Apports des techniques de cablages laminaires dans un onduleur a

Institut National Polytechnique de Lorraine
ECOLE DOCTORALE "Informatique-Automatique-Electrotechnique-Electronique-Mathématiques"
Département de Formation Doctorale "Electrotechnique-Electronique"
THESE
présentée à
L’Institut National Polytechnique de Lorraine
En vue de l’obtention du titre de
DOCTORAT de l’INPL
Spécialité : Génie Electrique
par
LOUNIS Zohra
Ingénieur de l’Université des Sciences et Technologies
"Houari Boumedienne", Alger – Algérie
APPORTS DES TECHNIQUES DE CABLAGES LAMINAIRES
DANS UN ONDULEUR A IGBT DE MOYENNE PUISSANCE
Soutenue publiquement le 19 décembre 2000 devant la Commission d’Examen
Membres du Jury
Président
Rapporteurs
:
:
Examinateurs :
Ch. ROMBAUT
H. FOCH
A. BERTHON
A. REZZOUG
B. DAVAT
Remerciements
Je tiens en premier lieu à exprimer mes sincères remerciements à Messieurs
Abderrezak Rezzoug et Bernard Davat, pour leur accueil chaleureux au sein du Groupe de
Recherche en Electrotechnique et Electronique de Nancy, ainsi qu'aux membres du jury
extérieurs au laboratoire, Messieurs Christian Rombaut, Henri Foch et Alain Berthon, pour
l'intérêt qu'ils ont porté à ce travail.
Je tiens tout particulièrement à remercier :
- Monsieur Bernard Davat Professeur INPL, Directeur de l'ENSEM, qui a été directeur
de ma thèse. Qu'il soit remercié de la confiance qu'il m'a toujours témoignée en me confiant
ces travaux et en acceptant d'être directeur de ces recherches sans jamais douter de moi. Qu'il
trouve dans ce mémoire l'expression de ma gratitude pour le temps qu'il m'a consacré, tant
pour cette thèse que pour la suite.
- Monsieur Henri Foch, Professeur INPT, pour le grand honneur qu'il m'a fait en
acceptant d'être le rapporteur de ce travail.
- Stéphane Raël (Victor), Maître de conférences, pour sa disponibilité, ses remarques
pertinentes et conseils avisés, pour les nombreuses discussions qui ont toujours été
fructueuses, et avec qui j'ai beaucoup appris, autant dans le domaine de la recherche que dans
d'autres domaines. Grâce à lui, j’ai été souvent amenée à ouvrir le dictionnaire, qu'il trouve
dans ce mémoire l'expression de ma reconnaissance et de mon amitié.
Je tiens à exprimer ma gratitude à :
- Dahmane pour son soutien et à qui je tiens à exprimer ma profonde amitié ;
- Madame René Bruson, pour sa gentillesse, sa disponibilité et son aide ;
- Latifa, pour sa bonne humeur et totale disponibilité, qu'elle trouve ici l'expression de
ma profonde amitié ;
- Fadi Sharif, pour son aide, ses nombreux conseils et surtout pour sa disponibilité.
Que l'ensemble des chercheur, enseignants et du personnel technique du laboratoire,
soit également remercié ainsi que tous ceux qui m'ont de près ou de loin soutenue durant ma
thèse.
Enfin, je réserve une pensée particulière, à Fa, à qui j'ai fait souvent partager les
moments "forts" de ces recherches et avec qui j'ai partagé d'agréables moments et fous rires.
Enfin, je ne peux oublier mes proches, qui de loin ou de prés m'ont soutenu. Merci à
mes parents, pour m'avoir soutenue et permis d'en arriver là. Toute ma reconnaissance et
gratitude vont vers ceux sans qui je n'aurai jamais pu faire de thèse, mon cher frère Brahim et
ma douce et tendre sœur Houria, pour leur présence et soutien permanents et leur aides dans
les moments difficiles. Tous les êtres chers, en particulier et surtout Moussa (tablette de
chocolat), pour leur présence secrète.
