Transmission de données par Courants Porteurs en Ligne sur un

UNIVERSITÉ DE NANTES
Ecole polytechnique de l’université de Nantes
_____
ÉCOLE DOCTORALE
SCIENCES ET TECHNOLOGIES DE L’INFORMATION
ET MATHEMATIQUES
N° attribué par la bibliothèque
Année 2010
Transmission de données
par Courants Porteurs en Ligne
sur un réseau Modulé en Largeur d'Impulsion
___________
THÈSE DE DOCTORAT
Discipline : Electronique
Spécialité : Génie Electrique
Présentée
et soutenue publiquement par
Marc-Anthony MANNAH
le 24 septembre 2010, devant le jury ci-dessous
Président
Rapporteurs
Examinateurs
Bernard MULTON, Professeur, ENS Cachan, SATIE, Bruz
Philippe LADOUX, Professeur, Laplace, INP ENSEEIHT, Université Toulouse
Fabienne NOUVEL-UZEL, Maître de Conférences/HDR, IETR, INSA Rennes
Christophe BATARD, Maître de Conférences, IREENA, IUT Nantes
Nicolas GINOT, Maître de Conférences, IREENA, IUT Nantes
Mohamed MACHMOUM, Professeur, IREENA, Polytech’Nantes
Directeur de thèse : Mohamed MACHMOUM
Encadrants : Christophe BATARD, Nicolas GINOT
Laboratoire IREENA EA1770
ED 503-094
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
1
TABLE DE MATIERES
Remerciements ..........................................................................5
Avant propos ..............................................................................7
Liste des sigles et symboles utilisés ........................................11
Chap 1 Technologie des Courants Porteurs en Ligne .............13
1.
2.
2.1.
2.2.
2.3.
3.
3.1.
3.2.
3.3.
4.
4.1.
4.2.
4.3.
5.
5.1.
5.2.
6.
Aperçu historique................................................................................................... 13
Les CPL comme moyen de télécommunication .................................................... 15
Principe de fonctionnement et caractéristiques ..................................................... 15
Applications et débits nécessaires ......................................................................... 17
Cadre normatif et standards ................................................................................... 17
Canal d’énergie et de communication ................................................................... 18
Canal de communication à topologie variable....................................................... 18
Canal d’énergie et bruit associé............................................................................. 19
Les paramètres essentiels d’une ligne de transmission.......................................... 21
Transmission et couplage des données par courants porteurs ............................... 25
Généralités sur les modulations QAM et multi porteuses ..................................... 25
Modulation multi-porteuse OFDM........................................................................ 29
Couplage du signal CPL au réseau électrique ....................................................... 32
Perspectives d’application des CPL ...................................................................... 33
Les applications embarquées ................................................................................. 33
Les applications industrielles................................................................................. 34
Conclusion ............................................................................................................. 35
Chap 2 Exploitation et analyse d’un modem CPL domestique
sur un réseau MLI ......................................................37
1.
2.
3.
3.1.
3.2.
3.3.
3.4.
Introduction............................................................................................................ 37
Positionnement du problème ................................................................................. 38
Onduleur de puissance........................................................................................... 40
Principe de fonctionnement ................................................................................... 40
Analyse de la commutation ................................................................................... 42
Influence du courant de phase sur la commutation ............................................... 43
Spectre du signal MLI en sortie de l’onduleur ...................................................... 48
M. A. Mannah
2
4.
Mise en œuvre d’un modem CPL domestique sur un réseau MLI ........................ 50
4.1. Caractéristiques du signal en sortie des modems CPL .......................................... 51
4.2. Communication sur un réseau MLI ....................................................................... 52
4.2.1.
Essais avec onduleur hors tension sans découpage ...................................... 53
4.2.2.
Essai avec onduleur sous tension et avec découpage ................................... 55
4.2.3.
Limites de Fonctionnement .......................................................................... 56
4.3. Conclusion ............................................................................................................. 57
5.
Hypothèses des causes de disfonctionnement ....................................................... 58
5.1. Interface de couplage............................................................................................. 58
5.2. Comportement du coupleur sur un réseau MLI..................................................... 59
5.2.1.
Comportement théorique .............................................................................. 59
5.2.2.
Validation expérimentale.............................................................................. 62
6.
Filtrage du réseau MLI .......................................................................................... 64
6.1. Structure du filtre MLI........................................................................................... 64
6.2. Mesures avec du réseau MLI................................................................................. 66
6.3. Amélioration et contraintes.................................................................................... 67
7.
Conclusion ............................................................................................................. 67
Chap 3 Etude d’un coupleur CPL pour réseaux MLI................69
1.
Cahier des Charges ................................................................................................ 69
1.1. Synoptique général des coupleurs ......................................................................... 69
1.1.1.
Le transmetteur ............................................................................................. 70
1.1.2.
Le récepteur .................................................................................................. 71
1.2. Discussion sur l’architecture électronique des Coupleurs ..................................... 71
1.2.1.
Filtrage passe bande...................................................................................... 72
1.2.2.
Isolation galvanique...................................................................................... 74
1.2.3.
Amplification................................................................................................ 75
2.
Outils de modélisation : intérêts du formalisme des paramètres de répartition..... 75
2.1. La méthode de chaînes........................................................................................... 76
2.2. La méthode de répartition...................................................................................... 77
2.2.1.
Principe des paramètres S............................................................................. 77
2.2.2.
Interprétation des paramètres S .................................................................... 79
2.3. Conclusion ............................................................................................................. 81
3.
Caractérisation et implémentation du ‘Transmetteur’ et du ‘Récepteur’ ............. 82
3.1. Filtrage passe bande et isolation galvanique ......................................................... 82
3.2. Amplification......................................................................................................... 88
3.3. Caractéristiques du transmetteur............................................................................ 91
3.4. Caractéristiques du récepteur................................................................................. 92
4.
Caractérisation de la chaîne complète ................................................................... 93
4.1. Caractérisation du câble de puissance ................................................................... 94
4.2. Canal de transmission sans perturbation ............................................................... 97
5.
Conclusion ........................................................................................................... 100
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
3
Chap 4 Validation de la transmission de données sur un réseau
MLI ...........................................................................101
1.
Caractérisation de l’information à transmettre .................................................... 101
1.1. Estimation des débits pour un asservissement de position ou de vitesse ............ 102
1.1.1.
Différentes technologies rencontrées.......................................................... 102
1.1.2.
Débit nécessaire pour une information de position .................................... 104
1.1.3.
Synthèse...................................................................................................... 105
1.2. Choix d’une modulation appropriée .................................................................... 106
1.3. Technique de modulation QPSK ......................................................................... 108
1.3.1.
Principe de la modulation ........................................................................... 108
1.3.2.
Principe de la démodulation ....................................................................... 111
2.
Génération et transmission des données .............................................................. 111
2.1. Génération du train binaire .................................................................................. 111
2.2. Modulateur QPSK ............................................................................................... 112
2.3. Démodulateur QPSK ........................................................................................... 114
2.4. Ensemble modulateur démodulateur ................................................................... 115
3.
Validation de la communication.......................................................................... 117
3.1. Transmission de données sous VDC = 0 V ........................................................... 119
3.2. Transmission de données sous VDC = 325 V ....................................................... 120
3.3. Conclusion ........................................................................................................... 121
4.
Transmission de données à puissance réduite : Optimisation du niveau............. 122
5.
Conclusion générale............................................................................................. 126
Conclusions et Perspectives ..................................................127
Annexe 1 : ..............................................................................131
Annexe 2 : ..............................................................................135
Annexe 3 : ..............................................................................137
Bibliographie...........................................................................139
4
M. A. Mannah
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
5
Remerciements
Je suis très sensible à l’honneur que me font les membres du jury de ma thèse. Je tiens en
particulier à remercier Monsieur Bernard MULTON d’avoir accepté de présider ma
soutenance de thèse. Un grand Merci aux membres rapporteurs Madame Fabienne NOUVELUZEL et Monsieur Philippe LADOUX d’avoir accepté de rapporter et d’évaluer mon travail
de thèse.
Mes remerciements sincères à mon directeur de thèse Monsieur Mohamed MACHMOUM
pour tous ses conseils et remarques pertinentes tout au long de ces trois années. Ma cordiale
reconnaissance à mes deux encadrants, Messieurs Christophe BATARD et Nicolas GINOT,
qui ne m’ont pas seulement confié ce travail mais aussi, par un encadrement exceptionnel,
m’ont « scientifiquement adopté ». Merci pour votre soutien indéniable, vos précieux
conseils, votre support professionnel et fraternel et de m’avoir guidé dans mes premiers pas
dans le monde de la recherche.
Un grand Merci à toutes les personnes du laboratoire IREENA ainsi que tous les personnels
du site de la Chantrerie. C’est à vous que j’adresse toute ma reconnaissance pour votre
disponibilité, soutien et les bons moments passés en votre compagnie :
-
Sandrine, Christine, Stéphanie, vous étiez toujours disponibles pour m’aider dans mes
papiers, à travers toutes les difficultés que j’ai rencontrées et vous aviez toujours des
réponses et des conseils pour mes différentes questions et soucis.
-
Professeurs Joseph Saillard, Serge Toutain, Yide Wang, je vous remercie de m’avoir
accepté au sein de votre Laboratoire IREENA et pour votre accueil chaleureux ce qui
m’a donné la chance d’entrer dans le monde de la recherche. J’espère avoir été à la
hauteur de vos attentes.
-
Marc, Guillaume, Nicole, Christophe Bourlier, Yannick, Nicolas, Yann, Anne, Bruno
Froppier et tous les collègues, je vous remercie pour l’ambiance conviviale créée tout
au long de ces trois années. Les pauses café et les bons moments passés ensemble vont
me manquer.
-
Christophe Millet, Bruno Feuvrie et Fréderic Poitiers, vous étiez toujours là pour
m’aider que ce soit au niveau de mes travaux expérimentaux ou au niveau de mes
enseignements. Un grand Merci du fond du cœur pour tous vos conseils et réponses à
mes innombrables interrogations.
M. A. Mannah
6
-
Atef, Ahmad, Siamak, Charles, Haitao, Anthony, Ali et tous mes collègues doctorants,
vous êtes beaucoup plus que des amis, vos innombrables gestes ont fait de moi une
personne bien aimée, ce qui a fait toute la différence… Je n’oublierai jamais les bons
moments partagés ensemble. Vous étiez à mes cotés aussi bien pour le meilleur que
pour le pire.
Un grand merci à toutes les personnes de passage au laboratoire IREENA (Sites Chantrerie et
Saint Nazaire), aux personnels de l’Université de Nantes et de l’IUT de Nantes. Vous étiez
comme une famille pour moi, vous m’avez chaleureusement soutenu et accueilli tant à
Nantes, que dans votre coeur.
Je n’oublierai pas de m’adresser à mes deux chers colocataires - que je nommerai plutôt des
frères, Salim et Joe - pour tout ce que vous m’avez fait, en particulier de m’avoir supporté
pendant plus de deux ans. Je sais bien que ce n’est pas si facile que ça !! Merci pour votre
support, pour la motivation que vous m’avez apportée, pour le soutien, pour l’aide et pour les
bons moments partagés.
Mes amis Libano-Nantais. Sans vous cela aurait été beaucoup plus difficile. Merci de m’avoir
soutenu et supporté dans les situations difficiles. Vous étiez comme des frères et des sœurs. Je
vous n’oublierai jamais. Vous m’avez fait éviter le « home sickness » en m’apportant, chacun
à sa façon, un soutien familial dont j’ai quotidiennement profité pour me sentir comme chez
moi. Où que l’avenir me mène, vous serez toujours gravé dans mon coeur et ma mémoire.
Enfin et encore, mes plus grands remerciements s’adressent à mes parents sans qui, je ne serai
pas là, mais surtout sans qui, je ne serai pas moi. Merci de m’avoir toujours épaulé dans mes
choix et de m’avoir poussé vers un travail passionnant. C’est vous qui, par le fruit de votre
confiance et amour, avez fait de moi ce que je suis et ce que je serai... A vous mes parents, je
dédierai tout mon travail en espérant que cela pourra compenser un peu, mon absence.
Pour toutes ces raisons, et parce que je vous aime moi aussi à ma façon, de l’amour que
vous m’avez appris à vivre et pratiquer, je tiens à vous remercier authentiquement et
généreusement, à la libanaise : CHOUKRAN JAZILAN !
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
7
Avant propos
Contexte général et motivations
Avec la libéralisation des marchés de l’électricité et des télécommunications, de nouveaux
acteurs sont apparus apportant des services novateurs. Dans le secteur des
télécommunications, l’offre d’accès à Internet à hauts débits, avec un minimum d’installation,
peut aider à conquérir de nouveaux clients.
La transmission de données par Courants Porteurs en Ligne (CPL) est très prometteuse parce
qu’elle utilise le réseau électrique comme support physique de transmission, et ce « réseau »
est actuellement le plus développé dans l’habitat. Le principe du CPL consiste à superposer au
signal électrique de fréquence 50-60 Hz un autre signal à plus haute fréquence (HF) et de
faible énergie (dans la bande 1-30 MHz). Très facile à installer, cette technologie permet
d’étendre la couverture Internet à des régions mal desservies par les autres technologies ou
dans toutes les pièces d’une habitation. En effet, les CPL ne nécessitent aucun câblage
supplémentaire puisque la plupart des infrastructures résidentielles ou industrielles possèdent
un vaste réseau électrique. Cela procure l’énorme avantage, d’une part de ne pas devoir
implanter un nouveau câblage et, d’autre part d’offrir une grande souplesse d’utilisation,
puisque les systèmes électroniques qui y sont connectés impliquent de toute façon, dans la
quasi-totalité des cas, une alimentation en énergie fournie par le secteur.
Ces dernières années, les travaux relatifs à l’accès à internet haut débit à travers les
installations électriques ont connu une réelle explosion. De nombreux travaux se sont
intéressés à l’étude et la caractérisation des réseaux électriques basse tension qui sont
généralement non conçus pour la transmission de données hautes fréquences. D’autres
travaux ont mis en relief la nature des différents bruits présents dans ces canaux ainsi que
leurs origines. Le caractère hostile des réseaux électriques pour la communication a suscité
aussi de nombreuses recherches sur les techniques de transmission. Un consortium industriel
‘HomePlug PowerLine Alliance’ s’est formé dans le but de créer un standard industriel qui
préconise les conditions générales de l’utilisation de cette technologie dans la bande de
fréquence [1,6 MHz - 30 MHz] sur les réseaux électriques basses tensions. Toutefois, comme
toute nouvelle technologie, la technologie CPL n’est pas encore normalisée au niveau
international. Les seuls points qui doivent être respectés actuellement portent sur la
compatibilité électromagnétique et sur la sécurité électrique.
Un nouveau domaine d’application de cette technologie concerne les tâches de diagnostic et
de commande d’ensemble « pré actionneur - actionneur » en milieu industriel. En effet, la
commande et le diagnostic de machines électriques nécessitent des échanges d’informations
M. A. Mannah
8
entre les capteurs et les organes d’élaboration des consignes de commande et de traitement
des signaux. Les capteurs (de position, de vitesse ou de vibration ...) sont généralement
installés près des machines alors que les informations qu’ils envoient sont traitées par des
variateurs ou des ordinateurs situés à plusieurs dizaines ou centaines de mètres. Actuellement,
ces informations sont souvent acheminées par des câbles blindés dédiés aux communications.
L’installation de ces câbles est coûteuse et encombrante.
Le travail présenté dans ce mémoire porte sur l’exploitation de la technologie CPL dans les
réseaux MLI (résaux à Modulation par Largeur d’Impulsions). L’objectif de cette étude est de
montrer la faisabilité de la communication en mettant en relief les difficultés rencontrées au
sein d’un ensemble « convertisseur – machine » et de proposer un nouveau modem CPL
adapté à ces applications.
Ce travail de thèse est effectué au sein du laboratoire IREENA ‘Institut de Recherche en
Electronique et Electrotechnique de Nantes Atlantique’. Il s’inscrit dans le cadre du
rapprochement des activités développées entre les pôles de compétences ‘STIC’ et ‘Energie’
et contribue au transfert de connaissance entre les équipes de deux domaines bien distincts : la
‘Communication’ et les ‘Courants Forts’. Ainsi, ces travaux se situent à la frontière de deux
domaines, ce qui en fait toute l’originalité.
Organisation du travail
Le contenu de cette thèse se décompose en quatre chapitres, une conclusion générale et deux
annexes.
Le premier chapitre présente l’état de l’art de la technologie Courants Porteurs en Ligne.
Après un bref aperçu historique de l’évolution de cette technologie, le principe de
fonctionnement des CPL est décrit. Les différentes caractéristiques des CPL et de
l’environnement sont d’abord mises en relief. Ensuite, les caractéristiques et les propriétés des
lignes électriques ainsi que les différents bruits que l’on peut rencontrer sont abordées. La
technique de modulation OFDM la plus utilisée dans les modems CPL ainsi que les
différentes méthodes de couplage du signal sur le réseau sont analysées. Le chapitre se
termine par une présentation des différentes applications envisageables pour cette technologie,
en particulier en milieu industriel.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
9
Le deuxième chapitre met l’accent sur l’utilisation de la technologie CPL domestique dans le
cadre d’une association convertisseur machine. L’onduleur de puissance, considéré comme
étant la principale source de bruits dans le canal de communication, est étudié et la
communication via CPL est testée dans cet environnement. Nous montrons que le
fonctionnement de la technologie CPL conçue pour les applications domestiques est limité
dans le cas des réseaux à Modulation de Largeur d’Impulsions (MLI). Les causes de
disfonctionnement sont mises en exergue et une première solution consistant à utiliser un
filtre passe bas en sortie de l’onduleur est proposée. Les avantages et inconvénients de cette
solution sont présentés.
Le troisième chapitre est consacré au développement de nouveaux coupleurs CPL pour
réseaux MLI et à la validation de leur bon fonctionnement. Tout d’abord, le cahier de charge
est posé en fonction des besoins de l’application. Les caractéristiques fréquentielles et le gain
des coupleurs sont précisés. Le synoptique du banc d’essai et du modem CPL pour réseaux
MLI sont ensuite déduit. Un rappel sur la théorie des lignes permettant la modélisation en
hautes fréquences du canal nous permet de choisir la technique de mesure la plus appropriée.
Deux coupleurs de transmission et de réception sont ensuite réalisés, testés et validés. La
chaîne de transmission comportant les deux coupleurs et le canal de transmission est analysée
en détail et son gain total est discuté. Le bon fonctionnement de l’ensemble est ensuite validé.
Le dernier chapitre aborde la performance des coupleurs développés sur le réseau MLI en
utilisant une modulation de type QPSK. La faisabilité de la communication à l’aide de ces
coupleurs CPL est évaluée en fonction du niveau de tension sur du bus continu de l’onduleur
et du niveau relatif de la puissance d’émission de l’information. Ces investigations sont
réalisées et validés au sein d’un ensemble convertisseur machine distant de 10 m et 50 m.
Une conclusion générale de ces travaux ainsi que les perspectives sont présentées à la fin de
ce mémoire.
M. A. Mannah
10
Contribution scientifique
Ce travail de thèse a fait l’objet de plusieurs publications et communications :
Revues internationales
-
Mannah M. A., Batard C., Ginot N., Machmoum M., “Investigations on Power Line
Communication Technology for Motor Drive Application”, International Revue of
Electrical Engineering” IREE, Avril 2010.
-
Ginot N., Mannah M. A., Batard C., Machmoum M., “Application of Power Line
Communication for Data Transmission over PWM Network”, IEEE Smart Grid,
Septembre 2010.
-
Batard C., Ginot N., Mannah M. A., Machmoum M., “Power Line Communication
Technology over a PWM Network”, European Journal of Electrical Engineering”
EJEE, accepté à paraître Février 2010.
Conférences internationales
-
Mannah M. A., Ginot N., Batard C., Machmoum M., “Data Transfer through the
Motor Feeder Cable in an Industrial Application”, Applied Power Electronics
Conference APEC 09, Washington USA, Feb 2009, p. 1667-1672.
-
Mannah M. A., Batard C., Ginot N., Machmoum M., “Power Line Communication
over Feeder Cables in an Industrial Application”, International Symposium of Power
Line Communication ISPLC 09, Germany, March 2009, p. 255-260.
-
Mannah M. A., Batard C., Ginot N., Machmoum M., “Characterization of a new PLC
modem for an industrial application”, European Power Electronics EPE 09 conference,
Spain, September 2009, p. 1-9.
Conférence nationale
-
Ginot N., Batard C., Mannah M. A., Machmoum M., “ Transmission de données sur
un réseau MLI”, Electronique de Puissance de Futur EPF 10, Saint Nazaire, Juin 2010.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
Liste des sigles et symboles utilisés
CPL
CFS
RCS
PLCA
PLC-J
PLC
PLT
PPC
CENELEC
OFDM
CEM
CDMA
R
L
C
G
Zc
γ
α
β
υp
ΓR
ROS
Bi
Tb
Ts
QAM
PSK
MCM
COFDM
DS-SS
FFT
IFFT
ASK
FSK
DSL
Courants Porteurs en Ligne
Carrier Frequency Systems
Ripple Carrier Signaling
Power Line Communication Association
Power Line Communication Japan
Power Line Communication
Power Line Telecommunication
Power Plus Communications
Comité Européen de Normalisation Electrotechnique
Orthogonal Frequency Division Multiplexing
Compatibilité Electromagnétique
Code Division Multiple Access
Résistance linéique
Inductance linéique
Capacité linéique
Conductance linéique
Impédance caractéristique
Constante de propagation
Coefficient d’atténuation
Coefficient de propagation
Vitesse de propagation
Taux de réflexion
Rapport d’Onde Stationnaire
Bit numéro ‘i’
Période d’un bit
Période d’un symbole
Quadrature Amplitude Modulation
Phase Shift Keying
Multi Carrier Modulation
Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing
Direct Sequence Spread Spectrum
Fast Fourier Transform
Inverse Fast Fourier Transform
Amplitude Shift Keying
Frequency Shift Keying
Digital Subscriber Line
11
M. A. Mannah
12
ADSL
IHM
MLI
BT
IGBT
MOSFET
Fbi (i=1, 2, 3)
vmi(i=1, 2, 3)
Vm
fm
Tm
vd
Vd
fd
Td
Fi (i=1, …, 6)
Ki (i=1, …, 6)
tmort
Ti (i=1, …, 6)
Di (i=1, …, 6)
iL
vL
VDC
tm
td
vge
a
SNR
BF
ωc
ζ
Vi(i=1, 2)
Ii(i=1, 2)
[Ti]
S
sij
|ai(i=1, 2)|2
|bi(i=1, 2)|2
L
IL
QPSK
OBW
Asymmetric Digital Subscriber Line
Interface Homme Machine
Modulation par Largeur d’Impulsion
Basse Tension
Insulated Gate Bipolar Transistor
Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
Ordre de commande du bras d’onduleur numéro ‘i’
Signal modulant numéro ‘i’
Amplitude du signal modulant
Fréquence du signal modulant
Période du signal modulant
Signal de découpage
Amplitude du signal de découpage
Fréquence du signal de découpage
Période du signal de découpage
Ordre de commande de l’interrupteur numéro ‘i’
Cellule de commutation numéro ‘i’
temps mort
Transistor de la cellule numéro ‘i’
Diode de la cellule numéro ‘i’
Courant de phase
Tension au borne d’une phase
Tension du bus continu de l’onduleur
Temps de montée
Temps de descente
Tension de grille
Rapport cyclique
Signal Noise Ratio
Basse Fréquence
Pulsation propre
Amortissement
Tension aux bornes du port numéro ‘i’
Courant du port numéro ‘i’
Matrice de transmission numéro ‘i’
Matrice de répartition S
Paramètres de la matrice S
Puissance incidente au port numéro ‘i’
Puissance réfléchie au port numéro ‘i’
