.7 Conclusion................................................................................................................ 92 3.8 Bibliographie............................................................................................................ 93 4. Méthode de simulation, de caractérisation et de modélisation de la propagation et de l’impact du bruit substrat sur un VCO ........................... 97 4.1 Introduction .............................................................................................................. 97 4.2 Etude de la sensibilité des alimentations, de la masse et du substrat. Méthodes d’analyse............................................................................................................................... 97 4.3 Analyse des fonctions de sensibilité statique du VCO........................................... 100 4.3.1 Fonctions de sensibilité des alimentations ..................................................... 100 4.3.2 Fonctions de sensibilité de la masse............................................................... 102 4.3.3 Fonctions de sensibilité des plots sur le substrat............................................ 103 4.4 Impact des perturbations sinusoïdales appliquées dans le substrat du VCO (méthode d’analyse de Psbc) .............................................................................................................. 105 4.5 Propagation des perturbations substrat................................................................... 107 4.5.1 Différentes voies de propagation du bruit substrat......................................... 107 4.5.2 Vérification de l’hypothèse de propagation par la masse interne .................. 108 4.5.3 Modèle de propagation du bruit substrat par la masse ................................... 110 4.6 Caractérisation du VCO avec la partie numérique active ...................................... 113 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm ii 4.6.1 Caractérisation et modélisation du bruit à coté de la porteuse du VCO généré à la commutation du numérique........................................................................................ 113 4.6.2 Changement de la fréquence du VCO avec l’activité du numérique ............. 118 4.7 Perturbations générées par le VCO ........................................................................ 119 4.8 Conclusion.............................................................................................................. 121 4.9 Bibliographie.......................................................................................................... 123 Conclusion générale ........................................................................................ 125 Annexe A: Présentation de la technologie BiCMOS 0,35 µm ..................... 127 Technologie BiCMOS 0,35 µm de STMicroelectronics (BiCMOS 6G) ........................... 127 Annexe B : Calculs, utilisation, photos et programmation du banc de mesures du bruit de phase .............................................................................. 129 Réponse d’un discriminateur de fréquence ........................................................................ 129 Photos du banc de mesures du bruit de phase réalisé au laboratoire.................................. 131 Notice d’utilisation du banc de mesures du bruit de phase des oscillateurs....................... 133 Synoptique du programme Labview implémenté pour piloter les appareils de mesures... 135 Annexe C : Description de la carte de test .................................................... 139 Schéma électrique de la carte de test.................................................................................. 139 Description des broches du circuit ..................................................................................... 141 Annexe D: Méthode de la réponse impulsionnelle (ISF - Impulse Sensitivity Response) appliquée au VCO......................................................................... 143 Présentation de la méthode................................................................................................. 143 Application de l’étude de la réponse impulsionnelle sur un VCO intégré......................... 144 Bilan de l’utilisation de la fonction ISF sur le VCO .......................................................... 147 Extension de la réponse impulsionnelle au bruit de phase dans les VCOs ........................ 147 Annexe E : Extraction de résistances entre contacts substrat .................... 151 Annexe F: Simulation du bruit de phase et contributions des sources de bruit .................................................................................................................. 153 Annexe G : Bibliographie personnelle........................................................... 157 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm iii Introduction générale Depuis les années 2000 et malgré la crise économique de la « bulle technologique » Mobilité et Qualité de Service (QoS : Quality of Service) sont les maîtres mots de notre vie sociale mais également de l’industrie de la microélectronique. N’est-il pas connu, même dans les grands groupes, que c’est le département Marketing et Usages – si l’on peut l’appeler ainsi – qui gouverne les orientations de l’entreprise. En effet, ses besoins comme ceux du particulier s’orientent aujourd’hui vers de nouveaux services associés à une incessante augmentation de l’autonomie. Du point de vue système, la QoS s’exprime alors par des débits de plus en plus élevés et des taux d’erreurs binaires faibles. Du point de vue circuit, architecture & technologie, les terminaux mobiles intègrent de plus en plus de fonctions différentes et diversifiées ; ce qui implique le développement des systèmes sur puce (SoC) où les fonctions analogiques, radiofréquences (RF), et numériques sont au maximum intégrées et miniaturisées sur un même substrat. C’est dans ce cadre que ce travail de recherche s’inscrit. Nous avons basé notre effort sur la partie radiofréquence la plus sensible d’un terminal mobile qu’est la synthèse de fréquence. Nous pouvons rappeler en effet que la pureté des signaux RF gouverne la sensibilité des récepteurs - via le bruit de phase ou de fréquence de toute sources micro-ondes - et qu’il apparaît donc indispensable de focaliser les travaux de recherche sur cet objet, que ce soit du point de vue de sa conception et de son optimisation mais également vis-à-vis de son comportement, de sa sensibilité en présence des parties digitales dans le cadre de son intégration de type SoC. Pour ce qui est de la technologie semi-conducteur retenue, nous avons choisi une technologie BiCMOS mature (technologie BiCMOS 0,35 µm de STMicroelectronics), technologie de plus en plus utilisée dans les systèmes de radiocommunications pour des raisons évidentes de coût à performances fixées identiques. En raison de ses faibles propriétés d’isolation, le silicium devient avec l’augmentation de la fréquence, un facteur limitatif des caractéristiques des composants et des circuits intégrés. En effet, le couplage capacitif entre le substrat et les composants ou les connexions, a comme effet la dissipation d’énergie dans le substrat et la dégradation des facteurs de qualité. Cette dégradation limite les caractéristiques des oscillateurs principalement en bruit de phase, mais aussi en fréquence et en puissance. Dans un circuit intégrant des étages numériques et des étages RF, les parasites générés à la commutation du numérique, appelés dans la littérature « bruit substrat », sont couplés par le substrat aux étages RF sensibles. Les oscillateurs sont fortement vulnérables au couplage, le bruit substrat converti à côté de la porteuse dégrade le spectre de sortie amenant des mauvaises caractéristiques en bruit de phase. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 1 La conception d’un VCO (Voltage Controlled Oscillator - oscillateur contrôlé ou commandé en tension) implique la résolution des problèmes liés au couplage par le substrat. Le concepteur de circuits mixtes et RF, est confronté à ces problèmes, souvent insuffisamment pris en compte dans les outils de conception actuels. Le travail que nous allons présenter est basé sur de nombreuses mesures des signaux du VCO et des perturbations du substrat. Nous souhaitons montrer aux concepteurs, en partant d’un circuit particulier, un VCO à 4.5 GHz et des réseaux numériques formés par des inverseurs, les problèmes qui peuvent être engendrés par le substrat. Certains aspects de ce circuit particulier peuvent être pris comme point de départ pour la généralisation à d’autres architectures RF et d’autres technologies. Notre manuscrit est composé de quatre parties portant sur : 9 l’analyse du bruit substrat dans les circuits mixtes réalisés sur silicium résistif et de l’impact de ce bruit sur des circuits analogiques RF, 9 la métrologie du bruit de phase des oscillateurs, 9 la caractérisation des VCOs monolithiques, 9 la caractérisation et la modélisation de l’impact du bruit substrat sur le bruit de phase d’un oscillateur. Ainsi, dans le premier chapitre, nous commençons par décrire les mécanismes physiques qui interviennent dans la dégradation des performances des circuits en raison des propriétés non-idéales du substrat. Nous sommes alors amenés à discuter de la génération du bruit substrat et de son impact sur les circuits analogiques ainsi que des effets du substrat sur les composants d’un oscillateur. Dans le deuxième chapitre, nous nous intéressons à la métrologie du bruit de phase des oscillateurs intégrés. L’analyse des caractéristiques en bruit de phase doit être réalisée en raison de son importance dans la conception des oscillateurs. Le banc nécessaire à cette analyse est largement détaillé, sa mise au point étant validée par la mesure de sa résolution. Le troisième chapitre se focalise sur les circuits VCO réalisés lors de nos études. Nous décrivons les structures ainsi que leurs architectures « layout », pour situer les caractéristiques mesurées par rapport à leur réalisation technologique. Pour mesurer ces caractéristiques, nous présentons une carte de test et des méthodes adaptées de caractérisation. Le dernier chapitre aborde l’analyse du couplage par le substrat entre des étages numériques et le VCO. L’impact de la commutation des cellules numériques est analysé à travers différents aspects. D’abord, les méthodes d’analyse et de simulation de l’impact sont déterminées. Ensuite, ces méthodes sont utilisées pour l’identification de la propagation du bruit substrat dans le VCO ainsi que pour la quantification de son impact. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 2 Cette étude a été menée en parallèle avec le travail de thèse d’Olivier Valorge. Les circuits mixtes ont été réalisés conjointement avec pour objectif : « l’étude de la méthodologie de conception en prenant en compte le substrat » pour Olivier Valorge, « l’impact du bruit substrat sur les VCOs intégrés » pour notre part. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 3 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 4 Introduction 1. Présentation du couplage par le substrat dans les circuits mixtes et radiofréquences, et focalisation sur un oscillateur contrôlé en tension 1.1 Introduction L’intégration de fonctions radiofréquences dans les circuits mixtes laisse apparaître des problèmes de couplage entre les signaux numériques et analogiques, liés à la mauvaise isolation du substrat (figure 1.1). Ainsi, le bruit généré à la commutation des étages numériques se propage par le substrat conducteur et touche les étages analogiques [1]. De plus, la faible isolation du silicium utilisé comme support, permet une importante dissipation d’énergie dans le substrat des circuits fonctionnant en haute fréquence. Par suite, les composants réalisés sur un tel type de substrat ont des facteurs de qualité de faible valeur. Cette valeur réduite des facteurs de qualité limite les performances des circuits et dégrade leur facteur de mérite. GND Numérique Vdd Numérique Isw GND Analogique Isw In G Out N+ P+ N+ + Pp+ N+ P+ P+ S D N+ N+ e-'s N-well Substrat P Figure 1.1. Propagation du bruit Problématique du couplage par le substrat Dans ce chapitre, nous examinons tout d’abord la modélisation du bruit substrat : génération et propagation. Nous abordons ensuite l’impact du bruit généré par des circuits numériques sur les étages RF situés sur le même substrat. Nous présentons les caractéristiques électriques des composants de la technologie BiCMOS influencés par les signaux parasites propagés par le substrat. La technologie utilisée dans ce travail de thèse est décrite dans l’annexe A. Enfin, nous terminons ce chapitre par la présentation de techniques actuelles d’isolation des circuits RF. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 5 Le bruit substrat 1.2 Le bruit substrat 1.2.1 Les différents types de substrat dans les technologies silicium Sur la figure 1.2, nous présentons les profils de substrat typiques des technologies bipolaire et CMOS [2]. Le substrat est formé par une ou plusieurs couches de silicium de différentes natures. Des couches de conductivité différente sont ajoutées au support substrat par des procédées variées comme la diffusion, l’implantation des ions, la croissance par épitaxie. Différentes couches d’oxyde (SiO2) sont aussi déposées pour réaliser l’isolation entre les régions du substrat et entre les couches de métallisation. oxyde oxyde ~1 Ω·cm tepi=3µm ~10 Ω·cm tepi=3µm ~12 Ω·cm tsub=400µm ~0.01 Ω·cm tsub=400µm a) Technologie BiCMOS (bipolaire) b) Technologie CMOS Figure 1.2. Section transversale du substrat couramment utilisé dans les technologies classiques [2] Dans la technologie CMOS standard, le substrat peut être considéré comme un nœud unique en raison de sa faible résistivité (typiquement 0.01 Ω·cm). Sur un tel substrat, le bruit généré à la commutation des étages numériques, est propagé vers tous les blocs intégrés. De plus, pour les composants passifs (par exemple les inductances), le substrat conducteur dégrade davantage leurs caractéristiques. Par exemple, pour une inductance située au-dessus du substrat, le champ électromagnétique pénètre légèrement le silicium engendrant des faibles pertes dans le substrat. La composante électrique du champ électromagnétique engendre des pertes en raison du courant de déplacement qui apparaisse dans le silicium. La composante magnétique induit des courants tourbillonnaires dans le silicium. Les caractéristiques conductrices du substrat le font réagir comme un « plan de masse », les courants de surface induits générant un champ magnétique contraire à celui des spires par rapport à la même inductance qui n’aurait pas de couplage, qui engendre une augmentation de la fréquence de résonance et une diminution du facteur de qualité de l’inductance. Pour un substrat hautement conducteur, l’apparition des courants induits tourbillonnaires représente le principal effet substrat. L’emploi d’un substrat faiblement conducteur au-dessous de la spire ainsi que la diminution de la capacité parasite entre le substrat et les composants peuvent améliorer notablement les performances Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 6 Le bruit substrat de l’inductance. La majorité des substrats utilisés dans les technologies bipolaire ou BiCMOS ont des résistivités standards de 10-20 Ω·cm. Ces technologies sont couramment employées pour la réalisation des circuits RF et micro-ondes. Aujourd’hui, un grand nombre de circuits mixtes intégrant de fonctions RF sont réalisés avec les nouvelles filières technologiques CMOS, utilisant un substrat résistif de l’ordre de 20 Ω·cm. Pour ces valeurs de résistivité, le bruit généré par le couplage substrat dépend de l’emplacement de la source de bruit (étages numériques) par rapport à l’emplacement de la victime (étages analogiques et RF). Dans ce type de technologie, la propagation des parasites générés lors des commutations devient donc une étape importante dans l’étude du bruit et du couplage par le substrat. De plus, l’utilisation de substrats de plus en plus résistifs induira moins de pertes pour les composants passifs intégrés (inductances) [3]. Néanmoins, pour cette valeur de la résistivité usuelle de 20 Ω·cm, les pertes induites électriquement dominent les pertes dans le substrat dans la bande 1-10 GHz [4]. La métallisation face arrière, connectée ou non connecté à la masse, intervient dans le couplage du bruit par le substrat. En haute fréquence, pour les substrats à faible résistivité, les courants sont contraints de passer principalement par la surface du substrat, tandis que pour une résistivité augmentée, les courants passent surtout par la zone profonde du silicium et éventuellement par la face arrière. Les substrats résistifs sont moins chers et ont des meilleures caractéristiques d’isolation mais ils ont une mauvaise immunité contre les déclenchements des transistors parasites (effet « latch up »). Pour leur isolation, ils sont surtout préférés pour la réalisation des circuits analogiques et des mémoires DRAM. Cependant, dans les dernières technologies, l’immunité aux déclenchements parasites a été augmenté par : la diminution de la tension d’alimentation, l’utilisation des profils de dopage progressifs ainsi que par de nouvelles techniques d’isolation. Le tableau 1.1 [5] présente la résistivité du substrat en fonction de la concentration de dopants. Le substrat peut être considéré comme purement résistif en dessous d’une fréquence de coupure f c , qui est définie par la relation suivante : fc = 1 2πρ subε Si (1. 1) où ρ sub et ε Si représentent la résistivité et la permittivité du silicium. Niveau de dopage [cm-3] 1014 1015 1016 1018 Résistivité [Ω·cm] 125.6 12.7 1.4 0.035 fc [GHz] 1.2 12 >100 >1000 Tableau 1.1. Comparaison entre les fréquences de coupure du substrat en silicium en fonction de son niveau de dopage ou de sa résistivité [5] Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 7 Le bruit substrat Dans le tableau 1.1, la fréquence de coupure est donnée par rapport au niveau de dopage. Ainsi, si la résistivité est grande et la fréquence de fonctionnement grande (par exemple 2 GHz), alors l’hypothèse de substrat « purement résistif » n’est plus valable. 1.2.2 Sources de bruit substrat Tous les courants injectés dans le substrat peuvent provoquer des fluctuations du potentiel substrat. Ces fluctuations sont appelées dans la littérature « bruit substrat », même si elles ne représentent pas un vrai bruit. Dans certaines publications [6], les auteurs parlent aussi de bruit de couplage substrat, qui représente le bruit présent dans des circuits analogiques engendré par le bruit substrat. Le bruit substrat, pour les circuits réalisés sur un substrat de silicium résistif ou faiblement résistif, est généré principalement par quatre mécanismes (figures 1.1 et 1.3) : - les fluctuations de l’alimentation des blocs numériques qui se transmettent au substrat (GND) ou aux caissons N (Vdd), - le couplage capacitif des drains ou des sources des transistors MOS, - l’ionisation par impact dans les transistors, - les couplages capacitifs entre les pistes métalliques et le substrat. ionisation par impact vdd gnd signal drain source Substrat Figure 1.3. Les fluctuations Les mécanismes de génération du bruit substrat [7] d’alimentation, appelées couramment dans la littérature « sauts » d’alimentation, sont générées lors de la commutation des cellules des circuits numériques. Ces fluctuations apparaissent en raison du réseau RLC formé par les éléments parasites : inductance, condensateur et résistance de liaisons du boîtier au circuit (bonding, rail d’alimentation, piste en métal, etc.), et par l’impédance du circuit intégré, principalement capacitive [1]. Le courant consommé par la partie numérique engendre des sauts d’alimentation et des oscillations amorties à travers ce réseau modélisants la liaison avec le boîtier. L’alimentation étant reliée au substrat dans la plupart des technologies de portes logiques standards, les fluctuations de l’alimentation passent par une voie résistive dans ce substrat, à travers la résistance série du contact de l’alimentation Vss (ou GND), et Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 8 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat par une voie capacitive, à travers la capacité de la jonction N-well/substrat pour l’alimentation Vdd (voir figure 1.4). Ce mécanisme de génération est souvent la cause principale du bruit substrat [8]. Quant au deuxième mécanisme, le front de commutation entre le niveau haut et le niveau bas, qui transite par le drain des transistors MOS (exemple de l’inverseur), induit des courants dans le substrat à travers la capacité des jonctions drain-substrat (ou drain-caisson). La tension substrat qui est générée à la commutation a une forme similaire au front appliqué sur le drain mais de signe contraire. Ainsi, un front positif sur le drain va générer une amplitude crête négative dans le substrat. Les perturbations générées par le couplage capacitif sont donc différentes des fluctuations de la source d’alimentation. Pour ces dernières, des fronts de commutation (ascendants ou descendants) vont engendrer une augmentation du potentiel de la masse qui induit un pic de tension négative dans le substrat. L’ionisation par impact représente la troisième source de bruit substrat. Le phénomène d’ionisation par impact intervient dans le canal du transistor MOS (jonction canal drain polarisée en inverse) quand le champ électrique est suffisamment fort pour créer des porteurs « chauds », pouvant eux mêmes créer des paires électrons - trous [9]. Les trous vont générer à leur tour, un courant allant de la région drain vers le substrat (pour un MOS à canal N). Ce courant sera toujours positif, indépendamment du front de tension sur le drain. L’ionisation par impact peut être une source importante de bruit pour certaines technologies, étant dépendante principalement de l’association entre la tension d’alimentation et la longueur du canal. Le dernier mécanisme de génération de bruit substrat est relié au couplage capacitif entre les pistes conductrices et le substrat. Ce couplage, très dépendant de la géométrie du circuit, est en général négligé, sous l’hypothèse que les largeurs des pistes des étages numériques sont suffisamment faibles. 1.3 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat Dans un circuit intégrant une partie analogique et une partie numérique, l’étude du bruit substrat peut être faite typiquement avec trois modèles. Un modèle pour la génération du bruit substrat (modélisation des sources de bruit), ensuite un modèle pour la propagation du bruit dans le circuit (modélisation du couplage) et en dernier, un modèle pour le comportement des circuits atteints par le bruit (modélisation de l’impact). La modélisation des sources de bruit se focalise uniquement sur le bruit substrat créé par la partie numérique avec le mécanisme de fluctuations (sauts) d’alimentation. 1.3.1 Modèle substrat de bas niveau La reconstruction d’un modèle substrat commence par l’identification des couches qui forment les composants d’un circuit. Dans ce but, nous allons analyser la structure transversale d’un inverseur CMOS dans une technologie à substrat faiblement résistif (figure 1.4) [10]. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 9 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat in Vdd Vss out P+ N+ N+ P+ P-well P+ N+ N-well P- epi Substrat P+ Figure 1.4. Inverseur CMOS en technologie à substrat faiblement résistif (CMOS 0.35 µm) [10] Cette structure est formée par plusieurs couches substrat ayant des propriétés différentes. Ainsi, les éléments suivants sont extraits : des résistances modélisant la résistivité (de l’ordre de 10 Ω·cm) de la couche épitaxiée, la capacité de la jonction PN réalisé par la couche N-well avec le substrat épitaxié. Pour cette technologie, le substrat P+ est considéré comme un noeud unique. L’extraction des éléments résistifs du modèle peut être faite par des algorithmes utilisant la fonction de Green [11, 12] (« Boundary Element Method », voir annexe E). Le principe de ces algorithmes et d’identifier les surfaces en contact avec le substrat et d’extraire un réseau résistif qui relie ces surfaces. La méthode utilisant la fonction de Green conduit à des problèmes de capacité mémoire et de temps de simulation lorsque le circuit extrait est complexe [5]. Les logiciels SCA (Cadence) et SPACE [14] sont des outils qui réalisent l’extraction des paramètres substrat suivant la technique de Green. La résistance entre un contact substrat et le nœud substrat Rsub (pour un substrat faiblement résistif) peut être calculée avec l’expression suivante [14] : Rsub = Rsurface || R périmètre Rsurface = ρ epi tepi S , R périmètre = (1. 2) ρ epi P (1. 3) où Rsurface et R périmètre sont des résistances dépendantes de la géométrie du contact substrat, ρepi et tepi représente la résistivité et l’épaisseur de la couche épitaxiée. S et P sont respectivement la surface et le périmètre des contacts. Une autre méthode d’extraction substrat est de discrétiser le volume en régions élémentaires pour lesquels les éléments parasites Ri et Ci sont calculés en fonction des caractéristiques technologiques de la couche, cette méthode est implémentée dans le logiciel SubstrateStorm distribué par Cadence (anciennement Layin de Simplex) [13]. La limite de cette méthode réside sur la taille des matrices {Ri,Ci} calculées, nécessitant une étape de réduction valable sur une plage de fréquence. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 10 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat Dans une technologie à substrat résistif, celui-ci n’est plus un nœud unique. Pour sa modélisation, un réseau résistif doit être nécessairement extrait avec une des méthodes ou un des outils mentionnés ci-dessus. 1.3.2 Modélisation de la génération du bruit substrat Un modèle simple pour étudier le bruit substrat généré par un réseau de sept inverseurs connectés en série sur un substrat faiblement résistif, est représenté sur la figure 1.5 a). Sur la figure 1.5 b), sont comparées les courbes respectivement simulées avec ce modèle et mesurées par un capteur sur le substrat [16]. Les mesures ont été réalisées sous pointes, le modèle prend en considération les éléments parasites ajoutés par les pointes et utilise une extraction de type SPICE des inverseurs (modèle utilisé pour les transistors MOS : BSIM3V3, qui prend en compte le couplage entre le drain, la source et le substrat et l’ionisation par impact). Les sept pics obtenus correspondent à la commutation successive des inverseurs. a) Modèle électrique utilisé pour la modélisation de b) Courbes de bruit substrat obtenues par la génération du bruit substrat mesure directe et par simulation Figure 1.5. Bruit substrat généré par un réseau de sept inverseurs [16] La contribution des sources (sauts d’alimentation ou couplage avec le MOS) au bruit substrat a été analysée à partir de ce modèle par la simulation du signal généré avec des valeurs différentes des inductances d’alimentation [16]. Ces simulations ont montré que, pour des valeurs faibles des inductances (<100 pH), le bruit substrat croit linéairement avec l’inductance, étant dominé par le couplage avec le MOS. Pour des valeurs supérieures de l’inductance (>100 pH), le bruit substrat est dominé par les oscillations amorties de l’alimentation. Valorge et al. [7] ont réalisé une étude avec un modèle similaire, pour un circuit intégrant un réseau d’inverseurs commutant simultanément, ce circuit réalisé en technologie BiCMOS (substrat résistif, voir Annexe A) est monté dans un boîtier de type VFQFPN (boîtier dédié aux applications RF). Dans ce cas, les oscillations amorties de l’alimentation sont la source dominante de bruit. Nous représentons sur la figure 1.6, le modèle employé pour la simulation ainsi que les courbes obtenues. Le modèle prend en considération : les inductances (~ 1 nH) et les résistances parasites de la carte de test et des connexions (~ 1 Ω), la capacité de découplage sur la puce (~ 300 pF), l’extraction SPICE des Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 11 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat inverseurs implémentés et l’extraction du substrat avec SubstrateStorm. La mesure est réalisée sur un plot substrat situé à proximité des inverseurs, le signal étant ramené à l’extérieur du circuit. x 10 -3 2 E Rvdd Cdec T=0.4ns 1.5 isupply Spice netlist of the block Tension [V] Lvdd T=0.65ns 1 0.5 0 -0.5 Lgnd Rgnd -1 -1.5 0 0.5 1 time (s) 1.5 2-8 x 10 a) Modèle électrique pour la simulation du bruit b) Courbes de bruit substrat mesurées pour deux substrat généré par un réseau d’inverseurs valeurs de temps de transition Figure 1.6. Bruit substrat mesuré sur un circuit en technologie BiCMOS [7] Badaroglu et al. [17] ont démontré que, dans une technologie CMOS à substrat résistif, le bruit d’alimentation peut être divisé en deux parties : le bruit de mode commun et le bruit de mode différentiel. Le modèle considéré, représenté sur la figure 1.7, a été utilisé pour analyser l’amplitude du bruit substrat dans les deux modes, en fonction du nombre de portes en commutation et du nombre de portes inactives. Le bruit de mode commun est obtenu à cause du déséquilibre qui existe entre le courant circulant par la voie Vdd et le courant de retour par la masse. Ce déséquilibre apparaît en raison des différences entre les puissances consommées par les circuits numériques et de la dissymétrie de l’alimentation. Le bruit de mode différentiel est causé par les oscillations de circuit RLC formé par les connexions d’alimentation du circuit et la capacité de découplage de la puce. Figure 1.7. Modèle électrique utilisé pour l’extraction du bruit substrat généré en mode commun et en mode différentiel [17] Les courbes simulées avec ce modèle sont représentées sur la figure 1.8 respectivement a) pour le bruit mesuré entre Vdd et Vss et b) pour le bruit de mode commun et le bruit de mode différentiel. Le circuit simulé est formé par vingt inverseurs en commutation sur un front ascendant et cent inverseurs inactifs. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 12 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat a) Bruit Vdd et Vss Figure 1.8. b) Bruit en mode commun et mode différentiel Bruit d’alimentation simulé [17] Le niveau de bruit généré par l’alimentation dépend du nombre de portes en commutation. Sur la figure 1.9 [17], l’évolution de l’amplitude du bruit est représentée en fonction du nombre de portes en commutation pour plusieurs valeurs de la tension d’alimentation. Figure 1.9. Evolution du bruit substrat avec le nombre de portes logiques pour des valeurs de la tension d’alimentation différentes [17] Pour évaluer le bruit substrat engendré lors de la commutation d’un grand nombre de portes logiques, des modèles statistiques peuvent être utilisés [18, 19]. Ces modèles sont basés sur les signaux substrat générés par un front positif ou négatif de commutation, et par des fonctions statistiques qui prennent en compte la probabilité qu’un nombre d’étages adjacents commutent simultanément. Pour analyser les effets de la commutation d’un nombre important de portes logiques, nous présentons sur les figures 1.10 a) et b), deux modèles souvent rencontrés dans la littérature [16, 10]. Ces modèles ont été obtenus à partir de modèle substrat bas niveau, déjà extrait, complété par les éléments du circuit d’alimentation de l’inverseur : l’inductance Lb et la résistance série Rb des fils de liaisons du boîtier, la capacité intégrée pour le découplage Cd et sa résistance d’amortissement Rd, ainsi que l’impédance entre les plots d’alimentation Vdd et Vss. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 13 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat a) réalisés sur un substrat faiblement b) réalisés sur un substrat résistif [17] résistif [10] Figure 1.10. Modèle pour la simulation du bruit substrat généré lors de la commutation d’un grand nombre d’inverseurs L’admittance vue entre les rails d’alimentation (Vdd et Vss), du circuit inverseur dépend respectivement Ö pour le substrat faiblement résistif : de la capacité Cc et de la résistance Rc représentent l’impédance entre Vdd et Vss (figure 1.10 a), Ö pour le substrat résistif : de la capacité Cc en série avec le couple formé par la résistance Rch en parallèle avec la capacité Cch (figure 10 b). La résistance Rs prend en considération le contact entre la tension sur le plot Vss et le substrat. La résistance Rw en série avec la capacité Cw modélisent la diode de jonction N-well/substrat polarisée en inverse (pour l’isolation entre les transistors PMOS et NMOS). La source de courant Is(t) modélise le courant consommé par l’inverseur pendant la commutation. Sur la figure 1.10 b) sont représentés les N inverseurs, l’hypothèse du noeud unique n’étant plus respectée en raison de la résistivité du substrat. Dans ce cas, les différences induites par le substrat doivent être prises en compte entre l’impédance de chaque inverseur, par l’extraction d’un réseau substrat. L’admittance est considérée par la suite pour analyser le bruit substrat généré par des gros circuits numériques. L’analyse de la valeur de l’admittance du circuit met en évidence plusieurs phénomènes. D’abord, la contribution du réseau substrat (figure 1.10 b) peut être négligée pour cette technologie. Elle montre ensuite qu’il existe une variation du bruit généré en fonction de l’état logique de la porte analysée. Sur la figure 1.11 a), la variation en pourcentage de la valeur de l’admittance est représentée en fonction de la fréquence, par rapport à l’état logique d’une porte NAND à deux entrées. Sur la figure 1.11 b), la valeur de la capacité Cc est représentée en fonction de la tension d’alimentation pour les états logiques de la porte NAND. Cette variation de la capacité met en évidence un autre phénomène important qui intervient dans les circuits à haute densité : la variation de la fréquence de Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 14 Modèles employés pour la simulation du couplage par le substrat résonance de l’alimentation en fonction du nombre et du type de portes en commutation [17]. De plus, nous pouvons remarquer une dépendance de la fréquence de résonance avec la tension d’alimentation. a) variation de l’admittance avec la fréquence b) variation de la capacité Cc avec la tension d’alimentation Figure 1.11. Variation des paramètres du modèle de bruit substrat pour différentes configurations de l’état logique des portes NAND [17] La modélisation du couplage parasite entre les différents étages d’un circuit mixte se réalise après le dessin des masques, par l’extraction d’un réseau complexe d’éléments résistifs et capacitifs du substrat [20]. Ces éléments sont extraits entre tous les composants et les contacts substrat (prises substrat, anneaux de garde, etc.) utilisés à la réalisation du « layout », avec des logiciels de type SubstrateStorm ou SPACE. Un modèle plus pratique, notamment par rapport au temps et aux ressources de simulation, est présenté par Pfost et Rein [21]. Ce modèle est représenté par un circuit électrique équivalent qui prend en compte quelques composants « RC » disposés entre les anneaux d’isolation des transistors. La comparaison des résultats obtenus en simulation et mesure, montre un bon accord jusqu’à la fréquence de 40 GHz quand le couplage est évalué entre des transistors situés à courte distance (24 µm). Cependant, pour des longues distances (240 µm), le modèle demeure imprécis au dessus de 10 GHz. La modélisation de l’impact sur les circuits RF est relativement peu rencontrée dans la littérature. Il s’avère difficile d’identifier et d’extraire les paramètres généraux impliqués dans le couplage entre un étage analogique sensible et des étages numériques. Quelques études, présentées dans le paragraphe 1.4, ont été réalisées pour certains circuits, dans des conditions particulières, ne permettant pas la généralisation. Actuellement, la simulation du bruit de couplage par le substrat donne des résultants insuffisants en raison du manque d’un outil général qui quantifie les phénomènes dans les circuits mixtes. Pour analyser le comportement d’un circuit mixte, l’utilisateur fait d’abord l’extraction des éléments substrat avec un outil de type SubstrateStorm, pour simuler ensuite avec SPICE, le circuit et le réseau extrait. Cette d’extraction est relativement fastidieuse et imprécise. Les éléments {R,C} extraits à partir du « layout », peuvent être déjà pris en compte dans le modèle des composants du circuit. De Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 15 Impact du bruit de couplage par le substrat sur les circuits analogiques et radiofréquences plus, l’utilisateur doit faire l’extraction des éléments parasites introduits par l’alimentation (fils de liaison avec le boîtier, rails d’alimentation) avec des outils différents que pour le substrat (par exemple les logiciels gratuits FastHenry et FastCap). Il se retrouve à la fin avec un circuit composé de plusieurs « netlists » obtenues avec des outils différents, augmentant la complexité de son circuit et rendant l’analyse complexe. Il devient donc particulièrement difficile d’identifier les paramètres qui interviennent dans un phénomène particulier. 