Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension

Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Chapitre 3
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Deux thèses se sont préparées au laboratoire AMPERE dans ce domaine : la thèse de
T.Ben Salah [SALA-07] et la mienne. Une importante collaboration a eu lieu. J’avais en
charge le développement, l’analyse et la modélisation des circuits de mesure, Tarek Ben
Salah avait en charge les techniques d’extraction de paramètres à partir des mesures
obtenues sur les platines que j’avais développées.
Ce chapitre décrit les méthodes de modélisation des éléments qui constituent les circuits
de caractérisation des composants semiconducteurs de puissance, ainsi que la
modélisation des éléments de mesures, puisqu’ils interagissent avec le circuit de test.
Enfin nous présenterons les platines de caractérisation utilisées pour l’extraction des
paramètres de la diode et du MOSFET, puisqu’il influe sur la commutation de la diode.
3.1 Modélisation des circuits
Après le choix des modèles de semiconducteurs utilisés, vient l’étape d’extraction des
paramètres. Elle consiste à identifier les paramètres par comparaison des formes d’ondes
expérimentales et simulées aux bornes du composant sous test. Pour simuler le
fonctionnement du composant sous test il est nécessaire de modéliser l’ensemble des
composants du circuit tel que les éléments passifs, les sondes de mesure, ainsi que le
câblage.
3.1.1
Modélisation des éléments passifs
Lors de la modélisation d’un convertisseur, il est important de se rendre compte
qu’aucun composant n’a un comportement idéal sur toute la plage de fréquence. Si l’on
considère les composants passifs uniquement par un schéma électrique équivalent qui
constitue sa fonctionnalité (par exemple une capacité électrochimique représentée par
une capacité idéale), on peut commettre une grave erreur. Une simulation avec un tel
modèle peut donner des résultats qui n’ont aucune ressemblance avec la réalité. Dans ce
paragraphe on abordera successivement la modélisation des résistances réalisées en
technologie CMS et en technologie carbone, la modélisation d’inductances et finalement
la modélisation des capacités céramiques et en technologie électrochimique.
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3.1.1.1 Les résistances
A l’heure actuelle, la réalisation des résistances se fait principalement à l’aide de quatre
technologies différentes, à savoir la technologie carbone, la technologie film métallique,
la technologie fil bobiné et la technologie film planaire. Du fait que les résistances
bobinées ont toujours une inductance parasite élevée, dans le cas d’application en
électronique de puissance (où il y a des fronts de courant très raides) cette inductance
parasite devra être prise en compte.
La résistance, comme tout composant passif, possède 2 fils de connexions par où
transitent des courants de valeurs égales, et de signes opposés. Il est possible de
modéliser leurs connexions par un circuit équivalent de type modèle de lignes de
transmissions. En utilisant une représentation simplifiée des interconnexions, on a
l’avantage de pouvoir combiner la capacité parasite des interconnexions avec la capacité
de fuite de la résistance même, comme le montre la figure 3.1.
Cparasite
Lconnexion
R
Figure 3.1 : Modèle simplifié de la résistance avec ses interconnexions.
Les résistances employées dans les circuits de caractérisation de cette thèse sont toutes
en technologie film planaire sur substrat céramique, ce qui permet un montage en
surface. L’avantage de ce type de résistance est d’être très peu inductive, ce qui lui
permet de se comporter pratiquement comme une résistance pure en dessous de
100MHz, et par conséquent elle peut être modélisée comme une résistance idéale.
Par exemple la résistance de 200 Ohms utilisée dans la cellule de commutation résistive
(type radial série MPC 5W 5kV) a un déphasage de 0,79° à 40MHz, avec
Lparasite=1,57nH et Cparasite=1,95pF.
3.1.1.2 Les inductances
Contrairement aux condensateurs, le comportement désiré d’une inductance consiste en
une impédance élevée à partir d’une certaine fréquence. Afin de réaliser des valeurs
d’inductance importantes avec un nombre réduit de spires, on utilise un noyau
magnétique.
Cependant,
l’emploi
de
noyaux
magnétiques
a
au
moins
trois
inconvénients :
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-
la résistance série augmente à cause des pertes fer,
-
le noyau peut être saturé, ce qui réduit beaucoup la valeur de l’inductance,
-
la capacité parasite est susceptible d’augmenter.
Le deuxième inconvénient affecte beaucoup les applications en électronique de
puissance. A cause des valeurs élevées des courants, les inductances peuvent entrer en
saturation. De plus, puisque la saturation est un phénomène non linéaire, de nouveaux
harmoniques de courant parasite sont créés, alors que le but était de les supprimer. C’est
pourquoi dans beaucoup d’applications en électronique de puissance, on préfère les
inductances à air. Même si l’inductance à air peut résoudre les problèmes dus à la
saturation, elle connaît toujours le problème de capacité parasite, qui peut laisser passer
des perturbations haute fréquence. Un modèle simplifié d’inductance à air et de ses
connexions est donné dans la figure 3.2.
Cparasite
Lconnexion
L
Rs
Figure 3.2 : Circuit équivalent simplifié d’une inductance à air.
Dans ce modèle Lconnexion représentent à nouveau l’influence des connexions, L est la
valeur de l’inductance parfaite et Rs est la résistance série du bobinage. Cparasite
représente l’inductance parasite des spires et des fils de connexions. En pratique on
modélise une inductance à air par le circuit équivalent simplifié de la figure 3.2.
L’inductance de connexion est englobée dans l’inductance des pistes du montage et la
résistance du bobinage est négligée.
Par exemple l’inductance à air toroïdale (d=1,3cm, D=4,5cm et N=64 spires) de valeur
6,12µH utilisée dans la cellule de commutation résistive, a un déphasage de 90,14° à
40MHz, avec Cparasite=0,592pF.
3.1.1.3 Les capacités
Il existe de nombreux types de condensateurs dont les plus connus sont les
condensateurs électrochimiques, les condensateurs au tantale, les condensateurs en
céramique et les condensateurs en film de polypropylène. Les condensateurs
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électrochimiques et tantales peuvent avoir des valeurs de capacité relativement élevées,
mais s’éloignent du condensateur idéal même à des fréquences relativement basses. Les
condensateurs céramiques ne peuvent pas réaliser de valeur de capacités très importantes
(Cmax ≈ 1µF), mais ont un bon comportement capacitif jusqu’à une fréquence bien plus
élevée (FR ≈ 10MHz). C’est pourquoi ces capacités sont préférées lorsqu’on souhaite
stabiliser la tension durant la phase de commutation.