Tables des matières
INTRODUCTION GENERALE ............................................................................................... 1
CHAPITRE 1 - PRESENTATION DE L’ONDULEUR .......................................................... 5
1.- INTRODUCTION ........................................................................................................... 7
2.- CAHIER DE CHARGES ................................................................................................ 7
3.- PRESENTATION DU BANC D’ESSAIS ...................................................................... 8
4.- STRUCTURE DU BRAS DE TEST ............................................................................ 10
4.1.- Schéma .................................................................................................................. 10
4.2.- Interrupteurs de puissance ..................................................................................... 12
4.2.1.- Choix des composants ................................................................................. 12
4.2.2.- Mise en œuvre ............................................................................................. 14
4.3.- Contraintes de commutation .................................................................................. 15
5.- SYSTEME DE REFROIDISSEMENT ......................................................................... 19
6.- CONCLUSION ............................................................................................................. 20
CHAPITRE 2 - MISE EN EVIDENCE DES PROBLEMES ................................................. 21
1.- INTRODUCTION ......................................................................................................... 23
2.- PROBLEMES LIES A LA STRUCTURE DE COMMANDE .................................... 23
2.1.- Circuits de commande ........................................................................................... 23
2.2.- Réalisation pratique de la commande .................................................................... 25
2.3.- Gestion des interrupteurs principaux ..................................................................... 32
3.- PROBLEMES LIES A LA STRATEGIE DE COMMANDE ...................................... 33
3.1.- Principe de la stratégie de commande ................................................................... 33
3.2.- Boucle de mesure du courant ................................................................................ 34
3.3.- Vitesse de variation du courant dans la charge ..................................................... 35
4.- PROBLEMES LIES AU CABLAGE DE PUISSANCE DE L’ONDULEUR ............. 39
4.1.- Câblage et liaisons électriques .............................................................................. 39
4.2.- Mesures ................................................................................................................. 42
5.- PROBLEMES DE COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ............................ 44
6.- CONCLUSION ............................................................................................................. 47
CHAPITRE 3 - ETUDE THEORIQUE D’UN CABLAGE A FAIBLE IMPEDANCE ........ 49
1.- INTRODUCTION ......................................................................................................... 51
2.- CONDUCTEURS ELEMENTAIRES .......................................................................... 51
2.1.- Formes considérées ............................................................................................... 51
2.2.- Calcul de l’inductance pour les formes cylindriques ............................................ 52
2.3.- Calcul de l’inductance pour les formes rectangulaires .......................................... 56
2.4.- Comparaison des différentes formes de conducteurs ............................................ 61
3.- BUS BARRE ................................................................................................................. 63
3.1.- Conducteur retenu ................................................................................................. 63
3.2.- Simplification du domaine d’étude ....................................................................... 65
3.3.- Subdivision des plaques conductrices ................................................................... 67
3.4.- Rayonnement ......................................................................................................... 71
4.- COMPORTEMENT EN DYNAMIQUE ...................................................................... 73
4.1.- Equation du champ ................................................................................................ 73
4.2.- Calcul de l’impédance ........................................................................................... 73
4.3.- Impédance d’un conducteur plan .......................................................................... 74
4.4.- Application au bus barre ........................................................................................ 76
5.- CONCLUSION ............................................................................................................. 80
CHAPITRE 4 - OPTIMISATION DU CABLAGE
- REALISATION EXPERIMENTALE ............................... 83
1.- INTRODUCTION ......................................................................................................... 83
2.- MONTAGE EXPERIMENTAL ................................................................................... 83
2.1.- Principe .................................................................................................................. 83
