La commutation des composants électroniques

Les composants électroniques
de commutation
Chapitre III
LE TRANSISTOR BIPOLAIRE
Sommaire
1
GENERALITES ........................................................................................................................................ 24
2
COMMUTATION DU TRANSISTOR BIPOLAIRE NPN ................................................................... 25
2.1 RAPPELS .................................................................................................................................................. 25
2.2 LES PHASES D'UN TRANSISTOR A LA COMMUTATION................................................................................ 25
2.2.1
Transistor bloqué .......................................................................................................................... 26
2.2.2
Transistor conducteur. .................................................................................................................. 26
2.2.3
Transistor saturé ........................................................................................................................... 27
2.3 ETUDE DE LA COMMUTATION .................................................................................................................. 27
2.3.1
Commutation à la fermeture ......................................................................................................... 27
2.3.2
Temps de mise en conduction ton ................................................................................................... 32
3
BLOCAGE DU TRANSISTOR BIPOLAIRE ........................................................................................ 32
3.1
3.2
3.3
4
AMELIORATION DES TEMPS DE COMMUTATION...................................................................... 36
4.1
4.2
5
BLOCAGE A PARTIR D'UN ETAT SATURE ................................................................................................... 33
BLOCAGE A PARTIR D'UN ETAT NON SATURE ........................................................................................... 34
SYNTHESE ............................................................................................................................................... 36
DISPOSITIFS "ANTI-SATURATION"............................................................................................................ 36
COMMANDE COMPENSEE ......................................................................................................................... 36
AIRE DE SECURITE ............................................................................................................................... 38
Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
Les composants électroniques
de commutation
Chapitre III
LE TRANSISTOR BIPOLAIRE
1 Généralités
Le transistor bipolaire est soit PNP soit NPN. Il est donc formé de deux
jonctions PN montées en anti-série. Pour que l'effet transistor puisse avoir
lieu, il est impératif que les jonctions soient réalisées sur le même monocristal, et que la base (partie centrale) soit très mince. C'est un composant
normalement fermé ou "Normally off". C'est-à-dire que pour qu'il conduise
il faut lui injecter (ou extraire) un courant dans la base.
La présence de jonctions PN fait, de façon analogue à la diode, que ses
commutations ne sont pas instantanées et elles génèrent des pics de courant et/ou de tension.
La plupart des montages TOR utilisant des transistors nécessitent des fréquences de fonctionnement ≥ 10kHz. Aussi, du point de vue de la commutation pure, les coupures de courant devront être courtes limitant, du même
coup, les pertes.
On notera ton le temps qui sépare la commande à l'établissement du courant
principal et toff le temps , qui sépare la commande à l'extinction de ce
même courant.
Cd(t)
E0
t
i(t)
t on
t off
t
Figure 1 : définition de ton et de toff
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
2 Commutation du transistor bipolaire NPN
2.1 RAPPELS
Le symbole et une représentation usuelle du transistor NPN sont portés sur
la figure suivante.
V CB
C
iC
C
B
B
V CE
iB
VBE
E
E
iE
Figure 2 : Symbole et représentation d'un transistor NPN