1.4 Impact du bruit de couplage par le substrat sur les circuits analogiques et radiofréquences De nombreuses études ont été réalisées pour montrer l’effet de la commutation du « numérique » sur les étages voisins. La majorité de ces études, étant de type cause – effet, donnent un aperçu de l’impact du bruit substrat sur les étages analogiques. Blalack et al. [22] montrent l’effet de la commutation d’un gros circuit numérique sur un convertisseur A/N de type Σ∆. Ainsi, un front de commutation du numérique qui arrive au même moment que l’horloge d’échantillonnage du convertisseur, engendre une diminution importante du rapport signal sur bruit du circuit (figure 1.12). Le signal perturbateur sur le substrat influence les courants des transistors par le changement de la tension de seuil et par un couplage capacitif avec la grille, la source et le drain du transistor. L’augmentation du nombre de portes en commutation dans le circuit, conduit à l’augmentation de la capacité du circuit numérique par rapport au substrat (« capacité substrat »). Une telle augmentation engendre une forte diminution (jusqu’à 30 dB pour une capacité de 20 pF) du rapport signal sur bruit du circuit. a) influence du retard entre le front ascendant de b) effet de la « capacité substrat » pour des l’horloge des générateurs de bruit par rapport à retards différents entre les fronts l’horloge d’échantillonnage Figure 1.12. Effet de la commutation du numérique sur un convertisseur Σ∆ (SNR - rapport signal sur bruit, SNDR rapport signal sur bruit avec distorsion) [22] Floyd et al. [23] font une comparaison entre les caractéristiques de circuits RF réalisés sur des substrats résistifs ou conducteurs. Les VCOs réalisés sur les deux substrats ont été comparés par Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 16 Impact du bruit de couplage par le substrat sur les circuits analogiques et radiofréquences l’analyse du bruit de phase. Une amélioration de 8 dB a été constaté dans la région 1 f 2 (300 kHz à 1 MHz) pour le VCO réalisé sur le substrat résistif (figure 1.13 a)). Pour les LNA (Low Noise Amplifier), une amélioration d’environ 7,3 dB du gain et une diminution de 2,5 dB du facteur de bruit ont été observées pour le substrat résistif. a) sur le bruit de phase d’un VCO b) sur le gain et la facteur de bruit d’un LNA Figure 1.13. Influence de la résistivité du substrat [23] Samavedam et al. [24] montrent l’influence de la commutation d’un inverseur sur un amplificateur en source commune, le circuit étant réalisé sur un substrat conducteur. L’étude est faite dans le domaine fréquentiel et montre une forte variation de l’impact de la perturbation en fonction de la distance de séparation entre la source (l’inverseur) et la victime (l’amplificateur). Sur la figure 1.14, sont affichés les spectres à la sortie de l’amplificateur, obtenu avec une sinusoïde (d’une fréquence de 10 MHz) à l’entrée et/ou avec l’inverseur commutant à une fréquence de 27 MHz, pour des distances de séparation de 10 µm et 80 µm. a) sans inverseur en commutation Figure 1.14. b) avec l’inverseur en c) avec l’inverseur en commutation à une distance de commutation à une distance de 10 µm 80 µm Densité spectrale de puissance à la sortie d’un amplificateur en source commune [24] Koukab et al. [25] présentent l’influence du couplage entre les différents étages d’un circuit émetteur (« super regenerative transceiver »), réalisé en technologie BiCMOS, sur un substrat d’une résistivité de 20 Ω·cm. Le bruit d’un amplificateur de puissance à la sortie du circuit se propage par le substrat et dégrade les caractéristiques en bruit de phase du VCO intégré (à 900 MHz) de 3 à 23 dB. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 17 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC Le bruit substrat de l’amplificateur perturbe la tension appliquée aux varactors du VCO, change la capacité du circuit LC et module en fréquence la porteuse. La représentation de la densité spectrale de puissance de l’amplificateur montre que les perturbations qui affectent l’oscillateur se retrouvent autour de la deuxième harmonique de la porteuse (1,8 GHz). Soens et al. [26] présentent le comportement d’un amplificateur faible bruit (LNA) fonctionnant dans la bande 4-6 GHz, soumis à des perturbations substrat dans une technologie à substrat résistif. D’abord, ils mettent en évidence que, dans un circuit différentiel, une perturbation à l’entrée du LNA produit une dégradation de l’ordre de 20 dB (à 5 GHz) du gain en puissance. Ensuite, les auteurs montrent l’impact de la commutation d’un séquenceur pseudo aléatoire fonctionnant à 100 MHz sur le LNA (figure 1.15 a) et b). Les perturbations générées à 100 MHz n’atteignent pas le spectre du LNA en raison de l’atténuation dans le substrat et de la structure différentielle du circuit. a) sans l’activité du numérique (une sinusoïde à b) avec la commutation des étages numériques 5.1 GHz en entrée) (une sinusoïde à 5.1 GHz en entrée) Figure 1.15. Le spectre d’un LNA réalisé sur un substrat résistif [26] L’étude a été faite avec un signal utile appliqué à l’entrée (sinusoïde à 5.1 GHz) pour analyser aussi l’effet de l’intermodulation avec le signal de bruit. Cet effet n’induit pas de perturbations dans le spectre de l’amplificateur. La bande de fonctionnement du LNA est relativement loin de la fréquence de fonctionnement du numérique, ce qui limite l’impact des perturbations substrat. Les auteurs n’ont pas retrouvé, dans le spectre du bruit substrat (mesuré sur des plots placé dans la proximité du substrat), le bruit de couplage direct (généré à la commutation des inverseurs). Cependant, pour un VCO, la conversion du bruit « basse fréquence » autour de la porteuse rend l’impact des perturbations largement plus gênant. 1.5 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC Dans les étages RF, le fonctionnement des composants passifs est dégradé par la dissipation d’énergie dans le substrat. En général, un substrat plus conducteur induit plus de pertes, le silicium intrinsèque offrant donc la meilleure isolation [27]. Les caractéristiques des composants passifs et Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 18 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC actifs, sont de plus perturbées par le couplage substrat et le bruit généré par les circuits numériques. L’oscillateur, que nous avons conçu et étudié (chapitres 3 et 4), voit donc ses caractéristiques limitées par ces effets substrat. Pour améliorer ses caractéristiques par rapport au substrat, il est donc nécessaire de réaliser des composants passifs à faible fuite dans le silicium et des structures adaptées pour limiter le couplage. 1.5.1 Caractéristiques des oscillateurs à cellule résonante LC Les principales caractéristiques des oscillateurs contrôlés en tension OCT, ou VCO en anglais, en terme de performance, sont la puissance consommée, rendement et le bruit de phase. Couramment utilisés dans les applications radiocommunications, les VCOs monolithiques sont pénalisés par des mauvaises performances en bruit de phase. Le bruit de phase d’un oscillateur, défini par le rapport entre la densité spectrale de puissance d’une bande latérale et la puissance de la porteuse, est principalement limité par les faibles facteurs de qualité des composants intégrés. Les inductances et les varactors (capacité contrôlée en tension) qui forment les circuits oscillants LC, interviennent dans le facteur de qualité Q des oscillateurs. D’après la formule de Leeson [28], le bruit de phase d’un oscillateur est fortement dépendant du facteur Q. Les facteurs Q sont limités par les éléments parasites formés par le varactor et par l’inductance du circuit oscillant, avec le substrat, en fonction de la technologie et de la fréquence d’utilisation. Pour des fréquences entre 3 et 10 GHz, il est possible d’obtenir des facteurs Q de plus hautes valeurs, avec l’utilisation d’un substrat résistif [2]. Les perturbations substrat dégradent également les performances en bruit de phase des oscillateurs. Ces perturbations modifient les caractéristiques des composants sensibles et les courants dans les nœuds, en changeant le point dynamique de fonctionnement de l’oscillateur. Ainsi, les perturbations substrat sont converties à coté de la porteuse, en augmentant le bruit de phase de l’oscillateur. Le bruit de phase généré par les perturbations substrat peut dépasser de quelques ordres de grandeur le bruit de phase engendré par le bruit propre des composants. La modélisation du bruit de phase, engendré par les perturbations substrat est plus difficile en raison du couplage inégal des perturbations substrat avec les composants et les nœuds d’un oscillateur. L’approche développée par Hajimiri et al. [29] convient pour cette analyse de part son caractère « variant dans le temps » (Linear Time Variant). Ainsi, les perturbations substrat, suffisamment fortes, engendrent des fluctuations de la sensibilité de l’oscillateur. Cette sensibilité, définie comme la variation de la fréquence avec une tension dans un noeud, considérée constante dans le modèle de Leeson, devient variable dans le temps pour les perturbations substrat. L’application de la théorie d’Hajimiri pourrait donc servir pour analyser la contribution des composants au bruit de phase d’un oscillateur affecté par le bruit propagé par le substrat (voir le chapitre 4 et l’annexe D). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 19 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC 1.5.2 Layout et effets substrat sur les composants actifs et passifs o Les varactors peuvent être réalisés à partir des capacités des jonctions PN ou des structures MOS, suivant la technologie utilisée. Le principe de fonctionnement du varactor « PN » [30], exploite la dépendance de la capacité de la zone de charge d’espace, par rapport à la tension de polarisation en inverse de la jonction. Pour le varactor « MOS » [31, 32], la capacité oxyde-substrat varie par l’application d’un potentiel entre la grille et le substrat. La plage de variation du rapport capacité/surface en fonction de la polarisation, a une valeur plus grande pour le varactor MOS, par comparaison au varactor à jonction PN (en gardant les mêmes conditions de polarisation : 3.5 fF/µm2 contre 2 fF/µm2) [33]. Cependant, les variations de la capacité du varactor « MOS » sont dépendantes du régime de fonctionnement de la structure (accumulation ou déplétion dans ce cas). La structure du VCO étudié en technologie BiCMOS (voir chapitre 3) est réalisée avec des varactors « PN » ; pour cette raison nous avons focalisé notre analyse sur les caractéristiques de ce type de structure. Pour un varactor « PN », les principaux paramètres électriques sont la valeur de la capacité de la jonction nonpolarisée, ainsi que sa tension de commande et le facteur de qualité. Pour obtenir une capacité de valeur exploitable, la surface des jonctions est en général importante, ce qui engendre une grande surface pour la jonction substrat-cathode. Sur la figure 1.16, nous représentons le profil en coupe d’un varactor réalisé en technologie BiCMOS 0,35 µm. La valeur de la capacité du varactor, dépend de la surface des « doigts » de P+ implantés dans le caisson N-well. Les pertes ohmiques d’accès à cette jonction affectent le bruit de phase de l’oscillateur [30]. Pour une structure de varactor à cinq doigts d’une largeur de 5 µm et une longueur de 40 µm, nous obtenons une capacité de la jonction Cj nonpolarisée de 1,13 pF. Ce varactor a été utilisé pour simuler la fréquence, la puissance et le bruit de phase d’un oscillateur différentiel (voir chapitre 3). La résistance série Rs de la jonction PN pour ces dimensions du varactor, a une valeur d’approximativement 0,3 Ω. Le bruit de phase obtenu en simulation est de -102 dBc/Hz à 100 kHz de la porteuse (4,5 GHz). L’augmentation de Rs engendre une augmentation de la fréquence d’oscillation (de 12 MHz pour Rs = 3 Ω et de 140 MHz pour Rs = 30 Ω), une dégradation du bruit de phase (de 1 dB pour Rs = 3 Ω et de 10 dB pour Rs = 30 Ω) ainsi qu’une diminution de la puissance de sortie (de 1 dB pour Rs = 3 Ω et de 8,2 dB pour Rs = 30 Ω). Anode Dvar D1 Rpb D2 Rpsub C0 Substrat Rs Eléments substrat Cathode Figure 1.16. Profil en coupe d’un varactor de type « PN » à quatre « doigts » réalisé en technologie BiCMOS, et modèle électrique simplifié Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 20 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC La surface importante (1500 µm2 pour nos varactors) de la jonction substrat-cathode rend le varactor particulièrement sensible aux perturbations substrat. Pour cette raison, le substrat du varactor est mis à la masse par des tranchées fortement dopées, disposées sous la forme d’un anneau de garde autour du varactor. Cependant, la surface importante cette jonction peut entraîner la modification de la capacité du varactor (et en même temps de la fréquence d’oscillation de notre oscillateur) lorsqu’un potentiel parasite est appliqué sur le substrat. Nous représentons sur la figure 1.17, l’évolution de la valeur de la capacité du varactor en fonction d’un potentiel substrat, pour plusieurs tensions de polarisation. La variation de la valeur de la capacité est une fonction de la tension de polarisation (jusqu’à 6.5 pF pour une différence de 1 V entre la tension substrat et de polarisation). Pour une tension de polarisation supérieure à la tension substrat, la variation de la capacité est de 1 à 3 fF. Capacité varactor [pF] 10 Vpol=0 V Vpol=1 V Vpol=2 V Vpol=3 V Vpol=4 V 1 0,0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 Tension substrat [V] Figure 1.17. Evolution de la valeur de la capacité du varactor en fonction de la tension appliquée sur le substrat Nous représentons également sur la figure 1.18, la fréquence d’oscillation du VCO à inductances à écran substrat (VCO ES présenté dans le chapitre 3) et sa variation, obtenues par simulation, en fonction d’une tension continue appliquée sur les broches substrat des varactors. La variation de la fréquence est une fonction de la tension appliquée. Elle est plus grande quant le potentiel substrat est important (à 200mV appliqué sur le substrat la variation de la fréquence est de 3 MHz/V, tandis qu’à 900 mV, la variation est de 132 MHz/V). Le signe de la variation de la fréquence dépend aussi de la tension substrat (négative jusqu’à 500 mV). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 21 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC 4,18 120 4,17 Frequence [GHz] 100 4,16 80 60 4,15 40 20 4,14 0 4,13 4,12 -20 -40 0 200 400 600 800 Dérivé de la fréquence [MHz/V] 140 1000 Tension substrat [mV] Figure 1.18. Variation de la fréquence d’oscillation du VCO en fonction de la tension appliquée aux broches substrat des varactors o Les inductances réalisées en technologie BiCMOS sont pénalisées par des facteurs de qualité de faibles valeurs. Le phénomène physique qui limite leurs performances est la dissipation d’énergie dans le substrat [34]. Cette dissipation intervient en raison de la proximité entre les spires et le substrat. Nous représentons sur la figure 1.19 a), une structure typique d’inductance planaire à écran substrat, constituée par la spire et, au dessus du substrat, par un plan de protection (écran substrat). L’inductance est réalisée dans la technologie BiCMOS 0,35 µm, avec un substrat résistif (~ 14 Ω·cm) et avec une spire réalisée métal 5 (AlCu). La spire et l’écran substrat sont séparés par une couche d’oxyde, d’une épaisseur typique de 7.6 µm. L Rs C ox C ox R écran/substrat R écran/substrat Eléments substrat Substrat a) structure physique d’une inductance à écran b) modèle électrique simplifié d’une inductance substrat avec ou sans écran substrat [30] Figure 1.19. Inductances planaires en technologie à substrat résistif Pour une inductance planaire, les principaux éléments parasites sont la résistance série de la spire (Rs), la capacité d’oxyde (Cox) et la résistance de l’écran ou du substrat (Récran/substrat). La capacité d’oxyde quantifie le couplage avec le substrat. La résistance Récran/substrat modélise les pertes ohmiques dans l’écran substrat ou dans le silicium résistif. A partir de ces éléments parasites, il est possible de Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 22 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC modéliser la dissipation d’énergie dans le substrat [35]. Yue et al. [36] montrent qu’une augmentation du facteur de qualité peut être réalisée quand la résistance substrat est nulle ou infinie. Dans la technologie que nous avons utilisée (BiCMOS 0,35 µm), la réalisation d’une résistance substrat nulle est possible par le placement d’un écran substrat relié à la masse, au dessous de la spire. L’écran substrat est obtenu par la disposition de bandes en polysilicium (bandes rouges sur la figure 1.19) sur un caisson N épitaxié. Les bandes sont séparées par des fentes et orientées perpendiculairement sous la spire [36]. Des diffusions P+ (bandes vertes sur la figure 1.19) sont disposées dans les fentes, qui sont ensuite connectées avec les bandes en polysilicium par une métallisation en « X » (bandes bleues). Des diffusions P+ forment dans les fentes des diodes têtes bêches (entre la région N épitaxiée et les diffusions P+), qui empêchent la dissipation dans le substrat. L’utilisation d’un plan solidaire en polysilicium, peut engendrer des courants tourbillonnaires opposés à ceux traversant la spire, et qui produisent un champ magnétique opposé. Le plan est donc remplacé par des bandes en polysilicium qui engendre une résistance substrat de très faible valeur (< 10 Ω), pour diminuer la dissipation dans le substrat, et des fentes (espace entre les bandes) pour diminuer le champ magnétique inverse. Les deux phénomènes sont reliés et dépendent de la valeur de la capacité d’oxyde et de la résistance des bandes en polysilicium. L’isolation substrat peut aussi être réalisée par un anneau de garde, placé autour de la spire et constitué de prises substrat connectées ensemble par une métallisation et reliées à la masse. Pour ce type d’isolation, la résistance substrat a une valeur plus importante qui engendre plus de pertes dans le substrat et limite d’avantage le facteur de qualité (cf. sous-chapitre 3.6.5). Nous avons simulé l’évolution du bruit de phase et de la fréquence d’oscillation d’un oscillateur différentiel à cellule résonante LC décrit dans le chapitre 3, en fonction de la capacité d’oxyde (figure 1.20) et de la résistance substrat. Les inductances utilisées, d’une valeur de 0,9 nH, sont formées par deux spires octogonales de rayon 56 µm et 76 µm pour, respectivement, la première et la deuxième spire, et d’une largeur de 10 µm. L’écran substrat à la même forme que les spires, chaque côté étant de 80 µm. Les bandes en polysilicium ont une largeur de 4 µm, les fentes de 9 µm et les régions de diffusion P+ de 4,6 µm. L’augmentation de la capacité d’oxyde engendre une diminution de la fréquence d’oscillation. Avec l’augmentation de la capacité (la valeur typique de cette capacité étant de 100 fF), le facteur de qualité diminue, ce qui se traduit par une détérioration du bruit de phase. La résistance substrat a un faible impact sur le bruit de phase et sur la fréquence d’oscillation d’une telle inductance. Sa valeur intervient d’avantage pour une structure isolée par un anneau de garde (étude dans le sous-chapitre 3.6.5). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 23 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC 4,4 -99 -100 4,2 4,1 Fréquence Bruit de phase -101 4,0 -102 3,9 Bruit de phase [dBc/Hz] Fréquence [GHz] 4,3 3,8 0 200 400 600 800 1000 -103 Capacité d'oxyde [fF] Figure 1.20. Evolution de la fréquence et du bruit de phase (à 100 kHz) d’un oscillateur différentiel en fonction de la capacité d’oxydes des inductances o Le transistor bipolaire, dont la structure en coupe est représentée sur la figure 1.21, dispose d’une grande surface (400 µm2 pour les transistors utilisés) en contact avec le substrat, surface qui engendre des capacités de jonction substrat - collecteur de valeurs importantes [37]. Des perturbations parasites du substrat peuvent ainsi être captées au niveau du circuit. Pour limiter l’impact de perturbations substrat sur le transistor, des tranchées fortement dopées (régions Pwell et P-buried sur la figure 1.21) sont disposées autour de la surface du collecteur, pour former un anneau de garde qui est ensuite connecté à la masse. Les effets substrat dans un transistor bipolaire peuvent être modélisés par des diodes PN reliées entre le collecteur et le substrat, en série avec une association en parallèle d’une résistance et d’une capacité, ces deux derniers modélisant le courant dans le substrat [38]. Des transistors PNP peuvent remplacer des diodes, en utilisant des structures PNP parasites formées par la base et le collecteur, et le collecteur et le substrat (P-well) (figure 1.21). Les transistors parasites permettent une modélisation plus complète du fonctionnement du transistor intrinsèque, et qui tient compte de son comportement par rapport au substrat quand il fonctionne en saturation [39]. Figure 1.21. Structure en coupe d’un transistor bipolaire réalisé en technologie BiCMOS Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 24 Influence du substrat sur les performances des oscillateurs à cellule résonante LC Nous avons simulé l’évolution du courant de collecteur en fonction de la tension substrat pour un transistor NPN avec des largeurs de respectivement, pour le collecteur 12,2 µm, pour la base 9,2 µm, et pour chacun des 3 doigts d’émetteur 1,4 µm. Les éléments passifs parasites du substrat ont respectivement les valeurs suivantes 8,9 fF et 1,7 kΩ pour le P-well, et 20 fF et 18,7 kΩ pour la couche enterrée. Les transistors PNP parasites peuvent être modélisés par un modèle BJT avec les paramètres du tableau 1.2. Transistor is -19 bf 4 cje -14 mje vje cjc -14 mjc vjc eg fc xti Latéral 4.9e 10 3.75e 0.24 0.61 2.6e 0.423 0.726 1.17 0.8 3 Inférieur 1.93e-18 104 3.75e-14 0.24 0.61 5.22e-14 0.423 0.726 1.17 0.8 3 Tableau 1.2. Paramètres du modèle BJT de transistors parasites PNP qui prennent en compte les effets substrat Le transistor intrinsèque est modélisé par le modèle BJTST, fourni par le constructeur STMicroelectronics dans le Design Kit de Cadence. Polarisé par un courant de 20 µA sur la base et 2 mA sur le collecteur, la variation du courant du collecteur ∆Ic est d’approximativement 1 nA quand la tension continue appliquée sur la broche substrat est de 100 mV. Le courant de collecteur semble augmenter linéairement avec la tension substrat, le coefficient directeur étant de 8.9 nA/V. En régime saturé, la dépendance entre tension substrat et le courant de collecteur est plus importante, la variation ∆Ic étant de 300 µA pour 50 mV sur le substrat (VCE = 0 V). o Les éléments passifs (résistances et capacités) peuvent être réalisés de différentes manières. Les capacités peuvent être de type MOS (Metal Oxyde Semiconductor), de type MIM (Metal Insulator Metal), ou encore formées entre deux couches de polysilicium. Les résistances peuvent être de diffusion, en polysilicium etc. [30, 40]. Les capacités des technologies HF sont de type MIM, réalisées relativement loin du substrat, entre deux armatures formées par des métallisations de niveau supérieur (niveau 1 ou 4), et un niveau intermédiaire, respectivement 1bis ou 4bis. Les résistances sont réalisées par des dépôts de polysilicium. Les surfaces importantes des capacités et des résistances forment avec le substrat des capacités parasites particulièrement gênantes. Ainsi, les facteurs de qualité des capacités sont limités d’une part, à cause des résistances de contact, et d’autre part en raison de la dissipation électrostatique à travers les capacités parasites avec le substrat. Par exemple, pour une capacité MIM4 de valeur 25 fF, la capacité entre l’armature inférieure et le substrat est de 0.24 fF. La simulation d’une capacité réalisée avec un métal niveau 4, d’une valeur de 10pF, montre une diminution de 60% de sa valeur à 5 GHz par rapport à 1 Hz. Les caractéristiques courant - tension des résistances peuvent aussi changer en fonction des perturbations substrat. Pour une résistance de 300 Ω, la capacité formée entre le polysilicium et le substrat est d’approximativement 200 fF. Cette valeur n’affecte pas notablement les caractéristiques d’un circuit HF, en sachant que les perturbations substrat générées par les blocs numériques le sont Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 25 Techniques de diminution du couplage par le substrat dans les circuits intégrés mixtes et radiofréquences plus souvent en basse fréquence. Cependant, pour des circuits HF placés sur le même substrat, leur contribution dans la propagation des perturbations devient plus importante. Pour diminuer l’influence de la capacité substrat, les armatures inférieures sont préférées pour relier la masse durant l’étape de layout (pour le découplage par exemple). Des anneaux de garde formés par des prises substrat connectées ensemble avec une métallisation de niveau 1, peuvent être disposés autour des capacités critiques d’un circuit RF. Ils peuvent empêcher les perturbations substrat de remonter jusqu’aux nœuds du circuit. 1.6 Techniques de diminution du couplage par le substrat dans les circuits intégrés mixtes et radiofréquences La diminution du couplage par le substrat entre les blocs numériques et analogiques ou radiofréquences peut être réalisée par : 9 La conception d’un circuit (schéma électrique) moins bruyant/sensible pour les circuits numériques/analogiques. 9 La réalisation d’une topographie de circuit (layout) avec des multiples isolations substrat. 1.6.1 Techniques de réduction du couplage par le substrat au niveau du circuit Au niveau de la conception, une première technique souvent employée pour diminuer l’impact du bruit substrat, consiste à réaliser des structures de circuit de type différentiel. Rapportée à une structure simple, asymétrique, dans les circuits différentiels, le bruit substrat apparaît comme un signal en mode commun. Une perturbation en mode commun qui affecte un circuit différentiel a un impact de quelques ordres de grandeur plus faible qu’une perturbation en mode différentiel [41]. Dans un oscillateur en anneau par exemple, le bruit substrat est réduit 10 fois par la réalisation d’une cellule de base, à partir d’une structure différentielle à la place d’un inverseur simple. Une méthode active de réduction du bruit substrat, consiste à capter le bruit dans la proximité d’un récepteur de bruit (par exemple un circuit analogique sensible) pour le canaliser ensuite à l’entrée d’une boucle à contre-réaction [42]. Après l’inversion de sa phase, le bruit est réinjecté à la sortie de la boucle, dans le substrat (figure 1.22). Par cette méthode, le bruit qui résulte dans le substrat peut-être atténué de 83% par rapport à sa valeur sans la boucle à contre-réaction. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 26 Techniques de diminution du couplage par le substrat dans les circuits intégrés mixtes et radiofréquences Figure 1.22. Circuit électrique pour modéliser le coulage substrat entre deux contacts quand une boucle à contre-réaction est utilisée [42] La diminution de la génération du bruit substrat peut être envisagée par la permutation entre les différentes entrées d’un circuit logique (Pin Swaping Method) [43]. Ainsi, par une analyse de bruit généré par les différents états logiques d’un circuit, il est possible d’identifier une architecture qui réalise la même fonction mais qui génère moins de bruit. Les auteurs de [43] ont mis en évidence que pour une porte NAND à trois entrées, le bruit généré dépend de la paire d’entrées activées. Il en résulte donc, que par la permutation entre les différentes entrées il est possible de diminuer le bruit généré par l’utilisation des broches « moins bruyantes », tout en conservant la même fonction logique. Une autre méthode de diminution du bruit généré par intervention sur l’activité du numérique, consiste à étaler dans le temps les fronts de commutation des étages numériques (qui sont autrement simultanés et cadencés par une horloge) [10]. La diminution de la commutation simultanée des portes diminue d’une part la puissance spectrale du courant d’alimentation, et d’autre part la fréquence des harmoniques générées. Cette technique est utilisée dans la conception de circuits logiques asynchrones. CMOS RSB (Reduced Supply Bounce) est une famille de circuits logiques qui supprime jusqu’à 67% le bruit de l’alimentation généré lors de la commutation du numérique [44]. Les circuits de base sont réalisés à partir d’une technologie CMOS, avec l’utilisation de capacités de découplage dans chaque étage logique. Sur le schéma d’un inverseur, représenté sur la figure 1.23, la capacité de découplage Cd est connectée en série avec la résistance Rd formée par le canal du transistor Md (fonctionnant en région linéaire). Elle sert de réservoir de charges pour compenser les fluctuations engendrées par les transitions logiques. Cette capacité est rechargée continûment par la tension d’alimentation à travers la résistance Rd, avec une constante de temps donnée par Rd·Cd. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 27 Techniques de diminution du couplage par le substrat dans les circuits intégrés mixtes et radiofréquences Vbp Md Cd Vdd Digital Block Cd Vbn Figure 1.23. Schéma du circuit électrique simplifié d’un inverseur de la famille CMOS RSB [44] Il existe d’autres familles de circuits numériques qui génèrent moins de bruit substrat et d’alimentation. Nous mentionnons ici brièvement le nom de chaque famille, en envoyant le lecteur vers les références bibliographiques correspondantes. Les architectures retenues dans l’étude sont : SCL (Source-Coupled Logic), FSCL (Folded Source-Coupled Logic) [45], CSL (Current Steering Logic) [46] et CBL (Current Balanced Logic) [47]. Nous représentons également sur la figure 1.24, le bruit substrat généré par ces familles logiques en fonction de la valeur de l’inductance de connexion de l’alimentation. Bruit substrat [mV] 1000 C-CBL CBL CSL CMOS 100 10 0,01 0,1 1 10 100 Inductance de connexion [nH] Figure 1.24. Bruit substrat des différentes familles de circuit numériques en fonction de l’inductance des fils de connexion du boîtier avec l’alimentation [41] 1.6.2 Méthodes d’isolation au niveau du layout Des anneaux de garde et des prises substrat sont souvent employés pour l’isolation des étages ou des composants dans les circuits intégrés. Une structure très souvent rencontrée sur les substrats résistifs est réalisée par des prises substrat, formées par une région fortement dopée et des contacts, connectés ensemble par une métallisation de niveau 1, reliée ensuite à la masse. L’isolation entre le générateur et le récepteur, définie par I = 20 log(Vréc Vgén) , est une mesure de l’efficacité des structures d’isolation [1]. L’efficacité dépend de la forme des anneaux de garde et de leurs dimensions, Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 28 Techniques de diminution du couplage par le substrat dans les circuits intégrés mixtes et radiofréquences ainsi que de la position par rapport au générateur ou au récepteur de bruit. La résistivité du substrat utilisé, intervient également dans l’efficacité de l’isolation. Pour les substrats à faible résistivité, les anneaux de garde n’interviennent pas dans l’isolation des étages sensibles (victimes), le substrat étant considéré comme un nœud unique. De plus, l’anneau de garde risque de propager les perturbations dans le circuit [48]. Dans le tableau 1.3, nous présentons l’isolation obtenue pour deux contacts identiques (50x50 µm2) espacés de 300 µm, par un anneau de garde (pour le générateur) ou deux anneaux de garde (un pour le générateur et un pour le récepteur), sur un substrat faiblement résistif [49]. Tableau 1.3. Isolation par anneau de garde entre deux contacts identiques placés sur un substrat faiblement résistif [49] L’isolation entre deux contacts (2500 µm2) sans anneau de garde, pour un substrat résistif et faiblement résistif, est représentée sur la figure 1.25 a) et b). Les valeurs ont été simulées [1] en fonction de la distance entre les contacts et par rapport à l’inductance de connexion avec le boîtier, pour une fréquence de la perturbation de 1 GHz. a) substrat faiblement résistif b) substrat résistif Figure 1.25. Isolation entre deux contacts substrat en fonction de la distance qui les sépare, pour plusieurs valeurs de l’inductance de connexion avec le boîtier [1] Les écrans de protection enterrés dans le substrat représentent des solutions plus coûteuses pour diminuer le bruit substrat. Ils peuvent être classés en trois types : 9 L’écran de jonction (Junction Shield) [50], représenté sur la figure 1.26 a), est obtenu par la polarisation en inverse de la diode formée par une couche enterrée dopée N, avec le substrat dopé P. La couche enterrée forme ainsi, une enveloppe à haute résistivité qui protége le composant ou l’étage entouré. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 29 Techniques de diminution du couplage par le substrat dans les circuits intégrés mixtes et radiofréquences 9 L’écran de Faraday [51], représenté sur la figure 1.26 b), est formé par une couche de très faible résistivité et de même type que le substrat. Cette couche, placée au-dessous des générateurs de bruit substrat, est reliée à la masse pour assurer un chemin de faible impédance pour l’évacuation des perturbations générées. 9 L’écran diélectrique [49] est formé par une couche d’oxyde déposée entre la surface active du silicium et le substrat (figure 1.26 c). La couche enterrée qui résulte, isole les nœuds électriques et le substrat. Du point de vue physique, la couche d’isolant augmente l’impédance entre les générateurs et les récepteurs de bruit substrat. Ce type d’isolation est utilisé dans la technologie SOI (Silicon On Insulator). a) écran de jonction Figure 1.26. b) écran de Faraday c) écran diélectrique Topologie des écrans d’isolation substrat à couches enterrées La réduction du bruit substrat (d’approximativement 10%) peut être envisagée par la création d’un filtre passe-bande avec l’inductance de connexion et la capacité d’une diode polarisée en direct [52, 53]. La diode, formée par un anneau de garde dopé N, est connectée à une source d’alimentation négative à travers une résistance de forte valeur (figure 1.27). Ces éléments forment un filtre passebande dont la fréquence de résonance dépend de la valeur du courant circulant dans la diode. Le contrôle de la résonance permet la réduction de la fréquence du bruit substrat qui crée le plus de problème dans les circuits analogiques. Figure 1.27. Modèle électrique de filtre passe-bande destiné à la réduction de l’impact du bruit substrat Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 30 Conclusion 1.7 Conclusion Dans ce premier chapitre, nous avons introduit le couplage par le substrat dans les circuits mixtes et présenté l’influence de la commutation des étages numériques sur les circuits analogiques se trouvant sur le même substrat. Nous avons mis en évidence les phénomènes qui interviennent dans la génération, le couplage et l’impact du bruit substrat ainsi que la nécessité de réaliser des structures de composants à hauts facteurs de qualité pour diminuer le bruit de phase des oscillateurs. L’identification des sources de bruit substrat a permis la réalisation de modèles qui quantifient l’activité de gros étages numériques. Le couplage par le substrat est modélisé par des extractions d’éléments résistifs et capacitifs entre les circuits source et victime. La variation de la capacité du varactor avec un potentiel parasite sur le substrat met en évidence une possible voie de propagation des perturbations. Il est alors possible d’implémenter ces phénomènes dans des logiciels de conception, dans le but d’améliorer les topographies, et diminuer la propagation ainsi que l’impact du bruit substrat. La capacité de simuler avec précision le couplage par le substrat permet l’emploi de circuits à faible bruit ou l’adaptation des structures d’isolation au niveau du « layout » pour obtenir des meilleures performances des circuits RF, tels que la diminution du bruit de phase des oscillateurs micro-ondes. 1.8 Bibliographie [1] Gharpurey R., Meyer R. G. Modeling and analysis of substrate coupling in integrated circuits. IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 31, no. 3, mars 1996, pp.344-352. [2] Niknejad A. M. Analysis, Simulation, and Applications of Passive Devices on Conductive Substrates. 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La « qualité » tout comme la « pureté spectrale » du signal généré par un oscillateur, sont déterminées par la mesure du bruit de phase ; cette mesure mettant en évidence la contribution des sources de bruit intrinsèques d’un circuit ainsi que sa capacité de convertir ou de rejeter toute fluctuation de courant ou de tension. L’analyse du bruit de phase est une étape primordiale dans l’étude des oscillateurs micro-ondes. En effet, elle permet de déterminer la pureté spectrale de la porteuse afin de proposer des circuits et des solutions technologiques à faible bruit. A cause des non linéarités des circuits oscillant, le bruit basse fréquence (BF) est converti en bruit de phase autour de la porteuse. Ainsi, le bruit de phase permet par son analyse l’identification des composants qui ont un bruit propre important. Les mesures de bruit de phase s’avèrent donc être très utiles pour valider les performances des oscillateurs ainsi que la fiabilité d’une technologie de composants. Dans un premier temps, nous présentons dans ce chapitre les principales techniques de mesures de bruit de phase dédiées aux oscillateurs, respectivement à référence active et à référence passive. Puis, nous détaillons la mise en place d’un banc de mesure à référence passive. Enfin, nous présentons les caractéristiques ainsi que les méthodes d’amélioration du plancher de bruit de ce banc. 2.2 Techniques de mesure du bruit de phase 2.2.1 Mesures directes à l’analyseur de spectre et systèmes d’acquisition de données (DAS - Data Acquisition System) L’analyseur de spectre est couramment utilisé pour la caractérisation en bruit de phase des sources radiofréquences [1]. L’avantage de l’analyseur est de réaliser une mesure simple et rapide à la portée de tout laboratoire. Pourtant, des précautions doivent être prises, notamment reliées aux limitations de l’appareil. Ainsi, le bruit mesuré dépend de la pureté spectrale de la source de référence, interne à l’analyseur. Les sources de référence couramment utilisées ont des caractéristiques en bruit qui permettent la mesure relativement proche de la porteuse. Pour une mesure large bande, nous risquons de nous retrouver au-dessous du plancher de bruit de l’appareil. Un VCO intégré peut généralement être caractérisé jusqu’à 100 kHz voire 1 MHz de la fréquence centrale d’oscillation car son niveau de bruit est important, tandis que pour un DRO (Dielectric Resonator Oscillator), Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 37 Techniques de mesure du bruit de phase seulement les caractéristiques proches de la porteuse (avant 10 kHz) seront possibles [2]. Le bruit de phase des sources de référence pour la majorité des analyseurs est de -100 dBc/Hz à 10 kHz. D’autres problèmes liés au fonctionnement de l’analyseur doivent également être pris en compte pour la mesure de bruit de phase. Le filtre de fréquence intermédiaire de l’analyseur pénalise la mesure par le mélange des bandes latérales du signal d’entrée avec le bruit de phase de l’oscillateur local. Pour cette raison, la largeur de bande du filtre (Resolution Band Width - RBW) doit être fixée à une faible valeur (typiquement 3 kHz pour une mesure à 100 kHz), afin d’augmenter la précision de la mesure. La fonction intégrée du rapport « porteuse sur bruit » (C/N Carrier to Noise), intégrée dans la plupart des analyseurs, permet une mesure directe de la densité spectrale de bruit qui tient compte de la RBW, et donne la valeur en dBc/Hz. Le mode de détection de l’appareil de mesure doit aussi être prise en compte par l’utilisation de la valeur instantanée des points d’échantillonnage (par exemple le mode «SAMPLE» chez le fabriquant Anritsu), ainsi que le niveau de référence de l’appareil qui doit être maintenu faible. Les variations de la fréquence du VCO sous test engendrent des erreurs, surtout pour la mesure proche de la porteuse [3]. La mesure de tels oscillateurs peut être systématique par l’utilisation d’un logiciel d’acquisition qui suit le signal et fait une moyenne des spectres acquis (figure 2.1). Un tel système n’enlève pas les limitations de la source de référence. L’analyseur de spectre mesure le bruit total dû aux variations de phase et de fréquence de la source. Les mesures sont valides pour les oscillateurs qui possèdent un bruit d’amplitude très inférieur au bruit de phase. C’est le cas des oscillateurs intégrés [2]. Oscillateur sous test Analyseur de spectre GPIB Figure 2.1. Mesure du bruit de phase à l’analyseur de spectre avec programme d’acquisition et suivi de la raie spectrale Les techniques de numérisation de la porteuse, plus récentes, deviennent une solution avantageuse pour la mesure du bruit de phase. Les cartes d’acquisition TIA (Time Interval Analyser) [3] permettent la mesure des fluctuations du passage par zéro de la porteuse, qui sont ensuite transformées en bruit de phase par un algorithme « FFT » (Fast Fourier Transform). Les cartes DAS (Data Acquisition System), fonctionnant à des fréquences d’échantillonnage élevées (4 GS/s), permettent la mesure des signaux qui montent plus haut en fréquence. Les auteurs de [4] montrent une méthode de mesure adaptée aux systèmes DAS. Le schéma de mesure contient un démodulateur en quadrature qui permet l’évaluation en bruit de phase des échantillons acquis. Après la numérisation, les fluctuations de la phase du signal sont aussi filtrées afin de réduire le bruit ajouté par Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 38 Techniques de mesure du bruit de phase l’échantillonnage. Les problèmes des techniques d’acquisition sont liés aux fréquences des porteuses à mesurer. Pour cette raison, il est recommandé d’utiliser un convertisseur abaisseur de fréquence. Le plancher de bruit dépend également de la fréquence de la porteuse et de l’échantillonnage. La bande de résolution peut être améliorée par l’utilisation des étages adaptés aux bandes de mesure et des algorithmes de calcul [5]. La résolution de ces techniques reste assez faible, adaptée plutôt aux oscillateurs à bruit de phase important (-80 dBc/Hz) et faibles fréquences d’oscillation (100 MHz). 2.2.2 Mesures à référence active [6, 7] Le diagramme de cette technique de mesures est représenté sur la figure 2.2. Un détecteur de phase (mélangeur double équilibré) est utilisé pour convertir les variations de phase de l’oscillateur sous test en variations de tension à la sortie du mélangeur. Pour faire fonctionner le mélangeur en détecteur de phase, un oscillateur d’une fréquence égale à celle de l’oscillateur sous test est utilisé comme source de référence. Quand les deux signaux sont en quadrature, le niveau DC à la sortie du détecteur est nul et les variations de tension de la voie IF sont proportionnelles aux variations de phase à l’entrée. Le bruit de phase mesuré est le résultat des variations de la phase de l’oscillateur sous test par rapport à l’oscillateur de référence. Ainsi, pour considérer le signal mesuré en sortie comme le bruit de phase de l’oscillateur sous test, la source de référence doit posséder des caractéristiques de haute pureté spectrale. Pour des sources de référence à bruit de phase comparable à l’oscillateur sous test, la mesure correspond approximativement à la somme des deux niveaux de bruit. Dans ce cas, les valeurs mesurées sont divisées par deux pour trouver le bruit de phase de l’oscillateur sous test. Des méthodes de mesure par paires peuvent aussi être utilisées si nous disposons de trois oscillateurs [8]. Analyseur FFT Oscillateur sous test RF 90° Source de référence GPIB LO PLL Figure 2.2. Principe de fonctionnement du détecteur, avec source de référence active La conversion phase-tension dépend des niveaux de puissance à l’entrée du mélangeur. Couramment, nous utilisons la source de référence à un niveau de sortie important (7 à 10 dBm) pour polariser les diodes du mélangeur et la source sous test à un niveau proche de 0 dBm [9]. Pour une mesure correcte, il faut s’assurer que les niveaux de polarisation du mélangeur sont optimums (de Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 39 Techniques de mesure du bruit de phase façon que la valeur du coefficient de conversion phase-tension soit élevée) et que les signaux d’entrée soient en quadrature. La conversion phase-tension du mélangeur est linéaire quand le déphasage entre les deux oscillateurs est de 90°. La quadrature peut être réalisée par le réglage de la fréquence de la source de référence. Le signal à la sortie du mélangeur passe par un filtre, un amplificateur basse fréquence, pour être mesuré à l’analyseur de spectre. L’amplification est nécessaire pour diminuer le seuil de détection de l’analyseur. La tension de sortie dépend des variations de la phase à l’entrée des voies OL et RF et du facteur de conversion Kφ du mélangeur : ∆Veff ( f ) = Kφ ⋅ ∆φ ( f ) (2. 1) Le bruit de phase de l’oscillateur est calculé à partir des variations de tension visualisées à l’analyseur de spectre ( ∆Veff ) : ∆Veff ( f ) S ∆φ ( f ) L[dBc / Hz ] = 10 log = 10 log 2 2 Kφ2 2 (2. 2) Le coefficient de conversion Kφ est obtenu pendant l’étape de calibration ( S ∆φ ( f ) représente la densité spectrale des variations de la phase). Pour réaliser la calibration, les oscillateurs sont réglés pour obtenir une petite différence en fréquence entre la voie OL et RF (le mélangeur fonctionne en hétérodyne). A la sortie du mélangeur, nous obtenons une sinusoïde dont la fréquence est égale à la différence fréquentielle des oscillateurs. L’amplitude crête de la sinusoïde représente directement la valeur Kφ . Pour un système de mesures à boucle à verrouillage de phase (PLL - Phase Locked Loop), représenté par un encadré sur la figure 2.2, le contrôle de la source doit être enlevé pour permettre le réglage de la fréquence pendant la phase de calibration. Une caractéristique d’un tel système, fonctionnant en hétérodyne, concerne le passage en saturation de l’amplificateur de sortie (BF) quand la puissance sur la voie RF (PRF) a une valeur importante. Il peut donc s’avérer utile de faire la calibration avec une puissance plus faible, calculée par la soustraction du gain de l’amplificateur de PRF, et corriger Kφ après la mesure. Un amplificateur à gain variable est une solution plus convenable pour éviter le passage en saturation de l’amplificateur. Une autre méthode pour obtenir Kφ consiste à mesurer à l’oscilloscope la pente au passage par zéro de la sinusoïde de sortie [3]. Le passage par zéro correspond à la situation de quadrature des signaux à l’entrée du mélangeur, condition qui rend le coefficient de conversion égal à la pente mesurée. Une autre technique consiste à utiliser une sinusoïde, basse fréquence et de faible amplitude, pour moduler en fréquence un des oscillateurs employés. La déviation maximale de la fréquence ∆f max de l’oscillateur modulé est déterminée à priori et donne la variation de la phase à l’entrée du Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 40 Techniques de mesure du bruit de phase mélangeur. La déviation de la tension ∆Vcal correspondante est mesurée à l’analyseur de spectre pour obtenir Kφ : Kφ = ∆Vcal f ⋅ ∆Vcal = cal ∆φcal ∆f max (2. 3) Contrôle du déphasage par la boucle à verrouillage de phase Pour maintenir en quadrature les deux oscillateurs et diminuer les erreurs de non linéarité de la conversion, une boucle à verrouillage de phase est utilisée [10-13]. Le rôle de la boucle est de faire suivre l’oscillateur sous test par la source. Elle contrôle la tension de l’oscillateur de référence en fonction de la déviation du zéro de quadrature à la sortie du détecteur. La mise en oeuvre de la PLL est relativement simple avec un circuit intégrateur réalisé à partir d’amplificateurs opérationnels. Les caractéristiques d’un tel circuit sont les suivantes : 9 La variation de la tension de contrôle de la source a une évolution contraire à la tension de sortie du mélangeur, 9 La largeur de la bande de fréquence de la boucle de contrôle doit rester faible par rapport à la bande mesurée, 9 Le temps de réponse doit être très faible. Si la bande de fréquence de la PLL est grande, les résultats de la mesure peuvent être effacés par le fonctionnement de la boucle. Ainsi, la boucle va stabiliser la fréquence de la porteuse d’oscillateur sous test avec une période T. Si T a une valeur faible, les valeurs de bruit de phase mesurées dans la bande inférieure à f=1/T seront erronées. Un facteur de correction peut être utilisé dans ce cas [9]. Contrôle du déphasage par la technique de verrouillage par injection [14, 15] Une autre méthode pour maintenir en quadrature les deux oscillateurs, représentée sur la figure 2.3, consiste à injecter un faible niveau de puissance de la source de référence vers l’oscillateur sous test. Le verrouillage par injection est un phénomène physique bien connu, qui impose à l’oscillateur sous test de suivre la fréquence d’un signal injecté, dans une bande limitée. Cette bande est appelée bande de verrouillage et elle dépend du facteur de qualité (Q) de l’oscillateur sous test et de la puissance du signal injecté. L’atténuateur permet le contrôle de la bande de verrouillage par réglage de la puissance injectée. L’isolateur élimine le signal qui pourrait arriver sur l’oscillateur à cause des fuites entre les voies OL et RF du mélangeur. Le mélangeur fonctionne dans les mêmes conditions que pour le système à boucle PLL. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 41 Techniques de mesure du bruit de phase Oscillateur sous test RF Atténuateur 90° Source de référence LO Figure 2.3. Technique de verrouillage par injection Ainsi, la fréquence de l’oscillateur sous test ne varie plus quand il est verrouillé sur le signal injecté. La dynamique de phase de l’oscillateur verrouillé respecte cette condition décrite par l’équation d’Adler [16]. Autrement dit, le bruit de phase de l’oscillateur sous test est couvert par le verrouillage et le spectre obtenu à la sortie de mélangeur v2 ( fm ) donne le bruit de phase de l’oscillateur verrouillé. Zhang et al. [17] ont montré la relation pour extraire le bruit de phase de l’oscillateur sous test à partir du spectre mesuré : φ 2 VCO 2 2 2 1 4 f m + BL cos (∆φinj ) 2 ( fm ) = 2 ⋅ v ( fm ) Kφ 4 f m2 (2. 4) où Kφ représente le coefficient de conversion du mélangeur, f m est la fréquence mesurée par rapport à la porteuse, BL est la bande de verrouillage de l’oscillateur sous test et ∆φinj tient compte du déphasage entre les fréquences respectivement de test et de verrouillage. Dans la bande de verrouillage, les variations de fréquence de l’oscillateur sous test sont transformées en variation de phase à l’entrée du mélangeur. Ainsi, l’oscillateur verrouillé par injection a un comportement qui ressemble au discriminateur de fréquence. La technique de mesure à deux « sources identiques » donne les meilleurs résultats, en ce qui concerne le seuil de détection ou le plancher du bruit [2]. Elle est utilisée pour mesurer les sources avec une bonne stabilité en fréquence et un faible bruit de phase, dans une bande de fréquence proche de la porteuse. Le désavantage de cette méthode de mesure est constitué par l’utilisation d’une source de référence supplémentaire. 2.2.3 Mesures avec une référence passive La technique de mesure du bruit de phase avec une référence passive appelée aussi à discriminateur de fréquence est représentée sur la figure 2.4. La mesure nécessite un seul oscillateur, la référence de fréquence étant un élément passif de type ligne à retard [11, 14, 18, 19], ou cavité accordable [20-21]. Le discriminateur se comporte comme un filtre à bande limitée qui coupe la porteuse et permet la détection des variations de la fréquence de l’oscillateur sous test. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 42 Techniques de mesure du bruit de phase Le composant principal du discriminateur à ligne à retard est le mélangeur double équilibré. Il fonctionne en détecteur de phase et transforme les variations de phase du signal appliqué sur la voie RF en variations de tension sur la voie IF. La quadrature doit être réalisée entre les voies RF et OL pour faire fonctionner le mélangeur en détecteur de phase. La ligne à retard constitue la référence passive du discriminateur et réalise la conversion des fluctuations de fréquence à l’entrée en fluctuation de phase sur les ports du mélangeur (conversion fréquence-phase). Le coefficient de conversion du discriminateur dépend de l’atténuation engendrée par les pertes dans la ligne. Le signal de l’oscillateur sous test est divisé en deux signaux égaux qui sont envoyés aux ports RF et OL du mélangeur, respectivement à travers la ligne à retard et le déphaseur. La phase entre ces deux signaux est réglée par le déphaseur qui compose avec le mélangeur, la ligne et le diviseur, une boucle fermée. La tension DC à la sortie du mélangeur est réglée à une valeur faible, proche de zéro volt pour obtenir la condition de quadrature. Elle est suivie pendant la mesure afin de maintenir les signaux en quadrature. Quand les signaux sont en quadrature, les variations de fréquence de l’oscillateur sous test sont transformées en variations de tension à la sortie du mélangeur. Le signal de sortie est ensuite amplifié et mesuré avec un analyseur de spectre basse fréquence. Les détails sur les calculs relatifs à la mesure du bruit de phase avec une référence passive sont donnés dans l’annexe B. LAR RF Oscillateur sous test LO Figure 2.4. Principe de fonctionnement du discriminateur (référence passive) La différence de phase ∆φ à l’entrée du mélangeur dépend du retard de la ligne ( τ d - le temps de retard) et de la fréquence de sortie de l’oscillateur f 0 : ∆φ = 2π f 0 ⋅τ d (2. 5) Ainsi, les fluctuations de phase vues par le mélangeur sont proportionnelles aux fluctuations de fréquence de l’oscillateur et à τ d : δφ = 2πτ d ⋅ δ f (2. 6) Les fluctuations de tension à la sortie du mélangeur sont l’image des fluctuations de phase sur les ports d’entrée et dépendent de la fonction de transfert du mélangeur : Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 43 Techniques de mesure du bruit de phase δ V ( f m ) = Kφ 2πτ d ⋅ sin(π f mτ d ) ⋅ δ f ( fm ) π f mτ d (2. 7) où Kφ est le coefficient de conversion du mélangeur. Le module de la fonction de transfert du discriminateur, représentée sur la figure 2.5, est proportionnel à la fonction sin c(π f mτ d ) . Nous remarquons que si la fréquence par rapport à la porteuse augmente, le module diminue, introduisant des erreurs de mesure. La bande de fréquence, dans laquelle la fonction de transfert est constante, dépend du retard τd. Sa valeur doit être choisie tel que : τ d << 1 π f max (2. 8) f max représente l’écart de fréquence maximal qu’on peut mesurer sans utiliser la compensation de la fonction de transfert. Pour choisir τ d , il faut faire un compromis entre le module de la fonction de transfert, qui est augmenté par un retard important de la ligne, et la largeur de la bande de mesure à côté de la porteuse. Module de la fonction de transfert 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 0,0 -0,2 -0,4 -60M -50M -40M -30M -20M -10M 0 10M 20M 30M 40M 50M 60M Fréquence [Hz] Figure 2.5. Fonction de transfert en sinus cardinal du discriminateur à ligne à retard A partir de l’équation 2.7, nous pouvons définir le coefficient de conversion ( K d = 2πτ d Kφ ) fréquence-tension du discriminateur. La valeur de K d dépend du coefficient de conversion du mélangeur Kφ . La valeur de Kφ dépend des niveaux de puissance sur les ports RF et OL, d’où l’importance de la calibration du banc pour trouver le coefficient K d , correspondant à la puissance de sortie de l’oscillateur sous test. Le bruit de phase en bande latérale unique (Single Side Band - SSB) Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 44 Présentation du banc de mesures réalisé est donné par la formule (2.9). Sυ représente la densité spectrale des fluctuations de fréquence de l’oscillateur. ⎛ ∆Veff2 ⎞ ⎛ Sυ ⎞ L[ f m ] = 10 log ⎜ 2 ⎟ = 10 log ⎜ 2 2 ⎟ ⎜2f K ⎟ ⎝ 2 fm ⎠ ⎝ m d⎠ [dBc/Hz] (2. 9) Le signal sur la voie IF du mélangeur est filtré par un filtre « passe-bas » pour enlever les harmoniques supérieures qui pourraient saturer l’amplificateur. Il est ensuite amplifié et appliqué à l’entrée de l’analyseur de spectre. L’amplificateur est utilisé pour diminuer le seuil de détection de l’analyseur et augmenter la résolution du système. De plus, l’amplification de la composante DC permet un réglage plus fin de la quadrature. Les avantages de la méthode avec discriminateur à ligne à retard sont les suivants : 9 Largement tolérante à une dérive lente des oscillateurs intégrés ; 9 Mesure du bruit loin de la porteuse ; 9 Seuil de détectabilité des oscillateurs contrôlés en tension ; 9 Nécessite un seul oscillateur pour réaliser la mesure ; Les inconvénients du système : 9 Faible sensibilité proche de la porteuse ; 9 Difficile à implémenter avec des retards importants (à cause de l’atténuation dans la ligne) ; Nous avons choisi d’utiliser cette méthode pour la mesure du bruit de phase de nos oscillateurs intégrés. 2.3 Présentation du banc de mesures réalisé La figure 2.6 montre le schéma de la chaîne de mesures du bruit de phase d’oscillateurs que nous avons développé au laboratoire. Ce schéma est formé par le discriminateur à ligne à retard et les composants nécessaires à la calibration de la chaîne. Le point de fonctionnement optimal nécessaire à la mesure d’un oscillateur est aussi assuré par ces composants. Le rôle de chaque élément du banc est présenté dans les sous-chapitres suivants. La bande de fréquences utile de l’ensemble est limitée par certains composants du banc entre 4 et 8 GHz (notamment le mélangeur). La bande étroite de ces composants a été choisie pour des raisons de plus haute performance et de similitude avec la bande de fréquence des oscillateurs mesurés. L’analyseur de spectre utilisé pour la mesure des variations de tension à la sortie du discriminateur est un modèle Agilent 35670. Sa bande de fréquence est au maximum de 100 kHz pour une voie, ou 50 kHz si nous utilisons les deux voies d’entrée (en corrélation croisée). Elle limite la mesure du Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 45 Présentation du banc de mesures réalisé spectre, à coté de la porteuse, à 100 kHz. Le signal modulateur pour la calibration du banc est généré par la source intégrée de l’analyseur. Le synthétiseur de calibration (HP8341B) est utilisé en modulation de fréquence, avec une faible sensibilité (1 MHz/V). Le signal de sortie est une onde entretenue (Continuous Wave) dont la fréquence est identique à celle de l’oscillateur sous test. Le signal généré par la source de l’analyseur module l’onde du synthétiseur à une fréquence de 100 kHz et une amplitude de 1,25 mV pour produire une déviation maximale de la fréquence de 1250 Hz. L’analyseur de spectre haute fréquence (Anritsu MS2665C) est utilisé pour la visualisation des signaux envoyés à l’entrée du discriminateur. Pour mesurer le bruit de phase d’un oscillateur, nous envoyons le signal d’oscillation à l’entrée du diviseur de la boucle décrite ci-dessus. Quelques conditions sont nécessaires pour réaliser une telle mesure. D’abord, la puissance de sortie de l’oscillateur doit être suffisamment grande pour assurer la polarisation du mélangeur avec des niveaux optimums sur les voies OL et RF. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 46 Présentation du banc de mesures réalisé GPIB Synthétiseur de calibration GPIB Analyseur de spectre Analyseur FFT Ampli HF AVG LAR RF Ampli BF Coupleur hybride Coupleur 10dB Charge 50 OL SR560 Oscillateur sous test Cage de Faraday Modulation FM Figure 2.6. Schéma du banc de mesures du bruit de phase Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 47 Présentation du banc de mesures réalisé Le mélangeur doit fonctionner en détecteur de phase et, dans ce but la quadrature doit être réalisée entre les signaux des voies OL et RF. De plus, il faut connaître le coefficient de conversion fréquence-tension du banc ( K d ), dans les conditions de polarisation du mélangeur avec l’oscillateur sous test. Il est donc nécessaire de déterminer ce coefficient K d avant la mesure. Avec la relation K d = 2πτ d Kφ , nous pouvons approximer la valeur de coefficient de conversion du banc en connaissant le retard de la ligne, les différentes atténuations dans la boucle ainsi que le coefficient de conversion du mélangeur Kφ . Cependant, une valeur bien plus précise de K d est obtenue par la calibration du système de mesures, avec le signal modulant de l’analyseur BF (figure 2.6). La déviation de la fréquence à l’entrée étant connue, nous déterminons la valeur de K d dans les mêmes conditions de fonctionnement que pour la mesure. Pour déterminer K d , le synthétiseur délivre une onde entretenue (Continuous Wave – CW) égale en fréquence et puissance avec l’oscillateur sous test. Ce signal est modulé en fréquence par une sinusoïde de faible amplitude et basse fréquence. La source interne de l’analyseur BF est utilisée pour créer ce signal modulateur. La déviation maximale de la fréquence de la porteuse ( ∆f max ) produite par cette source est mesurée d’abord à l’analyseur HF. Ensuite, nous mesurons le spectre engendré par ∆f max sur l’analyseur BF. Le coefficient K d est donné par le calcul du rapport entre la fréquence à l’entrée et la tension à la sortie du banc. L’égalité entre le signal de l’oscillateur sous test (étape de mesure) et le synthétiseur (étape de calibration) est vérifiée par la visualisation d’une image du signal à l’entrée du banc, donnée par le coupleur. Cette image est disponible sur le port de couplage et elle est visualisée avec l’analyseur de spectre HF. L’oscillateur sous test et le synthétiseur sont reliés au banc à travers un commutateur mécanique à deux entrées et une sortie. Le passage entre le signal de calibration et le signal de mesure est rapide, et la commutation est facile et précise. Nous pouvons nous assurer de cette manière que les deux signaux sont égaux et qu’il n’y a pas d’erreur de calibration. L’amplificateur HF adapte le niveau de puissance du signal envoyé dans la boucle de démodulation. Par le réglage de cette puissance, le coefficient de conversion peut être gardé quasiment constant, pour des niveaux variables à la sortie de l’oscillateur sous test. De plus, l’amplification est nécessaire pour augmenter le niveau de sortie des oscillateurs intégrés relativement faible (entre -10 et 0 dBm en fonction de la polarisation), et pour assurer le fonctionnement correct du banc. Ainsi, avec l’amplificateur, nous augmentons l’adaptabilité à divers oscillateurs et la facilité d’utilisation de la manipulation. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 48 Mise au point du banc de mesures du bruit de phase 2.4 Mise au point du banc de mesures du bruit de phase La mise au point du banc a été faite en trois étapes distinctes : 9 Caractérisation des composants, 9 Choix d’une configuration, 9 Analyse des performances. Nous caractérisons d’abord les composants principaux nécessaires au fonctionnement du banc pour évaluer les performances et les conditions d’usage. Cette étape représente la base pour le choix d’une configuration optimale pour le fonctionnement optimum du banc. 2.4.1 Caractérisation des composants Le mélangeur est un modèle double équilibré, à faible bruit 1 f , dont les niveaux de fonctionnement optimums sont de 7 dBm pour la voie OL et 0 dBm sur la voie RF. Le constructeur note le point de compression (1 dB) de la conversion phase-tension du mélangeur, à 1 dBm sur la voie RF et des pertes conversion au maximum de 6 dB. Le fonctionnement en détecteur de phase du mélangeur peut être déterminé par une des techniques évoquées au paragraphe 2.2.2. Pour sa détermination, nous avons utilisé deux synthétiseurs (HP8341B et Agilent E4438C) délivrant des fréquences de sortie égales. Les signaux de sortie alimentent les ports RF et OL du mélangeur. Pour la protection du mélangeur, un atténuateur de 6 dB est ajouté en série sur la voie RF. Le but de la mesure est d’appliquer une petite différence entre les fréquences des signaux et produire une sinusoïde BF à la sortie du mélangeur. La puissance dans le port RF est abaissée de 30 dB pour permettre la mesure de coefficient de conversion. Une puissance au dessus de -30 dBm génère plusieurs harmoniques et rend la mesure difficile. La valeur du coefficient de conversion correspond à l’amplitude de la sinusoïde multipliée par 2 [2]. La mesure pour plusieurs amplitudes sur le port RF et une puissance de 4 dBm sur le port OL, donne par extrapolation la valeur de coefficient de conversion dans la région utilisée pour la mesure (figure 2.7). La mesure en fonction de la puissance sur OL (entre 0 et 7 dBm) a donné une faible variation de Kφ . L’influence de la puissance sur OL n’est pas pertinente à cause du faible niveau sur la voie RF. La même mesure de Kφ a été effectuée, sans la différence fréquentielle entre les signaux, avec une déviation de la phase (modulation de phase) du signal connecté au port RF. Nous appliquons une déviation de 1 rad à une fréquence de 100 kHz au signal de synthétiseur Agilent. La mesure donne des valeurs similaires ; pourtant elle est perturbée par les variations des PLL internes aux synthétiseurs. La valeur de la quadrature varie avec une constante de temps d’approximativement 1 s et elle présente des maxima et des minima. Le désavantage de cette méthode est l’utilisation d’une faible puissance sur le port RF qui empêche la détermination du point de compression du mélangeur. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 49 Mise au point du banc de mesures du bruit de phase 322mV/rad Kφ [mV/rad] 100 100mV/rad 10 1 mesuré extrapolé 0,1 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 Puissance RF [dBm] Figure 2.7. Coefficient de conversion du mélangeur Le niveau de puissance sur le port RF doit être gardé au dessus de 0 dBm pour faire fonctionner correctement le mélangeur et obtenir un coefficient de conversion élevé. Des valeurs différentes entraînent les situations suivantes : 9 La diminution de la détectabilité des variations de fréquence à l’entrée, et par suite des performances. 9 La polarisation des diodes du pont de mélangeur par un faible niveau de puissance OL abaisse le gain de conversion phase-tension. 9 Un niveau au dessus de zéro sur la voie RF augmente le plancher de bruit du système. 9 La conversion phase-tension du mélangeur passe en compression quand la puissance sur la voie RF dépasse 0 dBm. L’isolation entre les voies du mélangeur est approximativement de 50 dB, valeur qui ne risque pas de modifier la détection du signal utile. Le coefficient de conversion du discriminateur est limité par la puissance maximale de sortie de l’amplificateur, qui ne permet pas d’atteindre le point de polarisation optimum du mélangeur (au dessus de 0 dBm pour la voie RF et environ 7 dBm pour la voie OL). Le point de compression de l’amplificateur HF dépend de la puissance de sortie, et a une valeur d’environ 8 dBm. Le fonctionnement en « compression », par le réglage de la puissance d’entrée peut être envisagé dans certaines conditions, afin de diminuer le bruit d’amplitude de l’amplificateur [2]. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 50 Mise au point du banc de mesures du bruit de phase 5,5 4,5 5,0 4,0 4,5 3,5 4,0 3,0 3,5 3,0 2,5 Tension ABF [mVeff] Coefficient de conversion du banc [V/MHz] 6,0 5,0 2,5 2,0 2,0 1,5 4 5 6 7 8 1,5 Puissance à l'entrée du banc [dBm] Figure 2.8. Coefficient de conversion du banc limité par le niveau de sortie de l’amplificateur La courbe de la figure 2.8 représente le coefficient de conversion obtenu avec l’amplificateur Miteq AVG20408-10-8P-4. Cette courbe est utilisée pour l’ajustement du coefficient de conversion pendant la calibration du banc. Pour cette raison, la courbe est représentée avec deux échelles différentes, une qui montre la valeur du coefficient de conversion et l’autre l’amplitude efficace de la sinusoïde mesurée à l’analyseur de spectre. L’amplitude du signal modulateur est de 1,25 mV (sensibilité de la modulation de fréquence 1 MHz/V). Les atténuations du déphaseur et de la ligne à retard sont présentées sur la figure 2.9. Nous remarquons une différence entre leurs atténuations proche de 7 dB autour de 4.5 GHz. 0 -0,5 Déphaseur -2 S21 [dB] -0,6 -4 -0,7 -6,9 dB à 4,5GHz -6 -0,8 -8 Ligne à retard -0,9 -10 4 5 6 7 8 -1,0 Fréquence [GHz] Figure 2.9. Atténuations de la ligne à retard et du déphaseur Les atténuations du coupleur directionnel « 10 dB » et du commutateur sont négligeables. Ces atténuations sont compensées par l’amplificateur HF. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 51 Mise au point du banc de mesures du bruit de phase 2.4.2 Configuration employée La configuration du discriminateur à ligne à retard, présentée sur la figure 2.6, possède les avantages suivants : 9 Point de fonctionnement optimum du mélangeur avec une différence de la puissance entre les voies OL et RF de 7 dB. 9 Atténuation « équilibrée » entre la ligne à retard et le déphaseur, qui sont montés sur des branches opposées, la LAR avant l’entrée RF. 9 Connectique adaptée. L’emploi d’une ligne à retard sur mesure (retard adapté aux caractéristiques du banc) peut donner une atténuation adéquate dans la boucle. Ainsi, nous pouvons d’abord évaluer les atténuations des composants dans la boucle du discriminateur, et calculer la longueur de la ligne qui compense ces atténuations. Le retard obtenu aura, dans ce cas, une valeur approximative, proche de la valeur souhaitée. Le montage de l’amplificateur HF réglable avant le discriminateur à ligne à retard présente les avantages suivants : 9 Compensation de l’atténuation des composants de la boucle, qui varie avec la fréquence, 9 Réglage du coefficient de conversion du banc, 9 Mesure des oscillateurs à faible puissance de sortie. Le principal inconvénient est représenté par son propre bruit de phase qui pourrait limiter le plancher de bruit du système de mesures. Les niveaux optimums du mélangeur peuvent être obtenus par l’amplification avant la ligne à retard. La puissance variable à l’entrée de la boucle implique un réglage du gain. De plus, comme le niveau d’entrée est relativement faible, le signal sur la voie OL doit être amplifié aussi. Il faut prendre en compte aussi le bruit de phase de ces amplificateurs, qui dégrade les performances du banc. Avec ces considérations, la mise en place d’une telle configuration devient compliquée et chère. Le coupleur 3 dB fonctionne comme diviseur de puissance et fourni une image du signal d’entrée, sur le port d’isolation (ISOL) en puissance et en fréquence. La justesse de la mesure de puissance est limitée par la directivité du coupleur qui est relativement faible (environ 17 dB). Ainsi, la modification du gain en amont du coupleur, détermine des variations du taux d’ondes stationnaires (Voltage Standing-Wave Ratio – VSWR) dans la boucle. Le changement du taux d’ondes stationnaires induit des variations de la directivité du coupleur qui modifie la puissance mesurée sur le port ISOL indépendamment de la puissance à l’entrée. Le déphasage de 90° à la sortie s’ajoute au retard total de ligne et il n’influe pas sur le fonctionnement de la boucle. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 52 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable Nous avons choisi de placer le coupleur « 10 dB » avant l’amplificateur HF pour mesurer avec précision la puissance à l’entrée du banc. La directivité n’est plus modifiée par le réglage du gain, mais cette disposition du coupleur ne permet plus la mesure de la puissance à l’entrée de la boucle. Ainsi, pour régler le gain, nous mesurons l’amplitude de la sinusoïde de calibration sur l’analyseur de spectre basse fréquence. Monté de cette manière, le coupleur permet le réglage précis de la puissance du synthétiseur. 2.5 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable Le plancher de bruit est une caractéristique importante des bancs de mesures de bruit. Cette caractéristique définit les limites du système de mesures, c'est-à-dire le bruit de phase minimum détectable, ou la résolution. Les limites du plancher sont fixées par le comportement en bruit des éléments du banc. Le plancher de bruit est le résultat de la polarisation des composants du système par le signal à mesurer. De ce fait, pour faire la mesure du plancher, nous utilisons une source à haute pureté spectrale à la place de l’oscillateur sous test. Le plancher en sortie est transformé en bruit de phase, appelé en ce cas bruit de phase minimum détectable. Il représente la capacité du système à détecter des faibles variations de la phase des oscillateurs à tester. 2.5.1 Sources de bruit affectant le plancher Les composants principaux qui possèdent du bruit propre sont : le mélangeur, l’amplificateur en sortie (BF) et l’amplificateur HF. L’amplificateur BF présente un bruit en sortie de l’ordre de 4 nV/ Hz . Compte tenu du coefficient de conversion du banc, qui est d’environ 5 V/MHz pour une polarisation optimale du mélangeur, nous pouvons détecter un niveau de bruit de phase de -120 dBc/Hz à 100 kHz . Des performances meilleures peuvent être obtenues avec un amplificateur à ultra faible bruit, qui présente un bruit équivalent en entrée inférieur à 1 nV/ Hz . La figure 2.10 a) représente la densité spectrale de bruit de l’amplificateur de tension SR560 (fabriquant Standford Research Systems). La mesure est faite à l’analyseur de spectre en trois bandes de fréquence pour trois gains différents. Le plancher de bruit du système de mesure est donné par le bruit de l’amplificateur, si les autres composants du banc ont des caractéristiques en bruit inférieures. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 53 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable 40 Bruit de phase [dBc/Hz] Plancher de bruit [V/sqrt(Hz)] 20 Gain = 1 1E-7 Gain = 10 1E-8 0 -20 -40 Gain = 1 Gain = 10 -60 Gain = 100 -80 -100 Gain = 100 -120 -140 1 10 100 1000 10000 1 100000 10 100 1000 1E4 1E5 Fréquence [Hz] Fréquence [Hz] a) Plancher de bruit ramené à l’entrée de l’amplificateur b) Bruit de phase calculé à partir du plancher Figure 2.10. Rôle de l’amplificateur BF modèle SR560 sur le bruit de phase minimum détectable Le bruit de phase minimum détectable est calculé à partir du plancher de bruit de l’amplificateur. Sa valeur est obtenue à partir de la densité spectrale de bruit ∆Vs2 et du coefficient de conversion maximum du banc K d _ max selon la formule : ⎛ ∆V 2 Lmin ( f m ) = 10 log ⎜ 2 2s ⎜ 2 f m K d _ max ⎝ ⎞ ⎟ ⎟ ⎠ (2. 10) Le bruit de phase minimum détectable est représenté sur la figure 2.10 b). Les diodes du pont détecteur du mélangeur ont une contribution importante sur le plancher de bruit de système. L’amplitude de bruit est principalement dépendante des matériaux et de la technologie de réalisation des diodes [2]. Aussi, il est recommandé d’utiliser des niveaux de polarisation modérés pour obtenir un faible bruit de sortie. Pour garder un bon niveau de détection, le mélangeur doit posséder un bruit inférieur à 1 nV/ Hz . L’amplificateur HF possède un bruit interne très faible qui donne une contribution insignifiante au plancher de bruit du système de mesures. Son bruit de phase résiduel sera à prendre en compte pour la mesure des oscillateurs à haute pureté spectrale. 2.5.2 Corrélation croisée La corrélation croisée est une technique largement utilisée pour la mesure de bruit [8, 22], elle permet de remonter au signal utile qui est couvert par le bruit des composants du système. L’étage de sortie, qui comprend le mélangeur et l’amplificateur basse fréquence, est dédoublé en deux voies par la division du signal à la sortie de la ligne à retard et du déphaseur. La densité spectrale de puissance de chaque voie est mesurée ensuite à l’analyseur de spectre. La configuration du système de mesures de bruit de phase à corrélation est représentée sur la figure 2.11. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 54 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable Analyseur FFT LAR SR560 Oscillateur sous test SR560 Figure 2.11. Banc de mesures du bruit de phase des oscillateurs utilisant une technique de corrélation au niveau de la détection L’analyseur, fonctionnant en corrélation (fonction « cross-spectrum »), permet la mesure simultanée de chaque voie, et il donne le résultat du calcul entre les spectres. Le calcul entre les spectres permet l’extraction de bruit décorrélé qui existe entre les voies. La densité spectrale de puissance (DSP) mesurée sur une voie est donnée par la somme du signal utile (bruit de phase de l’oscillateur sous test - OST) avec le bruit de l’étage de sortie (amplificateur et mélangeur) [23] : DSP(V1 ) = k ⋅ BphOST + Bruit _ 1étage _ sortie (2. 11) DSP(V2 ) = k ⋅ BphOST + Bruit _ 2étage _ sortie (2. 12) La corrélation croisée des deux voies donne : DSP(V1 × V2 ) = k ⋅ BphOST + Bruit _ 1étage _ sortie + Bruit _ 2étage _ sortie N (2. 13) Le constant k prend en compte le coefficient de conversion du banc et N le nombre de points du moyennage. Ainsi, nous obtenons l’atténuation du bruit des détecteurs et des amplificateurs de sortie. L’amélioration du plancher de bruit dépend du nombre de moyennes réalisées. Le bruit décorrélé entre les voies est réduit en fonction de la racine carrée du nombre des moyennes, selon la formule (2.13). 2.5.3 Mesures du plancher de bruit et du bruit de phase minimum détectable La mesure du plancher de bruit est particulièrement difficile, en raison des différentes sources de bruit présentes. Le plancher de bruit, à part les sources déjà énumérées (sous-chapitre 2.5.1), dépend également de la polarisation du mélangeur. Ainsi, le VCO sous test doit être remplacé par une source à haute pureté spectrale qui délivre un signal identique en fréquence et puissance à l’oscillateur. Le signal à la sortie du système s’écrit [8] : Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 55 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable 2 2 2 2 2 ∆Vs2 = (2πτ ) 2 Gampli Kϕ2 _ mél ∆f source + Gampli K AM _ mél ∆Asource + 2 2 2 2 +Gampli Kϕ2 _ mél ∆ϕ mél + Gampli ∆Vampli (2. 14) 2 2 ∆f source et ∆Asource correspondent à la densité spectrale des variations de fréquence et d’amplitude 2 représente la densité spectrale des variations de phase du mélangeur, Kϕ _ mél et de la source, ∆ϕ mél K AM _ mél représentent les coefficients de détection en phase et en amplitude du mélangeur, τ est le 2 retard entre les entrées du mélangeur, ∆Vampli et Gampli représentent les variations ramenées à l’entrée de l’amplificateur BF et son gain. Le plancher de bruit d’un système sans corrélation croisée est représenté par les facteurs correspondants aux fluctuations d’amplitude du mélangeur et de l’amplificateur de sortie. Le bruit de l’amplificateur étant connu (sous-chapitre 2.5.1), il reste à déterminer la contribution en bruit du mélangeur. Il est donc nécessaire de visualiser la densité spectrale du bruit du mélangeur polarisé dans les mêmes conditions que pour la mesure. La détection des variations de fréquence de la source doit être gardée faible, cette détection étant généralement supérieure à la détection des variations d’amplitude. Une technique simple pour diminuer la détection en fréquence du banc consiste à remplacer la ligne à retard par un câble court tel que le retard entre les branches de la boucle soit nul. Quand le retard entre les signaux qui arrivent sur les ports du mélangeur et proche de zéro, le coefficient de conversion fréquence–tension du banc est nul. Dans cette configuration, la contribution du bruit de phase de la source au plancher est fortement abaissée, comme le montre l’équation 2.14. Le signal mesuré à la sortie du discriminateur correspond alors au bruit du mélangeur et au bruit AM de la source. Un atténuateur a été ajouté en série avec le câble pour obtenir une atténuation égale à celle de la ligne à retard. Une source de type DRO, à faible variation de phase et d’amplitude, doit être utilisée pour mesurer le plancher. Nous avons utilisé le synthétiseur Agilent E4438C qui a un faible bruit de phase d’approximativement -90 dBc/Hz à 100 Hz. Son bruit se trouve au-dessous du plancher de bruit du mélangeur et de l’amplificateur de sortie et permet la mesure des limites du système sans autres précautions. Les étapes de la mesure du plancher sont les suivantes : 9 Mesure de l’atténuation de la ligne à retard à la fréquence d’utilisation (7,7 dB à 4,4 GHz). 9 Remplacement de la ligne par un câble court avec un atténuateur série. Leur atténuation doit être égale à l’atténuation de la ligne. Nous avons utilisé un câble souple de 30 cm et un atténuateur de 7 dB (équivalent à 7,7 dB). 9 Nous modulons en fréquence le signal du synthétiseur pour obtenir une déviation maximale de 2500 Hz à une fréquence de 100 kHz. Nous réglons la quadrature et nous vérifions la déviation produite à la sortie du banc. Si l’amplitude à 100 kHz est au dessus du Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 56 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable plancher de bruit mesuré, le déphasage entre les branches est différent de zéro, et il faut procéder au remplacement de la ligne. 9 La densité spectrale de bruit est mesurée à l’analyseur BF et le bruit de phase minimum détectable est calculé avec un coefficient de conversion égale à 3.2 V/MHz (formule 2.10). La figure 2.12 superpose le bruit de phase minimum détectable mesuré avec l’amplificateur de sortie, à celui obtenu avec le discriminateur sans la ligne à retard. La détection en fréquence du système est limitée par le discriminateur de fréquence, dont l’élément bruyant est le mélangeur. L’évolution du bruit minimum détectable a été étudiée en fonction des niveaux de puissance sur les ports du mélangeur. La modification de la puissance sur la voie OL de 3 dBm à 8 dBm, avec une charge de 50 Ω sur la voie RF, engendre une variation de bruit de phase minimum détectable de 4 dB dans la bande 2.5 Hz-60 kHz. Au dessus de 60 kHz, le bruit de phase minimum détectable reste constant. Des résultats similaires ont été obtenus par le changement de la puissance à l’entrée du discriminateur (de 6.7 dBm à 11.7 dBm). Dans ce cas, les valeurs mesurées sont constantes dans toute la bande de mesure. 40 Bruit de phase [dBc/Hz] 20 0 -20 -40 sans LAR -60 SR560 -80 -100 -120 -140 1 10 100 1000 1E4 1E5 Fréquence [Hz] Figure 2.12. Bruit de phase minimum détectable obtenu pour le plancher de bruit de l’amplificateur et du discriminateur sans ligne à retard Une solution pour la réduction du plancher de bruit est donc la technique de mesures en corrélation croisée. Dans un système de mesures en corrélation croisée, le bruit de l’étage de détection est suffisamment diminué pour laisser le bruit d’amplitude de la source devenir la limitation principale du plancher de bruit. Une technique basée sur la modulation d’amplitude de la source [24] est utilisée pour enlever cette limitation. La calibration du banc se fait sans la ligne à retard, avec une source modulable en amplitude. La source modulable AM permet la vérification du coefficient de conversion Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 57 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable en amplitude K AM _ mél . La procédure de détermination du coefficient est analogue à la calibration en fréquence. Llopis et al. [25] ont montré que la valeur du coefficient de conversion en amplitude dépend du déphasage qui existe entre les entrées du mélangeur, autrement dit de la quadrature. A l’aide du déphaseur, nous faisons le réglage de la quadrature pour trouver le point où la conversion d’amplitude passe par un minimum. Il a été démontré que le coefficient de conversion en fréquence reste quasiment constant pour une large gamme de niveaux de quadrature tandis que la conversion en amplitude a une grande variation selon le niveau de quadrature. Il est donc, nécessaire de trouver les conditions pour lesquelles le coefficient de conversion en amplitude passe par un minimum. Nous avons fait la même étude pour le système de mesures en configuration simple (sans la corrélation croisée), afin de trouver l’évolution des coefficients de conversion avec la fréquence. La figure 2.13 représente l’évolution de la détectabilité de fréquence et d’amplitude du banc en fonction du niveau de la quadrature. Le coefficient de conversion AM passe par un minimum autour de 60 mVeff de quadrature, tandis que le maximum en conversion FM est atteint à 0 Veff. Pourtant, si la quadrature est fixée pour le point de conversion AM minimale, le coefficient de conversion FM a une faible atténuation. La mesure de ces caractéristiques de conversion en AM et FM est faite comme suit : 9 Détermination du coefficient de conversion FM ( K d ) avec la ligne à retard dans la boucle du discriminateur en fonction de la quadrature. Mesure à l’analyseur de spectre BF de la sinusoïde engendrée par une déviation maximale de 1250 Hz à 100 kHz de la porteuse générée par l’oscillateur (la puissance de sortie est de 10.7 dBm, la fréquence est de 4.4 GHz). La variation de la quadrature est obtenue par le changement de la phase à l’aide du déphaseur. 9 Remplacement de la ligne par un câble en série avec un atténuateur et vérification de la condition de quadrature sur le mélangeur (différence de phase nulle). On vérifie que l’amplitude de la sinusoïde, en conversion FM, est au niveau du plancher de bruit. 9 Mesure de l’amplitude de la sinusoïde à l’analyseur BF avec modulation AM, une déviation de 0.1 à 100 kHz est appliquée au signal d’entrée. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 58 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable 100 Coeefficient de conversion [µVeff] K-FMmax : 0Veff 80 60 40 20 0 Conversion FM Conversion AM -200 -100 K-AMmax : 60,6mVeff 0 100 200 Niveau de quadrature [mVeff] Figure 2.13. Détection AM et FM fonction du niveau de la quadrature La mesure de la capacité du discriminateur à convertir les variations d’amplitude de la source est utile pour la détermination du plancher de bruit des systèmes à corrélation croisée. Une fois l’influence du plancher des autres sources de bruit déterminée, la modification du plancher avec la quadrature montre que le plancher de bruit est fixé par le bruit d’amplitude de la source. La réduction de la détectivité en amplitude mène à la réduction du plancher. L’évolution du bruit minimum détectable a été analysée pour le système de mesures à discriminateur sans corrélation en fonction de la détectabilité AM. La modification de la détectivité AM [25] par le réglage de la quadrature ne devrait pas changer le plancher de bruit, celui-ci étant déterminé par le bruit du mélangeur (le bruit d’amplitude de la source étant inférieur au bruit de phase). Pourtant, le plancher de bruit diminue de ~10 dBc/Hz, pour les fréquences supérieures à 300 Hz, pour le point de détection AM minimale. Les courbes, représentées sur la figure 2.14, ont été mesurées pour des valeurs de quadrature de 0 Veff et 60 mVeff. La conversion AM du bruit de mélangeur pourrait être à l’origine de cette diminution. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 59 Plancher de bruit et bruit de phase minimum détectable 40 Bruit de phase [dBc/Hz] 20 0 Sans ligne à retard -20 -40 -60 -80 -100 Détection AM minimale -120 1 10 100 1000 1E4 1E5 Fréquence [Hz] Figure 2.14. Bruit de phase minimum détectable en fonction de la conversion AM Si l’influence du bruit d’amplitude de la source est importante, par la diminution du facteur de conversion AM, le plancher de bruit peut être diminué de 20 à 30 dB [16]. L’implémentation de la détection des variations d’amplitude est faite avec des commutateurs à deux voies et un câble de 30 cm en série avec un atténuateur de 7 dB (figure 2.15). La branche de la ligne à retard sera dédoublée par le câble. Le choix du fonctionnement du banc en détecteur d’amplitude ou de phase se fera par la commutation entre la ligne et le câble. La détection des oscillateurs à fort bruit d’amplitude ou à défaut de fonctionnement et la mesure du plancher du banc, peuvent se faire d’une manière systématique. Commutateur 1 Analyseur FFT Commutateur 2 LAR RF Oscillateur sous test Câble court OL SR560 RF Déphaseur 90° OL SR560 Figure 2.15. Système de mesures du bruit d’amplitude de la source, intégrant aussi la corrélation croisée Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 60 Système de contrôle et d’acquisition 2.6 Système de contrôle et d’acquisition La caractérisation en bruit de phase d’un oscillateur est faite en deux étapes : la calibration et la mesure. Chaque étape entraîne des états de fonctionnement différents des appareils de mesures utilisés. Ainsi, pour l’étape de calibration, nous contrôlons le synthétiseur, l’analyseur HF et l’analyseur BF et nous faisons des acquisitions des données mesurées par ces deux derniers appareils. L’étape de mesures entraîne la commutation entre les modes de fonctionnement de l’analyseur BF. De plus, les valeurs mesurées doivent être remises à niveau par le coefficient de conversion obtenu lors de la calibration du banc. Ces réglages des appareils de mesures prennent beaucoup de temps lorsqu’ils sont faits manuellement. L’automatisation du banc permet le contrôle et la commutation rapide des appareils de mesure, ainsi que l’acquisition des signaux de sortie. Le temps pour réaliser la mesure d’un oscillateur est d’environ 10 minutes, 200 moyennes sont faites en trois bandes de 400 points, pour approximativement 50 réglages des appareils de mesure. Le système utilisé pour le contrôle et l’acquisition emploie une carte de National Instruments et il a été développé sous Labview. La description du programme et de la notice d’utilisation du banc se trouvent dans l’Annexe B. 2.7 Perspectives L’amélioration des performances des systèmes de mesures du bruit de phase à discriminateur de fréquence, suppose l’augmentation de la facilité d’utilisation du banc pour le réglage, le contrôle de la mesure et la calibration, ainsi que la diminution du seuil de détectabilité du système de mesures. L’automatisation du banc satisfait le premier aspect. L’utilisation d’un préamplificateur « Ultra Low Noise » contribuera à la réduction du seuil de détectabilité. Un faible niveau de quadrature est particulièrement difficile à garder pour les oscillateurs qui ont une importante variation de fréquence d’oscillation avec le temps. L’utilisation d’un déphaseur contrôlé en tension ainsi que d’un détecteur de zéro à la sortie du mélangeur est une solution pour le contrôle automatique de la quadrature. Le seuil de détectabilité est diminué par l’augmentation du facteur de conversion Kd et la diminution du plancher de bruit. Les techniques de mesures à référence active et passive se ressemblent, ayant pour base la détection des fluctuations de phase. Ainsi, toute la partie détection de phase du discriminateur peut être utilisée pour la mise en place d’un banc de mesure à référence active, discuté dans le souschapitre 2.2.2. Nous avons besoin seulement de deux appareils supplémentaires : un synthétiseur, avec la fréquence de sortie contrôlable en tension (fonction FM-DC), et une boucle PLL adéquate. La mesure de bruit de phase des quadripôles (bruit de phase résiduel) est couramment utilisée pour la caractérisation des amplificateurs, des diviseurs et d’autres éléments qui sont intégrés dans les chaînes radiofréquences. Il existe plusieurs techniques de mesures du bruit de phase résiduel qui ressemblent à la mesure de bruit de la phase des oscillateurs [6, 26-28]. Ainsi, une technique consiste à Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 61 Conclusion remplacer la ligne à retard par le quadripôle à tester. La calibration se réalise selon les techniques présentées dans le sous-chapitre 2.2.2. Une deuxième technique, largement utilisée ces dernières années, est appelée à détection interférométrique [29-35]. Elle emploie un coupleur hybride à « 180° » qui permet la suppression totale de la porteuse dans la voie RF. Le signal sans la porteuse ainsi obtenu est amplifié avant d’attaquer le mélangeur, ce qui permet d’augmenter la sensibilité de la détection de phase. Ces techniques de mesures peuvent être implémentées à partir du système à discriminateur déjà mis en place. Les limitations pour la mesure des quadripôles sont données par le plancher de bruit du système. Souvent, le bruit résiduel des composants à mesurer se trouve au-dessous de bruit de phase de la source ou du mélangeur, et rend la mesure particulièrement difficile. 2.8 Conclusion La première partie de ce chapitre traite les diverses méthodes de mesures du bruit de phase dans les oscillateurs contrôlés en tension. La majeure partie de ce chapitre a consisté à présenter la mise au point d’un banc de caractérisation de bruit de phase des oscillateurs basé sur la méthode passive à discriminateur de fréquence. Enfin, nous avons présenté les performances en terme de plancher de bruit du banc réalisé et quelques techniques de diminution. Ce travail débouche sur une configuration simple et bon marché pour la mesure du bruit de phase des oscillateurs monolithiques intégrés en technologies BiCMOS, offrant un système automatisé de caractérisation. Ce banc de caractérisation a été utilisé pour mesurer nos VCOs d’étude. Ces mesures ont montré un bon accord avec celles effectuées au LAAS sur les mêmes circuits. Le banc de mesure est donc opérationnel. Les améliorations possibles pour diminuer le plancher de bruit passe par : 9 l’augmentation du coefficient de conversion phase-tension du mélangeur (KΦ) en travaillant avec des niveaux de puissance plus élevés (meilleures performances de l’amplificateur HF), 9 amplificateur BF à plus faible bruit en sortie (1nV Hz ) , 9 l’implémentation de la corrélation croisée. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 62 Bibliographie 2.9 Bibliographie [1] Yang J. M., Yang D. C., Cheng P. G., Dickson J. M. Automated phase noise measurement of Ku-band MMIC VCO on-wafer. IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, 1999, vol. 4, p 1763-1766. [2] Llopis O. La mesure du bruit de phase en hyperfréquence. Rapport LAAS 02591. Toulouse : LAAS CNRS, 2000, 43 p. [3] Adamson D. 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Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 63 Bibliographie [14] Harrison D. M., Howes M. J., Pollard R. D. The Evaluation of Phase Noise in Low Noise Oscillators. IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, 1987, p 521-524. [15] Llopis O., Juraver J. B., Chaubert M., Graffeuil J. Evaluation of two non-standard techniques for the phase noise characterization at microwave frequencies. Proceedings of the Annual IEEE International Frequency Control Symposium, 2000, p 511-515. [16] Rodriguez A., Dunleavy L. P., Boudiaf A. Use of induced noise to calibrate injection-Locked phase noise measurements. IEEE Microwave and Wireless Components Letters, March 2001, vol. 11, no. 3, p 115-117. [17] Zhang Z., Rizzi J. B. A New Measurement Approach for Phase Noise at Close-in Offset Frequencies of Free-Running Oscillators. IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, 1996, vol. 3, p 1679-1682. 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Conception et caractérisation d’oscillateurs contrôlés en tension intégrés en technologie BiCMOS 0,35 µm 3.1 Introduction Dans les circuits d’émission-réception radiofréquences, la pureté spectrale de l’oscillateur local est le paramètre limitatif de la qualité des liaisons puisque son bruit se superpose au signal utile. De ce fait, le développement des systèmes de télécommunications exige de prendre un maximum de précautions dès la phase de conception des sources micro-ondes, afin de permettre l’amélioration de leur pureté spectrale imposée par les besoins toujours croissants en termes de débit et de bande passante. Ce chapitre présente la conception et la caractérisation d’un VCO entièrement intégré à 4.5 GHz réalisé en technologie BiCMOS 6G 0,35 µm sur laquelle nous avons travaillé. Ce VCO utilisant un circuit résonant LC, est basé sur une structure différentielle à deux transistors croisés. La conception initiale de cet oscillateur a été réalisée dans le cadre d’un projet RMNT ARGOS, et particulièrement dans une action coordonnée par France Telecom R&D [1]. Une optimisation des principales caractéristiques électriques a été reprise par Raoult [2] dans un travail précèdent. Notre travail de conception a consisté à : 9 reprendre la version initiale du VCO (schéma et layout) pour améliorer ces performances : optimisation des points de polarisation des composants, utilisation des meilleurs composants passifs : structures des inductances intégrées, capacités MIM4 etc., 9 ajouter des structures dédiées à nos études, notamment deux plots substrat à l’intérieur du VCO pour étudier le couplage par le substrat, 9 préparer les données pour insérer ce bloc dans un circuit mixte assemblé par Olivier VALORGE dans le cadre de son travail de thèse : floorplan, choix des alimentations, du boîtier etc. Ainsi, trois versions du VCO ont été réalisées, elles se distinguent principalement par trois structures différentes de l’inductance intégrée. Le travail de mesures sur les trois versions d’oscillateurs a consisté, dans un premier temps, à la réalisation matérielle d’une configuration de test ainsi qu’au choix des techniques de mesures. Ensuite, nous avons analysé plus en détails l’influence de trois structures d’inductances sur les caractéristiques de l’oscillateur. Les caractéristiques mesurées sont comparées, par la suite, à celles obtenues quand l’oscillateur est soumis à des perturbations substrat. Ces perturbations dans le substrat pouvant être injectées de l’extérieur ou générées par les blocs numériques intégrés (chapitre 4). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 67 Etat de l’art 3.2 Etat de l’art Ces dernières années, le développement des technologies BiCMOS pour applications RF a permis aux oscillateurs monolithiques d’atteindre de très hautes fréquences. Un oscillateur à 146,7 GHz a été réalisé par Uchida et al. [3] dans une technologie InGaP/InGaAs avec une fréquence fmax de 170 GHz. Les VCOs que nous avons conçus et caractérisés, ont été réalisés dans la technologie BiCMOS 0,35 µm du fabricant STMicroelectronics (Annexe A). Nous avons nommé ces VCOs d’après le type d’inductance utilisée dans leur réalisation, respectivement à écran substrat (VCO ES), à anneau de garde (VCO AG) et à anneau de garde optimisé (VCO AG-O). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 68 Etat de l’art Référence Substrat Bande accord [MHz] fc centrale [GHz] P con. [mW] P sortie [dBm] Bph. à 100 kHz [dBc/Hz] |FOM| [dB] Technologie fT /fmax [GHz] [4] 350 3.91 17.5 -6 -100 179.4 BiCMOS 0.35 µm Si [5] 1200 3.4 28 -108 184 BiCMOS 0.25 µm [6] 4.5 -92 194.5 BiCMOS 0.25 µm [7] 155 4.7 17.8 -7 -86 167 BiCMOS 0.35 µm [8] 150 4.975 40.5 -3.5 -82 160 BiCMOS 0.8 µm 45 / - (pattern) [8] 175 5.05 40.5 -3.5 -79 157 BiCMOS 0.8 µm 45 /VCO ES 250 4.3 82.5 -0.5 -95 168.5 BiCMOS 0.35 µm 45 / 60 VCO AG 250 4.5 82.5 -2.5 -93 167 BiCMOS 0.35 µm 45 / 60 VCO AG-O 250 4.5 82.5 -3 -94 168 BiCMOS 0.35 µm 45 / 60 [9] 890 10 50 -3.4 -68* 151 BiCMOS 0.25 µm [10] 500 11.65 ~23 -2 -84 172 BiCMOS 0.35 µm [11] 3900 20.95 ~20 -17.6 -78* 171 BiCMOS 0.35 µm 70 / 90 [12] 1000 21 7 BiCMOS 0.35 µm [13] 1000 21.5 130 -6 -93* 178 BiCMOS 0.25 µm 70 / 90 [14] 5100 24.9 7.4 -39 -73.3* 173 BiCMOS 0.25 µm 47 / [15] 10000 26 75 2 -87 177 BiCMOS 0.25 µm 50 / [16] 4100 28.9 129 -14.7 -64* 152 BiCMOS 0.4 µm 85 / [17] 1200 25 90 4.2 -93 181 BiCMOS 0.25 µm 47 / [18] 10900 41.45 280 3.5 -87* 175 BiCMOS 0.35 µm 70 / 75 [13] 1000 43 130 -17 -87* 178 BiCMOS 0.25 µm 70 / 90 [19] 3700 45.5 280 -5 -85* 164 BiCMOS 0.25 µm 70 / 75 [20] 6700 77.3 400 18.5 -78.8* 171 BiCMOS 0.35 µm 175 / 265 [21] 4300 84.3 56.5 -7.7 -67* 168 BiCMOS 0.18 µm 206 / 197 [21] 3200 98.2 61 -8.6 -65* 167 BiCMOS 0.18 µm 206 / 197 [22] 10000 110.7 -13 BiCMOS 0.25 µm 200/ 200 [3] III-V 146.7 30.6 -18.4 -45* 154 InGaP/InGaAs HBT - / 170 *bruit de phase ramené à 100kHz de la porteuse en considérant une pente de -20dB/dec (valeurs initiales indiquées à 1 ou 2 MHz de la porteuse) Tableau 3.1. Etat de l’art des VCOs et des oscillateurs ; comparaison vis-à-vis de la figure de mérite pour les diverses technologies utilisées Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 69 Conception de l’oscillateur contrôlé en tension (VCO) En technologie BiCMOS, les fréquences de transition (fT) ont des valeurs qui varient entre 45 GHz, pour les premières versions BiCMOS, et 230 GHz, pour les dernières technologies à 0,13 µm [23-24]. Ces valeurs permettent la génération des porteuses dans un spectre très large de fréquence. Ainsi, nous avons rencontré dans la littérature des oscillateurs dans la bande X [9, 10], dans la bande 20-30 GHz [11-17], 40-45 GHz [13, 18, 19] ou 77-110 GHz [20-22]. La technologie BiCMOS SiGeC est couramment employé pour la réalisation d’oscillateurs en bande C (4 à 8 GHz), permettant l’obtention de caractéristiques en bruit de phase d’environ 100 dBc/Hz à 100 kHz de la porteuse [4-6]. Pour comparer les caractéristiques des oscillateurs, un facteur de mérite ( FOM ) a été utilisé [6, 7, 13] : ⎡⎛ f ⎞ ⎤ FOM = L(∆f ) − 20 log ⎢⎜ c ⎟ ⎥ + 10 log( P ) ⎣ ⎝ ∆f ⎠ ⎦ (3. 1) où f c représente la fréquence d’oscillation de la porteuse, L(∆f ) est le bruit de phase de l’oscillateur de la plage de fréquence ∆f par rapport à la porteuse, et P est la puissance consommée par l’oscillateur (mW). Le tableau 3.1 montre les valeurs absolues de FOM pour plusieurs oscillateurs fonctionnant dans la même bande que les circuits que nous avons réalisés, ainsi que les performances de certains oscillateurs à très hautes fréquences. 3.3 Conception de l’oscillateur contrôlé en tension (VCO) 3.3.1 Schéma électrique du VCO et du buffer associé Le schéma électrique du VCO, représenté sur la figure 3.1, est basé sur une structure différentielle croisée [25]. Cette structure est composée de deux parties : le circuit oscillant (ou le résonateur passif) représenté par des composants « LC » montés en parallèle, et la paire différentielle de transistors bipolaires, représentant le circuit actif. Le circuit actif a pour rôle de compenser les pertes résistives dans le circuit passif. Il assure une résistance négative Ract ≈ −2 g m égale (en valeur absolue) à la résistance de perte du circuit oscillant [26]. Dans notre architecture, la contre−réaction de l’oscillateur est assurée par un couplage capacitif, croisée entre les terminaux de base et de collecteur des transistors de la paire différentielle. Le diviseur capacitif assurant cette contre−réaction positive est composé des capacités C1 et C2. La fréquence d’oscillation dépend principalement des valeurs des composants « LC » du résonateur, mais aussi du pont capacitif C1, C2 et des capacités parasites des transistors (et de liaison avec le buffer). La tension d’alimentation de l’oscillateur est de 3.3V. La polarisation de l’étage différentiel est assurée par un miroir de courant qui peut fournir un courant total entre 9 et 25 mA. Ce courant total est différent de Ipolar_VCO (le courant total de polarisation est d’environ 2*Ipolar_VCO + 2 mA). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 70 Conception de l’oscillateur contrôlé en tension (VCO) Les inductances, réalisées sous trois structures différentes, ont une valeur de 0,88 nH et les varactors une capacité de 1,2 pF sous 0 V de tension de polarisation. Les capacités Cs, en série avec les capacités contrôlées en tension Cvar, réduisent les non linéarités des varactors. La capacité Cm filtre le bruit de phase engendré par la source de courant et diminue l’impact des variations de la tension de la polarisation. Vdd Vctrl L1 L2 Cs Cvar Cvar Cs C1 Rb1 Rb1 C1 Q1 Q2 C2 C2 Rb2 Cm Rb2 Ipolar_VCO Figure 3.1. Schéma électrique simplifié du cœur du VCO L’étage tampon de sortie, représenté sur la figure 3.2, est constitué par un transistor monté en configuration de suiveur. Sa polarisation est assurée par un miroir de courant et par deux résistances montées en pont diviseur sur la base. Vdd R1 Q1 Sortie VCO Cl Sortie buffer R2 Ipolar_buff Figure 3.2. Schéma électrique simplifié du buffer Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 71 Layout des circuits 3.3.2 Analyse linéaire de l’oscillateur Une analyse linéaire de la fréquence d’oscillation peut être faite avec le modèle de la figure 3.3 [27]. Ce modèle prend en considération un élément actif, modélisé par une résistance négative. Les capacités qui assurent la contre-réaction positive ont une influence importante sur la fréquence d’oscillation, étant représenté dans le modèle par C1 et C2 . Le circuit oscillant est représenté par l’inductance Lres et la capacité Cres . La résistance Rres modélise les pertes du résonateur. Circuit résonant Circuit contre-réaction C L res Figure 3.3. Cres Rres Circuit actif 1 C 2 R act Modèle à impédance négative pour l’analyse des oscillateurs La fréquence d’oscillation est fixée par la fréquence de résonance du circuit suivant l’équation (cf. conditions de Barkhausen) : ωosc Lres = 1 ωosc ⎞ ⎛ C1 + C2 ⎟⎟ ⋅ ⎜⎜ ⎝ Cres (C1 + C2 ) + C1C2 ⎠ f osc = ωosc 2π (3. 2) La résistance d’entrée de la paire différentielle doit avoir une valeur négative et compenser les pertes du résonateur à la fréquence d’oscillation pour obtenir la condition d’oscillation. 1 ⎛ C − Ract ⎜⎜1 + 2 ⎝ C1 ⎞ ⎟⎟ ⎠ ⋅ Rres = 1 à f osc (3. 3) A la mise en marche de l’oscillateur, la résistance négative doit dépasser d’au moins 20% la valeur des pertes du résonateur pour arriver à l’oscillation [27]. Quand le régime permanent a été atteint, la résistance négative compense entièrement les pertes du résonateur. L’analyse linéaire est faite par l’étude de l’impédance Z du circuit de la figure 3.3. La partie réelle de Z donne la gamme où l’oscillation est possible. La fréquence pour laquelle la partie imaginaire s’annule, donne la fréquence effective d’oscillation même si la partie réelle de Z n’est pas nulle. 3.4 Layout des circuits Trois structures différentielles d’oscillateur à circuit LC, représentées sur la figure 3.4, ont été réalisées avec des inductances octogonales différentes. La première structure, représentée sur la figure 3.4 a), possède des inductances entourées par des anneaux de garde. Les spires sont optimisées Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 72 Layout des circuits en largeur et diamètre pour obtenir une petite surface [25]. La seconde structure, représentée sur la figure 3.4 b), a des inductances différentes, avec des spires plus étroites et un écran substrat au-dessous des spires (pattern shielding). La troisième structure (figure 3.4 c), quant à elle, tout en conservant la même géométrie de la spire, ne présente pas d’écran de substrat mais uniquement un anneau de garde. Plot L Plot PTD Les varactors La paire différentielle La source de courant du VCO Les buffers a) VCO AG-O (anneau de garde optimisé) b) VCO ES (écran substrat) Figure 3.4. c) VCO AG (anneau de garde) Layout du VCO avec des inductances de structure différente Le dessin de masque, ou layout, est réalisé dans la technologie BiCMOS 0,35 µm du fabriquant STMicroelectronics (Annexe A). Les transistors bipolaires, réalisés dans cette technologie, ont des couches enterrées pour diminuer la résistance de collecteur et améliorer l’isolation du transistor. Ils sont réalisés sur une couche N épitaxiée déposée sur un substrat résistif. Les capacités sont de type Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 73 Techniques de caractérisation MIM, étant formées entre le métal niveau 4 et niveau 4bis. La valeur de la capacité est typiquement de 2 fF/µm2. Nous disposons de cinq niveaux de métallisation pour les interconnexions des composants. La structure du layout est symétrique, étant réalisée autour des inductances et entourée par un anneau formé en métal 5. Cet anneau, autour de l’oscillateur, a pour fonction de mettre à la masse le circuit et en même temps de servir d’écran de protection contre les parasites électromagnétiques. Les inductances occupent la plus grande surface sur silicium (environ 200x400 µm2, à comparer avec celle de l’oscillateur entier qui occupe 740x782 µm2). Les varactors se trouvent au plus près des inductances est dans le voisinage des transistors différentiels. Une métallisation de niveau 5, qui commence audessus de la capacité de découplage de Vctrl, sépare les inductances et connecte l’étage des transistors et des varactors à l’anneau autour de l’oscillateur. Les buffers de sortie sont disposés de chaque coté des transistors différentiels. Le miroir de courant qui polarise les transistors différentiels se trouve dans la partie inférieure du layout. La surface de la partie supérieure du layout est occupée par des capacités de découplage de l’alimentation qui ont des valeurs importantes (20 pF). A gauche et à droite des inductances se trouvent les capacités de découplage des alimentations des buffers de sortie (20 pF). En bas du layout, se trouve la capacité de découplage de la polarisation de la paire différentielle. Le miroir de courant du VCO est encadré par deux capacités qui servent au découplage des miroirs de polarisation des buffers. Ces capacités de 10 pF occupent une surface importante au-dessous des transistors de chaque buffer. Deux prises (plots) substrat ont été disposées à l’intérieur du layout pour l’injection/la mesure des perturbations substrat à partir d’une source externe/appareil de mesure. Les points d’injection/mesure se trouvent à proximité d’une des deux inductances et près des transistors de la paire différentielle (chaque transistor de la paire différentielle étant constitue de trois transistors à quatre doigts de base). Chaque plot est composé de contacts substrat (Ptap) suivie par des métallisations de niveau supérieur (métal 1 à 4). Du coté de l’inductance, la matrice des contacts est de 30x30, avec une dimension de 0.4x0.4 µm2 et une distance entre les contacts de 0.9 µm. La piste en métal 4 a une largeur de 45 µm et une longueur de 165 µm. La métallisation du plot proche des transistors de la paire différentielle, passe entre le buffer et les transistors de la paire. Ce plot est réalisé à partir de trois structures de 10x10 contacts, chaque contact ayant 0.4x0.4 µm2. 3.5 Techniques de caractérisation 3.5.1 Cartes de test Le rôle de la carte de test est de permettre la mesure des caractéristiques électriques du circuit de test monté en boîtier. Le circuit de test est composé par le VCO entouré par des étages numériques. Ainsi, la carte nous donne accès aux différents signaux d’entrée et de sortie, pour analyser le fonctionnement du VCO seul, du VCO soumis à des perturbations injectées dans le substrat à partir Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 74 Techniques de caractérisation d’une source externe et du VCO quand le numérique fonctionne. Elle doit assurer donc l’alimentation et la polarisation de l’oscillateur et des blocs numériques (ainsi que la commande des différents étages numériques), la mesure des signaux RF à 5 GHz et la mesure ou l’injection des perturbations substrat. Pour la mesure de signaux RF (les sorties de l’oscillateur et les plots d’injections ou de mesure), nous avons choisi la réalisation de pistes adaptées à une impédance caractéristique de 50 Ω. Les alimentations sont prévues avec des capacités de grande valeur à l’entrée de la carte et des filtres à découplage au plus prés du circuit. Le schéma de la carte est représenté dans l’annexe C. La commande des étages numériques peut être faite sur la carte par des commutateurs à deux positions ou automatiquement par une liaison par bus. Trois cartes, représentées sur la figure 3.5, sont réalisées avec des structures différentes de la liaison circuit - carte et du nombre de connecteurs d’alimentation. Ainsi, le circuit monté dans un boîtier VFQFPN, est relié à la carte par deux méthodes différentes : par l’intermédiaire d’un support ou par soudure directe du boîtier. Le boîtier VFQFPN (Very thin Fine pich Quad Flat Pack Nolead) du fabriquant STMicroelectronics est destiné principalement aux applications HF, en raison de ses faibles dimensions ainsi qu’à la diminution des pertes dans le boîtier. Ces caractéristiques sont obtenues grâce à la structure plate, sans broches de raccordement et à la qualité des fils de liaison entre le boîtier et le circuit. Le boîtier utilisé a une surface de 5x5 mm2, 28 broches d’une longueur de 0.55 mm et abrite le circuit de 3.3x3.3 mm2. Deux cartes sont réalisées avec des supports pour boîtier VFQFPN. Ces supports sont fixés à la carte mécaniquement (par des vis), le contact entre la broche du boîtier et la carte se faisant par l’intermédiaire de micro-ressorts métalliques (fabriquant STMicroelectronics) ou par un polymère conducteur (fabricant WELLS-CTI) qui permet un contact électrique dans un axe vertical. La puce est serrée mécaniquement sur les contacts du support. La première carte, que nous avons appelée CT 1 (figure 3.5 a), est réalisée avec le support du fabriquant STMicroelectronics. La deuxième (CT2), représentée sur la figure 3.5 b, est réalisée avec le support de WELLS-CTI ; elle dispose de deux alimentations (polarisations) supplémentaires, respectivement pour l’oscillateur (circuit différentiel et circuit oscillant) et pour le buffer. La troisième carte CT 3, représentée sur la figure 3.5 c, garde la même architecture que la carte CT 2, le boîtier étant soudé cette fois directement sur la carte. De plus, pour cette carte, les capacités de découplage des alimentations sont plus proches de la puce. Pour la version CT 2, ces capacités ne peuvent pas être placées plus prés en raison des contraintes de montage mécanique du support. Le circuit imprimé a été réalisé en quatre couches en matériel isolant RO4003 (fabriquant Rogers). L’empilement des couches est : cuivre (35 µm) - isolant (0.508 mm) - cuivre (18 µm) - colle (0.1 mm) - cuivre (18 µm) - isolant (0.508 mm) - cuivre (35 µm). Les dimensions de la carte sont de 120 mm sur 100 mm. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 75 Techniques de caractérisation a) CT1 - carte à support STMicroelectronics Figure 3.5. b) CT2 - carte à support WELLS-CTI c) CT3 - carte avec boîtier soudé directement Cartes de test de la puce à étages mixtes, oscillateur et blocs numériques 3.5.2 Méthodes de caractérisation du VCO La caractérisation du VCO implique les mesures : 9 de la fréquence et de la puissance de la porteuse, 9 de la sensibilité d’accord, 9 des harmoniques, 9 des effets de poussée et d’entraînement de fréquence (pushing et pulling), 9 du bruit de phase, 9 de la bande de modulation. Les mesures de la fréquence et de la puissance de la porteuse ont été effectuées directement à l’analyseur de spectre Anritsu MS2667C. La configuration de la figure 3.6 donne les deux valeurs mesurées simultanément. Le réglage du courant de polarisation (Ipolar_VCO sur la figure 3.1) de l’oscillateur est fait par un potentiomètre qui se trouve sur la carte de test. Les sources d’alimentation sont réglables et fonctionnent sur des accumulateurs pour assurer une bonne stabilisation de la tension et éviter les parasites du réseau EDF. L’ajustement de la tension des sources est fait par des diviseurs résistifs, sans stabilisation de la tension, les composants de stabilisation risquant de modifier le bruit de phase de l’oscillateur. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 76 Techniques de caractérisation Analyseur de spectre Tension de contrôle Tension d’alimentation Figure 3.6. Oscillateur sous test Potentiomètre de polarisation du VCO Diviseur de puissance Wattmètre Configuration de mesure de la fréquence, la puissance, la sensibilité d’accord et le pushing La sensibilité d’accord est définie comme étant la déviation de la fréquence pour un changement de la tension de contrôle de 1 V. Sa mesure a été effectuée avec la configuration représentée sur la figure 3.6 en deux étapes. D’abord, nous mesurons la fréquence de la porteuse en fonction de la tension de contrôle. Ensuite, par le calcul de la dérivée de la courbe de fréquence, nous obtenons une valeur moyenne de la sensibilité. L’effet de poussée de fréquence est caractérisé par les variations de la fréquence de la porteuse en fonction de la tension d’alimentation. La mesure de cet effet est réalisée avec la configuration représentée sur la figure 3.6. Nous mesurons la fréquence de sortie en fonction de la tension de l’alimentation (polarisation et alimentation de l’oscillateur sans le buffer). La courbe est ensuite dérivée pour quantifier l’effet de poussée de fréquence. L’effet d’entraînement de fréquence (pulling) représente la déviation de la fréquence de l’oscillateur en raison d’une charge non idéale. Nous avons choisi une méthode de mesure qui ressemble à celle de Mini-circuits [28]. Cette méthode consiste à mesurer la fréquence de la porteuse quand la sortie est en « circuit ouvert », ou connectée à une charge caractérisée par une atténuation en réflexion « standardisé à 12 dB. La différence entre les deux fréquences ainsi obtenues donne la valeur de l’effet d’entraînement de fréquence. Nous avons représenté sur la figure 3.7 la configuration employée. Le port d’alimentation sert à la visualisation de la fréquence de la porteuse par l’analyseur de spectre. Dans un premier temps, nous mesurons la fréquence avec un court circuit en sortie. Le déphaseur est réglé pour obtenir une fréquence minimale ou maximale à l’analyseur. Dans un second temps, nous commutons sur un circuit ouvert en sortie. Nous réglons le déphaseur pour obtenir un minimum ou maximum en fréquence et nous déduisons la déviation de la fréquence. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 77 Résultats des mesures Tension de contrôle Oscillateur sous test Analyseur de spectre DC&RF RF Circuit ouvert Court-circuit 6dB Té de polarisation DC Atténuateur Commutateur Tension d’alimentation Figure 3.7. Configuration de mesure de l’effet d’entraînement de la fréquence Le bruit de phase est mesuré avec le banc de mesures spécifique développé au laboratoire dans le cadre de cette thèse et présenté dans le chapitre 2. Pour mesurer la bande de modulation, nous modulons en fréquence la porteuse avec une sinusoïde de fréquence entre 1 kHz à 50 MHz. Pour cela, nous alimentons l’entrée de contrôle de l’oscillateur par la sinusoïde décalée d’un niveau continu. Nous mesurons à l’analyseur HF la puissance de la bande latérale par rapport à la porteuse en commençant avec les fréquences basses. Nous calculons le coefficient de modulation β à partir de cette puissance. La fréquence pour laquelle β diminue de 2 de sa valeur maximale donne la bande de modulation. Si la bande de modulation est étroite, il peut s’avérer difficile de réaliser la mesure à l’analyseur de spectre HF, en raison de sa faible résolution. Dans ce cas, le spectre de l’oscillateur peut être visualisé par l’intermédiaire du banc de bruit de phase. L’amplitude du signal (de la sinusoïde) engendrée par la sinusoïde modulatrice à la sortie du banc, est mesurée à l’analyseur BF. La fréquence pour laquelle l’amplitude mesurée est égale à l’amplitude mesurée à la fréquence la plus basse divisée par 2 donne la limite supérieure de la bande de modulation. 3.6 Résultats des mesures 3.6.1 Caractéristiques en fréquence et puissance Les caractéristiques en fréquence et en puissance sont représentées respectivement pour les oscillateurs avec inductances à écran substrat (VCO ES), à anneau de garde (VCO AG) et à anneau de garde optimisé (VCO AG- O). Les sources d’alimentation continue sont séparées pour le VCO et le buffer et délivrent une tension de 3,3 V. Les spectres de sortie pour les trois oscillateurs considérés, représentés sur la figure 3.8, donnent un aperçu des fréquences et des puissances ainsi que du rapport entre la première et la deuxième harmonique pour chaque porteuse (courant de polarisation de 20 mA, tension de contrôle de 2 V). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 78 Résultats des mesures Puissance de sortie [dBm] 0 -20 VCO AG 4,344GHz -7,04dBm VCO ES VCO AG-O 4,47GHz -7,2dBm 4,232GHz -4,31dBm -40 8,754GHz -41,06dBm 8,516GHz -42,23dBm 9,006GHz -39,82dBm -60 -80 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 Fréquence [GHz] Figure 3.8. Harmoniques générées par les VCOs ES, AG et AG-O Nous représentons sur la figure 3.9, la fréquence d’oscillation en fonction de la tension de contrôle pour plusieurs courants de polarisation. La bande d’accord est d’approximativement 250 MHz. 4,50 4,60 Fréquence [GHz] Fréquence [GHz] 4,50 4,45 4,40 61.79MHz/V 4,35 Ipolar=10mA Ipolar=15mA Ipolar=20mA Ipolar=25mA 4,30 4,25 4,20 Simulation Mesure 4,40 Ipolar=24mA 4,35 4,45 4,55 0 1 2 3 4,30 4,25 4,20 4,15 4,10 4,05 4 0 1 Tension de contrôle [V] 2 3 4 Tension de contrôle [V] a) VCO AG-O b) VCO ES 4,55 4,50 Fréquence [GHz] 4,45 4,40 4,35 4,30 4,25 4,20 Ipolar=10mA Ipolar=24mA 4,15 0 1 2 3 4 Tension de contrôle [V] Figure 3.9. c) VCO AG Fréquence de la porteuse en fonction de la tension de contrôle pour différents courants de polarisation Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 79 Résultats des mesures La puissance de sortie du VCO, représentée sur la figure 3.10, présente une faible variation avec la tension de contrôle. Sa valeur dépend fortement du courant de polarisation du circuit oscillant. Pour un courant de polarisation de 25 mA, la puissance de sortie atteint une valeur maximale proche de 0 dBm. Les valeurs de puissance, représentées sur la figure 3.10, ont une valeur légèrement plus faible (0.7 dB) en raison des pertes dans le câble qui relie la carte à l’analyseur de spectre. 0 -2 Puissance [dBm] -4 -6 -8 Ipolar=25mA Ipolar=10mA Ipolar=15mA Ipolar=20mA -10 -12 -14 -16 0 1 2 3 4 Tension de contrôle [V] a) VCO AG-O -0,2 -0,3 Simulation Mesure Ipolar=24mA Puissance [dBm] -0,4 -0,5 -0,6 -0,7 -0,8 -0,9 -1,0 0 1 2 3 4 Tension de contrôle [V] Puissance [dBm] b) VCO ES -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 -22 -24 Ipolar=24mA Ipolar=10mA 0 1 2 3 4 Tension de contrôle [V] Figure 3.10. c) VCO AG Puissance à la sortie du VCO en fonction de la tension de contrôle, pour différents courants de polarisation Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 80 Résultats des mesures Nous avons représenté sur la figure 3.11 l’évolution de la puissance de sortie avec le courant de polarisation. Nous observons la plus forte valeur de la puissance pour une tension de contrôle de 0 V. 0 Puissance de sortie [dBm] -2 -4 -6 -8 -10 Vctrl=0V Vctrl=1V Vctrl=2V Vctrl=3V Vctrl=4V -12 -14 -16 -18 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 Courant de polarisation [mA] a) VCO AG-O 0 Puissance de sortie [dBm] Simulation Mesure -2 Vctrl=0V -4 -6 -8 -10 -12 -14 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 Courant de polarisation [mA] b) VCO ES Puissance de sortie [dBm] -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 -22 -24 -26 Vctrl=4V Vctrl=0V 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 Courant de polarisation [mA] Figure 3.11. c) VCO AG Puissance à la sortie du VCO en fonction du courant de polarisation pour différentes tensions de contrôle Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 81 Résultats des mesures Le réglage du courant de polarisation entre 9 et 25 mA, engendre une déviation de la fréquence de la porteuse de 70 MHz. Sur la figure 3.12, nous représentons la fréquence de sortie en fonction de courant de polarisation, pour plusieurs valeurs de la tension de contrôle. 4,60 Vctrl=4V Vctrl=3V 4,55 Fréquence [GHz] 4,50 4,45 4,40 4,35 4,30 4,25 4,20 8 10 12 14 16 18 20 Vctrl=2V Vctrl=1V Vctrl=0V 22 24 26 Courant de polarisation [mA] a) VCO AG-O Fréquence [GHz] 4,20 Simulation Mesure Vctrl=0V 4,15 4,10 4,05 4,00 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 Courant de polarisation [mA] b) VCO ES 4,50 Fréquence [GHz] 4,45 4,40 4,35 4,30 4,25 Vctrl=4V Vctrl=0V 4,20 4,15 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 Courant de polarisation [mA] Figure 3.12. c) VCO AG Evolution de la fréquence avec le courant de polarisation pour différentes tensions de contrôle Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 82 Résultats des mesures Sur la figure 3.13, nous représentons l’évolution de la déviation de fréquence en fonction de la tension d’alimentation, la courbe montrant un effet de poussée en fréquence d’approximativement 27 MHz/V à 3.3 V ; ceci est en bon accord avec les valeurs simulées avec SpectreRF de Cadence est ADS d’Agilent. Poussée de fréquence [MHz/V] 60 30 0 -30 -60 Ipolar=10mA Ipolar=20mA Ipolar=15mA -90 -120 2,4 2,6 2,8 3,0 3,2 3,4 Tension d'alimentation [V] Figure 3.13. 3.6.2 Effet de poussée de fréquence (VCO AG-O) Caractéristiques du buffer Nous représentons sur la figure 3.14 la puissance de sortie ainsi que le courant consommé par le buffer en fonction de la tension de polarisation de cet étage. Nous observons qu’en augmentant le courant de polarisation de 45 mA à 80 mA, la puissance de sortie est améliorée seulement de 0.5 dB. Une diminution de la consommation de 40% sera donc obtenu si nous polarisons le buffer avec un courant d’approximativement 50 mA. 90 -3 courant consommé 70 -8 60 -13 50 40 -18 30 -23 20 -28 10 puissance de sortie -33 0 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 Puissance de sortie [dBm] Courant consommé [mA] 80 3,5 Tension d'alimentation [V] Figure 3.14. Le courant consommé et l’évolution de la puissance de sortie, en fonction de la tension de polarisation du buffer Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 83 Résultats des mesures Sur la figure 3.15, nous représentons la fréquence de sortie en fonction de la tension d’alimentation du buffer. L’effet de poussée de fréquence avec la tension d’alimentation du buffer est de -18 MHz/V à 3.3 V. En simulation, nous avons obtenu une valeur de -20 MHz/V. 4,5125 40 Fréquence [GHz] 4,5000 30 20 4,4875 10 0 4,4750 -10 -20 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 Poussée de fréquene [MHz/V] 50 3,5 Tension d'alimentation [V] Figure 3.15. Evolution de la fréquence et effet de poussée de fréquence avec la tension d’alimentation du buffer 3.6.3 Bande de modulation La largeur de la bande de modulation du VCO ES est de 15.5 kHz. Sa mesure a été réalisée par la méthode décrite dans le paragraphe 3.5.2 (figure 3.16). La bande est principalement limitée par les capacités de découplage de la tension de contrôle montées sur la carte de test (10 µF, 22 nF, 100 pF et 10 pF). Nous avons obtenu une largeur de bande similaire (15.8 kHz) par des simulations avec Spectre (Cadence). Max 12 Amplitude [mVrms] 10 0,707*Max 8 6 4 15,5kHz 2 0 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 Fréquence de modulation [kHz] Figure 3.16. Mesure de la bande de modulation Cependant, la bande de modulation mesurée est largement inférieure à celle simulée, lorsque nous négligeons les capacités de découplage montées sur la carte de test. Sans ces capacités, nous Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 84 Résultats des mesures avons obtenu par simulation une largeur de bande de 28.9 MHz. En simulation, cette largeur de la bande de modulation a été déterminée à partir de coefficient de modulation (β), en deux étapes. D’abord nous avons simulé la sensibilité d’accord de l’oscillateur pour retrouver la valeur théorique de β (βthéorique=(Kcontrôle*Am)/fm, Am et fm sont respectivement l’amplitude et la fréquence du signal modulateur). Ensuite, nous avons simulé (avec Cadence : analyses PSS et PXF) l’amplitude des bandes latérales (Al) par rapport à l’amplitude de la porteuse (Ac) pour une sinusoïde de fréquence variable, superposée à la tension de contrôle. Le coefficient β a été calculé à partir de ces amplitudes (βsimulé=2Al/Ac). La bande de modulation est obtenue graphiquement par la représentation du coefficient β (figure 3.17) calculé et simulé, en fonction de la fréquence du signal modulateur. La fréquence pour laquelle la différence entre 0.707*βcalculé-βsimulé est égale à zéro donne la limite de la bande de modulation. Coefficient de modulation 1 Simulé Théorique 0,1 Bande de modulation 28,9MHz 0,01 1E-3 0 20 40 60 80 100 Fréquence de modulation [MHz] Figure 3.17. Détermination de la bande de modulation de l’oscillateur par la simulation 3.6.4 Bruit de phase Les mesures du bruit de phase ont donc été réalisées avec le banc de bruit de phase développé au laboratoire, qui fait l’objet du chapitre 2. Le bruit de phase des oscillateurs réalisés a été mesuré dans une bande latérale de 2.5 Hz à 100 kHz autour de la porteuse. Les caractéristiques du VCO ES (inductance avec écran substrat) ont été étudiées respectivement par rapport au courant de polarisation du circuit oscillant (figure 3.18) et par rapport à la tension de contrôle (figure 3.19). La courbe obtenue par rapport au courant de polarisation montre une amélioration du bruit de phase à partir de 10 kHz si le circuit est polarisé à plus de 18 mA (Vctrl = 2 V, Vdd = 3,3 V). Cette amélioration est d’approximativement 4 dB à 100 kHz. Les pentes obtenues pour les trois courants de polarisation sont similaires pour les décades de 10 Hz à 10 kHz. Pour la décade de 10 kHz à 100 kHz les valeurs de la pente sont différentes, étant respectivement de -22 dB/déc pour 10 mA, -24 dB/déc pour 18 mA et 26 dB/déc pour 25 mA. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 85 Résultats des mesures Bruit de phase [dBc/Hz] 40 20 0 -20 -30dB/dec Ipolar=10mA -22dB/dec -40 -30dB/dec -60 -80 Ipolar=18mA Ipolar=25mA -100 0 10 1 10 2 10 -26dB/dec 3 10 4 5 10 10 Fréquence [Hz] Figure 3.18. Bruit de phase du VCO ES en fonction du courant de polarisation En fonction de la tension de contrôle (variable de 0 à 4 V avec un pas de 0.5 V), pour les fréquences inférieures à 50 kHz, nous observons une dégradation en bruit quand la tension de contrôle augmente (Ipolar=18 mA, Vdd=3,3 V). A 1 kHz, cette dégradation est de 3 dB, à 10 kHz de 2.8 dB et continue à diminuer jusqu’à 1 dB à 50 kHz. Pour les fréquences supérieures à 50 kHz le bruit de phase présente une très faible variation avec la tension de contrôle (0,5 à 1 dB). Bruit de phase [dBc/Hz] 40 2,1kHz 20 0 -20 -40 Vcontrôle=4V -60 Vcontrôle=0V -80 -100 0 10 1 10 2 10 3 10 10 4 5 10 Fréquence [Hz] Figure 3.19. Bruit de phase du VCO ES en fonction de la tension de contrôle Sur la figure 3.20, nous représentons les courbes du bruit de phase mesurées pour les trois VCOs étudiés (polarisation 20 mA, tension de contrôle 2 V). Le VCO AG-O montre une légère amélioration en bruit de phase pour les fréquences inférieures à 10 kHz, au delà de cette fréquence les niveaux mesurés étant assez similaires pour les trois oscillateurs. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 86 Résultats des mesures Bruit de phase [dBc/Hz] 40 20 VCO ES 0 VCO AG -20 VCO AG-O -40 -60 -80 -100 1 10 100 1000 10000 100000 Fréquence [Hz] Figure 3.20. Comparaison entre les valeurs du bruit de phase obtenu pour les VCOs ES, AG et AG-O Une comparaison entre le bruit de phase mesuré, et simulé avec SpectreRF et ADS est représentée sur la figure 3.21 (polarisation 10 mA, tension de contrôle 2 V). Nous observons une différence importante (jusqu’à 5 dB à 100 kHz) entre la mesure et la simulation. Cependant, il existe une bonne concordance entre les valeurs simulées avec les deux outils (Annexe F). 80 Bruit de phase [dBc/Hz] 60 40 20 0 -20 -40 -60 -80 -100 -120 0 10 Mesure Simulation (ADS) Simulation (SpectreRF) 1 10 2 10 3 10 4 10 5 10 Fréquence [Hz] Figure 3.21. Comparaison entre le bruit de phase mesuré et simulé avec les outils SpectreRF (Cadence) et ADS (Agilent) 3.6.5 Influence de la protection substrat des inductances sur la porteuse Nous avons étudié la fréquence de fonctionnement ( f c ) du VCO ainsi que la puissance microonde qu’il délivre, en fonction d’une part de la tension de contrôle Vctrl et d’autre part, du courant de polarisation I polar _ VCO de l’étage différentiel. Ce travail a été effectué sur un lot complet de dix circuits. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 87 Résultats des mesures Sur la figure 3.22, un exemple typique de résultats comparatifs entre les deux structures d’inductance met en évidence une diminution d’environ 200 MHz de la fréquence f c en fonction de la tension Vctrl pour les VCOs avec écran substrat. Cette variation s’accompagne d’une augmentation de la puissance de sortie d’au moins 3 dB. 4,55 4,50 4,45 Fréquence [GHz] 4,40 4,35 4,30 4,25 4,20 4,15 4,10 Inductance à écran substrat Inductance à anneau de garde 4,05 0 1 2 3 4 Tension de contôle [V] Figure 3.22. Fréquence de sortie des VCOs avec deux structures d’inductances : à écran substrat et à anneau de garde Il existe dans la littérature de nombreux modèles d’inductances tentant d’expliquer ces comportements. Niknejad [29] a montré qu’à partir du coefficient de qualité (utilisation de transformations série parallèle), il est possible d’évaluer l’efficacité de l’écran de garde en fonction des matériaux utilisés. Yue C. et Bunch R. [30, 31], quant à eux, ont mis en évidence que la diminution de la fréquence de sortie peut être simplement analysée via un modèle prenant en compte l’inductance mutuelle entre l’écran de garde dans le substrat et les spires. Pour des raisons de complexité, nous avons retenu pour nos travaux un modèle simplifié. Ce dernier apparaît cependant suffisant pour interpréter les variations spectrales du signal de sortie [32]. Les schémas électriques équivalents des inductances sont représentés sur les figures 3.23 a) et b). Ces modèles tiennent compte de la valeur caractéristique de l’inductance L et la résistance série Rs de la spire. La modélisation des phénomènes « substrat » est prise en compte via la capacité Cox entre la spire et ce substrat (capacité d’oxyde), les résistances Rsub (substrat) et Récran (écran de garde) qui traduisent les pertes liées au substrat ou encore la capacité du substrat Csub (lié au courant de déplacement). Le modèle tient également compte de la capacité totale Ctune et de la « résistance négative » −Gactive qui composent le circuit résonant de l’oscillateur. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 88 Résultats des mesures R C ox -Gactive -Gactive C tune Récran s C tune R L a) avec écran substrat Figure 3.23. R C ox s Csub sub L b) anneau de garde Modèle d’inductance La conductivité du substrat de la technologie BiCMOS induit une importante dissipation d’énergie dans le silicium. Cette dissipation augmente proportionnellement avec la fréquence et détériore le facteur de qualité de l’inductance ( Q ) et par conséquent du circuit oscillant [30, 32]. Les éléments du modèle qui décrivent la dissipation d’énergie dans le substrat, pour les deux types d’inductances, sont représentés par les branches encadrées (pointillés) sur la figure 3.23. Pourtant, même si la construction de l’écran substrat n’introduit pas de modifications importantes dans le modèle de l’inductance, les valeurs des composants des branches substrat changent. L’impact du substrat sur le circuit oscillant, est alors fortement dépendant des facteurs de qualité des impédances des branches. Pour les deux inductances, le facteur de qualité du substrat, respectivement avec écran ( Qsub _ écran ) et avec anneau de garde ( Qsub _ anneau ), peut être exprimé par les équations suivantes : Qsub _ écran = 1 ωCox Récran Qsub _ anneau = ⎛ C ⎞ 1 + ⎜⎜1 + sub ⎟⎟ωC sub Rsub ωCox Rsub ⎝ Cox ⎠ (3. 4) (3. 5) A priori, l’architecture substrat de l’inductance, avec écran ou anneau de garde, doit mener à la modification de la capacité d’oxyde et/ou des résistances Rsub et Récran . Cependant, puisque la structure et la géométrie de la spire ne change pas, Cox doit conserver des valeurs comparables même pour les deux types d’inductances. En conséquence, les modifications doivent majoritairement se répercuter sur la valeur des résistances substrat ou écran de garde. Rsub dépend de la résistivité du substrat et de l’emplacement de l’anneau de garde par rapport à la spire ; sa valeur est nettement plus grande que Récran . De ces considérations, il en découle que Qsub présente des valeurs différentes pour les deux types d’inductances. Une analyse quantitative peut-être faite afin d’expliquer les résultats obtenus et de mettre en évidence l’influence du substrat et des architectures d’inductances. Plusieurs cas doivent être distingués : 9 Inductance à écran substrat : La valeur de Cox est plus importante avec l’écran (~ 100 fF) en polysilicium qu’avec le substrat (~ 60 fF), la résistance Récran reste très faible Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 89 Résultats des mesures (~ 5 Ω). Avec ces valeurs, Qsub _ écran a une valeur supérieure à Qsub _ anneau (~ 50 à comparer ~ 5), ce qui indique une diminution des pertes mais en même temps augmente le poids de la capacité d’oxyde dans le circuit oscillant. Par suite, le signal généré par le circuit oscillant a une fréquence d’oscillation plus basse et une amplitude plus grande (ce que nous avons obtenu en mesure). Le facteur de qualité de l’inductance est amélioré, ce qui mène à une légère amélioration du bruit de phase. Nous observons sur la figure 3.24 que cette amélioration du bruit de phase est prépondérante dans la bande 1 kHz à 10 kHz. 9 Inductance à anneau de garde : La valeur la résistance Rsub est suffisamment grande (~ 150 Ω) pour diminuer le facteur de qualité Qsub _ anneau (~ 5). Cette diminution conduit à l’affaiblissement du poids de la capacité Cox et par conséquent, à l’augmentation de la fréquence f c . Cependant, la puissance de sortie est diminuée en raison de la dissipation d’une partie de l’énergie du circuit « LC » dans le substrat. 9 Inductance à spire de petite surface et anneau de garde optimisé : la réduction d’environ 30% de la surface de la spire et l’amélioration de la géométrie de l’anneau par rapport à la spire (anneau de garde plus proche de la spire et de périmètre réduit), se traduisent par des valeurs de capacité Cox et de résistance Rsub donnant un facteur de qualité Qsub _ écran optimal (supérieure à 20). L’écran substrat peut dégrader dans ce cas le fonctionnement du circuit « LC » (abaissement de la fréquence mais puissance quasiment constante) [29]. Bruit de phase [dBc/Hz] 40 20 0 Anneau de garde -20 -40 -60 Ecran substrat -80 -100 10 100 1000 10000 100000 Fréquence [Hz] Figure 3.24. Bruit de phase mesuré en fonction de la structure d’inductance Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 90 Résultats des mesures 3.6.6 Dispersion entre les puces Les mesures effectuées sur un lot de dix circuits montrent des variations notables de la fréquence et de la puissance de la porteuse. L’étude a été réalisée pour des VCOs à structures d’inductances à anneau de garde et à écran substrat. Sur la figure 3.25 nous représentons : 9 La limite supérieure de la fréquence de la porteuse, que nous pouvons atteindre quand le VCO est polarisé par un courant de 25 mA et une tension d’accord de 4 V . Nous constatons une dispersion de 20 MHz par rapport à la valeur moyenne pour les deux types d’oscillateurs. 