Pertes dans le quadripôle
Pertes d’insertion
Quadrature Phase Shift Keying
Occupied Band Width
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
13
Chap 1 Technologie des Courants Porteurs en Ligne
1. Aperçu historique
La technologie CPL a été introduite pour la première fois en 1920, date à laquelle ont été
déposés les premiers brevets sur la transmission de données sur des lignes à hautes tensions
[BRO99], [HAN00] et [HAN03]. Néanmoins, plusieurs essais et expériences ont été effectués
avant cette date par Joseph Routin en 1897 et Chester Thoradson en 1905 qui ont essayé
d’envoyer des signaux électriques pour le contrôle et l’acquisition de données.
En 1920, l’utilisation de systèmes à fréquences porteuses ‘Carrier Frequency Systems’ (CFS)
sur des lignes haute tension a permis de transmettre des consignes de commande et de faire du
monitoring. La fréquence des porteuses était comprise entre 15 et 500 kHz. Une puissance
émise de 10 W était souvent suffisante pour couvrir des distances de plus de 500 km. Ces
lignes à hautes tensions se révélaient être de bons canaux de transmission à ces fréquences
[DOS97], [DOS01].
A partir de 1930, la technologie ‘Ripple Carrier Signaling’ (RCS) utilisa les réseaux basses
tensions et moyennes tensions pour la commande des systèmes. Elle consiste à superposer à la
tension d’exploitation un signal basse fréquence (125 Hz – 3 kHz) modulé en amplitude.
Néanmoins, cette technologie présente des inconvénients : le débit binaire est faible (40 bits/s)
et la puissance nécessaire au transport de l’information doit être très élevée pour éviter les
grandes atténuations dues aux désadaptations d’impédances [DOS97], [ABR+92]. En outre,
le coût élevé des émetteurs de RCS a impliqué une communication unidirectionnelle. On note
qu’en 1938, Edward Davy a effectué la mesure électrique à distance du niveau de tension des
batteries dans un site de télégraphie londonien.
En 1975, l’évolution des produits a permis une communication bidirectionnelle. Parmi les
leaders de ce marché, on peut citer par exemple, l’entreprise ‘General Electric’ qui développa
le relevé de compteurs à distance ‘AMR’ [ABB02], [TER03].
En 1980, des recherches ont été menées afin de caractériser les propriétés du réseau électrique
en tant que support pour le transfert de données. Le rapport signal sur bruit et l’atténuation du
signal par le réseau électrique étaient les principales mesures réalisées.
L’utilisation des réseaux de distribution électrique pour la diffusion de données (multimédia,
informatique…) est apparue en 1990 avec le développement de l’Internet.
14
M. A. Mannah
En 1997, les premiers tests de transmission de signaux de données bidirectionnelles sur le
réseau électrique ont été réalisés. Le coût séduisant de la technologie Courants Porteurs en
Ligne (CPL) et les récents progrès réalisés dans les domaines des communications
numériques et du traitement de signal ont permis aux CPL de connaître un regain d’intérêt
durant les dix dernières années. Plusieurs alliances entres différentes associations et groupes
industriels se sont formées dans le but de promouvoir la technologie CPL. Parmi ces
associations, on peut nommer l’alliance internationale HomePlug créée en 2000 qui compte
plusieurs industriels tel que EDF, France Telecom, Sony et d’autres [ASC00]. On retrouve
également l’alliance ‘Power Line Communication Association’ (PLCA) en Amérique du nord
et ‘Power Line Communication Japan’ (PLC-J) qui ont été créées respectivement en 2001 et
2003. La technologie CPL a bien évolué durant ces quelques années. Différents essais ont été
effectués afin de mettre en évidence la faisabilité de la technologie CPL dans les applications
domestiques (accès internet, mise en réseau des appareils électriques…) et d’analyser les
éventuels problèmes liés à la mise en œuvre de cette technologie.
En 2000, EDF R&D et Ascom (France) ont effectués leurs premières expérimentations sur le
réseau sinusoïdal. En 2001, l'Office Fédéral de la Communication (OFCOM) a mesuré à
Fribourg les perturbations engendrées par les CPL. La société ‘PLC Utilities Alliance’ (PUA)
lance en 2002 un test de grande envergure à Saragosse (Espagne) portant sur 300 immeubles
et 20000 maisons impliquant l'installation et la configuration de 140 transformateurs. Les
résultats très concluants ont poussé la société Mitsubishi à proposer des offres commerciales
dans certaines villes d’Espagne. La société allemande (MVV) a elle aussi mis en place
plusieurs réseaux d'accès CPL à titre expérimental dans les principales villes d’Allemagne,
permettant ainsi à plus de 3000 abonnés de tester le haut débit sur les lignes à basse tension.
En France, EDF participe à différents projets d'étude sur le déploiement du CPL et une étude
est menée depuis le début de l'année 2004 en collaboration avec le fournisseur d'accès Tiscali.
En 2005, la technologie CPL est commercialisée dans le monde entier. On note l’arrivée de la
norme HomePlug 1.1 turbo 85Mbits et le début de réglementation au niveau européen.
En 2007, on trouve des modems à hauts débits arrivant jusqu’à 200 Mbits/s tel le HomePlug
AV 200 Mbits/s. La technologie CPL présente de nouvelles fonctionnalités à prix abordable.
La société IEEE prévoit la mise en œuvre d’une norme commune permettant l’interopérabilité
des différents systèmes CPL. Diverses recherches sont menées pour libérer complètement les
marchés et pour résoudre les différents problèmes liés aux perturbations électromagnétiques et
concernant la normalisation.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
15
2. Les CPL comme moyen de télécommunication
2.1.
Principe de fonctionnement et caractéristiques
On retient sous l'appellation CPL toute technologie qui vise à faire passer de l'information à
bas ou haut débit sur les lignes électriques en utilisant des techniques de modulations
avancées. Selon les pays, les institutions et les sociétés, les CPL se retrouvent sous plusieurs
appellations
différentes :
‘Powerline
Communications’
(PLC),
‘Powerline
Telecommunications’ (PLT).
Le principe des CPL consiste à superposer au signal électrique sinusoïdal de fréquence 50 Hz
un signal d’information de faible énergie mais à une fréquence plus élevée, comme le montre
la figure 1.1. Ce signal information se propage sur l'installation électrique et peut être reçu et
décodé à distance. Ainsi, il est reçu par tout récepteur CPL qui se trouve sur le même réseau
électrique [ISS+05], [PAV+03].
Tension (dBV)
Signal CPL
Signal électrique
0
5
10
15
Temps (ms)
20
25
30
Figure 1.1 Signal électrique et signal CPL superposé
La superposition est obtenue par une opération de couplage inductif ou capacitif qui permet le
transfert de l’information sur les lignes d’énergie [HRA+04]. Le coupleur assure une isolation
galvanique entre les lignes électriques et les appareils de communication et permet en
réception de filtrer le signal électrique basse fréquence afin de récupérer l’information haute
fréquence.
16
M. A. Mannah
Avantages et Intérêt
Cette technologie présente plusieurs avantages qui lui ont permis d’entrer en concurrence
avec d’autres techniques de transmission. L’utilisation de la ligne électrique comme support
de communication rend l’installation d’un mini réseau informatique ou le partage d’une
connexion Internet très simple. En effet aucune modification de l’installation électrique n’est
nécessaire et la mise en œuvre est immédiate. De plus, chaque prise électrique devient un
point de connexion potentiel. Ainsi, l’utilisateur peut se déplacer à volonté dans son bâtiment
et accéder à ces ressources sans être contraint de trouver une borne d’accès réseau.
Cette technologie est économique. Elle évite la réalisation d’un nouveau câblage de réseau
informatique qui peut s’avérer coûteux. Elle permet aussi d’apporter une évolutivité dans la
montée en puissance des points de connexion dans la maison ou dans l’entreprise.
Bande de fréquence
La bande de fréquence utilisée dans les réseaux de distribution électriques basses tensions
peut être classée en deux catégories en fonction du débit offert. Pour les systèmes à bas débit
de l’ordre de quelques kbits/s, les CPL utilisent des techniques de modulations monoporteuses
et fonctionnent dans la bande de fréquence [3 kHz - 148,5 kHz] dite bande de CENELEC
[CEN02]. Pour les systèmes à hauts débits dépassant les quelques Mbits/s, les CPL utilisent
des modulations multiporteuses de type ‘Orthogonal Frequency Division Multiplex’ (OFDM)
dans la bande de fréquence [2 MHz - 30MHz].
Inconvénients
Bien que la technique CPL semble assez séduisante, plusieurs arguments plaident contre le
développement d'installations CPL.
La transmission de données avec cette technologie peut gêner considérablement la réception
d’autres systèmes (radiodiffusion, radioamateurs, militaires, ambassades, signaux horaires,
télémesures…).
Inversement, toute source haute fréquence située dans la gamme des ondes courtes est
susceptible aussi de brouiller le trafic CPL. En général, le système de transport des signaux
CPL n'est pas blindé et rayonne à l'extérieur d'un appartement. La confidentialité du trafic
n'est alors pas garantie si les informations envoyées ne sont pas cryptées.
Enfin, Il n’existe pas de normes définitives concernant les CPL. Il n’est ainsi pas rare de
trouver des modems dont les rayonnements vont bien au-delà des normes de la compatibilité
électromagnétique (CEM) imposées aux autres matériels [ISS02], [DOS04] et [MAR05].
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
2.2.
17
Applications et débits nécessaires
Les systèmes CPL peuvent être répartis en trois grandes catégories en fonction de
l’application, du débit et de la bande passante occupée [HRA+04].
La première catégorie correspond aux applications à bas débits inférieures à 20 Kbits/s. Ce
sont essentiellement des applications domotiques ou d’autres applications spécifiques comme
la relève automatique de compteur électrique.
Les applications à débits moyens allant jusqu’à quelques centaines de Kbits/s sont utilisées
pour la collecte d’informations, la gestion de l’énergie, la commande d’éclairage public et
certaines applications de contrôles automobiles et industrielles.
Pour les applications à bas et moyens débits, les techniques de modulation à bande étroite sont
utilisées. Les informations sont transmises sur une seule porteuse par modulation d’amplitude
et/ou de fréquence.
La troisième catégorie est celle des applications à hauts débits pouvant être supérieurs à
quelques dizaines de Mbits/s. Ces débits concernent les applications de type multimédia
(transmission d’images, voix et données) et pour l’accès Internet haut débit. Ces applications
requièrent de larges bandes de fréquences. Les techniques de modulation mises en œuvre pour
occuper toute la bande disponible sont essentiellement des techniques à étalement de spectre
et des techniques multi porteuses.
2.3.
Cadre normatif et standards
Les réseaux CPL sont à la fois des réseaux électriques et des réseaux de télécommunication.
Le cadre juridique est alors mal défini. De ce fait, il n'existe pas encore de réglementation
précise pour les équipements et les réseaux CPL, notamment ceux à haut débit. Notons qu’il
existe deux types de courant porteur, le CPL en intérieur (indoor) et le CPL en extérieur
(outdoor). Le CPL indoor est celui que l'on utilise dans une maison pour relier des ordinateurs
entre eux. Le signal reste confiné à l'intérieur du domicile et ne dépasse pas le compteur
électrique. Il est utilisé pour relier des appareils entre eux afin qu'ils puissent communiquer.
Le CPL outdoor est utilisé à l'échelle d'un quartier. Il permet notamment de fournir un accès
Internet haut débit dans des zones qui ne sont pas couvertes ni par l'ADSL ni par le câble.
Devant l’absence de normes, de standards et de réglementations pour les équipements et les
réseaux CPL, les associations d’industriels ont proposé leurs propres standards. Actuellement,
on dénombre principalement deux standards :
- le standard HomePlug (réseau indoor uniquement)
- le standard Opera (réseaux indoor et outdoor)
M. A. Mannah
18
L’alliance HomePlug [HPA04], [HPA05], [HPA07] a rassemblé en Mars 2000 treize
industries mondiales pour garantir la compatibilité des différents appareils CPL. Le but de
l’alliance était de pouvoir utiliser les prises et les lignes électriques pour connecter les
appareils entres eux et au réseau internet. L’alliance HomePlug a imposé des normes
notamment pour la communication CPL en mode Indoor et la majorité des équipements CPL
sur le marché suivent ces certifications. A l’aide de la technique de modulation OFDM, ce
standard permet à ce jour la transmission de données à haut débit allant jusqu’à 200 Mbits/s
en utilisant une plage de fréquences de 2 à 30 Mhz.
Le monopole du standard HomePlug pourrait être brisé par l’arrivée de la norme ‘Open PLC
European Research Alliance’ (OPERA). Même si cette dernière a pour vocation de devenir le
premier véritable standard en matière de CPL Outdoor, sa particularité de pouvoir être
étendue à l’architecture CPL Indoor, en fait un bon concurrent pour son homologue
Américain. Cependant, la norme HomePlug est particulièrement bien implantée, ce qui
pourrait modérer l’essor d’OPERA dans le monde Indoor.
3. Canal d’énergie et de communication
Le canal de transmission, au sens général du terme, assure le lien entre l’émetteur et le
récepteur permettant le transfert de l’information.
3.1.
Canal de communication à topologie variable
Dans le cas de la communication CPL, le réseau électrique est utilisé comme un support de
transmission de données. On peut imaginer le caractère variable de la topologie du câblage
dans un bâtiment et sa répercussion directe sur la transmission de l’information [LIN+09].
La figure 1.2 présente le principe d’un système de communication CPL. Le canal de
transmission est constitué d’un réseau électrique domestique et de charges dont le
comportement est variable. Le modèle d’un tel canal n’est pas déterministe [KRI+00]. Sa
réponse en amplitude et en phase varie avec la fréquence et les appareils électriques que ces
derniers soient connectés ou non, en marche ou à l’arrêt.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
CPL 1
Réseau
électrique
230V/50Hz
PC 1
19
Transmission des
Données
CPL 2
PC 2
Couplage des appareils domestiques
Enclenchement / Déclenchement
Figure 1.2 Réseau CPL
Lors de la propagation des signaux CPL sur le réseau électrique, différents phénomènes
viennent modifier leur contenu spectral, entraînant la déformation de ces signaux. Les causes
de ces modifications sont multiples et résultent des pertes dans les fils, du couplage entre les
différents câbles, de l’enclenchement ou le déclenchement des appareils électriques ainsi que
du caractère multi trajets du canal dû aux réflexions successives provoquées par les
désadaptations des lignes.
3.2.
Canal d’énergie et bruit associé
Les systèmes électroniques sont contraints à coexister sur un réseau où sont en permanence,
connectées et déconnectées des charges. Lorsqu’une charge inductive est activée ou
désactivée, une impulsion se propage sur le circuit d’alimentation ainsi que vers toutes les
entrées des organes qui y sont branchés [HOO+98], [ZIM+021]. Le câblage, se comportant
comme une antenne, est susceptible de recevoir et de transmettre les bruits présents à
l’intérieur d’un bâtiment. On classifie souvent ces bruits rencontrés en cinq grandes catégories
suivant leurs origines, leur durée, leur occupation spectrale et leur intensité [ZIM+022],
[BAN+01]. Ces catégories sont le bruit blanc, le bruit de fond, les bruits à bande étroite, les
bruits périodiques et les bruits impulsifs.
Le bruit blanc
Le bruit blanc est un bruit aléatoire qui présente une densité spectrale de puissance uniforme
pour toutes les fréquences. En général, il est caractérisé par une autocorrélation nulle.
Plusieurs types de bruit blanc existent parmi lesquels le bruit blanc gaussien qui suit une loi
normale de moyenne et variance données.
20
M. A. Mannah
Le bruit de fond
Le bruit de fond présent sur les lignes électriques, possède une densité spectrale de puissance
relativement basse. Ce type de bruit résulte de la superposition d’une grande variété de
sources de bruit de faible intensité présentes dans l’environnement des lignes. Son niveau de
puissance varie à l’échelle des minutes voir des heures. Par opposition au bruit blanc, le bruit
de fond rencontré ici affiche une nette dépendance en fréquence principalement dans la partie
très basse du spectre. Notons que ce type de bruit existe même en l’absence de tout signal
porteur d’informations. Dans le cas des CPL outdoor, il est généré, par exemple, par les
transformateurs de distribution ou l’éclairage public. De plus, les perturbations
atmosphériques et les influences électromagnétiques peuvent être à l’origine de ce bruit.
Le bruit à bande étroite
Les bruits à bande étroite dans les lignes électriques résultent des émissions de radiodiffusion.
Il s’agit donc de brouilleurs persistants qui apparaissent souvent sous la forme d’un signal
sinusoïdal modulé et qui occupent les sous bandes correspondant aux diffusions grandes et
moyennes ondes. Des travaux sont menés afin d’évaluer les effets de ces perturbations sur les
systèmes de communications haut débit [WIL+03], [WIL+05]. Ce bruit essentiellement
provoqué par les signaux radioamateurs est caractérisé par des pics à des fréquences
généralement constantes.
Le bruit périodique
Les bruits périodiques synchrones à la fréquence principale de l’onde émise consistent en une
suite de bruits impulsionnels arrivant toutes les 1/ (k*fréseau) secondes, avec généralement
k = 1 ou k = 2. Ce bruit est d’importance secondaire car puisqu’il est peu puissant.
Le bruit impulsif
On distingue trois types de bruit impulsif : le bruit impulsif périodique asynchrone, le bruit
périodique synchrone et le bruit impulsif asynchrone à la fréquence principale du signal à
transmettre. Ces trois bruits diffèrent par leur amplitude, largeur et intervalle de temps. Les
différents types de ce bruit impulsionnel le rendent de nature plus complexe que le bruit
blanc. Il est l’obstacle le plus sévère à la communication CPL [CRU+05]. Il est
principalement du à des influences extérieures (perturbations atmosphériques, effets de
circuits à courants forts), à des enclenchements et déclenchements d’appareils et à des effets
de commutations.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
21
Enfin, pour minimiser l'effet du bruit engendrant des évanouissements importants du signal
utile dans certaines bandes de fréquences, diverses solutions proposées pour le canal radio
mobile peuvent être transposées à la propagation filaire. Les deux techniques de modulations
les plus populaires sont l'étalement de spectre avec multiplexage par code ‘Code Division
Multiple Access’ (CDMA) et la transmission multi porteuses OFDM. Pour les applications
CPL, l'approche CDMA a été étudiée dans [CRU+05]. Pourtant, l'OFDM a été retenue par
l'ensemble des constructeurs pour les applications Indoor et a fait l’objet du standard
HomePlug [YON06].
3.3.
Les paramètres essentiels d’une ligne de transmission
L’utilisation des courants porteurs sur les câbles électriques, initialement conçus pour le
transport de l’énergie, rend le canal d’énergie rayonnant [PHI98]. Afin d’optimiser la
communication sur un tel support, une modélisation fréquentielle de la ligne de transmission
peut être effectuée. Cette modélisation dépend de plusieurs facteurs tels que le type de câble,
les sources de bruit perturbatrices et les fréquences de transmission [ZIM+00]. Quelque soit le
type du réseau impliqué, la transmission à l’aide de la technologie CPL se fait soit entre deux
phases conductrices soit entre une phase et un neutre. Ainsi le canal CPL peut être modélisé
comme une ligne bifilaire.
Les paramètres primaires
Le modèle d’une ligne de transmission a déjà été largement traité dans la littérature
[PAP+05], [WEE+06] et [MEN+04]. Dans ce paragraphe, nous rappellerons les principales
propriétés.
Un tronçon de ligne de longueur ∆x peut être modélisé par le circuit électrique de la
figure 1.3. Ce modèle permet de caractériser la propagation du signal à travers la ligne.
∆x
i(x+∆x, t)
i(x, t)
R ∆x
U(x, t)
L∆x
C ∆x
G∆x
U(x+∆x, t)
Figure 1.3 Tronçon d'une ligne électrique
M. A. Mannah
22
Les éléments R, C, L et G sont appelés paramètres primaires de la ligne. Ils s’expriment par
unité de longueur. Ces éléments sont déterminés par les caractéristiques intrinsèques du câble
et dépendent du matériel et de la géométrie [KON+07], [KON09].
- R∆x est la résistance linéique des deux conducteurs de la ligne. Elle s’exprime en Ω/m.
- L∆x est l’inductance linéique des deux conducteurs de la ligne. Elle s’exprime en H/m.
- C∆x est la capacité linéique formée par le diélectrique et les deux conducteurs. Elle
s’exprime en F/m.
- G∆x est la conductance transversale linéique due aux pertes diélectriques. Elle s’exprime
en S/m.
Les paramètres secondaires
Une ligne de transmission est caractérisée par deux paramètres secondaires essentiels :
l’impédance caractéristique de la ligne Zc et la constante de propagation γ. Ces deux
paramètres peuvent être déterminés soit par résolution d’équations différentielles reliant les
ondes incidentes avec les ondes réfléchies [HEN+99], soit par des mesures expérimentales de
l’impédance d’entrée [KON09], [AHO03]. L’impédance caractéristique complexe Zc est
définie par l’équation 1.1 :
R + j Lω
G+ jCω
Zc =
(1.1)
La constante de propagation γ caractérise la vitesse de propagation et l’atténuation de l’onde
électromagnétique. Elle correspond à :
γ=
(R +
j Lω )(G + j C ω ) = α + j β
(1.2)
On rappelle que α est le coefficient d’atténuation et β le coefficient de propagation. Pour une
ligne de transmission sans pertes, l’impédance caractéristique devient :
Zc = L C
(1.3)
Dans ce cas, le coefficient d’atténuation α s’annule et la constante de propagation devient :
γ = j β = j ω LC
(1.4)
Ceci nous permet de définir la vitesse de propagation de l’onde électromagnétique υp qui est
égale à :
υp =
ω
1
=
.
β
LC
(1.5)
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
23
Comportement fréquentiel d’une ligne désadaptée
Si un câble d’impédance caractéristique Zc est chargé par une impédance ZL tel que Zc ≠ ZL,
on dit alors que le câble est désadapté. Une partie de la puissance transmise sera réfléchie et la
transmission sera atténuée. On obtient alors des minima et maxima de transmission. Si la
réflexion est assez importante, le signal sera totalement perdu à certaines fréquences critiques
dites « zéros de transmissions ». La figure 1.4 montre le schéma équivalent ainsi qu’une
simulation du gain d’une ligne de transmission non adaptée mettant en évidence les zéros de
transmissions.
Ze
R1∆x
L1∆x
ue
Rn∆x
Ln∆x
C1∆x G1∆x
Cn∆x Gn∆x
Entrée
Ligne
ZL
us
Sortie
a) modèle d’une ligne électrique
Bande de cohérence
Zéros de transmissions
0
Gain (dB)
-50
-100
-150
0
20
40
60
80
100
Fréquence (MHz)
b) Comportement fréquentiel d’une ligne désadaptée
Figure 1.4 Modèle d’une ligne électrique et comportement fréquentiel d’une ligne désadaptée
Ces zéros de transmissions sont défavorables pour la communication et dépendent
généralement de la longueur d’onde du signal et de la longueur du câble. La longueur d’onde
est donnée par l’équation 1.6. Elle est fonction de la fréquence du signal ‘f’ et de la vitesse de
propagation de l’onde électromagnétique ‘υp’.
λ=
υp
f
(1.6)
M. A. Mannah
24
En réalité, la ligne de transmission peut être considérée comme longue ou courte en fonction
de la fréquence du signal. Le phénomène de réflexion, du à la désadaptation, atténue
partiellement ou totalement le signal transmis. Les ondes incidentes et réfléchies dans le canal
créent des ondes stationnaires de courant et de tension. Ces ondes cumulent une certaine
puissance qui sera dissipée dans le canal sous forme de pertes et rendent l’impédance d’entrée
du canal instable et dépendante de la fréquence [LIU+00], [SAR+01] et [WEE06]. La bande
de cohérence du canal est définie comme la largeur de bande minimale pour laquelle deux
atténuations du canal sont indépendantes.
Le taux de réflexion complexe ΓR pour une ligne de transmission d’impédance caractéristique
Zc fermée par une impédance de charge ZL est donné par l’équation 1.7 :
ΓR =
ZL − ZC
= ΓR . e j θ
ZL + ZC
(1.7)
Ce facteur exprime l’homogénéité entre l’impédance du câble et celle de la charge. ΓR = 0
implique que l’impédance du câble et celle de la charge sont identiques.
Le Rapport d’Onde Stationnaire (ROS) permet de mettre en évidence la désadaptation
d’impédance. Il décrit la relation entre les amplitudes maximale et minimale du signal dans
une ligne de transmission.
- ROS = 1 implique une adaptation complète entre l’impédance du câble et celle de la
charge.
- Plus le ROS augmente, plus la désadaptation augmente.
Le rapport d’onde stationnaire est donné par la relation 1.8 :
ROS =
U max
U min
=
I max
I min
(1.8)
Pour une fréquence de transmission donnée, on peut calculer la longueur d’onde d’après la
relation 1.6. La relation entre la longueur de la ligne de transmission et la longueur d’onde est
importante. Il a été démontré que pour une longueur du câble multiple du quart de la longueur
d’onde, on a des maximums et des minimums de transmission, c'est-à-dire des fréquences
favorables qui permettent le transport de l’information sans atténuation et des fréquences
interdites qui atténuent fortement le signal information [KON09], [LIU+00], [WEE06].
Ainsi, le câble électrique n’est pas idéal pour la transmission des données en haute fréquence.
Le signal information sera atténué à cause des différentes pertes dues à la nature du câble
(pertes résistives, pertes diélectriques et pertes en radiations) et aux problèmes de réflexion.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
25
4. Transmission et couplage des données par courants
porteurs
L’idée principale de la technologie CPL consiste à transmettre les informations à travers le
réseau électrique. Celui-ci n’étant pas initialement conçu pour la transmission de données
hautes fréquences, il est nécessaire de moduler le signal pour qu’il soit adapté au canal. Le
choix de la bande de fréquence de transmission, ainsi que la façon dont les informations sont
transmises à travers le canal, définissent les principales caractéristiques d’une modulation.
Celle-ci est définie comme étant un processus par lequel le signal est transposé de sa forme
originale en une forme adaptée au canal de transmission. Par exemple, on pourra faire varier
les paramètres d'amplitude et de phase d'une onde sinusoïdale appelée porteuse qui servira à
transporter ces informations à une fréquence plus élevée. Le couplage du signal au canal et la
récupération de celui-ci se font à l’aide d’une capacité ou d’un transformateur. On utilisera la
notation « coupleur capacitif » et « coupleur magnétique ».
4.1.
Généralités sur les modulations QAM et multi porteuses
Modulations QAM et représentation graphique : constellation
Le débit est un des facteurs les plus importants lors d’une étude de transmission de données.
Dans le cas d’une modulation numérique, il est défini en fonction du nombre de bits ou de
symboles transmis par seconde. Rappelons qu’un symbole est formé par plusieurs bits
rassemblés comme indiqué à la figure 1.5. Le nombre de bits dépend du type de modulation
utilisé.
Tb
Horloge
Train
binaire
B1
B2
B3
B4
B5
B6
B7
B8
2*Tb
B1
Différents symboles
formés chacun de 2 bits
B3
B5
B7
B2
Symbole 1
B4
Symbole 2
B6
Symbole 3
B8
Figure 1.5 Association Symboles et Bits
Symbole 4
M. A. Mannah
26
Le diagramme de constellation permet de représenter les différents symboles dans un
diagramme bidimensionnel dont les axes délimitent le plan complexe aux instants