Même pour des valeurs de fréquences relativement faibles, aucun condensateur n’a un
comportement purement capacitif. Ces comportements non idéaux peuvent être
modélisés par plusieurs types de circuits électriques équivalents. Ces schémas
équivalents incluent le comportement non idéal du condensateur lui-même ainsi qu’un
éventuel modèle des fils de connexion. Le modèle des fils de connexion, qui servent à
relier le condensateur au reste du circuit, peut généralement être associé au modèle de
celui-ci. En reconnaissant que la valeur de la capacité des connexions est faible devant
la capacité C propre au condensateur, et que la résistance de fuite est très grande devant
la résistance série Rs, on peut effectuer la simplification comme le montre la figure 3.3.
Lconnexion
Rs
C
Figure 3.3 : Modèle élémentaire simplifié d’un condensateur.
Dans ce modèle, l’inductance série de la connectique est constituée par les pattes, et la
résistance série Rs par la résistance des pattes et la résistance d’armature.
Le cas d’un condensateur céramique est beaucoup plus simple que le cas du
condensateur électrochimique. Le condensateur céramique se rapproche beaucoup mieux
du comportement capacitif idéal que le condensateur électrochimique de part sa
technologie différente. Les imperfections étant essentiellement dues à la manière de
connecter le composant (fils ou pistes d’amenée de courant). Les condensateurs
céramiques en technologie CMS possèdent une fréquence de résonance bien supérieure
au même condensateur non CMS, grâce à l’absence de pattes de connexion.
3.1.1.4 Conclusion
Les paramètres des modèles de ces éléments passifs s’obtiennent en effectuant des
mesures d’impédance sur un pont d’impédance. Il est nécessaire d’effectuer une
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compensation en circuit ouvert puis en circuit fermé, afin que la connectique soit
compensée pendant la mesure.
Pour effectuer nos mesures nous avons utilisé le pont de mesure d’impédance HP4194A.
Il permet de couvrir une bande de fréquence étendue (100Hz – 40MHz) et d’obtenir une
grande précision sur des impédances s’étalant entre 0,1mΩ et 1,6MΩ.
Le pont HP4149A fournit la valeur des éléments du modèle simplifié des composants
passifs utilisés dans les circuits de commutation. Après la mesure d’impédance d’un
composant, il est possible de simuler son comportement fréquentiel avec le pont
d’impédance pour le confronter à la mesure.
3.1.2
Modélisation du câblage
L’interconnexion des composants d’un convertisseur entre eux et avec le monde
extérieur constitue ce que nous appelons le « câblage ». Le rôle important du câblage
intervient lors de la phase de commutation, puisqu’il est responsable de surtensions aux
bornes des interrupteurs. Il est essentiel d’en tenir compte lorsqu’on compare la
simulation à la mesure pour la validation d’un modèle.
La longueur des conducteurs employés dans les structures d’électronique de puissance
est faible par rapport aux longueurs d’ondes des fréquences équivalentes dues aux
fronts. De plus on veut étudier la commutation des convertisseurs avec des simulateurs
électriques pour pouvoir utiliser les modèles de semiconducteurs et autres. C’est
pourquoi une méthode bien adaptée permettant de représenter les imperfections dues au
câblage est l’approche PEEC [RUEH-74]. Cette méthode consiste à subdiviser le
conducteur en portions représentées par des réseaux de composants passifs tel que les
résistances, les inductances et les condensateurs. La subdivision dite « 2D » d’une piste
en éléments passifs est représentée sur la figure 3.4.
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R
Piste
L
C
Diélectrique
Plan de masse
Figure 3.4 : Maille élémentaire pour une subdivision 2D d’une piste.
Lorsque l’on utilise un plan de masse, le couplage entre une piste et son image par
rapport au plan de masse est beaucoup plus forte que le couplage de cette piste avec
d’autres pistes ou conducteurs [SCHA-94-a]. Cet effet s’explique facilement par la
méthode des images. Si le plan est considéré comme parfait (conductivité tendant vers
l’infini), le problème d’un conducteur situé à une distance d d’un plan de masse peut
être remplacé par celui de deux conducteurs, distants de 2d , dont les effets s’opposent.
Cette méthode s’applique si la densité de courant peut être considérée comme uniforme
dans le conducteur. Dans le cas contraire, l’image devra être décalée d’une distance
correspondant à l’épaisseur de peau [SCHA-94-a].
Cela signifie que l’inductance d’une piste est réduite par l’utilisation d’un plan de
masse. Cette réduction d’inductance est d’autant plus importante que le plan de masse
est proche. En plus, puisque le couplage avec les pistes éloignées (au retard non
négligeable) est très faible, la méthode PEEC est fiable dans ce cas. L’inclusion des
phénomènes de retard au moyens de sources actives retardées est appelée méthode
rPEEC [HEEB-93]. La faible longueur des pistes des circuits de commutation nous
permet de négliger les effets de retard.
La version du logiciel InCa (Inductance Calculation) [CLAV-96] utilisée au laboratoire
AMEPRE dans le cadre d’une collaboration avec le LEG, ne modélise que les aspects
résistifs et inductifs. C’est pourquoi nous séparons dans ce qui suit la modélisation du
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câblage en deux parties distinctes : calcul des éléments inductifs et résistifs par la
méthode PEEC et le calcul des éléments capacitifs faisant appel à des expressions
analytiques simples.
3.1.2.1 Les résistances, les inductances et les mutuelles
En 1972 A.E.Ruehli a introduit la notion d’inductance partielle, à la base de la méthode
PEEC, qui permet de calculer la contribution de chaque élément d’un circuit à son
inductance totale [RUEH-74].
En électronique de puissance les pistes sont le plus souvent de largeur non négligeable
devant la longueur, les effets de peau et de proximité modifient la répartition du courant.
Il devient alors nécessaire de subdiviser les conducteurs en portions élémentaires, puis
d’effectuer un calcul d’impédance sur chacun d’entre eux [SCHA-94-b].
La présence d’autres conducteurs peut entraîner des répartitions de courant non
uniformes par des effets de proximité et des angles, ou par l’effet de peau. La
subdivision de toute la géométrie en un nombre d’éléments partiels suffisamment grand,
permet de représenter une géométrie quelconque par des circuits électriques équivalents,
sans calculer la répartition du courant ou de la tension dans chaque partie de cette
géométrie.