9 La puissance maximale de la porteuse, obtenue pour un courant de polarisation de 25 mA et une tension de contrôle de 0 V. Nous observons une dispersion de 0.25 dB et 0.3 dB pour respectivement les VCOs ES et AG. 9 L’effet de poussée de fréquence. La dispersion observée est d’approximativement 1 MHz/V pour les deux oscillateurs. 9 La largeur de la bande d’accord. La dispersion observée est d’approximativement 1.4 MHz/V. Puissance maximale 0 4,55 4,5 4,45 4,4 4,35 -0,5 VCO ES VCO AG 4,3 4,25 4,2 4,15 Puissance [dBm] Fréquence [GHz] Limite supérieure de la fréquence d'oscillation 1 2 3 4 6 7 8 9 10 -1,5 VCO ES -2 VCO AG -2,5 -3 -3,5 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 -4 Circuits Circuits Effet de poussée de fréquence par raport à la tension d'alimentation du VCO Largeur de la bande d'accord 0,3 29 0,25 28 27 26 VCO ES 25 VCO AG 24 Bande [GHz] Sensibilité [MHz/V] 5 -1 Ipol=10mA;VCO ES 0,2 Ipol=10mA;VCO AG 0,15 Ipol=24mA;VCO ES 0,1 Ipol=24mA;VCO AG 0,05 23 22 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 1 10 2 3 4 5 6 7 8 9 10 Circuits Circuits Figure 3.25. Dispersion entre les puces Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 91 Conclusion 3.7 Conclusion Après un rapide état de l’art sur les VCOs intégrés, nous avons présenté l’architecture de notre VCO. Celui-ci est basé sur une paire différentielle contre-réactionnée par un pont capacitif. Le circuit résonant se compose d’un varactor et d’une inductance intégrée dont la géométrie a été étudiée. Ainsi, trois versions du VCO ont été réalisées et caractérisées : la première version utilise un dessin d’inductance optimisé avec anneau de garde, la seconde version du VCO contient une inductance avec écran substrat, la dernière version du VCO reprend l’inductance précédente pour laquelle l’écran substrat est supprimé et un anneau de garde ajouté. Après une présentation des cartes de test, les résultats de caractérisation sur les trois versions sont rassemblés. Une analyse détaillée du rôle de l’inductance avec écran ou anneau est proposée en relation avec les performances électriques notamment la fréquence d’oscillation, la puissance de sortie et le bruit de phase. Ces différentes versions de VCOs sont placées sur un circuit mixte intégrant des blocs numériques dont la fonction est de générer du bruit pour étudier le couplage substrat. De plus, deux plots substrat placés au cœur du VCO permettent de mesurer le potentiel substrat ou d’injecter un signal. Le chapitre 4 permet d’étudier le comportement de ces VCOs en présence de bruit substrat injecté ou créé par les blocs numériques. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 92 Bibliographie 3.8 Bibliographie [1] Jacquinot H., Majos J., Penn P. 5 GHz low-noise bipolar and CMOS monolithic VCOs. ESSCIRC 2000, Proccedings of the 26th European Solid State Circuits Conference, Stockholm, septembre 2000, pp. 308-311. 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Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 95 Bibliographie Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 96 Introduction 4. Méthode de simulation, de caractérisation et de modélisation de la propagation et de l’impact du bruit substrat sur un VCO 4.1 Introduction L’intégration de fonctions radiofréquences (RF) dans les circuits mixtes laisse apparaître des problèmes de couplage par le substrat entre les signaux numériques et analogiques liés à la mauvaise isolation du substrat. Les performances des étages critiques RF (tels que ceux réalisant par exemple la synthèse de fréquence), notamment fréquentielles et spectrales, s’en trouvent alors largement pénalisées. C’est particulièrement le cas des VCOs à cellule résonante LC qui voient leurs performances limitées par le couplage substrat avec la partie numérique. Dans ce chapitre, nous proposons une méthode d’analyse pour comprendre les mécanismes qui interviennent dans le couplage. Dans le cas d’un circuit mixte formé par un VCO et des étages numériques, nous présentons à partir de nombreuses caractérisations, le comportement de l’oscillateur soumis d’abord, à des perturbations sinusoïdales injectées volontairement et ensuite au bruit substrat généré par l’activité des inverseurs intégrés. De plus, une analyse spectrale des perturbations substrat haute fréquence générées par l’oscillateur sera brièvement abordée. 4.2 Etude de la sensibilité des alimentations, de la masse et du substrat. Méthodes d’analyse Le bruit substrat généré par les étages numériques (plus largement décrit dans le chapitre 1), a un impact important sur les étages RF qui se trouvent sur le même circuit. Les sauts d’alimentation et de masse sont les principaux mécanismes qui perturbent ces étages analogiques [1]. Les caractéristiques spectrales de l’oscillateur (le bruit de phase) peuvent être fortement affectées par les perturbations engendrées par la partie numérique. Il existe dans la littérature plusieurs méthodes pour quantifier cet impact sur les oscillateurs [2, 3]. Hertzel et al. [4] montrent que l’impact sur un VCO peut être pris en compte par la détermination des fonctions de sensibilité statique. Ces fonctions représentent les variations de la fréquence d’oscillation par rapport aux fluctuations des tensions d’alimentation, de masse et de substrat. L’oscillateur intégré dispose de plusieurs ports d’alimentation, notamment pour ses deux principaux étages : l’oscillateur différentiel LC et le buffer associé. Les ports sont alimentés par des sources de tension communes aux étages de l’oscillateur : Cristian Andrei 97 Etude de la sensibilité des alimentations, de la masse et du substrat. Méthodes d’analyse 9 une source de 3,3 V pour le circuit oscillant ( Vdd ) et pour la polarisation en courant du circuit oscillant (Vpol), 9 une source variable pour la tension de contrôle du circuit oscillant ( Vctrl ), 9 une source de 3,3 V pour l’alimentation du buffer ( Vdd _ buffer ). Dans ces conditions la fréquence de la porteuse dépend des tensions d’alimentation de l’oscillateur LC : la tension Vdd , le courant de polarisation I polar _ VCO (ou la tension Vpol ), et de la tension de contrôle Vctrl . Les variations de la fréquence du VCO en fonction de ces tensions d’alimentation peuvent être décrites par des fonctions de sensibilité respectivement par rapport à la tension d’alimentation appelée KVdd , par rapport au courant (ou à la tension de polarisation) appelée K Ipolar _ VCO (ou KVpol ) et par rapport à la tension de contrôle appelée KVctrl . Une fluctuation de la tension d’alimentation ou du courant de polarisation entraîne le changement de la fréquence de la même façon qu’une variation de Vctrl modifie la valeur de la capacité du varactor et ainsi la fréquence de sortie. La porteuse est donc modulée en fréquence par les perturbations. Dans ces conditions, en considérant une perturbation sinusoïdale superposée aux tensions de polarisations : vm (t ) = Am cos (ω m t ) (4. 1) La fréquence change selon l’équation : f = f c + K ⋅ vm (t ) (4. 2) où f c est la fréquence de sortie du VCO et K est la fonction de sensibilité. Après l’intégration de la fréquence pour déterminer la phase, le signal de sortie de l’oscillateur est donné par l’équation suivante : ⎛ ⎞ K ⋅ Am s (t ) = S ⋅ cos ⎜ ω c t + sin (ω m t ) ⎟ fm ⎝ ⎠ L’indice de modulation est défini par (4. 3) K ⋅ Am , étant directement proportionnel à la fonction de fm sensibilité K . Les fluctuations substrat dans notre circuit de test (présenté dans le chapitre 3) sont mesurées sur un plot situé à l’intérieur de l’oscillateur. Elles présentent des amplitudes de 5 à 30 mV selon le nombre d’étages numériques en commutation. Tenant compte de cette valeur et après vérifications expérimentales (observation des bandes latérales à la raie de l’oscillateur), nous pouvons considérer une modulation de fréquence en bande étroite. Ainsi, nous pouvons exprimer la puissance de la bande latérale par rapport à la porteuse (Power of the Side Band to the Carrier - Psbc en dBc) par : Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 98 Etude de la sensibilité des alimentations, de la masse et du substrat. Méthodes d’analyse ⎡ K ⋅ Am ⎤ Psbc = 20 ⋅ log ⎢ ⎥ ⎣ 2 fm ⎦ (4. 4) Les sauts d’alimentation ne sont pas les seules perturbations produites à la commutation de la partie numérique d’un circuit mixte. La masse de l’oscillateur est elle aussi, sensible aux perturbations qui sont générées lors des commutations. Ainsi, cette masse est non idéale (potentiel différent de zéro) en raison des connexions imparfaites avec le boîtier et avec le support - circuit imprimé de test. Le substrat, qui est relié à la masse par des nombreuses prises (anneau de garde par exemple), est donc atteint par les perturbations sur la masse. La fréquence de la porteuse peut ainsi être modifiée par une perturbation sur la masse ou par le substrat. Pour tenir compte de ce mécanisme de couplage, nous avons défini, outre la fonction de sensibilité par rapport à la masse K GND , la fonction de sensibilité par rapport au substrat K SUB . Toute perturbation sur la masse et/ou le substrat va générer aussi des bandes latérales parasites à coté de la porteuse dont l’amplitude est proportionnelle à la sensibilité K GND ou K SUB décrite par la formule (4.4). 0 Puissance [dBm] 1MHz; 50mVpk -30 Psbc -60 -90 4,511 4,512 4,513 4,514 4,515 4,516 4,517 Fréquence [GHz] Figure 4.1. Puissance par rapport à la porteuse pour une sinusoïde appliquée sur une prise substrat située dans la proximité des inductances (50 mV à 1 MHz) A partir de l’analyse précédente, il découle que le comportement de l’oscillateur à la commutation du numérique peut être étudié par : 9 L’analyse des fonctions de sensibilité statique. La fonction de sensibilité statique représente la déviation de la fréquence centrale en fonction d’un écart de potentiel continu. Cette analyse, qui sera décrite dans le paragraphe 4.3, donne une information de la réaction de l’oscillateur affecté par bruit substrat en mesure ou en simulation; Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 99 Analyse des fonctions de sensibilité statique du VCO 9 L’analyse expérimentale des valeurs Psbc (figure 4.1), qui donnent la réaction du VCO par la mesure des bandes latérales. A partir de la valeur de Psbc , nous pouvons calculer facilement la fonction de sensibilité K correspondante au niveau de la bande latérale mesurée (formule (4.5). K= 2 f m P20sbc 10 Am (4. 5) Ce calcul est particulièrement utile pour mesurer une sensibilité K de faible valeur (par exemple de quelques kHz / V ). Ainsi, une déviation de quelques Hz est difficile à mesurer quand la fréquence de la porteuse est de 4.5 GHz. 4.3 Analyse des fonctions de sensibilité statique du VCO L’étude des fonctions de sensibilité statique est une des méthodes d’analyse du comportement d’un oscillateur, quand celui-ci cohabite sur le même circuit avec des étages numériques (qui génèrent des perturbations sur les alimentations, la masse et le substrat) [5]. La sensibilité statique de l’oscillateur, par rapport aux sources d’alimentation ou par rapport au potentiel d’un nœud du circuit, peut être définie par : K sourcei = δ fc δ Vsource i (4. 6) ( source j ≠ sourcei ) = cste. En pratique, la mesure de la fréquence d’oscillation en fonction de la tension continue de la source i est faite dans un premier temps. La sensibilité K source correspondante est déterminée ensuite i par dérivation par rapport à cette tension de la fonction de fréquence. Nous allons étudier ensuite les fonctions de sensibilité suivantes : KVpol , KVdd , KVctrl . 4.3.1 Fonctions de sensibilité des alimentations Nous avons mesuré la fréquence de sortie en fonction respectivement de la tension de contrôle ( KVctrl ), de la tension de polarisation ( KVpol ) et de la tension d’alimentation du VCO ( KVdd ). Les sensibilités obtenues sont représentées respectivement sur les figures 4.2, 4.3 et 4.4. Nous pouvons noter plusieurs caractéristiques liées aux fonctions de sensibilité des alimentations : 9 Forte variation de la sensibilité KVctrl en fonction de la tension par comparaison aux sensibilités KVpol et KVdd (le coefficient directeur est de 100 MHz/V2 pour KVctrl et ~ 6 à 10 MHz/V2 pour respectivement KVpol et KVdd ). 9 Les sensibilités KVctrl et KVdd ont des valeurs proches pour Vctrl > 2 V, (~ 40 MHz/V) ; si Vctrl < 2 V. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 100 Analyse des fonctions de sensibilité statique du VCO 9 La sensibilité KVdd est presque constante (~ 40 MHz/V). Les sensibilités par rapport à la tension de polarisation et d’alimentation du buffer ne sont pas représentées, leurs valeurs étant faibles en comparaison à la sensibilité de l’étage oscillateur « LC ». Les fluctuations de tension polarisant le buffer, induisent principalement des variations de la puissance de sortie, et ont moins d’impact sur le spectre de l’oscillateur. Elles ne seront pas abordées dans notre étude. Les fonctions de sensibilité par rapport aux alimentations peuvent être utilisées pour évaluer la contribution des différents étages du circuit au spectre de sortie de l’oscillateur [5]. Les niveaux de sensibilité peuvent ainsi être étudiés, dans le but d’identifier les étages sensibles et de fournir des règles adaptées de dessin. La sensibilité KVpol est mesurée pour évaluer la contribution du miroir de courant aux fluctuations de la fréquence de sortie quand une perturbation remonte par cet étage. La valeur de la sensibilité KVpol , presque dix fois plus faible que KVctrl , montre une contribution négligeable de la polarisation du circuit. Le circuit de l’oscillateur (sans le buffer) est plus sensible aux perturbations des tensions Vdd et Vctrl que le miroir de courant. Ce circuit peut être divisé en deux sous-blocs principaux : la paire différentielle et le circuit oscillant « LC ». Ces deux sous-circuits peuvent être analysés plus en détails en simulation afin d’évaluer les sensibilités par rapport aux tensions sur les nœuds internes. Des architectures optimisées de ces circuits peuvent être envisagées afin de diminuer la sensibilité de l’oscillateur. Nous observons aussi que le point de fonctionnement de l’oscillateur peut diminuer l’impact d’une perturbation sur les tensions d’alimentation (polarisation, contrôle, …). Nous pouvons noter qu’une grande tension de contrôle diminue ~ 4 fois l’impact sur le spectre de l’oscillateur d’une perturbation qui est superposée à Vctrl . 160 KVctrl [MHz/V] 120 80 Mesuré Simulé Y = 85,96659 -101,471 * X 40 0,1 1 10 Tension de contrôle [V] Figure 4.2. Sensibilité par rapport à la tension de contrôle Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 101 Analyse des fonctions de sensibilité statique du VCO KVpol [MHz/V] / KIpol [MHz/mA] 15 8 12 Courant de polarisation [mA] 16 20 24 28 Sensibilité par rapport à la polarisation Fit linéaire (tension/courant) Y = 23,62922 -6,84657 * X Y = 18,37015 -0,71291 * X 12 9 6 3 0 1,6 2,0 2,4 2,8 3,2 3,6 Tension de polarisation [V] Figure 4.3. Sensibilité par rapport à la tension et au courant de polarisation 46 KVdd [MHz/V] 45 Fit linéaire Y = 42,4009 + 6,00712 * X Sensibilité mesurée 44 43 42 41 40 1 10 Tension d'alimentation [V] Figure 4.4. 4.3.2 Sensibilité par rapport à la tension d’alimentation Fonctions de sensibilité de la masse La sensibilité de la masse non idéale de la puce ( K GND ) quantifie les fluctuations de la fréquence de sortie en fonction de potentiel de cette masse. Plus difficile à mesurer en raison des impédances parasites des bondings, la « sensibilité » de la masse est calculée en fonction des sensibilités par rapport aux tensions d’alimentation du circuit [6] respectivement KVdd et KVctrl , obtenues comme décrit dans le paragraphe précèdent. Ainsi, la variation de la fréquence de la porteuse ( ∆f c ), induite par des fluctuations des tensions d’alimentation, est : ∆f c = KVdd ⋅ ∆Vdd + KVctrl ⋅ ∆Vctrl Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm (4. 7) 102 Analyse des fonctions de sensibilité statique du VCO Les tensions Vctrl et Vdd sont données par la différence de potentiel entre les ports d’alimentation et la masse non idéale du VCO. Si nous considérons une variation positive du potentiel de la masse ( ∆VGND ), les tensions Vctrl et Vdd auront une variation opposée −∆Vctrl = −∆Vdd = ∆VGND . La variation de la fréquence de sortie pour ∆VGND sera opposé pour un potentiel positif sur la masse par rapport à la variation de la fréquence pour un potentiel positif sur les alimentations : ∆* f c = KVGND ⋅ ∆VGND = KVdd ⋅ (−∆VGND ) + KVctrl ⋅ (−∆VGND ) (4. 8) Après simplification nous obtenons : KVGND = −( KVdd + KVctrl ) (4. 9) L’équation peut être généralisée pour toutes les tensions d’alimentation (polarisation) d’un oscillateur. La figure 4.5 représente la sensibilité de la masse déduite à partir des sensibilités mesurées par rapport aux tensions de contrôle et d’alimentation du VCO. Nous observons que les fonctions de sensibilité des alimentations sont de signe opposé à la sensibilité de la masse. Le signe négatif de la sensibilité KV GND montre qu’un potentiel positif sur la masse engendre une diminution de la fréquence de l’oscillateur, comportement observé aussi en mesures. 180 KVgnd = -(KVdd + KVctrl) KVdd KGND [MHz/V] 120 KVctrl 60 0 -60 -120 -180 0 1 2 3 4 Tension de contrôle [V] Figure 4.5. 4.3.3 Sensibilité la masse en fonction de la tension de contrôle Fonctions de sensibilité des plots sur le substrat Des prises substrat ont été placées dans le circuit dans le but d’étudier le comportement du VCO soumis aux perturbations de la masse, du substrat, et finalement de déterminer les voies de propagation entre les étages numériques et l’oscillateur. Trois prises substrat ont été étudiées : deux placées à l’intérieur du VCO, respectivement à coté des transistors de la paire différentielles (plot PTD) et des inductances du circuit LC (plot L), la dernière prise substrat étant à l’extérieur de l’oscillateur. La géométrie et le placement des prises ont été présentés dans le sous-chapitre 3.4, figure 3.4. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 103 Analyse des fonctions de sensibilité statique du VCO Les fonctions de sensibilité de ces plots, représentées sur la figure 4.7, ont été calculées avec la formule (4.5) à partir de la fréquence de sortie mesurée (représentée sur la figure 4.6) en fonction d’un potentiel appliqué respectivement sur les plots. Ces fonctions montrent un comportement différent de l’oscillateur en fonction de l’emplacement du plot d’injection. Nous observons que la sensibilité mesurée sur les prises substrat change en fonction de l’amplitude et de la polarisation DC appliquée aux plots. Une tension positive engendre une baisse de la fréquence, ce qui soutient le prémisse du couplage par la masse déjà évoquée dans le paragraphe précédent. 4,2573 Plot bipolaire 4,2570 4,2578 Fréquence [GHz] Fréquence [GHz] Plot inductance 4,2580 4,2568 4,2565 4,2563 4,2576 4,2574 4,2572 4,2560 -600 -400 -200 0 200 400 4,2570 600 -1000 -500 0 Tension plot [mV] a) Plot côté transistors bipolaires Figure 4.6. 500 1000 1500 Tension plot [mV] a) Plot côté inductances Evolution de la fréquence en fonction de la tension -0,4 5 -0,6 4 -0,8 Sensibilité [MHz/V] Sensibilité [MHz/V] appliquée sur les plots -1,0 -1,2 -1,4 -1,6 -1,8 Fit linéaire Y = -1,116217E-6 -1,014055E-3 * X Mesure plot bipolaire -2,0 -800 -600 -400 -200 0 200 400 Fit linéaire Y= -4,777778E-8 -6,354167E-4 * X Mesure plot inductance 3 2 1 0 -1 600 800 -2 -1000 Tension plot [mV] 0 500 1000 1500 2000 Tension plot [mV] a) Plot coté transistors bipolaires Figure 4.7. -500 a) Plot coté inductances Sensibilité des plots par rapport à la tension appliquée Les prises substrat sont reliées à la masse du circuit principalement par un couplage résistif qui dépend des caractéristiques du substrat de la technologie et du layout. Pour cette raison, nous étudierons dans le paragraphe 4.5.2, la corrélation qui existe entre la sensibilité de la masse et la sensibilité des prises substrat. Cette étude permettra la compréhension des mécanismes de propagation d’une perturbation par le substrat. De plus, la mesure précise de la déviation de la porteuse avec une tension continue sur les plots est particulièrement difficile en raison des variations inhérentes de la fréquence centrale de l’oscillateur. La sensibilité des plots est d’environ -1 MHz/V et de -0.1 MHz/V Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 104 Impact des perturbations sinusoïdales appliquées dans le substrat du VCO (méthode d’analyse de Psbc) pour un potentiel substrat de très faible amplitude (moins de 100 mV crête) appliqué à coté respectivement des transistors bipolaires et des inductances. Un potentiel négatif sur le plot L, de haute amplitude (~ 1 V), engendre une forte valeur de la sensibilité d’approximatif 5 MHz/V. Un potentiel supérieur à 600 mV sur le plot Q produit l’extinction de l’oscillation. La sensibilité a une faible évolution (la pente est de 1 MHz/V2 pour le plot Q et de 0,6 MHz/V2 pour le plot L) en fonction de l’amplitude appliquée sur les ports, quand le potentiel est positif. Des phénomènes de couplage par la masse et par le substrat de l’oscillateur sont à l’origine de ces évolutions [7]. 4.4 Impact des perturbations sinusoïdales appliquées dans le substrat du VCO (méthode d’analyse de Psbc) L’impact d’une perturbation sinusoïdale sur le spectre de sortie du VCO est mis en évidence par la mesure de Psbc (voir relation 4.4). Nous appliquons un signal sinusoïdal d’amplitude et fréquence variable sur les plots d’injection dans le substrat. Les valeurs Psbc sont mesurées à l’analyseur de spectre. Sur les figures 4.8 et 4.9, nous représentons le niveau de la perturbation (Psbc) en fonction de la fréquence et de l’amplitude de la sinusoïde injectée. Nous avons tracé les courbes pour les deux VCOs présentés dans le chapitre 3 : à inductance à écran substrat (VCO ES) et à anneau de garde (VCO AG). L’impact sur le VCO est distinct, en fonction du plot d’injection et du type du circuit (de l’inductance). La valeur de Psbc mesurée est plus élevée (à 500 kHz elle est de -22 à -22,5 dBc comparée à -40 à -43 dBc) si nous appliquons une perturbation (50 mV crête) sur le plot à proximité de la paire différentielle (Plot PTD). Sur la figure 4.8, nous pouvons observer que la linéarité en fréquence est quasiment respectée jusqu’à 1 MHz pour le plot L et jusqu’à 10 MHz pour le plot PTD. Conformément à la formule (4.5), la sensibilité est constante jusqu’à ces fréquences, au-delà la formule de calcul par rapport à l’amplitude appliqué sur le plot n’étant plus valable. Cependant, cette variation de la sensibilité sera analysée plus loin dans le paragraphe 4.6. Sur la figure 4.9, la linéarité en amplitude montre une sensibilité constante pour nos conditions expérimentales. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 105 Impact des perturbations sinusoïdales appliquées dans le substrat du VCO (méthode d’analyse de Psbc) 0 -10 Psbc [dBc] -20 -30 -40 -50 Plot L (VCO ES) Plot L (VCO AG) Plot PTD (VCO ES) Plot PTD (VCO AG) -60 -70 10 100 1000 10000 Fréquence [kHz] Figure 4.8. Psbc fonction de la fréquence de la tension sinusoïdale injectée A partir des niveaux mesurés, nous pouvons faire le bilan suivant : 9 les transistors de la paire semblent plus sensibles que les inductances aux perturbations sur le substrat [8]. 9 l’écran substrat des inductances contribuerait à la diminution de l’impact sur les inductances. Cependant, ces hypothèses ne peuvent pas être totalement soutenues en raison de la différence entre les amplitudes des perturbations qui se propagent par le substrat en fonction de la localisation des plots d’injection. Si les perturbations substrat engendrées par l’injection sur les deux plots étaient égales, nous aurions pu comparer leur impact en fonction de la localisation des prises. -10 Plot PTD (VCO AG) Plot PTD (VCO ES) Psbc [dBc] -20 -30 -40 Plot L (VCO AG) Plot L (VCO ES) -50 0,02 0,1 Amplitude [V] Figure 4.9. Psbc en fonction de l’amplitude de la tension sinusoïdale injectée Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 106 Propagation des perturbations substrat 4.5 Propagation des perturbations substrat Les perturbations générées par le circuit numérique affectent les composants du VCO avec une amplitude quasiment égale due à la propagation prépondérante par la masse [9]. L’étude de la propagation entre les plots d’injection et le VCO ne respecte pas le cas réel. Cependant, l’analyse dans ce cas de l’impact sur le VCO est une solution pour trouver si la perturbation remonte par la masse non idéale du VCO. Ainsi, nous allons analyser ensuite la sensibilité de la masse en rapport avec la propagation par le substrat. 4.5.1 Différentes voies de propagation du bruit substrat Le VCO a été réalisé sur un substrat de type P, dopé de l’ordre 1015cm-3, soit une résistivité approximative de 15 Ω·cm. Son dessin de masques contient des nombreuses prises substrat (anneaux de garde par exemple), disposées autour des composants, et qui sont reliées à la masse. La masse est ainsi connectée au substrat principalement par deux zones de contact sensibles (figure 4.10) : 9 Les prises substrat disposé à la proximité des composants, 9 La surface des composants qui se trouvent en contact (capacitif en général) avec le substrat, Ainsi, le bruit substrat peut affecter le VCO par trois mécanismes principaux [10] : 9 Les changements de la tension de polarisation des masses et des alimentations, 9 Les modifications du potentiel substrat, 9 Le couplage capacitif avec les composants qui ont une large surface en contact (par jonction ou par diélectrique) avec le substrat : TBH, varactors, etc. Figure 4.10. Couplage entre le plot d’injection et le circuit Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 107 Propagation des perturbations substrat Les changements des potentiels d’alimentation et de la masse (internes) sont prépondérants dans la plupart des circuits [7]. Nous allons ensuite vérifier si une perturbation substrat est principalement propagée dans l’oscillateur par la masse. La transmission des perturbations substrat par la masse et les alimentations se fait en mode commun. Pour les circuits différentiels, son effet est alors diminué. Le couplage capacitif lié aux fluctuations du potentiel substrat se réalise en mode différentiel. Il dépend de l’emplacement des sources de perturbations dans le substrat. L’amplitude des perturbations canalisées par couplage capacitif ou captées par les composants à partir des fluctuations du potentiel substrat est de quelques ordres de grandeurs plus faibles que celle de la masse. Pourtant, son impact dans le spectre du VCO peut être plus important dans le cas d’un couplage en « mode différentiel » [7]. Ainsi, une perturbation générée par le numérique qui est très proche de l’analogique, peut avoir des valeurs différentes en fonction de la partie du circuit qui la capte (à cause de la résistivité du substrat et de l’emplacement de la source de bruit). Dans ce cas, la perturbation vue par le circuit est un signal de « mode différentiel ». 4.5.2 Vérification de l’hypothèse de propagation par la masse interne Pour déterminer les voies de propagation dans le circuit, nous avons utilisé les fonctions de sensibilité statique. En particulier, outre les fonctions de sensibilité pour les alimentations du VCO ( Vctrl , Vdd ou Vpol ), nous avons défini les fonctions K PlotPTD , K PlotL et K GND comme les rapports entre la variation de la fréquence de sortie f c et les tensions continues appliquées respectivement sur le contact substrat (pour le plot PDT et le plot L) et sur la masse. La sensibilité K GND , plus difficile à mesurer, a été calculée à partir des sensibilités de la tension de contrôle KVctrl et d’alimentation KVdd [6] (paragraphe 4.3.2). Les sensibilités KVctrl et KVdd on été mesurées en fonction de la tension Vctrl . A partir de ces mesures, nous nous sommes focalisés sur l’analyse de la propagation du signal perturbateur via l’écran de masse interne du circuit (couplage par la masse). Cette hypothèse est généralement retenue dans la littérature [6]. Pour la vérifier, nous comparons les fonctions de sensibilité mesurées sur les plots à la sensibilité mesurée sur la masse. Il apparaît tout d’abord que les fonctions K PlotPTD et K PlotL ne correspondent pas à celle relative à la masse, K GND ; ces fonctions de sensibilité varient au moins d’un facteur 2.5 avec la position du plot utilisé et d’un facteur 103 avec la masse. L’écart entre les fonctions relatives aux plots et à la masse est imputable aux pertes dans le substrat. L’amplitude du signal qui arrive à la masse est inférieure à l’amplitude de la tension appliquée sur les plots. Pour en tenir compte, l’étude est faite en deux étapes : 9 Détermination du module de la fonction de transfert entre les plots et la masse. Par exemple, des atténuations, respectives, de 60 dB et de 52 dB ont été obtenues pour un signal perturbateur à 100 kHz respectivement pour le plot L et pour le plot PTD. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 108 Propagation des perturbations substrat 9 Calcul de la fonction de sensibilité de la masse interne pour chaque plot K GND _ PlotL et K GND _ PlotPTD à partir des sensibilités des plots et des fonctions de transfert mesurées précédemment. Les valeurs ainsi obtenues sont comparées à la sensibilité de la masse K GND obtenue par la mesure des sensibilités KVctrl et KVdd (formule (4.9). Nous distinguons alors deux cas : o Plot inductance (plot L, figure 4.11) : les sensibilités de la masse K GND _ PlotL et K GND , représentées sur la figure 4.11 ont des valeurs très proches. Dans ce cas, l’hypothèse que la masse du circuit est la voie de propagation principale du signal perturbateur est bien vérifiée. o Plot bipolaires (plot PTD, figure 4.12) : les sensibilités de la masse K GND _ PlotPTD et K GND ont des valeurs différentes. La voie principale de conversion de signal BF sur le signal de sortie du VCO n’est vraisemblablement pas la masse du circuit. Des couplages capacitifs via le substrat doivent alors être prépondérants. Ces phénomènes peuvent apparaître avec la proximité entre le plot et les composants du circuit. En raison de cette dissymétrie, la perturbation est couplée préférentiellement en mode différentiel avec le VCO. 300 300 250 Sensibilité GND [MHz/V] Sensibilité GND [MHz/V] VCO ES 200 150 100 50 KGND à partir de KVctrl et KVdd 250 200 150 100 KGND_PlotL= f(KPlotL, fonction transfert) 0,1 1 10 50 Tension de contrôle [V] KGND à partir de KVctrl et KVdd KGND_PlotL= f(KPlotL, fonction transfert) 0,1 1 10 Tension de contrôle [V] a) VCO ES Figure 4.11. VCO AG b) VCO AG Sensibilité de la masse interne du circuit pour le plot proche des inductances Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 109 Propagation des perturbations substrat 900 700 600 500 400 300 200 100 KGND à partir de KVctrl et KVdd KGND_PlotPTD= f(KPlotPTD, fonction transfert) 0 0,1 1 VCO AG 700 Sensibilité GND [MHz/V] Sensibilité GND [MHz/V] 800 VCO ES 800 10 600 500 400 300 200 100 0 -100 KGND_PlotPTD= f(KPlotPTD, fonction transfert) KGND à partir de KVctrl et KVdd 0,1 1 Tension de contrôle [V] Tension de contrôle [V] a) VCO ES b) VCO AG Figure 4.12. 10 Sensibilité de la masse interne du circuit pour le plot proche de la paire des transistors différentiels La détermination des fonctions de sensibilité en statique permet la caractérisation de la propagation des perturbations substrat sur l’oscillateur. Ainsi, nous savons qu’une tension continue sur le substrat engendre une variation de la fréquence qui peut dépendre d’une part de la sensibilité de la masse du circuit et d’autre part d’une voie différentielle. Ce couplage en mode différentiel avec les composants du circuit, est dépendant de la localisation du plot d’injection sur la puce. Les perturbations propagées en mode différentiel apparaissent principalement en raison de la proximité de la source de bruit avec l’oscillateur. Nous pouvons aussi constater que la structure d’isolation substrat de l’inductance n’apporte rien dans ce cas. 4.5.3 Modèle de propagation du bruit substrat par la masse Un potentiel appliqué sur les plots substrat, induit un courant entre le substrat et la masse de l’oscillateur. Pour les deux plots, les courants induits sont inégaux en raison des différentes voies de propagation vers la masse. Nous avons mesuré des atténuations entre les deux plots placés à l’intérieur du layout du VCO (figure 4.13) ainsi qu’entre ceux-ci et le plot placé à l’extérieur du VCO (plot N, figure 4.16). Ainsi, nous appliquons le signal sur le plot L et nous mesurons sur le plot PTD (mesure L - PTD) et inversement (mesure PTD - L). Pour le plot N, nous mesurons sur le plot L (mesure N - L). Les mesures faites dans une bande de 100 kHz à 10 MHz, montrent une atténuation de plus forte valeur entre les plots L - PTD par rapport aux plots PTD - L et encore plus par rapport au plot N - L. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 110 Propagation des perturbations substrat -54 Mesure PTD -L Calcul plot Q Atténuation [dB] -55 -56 -57 Mesure L -PTD Calcul plot L -58 Mesure N -L Calcul plot N -59 -60 -61 100 1000 10000 Fréquence [kHz] Figure 4.13. Module de la fonction de transfert entre les plots La mesure du paramètre S11, représentée pour le plot L sur la figure 4.14 a) dans la bande 45 MHz – 500 MHz, montre un comportement inductif jusqu’à 220 MHz. Sur la figure 4.14 b), est représenté le module de l’impédance mesuré sur les plots pour deux oscillateurs différent respectivement à écran substrat et anneau de garde. Nous pouvons remarquer l’égalité entre les valeurs obtenues sur le plot PTD pour les deux oscillateurs. En revanche, l’impédance sur le plot L change en fonction de la fréquence et de l’oscillateur considéré. 