Le transistor bipolaire

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Le transistor bipolaire
e transistor bipolaire tient son nom du fait qu’il fonctionne à partir des deux types de porteurs : Les
électrons et les trous. Il fut le premier composant à semi-conducteurs à être utilisé massivement.
Depuis son invention en 1949 par Bardeen, Brattain et Schokley, il n’a cessé de s’améliorer tout en
devenant de plus en plus complexe. Il est employé aujourd’hui dans toute une gamme d’applications : RF,
micro-ondes, audio, automobile, etc. Le transistor bipolaire tire profit des deux modes d’opération de la
jonction PN, soient la polarisation avant et inverse. En continuation avec la méthode de présentation des
concepts employée au chapitre 2, nous allons d’abord étudier le flot des courants à l’aide du diagramme de
bandes d’énergie du transistor superposé au graphique des concentrations de porteurs. De là, nous en
déduirons la caractéristique courant-tension et les régions d’opération. Nous terminerons avec son
modèle dynamique lorsqu’il est utilisé dans la région d’opération active, suivi d’un exemple d’analyse de
circuit à l’aide de ce modèle.
3.1 Les courants du transistor bipolaire
L’idée du transistor bipolaire provient du besoin d’un composant pouvant fournir un courant constant
indépendamment des variations de tension à ses bornes, comme le fait une source de courant idéal. Il
fallait aussi trouver un moyen de pouvoir contrôler l’intensité du courant en sortie. La caractéristique I
D
vs V
D
de la diode en polarisation inverse donne un courant constant (I
S
) indépendamment de V
D
, tandis
que la caractéristique en polarisation avant permet d’ajuster I
D
en fonction de V
D
. Il suffit donc de
juxtaposer deux jonctions PN bout-à-bout, une polarisée directement et une autre en inverse pour obtenir
le transistor bipolaire.
La Figure 3. 1a) présente les détails de la juxtaposition des deux jonctions et la courbure résultante des
bandes d’énergie. Les parties P des jonctions ont été mises en commun et forment la base du transistor.
La partie N de gauche, est la plus fortement dopée et elle forme avec la base la jonction polarisée avant
qui détermine l’intensité du courant du dispositif. À travers cette jonction, des électrons sont émis dans la
base par diffusion, d’où le nom émetteur de la partie de gauche. La partie N de droite forme la jonction
polarisée en inverse avec la base. Les électrons provenant de la base qui atteignent la bordure de zone
désertée de cette jonction sont attirés par le champ électrique et ils dérivent à travers celle-ci pour être
collectés à la partie N de droite d’où le nom collecteur. Les principes illustrés dans cette section sont
basés sur le fonctionnement d’un transistor bipolaire de type NPN. Ils sont tout aussi valables pour un
transistor de type PNP. Il suffit alors d’inverser la polarité des tensions, la direction des courants et de
considérer qu’il y a émission et collection de trous au lieu d’électrons.
Chapitre
3
L

3 L E T R A N S I S T O R B I P O L A I R E
2
Les électrons dans la base sont porteurs minoritaires et se re-combinent avec les trous de la zone neutre,
comme il a été décrit à la section 2.3.2. L’ingéniosité du transistor bipolaire vient de la longueur de la base
qui est choisie assez courte de sorte que la majorité des électrons ne puissent pas se re-combiner avant
d’atteindre le début de la zone désertée de la jonction base-collecteur en x = w. En variant la tension base-
émetteur, V
BE
, on contrôle la quantité d’électrons injectés dans la base et de ce fait le courant de
collecteur. Tant et aussi longtemps que la jonction base-collecteur est polarisée en inverse, V
CB
n’a
pratiquement aucun effet sur le courant de collecteur. Idéalement, on voudrait que tous les électrons
injectés dans la base se rendent au collecteur, de façon à avoir le meilleur gain tension-courant (V
BE
-I
C
)
possible. Malheureusement une partie du courant d’émetteur est drainée par la base, ce qui diminue I
C
.
Nous allons maintenant déduire l’expression de ces courants et faire ressortir les paramètres importants
du transistor bipolaire.
V
CB
+
P
N
E
C
E
F
E
V
flot d’électrons
(a)
I
C
N
+
V
BE
émetteur base
collecteur
jonction PN polarisée
avant, contrôle de I
C
jonction PN pol
arisée en
inverse, source de courant I
C
}
{
qV
BE
qV
CE
diffusion
dérive
x=w
w
0
n
ce
p
ce
10
5
10
10
10
15
x
n(x), p(x)
[cm
-
3
]
(b)
zone
désertée
électrons
N
p
be
n
b
(w)
p
e
(x)
n
b
(0)
n
be
n
ee
p
ee
zone désertée
P
N
trous
p
c
(x)
Figure 3. 1 a) Représentation unidimensionnelle d’un transistor bipolaire NPN avec le diagramme des bandes
d’énergie correspondant et b) graphique des concentrations de porteurs.