d'échantillonnage des symboles. L’axe des abscisses ‘I’ correspond à la composante réelle et
celui des ordonnées ‘Q’ correspond à la composante imaginaire du symbole transmis. La
façon de disposer ces symboles dépend du type de modulation de base que ce soit une
Modulation d'Amplitude en Quadrature (QAM) ou une modulation par sauts de phase (PSK).
Le principe des différentes modulations monoporteuses est largement détaillé dans la
littérature [HAY94], [KAD05] et [PRO+04].
La figure 1.6 montre un exemple de constellation pour deux types de modulations différentes.
On note que le nombre de points sur le diagramme augmente lorsque le nombre de symboles
augmente.
Pour la modulation 8-PSK, on remarque que les points sont à égales distances du centre et que
leur phase varie.
Pour la modulation 16-QAM, l’amplitude et la phase des différents points varient
conformément au principe de cette modulation.
Q
Q
α
I
α
I
Constellation 16-QAM
Constellation 8-PSK
Figure 1.6 Diagrammes de constellation 8-PSK et 16-QAM
Le nombre de point sur la constellation représente le nombre de symboles différents pouvant
être transmis. Toutefois, on remarque que pour une puissance donnée fixe, les symboles émis
seront de plus en plus proches sur la constellation lorsque leur nombre augmente.
La figure 1.7 montre qu’à cause du bruit, il sera plus difficile au niveau du récepteur de
différencier entre eux deux symboles. Ainsi, si le nombre de symboles augmente sur une
constellation, les performances du système en seront alors affectées à cause du bruit du canal
de transmission [BAU01]. Par conséquent, un compromis est nécessaire entre le débit
symboles et le taux d’erreur.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
27
CANAL DE TRANSMISSION
Données modulées
envoyées
Données modulées
reçues
Q
Q
I
Constellation 16-QAM
au transmetteur
I
Constellation 16-QAM
au récepteur
Figure 1.7 Influence du bruit du canal de transmission sur la constellation
Le canal de transmission dans notre cas n’est autre que le réseau électrique. La réponse
fréquentielle de ce canal n’est pas plate. Ainsi, à certaines fréquences le signal émis sera
fortement atténué. Les zéros de transmission liés à la désadaptation condamneront même
certaines fréquences. Un tel canal est dit sélectif. En d’autres termes, ce phénomène apparaît
si le signal possède une bande de fréquence plus large que la bande de cohérence du canal de
propagation. De même, les problèmes de réflexions et de multi chemins entraînent des
problèmes d’interférences entre symboles [BIG03], [BIN90] ce qui peut encore dégrader la
qualité de la transmission.
Afin de pallier à ces problèmes des techniques de modulations multiporteuses ‘Multi Carrier
Modulation’ (MCM) ont vues le jour.
Principe des modulations multi porteuses
Le principe des modulations multiporteuses consiste à placer l’information dans une fenêtre
« temps-fréquence » telle que sa durée soit bien plus grande que le temps de propagation
‘Delay Spread’ du canal [STE07], [AKM00]. En effet, en modulant sur ‘n’ porteuses, il est
possible d'utiliser des symboles ‘n’ fois plus longs tout en conservant le même débit qu'avec
une modulation monoporteuse. En choisissant une valeur assez grande pour ‘n’, la durée des
symboles devient grande devant l'étalement des retards, et les perturbations liées aux échos
deviennent négligeables.
La figure 1.8 montre la répartition des données sur quatre sous porteuses et sa répercussion
sur le débit.
M. A. Mannah
28
Tb
Train
binaire
débit D
B1
B2
B3
B4
B5
B6
B7
B8
B9
B10
B11
B12
Porteuse 1
B1
B5
B9
Porteuse 2
B2
B6
B10
B3
B7
Porteuse 3
Porteuse 4
Répartition
sur 4 porteuses
B4
B11
B12
B8
4*Tb
Débit D/4
Figure 1.8 Répartition des données sur les sous porteuses
La fonction de transfert du canal montre que celui-ci comporte des atténuations qui dépendent
de la fréquence. La modulation multiporteuses consiste à transmettre l’information sur n
porteuses sinusoïdales de fréquence fi (i = 1,…, n). Durant son trajet, l’information modulée
sera déformée et atténuée d’un certain gain G qui est fonction de la fréquence fi de la
porteuse. Si une information portée à une certaine fréquence est totalement atténuée due à la
sélectivité du canal, ce ne sera pas forcément le cas pour les informations portées aux autres
fréquences. L’information envoyée sur les différentes fréquences ne sera pas totalement
perdue ce qui nous permettra de la récupérer lors de la démodulation. Chaque sous canal peut
être alors considéré comme une transmission mono trajet dotée de son propre rapport signal
sur bruit (fonction de l’atténuation) et de largeur ∆f.
Cette stratégie rend les modulations multi porteuses moins sensibles au bruit impulsif que les
transmissions mono porteuses puisque chaque sous canal est traité indépendamment [BIG03],
[AKM00]. Le débit de chaque sous porteuse est égal au débit initial divisé par le nombre total
des sous porteuses.
Classification des modulations multi porteuses
Plusieurs modulations multiporteuses existent. On peut citer les modulations ‘Orthogonal
Frequency Division Multiplexing’ (OFDM) et ‘Coded Orthogonal Frequency Division
Multiplexing’ (COFDM) qui sont basées sur le principe de multiplexage des fréquences
[FLO+95], [INT00] et [KAI02]. Il existe aussi les modulations ‘Code Division Multiple
Access’ (CDMA) et ‘Direct Sequence Spread Spectrum’ (DS-SS) qui sont basées sur le
principe de l’étalement de spectre [PIC+82], [KOND+93].
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
29
L'utilisation conjointe de l'OFDM et de l'étalement de spectre peut donner lieu à un grand
nombre de variantes, regroupées sous l'appellation générique ‘Multi Carrier Spread Spectrum’
(MC-SS) [NOB03], [KAI98]. Certaines modulations introduisent les techniques de codage
(Reed Salomon (3,7), BCH (21,31), …) [DEG02] afin d’augmenter la robustesse et la fiabilité
de la transmission comme la modulation COFDM. Les modulations à porteuses orthogonales
se distinguent des autres du faite qu’elles permettent de résoudre les problèmes liés à
l’évanouissement sans toute fois entraîner une augmentation spectrale [CRU05]. Par la suite,
on limitera notre étude à la modulation OFDM qui est largement utilisée dans les applications
CPL et adoptée par les standards HomePlug.
4.2.
Modulation multi-porteuse OFDM
L’intérêt de la modulation OFDM réside dans l’amélioration apportée au niveau de
l’occupation spectrale en orthogonalisant les porteuses. De plus, l’implémentation de la
modulation et de la démodulation est très répandue avec des circuits spécialisés de
Transformée de Fourier Rapide (Fast Fourier Transform). Le multiplexage en fréquence est
bénéfique pour les transmissions dans des canaux sélectifs en fréquence qui comportent des
trajets multiples [AKM00], [CRU05]. Le principe de cette modulation est basé sur deux
points principaux [MA+05]: La condition d’orthogonalité et la transformée de Fourier.
Condition d’orthogonalité
La notion d’orthogonalité signifie que les sous-porteuses OFDM sont alignées de telle sorte
que les valeurs nulles du spectre d’une sous porteuse coïncident avec les maximums des sous
porteuses adjacentes, ce qui entraîne un chevauchement spectral partiel. Le chevauchement
partiel des signaux des sous-porteuses permet de réduire la bande occupée sur le canal. Grâce
à cette orthogonalité, il n’y aura pas d’interférence entre les sous porteuses.
C1
f0
f1
CN-1
Axe des amplitudes
C0
fN-1
Axe des fréquences
Figure 1.9 Modulation OFDM : orthogonalité des sous porteuses
M. A. Mannah
30
Principe de la FFT et son utilisation
Le principe de la modulation OFDM consiste à envoyer l’information sur n sous porteuses en
parallèles, puis à leur appliquer une transformée de Fourier. La transformée de Fourier rapide
‘FFT’ est un algorithme de calcul rapide de la transformée de Fourier discrète d’un signal
numérique. La IFFT est la transformée de Fourier inverse. Pour appliquer la transformée de
Fourier à un signal ou un bloc de données, il suffit de le diviser en n petits blocs, n étant une
puissance de deux. L’expression de la transformée de Fourier rapide discrète est donnée par
l’équation 1.9. On note que Xn représente la transformée de Fourier du signal numérique xn et
‘Ne’ le nombre d’échantillons.
X n (k ) =
N e −1
∑ x n .e
− 2 jπ
nk
Ne
0 < k < Ne
ou
(1.9)
n =0
Chaque porteuse module une donnée pendant une fenêtre de durée Ts, celle-ci étant la période
d’un symbole. Dans le cas de la modulation OFDM, on souhaite moduler ‘N’ porteuses
déphasées de 1/Ts chacune (condition d’orthogonalité) sur une bande passante de N/2Ts. Les
informations sont d’abord modulées à l’aide d’une modulation de base (ASK, PSK, FSK,
QAM) et sont ensuite codées et placées sur N branches parallèles. La transformée de Fourier
rapide inverse permet de transformer les blocs d’entrées complexes cn en un signal temporel.
Cela revient à appliquer la relation 1.10.
1
x (t ) =
N
N −1
∑ c .e
2 jπ ( f 0 +
n
n− N
)t
2.Ts
(1.10)
n =0
La démodulation consiste à effectuer une transformée de Fourier directe discrète. A la
réception, on obtient le signal y(t) qui est l’équivalent du signal modulé x(t) multiplié par la
fonction de transfert du canal. Le signal z(t) donné par l’équation 1.11 n’est autre que le signal
y(t) translaté en bande de base.
z (t ) = y (t ).e
−2 jπ f 0t
1
=
N
N −1
∑c H e
n
2 jπ (
n
n− N
)t
Ts
(1.11)
n =0
L’équation 1.12 est l’expression du signal z(t) échantillonné. Cette discrétisation permet
l’utilisation des transformées de Fourier rapides directes ‘FFT’ et inverses ‘IFFT’.
L’application de la FFT à ce signal permet d’obtenir les symboles complexes multipliés par la
valeur de la fonction de transfert du canal cnHn. Il suffit alors de diviser par Hn et de faire une
démodulation en bande de base pour récupérer les données numériques.
(−1) k
z (tk ) = z (kTs / N ) = zk =
N
N −1
∑c H e
n
n =0
n
2 jπ
kn
N
(1.12)
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
31
La figure 1.10 montre le synoptique du modulateur et du démodulateur OFDM.
Canal de
transmission H
H
Décomposition
en n branches
Modulation
en bande
de base
cn
zk
cn
Train
binaire
IFFT
x(t)
z(t)
Ts
FFT
Modulateur OFDM
Démodulation
en bande de
base
Train
binaire
Sérialisation des
données
Démodulateur OFDM
Figure 1.10 Principe de la modulation OFDM
Avantages et Intérêt
La technique de modulation OFDM présente plusieurs avantages. Elle admet une bonne
efficacité spectrale et est moins sensible aux perturbations que les modulations monoporteuses
sur les canaux sélectifs en fréquence [MA+05], [ANA+09]. De plus, grâce aux intervalles de
gardes, elle permet d’éliminer les interférences entre symboles et entre sous porteuses. Cette
modulation permet de véhiculer les informations sur différentes porteuses en parallèles, ce qui
revient à augmenter le débit et la rendre plus robuste contre les problèmes d’interférences. On
pourra alors assurer une transmission plus fiable sans l’utilisation d’égaliseurs complexes, ni
de systèmes de décodage compliqués [KAI98], [DEG02]. Enfin, les avantages de cette
modulation ont poussé à l’exploiter dans différents domaines. Le satellite et l’ADSL
fonctionnent sur le principe de l'OFDM pour la diffusion (Broadcast) de sons, de données ou
de vidéos [KAI98]. De même, l'OFDM se destine aux systèmes de communications sans fil et
permet d’assurer des débits théoriques arrivant à 54 Mbits/s. Siemens et Motorola ont
également fait la démonstration de réseaux de téléphonie mobile de quatrième génération
compatibles OFDM fonctionnant à plus de 300 Mbits/s. L’OFDM a d’ailleurs été choisi par le
comité HomePlug 8, ce qui signifie que tous les équipements portant cette certification
fonctionnent avec cette modulation. Le tableau récapitulatif suivant présente une comparaison
entre la modulation OFDM et les modulations monoporteuses.
Efficacité Spectrale
Débit
Sensibilité aux perturbations et
aux problèmes d’interférences
Complexité
Modulation OFDM
+
+
+
Modulations monoporteuses
-
-
+
Tab. 1.1 Modulation OFDM et modulations monoporteuses
M. A. Mannah
32
4.3.
Couplage du signal CPL au réseau électrique
Le coupleur a une double fonction. Il doit permettre de superposer le signal à transmettre sur
le réseau électrique et il doit assurer l’isolation entre les équipements CPL et le réseau
électrique [WILF07]. On dénombre deux principaux types de couplage : le couplage capacitif
et le couplage magnétique [AHO03]. Ces deux couplages sont présentés à la figure 1.11.
Réseau triphasé
Charge
Couplage Capacitif
Isolation
Charge
Couplage Magnétique
Branchement de
l’équipement CPL
L1
L2
Figure 1.11 Différents types de couplage : capacitif et magnétique
Couplage capacitif
Le couplage capacitif, dit aussi couplage électrostatique, se fait par la mise en série de deux
condensateurs avec le signal CPL à coupler. L’équipement est branché en parallèle sur le
réseau à l’aide des condensateurs et connecté sur les départs électriques [BIL+04].
Cette méthode présente l’avantage d’assurer à la fois le filtrage passe haut ainsi que l’isolation
galvanique. En revanche, les condensateurs mis en œuvre devront supporter toutes les
contraintes électriques du réseau de distribution.
Couplage magnétique
Le couplage magnétique dit aussi couplage inductif se fait par raccordement de l’équipement
entre deux phases par le biais d’un transformateur. Le signal se propage par effet magnétique
et l’isolation galvanique est assurée. Les transformateurs utilisés sont à large bande afin de
transmettre les signaux numériques avec un minimum de distorsion.
Ce type de couplage est fréquemment utilisé dans les systèmes de communications
notamment dans les réseaux numériques modernes comme les xDSL.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
33
5. Perspectives d’application des CPL
Dans ce paragraphe, nous allons citer quelques applications possibles ou l’on peut trouver la
technologie CPL. Celle-ci initialement conçue pour les applications domestiques trouve sa
place aussi dans les systèmes embarqués comme dans les applications aéronautiques et
automobiles. De plus, les CPL se sont imposées récemment comme de vrais concurrents pour
les applications de monitoring et de diagnostic notamment dans les domaines de construction
et de transport. Cependant, cette technologie reste jeune dans le monde industriel et rarement
exploitée dans les diverses applications de commande et de contrôle.
5.1.
Les applications embarquées
Le développement des services et des fonctionnalités supplémentaires pour la sécurité et le
confort dans les systèmes embarqués (avion, bateau, véhicule) nécessite des transmissions de
données hauts débits. L’installation de câbles supplémentaires pour transmettre toutes ces
informations dans des réseaux qui en disposent déjà en quantité très élevée n’est pas
appréciable et entraîne des problèmes d’encombrement, de coût et de rayonnements.
L’alternative CPL a donc tout son intérêt. Les différents services introduits dans les nouveaux
systèmes embarqués sont en pleine expansion et peuvent être répartis dans différentes
catégories en fonction du débit.
Le tableau 1.2 illustre les différentes applications CPL qu’on peut trouver dans un véhicule en
fonction du débit de chacune d’elles. [DEG02], [CAR06].
Débit
Applications
Fonction de contrôle
< 10 Kbits/s
(Contrôle d’allumage, des feux, du coffre)
Transfert général d’information
10 - 125 Kbits/s
(Tableau de bord)
125 Kbits/s - 1 Mbits/s
> 1 Mbits/s
Contrôle en temps réel
(Contrôle de moteur, Airbag)
Applications Multimédia
(Internet, TV, vidéo)
Tab. 1.2 CPL dans les applications embarquées
M. A. Mannah
34
5.2.
Les applications industrielles
Les applications industrielles sont diverses et se répartissent entre le diagnostic d’actionneurs
électriques, le monitoring d’un processus de contrôle, la commande d’une association
« convertisseur actionneur » et l’envoi d’informations relatives à l’Interface Homme Machine
(IHM).
L’environnement industriel et les associations convertisseurs moteurs sont soumis à des
conditions très sévères (vibrations, humidités, bruits), à des couples transitoires importants et
à des commutations hautes fréquences. Pour cela, la surveillance permanente des machines
électriques est préférable à des surveillances périodiques [LIND03]. Elle permet de détecter
immédiatement certains dommages dès leur apparition ou même de les anticiper, rendant ainsi
moins ardues les interventions. Afin de réaliser ceci, il est actuellement nécessaire de mettre
en place des câbles supplémentaires pour le diagnostic. La technologie CPL se présente une
nouvelle fois comme une technologie intéressante permettant de transmettre toutes les
informations nécessaires à travers le réseau électrique triphasé. Ainsi, avec cette technologie,
on pourra réaliser le diagnostic de la machine et transmettre les informations relatives aux
vibrations et aux bruits, à la température des bobinages, aux inspections visuelles, etc.…
[CHE94].
Nous pouvons également utiliser le câble d'alimentation pour la transmission de données
issues d’un codeur en temps réel et pour le contrôle d'un servosystem [COA99].
En résumé, dans l’industrie, le câble d'alimentation dans une association convertisseur
machine peut être utilisé pour les communications à large bande [AHO+05], [AHO+06] et
pour les systèmes à temps réel pour le contrôle de machines [KOS+061], [KOS+062].
Toutefois, il faut noter clairement que toutes ces applications n’existent pas actuellement et
restent en cours de développement.
La technologie CPL est donc une alternative prometteuse à l’usage des câbles additionnels
pour la communication. Cependant, le canal de communication est très différent du canal de
communication des applications domestiques. L’étude de la faisabilité de la communication
par courants porteurs dans une association convertisseur machine sera l’objet de note étude.
Dans un premier temps, nous mettons en évidence les limites de fonctionnement de cette
technologie adaptées aux réseaux sinusoïdaux. Par la suite, nous proposerons des solutions
pour pallier aux difficultés rencontrées afin de pouvoir communiquer sur ce réseau.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
35
6. Conclusion
Dans ce premier chapitre, nous avons proposé un état de l’art de la technologie des Courants
Porteurs en Ligne. Nous avons expliqué le principe de fonctionnement des CPL et souligné
les différentes caractéristiques. Par la suite, l’accent a été mis sur la nature du canal de
transmission et les différents bruits rencontrés. Les modulations QAM et multiporteuses, en
particulier la modulation OFDM largement utilisée dans les modems CPL ont été présentées.
Enfin, des domaines où les applications CPL peuvent être exploitées ont été évoqués.
Dans le prochain chapitre, nous exploiterons cette technologie, initialement conçue pour les
applications domestiques, au sein d’une association convertisseur machine.
Les limites à l’utilisation des CPL, actuellement dédiés aux réseaux sinusoïdaux, au sein des
réseaux MLI (Modulation par Largeur d’Impulsion) seront traitées.
36
M. A. Mannah
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
37
Chap 2 Exploitation et analyse d’un modem CPL
domestique sur un réseau MLI
Ce chapitre est consacré à l’exploitation de la technologie CPL, initialement dédié aux
réseaux sinusoïdaux, dans des applications utilisant des réseaux à Modulation de Largeur
d’Impulsions (MLI). Ce chapitre débute par une description de l’association convertisseur
machine et par une modélisation de l’onduleur. Les limites de fonctionnement des modems
CPL seront ensuite soulignées et les hypothèses de non fonctionnement seront également
traitées.
1. Introduction
Les applications industrielles mettant en œuvre des ensembles convertisseurs machines sont
nombreuses. Différents exemples ont été cités au premier chapitre. Ces ensembles
convertisseurs machines fonctionnent la plupart de temps en boucle fermée. Prenons le cas de
l’ensemble « onduleur - machine asynchrone » de la figure 2.1. Pour réguler la vitesse de la
machine, une information de vitesse ou de position est nécessaire à la boucle de régulation.
Afin de prévenir des dysfonctionnements, du monitoring et de la supervision peuvent aussi
être effectués [LIND03]. Des informations de type mesure de température et mesure de
courants/tensions doivent être remontées à l’unité centrale ainsi que les échanges Interface
Homme Machine (IHM).
Actuellement, la plupart des informations nécessaires au bon fonctionnement sont transmises
par des câbles supplémentaires.
T1
T3
T5
Codeur
Energie
AC
DC
VDC
1
3
T2
Réseau
triphasé
MAS
2
F1
T4
F2
F3
T6
F4
F5
Capteurs
Charge
F6
Commande des transistors
Câbles
Information
Figure 2.1 Association convertisseur machine typique
38
M. A. Mannah
Les câbles servant au retour de l’information présentent plusieurs inconvénients. Nous avons
besoin d’autant de câbles que de capteurs installés. De plus, dans l'industrie, la longueur des
câbles de puissance peut atteindre plusieurs dizaines voir centaines de mètres de longueur. Le
coût de ce câblage peut varier entre 50 € et 5000 € par mètre installé [BROO01]. Ainsi, le prix
peut être un obstacle majeur à l'adoption de cette méthode pour le conditionnement en ligne.
D’autre part, ces câbles peuvent être exposés à un environnement hostile et les informations
issues des capteurs risquent d’être perdues dans les cas où les câbles sont abîmés. Dans les
applications industrielles, l’installation de câbles supplémentaires pour les moteurs entraîne
des problèmes d’encombrement et de maintenance. De même, l’ajout de câbles sur de longues
distances est contraignant dans certaines situations comme par exemple les applications
embarquées. Dans les applications robotiques, les mouvements des articulations, peuvent
conduire à des dégâts et des ruptures au niveau des câbles de faibles sections utilisés pour la
commande.
Pour ces différentes raisons, la solution consistant à utiliser la technologie CPL pour le retour
d’informations semble être intéressante. En effet, elle présente les avantages suivants:
- Cette technologie ne nécessite pas de câblage supplémentaire étant donné que la
communication se fait à travers le câble de puissance.
- Cette technologie n’est pas affectée par le risque de rupture de câble.
- Les débits actuellement disponibles, semblent suffisants pour les applications classiques de
variation de vitesse et de supervision.
Dans ce chapitre, nous mettrons en évidence les limites de l’utilisation des CPL dédiés au
réseau sinusoïdal domestique dans des applications utilisant les réseaux MLI.
2. Positionnement du problème
Ces dernières années, le développement de la technologie CPL s’est principalement concentré
sur les applications domestiques. Cette technologie a été conçue pour la transmission de
données numériques à travers le réseau électrique sinusoïdal 110-230V/50-60Hz où sa
fiabilité a été démontrée [PAV+03], [MAJ+04]. L’intérêt d’utiliser cette technologie dans des
applications industrielles a été mis en évidence précédemment.
Un exemple d’utilisation des modems CPL dans un réseau MLI est représenté à la figure 2.2.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
Modem
CPL 1
39
Modem
CPL 2
PC 1
PC 2
110/230 V
50/60 Hz
Transmission
de données
(a) Modems CPL sur réseau sinusoïdal
T1
AC
DC
T3
T5
Codeur
energie
Charge
1
VDC
MAS
2
3
T2
Réseau
triphasé
F1
T4
F3
F2
F5
F4
Informations
T6
Modem CPL
F6
Commande des transistors
Modem CPL
(b) Modems CPL sur réseau MLI
Figure 2.2 Utilisation des modems CPL sur réseaux sinusoïdaux et réseaux MLI
600
600
400
400
200
200
Amplitude (V)
Amplitude (V)
Dans une application de type variation de vitesse d’une machine asynchrone, le canal de
communication est très différent du réseau sinusoïdal basse tension. En particulier, les ports
d’entrée des modems CPL sont soumis à des tensions très différentes en terme de formes
d’ondes et d’amplitude, comme indiqué à la figure 2.3.
0
-200
0
-200
-400
-400
20 ms
20 ms
-600
0.005
0.01
0.015
0.02
0.025
0.03
0.035
0.04
0.045
0.05
Temps (s)
(a) Tension appliquée au modem CPL (Réseau MLI)
-600
0.005
0.01
0.015
0.02
0.025
0.03
0.035
0.04
0.045
0.05
Temps (s)
(b) Tension appliquée au modem CPL (Réseau Sinus)
Figure 2.3 Signal MLI et signal électrique sinusoïdal
M. A. Mannah
40
Considérons les applications industrielles en France :
-
Dans un réseau domestique, l’amplitude et la fréquence de la tension sont constantes
(Umax = 325V, f = 50Hz).
-
Dans un onduleur, la tension du bus continu est obtenue par redressement puis filtrage du
réseau monophasé ou triphasé sinusoïdal. On a donc :
VDC = 325 V
-
ou
VDC = 560 V
Dans un réseau MLI, on distingue deux fréquences :
La fréquence du signal modulant qui varie de quelques Hz à quelques dizaines de Hz.
La fréquence du signal de découpage qui est souvent fixe. Classiquement, cette
fréquence se situe autour de quelques kHz.
Avant de tester la performance de la technologie CPL sur un réseau MLI, il semble intéressant
de caractériser plus finement les commutations au sein d’un onduleur de puissance.
3. Onduleur de puissance
Les stratégies de commande des interrupteurs sont nombreuses (commande MLI symétrique,
MLI asymétrique, commande sigma delta,…). Chaque stratégie présente des avantages et des
inconvénients [FOC+98], [FOC+00] et [TI00].
Dans notre étude, nous ne nous intéresserons qu’à la modulation MLI naturelle qui
correspond à la comparaison d’un signal modulant sinusoïdal à un signal triangulaire
d’amplitude et de fréquence fixe.
3.1.
Principe de fonctionnement
Un onduleur est constitué de semi-conducteurs de puissance jouant le rôle d’interrupteurs.
Pour les applications basse tension, un interrupteur est constitué d’un transistor MOSFET et
d’une diode en antiparallèle. Pour les applications moyenne et haute tension, le transistor
IGBT remplace le transistor MOSFET [BAUS+98].
Un onduleur triphasé est constitué de trois cellules de commutation. Une électronique centrale
fournit les ordres d’amorçage et de blocage des trois bras d’onduleur Fb1, Fb2 et Fb3 comme
indiqué à la figure 2.4.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
41
F1
F3
VDC
iL1
K1
K3
L1
K2
iL2
vL2
F4
iL3
K5
L2
K4
vL1
F2
F5
L3
K6
vL3
F6
Commande rapprochée
Fb1
Fb2
Fb3
Electronique centrale
Figure 2.4 Synoptique d'un onduleur triphasé
Le synoptique de la figure 2.5.a représente le principe de commande MLI triphasée en boucle
ouverte. La fréquence du signal triangulaire est la fréquence de découpage des interrupteurs
d’un bras. Le temps mort, en général constant, permet d’éviter les courts circuits de bras à
chaque commutation.
Fréquence fd
vd
-
vm1
+
vm1 = V m sin ( ωmt)
vm2
vm2 = V m sin ( ωm t - 2 π/3)
Fb1
vm3 = Vm sin ( ωm t - 4π/3)
F1
vm1
F2
t
Comparateur 1
Fb2
+
inversion
+
temps morts
vd
F3
F1
F4
t
Comparateur 2
Fb3
vm3
inversion
+
temps morts
+
inversion
+
temps morts
Comparateur 3
fd >> f m
a) principe de la commande MLI
tmort
F5
tmort
F2
F6
t
tmort
tmort
b) Commande des interrupteurs du bras 1
Figure 2.5 Principe de la MLI triphasée
Les signaux modulants vm1, vm2 et vm3 sont trois tensions triphasées équilibrées ayant les
mêmes amplitudes V̂m , les mêmes fréquences fm et déphasées entre elles de 120°. La porteuse
vd a une fréquence très supérieure à celle du signal modulant. La comparaison des signaux
vm1, vm2 et vm3 avec le signal vd permet d’obtenir les signaux Fb1, Fb2 et Fb3.
Pour éviter les courts-circuits de bras, il faut prévoir un temps morts entre le blocage d’un
interrupteur et l’amorçage de l’autre interrupteur appartenant au même bras. Les signaux de
commande F1 et F2 tracés pour deux périodes de découpage sont représentés à la figure 2.5.b.
M. A. Mannah
42
3.2.
Analyse de la commutation
Les formes d’ondes vL1, v L2 et vL3 en sortie de l’onduleur dépendent des fonctions F1 à F6,