La première étape dans l’utilisation du logiciel InCa consiste à décrire la géométrie des
conducteurs et la nature des matériaux utilisés. La figure 3.5 montre la description
géométrique dans InCa du circuit de commutation résistif de diode PIN SiC caractérisée.
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Figure 3.5 : Description de la géométrie du circuit de commutation de diode résistif.
Après avoir décrit la géométrie des conducteurs du circuit, il faut définir le maillage par
le nombre de subdivision 1D ou 2D de chaque conducteur.
Le choix du nombre de morceaux (subdivisions) dans lequel un conducteur filiforme
doit être subdivisé dans sa longueur, est basé sur la longueur d’onde du signal à la
fréquence équivalente (Equation 3.1) [REUH-74].
λ=
c
v
(3.1)
λ : longueur d’onde de l’onde (m)
c = 3x108 m/s : vitesse de la lumière dans le vide
ν : fréquence de l’onde (Hz)
Si la fréquence augmente, la longueur d’onde diminue, et nécessite une subdivision
longitudinale de plus en plus fine. La longueur d’une interconnexion modélisée est
donnée par :
Linterconnexion =
λ
10
(3.2)
Par exemple un temps de montée du signal de 2ns correspond à une fréquence de
175MHz et donc la longueur d’interconnexion ne doit pas dépasser 17,14cm.
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Pour des conducteurs carrés où d’un rapport de côtés proche de 1, la répartition et le
sens du courant ne sont pas connus a priori. Il va donc falloir mailler le conducteur selon
deux dimensions. La taille des mailles est un compromis entre la précision et la rapidité
de résolution. En pratique le nombre de mailles est actuellement limité à 1000 pour un
conducteur, et à 4000 pour l’ensemble d’une simulation.
Pour obtenir un schéma électrique global d’un conducteur, il est nécessaire de définir
plusieurs points d’accès à la structure. Le schéma électrique équivalent sera calculé
entre ces points. Il semble intéressant de les placer au niveau des entrées-sorties externes
du composant traité.
Après la résolution pour une fréquence donnée, le logiciel InCa fournit la valeur de
toutes les résistances et les inductances propres des conducteurs considérés, ainsi que la
valeur des inductances mutuelles entre chacun d’eux.
La modélisation du câblage ne serait pas complète sans la modélisation des capacités
parasites situées principalement entre les pistes et le plan de masse.
3.1.2.2 Les capacités parasites
Les capacités parasites en électronique de puissance sont essentiellement celles :
-
entre une piste et le plan de masse
-
entre deux barres d’amenée de courant
Dans le cas de pistes au-dessus d’un plan de masse, les capacités entre pistes sont
négligeables devant les capacités entre chaque piste et le plan de masse [SCHA-94-a].
Ceci facilite beaucoup la modélisation, car chaque piste peut alors être représentée par
une capacité entre cette piste et le plan de masse.
Dans les structures que nous étudions, les pistes ont une forme assez proche d’un carré,
avec une surface de plusieurs cm2 et une épaisseur de diélectrique inférieur à 100µm.
Nous avons donc négligé les effets de bord et considéré la capacité parasite comme
strictement proportionnelle à la surface de la piste. Nous utilisons donc la formule du
condensateur plan ci-dessous.
C = ε 0ε r
l.W
h
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(3.3)
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Les notations utilisées dans la formule du condensateur plan sont décrites dans la figure
3.6.
W
l
Piste
Diélectrique
h
Plan de masse
Figure 3.6 : Structure d’un circuit sur SMI.
Lorsque l’énergie dissipée devient importante ou lorsqu’on souhaite réduire les
inductances parasites du câblage, il est nécessaire de remplacer le substrat époxy par un
SMI, composé de pistes en cuivre et d’un diélectrique le plus fin possible et d’une tôle
d’aluminium (plan de masse) qui joue le rôle de dissipateur thermique.
Si cette structure a l’avantage de réduire les inductances parasites, les capacités entre les
pistes et le substrat d’aluminium sont bien plus importantes qu’avec un circuit imprimé
PCB [SCHA-94-a]. A titre de comparaison le substrat PCB en époxy double couche de
1,6mm d’épaisseur a une capacité surfacique de 3,04pF/cm2, tandis que le SMI de
76,2µm d’épaisseur a une capacité surfacique de 63,8pF/cm2.
3.1.2.3 Conclusion
Le câblage a une grande influence sur la commutation des interrupteurs au sein des
convertisseurs de puissance, il est notamment à l’origine de surtensions et ralentit la
commutation en agissant sur le temps de montée du signal (Equation 4.4). Il est donc
important de le modéliser pour obtenir des simulations suffisamment proches de
l’expérience pour extraire les paramètres du modèle du composant sous test.
La méthode PEEC utilisée par le logiciel InCa est bien adaptée aux convertisseurs de
puissance car ils utilisent des pistes courtes et larges. Elle permet d’obtenir rapidement
un modèle électrique précis du câblage utilisable par les logiciels de simulation de
circuits électriques.
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Dans le cas de circuits comportant un plan de masse tel que le SMI, on peut négliger la
capacité entre conducteur par rapport à la capacité entre conducteur et plan de masse
[SCHA-94-b]. De plus, dans les structures que nous étudions, les pistes ont une surface
de plusieurs cm2. Cela nous a permis de négliger les effets de bord et considérer la
capacité parasite comme strictement proportionnelle à la surface de la piste. Cette
simplification permet d’utiliser des formules analytiques simples pour déterminer les
capacités du modèle de câblage pour la simulation de ces circuits.
3.1.3
Modélisation des éléments de mesure
L’insertion de sondes modifie l’architecture et la géométrie du circuit, donc son
fonctionnement. Elles déforment le signal mesuré en modifiant l’amplitude et en
introduisant un retard.
Pour éliminer les distorsions du signal, il est nécessaire de modéliser la sonde de courant
et de tension en incluant les câbles de liaison à l’oscilloscope. Les sondes de courant et
de tension ont été caractérisées en utilisant un analyseur d’impédance (HP4194A).
La modélisation des sondes de tension et de courant correspond à une longue tradition
au CEGELY, notamment avec la thèse de K.Ammous [AMMO-02].