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Les électrons émis dans la base forment un excès de porteur minoritaire en début de zone neutre à x = 0,
n
b
(0), tel qu’illustré à la Figure 3. 1b). Ces électrons se re-combinent de sorte que leur concentration tend
rapidement vers la concentration à l’équilibre thermique de la zone neutre n
be
. Puis, cette décroissance se
poursuit pour atteindre presque 0 à x = w, en raison de l’attraction que subissent les électrons en bordure
de zone désertée. Cette force d’attraction provient du champ électrique de la jonction base-collecteur
polarisée en inverse. La courte longueur de la base permet de modéliser ce gradient de concentration par
une droite. Ce gradient produit un courant de diffusion qui devient un courant de dérive à travers la
jonction base-collecteur pour finalement sortir par le contact de collecteur. On peut donc déduire I
C
à
partir du gradient de concentration d’électrons dans la base :
w
nwn
qADI
bb
bC
)0()(
−
−= (3. 1)
où A est la surface latérale du transistor et D
b
le coefficient de diffusion des électrons dans la base. À x =
w, on a n
b
(w) << n
b
(0), ce qui permet de considérer n
b
(w) comme étant nul et connaissant la variation de
n
b
(0) en fonction de V
BE
(idem. équations 2.19), on trouve :
BE BE
qV qV
b be
kT kT
C S
qAD n
I e I e
w
= = (3. 2)
Le terme devant l’exponentielle est regroupé en un symbole appelé : courant de saturation, I
S
. Le
gradient de concentration étant causé par la re-combinaison électron-trou, il doit y avoir un flot de trous
provenant de l’extérieur de la base pour compenser la disparition de ces trous et ainsi conserver la
neutralité de la zone neutre de la base. Ce flot de trous constitue le courant de base I
B
et il doit
compenser une charge formée par la population des électrons dans la zone neutre n
b
(x). Sachant que cette
population absorbe une quantité équivalente de trous en un temps τ
N
, correspondant au temps de vie
moyen des électrons dans la base avant recombinaison, on déduit le courant de base :
0
( )
2
BE
w
qV
b
kT
be
BN N
qA n x dx qAwn e
I
τ τ
= =
∫
(3. 3)
Ici, l’intégrale est facilement résolue, puisqu’elle représente seulement l’aire du triangle formé par n
b
(x) de
la Figure 3. 1b). De (3.2) et (3.3), on obtient une relation liant I
C
à I
B
:
B
T
N
B
Nb
C
II
w
D
I
τ
τ
τ
==
2
2 (3. 4)
où τ
T
est défini comme étant le temps de transit des électrons à travers la zone neutre de la base. En fait,
nous venons de déduire le paramètre le plus important du transistor bipolaire, le gain en courant, β :
B
C
T
N
I
I
==
τ
τ
β
(3. 5)