mais aussi des caractéristiques intrinsèques des composants semi-conducteurs en
commutation [HOL92], [HOL94]. Rappelons que dans une cellule de commutation,
l’amorçage et le blocage commandé d’un interrupteur provoque le blocage et l’amorçage
spontané de l’interrupteur opposé. De plus, le signe de courant de ligne iL impose le semiconducteur passant. Prenons l’exemple du bras 1 présenté à la figure 2.6.
- Si iL1>0, seuls T1 et D2 peuvent être passants.
- Si iL1<0, seuls T2 et D1 peuvent être passants.
F1
T1
VDC
F2
F1
vK1
iL1>0
D2
D1
vK1
iL1 <0
VDC
F2
vL1 = vK2
a) iL1 > 0
vL1 = v K2
T2
b) iL1 < 0
Figure 2.6 Topologies d’une cellule de commutation : iL > 0 et iL < 0
Ainsi, pour deux mêmes ordres de commande F1 et F2, la forme d’onde de la tension vL1 est
dépendante dans un premier temps du signe de iL1. Les deux cas distincts iL1 > 0 et iL1 < 0 sont
représentés à la figure 2.7.
1
0
1
1
F1
t
t mort
t mort
F2
t
0
0
1
F1
t
t mort
t mort
F2
0
t
T1 bloqué
V DC
VDC
iL1>0
vK1
0
t
T1 passant
D2 bloquée
0
vK1
D1 bloquée
t
iL1 <0
V DC
VDC
t
0
td1 = tOFF (T1)
v L1 = v K2
vK2=v L1
D2 passante
t m1 = tON (T 1)
a) Courant de phase iL1 > 0
0
T2 passant
td2 = tON (T 2)
t
t m2= tOFF (T 2)
b) Courant de phase iL1 < 0
Figure 2.7 Formes d’ondes à l’entrée et en sortie d’un bras d’onduleur
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
- Cas
43
où iL1 > 0 (figure 2.7.a)
La tension vL1, égale à la tension vK2, passe de +VDC à 0 en un temps td1 (temps de descente).
Ce temps td1 correspond à la durée de la remontée de la tension aux bornes de T1 (blocage de
T1). La tension vL1 passe de 0 à +VDC en un temps tm1 (temps de montée). Ce temps tm1
correspond à la durée de la décroissance de la tension aux bornes de T1 (amorçage de T1).
- Cas où iL1 < 0 (figure 2.7.b)
La tension vL1 passe de +VDC à 0 en un temps td2. Ce temps correspond à la durée de
décroissance de la tension aux bornes de T2 (amorçage de T2). La tension vL1 passe de 0 à
+VDC en un temps tm2. Ce temps tm2 correspond à la durée de remontée de la tension aux
bornes de T2 (blocage de T2).
3.3.
Influence du courant de phase sur la commutation
Dans le paragraphe précédent, nous avons rappelé que la forme d’onde de la tension vL était
constituée de créneaux d’amplitude VDC de largeurs variables et que le passage de 0 à VDC et
vice versa était lié au temps de commutation des semi-conducteurs. Or, ces fronts sont
susceptibles de perturber la communication dans une application utilisant des CPL. Il est donc
intéressant de les modéliser.
Intéressons nous à la cellule de commutation présentée à la figure 2.8. En première
approximation, l’IGBT T1 peut être représenté par une source de courant contrôlée par la
tension de grille vge1 et par 2 diodes D11 et D12. La diode D11 permet le fonctionnement du
transistor T1 en saturation et la diode D12 empêche la conduction en inverse du transistor. La
capacité C1 modélise la mise en parallèle des capacités du transistor T1 et de la diode D1. Ce
modèle ne prend pas en compte les diverses inductances intrinsèques des composants.
Vdc
K v ge1
T1
VDC
D1
T1
iL1
vge1
T2
D2
D11
D12
iT1
K v ge2
vL1
D21
T2
vge2
0
(a) Cellule de commutation 1
D22
12
iT2
D1
C1
iD1
D2
iL1
C2
iD2
(b) Schéma électrique équivalent
Figure 2.8 Modèle simplifié de la cellule de commutation
M. A. Mannah
44
Considérons le cas où le courant iL1 est négatif. En raisonnant avec le schéma électrique
équivalent de la figure 2.8.b, on peut tracer les formes d’ondes théoriques des commutations à
l’amorçage et au blocage du transistor. La figure 2.9 montre les courants et les tensions aux
bornes de la diode D1 et du transistor T2.
vge2
t
iD1 = - iL1
iD1
vD1 = 0
0
iD1 = 0
t
vD1
vD1 = - VDC
vT2 = VDC
vT2 = vL1
iT2 = - iL1
1
iT2
vT2 = 0
iT2 = 0
0
t
2
3
4
1
Figure 2.9 Formes d'ondes dans une cellule de commutation (iL1 < 0)
On peut distinguer quatre phases différentes durant une même période. Ces différentes phases
de fonctionnement sont présentées à la figure 2.10.
VDC
VDC
D1
K vge1
C1
VDC
D1
K v ge1
T1
T1
iD1
≈ K v gs2/2
iL1 < 0
D2
K vge2
C2
V DC
≈ K v gs2/2
K v ge2
vL1
Phase 1
iL1 < 0
C2
K v ge2
vL1
D2
T2
iT2
0
0
V DC
C1
T1
iL1 < 0
C2
D1
K v ge1
D2
T2
T2
C1
V DC
vL1
iT2
0
Phase 2
Phase 3
a) Amorçage du transistor T2
VDC
D1
K v ge1
C1
T1
C2
D2
T2
D1
K v ge1
T1
iL < 0
K v ge2
0
VDC
VDC
≈ i L/2
≈ i L/2
V DC
K v ge2
vL1
T2
C1
C2
D2
iD1
K v ge2
V DC
iL < 0
D2
Phase 4
C2
V DC
vL1
T2
vL1
0
0
C1
T1
iL < 0
iT2
Phase 3
D1
K v ge1
Phase 1
b) Blocage du transistor T2
Figure 2.10 Configurations possibles durant la commutation d’une cellule pour iL1 < 0
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
45
- La phase 1 correspond à la phase de conduction de la diode D1.
- La phase 2 correspond à la phase de commutation D1 passante vers T2 passant.
- La phase 3 correspond à la phase de conduction de T2. Nous notons que la durée de
décroissance de la tension vL1 est principalement due à la décharge du condensateur C2 par
la source liée k.vge2 (k.vge2 >> iL1).
- La phase 4 correspond à la phase de commutation T2 passant vers D1 passante. Nous notons
que la durée de croissance de la tension vL1 est uniquement due à la charge du condensateur
C2 par le courant de charge iL1.
Ainsi, lorsque le courant de ligne iL est négatif, le temps de descente td est constant et
indépendant de iL alors que le temps de montée tm est variable et fonction de iL.
Afin de confirmer cette analyse expérimentalement, des mesures sont effectuées sur le banc
d’essais représenté à la figure 2.11.
T1
D1
T3
D3
T5
D5
Connexion pour i L1< 0
iL1
VDC
T2
D2
T4
D4
T6
D6
vL1
1 bobine
80 mH
Plan de charge
12 Ω
Connexion pour i L1> 0
Commande des transistors
Fb1 = 1
Fb2 = 0
Fb3 = 0
Figure 2.11 Description de l'essai expérimental
La cellule de commutation testée est un des bras de l’onduleur triphasé utilisé par la suite.
Cet onduleur est alimenté par une tension VDC = 325V. Une charge inductive constituée d’une
inductance L = 80 mH en série avec un plan de charge résistif de 12 Ω est connectée entre le
+VDC et la sortie L1. Un générateur à rapport cyclique variable pilote la conduction des semiconducteurs, ce qui permet de faire varier la valeur du courant iL1. Les formes d’ondes
expérimentales sont fournies à la figure 2.12.
Nous pouvons noter que les résultats expérimentaux confirment les relevés théoriques exposés
précédemment. La durée de descente td de vL1 est constante quelque soit la valeur de iL1, alors
que le temps de montée tm diminue lorsque le courant iL1 augmente.
M. A. Mannah
46
400 ns
40 ns
vL1
325 V
325 V
vL1
-5 A
-5 A
iL1
Phase 1
Phase 2
iL1
Phase 3
Phase 3
100 V
Phase 4
Phase 1
100 V
a) iL1 = - 5 A
200 ns
40 ns
vL1
325 V
325 V
vL1
-15 A
-15 A
iL1
iL1
100 V
100 V
b) iL1 = - 15 A
Figure 2.12 Formes d'ondes expérimentales dans une cellule de commutation pour iL1 < 0
Le même raisonnement peut être mené dans le cas où le courant de phase iL1 est positif. La
figure 2.13 montre les courants et les tensions aux bornes de la diode D2 et du transistor T1
lorsque iL1 > 0.
vge1
t
vT1 = VDC
vT1
iT1 = iL1
0
iT1 = 0
iT1
vT1 = 0
t
vL1 = VDC
iD2 = iL1
0
iD2
vD2 = 0
vD2
vD2 = - VDC
5
6
7
8
t
vL1 = - vD2
5
Figure 2.13 Formes d'ondes dans une cellule de commutation (iL1 > 0)
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
47
Comme précédemment, nous pouvons distinguer quatre phases de fonctionnement.
- La phase 5 correspond à la phase de conduction de la diode D2.
- La phase 6 correspond à la phase de commutation D2 passante vers T1 passant.
- La phase 7 correspond à la phase de conduction du transistor T1. Nous notons que la durée
de croissance de la tension vL1 (amorçage de T1) est principalement du à la source de courant
commandée K.vge1 (K.vge1 >> iL1).
- La phase 8 correspond à la commutation T1 passant vers D2 passante. Nous notons que la
durée de décroissance de la tension vL1 (blocage de T1) est uniquement due au courant de
charge.
Ainsi, lorsque le courant iL1 est positif, le temps tm est constant et indépendant de iL alors que
le temps td est variable et fonction de iL.
Cette analyse est confirmée par les relevés expérimentaux de la figure 2.14, la charge étant
connectée entre la sortie L1 et le zéro de tension (figure 2.11).
40 ns
400 ns
vL1
325 V
325 V
iL1
5A
Phase 7
Phase 8
iL1
5A
vL1
Phase 5
Phase 5
Phase 6
Phase 7
100 V
100 V
a) iL1 = + 5 A
40 ns
200 ns
vL1
iL1
iL1
325 V
15 A
15 A
325 V
vL1
100 V
100 V
b) iL1 = + 15 A
Figure 2.14 Formes d'ondes expérimentales dans une cellule de commutation pour iL1 > 0
M. A. Mannah
48
Les relevés expérimentaux confirment la théorie. Nous pouvons dès lors extraire des mesures
les relations qui lient les temps de commutation td et tm au courant de phase iL. Cette relation
est fournie à l’annexe 1.
Dans le cas d’un onduleur triphasé piloté par une stratégie de commande MLI, on retrouve,
sur un cycle de fonctionnement, tous les cas de figures énoncés précédemment (figure 2.15).
1
r
vm1
0
t
Td
iL1
vd
-1
vd
vm1
vm1
iL1
iL1
vm1
t
t
t
vd
iL1
α1Td
α3 Td
VDC
m1
t
d1
VDC
vL1
vL1
t
t
α4Td
VDC
vL1
t
t
m2
t
d2
t
vd
α2 Td
VDC
vd
vm1
iL1
vL1
t
t
m3
t
d3
t
t
m4
t
d4
Figure 2.15 Formes d’ondes sur un cycle de fonctionnement
3.4.
Spectre du signal MLI en sortie de l’onduleur
A partir des formes d’ondes de la figure 2.15, nous sommes capables de tracer le spectre de la
tension entre phases uL12 en sortie de l’onduleur. Le principe du calcul est fourni à l’annexe 1.
Les hypothèses simplificatrices sont les suivantes :
Les temps morts sont nuls.
les oscillations à chaque commutation des interrupteurs ne sont pas prises en compte.
Le calcul prend en compte les temps de montée tm et de descente td en fonction de la valeur et
du signe des courants iL1 et iL2. Le spectre de la tension uL12 tracé à la figure 2.16 correspond
aux paramètres suivants :
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
^
VDC = 325V
^
r = Vm Vt = 0.8
^
v m1 = Vm sin(ω m t )
^
i L1 ( t ) = I L sin(ω m t − ϕ)
t OFF =
49
VDC
a 1i 2L1 + b1i L + c1
f d = 10kHz
^
v m 2 = Vm sin(ω m t − 2π 3)
^
f m = 50Hz
^
i L 2 ( t ) = I L sin(ω m t − ϕ − 2π 3) I L = 10A
t ON = 40 ns
où
cos(ϕ) = 0.8
a 1 = − 2,69 ; b1 = 141,8 ; c1 = 153 ;
10
0
Tension composée (dBm)
-10
-20 dB/déc
-20
-30
-40 dB/déc
-40
-50
-60
-70
-80
-90
1M
10 M
Fréquence (MHz)
100 M
Figure 2.16 Spectre du signal MLI
Nous remarquons que l’enveloppe du spectre diminue de 20 dB/décade jusqu’à la fréquence 7
MHz et de 40 dB/décade au-delà de cette fréquence. A 1 Mhz, le niveau de bruit est de 0 dBm
et diminue pour atteindre un niveau de -50 dBm à 30 MHz.
Ainsi, nous pouvons remarquer que le début de la bande de fréquence des CPL
[1,6 MHz - 30 MHz] est fortement bruité ce qui rend difficile la communication. Cependant,
le niveau de bruit diminue avec la fréquence, ce qui a pour conséquence une augmentation du
rapport signal sur bruit (SNR). D’autre part, ce bruit ne peut pas être assimilé à un bruit blanc.
En effet, les signaux qui sont à l’origine de ce spectre sont déterministes. L’amplitude et la
phase de chaque remontée spectrale sont données par des relations déterminées. La
reconstruction du signal temporel à partir des raies présentes dans la bande de fréquence CPL
montre la nature impulsive du bruit.
Des études de caractérisation de ce bruit ont déjà fait l’objet de travaux dédiés aux
applications domestiques des CPL [DEG02]. Nous reviendrons sur le comportement temporel
de ce bruit dans la partie 5 de ce chapitre. Notons que ce spectre théorique est cohérent avec
tous les relevés expérimentaux obtenus par notre équipe. Ainsi, il sera utilisé à la suite comme
une référence permettant d’analyser et de critiquer les résultats des mesures et des
expérimentations à mener
M. A. Mannah
50
4. Mise en œuvre d’un modem CPL domestique sur un réseau
MLI
La communication sur le réseau électrique se fait entre les différents modems connectés sur ce
réseau. Selon la spécification HomePlug, ces modems sont transparents et ne peuvent
communiquer que s’ils sont de même marque et de même référence [LEE+03]. Toutefois tous
les modems basés sur ce standard Américain, fonctionnent d’une façon homologue
indépendamment de leur référence [AFK+05]. Pour cela l’analyse de fonctionnement et
l’étude de l’architecture d’un modem spécifique du marché peut être généralisé pour tous les
modems HomePlug et nous permet de comprendre leur principe de fonctionnement. Nous
avons choisi pour notre expérimentation un modem DEVOLO HomePlug de débit maximal
de 85 Mbits/s. Ce modem dédié pour les applications Indoor assure une transmission
bidirectionnelle sur une bande passante qui s’étend entre 1.6 MHz et 30 MHz. Il se comporte
comme une interface de transmission et de réception et reçoit les signaux modulés tout en
assurant une isolation galvanique entre les parties signal et puissance. Toutefois, le modem
CPL doit être modifié de manière à pouvoir séparer l’alimentation du signal d’informations.
La figure 2.17 montre une photo de ce modem ainsi qu’un synoptique de son électronique.
230 V / 50 Hz
Signal
information
Flyback
Alimentation DC
pour l’Electronique
Redresseur
Tx
Information
depuis PC
Modulation
OFDM
Rx
Information
Depuis et
vers le PC
Alimentation carte électronique
+ Information vers le canal
(a) Photo et synoptique du modem CPL initial
Information vers le canal
230 V
50 Hz
Flyback
Tx
Information
depuis PC
Alimentation DC
pour l’Electronique
Redresseur
Modulation
Signal
information
OFDM
Rx
Alimentation carte électronique
(b) Photo et Synoptique du modem CPL modifié
Figure 2.17 Modification du modem CPL domestique
Information
Depuis et
vers le PC
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
51
Un modem CPL dédié à la mise en réseau de PC via le réseau électrique est constitué de deux
parties :
- La première partie assure les alimentations continues des circuits électroniques à partir du
réseau sinusoïdal 230V. Elle est constituée d’un filtre passe bas, d’un pont redresseur et
d’une alimentation flyback.
- La deuxième partie est dédiée au transfert bidirectionnel de l’information entre les PC. Elle
est constituée d’un filtre passe haut, d’un transformateur assurant l’isolation galvanique,
d’un étage d’amplification et de modulation / démodulation de l’information.
Dans le modem original, l’information modulée et la prise secteur constituent un seul et
unique port (figure 2.17.a). Nous avons physiquement séparé l’information modulée de
l’alimentation, conformément à la figure 2.17.b. On peut ainsi dissocier le signal portant
l’information du réseau d’alimentation afin de coupler le CPL sur notre réseau MLI.
4.1.
Caractéristiques du signal en sortie des modems CPL
La modification apportée sur les modems CPL nous permet de visualiser le signal OFDM. Le
synoptique du banc de test expérimental est représenté à la figure 2.18.
Communication
de données
PC 1
Modem
CPL 1
Modem
CPL 2
PC 2
230 V
50 Hz
Figure 2.18 Test de communication
Une communication entre deux modems CPL a été établie. Les deux modems CPL alimentés
par le réseau électrique, font communiquer deux PCs via leur sortie dissociée du réseau
d’alimentation.
Le signal information transmis par le canal reliant ces deux modems CPL ainsi que son
spectre sont représentés à la figure 2.19.
M. A. Mannah
52
20
10
Amplitude (dBm)
Amplitude (dBV)
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
0
5
10
15
20
25
30
35
40
Fréquence (MHz)
Figure 2.19 Signal et spectre associé
La modulation OFDM employée dans ces modems CPL est mise en évidence par l’étalement
spectral visible sur la figure 2.19. Son niveau de tension peut atteindre une dizaine de volts, ce
qui explique pourquoi un tel signal est capable de surmonter les bruits d’un réseau électrique
sinusoïdal. En ce qui concerne le spectre, on remarque que le signal atteint le niveau -5 dBm
entre 4 MHz et 22 MHz alors qu’il est à moins de -30 dBm sur le reste de la bande
fréquentielle.
Il faut toutefois noter que si l’on prend en considération le spectre en sortie de l’onduleur
présenté à la figure 2.16, le niveau de bruit était -10 dBm à 4 MHz et a diminué à -40 dBm à
22 MHz. Le SNR a évolué alors de 5 dB à 35 dB entre ces deux fréquences.
4.2.
Communication sur un réseau MLI
Les modems CPL dédiés aux réseaux sinusoïdaux vont être testés sur un réseau MLI. Le banc
d’essai expérimental et son synoptique sont présentés à la figure 2.20. Une machine
asynchrone est alimentée par un onduleur triphasé via un câble (12 AWG) généralement
utilisé dans les applications industrielles. La machine asynchrone de puissance nominale 1,8
kW est connectée à une génératrice synchrone débitant dans un plan de charge résistif.
L’objectif de ce banc est de tester la communication entre deux modems CPL sous différentes
conditions. Les deux modems sont situés à proximité du moteur (point C) et de l’onduleur
(point B) et sont alimentés par le réseau monophasé sinusoïdal. Une liaison bifilaire de
longueur 50 cm (point A et point B) a été utilisée permettant d’effectuer la mesure en sortie de
l’onduleur ou bien directement au niveau de l’interrupteur de puissance (IGBT).
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
53
Chemin de câbles
T1
VDC
T3
T5
Point A
Point C
Point B
Energie etDonnées
1
2
Moteur
3
T2
F1
F2
T4
F3
F4
T6
F5
F6
Commande des IGBT
Fb1
Fb2
Communication
de données
Fb3
Modem
PC 1
CPL 1
PC 2
Modem
CPL 2
230 V
50 Hz
Figure 2.20 Photo et synoptique du banc d'essai expérimental
4.2.1. Essais avec onduleur hors tension sans découpage
L’expérience suivante a pour but de mettre en évidence l’influence des différents paramètres
sur la communication entre les deux modems (tension du bus continu, fréquence de
découpage). L’onduleur est mis hors tension. Trois différentes mesures ont été effectuées et
sont présentées à la figure 2.21.
M. A. Mannah
54
-0.5
dBV
-0.5
dBV
-0.5
dBm
Point C
Point B
Point A
Energie et Données
10 m
50 cm
Sonde de
tension *20
Modem
CPL 1
Oscilloscope
PC 1
PC 2
Modem
CPL 2
230 V
50 Hz
(a) Transmission à travers le câble triphasé : onduleur et MAS non connectés
Point C
Point B
Point A
-4 -0.5
dBV
dBV
-4 dBm
Energie et Données
Moteur
Onduleur
10 m
50 cm
Sonde de
tension *20
Modem
CPL1
Oscilloscope
PC 1 PC 2
Modem
CPL2
230 V
50 Hz
(b) Transmission à travers le câble triphasé : onduleur et MAS connectés
Point A
Point C
Point B
-10
dBV
-0.5
dBV
-10
dBm
Energie et Données
Onduleur
Moteur
10 m
Sonde de
tension *20
Modem
Oscilloscope CPL 1
PC 1
PC 2
Modem
CPL 2
230 V
50 Hz
(c) Transmission à travers le câble triphasé : influence de la ligne inductive
Figure 2.21 Mesures expérimentales réalisées
-
Un premier essai a été effectué pour étudier la transmission à travers le câble triphasé
sans tenir compte de l’influence de l’onduleur et de la machine électrique. La mesure est
faite au point B. La communication s’effectue entre les points C et B. La figure 2.21.a
montre l’enveloppe du signal qui est à un niveau d’environ -0.5 dBV.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
55
-
Un second test a été effectué, cette fois ci avec le câble triphasé connecté à la machine
asynchrone au point C et à l’onduleur au point B. La mesure a été effectuée au point B et
l’enveloppe du signal de communication est présentée à la figure 2.21.b. En présence de
l’onduleur et la machine asynchrone, on observe que le niveau de l’enveloppe est
d’environ -4 dBV.
-
Un troisième test met en évidence l’intérêt de la mise en place d’une liaison inductive
entre l’onduleur et le point de connexion des modems. Les mesures ont été effectuées au
point A, directement au niveau du module IGBT. La figure 2.21.c montre une forte
atténuation de l’enveloppe du signal OFDM (-10 dBV).
4.2.2. Essai avec onduleur sous tension et avec découpage
L’essai suivant a pour but de tester la communication entre les deux modems CPL dans un
canal faiblement pollué. Le banc de test utilisé est présenté à la figure 2.22.
Point C
Point B
Energieet Données
Moteur
Onduleur
10 m
Oscilloscope
1
2
u12
u12HF
230 V
50 Hz
CPL
PC 1
Modem
1
CPL
PC 2 Modem
2
Figure 2.22 Synoptique du banc de test
Les conditions de l’essai sont les suivantes :
^
V DC = 10V ;
r=
Vm
= 0.8; f d = 2kHz;
^
Vd
La machine asynchrone est maintenue à vide. Le câble utilisé a une longueur de 10 mètres.
Un filtre passe haut de fréquence de coupure 1 MHz correspondant à la fréquence basse de la
bande fréquentielle des CPL est mis en place permettant de filtrer les signaux de puissances et
de récupérer le signal information OFDM. Dans ces conditions, nous effectuons une
transmission de données entre les deux modems CPL. Nous remarquons que ces derniers
communiquent bien entre eux.
La première courbe de la figure 2.23 montre la tension entre phases u12 en sortie de
l’onduleur. La seconde courbe est la tension en sortie du filtre passe haut. Elle correspond aux
composantes hautes fréquences de la tension u12.
M. A. Mannah
56
u12
4V
50µs
u12HF
1V
Figure 2.23 Superposition des signaux MLI et OFDM
Sur le premier tracé, il apparaît clairement la superposition du signal information sur la
composante MLI. Sur le second tracé, il ne reste que le signal information. La composante
MLI a été filtrée ce qui a permis d’assurer une bonne communication entre les modems.
4.2.3. Limites de Fonctionnement
La communication entre les modems a été établie pour une tension du bus continu VDC = 10V,
une fréquence de découpage fd = 2 kHz, avec une machine à vide. Toutefois, ces conditions
sont loin de celles des conditions nominales où un onduleur est alimenté avec une tension
continue de quelques centaines de Volts. Pour cela, nous avons fait une série de mesures sous
différentes tensions VDC et fréquences de découpage fd dans le but d'étudier l'effet de ces
paramètres sur la communication. Les différents tests effectués sont les suivants :
- Influence de la tension du bus continu
Nous avons fixé la fréquence de découpage fd à 2 kHz. La machine asynchrone tourne
toujours à vide. Nous avons augmenté progressivement la tension du bus continu VDC afin
d'évaluer son effet sur la communication. Pour chaque valeur de cette tension, la transmission
d’un fichier de données entre les points C et B est testée.
Nous avons noté que pour une tension de 100 V, la communication est interrompue. Les
causes de non fonctionnement seront discutées au paragraphe suivant.
Le tableau 2.1 montre le débit des données en fonction de VDC.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
57
Débit (Mbits/s)
85
50
15
8
0
0
VDC (V)
0
10
50
80
100
150
Tab. 2.1 Débit de données en fonction de la tension du bus continu
Nous notons que pour une tension inférieure à 80 V, le débit reste acceptable et la
transmission des données est assurée. Les Modem CPL que nous avons utilisé sont fournis
avec un logiciel permettant de connaître le débit au cours d’une transmission de données.
- Influence de la fréquence de découpage
La tension VDC est fixée à 80 V, tension pour laquelle les modems CPL arrivent à
communiquer. La machine asynchrone tourne toujours à vide. La fréquence de découpage fd
évolue par pallier. Pour fd = 2 kHz, le fichier de données est transmis correctement entre les
points B et C avec un débit de 8 Mbits/s. Pour fd = 5 kHz, la transmission des données est
toujours effective, mais le débit est fortement ralenti (environ 2 Mbits/s). Pour fd = 10 kHz, la
communication est interrompue.
Le tableau 2.2 montre le débit de données en fonction de la fréquence de découpage fd.
Débit (Mbits/s)
8
4
0
fd (kHz)
2
5
10
Tab. 2.2 Débits de données en fonction de la fréquence de découpage
4.3.
Conclusion
Dans cette partie, nous avons pu montrer que la communication sur un réseau MLI est limitée.
Dès que la tension du bus continu ou la fréquence de découpage augmente, la communication
est interrompue. Nous avons vu que pour une fréquence de découpage fixée à 5 kHz, la
tension maximale que peut atteindre le bus continu sans que la communication soit
interrompue est de 80V. Nous sommes donc très loin des tensions nominales mises en jeu au
sein des ensembles « convertisseur – machine ». Par conséquent, les modems CPL conçus
pour fonctionner sur un réseau sinusoïdal n’arrivent pas à communiquer sur réseaux MLI.
M. A. Mannah
58
5. Hypothèses des causes de disfonctionnement
Nous avons montré que les modems CPL dédiés aux réseaux sinusoïdaux ne pouvaient
fonctionner sur les réseaux MLI que sous certaines conditions très restrictives. Il semble
logique de penser que les fronts de tension de l’onduleur sont la cause principale du non
fonctionnement des CPL. Pour vérifier cette hypothèse, une interface électronique a été
développée. Elle reprend les principaux éléments constituant la partie couplage de
l’information sur le réseau électrique des modems CPL.
5.1.
Interface de couplage
La carte électronique développée est constituée du même condensateur et du même
transformateur constituants les modems CPL présentés à la figure 2.17. Le transformateur
utilisé de type BEL, admet un rapport de transformation égal à 1. Son secondaire est chargé
par une résistance 50 Ω (figure 2.24).
Récepteur / Transmetteur
Pour les signaux modulés
Signal de
puissance
d’entrée
C
Capacité
Vers le
canal de
puissance
R
50 Ω
Transformateur
Figure 2.24 Photo et synoptique du coupleur
Ce coupleur étant connecté entre les deux bornes de la sortie de l’onduleur, l’observation de la
tension aux bornes de la résistance de 50 Ω en sortie du transformateur peut nous aider à
comprendre la raison du non fonctionnement des modems CPL.
Avant d’effectuer des mesures sur un réseau MLI, nous allons caractériser cette interface dans
le domaine fréquentiel. Le relevé expérimental du diagramme de Bode de notre coupleur est
tracé à la figure 2.25.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
59
20
Gain (dB)
0
-20
-40
-60
-80 4
10
105
106
107
108
Fréquence (Hz)
Figure 2.25 Diagramme de Bode du coupleur
C’est un filtre passe haut du second ordre, de fréquence de coupure 1 MHz. Nous notons un
gain unitaire dans la bande de fréquence [2 MHz - 30 MHz]. La pente est de - 40 dB/décade
conformément à un filtre d’ordre 2.
Pour une utilisation des modems CPL dans un réseau domestique, l’interface de couplage
filtre la composante BF (50 Hz) et laisse passer l’information dans la bande de fréquence
1,6 MHz - 30 MHz.
Par la suite, nous étudions le comportement de ce coupleur lorsqu’il est excité par un signal
MLI.
5.2.
Comportement du coupleur sur un réseau MLI
Sur un réseau MLI, nous avons vu précédemment que la tension d’entrée entre deux phases
UL12 a la forme d’un trapèze. On peut alors calculer la réponse de ce coupleur à cette
excitation.
5.2.1. Comportement théorique
Afin d’analyser le comportement du coupleur sur un réseau MLI, une étude théorique a été
menée afin de déterminer la nature du signal à sa sortie lorsqu’un signal MLI est appliqué à
son entrée.
En première approximation, le coupleur peut être modélisé par le circuit électrique de la
figure 2.26. Les composants sont choisis de façon à avoir une fréquence de coupure égale
1 MHz.
M. A. Mannah
60
C
e(t) = uL12(t)
R=50 Ω
R
L
e(t)
s(t)
C=4.7nF
td
tm
L=5µH
α Τd
Figure 2.26 Modèle RLC équivalent de l'interface de couplage
La tension d’entrée a pour expression :
e(t) = (V DC /t m ) .t .u(t) − (V DC /t m ) .(t − t m ) .u(t − t m )
− (V DC /t d ) .( t − a .Td + t d ) .u(t − a .Td + t d ) + (V DC /t d ) .( t − a .Td ) .u(t − a .Td )
(2.1)
VDC correspond à la tension du bus continu de l’onduleur et Td est la période de découpage.
Les indices ‘α’, ‘tm’ et ‘td’ représentent respectivement le rapport cyclique, le temps de
montée et le temps de descente. La fonction u(t) est l’échelon unitaire.
Le coupleur modélisé par un circuit RLC admet dans le domaine fréquentiel la fonction de
transfert suivante :
H (p ) =
S (p )
p2
= 2
E ( p ) p + (1 R . C ) . p + (1 L . C )
(2.2)
Dans le domaine de Laplace, l’évolution du signal de sortie est donnée par l’équation 2.3.
S(p) = H(p).E(p)
 1 e − tm . p e (− a .Td + td ) . p e − a .Td
. −
−
−
tm
td
td
 t m
.p



