Contribution à la modélisation électro

CHAPITRE III: M
ODELISATION DE LA CELLULE DE COMMUTATI ON
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Contribution à la modélisation électro-thermique
de la cellule de commutation MOS-Diode
CHAPITRE III
III. MODELISATION DE LA CELLULE DE COMMUTATION
III.1 I NTRODUCTION
En électronique de puissance les concepteurs des convertisseurs utilisent de plus en
plus la simulation assistée par ordinateur pour prévoir le comportement électrique des
circuits envisageables. Une très bonne description du câblage des circuits est donc
nécessaire et la disponibilité des modèles précis des dispositifs à semi-conducteur est alors
indispensable pour la simulation des circuits avec un haut niveau de précision. Les modèles
les plus réalistes des dispositifs à semi-conducteur de puissance sont basés sur la méthode
par éléments finis. Néanmoins les paramètres technologiques des composants de puissance
ne sont pas publiés par les fabricants de composants à semi-conducteur. Comme
contribution dans ce contexte, notre travail de recherche porte sur le développement d’une
procédure d’extraction des paramètres technologiques de la diode PIN. La diode PIN est le
dispositif commun le plus utilisé dans l’électronique de puissance et l’étude de son
comportement transitoire est d’une grande importance dans l’analyse et la conception des
circuits de puissance. Au CEGELY, l'extraction des paramètres de composants de puissance
est une préoccupation constante. Des travaux ont porté sur l'utilisation systématique des
techniques d'identification: [Lin-93] [Wei-02]. Ces méthodes sont mal adaptées aux modèles
précis de types éléments finis à cause du très grand nombre de simulations requises estimé
à 10000 soit environ 200 jours de simulation !.

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Ici nous avons pour objectif d'utiliser au mieux notre connaissance de la physique de la diode
de puissance pour extraire ces paramètres avec le minimum possible de simulations.
Dans ce chapitre et comme première étape pour extraire les paramètres technologiques de
la diode PIN nous allons choisir de modéliser précisément le câblage de la cellule de
commutation et les dispositifs assurant un blocage rapide de la diode PIN. Comme deuxième
étape, nous allons développer une procédure d’extraction des paramètres technologiques de
la diode PIN.
III.2 S CHEMA ELECTRIQUE DE LA CELLULE DE COMMUTATION
La cellule de commutation est le circuit de test le plus simple représentant n’importe
quel convertisseur «BOOST» ou «BUCK» durant sa phase de commutation [Erikson-97].
Dans un premier temps, nous allons nous intéresser au cas le plus simple dont le schéma
électrique est donné dans la figure III-1. Elle est constituée d’un interrupteur rapide
commandé de type MOSFET avec son circuit de grille, d’une source de tension en entrée,
d’une inductance de maille, d’une inductance de circuit de grille et d’une diode. Cette
représentation de base a été adoptée dans des travaux de recherche qui ont pour but la
simulation fine des formes d’ondes du courant et de la tension aux bornes de la diode PIN
lors de la commutation [Garrab-01], [Masmoudi-01], [Ammous-00] et [Besbes-89].
Fig. III.1: Cellule de commutation
V
R
I
F
LD
Diode
MOS
Rg Lg

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Dans ce dernier schéma équivalent de la cellule de commutation, l’ouverture et la fermeture
de la diode PIN sont assurées par le transistor MOSFET. Il est alors indispensable de
développer un modèle fin de ce dernier composant pour la simulation précise des formes
d’ondes du courant et de la tension aux bornes de la diode PIN. Le paragraphe suivant fait
l’objet de la modélisation du transistor MOSFET
III.3 M ODELISATION DU TRANSISTOR MOSFET
Pour modéliser le transistor MOSFET « Métal-Oxyde-Semiconductor Field-Effect-transistor
», il est utile de bien maîtriser son fonctionnement en commutation. Ceci nous permettra
d’expliquer de façon relativement précise les phénomènes physiques qui se produisent au
sein du dispositif lors de la commutation. Après une brève description de la structure du
transistor VDMOS, nous rappelons le principe de fonctionnement du transistor MOSFET. Un
modèle avancé du transistor MOSFET sera ensuite sélectionné. Ce modèle approprié à la
simulation précise est brièvement décrit. Finalement, les paramètres statiques et
dynamiques de ce dernier modèle seront extraits à partir d’une étude comparative entre les
formes d’ondes expérimentales et simulées aux bornes du transistor MOSFET sous test.
III.3.1 T
RANSISTOR MOSFET DE PUISSANCE
Il est clair que les transistors MOS latéraux ne peuvent satisfaire aux exigences de tenue en
tension et de courant élevé. La naissance effective des transistors MOSFET de puissance
découle du mariage réussi d’une facilité de commande isolée, par oxyde, et d’une disposition
«verticale» du circuit «source drain» d’un MOS classique. Cette structure verticale permet
d’assurer un passage de forts courants par la mise en parallèle d’un très grand nombre de
cellules. Ce composant présente aussi l’avantage d’une grande vitesse de commutation due
à l’absence de stockage des porteurs minoritaires. Cependant il a l’inconvénient d’une chute
de tension qui peut être élevée en régime de conduction. Cet inconvénient s’accentue
d’autant plus que le dispositif est prévu pour tenir une tension plus élevée à l’état bloqué. De