3.1.3.1 La sonde de tension
Les principaux défauts des sondes de tension sont : l’atténuation et le retard (engendré
par le câble) [AMMO-02]. Des modèles précis de ces sondes sont nécessaires pour
obtenir des simulations temporelles fidèles aux mesures.
La sonde se décompose en trois parties qui sont : la tête, le câble et le corps. Les
modèles de lignes (câble) sont caractérisés par les constantes linéiques R1, L1, C1 et G1
qui sont : la résistance et la self par unité de longueur, la capacité et la résistance de
fuite entre les brins d’une unité de longueur de la ligne. La figure 3.7 décrit le modèle
d’une sonde de tension.
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Ct
L1
R1
R1
L1
Rt
RC
G1
C1
Tête
C1
G1
Cable
CC
Corps
Figure 3.7 : Modèle complet de la sonde de tension.
Dans le modèle du câble, le retard introduit par la ligne dépend de la longueur de la
ligne. Pour une longueur donnée, le nombre d’élément est déterminé de façon que le
retard n’augmente plus. Pour la sonde de tension Tek P6139A, K.Ammous [AMMO-02]
a déterminé un nombre de 14 éléments pour modéliser le retard introduit par le câble.
Les valeurs des différents éléments du modèle de la sonde sont données ci-dessous.
-
Tête de sonde : Rt = 10MΩ, Ct = 8pF
-
Câble : R1 = 275Ω, C1 = 38pF, L1 = 538nH, G1 = 1.2pS
-
Corps : RC = 100Ω, CC = 8pF
La mesure de tension de diode est effectuée par deux sondes identiques pour assurer une
utilisation en mode différentielle.
3.1.3.2 Le shunt
Le shunt utilisé pour la mesure du courant est représenté sur la figure 3.8. Il ne comporte
pas d’isolation galvanique entre le circuit d’insertion et la sortie de mesure. Ainsi son
blindage fixe le potentiel de référence de l’oscilloscope auquel il est relié.
masse
connecteur BNC
ame
blindage
isolant
Figure 3.8 : Shunt de mesure de courant SDN-414-025.
Il est facile de modéliser le shunt car il correspond à une résistance avec sa capacité
parasite, en série avec l’inductance des fils de connexions au circuit. Le fil de masse et
l’âme sont modélisés par l’inductance de connexion représentée sur la figure 3.9.
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Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Cparasite
Lconnexion
R
Figure 3.9 : Modèle équivalent du shunt de mesure.
La valeur des différents éléments du modèle de shunt est différente pour chacun, par
exemple :
-
Shunt SDN-414-025 : R = 25mΩ, C = 5,45nF, L = 30nH
-
Shunt SDN-100 : R = 1Ω, C = 204,5pF, L = 30nH
Le shunt est connecté à l’oscilloscope par un câble coaxial d’une longueur de 1m, son
modèle est celui d’une ligne de transmission (Figure 3.7) avec 7 cellules de valeurs :
R1 = 80mΩ, C1 = 100pF, L1 = 240nH, G1 = 30µS.
3.1.3.3 Conclusion
Les sondes de tension et de courant déforment le signal mesuré en modifiant l’amplitude
et en introduisant un retard (engendré par le câble). Il est nécessaire de modéliser les
sondes pour comparer la simulation et l’expérience en régime de commutation rapide.
Les sondes de courant et de tension ont été caractérisées en utilisant un analyseur
d’impédance (HP4194A).
3.2 Extraction des paramètres du MOSFET
La majorité des circuits de commutation de diodes utilisent un interrupteur de type
MOSFET pour commuter. Il est important de le modéliser avec précision pour étudier
son influence sur la commutation de la diode.
Pour modéliser le transistor MOSFET, il est utile de bien maîtriser son fonctionnement
en commutation. Ceci nous permettra d’expliquer de façon relativement précise les
phénomènes physiques qui se produisent au sein du dispositif lors de la commutation.
Les paramètres statiques et dynamiques de son modèle seront extraits à partir d’une
étude comparative entre les formes d’ondes expérimentales et simulées aux bornes du
transistor MOSFET sous test. Nous considérons d’abord le fonctionnement en régime
statique, puis le fonctionnement en régime dynamique.
THESE - Damien Risaletto
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3.2.1
Caractérisation statique
Les courbes IDS = f(VDS,VGS) caractéristiques du MOSFET en régime statique, sont
obtenues par un traceur Tektronix 371A. Il est capable de balayer le plan U-I jusqu'à
3kV et 400A. La mesure est effectuée en « 4 points » afin de compenser la résistance du
câblage. Le traceur soumet le MOSFET à un échelon de tension entre le drain et la
source, et mesure le courant correspondant, pour différentes valeurs de tension de grille.
Sur cet appareil il est possible d'appliquer des impulsions de polarisation dont la durée
est généralement de l'ordre de la milliseconde. Cette technique permet de s'affranchir en
partie du problème d’autoéchauffement du transistor, posé par la détermination des
caractéristiques
courant-tension
des
composants
de
puissance.
Le
problème
d’autoéchauffement du composant lors de mesures en continu, se traduit par une
diminution de la transconductance de sortie avec la température; ceci est lié à la
décroissance de la mobilité des électrons lorsque la température augmente [OMAR-03].
La caractéristique statique mesurée en impulsion avec un faible rapport cyclique nous a
permis de limiter l’influence de l’autoéchauffement du MOSFET sur la mesure. Sur le
traceur Tektronix 371A, il est possible de sélectionner le rapport cyclique (3kW: 0,25
ou 300W: 0,50) des impulsions, la période étant fixe (500µs).
Les paramètres statiques sont identifiés en minimisant l’écart entre les caractéristiques
statiques expérimentales et simulées pour diverses tensions appliquées sur la grille du
composant. Ce réseau de caractéristiques statiques est mesuré par le traceur Tektronix
371A. La figure 3.10 montre un bon accord entre les résultats expérimentaux et de
simulations pour les paramètres statiques optimisés.
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Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Figure 3.10 : Caractéristiques statiques expérimentales et simulations DESSIS du transistor MOSFET 2SK1317.
Le modèle SPICE à la différence du modèle 2Kp, utilise le même coefficient pour
décrire le courant dans le canal en régime linéaire et en régime de saturation.