où
E(p) =
VDC
p2
⇒
S(p) =
 1 e − tm . p e (− a .Td + td ) . p e − a .Td
VDC
.
−
−
 −
tm
td
p 2 + (1 R .C ) . p + (1 L .C )  t m
td
(2.3)
.p



A l’aide de la transformée inverse de Laplace, on repasse au domaine temporel. L’évolution
temporelle du signal s (t) est donnée par l’équation 2.4 :
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI

V DC
s (t ) = 
 t .ω . 1 − ξ 2
 m c

V DC
−
 t .ω . 1 − ξ 2
 d c
(
61
)

 e − α . t . sin ω c . 1 − ξ 2 . t
.

  − α . (t − t m )
2

(
)
ω
ξ
−
e
.
sin
.
1
−
.
t
−
t
.
u
(
t
−
t
)
 
c
m
m 

.


(
)
(
(
(2.4)
)
e − α . (t − a . T + t d ) . sin ω . 1 − ξ 2 . (t − a . T + t ) . u (t − a . T + t ) 
c
d
d
d
d


− e − α . (t − a . Td ) . sin ω . 1 − ξ 2 . (t − a . T ) . u (t − a .T )

c
d
d


)
Les variables utilisées ωc, ζ et α représentent respectivement la pulsation propre du coupleur,
l’amortissement et l’atténuation :
1
ωc =
L .C
,
ξ=
1 L
,
2R C
α=
1
2 R .C
(2.5)
Pour une configuration donnée de ces paramètres, ces équations ont été tracées à l’aide de
Matlab. La période du signal d’entrée a été fixée à 10 µs, le rapport cyclique à 0,5 alors que
les temps de montée et de descente sont fixés respectivement à 300 ns et 500 ns. La figure
2.27 montre le signal de sortie du coupleur s(t) lorsqu’on lui applique à l’entrée un signal e(t)
d’amplitude VDC = 50V et VDC = 200V.
Signal d'entrée (V)
150
50 V
100 V
100
50
0
-50
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
Temps (s)
0.7
0.5
0.6
Temps (s)
0.7
0.8
0.9
1
-5
x 10
Signal de sortie (V)
50
25
0
-25
-50
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.8
0.9
Figure 2.27 Formes d'ondes en entrée et en sortie du coupleur
1
-5
x 10
M. A. Mannah
62
Nous remarquons que le coupleur ne filtre pas totalement le signal MLI. A l’amorçage et au
blocage d’un IGBT, on retrouve à sa sortie une impulsion de tension d’amplitude élevée. Le
niveau de cette impulsion augmente lorsque la tension VDC du bus continu de l’onduleur
augmente, ce qui explique la cause de disfonctionnement des modems CPL à partir d’une
certaine valeur de VDC.
Nous pouvons aussi noter que plus le temps de commutation diminue, plus l’amplitude de
l’impulsion de tension augmente, ce qui accentue le niveau de perturbation.
Malheureusement, les onduleurs fréquemment rencontrés dans le domaine la conversion
statique d’énergie électrique sont alimentés sous des tensions de plusieurs centaines de volt.
On peut recenser des tensions de 325 V et 565 V pour les applications grand public et
industrielles puis 750 V, 1,5 kV, 3 kV pour les applications ferroviaires les plus répandues.
De plus, les progrès réalisés dans la technologie des IGBT et de leurs drivers ont pour
conséquence des temps de commutation des interrupteurs de plus en plus court.
Ainsi, l’interface de couplage retenue dans les CPL dédiés au réseau sinusoïdal domestique
n’est pas adaptée aux contraintes des réseaux industriels.
5.2.2. Validation expérimentale
L’objectif de cet essai est de vérifier expérimentalement les conclusions de l’étude théorique.
L’essai effectué est décrit à la figure 2.28. Les relevés expérimentaux sont fournis à la
figure 2.29.a.
Sonde de
tension
x 20
T1
VDC
T3
D1
D3
T5
D5
iL1
Ch1
Connexion pour iL1 < 0
S1
S2
T2
F1
F2
D2
F3
T4
F4
D4
F5
T6
F6
Fb2
D6
Plan de charge
12Ω
vL1
Connexion pour i L1 > 0
Coupleur
chargé 50 Ω
Commande des transistors
F b1
3 bobines en série
80 mH, 2x17 mH
S3
F b3
Figure 2.28 Synoptique du banc de test expérimental
Les conditions de l’essai sont les suivantes :
Sonde de
tension
x 20
Ch2
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
63
^
^
VDC = 100V
r = V m V d = 0 .8
t m = 300ns
t d = 500 ns
f d = 10kHz
L’onduleur débite sur une charge RL formée par un ensemble de trois bobines en série avec
un plan de charge résistif.
La première courbe de la figure 2.29 montre la tension en sortie de l’onduleur alors que la
seconde courbe montre le signal en sortie de notre coupleur. Nous remarquons bien que les
impulsions en sortie du coupleur dépendent de l’amplitude du signal d’entrée et du temps de
commutation.
La figure 2.29.b montre les formes d’ondes théoriques calculées dans les mêmes conditions
que l’essai expérimental. Celles-ci sont bien cohérentes avec les formes d’ondes
expérimentales.
(*20)
40V
40V
20V
20V
(*20)
(*20)
(*20)
150
100
50
0
-50
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
3.5
4
4.5
5
x 10
50
0
-50
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
Temps(s)
3.5
4
4.5
5
x 10
150
100
50
0
-50
4
5
6
7
8
9
Temps(s)
-6
Signal de sortie (V)
Signal de sortie (V)
Temps(s)
Signal d'entrée (V)
Signal d'entrée (V)
(a) résultats expérimentaux
10
x 10
-6
50
0
-50
4
-6
5
6
7
Temps(s)
(b) Résultats théoriques
Figure 2.29 Formes d'ondes en entrée et en sortie du coupleur
8
9
10
x 10
-6
M. A. Mannah
64
6. Filtrage du réseau MLI
L’étude théorique menée précédemment a montré que le niveau de tension en sortie du
coupleur était fortement dépendant du dv/dt de la tension de l’onduleur. Pour assurer une
communication entre les modems CPL, les variations brusques de tension doivent être
fortement limitées.
Une première solution consiste à placer un filtre passe bas en sortie de l’onduleur,
conformément au schéma de la figure 2.30.
Onduleur triphasé
T1
T3
Charge
T5
Energie
≈ 10 m
1
VDC
Moteur
MAS
2
3
T2
F1
T4
F2 F3
T6
F4 F5
Fb2
Communication
de données
Energie et
Signal Information
Communication
de données
F6
Contrôle des IGBT
Fb1
Filtre
LCL
Fb3
Modem 1
CPL
PC 1
PC 2
Modem 2
CPL
230 V
50 Hz
Figure 2.30 Synoptique du banc d'essai expérimental
6.1.
Structure du filtre MLI
La structure du filtre MLI retenue est présentée à la figure 2.31. Nous avons choisi cette
structure car elle présente une atténuation de 40 dB/décade et admet, en théorie, une
impédance de sortie croissante avec la fréquence.
Les tests de communication seront effectués pour un bus continu de 325 V et une fréquence
de découpage de 10 kHz. On rappelle que dans ces conditions, la communication entre les
CPL est inexistante sans filtre MLI.
La fréquence de coupure de ce filtre est fixée autour de 4 kHz. Cette fréquence inférieure à la
fréquence de découpage 10 kHz permet de conserver les composantes basses fréquences tout
en diminuant les dv/dt du signal MLI. Nous avons choisi le couple C = 6µF et L = 250 µH.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
UL12e
65
L
L
L
L
L
L
C
UL12s
C
C
Figure 2.31 Structure du filtre LCL
Toutefois, les éléments de ce filtre présentent des imperfections liées à leurs technologies. Les
capacités interspires des inductances ainsi que les inductances parasites des condensateurs
utilisés en électronique de puissance rendent le filtrage inapproprié au-delà de quelques
centaines de Hertz. Afin de mettre cela en évidence, nous avons mesuré le diagramme de
Bode du filtre LC présenté à la figure 2.32.a.
Le diagramme de Bode est présenté à la figure 2.32.b. Nous observons le comportement d’un
filtre passe-bas du second ordre jusqu'à 70 kHz. Au-delà de cette fréquence, le niveau de bruit
ne nous permet plus d'assurer la garantie des mesures et des résultats. Au-delà de 1 MHz,
nous observons des remontées spectrales dues aux imperfections des composantes à ces
fréquences. Le filtre ne peut alors plus être considéré comme un filtre passe bas.
20
10
L
UL12s
Gain (dB)
UL12e
0
C
-10
-20
-30
-40
-50
10-1
(a) Filtre LC
100
101
102
103
Fréquence (kHz)
(b) Diagramme de Bode
Figure 2.32 Diagramme de Bode du filtre LC
104
105
M. A. Mannah
66
6.2.
Mesures avec du réseau MLI
Le banc d’essai expérimental est représenté à la figure 2.30. La longueur du câble triphasé est
de 10 mètres. La machine asynchrone tourne à vide. Les conditions de l’essai sont les
suivantes :
^
f m = 50 Hz
f d = 10kHz
r=
Vm
^
= 0 .8
Vd
La communication entre les modems CPL est testée pour différentes valeurs du bus continu.
Un fichier de données est envoyé entre les deux PC situés de part et d’autre du câble
d’alimentation entre le moteur et l’onduleur. Les résultats sont présentés au tableau 2.3. Les
résultats des tests effectués sans filtre MLI sont rappelés.
VDC (V)
0
10
50
Sans Filtre
MLI
Débit
(Mbits/s)
85
25
7
Avec Filtre
MLI
Débit
(Mbits/s)
85
75
42
80
100
150
200
250
300
Communication interrompue
37
Débit constant : 32 Mbits/s
Tab. 2.3 Effet de l'utilisation du filtre MLI sur le débit
Ces résultats mettent en évidence l'intérêt de l’utilisation d’un filtre MLI. La figure 2.33
montre le signal MLI filtré et le signal en sortie du coupleur pour une tension du bus continu
VDC = 200V et une fréquence de découpage fd = 10 kHz.
Signal
en sortie
du filtre
MLI
100V
Signal en
sortie du
coupleur
1V
Figure 2.33 Signal MLI filtré et signal en sortie du coupleur
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
67
L’allure du signal en sortie du filtre MLI n’est pas plat. Cela signifie que des impulsions en
sortie du coupleur perturbent la communication. Ceci est du à l’imperfection du filtre MLI qui
ne filtre pas les composantes supérieures au MHz.
6.3.
Amélioration et contraintes
L’utilisation du filtre MLI en sortie de l’onduleur a pour conséquence une diminution notable
des impulsions en sortie du coupleur. Les modems CPL arrivent à communiquer pour une
fréquence de découpage de 10 kHz et un bus DC de 300V. Cependant, on remarque que dans
ces conditions, le débit mesuré est inférieur au débit maximal que peut assurer le modem
CPL.
De plus, ces filtres sont volumineux, ce qui peut poser des problèmes dans certaines
applications et le coût de tels filtres n’est pas négligeable. Ainsi, l’emploi d’un filtre MLI
n’est donc pas la solution idéale à notre problème.
7. Conclusion
Dans ce chapitre nous nous sommes intéressés à caractériser la tension entres phases présente
dans les réseaux MLI. Nous avons montré que les modems CPL dédiés aux réseaux
sinusoïdaux ne fonctionnaient pas sur ce type de réseaux. En effet, un bruit impulsif apparaît à
chaque commutation des IGBT et ne peut être filtré par la structure des coupleurs des CPL
domestiques.
Une solution de filtrage passif a été proposée et investiguée. L’utilisation d’un filtre MLI en
sortie de l’onduleur a pour conséquence une diminution notable des impulsions en sortie du
coupleur. Les modems CPL arrivent à communiquer pour une fréquence de découpage de
10 kHz et un bus DC de 300 V. Cependant, on remarque que dans ces conditions, le débit
mesuré est inférieur au débit maximal 85 Mbits/s que peut assurer le modem CPL. Ceci est du
à l’imperfection du filtre MLI qui ne filtre pas les composantes supérieures à quelques
mégahertz. L’emploi d’un filtre MLI n’est donc pas la solution idéale à notre problème.
De plus, nous avons vu que l’enveloppe spectrale de l’onduleur est constituée d’une première
partie dont la pente est de -20 dB/décade et d’une deuxième partie de pente - 40 dB/décade.
Cette dernière commence à environ 30 MHz. Afin d’effectuer un filtrage le plus efficace
possible, il semble judicieux de transporter l’information dans la zone ou la pente est de
- 40 dB/décade, c'est-à-dire au-delà de 30 MHz. La réalisation d’un coupleur CPL performant
et prenant en compte les exigences du réseau MLI fait l’objet du chapitre suivant.
68
M. A. Mannah
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
69
Chap 3 Etude d’un coupleur CPL pour réseaux MLI
Dans le deuxième chapitre, nous avons montré que la technologie CPL dédiée aux réseaux
sinusoïdaux n’était pas adaptée aux réseaux MLI. A chaque commutation des interrupteurs,
l’onduleur génère des impulsions de tension d’amplitudes élevées. Celles-ci ne sont pas
éliminées par les coupleurs des modems CPL domestiques. La communication est alors
perturbée.
Ainsi, on propose de développer un coupleur adapté pour un réseau MLI. Il s’agit de
concevoir, de dimensionner et de modéliser une interface de couplage performante capable
d’assurer la communication en dépit de la présence de l’onduleur. La transmission des
informations sera effectuée à une fréquence porteuse plus élevée de façon à ce que le bruit
dans le canal soit moins influant.
1. Cahier des Charges
Pour développer notre coupleur, nous devons tout d’abord fixer nos objectifs et nos besoins.
Ceux-ci nous permettent de bien définir les caractéristiques principales du coupleur et de
choisir par conséquence les différents composants électroniques qui le constituent. Les
caractéristiques et propriétés de ces derniers sont déterminées en fonction de la nature des
informations à envoyer et des différentes perturbations à filtrer.
1.1. Synoptique général des coupleurs
Nous avons besoin de transmettre des données entre une interface de transmission côté moteur
et une interface de réception côté onduleur. Cette transmission des informations devra être
assurée malgré la présence de l’onduleur qui perturbe fortement l’environnement.
M. A. Mannah
70
Un signal, généralement en bande de base, est issu d’un capteur localisé au niveau du moteur.
Ce signal doit être modulé et porté à une certaine fréquence pour s’adapter au canal. Le signal
modulé est couplé au réseau via une interface. Par la suite, cette interface sera nommée
‘transmetteur’. Côté onduleur, une autre interface extrait l’information modulée du réseau
MLI. Cette interface sera nommée ‘récepteur’. L’information sera ensuite démodulée avant
son renvoi vers l’onduleur.
Le synoptique du système est décrit à la figure 3.1.
Signal MLI
VDC
Moteur
Informations
capteurs
Informations
modulées
Commande MLI
Récepteur
Transmetteur
Démodulateur
Modulateur
Informations
modulées
Informations
modulées
Figure 3.1 Synoptique de la chaîne de transmission
1.1.1. Le transmetteur
Le transmetteur devra assurer les fonctions suivantes :
1- il doit laisser passer les données provenant du modulateur vers le réseau MLI. Par
contre, il doit bloquer la perturbation du réseau MLI se propageant vers le modulateur.
Un filtre passe bande très sélectif est donc nécessaire. La fréquence centrale de ce
filtre, qui est aussi celui de la fréquence de la porteuse, devra être supérieure à
30 MHz, comme indiqué au chapitre 2.
2- Le niveau électrique en sortie de l’étage de modulation impose la présence d’un
amplificateur (« driver de ligne »).
3- Pour des raisons de sécurité, une isolation galvanique des signaux est nécessaire.
Le synoptique du transmetteur est présenté à la figure 3.2.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
71
1.1.2. Le récepteur
Le récepteur devra à son tour assurer les fonctions suivantes :
1- Comme pour le transmetteur, le récepteur doit laisser passer l’information modulée
mais il doit aussi bloquer la perturbation provenant du réseau MLI. Un filtre passe
bande très sélectif est donc nécessaire. Les filtres passe bande du transmetteur et du
récepteur sont donc identiques.
2- A l’arrivée côté onduleur, le signal modulé sera atténué à causes des pertes dans le
câble. Ceci est d’autant plus vrai que la fréquence de la porteuse est élevée et que le
câble est long. Une amplification sera prévue au niveau du récepteur.
3- Pour les mêmes raisons mentionnées précédemment, une isolation galvanique est
obligatoire au niveau du récepteur.
Informations
modulées
Informations
modulées
Signal MLI
Amplificateur
Amplificateur Transformateur
Filtre
Transmetteur
CANAL
Informations
modulées
Amplificateur
Informations
modulées
Signal MLI
Filtre
CANAL
Transformateur Amplificateur
Démodulateur
Modulateur
Le synoptique du transmetteur et du récepteur est présenté à la figure 3.2.
Récepteur
Figure 3.2 Principe du transmetteur et du récepteur
1.2. Discussion sur l’architecture électronique des Coupleurs
Après avoir défini l’architecture des deux coupleurs, nous allons déterminer les
caractéristiques de chaque bloc. Les choix des filtres, des transformateurs d’isolation et des
amplificateurs devront être cohérents de façon à assurer une performance maximale de
l’interface de couplage.
M. A. Mannah
72
1.2.1. Filtrage passe bande
Dans la littérature, on distingue deux types de filtres : Les filtres actifs et les filtres passifs.
Les filtres actifs sont constitués de résistances, de condensateurs et d’amplificateurs
opérationnels. Ils sont faciles à mettre en œuvre et bon marché. Cependant, ils nécessitent une
alimentation électrique, introduisent du bruit et leurs applications sont limitées à quelques
dizaines de MHz. Les filtres passifs ne nécessitent pas d’alimentation électrique. On
dénombre trois technologies [FRE02]:
-
Les filtres à inductances et condensateurs,
-
Les filtres à résonateurs piézoélectrique (quartz, céramique,…),
-
Les filtres micro rubans.
Nous avons retenu la technologie des filtres passifs LC. Outre l’absence d’alimentation, les
filtres LC permettent des niveaux de tensions élevées et un bruit fortement réduit par rapport
aux filtres actifs. De plus, ils sont adaptés à la gamme de fréquences retenues.
On rencontre deux types de structures pour les filtres passifs LC : la structure en T ou en π. Ils
sont constitués de ‘n’ branches, ‘n’ étant l’ordre de la fonction de transfert du filtre. Dans le
cas des filtres passe bande, les branches parallèles sont constituées d’une inductance et d’un
condensateur en parallèle. Les branches séries sont constituées d’une inductance et d’un
condensateur en série.
On rappelle que pour la structure en T, on a :
-
La première branche est une branche série,
-
Lorsque n est pair, le filtre se termine par une branche parallèle,
-
Lorsque n est impair, le filtre se termine par une branche série.
On rappelle que pour la structure en π, on a :
-
La première branche est une branche parallèle,
-
Lorsque n est pair, le filtre se termine par une branche série,
-
Lorsque n est impair, le filtre se termine par une branche parallèle.
Structure et ordre du filtre
Le signal à filtrer est la tension MLI de l’onduleur. Pour le transmetteur et le récepteur,
l’entrée du filtre est côté câble électrique. Le transmetteur voit principalement l’impédance du
moteur et celle du câble au point B. Le récepteur voit principalement l’impédance de
l’onduleur et celle du câble au point A. Le synoptique de l’ensemble est présenté à la
figure 3.3.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
pt A
VDC
Signal MLI
73
pt B
ond
Z
Z
mot
Informations
Commande MLI
Informations
capteurs
modulées
Régulation
Démodulation
Récepteur
Transmetteur
Figure 3.3 Impédances vues par le transmetteur et le récepteur
Pour les filtres, il est judicieux de choisir une branche d’entrée série plutôt que parallèle. En
effet, le câble étant modélisé par une série d’inductances, un filtre à branche d’entrée parallèle
peut créer une cellule de résonance avec le câble. De plus, la structure en T permet de répartir
la tension MLI sur plusieurs composants, facilitant ainsi leurs choix. Nous avons donc retenu
une structure en T. En sortie le filtre est connecté à un transformateur. En première
approximation, l’entrée du transformateur peut être modélisée par une inductance
magnétisante LH. Si la dernière branche du filtre est une branche parallèle, l’inductance
magnétisante LH se retrouverait en parallèle avec la branche LC du filtre. Le filtre n’aurait pas
alors le comportement désiré. Il est donc préférable de choisir un filtre se terminant par une
branche série.
Nous devons donc choisir une structure de filtre en T avec un ordre impair. Or, nous avons
montré dans le chapitre deux qu’il était nécessaire de choisir un ordre de filtre élevé, bien
supérieur à deux. La réalisation pratique d’un filtre passe bande nécessitant une tenue en
tension élevée est difficilement réalisable au-delà d’un ordre 5. Pour le transmetteur et le
récepteur, le filtre passe bande sera une structure en T d’ordre 5.
Fréquence de coupure et largeur de bande
Nous avons vu dans le chapitre deux que la fréquence de coupure basse du filtre devrait se
situer au-delà de 30 MHz. Afin de garder la possibilité à l’avenir, d’une modulation à
étalement de spectre, nous retenons une largeur de bande de 30 MHz, conformément à celle
des CPL domestiques. Notons que la fréquence centrale du filtre correspond à la fréquence de
transmission du modulateur. Pour des questions de réalisation technique de ce dernier, la
fréquence centrale du filtre a été positionnée à 70 MHz.
M. A. Mannah
74
Réponse du filtre
On distingue deux grandes catégories de filtre :
-
Les filtres polynomiaux.
-
Les filtres à zéro de transmissions (non polynomiaux)
Les principaux filtres polynomiaux sont connus sous les noms de Butterworth, de Tchebychev
et de Bessel. Les principaux filtres non polynomiaux sont connus sous les noms de Cauer (ou
Elliptiques) et Tchebychev inverse. Le tableau 3.1 récapitule les caractéristiques de ces filtres
[FRE02].
Bande passante
Raideur de la pente
(pour un ordre donné)
Réalisation
Butterworth
Plate
Moyenne
Simple
Tchebychev
Ondulée
Bonne
Simple
Plate
Faible
Simple
Ondulée
Très bonne
Complexe
Plate
Bonne
Complexe
Type
Bessel
Elliptique
Tchebychev inverse
Tab. 3.1 Caractéristiques des différents filtres
Nous avons retenu un filtre polynomial de type Butterworth car sa réponse est plate dans la
bande passante, sa réalisation est plus simple et la raideur de la pente est plus élevée que celle
d’un filtre de type Bessel.
En conclusion, pour le transmetteur et le récepteur, nous avons retenu un filtre passe bande de
type Butterworth, d’ordre 5, avec une structure en T, de fréquence centrale 70 MHz et de
largeur de bande 30 MHz.
1.2.2. Isolation galvanique
Les transformateurs permettent d’assurer une isolation galvanique entre la partie électronique
basse tension et le réseau de puissance haute tension. Nous avons choisi des transformateurs
qui garantissent un bon fonctionnement dans la bande fréquentielle retenue c'est-à-dire
55 MHz - 85 MHz. Le rapport de transformation de ces transformateurs étant égal à 1, ceux-ci
ne contribuent pas au gain total des interfaces de couplage. Cependant, ils permettent de
protéger la partie électronique basse tension (commande et modulation) jusqu’à des tensions
égales à 500V. La bande passante des transformateurs utilisés s’étend de 0,1 MHz à 350 MHz
présentant une atténuation minimale autour de la fréquence centrale du filtre (70 MHz). La
vérification expérimentale de leur bon fonctionnement sera traitée ultérieurement dans ce
chapitre.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
75
1.2.3. Amplification
Le signal modulé à quelques dizaines de MHz fournit par l’étage de modulation, présente un
niveau électrique faible. Un étage d’amplification, construit autour d’un driver de ligne xDSL,
assure un gain de 18 dB avant la connexion sur le réseau MLI.
Les pertes et la désadaptation du câble de puissance entre la machine et l’onduleur apportent
une atténuation importante. Un étage d’amplification similaire au transmetteur remonte
l’amplitude du signal avant de rentrer dans le démodulateur. Là encore, le gain est fixé à
18 dB.
A l’issue de cette partie, nous avons présenté l’architecture électronique du transmetteur et du
récepteur. Pour des raisons technologiques, le transmetteur comme le récepteur seront
construit en deux éléments distincts, ce qui nous permettra de mesurer les caractéristiques au
niveau de chacun des éléments. Un premier élément assurera la fonction amplification et
driver de ligne. Le deuxième élément intégrera le filtrage passif, l’isolation galvanique et le
couplage sur le réseau MLI. Avant d’aborder quantitativement les coupleurs transmetteur et
récepteur, un rappel sur les paramètres de répartition fera l’objet du prochain paragraphe.
Nous utiliserons ces paramètres afin de quantifier le comportement fréquentiel des coupleurs.
2. Outils de modélisation : intérêts du formalisme des
paramètres de répartition
Plusieurs techniques de modélisation existent dans la littérature [BAN+01], [PHI99],
[ZIM+99] et [TAN+03]. Un modèle est représenté essentiellement par ces paramètres et son
algorithme. On peut distinguer deux grandes catégories de modèles: les modèles empiriques et
les modèles déterministes.
- L’approche empirique consiste à déterminer le comportement du modèle à partir des
mesures expérimentales. Cette approche nécessite peu de calcul mais elle est sujette à
plusieurs erreurs vu que le modèle dépend des résultats de mesures. Ce type d’approche est
largement détaillé dans les travaux de Zimmermann [ZIM+021], [ZIM+99].
- L’approche déterministe consiste à calculer les paramètres du modèle à partir d’une étude
théorique. Cette approche illustre d’une façon claire la relation entre le comportement du
réseau qu’on analyse et les paramètres de son modèle, ce qui permet de prédire facilement
tout changement au niveau de la fonction de transfert, une fois la configuration du réseau
changée. Le réseau est considéré comme une composition de plusieurs quadripôles montés en
cascade. Ainsi son comportement global est décrit en évaluant les différentes matrices qui
représentent les différents quadripôles. Cette méthode est efficace pour les systèmes
caractérisés par plusieurs branches et par des discontinuités d’impédances. Elle sera utilisée
surtout si la topologie du réseau de distribution est connue et les caractéristiques HF de
chaque composant sont connues auparavant [KON+08], [AHO+03] et [AHO+04].
M. A. Mannah
76
Compte tenu de notre application, l’approche déterministe sera utilisée. Nous ne
déterminerons pas le modèle théorique de chaque coupleur mais nous utiliserons ces outils
pour analyser leurs comportements. Deux méthodes basées sur cette approche existent dans la
littérature : la méthode de chaînes et la méthode de répartition.
2.1. La méthode de chaînes
Cette méthode consiste à injecter un signal étalon d’un coté et à mesurer sa réponse de l’autre
coté du quadripôle. Dans ce cas, le quadripôle est représenté par une matrice dite matrice de
transmission [Ti] qui caractérise la relation entre les tensions et les courants d’entrée et de
sortie. La fonction de transfert sera déterminée en fonction de l’impédance de charge et des
paramètres de la matrice. La matrice totale du réseau sera égale au produit des différentes
matrices qui représentent les différents quadripôles en cascade :
[T] =
i=n
[Ti ]
Π
i 1
(3.1)
=
La figure 3.4 montre un exemple d’un réseau formé de plusieurs quadripôles montés en
cascades.
I1
I2
V1
V2
[T 1]
In
Vn
V3
[T 2]
[T n]
Figure 3.4 Réseau formé par un ensemble de quadripôles en cascade
Différentes représentations des matrices de transmission sont présentes dans la littérature. On
distingue la représentation en impédance Z, la représentation en admittance Y, la
représentation hybride H ainsi que la représentation en quadripôle ABCD. Leurs
caractéristiques sont explicitées dans l’annexe 2.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
77
2.2. La méthode de répartition
2.2.1. Principe des paramètres S
Le réseau de paramètres décrit dans la section précédente nécessite la mise en court circuit et
en circuit ouvert des ports afin de calculer les coefficients. La réalisation d’un court circuit ou
d’un circuit ouvert devient d’autant plus difficile que la fréquence augmente. En outre, les
appareils actifs oscillent quand on les soumet à un circuit ouvert ou à un court circuit et les
résultats des mesures sous ces conditions seront dépourvus de sens [MED92]. La méthode de
répartition permet de caractériser un tel réseau à l’aide d’une représentation particulière
conçue pour les circuits à micro-ondes et basée sur une matrice S dite matrice de répartition
‘Scattering Matrix’ [CHU05]. Les paramètres d’une telle matrice peuvent être mesurés sans
aucune condition particulière appliquée sur les terminaisons du réseau (court circuit ou circuit
ouvert) comme le nécessite les représentations en Z, Y, H et ABCD. Afin de comprendre son
fonctionnement, considérons le schéma de la figure 3.5 :
I1
v
Port 1
Ze
Port 2
I2
V2
V1
Ei1
Réseau à 2 ports
Quadripôle
Er1
Charge
Er2
Ei2
Figure 3.5 Principe de mesure des paramètres S
Les tensions V1 et V2 au port 1 et au port 2 du quadripôle peuvent être écrites comme étant la
somme de l’onde incidente Ei et de l’onde réfléchie Er aux ports concernés. A partir des
conventions de la figure 3.5, on peut écrire les équations suivantes :
V1 = E i1 + E r1
I1 =
E i1 − E r1
Zc
V2 = E i 2 + E r 2
I2 =
Ei 2 − Er 2
Zc
(3.2)
M. A. Mannah
78
Rappelons que Zc représente l’impédance caractéristique du réseau étudié. La combinaison de
ces équations ainsi que les équations de la matrice hybride H permet d’aboutir au système
d’équations suivant :
E r1 = f 11 ( h) E i1 + f 12 ( h) Ei 2
(3.3)
E r 2 = f 21 ( h) Ei1 + f 22 (h) Ei 2
En divisant les deux équations par la racine de l’impédance caractéristique, on peut définir de
nouvelles variables :
a1 =
E i1
Zc
a2 =
Ei 2
b1 =
Zc
E r1
Zc
b2 =
Er 2
Zc
(3.4)
Ces variables présentent les ondes incidentes et réfléchies aux deux ports de mesures. Selon la
littérature, on peut les définir comme suit :
a1 : onde incidente donnée par la source au port 1,
b1 : onde réfléchie au port 1,
a2 : onde incidente donnée par la source au port 2,
b2 : onde réfléchie au port 2.
Celles-ci permettent d’obtenir la matrice de répartition présentée à l’équation 3.9.
b1   s11 s12   a1 
b  =  s s  a 
 2   21 22   2 
(3.5)
Le paramètre s11 est le coefficient de réflexion vu du port 1 et le paramètre s22 est le
coefficient de réflexion vu du port 2. Le paramètre s21 est le coefficient de transmission du
port 1 vers le port 2 et le paramètre s12 est le paramètre de transmission du port 2 vers le
port 1.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
79
Si le quadripôle est adapté en sortie (l’impédance en sortie est égale au conjugué de
l’impédance caractéristique du quadripôle), le paramètre a2 sera égal à 0. Dans ce cas, on peut
calculer les coefficients s11 = b1/a1 et s21 = b2/a1.
Si le quadripôle est adapté en entrée, le paramètre a1 sera égal à 0. Dans ce cas, on peut
calculer les coefficients s12 = b1/a2 et s22 = b2/a2.
En résumé, les paramètres sij de la matrice de répartition sont calculés en fonction des
différentes ondes entrantes et sortantes du quadripôle comme le montre les relations 3.10.
s11 =
b1
a1 a 2 = 0
s 21 =
b2
a1 a 2 = 0
s12 =
b1
a 2 a1 = 0
s 22 =
b2
a 2 a1 = 0
(3.6)
La connaissance de ces paramètres permet de déterminer la relation entre les différentes ondes
incidentes et réfléchies (équations 3.8 et 3.9). Connaissant ces ondes, on peut remonter à
l’aide de l’équation 3.6, aux tensions V1 et V2 qui permettent de calculer le gain de ce
quadripôle.
2.2.2. Interprétation des paramètres S
D’après l’équation 3.8, on peut définir les puissances incidentes et réfléchies suivantes :
|a12| : Puissance incidente donnée par la source au port 1.
|b12| : Puissance réfléchie au port 1.
|a22| : Puissance incidente donnée par la source au port 2.
|b22| : Puissance réfléchie au port 2.
En termes de puissance, on obtient les relations suivantes :
s11 =
2
s12
2
=
b1
a1
b1
a2
2
s 21 =
2
2
a2 = 0
2
2
a1 = 0
s 22
2
=
b2
a1
b2
a2
2
2
a2 = 0
(3.7)
2
2
a1 = 0
La figure 3.6 présente graphiquement les différents éléments de la matrice de répartition S
ainsi que les puissances incidentes et réfléchies aux deux ports de mesures.
M. A. Mannah
80
[S]
a1
b2
Source 1
2
S21
S11
|b2 |
S22
|b12|
|a22|
b1
S12
Port 1
Source 2
2
|a1 |
a2
Port 2
Figure 3.6 Représentation de la matrice S
D’après cette représentation, on peut déduire que la puissance disponible au port 1 est égale à
|a1|2 - |b1|2 et que la puissance disponible au port 2 est égale à |a2|2 - |b2|2. La puissance totale
qui entre dans le quadripôle est égale à |a1|2 + |a2|2. La puissance totale qui sort de ce
quadripôle est égale à |b1|2 + |b2|2 (les pertes ne sont pas comptabilisées dans la puissance
sortante).
Dans le cas général, lors de l’étude du bilan de puissance d’un quadripôle, on distingue deux
types de pertes :
-
Pertes quadripôles :
Ces pertes représentent la puissance perdue dans le quadripôle. Elles sont égales à la somme
des puissances incidentes qui entrent dans le quadripôle moins la somme des puissances
réfléchies qui sortent de ce même quadripôle. Ces pertes sont souvent exprimées par rapport à
la puissance incidente totale. Prenons le cas d’une puissance incidente nulle au port 2 (a2 = 0).
Dans ce cas, |a2|2 = 0 et les pertes quadripôles seront exprimées par le rapport ‘L’ donné à
l’équation 3.12. Ce rapport exprime le pourcentage de perte par rapport à la puissance
incidente au port 1.
[dB]
L = 10 * log(1 − S11 − S 21 )
2
-
2
(3.8)
Pertes d’insertions :
Toujours dans le cas où |a2|2 = 0, ces pertes caractérisent le rapport entre la puissance
transmise au port 2 et la puissance disponible au port 1. Ces pertes sont exprimées par
l’équation 3.13.
 S 21 2
IL = 10 * log
1− S 2
11





[dB]
(3.9)
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
81
En réalité, ce rapport n’exprime pas des pertes vu qu’il est sans unité. Il décrit la répartition de
la puissance entre la puissance perdue dans le quadripôle et la puissance transmise en sortie.
Cependant, le terme ‘pertes’ est gardé conformément à la littérature.
A titre explicatif, nous pouvons citer les quatre exemples suivants :
- Si L = - ∞,
on peut déduire qu’il n’y a pas de perte dans le quadripôle. Toute la
puissance disponible au port 1 du quadripôle est transmise. Dans ce cas, les
pertes d’insertion IL = 0 dB.
- Si L = 0 dB,
on peut déduire que toute la puissance est perdue, sous forme de pertes ou
par rayonnement. Autrement dit, rien n’est réfléchi ni transmis. Dans ce cas,
les pertes d’insertion IL = -∞.
- Si IL = 0 dB,
on peut déduire que tout ce qui est disponible au port 1 du quadripôle est
transmis en sortie. Il n’y a pas de perte dans le quadripôle, L = -∞.
- Si IL = - ∞, on peut déduire que toute la puissance disponible au port 1 est perdue dans le
quadripôle. Autrement dit, rien n’est transmis. Dans ce cas, les pertes
dissipées L sont égales à 0 dB si la puissance réfléchie est nulle.
La relation entre les pertes quadripôles et les pertes d’insertion est donnée par l’équation 3.14.
2  1 − IL 
L = S 21 .