2.2.- Connexions des IGBT ........................................................................................... 83
2.3.- Réalisation du bus barre ........................................................................................ 85
2.4.- Réalisation de la commande .................................................................................. 86
2.5.- Gestions des interrupteurs en parallèle .................................................................. 89
2.6.- Prévention des courts-circuits ............................................................................... 91
2.7.- Signaux de référence ............................................................................................. 94
2.8.- Evaluation de l’inductance de câblage .................................................................. 94
2.9.- Compatibilité électromagnétique .......................................................................... 97
2.9.1.- Sources des perturbations en CEM ............................................................. 97
2.9.2.- Mesures des perturbations conduites ........................................................... 99
2.9.3.- Mesures des perturbations rayonnées ........................................................ 102
3.- INFLUENCE DES INDUCTANCES PARASITES SUR LA
COMMUTATION DES IGBT ..................................... 105
3.1.- Commutation d’un interrupteur à grille isolée .................................................... 105
3.2.- Modèle avec des éléments inductifs .................................................................... 108
3.2.1.- Influence de l’inductance lG ...................................................................... 109
3.2.2.- Influence de l’inductance lS ....................................................................... 114
3.2.3.- Influence de l’inductance lC ...................................................................... 114
3.2.4.- Influence de l’inductance lE ....................................................................... 125
4.- CONCLUSION ........................................................................................................... 125
CONCLUSION GENERALE .......................................................................................... 129
BIBLIOGRAPHIE ............................................................................................................ 133
INTRODUCTION GENERALE
Introduction générale
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
2
Introduction générale
Dans le domaine de l'électronique de puissance nous comptons tous sur le composant
idéal. Nous lui demandons de commuter des courants de plus en plus importants sous des
tensions élevées, et ceci de plus en plus rapidement pour nous permettre d'accroître les
fréquences de découpage. Ce afin d’augmenter le rendement, améliorer les formes d’onde et
de diminuer les nuisances audibles.
Mais cette course à la perfection peut dans le cas de commutations dures faire apparaître d'autres problèmes (surtension, oscillations, parasites...) qui se traduisent par une fatigue
soit du silicium, soit des composants électromagnétiques alimentés (inductances, transformateurs, moteurs électriques...). Il s’ensuit une baisse de fiabilité de l'équipement.
Depuis quelques années, la tendance en électronique de puissance est à l’utilisation de
composants associant les avantages des technologies MOS et bipolaires [1]. L'IGBT est
probablement le composant de ce genre le plus répandu actuellement, car il présente de
faibles pertes en conduction, du fait de la présence du transistor bipolaire, et une commande
simple et peu dissipative grâce au MOS. Ses nombreuses qualités lui ont permis de s'imposer
dans le domaine des moyennes puissances. Sa bonne aptitude à la mise en parallèle lui ouvre
également celui des applications fort courant [2-3], et l'augmentation de ses capacités en tenue
en tension, lui permet de se tourner vers le domaine des fortes puissances [5-6].
Par contre, si l'électronique de puissance présente de nombreux avantages dans la
conversion d'énergie électrique, les fronts de tension et de courant engendrés sont à l'origine
de nombreuses perturbations, que ce soit au sein même du convertisseur ou à l'extérieur [7-8].
Or, l'augmentation du niveau de technologie des appareils électriques modernes avec
l'introduction quasi systématique d'électronique de commande, de traitement numérique de
l’information, les rend de plus en plus sensibles à la qualité des courants circulant dans les
dispositifs.
Pour les composants semi-conducteurs rapides fonctionnant dans des structures dont
les fréquences de découpage sont assez élevées, les transitoires de courant et de tension sont
tels qu'il n'est plus possibles d'ignorer les inductances de câblage. Les problèmes auxquels se
heurte le concepteur sont multiples :
- la détermination des contraintes instantanées, aux moins vis à vis de la tension
aux bornes des semi-conducteurs ;
- la maîtrise des pertes par commutation, qui, pour être déterminées, nécessitent la
connaissance exacte de la tension et du courant pendant cette phase ;
- la limitation des perturbations injectées sur le réseau d'alimentation par le convertisseur, dont l'origine (fronts de tension et de courant) doit être précisément
quantifiée ;
- la limitation des perturbations rayonnées qui sont directement dépendantes de la
géométrie du convertisseur ;
- la répartition des courants dans les semi-conducteurs mis en parallèle qui dépend
entre autres de leurs circuits de commandes ;
- la maîtrise des interactions puissance - commande ;
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3
Introduction générale
-
la maîtrise des éléments parasites introduits par les circuits qui réalisent les
connections entre les différents éléments du convertisseur.