L’utilisation d’un modèle de transistor MOSFET de puissance à 2Kp au lieu du modèle
SPICE, permet une meilleure prise en compte de l’état statique. Mais le modèle SPICE
du MOSFET est le seul disponible dans le simulateur DESSIS. Cela explique l’écart
entre simulation et expérience en régime linéaire observé sur la figure 3.10.
Les valeurs optimisées des paramètres agissant sur le régime statique sont données dans
le tableau 3.1.
Paramètres
VT [V]
θ [V-1]
Kp [A/V2]
RDS [Ohm]
MOSFET
2SK1317
3,12
0,06
0,78
0,15
Tableau 3.1 : Valeurs des paramètres statiques identifiés du MOSFET 2SK1317.
Nous venons de rappeler brièvement la technique de mesure qui a été utilisée, pour le
comportement statique du transistor de puissance. Il nous reste maintenant à extraire les
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- 65 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
paramètres dynamiques du transistor pour obtenir un modèle complet du MOSFET
2SK1317.
3.2.2
Circuit de commutation sur charge RL
Les méthodes classiques de caractérisation dynamique C = f(V) présentent en effet
plusieurs inconvénients, notamment leur grande sensibilité aux conditions de mesure,
leur mise en œuvre complexe, et leur éloignement des conditions réelles d’utilisation.
Les méthodes temporelles développées au laboratoire AMPERE s’affranchissent de ces
limitations, tout en donnant des résultats très proches et moins bruités [OMAR-03].
Les interrupteurs commandés tel que le MOSFET peuvent être caractérisés en régime
dynamique dans un circuit de commutation sur charge RL (Résistive et Inductive)
(Figure 3.11). Cela permet d'extraire de nombreuses informations sur le comportement
du transistor MOSFET de puissance en commutation (surtension, fréquences
d'oscillations, etc.).
R
L
MOSFET
E
C
VGS
Figure 3.11 : Circuit de commutation sur charge RL.
Ce circuit est constitué d’une source de tension continue E, du MOSFET à caractériser,
d’une résistance de charge R et d’une inductance de charge L.
Le transistor MOSFET est commandé en tension sur sa grille à travers une résistance,
par un signal qui provient d'une logique de commande basse puissance. Afin d'effectuer
au mieux la commutation du transistor, il est nécessaire de placer un driver entre la
logique et la grille du MOSFET.
Le principe du banc repose sur l’emploi de brèves impulsions pour limiter
l’autoéchauffement du composant, afin de ne pas modifier ses caractéristiques. La durée
et la récurrence des impulsions doivent remplir les spécifications suivantes :
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Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
-
la durée de l’impulsion (167µs ou 250µs) doit être courte pour que la
température du composant n’ait pas le temps de changer de façon
conséquente,
-
la durée de l’impulsion doit rester suffisamment grande (supérieur à 10µs)
pour garantir un régime établi et assurer ainsi une mesure reproductible des
tensions et des courants,
-
le temps hors impulsion (période 30ms) doit être très grand devant la durée
des impulsions pour que le composant ait le temps de se refroidir. C’est à dire
que le rapport cyclique est toujours inférieur à quelques pourcents.
Le MOSFET à caractériser est fixé dans un support (Figure 3.12) qui permet d’étudier
son comportement en température, en chauffant uniquement le composant sous test. De
plus il assure le contact au ras du boîtier.
1
2
3
4
1 : inductance
2 : condensateur de filtrage
3 : MOSFET sous test
4 : shunt de mesure de courant
Figure 3.12 : Circuit de commutation d’interrupteurs commandés sur charge RL.
En se basant sur la même approche d’optimisation et en disposant des paramètres
statiques optimisés, les paramètres dynamiques CDS, CGS, Cox, NB et AGD sont identifiés
à partir des courbes expérimentales de tension et de courant, du transistor MOSFET
2SK1317 en commutations sur charge RL. Un exemple de courbes expérimentales et
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 67 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
simulées, après identification des paramètres du modèle du MOSFET 2SK1317 sont
données sur la figure 3.13.
Les ondes de courant et de tension (Figure 3.13) font apparaître une ondulation
résultante de la résonance de l’inductance L avec les capacités du MOSFET. Il est ainsi
nécessaire d’adapter l’inductance au composant à caractériser, pour obtenir une
ondulation amortie de façon significative, pour que la mesure soit riche en informations.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 68 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Figure 3.13 : Expérience et simulation DESSIS du MOSFET 2SK1317 dans le circuit de commutation RL.
(V = 500V, I = 4,25A, T = 300K)
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 69 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Un bon accord entre simulation et mesure est obtenu pour les paramètres dynamiques
optimisés qui sont donnés dans le tableau 3.2.
Paramètres
AGD [mm2]
NB [cm-3]
CGS [nF]
Cox [nF]
CDS [nF]
MOSFET
2SK1317
4,1
3x1014
1,27
0,78
1,4
Tableau 3.2 : Valeurs des paramètres dynamiques identifiés du MOSFET 2SK1317.
Les valeurs des capacités extraites à partir des courbes de commutation sur charge RL
différent des valeurs fournies par la fiche technique (Tableau 3.3). Ces dernières sont
probablement obtenues par des mesures capacitives à faible niveau de puissance. Il a été
démontré que la méthode temporelle est plus précise que la méthode classique C (V)
pour les composants haute tension [OMAR-02].
Fiche
technique
CGS [pF]
CGD [pF]
CDS [pF]
MOSFET
2SK1317
930
60
65
Tableau 3.3 : Capacités internes du MOSFET obtenues à partir de la fiche technique.
3.2.3
Conclusion
Nous venons de voir une méthode permettant de mesurer les caractéristiques statiques et
en commutation du MOSFET. Ces mesures ont permis d’extraire les paramètres
statiques et dynamiques utilisés dans le modèle du MOSFET 2SK1317.
Les courbes IDS = f(VDS,VGS) caractéristiques du MOSFET en régime statique, sont
obtenues par un traceur Tektronix 371A. Contrairement à la méthode classique de
caractérisation dynamique C = f(V), la caractérisation en commutation sur charge RL
permet d’effectuer des mesures en haute tension et d’obtenir la valeur des paramètres
technologiques : AGD et NB.
Les simulations DESSIS du MOSFET 2SK1317 en régime statique et en commutation
sont suffisamment proches de la mesure pour permettre de valider les paramètres du
modèle.
