Techniques de Test pour les Convertisseurs Analogiques/Numériques

Projet, ELE 6306 (Test de systèmes électroniques)
Techniques de Test pour les Convertisseurs
Analogiques/Numériques
I.Benamrane, M. Hamine,
École Polytechnique de Montréal - Département de Génie Électrique – AUT2004
Résumé
Ce projet présente des techniques de test proposées dans la
littérature, pour tester les circuits analogiques et mixtes, en
particulier les convertisseurs analogiques/numériques; parmi ces
techniques il y’a quelques-unes basées sur le test industriel
(externe), d’autres utilisant des structures d’autotest intégré
(BIST). Ce travail tient compte aussi d’une technique de
génération de rampe linéaire, en utilisant l’auto-calibration dans
le but de générer un signal analogique précis à l’intérieur du
circuit à tester.
1. Introduction
De nos jours, les circuits intégrés (CI) utilisés en industrie sont
généralement mixtes, c'est-à-dire composés d’une partie
analogique et une autre numérique. L’élément charnière entre ces
deux parties est le convertisseur Analogique/Numérique (CAN).
L’évaluation de ces circuits analogiques et mixtes passe alors
obligatoirement par le test de ce convertisseur, ce qui peut être
une tâche très difficile. Le problème principale provient du fait
que la plus part des circuits mixtes sont testés en mode
fonctionnel. Cela nécessite des ressources de test externes
extrêmement coûteuses, ce qui le rend à la fois très cher et très
compliqué à réaliser. Pour contourner cette difficulté, des
solutions attractives consistent à développer des structures de
tests intégrés BIST (built in self test), dans lesquelles la
génération de signaux de tests et l’analyse des résultats sont
performés à l’intérieur du circuit.
Dans la deuxième partie de ce travail, on élabore les techniques
du test industriel des CAN qui d’habitude se font à l’externe et se
basent généralement sur une analyse fonctionnelles de ses
paramètres. Ces paramètres se divisent en deux groupes. :
• Paramètres statiques tels que l’erreur de gain, l’erreur
d’offset et la non-linéarité différentielle et intégrale. Ces
paramètres sont généralement analysés en utilisant la
technique du test par histogramme.
• Paramètres dynamiques tels que le rapport signal sur
bruit plus distorsion (SINAD : signal-to-noise and
distortion ratio), la dynamique de codage (SFDR :
Spurious-free Dynamique Range) ou le taux de
distorsion harmoniques (THD), le jitter et le taux de
distorsion par intermodulation (IMD). Ces paramètres
sont généralement évalués en utilisant une analyse
spectrale basée sur une transformée de fourrier rapide
FFT.
Par la suite, des techniques de test interne seront introduites. Ces
techniques se divisent en deux catégories :
• Test intégré nécessitant des ressources matérielles tels
que Bist avec CNA, HBIST et MADBIST.
• Test intégré ne nécessitant pas de ressources matérielles
tels que BIST utilisant la technique du LSB et la
technique OBIST.
Finalement, on conclura notre travail par un exemple de
génération de signaux linéaires de test intégrés, soit un
générateur de rampe linéaire.
2. Test industriel des CAN
Pour les convertisseurs analogiques/numériques, comme pour la
plus part des circuits analogiques et mixtes, le test se fait
généralement selon l’approche fonctionnelle. Ce type de test sert
seulement à vérifier certaines fonctionnalités du circuit et non
pas la détection de présence de défauts au niveau de la structure
du circuit. Le test fonctionnel s’avère très fiable mais peut être
très long et très coûteux à réaliser. En industrie deux types de
tests sont couramment utilisés pour tester ces convertisseurs.
2.1 Test par analyse spectrale
Le principe est d’envoyer un signal sinusoïdal sur l’entrée du
CAN, appliquer une transformée de fourrier rapide (FFT : Fast
Fourrier Transform) sur une longueur T finie et analyser la
réponse du circuit dans le domaine fréquentiel. Ainsi, on pourra
évaluer les distorsions et bruits introduits par la quantification.
L’opération d’échantillonnage s’effectue comme le montre la
figure (1).
Figure 1. Analyse fréquentielle d’une sinusoïde
Il existe deux techniques d’analyse spectrale :
• technique "single tone",
• technique "dual tone".
2.1.1 Technique ‘single tone’
Cette technique présentée dans [4], consiste à appliquer une
sinusoïde de fréquence pure à l’entrée du convertisseur et l’on

analyse dans le spectre les différentes composantes
fréquentielles. La figure 2 donne un exemple de spectre obtenu
pour un signal d'entrée sinusoïdal pur.
Figure 2. Analyse spectrale ‘single tone’
Cette technique permet d’obtenir le rapport signal sur bruit avec
distorsion SINAD, le taux de distorsion harmonique THD, la
dynamique de codage SFDR et le jitter du convertisseur testé.