Supposons que la base soit "en l'air". On connecte une source extérieure
entre le collecteur et l'émetteur et on observe le courant qui traverse le
transistor. Quel que soit le sens de polarisation du transistor il ne peut exister qu'un courant inverse dit "de fuite" car il y a toujours une des deux
jonctions qui est bloquée.
Il est donc nécessaire d'utiliser une deuxième source pour injecter un courant dans la base du transistor. Pour qu'un transistor puisse conduire, la
jonction base-émetteur doit être polarisée dans le sens passant.
L'effet transistor : Lorsque l'on injecte un courant iB dans la base du NPN,
on autorise, si les tensions VBE et VCE sont correctement polarisées, un
courant d'électrons entre l'émetteur et la base. Or sous l'action du champ
électrique, les électrons acquirent une vitesse telle entre base et émetteur,
qu'ils finissent par surmonter la très fine jonction NP qui est bloquée. Dès
lors, les électrons sont plus attirés par le potentiel présent au collecteur qui
est plus élevé que celui présent à la base. Le courant iC est proportionnel à
iB si le transistor fonctionne en linéaire. C'est la jonction base-collecteur
qui supporte la plupart de la puissance, suite au gain en courant.
2.2 LES PHASES D'UN TRANSISTOR A LA COMMUTATION
Dans un montage, le transistor est soit bloqué, soit conducteur (iC=β•iB)
soit saturé (plus de relation entre iB et iC).
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
2.2.1Transistor bloqué
On applique une tension sur la base supérieure à 0,6 V. Mais le transistor
est bloqué pendant un certain temps. On a alors :
VBE < 0,6 V,
VCE >0 (=VCC)
et IC = 0.
Entre la base et l'émetteur on a une diode et entre le collecteur et l'émetteur, le circuit présente une impédance infinie. Par analogie avec l'étude
effectuée sur la diode on obtient le schéma équivalent suivant :
B
C
Ct
E
Figure 3 : Schéma équivalent du transistor bloqué
Avec Ct, le condensateur équivalent (ou total) de la jonction baseémetteur.
2.2.2Transistor conducteur.
Quand VBE devient ≥ 0,6 V (valeur toujours proche de Vto, cf. diode), alors
il existe un courant iB et un courant iC=β•iB. VCE décroît mais reste ≥ 0,6 V
et donc VCB est ≥ 0. Le transistor fonctionne en régime linéaire.
Le schéma équivalent est alors le suivant :
C
C
iC =g mVBE
i C=b iB
B
i C=g m VBE
i C= biB
B
iB
iB
Rd
Cd
E
Vt0
E
Figure 4 : Schéma équivalent du transistor en régime linéaire.
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
Avec gm, la pente interne ou transconductance du transistor au point de
fonctionnement.
2.2.3Transistor saturé
Quand VBE est ≥ 0,6 V, alors il est possible d'obtenir un courant iB supérieur à iBsat. Dans ce cas le courant iC n'est plus proportionnel à β•iB, il ne
dépend que de la tension d'alimentation et de la charge. VCE décroît jusqu'à
environ 0,2 V et donc VCB < 0. Le transistor fonctionne en régime saturé.
2.3 ETUDE DE LA COMMUTATION
Le schéma est le suivant :
RC
VCB
RB
B
iB
e (t )
VBE
e(t)
iC
E1
C
t
VCC
V CE
E2
E
iE
Figure 5 : Polarisation du transistor utilisé en commutation.
2.3.1Commutation à la fermeture
Si on applique une tension suffisamment élevée sur la base du transistor,
on rend tout à bord la jonction base-émetteur conductrice au bout d'un
temps td (delay time), puis un courant de collecteur s'établit et atteint son
régime permanent au bout d'un temps tr (rise time).
De façon générale, nous allons calculer les formes d'ondes d'un transistor
dont la charge et purement résistive. De cette manière, le courant de
collecteur ne dépend que des caractéristiques dynamiques du transistor.
2.3.1.1 Mise en conduction de la jonction base-émetteur
Supposons que le créneau e(t) soit suffisamment long devant le temps de
commutation du transistor pour qu'on puisse le considérer comme un échelon. L'étude se résume au schéma suivant :
RB
e (t )
C
B
iB
VBE
E
iE
Figure 6 : Mise en conduction de la jonction base-émetteur.
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
Et on cherche le temps td pour lequel la tension VBE atteint la valeur Vto.
D'après ce que l'on a vu au chapitre II (paragraphe 2.1.5.1.) le temps td est
équivalent à :
VBE
e(t)
E1
V t0
t
td
E2
Figure 7 : Allure de VBE après un front montant de e(t).
 E − E1 