3.3 Extraction des paramètres de la diode
Notre objectif est d’identifier les différents paramètres technologiques de la diode de
puissance PIN SiC avec le logiciel de simulations de dispositifs à éléments finis
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 70 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
DESSIS. Ces simulations fourniront des résultats en comparaison des données
expérimentales d’ondes de courant et de tension.
Dans ce paragraphe, nous décrirons la procédure adoptée pour extraire les paramètres
technologiques WB, ND, A et τ. Les paramètres Xjp et Xjn (Figure 2.10) des deux
régions P+ et N+ ne sont pas identifiés.
Lors de la commutation de la diode dans la cellule de commutation tous les paramètres
sont optimisés simultanément, l’approche demeure très lourde car elle demande de très
nombreuses simulations (des milliers) et plusieurs jours de temps de calcul [LIN-94].
Une autre procédure d’extraction a été utilisée par S.Ghédira [GHED-98] en se basant
sur un découplage entre l’identification de la durée de vie ambipolaire et l’identification
de la surface effective, la concentration du dopage et la largeur de la région faiblement
dopée de la diode PIN. Cette procédure a été développée dans le cadre de la thèse de
T.Ben Salah [SALA-07]. Seules les grandes lignes sont rappelées ici.
La procédure utilisée est basée sur les mesures des formes d’ondes du courant et de la
tension aux bornes de la diode lors de son ouverture. Elle est appliquée en plusieurs
étapes pour optimiser les couples de paramètres simultanément. Par conséquent, notre
méthode d’identification demande moins de données expérimentales et la procédure
d’extraction est plus simple. Puisque la simulation précise des composants de puissance
peut être obtenue par des simulateurs numériques résolvant les équations des dispositifs
à semiconducteur. Le simulateur DESSIS basé sur la méthode des éléments finis est
choisie pour simuler le comportement statique et transitoire de la diode PIN.
Les plages de recherche des différents paramètres du modèle sont estimées en fonction
du calibre en courant et en tension, et de la rapidité de commutation de la diode.
3.3.1
Caractérisation statique
Le but de la caractérisation statique de la diode est d’obtenir le calibre en courant et la
tenue en tension. Ces informations servent en premier lieu à dimensionner les éléments
des circuits de commutations.
La caractéristique statique ID = f(VD) est obtenu par un traceur Tektronix 371A. Il est
capable de balayer le plan U-I jusqu'à 3kV et 400A. La mesure est effectuée en « 4
points ». A partir de la caractéristique statique en direct et en inverse de la diode (Figure
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 71 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
3.14), nous pouvons déduire la valeur du calibre en courant (IF) et la tenue en tension
(VBR).
IF
VBR
Figure 3.14 : Caractéristique statique mesurée dans l’air de la diode PIN SiC étudiée.
L’abaque de la figure 3.15 montre l’évolution de la tension de claquage en fonction de la
concentration de dopants et de l’épaisseur de la région centrale pour une diode PIN en
carbure de silicium. Les simulations des caractéristiques inverses de la diode PIN en
fonction de la concentration du dopage et de la largeur de la région faiblement dopée
sont prélevées. Ensuite les tensions de claquages du dispositif simulé sont déduites et
dressées en fonction des paramètres WB et ND dans la figure 3.15.
D’une manière classique, un bon compromis entre une faible chute de tension en direct
et une tension de claquage élevée correspond à un couple de paramètres WB et ND situés
dans les régions de coudes, comme montré dans la figure 3.15. Ainsi connaissant la
tension de claquage de la diode à partir de sa caractéristique statique inverse, on peut
déterminer une plage de variation de la concentration et de l’épaisseur de la zone
centrale (ND, WB), ce qui servira à initialiser ces paramètres.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 72 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Figure 3.15 : Simulation de la tension de claquage en fonction de la concentration et de l’épaisseur de la zone
centrale d’une diode PIN en SiC-4H. Zone encerclée : compromis entre VBR élevée et RON faible. VBR est définie
par le coefficient de ionisation par impact. La diode est considérée comme infiniment plane.
3.3.2
Circuit de caractérisation DMTVCA
La technique DMTVCA est utilisée pour étudier le blocage de la diode sous fort champ
électrique et en régime de désertion. La diode n’est pas en régime de forte injection
puisqu’elle n’est pas polarisée en direct.
La comparaison des formes d’ondes de courant et de tension permet d’extraire les
paramètres technologiques suivants : le dopage de la région faiblement dopée (ND), la
largeur de la zone centrale (WB) et la surface effective de la diode (A). Ces paramètres
peuvent être obtenus dans ce montage car la zone faiblement dopée de la diode interagit
fortement avec l’inductance L lors de son blocage.
Le circuit de commutation DMTVCA est représenté sur la figure 3.16. Il utilise un
condensateur pour stabiliser la tension lors de la commutation en réduisant l’effet de
l’inductance de câblage Lm.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 73 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Lm
L
M
C
VR
D
R
Figure 3.16 : Circuit de commutation DMTVCA.
Ce circuit permet d’appliquer aux bornes de la diode initialement en équilibre
thermodynamique une tension inverse variant de 0 à 1500V. L’utilisation d’un MOSFET
haute tension permet une fermeture rapide de la maille du circuit, et provoque une
importante variation de tension dV/dt aux bornes de la diode.
Pour permettre l’oscillation de la tension, il est nécessaire d’ajouter une inductance L
qui va entrer en résonance avec la capacité de jonction de la diode. Elle va d’autre part
avoir pour effet de ralentir la commutation (Equation 4.4). Sa valeur doit être ajustée en
fonction du calibre en courant de la diode à caractériser. La résistance située en parallèle
de la diode sert à établir à l’instant initial, une tension quasiment nulle à ses bornes,
lorsque le MOSFET est à l’état bloqué. En effet le courant de fuite dans le MOSFET est
très supérieur au courant de fuite dans la diode SiC. Aussi nous devons ajouter une
résistance suffisamment faible (R=10kΩ) pour que traversée par le courant de fuite du
MOSFET, la chute de tension aux bornes de la diode soit suffisamment faible.
Sans courant direct initial, la diode se comporte comme une capacité non linéaire. La
décharge de la capacité interne de la diode au travers l'inductance totale du circuit et la
résistance provoque une réponse résonnante. Les effets d’atténuation des formes d'ondes
de courant et de tension dépendent de la résistance totale du circuit.