2.1.2 Technique ‘dual tone’
Lorsque le signal d’entrée n’est pas une sinusoïde pure, mais une
somme linéaire de plusieurs sinusoïdes de fréquence F1 et F2, on
parle alors d’analyse dual-tone. Cette technique permet de mettre
en évidence tous les phénomènes d’inter-modulation générés par
la conversion de ce signal composite. La figure 3 représente un
exemple de spectre obtenu avec la technique "dual tone".
Figure 3. Analyse spectrale ‘dual tone’
Nous pouvons observer la présence de raies aux fréquences i.F1
+ j.F2 (i et j entiers) qui s'ajoutent aux harmoniques des
composantes du signal d’entrée aux fréquences k1.F1 et k2.F2
(k1 et k2 entier) : ce sont les raies d'inter-modulation. Avec cette
technique de test "dual tone", il est donc possible de déterminer
le taux de distorsion par inter-modulation IMD.
2.2 Test par Histogramme
Cette technique externe proposée dans [3] et [4] est considérée la
plus populaire pour tester les CAN. Elle est basée sur une
analyse statistique de combien de fois un code numérique
apparaît à la sortie du CAN afin de déterminer les paramètres
caractéristiques du CAN. Pour cela, on applique un signal
analogique à l’entrée du convertisseur et on enregistre la
fréquence d’apparition des codes à la sortie du CAN. Ces
échantillons enregistrés forment ce qu’on appelle un
histogramme pour être comparé à un histogramme de référence.
Les résultats des comparaison sont procédés afin de déterminer
les paramètres du CAN tel que, l’erreur du gain, l’erreur d’offset,
la non-linéarité différentielle et intégrale ainsi que les codes
manquants. Le signal à l’entrée du CAN peut être en général
sinusoïdale ou linéaire (rampe ou triangulaire) La figure 4
illustre l’histogramme obtenu en utilisant un signal triangulaire et
sinusoïdal pour un CAN idéal.
Figure 4. Test par histogramme
Généralement, on utilise soit un signal sinusoïdal ou triangulaire
pour former notre histogramme. La technique par histogramme
linéaire (triangulaire), s’avère plus intéressante en terme
d’économie de mémoire pour enregistrer l’histogramme idéal.
L’histogramme au complet peut être représenté avec seulement
deux équations, une correspondante à la valeur idéale des codes
du milieu et l’autre correspondante à la valeur idéale des codes
extrêmes. Un autre désavantage de l’histogramme sinusoïdal est
que ce dernier est plus compliqué à exploiter due à la distribution
non uniforme causé par le signal d’entrée. Quand au signal
triangulaire, chaque code doit démontrer une densité égale. À
cause de sa densité uniforme, il sera facile d’extraire des
expressions simples pour les paramètres du CAN. Les détails sur
ces calculs sont donnés ci-dessous :
• Erreur d’offset : l’offset en (LSB) est proportionnel à la
différence entre la valeurs des deux codes extrêmes.
• Erreur du gain : le gain en (LSB) est simplement donné
par le ratio entre la valeur mesurée du code du milieu et
la valeur idéale.
avec :
• Erreur DNL : La non linéarité différentielle en (LSB)
d’un code i donné est donnée par la différence relative
entre la valeur mesurée et idéale.
• INL : La non linéarité intégrale en (LSB) d’un code i
donné est exprimée comme une somme cumulative de
tous les codes précédents.

Le schéma du test par histogramme est donné à la figure 5
Figure 5. Test par histogramme
Inconvénients:
Les deux techniques de test présentées précédemment se font à
l’extérieur du circuit sous test (DUT), ce qui nécessitent du
matériel de test sophistiqué et coûteux en même temps, ce qui a
poussé d’aller chercher de nouvelles techniques de test pour
réduire le coût soit l’intégration du circuit de test sur la même
puce que le circuit à tester. Il s’agit donc du test intégré (BIST).
Ce dernier est généralement composé de générateur de signal de
test ou de stimulus et d’analyseur de signature. Dans ce qui suit,
quelques techniques du test intégré seront présentées.
3. Techniques de test intégré des CAN
Dans une structure BIST, il faut tenir compte de la surface du
BIST et celle du circuit à tester. Pour cela, les études ont classé
deux structures de test intégré soient : des structures dépendantes
de ressources matérielles initiales (CNA, DSP, ...) et d’autres ne
nécessitant pas de ressources matérielles.
3.1 Test intégré nécessitant des ressources
matérielles initiales
3.1.1 Technique BIST avec CNA
Cette technique proposée en [2] et [3], nécessite un CNA pour
tester le CAN, elle est basée sur la définition d’une marge
obtenue par plusieurs simulations dans le but de définir les deux
histogrammes pour la valeur maximale et la valeur minimale de
la dispersion des paramètres du CAN, la différence des deux
histogrammes définit la marge maximale (gabarit) comme
illustré à la figure 6.