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Ainsi, un gain élevé est obtenu lorsque τ
T
est court devant le temps de vie, τ
N
, de sorte que peu d’électrons
ont le temps de se recombiner avant qu’ils aient atteint la jonction base-collecteur.
3.2 Caractéristiques courant-tension et régions d’opération
À la section précédente, nous avons vu les phénomènes physiques en jeu dans l’établissement des
courants du transistor bipolaire. La compréhension de ces phénomènes facilite grandement l’étude de
comportement électrique qui est abordée dans cette section.
Le transistor bipolaire résulte de la juxtaposition des deux modes d’opération de la diode, en polarisation
avant et inverse. On a donc deux caractéristiques courant–tension à considérer. La première, tracée sur le
graphique de gauche de la Figure 3. 2a), présente la jonction base-émetteur polarisée à l’avant et fixe le
courant de sortie I
C
en fonction de V
BE
. Le graphique de droite, quant à lui, traduit le comportement
source de courant de la jonction collecteur-base polarisée en inverse. Comme les flèches l’indiquent, le
mariage des deux caractéristiques produit une source de courant I
C
indépendante de la tension collecteur–
émetteur, V
CE
, et contrôlée par la tension V
BE
. La Figure 3. 2b) donne le modèle statique simple et le
symbole électrique du transistor bipolaire NPN.
V
CE
= V
CB
+ V
BE
I
C
(a)
I
C
V
BE
V
BE1
V
BE1
V
BE2
V
BE3
V
BE2
V
BE3
+
V
CE
I
C
(V
BE
)
(b)
+
V
BE
base (B)
émetteur (E)
collecteur (C)
B
C
E
Figure 3. 2 a) Graphiques des caractéristiques I
C
vs V
BE
et I
C
vs V
CE
du transistor bipolaire et b) modèle statique
et symbole du transistor NPN.
En pratique, il existe des tensions pour lesquelles le transistor ne possède plus ses caractéristiques de
source de courant contrôlable décrites à la Figure 3. 2a). Par exemple, lorsque la tension V
BE
est faible,
l’émission d’électrons dans la base s’affaiblit, de sorte que peu d’électrons réussissent à atteindre la
jonction base-collecteur. Dans ces conditions, nous sommes dans la région d’opération dite de coupure,
où I
C
= 0, telle qu’indiquée à la Figure 3. 3. Même si l’effet de source de courant recherché implique
l’indépendance totale de I
C
envers V
CE
, la jonction collecteur-émetteur requiert néanmoins une tension

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minimum pour obtenir un courant I
C
constant. Cette tension minimale, appelée V
CE(sat.)
(sat. pour
saturation), est en deçà du seuil où le champ électrique de la jonction base collecteur est assez intense pour
attirer la majorité des électrons vers le collecteur. Il y a alors une diminution du courant I
C
et une
accumulation d’électrons dans la zone neutre de la base. À ce stade, toute augmentation de V
BE
ne résulte
pas en une augmentation de I
C
puisque la base est saturée en électrons. La région où I
C
> 0 et V
CE
>
V
CE(sat.)
correspond au mode actif d’opération et elle est la région d’opération de la plupart des applications
du transistor bipolaire. Les régions de coupure et de saturation sont exploitées principalement lorsque le
transistor est utilisé comme interrupteur.
V
CE
I
C
V
BE4
V
BE5
V
BE3
V
BE2
active
coupure
saturation
V
CE(sat.)
Figure 3. 3 Les trois régions d’opération du transistor bipolaire.
3.3 Modèles dynamiques
3.3.1 Modèle grand signal
Le modèle statique simplifié de la Figure 3. 2b) ne tient pas compte des capacités de jonction et des
résistances des zones neutres. Il importe de redéfinir un modèle plus complet dit « grand signal », qui tient
compte de ces effets non-désirables, puisque, tôt ou tard, dépendamment des conditions d’opération,
certains de ces effets auront une influence sur le comportement du circuit. La Figure 3. 4 présente le
modèle grand signal de transistor NPN. C
d
et C
s
sont les capacités de zone désertée et de diffusion vues
au chapitre 2 et r
C
, r
B
et r
E
sont les résistances des zones neutres du collecteur, de la base et de l’émetteur.
I
C
(V D
E
,V D
C
)
C
B
E
r
B
r
C
r
E
C
dC
C
sC
C
dE
C
sE
D
C
D
E
E
N
P
N
Figure 3. 4 Modèle grand signal du transistor bipolaire.