Les fortes variations de tension et le faible niveau de courant, rendent nécessaire la
modélisation capacitive des pistes (Figure 3.17). La capacité parasite de câblage située
en parallèle de la diode est la plus influente sur la forme d’onde de courant de diode.
Cette capacité parasite ralentit la commutation de la diode. Sa modélisation, traitée au
paragraphe 3.1.2.2., est nécessaire pour obtenir des simulations précises.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 74 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
1
2
3
4
5
6
1 : MOSFET
2 : résistance
3 : inductance
4 : diode sous test et son support
5 : condensateur de filtrage
6 : shunt de mesure de courant
Figure 3.17 : Circuit de commutation DMTVCA.
En polarisation inverse la ZCE, siège d’un champ électrique, s’élargit de part et d’autre
de la jonction métallurgique et entraîne la désertion en porteurs libres à l’intérieur de ses
limites. Dans l’hypothèse d’une jonction asymétrique, la distribution du champ
électrique est dans des conditions normales, presque triangulaire, le champ étant
maximal à la jonction. Lorsque la tension inverse appliquée augmente, le champ
électrique maximal augmente avec l’extension de la ZCE. La forme du champ est
trapézoïdale lorsque cette extension est supérieure à l’épaisseur de la zone centrale
[AMMO-02].
Pour pouvoir identifier WB il faut qu’il y ait au moins une mesure dans des conditions de
champ triangulaire (faible tension), et qu’il y ait au moins une mesure dans des
conditions de champ trapézoïdal. Il faut donc que la diode soit PT c’est à dire que
l’avalanche ait lieu pour un champ de forme trapézoïdal [SALA-06]. Pour cela nous
avons choisi d’appliquer la méthode d’optimisation des paramètres du modèle sur deux
mesures, dont la tension appliquée sera choisie dans les deux zones : champ triangulaire
et champ trapézoïdal.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 75 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
VRM
tRR
IRM
Figure 3.18 : Expérience et simulation DESSIS de la commutation VD (t) et ID (t) de la diode PIN SiC
caractérisée au blocage dans le circuit DMTVCA sous champ électrique triangulaire.
(VR = 100V, T = 300K)
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 76 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
VRM
tRR
IRM
Figure 3.19 : Expérience et simulation DESSIS de la commutation VD (t) et ID (t) de la diode PIN SiC
caractérisée au blocage dans le circuit DMTVCA sous champ électrique trapézoïdal.
(VR = 200V, T = 300K)
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 77 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
La simulation et les résultats expérimentaux sont en bon accord, excepté à la fin du
blocage. Jusqu'ici l'accord entre la simulation et l'expérience valide les valeurs des
paramètres de conception de la diode pour les objectifs de simulation. La méthode
présentée est basée sur la mesure de VRM, IRM et tRR pendant le recouvrement inverse.
Par conséquent il n'est pas nécessaire d’affiner la simulation pour obtenir un accord
significatif à la fin du recouvrement inverse. Une simulation aussi précise implique
d’évaluer tous les phénomènes parasites, et en particulier le comportement capacitif non
linéaire de la diode PIN. Ce dernier comportement peut être lié aux phénomènes 2D par
exemple.
Les résultats d’identification des paramètres technologiques de la diode PIN en SiC sont
fournis dans le tableau 3.4.
Paramètres
technologiques
Surface
effective A
Dopage de la
base ND
Largeur de la
base WB
Diode PIN SiC
caractérisée
1,2 mm2
7,68x1014 cm-3
46 µm
Tableau 3.4 : Paramètres technologiques obtenus par identification pour la diode PIN SiC caractérisée.
3.3.3
Circuit de commutation OCVD
La durée de vie ambipolaire notée τ, est un paramètre prépondérant dans la phase de
conduction et de commutation d’une diode.
Le graphique de la figure 3.20 montre l’augmentation des charges stockées avec
l’accroissement de la durée de vie τ. L’augmentation du nombre de charges stockée fait
croître la valeur du courant de recouvrement et ralentit la commutation de la diode, ce
qui engendre de plus importantes pertes en commutation.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
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- 78 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
τ = 20ns
τ = 30ns
τ = 40ns
? ND–NA?
Figure 3.20 : Simulation MEDICI de la concentration en électrons pour différentes valeurs de durée de vie
ambipolaire d’une diode PIN SiC polarisée en direct sous 5V.
En polarisation directe la diode passe en forte injection. Cela veut dire que les porteurs
minoritaires injectés à travers la ZCE sont en nombre supérieur au dopage dans la zone
la moins dopée (Figure 3.20). Rapidement, pour quelques milliampères dans la pratique,
la zone la moins dopée est complètement remplie par une zone en forte injection que
l’on appelle aussi la zone de plasma. C’est une zone neutre où l’équilibre électrostatique
est réalisé entre les concentrations en électrons et en trous. La différence essentielle
avec le régime de faible injection est que la contribution du terme de diffusion dans la
conduction des porteurs devient significative. Il en résulte alors une diminution
importante de la chute de tension aux bornes de la zone faiblement dopée, qui est
devenue la zone de plasma. Malgré une grande épaisseur de la zone de plasma, la chute
de tension à l’état passant peut être très faible. La chute de tension devient une fonction
complexe qui dépend de la quantité de charges stockées, de la largeur de la zone de
plasma et de la durée de vie ambipolaire. Celle-ci est la somme des durées de vie des
électrons et des trous.
En forte injection les concentrations en électrons et en trous sont liées (n=p) et le
transport des porteurs est décrit par l’équation de diffusion ambipolaire [BEND-67] :
THESE - Damien Risaletto
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- 79 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
∂p
∂2 p
p
( x, t ) = Da 2 ( x, t ) − ( x, t )
τ
∂t
∂x
(3.4)
avec les conditions aux limites :
∂p
(0, t ) = −η .i (t )
∂t
(3.5)
∂p
( w, t ) = χ .i (t )
∂t
(3.6)
où Da =
η=
2µn µ p
µn + µ p
uT est la constante de diffusion ambipolaire,
1
1
et χ =
avec A la surface effective du dispositif.
2q µnuT A
2q µ p uT A
La zone faiblement dopée de la diode passe en forte injection avec l’accroissement du
nombre de porteurs, causé par une durée de vie plus importante, ce qui se traduit par une
augmentation du niveau de courant et de la chute de tension à ses bornes (Figures 3.21).
