Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension
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N° d’ordre 2007-ISAL-0026 Année 2007 THESE présentée devant L’INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON pour obtenir LE GRADE DE DOCTEUR Ecole doctorale : Electronique, Electrotechnique, Automatique Formation doctorale : Génie Electrique par Damien RISALETTO Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium Soutenue le 14 mai 2007 devant la Commission d’Examen Membres du Jury J.C. CREBIER S. RAEL T. LEBEY J.L. SCHANEN H. MOREL C. RAYNAUD Charge de recherche Maitre de conférence Directeur de recherche Professeur Directeur de recherche Maitre de conférence Thèse préparée au laboratoire AMPERE à l’INSA de Lyon Rapporteur Rapporteur Examinateur Examinateur Co-directeur de thèse Co-directeur de thèse 2007 SIGLE ECOLE DOCTORALE NOM ET COORDONNEES DU RESPONSABLE CHIMIE DE LYON M. Denis SINOU Université Claude Bernard Lyon1 Lab Synthèse Asymétrique UMR UCB/CNRS 5622 Bât 308 - 2 ème étage 43 bd du 11 novembre 1918 69622 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.44.81.83 [email protected] M. Alain BONNAFOUS Université Lyon2 - 14 avenue Berthelot MRASH Laboratoire d’Economie des Transports 69363 LYON Cedex 07 Tél : 04.78.69.72.76 [email protected] E2MC ECONOMIE, ESPACE ET MODELISATIN DES COMPORTEMENTS EEA ELECTRONIQUE, ELECTROTECHNIQUE, AUTOMATIQUE M. Daniel BARBIER INSA de LYON Laboratoire Physique de la matière Bâtiment Blaise Pascal 69621 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.43.64 43 [email protected] E2M2 EVOLUTION, ECOSYSTEME, MICROBIOLOGIE, MODELISATION M. Jean-Pierre FLANDROIS UMR 5558 Biométrie et Biologie Evolutive Equipe Dynamique des Populations Bactériennes Faculté de Médecine Lyon-Sud Laboratoire de Bactériologie BP12 69600 OULLINS Tél : 04.78.86.31.50 [email protected] EDIIS INFORMATIQUE ET INFORMATION POUR LA SOCIETE M. Lionel BRUNIE INSA de LYON EDIIS Bâtiment Blaise Pascal 69621 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.43.60 55 [email protected] EDISS INTERDISCIPLINAIRE SCIENCES-SANTE M. Alain Jean COZZONE Université Claude Bernard Lyon1 IBCP 7 passage du Vercors 69367 LYON Cedex 07 Tél : 04.72.72.26 75 [email protected] MATERIAUX DE LYON M. Jacques JOSEPH Ecole Centrale de Lyon Lab. Sciences et Techniques des matériaux et des Surfaces Bât F7 36 Avenue Guy de Collongue BP 163 69131 ECULLY Cedex Tél : 04.72.18.62.51 [email protected] M. Franck WAGNER Université Claude Bernard Lyon1 Institut Girard Desargues UMR 5028 MATHEMATIQUES Bâtiment Doyen Jean Braconnier Bureau 101 Bis, 1 er étage 69622 VILLEURBANNE Cedex Tél : 04.72.43.27.86 [email protected] M. François SIDOROFF Ecole Centrale de Lyon Lab. Tribologie et Dynamique des Systêmes Bât G8 36 Avenue Guy de Collongue BP 163 69131 ECULLY Cedex Tél : 04.72.18.62.14 [email protected] MATH IF MATHEMATIQUES ET INFORMATIQUE FONDAMENTALE MEGA MECANIQUE, ENERGETIQUE, GENIE CIVIL, ACOUSTIQUE Remerciements Le travail présenté dans ce mémoire s’inscrit dans le thème de recherche « systèmes intégrés de puissance » du laboratoire AMPERE de Lyon. Je tiens à remercier tout particulièrement monsieur Hervé MOREL, responsable du laboratoire AMPERE site INSA, pour son encadrement, sa confiance et ses judicieux conseils. Merci aussi à monsieur Christophe RAYNAUD, co-directeur de thèse, pour son aide et son soutien de tous les instants au long de ces trois années de doctorat. J’exprime mes sincères remerciements à messieurs Jean-christophe CREBIER et Stéphane RAEL qui me font l’honneur d’être les rapporteurs de ce travail de thèse. Je suis très reconnaissant à messieurs Jean-Luc SCHANEN et Thierry LEBEY de mettre leurs compétences à contribution pour juger ce travail. Mes plus vifs remerciements vont également à tous les enseignants chercheurs du laboratoire ainsi qu’à monsieur Pascal BEVILACQUA et madame Sandrine VALLET que j’ai côtoyés durant ma thèse, travailler avec eux fut un réel plaisir. Table des matières Nomenclature des symboles utilisés .....................................................4 Table des sigles et acronymes ...............................................................8 Introduction générale............................................................................9 1 Les composants de puissance en SiC ..............................................12 1.1 Propriétés électriques du SiC ................................................................. 12 1.2 Les diodes de puissance en SiC .............................................................. 15 1.2.1 La diode PIN ................................................................................ 16 1.2.2 La diode Schottky ........................................................................ 19 1.2.3 La diode JBS ................................................................................ 21 1.3 Protections périphériques des diodes ..................................................... 23 1.4 Diode étudiée........................................................................................... 26 1.5 Conclusion............................................................................................... 28 2 Modélisation et caractérisation expérimentale ..............................29 2.1 Etat de l’art en terme de mesure de diodes de puissance ...................... 29 2.1.1 Mesure statique ............................................................................ 29 2.1.2 Mesure en commutation............................................................... 30 2.1.2.1 Recouvrement inverse ..................................................... 30 2.1.2.2 Durée de vie ambipolaire ................................................ 30 2.1.3 Conclusion .................................................................................... 31 2.2 Systèmes et instruments de mesure ........................................................ 32 2.2.1 Oscilloscope .................................................................................. 33 2.2.1.1 Bande passante ................................................................ 33 2.2.1.2 Précision en amplitude.................................................... 34 2.2.1.3 Mode d’acquisition.......................................................... 35 2.2.2 Mesure de courant ....................................................................... 35 THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium -1- 2.2.2.1 Les transformateurs de courant ..................................... 35 2.2.2.2 Les sondes à effet Hall .................................................... 36 2.2.2.3 Les shunts ........................................................................ 36 2.2.2.4 Conclusion ....................................................................... 36 2.2.3 Mesure de tension ........................................................................ 37 2.2.3.1 Interaction entre sonde et oscilloscope........................... 37 2.2.3.2 Interaction entre sonde et platine................................... 39 2.2.3.3 Conclusion et études complémentaires........................... 40 2.3 Modélisation des semiconducteurs ......................................................... 42 2.3.1 Modèle du MOSFET .................................................................... 44 2.3.2 Modèle de la diode ....................................................................... 48 2.3.3 Conclusion .................................................................................... 50 3 Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension................51 3.1 Modélisation des circuits ........................................................................ 51 3.1.1 Modélisation des éléments passifs ............................................... 51 3.1.1.1 Les résistances ................................................................. 52 3.1.1.2 Les inductances ............................................................... 52 3.1.1.3 Les capacités.................................................................... 53 3.1.1.4 Conclusion ....................................................................... 54 3.1.2 Modélisation du câblage .............................................................. 55 3.1.2.1 Les résistances, inductances et les mutuelles ................. 57 3.1.2.2 Les capacités parasites .................................................... 59 3.1.2.3 Conclusion ....................................................................... 60 3.1.3 Modélisation des éléments de mesure.......................................... 61 3.1.3.1 La sonde de tension ......................................................... 61 3.1.3.2 Le shunt .......................................................................... 62 3.1.3.3 Conclusion ....................................................................... 63 3.2 Extraction des paramètres du MOSFET ............................................... 63 3.2.1 Caractérisation statique .............................................................. 64 3.2.2 Circuit de commutation sur charge RL ...................................... 66 3.2.3 Conclusion .................................................................................... 70 3.3 Extraction des paramètres de la diode................................................... 70 THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium -2- 3.3.1 Caractérisation statique............................................................... 71 3.3.2 Circuit de commutation DMTVCA ............................................. 73 3.3.3 Circuit de commutation OCVD ................................................... 78 3.3.4 Conclusion .................................................................................... 86 4 Validation du modèle de diode........................................................87 4.1 La cellule de commutation inductive ..................................................... 87 4.1.1 Inductance de lissage ................................................................... 96 4.2 La cellule de commutation résistive ....................................................... 105 4.3 Conclusion............................................................................................... 111 Conclusion et perspectives ...................................................................112 Références bibliographiques.................................................................115 Annexes ..................................................................................................120 THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium -3- Nomenclature des symboles utilisés Nomenclature des symboles utilisés A Surface effective de la diode (mm2 ). AGD Surface équivalente du MOSFET entre la grille et le drain (mm2 ). ar Ratio longueur sur diamètre de l’inductance à air solénoïdale, pages 98-101. aro Ratio optimal de la longueur sur le diamètre de l’inductance à air solénoïdale (1.20156), page 99. c Vitesse de la lumière dans le vide (3x108 m/s). CDS Capacité équivalente du MOSFET entre drain et source (nF). CGD Capacité équivalente du MOSFET entre grille et drain (nF). Cgdj Capacité de déplétion de la zone intercellulaire du MOSFET (nF). CGS Capacité équivalente du MOSFET entre grille et source (nF). Cn Coefficient du modèle Auger pour les électrons. Cox Capacité d’oxyde de grille du MOSFET (nF). Cp Coefficient du modèle Auger pour les trous. C1 Capacité entre brins d’une unité de longueur de ligne de transmission (F). d Distance entre spire de l’inductance à air solénoïdale (m). d Diamètres d’une spire de l’inductance à air toroïdale (cm), page 52. D Distance entre le centre de deux spires diamétralement opposées de l’inductance à air toroïdale (cm), page 52. D Diamètres d’une spire de l’inductance à air solénoïdale (m). Da Constante de diffusion ambipolaire (cm2 /s). Dn Coefficient de diffusion des électrons (cm2 .s-1 ). Dp Coefficient de diffusion des trous (cm2 .s-1 ). e Espacement entre spires, isolant compris (m). EC Champ électrique critique (MV.cm-1 ). EG Energie de la bande interdite (eV). E ( x, t ) Champ électrique (V.m-1 ). FC Fréquence de coupure (Hz). f0 Coefficient de dimensionnement de l’inductance à air solénoïdale, page 98. FR Fréquence de résonance (Hz). G1 Résistance entre brins d’une unité de longueur de ligne de transmission (S). H Longueur de l’inductance à air solénoïdale (cm), page 97. ID Courant de diode (A). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium -4- Nomenclature des symboles utilisés IF Courant de diode en direct (A). IR Courant inverse de diode (A). IRM Courant inverse maximal de diode (A). i (t ) Courant de diffusion ambipolaire (A). J n ( x, t ) Densité de courant des électrons (A.cm-2 ). J P ( x, t ) Densité de courant des trous (A.cm-2 ). k Constante de Boltzmann (1.380066x1023 J.K-1 ). KP Transconductance du MOSFET (A.V-2 ). L Valeur de l’inductance (H). La Longueur de diffusion ambipolaire (µm). LC Longueur du conducteur de l’inductance à air (m). LD Inductance de maille (nH). L1 Inductance d’une unité de longueur de ligne de transmission (H). n Concentration en électrons (cm-3 ). N Nombre de spire de l’inductance. NA Concentration en impuretés acceptrices (cm-3 ). NB Dopage de la région faiblement dopée du MOSFET (cm-3 ). NC Densité de la bande de conduction (cm-3 ). ND Concentration en impuretés donneurs (cm-3 ). ni Concentration intrinsèque (cm-3 ). NV Densité de la bande de valence (cm-3 ). n1 Concentration en électrons caractérisant le niveau de piège (cm-3 ) (SRH). p Concentration en trous (cm-3 ). p1 Concentration en trous caractérisant le niveau du piège (cm-3 ) (SRH). q Charge électrique élémentaire (1.602x10-19 C). Q Charges dans la région faiblement dopée de la diode (C). R A ( x, t ) Taux de recombinaison Auger (cm-3 .s-1 ). rd Résistance d’accès au drain du MOSFET (Ω). RDS Résistance équivalente du MOSFET entre le drain et la source (Ω). RDSON Résistance du MOSFET entre drain et source en statique directe (Ω). rg Résistance d’accès à la grille du MOSFET (Ω). RON Résistance spécifique (Ω.cm2 ). rs Résistance d’accès à la source du MOSFET (Ω). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium -5- Nomenclature des symboles utilisés R1 Résistance d’une unité de longueur de ligne de transmission (Ω). T Température absolue (K). t Temps (s). t Dsw Temps de commutation au blocage de la diode (ns). tm Temps de montée de l’appareil de mesure (s). tr Temps de montée du signal (s). tRR Temps de recouvrement inverse de la diode (s). ts Temps de montée restitué en sortie de l’appareil de mesure (s). TS Période (ms). tsys Temps de montée d’un système composé de plusieurs composants (s). U avalanche ( x, t ) Taux de génération par avalanche (cm-3 .s-1 ). U SRH ( x, t ) Taux de génération-recombinaison Shockley-Read-Hall (cm-3 .s-1 ). uT Unité thermodynamique, égale à U ( x, t ) Taux de génération-recombinaison total (cm-3 .s-1 ). VB Tension de claquage (V). VBR Tenue en tension de la diode (V). VD Tension aux bornes de la diode (V). VF Tension aux bornes de la diode en direct (V). VI Tension déterminant la valeur du courant de diode en direct (V). VR Tension aux bornes de la diode en inverse (V). VRM Tension inverse maximale aux bornes de la diode (V). VT Tension de seuil du MOSFET (V). WB Epaisseur de la région de déplétion (µm). Xjn Largeur de la région fortement dopée N (µm). Xjp Largeur de la région fortement dopée P (µm). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium kT (V). q -6- Nomenclature des symboles utilisés α, β, γ,ζ Coefficient de dimensionnement de l’inductance à air solénoïdale, page 98. Γ( x) Charge effective des atomes dopants (cm-3 ). δ Rapport cyclique. δ′ Rapport cyclique de fonctionnement simultané des interrupteurs commandés de la CCR. ∆I I Ondulation relative du courant dans l’inductance. ε Constante diélectrique du milieu considéré (F.m-1 ). εr Constante diélectrique relative du milieu considéré. ε Si Constante diélectrique du silicium (105.7x10-12 F.cm-1 ). ε0 Constante diélectrique du vide (8.854x10-12 F.m-1 ). θ Paramètre empirique de modulation de mobilité dans le canal du MOSFET (V-1 ). λ Longueur d’onde de l’onde (m). µn Mobilité des électrons (cm2 .V-1 .s-1 ). µp Mobilité des trous (cm2 .V-1 .s-1 ). ρ ( x, t ) Densité de charge électrique (C.m-3 ). σ Ecart type d’une fonction Gaussienne. τ Durée de vie ambipolaire (s). τ Constante de temps du système (s), page 126. τD Temps de conduction de la diode (µs). τM Temps de CCR (s). τn Durée de vie des électrons (s). τp Durée de vie des trous (s). τ0 Constante de temps de génération dans la ZCE (s). ν Fréquence de l’onde (Hz). φ Phase de la fonction de transfert d’un composant LTI (rad). Ψ ( x, t ) Potentiel électrostatique (V). w Pulsation du signal (rad.s-1 ). fonctionnement simultané des interrupteurs commandés de la THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium -7- Table des sigles et acronymes Table des sigles et acronymes BP Bande Passante. CCR Cellule de Commutation Résistive. CEGELY CEntre de Génie Electrique de Lyon devenu laboratiore AMPERE. CI Circuit Intégré. CIME Centre Interuniversitaire de Micro Electronique. CMS Composants Montés en Surface. CRT Current Recovery Time. DMTVCA Depletion Mode Transient Voltage Current Analysis. GDR Groupement De Recherche. GPIB General Purpose Interface Bus. HF Haute Fréquence. IMM Institut de Microélectronique et Microsystèmes. JBS Junction Barrier Schottky. JFET Junction Field Effect Transistor. JTE Junction Termination Extention. LTI Linear Time Invariant. MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor. MPC Metal Plate Cement. MPS Merged Pin Schottky. NPT Non Punch Through. OCVD Open Circuit Voltage Decay. PCB Printed Circuit Board. PEEC Partial Element Equivalent Circuit. PT Punch Through. RL Résistif et Inductif. SMI Substrat Métallique Isolé. TC Transformateur de Courant. ZCE Zone de Charge d’Espace. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium -8- Introduction générale Introduction générale Matériau semiconducteur à grand gap, le carbure de silicium (SiC) possède d’excellentes propriétés électriques et thermiques. Son champ électrique critique est dix fois supérieur à celui du silicium (Si), offrant ainsi la possibilité de réaliser des composants de plus grande tenue en tension. L’accroissement du calibre en tension permet de réduire le nombre de composant mis en série. Ceci a pour conséquence la réduction des pertes, de l’encombrement et simplifie le dispositif d’équilibrage, pour des applications haute tension. La conductivité thermique est trois fois plus importante dans le SiC, de plus il peut fonctionner à haute température. Il est donc possible de réduire le volume du système de refroidissement. Les composants de puissance en SiC trouvent des applications en électronique haute tension, haute température, ou en réponse à des contraintes de volume, de poids et de rendement. Les domaines intéressés sont principalement les réseaux de distribution électrique, les véhicules électriques, le transport aérien, l’aérospatial ou encore l’alimentation des appareils nomades. La diode est le composant de conception la plus simple, c’est aussi le plus utilisé dans les convertisseurs statiques. Pour ces raisons ce fut le premier composant conçu en SiC et actuellement uniquement les diodes Schottky sont commercialisées. De nombreux autres composants prototypes furent réalisés : des MOSFET, des transistors bipolaires, des JFET et des thyristors. Le laboratoire AMPERE travaille depuis une quinzaine d’année sur le développement et la fabrication de composants de puissance en carbure de silicium. Dans le cadre du GDR 2084 Intégration des Systèmes de Puissance de 2002 [GDR-02], le laboratoire AMPERE a réalisé des diodes bipolaires 4.8kV, en collaboration avec le CIME et l’IMM. La caractérisation statique et dynamique de ces nouvelles diodes est essentielle afin de connaître leurs performances, et d’extraire les paramètres du modèle permettant de simuler leur fonctionnement dans un convertisseur. La caractérisation de ces diodes constitue l’objet de ce mémoire. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium -9- Introduction générale Depuis la thèse de C.C. Lin [LIN-94] le laboratoire AMPERE utilise une technique d’extraction des paramètres de diodes de puissance basée sur la comparaison entre les mesures à l’ouverture et les simulations correspondantes. Cette méthode fournit des résultats plus proches de la réalité que des mesures capacitives, dans la mesure où le composant est placé dans son fonctionnement normal : la commutation. Une cellule de commutation MOSFET-diode est employée pour effectuer les mesures au blocage. Comme tous les paramètres sont optimisés simultanément, l’approche demeure très lourde, car elle demande de très nombreuses simulations (des milliers) [GHED-98]. Les travaux de thèse de S. Ghedira [GHED-98] ont permis de découpler les paramètres à identifier en utilisant deux circuits de commutation distincts. Le circuit OCVD classiquement utilisé pour extraire la durée de vie ambipolaire, il polarise la diode en régime de forte injection sans recouvrement inverse. Le circuit DMTVCA fournit les autres paramètres en étudiant le recouvrement inverse sous fort champ électrique et en régime de désertion. La cellule de commutation est utilisée pour valider les paramètres extraits des précédents circuits. Le but de cette thèse est de développer, d’analyser et de modéliser les circuits de commutation adaptés aux performances exceptionnelles des diodes SiC. A partir des mesures obtenues sur les platines de caractérisation sont extraits les paramètres technologiques utilisés dans le modèle de la diode. Dans le premier chapitre nous introduisons le carbure de silicium en présentant ses propriétés physiques et électriques, comparées à celles d’autres matériaux semiconducteurs. Nous décrirons ensuite les différents types de diodes de puissance SiC existantes. Enfin nous présenterons la diode bipolaire SiC haute tension caractérisée dans ce travail. Le début du deuxième chapitre constitue un état de l’art des circuits de caractérisation de diode SiC. Puis, nous illustrons le choix des éléments de mesure et des modèles de composants semiconducteurs utilisés dans les bancs de commutation de diodes SiC. Le troisième chapitre décrit les platines expérimentales développées pour caractériser les diodes SiC haute tension. Nous commençons par présenter la méthode de modélisation des circuits. Ensuite nous appliquons la technique d’extraction des paramètres sur chaque circuit de caractérisation. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 10 - Introduction générale Les paramètres de la diode identifiés précédemment sont validés dans un circuit de type hacheur, afin de se rapprocher des conditions de fonctionnement réel du composant. Le quatrième chapitre présente la cellule de commutation inductive conçue pour caractériser les diodes silicium de puissance, ainsi que la cellule de commutation résistive spécialement développée pour la caractérisation des diodes SiC haute tension. Une conclusion sur la procédure de caractérisation des diodes SiC haute tension précédera les perspectives de la thèse. Elles concernent l’évolution des circuits de commutation pour caractériser des diodes SiC de plus grand calibre en tension. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 11 - Les composants de puissance en SiC Chapitre 1 Les composants de puissance en SiC Ce chapitre décrit les propriétés électriques du carbure de silicium et montre les avantages d'employer le SiC à la place d'autres matériaux semiconducteurs. Nous décrirons la structure de base de chaque type de diode de puissance, ainsi que le principe de fonctionnement et la situation actuelle des diodes SiC de forte puissance. Ensuite, nous énumérerons les techniques de protection périphérique permettant d’accroître la tenue en tension des diodes de puissance. Puis nous terminerons par la présentation de la diode PIN SiC étudiée dans ce mémoire. 1.1 Propriétés électriques du SiC Le carbure de silicium appartient à la classe des matériaux généralement désignés sous le nom de semiconducteurs à grand Gap. Ceci signifie que l'espace d'énergie, dit interdit (ou Gap) entre la bande de valence et la bande de conduction est plus grand que pour le silicium. Il implique par exemple, qu'il est moins probable que les électrons thermiquement excités franchissent le Gap. Parmi les nombreux polytypes de SiC, le 4H-SiC est le plus attrayant dû à la mobilité de porteurs plus élevée. Certaines des propriétés électriques des polytypes SiC comparées à quelques autres semiconducteurs sont énumérées dans le tableau 1.1. Le silicium (Si) et l'arsenic de gallium (GaAs) sont des semiconducteurs traditionnels. Le nitrure de gallium (GaN) et le diamant (C) sont comme le SiC également considérés comme futurs matériaux semiconducteurs de puissance. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 12 - Les composants de puissance en SiC Propriétés Bande interdite (eV) Champ critique (MV/cm) Vitesse saturation (x107 cm/s) Si GaAs 3C-SiC 4H-SiC 6H-SiC GaN C 1,12 1,42 2,3 3,26 2,96 3,4 5,45 0,2 0,4 2 3,5 2,4 3,3 5,6 1 2 2,5 2 2 2,5 2,7 Electron 1200 6500 750 1000 370 1000 1900 Trou 420 320 40 115 90 30 1600 Mobilité (cm2/V.s) Concentration intrinsèque (cm-3) Constante diélectrique relative 1,5x1010 2,1x106 Conductivité thermique (W/cm.K) 6,9 8,2x10-9 2,3x10-6 1,6x10-10 1,6x10-27 11,9 12,8 9,6 10 9,7 8,9 5,5 1,5 0,5 4,9 4,9 4,9 1,3 20 Tableau 1.1 : Comparaison des propriétés électriques des matériaux semiconducteurs de puissance (Si et GaAs) et les matériaux semiconducteurs à grand gap (SiC, GaN et diamant). La concentration en porteur intrinsèque ni est déterminée par l'énergie de la bande interdite EG, ainsi que la densité effective de la bande de conduction NC et de valence NV. La concentration en porteur intrinsèque est définie comme : ni (T ) = N C NV e ⎛ EG ⎞ ⎜− ⎟ ⎝ 2 kT ⎠ (1.1) La concentration intrinsèque augmente avec la température, lorsqu’elle dépasse le dopage de la région faiblement dopée le composant ne peut plus fonctionner. La très petite concentration intrinsèque du SiC lui confère un faible courant de fuite même à température élevée. Le SiC a un champ électrique critique EC environ dix fois plus grand que celui du silicium, la tension de claquage pour une diode plane NPT de largeur infinie est donnée par: VB = ECWB qN D 2 = WB 2 2ε THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium (1.2) - 13 - Les composants de puissance en SiC Pour la même tension de claquage, l’épaisseur de la région de désertion WB sera environ 10 fois plus mince que pour le silicium, et le dopage ND sera environ 100 fois plus élevé. Il en résulte une diminution importante de la résistance spécifique (Equation 1.3). Il faut cependant prendre en compte la mobilité des électrons et la constante diélectrique inférieure dans le SiC, l'avantage en terme de résistance spécifique correspond à un rapport situé entre 300 et 800 en faveur du SiC. RON = WB 4VB2 = q µn N D εµ n EC3 (1.3) La montée en fréquence est favorisée par une vitesse de saturation deux fois plus élevée des porteurs dans le SiC, ce qui augmente la rapidité de commutation. La constante diélectrique plus faible diminue la capacité de jonction et donc réduit les pertes en commutation. La conductivité thermique élevée du SiC permet une évacuation plus aisée de la chaleur, donc en principe autorise des densités de puissance plus élevées par rapport au silicium et au GaAs. Après avoir comparé les caractéristiques électriques des matériaux semiconducteurs de puissance, nous allons énumérer les avantages et les points faibles des composants SiC face aux composants silicium. Avantages - Les composants de puissance en SiC ont des tensions de claquage maximales plus élevées en raison de leur champ électrique critique plus important. Par exemple les diodes Schottky silicium commercialisées ont typiquement une tenue en tension inférieure à 300V, alors que les diodes Schottky SiC commercialisées possèdent actuellement un calibre en tension de 1200V. - Pour les composants unipolaires de calibre en tension identique, les composants de puissances en SiC ont une résistance spécifique plus faible, car la zone de tenue en tension est plus mince et plus dopée. Ainsi les pertes en conductions sont plus faibles. - Les composants bipolaires en SiC ont un courant de recouvrement moins important, réduisant ainsi les pertes en commutation. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 14 - Les composants de puissance en SiC - Avec la réduction des pertes en commutation un composant bipolaire SiC peut fonctionner à plus hautes fréquences (jusqu'à 20MHz) que les composants en silicium. - Le SiC a une conductivité thermique plus élevée et donc profite d’un meilleur refroidissement. - Le SiC peut être utilisé à haute température. Les composants SiC fonctionnent jusqu’à 600°C, tandis que ceux en silicium peuvent fonctionner à une température de jonction inférieure à 150°C. Inconvénients - La tension de diffusion de l’ordre de 3V rend moins intéressante l’utilisation du SiC dans la gamme des composants bipolaires (diodes PIN et thyristors) de moyenne tension (U<1000V). - Le prix des composants SiC est élevé à cause de la difficulté d’élaboration du cristal et des bas rendements de fabrication due aux nombreux défauts : le prix d’une diode Schottky SiC 600V 4A est de 7$, alors que celui d’une diode PIN silicium du même calibre est inférieur à 1$. - La disponibilité des composants est limitée car encore peu sont commercialisés. - Les boîtiers de composants haute température n’ont pas encore été développés, donc les composants SiC encapsulés ne peuvent pas être utilisés à haute température. Beaucoup d’inconvénients sont normaux en considérant que la technologie du SiC n'est pas encore totalement mature. Le SiC rend possible l’électronique de puissance, pour les applications hautes tensions et hautes températures. D’autre part les faibles pertes en conduction des diodes Schottky SiC améliorent le rendement, ce qui est déjà intéressant dans le domaine de la basse tension (<1200V) à haut rendement. 1.2 Les diodes de puissance en SiC Les diodes sont les plus simples semiconducteurs et sont utilisées dans presque tous les convertisseurs de puissance. Deux types de diodes sont utilisés: les diodes bipolaires (PIN) et les diodes Schottky. Pour les convertisseurs de faible tension les diodes THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 15 - Les composants de puissance en SiC Schottky sont préférées car elles sont plus rapides que les diodes PIN, elles ont une chute de tension à l’état passant plus faible et de plus faibles pertes en commutation. Cependant pour les applications de plus forte tension (>300V), les diodes Schottky en silicium sont peu utilisées, car leurs courants de fuites se dégradent vite. Dans ce cas des diodes bipolaires sont préférées. Les premières diodes Schottky SiC commercialisées possédaient une tenue en tension de 600V. Puis avec la maturation de la technologie SiC sont apparues les diodes Schottky 1200V, ce qui permet de remplacer les diodes PIN en silicium du même calibre en tension. Il existe un troisième type de diodes de puissances SiC appelé JBS. Ces diodes ne sont pas employées dans l’industrie car elles sont encore au stade expérimental. Cette technologie combine les avantages d’une diode Schottky en direct (faible tension de seuil à l’état passant et peu de charges stockées) et d’une diode bipolaire en inverse (tenue en tension élevée et faible courant de fuite). 1.2.1 La diode PIN Une diode PIN est fabriquée par l’association d’une région semiconductrice de type P (ions accepteurs) et d’une région semiconductrice de type N (ions donneurs). Pour les composants de forte tenue en tension, la région de type N est divisée en une région fortement dopée N+ et une région faiblement dopée N- tel qu’il est représenté sur la figure 1.1. La région N- est appelée « base » ou « région centrale ». THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 16 - Les composants de puissance en SiC Anode métallisation P+ N- base N+ métallisation Cathode Figure 1.1 : Structure d’une diode bipolaire de puissance. Lorsque la diode est polarisée en direct, les ions de la région fortement dopée N+ vont fournir des électrons et celle de type P+ des trous. A la jonction de la région P+ et N- les électrons vont se recombiner avec les trous qui se sont déplacés de P+ par diffusion. La forte diffusion supprime la neutralité électrique de chacune des régions. Appauvrie en trous, la partie de région P+ située juste au dessus de la jonction se charge négativement part la présence des ions accepteurs fixes, tandis que la région N- située immédiatement en dessous de la jonction se dégarnit en électrons libres et se charge positivement. Le phénomène de diffusion entraîne donc l’apparition d’une ZCE. Le champ électrique interne créé par les atomes ionisés s’oppose à l’extension du phénomène de diffusion : il a tendance à repousser vers la région P+ des trous en provenance de la région N-, et inversement pour les électrons libres. Il résulte du mouvement des porteurs majoritaires un courant de diffusion, somme des courants des électrons libres et des trous. Tous les trous diffusant dans la région N- ne pouvant pas s’y recombiner instantanément, il y a au voisinage de la ZCE dans la région N- un excédent de charges positives qu’on appelle charge de diffusion, ou charge stockée. Cette charge résulte directement de l’injection du courant de diffusion des trous à travers la jonction. Ce phénomène est identique pour les électrons dans la région P+. Il y a donc simultanément une charge stockée dans la région P+ et une charge stockée dans la région N-. L’existence de ces charges stockées a une importance considérable en régime transitoire, et explique notamment qu’une diode ne puisse pas passer instantanément de l’état conducteur à l’état bloqué. Il faut un certain temps pour que THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 17 - Les composants de puissance en SiC disparaisse la charge stockée totale : le temps pendant lequel la jonction PN peut conduire en inverse. Quand une tension inverse est appliquée, les trous de la région P+ et les électrons de la région N+ vont s’écarter de la jonction pour empêcher l’écoulement du courant. Dans l’état d’équilibre, le courant de fuite a principalement (à température pas trop élevée) pour origine la génération thermique. La ZCE s’agrandit avec l’augmentation de la tension appliquée, faisant ainsi croître le champ électrique maximal. Quand la ZCE devient supérieure à l’épaisseur de la base il y a percement de la zone centrale. Lorsque le champ électrique devient suffisamment important, les porteurs accélèrent dans la ZCE et acquièrent de l’énergie pour ioniser les atomes du réseau et ainsi créer des paires électron-trou, qui accélérées à leur tour peuvent provoquer l’ionisation d’autres atomes. Ce phénomène est appelé la génération par ionisation. Le claquage par avalanche survient lorsque le phénomène de multiplication s’emballe, le courant de fuite tend théoriquement vers l’infini. La tension de claquage est déterminée pour une valeur de courant de fuite donnée. La tension de claquage dépend de l’épaisseur de la base, ainsi que de la valeur de son dopage. Il est nécessaire d’effectuer un compromis entre la tenue en tension et une faible chute de tension à l’état passant. Dans la pratique la profondeur de la base et son dopage sont situés dans la région de coude (Figure 1.2). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 18 - Les composants de puissance en SiC Figure 1.2 : Simulation de la tension de claquage en fonction de la concentration et de l’épaisseur de la zone centrale d’une diode PIN en SiC-4H. Zone encerclée : compromis entre VBR élevée et RON faible. VBR est définie par le coefficient d’ionisation par impact. La diode est considérée comme infiniment plane. En raison de leur nature bipolaire, les pertes en conduction d'une diode PIN diminuent quand la température augmente. Il n’existe pas encore de diode bipolaire SiC commercialisée. Les composants actuels sont des prototypes de laboratoire. Une diode bipolaire réalisée a un calibre en courant de 50 A, avec une tension de claquage de 10 kV [DAS-04]. La tenue en tension la plus importante d’une diode PIN SiC réalisée est de 19 kV [SUGA-01]. 1.2.2 La diode Schottky Une diode Schottky est formée par une jonction métal-semiconducteur visible sur la figure 1.3. C’est pourquoi cette diode est plus simple que la diode PIN, et actuellement c’est le plus simple de tous les composants à semiconducteur. Bien que la forme la plus commune des diodes Schottky soit formée par la jonction métal et semiconducteur de type N, d'autres constitués par une jonction métal et semiconducteur de type P sont également employées. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 19 - Les composants de puissance en SiC Anode métallisation NN+ métallisation Cathode Figure 1.3 : Structure d’une diode Schottky de puissance. La différence de concentration en porteurs des deux matériaux (métal et semiconducteur N-) crée une barrière de potentiel dans la jonction. Puisque le semiconducteur et le métal sont de type N, le courant de conduction implique seulement des porteurs majoritaires (électrons) sans injection de porteurs minoritaires, donc sans stockage ou recombinaison. C'est parce que les électrons du semiconducteur de type N entrent du côté du métal, où les électrons sont en abondance, qu’ils deviennent une partie intégrante du métal. Par conséquent il n'y a aucun stockage de charges dans la jonction. Puisqu'il n'y a aucune conduction de porteurs minoritaires dans une diode Schottky, il n’y a pas de recouvrement dans la caractéristique au blocage. Ainsi le temps de mise en conduction est presque nul, et le temps de blocage implique seulement le temps de transition qui dépend de la capacité parasite, et non pas du temps de recombinaison des porteurs minoritaires. Pour cette raison les diodes Schottky sont parfaitement adaptées aux applications de commutation haute fréquence. Le comportement au blocage de cette diode peut également être attrayant par les faibles pertes en commutation. La tension de seuil des diodes Schottky est plus faible du fait que la hauteur de barrière Schottky est inférieure à la hauteur de barrière d’une jonction PN qui est proche du gap. Pour bloquer les courants de fuite en inverse, des anneaux de gardes dopés P peuvent être employés, mais forment des diodes PN parasites. En raison des avantages des diodes Schottky par rapport aux diodes PIN, elles sont préférées pour des applications de puissance. Cependant à cause de leur plus faible gamme de tension actuelle, elles sont surtout utilisées dans des applications basse tension. Le courant de fuite des diodes Schottky est supérieur aux diodes PIN, ce qui THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 20 - Les composants de puissance en SiC augmente les pertes à l’état bloqué, et limite la tenue en tension. Ceci change avec la commercialisation des diodes Schottky SiC de plus fort niveau de tension. Il existe plusieurs modèles qui diffèrent par leur calibre en tension et en courant, nous pouvons citer comme exemple les diodes répertoriées dans le tableau 1.2. Vendeur Référence Calibre en tension Calibre en courant Microsemi UPSC200 200V 1A Infineon SDT10S30 300V 10A Infineon SDP06S60 600V 6A CREE CSD10120 1200V 10A Tableau 1.2 : Diodes Schottky SiC commercialisées. 1.2.3 La diode JBS La diode JBS aussi appelé MPS consiste à implanter des zones dopées P+ dans une diode Schottky (Figure 1.4). Anode P+ P+ métallisation NN+ métallisation Cathode Figure 1.4 : Structure d’une diode JBS de puissance. Une section transversale d'une diode JBS fonctionnant en polarisation directe et inverse est montrée sur la figure 1.5. La zone hachurée de la figure 1.5 (a) représente le courant traversant la diode JBS à l’état passant, tandis que les pointillés de la figure 1.5 (b) délimitent les zones de désertion de la diode à l’état bloqué. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 21 - Les composants de puissance en SiC P+ P+ P+ N- N- N+ N+ (a) P+ (b) Figure 1.5 : Courant à l’état passant (a) et zone de déplétion à l’état bloqué (b) d’une diode JBS. Pour une tension directe inférieure à 3V seulement les régions Schottky de la diode JBS SiC conduisent. La chute de tension à l’état passant du composant est déterminée par la résistance de la région N-, la hauteur de barrière du métal Schottky, et l’aire relative entre la région Schottky et les régions implantées P+. La hauteur de barrière du métal Schottky doit être assez basse pour obtenir une faible chute de tension à l’état passant. A mesure que la polarisation inverse augmente, les régions de désertion adjacentes aux régions implantées P+ pincent le courant de fuite provenant des contacts Schottky du composant. Le courant de fuite dans les régions Schottky se produit en raison de l’abaissement de la barrière Schottky à la jonction métal-N-. La présence des régions implantées P+ réduit le champ électrique à la jonction métal-N-. La diode JBS est soumise à un compromis entre la valeur de la tension à l’état passant et le courant de fuite. Les paramètres de conception qui affectent ce compromis sont : - l’aire relative de la région implantée P+, - la géométrie et la disposition (en bordure ou réparties le long de la région Schottky) des régions implantées P+. Une importante aire implantée P+ a comme conséquence l’augmentation de VF en raison d'une plus petite aire conductrice, mais réduit le courant de fuite due à un pincement plus efficace de la région Schottky. Un bon compromis correspond à une surface de région Schottky représentant la moitié de la surface totale implantée P+ [SING-00]. La courbe caractéristique en inverse de la diode JBS et beaucoup plus semblable aux diodes PIN qu’aux diodes Schottky. La diode JBS montre une grande rapidité de THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 22 - Les composants de puissance en SiC commutation au blocage et un faible recouvrement résultant de la capacité de jonction des régions de déplétion [LAI-01]. Les diodes JBS possèdent un coefficient de température positif, ce qui fait croître les pertes en conduction avec l’augmentation de température, alors que les pertes en commutation diminuent. Actuellement il n’existe pas de diodes JBS SiC commercialisées. Les prototypes les plus performants réalisés ont un calibre de 1500V-4A [SING-00] et 1200V-15A [LAI-01]. 1.3 Protection périphérique des diodes Les protections périphériques sont utilisées dans la conception des diodes de puissance pour augmenter la tenue en tension. Elles consistent à éviter le resserrement des équipotentielles en bordure de la jonction du composant, afin de diminuer l’amplitude du champ électrique qui apparaît à la périphérie. En comparant les figures 1.6 et 1.7 nous pouvons visualiser l’effet d’une protection périphérique JTE sur la répartition des lignes de champ électrique d’une diode bipolaire de puissance. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 23 - Les composants de puissance en SiC P+ N- N+ Figure 1.6 : Simulation MEDICI 2D des équipotentielles d’une diode PIN sans protection. JTE P+ N- N+ Figure 1.7 : Simulation MEDICI 2D des équipotentielles d’une diode PIN protégée par JTE. Sans protection périphérique la tension de claquage serait très faible comparée à la tension de claquage en volume. Il existe plusieurs techniques de protection, mais les plus couramment utilisées par les concepteurs de part leur simplicité de réalisation et leurs efficacités, sont les structures THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 24 - Les composants de puissance en SiC Mesa, JTE et les anneaux de garde. La littérature rapporte d’autres techniques de protection de diodes plus originales telle que la plaque de champ. Il est possible d’effectuer des combinaisons de ces types de protections périphériques, la plus fréquemment utilisée est la protection MESA + JTE [SUGA-01]. De nombreux travaux ont été réalisés au CEGELY pour l’amélioration de la tenue en tension des diodes en carbure de silicium. Il a été démontré l’efficacité des protections de type Mesa [PLAN-94]-[LANO-97] et JTE [ORTO-97]-[ISOI-01]. Nous présentons les principales techniques de protections périphériques appliquées à une diode bipolaire. Le principe reste identique pour les diodes Schottky, mais dans ce cas la protection s’applique à la jonction métal-semiconducteur. anode α h l SiO2 P+ N h l anode P P+ N N+ N+ cathode Mesa cathode JTE anode + P anode P P P+ P P P N N N+ N cathode Plaque de champ cathode Anneaux de garde Figure 1.8 : Représentation schématique des principales techniques de protection d’une diode PIN. La Mesa : La jonction est terminée par une gravure qui est définie par sa profondeur et l’angle de gravure. La matière enlevée par la gravure vient modifier l’équilibre des charges et apporte ainsi une redistribution des équipotentielles plus étalée lors de la polarisation inverse. L’angle α et la profondeur de gravure h de la base influence la tenue en tension. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 25 - Les composants de puissance en SiC La protection JTE Cette technique appelée JTE consiste à venir prolonger la région la plus fortement dopée par une poche ayant le même type de dopant, mais avec un niveau de dopage plus faible. Cette zone faiblement dopée que l’on appelle plus communément « poche », est définie par son extension l, sa profondeur h et sa dose d’impureté implantée. La protection par anneaux de garde Le concept de cette technique s’apparente à la JTE sauf que l’on ne réalise pas une seule zone comme dans le cas de la JTE mais plusieurs, séparées entre elles par une distance appelée anneaux de garde. Ces anneaux ayant un potentiel flottant, l’optimisation consiste à déterminer la distance inter anneaux et le nombre d’anneaux permettant un bon étalement des équipotentielles. La protection par plaque de champ Cette protection repose sur un effet électrostatique. Il s’agit de prolonger le contact du dispositif sur une couche d’oxyde (SiO2). Le potentiel du contact via l’oxyde agira sur la répartition des charges en périphérie. La tenue en tension est surtout dépendante de la longueur de métallisation d’anode en regard avec la couche active, ainsi que de l’épaisseur d’isolant. 1.4 Diode étudiée Dans l’ensemble de la thèse nous nous intéressons à la caractérisation électrique d’un prototype de diode PIN SiC non encapsulé (Figure 1.9). Cette diode possède une tenue en tension théorique de 5kV dans un milieu isolant de type SF6, et un calibre en courant de 230mA sous 5V. Elle est bondée sur des plots en bordure du support afin de faciliter son utilisation dans un circuit de caractérisation. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 26 - Les composants de puissance en SiC cathode anode fils de bonding cathode anode Figure 1.9 : Photographie du prototype de diode PIN SiC étudié. Les caractéristiques technologiques de cette diode sont données par le constructeur. La région faiblement dopée N- à une profondeur de 39µm pour une densité de dopants ND=1.1x1015cm-3, tandis que celle des régions fortement dopées vaut : N+=5x1018cm-3 et P+=4.5x1019cm-3. Cette diode possède un diamètre de 950µm et comporte une protection périphérique JTE représentée par les poches dopées P- sur la figure 1.10. 1mm 950µm P- P+ 250µm P- 1µm N- 39µm N+ 332µm Figure 1.10 : Représentation en coupe de la diode PIN SiC étudiée. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 27 - Les composants de puissance en SiC La diode étudiée possède la surface la plus importante des diodes du même lot, ce qui lui permet d’avoir le plus grand calibre en courant. Nous avons constaté que les diodes de faible surface possèdent la plus grande tenue en tension. Il semble que la surface importante de cette diode corresponde à un plus grand nombre de défauts (bien connus liés à la qualité du matériau) dans le substrat de la région faiblement dopée. Ils sont à l’origine de la différence entre la tenue en tension théorique de 5kV (Figure 1.2) et la tension de claquage mesurée à 750V dans l’air (Figure 3.14). 1.5 Conclusion Le choix d’un type de diode dépend de nombreux paramètres du composant tel que la tenue en tension, la densité de courant à l’état passant, la densité de courant inverse acceptable, la température de fonctionnement et la fréquence de commutation. Dans chacun de ces domaines les diodes de puissance en SiC sont plus performantes que les diodes en silicium. Leur calibre en tension nettement supérieur permet de simplifier les circuits en limitant la mise en série de composants. La grande stabilité en température et la bonne conductivité thermique permet de réduire la taille du système de refroidissement, ainsi que fonctionner dans un environnement haute température. La faible résistance à l’état passant et la réduction des pertes en commutation améliore le rendement du système. Enfin la densité de courant élevée et la possibilité de fonctionner à haute fréquence permettent de réduire les dimensions des composants semiconducteurs ainsi que les capacités et les inductances du convertisseur. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 28 - Modélisation et caractérisation expérimentale Chapitre 2 Modélisation et caractérisation expérimentale Dans ce chapitre nous nous intéressons aux choix des circuits de caractérisation de diodes de puissance en SiC, ainsi qu’aux moyens de mesure, puis aux modèles des semiconducteurs utilisés dans ces circuits. Pour cela nous effectuons un état de l’art des circuits de caractérisation et des moyens de mesure existants. Nous présentons ensuite les modèles de composants à semiconducteur sélectionnés pour simuler les circuits expérimentaux. 2.1 Etat de l’art en terme de mesure de diodes de puissance Le fonctionnement des diodes est décrit suivant deux modes : - Le régime statique constitué par l’état conducteur et l’état bloqué. - La commutation à la mise en conduction et au blocage. Le blocage est la phase la plus intéressante car la plus riche en informations. Dans les paragraphes suivant nous présentons les circuits permettant d’étudier le comportement de la diode suivant son fonctionnement en régime statique et en commutation. 2.1.1 Mesure en statique Le montage qui permet de caractériser le régime statique est identique pour tous les types de diodes. Il consiste à appliquer un créneau de tension positive puis négative aux bornes du composant sous test et de mesurer le courant correspondant. Une résistance est ajoutée en série pour limiter le courant. Pour les diodes non encapsulées, la connexion avec la métallisation est effectuée par une pointe. Les appareils « source de tension-multimètre » (Keithley 2410) permettent l’automatisation de la mesure, le dialogue avec l’ordinateur utilise une liaison GPIB. En ce qui concerne les diodes encapsulées, la courbe ID = f(VD) en direct et en inverse est obtenue par un traceur Tektronix 371A. Il est capable de balayer le plan U-I jusqu'à 3kV et 400A. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 29 - Modélisation et caractérisation expérimentale 2.1.2 Mesure en commutation Les circuits de caractérisation en commutation de diodes peuvent se regrouper selon leurs usages : soit ils servent à étudier le recouvrement inverse, ou bien à déterminer la durée de vie ambipolaire. 2.1.2.1 Recouvrement inverse Le circuit le plus couramment utilisé pour la caractérisation en commutation des diodes de puissance est le convertisseur continu-continu appelé « dévolteur » représenté sur la figure 2.1. L E T D R Figure 2.1 : Hacheur dévolteur. La majorité des montages rencontrés font appel à un interrupteur commandé de type MOSFET en silicium. Cependant pour la caractérisation des diodes de puissance en SiC, certains circuits font appel à des composants plus originaux tel que le tube à décharges [NUTT-04], ou encore un interrupteur commandé semblable au JFET SiC [SPEE-03]. Ces composants ont une capacité parasite très faible, donc la possibilité de commuter à des fréquences plus élevées que le MOSFET en silicium, et aussi une tenue en tension plus importante. Le circuit hacheur dévolteur est bien adapté pour effectuer des mesures en conditions réelles d’utilisation de la diode, notamment pour étudier l’influence de la température sur les pertes en commutation, ou encore pour comparer les performances électriques des diodes SiC et silicium [OZPI-03]. 2.1.2.2 Durée de vie ambipolaire Deux différentes techniques faisant appel à un circuit spécifique sont employées pour estimer la valeur de la durée de vie ambipolaire d’une diode PIN : la méthode appelée OCVD qui est la plus couramment utilisée, et celle nommée CRT [LEVI-04]-[NEUD98]. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 30 - Modélisation et caractérisation expérimentale Le circuit OCVD présenté au paragraphe 3.3.3 consiste à appliquer un courant direct dans la diode, puis à l’interrompre rapidement par l’ouverture d’un interrupteur commandé. La pente de décroissance de la tension de diode après interruption du courant est dépendante de la durée de vie ambipolaire. Le circuit CRT schématisé sur la figure 2.2, consiste à faire circuler un courant direct IF dans la diode, puis à limiter le courant de recouvrement à une valeur IR. La durée du plateau tS (Figure 2.3) pendant lequel la diode reste conductrice est déterminée par la durée de vie ambipolaire (Equation 2.1) [NEUD-89]. RI RR VI VR ID D K Figure 2.2 : Circuit de commutation CRT. ID IF IR t tS Figure 2.3 : Courant de diode au blocage dans le circuit CRT. ⎛ 1 ⎞ t S = τ ln ⎜ 1 + ⎟ ⎝ IR / IF ⎠ 2.1.3 2 (2.1) Conclusion Il existe un nombre important de circuits de commutation de diodes SiC permettant principalement de démontrer la supériorité des diodes SiC par rapport aux diodes en silicium, en terme de rapidité de commutation, de pertes en commutation et d’influence de la température. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 31 - Modélisation et caractérisation expérimentale Très peu de circuits permettent la caractérisation en commutation des diodes SiC, la majorité de ces circuits sont similaires à ceux utilisés pour l’étude des diodes en silicium. Le principal changement réside dans l’utilisation d’un interrupteur commandé spécifique, afin d’obtenir une importante tenue en tension et une grande rapidité de commutation, pour s’adapter aux performances électriques des diodes SiC. Mais les résultats ne sont pas satisfaisants, car pour de fortes tensions, les formes d’ondes de courant de diodes en commutation sont perturbées. La superposition de la mesure et de la simulation est alors difficile, ainsi les paramètres extraits ne sont pas validés. Il est donc nécessaire de déterminer l’origine des perturbations du courant de diode en commutation, et de proposer une solution à ce problème. Ceci fait l’objet du chapitre 4. 2.2 Systèmes et instruments de mesure Les sondes sont des dispositifs insérés dans le circuit, permettant de mesurer la tension et le courant. Dans ce paragraphe nous nous intéressons à la sélection des sondes et aux interactions avec les éléments auxquels elles sont connectées, ainsi qu’aux éléments déterminant le choix d’un oscilloscope pour effectuer des mesures en commutation. Nous avons utilisé une carte d’interface GPIB120A distribuée par la société National Instruments, pour dialoguer via un ordinateur avec l’oscilloscope et l’alimentation de tension. La structure de l’équipement est décrite à la figure 2.4. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 32 - Modélisation et caractérisation expérimentale générateur alimentant les cartes de commande générateur d’impulsions oscilloscope circuit de commutation alimentation de courant alimentation de tension inductance de lissage à air inductance de lissage avec circuit magnétique Figure 2.4 : Photographie de l’équipement du système de mesure. 2.2.1 Oscilloscope 2.2.1.1 Bande passante Pour des mesures de commutations rapides, nous avons besoin d’un appareil de mesure avec une bande passante importante. Pour suivre un signal qui a un temps de montée (tr), on est limité par le temps de montée maximal autorisé par l’appareil de mesure (tm). Ainsi le temps de montée restitué à la sortie de l’appareil de mesure (ts) est supérieur à tr. La relation entre ces temps est donnée par [FARJ-93] (voir Annexe5): ts = tr2 + tm2 (2.2) Lorsqu’on multiplie la fréquence de coupure d’un instrument par le temps de montée du signal en entrée, on obtient le rapport entre le temps de montée du signal d’entrée et l’expression de la bande passante en sortie (voir Annexe5). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 33 - Modélisation et caractérisation expérimentale FC × tm = ln 9 ≈ 0,35 2π (2.3) Dans le cas où le temps de montée d’un oscilloscope ou d’une sonde n’est pas spécifié, il est possible d’approximer la valeur du temps de montée à partir de la bande passante à partir de l’équation (2.3). Pour minimiser l’influence de l’appareil de mesure (oscilloscope + sonde), il faut que tm soit négligeable devant tr (tm << tr). Pour mesurer des temps de montée ou de descente avec une précision raisonnable (2 à 5% d’erreur), le temps de montée de l’oscilloscope et de la sonde doivent être trois à cinq fois plus petit que le temps de montée de l’impulsion à mesurer [TEK-a]-[FARJ-93]. Par exemple pour mesurer un temps de montée tr = 6ns avec une précision de 2%, il faut tm< 6ns/5. Le temps de blocage de diodes rapides (cf. Figure 4.6) est assez faible (tRR≈14ns) ce qui nécessite un oscilloscope de grande bande passante. L’oscilloscope que nous utilisons (Tektronix TDS744) a pour caractéristique : FC=500MHz soit tm de l’ordre de 0,7ns. Pour une précision de mesure de 2%, cet oscilloscope est capable de mesurer un signal avec un temps de montée tr > 3,5ns. 2.2.1.2 Précision en amplitude La résolution verticale détermine la précision avec laquelle la valeur d’un point est codée. Ainsi, un codage sur n bits autorise 2n intervalles. La quantification minimale est donnée par le nombre de divisions occupées par le signal, multiplié par le calibre et divisé par les 2n bits. Pour augmenter la précision de mesure, il faut que la résolution verticale de l’oscilloscope soit ajustée de sorte que le signal mesuré occupe un nombre de division verticale maximal. Il est nécessaire d’effectuer un moyennage lorsqu’on est en présence d’un bruit non corrélé au dispositif sous test qui n’a pas pu être filtré (dans le cas d’une alimentation à découpage par exemple). Ceci permet d’acquérir l’information requise en un temps s’étalant sur plusieurs périodes identiques. Cette méthode est exploitable en mode répétitif, lorsque les signaux sont périodiques. La résolution obtenue évolue en N, avec N le nombre de répétitions du signal. Si l’on effectue une acquisition sur 16 périodes, la résolution est améliorée d’un facteur 4, soit 2 bits [TEK-b]. La précision de l’amplitude du signal mesuré est améliorée par l’atténuation du bruit et l’accroissement de la résolution en fonction du nombre de périodes. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 34 - Modélisation et caractérisation expérimentale 2.2.1.3 Mode d’acquisition La fréquence d’échantillonnage est le nombre d’échantillons acquis par seconde, et par conséquent la fréquence maximale qui peut être mesurée (théorème de Shannon) dans la limite de la bande analogique. Dans le cadre d’applications impulsionnelles, cette fréquence définit le nombre maximum de points sur les fronts à temps de montée rapide. Deux types d’acquisition sont possibles : l’échantillonnage direct, encore appelé monocoup, et l’échantillonnage séquentiel (répétitif). L’acquisition séquentielle autorise des bandes passantes beaucoup plus élevées qu’une acquisition directe, mais uniquement pour des signaux répétitifs. Ceci est rendu possible par la numérisation d’un point par période du signal. Lorsque l’ensemble du signal est acquis, l’information est restituée suivant une base de temps appelée temps équivalent. 2.2.2 Mesure de courant Les sondes de courant nécessitent une large bande passante (DC et AC transitoires), d’être peu sensibles aux interférences électromagnétiques et capables de mesurer de forts courants sans introduire de distorsion du signal. Les principes des sondes de courant les plus courantes sont : les transformateurs de courant (TC), les dispositifs à effet Hall et les shunts (Tableau 2.1). Transformateur de courant (Pearson 2878) Effet Hall (Tek A6312) Shunt (T&M Research SDN-414-025) Amplitude maximale Bande passante Temps de montée Sensibilité 400A 30Hz à 60MHz 5ns 0,1V/A 50A DC à 100MHz 3,5ns 1V/A Plusieurs kA DC à 1,2GHz 0,3ns 25mV/A Tableau 2.1 : Comparaison des performances des sondes de courant [COST-97]. 2.2.2.1 Les transformateurs de courant La bande passante des transformateurs de courant peut s’étendre jusqu’à 200MHz (Tek CT2). Ceux-ci effectuent un filtrage du signal, assimilable à un filtre passe-haut du premier ordre qui bloque la composante continue du signal. Mais ce type de transformateur sature pour les courants continus [COST-97]. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 35 - Modélisation et caractérisation expérimentale 2.2.2.2 Les sondes à effet Hall Les sondes à effet Hall possèdent une cellule à effet Hall permettant de mesurer le flux magnétique dans le matériau semiconducteur. L’électronique associée permet la mesure de la composante continue (en plus de la composante HF) tout en assurant l’isolation galvanique. Ce type de sonde est bien adapté pour les forts courants continus et les moyennes fréquences (inférieures à 100MHz). Mais elles sont assez sensibles aux interférences électromagnétiques, et leur bande passante chute considérablement avec le calibre en courant. Les sondes actives basées sur le « Zero-Flux » supportent de forts courants, elles sont bien adaptées pour les faibles fréquences et présentent des mesures précises [COST-97]. 2.2.2.3 Les shunts Par rapport aux autres capteurs le shunt présente l’intérêt d’une large bande passante (du continu à 1,2GHz) et une grande dynamique de mesure (de moins d’un ampère à plusieurs milliers d’ampères) [COST-97]. Il ne comporte pas d’isolation galvanique entre le circuit d’insertion et la sortie de mesure, et son utilisation est limitée au niveau thermique. Pour des mesures précises en laboratoire, ce type de capteur demeure l’un des plus performants. Voici quelques types de shunt (T&M research products) (Tableau 2.2). Model Résistance (Ω) Bande passante Energie (Joules) (MHz) Maximale SDN-414-025 0,025 1200 3 SDN-100 1 800 5 Tableau 2.2 : Caractéristiques de différents modèles de shunt. 2.2.2.4 Conclusion L’étude de la commutation de diodes rapides (tRR/2 ≈6ns), avec une bonne précision (2% d’erreur), nécessite un oscilloscope et des sondes de bande passante supérieure à 300MHz. Le shunt est le seul type de sonde de courant qui possède une bande passante supérieure à la valeur requise. Son utilisation est limitée par l’énergie qu’il est capable de dissiper, ainsi dans le cas d’un faible rapport cyclique cela offre une très large gamme de courant. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 36 - Modélisation et caractérisation expérimentale 2.2.3 Mesure de tension Lorsqu’on souhaite étudier la commutation classique de diodes haute tension, une autre difficulté correspond à la mesure de la tension, car le composant supporte une tension de quelques centaines de volts à l’état bloqué et change d’état très rapidement. En général, les sondes peuvent se classer en trois types : les sondes passives à fortes impédances, les sondes passives à faibles impédances et les sondes actives. Chacune de ces sondes offre des avantages et des inconvénients selon le type d’applications. Le tableau 2.3 montre quelques types de sondes. Type de Sonde Tension maximale Bande passante Résistance d’entrée Capacité d’entrée Passive X10, haute impédance (Tek P6139A) 500V 500MHz 10MΩ 8pF Passive X10, faible impédance (Tek P6150) 12,5V 9GHz 50Ω 0,15pF Active X10, haute impédance (Tek P6243) 40V 1GHz 10MΩ 1pF Tableau 2.3 : Caractéristiques de différents types de sondes de tension. Malheureusement, connaître la tension maximale et la bande passante n’est pas suffisant pour sélectionner une sonde de tension. D’autres caractéristiques telles que la résistance et la capacité d’entrée, ont un effet sur la performance de ces sondes, et de leur interaction avec le circuit. 2.2.3.1 Interaction entre sonde et oscilloscope Une sonde interagit avec l’oscilloscope selon le schéma équivalent suivant : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 37 - Modélisation et caractérisation expérimentale Rt Ct Tête de sonde Ro Co Entrée de l’oscilloscope Figure 2.5 : Schéma simplifié d’une sonde de tension atténuatrice. La capacité Co englobe la capacité d’entrée de l’oscilloscope, la capacité du corps de la sonde et la capacité du câble de la sonde. Gain à basse fréquence GBF = RO /(R0+Rt) (2.4) Gain à haute fréquence GHF = Ct /(Ct+C0) (2.5) Le schéma équivalent de l’association sonde/oscilloscope forme un pont diviseur RC, dont la fonction de transfert H(p) s’écrit : H ( p ) = GBF 1 + pτ 1 1 + pτ 2 (2.6) Avec τ1 = R0C0, τ2 = RtCt et p la variable de Laplace. Bien évidemment afin d’obtenir une même atténuation pour toutes les fréquences il faut que τ1 soit égale à τ2, c'est-à-dire : RtCt = R0C0 (2.7) Pour obtenir cette condition, la sonde est étalonnée en ajustant la valeur de la capacité du corps de la sonde, situé en parallèle de la capacité d’entrée de l’oscilloscope, à l’aide d’un signal en créneau. Lorsque la sonde est mal réglée nous pouvons distinguer deux cas différents [TEK-a] : RtCt < R0C0 la sonde est dite sous-conpensée, et RtCt > R0C0 la sonde est dite sur-conpensée. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 38 - Modélisation et caractérisation expérimentale 2.2.3.2 Interaction entre sonde et platine Pour étudier l’influence de la tête de sonde sur le temps de montée du signal de sortie, nous pouvons utiliser le schéma (Figure 2.6) qui représente l’entrée de la sonde par un circuit équivalent Rt //Ct [TEK-a]. Rs Cs Es Ct Signal source Rt Tête de sonde (a) Rs Cs + Ct Es Em (b) Figure 2.6 : Modèle du circuit de test et tête de sonde. Si Rt >> Rs la résistance de la sonde peut être ignorée. Donc le schéma de la figure 2.6 (a) peut se simplifier comme le schéma de la figure 2.6 (b). Si nous ne connectons pas la sonde, le temps de montée du signal Es est tr1 (voir Annexe5). tr1 ≈ 2, 2 Rs Cs (2.8) Maintenant si nous connectons la sonde, le temps de montée en sortie tr2 devient plus élevé que celui d’entrée tr1. tr 2 ≈ 2, 2 Rs (Cs + Ct ) (2.9) La variation relative du temps de montée vérifie la relation : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 39 - Modélisation et caractérisation expérimentale tr 2 − tr1 Ct ≈ tr1 Cs (2.10) Pour Rs = 200Ω Cs = 20pF et Ct = 8pF, nous obtenons tr1 = 8,8ns et tr2 = 12,3ns. La variation du temps de montée vaut 40%. Donc pour réduire l’erreur introduite par la sonde sur le temps de montée du système (circuit test et sonde de tension) il faut diminuer la capacité de la tête de sonde. Quelques valeurs de Ct sont données dans le tableau suivant : Type de sonde (Tektronix) Atténuation Bande passante Capacité Ct Limite en tension Tektronix P6243 X10 1GHz 1pF 40V Tektronix P6139A X10 500MHz 8pF 500V Tektronix P5100 X100 250MHz 2.75pF 2500V Tektronix P6015A X1000 75MHz 3pF 40kV Tableau 2.4 : Exemple de sondes de tension [TEK-b]. On peut considérer que le choix des sondes dépend : - du niveau de tension à mesurer, qui détermine l’atténuation de la sonde et son calibre en tension, - du temps de montée du signal et de la capacité du signal source Cs, qui va déterminer la précision obtenue selon la valeur de capacité de la tête de sonde utilisée. Au début de l’ouverture de la diode, la capacité de jonction (représentée par Cs) est grande, d’où une erreur moins importante sur la mesure que lorsque la tension inverse de la diode est grande. 