t d = τ ln 2
−
V
E
1 
 t0
avec τ=RB•Ct
2.3.1.2 Temps de montée du courant de collecteur
La diode de la jonction base-émetteur est maintenant passante. Tout se
passe comme ci à cet instant, on appliquait un créneau de courant sur la
base. La connaissance impérative des caractéristiques dynamiques du transistor nous permet de déterminer le temps de montée du courant collecteur.
C
i c=g mV be
ic =bi b
B ib
Rd
Cd
Vt0
E
Figure 8 : Schéma équivalent quand la jonction base-émetteur est passante.
Nous devons donc déterminer la fonction de transfert :
T ( p) =
I c ( p)
I b ( p)
Or dans cette étude, les grandeurs continues peuvent être ignorées car seules les variations nous intéressent. Par conséquent, le potentiel Vto est occulté.
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C
B
ic =g mVbe
i c= bi b
ib
Rd
Cd
E
Figure 9 : Schéma équivalent aux grandeurs variables.
D'où vbe est réduite aux variations ∆V d'une diode, donc une quantité proche de zéro (cf chapitre II paragraphe 2132). Donc vce ≅ vcb , le générateur de
courant peut être considéré comme directement relié à l'émetteur.
Le schéma équivalent est plus généralement représenté de la façon suivante :
B
ib
C
i c=g mVbe
Rd
Cd
ic =bi b
E
E
Figure 10 : Schéma équivalent usuel pour les grandeurs variables.
Etude en Laplace de la maille d'entrée :
I b ( p) =
on pose : τ d
d'où : I b =
Vbe ( p)
V ( P)
(1 + Rd Cd P )
+ Cd • P • Vbe ( P) = be
Rd
Rd
= C d Rd
et I c ( p) = g mVbe ( P)
Ic
(1 + τ d P )
g m Rd
donc T ( P) =
I c ( P)
g R
= m d
I b ( P) (1 + τ d P )
T(P) est une transmittance représentative d'un système du 1er ordre. Par
conséquent on trouve par identification le gain statique β = g m Rd . Donc T(P)
peut encore s'écrire :
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T ( P) =
I c ( P)
β
=
I b ( P) (1 + τ d P )
Remarque : La relation IC=βIB n'est vrai que pour P ou ω=0.
La réponse indicielle qui répond à ces équations peut prendre deux formes
distinctes selon que le transistor est saturé ou non.
2.3.1.2.1 Le transistor n'atteint pas le régime de saturation.
Le courant final IC0 < ICsat. Les schémas d'excitation et de réponse sont les
suivants !
i b(t)
IB0
t
i c(t)
Ic0
0,95I c0
tr
t
Figure 11 : Réponse de ic(t) à un échelon de courant si ic(∞) ≤ ICsat.
Là encore, le temps de réponse tr peut être déterminé à 90 ou 95% de IC0.
Cependant, les valeurs numériques de Rd et Cd ne sont jamais fournis par
les constructeurs. En effet, les data sheet font état de la fonction de transfert T ( p) = I c ( p) et de son graphe.
I b ( p)
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
|T(P)| d B
B dB
fc
log(f)
Figure 12 : Allure du module de T(p) donnée sur les data sheet.
Or
ω = 2 •π • f
et pour un premier ordre τ d
=
1
ωc
donc τ d
=
1
2 •π • fc
Par conséquent, il est possible d'exprimer T(P).
2.3.1.2.2 Le transistor atteint le régime de saturation
Le transistor atteint ce régime si le courant de base est suffisant pour que
β • I B ≥ I Csat . Le rendement diminue. D'après ce qui précède, l'expression du
courant ic(t) est de la forme :
t
−