 IL 
IL =
S 21
(3.10)
2
L + S 21
2
2.3. Conclusion
Au voisinage de 70 MHz, l’utilisation des paramètres Z, Y, H et ABCD n’est pas souhaitable.
Les capacités parasites interviennent lors de la mise du système en circuit ouvert et les
inductances parasites interviennent lors de la mise en court circuit. Il n’est pas possible
d’effectuer clairement un court circuit ou un circuit ouvert. Avec les paramètres de répartition
S, ces problèmes sont évités. Ces paramètres permettent en plus d’obtenir des informations
supplémentaires sur l’aspect réflexion. Pour cela, ils seront adoptés par la suite lors de la
caractérisation des interfaces de couplage.
Les cartes expérimentales constituant le transmetteur et le récepteur seront caractérisées par
les paramètres S mesurés à l’aide d’un analyseur vectoriel. Nous vérifierons que les
performances mesurées sont bien celles attendues dans la bande de fréquences souhaitées.
M. A. Mannah
82
3. Caractérisation et implémentation du ‘Transmetteur’ et du
‘Récepteur’
Les structures simplifiées du transmetteur et du récepteur sont représentées à la figure 3.7.
Pour chaque coupleur, on retrouve le filtre de Butterworth d’ordre 5, le transformateur de
rapport 1 et l’amplificateur.
Point
A
MAS
L1
C1
L2
Câble triphasé
50 Ω
C5
50 Ω
L5
L3
C2
p
vi
C3
C4
Vs
50 Ω
Ve
vi
L4
Modulateur
TRANSMETTEUR
C1
L1
p
vi
L2
C3
Point
B
C5
50 Ω
L5
L3
C2
C4
L4
50 Ω
50 Ω
vi
RECEPTEUR
Démodulateur
Figure 3.7 Ensemble transmetteur et récepteur
3.1. Filtrage passe bande et isolation galvanique
On rappelle que le filtre de Butterworth et le transformateur sont identiques au transmetteur et
au récepteur. L’entrée du filtre est directement connectée sur le réseau MLI.
Dans le but de dimensionner les coupleurs, le modèle électrique du réseau a été simplifié et
idéalisé. Nous le considérons équivalent à un générateur de Thévenin où :
-
La source de tension idéale modélise la tension MLI,
-
L’impédance de Thévenin caractérise l’impédance vue des bornes de connexion du
transmetteur. Afin de pouvoir déterminer les paramètres de notre filtre, nous considérons
cette impédance variable et inconnue comme étant nulle.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
83
Vu de la sortie, le filtre de Butterworth est chargé par une résistance 50 Ω. Pour déterminer
les valeurs des éléments constitutifs, nous raisonnons sur le schéma électrique de la figure 3.8
qui représente le premier élément du transmetteur (l’ensemble filtre et transformateur).
C1
L1
C3
L3
C2
v
L2
L5
C5
C4
L4
50 Ω
Figure 3.8 Schéma électrique du filtre de Butterworth
Ce filtre est à simple terminaison. L’obtention des paramètres d’un tel filtre est décrite dans
[COT+08]. Nous rappelons dans l’annexe 3, la méthode de calcul des différents éléments de
ce filtre.
Les valeurs théoriques calculées sont les suivantes :
L1 = 408,3 nH;
L2 = 30,2n H;
L3 = 365 nH;
L4 = 57 nH;
L5 = 81,7 nH;
C1 = 13,2 pF;
C2 = 180 pF;
C3 = 14,8 pF;
C4 = 95 pF;
C5 = 66 pF;
Les valeurs expérimentales choisies sont les suivantes :
L1 = 390 nH;
L2 = 30 nH;
L3 = 390 nH;
L4 = 56 nH;
L5 = 82 nH;
C1 = 12 pF;
C2 = 180 pF;
C3 = 15 pF;
C4 = 100 pF;
C5 = 68 pF;
Le diagramme de Bode de ce filtre a été simulé avec les valeurs de L et C théoriques et les
valeurs de L et C expérimentales. Les simulations sont représentées à la figure 3.9.
Nous notons que la réponse du filtre théorique est bien celle attendue. Le filtre présente un
gain de 0 dB dans la bande passante 55 MHz - 85 MHz et une pente de - 100 dB/décade.
Avec les valeurs expérimentales retenues, nous observons un gain de 0 dB dans la bande
60 MHz - 80 MHz.
M. A. Mannah
84
10
0
Coefficients théoriques
Coefficients retenus
Gain du filtre (dB)
- 10
- 20
- 30
- 40
- 50
- 60
- 70
10
100
Fréquence (MHz)
Figure 3.9 Diagramme de Bode du filtre Butterworth passe bande d'ordre 5
D’autre part, le datasheet du transformateur choisi fournit la caractéristique du gain en
fonction de la fréquence d’utilisation. Nous observons que celui-ci admet un gain d’environ
- 1 dB dans la bande passante 55 MHz - 85 MHz.
Le filtre de Butterworth d’ordre 5 et le transformateur ont été implantés sur une même carte
(figure 3.10).
Vers
Puissance
Filtre
Vers
Amplificateur
Transformateur
Figure 3.10 Coupleur (Filtre + Transformateur)
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
85
Le comportement expérimental de cet ensemble sera étudié à l’aide des paramètres S. Le filtre
et le transformateur du transmetteur étant identiques à ceux du récepteur, nous nous
contentons d’analyser uniquement le comportement de l’ensemble ‘filtre transformateur’ du
transmetteur. Les analyses et les conclusions peuvent être appliquées à celui du récepteur.
L’entrée du transformateur et la sortie du filtre définissent les deux ports de mesures. Les
ports de mesures ainsi que les puissances incidentes et réfléchies sont présentées à la
figure 3.11.a. Les résultats expérimentaux présentés à la figure 3.11.b, montrent les
paramètres de répartition de l’ensemble filtre et transformateur.
2
|a 1 |
Port 1
Perturbation
Port 2
2
|b 2 |
2
2
|b 1 |
|a 2 |
Canal
Modulateur
Information
Filtre et transformateur
côté transmetteur
(a) Ports de mesures
Paramètres S du filtre et du transformateur (dB)
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
S22
S12
S21
S11
-60
-70
-80
1
10
2
10
Fréquence (Mhz)
(b) Paramètres de répartitions
Figure 3.11 Caractéristiques de l’ensemble (Filtre + Transformateur)
M. A. Mannah
86
Les paramètres S11 et S22 montrent les pertes par réflexion au niveau des deux ports de
mesures 1 et 2. Le paramètre S11 est à environ -2 dB en dehors de la bande passante
55 MHz - 85 MHz, alors qu’il diminue à presque - 9 dB aux alentours de la fréquence centrale
70 MHz. Cela implique que dans la bande passante, 87,5 % de la puissance est disponible au
port d’entrée. En effet, la puissance diminue de moitié lorsque le gain diminue de 3 dB, ce qui
fait que le huitième de la puissance (12,5%) est réfléchi pour un gain de - 9 dB. La réflexion
au port de mesure 2 décrite par le paramètre S22, montre un comportement meilleur. On note
une valeur inférieure à -10 dB dans la bande passante et égale à 0 dB dans le reste de la bande.
Concernant le paramètre de transmission S21, on note un gain d’environ -2 dB dans la bande
passante [55 MHz - 85 MHz]. Idéalement, le gain devrait être égal à 0 dB. Cette différence est
due aux imperfections des éléments passifs L et C ainsi qu’au caractère non idéal du
transformateur. On peut conclure que presque 55 % de la puissance est transmise en sortie du
quadripôle. Le caractère passif et linéaire du quadripôle est visible de part l’égalité des
paramètres S12 et S21.
Analysons maintenant de plus proche le comportement du quadripôle à la fréquence centrale
du filtre 70 MHz. D’après la valeur de S11, nous avons remarqué que la puissance disponible à
l’entrée du port 1 correspond à 87,5 % de la puissance totale émise. La valeur de S21 indique
que presque 55 % de la puissance est transmise en sortie du quadripôle. D’après
l’équation 3.13, on peut déduire que les pertes d’insertions valent environ - 2 dB ce qui est
cohérent avec le relevé expérimental de la figure 3.12.
10
0
Pertes d'insertion (dB)
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
1
10
2
10
Fréquence (Mhz)
Figure 3.12 Pertes d'insertion de l'ensemble filtre et transformateur (dB)
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
87
L’équation 3.12 permet de calculer la puissance perdue dans le quadripôle. Les paramètres S
calculés précédemment, montrent que la puissance réfléchie au port 1 est estimée à 12,5% de
la puissance totale émise. De même, la puissance transmise en sortie du quadripôle vaut
environ 55%. Nous pouvons conclure que presque 32,5% de la puissance est perdue à
l’intérieur du quadripôle.
La figure 3.13 montre la répartition de la puissance totale. Nous retrouvons bien qu’à la
fréquence centrale 70 MHz, il y a environ 35% de la puissance dissipée dans le quadripôle ce
qui est cohérent avec les valeurs calculées.
100
Puissance réfléchie
Puissance transmise
Puissance perdue (L)
90
Répartition des puissances (%)
80
70
60
50
40
30
20
10
0
50
55
60
65
70
75
Fréquence (Mhz)
80
85
90
Figure 3.13 Répartition des puissances dans le quadripôle
On peut déduire alors que l’ensemble filtre transformateur fonctionne bien. Il permet le
passage des informations dans la bande fréquentielle 55 MHz - 85 MHz et atténue tous les
autres signaux en dehors de la bande passante. En particulier, les raies spectrales constituant
le signal MLI seront atténuées à hauteur de 100 dB/décade de part et d’autre de 55 MHz et
85 MHz.
M. A. Mannah
88
3.2. Amplification
Nous rappelons que le bloc amplificateur du transmetteur est identique à celui du récepteur.
Le synoptique de la chaîne de la transmission de l’information est présenté à la figure 3.7.
Le gain théorique de la partie amplification du transmetteur est donné par l’équation 3.15.
V 
A 
G Amp. = 20 * log s  = 20 * log v  ≈ 18 dB
 2 
 Ve 
(3.11)
Le gain théorique de l’amplificateur du récepteur est calculé d’une façon homologue. Son
gain théorique est aussi égal à 18 dB.
Afin de vérifier expérimentalement les gains théoriques, les deux cartes amplificateurs
identiques ont été réalisées. La figure 3.14 montre la photo expérimentale de l’amplificateur
du transmetteur.
Entrée
Alimentation
Sortie
Figure 3.14 Photo expérimentale de la partie amplification du transmetteur
Pour un amplificateur, on s’intéresse principalement au paramètre S21. Pour le transmetteur,
ce paramètre décrit l’amplification du signal entre le modulateur et le filtre. Pour le récepteur,
ce paramètre décrit l’amplification du signal entre le filtre et le démodulateur. Les ports de
mesures ainsi que les puissances incidentes et réfléchies sont présentées à la figure 3.15.a. La
mesure des paramètres S de la partie amplification du transmetteur est présentée à la
figure 3.15.b.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
89
Modulateur
2
|a1 |
Port 1
Perturbation
Port 2
2
|b 2 |
2
|b 1 |
Transformateur
et filtre
Information
Amplificateur
côté transmetteur
(a) Ports de mesures
20
paramètres S de l'amplificateur (dB)
10
S11
S21
S22
0
-10
-20
-30
-40
1
10
2
10
Fréquence (Mhz)
(b) Paramètres de répartitions
Figure 3.15 Caractéristiques de la partie Amplification du transmetteur
On remarque que le paramètre S21 présente un gain de 17,6 dB aux alentours de 70 MHz.
Dans la gamme de fréquence qui nous intéresse [55 MHz - 85 MHz], le paramètre S21 est
proche de la valeur théorique calculée. La petite différence est due aux imperfections des
composants et au caractère non idéal de l’amplificateur. Au-delà de 100 MHz, le paramètre
S21 décroît de quelques dB.
M. A. Mannah
90
Les paramètres de réflexion sont nettement inférieures à -10 dB ce qui prouve que la réflexion
aux deux ports est négligeable et donc que l’adaptation avec l’ensemble filtre - transformateur
est bonne. En particulier, la valeur de S11 nous permet de déterminer le gain d’insertion à
travers l’amplificateur. En effet, la puissance réfléchie constitue dans ce cas moins de 1% de
la puissance émise. Ainsi, le gain d’insertion devient presque égale à la puissance transmise |
S21|2 d’après l’équation 3.13.
Nous rappelons que ces mesures ont été effectuées avec un signal d’entrée de niveau
- 10 dBm. La linéarité du gain de cet amplificateur en fonction du niveau d’entrée a été testée
pour une fréquence 70 MHz. Le principe de la mesure est présenté à la figure 3.16.a et la
linéarité de l’amplificateur est tracée à la figure 3.16.b.
Vcc = + 12 V
50Ω
~ 70 MHz
50Ω
Ve
Vs
0V
(a) Principe de mesure
20
15
10
Vs (dBV)
5
0
-5
-10
-15
-30
-25
-20
-15
-10
-5
0
Ve (dBV)
(b) Linéarité de l’amplificateur
Figure 3.16 Mesure de la linéarité de l'amplificateur
Pour une tension d’entrée variant de -30 dBm à -1 dBm, le comportement de l’amplificateur
est bien linéaire
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
91
3.3. Caractéristiques du transmetteur
Les trois blocs principaux du transmetteur sont réunis. Le synoptique du transmetteur est
présenté à la figure 3.17.a. Le port 1 correspond à l’entrée de l’amplificateur et le port 2
correspond à la sortie du filtre de Butterworth. La mesure des paramètres S de cet ensemble
est présentée à la figure 3.17.b.
Information
|a1 |
Perturbation
Port 2
2
|b2 |
Canal
Modulateur
Port 1
2
Transmetteur
(a) Ports de mesures
20
S21
S22
Paramètres S du transmetteur (dB)
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
1
10
2
10
Fréquence (Mhz)
(b) Paramètres de répartition
Figure 3.17 Caractéristiques du transmetteur
Le paramètre S22 au port 2 est identique au paramètre S22 du filtre. On remarque une réflexion
totale en dehors de la bande passante alors que plus de 90 % de la puissance est disponible au
port 2 entre 55 MHz et 85 MHz.
92
M. A. Mannah
Concernant le paramètre de transmission S21, ce dernier montre un gain d’environ 15 dB dans
la bande passante. Ce gain n’est autre que le gain de l’amplificateur diminué du gain de
l’ensemble filtre transformateur. D’après les caractéristiques de l’amplificateur, on peut
déduire que la puissance réfléchie au port d’entrée |S11|2 est négligeable. Le gain d’insertion
devient presque égal à la puissance transmise |S21|2. Les pertes dissipées dans le transmetteur
ne peuvent pas être calculées simplement à cause de l’apport de l’énergie provenant de
l’amplificateur.
3.4. Caractéristiques du récepteur
La même démarche est suivie pour déterminer les caractéristiques du récepteur. Les trois
blocs caractéristiques du récepteur sont réunis. L’interface de couplage de réception admet
comme signal d’entrée la perturbation provenant du canal et le signal information utile. Le
synoptique du récepteur est présenté à la figure 3.18.a.
Le même protocole de mesure a été appliqué afin de déterminer les performances de cette
carte. Le port 1 est formé par l’entrée du filtre et le port 2 correspond à la sortie de
l’amplificateur.
On s’intéresse à la puissance transmise |a1|2 depuis le port 1 vers le port 2 et à la puissance
réfléchie au port d’entrée |b1|2. La mesure des paramètres S de cette carte est présentée à la
figure 3.18.b.
Le paramètre S21 est égal approximativement à 15 dB dans la bande passante. On déduit que
le signal provenant du canal de transmission est amplifié et récupéré. Le paramètre S11 affirme
que les signaux en dehors de la bande passante sont complètement réfléchis alors que ceux
appartenant à la bande 55 MHz - 85 MHz sont transmis à travers la carte.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
93
Information
Canal
Port 1
Perturbation
Port 2
Démodulateur
2
|a1 |
2
|b2 |
Récepteur
(a) Ports de mesures
20
S11
S21
10
Paramètres S du récepteur (dB)
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
-80
1
10
2
10
Fréquence (Mhz)
(b) Paramètres de répartition
Figure 3.18 Caractéristiques du récepteur
4. Caractérisation de la chaîne complète
La chaîne de transmission complète comporte le transmetteur, le câble de puissance connecté
à la machine et l’onduleur et le récepteur. Dans cette partie, nous proposons de mesurer le
comportement fréquentiel d’un câble de puissance industriel. Bien évidemment ce câble n’est
à l’origine pas prévu pour être utilisé comme support physique d’un canal de transmission.
Enfin, l’ensemble transmetteur – câble – récepteur fera l’objet de mesures et discussions.
M. A. Mannah
94
4.1. Caractérisation du câble de puissance
Dans ce paragraphe, nous caractérisons un câble triphasé AWG12 de longueur 10 mètres,
connecté d’un coté à la machine et de l’autre coté à l’onduleur. Les mesures ont été effectuées
entre le port 1 côté machine et le port 2 côté onduleur. L’onduleur est mis hors tension sans
découpage. Le moteur asynchrone est câblé en triangle.
La figure3.19.a indique les ports de mesures et les puissances mises en jeu. La figure 3.19.b
montre les paramètres S du câble mesurés pour une transmission depuis la machine vers
l’onduleur.
Information
Machine
Port 1
Perturbation
2
Port 2
|b 2 |
Onduleur
2
|a 1 |
CABLE
2
|b 1 |
(a) Ports de mesures
10
Paramètres S du câble (dB)
0
-10
-20
-30
-40
-50
S11
S22
S21
-60
1
10
2
10
Fréquence (Mhz)
(b) Paramètres de répartition du câble connecté à la machine et l’onduleur
Figure 3.19 Caractéristiques du câble connecté à la machine et l’onduleur sans découpage et sans tension sur le
bus continu
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
95
Nous pouvons noter que dans la bande de fréquences inférieures à 120 MHz, le câble présente
un comportement typique d’une ligne de transmission. Lorsque le paramètre de transmission à
un port donné atteint un point maximal, le paramètre de réflexion au même port devient
minimal et vice versa. A la fréquence de transmission, nous notons que le paramètre de
réflexion S22 au port 2 (côté onduleur) est très proche du paramètre S11 au port 1 (côté
machine).
Toutefois, nous remarquons que ce câble est loin d’être une ligne de transmission idéale et
présente des imperfections. En effet, à un point donné, le maxima de transmission doit être
proche de 0 dB alors que le minima de réflexion correspondant doit être nettement inférieur à
-10 dB, ce qui n’est pas le cas. Pour ce câble, les sommets des paramètres de transmission
sont de l’ordre -5 dB, ce qui implique que seulement 30 % de la puissance est transmise à
travers le câble. De même, les creux des paramètres de réflexion sont bien supérieures à
- 10 dB ce qui implique qu’une grande partie de la puissance est réfléchie à l’entrée du câble.
Analysons de plus proche ce comportement à la fréquence centrale 70 MHz. Le paramètre S21
est égal à -13 dB ce qui signifie que seulement 4 % de la puissance est transmise. Le
paramètre S11 à cette fréquence est égal à -3 dB ce qui implique que 50 % de la puissance est
réfléchie et que 50 % est disponible à l’entrée du quadripôle. Notons qu’à cette fréquence, on
se trouve dans un minimum de transmission.
Ainsi, en appliquant l’équation 3.13, on peut déduire d’après ces valeurs que les pertes
d’insertion sont presque égales à -10 dB. De même, en appliquant l’équation 3.12, on peut
déduire que les pertes dans le câble sont égales à la puissance disponible diminué de la
puissance transmise, donc à environ 46 %. Ces différentes valeurs peuvent être vérifiées à
l’aide des relevés des figures 3.20 et 3.21.
10
Pertes d'insertion IL (dB)
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
1
10
2
10
Fréquence (Mhz)
Figure 3.20 Pertes d'insertion dans le câble.
M. A. Mannah
96
100
Puissance réfléchie
Puissance transmise
Puissance perdue (L)
90
Répartition des puissances (%)
80
70
60
50
40
30
20
10
0
50
60
70
Fréquence (Mhz)
80
90
Figure 3.21 Répartition des puissances à travers le câble
Ces résultats confirment que le signal allant du transmetteur vers le récepteur va subir une
atténuation le long du câble triphasé, ce qui justifie l’étage d’amplification au niveau du
récepteur. Cette atténuation est due :
-
A la nature du câble qui n’est pas conçu pour la transmission des données (pertes
résistives, pertes du diélectrique et pertes par rayonnement),
-
Aux problèmes de désadaptation d’impédances du milieu ce qui se traduit par des
minimums et maximums de transmission.
Par la suite, on se propose de caractériser l’ensemble « transmetteur – câble connecté à la
machine et l’onduleur – récepteur ».
Nous mesurerons le paramètre S21 caractérisant le transport de l’information de l’entrée du
transmetteur jusqu’à la sortie du récepteur. Ce paramètre sera mesuré avec l’onduleur hors
tension et IGBT non commandés.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
97
4.2. Canal de transmission sans perturbation
L’essai expérimental réalisé est présenté à la figure 3.22.
VDC
=0
MAS
Charge
Energie
Informations
0
1 0
1 0
1
Commande
0
0
0
Port 1
Port 2
≈ 10m
Récepteur
Transmetteur
a)
Synoptique de la manipulation
Transmetteur
Onduleur
Récepteur
Machine
Câble
b) Photo de la manipulation
Figure 3.22 Synoptique et photo de la chaîne totale
M. A. Mannah
98
L’onduleur est connecté à la machine asynchrone, couplée en triangle, par un câble triphasé.
L’onduleur n’est pas alimenté (VDC = 0 V). Les interrupteurs IGBT ne sont pas commandés
(pas de découpage).
La carte transmetteur est connectée entre deux phases au niveau du moteur et la carte
récepteur est connectée entre les deux mêmes phases côté onduleur.
Cet ensemble peut être vu comme un quadripôle que l’on caractérise par les paramètres S. Le
port 1 correspond à l’entrée du transmetteur et le port 2 correspond à la sortie du récepteur
(figure 3.23.a).
La figure 3.23.b montre l’évolution du paramètre S21 en fonction de la fréquence.
Transmetteur
≈ 10m
Récepteur
(a) Ports de mesures
30
Paramètre S21 du canal sans découpage (dB)
(dB)
Modulateur
|a12|
20
10
0
-10
-20
-30
-40
-50
-60
-70
30
10
Fréquence (Mhz)
100
(b) paramètre S21
Figure 3.23 Paramètres de répartition (Onduleur hors tension)
Démodulateur
Port 2
Port 1
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
99
On s’intéresse principalement à la transmission des données depuis le moteur vers l’onduleur,
donc au paramètre S21. Dans la gamme de fréquence [55 MHz - 85 MHz], le gain de la chaîne
complète de transmission varie entre 8 dB et 21 dB. En se référant aux précédentes mesures,
on voit clairement l’impact que peut avoir l’utilisation d’un câble non adapté (au sens
électrique du terme). En effet, comme nous l’avons vu précédemment, les paramètres S11 et
S22 du câble étant important (environ -5 dB en moyenne) il en résulte une atténuation non
négligeable liée à la réflexion.
Nous avons aussi vu que les pertes dans le câble contribuent à diminuer le gain total de la
chaîne à hauteur de 46 % à 70 MHz. L’ensemble de ces contributions ramène le gain de la
chaîne complète à 9 dB au lieu de 17 dB à la fréquence de transmission (figure 3.19). Un
bilan de puissance est effectué. Le gain d’insertion des deux cartes transmetteur et récepteur
de la chaîne est calculé en présence et en absence du câble triphasé. Le bilan est présenté au
tableau 3.2.
Quadripôles
Gain d’insertion (dB)
à 70 MHz
Mesure du Transmetteur
14
Mesure du Récepteur
14.5
Somme des mesures Transmetteur + Récepteur
28.5
Mesure du Transmetteur et du Récepteur en cascade
28.5
Cohérence des résultats : Adaptation parfaite
Mesure du Câble triphasé
-10.8
Somme des mesures Transmetteur + Câble triphasé +
Récepteur
17.7
Mesure du Transmetteur, Câble triphasé et Récepteur en
cascade
8.6
Différence d’environ 9 dB : Désadaptation
Tab. 3.2 Gain de la chaîne complète à 70MHz
On constate qu’en l’absence du câble les mesures sont en parfait accord à la fréquence
centrale de 70 MHz. L’ajout du câble fait apparaître une chute du gain d’environ 9 dB. Il faut
noter que cette chute du gain n’est pas fixe. En effet, elle dépendra du type de câble, de sa
longueur, de la forme de son cheminement et de ses terminaisons. Pour satisfaire pleinement
ces investigations, une étude détaillée du comportement d’un câble associé à une machine et
un onduleur sous tension serait intéressante, mais cette étude n’a pas été menée au cours de
ces travaux.
100
M. A. Mannah
5. Conclusion
Dans ce chapitre, nous avons tout d’abord présenté la structure générale des coupleurs. Une
discussion sur la nature des différents éléments les constituant a permis d’aboutir à un
synoptique. Nous avons justifié les fonctions de filtrage, d’isolation galvanique et
d’amplification. Ces éléments, communs au transmetteur et au récepteur, ont été détaillés et
caractérisés à l’aide des paramètres S.
Enfin, la chaîne complète, constituée du transmetteur, du câble connecté à la machine et
l’onduleur et du récepteur a été abordée. Les problèmes de désadaptation et de pertes liées à
l’utilisation d’un câble dédié au transport de l’énergie électrique ont été mis en évidence.
Dans le chapitre suivant nous allons tester la communication au sein d’une association
convertisseur machine. Un ensemble modulateur démodulateur va être investigué afin de
pouvoir assurer la transmission à travers le canal dans la bande de fréquence concernée.
Différents essais vont être réalisés permettant d’évaluer la qualité de la transmission. On
montrera l’efficacité du coupleur développé en fonction du taux d’erreur binaire et du rapport
signal sur bruit.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
101
Chap 4 Validation de la transmission de données sur un
réseau MLI
Dans le chapitre trois, nous avons caractérisé des coupleurs CPL dédiés aux réseaux MLI. Ils
sont constitués d’un filtre passe bande, d’un transformateur et d’un amplificateur et ont été
dimensionnés pour transmettre l’information avec une porteuse à 70 MHz. Dans ce chapitre,
nous allons tout d’abord caractériser l’information à transmettre. Cette étude nous permettra
d’estimer les débits nécessaires pour la transmission de l’information, ce qui nous aidera à
définir et à implémenter la modulation pour notre application. Par la suite, différents tests de
communication seront effectués permettant de mettre en évidence les performances des
modems développés ainsi que la fiabilité de transmission en termes de débit et de taux
d’erreur.
1. Caractérisation de l’information à transmettre
Dans un variateur industriel, des capteurs permettent de mesurer des grandeurs électriques et
mécaniques dans le but d’assurer le contrôle de la vitesse ou du couple d’une machine et
d’améliorer la robustesse et la dynamique des commandes. La précision d’un asservissement
ou d’une mesure dépend directement de la précision du capteur utilisé et de ses différentes
caractéristiques. Les débits nécessaires au transport de l’information sont directement liés à la
technologie du capteur et à la précision souhaitée. Pour cela, l’étude des différents capteurs
disponibles sur le marché est indispensable.
L’information en sortie des capteurs est d’abord modulée. La modulation OFDM utilisée pour
les applications domestiques est performante mais sa mise en œuvre est assez complexe.
Ainsi, en fonction des débits nécessaires, il sera intéressant de trouver une modulation moins
compliquée à mettre en œuvre mais capable d’assurer une transmission fiable des données
issues des capteurs.
La tendance actuelle du marché est l’utilisation de capteurs numériques au détriment des
capteurs analogiques. Le développement des commandes d’axes est directement lié à
l’utilisation des capteurs numériques plus performants que leur équivalent analogique, pour
un coût inférieur [LOR03], [RAZ06]. Nous dénombrons deux technologies de capteurs
numériques : le capteur électrique (pour mesurer un flux, un courant, une tension …) et le
capteur mécanique (pour mesurer une position ou une vitesse).
M. A. Mannah
102
Par la suite, nous ne nous intéresserons qu’aux capteurs mécaniques. Les plus utilisés dans
une association convertisseur machine sont le codeur incrémental, le codeur absolu, le
resolver et le capteur magnétique [MES]. On peut noter que le resolver est analogique par
principe, mais il est toujours équipé d’une sortie incrémentale ou absolue, ce qui le range dans
la catégorie des capteurs numériques.
Le débit à la sortie des codeurs sera estimé en fonction de leurs caractéristiques. A l’issue de
cette étude, une synthèse sur les différentes techniques de modulation sera présentée. Une
modulation adéquate sera choisie pour être implémentée dans notre modem CPL.
1.1. Estimation des débits pour un asservissement de position ou
de vitesse
1.1.1.
Différentes technologies rencontrées
Dans cette première partie, nous allons décrire le principe des capteurs les plus utilisés dans
les associations convertisseurs machines. Nous nous intéressons uniquement aux capteurs de
position et de vitesse.
Codeur Incrémental
Un codeur incrémental comporte 2 pistes de mesure, identiques mais décalées d’un quart de
période pour la détection du sens de rotation et une piste de référence qui fournit une seule
impulsion par tour. Ce capteur est simple à réaliser et économique. La précision de la mesure
dépend seulement du nombre de graduations sur la piste. Cependant, il présente
l’inconvénient de donner une position relative par rapport à une position d’origine souvent
inconnue. Il est alors nécessaire d’effectuer une phase d’initialisation et d’ajouter une logique
de détection du sens de rotation et de comptage des impulsions pour obtenir la position
absolue. Ces capteurs sont souvent associés aux machines asynchrones pour des applications
de contrôle, de diagnostic et de monitoring.
Le synoptique de ce codeur ainsi que les signaux en sortie sont présentés à la figure 4.1.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
103
Signaux délivrés
Disque
Sens 1
Piste A
Piste B
A
Piste Z
B
90° él.
90° él.
Z
360° électriques
Période / Incrément
Figure 4.1 Principe de fonctionnement du codeur incrémental
Codeur Absolu
Le codeur absolu est formé d’un disque comportant ‘n’ pistes où chaque piste comporte une
alternance de secteurs réfléchissants et absorbants. Pour chaque position angulaire de l’axe, le
disque fournit un code (binaire ou Gray) indiquant la position du rotor. Le codeur absolu est
surtout utilisé avec une machine synchrone autopilotée qui nécessite la connaissance à chaque
instant de la position exacte du rotor même lors du démarrage. Le codeur absolu présente
l’avantage de donner une information de position absolue. En revanche, il est plus complexe à
réaliser, du fait que la précision de la mesure est directement liée au nombre de pistes. Le
synoptique de ce codeur ainsi que les signaux en sortie sont présentés à la figure 4.2.
Piste intérieure MSB
G1
G2
G3
Piste extérieure LSB
G4
Figure 4.2 Principe de fonctionnement du codeur absolu
M. A. Mannah
104
Capteur Resolver
Le resolver est à la base un capteur analogique de position angulaire. Le signal analogique à
sa sortie est toujours numérisé à l’aide d’un convertisseur analogique numérique (CAN).
Ce capteur est formé par deux enroulements statoriques en quadrature et deux enroulements
rotoriques également en quadrature. En alimentant un des enroulements rotoriques en
alternatif et en court-circuitant l'autre, les enroulements statoriques seront le siège d’une f.e.m.
modulée par des fonctions sinusoïdale et cosinusoïdale. On récupère alors ces informations
pour calculer la position du rotor.
L'intérêt de ce capteur réside dans sa robustesse et sa grande fiabilité. Par contre sa sensibilité
aux champs magnétiques limite son utilisation. Ce type de capteur est surtout utilisé dans des
applications machines synchrones autopilotées.
Capteurs magnétiques
Les capteurs magnétiques sont largement utilisés dans de nombreuses applications. Ils sont
capables de détecter une position, mesurer une distance, une vitesse, un champ magnétique et
un courant. Ces capteurs présentent de nombreux avantages en termes de coût et de linéarité.
La plupart du temps, ces capteurs sont basés sur l’effet Hall. Ce principe permet d’obtenir des
capteurs dotés d’une grande plage de mesure et peu onéreux mais ils sont sensibles aux
variations de température. Pour pallier à cet inconvénient, on utilise alors des capteurs
magnétorésistifs très sensibles et peu dépendants des variations de température.
1.1.2.
Débit nécessaire pour une information de position
Le débit issu du codeur dépend essentiellement des caractéristiques du codeur et de la vitesse
de la machine en aval. Le principe de calcul du débit est le même pour les différents capteurs
cités.
En effet, supposons que l’on ait besoin d’une précision α lors de la mesure de la position. Le
nombre de positions à coder sur un tour en sortie du codeur sera égale à :
N pos . = 360° / α
[ pos. / tr ]
(4.1)
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
105
Le nombre de bits N b nécessaire pour connaître la position est donné par la relation 4.2. :
2 N b −1 < N pos. ≤ 2 N b
(4.2)
Or, si on suppose que la machine tourne à une vitesse nominale N, le débit total D en sortie du
capteur sera donné par l’équation 4.3
D
=
N pos. ×
Nb
×
N
[bits / s ] = [ pos. / tr ] × [bits / pos.] × [tr / s ]
(4.3)
Le tableau 4.1 indique le débit nécessaire pour transporter une information de type position
pour différentes gammes de codeurs.
Vitesse Machine (tr/min)
Précision nécessaire (°)
Débit Final (Kbits/s)
1500 3000 1500 3000
2
1
36
72
81
162
1500 3000 1500 3000
0,5
0,1
180 360 1080 2160
Tab. 4.1 Débit en sortie D’un codeur
Rappelons que le débit calculé est le débit brut des données utiles avant encapsulage. Or, en
réalité, le débit nécessaire est supérieur aux valeurs calculées du faite qu’il faut transmettre,
en outre des données utiles, des bits de correction, des bits de synchronisation, et des espaces
vides pour éviter l’interférence des données. Enfin, ces capteurs permettent de mesurer des
informations type vitesse et accélération par simple ou double dérivation de l’information
position délivrée par le capteur.
1.1.3.
Synthèse
Le capteur est choisi en fonction de l’application souhaitée.
Le codeur incrémental est principalement utilisé dans les applications de commande des
machines asynchrones et dans les applications où il est nécessaire d’avoir une erreur de
mesure la plus petite possible.
Le codeur absolu et le resolver sont principalement utilisés dans les applications
d'autopilotage des machines synchrones.
Lorsque la transmission est sensible aux bruits ou lorsque l’alimentation électrique est sujette
à des coupures, on utilise de préférence les codeurs absolus.
106
M. A. Mannah
Concernant le débit en sortie de ces capteurs, nous avons montré que dans la plupart des cas,
il est indépendamment de l’application et du type de machines utilisées et qu’il n’excède pas
les 3 Mbits/s.
1.2. Choix d’une modulation appropriée
Les modems CPL du marché sont basés sur la technique de modulation OFDM qui est conçue
pour des transmissions hauts débits de quelques centaines de Mbits/s. Dans une association
convertisseur machine, nous avons besoin d’envoyer des informations de contrôle et de
monitoring. Ceux-ci ne nécessitent pas de large bande de fréquence. Pour ces applications,
nous avons montré que le débit maximal nécessaire ne dépasse pas les quelques Mbits/s.
Compte tenu de ces valeurs, il nous semble plus judicieux d’utiliser une modulation mono
porteuse moins compliquée à mettre en œuvre que la modulation multi porteuse OFDM et qui
assure toutefois une transmission fiable des données.
Des études théoriques ont été déjà menées sur les différentes techniques de modulations
existantes [HAY94], [KAD05] et [PRO+04] permettant de souligner l’avantage et l’intérêt de
chacune. En résumé :
- La modulation ‘Amplitude Shift Keying’ (ASK) module l’information en faisant varier son
amplitude. Elle est simple à réaliser mais elle est très sensible aux bruits et aux non
linéarités. Pour cela, cette modulation n’est pas utilisée lorsque le nombre de bits/symboles
M augmente.
-
La modulation ‘Frequency Shift Keying’ (FSK) module l’information en faisant varier sa
fréquence. On distingue deux types de modulations FSK. La modulation FSK à phase
discontinue est simple à réaliser mais elle nécessite une grande bande passante. Elle est
utilisée principalement dans les systèmes de transmission de données sur voies
téléphoniques MODEM. La modulation FSK à phase continue est plus complexe à réaliser
mais elle requiert une bande passante plus étroite. Cette modulation reste couramment
utilisée dans des applications ne nécessitant pas de hauts débits comme la télémesure.
-
La modulation ‘Phase Shift Keying’ (PSK) module l’information en faisant varier sa
phase. Elle est simple à réaliser et est surtout utilisée dans les réseaux câblés. Elle est très
efficace sur le plan de la limitation de bruit et d’un point de vue spectrale. En effet,
l’augmentation de M augmente l’efficacité spectrale ainsi que le débit avec une
complexité acceptable pour M ne dépassant pas 16. Cette modulation admet un taux
d’erreur binaire (TEB) meilleur que celui des deux modulations précédentes ce qui
favorise son utilisation dans les endroits bruités. La modulation QPSK obtenue pour
M = 4 permet d’assurer un débit de l’ordre de 3 Mbits/s. Ainsi, cette modulation semble
être adéquate pour notre application.
-
La modulation ‘Quadrature Amplitude Modulation’ (QAM) module simultanément la
phase et l’amplitude de l’information. L’augmentation de M augmente l’efficacité
spectrale mais dégrade les performances puisque la transmission devient plus sensible
dans le canal. La modulation 16-QAM dédiée pour des transmissions bas débits est
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
107
efficace contre le bruit et au niveau spectral. Son inconvénient majeur réside dans sa
complexité. Cette modulation peut assurer une transmission efficace pour un débit allant à
4 Mbits/s. A titre d’exemple, elle peut être utilisée dans une application mettant en œuvre
une machine asynchrone de vitesse nominale 3000 tr/min équipée d’un resolver, ou une
machine synchrone de même vitesse nominale équipée d’un codeur absolu.
Ainsi, chacune de ces modulations présente des avantages et des inconvénients.
- La modulation ASK n’est actuellement plus utilisée à cause de sa sensibilité aux bruits.
- De même, pour les canaux sélectifs en fréquences où l’on a besoin de minimiser la bande
occupée, la modulation FSK ne sera pas conseillée.
- La modulation PSK est plus robuste que les deux modulations précédentes en termes
d’efficacité spectrale et débit. Pourtant, l’augmentation du débit nécessite une
augmentation de la valeur de M, ce qui conduit à une dégradation des performances de la
PSK.
- La modulation QAM est préférée par rapport aux modulations précédentes si l’on a
besoin de transmettre un débit plus élevé. Cependant elle est beaucoup plus complexe à
réaliser. Le choix d’une modulation est toujours issu d’un compromis entre une