2.2.3.3 Conclusion et études complémentaires Nous venons de voir (Tableau 2.3) que les sondes de tensions passives de faible impédance et les sondes actives possèdent la bande passante la plus importante (>1GHz), mais leur tension maximale est trop faible (<50V). Dans le cas de diodes haute tension en SiC, capables de commuter des fortes tensions en un temps très court et qui possèdent une faible capacité de jonction, il est nécessaire de THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 40 - Modélisation et caractérisation expérimentale choisir une sonde passive atténuatrice X100 ou X1000 de haute impédance, de grande bande passante, et de faible capacité afin de minimiser l’erreur de mesure de tension. La sonde de tension Tektronix P6015A paraît bien adaptée avec son rapport d’atténuation de 1000 et sa capacité de tête de sonde de 3pF, mais sa bande passante semble trop basse pour mesurer des commutations rapides de diodes SiC. Pour caractériser la diode PIN SiC nous avons utilisé une sonde passive atténuatrice X100 (P5100) car sa bande passante est suffisamment importante, et sa limite en tension de 2,5kV est très supérieure à la tension d’avalanche de 750V de la diode étudiée. La mesure des commutations rapides de composants SiC comme les diodes 5kV ou les nouvelles diodes 10kV du laboratoire, n’est pas envisageable avec des sondes de tension classique. Ceci nécessite une large bande passante (>175MHz) et une amplitude de tension supérieure aux sondes existantes dans le commerce. Différentes technologies ont été étudiées sans obtenir de résultats satisfaisants. Les sondes utilisant des propriétés électromagnétiques tel que le transformateur de courant CT2 associé à une résistance (Figure 2.7), sont trop sensibles aux perturbations du milieu environnant. VE R1=10kΩ R2=100Ω VS CT2 (1mV/mA) Figure 2.7 : Sonde de tension utilisant un transformateur de courant et une résistance. Les imperfections du circuit de mesure du pont diviseur résistif (inductances et capacités parasites) sont la source de courant de mode commun qui perturbent le signal. Les sondes de tension utilisant un pont diviseur capacitif doivent présenter une capacité d’entrée plus faible que la capacité de jonction de la diode (<3pF), pour ne pas ralentir la commutation de la diode. C’est aussi elle qui détermine le rapport d’atténuation de la sonde puisque la capacité d’entrée de l’oscilloscope est fixe (C=10pF). Mais des capacités aussi faibles rendent la sonde très sensible aux perturbations. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 41 - Modélisation et caractérisation expérimentale 2.3 Modélisation des semiconducteurs L’ensemble des modèles de composants semiconducteurs peut se diviser en deux groupes : un groupe de méthodes qui emploient des modèles numériques, et un groupe de modèles analytiques. Dans le cas des modèles numériques, il s’agit souvent de logiciels à éléments finis (MEDICI, ISE-DESSIS) qui résolvent les équations de la physique des semiconducteurs, telles que l’équation de diffusion, les équations de transport, etc. Ces équations ont des paramètres qui sont entièrement déterminés par les dopages et les dimensions physiques de la puce de silicium, ou de carbure de silicium. L’inconvénient de ces modèles est qu’ils sont difficilement implantables sous forme de circuit équivalent, sauf dans le cas des composants unipolaires. Les modèles analytiques peuvent être soit comportementaux (VHDL-AMS, MAST) et dans ce cas ils utilisent des équations décrivant le comportement électrique du dispositif, soit structuraux (SPICE) qui consistent généralement à représenter le dispositif par des composants tels que résistances, capacités, et sources commandées. Les valeurs de ces composants sont choisies de façon à ce que le comportement du composant semiconducteur modélisé corresponde le mieux possible au comportement mesuré. L’inconvénient des modèles structuraux réside surtout dans le fait que l’identification des paramètres du modèle se fait pour un point de fonctionnement, et que souvent ces paramètres ne sont valables que pour ce point de fonctionnement. Notre but est de simuler l’ensemble du circuit de mesure au moyen du simulateur électrique ISE-DESSIS [ISE]. Ce logiciel de simulation électrique permet d’utiliser la simulation de composants par éléments finis avec des modèles structuraux de type SPICE [PSPI]. Il est préférable d’identifier les paramètres transitoires à partir de mesures en commutation plutôt que des mesures capacitives pour les composants de puissance. Les appareils standard de mesure de capacité fonctionnent en général au-dessous de 40V, car destinés plus particulièrement à la microélectronique. C’est une limitation pour la pluspart des dispositifs à semiconducteur de puissance. De plus, les tensions grillesource pour les mesures de C=f(V) sont limitées au dessous du seuil afin de ne pas rendre brusquement passant le composant polarisé sous quelques dizaines de volt. Or toutes les commutations se passent au-dessus de VT. Enfin, les méthodes actuelles de THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 42 - Modélisation et caractérisation expérimentale mesure employées exploitent des courants faibles pour la mesure de capacité. De telles méthodes posent un problème de bruits de mesures, qui rend les mesures très difficiles et de reproductibilité, qui dépend de la connectique et du câblage. Il en résulte que la méthode temporelle est plus facile à mettre en œuvre et plus précise que la méthode classique pour les composants haute tension [OMAR-02]. Les méthodes de modélisation numérique de composants semiconducteurs résolvent les équations des semiconducteurs. Le fonctionnement des composants semiconducteurs est gouverné par les équations ci-dessous. Nous limitons l’étude de la diode au cas unidimensionnel. a) Equation de Poisson ∂E ρ ( x, t ) = ( x , t ) ∂x ε (2.11) où ρ ( x, t ) = q [ Γ( x) + p ( x, t ) − n( x, t ) ] (2.12) et Γ( x) = N D ( x) − N A ( x) (2.13) b) Définition du potentiel électrique (équation de Faraday) ∂Ψ ( x, t ) = − E ( x, t ) ∂x (2.14) c) Equations de continuité ∂p 1 ∂J P ( x, t ) = −U ( x, t ) − ( x, t ) ∂t q ∂x (2.15) ∂n 1 ∂J n ( x, t ) = −U ( x, t ) + ( x, t ) ∂t q ∂x (2.16) d) Taux de génération-recombinaison (Shockley-Read-Hall) U SRH ( x, t ) = pn − ni2 τ p n + τ n p + τ 0 ni avec τ 0 ni = p1τ n + τ p n1 (2.17) (2.18) e) Taux de recombinaison Auger R A ( x, t ) = ( Cn n + C p ) (np − ni2 ) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium (2.19) - 43 - Modélisation et caractérisation expérimentale f) Taux de génération-recombinaison total U ( x, t ) = U SRH ( x, t ) + R A ( x, t ) + U avalanche ( x, t ) avec Uavalanche correspondant au taux de génération par avalanche, aussi appelé ionisation par impact g) Equations de transport : dérive et diffusion J p ( x, t ) = q µ p p ( x, t ) E ( x, t ) − qD p ∂p ( x, t ) ∂x (2.20) J n ( x, t ) = q µ n n( x, t ) E ( x, t ) + qDn ∂n ( x, t ) ∂x (2.21) 2.3.1 Modèle du MOSFET Les circuits de commutation de diodes utilisent un interrupteur commandé de type MOSFET pour provoquer sa commutation. Il est important de le modéliser avec précision pour étudier son influence sur la commutation de la diode. Seul le circuit OCVD fait appel à un relais à contact mercure, car son temps de coupure doit être très inférieur à la valeur de la durée de vie ambipolaire. De part sa grande rapidité de commutation et sa faible capacité entre les contacts mécaniques, le relais à mercure n’influe presque pas sur la commutation de la diode et donc il n’est pas nécessaire de le modéliser. Pour modéliser le MOSFET nous avons utilisé dans le simulateur DESSIS le modèle analytique SPICE pour ne pas alourdir les simulations. Le comportement entrée-sortie du semiconducteur est représenté par un circuit électrique équivalent, qui consiste en des composants tels que résistances, capacités, et sources commandées. Le schéma de la figure 2.8 représente le schéma électrique équivalent classique qui décrit le transistor MOSFET de puissance et qui traduit les régimes de fonctionnements statique et dynamique du composant [MASS-93]. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 44 - Modélisation et caractérisation expérimentale Drain rD CGD ID RDS Grille D CDS CGS Source rS Figure 2.8 : Schéma électrique équivalent du transistor MOSFET. RDS : résistance entre drain et source qui permet de régler les problèmes de convergence [OMAR-03]. La figure 2.9 montre l’emplacement des composants constituant le circuit électrique équivalent du MOSFET. CGD sur la figure 2.8 correspond à Cox en série avec Cgdj. Grille rg Source rs + N + - Cox Cgdj CGS - P N+ P P P+ Canal CDS N- D RDS N+ rd Drain Figure 2.9 : Schéma de localisation des différents éléments du circuit équivalent du MOSFET de puissance. Le régime de fonctionnement statique est représenté par le générateur de courant de canal ID (le canal sur la figure 2.9), la résistance RDS, ainsi que les résistances rD et rS qui représentent respectivement les résistances d’accès au drain et à la source. La diode THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 45 - Modélisation et caractérisation expérimentale intrinsèque antiparallèle au transistor MOSFET est constituée par la jonction PN entre la source et le drain. Cette diode est souvent lente car il n’est pas facile de tuer la durée de vie sans détériorer la conduction dans le canal. Il y a aussi trois capacités traduisant le stockage des charges dans le transistor CGS, CGD et CDS, qui interviennent dans le fonctionnement transitoire. Nous avons choisi le modèle du MOSFET de type SPICE, car c’est le seul disponible dans DESSIS. Il existe trois modèles standard dans SPICE pour définir le courant dans le canal. Nous avons opté pour celui de niveau 3 et nous avons négligé les effets de canal court. Il peut être utilisé pour les MOSFET haute tension car il correspond à un modèle classique du transistor à canal long. En négligeant les résistances d’accès, le courant de canal en régime linéaire est donné par l’expression suivante: V ⎞ ⎛ I D = K P ⎜ VGS − VT − DS ⎟ VDS 2 ⎠ ⎝ ID = KP (VGS − VT ) 2 2 pour VDS ≤ (VGS − VT ) (2.22) pour VDS > (VGS − VT ) (2.23) L’application d’une tension VGS est à l’origine d’un champ électrique transversal dans le canal, qui tend à réduire la mobilité. On introduit donc le paramètre θ [MASS-93], et on multiplie les expressions de IDS des équations (2.22) et (2.23) par: 1 1 + θ (VGS − VT ) (2.24) La capacité grille-drain résulte de l’association en série de deux capacités. Une capacité constante représente la capacité d’oxyde de grille Cox, elle définit la valeur de CGD lorsque le potentiel de drain est inférieur à celui de grille soit VDS<VGS. Une autre, la capacité de déplétion Cgdj, représente la zone désertée sous la grille lorsque VDS est supérieur au potentiel de grille VGS, qui se traduit par les relations suivantes [OMAR03]: CGD = Cox CGD = Cox.Cgdj Cox + Cgdj pour VGD ≥ 0 (2.25) pour VGD < 0 (2.26) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 46 - Modélisation et caractérisation expérimentale avec Cgdj = ε Si AGD 2ε SiVGD (2.27) qN B Cette capacité grille–drain est fortement non linéaire et peut varier dans des proportions de 100 à 1 lorsque le composant passe de l’état bloqué à l’état conducteur. La résistance de la zone épitaxiée N- constitue la plus grande partie de la résistance à l’état passant (RDSON) pour les MOSFET de moyenne et haute tension. Sa valeur varie en fonction de la profondeur de la région N- et de la concentration du dopage ; plus elle est grande, meilleure est la tenue en tension [OMAR-03]. RDSON permet de déterminer la chute de tension et la puissance dissipée à l’état passant. rS, rD et rG incluent la connectique d’accès à la puce (bondings, métallisation…). La résistance rS constitue la majeure partie de la résistance de connectique. En effet, la puce de silicium est habituellement brasée au boîtier coté drain, alors que les connections de source se font par fils d’aluminium (bondings) plus résistifs, soudés sur une métallisation de quelques microns d’épaisseur. Pour les transistors haute tension (supérieure à 200V environ) la résistance rS est une part négligeable de la résistance à l’état passant [BUTT-04]. La diode interne assure la conduction du transistor MOSFET en inverse et des effets de stockage de charges lors de la mise en recouvrement de cette diode. Contrairement aux applications de type onduleur, les circuits de caractérisation de diode de puissance en commutation n’utilisent pas cette diode intrinsèque. De plus son courant de fuite est faible en raison du faible dopage de la région épitaxiée (forte tenue en tension) et de la petite surface active de la diode (composant faible courant). C’est pourquoi dans le modèle du MOSFET la diode interne est uniquement représentée par la capacité de jonction CDS. Le modèle proposé possède donc 9 paramètres à identifier. Les significations physiques de ces paramètres sont présentées dans le tableau suivant : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 47 - Modélisation et caractérisation expérimentale Paramètres Significations physiques Unités KP Transconductance de la caractéristique statique du MOSFET A/V2 VT Tension de seuil V θ Paramètre de modulation de mobilité dans le canal sous l’effet de VGS V-1 AGD Surface en regard entre grille et drain mm2 NB Dopage de la base cm-3 COX Capacité de l'oxyde de grille nF CGS Capacité de grille-source nF CDS Capacité de drain-source à VDS=0V nF RDS Résistance qui permet de régler les problèmes de convergence Ω Tableau 2.5 : Paramètres utilisés du modèle SPICE niveau 3 et leurs significations physiques. A partir des informations de la modélisation physique, il est possible d'adapter le schéma du modèle électrique ainsi que les expressions de ses constituants (diodes, source de courant, etc.) afin de mieux se conformer au fonctionnement du composant et ainsi d'obtenir une modélisation électrique plus proche de la réalité et des mesures. Les paramètres du MOSFET utilisés ont été ont été extrait par la méthode développée dans la thèse de H.El Omari [OMAR-02]. 2.3.2 Modèle de la diode La modélisation repose sur l’utilisation des équations mathématiques (2.11 à 2.21) représentatives du dispositif. Ces équations sont résolues par le simulateur de dispositifs DESSIS. Elles constituent le modèle et dépendent de certaines valeurs numériques : les paramètres du modèle. Pour le modèle de la diode de puissance bipolaire PIN, les quatre principaux paramètres physiques qui la caractérisent sont : - la largeur WB de la région centrale, - la surface effective A de la diode, - le dopage ND de la région faiblement dopée, - la durée de vie ambipolaire τ. Le profil de dopage de la figure 2.10 illustre les principaux paramètres de tenue en tension d’une diode de puissance (WB, ND). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 48 - Modélisation et caractérisation expérimentale ND Xjp WB Xjn Figure 2.10 : Exemple de profil de dopage d’une diode PIN en silicium. L’identification des paramètres caractéristiques peut être réalisée au moyen de confrontations entre des caractéristiques obtenues par la mesure en commutation, et celles obtenues par simulation. VRM, IRM et tRR sont utilisés en tant que critère d’erreur par un programme d’optimisation (Figure 2.11) [GARR-03]-[SALA-06]. Un exemple d’extraction des paramètres d’une diode PIN SiC est présenté au paragraphe suivant. L’extraction des paramètres fait l’objet de la thèse de T.Ben Salah [SALA-07] qui a utilisé les platines de mesure que nous avons développées. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 49 - Modélisation et caractérisation expérimentale Initialisation des paramètres (WB, ND, A, τ). IF et VR sont fixés Aspect simulation. Critère d’erreur Ys [VRM, IRM, tRR] Aspect expérimental. Critère d’erreur Ye [VRM, IRM, tRR] Ajustement des paramètres (WB, A, ND, τ) Calcul de la fonction coût J = ║Ye-Ys║ Figure 2.11 : Système d’identification. 2.3.3 Conclusion Le modèle de la diode retenue pour sa grande précision est un modèle numérique. Le fonctionnement de l’ensemble du circuit de mesure est simulé par le logiciel DESSIS. Ce logiciel de simulation électrique permet d’utiliser la simulation de composants par éléments finis avec des modèles analytiques de type SPICE. Pour ne pas alourdir les simulations nous avons choisi un modèle de MOSFET de type SPICE niveau 3. Nous n’avons pas étudié la conduction en inverse par la diode interne, car ce mode de fonctionnement très fréquent dans les onduleurs, n’est pas utilisé dans les circuits de caractérisation de diodes. Les résistances d’accès au drain et à la source ont été négligées en raison de la valeur importante de la résistance interne du MOSFET utilisé. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 50 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Chapitre 3 Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Deux thèses se sont préparées au laboratoire AMPERE dans ce domaine : la thèse de T.Ben Salah [SALA-07] et la mienne. Une importante collaboration a eu lieu. J’avais en charge le développement, l’analyse et la modélisation des circuits de mesure, Tarek Ben Salah avait en charge les techniques d’extraction de paramètres à partir des mesures obtenues sur les platines que j’avais développées. Ce chapitre décrit les méthodes de modélisation des éléments qui constituent les circuits de caractérisation des composants semiconducteurs de puissance, ainsi que la modélisation des éléments de mesures, puisqu’ils interagissent avec le circuit de test. Enfin nous présenterons les platines de caractérisation utilisées pour l’extraction des paramètres de la diode et du MOSFET, puisqu’il influe sur la commutation de la diode. 3.1 Modélisation des circuits Après le choix des modèles de semiconducteurs utilisés, vient l’étape d’extraction des paramètres. Elle consiste à identifier les paramètres par comparaison des formes d’ondes expérimentales et simulées aux bornes du composant sous test. Pour simuler le fonctionnement du composant sous test il est nécessaire de modéliser l’ensemble des composants du circuit tel que les éléments passifs, les sondes de mesure, ainsi que le câblage. 3.1.1 Modélisation des éléments passifs Lors de la modélisation d’un convertisseur, il est important de se rendre compte qu’aucun composant n’a un comportement idéal sur toute la plage de fréquence. Si l’on considère les composants passifs uniquement par un schéma électrique équivalent qui constitue sa fonctionnalité (par exemple une capacité électrochimique représentée par une capacité idéale), on peut commettre une grave erreur. Une simulation avec un tel modèle peut donner des résultats qui n’ont aucune ressemblance avec la réalité. Dans ce paragraphe on abordera successivement la modélisation des résistances réalisées en technologie CMS et en technologie carbone, la modélisation d’inductances et finalement la modélisation des capacités céramiques et en technologie électrochimique. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 51 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension 3.1.1.1 Les résistances A l’heure actuelle, la réalisation des résistances se fait principalement à l’aide de quatre technologies différentes, à savoir la technologie carbone, la technologie film métallique, la technologie fil bobiné et la technologie film planaire. Du fait que les résistances bobinées ont toujours une inductance parasite élevée, dans le cas d’application en électronique de puissance (où il y a des fronts de courant très raides) cette inductance parasite devra être prise en compte. La résistance, comme tout composant passif, possède 2 fils de connexions par où transitent des courants de valeurs égales, et de signes opposés. Il est possible de modéliser leurs connexions par un circuit équivalent de type modèle de lignes de transmissions. En utilisant une représentation simplifiée des interconnexions, on a l’avantage de pouvoir combiner la capacité parasite des interconnexions avec la capacité de fuite de la résistance même, comme le montre la figure 3.1. Cparasite Lconnexion R Figure 3.1 : Modèle simplifié de la résistance avec ses interconnexions. Les résistances employées dans les circuits de caractérisation de cette thèse sont toutes en technologie film planaire sur substrat céramique, ce qui permet un montage en surface. L’avantage de ce type de résistance est d’être très peu inductive, ce qui lui permet de se comporter pratiquement comme une résistance pure en dessous de 100MHz, et par conséquent elle peut être modélisée comme une résistance idéale. Par exemple la résistance de 200 Ohms utilisée dans la cellule de commutation résistive (type radial série MPC 5W 5kV) a un déphasage de 0,79° à 40MHz, avec Lparasite=1,57nH et Cparasite=1,95pF. 3.1.1.2 Les inductances Contrairement aux condensateurs, le comportement désiré d’une inductance consiste en une impédance élevée à partir d’une certaine fréquence. Afin de réaliser des valeurs d’inductance importantes avec un nombre réduit de spires, on utilise un noyau magnétique. Cependant, l’emploi de noyaux magnétiques a au moins trois inconvénients : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 52 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension - la résistance série augmente à cause des pertes fer, - le noyau peut être saturé, ce qui réduit beaucoup la valeur de l’inductance, - la capacité parasite est susceptible d’augmenter. Le deuxième inconvénient affecte beaucoup les applications en électronique de puissance. A cause des valeurs élevées des courants, les inductances peuvent entrer en saturation. De plus, puisque la saturation est un phénomène non linéaire, de nouveaux harmoniques de courant parasite sont créés, alors que le but était de les supprimer. C’est pourquoi dans beaucoup d’applications en électronique de puissance, on préfère les inductances à air. Même si l’inductance à air peut résoudre les problèmes dus à la saturation, elle connaît toujours le problème de capacité parasite, qui peut laisser passer des perturbations haute fréquence. Un modèle simplifié d’inductance à air et de ses connexions est donné dans la figure 3.2. Cparasite Lconnexion L Rs Figure 3.2 : Circuit équivalent simplifié d’une inductance à air. Dans ce modèle Lconnexion représentent à nouveau l’influence des connexions, L est la valeur de l’inductance parfaite et Rs est la résistance série du bobinage. Cparasite représente l’inductance parasite des spires et des fils de connexions. En pratique on modélise une inductance à air par le circuit équivalent simplifié de la figure 3.2. L’inductance de connexion est englobée dans l’inductance des pistes du montage et la résistance du bobinage est négligée. Par exemple l’inductance à air toroïdale (d=1,3cm, D=4,5cm et N=64 spires) de valeur 6,12µH utilisée dans la cellule de commutation résistive, a un déphasage de 90,14° à 40MHz, avec Cparasite=0,592pF. 3.1.1.3 Les capacités Il existe de nombreux types de condensateurs dont les plus connus sont les condensateurs électrochimiques, les condensateurs au tantale, les condensateurs en céramique et les condensateurs en film de polypropylène. Les condensateurs THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 53 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension électrochimiques et tantales peuvent avoir des valeurs de capacité relativement élevées, mais s’éloignent du condensateur idéal même à des fréquences relativement basses. Les condensateurs céramiques ne peuvent pas réaliser de valeur de capacités très importantes (Cmax ≈ 1µF), mais ont un bon comportement capacitif jusqu’à une fréquence bien plus élevée (FR ≈ 10MHz). C’est pourquoi ces capacités sont préférées lorsqu’on souhaite stabiliser la tension durant la phase de commutation. Même pour des valeurs de fréquences relativement faibles, aucun condensateur n’a un comportement purement capacitif. Ces comportements non idéaux peuvent être modélisés par plusieurs types de circuits électriques équivalents. Ces schémas équivalents incluent le comportement non idéal du condensateur lui-même ainsi qu’un éventuel modèle des fils de connexion. Le modèle des fils de connexion, qui servent à relier le condensateur au reste du circuit, peut généralement être associé au modèle de celui-ci. En reconnaissant que la valeur de la capacité des connexions est faible devant la capacité C propre au condensateur, et que la résistance de fuite est très grande devant la résistance série Rs, on peut effectuer la simplification comme le montre la figure 3.3. Lconnexion Rs C Figure 3.3 : Modèle élémentaire simplifié d’un condensateur. Dans ce modèle, l’inductance série de la connectique est constituée par les pattes, et la résistance série Rs par la résistance des pattes et la résistance d’armature. Le cas d’un condensateur céramique est beaucoup plus simple que le cas du condensateur électrochimique. Le condensateur céramique se rapproche beaucoup mieux du comportement capacitif idéal que le condensateur électrochimique de part sa technologie différente. Les imperfections étant essentiellement dues à la manière de connecter le composant (fils ou pistes d’amenée de courant). Les condensateurs céramiques en technologie CMS possèdent une fréquence de résonance bien supérieure au même condensateur non CMS, grâce à l’absence de pattes de connexion. 3.1.1.4 Conclusion Les paramètres des modèles de ces éléments passifs s’obtiennent en effectuant des mesures d’impédance sur un pont d’impédance. Il est nécessaire d’effectuer une THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 54 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension compensation en circuit ouvert puis en circuit fermé, afin que la connectique soit compensée pendant la mesure. Pour effectuer nos mesures nous avons utilisé le pont de mesure d’impédance HP4194A. Il permet de couvrir une bande de fréquence étendue (100Hz – 40MHz) et d’obtenir une grande précision sur des impédances s’étalant entre 0,1mΩ et 1,6MΩ. Le pont HP4149A fournit la valeur des éléments du modèle simplifié des composants passifs utilisés dans les circuits de commutation. Après la mesure d’impédance d’un composant, il est possible de simuler son comportement fréquentiel avec le pont d’impédance pour le confronter à la mesure. 3.1.2 Modélisation du câblage L’interconnexion des composants d’un convertisseur entre eux et avec le monde extérieur constitue ce que nous appelons le « câblage ». Le rôle important du câblage intervient lors de la phase de commutation, puisqu’il est responsable de surtensions aux bornes des interrupteurs. Il est essentiel d’en tenir compte lorsqu’on compare la simulation à la mesure pour la validation d’un modèle. La longueur des conducteurs employés dans les structures d’électronique de puissance est faible par rapport aux longueurs d’ondes des fréquences équivalentes dues aux fronts. De plus on veut étudier la commutation des convertisseurs avec des simulateurs électriques pour pouvoir utiliser les modèles de semiconducteurs et autres. C’est pourquoi une méthode bien adaptée permettant de représenter les imperfections dues au câblage est l’approche PEEC [RUEH-74]. Cette méthode consiste à subdiviser le conducteur en portions représentées par des réseaux de composants passifs tel que les résistances, les inductances et les condensateurs. La subdivision dite « 2D » d’une piste en éléments passifs est représentée sur la figure 3.4. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 55 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension R Piste L C Diélectrique Plan de masse Figure 3.4 : Maille élémentaire pour une subdivision 2D d’une piste. Lorsque l’on utilise un plan de masse, le couplage entre une piste et son image par rapport au plan de masse est beaucoup plus forte que le couplage de cette piste avec d’autres pistes ou conducteurs [SCHA-94-a]. Cet effet s’explique facilement par la méthode des images. Si le plan est considéré comme parfait (conductivité tendant vers l’infini), le problème d’un conducteur situé à une distance d d’un plan de masse peut être remplacé par celui de deux conducteurs, distants de 2d , dont les effets s’opposent. Cette méthode s’applique si la densité de courant peut être considérée comme uniforme dans le conducteur. Dans le cas contraire, l’image devra être décalée d’une distance correspondant à l’épaisseur de peau [SCHA-94-a]. Cela signifie que l’inductance d’une piste est réduite par l’utilisation d’un plan de masse. Cette réduction d’inductance est d’autant plus importante que le plan de masse est proche. En plus, puisque le couplage avec les pistes éloignées (au retard non négligeable) est très faible, la méthode PEEC est fiable dans ce cas. L’inclusion des phénomènes de retard au moyens de sources actives retardées est appelée méthode rPEEC [HEEB-93]. La faible longueur des pistes des circuits de commutation nous permet de négliger les effets de retard. La version du logiciel InCa (Inductance Calculation) [CLAV-96] utilisée au laboratoire AMEPRE dans le cadre d’une collaboration avec le LEG, ne modélise que les aspects résistifs et inductifs. C’est pourquoi nous séparons dans ce qui suit la modélisation du THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 56 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension câblage en deux parties distinctes : calcul des éléments inductifs et résistifs par la méthode PEEC et le calcul des éléments capacitifs faisant appel à des expressions analytiques simples. 3.1.2.1 Les résistances, les inductances et les mutuelles En 1972 A.E.Ruehli a introduit la notion d’inductance partielle, à la base de la méthode PEEC, qui permet de calculer la contribution de chaque élément d’un circuit à son inductance totale [RUEH-74]. En électronique de puissance les pistes sont le plus souvent de largeur non négligeable devant la longueur, les effets de peau et de proximité modifient la répartition du courant. Il devient alors nécessaire de subdiviser les conducteurs en portions élémentaires, puis d’effectuer un calcul d’impédance sur chacun d’entre eux [SCHA-94-b]. La présence d’autres conducteurs peut entraîner des répartitions de courant non uniformes par des effets de proximité et des angles, ou par l’effet de peau. La subdivision de toute la géométrie en un nombre d’éléments partiels suffisamment grand, permet de représenter une géométrie quelconque par des circuits électriques équivalents, sans calculer la répartition du courant ou de la tension dans chaque partie de cette géométrie. La première étape dans l’utilisation du logiciel InCa consiste à décrire la géométrie des conducteurs et la nature des matériaux utilisés. La figure 3.5 montre la description géométrique dans InCa du circuit de commutation résistif de diode PIN SiC caractérisée. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 57 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Figure 3.5 : Description de la géométrie du circuit de commutation de diode résistif. Après avoir décrit la géométrie des conducteurs du circuit, il faut définir le maillage par le nombre de subdivision 1D ou 2D de chaque conducteur. Le choix du nombre de morceaux (subdivisions) dans lequel un conducteur filiforme doit être subdivisé dans sa longueur, est basé sur la longueur d’onde du signal à la fréquence équivalente (Equation 3.1) [REUH-74]. λ= c v (3.1) λ : longueur d’onde de l’onde (m) c = 3x108 m/s : vitesse de la lumière dans le vide ν : fréquence de l’onde (Hz) Si la fréquence augmente, la longueur d’onde diminue, et nécessite une subdivision longitudinale de plus en plus fine. La longueur d’une interconnexion modélisée est donnée par : Linterconnexion = λ 10 (3.2) Par exemple un temps de montée du signal de 2ns correspond à une fréquence de 175MHz et donc la longueur d’interconnexion ne doit pas dépasser 17,14cm. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 58 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Pour des conducteurs carrés où d’un rapport de côtés proche de 1, la répartition et le sens du courant ne sont pas connus a priori. Il va donc falloir mailler le conducteur selon deux dimensions. La taille des mailles est un compromis entre la précision et la rapidité de résolution. En pratique le nombre de mailles est actuellement limité à 1000 pour un conducteur, et à 4000 pour l’ensemble d’une simulation. Pour obtenir un schéma électrique global d’un conducteur, il est nécessaire de définir plusieurs points d’accès à la structure. Le schéma électrique équivalent sera calculé entre ces points. Il semble intéressant de les placer au niveau des entrées-sorties externes du composant traité. Après la résolution pour une fréquence donnée, le logiciel InCa fournit la valeur de toutes les résistances et les inductances propres des conducteurs considérés, ainsi que la valeur des inductances mutuelles entre chacun d’eux. La modélisation du câblage ne serait pas complète sans la modélisation des capacités parasites situées principalement entre les pistes et le plan de masse. 3.1.2.2 Les capacités parasites Les capacités parasites en électronique de puissance sont essentiellement celles : - entre une piste et le plan de masse - entre deux barres d’amenée de courant Dans le cas de pistes au-dessus d’un plan de masse, les capacités entre pistes sont négligeables devant les capacités entre chaque piste et le plan de masse [SCHA-94-a]. Ceci facilite beaucoup la modélisation, car chaque piste peut alors être représentée par une capacité entre cette piste et le plan de masse. Dans les structures que nous étudions, les pistes ont une forme assez proche d’un carré, avec une surface de plusieurs cm2 et une épaisseur de diélectrique inférieur à 100µm. Nous avons donc négligé les effets de bord et considéré la capacité parasite comme strictement proportionnelle à la surface de la piste. Nous utilisons donc la formule du condensateur plan ci-dessous. C = ε 0ε r l.W h THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium (3.3) - 59 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Les notations utilisées dans la formule du condensateur plan sont décrites dans la figure 3.6. W l Piste Diélectrique h Plan de masse Figure 3.6 : Structure d’un circuit sur SMI. Lorsque l’énergie dissipée devient importante ou lorsqu’on souhaite réduire les inductances parasites du câblage, il est nécessaire de remplacer le substrat époxy par un SMI, composé de pistes en cuivre et d’un diélectrique le plus fin possible et d’une tôle d’aluminium (plan de masse) qui joue le rôle de dissipateur thermique. Si cette structure a l’avantage de réduire les inductances parasites, les capacités entre les pistes et le substrat d’aluminium sont bien plus importantes qu’avec un circuit imprimé PCB [SCHA-94-a]. A titre de comparaison le substrat PCB en époxy double couche de 1,6mm d’épaisseur a une capacité surfacique de 3,04pF/cm2, tandis que le SMI de 76,2µm d’épaisseur a une capacité surfacique de 63,8pF/cm2. 3.1.2.3 Conclusion Le câblage a une grande influence sur la commutation des interrupteurs au sein des convertisseurs de puissance, il est notamment à l’origine de surtensions et ralentit la commutation en agissant sur le temps de montée du signal (Equation 4.4). Il est donc important de le modéliser pour obtenir des simulations suffisamment proches de l’expérience pour extraire les paramètres du modèle du composant sous test. La méthode PEEC utilisée par le logiciel InCa est bien adaptée aux convertisseurs de puissance car ils utilisent des pistes courtes et larges. Elle permet d’obtenir rapidement un modèle électrique précis du câblage utilisable par les logiciels de simulation de circuits électriques. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 60 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Dans le cas de circuits comportant un plan de masse tel que le SMI, on peut négliger la capacité entre conducteur par rapport à la capacité entre conducteur et plan de masse [SCHA-94-b]. De plus, dans les structures que nous étudions, les pistes ont une surface de plusieurs cm2. Cela nous a permis de négliger les effets de bord et considérer la capacité parasite comme strictement proportionnelle à la surface de la piste. Cette simplification permet d’utiliser des formules analytiques simples pour déterminer les capacités du modèle de câblage pour la simulation de ces circuits. 3.1.3 Modélisation des éléments de mesure L’insertion de sondes modifie l’architecture et la géométrie du circuit, donc son fonctionnement. Elles déforment le signal mesuré en modifiant l’amplitude et en introduisant un retard. Pour éliminer les distorsions du signal, il est nécessaire de modéliser la sonde de courant et de tension en incluant les câbles de liaison à l’oscilloscope. Les sondes de courant et de tension ont été caractérisées en utilisant un analyseur d’impédance (HP4194A). La modélisation des sondes de tension et de courant correspond à une longue tradition au CEGELY, notamment avec la thèse de K.Ammous [AMMO-02]. 3.1.3.1 La sonde de tension Les principaux défauts des sondes de tension sont : l’atténuation et le retard (engendré par le câble) [AMMO-02]. Des modèles précis de ces sondes sont nécessaires pour obtenir des simulations temporelles fidèles aux mesures. La sonde se décompose en trois parties qui sont : la tête, le câble et le corps. Les modèles de lignes (câble) sont caractérisés par les constantes linéiques R1, L1, C1 et G1 qui sont : la résistance et la self par unité de longueur, la capacité et la résistance de fuite entre les brins d’une unité de longueur de la ligne. La figure 3.7 décrit le modèle d’une sonde de tension. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 61 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Ct L1 R1 R1 L1 Rt RC G1 C1 Tête C1 G1 Cable CC Corps Figure 3.7 : Modèle complet de la sonde de tension. Dans le modèle du câble, le retard introduit par la ligne dépend de la longueur de la ligne. Pour une longueur donnée, le nombre d’élément est déterminé de façon que le retard n’augmente plus. Pour la sonde de tension Tek P6139A, K.Ammous [AMMO-02] a déterminé un nombre de 14 éléments pour modéliser le retard introduit par le câble. Les valeurs des différents éléments du modèle de la sonde sont données ci-dessous. - Tête de sonde : Rt = 10MΩ, Ct = 8pF - Câble : R1 = 275Ω, C1 = 38pF, L1 = 538nH, G1 = 1.2pS - Corps : RC = 100Ω, CC = 8pF La mesure de tension de diode est effectuée par deux sondes identiques pour assurer une utilisation en mode différentielle. 3.1.3.2 Le shunt Le shunt utilisé pour la mesure du courant est représenté sur la figure 3.8. Il ne comporte pas d’isolation galvanique entre le circuit d’insertion et la sortie de mesure. Ainsi son blindage fixe le potentiel de référence de l’oscilloscope auquel il est relié. masse connecteur BNC ame blindage isolant Figure 3.8 : Shunt de mesure de courant SDN-414-025. Il est facile de modéliser le shunt car il correspond à une résistance avec sa capacité parasite, en série avec l’inductance des fils de connexions au circuit. Le fil de masse et l’âme sont modélisés par l’inductance de connexion représentée sur la figure 3.9. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 62 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Cparasite Lconnexion R Figure 3.9 : Modèle équivalent du shunt de mesure. La valeur des différents éléments du modèle de shunt est différente pour chacun, par exemple : - Shunt SDN-414-025 : R = 25mΩ, C = 5,45nF, L = 30nH - Shunt SDN-100 : R = 1Ω, C = 204,5pF, L = 30nH Le shunt est connecté à l’oscilloscope par un câble coaxial d’une longueur de 1m, son modèle est celui d’une ligne de transmission (Figure 3.7) avec 7 cellules de valeurs : R1 = 80mΩ, C1 = 100pF, L1 = 240nH, G1 = 30µS. 3.1.3.3 Conclusion Les sondes de tension et de courant déforment le signal mesuré en modifiant l’amplitude et en introduisant un retard (engendré par le câble). Il est nécessaire de modéliser les sondes pour comparer la simulation et l’expérience en régime de commutation rapide. Les sondes de courant et de tension ont été caractérisées en utilisant un analyseur d’impédance (HP4194A). 3.2 Extraction des paramètres du MOSFET La majorité des circuits de commutation de diodes utilisent un interrupteur de type MOSFET pour commuter. Il est important de le modéliser avec précision pour étudier son influence sur la commutation de la diode. Pour modéliser le transistor MOSFET, il est utile de bien maîtriser son fonctionnement en commutation. Ceci nous permettra d’expliquer de façon relativement précise les phénomènes physiques qui se produisent au sein du dispositif lors de la commutation. Les paramètres statiques et dynamiques de son modèle seront extraits à partir d’une étude comparative entre les formes d’ondes expérimentales et simulées aux bornes du transistor MOSFET sous test. Nous considérons d’abord le fonctionnement en régime statique, puis le fonctionnement en régime dynamique. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 63 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension 3.2.1 Caractérisation statique Les courbes IDS = f(VDS,VGS) caractéristiques du MOSFET en régime statique, sont obtenues par un traceur Tektronix 371A. Il est capable de balayer le plan U-I jusqu'à 3kV et 400A. La mesure est effectuée en « 4 points » afin de compenser la résistance du câblage. Le traceur soumet le MOSFET à un échelon de tension entre le drain et la source, et mesure le courant correspondant, pour différentes valeurs de tension de grille. Sur cet appareil il est possible d'appliquer des impulsions de polarisation dont la durée est généralement de l'ordre de la milliseconde. Cette technique permet de s'affranchir en partie du problème d’autoéchauffement du transistor, posé par la détermination des caractéristiques courant-tension des composants de puissance. Le problème d’autoéchauffement du composant lors de mesures en continu, se traduit par une diminution de la transconductance de sortie avec la température; ceci est lié à la décroissance de la mobilité des électrons lorsque la température augmente [OMAR-03]. La caractéristique statique mesurée en impulsion avec un faible rapport cyclique nous a permis de limiter l’influence de l’autoéchauffement du MOSFET sur la mesure. Sur le traceur Tektronix 371A, il est possible de sélectionner le rapport cyclique (3kW: 0,25 ou 300W: 0,50) des impulsions, la période étant fixe (500µs). Les paramètres statiques sont identifiés en minimisant l’écart entre les caractéristiques statiques expérimentales et simulées pour diverses tensions appliquées sur la grille du composant. Ce réseau de caractéristiques statiques est mesuré par le traceur Tektronix 371A. La figure 3.10 montre un bon accord entre les résultats expérimentaux et de simulations pour les paramètres statiques optimisés. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 64 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Figure 3.10 : Caractéristiques statiques expérimentales et simulations DESSIS du transistor MOSFET 2SK1317. Le modèle SPICE à la différence du modèle 2Kp, utilise le même coefficient pour décrire le courant dans le canal en régime linéaire et en régime de saturation. L’utilisation d’un modèle de transistor MOSFET de puissance à 2Kp au lieu du modèle SPICE, permet une meilleure prise en compte de l’état statique. Mais le modèle SPICE du MOSFET est le seul disponible dans le simulateur DESSIS. Cela explique l’écart entre simulation et expérience en régime linéaire observé sur la figure 3.10. Les valeurs optimisées des paramètres agissant sur le régime statique sont données dans le tableau 3.1. Paramètres VT [V] θ [V-1] Kp [A/V2] RDS [Ohm] MOSFET 2SK1317 3,12 0,06 0,78 0,15 Tableau 3.1 : Valeurs des paramètres statiques identifiés du MOSFET 2SK1317. Nous venons de rappeler brièvement la technique de mesure qui a été utilisée, pour le comportement statique du transistor de puissance. Il nous reste maintenant à extraire les THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 65 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension paramètres dynamiques du transistor pour obtenir un modèle complet du MOSFET 2SK1317. 