Dans le domaine de l'électronique de puissance rapide, le recours à la réalisation de
prototypes s'avère encore indispensable et souvent déterminant pour s'assurer à la fois de la
faisabilité et de la fiabilité d'un convertisseur. L'objectif de ce travail est de concevoir un
convertisseur fiable, et ceci en essayant de réduire les problèmes cités plus haut. Pour ce faire,
on a opté pour la construction d'un bus barre à multicouches pour l'alimentation du
convertisseur qui fonctionne en commutation dure sans circuits d'aide à la commutation. Le
choix de ce mode de connexion va permettre d’obtenir de faibles inductances parasites et
d'associer côte à côte des modules standards d'IGBT.
Notre contribution se situe au niveau de l'amélioration du câblage d’un onduleur de
moyenne puissance précédemment développé au GREEN [9-10].
La mise en œuvre de ce convertisseur et ses principales propriétés sont rappelées dans
le chapitre 1. Le deuxième chapitre est consacré aux problèmes rencontrés, rendant le fonctionnement du convertisseur non optimal malgré toutes les précautions prises, et conduisant à
des performances inférieures aux performances escomptées. Cette partie se divise en trois
parties distinctes. La première concerne l'élaboration des signaux de commande des interrupteurs ainsi que la stratégie de commande. La deuxième consiste à identifier les problèmes dus
à la commutation des interrupteurs. Enfin, la dernière s’intéresse aux problèmes de
compatibilité électromagnétique.
Le troisième chapitre est consacré au calcul théorique de l'inductance de câblage introduite par différents types de conducteurs. Un calcul analytique effectué pour différents types
de conducteurs permet de montrer tout l’intérêt du bus barre multicouche.
Dans le dernier chapitre, nous abordons la partie construction de la structure du
câblage ainsi que la conception d’un bras d’onduleur. L’intérêt de cette structure est souligné
tant au point de vue des faibles inductances obtenues que des perturbations engendrées.
Profitant de la qualité du bras réalisé, une étude précise de l’impact des inductances
parasites sur les phénomènes de commutation de deux IGBT connectés en parallèle est
ensuite réalisée.
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4
CHAPITRE 1
PRESENTATION DE L’ONDULEUR
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
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6
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
1.- INTRODUCTION
Le chapitre 1 effectue des rappels sur la réalisation de l'onduleur triphasé 500 kVA,
prévu pour fournir des ondes électriques de fréquence fondamentale pouvant aller jusqu’à 500
Hz. Ce convertisseur a été développé pour alimenter des machines asynchrones bipolaires
rapides ou des machines synchrones à grand nombre de pôles, lentes et à fort couple.
Les dispositifs présentés concernent d’une part le montage alimentant actuellement
des machines asynchrones rapides et d’autre part le bras de tests destiné à l’étude des
problèmes apparus sur le montage et des solutions chargées de les résoudre.
Les critères de choix de la structure du convertisseur, des interrupteurs de puissance et
de leur environnement proche (protection, refroidissement…), ainsi que la description de
phases de fonctionnement sont exposés dans ce chapitre.
2.- CAHIER DE CHARGES
Le GREEN a développé un axe de recherche dans l’alimentation par convertisseur
statique de machines électriques tournantes à des fréquences fondamentales assez élevées (de
100 à 1000 Hz). Ce travail de développement a été effectué en collaboration avec d’autres
partenaires. On peut citer entre autres, la société ALSTOM Moteurs de Nancy, la Région
Lorraine et EDF. Deux prototypes de moteurs ont été testés [9] :
-
une machine asynchrone triphasée disposant de deux bobinages statoriques
décalés de 30° (photo 1-1), de caractéristiques nominales :
- courant nominal
:
200 A
- tension nominale
:
230 V
- fréquence d'alimentation à vitesse maximale
:
500 Hz
- vitesse
:
30 000 tr/mn
- puissance
:
100 kW
- nombre de pôles
:
2p = 2
-
une machine synchrone triphasée à aimant permanent (photo 1-2), de caractéristiques nominales :
- courant efficace par phase
:
560 A
- tension
:
200V
- fréquence d’alimentation à vitesse maximale
:
587 Hz
- vitesse
:
400 tr/mn
- couple
:
5 600 N.m
- nombre de pôles
:
2p = 92
Le développement et la réalisation du convertisseur ont été entièrement assurés par
l’équipe « Electronique de Puissance » du GREEN, associée avec une PME sise dans la
région parisienne : la société Barème.