τ
ic (t ) = β • ib 1 − e d






Or généralement le courant dans le transistor ne croît pas de façon infinie,
il est limité par le circuit extérieur. On le nommera ici ICsat. Par conséquent, le temps de réponse ne sera pas égal à 2,3 ou 3•τd mais au temps
que le système mettra à atteindre ICsat. (on accélère de façon artificielle le
temps de réponse du transistor).
ic (tr ) = I Csat
donc
t
− r

τ
= β • I B 1 − e d


e
−
tr
τd





I
= 1 − Csat
 β • IB




β • IB

=
τ
t
ln
r
d
et
 β • I B − I Csat
Avec βI B la valeur finale que devrait atteindre IC(∞).
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


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ib(t)
B IB
ICsa t
tr
t
Figure 13 : Allure du courant ic(t) quand le transistor est saturé.
Remarque : Le courant IB doit toujours être inférieur à la valeur maximale
stipulée sur les data sheet.
2.3.2Temps de mise en conduction ton
Donc le temps de mise en conduction est la somme du temps de mise en
conduction de la jonction base-émetteur et du temps d'établissement du
courant collecteur. Donc que le transistor soit saturé ou non on a :
ton = t d + t r
3 Blocage du transistor bipolaire
Nous avons vu qu'un transistor passant pouvait être soit en régime linéaire
soit en saturation. Par conséquent, il faut distinguer ces deux cas de figure
lors de l'étude de l'ouverture d'un interrupteur.
Le blocage à lieu quand le signal d'entrée passe de E1 à E2, soit :
e(t)
E1
t
E2
Figure 14 : Allure de e(t) au blocage du transistor.
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3.1 BLOCAGE A PARTIR D'UN ETAT SATURE
Jusqu'à cet instant, le transistor est passant donc la jonction base-émetteur
est polarisée en directe et peut donc être comparée à une diode passante.
Puisque le transistor est saturé, on peut supposer que c'est le condensateur
parasite de la jonction base-émetteur qui a accumulé une quantité de charges Qs en excès (ICsat<βIB). Cette quantité de charge doit d'abord être évacuée avant que le courant de collecteur commence à diminuer. On appelle
ts le temps nécessaire à l'évacuation de Qs.
L'hypothèse ci-dessus nous conduit à étudier le schéma restreint suivant :
RB
C
B
iB
e (t )
VBE
E
iE
Figure 15 : Schéma d'étude pour ts.
Soit un schéma équivalent :
RB
e (t )
ib
Cd
Rd
V t0
Figure 16 : Schéma équivalent pour calculer ts.
Quand IC varie de 0 à ICsat, la quantité de charge accumulée par Cd varie de
0 à Qsat. Si IB devient supérieur à IBsat, alors IC reste presque égal à ICsat
mais le condensateur Cd accumule une charge supplémentaire Qs. Donc la
charge totale accumulée par Cd vaut :
Q = Qsat + Qs
Lors du blocage d'une diode, l'étude de la variation de la quantité de
charge aux bornes de Cd conduit à l'équation suivante (cf chapitre II, paragraphe 2.2.1) :
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Q +τ d
dQ
= τ d I BF
dt
avec :
E2 − Vt 0
E1 − Vt 0
=
I
IB Final : BF
RB
RB
Constante de temps : τ d = Rd Cd
IB Initial : I BI =
Soit l'allure de la variation de charge :
Q(t)
Qsat+Qs
Qsat
t
ts
tdIBF
Figure 17 : Allure de la variation de la quantité de charge au blocage.
On sait alors que :
t s = τ d ln
Or
Qs + Qsat = τ d I BI
et
((Qs + Qsat ) − τ d I BF )
Qsat − τ d I BF
Qsat = τ d I Bsat
I BI − I BF
τ
=
t
ln
d
donc : s
I Bsat − I BF
Remarque : Ce phénomène se passe au niveau de la jonction baseémetteur, du reste ts est fonction uniquement de Cd, Rd , IBI et IBF.
3.2 BLOCAGE A PARTIR D'UN ETAT NON SATURE
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
Maintenant le transistor est de nouveau en régime linéaire, il sera bloqué
au bout d'un temps de décroissance tf (fall time) du courant de collecteur.
Ce dernier satisfait l'équation : ic = I C 0 ≤ I Csat , par conséquent la décroissance
du courant collecteur dépend du blocage de la jonction base-émetteur jusqu'à ce que Vbe<Vto. Ensuite, cette jonction continue son blocage par décharge du condensateur de transition Ct, mais cela n'a aucune influence sur
le courant collecteur.
Le courant de base IBF obtenu pour e(t)=E2, tend à imposer un courant
ICF=βIBF. L'allure de ic(t) est donc :
ic (t)
Ic0
t
tf
B IBF
Figure 18 : Allure de Ic(t) au blocage quand le transistor n'est plus saturé.
Avec IC0, le courant au moment où le transistor est "désaturé". Le temps tf
est donc le temps de descente, c'est-à-dire, le temps nécessaire pour que le
courant passe de la valeur IC0 à zéro.
Le régime linéaire, nous permet d'écrire l'équation de ic(t) :
ic (t ) = (I c 0 − βI BF )e
−
t
τd
+ βI BF
avec :
τd =
1
2 •π • fc
D'où
 βI − I C 0 