3.2.2 Circuit de commutation sur charge RL Les méthodes classiques de caractérisation dynamique C = f(V) présentent en effet plusieurs inconvénients, notamment leur grande sensibilité aux conditions de mesure, leur mise en œuvre complexe, et leur éloignement des conditions réelles d’utilisation. Les méthodes temporelles développées au laboratoire AMPERE s’affranchissent de ces limitations, tout en donnant des résultats très proches et moins bruités [OMAR-03]. Les interrupteurs commandés tel que le MOSFET peuvent être caractérisés en régime dynamique dans un circuit de commutation sur charge RL (Résistive et Inductive) (Figure 3.11). Cela permet d'extraire de nombreuses informations sur le comportement du transistor MOSFET de puissance en commutation (surtension, fréquences d'oscillations, etc.). R L MOSFET E C VGS Figure 3.11 : Circuit de commutation sur charge RL. Ce circuit est constitué d’une source de tension continue E, du MOSFET à caractériser, d’une résistance de charge R et d’une inductance de charge L. Le transistor MOSFET est commandé en tension sur sa grille à travers une résistance, par un signal qui provient d'une logique de commande basse puissance. Afin d'effectuer au mieux la commutation du transistor, il est nécessaire de placer un driver entre la logique et la grille du MOSFET. Le principe du banc repose sur l’emploi de brèves impulsions pour limiter l’autoéchauffement du composant, afin de ne pas modifier ses caractéristiques. La durée et la récurrence des impulsions doivent remplir les spécifications suivantes : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 66 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension - la durée de l’impulsion (167µs ou 250µs) doit être courte pour que la température du composant n’ait pas le temps de changer de façon conséquente, - la durée de l’impulsion doit rester suffisamment grande (supérieur à 10µs) pour garantir un régime établi et assurer ainsi une mesure reproductible des tensions et des courants, - le temps hors impulsion (période 30ms) doit être très grand devant la durée des impulsions pour que le composant ait le temps de se refroidir. C’est à dire que le rapport cyclique est toujours inférieur à quelques pourcents. Le MOSFET à caractériser est fixé dans un support (Figure 3.12) qui permet d’étudier son comportement en température, en chauffant uniquement le composant sous test. De plus il assure le contact au ras du boîtier. 1 2 3 4 1 : inductance 2 : condensateur de filtrage 3 : MOSFET sous test 4 : shunt de mesure de courant Figure 3.12 : Circuit de commutation d’interrupteurs commandés sur charge RL. En se basant sur la même approche d’optimisation et en disposant des paramètres statiques optimisés, les paramètres dynamiques CDS, CGS, Cox, NB et AGD sont identifiés à partir des courbes expérimentales de tension et de courant, du transistor MOSFET 2SK1317 en commutations sur charge RL. Un exemple de courbes expérimentales et THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 67 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension simulées, après identification des paramètres du modèle du MOSFET 2SK1317 sont données sur la figure 3.13. Les ondes de courant et de tension (Figure 3.13) font apparaître une ondulation résultante de la résonance de l’inductance L avec les capacités du MOSFET. Il est ainsi nécessaire d’adapter l’inductance au composant à caractériser, pour obtenir une ondulation amortie de façon significative, pour que la mesure soit riche en informations. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 68 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Figure 3.13 : Expérience et simulation DESSIS du MOSFET 2SK1317 dans le circuit de commutation RL. (V = 500V, I = 4,25A, T = 300K) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 69 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Un bon accord entre simulation et mesure est obtenu pour les paramètres dynamiques optimisés qui sont donnés dans le tableau 3.2. Paramètres AGD [mm2] NB [cm-3] CGS [nF] Cox [nF] CDS [nF] MOSFET 2SK1317 4,1 3x1014 1,27 0,78 1,4 Tableau 3.2 : Valeurs des paramètres dynamiques identifiés du MOSFET 2SK1317. Les valeurs des capacités extraites à partir des courbes de commutation sur charge RL différent des valeurs fournies par la fiche technique (Tableau 3.3). Ces dernières sont probablement obtenues par des mesures capacitives à faible niveau de puissance. Il a été démontré que la méthode temporelle est plus précise que la méthode classique C (V) pour les composants haute tension [OMAR-02]. Fiche technique CGS [pF] CGD [pF] CDS [pF] MOSFET 2SK1317 930 60 65 Tableau 3.3 : Capacités internes du MOSFET obtenues à partir de la fiche technique. 3.2.3 Conclusion Nous venons de voir une méthode permettant de mesurer les caractéristiques statiques et en commutation du MOSFET. Ces mesures ont permis d’extraire les paramètres statiques et dynamiques utilisés dans le modèle du MOSFET 2SK1317. Les courbes IDS = f(VDS,VGS) caractéristiques du MOSFET en régime statique, sont obtenues par un traceur Tektronix 371A. Contrairement à la méthode classique de caractérisation dynamique C = f(V), la caractérisation en commutation sur charge RL permet d’effectuer des mesures en haute tension et d’obtenir la valeur des paramètres technologiques : AGD et NB. Les simulations DESSIS du MOSFET 2SK1317 en régime statique et en commutation sont suffisamment proches de la mesure pour permettre de valider les paramètres du modèle. 3.3 Extraction des paramètres de la diode Notre objectif est d’identifier les différents paramètres technologiques de la diode de puissance PIN SiC avec le logiciel de simulations de dispositifs à éléments finis THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 70 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension DESSIS. Ces simulations fourniront des résultats en comparaison des données expérimentales d’ondes de courant et de tension. Dans ce paragraphe, nous décrirons la procédure adoptée pour extraire les paramètres technologiques WB, ND, A et τ. Les paramètres Xjp et Xjn (Figure 2.10) des deux régions P+ et N+ ne sont pas identifiés. Lors de la commutation de la diode dans la cellule de commutation tous les paramètres sont optimisés simultanément, l’approche demeure très lourde car elle demande de très nombreuses simulations (des milliers) et plusieurs jours de temps de calcul [LIN-94]. Une autre procédure d’extraction a été utilisée par S.Ghédira [GHED-98] en se basant sur un découplage entre l’identification de la durée de vie ambipolaire et l’identification de la surface effective, la concentration du dopage et la largeur de la région faiblement dopée de la diode PIN. Cette procédure a été développée dans le cadre de la thèse de T.Ben Salah [SALA-07]. Seules les grandes lignes sont rappelées ici. La procédure utilisée est basée sur les mesures des formes d’ondes du courant et de la tension aux bornes de la diode lors de son ouverture. Elle est appliquée en plusieurs étapes pour optimiser les couples de paramètres simultanément. Par conséquent, notre méthode d’identification demande moins de données expérimentales et la procédure d’extraction est plus simple. Puisque la simulation précise des composants de puissance peut être obtenue par des simulateurs numériques résolvant les équations des dispositifs à semiconducteur. Le simulateur DESSIS basé sur la méthode des éléments finis est choisie pour simuler le comportement statique et transitoire de la diode PIN. Les plages de recherche des différents paramètres du modèle sont estimées en fonction du calibre en courant et en tension, et de la rapidité de commutation de la diode. 3.3.1 Caractérisation statique Le but de la caractérisation statique de la diode est d’obtenir le calibre en courant et la tenue en tension. Ces informations servent en premier lieu à dimensionner les éléments des circuits de commutations. La caractéristique statique ID = f(VD) est obtenu par un traceur Tektronix 371A. Il est capable de balayer le plan U-I jusqu'à 3kV et 400A. La mesure est effectuée en « 4 points ». A partir de la caractéristique statique en direct et en inverse de la diode (Figure THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 71 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension 3.14), nous pouvons déduire la valeur du calibre en courant (IF) et la tenue en tension (VBR). IF VBR Figure 3.14 : Caractéristique statique mesurée dans l’air de la diode PIN SiC étudiée. L’abaque de la figure 3.15 montre l’évolution de la tension de claquage en fonction de la concentration de dopants et de l’épaisseur de la région centrale pour une diode PIN en carbure de silicium. Les simulations des caractéristiques inverses de la diode PIN en fonction de la concentration du dopage et de la largeur de la région faiblement dopée sont prélevées. Ensuite les tensions de claquages du dispositif simulé sont déduites et dressées en fonction des paramètres WB et ND dans la figure 3.15. D’une manière classique, un bon compromis entre une faible chute de tension en direct et une tension de claquage élevée correspond à un couple de paramètres WB et ND situés dans les régions de coudes, comme montré dans la figure 3.15. Ainsi connaissant la tension de claquage de la diode à partir de sa caractéristique statique inverse, on peut déterminer une plage de variation de la concentration et de l’épaisseur de la zone centrale (ND, WB), ce qui servira à initialiser ces paramètres. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 72 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Figure 3.15 : Simulation de la tension de claquage en fonction de la concentration et de l’épaisseur de la zone centrale d’une diode PIN en SiC-4H. Zone encerclée : compromis entre VBR élevée et RON faible. VBR est définie par le coefficient de ionisation par impact. La diode est considérée comme infiniment plane. 3.3.2 Circuit de caractérisation DMTVCA La technique DMTVCA est utilisée pour étudier le blocage de la diode sous fort champ électrique et en régime de désertion. La diode n’est pas en régime de forte injection puisqu’elle n’est pas polarisée en direct. La comparaison des formes d’ondes de courant et de tension permet d’extraire les paramètres technologiques suivants : le dopage de la région faiblement dopée (ND), la largeur de la zone centrale (WB) et la surface effective de la diode (A). Ces paramètres peuvent être obtenus dans ce montage car la zone faiblement dopée de la diode interagit fortement avec l’inductance L lors de son blocage. Le circuit de commutation DMTVCA est représenté sur la figure 3.16. Il utilise un condensateur pour stabiliser la tension lors de la commutation en réduisant l’effet de l’inductance de câblage Lm. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 73 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Lm L M C VR D R Figure 3.16 : Circuit de commutation DMTVCA. Ce circuit permet d’appliquer aux bornes de la diode initialement en équilibre thermodynamique une tension inverse variant de 0 à 1500V. L’utilisation d’un MOSFET haute tension permet une fermeture rapide de la maille du circuit, et provoque une importante variation de tension dV/dt aux bornes de la diode. Pour permettre l’oscillation de la tension, il est nécessaire d’ajouter une inductance L qui va entrer en résonance avec la capacité de jonction de la diode. Elle va d’autre part avoir pour effet de ralentir la commutation (Equation 4.4). Sa valeur doit être ajustée en fonction du calibre en courant de la diode à caractériser. La résistance située en parallèle de la diode sert à établir à l’instant initial, une tension quasiment nulle à ses bornes, lorsque le MOSFET est à l’état bloqué. En effet le courant de fuite dans le MOSFET est très supérieur au courant de fuite dans la diode SiC. Aussi nous devons ajouter une résistance suffisamment faible (R=10kΩ) pour que traversée par le courant de fuite du MOSFET, la chute de tension aux bornes de la diode soit suffisamment faible. Sans courant direct initial, la diode se comporte comme une capacité non linéaire. La décharge de la capacité interne de la diode au travers l'inductance totale du circuit et la résistance provoque une réponse résonnante. Les effets d’atténuation des formes d'ondes de courant et de tension dépendent de la résistance totale du circuit. Les fortes variations de tension et le faible niveau de courant, rendent nécessaire la modélisation capacitive des pistes (Figure 3.17). La capacité parasite de câblage située en parallèle de la diode est la plus influente sur la forme d’onde de courant de diode. Cette capacité parasite ralentit la commutation de la diode. Sa modélisation, traitée au paragraphe 3.1.2.2., est nécessaire pour obtenir des simulations précises. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 74 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension 1 2 3 4 5 6 1 : MOSFET 2 : résistance 3 : inductance 4 : diode sous test et son support 5 : condensateur de filtrage 6 : shunt de mesure de courant Figure 3.17 : Circuit de commutation DMTVCA. En polarisation inverse la ZCE, siège d’un champ électrique, s’élargit de part et d’autre de la jonction métallurgique et entraîne la désertion en porteurs libres à l’intérieur de ses limites. Dans l’hypothèse d’une jonction asymétrique, la distribution du champ électrique est dans des conditions normales, presque triangulaire, le champ étant maximal à la jonction. Lorsque la tension inverse appliquée augmente, le champ électrique maximal augmente avec l’extension de la ZCE. La forme du champ est trapézoïdale lorsque cette extension est supérieure à l’épaisseur de la zone centrale [AMMO-02]. Pour pouvoir identifier WB il faut qu’il y ait au moins une mesure dans des conditions de champ triangulaire (faible tension), et qu’il y ait au moins une mesure dans des conditions de champ trapézoïdal. Il faut donc que la diode soit PT c’est à dire que l’avalanche ait lieu pour un champ de forme trapézoïdal [SALA-06]. Pour cela nous avons choisi d’appliquer la méthode d’optimisation des paramètres du modèle sur deux mesures, dont la tension appliquée sera choisie dans les deux zones : champ triangulaire et champ trapézoïdal. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 75 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension VRM tRR IRM Figure 3.18 : Expérience et simulation DESSIS de la commutation VD (t) et ID (t) de la diode PIN SiC caractérisée au blocage dans le circuit DMTVCA sous champ électrique triangulaire. (VR = 100V, T = 300K) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 76 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension VRM tRR IRM Figure 3.19 : Expérience et simulation DESSIS de la commutation VD (t) et ID (t) de la diode PIN SiC caractérisée au blocage dans le circuit DMTVCA sous champ électrique trapézoïdal. (VR = 200V, T = 300K) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 77 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension La simulation et les résultats expérimentaux sont en bon accord, excepté à la fin du blocage. Jusqu'ici l'accord entre la simulation et l'expérience valide les valeurs des paramètres de conception de la diode pour les objectifs de simulation. La méthode présentée est basée sur la mesure de VRM, IRM et tRR pendant le recouvrement inverse. Par conséquent il n'est pas nécessaire d’affiner la simulation pour obtenir un accord significatif à la fin du recouvrement inverse. Une simulation aussi précise implique d’évaluer tous les phénomènes parasites, et en particulier le comportement capacitif non linéaire de la diode PIN. Ce dernier comportement peut être lié aux phénomènes 2D par exemple. Les résultats d’identification des paramètres technologiques de la diode PIN en SiC sont fournis dans le tableau 3.4. Paramètres technologiques Surface effective A Dopage de la base ND Largeur de la base WB Diode PIN SiC caractérisée 1,2 mm2 7,68x1014 cm-3 46 µm Tableau 3.4 : Paramètres technologiques obtenus par identification pour la diode PIN SiC caractérisée. 3.3.3 Circuit de commutation OCVD La durée de vie ambipolaire notée τ, est un paramètre prépondérant dans la phase de conduction et de commutation d’une diode. Le graphique de la figure 3.20 montre l’augmentation des charges stockées avec l’accroissement de la durée de vie τ. L’augmentation du nombre de charges stockée fait croître la valeur du courant de recouvrement et ralentit la commutation de la diode, ce qui engendre de plus importantes pertes en commutation. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 78 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension τ = 20ns τ = 30ns τ = 40ns ? ND–NA? Figure 3.20 : Simulation MEDICI de la concentration en électrons pour différentes valeurs de durée de vie ambipolaire d’une diode PIN SiC polarisée en direct sous 5V. En polarisation directe la diode passe en forte injection. Cela veut dire que les porteurs minoritaires injectés à travers la ZCE sont en nombre supérieur au dopage dans la zone la moins dopée (Figure 3.20). Rapidement, pour quelques milliampères dans la pratique, la zone la moins dopée est complètement remplie par une zone en forte injection que l’on appelle aussi la zone de plasma. C’est une zone neutre où l’équilibre électrostatique est réalisé entre les concentrations en électrons et en trous. La différence essentielle avec le régime de faible injection est que la contribution du terme de diffusion dans la conduction des porteurs devient significative. Il en résulte alors une diminution importante de la chute de tension aux bornes de la zone faiblement dopée, qui est devenue la zone de plasma. Malgré une grande épaisseur de la zone de plasma, la chute de tension à l’état passant peut être très faible. La chute de tension devient une fonction complexe qui dépend de la quantité de charges stockées, de la largeur de la zone de plasma et de la durée de vie ambipolaire. Celle-ci est la somme des durées de vie des électrons et des trous. En forte injection les concentrations en électrons et en trous sont liées (n=p) et le transport des porteurs est décrit par l’équation de diffusion ambipolaire [BEND-67] : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 79 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension ∂p ∂2 p p ( x, t ) = Da 2 ( x, t ) − ( x, t ) τ ∂t ∂x (3.4) avec les conditions aux limites : ∂p (0, t ) = −η .i (t ) ∂t (3.5) ∂p ( w, t ) = χ .i (t ) ∂t (3.6) où Da = η= 2µn µ p µn + µ p uT est la constante de diffusion ambipolaire, 1 1 et χ = avec A la surface effective du dispositif. 2q µnuT A 2q µ p uT A La zone faiblement dopée de la diode passe en forte injection avec l’accroissement du nombre de porteurs, causé par une durée de vie plus importante, ce qui se traduit par une augmentation du niveau de courant et de la chute de tension à ses bornes (Figures 3.21). τ = 20ns τ = 30ns τ = 40ns Figure 3.21 : Caractéristique simulée avec MEDICI d’une diode PIN SiC pour différentes valeurs de τ. Il est ainsi nécessaire de connaître la valeur de la durée de vie ambipolaire, afin d’obtenir des simulations précises notamment pour la commutation à l’ouverture. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 80 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension La technique d’extraction la plus fréquemment utilisée pour sa simplicité de mise en œuvre, est la technique OCVD [BELL-05]. Elle fournit de façon simple des signaux VD(t) très sensibles à la durée de vie ambipolaire. De plus, la méthode CRT fournis des résultats erronés lorsqu’elle est appliquée aux diodes SiC [LEVI-01]. La méthode d’OCVD (Figure 3.22) consiste à annuler le courant direct qui circule dans la diode, et à observer le taux de variation de la chute de tension directe aux bornes de la diode. Dans ce circuit la diode n’est pas polarisée en inverse. D R K E C Figure 3.22 : Circuit de commutation OCVD expérimental. Comme nous pouvons le constater sur la tension de diode de la figure 3.23, l’utilisation d’un interrupteur K de type MOSFET interagit de façon trop importante avec la diode. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 81 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Figure 3.23 : Commutation de la diode PIN SiC caractérisée dans le circuit OCVD avec MOSFET IRF740. L’interrupteur K utilisé dans le circuit OCVD expérimental est un relais à contact mercure (F81A5500). L’intérêt d’utiliser un tel relais est d’avoir une coupure très rapide du courant, son temps de coupure doit être très inférieur à la valeur de la durée de vie ambipolaire. En effet la rapidité de ce relais nous a permis d’avoir un temps de coupure de l’ordre de 20ns. Cela permet d’avoir une bonne précision sur l’estimation de la durée de vie ambipolaire. Ce circuit de commutation est réalisé sur SMI (Figure 3.24) pour réduire l’inductance des pistes qui perturbe le signal de tension de diode. L’ouverture de l’interrupteur K permet d’annuler rapidement le courant dans le dispositif sous test. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 82 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension 1 2 3 4 5 1 : shunt de mesure de courant 2 : support de diode 3 : résistance 4 : relais à contact mercure 5 : condensateur de filtrage Figure 3.24 : Circuit de commutation OCVD. Lorsque la diode est polarisée en direct les porteurs excédentaires sont stockés dans la région faiblement dopée. Après l’ouverture du circuit OCVD les charges vont se recombiner. La recombinaison est influencée par la durée de vie de la zone faiblement dopée. La variation de charge des porteurs majoritaires dans le volume de la diode peut être décrit par : dQ Q = I (t ) − dt τ (3.7) La variation de tension de diode après extinction du courant est déterminée par la durée de vie ambipolaire. L’expression de la durée de vie ambipolaire donnée par P.G.Wilson [WILS-67] (Equation 3.8) considère un profil de dopage uniforme dans la zone intrinsèque, ce qui n’est pas le cas pour les diodes rapides. τ =2 kT ∆t × q ∆VD (3.8) Dans les diodes haute tension en SiC, le rapport de WB/La varie habituellement entre 2.5 et 4 [LEV-01]. Ici, WB est la largeur de la base, La=(Daτ)1/2 est la longueur de diffusion ambipolaire, Da=2b/(b+1)Dp est le coefficient de diffusion ambipolaire, Dp est le THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 83 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension coefficient de diffusion des trous, b=µn/µp, µn et µp et respectivement la mobilité des électrons et des trous, et τ est la durée de vie des porteurs en forte injection. En forte injection la durée de vie ambipolaire peut être calculée à partir de l’équation de Wilson (Equation 3.8) seulement dans le cas où WB/La<1 [LADE-55]-[SCHL-72]. Dans le cas où WB/La>1 la décroissante de la tension après extinction du courant dans le circuit OCVD n’est pas constante ce qui ne permet pas d’appliquer la formule de Wilson. La durée de vie est obtenue par comparaison de la chute de tension mesurée à celle simulée par le logiciel DESSIS. Celle-ci prend en compte la non uniformité du profil de concentration dans la zone intrinsèque, lorsque la diode subit la coupure du courant. La modélisation des inductances et des capacités des pistes du circuit OCVD est nécessaire pour obtenir des simulations suffisamment précises de la commutation de la diode. La superposition de la mesure et de la simulation valide la valeur de la durée de vie ambipolaire ainsi obtenue. Pour estimer la valeur de la durée de vie ambipolaire nous utilisons les paramètres technologiques obtenus à partir du circuit DMTVCA. La figure 3.25 montre une comparaison du courant et de la chute de tension directe mesurée dans le circuit OCVD avec la simulation DESSIS, pour déterminer la durée de vie ambipolaire de la diode PIN SiC caractérisée. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 84 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Figure 3.25 : Mesure et simulation DESSIS de la diode PIN SiC caractérisée dans le circuit OCVD. Le circuit expérimental utilise un relais à mercure Celduc F81A5500. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 85 - Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension Le critère d’optimisation de la durée de vie est basé sur la pente de la chute de tension lorsque le courant est égal à zéro. La durée de vie ambipolaire de la diode PIN SiC caractérisée est comprise entre 41ns et 46ns, puisque dans cet intervalle de valeurs la tension de diode mesurée et simulée reste identique. 3.3.4 Conclusion Nous venons de présenter une technique d’extraction des paramètres technologiques utilisés dans le modèle de la diode PIN SiC caractérisée. La procédure d’extraction consiste dans un premier temps à estimer les paramètres de la diode de puissance bipolaire tel que WB, ND et A obtenus par le circuit DMTVCA. Ensuite la durée de vie ambipolaire τ est estimée dans le circuit OCVD. Dans les circuits DMTVCA et OCVD la simulation DESSIS est suffisamment proche de l’expérience pour valider les paramètres technologiques de la diode PIN SiC. Cette étape de validation du modèle de la diode est effectué au chapitre 4. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 86 - Validation du modèle de diode Chapitre 4 Validation du modèle de diode Les paramètres de la diode extraits à partir des circuits DMTVCA et OCVD doivent être validés dans un circuit de type hacheur, afin de se rapprocher des conditions de fonctionnement réel du composant. Nous comparons les formes d’ondes mesurées et simulées de la diode au blocage dans la cellule de commutation, pour valider la méthode d’extraction et le modèle complet de la diode. 4.1 La cellule de commutation inductive Dans le circuit hacheur de la figure 4.1, le courant qui traverse la diode juste avant l’ouverture, est fixé par l’inductance L. Le courant dans cette inductance va dépendre du rapport cyclique, de la tension VE et de la résistance R. Nous ne pouvons donc pas choisir indépendamment le courant direct qui traverse la diode à l’état passant et la tension inverse appliquée à la diode à l’état bloqué. LD M VE L C D R VS Figure 4.1 : Hacheur dévolteur. Le Professeur H.Foch [FOCH-89] a montré que tous les convertisseurs statiques peuvent être représentés, durant la phase de commutation, par une cellule de commutation (Figure 4.2). La commutation dans ces convertisseurs, correspond au changement d’état de deux interrupteurs. Les travaux de thèse de K.Ammous [AMMO-00] ont permis de démontrer l’exactitude de cette affirmation dans le cas des convertisseurs DC-DC. Les formes d’ondes à l’ouverture et à la fermeture de la diode sont rigoureusement identiques dans les circuits des figures 4.1 et 4.2 si IF désigne le courant dans l’inductance L avant la commutation et VR=VE. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 87 - Validation du modèle de diode LD D VR M IF Figure 4.2 : Cellule de commutation MOSFET-diode. La modélisation fine des semiconducteurs et de la connectique rend illusoire de vouloir simuler la globalité du fonctionnement d’un convertisseur avec la même finesse que celle exigée durant les commutations. Il est donc nécessaire de ne faire intervenir ces modèles qu’à l’échelle de temps d’une commutation. Ainsi l’utilisation de la cellule de commutation permet de ne modéliser que la connectique « active » durant cette étape de simulation « fine », et de ne pas surcharger le simulateur avec des composants inutiles. L’intérêt supplémentaire d’utiliser la cellule de commutation pour l’étude de la diode en commutation, est de pouvoir fixer le courant à travers la diode à l’état passant IF, indépendamment de la tension à l’état bloqué VR. Ceci n’est pas possible dans le cas d’un circuit hacheur (Figure 4.1) pour un faible rapport cyclique car le mode de fonctionnement devient discontinu, et donc le courant dans l’inductance passe par zéro. Nous avons choisi le circuit de la figure 4.3 qui utilise deux sources ce qui permet de fixer indépendamment IF et VR. LD D L C VR R M IGBT IF Figure 4.3 : Cellule de commutation inductive MOSFET-diode. Circuit expérimental. Le circuit de caractérisation des diodes de puissance en commutation (Figure 4.3) est très proche d’une cellule de commutation. L’interrupteur IGBT conduit la majorité du temps, ce qui permet de limiter l’autoéchauffement de la diode et du MOSFET, et ainsi THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 88 - Validation du modèle de diode ne pas modifier leurs caractéristiques. Le fonctionnement du montage est décrit par les chronogrammes de la figure 4.4. Vcommande IGBT 15V t Vcommande MOS 15V 40µs t IDIODE IF 76µs t τ D = 15µs TS = 30ms Figure 4.4 : Chronogrammes de fonctionnement de la cellule de commutation inductive. Par ailleurs il est nécessaire d’ajouter une inductance en série avec la source de courant. Cette inductance de lissage a pour effet de stabiliser le courant délivré par la source [LIN-94]. Pour stabiliser la tension nous avons ajouté dans le circuit expérimental une capacité polypropylène et une capacité céramique en parallèle au générateur de tension. Le condensateur céramique de grande bande passante est utilisé pour maintenir la tension suffisamment constante pendant la commutation. De plus c’est lui qui fournit le courant pendant ces mêmes phases de fonctionnement. Le condensateur polypropylène possède une valeur plus importante à plus basse fréquence, ce qui permet de stabiliser la tension pendant la courte durée de conduction de la diode. La source de tension n’est pas réversible, c’est pourquoi une résistance a été ajoutée en parallèle au générateur de tension. Cette résistance dissipe l’énergie renvoyée dans la source lorsque la diode est à l’état passant, ce qui permet la bonne régulation de la source de tension. La valeur de cette résistance est déterminée de la façon suivante. Le rapport cyclique est : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 89 - Validation du modèle de diode δ= τD (4.1) TS Avec τ D = 15µs et TS = 30ms. La source subit un courant moyen de δ I F . Il faut donc une résistance R avec un courant IR supérieur à δ I F , pour empêcher qu’un courant négatif moyen circule dans la source de tension VR. Soit R< VR > δ I F , c'est-à-dire : R VR δ IF (4.2) Avec notre valeur de rapport cyclique δ = 500 × 10−6 , IF = 10A et VR = 300V, la résistance doit être inférieure à 60kΩ. Cette résistance doit aussi être dimensionnée en terme de puissance, et être capable de supporter la tension VR. Sa puissance admissible ne doit pas être dépassée pour ne pas modifier la valeur de la résistance. Un système de commande spécifique pour les deux transistors MOSFET et IGBT a été conçu. Il est constitué d’un générateur d’impulsions à sortie optique, relié par fibres optiques aux circuits de commande rapprochée (Figure 4.5). Ce système permet de réduire considérablement les perturbations des signaux de commande, ainsi que leur décalage temporel. Les modules de commandes sont isolés grâce à un convertisseur DCDC intégré. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 90 - Validation du modèle de diode +Vcc CI inverseur Générateur d’impulsions (ASIC) Interrupteur commandés Fibre optique masse Figure 4.5 : Circuit de commande rapprochée. Le transistor MOSFET (IRF740) est utilisé pour provoquer les commutations de la diode. Ainsi il est impératif qu’il soit bien plus rapide que la diode, afin de ne pas masquer les commutations de celle-ci. Les formes d’onde du courant et de tension d’une diode en commutation dans la cellule inductive sont représentées à la figure 4.6. Elles montrent les surtensions obtenues au blocage de la diode de puissance ainsi que le phénomène de recouvrement inverse sur le courant lors du blocage. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 91 - Validation du modèle de diode IF tRR dIF / dt iD [A] dIR / dt v1 IRM v AK [V] dVF / dt tVRM VR dVR / dt VRM t0 t1 t2 t3 t [ns] Figure 4.6 : Caractéristiques transitoires mesurées à l’ouverture de la diode bipolaire en silicium BYT12P600 dans le cellule de commutation inductive. (IF = 2A, VR = 100V, T = 300K) A partir des relevés de formes d’ondes de courant et de tension (Figure 4.6), sont extraits des valeurs caractéristiques de la diode au blocage (Tableau 4.1). VRM, IRM et tRR sont utilisés dans le critère d’erreur de la méthode d’optimisation des paramètres technologiques recherchés. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 92 - Validation du modèle de diode Symbole IRM VRM tRR tVRM Unité A V s s dVF/dt dIR/dt VRM1 tVRM1 dIF/dt IF VR V/s A/s V s A/s A V Signification courant inverse maximal tension inverse maximale temps de recouvrement inverse durée entre le temps de passage au zéro de courant et le passage à la tension inverse maximale pente de la tension inverse au moment du passage à IRM pente du courant de recouvrement au moment du passage à VRM première crête de tension inverse après le passage à VRM durée entre le passage de VRM et le passage à VRM1 pente de la décroissance du courant direct courant direct à l’état passant tension inverse appliquée Tableau 4.1 : Paramètres transitoires caractérisant la phase de la commutation à l’ouverture de la diode PIN. L’inductance LD (Figure 4.3) représente l’inductance de la maille constituée par la capacité, la diode et le MOSFET. Sa valeur détermine la pente de décroissance du courant de diode lors de son blocage. La vitesse de décroissance du courant est régie par l’équation de maille : dI F −VR − vD + vDS = dt LD (4.3) IF : courant de diode dans le sens direct, VD : tension aux bornes de la diode, VDS : tension aux bornes du MOSFET. Si le MOSFET commute rapidement, la tension à ses bornes peut être négligée devant VR. Jusqu'à l’instant t1 la tension aux bornes de la diode reste légèrement positive et ce, à cause de la présence de la zone de plasma dans la région centrale de la diode [GARR03]. Ce phénomène perdure tant que la concentration en porteurs minoritaires, au voisinage de la jonction PN, est supérieure à la concentration ND dans la zone centrale. Aucune zone de charge d’espace ne peut se développer [GHED-98]. La tension aux bornes de la diode reste à peu près constante, ce qui permet de négliger la valeur de VD par rapport à VR. dI F −VR = dt LD THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium (4.4) - 93 - Validation du modèle de diode Le courant de recouvrement qui apparaît à l’instant t1 (Figure 4.6), évacue la charge stockée dans la zone de plasma qui s’étend essentiellement dans la zone faiblement dopée (couche N-). A l’instant t2 le courant de recouvrement passe par un maximum IRM. La surtension aux bornes de la diode prend naissance dans l’inductance LD et s’ajoute à la tension VR. vD = vR + LD diR dt (4.5) La tension inverse atteint sa valeur maximale VRM à l’instant t3. Dans cette phase, le comportement de la diode est donc déterminé par l’interaction entre la zone centrale, la ZCE, et le circuit externe. Durant le recouvrement, la diode se comporte comme une capacité non linéaire en série avec l’inductance et les résistances du circuit. Ceci entraîne souvent une réponse oscillatoire amortie du système avec une décroissance rapide du courant [GAMA-92]. La diode à caractériser est fixée dans un support (Figure 4.7) qui permet de réduire au minimum la valeur de l’inductance due aux pattes du composant, car ce système assure le contact au ras du boîtier de la diode. Cette inductance s’ajoute à celle du boîtier représenté figure 4.8, entraînant une chute de tension v1 (Figure 4.6) lors de la commutation. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 94 - Validation du modèle de diode 1 2 3 4 5 1 : shunt de mesure du courant de diode 2 : diode sous test 3 : condensateur de filtrage 4 : MOSFET 5 : IGBT avec son radiateur et sa carte de commande Figure 4.7 : Cellule de commutation inductive avec le support de la diode. Figure 4.8 : Boîtier de la diode PIN. Lb1 , Lb2 : inductance des fils de bonding. Deux longueurs L1=100mm et L2=60mm sont disponibles pour le support de la diode. La variation de longueur du support permet de faire varier la valeur de l’inductance LD. Toutes les mesures ont été effectuées en utilisant le support de longueur L1. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 95 - Validation du modèle de diode En conclusion la cellule de commutation inductive est un excellent circuit pour caractériser la commutation de la diode PIN. Par exemple d’excellents accords entre la simulation et l’expérience ont été obtenus dans les travaux de H.Garrab [GARR-05]. Nous allons voir maintenant comment adapter ce banc à la mesure de diodes PIN SiC haute tension. 4.1.1 Inductance de lissage Le montage expérimental de la cellule de commutation MOSFET-diode comporte deux inductances en série avec la source de courant, afin de maintenir le courant IF suffisamment constant dans une large gamme de fréquence (10kHz-100MHz). L’une est une inductance à air qui possède une bande passante élevée, et l’autre est une inductance avec un circuit magnétique qui possède une grande valeur à plus basse fréquence. La phase de blocage de la diode est la plus intéressante, car la plus riche en information. Mais elle est aussi la plus contraignante, en terme de dimensionnement d’inductance. Car le temps de commutation très court de la diode impose une grande bande passante, et la forte tension demande une valeur d’inductance élevée. L’équation d’état de l’inductance (Equation 4.6) permet de déduire la valeur de l’inductance minimale pour satisfaire les conditions les plus difficiles, c'est-à-dire lorsque la tension (V) est maximale avec la valeur minimale d’ondulation du courant (di/dt). L di =V dt (4.6) Dans la pratique la valeur minimale de di/dt est la plus grande valeur acceptable de l’ondulation du courant pour que la qualité de la mesure reste satisfaisante. Nous définissons donc le taux d’ondulation toléré ∆I/I pendant la durée de commutation t Dsw , le di/dt minimal est donc : di ∆I I Fmin ≈ × sw dt I tD (4.7) L’expression de la valeur minimale de l’inductance est déduite de l’équation (4.6). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 96 - Validation du modèle de diode t Dsw ∆I min IF I L > VRmax (4.8) La bande passante nécessaire à l’inductance pour lisser le courant est directement liée au temps de commutation de la diode. Dans la pratique FR devant être supérieur à 100MHz. FR >> 1 (4.9) t Dsw La bande passante d’une inductance est déterminée par le produit LC de son modèle électrique équivalent (Figure 3.2) tel qu’il apparaît dans sa formulation ci dessous. FR = 1 (4.10) 2π LC Ainsi l’augmentation de la valeur de L doit se traduire par une diminution de C pour ne pas réduire la valeur de la bande passante FR. La réduction de la capacité parasite impose d’utiliser une inductance à air monocouche, d’utiliser du fil de faible section, de réduire au minimum la longueur du bobinage [MEDH-47]. L’objectif qui nous a été assigné est d’adapter le banc de commutation (Figure 4.3) à la mesure des diodes SiC. Ces diodes sont de plus en plus haute tension (cf. §1.2) et les échantillons produits par les laboratoires de recherche sont souvent de faible calibre en courant, du fait de la difficulté d’obtenir des substrats de grandes dimensions avec peu de défauts. Par exemple le CEGELY a comme objectif des diodes 10kV-100mA. L’équation 4.8 donne donc avec VRmax = 10kV , I Fmin = 100mA , t Dsw = 50ns , L> 10 ×103 × 50 ×10−9 = 50mH 0,1× 0,1 ∆I ≈ 10% : I (4.11) Nous avons donc besoin d’une inductance L de forte valeur avec une bande passante élevée. Une de nos premières études a donc été la faisabilité de telles inductances. Les possibilités que nous avons étudié pour stabiliser le courant durant la commutation sont : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 97 - Validation du modèle de diode - Inductance avec circuit magnétique : la valeur inductive est importante, mais la bande passante est réduite du fait de la capacité importante entre les conducteurs et le circuit magnétique, lui-même assez conducteur. - Inductance solénoïdale à air : la bande passante est importante, mais ce type d’inductance nécessite un grand volume pour obtenir une forte valeur inductive. - Inductance toroïdale à air : le rapport entre la bande passante et la valeur inductive est moins intéressante que pour l’inductance à air solénoïdale, sans doute parce que la capacité parasite est supérieure. Les lignes de champs sont bien canalisées ce qui permet des couplages moins importants avec le reste du circuit et l’environnement extérieur. - Composant à semiconducteur en régime de saturation : le niveau du courant est imprécis du fait de l’autoéchauffement du composant. La variation de tension entre l’état bloqué et conducteur de la diode entraîne une variation du courant du fait de la pente de la caractéristique statique du composant. Il est très difficile de modéliser correctement une bobine à air, puisque l’inductance et la capacité sont réparties tout au long du bobinage, et comporte un grand nombre de couplages. C’est pourquoi nous avons utilisé pour son dimensionnement des formules empiriques extrapolées de celles de H.A.Wheeler [WHEE-28] et de R.G.Medhurst [MEDH-47] qui font souvent référence. D et H correspondent respectivement au diamètre et à la longueur de la bobine. Equation de H.A.Wheeler : 2 ⎛D⎞ N2 ⎜ ⎟ ⎝2⎠ L= ⎛D⎞ 9 ⎜ ⎟ + 10 H ⎝2⎠ (4.12) L est exprimé en µH, D et H sont en pouces. Equation de R.G.Medhurst : H ⎛ ⎞ C = ⎜ 0, 0965 + 0,3408 ⎟ D D ⎝ ⎠ (4.13) C est en pF, D et H en cm. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 98 - Validation du modèle de diode Etant donné que l’inductance et la capacité sont définies en fonction de H et D, nous avons modifié les équations (4.12) et (4.13) afin de faire intervenir le rapport H sur D appelé ar. L= γ DN 2 1 + β ar (4.14) Avec γ = 2,19µH/m et β = 2,22. C = ζ (1 + α ar ) D (4.15) Avec ζ = 32 pF/m et α = 0,312. Expression de la bande passante en utilisant l’équation (4.10). FR = f 1 + β ar 1 + β ar = 0 1 + α ar DN 1 + α ar 1 2π DN γζ (4.16) Avec γζ = 7,01x10-17 s2/m2 et f0 = 19,01x106 m/s. La figure 4.9 représentant une inductance à air monocouche permet de définir l’expression (4.17), d et e correspondent au diamètre du conducteur nu et à l’espacement entre spire (isolant compris). d e D H Figure 4.9 : Représentation d’une inductance à air monocouche. L’expression du nombre de spires en fonction de la géométrie est donnée par : N= D.ar H = d +e d +e (4.17) La longueur du conducteur est définie par : THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 99 - Validation du modèle de diode LC = π ND = π N 2 ( d + e) ar (4.18) L’équation (4.17) implique : L= γ ar2 D 3 (1 + β ar )(d + e) 2 FR = f 0 ( d + e ) 1 + β ar ar D 2 1 + α ar (4.19) (4.20) Nous essayons par la suite de déterminer pour quelle valeur de ar on obtient la longueur minimum de conducteur. L’expression de LC doit prendre en compte l’inductance et la bande passante. A partir de l’équation (4.16) nous avons exprimé N en fonction de FR. N= 1 2π DFR γζ 1 + β ar 1 + α ar (4.21) L’équation (4.14) implique : D= L(1 + β ar ) γ N2 (4.22) Les équations (4.14) et (4.16) nous ont permis d’écrire une relation entre N, FR et L. N= 2π FR L γζ (1 + β ar ) 1 + α ar 1 + β ar γ (4.23) L’expression précédente de N est utilisée dans l’équation (4.18) pour obtenir la longueur du conducteur en fonction de ar ainsi que de FR et L : LC = 4π 3 FR2 L2 ζ ( d + e) (1 + α ar )(1 + β ar ) γ ar ⎞ ∂LC ⎛ 1 = ⎜ − 2 + αβ ⎟ ∂ar ⎝ ar ⎠ (4.24) (4.25) L’annulation de la dérivée de LC par rapport à ar, donne l’expression de ar pour LC optimale. aro = 1 γζ ≈ 1, 20156 THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium (4.26) - 100 - Validation du modèle de diode Cette valeur optimale de ar permet de minimiser la longueur du bobinage. Cette longueur minimale de conducteur signifie que l’on minimise les pertes joules et que l’on optimise la bande passante pour une valeur d’inductance donnée, puisque R.G.Medhurst a montré que la capacité parasite est proportionnelle à la longueur du conducteur. Pour cette valeur optimale de ar , des abaques (Annexe1) ont été créés afin de faciliter l’étude et surtout la réalisation d’inductance à air. Ils sont exprimés en fonction des principaux paramètres d’une bobine, tels que l’inductance et la fréquence de résonance. Tous font intervenir des grandeurs géométriques telles que le diamètre de la bobine, et celui du conducteur avec isolant. Pour les valeurs choisies D=2,8cm, H=3,41cm, d=0,025cm et e=0,033cm, les valeurs calculées à partir des équations (4.19) et (4.20) sont L=57µH et FR=19MHz. Les valeurs mesurées sont L=65µH et FR=30MHz, ce qui fait apparaître une importante erreur sur la valeur de la capacité parasite. Les équations (4.19) et (4.20) ont permis d’exprimer la valeur inductive en fonction de la fréquence de résonance pour différentes valeurs de diamètre de la bobine et pour le rapport H sur D optimal. A partir de ces équations et de l’abaque de la figure 4.10 nous constatons que l’accroissement des dimensions d’une bobine à air par l’intermédiaire de D, augmente la valeur inductive au détriment de la bande passante (Figure 4.10). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 101 - Validation du modèle de diode D=11,5cm D=1,15cm Figure 4.10 : Abaque simulé d’inductances à air solénoïdales monocouche, obtenu à partir des équations (4.19) et (4.20), avec D le paramètre variable de la courbe. Les inductances à air réalisées apparaissent sur le diagramme à titre de comparaison ( ar =1,20156, d+e=0,58mm) De nombreuses inductances à air ont été réalisées puis caractérisées, les plus performantes sont décrites ci-dessous. - Inductance solénoïdale : D=2,8cm, H=3,41cm, d+e=0,58mm, L=65µH et FR=30MHz. - Inductance solénoïdale : D=25cm, H= 28cm, d+e=1,5mm, L=3mH et FR=1,1MHz. - Inductance toroïdale : circonférence=28cm, diamètre d’une spire=1cm, L=5,2µH et FR=30MHz. Nous notons que pour les inductances à air solénoïdales de grande dimension, la bande passante observée est proche de celle calculée à partir du modèle. Cela confirme la difficulté de réaliser des inductances de forte valeur et de grande bande passante. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 102 - Validation du modèle de diode Il apparaît que pour des niveaux de tension élevés, la bobine à air est insuffisante en terme de valeur inductive, ou de bande passante, pour assurer la continuité du courant durant la commutation. Ce qui provoque d’importantes perturbations du courant de diode lors de la commutation. Il est alors difficile de différencier la contribution de la diode des perturbations résultantes de l’instabilité du courant IF (Figure 4.11). THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 103 - Validation du modèle de diode Figure 4.11 : Blocage de la diode PIN SiC dans la cellule de commutation inductive. (VR = 100V, IF = 100mA, T = 300K) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 104 - Validation du modèle de diode Un des buts principaux du circuit de caractérisation est sa confrontation facile avec un modèle. Le cas du circuit de commutation inductif était une impasse dans la mesure où la modélisation de tous les couplages inductifs et capacitifs était nécessaire mais extrêmement compliquée. En revanche nous avons eu l’idée de chercher un circuit dont l’élément qui contrôle l’état passant soit une résistance, car il est assez facile d’obtenir des résistances très peu inductives que l’on peut plaquer sur le circuit PCB ou SMI. 4.2 La cellule de commutation résistive La plupart des prototypes de diodes SiC ont un faible calibre en courant et un grand calibre en tension. Ces caractéristiques rendent nécessaire une inductance de forte valeur et de grande bande passante pour la caractérisation de diodes dans la cellule de commutation inductive. Cette inductance étant difficilement réalisable, nous avons choisi d’utiliser la CCR (Figure 4.12) qui n’utilise pas d’inductance de lissage du courant et qui fournit de bonnes mesures en commutation. Le circuit est réalisé sur SMI afin de réduire l’inductance parasite des pistes responsables de surtension au niveau des interrupteurs. Cette surtension étant nécessaire pour la caractérisation de la diode, une inductance à air LD a été ajoutée à proximité de la diode. Cette fois l’inductance à air doit avoir une grande bande passante mais elle est de valeur faible. MR VR CR D LD MI R CI VI Figure 4.12 : Cellule de commutation résistive MOSFET-diode. La valeur du courant à l’état passant de la diode est fixée par l’intermédiaire de la résistance. Cette résistance film (type radial série MPC) sur support céramique (Figure 4.13) est faiblement capacitive (1,95pF à 40MHz), peu inductive (1,57nH à 40MHz) et facilement modélisable. Elle possède une tenue en tension de 5kV et dissipe une puissance de 10W. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 105 - Validation du modèle de diode 1 3 4 2 5 6 1 : MOSFET MR 2 : MOSFET MI 3 : résistance 4 : inductance de maille LD 5 : diode sous test avec son support 6 : shunt de mesure du courant de diode Figure 4.13 : Vue de dessus du circuit de commutation sur charge résistive. Sur la figure 4.13 nous pouvons apercevoir le MOSFET MI situé du côté de la source de tension VI, il permet d’interrompre le courant circulant dans la résistance après le blocage de la diode. Ce qui a pour but de réduire la puissance dissipée par la résistance et les interrupteurs. Ces interrupteurs commandés de type MOSFET (2SK1317) sont identiques et possèdent une tenue en tension de 1500V pour un calibre en courant impulsionnel de 7A. Les signaux de commande sont représentés sur les chronogrammes de la figure 4.14. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 106 - Validation du modèle de diode Vcommande MI 15V t t2 Vcommande MR 15V 40µs t3 t5 t4 t IDIODE IF t1 76µs t6 t τD IRESISTANCE ICC TS=30ms IF t τM=12.5µs τM=12.5µs Figure 4.14 : Chronogramme de fonctionnement du circuit de commutation sur charge résistive. La figure 4.13 montre que durant un court intervalle de temps (2τM), les interrupteurs commandés conduisent simultanément. Les sources de tension se trouvent alors en série, soumettant ainsi la résistance à une tension et un courant importants. Les interrupteurs commandés et la résistance sont dimensionnés de la manière suivante, pour supporter le fonctionnement simultané des interrupteurs commandés soit de t2 à t3 et de t4 à t5. La tension maximale aux bornes de R vaut : U ma x = VR +VI (4.27) Le courant maximal traversant R est alors : I ma x = VR + VI R (4.28) Le rapport cyclique de la diode correspond à son temps de fonctionnement sur une période (Equation 4.1). Celui du fonctionnement spécifique du montage vaut : δ′ = 2τ M TS THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium (4.29) - 107 - Validation du modèle de diode La puissance dissipée par la résistance vaut : P= δ VI2 R + 2 δ ′Vmax R (4.30) Par exemple, en choisissant d’utiliser des interrupteurs rapides de type MOSFET (2SK1317) d’une tenue en tension de 1500V et d’un calibre en courant impulsionnel de 7A, la résistance de charge du circuit vaut : R= Vmax 1500 = = 214Ω I max 7 (4.31) La valeur normalisée de résistance qui s’en approche le plus est 200Ω. Cette valeur de résistance permet d’exploiter au mieux les performances de ces MOSFET. La tension inverse appliquée à la diode et le courant direct sont limités par la puissance que la résistance est capable de dissiper (Equation 4.30). Pour les valeurs des rapports cycliques précédemments calculés (δ=5x10-4 et δ’=8,33x10-4) et pour une résistance de 10W, il en résulte un large éventail de choix sur le couple [VR-IF] pouvant prendre des valeurs aussi extrêmes que [1480V-0,1A] ou [100V-5,5A]. Par exemple pour VR = 1480V et IF = 0,1A (VI = 20V car R = 200Ω), la puissance dissipée par la résistance vaut : P= 5 ×10−4 × 202 8,33 × 10−4 ×15002 + = 9,37W 200 200 (4.32) Nous avons reporté les paramètres technologiques de la diode PIN SiC extraits à partir des circuits DMTVCA et OCVD dans le modèle numérique complet DESSIS. Celui-ci permet de simuler les caractéristiques transitoires de l’ouverture d’une diode. Nous avons donc comparé ces résultats avec les caractéristiques obtenues à partir de l’expérience. La figure 4.15 montre une comparaison entre les signaux de tension et de courant de la diode PIN SiC, obtenues par la mesure et la simulation DESSIS dans le circuit CCR. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 108 - Validation du modèle de diode Figure 4.15 : Expérience et simulation DESSIS de la diode PIN SiC dans la cellule de commutation résistive. (VR = 200V, IF = 200mA, T = 300K) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 109 - Validation du modèle de diode La simulation du blocage de la diode PIN SiC caractérisée dans la CCR correspond de façon très satisfaisante à l’expérience. Ce bon accord entre simulation et mesure nous permet de valider la méthode d’extraction, le modèle de la diode, ainsi que les paramètres technologiques qui sont répertoriés dans le tableau 4.2. Paramètres technologiques Surface effective A Dopage de la base ND Largeur de la base WB Durée de vie ambipolaire τ Diode PIN SiC 1,2 mm2 7,68x1014 cm-3 46 µm 41 ns Tableau 4.2 : Paramètres technologiques la diode PIN SiC obtenus par identification après validation. La CCR est bien adapté à la caractérisation des diodes haute tension de faible courant qui constituent la majorité des prototypes de diodes SiC. Comme nous pouvons le constater sur la figure 4.16, la CCR s’applique aussi bien aux diodes Schottky SiC, dont le calibre en courant est très supérieur aux prototypes de diode bipolaire SiC. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 110 - Validation du modèle de diode Figure 4.16 : Blocage de la diode Schottky SiC (CSD10120) dans la cellule de commutation résistive. (VR = 300V, IF = 1A, T = 300K) 4.3 Conclusion Pour valider la technique d’extraction à partir des circuits DMTVCA et OCVD, ainsi que le modèle et les paramètres de la diode PIN SiC, nous avons utilisé la cellule de commutation résistive. Le circuit CCR fournit des courbes de tension et de courant beaucoup moins perturbées que la cellule de commutation inductive pour de fortes tensions et de faibles courants. Ceci permet d’exploiter plus facilement les relevés de formes d’ondes. Ce circuit est donc bien adapté à la caractérisation de diodes haute tension et faible courant qui constituent la majorité des prototypes de diode SiC. L’inconvénient du circuit CCR est qu’il est nécessaire de surdimensionner la résistance et les interrupteurs commandés pour supporter leur fonctionnement simultané. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 111 - Conclusion générale Conclusion générale Nous avons développé une procédure d’extraction des paramètres technologiques de diodes SiC haute tension. Cette technique est basée sur l’identification des paramètres du modèle de la diode, par comparaison des ondes de courant et de tension simulées et mesurées, au blocage dans les circuits de commutation. Pour effectuer des simulations suffisamment précises de la commutation de la diode, il est nécessaire de modéliser l’ensemble des composants de chaque circuit, tels que les semiconducteurs, les éléments passifs, le câblage et les sondes de mesure. Nous avons plus particulièrement travaillé sur le développement de circuits de commutation OCVD et DMTVCA permettant de découpler le paramètre τ des paramètres WB, ND et A, facilitant ainsi l’identification en réduisant le nombre de paramètres à extraire simultanément. La cellule de commutation résistive a été développée dans le cadre de cette thèse pour valider l’ensemble des paramètres dans un circuit de type hacheur, afin de se rapprocher des conditions de fonctionnement réel du composant. Ce circuit fournit des courbes de tension et de courant beaucoup moins perturbées que la cellule de commutation inductive pour de fortes tensions et de faibles courants. Ceci permet d’exploiter plus facilement les relevés de formes d’ondes, dans la mesure où la modélisation de tous les couplages inductifs et capacitifs de la cellule de commutation inductive était nécessaire mais extrêmement compliquée. L’inductance de lissage est à l’origine des perturbations du courant dans la cellule de commutation inductive. Il apparaît que pour des niveaux de tension élevés, la bobine à air est insuffisante en terme de valeur inductive, ou de bande passante, pour assurer la continuité du courant durant la commutation. Contrairement à la cellule de commutation inductive, la cellule de commutation résistive n’utilise pas d’inductance de lissage du courant. La valeur du courant de diode à l’état passant est fixée par l’intermédiaire d’une résistance film faiblement capacitive et facilement modélisable. La simulation du blocage de la diode bipolaire SiC caractérisée dans la cellule de commutation résistive correspond de façon très satisfaisante à l’expérience (Figure THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 112 - Conclusion générale 4.15). Ce bon accord entre simulation et mesure nous permet de valider la valeur des paramètres technologiques extraits à partir des circuits OCVD et DMTVCA (Tableau 4.2), ainsi que la procédure d’extraction. L’augmentation de la tenue en tension et du courant à l’état passant des diodes SiC se répercute sur le dimensionnement des éléments des circuits de commutation. La tension d’avalanche de nombreux prototypes de diodes SiC, dépasse largement le plus important calibre en tension d’un interrupteur commandé à semiconducteur en silicium. La mise en série de composants à semiconducteur commandés s’effectue au détriment de la rapidité de commutation, car les systèmes d’équilibrage dynamique ralentissent la commutation en augmentant la constante de temps du système. Pour éviter de recourir à la mise en série de MOSFET, il est possible d’utiliser un tube à vide de type thyratron comme interrupteur de forte puissance. Ils sont capables de fonctionner jusqu'à des courants de l'ordre de la dizaine de kiloampères, avec des tensions de plusieurs dizaines de kilovolts et un temps de commutation de l’ordre de la dizaine de nanoseconde [DUFO-06]. Un banc de test de recouvrement inverse de diodes SiC haute tension a été réalisé avec un thyratron de calibre 2000V-9A [NUTT-04]. Cela vérifie la faisabilité d’utiliser un tube à vide pour la caractérisation en commutation de diodes haute tension rapide. Une autre possibilité consiste à utiliser un interrupteur commandé de type JFET ou MOSFET SiC. Récemment un JFET SiC de calibre de 5kV-10A a été créé, des MOSFET et JFET SiC 10kV sont en cours de conception. Un interrupteur commandé semblable au JFET SiC a été comparé à un MOSFET en silicium (IRF820) dans un circuit de caractérisation en commutation d’une diode Schottky SiC (UPSC600) pour VR=250V et IF=0.2A [SPEE-03]. Cette étude a démontrée une plus grande rapidité de commutation du JFET SiC par rapport au MOSFET en silicium. La mesure des commutations rapides de composants SiC comme les diodes 5kV ou les nouvelles diodes 10kV du laboratoire, n’est pas envisageable avec des sondes de tension classique. Ceci nécessite une large bande passante (>175MHz) et une amplitude de tension supérieures aux sondes existantes dans le commerce. Pour caractériser en commutation ces composants, une possibilité à étudier consiste à utiliser la propriété de polarisation d’un cristal (niobate de lithium ou tellure de cadmium) sous champ électrique. La polarisation du faisceau émis par un laser au travers du cristal est THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 113 - Conclusion générale modifiée de façon linéaire par le champ électrique qui lui est appliqué. En étudiant la modification de l’intensité lumineuse émergeant de la sonde il est possible de connaître le champ électrique auquel il est soumis [PASS-03]-[CECE-99]. C’est toutefois une mesure difficile à mettre en œuvre et nous n’avons pas pu la tester. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 114 - Références bibliographiques Références bibliographiques [AMMO-00] K. AMMOUS, B. ALLARD, A. AMMOUS, H. 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Figure A.2 : abaque du diamètre de la bobine en fonction de l’inductance. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 120 - Annexe 1 Figure A.3 : abaque du diamètre de la bobine en fonction de la fréquence de résonance. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 121 - Annexe 2 Annexe 2 Modèle du câblage du circuit OCVD Shunt D R 3 4 5 2 E C K 1 Figure A.4 : circuit de commutation OCVD expérimental. Les capactités parasites des pistes sont situées entre les pistes et le plan de masse (relié à la masse du montage), pour cette raison il n’y a pas de capacité parasite pour les pistes reliées à la masse. Pistes L [nH] C [pF] R [mΩ] 5-5 45,3 35 19,95 5-4 0,05 5-3 23,16 5-2 0,29 5–1 0,03 4-4 2,8 70 1,16 4-3 0,11 4-2 2,31 4–1 0,17 3-3 62,49 70 11,53 3-2 2,54 3-1 2,84 2-2 19,38 2–1 2,48 1-1 7,31 2,01 140 1,32 Tableau A.1 : impédance de câblage du circuit OCVD. (valeurs calculés pour f = 1MHz) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 122 - Annexe 3 Annexe 3 Modèle du câblage du circuit DMTVCA R Shunt D 3 E L 2 C 4 5 M 1 Figure A.5 : circuit de commutation DMTVCA expérimental. La très grande valeur de l’inductance L nous permet de négliger les inductances parasites des pistes. Nous avons aussi négligé la résistance des pistes par rapport à la valeur des résistances du montage (shunt = 1Ω et R = 10kΩ). Les capactités parasites des pistes sont situées entre les pistes et le plan de masse (relié à la masse du montage), pour cette raison il n’y a pas de capacité parasite pour les pistes reliées à la masse. Pistes C [pF] 5 1,3828 4 1,3828 3 4,8675 2 4,8675 1 11,616 Tableau A.2 : capacité parasite de câblage du circuit DMTVCA. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 123 - Annexe 4 Annexe 4 Modèle du câblage du circuit CCR 9 MR 8 R MI 7 6 1 D VR CR 5 10 2 L 4 CI shunt VI 3 Figure A.6 : circuit CCR expérimental. Les capactités parasites des pistes sont situées entre les pistes et le plan de masse (relié à la masse du montage), pour cette raison il n’y a pas de capacité parasite pour les pistes reliées à la masse. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 124 - Annexe 4 Pistes L [nH] C [pF] R [mΩ] 10 – 10 2,262 15,75 1,225 10 – 9 0,039 10 - 8 0,088 10 - 7 0,019 10 – 6 0,443 10 - 5 0,428 10 – 4 0,045 10 – 3 0,503 10 – 2 0,046 10 – 1 0,851 9–9 3,121 25,2 1,309 9–8 0,192 9-7 0,910 9–6 0,372 9–5 0,577 9–4 0,375 9–3 1,093 9–2 0,399 9–1 1,489 8–8 6,087 133,35 1,766 8–7 0,001 8–6 0,609 8–5 1,894 8–4 0,420 8–3 1,580 8–2 0,017 8–1 2,744 7–7 6,865 90,3 1,761 7–6 0,855 7–5 0,169 7–4 0,458 7–3 0,863 THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 125 - Annexe 4 7–2 0,989 7–1 0,751 6–6 47,979 6–5 26,613 6–4 0,755 6–3 4,525 6–2 0,526 6–1 5,260 5–5 47,785 5–4 0,905 5–3 4,197 5–2 0,153 5–1 5,434 4–4 3,241 4–3 0,127 4–2 0,479 4–1 1,173 3–3 10,696 3–2 0,137 3–1 6,443 2–2 5,498 2–1 0,409 1–1 15,718 Même piste que 8–8 5,889 78,4 5,711 25,2 1,246 1,542 100,8 1,688 612,15 2,36 Tableau A.3 : impédance de câblage du circuit CCR. (valeurs calculés pour f = 1MHz) THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 126 - Annexe 5 Annexe 5 Bande passante et temps de montée d’un signal Dans le domaine fréquentiel la fonction de transfert d’un composant linéaire invariant dans le temps (LTI) s’écrit: H ( w) = M ( w)e jφ ( w) (A.1) Avec M( w ) le module (ou gain) , w la pulsation et φ ( w) la phase. Si le composant possède une réponse impulsionnelle Gaussienne normalisée donnée par : ⎛ −t 2 ⎞ ⎜⎜ ⎟ 2 ⎟ 1 h(t ) = e ⎝ 2σ ⎠ σ 2π (A.2) −∞ ≤ t ≤ ∞ et σ l’écart type de la fonction. Lorsqu’on soumet ce composant à une fonction échelon en entrée, le temps de montée en sortie vaut [BROW-92]: tm = σ ( ln 0,9 − ln 0,1) = σ ln 9 (A.3) Le module de la transformée de Fourier de la réponse impulsionnelle (Equation A.2) est : M ( w) = e ⎛ − w2σ 2 ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ ⎝ 2 ⎠ (A.4) 0≤w≤∞ En associant plusieurs composants avec cette même réponse Gaussienne pour former un système, le module de la fonction de transfert de l’ensemble et la réponse impulsionnelle sont donnés par : M ( w) = e ⎛ − w2σ12 ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ ⎝ 2 ⎠ e ⎛ − w2σ 22 ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ ⎝ 2 ⎠ e ⎛ − w2σ 32 ⎞ ⎜⎜ 2 ⎟⎟ ⎝ ⎠ THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium ... (A.5) - 127 - Annexe 5 M ( w) = e ⎛ − w (σ12 +σ 22 +σ 32 +...) ⎞ ⎜⎜ ⎟⎟ 2 ⎝ ⎠ 0≤w≤∞ et h(t ) = 1 2π (σ + σ + σ + ...) 2 1 2 2 2 3 e ⎛ ⎞ −t 2 ⎜⎜ ⎟⎟ 2 2 2 ⎝ 2(σ1 +σ 2 +σ 3 +...) ⎠ (A.6) −∞ ≤ t ≤ ∞ L’écart type de ce système vaut : 2 σ sys = σ 12 + σ 22 + σ 32 + ... (A.7) En utilisant les équations (A.3) et (A.7) nous pouvons définir le temps de montée du système à partir de celui de chacun des composants. 2 tsys = t12 + t22 + t32 (A.8) Cette relation peut être utilisée pour connaître la valeur du temps de montée résultant de l’association d’une sonde et d’un système du premier ordre [FARJ-93]. Calculons le temps de montée tm d’un système du premier ordre représentable par un circuit RC (Figure A.5). S 0,9 E R E C S 0,1 E t tm Figure A.7 : temps de montée tm d’un circuit RC. Pour un signal échelon d’amplitude E en entrée, le signal de sortie vaut : −t ⎛ ⎞ S (t ) = E ⎜1 − e τ ⎟ ⎝ ⎠ (A.9) Où τ = RC est la constante de temps du système. THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium - 128 - Annexe 5 En conséquence le temps de montée du signal de sortie (entre 10% et 90% de E) s’exprime par : tm = τ ln 9 ≈ 2, 2τ (A.10) La fonction de transfert du condensateur de ce circuit s’écrit : H ( p) = S ( p) 1 = E ( p) 1 + pRC (A.11) Avec p la variable de Laplace. Dans le domaine fréquentiel, l’atténuation de 3dB du filtre RC est atteinte pour une fréquence couramment appelé bande passante (BP) ou fréquence de coupure (FC). Elle est définie de la manière suivante : FC = 1 2π RC (A.12) Il est ainsi possible de déduire une relation entre la fréquence de coupure d’un instrument et le temps de montée du signal d’entrée [TEK-a]. tm ≈ 0,35 FC THESE - Damien Risaletto Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium (A.13) - 129 - FOLIO ADMINISTRATIF THESE SOUTENUE DEVANT L'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON NOM : RISALETTO (avec précision du nom de jeune fille, le cas échéant) DATE de SOUTENANCE : 14 mai 2007 Prénoms : Damien TITRE : Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium NATURE : Doctorat Numéro d’ordre : 2007-ISAL-0026 Ecole doctorale : EEA Spécialité : Dispositifs de l’électrique intégrée Code B.I.U. – Lyon : T 50/210/19 / et bis CLASSE : RESUME : Les systèmes intégrés de puissance sont de plus en plus utilisés. Cette technologie rend coûteux le prototypage itératif, c’est pourquoi il est nécessaire de recourir à la simulation des convertisseurs. Pour cela il est nécessaire de modéliser les composants du système. Dans le cadre du GdR « Intégration des Systèmes de Puissance à 3 Dimensions », le laboratoire AMPERE a réalisé des diodes PIN en SiC de calibre 4,8kV. La caractérisation statique et en commutation de ces diodes permet de connaître leurs performances et extraire les paramètres technologiques utilisés dans leur modèle : WB, ND, τ et A. La caractérisation électrique utilise des circuits de commutation adaptés aux performances exceptionnelles des diodes SiC (haute tension, rapide). Le dimensionnement et la modélisation des circuits, ainsi que l’extraction des paramètres sont développés dans la thèse. La validation des paramètres est effectuée dans un circuit original, un circuit de commutation résistive, spécialement développé pour ce type de diodes. Les mesures et les simulations sont suffisamment proches pour valider la procédure de caractérisation et le modèle de la diode. Avec l’obtention du modèle de la diode SiC, il devient possible de simuler son fonctionnement dans un convertisseur. MOTS CLES : Electronique de puissance, conception de convertisseur, composants haute tension, caractérisation électrique, modélisation de composant, extraction de paramètres Laboratoire(s) de recherches : AMPERE Directeur de thèse : Hervé MOREL (AMPERE-Lyon) Christophe RAYNAUD (AMPERE-Lyon) Composition du jury : Jean-Christophe CREBIER (G2Elab-Grenoble) Stéphane RAEL (GREEN-Nancy) Thierry LEBEY (LAPLACE-Toulouse) Jean-Luc SCHANEN (G2Elab-Grenoble)