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Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
Photo 1-1 : Prototype de la machine asynchrone rapide, 100 kW, 30 000 tr/mn.
Photo 1-2 : Prototype de la machine synchrone lente, 400 tr/mn, 5 600 N.m.
3.- PRESENTATION DU BANC D’ESSAIS
Le synoptique général de l’ensemble convertisseur – machine - charge est donné sur la
figure 1-1.
La machine asynchrone est accouplée à une génératrice à courant continu de 550 kW
par l’intermédiaire d’un réducteur de 30 000 à 2 200 tr/mn. Un système complet de refroidissement (ventilation forcée, circuit d’eau) et un étage de circuit d’huile pressurisé pour les
paliers, sont installés pour l’ensemble tournant. Cet ensemble est totalement géré par des
automates de contrôle.
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Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
Pour des problèmes de sécurité, le banc d’essais de la machine rapide est installé à
l’intérieur d’une fosse (photo 1-3).
Onduleur à IGBT
Réseau
EDF
Machine asynchrone
d’essai
Redresseur
réversible
Réducteur
Disjoncteur
de couplage
M.C.C.
Figure 1-1 : Synoptique du banc d’essai pour la machine rapide.
Photo 1-3 : Fosse abritant le banc d’essai des machines rapides.
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9
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
Le montage complet est représenté sur la figure 1-2. Il est constitué par :
- un onduleur à six bras commandé en MLI (ou hystérésis modulée). Chaque bras
de l’onduleur doit pouvoir commuter un courant crête de 500 A sous une tension
continue de 600 V à une fréquence moyenne de 15 kHz ;
- un système de surveillance de la tension du point milieu des batteries de condensateurs composées d’un assemblage de douze condensateurs de 3 300 µF - 350 V
placés en parallèle et pourvus de résistances pour équilibrer les potentiels aux
bornes de chaque unité ;
- un pont à thyristors réversible.
Une vue de l’équipement complet dans son armoire est donnée sur la photo 1-4.
Onduleur triphasé n° 1
Inductance de lissage
Pont redresseur
réversible
Inductances
additionnelles
Réseau EDF
400 V
Onduleur triphasé n° 2
Surveillance de la tension
du point milieu des condensateurs
Figure 1-2 : Schéma électrique du banc d’essais.
4.- STRUCTURE DU BRAS DE TEST
4.1.- Schéma
Un bras identique aux six bras de l’onduleur dispose de différents dispositifs de
mesure permettant de tester les solutions à apporter aux problèmes rencontrés sur l’onduleur
complet. Celui-ci est alimenté par une source continue réalisée à l’aide d’un pont redresseur à
diodes, triphasé, associé à un transformateur d’isolement et un autotransformateur. Celle-ci
peut fournir une tension redressée variable jusqu’à 600 V.
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Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
Pont réversible
et
sa commande
Rack de
commande
Onduleur 2
Onduleur1
Photo 1-4 : Equipement complet dans son armoire.
Le montage électrique complet du bras d’onduleur comprend les différents éléments
référencés sur la figure 1-3 :
- les transistors principaux TP1 et TP2 associés à leur diode interne DP1 et DP2 ;
- les inductances LE1, LE2 représentant les circuits d’aide à l’allumage ;
- les circuits d’aide au blocage (CA1, DA1) et (CA2, DA2) ;
- les circuits d’écrêtage de surtension, constitués par (CZ1, DL1), et (CZ2, DL2) ;
- les circuits de récupération d’énergie, pendant l’allumage, (DL1, CZ1, RL1) et (DL2,
CZ2, RL2) et, pendant le blocage, LA, (TA1, Dy1) et (TA2, Dy2).