50,00j 25,00j 100,00j 65 10,00j 60 10,00 25,00 50,00 100,00 Z [ohms] 250,00j 250,00 -10,00j -250,00j 55 50 40 -25,00j Plot L VCO ES Plot PTD VCO ES Plot L VCO AG Plot PTD VCO AG 45 -100,00j 0 100 200 300 400 500 Fréquence [MHz] -50,00j a) mesure de [S11] pour le plot L Figure 4.14. b) Impédance des plots (calcul à partir de [S11]) Impédance d’accès aux plots substrat (VCO ES) Un modèle simple peut être obtenu à partir de ces mesures. Sur la figure 4.15, est représenté le schéma électrique qui modélise les éléments parasites ajoutés par les bondings de la masse analogique, de la masse numérique et des plots d’injection, ainsi que par le substrat. Avec ce modèle, les Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 111 Propagation des perturbations substrat perturbations appliquées aux plots engendrent des fluctuations du potentiel de la masse interne de la puce. Cs Plot L Cs RL RQ Plot PTD GNDAnalogique Analogique GND Cs RNA RN Cs GND Numérique Plot N R L Figure 4.15. R bond_N bond_N C bond_N bond_A C bond_A L bond_A Modèle pour la détermination du couplage entre les plots d’injection et le VCO Les connexions entre la puce et le boîtier se réalisent par des bondings dont les caractéristiques varient en fonction de la technologie et du type de boîtier. Ces bondings sont modélisés par les résistances Rbond et les inductances Lbond. Les résistances RL, RN, RQ et RNA, les capacités Cs, représentent les éléments liaison substrat. Les capacités peuvent être négligées pour notre bande de fréquence, le substrat étant donc considéré résistif (voir chapitre 1, paragraphe 1.2.1). L’atténuation obtenue en basse fréquence (figure 4.13) est engendrée principalement par la résistance substrat, entre la masse et le plot, et la résistance Rbond. Les valeurs des résistances substrat du modèle ont été extraites par des mesures en statique entre les plots connectés au substrat et la masse. Ces valeurs peuvent être déterminées aussi en simulation ou par la technique décrite dans le premier chapitre (paragraphe 1.3.1). Les valeurs obtenues sont indiquées dans le tableau 4.1. Les résistances série des bondings ont été déterminées par calcul à partir des mesures sur les plots, en considérant le modèle de la figure 4.15. Pour un boîtier VFQFPN, les ordres de grandeur des composants RLC sont respectivement 160-250 mΩ, 4-9 nH et 0.5-1.5 pF [11]. RL [Ω] VCO ES VCO AG 158 124 Tableau 4.1. RQ [Ω] 61,2 61,4 RN [Ω] 286 303 RNA [Ω] 16 16,6 Rbond [Ω] ~0,15 ~0,15 Valeurs typiques des éléments du modèle de la figure 4.15 Avec ce modèle, nous avons calculé l’amplitude du signal sur un plot quand une harmonique est appliquée sur un des deux plots complémentaires. Les valeurs obtenues, représentées sur la figure 4.13, montrent une bonne corrélation avec la mesure. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 112 Caractérisation du VCO avec la partie numérique active A partir de ce modèle, nous pouvons considérer que le courant qui circule entre le plot L et l’oscillateur dépend de la résistance qui existe entre ce plot et la masse et des caractéristiques du bonding. Un comportement similaire intervient dans un circuit intégrant des blocs numériques et analogiques. Les sauts de masse du numérique (évoqués dans le chapitre 1), sont propagés par le substrat vers la masse de l’analogique. L’impédance qui existe entre ces deux masses intervient directement sur l’impact du bruit sur les étages voisins. L’amplitude de la perturbation sur le VCO dépend alors de l’impédance de bonding, de l’impédance entre les masses du circuit et de l’activité de la partie numérique. Pour la quantifier, il faut prendre en compte l’emplacement des étages numériques qui génèrent des perturbations substrat par rapport aux étages analogiques. L’étude du couplage par l’utilisation de plots d’injection donne un aperçu de la propagation et de l’impact des perturbations substrat d’une source localisée dans la structure du VCO. 4.6 Caractérisation du VCO avec la partie numérique active 4.6.1 Caractérisation et modélisation du bruit à coté de la porteuse du VCO généré à la commutation du numérique Quatre étages de réseaux d’inverseurs, représentés sur la figure 4.16, ont été placés autour du VCO. Leur activité engendre des perturbations qui passent par le substrat [12] et remontent dans le spectre du VCO. L’impact des perturbations substrat dépend de la fréquence de commutation des inverseurs et de leur placement par rapport au VCO. Principalement, les perturbations qui peuvent être converties autour de la porteuse sont générées dans les situations suivantes : 9 Commutation des inverseurs à basse fréquence (100 Hz à 1 MHz). Les perturbations substrat modulent en fréquence la porteuse du VCO. 9 Commutation des inverseurs à haute fréquence (1 MHz à 500 MHz). Les signaux HF générés par la commutation, engendrent (par battement) plusieurs fréquences fondamentales. Ce phénomène et particulièrement gênant pour les VCOs oscillants à une fréquence en dessous de 1 GHz [13]. 9 Oscillations amorties produites à la commutation du numérique. Les perturbations substrat sont notamment déterminées par les éléments parasites (bonding, boîtier etc.) des plots d’alimentation et de masse (voir chapitre 1). La pseudo fréquence d’oscillation (résonance) dépend de la technologie et du boîtier. Une fréquence de résonance proche de la fréquence de la porteuse peut engendrer des produits d’intermodulation parasite. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 113 Caractérisation du VCO avec la partie numérique active Rés. 4 Rés. 3 Rés. 1 Rés. 2 Plot N Figure 4.16. Layout du VCO avec les réseaux d’inverseurs placés à proximité Pour les oscillations amorties, nous avons mesuré sur un plot substrat, une pseudo période à 450 MHz, les autres harmoniques supérieures étant de très faible amplitude. Nous n’avons pas observé des modifications du spectre de l’oscillateur engendré par les harmoniques des oscillations amorties. La commutation du numérique peut se faire dans une large bande de fréquence qui va de quelques dizaines de Hertz jusqu’à 500 MHz (horloge externe). Nous utilisons un signal d’horloge à 100 Hz pour la commutation des réseaux d’inverseurs en différentes configurations : un réseau à la fois (1-2-3-4) ou plusieurs réseaux simultanément (deux réseaux 1+2 et 3+4, tous les réseaux 1+2+3+4). Pour chaque configuration choisie, nous mesurons le bruit de phase des oscillateurs (à anneau de garde ou écran substrat) dans une bande de 2.5 Hz à 102 kHz. Les perturbations générées par la commutation des réseaux numériques, représentées sur la figure 4.17, ont un impact important sur le bruit de phase de l’oscillateur. Des harmoniques impaires apparaissent autour de la porteuse avec des niveaux très hauts (~ 30 dBc/Hz pour la première harmonique). Cette observation est cohérente car la décomposition d’un signal rectangulaire ne contient que des harmoniques impaires. Les basses fréquences de commutation (10 Hz à 100 kHz) ont plus d’impact sur le bruit de phase de l’oscillateur (figure 4.17, le spectre caractérisé est autant plus bruité que la fréquence de commutation est basse). L’amplitude des harmoniques générées dépend de la position du générateur activé (réseau d’inverseurs). Ainsi, l’activité des réseaux 2 ou 3 entraîne le plus fort impact sur le spectre (~ 26 dBc/Hz ou ~ 21 dBc/Hz avec une horloge à 100 Hz). La commutation simultanée des injecteurs provoque des harmoniques d’amplitude plus faible (~ 1 dBc/Hz). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 114 Caractérisation du VCO avec la partie numérique active 60 Bruit de phase [dBc/Hz] 40 20 0 -20 -40 -60 -80 -100 0 10 1 10 2 10 3 10 10 4 5 10 Fréquence [Hz] Figure 4.17. Bruit de phase du VCO ES avec la commutation du numérique à une fréquence de 100 Hz, réseau 3 actif (fc = 4.287 GHz, Vctrl = 2 V, Ipolar_VCO = 9 mA) Nous avons analysé, d’abord, la conversion des perturbations générées par le numérique autour de la porteuse. Ainsi, nous avons mesuré le signal substrat généré à la commutation sur un plot N plus proche de la masse des étages numériques, situé dans le coin gauche en bas du circuit (figure 4.16). Le signal substrat est moins atténué sur ce plot N que sur les plots situé à l’intérieur du VCO (plot L et PTD). Pour les plots L et PTD, le signal est atténué en raison de nombreuses prises substrat qui sont reliées à la masse de l’oscillateur et ensuite, par la carte, à la masse du numérique. Nous comparons les rapports entre les harmoniques mesurées respectivement en basse fréquence sur le plot N, et autour de la porteuse (à 4.5 GHz). La mesure des harmoniques autour de la porteuse est réalisée avec le banc de mesure du bruit de phase. Les valeurs obtenues sont présentées dans le tableau 4.2. La conversion des perturbations substrat autour de la porteuse peut être considérée linéaire en raison de la similitude obtenue entre les valeurs BF et HF. Il en résulte que la sensibilité statique de l’oscillateur est constante en fonction de la fréquence. Avec cette considération, la mesure de la première harmonique est suffisante pour étudier l’impact des perturbations sur le VCO. Rapport entre les harmoniques H1/H3 H3/H5 H5/H7 H7/H9 A partir de la mesure du bruit de phase 2.63 1.3 1.12 1.1 A partir de la mesure directe sur le substrat 2.78 1.4 1.16 1.1 Tableau 4.2. Différence entre deux harmoniques consécutives mesurées à partir de bruit de phase de l’oscillateur et de la mesure du spectre sur le plot N (réseau 4 actif) Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 115 Caractérisation du VCO avec la partie numérique active Nous analysons le bruit de phase de l’oscillateur, représenté sur la figure 4.18, à la commutation du numérique en fonction du nombre de réseaux d’inverseurs actifs (horloge à 10 kHz). L’analyse de la première harmonique montre un impact différent sur le spectre de la porteuse en fonction de la position et de nombre de réseaux en commutation. 60 aucun rés.:-65 rés. 1:-36 rés. 2:-37 rés. 3:-26 Bruit de phase [dBc/Hz] 40 20 0 -20 -40 rés. 4:-43 rés. 1+2:-39 rés. 3+4:-37 rés. 1+2+3+4:-32 -60 -80 -100 0 10 1 2 10 10 3 10 10 4 5 10 Fréquence [Hz] Figure 4.18. Bruit de phase du VCO ES, pour différentes configurations de commutation des inverseurs à la fréquence de 10 kHz (Vctrl = 2 V, Ipolar_VCO = 7.5 mA, fréquence de la porteuse 4.252 GHz) Les valeurs de la première raie harmonique, mesurées sur le plot N, sont représentées dans le tableau 4.3 pour les VCOs à anneau de garde et à écran substrat. Nous remarquons une importante variation entre le signal substrat et l’impact qu’il a sur l’oscillateur. Ainsi, une harmonique de plus forte valeur sur le substrat n’engendre pas toujours une harmonique de plus forte valeurs autour de la porteuse. Réseaux numériques actifs Aucun 1 2 3 4 1+2 3+4 1+2+3+4 Bruit de phase à 10 kHz [dBc/Hz] (VCO AG) Bruit de phase à 10 kHz [dBc/Hz] (VCO ES) -59 -41 -37 -27 -37 -44 -55 -44 -65 -36 -37 -26 -43 -39 -37 -32 Amplitude (à 10 kHz [µVrms] (VCO AG) 1.11 0.58 1.04 0.62 0.99 1.85 1.11 Amplitude à 10 kHz [µVrms] (VCO ES) 2.1 1.2 1 1.22 1.75 2.28 2.36 Tableau 4.3. Comparaison entre les harmoniques à 10 KHz mesurées sur le substrat (plot N) et autour de la porteuse (bruit de phase) en fonction du réseau/des réseaux commutant Nous pouvons noter, aussi, des variations de bruit de phase en fonction du dessin de l’inductance (à écran substrat ou à anneau de garde) pour un même réseau en commutation. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 116 Caractérisation du VCO avec la partie numérique active La sensibilité de la masse non idéale de l’oscillateur étant de l’ordre de 75 MHz/V (pour Vctrl = 2 V , I polar _ VCO = 7,5 mA , nous pouvons calculer à partir du bruit de phase (colonne 1 ou 2 du tableau 4.3), avec la formule (4.4), l’amplitude des perturbations sur la masse. Cette amplitude est comparée à l’amplitude mesurée sur le plot N, les valeurs étant représentées sur la figure 4.19. Nous obtenons des différences importantes en fonction des réseaux en commutation, entre les amplitudes mesurées et calculées. Pour l’amplitude calculée, nous avons tenu aussi compte de l’atténuation (-20 dB) qui existe entre le plot N et la masse de l’oscillateur. 20 20 calculé mesuré calculé mesuré 15 Amplitude [µVrms] Amplitude [µVrms] 15 10 5 0 10 5 0 -5 (0) (1) (2) (3) (4) (1+2) (3+4) (1+2+3+4) -5 (0) (1) (2) (3) (4) (1+2) Réseaux en commutation Réseaux en commutation a) VCO AG b) VCO ES Figure 4.19. (3+4) (1+2+3+4) Amplitude sur la masse du VCO en fonction de la cellule/des cellules en commutation, calculé à partir de bruit de phase ou mesurée sur le plot N Pour le VCO AG, l’amplitude sur la masse est similaire quand les réseaux 1-2 ou 1-2-3-4 sont actifs, ce qui confirme l’hypothèse de propagation par la masse de l’oscillateur. Pour la cellule 3, la valeur calculée (12 µVrms) et plus importante que la valeur mesurée (1 µVrms). Une valeur plus forte de l’amplitude calculée, pourrait avoir comme raison la propagation différentielle des perturbations dans l’oscillateur (voir les paragraphes 4.5.1 et 4.5.2). Des valeurs mesurées plus grandes que les valeurs calculées pourraient être obtenues en raison d’une fonction de transfert inadaptée entre les deux masses du circuit. Pour le VCO ES, les différences encore plus grandes entre les valeurs calculées à partir du bruit de phase et mesurées directement montrent une fonction de transfert inadaptée. Pour le réseau 3, l’amplitude calculée est, comme pour le VCO AG, de plus forte valeur, qui pourrait indiquer une propagation en « mode différentiel », directement par le substrat. A partir de ces courbes, nous pouvons déduire plusieurs voies de propagation, et plus particulièrement le couplage entre les plots de masse des étages numérique et analogique. Dans ce cas, la conversion des perturbations substrat est une fonction de la sensibilité du VCO par rapport à la masse interne du circuit ( K GND ). Considérant une propagation exclusivement par les masses, nous pouvons approximer le bruit de phase L(f) de l’oscillateur par la formule suivante : Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 117 Caractérisation du VCO avec la partie numérique active ⎛ K GND ( f ) ⋅ Ainj _ N ( f m ) Rbond ⎞ L( f m ) ≈ 20 log ⎜ ⋅ ⎟ RNA ⎠ 2 fm ⎝ (4. 10) où Ainj _ N ( f m ) représente l’amplitude du bruit substrat généré par le réseau N , f m est la fréquence par rapport à la porteuse, Rbond est la résistance parasite du bonding de la masse, et RNA représente la résistance du substrat entre la masse de l’oscillateur et la masse de l’injecteur N (si différente). Cette formule est valable pour le VCO AG, dans le cas des réseaux 1, 1+2, 3+4, 1+2+3+4 respectivement pour le VCO ES, dans le cas des réseaux 4, 1+2, 3+4 (figures 4.19). 4.6.2 Changement de la fréquence du VCO avec l’activité du numérique Nous avons mesuré des changements de la fréquence de la porteuse en fonction des réseaux numériques activés, ainsi que de leur fréquence de commutation. Sur la figure 4.20, nous représentons l’évolution de la fréquence de la porteuse en fonction de l’horloge numérique, quand tous les réseaux sont activés. Ces changements apparaissent pour des fréquences d’horloge supérieures à 1 MHz. Le changement de réseau activé induit des faibles variations de la fréquence de la porteuse (centaines de kHz à 20 MHz). La cause de ces changements de fréquence pourrait être l’augmentation du signal substrat injecté via la « capacité substrat » des étages numériques. D’une manière similaire, la modification du nombre de portes actives induit une augmentation de cette capacité qui laisse passer un signal plus important dans le substrat. Une deuxième hypothèse pour expliquer ces modifications de la fréquence peut être le phénomène d’entraînement de la fréquence (« frequency pulling »). Ce phénomène peut apparaître en raison du couplage des harmoniques d’ordre supérieur, générées à la commutation, dans l’oscillateur [14]. 4,263 Fréquence [GHz] 4,262 4,261 4,260 4,259 4,258 4,257 0 10 20 30 40 50 Fréquence d'horloge du numérique [MHz] Figure 4.20. Evolution de la fréquence de la porteuse en fonction de la fréquence d’horloge numérique Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 118 Perturbations générées par le VCO 4.7 Perturbations générées par le VCO Les perturbations substrat générées par le VCO sont mesurées sur les plots placés à l’intérieur de layout (plot L et plot PTD). Il existe principalement deux mécanismes de génération des perturbations substrat par un circuit en activité : le couplage avec l’alimentation et le couplage capacitif avec les composants du circuit [15]. Les perturbations sur l’alimentation sont provoquées par la chute de potentiel sur la résistance série des interconnexions et sur l’inductance du bonding qui relie le boîtier à la puce. Un saut positif sur l’alimentation est équivalent à un saut négatif de même amplitude sur la masse. Les nombreuses connexions à la masse des composants du circuit engendrent une faible résistance entre la masse et le substrat qui permet à ces perturbations (sauts de tension) de passer dans le substrat. Ce mécanisme est souvent la cause principale des perturbations générées par les circuits. L’autre mécanisme générateur de perturbations est représenté par le couplage capacitif avec les composants qui commutent : les inductances et les varactors du circuit « LC » ou les transistors de la paire différentielle, etc. (paragraphe 4.5.1). Une analyse spectrale des perturbations générées a été effectuée respectivement sur les plots L et PTD. Nous avons mesuré une raie de fréquence égale à celle de la porteuse et de puissance variable en fonction de courant de polarisation de la paire différentielle (Ipolar_VCO figure 3.1 – chapitre 3). La puissance est représentée sur la figure 4.21 pour deux types d’oscillateurs (VCO ES et VCO AG). Ces deux oscillateurs ont, à part les inductances du circuit « LC », une structure identique. Puissance plot L et PTD [dBm] -22 -24 -26 -28 -30 -32 -34 Plot PTD - VCO ES Plot L - VCO ES Plot PTD - VCO AG Plot L - VCO AG -36 -38 -40 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 Courant de polarisation [mA] Figure 4.21. Evolution de la puissance sur les plots en fonction du courant de polarisation du VCO (Vctrl=2 V) Sur la figure 4.21, nous remarquons que les valeurs mesurées sur les plots L et PTD de l’oscillateur VCO AG sont proches, le plus grand écart observé étant d’environ 2 dB. Pour cet oscillateur, nous notons aussi la forme similaire des courbes obtenues pour les deux plots. Pour Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 119 Perturbations générées par le VCO l’oscillateur VCO ES, l’écart de puissance mesuré entre les plots est plus important (~ 3.6 dB pour Ipolar_VCO= 4 à 6 mA) et diminue quand le courant de polarisation augmente. Pour étudier les sources de génération des perturbations, nous représentons également la puissance sur les plots en fonction de la puissance de sortie de l’oscillateur (courbes de la figure 4.22). -24 Plot L- VCO AG Plot L- VCO ES -12 Puissance plot L [dBm] -16 -28 -20 -32 -24 -36 -28 -40 -32 -44 -14 -36 Plot PTD- VCO AG Plot PTD- VCO ES -48 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 Puissance plot PTD [dBm] -20 -40 Puissance de sortie [dBm] Figure 4.22. Evolution de la puissance sur les plots en fonction de la puissance de sortie (Vctrl = 2 V) Cette représentation met en évidence un écart important (2 à 6 dB) entre la puissance mesurée sur les plots L, respectivement pour les oscillateurs VCO AG et ES, pour une même puissance de sortie de l’oscillateur. Le VCO AG génère une plus forte perturbation substrat. L’écart obtenu peut être expliqué par : 9 les mécanismes de génération de la perturbation. La perturbation générée par l’alimentation du circuit se propage par la masse vers les plots substrat. Dans ce cas, le couplage entre la masse et les deux plots, peut être décrit par le modèle présenté sur la figure 4.15. Conformément à ces fonctions, une perturbation sur la masse aura des amplitudes différentes sur les deux plots. 9 les paramètres qui interviennent dans la modification de la puissance de sortie : facteur de qualité et courant de polarisation. Entre les deux types d’oscillateurs, les différences mesurées peuvent être expliquées par l’analyse des paramètres intervenant sur la puissance de sortie. Notamment, le facteur de qualité Q des inductances est le seul paramètre qui change entre les deux circuits. Le facteur de qualité du circuit LC intervient sur l’amplitude des perturbations générées. Ainsi, la dissipation plus importante dans le substrat pour le circuit VCO AG engendre une diminution du facteur de qualité de circuit LC (voir chapitre 1). Par conséquent, l’amplitude du signal sur le circuit LC est plus faible pour cet oscillateur, ce qui diminue les fluctuations (perturbations) de l’alimentation. Ce Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 120 Conclusion comportement est observé sur le plot PTD pour Ipolar_VCO constant (figure 4.21). La non concordance de cette analyse avec les courbes mesurées sur le plot L montre qu’il existe un autre phénomène dans la génération des perturbations. Le changement de la structure des inductances intervient sur les deux mécanismes de génération par la modification de la capacité par rapport au substrat et la modification du facteur de qualité (donc du couplage avec l’alimentation). Il est donc difficile de déterminer quel est le mécanisme prépondérant ou sa contribution. La variation de la tension de contrôle modifie la puissance de la perturbation générée par l’oscillateur. Nous obtenons une variation de la puissance de respectivement 9 dB pour le plot L (pour les deux VCOs) et de 3,6 dB sur le plot PTD (VCO ES), pour une variation de la tension Vctrl de 0 à 4 V. En simulation, pour la même variation de la tension Vctrl , nous avons obtenu une augmentation d’environ 50 % du facteur de qualité. -30 -36 -38 -40 -42 VCO ES VCO AG -44 0 1 2 3 Puissance plot PTD [dBm] Puissance plot L [dBm] -34 -32 -34 -36 -38 VCO ES VCO AG -40 4 0 a) plot L Figure 4.23. 1 2 3 4 Tension de contrôle [V] Tension de contrôle [V] b) plot PTD Puissance mesurée sur les plots en fonction de la tension de contrôle (Ipolar_VCO = 4 mA) 4.8 Conclusion La première partie de ce chapitre présente une méthode de simulation et de caractérisation de l’impact de bruit substrat sur un VCO. Cette méthode prend en considération les fonctions de sensibilité statique des alimentations et du substrat, ces fonctions étant obtenues par mesure ou par simulation. La deuxième partie du ce chapitre traite l’étude des voies de propagation du bruit substrat entre les plots placés dans la proximité du VCO est la topologie du celui-ci. Cette étude a permis de proposer un modèle électrique pour la modélisation du couplage entre les plots et le VCO. Le couplage par les rails de masse reste la principale voie de propagation des perturbations substrat quand la source de génération de bruit est éloignée de VCO. En revanche, lorsque la source de bruit est Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 121 Conclusion localisée dans le VCO ou à proximité, une analyse fine doit être menée. Ainsi, nous avons relevé deux modes de couplage distincts pour les deux plots substrat placés dans le VCO. Nous présentons une méthode pour quantifier le spectre fréquentiel d’un VCO en présence du bruit substrat. Le bruit substrat est mesuré sur les plots et son impact sur le VCO est analysé par la mesure du bruit de phase. Nous présentons les valeurs du bruit de phase et le bruit substrat pour différentes configurations de commutation des réseaux numériques. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 122 4.9 Bibliographie [1] Larsson P. Measurements and analysis of PLL jitter caused by digital switching noise. IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 36, no. 7, juillet 2001, pp. 1113-1119. [2] Gharpurey R. Methodology for measurement and characterization of substrate noise in high frequency circuits. Proceedings of the Custom Integrated Circuits Conference, 1999, pp. 487-49. [3] Liao H., Rustagi S. C., Shi J., Xiong Y. Z. Characterization and modeling of the substrate noise and its impact on the phase noise of VCO. IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, RFIC, Digest of Technical Papers, 2003, pp. 247-250. 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Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 124 Conclusion générale Le travail présenté dans cette thèse est destiné à aider le concepteur de circuits mixtes, numériques, analogiques comportant de blocs radiofréquences (intégrant des VCOs par exemple), à choisir les architectures-circuits et les composants adéquats pour contourner les effets du substrat dans une technologie BiCMOS. Dans le premier chapitre, nous présentons la problématique du bruit substrat ainsi que l’influence des propriétés substrat sur les composants de la technologie BiCMOS. Après avoir abordé les sources de bruit substrat, nous nous sommes focalisés sur la modélisation de la génération du bruit substrat pour deux types de substrat couramment utilisés : silicium résistif et faiblement résistif. La dégradation des caractéristiques électriques des inductances réalisées sur un substrat résistif est détaillée. L’impact des perturbations substrat sur les transistors bipolaires et sur les varactors est aussi traité. Ces analyses sont faites en utilisant comme facteur de mérite la fréquence et le bruit de phase d’un VCO. L’isolation des circuits de type SoC est abordée à la fin de ce chapitre permettant de limiter l’impact du bruit substrat sur les parties analogiques et RF sensibles. Le deuxième chapitre est dédié à la caractérisation du bruit de phase des VCOs monolithiques. Après avoir abordé les différentes techniques utilisées pour la mesure du bruit de phase, nous avons présenté en détails le banc de test développé au Laboratoire de Physique de la Matière, ainsi que les techniques utilisées pour son optimisation. Les confrontations des mesures réalisées au laboratoire avec celles réalisées au LAAS sur le même circuit, ont permis de valider notre travail. Dans le troisième chapitre, nous présentons les circuits VCO conçus et caractérisés dans nos études ainsi que les cartes de test associées. Trois structures de VCOs ont été réalisées. Elles sont basées sur une architecture de type paire différentielle de transistors bipolaires à hétérojonction contre-réactionnée par un pont capacitif et se différencient par la structure de l’inductance intégrée. La première structure d’inductance contient une géométrie de spires optimisée et un anneau de garde. La seconde version du VCO intègre des inductances avec écran substrat. La dernière version du VCO reprend la même inductance pour laquelle l’écran substrat est supprimé, mais un anneau de garde est ajouté. Ces VCOs sont intégrés dans un circuit contenant plusieurs blocs numériques pour l’étude des interactions entre la partie numérique et le VCO. Nous présentons les caractéristiques en fréquence et puissance de trois VCOs testés et des techniques simples de caractérisation. Les résultats de mesures obtenus avec le banc de bruit de phase développé au laboratoire dans le cadre de cette thèse, sont présentés. L’influence de l’isolation des inductances sur les caractéristiques d’un VCO est analysée en détails. Dans le dernier chapitre de ce mémoire, nous nous sommes intéressés à la modélisation du l’impact du bruit substrat sur « nos » oscillateurs monolithiques. La méthode d’analyse des fonctions Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 125 de sensibilité statique a été utilisée, pour la simulation et la caractérisation de l’impact des perturbations substrat. Un modèle simplifié a été introduit pour la modélisation du couplage entre des plots substrat placés à proximité du VCO et celui-ci. Nous avons mesuré l’impact des perturbations sinusoïdales injectées par ces plots et identifier ainsi la propagation prédominante entre une source de bruit substrat et l’oscillateur. L’impact du bruit substrat, généré à la commutation basse fréquence des étages numériques, est analysé par la mesure du bruit de phase du VCO. L’impact de ces perturbations est aussi calculé. Les résultats présentés dans ce rapport permettent de quantifier les effets substrat, d’analyser le mode de propagation du bruit et son impact sur le spectre d’un VCO. Cependant, cette étude est limitée à une architecture particulière de VCO sur une technologie donnée (BiCMOS 0,35 µm en l’occurrence). La généralisation de cette étude est délicate. Un travail complémentaire devra être mené sur de nouvelles architectures de VCO (par exemple à base de transistors MOS), sur des technologies plus avancées (BiCMOS 0.18µm, 0.13 µm, CMOS 90 nm, SOI etc.), sur des circuits beaucoup plus complexes. Néanmoins, certaines des méthodes exposées dans ce travail peuvent être réutilisées. Une étude plus système pourra aussi être engagée visant par exemple, à relier le bruit substrat aux caractéristiques d’une chaîne émission – réception. Nous avons essentiellement focalisée notre étude sur le bruit substrat, principalement généré par les cellules numériques, et qui dégradent les performances des blocs sensibles (blocs analogiques et radiofréquences). D’autres type d’interactions doivent aussi être analysés ; notamment les couplages liés à un bloc analogique très bruyant (par exemple un amplificateur de puissance radiofréquence), les couplages en haute fréquence (rayonnement). Tous ces phénomènes devront être pris en compte dans la phase de conception de circuits sur des filières technologies avancées avec une marge de sécurité sur les signaux de plus en plus réduite (diminution de la tension d’alimentation). D’une manière générale, cette thématique de recherche sur les interactions et les limites physiques liées à l’intégration monolithique de blocs de nature différente semble primordiale pour utiliser au mieux les avancées des nanotechnologies (diminution des tailles de transistors, intégrations de nouveaux composants : MEMS, à base de nano-tubes de carbone etc.). Elle devra nécessairement être accompagnée du développement de méthodes et outils de conception performants permettant de gérer la complexité des circuits et des phénomènes physiques. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 126 Annexe A: Présentation de la technologie BiCMOS 0,35 µm Technologie BiCMOS 0,35 µm de STMicroelectronics (BiCMOS 6G) Principales caractéristiques : • Process basé sur une technologie CMOS 0,35 µm : HCMOS6 o Epaisseur oxyde de grille : 7 nm o Longueur minimale de transistor MOS : 0,35 µm o Tension d’alimentation : 3,3 V (3,6 V max) o 5 niveaux de métal (épaisseur métal 5 : 2,5 µm) o Disponibilité d’une bibliothèque numérique complète • Composant bipolaire o Base SiGe épitaxiée o HBT 3,3 V (NPN, 0,4x12 µm² : ft ~ 45 GHz, fmax ~60 Ghz @ VCE = 1,5 V) o HBT 5 V (NPN, 0,4x12 µm² : ft ~ 25 GHz, fmax ~ 50 Ghz @ VCE = 1,5 V) • L_PNP et PNP_VI o Composants passifs o Résistance polysilicium N+ (133 Ω/sq) et P+ (120 Ω/sq) o Résistance polysilicium haute résistivité (1000 Ω/sq) o Résistance N+ active (48 Ω/sq) o Capacité MIM4 2 fF/µm² et capacité CAPAL 1 fF/µm² o Capacité polysilicium/N+ sinker o Inductance intégrée paramétrée avec ou sans écran substrat • Design kit o Pour Agilent-ADS et Cadence-Spectre(-RF) Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 127 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 128 Annexe B : Calculs, utilisation, photos et programmation du banc de mesures du bruit de phase Réponse d’un discriminateur de fréquence Vd LAR RF VRF Diviseur Ve Vm VLO Oscillateur sous test Vd Vt LO 1. Signal à l’entrée du banc Ve (t ) = V0 cos(2π f 0 t + ∆f cos 2π f m t ) fm Vd (t ) = V0′ cos(2π f 0 t + ∆f cos 2π f m t ) fm 2. Après le diviseur 3. Introduction du délai - après la ligne à retard VRF (t ) = V0′ cos[2π f 0 (t − τ d ) + ∆f cos 2π f m (t − τ d )) fm - dans la branche du déphaseur VLO (t ) = V0′ cos(2π f 0 t + ∆f cos 2π f m t + φd ) fm 4. Après le mélangeur ⎡ ⎡ ⎤ ⎤ ∆f ∆f cos 2π f m (t − τ d ) − 2π f 0 t − cos 2π f m t − φd ⎥ + ⎥ ⎢ cos ⎢ 2π f 0 (t − τ d ) + fm fm ⎣ ⎦ ⎥ ⎢ Vm (t ) = Kφ ⎢ ⎥ ⎢ cos ⎡⎢ 2π f (t − τ ) + ∆f cos 2π f (t − τ ) + 2π f t + ∆f cos 2π f t + φ ⎤⎥ ⎥ 0 d m d 0 m d ⎢⎣ fm fm ⎣ ⎦ ⎥⎦ 5. Après le filtre ⎡ ⎤ ∆f ∆f cos 2π f m (t − τ d ) − 2π f 0 t − cos 2π f m t − φd ⎥ = Vm (t ) = Kφ cos ⎢ 2π f 0 (t − τ d ) + fm fm ⎣ ⎦ ⎡ ⎤ ∆f = Kφ cos ⎢ 2π f 0 (t − τ d − t ) + ( cos 2π f m (t − τ d ) − cos 2π f m t ) − φd ⎥ = fm ⎣ ⎦ ⎡ ⎤ τ ⎞ ∆f ⎛ sin(π f mτ d ) sin ⎜ 2π f m (t − d ) ⎟ − φd ⎥ = Kφ cos ⎢ −2π f 0τ d + 2 f 2 ⎝ ⎠ m ⎣ ⎦ Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 129 6. Condition de quadrature : 2π f 0τ d + φd = (2k + 1) π 2 ⎡ π ⎤ ∆f V (t ) = Kφ cos ⎢ − + 2 sin(π f mτ d ) sin ( 2π f m (t − τ d / 2) ) ⎥ = f 2 m ⎣ ⎦ ⎛ ∆f ⎞ = Kφ sin ⎜ 2 sin(π f mτ d ) sin ( 2π f m (t − τ d / 2) ) ⎟ ⎝ fm ⎠ 7. En petit signal : si ∆f < 0.2rad fm V (t ) = Kφ 2 ( fm > ∆V 0.2 K ⎛ ∆f ⎞ ∆f ) => sin ⎜ ⎟ ≈ ⎝ fm ⎠ fm ∆f sin(π f mτ d ) sin ( 2π f m (t − τ d / 2) ) fm 8. Réponse en sortie du discriminateur ∆V = Kφ 2 Si f m < 1 2πτ d => sin(π f mτ d ) ∆f sin(π f mτ d ) = Kφ 2πτ d ∆f fm π f mτ d sin(π f mτ d ) ≈1 π f mτ d Soit ∆V ≈ Kφ 2πτ d ∆f => ∆V ≈ K d ∆f avec K d = Kφ 2πτ d Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 130 Photos du banc de mesures du bruit de phase réalisé au laboratoire Figure B.1. Système de mesures du bruit de phase, composé d’un discriminateur de fréquence (dans la cage), la source de calibration, les analyseurs de spectre respectivement BF et HF, et de l’ordinateur pour la commande des appareils et l’acquisition de données mesurées Figure B.2. Discriminateur de fréquence intégrant un commutateur et un amplificateur à l’entrée ainsi que la ligne à retard, le déphaseur et le mélangeur Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 131 Figure B.3. Application pour le contrôle du synthétiseur, des analyseurs de spectre BF et HF, et pour l’acquisition des données du banc de mesure du bruit de phase des oscillateurs Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 132 Notice d’utilisation du banc de mesures du bruit de phase des oscillateurs Etape 1. Commutateur en entrée sur position VCO → Ampli HF gain 1 → Ampli BF gain 1. Etape 2. Le VCO sous test sera branché à l’entrée « VCO » du banc de mesure. Nous mesurons la fréquence et la puissance1 du VCO à l’analyseur haute fréquence. PVCO = dBm FVCO = GHz Nous vérifions que sa puissance est suffisamment grande (entre -20 et -10 dBm) pour pouvoir assurer un coefficient de conversion optimal. Etape 3. Nous passons le commutateur sur synthétiseur. Nous réglons la puissance de sortie de synthétiseur pour obtenir Psynthé =PVCO.= dBm Fsynthé =FVCO = GHz Nous commutons sur la position « VCO » et vérifions l’égalité en fréquence et puissance encore une fois. Si l’égalité n’est pas respectée, nous continuons le réglage de la puissance et de la fréquence. Etape 4. • Lancement de l’application Labview principal_v55.vi et réalisons les réglages suivants : 9 Commutateur de mode sur Acquisition 9 Introduction des adresses VISA 9 Introduction de Psynthè et Fsynthé Si ∆f et connu (mesure antérieure), nous introduisons sa valeur sinon nous cochons l’option mesure. Nous faisons le choix de la gamme de mesure ; 9 Lancement de la mesure Nouvelle mesure 9 Vérification des données OK • Réglage du gain : nous réglons le gain de l’amplificateur HF pour obtenir une valeur proche de « 3*∆f *10-8 » (le gain de l’amplificateur BF est égal à 1). Cette valeur correspond au coefficient optimum de conversion du banc. Pour un gain de 10 (de l’amplificateur BF) et une déviation maximale de la fréquence de 1250 Hz, la valeur mesurée doit être d’environ 375 µVeff à 100 kHz). 9 OK 1 L’atténuation entre le signal à l’entrée du diviseur de la boucle et le signal mesuré à l’analyseur HF est de 14,3 dB. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 133 • Réglage de la quadrature : nous réglons le déphasage « φ » pour obtenir une valeur de quelque millivolts à l’ABF (gain à 1). Nous augmentons le gain de l’amplificateur BF et nous réglons à nouveau « φ » pour obtenir quelques millivolts (gain de 10 ou 100 en fonction de plancher de bruit cherché). 