Figure 6. Construction du gabarit de test
Le gabarit construit permet d’évaluer tout histogramme à la
sortie du CAN à tester qui peut être bon si son histogramme est
inclus dans le gabarit, sinon il est considéré défectueux.
3.1.2 Technique HBIST (Hybrid Built-In Self
Test)
La figure 7 montre cette technique proposée en [5], [6] et [7],
elle est basée sur une structure BIST avec CNA et un processus
de traitement numérique (DSP) pour les circuits mixtes. La
figure 8 illustre la méthode de test qui est similaire à celle du
BIST numérique pour l’analyse de la signature. Les vecteurs de
test sont générés par un registre (LFSR) pseudo-aléatoire (test
structurel) et sont appliqués à l’entrée du CNA pour les convertir
en un signal analogique. Ce dernier s’applique ensuite à l’entrée
du CAN à tester. L’unité ‘DSP’ analyse et compare en même
temps la signature générée à la sortie du CAN avec celle en
mémoire. Le DSP est configuré de façon qu’il contienne les
paramètres attendus du CAN sous test.
Figure 7. Circuit de test typique
Figure 8. Structure HBIST
3.1.3 Technique MADBIST (Mixed Analog-
Digital Built-In Self-Test)
Cette technique proposée en [7], est basée sur la structure HBIST
développée avec (CAN Σ-∆ et CNA Σ-∆), soit un ajout d’un
générateur de sinus numérique et un modulateur pour générer un
signal analogique sinusoïdal précis. Les premières étapes du
diagramme de test sont réservées pour vérifier les éléments du
circuit MADBIST:
• 1ere étape, on teste seulement le convertisseur CAN tout en
en fermant la boucle à l’aide d’un multiplexeur comme le
montre la figure 9. Le signal, provenu du générateur
d’oscillation, est modulé en PDM (Pulse Density
Modulated), et est appliqué directement à l’entrée du CAN,
le bruit est éliminé par le filtre anti-repliement (AAF) tout
en gardant à la sortie du filtre un signal sinusoïdal précis
excitant l’entrée du CAN. La sortie numérique du
convertisseur CAN sera traitée par le DSP tout en séparant
le signal du bruit à l’aide d’un filtre numérique.
Figure 9. Test de ADC (AAF : Filtre anti-repliement)

• 2e étape : après le test du CAN, on vérifie le convertisseur
N/A en passant la boucle par le filtre de lissage par
l’intermédiaire du multiplexeur comme le montre la figure
10. L’entrée du CNA est attaquée par le signal provenu de
l’unité de DSP, et sa sortie est envoyée directement vers le
convertisseur A/N Le DSP caractérise le CNA et même le
filtre de lissage tout en séparant le bruit du signal grâce à
son filtre numérique (FIR, IIR, ...).
Figure10. Test du CNA
• Étape suivante: Après le test du CNA, c’est l’étape de test
du circuit externe (DUT) connecté entre l'entrée et la sortie
du MADBIST, ce test est montré par la figure 11. Le test
réalisé est fonctionnel puisqu’il dépend des paramètres du
circuit sous test, soient le rapport signal sur bruit, le taux de
distorsion et le gain.
Figure 11. Test du DUT (structure MADBIST)
Les paramètres rapport signal sur bruit, gain et taux de distorsion
(harmonique, par inter-modulation) du CAN peuvent être évalués
au niveau DSP.
Inconvénients:
Les éléments ajoutés de la structure MADBIST demandent une
surface peu grande.
Le test ne vérifie pas tous les paramètres du circuit sous test
(offset, NLI, NLD) pour le CAN.
3.2 Test intégré ne nécessitant pas des
ressources matérielles initiales
3.2.1 Technique BIST utilisant la technique du
bit LSB
Cette technique proposée en [1] utilise les propriétés du bit du
poids faible pour déterminer les paramètres du convertisseur. Le
principe est de générer une rampe linéaire à l’entrée du
convertisseur et mesurer l’intervalle de temps entre chaque
commutation du bit de poids faible (LSB). Pour évaluer ces
intervalles, on utilise un compteur qui est incrémenté sur chaque
transition du bit LSB, à la prochaine transition la valeur du
compteur est comparée à la valeur idéale obtenue avec un
convertisseur parfait. La différence de ces deux valeurs donne les
valeurs du NLD et NLI. Ces valeurs seront comparées avec les
valeurs max et min données dans les spécifications du
convertisseur. Cela permet de juger si le convertisseur respecte
bien les spécifications. La figure 12 montre le diagramme du test
pour cette technique.