La justification des valeurs des différents composants a été effectuée dans une thèse
soutenue précédemment au GREEN [9]. On peut malgré tout rappeler le rôle de quelques
éléments :
- l’inductance LC. Lors de la fermeture, la vitesse de croissance du courant (di/dt)
doit être limitée pour réduire les pertes dans les composants. En se fixant une
limite de 1000 A/µs pour une tension d'alimentation de 500 V, l'inductance LE a
une valeur de 0,5 µH ;
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11
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
CA2
TA2
V
0
DP2
CZ2
DL2
CM2
4
TP2
DA2
LA 8 µH DY2
DY1
TA1
CM1
79.2 mF
DZ2 RZ2
RX2
LE2
DX2
RX1
1Ω
RZ1 DX1
0,25 Ω
2
DA1
CA1
0,47 µF
TP1
RL1
27,5 Ω
LE1
0,5 µH
5
DZ1
3
RL2
DL1
DP1
CZ1
1,1 mF
1
Figure 1-3 : Structure générale d'un bras de l'onduleur.
-
-
les condensateurs CA. Durant la phase de blocage des interrupteurs principaux, la
vitesse de croissance de la tension aura une valeur maximale de 1000 V/µs pour
un courant commuté de 500 A. Cela conduit à une valeur de condensateur CA de
0,5 µF ;
l’inductance LA de 8 µH permet la récupération de l'énergie lors du blocage, par le
biais du transistor TA, sur une demi - période de circuit oscillant (LA, CA) ;
les condensateurs CZ assurent une fonction dynamique d’écrêtage de la tension
Vce pendant la phase du blocage ;
la résistance RL. En se fixant une valeur maximale de (VZ – VO) à 220 V, on associe à CZ une résistance RL permettant la décharge partielle des condensateurs CZ
initialement chargés à VO.
4.2.- Interrupteurs de puissance
4.2.1.- Choix des composants
Les interrupteurs de puissance ont été déterminés d’après les valeurs du couple
« courant - tension » qu’ils devront supporter. Pour le point de fonctionnement considéré, les
valeurs suivantes ont été retenues :
- un courant crête de 500 A ;
- une tension continue de 500 V ;
- une fréquence de découpage de 15 kHz.
Compte tenu de ces contraintes, le choix s'est porté de façon naturelle sur des modules
de type IGBT, seuls composants capables de supporter, lors du début de la réalisation de ce
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12
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
montage, ces contraintes. Leurs qualités, aujourd’hui reconnues au niveau industriel [2-10],
sont :
- la rapidité ;
- la robustesse ;
- la facilité de commande ;
- une bonne dissipation thermique (faible résistance thermique puce - boîtier) ;
- la présence d’une diode en antiparallèle rapide avec un recouvrement doux ;
- une fréquence de découpage pouvant aller jusqu'à 20 kHz.
En tenant compte des valeurs des courants de ligne, chaque interrupteur du bras est en
fait constitué par un assemblage parallèle de 2 modules de 400 A - 1200 V comportant une
diode en antiparallèle, module IGBT SKM 400 GA 122D de SEMIKRON (photos 1-5 et 1-6).
Photo 1-5 : Module IGBT SKM 400 GA 122D de SEMIKRON.
Puce d’IGBT
Connections
inter-électrodes
Puce de
Diodes
Photo 1-6 : Vue interne d'un module IGBT 400 A - 1200 V.
Le coefficient de dérive thermique du Vcesat est, pour un IGBT, proche de zéro sur la
gamme de température +25°C /+125°C car il résulte d'une compensation entre le coefficient
positif d'un MOS (résistivité qui augmente avec la température) et le coefficient négatif d'un
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13
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
bipolaire [11]. Les choix technologiques pour la construction de l'IGBT, donnent une résultante du coefficient de dérive thermique positive pour l'IGBT homogène et généralement
négative pour l'IGBT épitaxié. Le problème rencontré pour réaliser un parallélisme correct est
surtout d'ordre thermique. Lors de la mise en parallèle (l'exemple de puces dans un même
boîtier), l'intérêt du coefficient sensiblement positif est une répartition automatique des
courants, la puce la plus chaude délestant du courant vers les plus froides qui offrent un Vcesat
inférieure. En outre cet effet au sein même de la structure est gage de stabilité puisqu'il empêchera la formation de points chauds.