9 OK (calibration terminée, affichage du coefficient de conversion Kd) • Diminution du gain de l’amplificateur BF à 10 ; Commutateur sur la position « VCO ». Nous réglons la tension de contrôle du VCO pour obtenir une fréquence centrale égale à la fréquence de sortie du synthétiseur (dans la situation d’une variation de la fréquence de la porteuse avec le temps). 9 OK • Régler la quadrature : nous réglons Vctrl pour obtenir à l’analyseur BF quelques millivolts. Nous augmentons le gain de l’amplificateur BF à la même valeur que pour la calibration et nous continuons le réglage de Vctrl pour garder la quadrature à quelques millivolts. 9 OK (mesure terminée, sauvegarde du fichier de données et affichage de la courbe) Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 134 Synoptique du programme Labview implémenté pour piloter les appareils de mesures • 11 séquences dans le programme principal ; • 71 sous-programmes : o 13 sous-programmes spécifiques au contrôle et à la mesure du bruit de phase ; o 58 sous-programmes pour piloter les appareils ; Nouvelle mesure 1. 2. 3. L’application attend la confirmation de l’utilisateur pour l’introduction les données d’entrée. Configuration synthétiseur (HP 8341B) (sous programme conf_8341.vi) o commande du mode de fonctionnement CW o introduction de la puissance et de la fréquence o modulation FM 1 MHz/V Configuration de la source interne de l’analyseur BF Agilent 35670A (sous_source_hp35670a.vi) forme de l’onde, amplitude et fréquence o 4. Mesure de la déviation maximale de la fréquence ( ∆f max ) avec l’analyseur HF Anritsu MS 2665C (sous_deltaf_anritsu.vi) o réglage de l’appareil par l’utilisateur ; o moyenne sur 20 acquisitions ; o attend la fin de la moyenne ; o emploi du marker pour mesurer la puissance de la fréquence centrale et des bandes latérales ; moyennes entre les puissances des bandes latérales et calcul de la déviation P maximale de la fréquence à l’aide de la formule : ∆f max = 10 sbc / 20 ⋅ 2 ⋅100 kHz (pour un signal modulant d’une fréquence de 100 kHz). Psbc représente la puissance de la bande latérale par rapport à la porteuse. 5. Configuration FFT de l’analyseur BF Agilent 35670A pour régler le gain (conf_fft_35670_3.vi) 1. mode FFT : réglage de la résolution (la bande de fréquence), de la fenêtre ; du calibre (auto « ranging ») (Conf range amplitude.vi) ; couplage DC (Conf chanel.vi). 6. Configuration temporelle de l’analyseur BF Agilent 35670A pour vérifier la quadrature (cal_sous_pr_1v2.vi) : o Séquence 1 : passage temporel o Séquence 2 : mesure au marker o Boucle « for » (i = 0/2) pour vérifier trois fois la valeur de la quadrature après la validation par l’utilisateur (dans la situation d’une forte variation de la fréquence d’oscillation). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 135 7. Mesure de l’amplitude de l’harmonique à 100 kHZ A. Sous programme cal_sous_pr_3V2_42.vi Passage en mode FFT ; paramètres : fenêtre, résolution (bande de fréquence) ; o B. Sous-programme cal_sous_pr_2.vi Calcule la moyenne ; avec le marker on prend la valeur mesurée à la fréquence de o 100 kHz ; supprime l’option de calcul de la moyenne à la fin de la boucle. C. Sous-programme conf_fft_35670.vi Division de la valeur mesurée sur l’ordonnée par ∆f max ; en sortie, nous obtenons o la valeur de la fréquence et du coefficient K d ) ; 8. Attend que l’utilisateur confirme la commutation de l’entrée de la chaîne sur la position « VCO ». 9. Passage en temporel pour vérifier la quadrature du VCO sous test (conf_time_35670.vi) 10. Vérification de la quadrature (même algorithme que 5.) 11. Configuration FFT et mesures : A. Sous programme pour le contrôle de l’option de mesure de la bande : sous_ctrl_choix_bande.vi ; o vérifie qu’il y a qu’une seule option de bande cochée, s’il y a plus qu’une option cochée il ne va rien mesurer ; o il y a trois structures « conditions » pour trouver la bande choisie B. Si 3 bandes ⇒ 3 séquences : 1. Sous-programme mes_sous_1_46.vi o Fait le réglage de la bande 1 ; fixed range, coupling AC, fenêtre, acquisition du tableau de mesures ; o Lance la moyenne ; attend la fin de la moyenne (boucle « for ») ; o Chaque valeur mesurée est utilisée pour calculer le bruit de phase en fonction de K d ; o Paramètres de sortie : fréquence et bruit de phase 2. Même sous-programme pour la bande 2 3. Sous-programme mes_sous_1_47.vi (pour la bande 3) ; sans les paramètres « ac » et « fixed range » 4. Les bandes de mesures ainsi que la résolution dans chaque bande sont représentées sur la figure B.4. 2.5Hz 1604Hz 4Hz 1598.5Hz Figure B.4. 13032Hz 32Hz 12868Hz 256Hz 103144Hz Les bandes de mesures et les fréquences supérieures et inférieures dans chaque bande pour la mesure du bruit de phase Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 136 5. Coupe les valeurs communes : 47 valeurs à partir de 400 ; de ce qui reste 47 valeurs à partir de 753 C. Pour la mesure dans une seule bande : o Lancement du sous-programme mes_sous_1_46.vi pour 1600 points de 100 Hz à 102500 Hz ; D. Pour la mesure dans un bande au choix : même sous-programme que C., avec des valeurs choisies par l’utilisateur ; 12. Sauvegarde dans en fichier texte des valeurs de Bruit de phase. Forme de fichier : 1. Fréquence [Hz] et puissance synthé [dBm] 4.5000E+9 0.0000E+0 2. Niveaux de quadrature calibration - mesure [V] 3.3434E-5 5.1000E-5 3. Coefficient de conversion du banc f [Hz]- Km [V/Hz] 1.0003E+5 2.2619E-10 4. Commentaire 11/01/05 16:59:29 vco 5. Tableau bruit de phase f [Hz] - B. Ph. [dBc/Hz] 2.5000 85.5255 ….. fin 13. Lecture d’un fichier (read_txt.vi) o ouvre le fichier txt qui contient les données et lit les données dans chaque ligne. Il s’arrête quand il trouve la chaîne de caractère « fin », qui correspond à la fin du fichier. Le sous-vi coupe ensuite les caractères qui apparaissent au début du fichier et affiche la courbe de bruit de phase sur le même graphique qu’après la mesure. Précisions2 : Modification des sous_vi de contrôle de l’appareil Agilent 35670 : o Actn Start Fft Hist Corr.vi; sur la broche « commande » la valeur d’attente est de 150000 ms ; cette valeur est par défaut fixé à 1000 ms o Act Start Stop Cont.vi ⇒ act wait trigger.vi and arm.vi ⇒ act wait OPC.vi (même modification) 2 Délai d’attente de la moyenne trop faible (10 s par défaut), ce qui engendrait des erreurs d’acquisition. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 137 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 138 Annexe C : Description de la carte de test Schéma électrique de la carte de test Le schéma électrique de la carte de test est conçu pour mesurer le VCO monolithique, pour commander les blocs numériques et pour accéder aux prises substrat (mesure ou injection des perturbations substrat). L’architecture de la carte permet la caractérisation en fréquence et puissance de l’oscillateur ainsi qu’en bruit de phase. Les connecteurs prévus sont les suivants : • L’alimentation digitale : VDD_DIG (J3 puce – pin 5, 9, 24(VDD) et pin 4, 10, 23(GND), 3 (Piso)) • 3 alimentations pour le VCO (puce – pin 17, 20 (GND_vco)) o Le circuit oscillant : VDD_VCO (J2 puce – pin 12(VDD_VCO), 16 (Polvco)) o Le buffer : VDD_BUFF (J4 puce – pin 13, 15 (polbuf) ) o La tension de contrôle du VCO : VCTRL (J5 puce – pin 21 (vcom)) • La mesure du signal du VCO (JSMA1 puce – pin 19 (vout2), JSMA3 puce – pin 18 (vout1)) • La mesure et l’injection du bruit au niveau du substrat via des plots (JSMA4 puce pin 22 (Extnoise3), JSMA5 puce pin 14 (Extnoise4), JSMA6 puce pin 11 (Extnoise2), JSMA7 puce pin 8 (Extnoise1)) • L’injection du bruit via la partie numérique du circuit pilotée par : o un signal d’horloge o externe (J6 puce – pin 2 (Clock), SW15 (vers l’intérieur de la carte)) o envoyé par l’ordinateur via le convertisseur 5V – 3,3V 74ALVC16424 (3,3V – pin 30, 5V – pin 19, entrée HE10 – pin 15 puce pin 2, SW15 vers l’extérieure de la carte) o six signaux de commande o sur la carte - switch 1 à 12 : SW 1, 3, 5, 7, 9, 11 vers l’extérieur de la carte, SW 2, 4, 6, 8, 10, 12 à « 1 » vers l’intérieur et à « 0 » vers l’extérieur de la carte (puce – pin 28 (Power0), 6 (Power1), 7 (Power2), 25 (Place0), 26 (Place1), 27 (Place2)) o envoyés par l’ordinateur via le convertisseur 74ALVC16424 (5V- pin 2, 3, 5, 13, 14, 16, 3,3V -pin 47, 46, 44, 36, 35, 33 et HE10 – pin 1, 3, 5, 7, 9, 11) et switch 1 à 12 : SW 1, 3, 5, 7, 9, 11 vers l’intérieur de la carte, (puce – pin 28 (Power0), 6 (Power1), 7 (Power2), 25 (Place0), 26 (Place1), 27 (Place2)) * pour la direction du convertisseur (pin 1) HE10 - pin 17 o un signal de reset o sur la carte : bouton poussoir BP (puce – pin 1) o envoyé par l’ordinateur (5V – pin 17, 3,3V – pin 32, HE10 – pin 13, puce - pin 1 (Reset)) Pour diminuer les parasites des alimentations, nous avons ajouté à l’entrée des filtres (F1, F2, Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 139 F3) et des capacités de découplage (C17 à C28). Pour diminuer l’influence des pistes des alimentation, les capacités de découplage ont été prévues le plus près possible des entrées sur le circuit (C1, C2, C3 (VCTRL), C5, C6, C7 (VDD_VCO), C9, C10, C11 (VDD_DIG), C13, C14, C15 (VDD_DIG), C29, C30, C31 (VDD_BUFF), C32, C33, C34 (VDD_DIG), C35, C36, C37 (VDD_VCO), C38, C39, C40 (VDD_BUFF)). Les connecteurs SMA (JSMA) sont connectés au circuit intégré par des pistes adaptées à une impédance caractéristique de 50 Ω. Les sorties du VCO sont prévues avec des capacités de couplage de 10 nF pour couper la composante continue. VDD_DIG C32 22 nF C33 100 pF C34 10 nF JSMA4 Bruit4 VCTRL 2 1 C1 C2 C3 10 pF 100 pF 22 nF 50 Ohms 28 27 26 25 24 23 22 U1 VCO-SCR1 C8 10 nF 50 Ohms Clock 3 4 5 VDD_DIG C9 22 nF C11 10 pF C10 100 pF 6 7 GND_vco Piso vout2 GND vout1 VDD GND_vco Power<1> Polvco Power<2> Polbuf Bruit11 50 Ohms 19 SAME LENGHT 18 17 50 Ohms 16 C41 15 C29 C30 C31 10 pF 100 pF 22 nF 2 1 10 nF Bruit3 C15 10 pF C35 10 pF 2 50 Ohms C14 100 pF JSMA3 OUT2 JSMA5 50 Ohms C13 22 nF 1 VDD_BUFF P 500 Ohm 200 Ohms 50 Ohms VDD_DIG OUT1 20 8 9 10 11 12 13 14 JSMA7 21 2 vcom JSMA1 2 Reset 2 Extnoise1 VDD GND Extnoise2 VDD_VCO VDD-BUFF Extnoise4 1 Power<0> Place<2> Place<1> Place<0> VDD GND Extnoise3 1 C36 100 pF VDD_VCO C37 22 nF VDD_BUFF JSMA6 C38 10 pF 1 C40 22 nF 2 Bruit2 C39 100 pF VDD_VCO C5 22 nF C6 100 pF C7 10 pF VDD_DIG Power0 SW1 SW2 Power1 SW3 C16 10 nF SW4 5V_PC Power2 SW5 Place1 SW9 SW10 Place2 SW11 J2 SUBCLIC Droit 1 1 J3 SUBCLIC Droit 1 1 1 R3 0 F2 NFM61R10T102 3 2 2 VDD-DIG F1 NFM61R10T102 3 2 2 VDD-VCO 2 C17 10u 2 BP C18 22 nF Reset CLK 1 R6 0 SW12 VDD_VCO R11 0 ohm SW15 VDD_DIG C19 10u C20 22 nF 1 1 R9 0 2 2 VCTRL 1 R10 0 2 42 31 VCCA VCCA 1B1 1B2 1B3 1B4 1B5 1B6 1B7 1B8 2B1 2B2 2B3 2B4 2B5 2B6 2B7 2B8 2 3 5 6 8 9 11 12 13 14 16 17 19 20 22 23 1 3 5 7 9 11 13 15 17 19 21 23 25 27 29 31 33 35 37 39 41 43 45 47 49 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36 38 40 42 44 46 48 50 5V_PC C22 100 pF C23 10 nF 1 C24 2 10u C26 22 nF Schéma carte de test VCO correct J5 SUBCLIC Droit 1 48 25 1OE 2OE C21 10 nF VDD_BUFF C25 10u 1 24 1DIR 2DIR R7 2.7k R8 2.7k VDD_DIG 2 F3 NFM61R10T102 3 2 2 J4 SUBCLIC Droit 1 2A1 2A2 2A3 2A4 2A5 2A6 2A7 2A8 R5 2.7k J6 SUBCLIC Droit 1 CLK Externe VDD-BUFF 36 35 33 32 30 29 27 26 1A1 1A2 1A3 1A4 1A5 1A6 1A7 1A8 J1 HE10-50CM GND GND GND GND GND GND GND GND 47 46 44 43 41 40 38 37 SW8 U3 74ALVC164245/SO 4 10 15 21 45 39 34 28 Place0 SW7 VCCB5 VCCB5 7 18 SW6 Direction VCTRL C27 10u C28 22 nF Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 140 Description des broches du circuit Le circuit a 28 broches de connexion dont la description est donnée dans le tableau suivant : Numéro du pin Le nom du signal Description 1 Reset Reset du numérique 2 Clock Horloge du numérique 3 Piso GND pour l’anneau de garde 4 GND GND pour le numérique 5 VDD Alim. pour numérique 6 Power<1> Choix du nombre des inverseurs activés 7 Power<2> Choix du nombre des inverseurs activés 8 Extnoise1 Source externe de bruit/Mesure 9 VDD Alim. pour le numérique 10 GND GND pour le numérique 11 Extnoise2 Source externe de bruit/Mesure 12 VDD_VCO Alim. pour le VCO 13 VDD_BUF Alim. pour le buffer 14 Extnoise4 Source externe de bruit/Mesure 15 Polbuf Polarisation du buffer 16 Polvco Polarisation du VCO 17 GND_VCO GND VCO 18 Out1 Sortie VCO 19 Out2 Sortie VCO 20 GND_VCO GND VCO 21 Vcom Tension de commande de la fréquence 22 Extnoise3 Source externe de bruit/Mesure 23 GND GND pour le numérique 24 VDD Alim. pour le numérique 25 Place<0> Sélection du réseau d’inverseurs 26 Place<1> Sélection du réseau d’inverseurs 27 Place<2> Sélection du réseau d’inverseurs 28 Power<0> Choix du nombre d’inverseurs activés Le boîtier est de type VFQFPN (5x5 mm2, 28 broches). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 141 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 142 Annexe D: Méthode de la réponse impulsionnelle (ISF Impulse Sensitivity Response) appliquée au VCO Présentation de la méthode Cette méthode, proposée par A. Hajimiri et T. H. Lee, est totalement décrite dans le livre “The design of low noise oscillators” (Kluwer Academic Publishers, 2001) ; nous rappelons ici les grandes lignes. La réponse impulsionnelle Γ(τ ) (ISF : Impulse Sensitivity Response) donne l’écart de phase obtenu après application d’un pulse de tension ou de courant localement dans un nœud du circuit à l’instant τ . En faisant varier l’instant d’injection τ sur une période de l’oscillateur, nous accédons à la fonction ISF Γ(τ ) . Notons que nous ne nous intéressons pas à l’écart d’amplitude car celui-ci tend à disparaître tandis que l’écart de phase est préservé. Dans la description initiale de la théorie, la fonction Γ(τ ) est périodique et sans dimension (c'est-à-dire : Γ(τ ) a la période de l’oscillateur ou Γ(ω cτ ) a une période de 2π avec ωc : la pulsation de la porteuse). Dans ce paragraphe, nous considérerons, la fonction Γϕ (τ ) qui a la dimension de radian/As ou radian/Vs suivant le type de perturbation (courant ou tension). L’écart de phase suite à une perturbation à l’instant τ s’écrit alors : hϕ (t ,τ ) = Γϕ (ω cτ ) ⋅ u (t − τ ) où u (t ) représente la fonction échelon. Prenons l’exemple d’une perturbation en courant dans un nœud du circuit, la fonction Γϕ (τ ) représente alors l’écart de phase obtenue normalisée par la charge injectée. La fonction Γϕ (τ ) peut être décomposée en série de Fourier (coefficients cn ) : Γϕ (ω cτ ) = c0 ∞ + ∑ cn ⋅ cos(nω cτ + θ n ) 2 n =1 Considérons maintenant une perturbation harmonique dans ce même nœud du circuit (pulsation ω m et amplitude A) : p(t ) = A ⋅ cos(ω mt ) ⋅ u (t − t0 ) . L’écart de phase introduit par cette perturbation est donné par : ϕ (t ) = soit ϕ (t ) = A ⋅ t t −∞ t0 ϕ ϕ ∫ Γ (ω cτ ) ⋅ p(τ ) ⋅ dτ = ∫ Γ (ω cτ ) ⋅ A ⋅ cos(ω mτ ) ⋅ dτ ∞ c sin [(nω ± ω ) t + θ ] c0 sin (ω m t ) c m n + A⋅∑ n + ϕ 0 (t 0 ) ω ± ω 2ω m 2 ( n ) 1 c m Dans cette expression, nous remarquons que seulement les termes correspondant à ω m = nωc + ∆ω avec ∆ω << ωc et n = 1, 2 ... sont significatifs et doivent être pris en compte dans la sortie de l’oscillateur : s (t ) = S ⋅ cos(ω c t + ϕ (t )) . Finalement, seulement les perturbations dont les harmoniques sont situées à nω c + ∆ω auront un impact sur le spectre de sortie de l’oscillateur : Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 143 c A ⎡ ⎤ s (t ) ≈ S ⋅ [cos(ω c t ) − ϕ (t )sin (ω c t )] = S ⋅ ⎢cos(ω c t ) − n sin (∆ω t )sin (ω c t )⎥ 2 ∆ ω ⎣ ⎦ Ainsi une perturbation à la pulsation ω m = nωc + ∆ω ; conduira à observer deux raies latérales à ω c ± ∆ω (Fig. 5) dont la puissance relative à la porteuse Psbc est donnée par : ⎡c A⎤ Psbc (∆ω ) = 20 ⋅ log ⎢ n ⎥ ⎣ 4∆ω ⎦ L’équation unique précédente pour n = 0, 1, 2 ... est obtenue en utilisant le terme c0 2 (et non pas c0 ) dans la décomposition en série de Fourier. Application de l’étude de la réponse impulsionnelle sur un VCO intégré La fonction ISF a été utilisée pour étudier la sensibilité des composants du VCO à une perturbation basse fréquence dans le substrat (basse fréquence par rapport à la porteuse). Il ressort des nombreuses simulations que les varactors et les transistors bipolaires (figure D.1) sont sensibles à une perturbation sur leur broche substrat (très peu d’impact sur les capacités MIM, sur les inductances et les résistances polysilicium). Figure D.1. Schéma simplifié du cœur du VCO (structure différentielle à base de transistors HBT, buffer non représenté) Dans une première phase, nous cherchons à valider l’approche ISF en comparant les valeurs de Psbc déduites de l’approche ISF, aux valeurs directement obtenues avec une simulation transitoire. Pour cela, la fonction ISF a été déterminée par simulation (écart de phase en fonction du l’instant d’injection d’un pulse de courant sur les substrats des varactors), en suite la décomposition en série de Fourier a permis d’évaluer les coefficients cn permettant de calculer les valeurs de Psbc avec l’équation précédente. Ces valeurs sont comparées à celles obtenues par simulation transitoire directe, suivie d’une analyse FFT (figure D.2). Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 144 harmonic 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 0,0 From direct simulations From ISF function -20,0 Psbc [dBc] -40,0 -60,0 -80,0 -100,0 -120,0 Figure D.2. Comparaison des valeurs de Psbc (analyse ISF ou simulation directe transitoire), pour une perturbation harmonique sur les deux plots substrat des varactors (200 µApk, harmonique à n f c + 50 MHz avec n = 0, 1, 2 ... ) Dans une deuxième phase, nous utilisons l’approche impulsionnelle pour étudier la sensibilité des composants à une perturbation substrat. Nous représentons sur la figure D.3, les fonctions ISF obtenues pour le bulk du varactor et le bulk du transistor bipolaire, ceci pour Vtune = 0 V et Vtune = 3 V (pulse de tension 1 V / 20 ps). L’observation des formes Γϕ de la figure D.3 entraîne les remarques suivantes : • la fonction Γϕ pour le varactor a le double de la fréquence du VCO, • la fonction Γϕ pour le varactor avec Vtune = 3 V est assez symétrique, c'est-à-dire que sa valeur moyenne est faible (coefficient c0 2 petit), • la fonction Γϕ pour le transistor bipolaire a la même période que celle du VCO, • la fonction Γϕ pour le transistor bipolaire présente une certaine dissymétrie quel que soit Vtune , introduisant un terme c0 2 significatif, • la fonction Γϕ pour le varactor devient dissymétrie avec Vtune = 0 V (augmentation du terme c0 2 ). ISF for varactor (Vtune=3V) ISF for varactor (Vtune=0V) ISF for HBT (Vtune=3V) ISF for HBT (Vtune=0V) Phase shift [mrd] 30,00 20,00 10,00 0,00 -10,00 -20,00 -30,00 0,00 0,05 0,10 0,15 0,20 0,25 Time [ns] Figure D.3. Fonctions ISF sur un bulk du varactor ou un bulk de transistor bipolaire de la paire différentielle pour Vtune = 0 V et Vtune = 3 V (pulse de tension 1 V / 20 ps) Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 145 Ces fonctions Γϕ ont été décomposées (coefficients cn ), ensuite nous avons calculé les valeurs de Psbc pour une injection (10 mVpk, 50 MHz) sur un seul bulk de varactor et un seul bulk de transistor bipolaire de la paire différentielle en fonction de la tension de commande du VCO (figure D.4). -50 Psbc [dBc] -60 -70 -80 Psbc (50 MHz harmonic) on varactor by transient simulation Psbc (50 MHz harmonic) on HBT by transient simulation -90 Psbc (50 MHz harmonic) on varactor by ISF approach Psbc (50 MHz harmonic) on HBT by ISF approach -100 0 0,5 1 1,5 Tuning voltage [V] 2 2,5 3 Figure D.4. Comparaisons Psbc (par analyse ISF et par simulation directe transitoire) pour une perturbation harmonique sur le plot substrat d’un varactor ou d’un HBT de la paire différentielle (10 mVpk, 50 MHz). Psbc pour le varactor décroît avec la tension de commande Nous notons, d’une part, un niveau Psbc globalement plus important pour une injection sur le bulk du transistor bipolaire, d’autre part, que lorsque la perturbation est injectée sur un substrat de varactor, les valeurs de Psbc décroissent avec la tension de commande. Ces remarques sont corrélées avec les observations précédentes sur la forme des fonctions ISF. Si nous faisons un comparatif avec les mesures (figures D.5 et D.6) sur le VCO avec des inductances à anneau de garde sans écran substrat (Figure D.7), nous avons effectivement un comportement proche de celui décrit par cette analyse impulsionnelle avec les remarques suivantes : • Lorsque la perturbation substrat est injectée du côté inductance, la propagation de cette perturbation est principalement indirecte, via la masse du circuit (analyse dans le chapitre 4) ; l’impact sur le VCO est alors principalement dominé par les varactors ( Psbc décroît avec Vtune ), • Avec une injection très proche de la paire différentielle, il est correct d’observer la prépondérance des transistors bipolaires qui subissent une perturbation propagée directement via le substrat en mode différentiel (analyse dans le chapitre 4) : le niveau Psbc est élevé et indépendant de Vtune . Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 146 -10 -10 1MHz, 50mVpk -12 -20 -14 -16 Psbc -40 -18 -50 Psbc[dBc] Pout [dBm] -30 -60 -70 -20 -22 Psbc côté inductance/varactor plus sensible à la tension de commande -24 -26 -80 -28 -90 -30 -100 Inductor substrate contact Bipolar substrate contact -32 9 4,512x10 9 4,513x10 9 4,514x10 4,515x10 9 4,516x10 9 1 Tuning voltage [V] Frequency [Hz] Figure D.5. Spectre du VCO AG mesuré (porteuse et raies latérales) en présence d’une harmonique injectée dans le substrat (50 mVpk, 1 MHz, injection vers l’inductance) Figure D.6. Comparaison des mesures de Psbc sur le VCO AG-O pour une harmonique injectée vers l’inductance (proche varactor) et vers les transistors bipolaires (harmonique : 150 mVpk, 150 kHz) injection contact varactors injection contact Figure D.7. Layout du VCO 4.5 GHz intégré (localisation des points d’injection dans le substrat vers l’inductance et vers les transistors de la paire différentielle et du miroir de courant Bilan de l’utilisation de la fonction ISF sur le VCO L’utilisation de la réponse impulsionnelle nous permet de montrer deux types de sensibilité au substrat, suivant que les varactors ou les transistors bipolaires du VCO sont principalement perturbés. Ainsi, l’étude expérimentale et théorique de l’impact d’un bruit substrat basse fréquence sur le spectre d’un VCO intégré montre que l’analyse des phénomènes est complexe car les divers composants du VCO réagissent différemment au bruit substrat. Une approche globale, prenant uniquement en compte les sauts d’alimentation liés aux perturbations dans le substrat n’est pas toujours suffisante pour une analyse fine des phénomènes. Extension de la réponse impulsionnelle au bruit de phase dans les VCOs L'analyse impulsionnelle développée par A. Hajimiri et T. H. Lee est un modèle linéaire variant dans le temps (la réponse doit être linéaire en fonction de l'amplitude de la perturbation impulsionnelle Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 147 ou harmonique, ceci a été vérifié dans notre application de l'analyse impulsionnelle sur le VCO). A ce titre, cette approche permet de prendre en compte l'impact de bruits basse ou haute fréquence, de bruit blanc, de bruit 1 f ..., de bruit cyclo-stationnaire. Considérons une source en courant de bruit blanc, la relation donnant Psbc devient (en tenant 2 i 2 2 ): compte de I max = 2 I eff =2 n ∆f ⎛ i2 ∞ 2 ⎞ ⎜ 2 n ∑ cn ⎟ ∆f L(∆ω ) = 10 ⋅ log ⎜ 2 n = 0 2 ⎟ ⎜ 4 ∆ω ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ Cette équation indique que le bruit blanc se reporte autour de la porteuse avec une pente 1 f 2 (figure D.8). Le coefficient c0 donne la quantification du bruit basse fréquence. Le bruit autour de la porteuse se reporte avec le poids c1 , ainsi du suite. Le bruit 1 f se reporte autour de la porteuse avec une pente 1 f 3 . Avec le théorème de Parseval : ∞ 1 2π ∑ cn2 = π ∫ n =0 2 ϕ Γϕ (x ) dx = 2 Γeff 2 0 l'équation de L(∆ω ) peut s'écrire (région 1 f 2 ) : ⎛ i2 ⎜ n Γϕ 2 ⎜ ∆f eff L(∆ω ) = 10 ⋅ log⎜ 2 ⎜ 4 ∆ω ⎜ ⎝ ⎞ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎟ ⎠ Considérons maintenant un bruit 1 f (basse fréquence : coefficient c0 ) : in2,1 f = in2 ⋅ ω1 f ∆ω , le bruit de phase s'exprime alors (région 1 f 3 ) : ⎛ in2 2 ⎞ ⎜ c0 ω 1 ⎟ ⎜ ∆f ⎟ ⋅ f ⎟ L(∆ω ) = 10 ⋅ log⎜ 2 8 ∆ω ∆ω ⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ Lorsque les équations donnant L(∆ω ) dans les régions 1 f 2 et 1 f 3 sont égales, nous pouvons définir ∆ω 1 f3 (figure D.8) : ∆ω 1 f 3 =ω1 ⋅ f c0 2 2Γeffϕ 2 = 2ω 1 f ⎛ Γ ⎞ ⋅ ⎜ dc2 ⎟ ⎜ Γϕ ⎟ ⎝ eff ⎠ 2 en tenant compte de Γdc = c 0 2 . Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 148 Considérons maintenant un bruit cyclo-stationnaire décrit par la fonction α (x ) , le bruit blanc in 0 devient alors in (t ) = i n 0 (t ) ⋅ α (ω c t ) , la fonction ISF prenant en compte le bruit cyclo-stationnaire peut alors s'écrire : ϕ Γcyclo (x ) = Γeff (x ) ⋅ α (x ) ϕ (x ) par Γcyclo (x ) . Les équations précédentes restent valables en remplaçant Γeff Figure D.8. Pente en 1 f 3 et 1 f 2 dans le spectre du bruit de phase Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 149 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 150 Annexe E : Extraction de résistances entre contacts substrat Nous présentons dans cette annexe quelques résultats d’extraction de résistance substrat sur le cas d’étude présenté sur la figure E.1, celui-ci se compose de deux contacts PTAP carrés (6x6 µm²) placés directement dans le substrat. Nous montrons sur la figure E.2 l’évolution de la résistance entre ces contacts en fonction de la distance qui les sépare pour deux configurations : 9 face arrière flottante, 9 face arrière connectée (dans ce cas, nous montrons aussi la résistance entre le contact et la face arrière). Les valeurs sont calculées par une routine, utilisant la méthode de Green, développée dans le cadre du travail de thèse d’Olivier Valorge. Les données technologiques correspondent à la technologie BiCMOS 0,35 µm. X µm PTAP 6 µm PTAP 6 µm Figure E.1. Cas d’étude : deux contacts sur un substrat de type P (technologie BiCMOS) Résistance entre contacts (sans face arrière) Résistance entre contacts (avec face arrière connectée) Résistance contact face arrière connectée 800 Résistance (ohm) 700 600 500 400 300 200 100 0 0 50 100 150 200 Distance entre les contacts (µm) Figure E.2. Evolution de la résistance entre les deux contacts en fonction de la distance qui les sépare (technologie BiCMOS 0,35 µm) Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 151 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 152 Annexe F: Simulation du bruit de phase et contributions des sources de bruit Dans cette annexe, nous présentons les résultats de simulation du bruit de phase obtenus avec SpectreRF et ADS (1 Hz à 1 MHz de la porteuse) : figures F.1 et F.2, ainsi que les principales sources de bruit dans les composants. Les résultats issus des deux simulateurs sont assez proches. Fréquence (Hz) 1 Bruit de phase (dBc) 42.02 Fréquence (Hz) 1.585K Bruit de phase (dBc) -53.79 1.585 2.512 3.981 36.02 30.02 24.02 2.512K 3.981K 6.31K -59.69 -65.52 -71.28 6.31 10 15.85 18.02 12.02 6.023 10K 15.85K 25.12K -76.92 -82.4 -87.68 25.12 39.81 63.1 23.64m -5.975 -11.97 39.81K 63.1K 100K -92.75 -97.58 -102.2 100 158.5 251.2 398.1 631 1K -17.97 -23.96 -29.95 -35.93 -41.9 -47.86 158.5K 251.2K 398.1K 631K 1M -106.7 -111 -115.2 -119.3 -123.4 Figure F.1. Simulation du bruit de phase avec SpectreRF (temps de simulation du bruit de phase par les analyses PSS avec Pnoise : 128 sec) Figure F.2. Simulation du bruit de phase avec ADS (temps de simulation par l’analyse « Harmonic Balance » 37 s) Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 153 Composants Paramètres3 R42.Res R41.Res Q85.XQ1.Q1 Q86.XQ1.Q1 Q84.XQ1.Q1 Q90.XQ1.Q1 Q91.XQ1.Q1 Q92.XQ1.Q1 R40.Res R39.Res Q103.XQ1.Q1 Q95.XQ1.Q1 R38.Res R47.Res R48.Res L19.rs1 L18.rs2 L19.rs2 L18.rs1 R33.Res Q104.XQ1.Q1 Q105.XQ1.Q1 Q93.XQ1.Q1 Q94.XQ1.Q1 Q102.XQ1.Q1 Q101.XQ1.Q1 R43.Res R44.Res Q97.XQ1.Q1 Q96.XQ1.Q1 R43.Res R44.Res Q102.XQ1.Q1 Q101.XQ1.Q1 Q97.XQ1.Q1 Q96.XQ1.Q1 Q103.XQ1.Q1 Q95.XQ1.Q1 Q84.XQ1.Q1 Q86.XQ1.Q1 Q85.XQ1.Q1 Q91.XQ1.Q1 Q90.XQ1.Q1 Q92.XQ1.Q1 R42.Res R41.Res R40.Res Q88.XQ1.Q1 Q89.XQ1.Q1 Q87.XQ1.Q1 R39.Res R49.Res R50.Res Q88.XQ1.Q1 Q87.XQ1.Q1 Q89.XQ1.Q1 fn fn ic ic ic ic ic ic fn fn rb rb rn fn fn rn rn rn rn fn rb rb rb rb ib ib rn rn ib ib fn fn ic ic ic ic ic ic ib ib ib ib ib ib rn rn rn ic ic ic rn fn fn rb rb rb Contribution V Hz 7.90129e-07 7.61891e-07 7.37053e-07 7.37053e-07 7.37053e-07 7.36219e-07 7.36219e-07 7.36219e-07 7.0469e-07 6.77432e-07 5.86587e-07 5.83911e-07 5.16763e-07 4.24853e-07 4.16717e-07 4.08362e-07 4.07848e-07 4.00446e-07 3.99939e-07 3.93474e-07 3.70968e-07 3.70968e-07 3.6946e-07 3.6946e-07 3.44545e-07 3.44545e-07 3.43841e-07 3.43563e-07 3.42243e-07 3.42243e-07 3.20668e-07 3.18832e-07 2.94899e-07 2.94899e-07 2.93793e-07 2.93793e-07 2.80925e-07 2.79704e-07 2.78887e-07 2.78887e-07 2.78887e-07 2.73215e-07 2.73215e-07 2.73215e-07 2.69635e-07 2.62675e-07 2.53278e-07 2.53038e-07 2.53038e-07 2.53038e-07 2.46741e-07 2.38421e-07 2.35211e-07 2.22337e-07 2.22337e-07 2.22337e-07 Contribution en pourcentage 5.46 5.08 4.75 4.75 4.75 4.74 4.74 4.74 4.34 4.01 3.01 2.98 2.34 1.58 1.52 1.46 1.46 1.40 1.40 1.35 1.20 1.20 1.19 1.19 1.04 1.04 1.03 1.03 1.02 1.02 0.90 0.89 0.76 0.76 0.76 0.76 0.69 0.68 0.68 0.68 0.68 0.65 0.65 0.65 0.64 0.60 0.56 0.56 0.56 0.56 0.53 0.50 0.48 0.43 0.43 0.43 Commentaires R polarisation (Q84/Q85/Q86) R polarisation (Q90/Q91/Q92) Transistor de la paire différentielle Transistor de la paire différentielle Transistor de la paire différentielle Transistor de la paire différentielle Transistor de la paire différentielle Transistor de la paire différentielle R polarisation (Q84/Q85/Q86) R polarisation (Q90/Q91/Q92) Transistor du buffer Transistor du buffer R série sur Vcom R polarisation des bases (TBH buffer) R polarisation des bases (TBH buffer) Inductance Inductance Inductance Inductance R polarisation miroir de courant Transistor du buffer Transistor du buffer Transistor du buffer Transistor du buffer Transistor du buffer Transistor du buffer Tableau F.1. Contribution des sources de bruit dans les composants pour un bruit total en sortie de 3.38 µV/ Hz à 100 kHz (SpectrRF - Cadence) 3 fn: flicker noise (bruit de scintillation); ic/ib: collector/base current shot noise (bruit de grenaille); rb/rc/re: base/collector/emitter resistor thermal noise (bruit thermique) ; bn: burst noise (RTS) Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 154 Transistors de la paire différentielle Résistances de polarisations des bases des transistors de la paire différentielle Transistors de la paire différentielle Transistors du buffer Tableau F.2. Contribution des sources de bruit des composants au bruit de phase du VCO, à 100 kHz (ADS-Agilent) (1/2): Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 155 Transistors du buffer Transistors du miroir de courant Résistances de polarisation des bases des transistors du buffer Tableau F.3. Contribution des sources de bruit des composants au bruit de phase du VCO, à 100 kHz (ADS-Agilent) (2/2): Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 156 Annexe G : Bibliographie personnelle Andrei C., Valorge O., Calmon F., Verdier J., Gontrand C. Substrate noise impact on a 4.5 GHz VCO for different inductor shield structures. 2005 IEEJ International Analog VLSI Workshop, octobre 2005, Bordeaux, France. Valorge O., Andrei C., Calmon F., Garreau J.-F., Dautriche P. 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IEEE International Conference of Microelectronics, 2004, Tunisia, p 684687. Valorge O., Andrei C., Vrignon B. et al. On a Standard Approach for Substrate Noise Modelling in Mixed Signal IC's. IEEE International Conference of Microelectronics, 2004, Tunisia, p 270273. Valorge O., Andrei C., Calmon F. et al. Design Slop Constraint for Reducing Noise Generation and Coupling Mechanisms in Mixed Signal IC’s. 2004 IEEE International Symposium on Industrial Electronics (ISIE 2004), 2004, Ajaccio- France, p 105-108. Valorge O., Andrei C., Calmon F. et al. Modélisation du couplage par le substrat dans les circuits mixtes. Workshop AS Bruit, 2004, France - La Grande Motte. Andrei C., Valorge O. Impact d’une perturbation substrat sur un oscillateur contrôlé en tension à 5 GHz. Journées Nationales du Réseau Doctoral de Microélectronique, 2004, Marseille, p 354356. Valorge O., Andrei C. Utilisation du modèle ICEM pour la modélisation du couplage par le substrat dans les circuits mixtes. Journées Nationales du Réseau Doctoral de Microélectronique, 2004, Marseille, p 266-268. Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 157 Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm 158 FOLIO ADMINISTRATIF THESE SOUTENUE DEVANT L'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON NOM : ANDREI (avec précision du nom de jeune fille, le cas échéant) DATE de SOUTENANCE : 11 octobre 2005 Prénoms : Cristian TITRE : Impact du bruit substrat sur les oscillateurs contrôlés en tension à 4.5 GHz, intégrés en technologie BiCMOS 0.35 µm NATURE : Doctorat Numéro d'ordre : 2005 ISAL 0068 Ecole doctorale : Sciences pour l'Ingénieur de Lyon : Electronique, Electrotechnique, Automatique (EEA) Spécialité : Dispositifs de l'Electronique Intégrée Cote B.I.U. - Lyon : T 50/210/19 / et bis CLASSE : RESUME : Les besoins des entreprises, comme ceux du particulier, concernent les nouveaux services associés en une incessante augmentation de l’autonomie. Du point de vue système, la Qualité de Service (QoS) s’exprime alors par des débits de plus en plus élevés et des taux d’erreurs binaires faibles. Du point de vue architecture circuit & technologie, les terminaux mobiles intègrent de plus en plus de fonctions différentes et diversifiées, ce qui implique le développement des systèmes sur puce (SoC) où blocs analogiques, radiofréquences, et numériques sont au maximum intégrés et miniaturisés sur un même substrat. C’est dans ce cadre que ce travail de recherche s’inscrit. Le travail présenté dans ce mémoire est orienté sur la partie radiofréquence la plus sensible d’un terminal mobile, qu’est la synthèse de fréquence. Nous pouvons rappeler en effet que la pureté des signaux RF gouverne la sensibilité des récepteurs via le bruit de phase ou de fréquence de toute source micro-ondes. Il apparaît donc indispensable de focaliser les travaux de recherche sur cet objet, du point vue de sa conception, de son optimisation, de son comportement et de sa sensibilité en présence de parties digitales. L’étude se décompose en quatre parties portant sur : l’analyse du bruit substrat dans les circuits mixtes réalisés sur silicium résistif et l’impact de ce bruit sur des circuits analogiques RF, la métrologie du bruit de phase des oscillateurs, la conception et la caractérisation des VCOs monolithiques, la caractérisation et la modélisation de l’impact du bruit substrat sur le bruit de phase d’un oscillateur. MOTS-CLES : VCO, bruit substrat, bruit de phase, métrologie des oscillateurs, circuits mixtes Laboratoire (s) de recherche : Laboratoire de Physique de la Matière (LPM) Directeur de thèse: Christian GONTRAND, Francis CALMON (co-directeur) Président de jury : G. GUILLOT Composition du jury : O. LLOPIS, M. PRIGENT, Y. DEVAL, C. GONTRAND, F. 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