Figure 12. Test des non-linéarités
3.2.2 Technique OBIST
Cette technique de test proposée dans [8] peut être appliqué à
n’importe quel circuit analogique et mixte selon l’approche
structurelle ou fonctionnelle. Elle consiste à forcer le circuit sous
test à osciller. La fréquence d’oscillation qui est reliée aux
paramètres structurels et fonctionnels du circuit est évaluée. La
déviation de cette fréquence d’oscillation par rapport à la valeur
nominale indique le circuit fautif. Cette méthode a été appliquée
avec succès sur un grand nombre de circuit analogiques et mixte
parmi eux le convertisseur analogique/numérique et a démontré
sa capacité de détection de fautes catastrophique ainsi que
paramétriques. Ainsi, la technique OBIST introduit le CAN dans
une boucle et le force à osciller autour de codes prédéterminés.
La fréquence d’oscillation des deux bits les moins significatifs du
CAN sous test permet de déterminer les paramètres importants
du circuit tel que, le temps de conversion, les non-linéarités
différentielles et intégrales. La figure13 montre la structure de
test basé sur l’approche de boucle. Cette structure est composée
d'un bloc numérique, de deux générateurs de courant, d'un
interrupteur et d'une capacité de charge. Le bloc numérique
commande l'interrupteur pour charger la capacité avec un courant
i ou – i et fournir au convertisseur un signal triangulaire dont la
fréquence dépend des caractéristiques fonctionnelles à évaluer.
Figure 13. Test basé sur l’oscillation du CAN

On vient de voir quelques techniques du test intégré qu’on
utilise pour tester les convertisseurs A/N. Il existe encore
d’autres techniques, sauf qu’on s’est limité à introduire les
plus utilisées en industrie. Le grand défi reste à savoir
comment générer un signal de test à l’intérieur du circuit à
tester. C’est ce qu’on va voir dans la prochaine section.
3.3 Génération internes de signaux de tests
Les techniques de génération de stimuli et d’analyse de signature
internes sont plus complexes et nécessitent des circuits
spécifiques. Généralement les générateurs de stimuli
comprennent: - Des oscillateurs programmables (générateurs
numériques). - Des registres pour génération pseudo-aléatoire
suivis des CNA.
On se limite d’étudier les générateurs de rampe linéaire pour
tester les CAN par histogramme. Deux contraintes devront être
strictement respectées en terme de qualité du signale, soient :
l’amplitude et la précision de la pente qui causent des erreurs de
gain et non-linéarité dont les figures 14 et 15 illustrent
l’histogramme mesuré en présence de ces erreurs.
Figure 14. Erreur due à l’amplitude
Figure 15. Erreur due à la précision de la pente
Le principe de génération de pente linéaire (rampe) peut se faire
soit par intégration d’une tension constante ou par charge et
décharge de capacitance. La 2e idée paraît la bonne puisqu’une
capacité a besoin uniquement d’une source de courant pour être
chargée et déchargée. Alors que la méthode d’intégration de
tension constante, nécessite un Ampli-OP, ce qui est très
demandant en terme de surface. La figure 16 montre le principe
de base pour la charge et décharge de capacitance. La pente est
proportionnelle au temps et est déterminée par l’équation (1) ; la
charge et la décharge de C sont commandées par les interrupteurs
S1 et S2, donc ils déterminent la durée et la pente de la rampe.
(1)
Figure 16. Circuit de charge et décharge linéaire de C
La précision de la pente dépend de la variation du courant Ic et
l’amplitude dépend de la durée T. Le circuit de courant Ic
proposé en [4] est basé de miroir de courant avec excursion
maximale. Or, la linéarité et l’amplitude de la rampe générée ne
peuvent être satisfaites lors de la variation du courant Ic, la figure
17 illustre cette problématique.
Figure 17. La pente de la rampe
La solution proposée est d’ajouter un circuit de compensation
(auto-calibration) qui permet la comparaison des deux tensions et
l’ajustement de la tension Vfinale par le contrôle de Ic comme le
montre la figure 18.
Figure 18. Circuit de compensation
Deux solutions ont été proposées en [4], l’asservissement
numérique et analogique, la 1ère, basée sur un CNA et un
compteur/décompteur, est illustrée par la figure 19, son
diagramme fonctionnel est décrit à la figure 20.
Figure 19. Circuit de compensation
Figure 20. Diagramme fonctionnel
La tension de contrôle Vctr augmente par le comptage jusqu’à ce
que la sortie Vout soit égale à la valeur attendue Vref, en ce
moment là, Vctr oscille autour d’une valeur égale à (+- LSB)
pour asservir la sortie autour de Vref.
Inconvénients:
Les éléments à rajouter (CNA et Compteur), demandent plus de
surface. Une solution est proposée pour réduire la surface est
d’utiliser un CNA cyclique (série) et un compteur/décompteur
classique tel que montré à la figure 21.