Le choix de ce type de composant en technologie dite "homogène" ou NPT (NonPunch-Through) [12-13] est le mieux adapté pour une mise en parallèle. Ce composant
dispose d’une aire de sécurité rectangulaire dans les conditions de court-circuit et peut
commuter à des fréquences élevées (jusqu'à 20 kHz).
4.2.2.- Mise en œuvre
La connexion en parallèle d’éléments semi-conducteurs en électronique de puissance
est souvent obligatoire pour des raisons d’élévation du calibre en courant [3-14-15].
Pour le cahier des charges du convertisseur développé, le calibre en courant de
l’interrupteur principal devait être de 500 A. Si actuellement sont disponibles sur le marché
des modules atteignant 1000 A, ceux-ci n’étaient pas disponibles au début du projet (19921993). De plus, ces modules 1000 A sont souvent obtenus en juxtaposant dans un même
boîtier des modules 500 A, ce qui peut poser quelques problèmes de refroidissement.
La mise en parallèle des interrupteurs de puissance peut poser quelques problèmes. On
peut signaler entre autres que :
- les tolérances des processus de fabrication risquent d’entraîner une dispersion des
caractéristiques dynamiques des composants et par conséquence un déséquilibre
dans la conduction des branches en parallèle, le câblage inter-composant risque de
ne pas être parfaitement symétrique (figure 1-4) ;
- la connexion en parallèle d’éléments à caractéristiques de type « diode », sans
précautions est intrinsèquement instable. En effet, les composants à jonction PN
sont caractérisés par un coefficient négatif d’évolution de la tension de seuil
suivant la température. Le composant le plus chargé en courant verra sa température de jonction s’élever et par suite aura tendance à conduire davantage. Cela
peut créer rapidement un emballement thermique et entraîner la destruction du
composant.
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Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
Lσ2
Lσ1
Tp1g
Tp1d
Figure 1-4 : Mise en parallèle de deux modules.
4.3.- Contraintes de commutation
En règle générale, à température donnée, le comportement dynamique de
l’interrupteur de puissance dépend intrinsèquement de la valeur de sa résistance de grille. La
valeur choisie a une influence directe sur la rapidité de commutation et donc sur les
contraintes auxquelles est soumis le composant [16].
A l’allumage (figure 1-5), le temps de montée du courant tr peut être approximativement identifié par l’intervalle de temps entre l’instant où la tension vge atteint la tension de
seuil vT et celui correspondant à la fin du palier de vge. Cela donne une valeur approchée de la
pente du courant à l’amorçage :
∆I ≈ 0,8 ⋅ I
tr
∆t
(1-1)
Pendant l’allumage, la surintensité est due au courant de recouvrement IRRM de la
diode en antiparallèle sur l’IGBT bloqué du bras d’onduleur. Celle-ci est directement liée à la
grandeur ∆I précédemment définie.
∆t
Lors du blocage (figure 1-6), le temps de montée de la tension tdoff permet d’évaluer
approximativement une valeur moyenne de la pente de la tension au blocage :
∆V ≈ E
∆t t doff
(1-2)
La surtension ∆V est liée à la valeur tf, donc à ∆I ≈ 0,8 ⋅ I et à l’existence d’une
tr
∆t
inductance parasite pouvant intervenir à cet instant là.
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15
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
Vce
ic
I
IRRM
E
90%
trr
pente di
dt a
10%
tr
VGE
+15
V
VT
-5V
Figure 1-5 : Courbes dynamiques à l’allumage.
vce
ic
∆V
E
I
Descenterapide
du MOS
90%
Traînée de courant
10%
tf
tdoff
Vge
+15 V
-5 V
Figure. 1.6 : Courbes dynamiques au blocage.