probabilité d’erreur minimale et un taux de transmission élevé.
L’application Courants Porteurs en Ligne dans une association convertisseur machine consiste
à envoyer des informations à débit moyen dans un canal perturbé et bruité. On privilégiera les
modulations peu sensibles aux bruits pour minimiser le taux d’erreur. Ainsi, les modulations
QPSK et 16-QAM sont les plus favorables pour notre application. Toutefois, la modulation
QPSK semble être plus pertinente du fait qu’elle est moins complexe à mettre en œuvre et est
capable d’assurer une transmission fiable des données avec un débit correspondant à nos
applications.
L’objectif de cette étude étant de valider le principe du transport de données sur un réseau
MLI, on utilisera dans nos modems une modulation QPSK.
M. A. Mannah
108
1.3. Technique de modulation QPSK
1.3.1. Principe de la modulation
La modulation QPSK est un cas particulier de la modulation PSK obtenue pour une valeur de
M égale à 4. Cette modulation consiste à modifier la phase d’un signal sinusoïdal en fonction
de l’information reçue. Le principe de la modulation QPSK ainsi que les différents trains de
données sont présentés à la figure 4.3.
Train
Binaire
{ak}
Pair
Codeur
NRZ
I
+
m (t)
cos (ω0 t+ϕ0 )
{ik}
{bk}
Impair
Q
Codeur
NRZ
Démultiplexeur
-
π/2
Oscillateur
sin (ω0 t+ϕ0 )
Tb
Horloge
Train
binaire
ik
B1
B2
B3
B4
B5
B6
B7
B8
Répartition sur 2 trains
Train ak
B1
B3
B5
B7
Train bk
B2
B4
B6
B8
B5
B7
B6
B8
I
B1
B3
B4
Q
B2
2*Tb
Débit Db/2
Figure 4.3 Principe de la modulation QPSK
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
109
Codage et création des trains I et Q
La première étape consiste à séparer les données binaires {ik} en symboles {ak} et {bk}, puis à
transformer les symboles en données bipolaires I et Q. Le bloc NRZ (Non Return to Zero)
consiste à transformer le bit 0 en une tension normalisée -1. On dénombre quatre possibilités
de couple (I,Q) :
{(-1 -1), (-1 1), (1 1), (1 -1)}.
En supposant que le train binaire initial est de débit Db avec une durée de bit Tb, on obtient
alors deux trains I et Q de débit chacun Db/2. Cette modulation a pour conséquence de
diminuer artificiellement le débit binaire de moitié et donc doubler l'efficacité spectrale.
Modulation
Les deux trains I et Q sont ensuite multipliés par deux porteuses en quadrature de phase qu’on
génère à l’aide d’un oscillateur local. La fréquence de la porteuse est choisie bien supérieure à
la fréquence des symboles transmis sur les trains I et Q. La phase du signal modulé varie
selon le couple binaire associé aux porteuses. Le saut de phase fonction de la paire de bits est
indiqué au tableau 4.2.
(I, Q)
(-1 -1)
Saut de phase
0°
(-1 1)
-90°
(1 1)
180°
(1 -1)
+90°
Tab. 4.2 Sauts de phase en fonction du symbole transmis
La Constellation
La constellation est la représentation des données I et Q dans le plan complexe ou l’axe des
abscisses représente la partie réelle des symboles et l’axe des ordonnées représente la partie
imaginaire. Le principe est présenté au tableau 4.3 :
M. A. Mannah
110
Symbole
(I, Q )
Signal modulé m(t)
Grandeur complexe
(0, 0)
(-1, -1)
m = -cos(ω0 t)-sin(ω0 t) = 2 sin(ω0 t + 5π/4)
M = 2 e j5π/4
(0, 1)
(-1, +1)
m = -cos(ω0 t)+sin(ω0 t) = 2 sin(ω0 t - π/4)
M = 2 e -jπ/4
(1, 1)
(+1, +1)
m = cos(ω0 t)+sin(ω0 t) =
2 sin(ω0 t + π/4)
M = 2 e jπ/4
(1, 0)
(+1, -1)
m = cos(ω0 t)-sin(ω0 t) = 2 sin(ω0 t + 3π/4)
M = 2 e j3π/4
Tab. 4.3 Principe de répartition des symboles sur une constellation
Nous notons que l’amplitude du signal modulé est constante, donc tous les points sont
équidistants par rapport au centre.
Le signal modulé et la constellation sont présentés à la figure 4.4.
-1, 1
-1, -1
1, -1
+A
0
-A
Tsymb.
Q
(10)
(11)
I
(00)
(01)
Figure 4.4 Signal modulé QPSK et constellation
1, 1
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
111
1.3.2. Principe de la démodulation
Le principe du démodulateur est représenté à la figure 4.5.
Echantillonnage
et seuillage
Train I
Signal
modulé
Oscillateur
π/2
Echantillonnage
et seuillage Train Q
Figure 4.5 Principe de la démodulation QPSK
A la réception, un oscillateur local synchrone et un déphaseur permettent de créer deux
signaux sinusoïdaux en quadrature de fréquence f0. Le signal reçu est alors multiplié par ces
deux porteuses. En sortie de chaque multiplieur, on retrouve un signal constitué des
composantes images de I ou Q et des termes de pulsation n*ω0t qui sont ensuite filtrés.
Deux étages de mise en forme permettent ensuite de récupérer les trains initiaux I et Q à partir
des composantes continues.
2. Génération et transmission des données
2.1. Génération du train binaire
Un générateur pseudo aléatoire a été utilisé pour générer les symboles IQ pour la modulation
QPSK [FOU04]. La séquence pseudo aléatoire est générée à l’aide de 15 registres à décalage,
câblés avec un retour approprié. Le nombre de registres défini le nombre de bits formant la
séquence. Ainsi, la longueur maximale de la séquence sera égale à 2n-1 donc à 32767 bits.
Cette séquence suit les recommandations ITU 0.150 [CCITT92]. Le débit des données est
réglable et sa valeur maximale est de 1,6 Mbits/s.
M. A. Mannah
112
En communication numérique, le taux d’erreur binaire est utilisé pour étudier la performance
de la transmission. Le taux d’erreur sera calculé en comparant la séquence de données
transmise et la séquence de données reçue. Pour réaliser cette comparaison, il faut définir une
séquence de synchronisation en début de trame. Toutefois, il faut conserver le caractère
aléatoire de la chaîne de données. Pour ces raisons, le choix d’un générateur pseudo aléatoire
se justifie.
2.2. Modulateur QPSK
Nous avons vu dans le paragraphe précédent que la modulation QPSK est très efficace en
termes de robustesse aux bruits et d’efficacité spectrale. Elle peut garantir une transmission
fiable des données dans les applications convertisseurs machines là où le débit des
informations issues des capteurs ne dépasse pas les quelques Mbits/s. En outre, elle est simple
à réaliser. Pour ces différentes raisons, cette modulation a été choisie comme modulation de
base de notre modem. Pour les raisons explicitées au chapitre trois, nous avons fixé la
fréquence de la porteuse à 70 MHz
Carte expérimentale
La carte expérimentale réalisée est montrée à la figure 4.6. Sa conception a été fortement
inspirée d’un document technique [FOU04].
Figure 4.6 Modulateur QPSK développé
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
113
Le modulateur QPSK est réalisé au moyen d’un assemblage faisant intervenir un déphaseur de
90°, deux mélangeurs équilibrés et un sommateur. Puis le signal est transposé à la fréquence
de la porteuse.
Un oscillateur local délivre un signal à 70 MHz. Le signal est ensuite transmis à deux
mélangeurs I et Q et des cellules déphasant le signal de + 45° pour la voie I et de - 45° pour la
voie Q. Les signaux issus des mélangeurs sont recombinés au moyen d'un sommateur.
Relevés expérimentaux
La figure 4.7 montre les mesures expérimentales obtenues avec ce modulateur pour un débit
binaire de 1,6 Mbits/s. L’OBW (Occupied BandWidth) montre que 99 % de la puissance est
comprise dans une bande de largeur 1,2 MHz.
Cette puissance sera ramenée à 0 dBm et sera considérée comme référence pour les
investigations qui suivent.
Q
(10) | 2
(11) | 3
I
(00) | 0
(01) | 1
Constellation normalisée
Spectre
Figure 4.7 Constellation QPSK et spectre associé
114
M. A. Mannah
2.3. Démodulateur QPSK
Afin de récupérer le train binaire initialement transmis, le signal information en sortie de
l’interface de couplage doit être ramené en bande de base. Cette opération nécessite
l’élimination de la porteuse et est effectuée par le démodulateur QPSK. Toutefois, la mise en
œuvre de ce démodulateur est complexe et la difficulté principale réside dans la
reconstruction de la porteuse qui est nécessaire pour effectuer la démodulation.
Au cours de ces travaux de thèse, nous n’avons pas développé de démodulateur QPSK,
l’objectif étant de prouver la faisabilité du transfert de l’information sur un réseau MLI. Par
contre, nous avons utilisé un analyseur de spectre associé à un PC équipé d’un logiciel de
démodulation.
La longueur maximale des données pouvant être traitées manuellement est de 4096 symboles
(8192 bits) avec une modulation QPSK. Toutefois, afin d’évaluer la qualité de la
transmission, il nous faut transmettre un train binaire plus long. En effet, la réception de
plusieurs échantillons puis la recherche d’un maximum de corrélation avec les trames émises
permet d’obtenir le taux d’erreur binaire. Nous avons donc créé une boucle formée de 25
trames aléatoires, soit 819200 bits correspondant à 500 ms de transmission de données. La
détection d’erreur sur une telle longueur reflète bien la qualité de la transmission, puisque
durant ces 500 ms, chaque bras de l’onduleur aura changé d’état dix mille fois. Il y aura donc
eu vingt mille changements d’état de la tension MLI appliquée au niveau du coupleur.
L’analyseur de spectre associé au PC et l’interface du logiciel de démodulation sont présentés
à la figure 4.8. Cet ensemble permet de réaliser plusieurs tâches parmi lesquelles on peut
citer :
- La recherche de mots binaires dans une trame
- La visualisation des caractéristiques du signal reçu (diagramme de l’œil, constellation…)
- L’évaluation de la qualité de transmission (erreur sur la variation d’amplitude, erreur sur la
variation de phase, amplitude réelle en mV, rapport signal sur bruit,…)
La recherche du maximum de corrélation entre la trame transmise et la trame pseudo aléatoire
est effectuée sous Matlab après acquisition des 819,2 Kbits.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
115
Figure 4.8 Analyseur de spectre associé au PC et interface de démodulation
2.4. Ensemble modulateur démodulateur
Ce paragraphe est dédié à la validation du bon fonctionnement de l’ensemble modulateur
démodulateur. Le générateur pseudo aléatoire décrit au paragraphe 2.1 génère les symboles
IQ avec un débit de 819,2 kSymb/s l’équivalent de 1,6 Mbits/s pour une modulation QPSK.
Ces deux trains sont récupérés par le modulateur QPSK et sont modulés à une fréquence
porteuse de 70 MHz. Le signal modulé QPSK est ensuite démodulé à l’aide de l’ensemble
analyseur - PC associé. Le banc d’essai est présenté à la figure 4.9. Ce test de communication
à liaison directe va nous permettre de valider le bon fonctionnement de l’ensemble.
M. A. Mannah
116
Figure 4.9 Ensemble modulateur démodulateur
La figure 4.10 présente l’interface du PC associé à l’analyseur. L’analyse des différentes
informations présentées sur cette interface reflète la qualité de la transmission. On distingue
clairement les informations suivantes:
- La constellation du signal reçu représente les différents symboles IQ à un instant donné. La
disposition de ces symboles sur ce diagramme donne une idée claire sur la qualité de la
transmission. On note alors une transmission fiable des données.
- Le diagramme de l’œil représente le flux de données porté par les voies I et Q avant
échantillonnage et seuillage dans le démodulateur [ROU08]. Ce diagramme permet de
mettre en évidence de nombreux critères de performance d’une transmission numérique.
On remarque que l’œil est ouvert et non déformé ce qui indique un minimum de distorsion.
Nous rappelons que la présence de bruit excessif dans le canal ou d’interférence entre
symboles sera exprimée par la fermeture et la déformation de l’œil.
- Le spectre QPSK indique l’élévation du niveau du signal utile dans la bande passante
occupée par rapport au niveau du bruit en dehors de cette bande.
- Des indications sur la qualité de transmission sont fournies, comme le rapport du signal sur
bruit, les différentes erreurs (erreur sur la variation d’amplitude, erreur sur la variation de
phase, …) ainsi que le niveau de puissance reçue.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
Constellation QPSK
117
Données diverses (Erreur en amplitude,
erreur de phase, SNR…)
Spectre
QPSK
Niveau
d’erreur
Diagrammes de l’œil
de I & Q
Figure 4.10 Interface de démodulation QPSK
3. Validation de la communication
Dans cette partie, nous nous intéressons à la validation expérimentale d’une transmission
d’informations à 1,6 Mbit/s. Nous présentons des résultats mettant en avant l’influence du
découpage de l’onduleur sur le taux d’erreur binaire.
Un banc d’essai expérimental a été réalisé. Son synoptique est présenté à la figure 4.11.a. Un
onduleur triphasé est alimenté par une tension continue VDC de 325 V. La tension continue est
issue du réseau triphasé qui est redressé et filtré. Le taux de modulation ‘m’ est égal à 0,9.
L’onduleur alimente une machine asynchrone couplée en triangle qui entraîne une machine
synchrone couplée en étoile. L’ensemble débite sur un banc de charge résistive de 12Ω. Un
chemin de câbles permet d’utiliser deux câbles de longueurs 10 mètres ou 50 mètres.
M. A. Mannah
118
Le transmetteur et le récepteur présentés aux figures 4.11.b et 4.11.c sont installés de part et
d’autre du chemin de câbles. Le générateur pseudo aléatoire fournit une trame de données
pseudo aléatoire à 1.6Mbits/s. La fréquence de découpage étant de 10 kHz, il y aura vingt
mille changements d’état de la tension composée durant cette période ce qui permet de bien
tester la qualité de transmission. Les dv/dt mesurés au niveau du coupleur atteignent
8,1 kV/µs. Les données sont modulées en QPSK avant d’être couplées au réseau par
l’intermédiaire du transmetteur Tx. Côté onduleur, le signal portant les informations est
récupéré par l’intermédiaire du récepteur Rx. Celui-ci est démodulé à l’aide de l’analyseur de
spectre et du PC équipé du logiciel de démodulation.
VDC=325V
IDC=6.9A
MLI
MS
MAS
Résistive 12Ω,
Tri 380V
Informations
Electronique centrale
≈ 10m / 50m
Données
Démodulateur
Analyseur Agilent
QPSK
Rx
Charge
Energie
Modulateur
Tx
Côté réception
QPSK
Générateur
Pseudo
aléatoire
Côté transmission
(a) Synoptique de la chaîne de transmission
(b) Photo du récepteur
(c) Photo du transmetteur
Figure 4.11 Chaîne de transmission complète
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
119
La transmission de données sera testée sous différentes conditions de fonctionnement. Dans
un premier temps, l’onduleur est mis hors tension. Dans un second temps, l’onduleur sera
alimenté par une tension VDC = 325V. Ce test montrera l’influence de la tension du bus
continu de l’onduleur et du signal de découpage MLI. La faisabilité de la communication dans
des conditions normales de fonctionnement sera ainsi vérifiée.
3.1. Transmission de données sous VDC = 0 V
L’onduleur est mis hors tension. La machine asynchrone est connectée au chemin de câbles
afin de mettre en relief l’influence de la désadaptation d’impédance. Les mesures sont
réalisées avec les deux câbles de longueurs 10 mètres et 50 mètres respectivement. La
communication est effectuée entre le moteur et l’onduleur avec la puissance d’émission
maximale que peut délivrer le transmetteur.
1.5
1.5
I
-1.5
I/Q
1.5
Q
-1.5
-1.5
0
0
(a) Câble de longueur 10 m
1.5
1.5
I
I/Q
-1.5
1.5
Q
-1.5
-1.5
0
0
(b) Câble de longueur 50 m
Figure 4.12 Constellation et diagramme de l'œil (VDC = 0V)
120
M. A. Mannah
La trame initialement envoyée par le générateur a été générée par le logiciel Matlab afin de
pouvoir la comparer avec la trame reçue après démodulation. La comparaison de ces deux
trames nous permet de détecter le nombre de bits erronés et de calculer par la suite le taux
d’erreur binaire. On peut remarquer que la communication a été établie avec succès. La
comparaison de la trame reçue avec la trame mémorisée sous Matlab nous montre un taux
d’erreur binaire égal à zéro pour les deux câbles utilisés. La constellation du signal reçu et le
diagramme de l’œil pour les deux câbles ont été relevées et sont présentées à la figure 4.12.
Vérifions le bilan de puissance de la chaîne de transmission pour le câble de 10 mètres. La
puissance émise en sortie du modulateur est prise comme référence, fixée à 0 dBm.
L’interface de démodulation affiche un gain de 8,9 dB. Or, le gain de l’ensemble Tx, câble et
Rx a été mesuré dans le chapitre 3. La valeur de S21 variait entre 8 dB et 10 dB au voisinage
de la fréquence de transmission 70 MHz dans la plage fréquentielle fc ± B/2 (entre 69,2 MHz
et 70,8 MHz). Ainsi, on peut la considérer constante de l’ordre de 9 dB (figure 3.23). Cette
valeur est bien cohérente avec les mesures affichées par l’analyseur.
3.2. Transmission de données sous VDC = 325 V
L’onduleur est alimenté sous une tension continue VDC = 325V. Les interrupteurs sont
commandés en MLI. Le courant en sortie du redresseur est égal à 6,9 A. La puissance fournie
par l’onduleur est d’environ 2,2 kW. La machine est chargée par une génératrice débitant dans
un banc résistif.
Les essais sont effectués avec les câbles de longueurs respectives 10 mètres et 50 mètres.
Nous pouvons remarquer que la communication est établie avec succès. Les trames envoyées
sont reçues avec un taux d’erreur nul. La commutation des interrupteurs de l’onduleur ne
perturbe pas la communication. La figure 4.13 montre les constellations et les diagrammes de
l’oeil pour les deux câbles utilisés.
La ressemblance entre les constellations du signal démodulé et celui initialement transmis
confirme la fiabilité de la transmission. De même, l’absence du bruit impulsif caractéristique
de l’onduleur dans le diagramme de l’œil, montre l’efficacité des coupleurs. En effet, on
constate que pour un mode de fonctionnement nominal de l’ensemble convertisseur machine,
le diagramme de l’œil reste parfaitement ouvert et sans déformation, ce qui est représentatif
d’une transmission avec un minimum de distorsion. La réception de 25 trames met en
évidence une transmission sans erreur sur un échantillon de 819,2 Kbits.
Le bilan de puissance effectué pour le câble de longueur 10 mètres est le suivant :
- Puissance relative du signal émis : 0 dBm.
- Gain de la chaîne totale au voisinage de 70 MHz selon le chapitre 3 est environ 8,6 dB
- Le gain affiché par l’analyseur est d’environ 8,9 dB
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
121
1.5
1.5
I
-1.5
I/Q
1.5
Q
-1.5
-1.5
0
0
(a) Câble de longueur 10 m
1.5
1.5
I
-1.5
I/Q
1.5
Q
-1.5
-1.5
0
0
(b) Câble de longueur 50 m
Figure 4.13 Constellation et diagramme de l'oeil (VDC = 325V)
3.3. Conclusion
Les essais expérimentaux effectués ont permis de vérifier que le fonctionnement des
coupleurs était celui attendu. Ceux-ci assurent une transmission fiable des données depuis le
moteur vers l’onduleur. Les diagrammes de l’œil montrent un niveau du signal émis
confortable au regard du bruit impulsif qui transite de l’onduleur vers le démodulateur au
travers du coupleur de réception Rx.
La prochaine étape consiste à étudier l’influence de cette puissance d’émission sur la
communication. Pour cela, nous allons chercher à voir l’influence du niveau de la puissance
d’émission sur le taux d’erreur en présence ou non de tensions sur le bus continu de
l’onduleur.
122
M. A. Mannah
4. Transmission de données à puissance réduite : Optimisation
du niveau
Nous allons maintenant vérifier la qualité de la transmission de l’information en faisant varier
deux paramètres qui sont la présence ou non d’une tension sur le bus continu et le niveau
relatif de la puissance d’émission. L’atténuateur du transmetteur, présenté à la figure 4.11.c, a
été utilisé en sortie du modulateur QPSK. Celui-ci nous permet d’introduire différents niveaux
d’atténuation par un simple réglage.
Une première mesure est effectuée avec une atténuation de 20 dB. La puissance relative à
l’émission en sortie du modulateur QPSK devient égale à -20 dBm. La communication est
testée en mettant l’onduleur hors tension puis sous tension. On remarque que le taux d’erreur
est toujours nul et que les données sont transmises correctement. Par la suite, différentes
mesures ont permis d’évaluer l’influence de la puissance d’émission en introduisant à chaque
pas une atténuation supplémentaire de 2 dB.
Ainsi, la communication a été lancée avec différents niveaux allant de -20 dBm à -40 dBm.
Pour chaque valeur, le taux d’erreur binaire a été mesuré. Les essais ont été effectués avec les
deux câbles et avec différents niveaux de tension du bus continu. Nous avons noté qu’au-delà
de 30 dB d’atténuation, la transmission devient erronée et le taux d’erreur augmente.
Un récapitulatif des constellations relevées pour différentes puissances d’émissions avec le
câble de longueur 50 mètres est présenté à la figure 4.14.
- Pour une atténuation de 20 dB, on remarque que la constellation à la réception est
identique à celle de la transmission indépendamment de la valeur du bus continu. On peut
distinguer les symboles de chaque quadrant sans aucune ambiguïté. La communication est
établie avec succès.
- Pour une atténuation de 26 dB, le taux d’erreur est toujours nul malgré la présence du bruit
impulsif non négligeable lorsque l’onduleur est alimenté.
- Pour une atténuation de 32 dB, la situation se dégrade. Le bruit impulsif est remarquable
sur la constellation. Lorsque l’onduleur est mis sous tension, le bruit impulsif généré par la
commutation des semi conducteurs apparaît clairement et introduit des erreurs. A ce niveau
de transmission, le taux d’erreur n’est plus nul.
- La situation empire à 38 dB d’atténuation. Pour certains points, il est impossible de
connaître avec exactitude la valeur du symbole transmis. Le taux d’erreur augmente donc
fortement et la qualité de transmission est dégradée.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
Atténuation
123
Câble de longueur 50 m
Onduleur hors tension (VDC = 0V)
Onduleur sous tension (VDC = 325V)
-20 dB
-26 dB
-32 dB
-38 dB
Figure 4.14 Qualité de transmission en fonction du niveau relatif d'émission
M. A. Mannah
124
L’ensemble des mesures montre bien que le taux d’erreur binaire dépend du niveau de
puissance à l’émission. Le traitement des différents résultats nous a permis d’évaluer le
pourcentage d’erreur en fonction de la puissance d’émission. Pour chaque niveau d’émission,
la trame reçue après démodulation a été comparée à celle générée sous Matlab ce qui nous a
permis de calculer le taux d’erreur binaire.
Pour une trame de données de 819,2 Kbits, l’évolution du taux d’erreur en fonction de la
puissance normalisée d’émission est présentée à la figure 4.15 et le nombre d’erreurs en
fonction de la puissance normalisée d’émission est présenté à la figure 4.16.
41,6
-40
17,7
Puissance no rmalisée (dBm)
-38
44,9
27,8
5,8
7,9
-36
0,9
-34
5,0
E = 325V
1,7
0,0
0,8
0,0
-32
-30
E = 0V
-28
-26
-24
-22
-20
0
0
10
20
30
40
50
Taux d'erreur (%)
Figure 4.15 Evolution du taux d’erreur en fonction de la puissance normalisée d’émission
14079
Err eurs de transmission
6693
E = 0V
E = 325V
76
40
1
2
- 24
-22
0
- 33
- 32
-30
-28
- 26
-20
Puissance normalisée (dBm)
Figure 4.16 Nombre d’erreurs en fonction de la puissance normalisée d’émission pour une trame pseudo
aléatoire composée de 819,2 Kbits
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
125
Comme nous pouvions l’imaginer, le taux d’erreur augmente avec l’atténuation apportée au
signal d’émission. L’exploitation des figures 4.15 et 4.16 nous permet de distinguer trois
zones distinctes.
- Une première zone, de 0 dBm à -20 dBm (figure 4.15), où le taux d’erreur est nul avec ou
sans tension sur le bus continu. Dans cette zone, le niveau d’émission permet de
s’affranchir des perturbations impulsives générées par l’onduleur.
- Une deuxième zone, de -22 dBm à -32 dBm (figure 4.16), où le niveau d’émission permet
la transmission sans erreur uniquement sans présence de bruit impulsif liés à l’onduleur.
Lorsque que le bus continu est de 325 V, le taux d’erreur augmente d’abord peu puis très
fortement à -32 dBm. La figure 4.17 montre clairement la fermeture du diagramme de l’œil
de la voie I rendant de plus en plus difficile la différentiation d’un niveau logique. Ce
diagramme met en relief l’influence de la tension du bus continu de l’onduleur.
- Enfin, une dernière zone située entre -34 dBm et -40 dBm (figure 4.15), où le niveau du
signal d’émission ne permet plus de transmission fiable lorsque le bus continu est nul.
Jusqu’à -36 dBm, on constate des pertes de synchronisation d’abord ponctuelles puis
récurrentes. Les diagrammes de l’œil sont quasiment fermés et montrent les limites de la
transmission pour ces puissances. A partir du début de cette zone, le pourcentage d’erreur
augmente fortement pour atteindre au bout de quelques dB presque 50 %.
(a) Onduleur hors tension (VDC = 0V)
(b) Onduleur sous tension (VDC = 325V)
Figure 4.17 Diagramme de l'oeil de la voie I pour une puissance relative de -30 dBm
126
M. A. Mannah
5. Conclusion générale
Après un rappel sur la technologie des différents capteurs utilisés dans une association
convertisseur machine, nous avons calculé les débits nécessaires au transport d’une
information de type position. Ceux-ci ont justifié notre choix de la modulation QPSK pour la
transmission des données. Un générateur de données pseudo aléatoire et une carte de
modulation QPSK ont été réalisés. La communication a ensuite été testée dans une association
convertisseur machine à l’aide des coupleurs présentés au chapitre 3.
Le taux d’erreur a été calculé pour différents niveaux de puissance d’émission et pour
différentes valeurs du bus continu. Sous certaines conditions, nous avons montré que les
données ont été transmises avec fiabilité entre la machine et l’onduleur. L’influence de
l’onduleur et du canal de transmission sur le fonctionnement des coupleurs a été soulignée.
Nous avons ainsi pu distinguer trois zones particulières en fonction de la puissance relative
d’émission. Ces essais ont mis en relief l’efficacité des coupleurs développés pour un réseau
MLI. A ce stade, la faisabilité de la communication sur les réseaux MLI a été démontrée.
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
127
Conclusions et Perspectives
Résultats principaux
Ce travail de thèse traite de la faisabilité de la transmission de données par Courants porteurs
en Ligne « CPL » à travers le câble électrique d’une association « pré actionneur –
actionneur ». Nous nous sommes intéressés plus particulièrement aux ensembles
convertisseurs machines. Le réseau de puissance entre une machine et son convertisseur
diffère complètement du réseau électrique basse tension sinusoïdale 230V / 50Hz là ou la
technologie CPL est très répandue. En effet, la forme de la tension au sein d’une association
convertisseur machine est un signal MLI imposé par l’état des interrupteurs de puissance. Ce
signal peut être approximé par une succession de trapèzes de fréquences et de durées
variables. Le spectre d’un tel signal est par conséquence riche en harmoniques. Dans ce
mémoire, nous avons étudié la faisabilité de la communication par CPL sur un tel canal. Nous
avons mis en relief les différentes limites de fonctionnement et difficultés rencontrées et nous
avons proposé des solutions qui permettent d’assurer une communication fiable sur le réseau
MLI.
Dans le premier chapitre de cette thèse nous avons abordé l’état de l’art et le principe de la
technologie CPL. Les différentes caractéristiques et exigences du canal de transmission ont
été présentées. Le couplage des données sur le réseau de puissance a été discuté. La fin de ce
chapitre a été consacrée aux perspectives d’applications de cette technologie, notamment dans
le domaine industriel qui nous intéresse.
Dans le deuxième chapitre, nous avons souligné l’intérêt d’utiliser la technologie CPL dans
les associations convertisseurs machines. Ce principe de communication s’avère être
avantageux. Les câbles traditionnels utilisés pour la commande et le diagnostic des machines
électriques sont mutualisés avec le câble de puissance. Par la suite, les contraintes imposées
par les réseaux MLI en terme d’occupation spectrale ont été discutées. Nous avons montré
que ces réseaux sont totalement différents des réseaux électriques domestiques. La
commutation des interrupteurs de l’onduleur de puissance rend l’environnement hostile dans
la bande des CPL domestiques à savoir [1,6 MHz - 30 MHz]. Une caractérisation du
convertisseur de puissance a été réalisée et nous a permis de souligner l’influence des
différents paramètres de l’onduleur et du signal MLI sur la communication. Nous avons
montré également que la tension du bus continu, la fréquence de découpage et les temps de
commutation avaient une influence importante sur la communication CPL.
128
M. A. Mannah
A la suite de cette étude, nous avons testé la faisabilité de la communication sur les réseaux
MLI à l’aide de modems CPL domestiques. Des premiers essais expérimentaux ont permis de
déduire les limites de fonctionnement de cette technologie. La cause de disfonctionnement
peut être attribuée aux impulsions de tensions à fort dv/dt qui résultent de la commutation de
chaque semi conducteur. Une étude théorique et des essais expérimentaux ont été réalisés afin
de valider cette hypothèse. Ainsi, à l’issue de ce chapitre, nous avons pu confirmer que la
technologie CPL domestique n’est pas adaptée aux réseaux MLI.
Dans le troisième chapitre, le développement d’un coupleur CPL pour réseaux MLI est
abordé. Un cahier des charges approprié nous a permis de définir l’architecture des coupleurs
transmetteur et récepteur. Ces derniers sont constitués chacun d’un filtre passe bande, d’un
transformateur et d’un étage d’amplification. Chacun de ces éléments a été dimensionné et
caractérisé. Le filtre passe bande est choisi d’ordre 5, de fréquence centrale 70 MHz, de
largeur de bande 30 MHz et de réponse de Butterworth. L’isolation galvanique, nécessaire en
terme de sécurité et de connexion de l’électronique de puissance à l’électronique bas niveau, a
fait l’objet d’une étude. A l’issue de cette étude, un transformateur respectant les critères
fréquentiel et d’isolement a été choisi. Les cartes transmetteur et récepteur ont été ensuite
implémentées. Leur validation expérimentale a été effectuée à l’aide des paramètres de
répartition. A la fin de ce chapitre, le gain total de la chaîne de transmission en présence des
coupleurs pour réseaux MLI a été évalué et la performance de ces coupleurs a été vérifiée.
Dans le dernier chapitre, la faisabilité de la communication CPL sur le réseau MLI à l’aide
des coupleurs développés a été démontrée. Dans un premier temps, la nature des informations
à transmettre au sein d’une association convertisseur machine a été définie. L’étude d’une
gamme de capteurs de position et de vitesse a permis de définir le débit binaire nécessaire à la
transmission. Dans le cas le plus extrême, un débit de quelques Mbits/s a été recensé. Une
modulation mono porteuse QPSK à fréquence porteuse 70 MHz a été retenue pour sa
simplicité. Un banc de test, mettant en œuvre un ensemble onduleur – machine asynchrone
ainsi que la chaîne de transmission associée a été développé. L’influence de la tension du bus
continu de l’onduleur ainsi que la puissance d’émission du signal de transmission ont fait
l’objet d’investigations. Des campagnes de mesures portant sur l’envoi d’un train binaire de
819,2 Kbit à une vitesse de 1,6 Mbit/s a permis d’extraire des courbes de taux d’erreur. Les
résultats de mesures ont montré l’amélioration apportée avec les nouveaux modems
développés. La transmission des données réalisée à 1,6 Mbit/s a été établie avec succès. Ces
résultats ont été obtenus dans le cas d’un ensemble convertisseur – machine distant de 10m à
50m et assurant un transit d’énergie de 2,2 kW sous un niveau de tension de bus continu de
l’ordre de 300V. Toutefois, ce système de communication reste exportable à d’autres bancs
construits avec des éléments (moteur, câble, onduleur) de spécifications différentes
moyennant le réglage de certains paramètres tels que les fréquences de modulation, la
puissance du signal de communication et le débit ...
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
129
Perspectives
Les perspectives de cette étude sont nombreuses et se situent dans le prolongement direct des
travaux déjà menés.
En effet, ces travaux pourraient être appliqués à une application de commande de machines
électriques. Dans ce travail de thèse, nous avons choisi de transmettre une trame pseudo
aléatoire sans aucun lien avec la commande de la machine. Rappelons que cette trame avait
pour seul but de valider la faisabilité de la communication sur les réseaux MLI. La
communication pourrait alors être étendue à des systèmes en boucles fermées afin de
satisfaire la commande et le diagnostic des machines. Les informations transmises seraient
dans ce cas les données issues des capteurs installés au niveau du moteur. A titre d’exemple,
la position et la vitesse du moteur seraient transmises pour la commande alors que la
température pourrait être transmise pour du diagnostic. Pour les applications à forte efficacité
opérationnelle le transport de l’information par CPL pourrait assurer la redondance.
Toutefois, la commande et le diagnostic nécessitent la transmission des données en temps réel
ce qui exige une forte implication de la théorie des signaux. Cela ouvre un autre axe de
recherche visant à minimiser les opérations à effectuer et le coût de calcul.
De plus, il nous semble intéressant de caractériser un ensemble de convertisseurs de puissance
représentant les produits que l’on retrouve sur le marché grand publique, industriel et du
transport. Les différentes valeurs de tensions du bus continu des onduleurs, les technologies
d’IGBT et les modes de commutation sont autant de paramètres qui rendent difficiles le choix
de la bande fréquentielle utile au transport de l’information.
Ainsi, un standard industriel pour la communication CPL sur les réseaux MLI pourrait voir le
jour. En outre, des travaux pourront être menés sur l’étude de la compatibilité
électromagnétique des CPL dans les réseaux MLI. A l’issue de telles études, on pourra définir
une norme fixant les règles principales à suivre lors de l’utilisation de la technologie CPL sur
un réseau MLI, ce qui permettra d’accélérer l’essor de cette technologie.
En définitive, tout laisse à penser que la technologie CPL trouvera dans le proche avenir un
fort intérêt chez les industriels ce qui lui permettra de trouver de nouvelles applications dans
le domaine des ‘courants forts’.
130
M. A. Mannah
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
131
Annexe 1 :
a - Variation du temps de commutation en fonction de la valeur du courant de
phase
L’étude fine de la commutation a montré les résultats suivants :
-
Pour un courant de phase iL < 0, le temps de montée tm est inversement proportionnel à la
valeur du courant. Ce temps tm correspond à la durée de remontée de la tension aux
bornes de T2 (blocage de T2). En revanche, le temps de descente est indépendant de la
valeur du courant et reste constant. Ce temps td correspond à la durée de décroissance de
la tension aux bornes de T2 (amorçage de T2).
-
Pour un courant de phase iL > 0, le temps de descente td est inversement proportionnel à
la valeur du courant. Ce temps td correspond à la durée de remontée de la tension aux
bornes de T1 (blocage de T1). En revanche, le temps de montée est indépendant de la
valeur du courant et reste constant. Ce temps tm correspond à la durée de décroissance de
la tension aux bornes de T1 (amorçage de T1).
Afin de valider ces conclusions, nous avons relevé la variation de temps de commutation au
blocage en fonction du courant de phase. La figure suivante montre que les temps de montée
et de descente dépendent bien du signe du courant iL et de sa valeur. De même, nous
montrons que cette variation peut être approximée par un polynôme d’ordre 2 donné par
l’équation :
2000
1800
1600
1400
1200
1000
800
600
400
200
-20
tm
Td
dv/dt (V/µs)
dv/dt (V/µs)
y = - 2,69 x 2 + 141,8 x + 153
blocage de T2
blocage de T1
-10
10
-15
-5
0
5
Courant iL (A)
15
20
2000
1800
1600
1400
1200
1000
800
600
400
200
0
mesures
interpollation
quadratic
2
4 6 8 10 12 14 16 18
Valeur absolue du courant iL (A)
Commutation fonction du courant de phase
20
M. A. Mannah
132
b - Calcul de la série de Fourier d’un signal MLI
Rappel : Série de Fourier
Tout signal x(t) périodique, de période Tm, peut se mettre sous la forme d’une série de
Fourier. La série de Fourier peut s’écrire de plusieurs façons :
x(t) = C 0 +
n= ∞
∑C
n
e j(n ωm t) = x(t) +
n= − ∞
C 0 = x = valeur moyenne de x(t)
n =∞
∑A
n
cos(n ω m t + γ n )
n =1
An = 2 Cn
γ n = arg (C n )
Hypothèses :
- La période de découpage Td est très élevée devant la période du modulant Tm. On en
déduit que sur une période de découpage, la tension modulante vm peut être considérée
constante.
- La fréquence de découpage fd est un multiple entier de la fréquence du modulant fm :
f
T
M= d = m
f m Td
- Pendant la commutation, la croissance et la décroissance de la tension évoluent
linéairement.
- Les temps morts ne sont pas pris en compte
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
133
Formes d’ondes caractéristiques :
1
vm1
0
t
Td
iL1
vt
-1
iL1
vm1
vt
0
vm1
t
vt
t
p Td
(M-1) Td
vt
iL1
α10Td
α1(M-1)Td
VDC
VDC
vL1
vL1
t
vL1
t
tf 0
t
iL1
α1pTd
VDC
tr 0
vm1
tr p
t
tf p
tr M-1
tf M-1
Principe du calcul des C n pour les tensions simples
Sur une période Tm, le signal MLI est constitué de p impulsions, avec 0 ≤ p ≤ M−1.
Au cours d’une période de modulation, la largeur des pulses varie, ainsi que les temps de
commutation ton et toff.
Pour une tension simple, le rapport cyclique αp est lié à la tension de modulation de la phase :
α1p =
1 + v m1
2
α 2p =
1 + v m2
2
α 3p =
1 + v m3
2
Pour des signaux modulants sinusoïdaux triphasés, on écrit :
v m1 = r sin(ωt + β)
v m 2 = r sin(ωt + β - 2π/3)
v m 2 = r sin(ωt + β - 4π/3)
On en déduit :
α1p =
 2 π p 
1 
 