τ = 20ns
τ = 30ns
τ = 40ns
Figure 3.21 : Caractéristique simulée avec MEDICI d’une diode PIN SiC pour différentes valeurs de τ.
Il est ainsi nécessaire de connaître la valeur de la durée de vie ambipolaire, afin
d’obtenir des simulations précises notamment pour la commutation à l’ouverture.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 80 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
La technique d’extraction la plus fréquemment utilisée pour sa simplicité de mise en
œuvre, est la technique OCVD [BELL-05]. Elle fournit de façon simple des signaux
VD(t) très sensibles à la durée de vie ambipolaire. De plus, la méthode CRT fournis des
résultats erronés lorsqu’elle est appliquée aux diodes SiC [LEVI-01].
La méthode d’OCVD (Figure 3.22) consiste à annuler le courant direct qui circule dans
la diode, et à observer le taux de variation de la chute de tension directe aux bornes de la
diode. Dans ce circuit la diode n’est pas polarisée en inverse.
D
R
K
E
C
Figure 3.22 : Circuit de commutation OCVD expérimental.
Comme nous pouvons le constater sur la tension de diode de la figure 3.23, l’utilisation
d’un interrupteur K de type MOSFET interagit de façon trop importante avec la diode.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 81 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Figure 3.23 : Commutation de la diode PIN SiC caractérisée dans le circuit OCVD avec MOSFET IRF740.
L’interrupteur K utilisé dans le circuit OCVD expérimental est un relais à contact
mercure (F81A5500). L’intérêt d’utiliser un tel relais est d’avoir une coupure très rapide
du courant, son temps de coupure doit être très inférieur à la valeur de la durée de vie
ambipolaire. En effet la rapidité de ce relais nous a permis d’avoir un temps de coupure
de l’ordre de 20ns. Cela permet d’avoir une bonne précision sur l’estimation de la durée
de vie ambipolaire. Ce circuit de commutation est réalisé sur SMI (Figure 3.24) pour
réduire l’inductance des pistes qui perturbe le signal de tension de diode. L’ouverture de
l’interrupteur K permet d’annuler rapidement le courant dans le dispositif sous test.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
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Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
1
2
3
4
5
1 : shunt de mesure de courant
2 : support de diode
3 : résistance
4 : relais à contact mercure
5 : condensateur de filtrage
Figure 3.24 : Circuit de commutation OCVD.
Lorsque la diode est polarisée en direct les porteurs excédentaires sont stockés dans la
région faiblement dopée. Après l’ouverture du circuit OCVD les charges vont se
recombiner. La recombinaison est influencée par la durée de vie de la zone faiblement
dopée. La variation de charge des porteurs majoritaires dans le volume de la diode peut
être décrit par :
dQ
Q
= I (t ) −
dt
τ
(3.7)
La variation de tension de diode après extinction du courant est déterminée par la durée
de vie ambipolaire. L’expression de la durée de vie ambipolaire donnée par P.G.Wilson
[WILS-67] (Equation 3.8) considère un profil de dopage uniforme dans la zone
intrinsèque, ce qui n’est pas le cas pour les diodes rapides.
τ =2
kT ∆t
×
q ∆VD
(3.8)
Dans les diodes haute tension en SiC, le rapport de WB/La varie habituellement entre 2.5
et 4 [LEV-01]. Ici, WB est la largeur de la base, La=(Daτ)1/2 est la longueur de diffusion
ambipolaire, Da=2b/(b+1)Dp est le coefficient de diffusion ambipolaire, Dp est le
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 83 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
coefficient de diffusion des trous, b=µn/µp, µn et µp et respectivement la mobilité des
électrons et des trous, et τ est la durée de vie des porteurs en forte injection. En forte
injection la durée de vie ambipolaire peut être calculée à partir de l’équation de Wilson
(Equation 3.8) seulement dans le cas où WB/La<1 [LADE-55]-[SCHL-72]. Dans le cas
où WB/La>1 la décroissante de la tension après extinction du courant dans le circuit
OCVD n’est pas constante ce qui ne permet pas d’appliquer la formule de Wilson.
La durée de vie est obtenue par comparaison de la chute de tension mesurée à celle
simulée par le logiciel DESSIS. Celle-ci prend en compte la non uniformité du profil de
concentration dans la zone intrinsèque, lorsque la diode subit la coupure du courant. La
modélisation des inductances et des capacités des pistes du circuit OCVD est nécessaire
pour obtenir des simulations suffisamment précises de la commutation de la diode. La
superposition de la mesure et de la simulation valide la valeur de la durée de vie
ambipolaire ainsi obtenue.
Pour estimer la valeur de la durée de vie ambipolaire nous utilisons les paramètres
technologiques obtenus à partir du circuit DMTVCA.
La figure 3.25 montre une comparaison du courant et de la chute de tension directe
mesurée dans le circuit OCVD avec la simulation DESSIS, pour déterminer la durée de
vie ambipolaire de la diode PIN SiC caractérisée.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
de diodes haute tension en carbure de silicium
- 84 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Figure 3.25 : Mesure et simulation DESSIS de la diode PIN SiC caractérisée dans le circuit OCVD.
Le circuit expérimental utilise un relais à mercure Celduc F81A5500.
THESE - Damien Risaletto
Caractérisation électrique en commutation
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- 85 -
Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension
Le critère d’optimisation de la durée de vie est basé sur la pente de la chute de tension
lorsque le courant est égal à zéro. La durée de vie ambipolaire de la diode PIN SiC
caractérisée est comprise entre 41ns et 46ns, puisque dans cet intervalle de valeurs la
tension de diode mesurée et simulée reste identique.
3.3.4
Conclusion
Nous venons de présenter une technique d’extraction des paramètres technologiques
utilisés dans le modèle de la diode PIN SiC caractérisée. La procédure d’extraction
consiste dans un premier temps à estimer les paramètres de la diode de puissance
bipolaire tel que WB, ND et A obtenus par le circuit DMTVCA. Ensuite la durée de vie
ambipolaire τ est estimée dans le circuit OCVD.
Dans les circuits DMTVCA et OCVD la simulation DESSIS est suffisamment proche de
l’expérience pour valider les paramètres technologiques de la diode PIN SiC. Cette étape
de validation du modèle de la diode est effectué au chapitre 4.
THESE - Damien Risaletto
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