t f = τ d ln BF
I
β
BF


Remarque 1 : La commutation est terminée vis-à-vis du circuit de puissance, par contre la jonction base-émétteur "possède encore" un condensateur de transition Ct avec une charge non nulle.
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
Remarque 2 : Si on soumet à cet instant précis, la base à un échelon de
tension>0, le temps d’établissement du courant collecteur est réduit à tr,
car il n’y a plus de temps de délai td.
3.3 SYNTHESE
Le temps de blocage est :
transistor saturé :
transistor non saturé :
toff = ts+tf,
toff = tf.
4 Amélioration des temps de commutation
Les pertes par commutation ne sont pas toujours négligeables, surtout si la
fréquence de commutation est élevée. La plupart du temps les concepteurs
de circuit à interrupteurs cherchent à améliorer les temps de commutation.
Pour ce faire on peut utiliser :
Des dispositifs "anti-saturation",
Des circuits de "commande compensée".
4.1 DISPOSITIFS "ANTI-SATURATION"
Un transistor saturé possède les tensions suivantes :
VBE > 0,6, VCE ≈ 0V donc VCB ≈ -0,6V
Si on arrive à imposer une tension VCB > -0,6V alors le transistor ne sera
pas saturé. Généralement on prend comme condition d'anti-saturation :
VCB > 0. Il faut trouver des astuces qui permettent cette inégalité et qui ne
modifient pas le fonctionnement du montage. Des exemples seront étudiés
en TD.
4.2 COMMANDE COMPENSEE
Soit le montage suivant :
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
CB
ib B
RB
Rd
e(t)
Cd
E
Figure 19 : exemple d'une commande compensée.
Lorsque l'on applique une tension sur la base, le condensateur CB se comporte comme un court circuit. e(t) est directement appliquée sur la base, le
courant est élevé. Ensuite CB se charge et le courant décroît vers une valeur qui dépend du pont de résistances RB, Rd. Lors de l'ouverture, e(t) est
soit nul soit négatif. Par conséquent, la base voit –(e(t) + VCB), donc VCB
favorise l'extraction des électrons, soit le blocage du transistor.
On a donc une diminution de tr et tf.
Allure du courant :
e(t)
E1
Ic 0
t
E2
Figure 20 : Allure du courant IC lors d'une commande compensée.
Remarque : Si ce circuit est utilisé avec des charges inductives de fortes
puissances, il y a création d’une surtension qui peut être destructive.
Pour de tels cas de figure, on utilise des Circuit d'Aide à La Commutation
(CALC).
Rd
=
e(t )
V
Pour RBCB=RDCD on obtient BE
RB + Rd
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Chapitre III : Le transistor bipolaire en commutation
5 Aire de sécurité
Que le transistor soit utilisé en linéaire ou en commutation, il y a des valeurs que l'on ne peut franchir sans destruction du semi-conducteur. Les
limites forment une surface que l'on nomme aire de sécurité ou Safe Operating Area (SOA).
Ic
s
0µ
10
s
1m
s
m
10
Ic0
ICM
10
µs
ICM
T° jonction = T° amb.
log Ic
Zone
à forte
dis s ipation
Ic 0
A
Zone
à faible
dis s ipation
SOA
V BE <0
1 à 2%
de ICM
B
log V CE0
V' CEX
VCE0
a)
V
VCEX
b)
Figure 21 :
a) Aire de sécurité en continu et régime impulsionnel en fonction de la durée de l'impulsion.
b) aire de sécurité en commutation.
La figure a) donne un exemple d'aire de sécurité, en continu (trait plein) et
en régime impulsionnel (en pointillés) pour une température de boîtier de
25°C. C'est-à-dire que le boîtier a une constante de temps thermique nettement supérieure à la durée de l'impulsion.
La figure b) donne l'aire de sécurité en commutation. Elle est différente car
plus étendue que celle en régime permanent. En effet, en commutation, le
point de fonctionnement occupe deux états stables à faible dissipation et ne
traverse les zones à forte dissipation que pendant des temps très court visà-vis des constantes de temps thermiques du composant. Dans la zone A,
la tension collecteur doit impérativement être inférieure ou égale à la limite maximale absolue V'CEX. Le courant doit être limité à ICM. Par contre,
quand le courant diminue au blocage, il est possible d'utiliser la zone B. La
tension collecteur peut alors atteindre la valeur maximale absolue VCEX, si
IC est de l'ordre de 1 à 2% de ICMAX.
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