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nombreuses technologies ont été développées afin de diminuer au mieux la résistance du
transistor MOSFET à l’état passant RDSon.
III.3.2 S
TRUCTURE DU TRANSISTOR VDMOS
La filière la plus répandue actuellement est celle des transistors VDMOS multicellulaires
obtenus par le procédé double-diffusion.
Figure III.2: Structure d’une cellule de transistor VDMOS
La structure VDMOS, stabilisée depuis plus de dix ans et rencontrée universellement à
quelques détails près, est représentée dans la figure III.2. Elle est constituée de quatre
couches, deux couches semi-conductrices de type N+ de dopages élevés de l’ordre de
1019cm-3 du coté source et drain du dispositif, une couche intermédiaire de type P dopée
typiquement à 1017 cm-3 constituant la région où le canal n s’établit par inversion par une
polarisation suffisamment positive du coté grille et une couche de type N- appelée, drift,
dopée de 1014 à 1015 cm-3. Lorsqu’ une tension positive est appliquée au niveau du drain du
composant, la jonction P+N est polarisée en inverse. Cette jonction supporte la tension
N
+
R EGION DRIFT N
N
+
N
+
P
+
P
N
+
P
----------
Canal N P
+
Drain
Grille Métal
SiO
2
Source

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appliquée au dispositif par l’extension d’une couche de déplétion des deux cotés de la
jonction. Puisque la concentration de dopage de la région P+ est beaucoup plus importante
que celle de la région de drift N, l’extension de la région de désertion est plus importante du
coté le moins dopé c’est à dire du coté de la région drift. Donc la concentration du dopage et
la largeur de cette région déterminent la tension de claquage par avalanche du dispositif lors
de la conduction. L’obtention des hautes tensions de claquage pour le MOSFET en
conduction nécessite de faibles concentrations de dopages et de grande largeur de la région
drift. Ce qui aboutit à une résistance élevée à l'état passant.
III.3.3 F
ONCTIONNEMENT DU TRANSISTOR VDMOS
Pour faire passer le courant du côté drain au côté source du MOSFET de puissance, il est
essentiel de former un chemin conducteur qui s’étend entre la région source N+ et la région
drift. Ceci peut être établi par l’application d’une polarisation positive à la grille supérieure à
la tension de seuil du dispositif. Cette polarisation module la conductivité de la région du
canal par un champ électrique intense créé normalement à la surface semi-conductrice à
travers la couche d’oxyde. Ce champ électrique induit attire les électrons à la surface de la
région base P sous la grille. L’intensité de ce champ est suffisamment importante pour créer
une concentration d’électrons à la surface qui surmonte le dopage de la région base. La
couche d’électrons formée à la surface correspond à un canal fournissant le chemin
conducteur entre la région drift N et la région source N+. L’application d’une tension positive
du côté drain crée un courant entre le drain et la source à travers la région drift N et le canal.
Ce courant est limité par la résistance de ces régions. Notons que le courant traduit
seulement le transport des porteurs majoritaires le long d’un chemin résistif entre le canal et
la région drift. La résistance du MOSFET est la somme des résistances de diverses régions
comme montré à la figure III.3. Les résistances de l’émetteur, RN+ et du substrat, RS sont
négligeables pour les MOSFET de puissance à haute tension. Les résistances du canal, RCH
et de la couche d’accumulation, RA sont déterminées par la conductivité de la couche
d’électrons induite à la surface par la polarisation de la grille. Ces résistances sont fonctions