1 + r sin 


2
 M Td  
 2 π p  2π 
1

α 2 p = 1 + r sin
2
MT  3 


d


M. A. Mannah
134
α 3p =
 2 π p  4π 
1 

 - 
1
+
r
sin
2 
M
T
3 
d 

Cas de la tension simple vL1 :
1
C1n =
Tm
1
C1n =
Tm
∫v
L1 (t) e
- jnωt
Tm
Td (p + α1p /2)
 Td α10 /2

1 
- jnωt
- jnωt
dt =
v L1 (t) e
dt + . . . +
v L1 (t) e
dt 

Tm -T α /2
Td (p - α1p /2)
 d 10

∫
∫
p = M - 1 Td (p + α1p /2)
∑
p=0



- jnωt
v L1 (t) e
dt 

 T (p -α /2)

1p
 d

∫
Après développement du calcul on arrive à :

C1n =
E
(n 2 π)2
p = M - 1
∑



p=0
- jn
e
α1p
2 π 
p−
M 
2
t rp / Tm




2 π 
α1p 



 - jn 2 π t rp  - jn M  p + 2

 e
Tm
- 1 +
 e
t fp / Tm



t fp

- jn 2 π

Tm
1 - e







Cas de la tension simple vL2 :
Elle est directement déduite de l’expression de C1n :

C 2n =
p = M - 1
E
(n 2 π)
2
∑
p 0
=



- jn
e
α
2π 
 p − 1p

M
2
t rp / Tm




2π 

α1p 



- jn  p +
 - jn 2 π t rp 
M
2
e


Tm
e
1
+


t fp / Tm


t fp

- jn 2 π

Tm
1 - e

Cas de la tension composée uL12 : uL12 = vL1 – vL2
U L12 = VL1 - VL2
⇒
C12n = C1n - C 2n







Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
135
Annexe 2 :
Représentations possibles des matrices de transmissions
- Représentation en Z :
On considère les tensions comme étant des variables dépendants des courants. Dans ce cas, la
matrice de transmission devient une matrice d’impédance Z :
V1   z11 z12   I 1 
V  =  z z   I 
 2   21 22   2 
(1)
La caractérisation du réseau consiste à déterminer les paramètres de la matrice d’impédance.
Il suffit d’annuler le courant I2 en laissant le circuit de sortie ouvert ce qui permet de
déterminer les paramètres z11 et z21. De même, on ouvre le circuit d’entrée ce qui permet de
déterminer les deux autres paramètres z12 et z22.
Si l’étage d’entrée est identique à l’étage de sortie, le réseau est considéré symétrique et l’on a
z11 = z22. Pour une même excitation, si les réponses des étages d’entrée et de sortie sont
identiques alors l’on a z12 = z21 et le réseau est dit réciproque.
-
Représentation en Y :
Dans cette représentation, les courants dépendent des tensions et la matrice d’admittance sera
écrite :
 I 1   y11 y12  V1 
 I  =  y y  V 
 2   21 22   2 
(2)
Pour déterminer les paramètres de la matrice, il suffit de court-circuiter les deux ports d’entrée
et de sortie ce qui permet d’annuler les tensions V1 et V2. Les paramètres y12 et y22 sont
calculés pour V1 = 0 et les paramètres y11 et y21 sont calculés pour V2 = 0. Un réseau formé
d’une admittance en parallèle n’admet pas une représentation en matrice Y puisque tout court
circuit sur l’un des deux ports entraîne le court circuit de l’admittance et de la source de
tension ce qui rend la caractérisation impossible. De même, le réseau est supposé symétrique
si y11 = y22 et réciproque si y12 = y21.
M. A. Mannah
136
-
Représentation en H :
On utilise la tension d’entrée et le courant de sortie comme les deux variables dépendantes.
Ainsi la matrice hybride s’écrit :
V1  h11 h12   I 1 
 I  = h h  V 
 2   21 22   2 
(3)
Cette matrice est dite hybride car h11 est une impédance, h22 est une admittance alors que les
deux autres paramètres de la matrice sont sans unité. Les paramètres h11 et h21 sont calculés en
court-circuitant la sortie (V2 = 0) alors que les paramètres h12 et h22 sont calculés en laissant le
port d’entrée ouvert (I1 = 0). Ce réseau est dit symétrique si le déterminant de H est égale à 1 :
∆h = h11.h22 - h12.h21 = 1 et réciproque si h21 = - h12.
-
Représentation en Quadripôle ABCD :
Une autre représentation possible consiste à définir le réseau comme un quadripôle en
utilisant la tension et le courant d’un même port comme variables dépendantes du courant et
de la tension de l’autre port.
La matrice correspondante au quadripôle ABCD est représentée par l’équation 3.5. En courtcircuitant la sortie, on peut déterminer les paramètres B et D. En laissant ce dernier ouvert, on
détermine les paramètres A et C. On note que les paramètres A et D sont sans unité, B est une
impédance et C est une admittance. Ce réseau est supposé symétrique si A = D et réciproque
si ∆ = AD - BC = 1.
V1   A B   V2 
 I  = C D  − I 
  2
 1 
(4)
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
137
Annexe 3 :
Calcul des coefficients du filtre à une terminaison
Caractéristiques du filtre :
Type : Filtre passe bande.
Fréquence centrale : 70 MHz.
Réponse : Butterworth d’ordre 5
Largeur de bande : 30 MHz.
Méthode suivie pour la détermination des composants L et C :
S
Première étape
L1
C2
L3
L5
Détermination des
coefficients du prototype
passe bas Butterworth ordre 5
R2
C4
Deuxième étape
Détermination des coefficients du prototype passe bande
Butterworth ordre 5 normalisé
L1n C1n
L2n
L3n
C3n
L5n C5n
L1n = L1 / ∆f
C1n = ∆f / L1
L4n
C4n
C2n
∆f = (f2 – f1) / f0
1
C2n = C2 / ∆f
L2n = ∆f / C2
f0 : Fréquence centrale du passe bande = 70 MHz
∆f : Largeur de bande = 30 MHz
Troisième étape
Dénormalisation
L1pb C1pb
L3pb C3pb
L5pb C5pb
Cu=1/(RL*ω0)
Lu=RL/ω0
L2pb
L4pb
C2pb
R2
C4pb
C1pb=C1n*Cu
L1pb=L1n*Lu
M. A. Mannah
138
Valeurs des coefficients L et C :
Coefficients standard normalisés d’un prototype passe bas Butterworth à une terminaison
Ordre
Impédance de charge
L1
C2
L3
C4
L5
5
1Ω
1,545
1,694
1,381
0,894
0,309
L1
L2
408,3 nH
30,2 nH
C1
13,2 pF
Coefficients calculés
L3
L4
L5
365 nH
57 nH
81,7 nH
C2
C3
C4
C5
180 pF
15 pF
95 pF
66 pF
L4
L5
Valeurs expérimentales
L3
L1
L2
390 nH
30 nH
390 nH
56 nH
82 nH
C1
C2
C3
C4
C5
12 pF
180 pF
15 pF
100 pF
68 pF
Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
139
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Transmission de données par CPL sur réseaux MLI
145
Résumé
Ce travail de thèse traite de l’application de la technologie des Courants Porteurs en Ligne (CPL) au
sein d’une association convertisseur machine à des fins de commande et de monitoring. La technologie
des CPL est très répandue dans les réseaux domestiques sinusoïdaux. Elle permet la transmission de
données numériques par les câbles dédiés au transport de l’énergie électrique de l’habitat. Dans une
application convertisseur machine, le réseau électrique est un réseau Modulé en Largeur d’Impulsions
(MLI). Une étude approfondie du signal MLI et des essais, menés avec des coupleurs CPL
domestiques sur un réseau MLI, permettent de mettre en relief les limitations de cette technologie.
Suite à cette étude, des coupleurs adaptés aux exigences du réseau MLI et fonctionnant dans la bande
de fréquence 55 MHz – 85 MHz sont développés. Les débits nécessaires dans une application
commande de machine font l’objet de discussions. Une modulation mono porteuse QPSK est retenue.
Les essais expérimentaux sont réalisés sur une plateforme composée d’un ensemble convertisseur
machine et assurant un transfert de données à 1,6 Mbit/s. Ces essais montrent la faisabilité de la
communication par CPL dans un réseau MLI.
Mots Clés : Communication, Courants Porteurs en Ligne, Coupleurs, Modulation QPSK,
Transmission de données, Energie, Onduleur, Modulation de Largeur d’Impulsion.
Summary
This thesis studies the use of the Power Line Communication PLC technology in a motor inverter
association for purposes of controlling and monitoring. This technology is widely used in domestic
applications and allows a reliable communication through the sinusoidal electrical network. In a motor
drive application, the electrical network is a Pulse Width Modulation network and consequently this
technology may not work. Following a thorough study of the PWM signal, a series of experimental
measurements using the domestic PLC modems over the PWM network were carried out and have
underlined the inefficiency of the sinusoidal PLC technology. Based on the obtained results and on the
PWM network requirements, we have developed industrial PLC couplers. The good functioning of
these couplers has been validated in the frequency band 55 MHz – 85 MHz. A study of the required
throughput in motor drive applications led us to define the QPSK modulation for data transmission.
The modem was developed and communication was tested under different conditions with a
throughput equal to 1.6 Mbits/s. The different experimental measurements have demonstrated the PLC
communication feasibility over the PWM network.
Keywords: Communication, Power Line Communication, Couplers, QPSK modulation, Data
transmission, Energy, Inverter, Pulse Width Modulation.