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16
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
La valeur conseillée pour Rg, par SEMIKRON, pour les modules (400 A et à 25°)
considérés est de 3,3 Ω. Et on relève sur le catalogue constructeur :
- à l’allumage, la pente du courant est comprise entre 2 et 5,5 kA/µs. On en déduit
une durée de pallier de Miller tr égale à 0,6 µs pour un courant ic par module de
300 A ;
- au blocage, la pente de la tension est pratiquement égale à 400 V/µs pour une
tension continue de 600 V. Pour le point de fonctionnement considéré (300 A –
600 V), la durée de descente MOS tf est comprise entre 0,02 et 0,04 µs. Pour le
courant de 300 A, on arrive ainsi à une variation de courant au blocage comprise
entre 7,5 et 15 kA/µs.
Cette dernière contrainte souligne la conséquence destructrice de la présence de toute
inductance parasite de valeurs supérieures à 0,1 µH pour tout courant supérieur où égal à 100
A qui conduira à une surtension au blocage. Ce phénomène mesuré sur le dispositif expérimental permet de quantifier les inductances parasites (figure 1-7). Sur cette figure, la surtension est de 400 V ce qui correspond à des inductances parasites de 1,21 µH.
∆V
V cep
Vo
Figure 1-7 : Courbes expérimentales au blocage.
En haut : courant (en rouge, 100 A/div), tension vCE (en bleu, 200 V/div)
et tension d’écrêtage (en vert, 200 V/div), en bas : effet de zoom sur vCE.
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17
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
De même, à l’allumage on met en évidence la surintensité due au courant de recouvrement de la diode (figure 1-8).
Ces contraintes de commutation apparaissent bien lors d’une alimentation d’une
charge, en particulier sur la tension vCE. Des surtensions apparaissent à chaque commutation
et peuvent atteindre des valeurs importantes (figure 1-9). Elles ont parfois un caractère
destructeur.
Figure 1-8 : Courbes expérimentales à l’amorçage.
En haut : courant (en rouge, 100 A/div), tension vCE (en bleu, 200 V/div)
et tension d’écrêtage (en vert, 200 V/div).
Ic
Figure 1-9 : Courant d'alimentation et tension vCE pour
une alimentation en MLI d’une charge R, L.
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18
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
5.- SYSTEME DE REFROIDISSEMENT
L’un des problèmes qui se posent à la conception de montage d’électronique de puissance est l’évacuation des pertes, notamment celles des semi-conducteurs de puissance, afin
que leur température ne dépasse en aucun cas les limites admissibles. La solution de refroidir
avec de l’eau le montage a été adoptée.
Un plateau en aluminium anodisé (longueur 65 cm, largeur 40 cm, épaisseur 1 cm)
sert de support mécanique à l'ensemble du bras d'onduleur et notamment au radiateur en
aluminium à circulation d'eau où sont implantés tous les transistors, les diodes et les
résistances de puissance (figure 1-10). Le radiateur est dimensionné pour évacuer 2 kW de
pertes avec un débit d'eau de 7,2 l/mn. Le dimensionnement de ce radiateur a été effectué
dans une thèse précédente [9].
Les autres composants, capteurs et cartes de commande sont implantés sur le plateau
support.
Boitiers ISOTOP des transistors et diodes
Etagère
Al
Support
Canaux de circulation d'eau
Modules IGBT
Entrée d'eau
Sortie d'eau
Figure 1-10 : Système de refroidissement.
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19
Chapitre 1 - Présentation de l’onduleur
6.- CONCLUSION
A travers la présentation de l’onduleur réalisé au GREEN, il a été montré les différents aspects techniques de la mise en œuvre des IGBT dans un convertisseur statique de
moyenne puissance.
Les critères de dimensionnement des composants de puissance et les circuits annexes
leur assurant une fiabilité de fonctionnement ont été rappelés. Les contraintes de commutation
ont été en particulier soulignées.
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20
CHAPITRE 2
MISE EN EVIDENCE DES PROBLEMES
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
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22
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
1.- INTRODUCTION
Les caractéristiques de l’onduleur développé n’ont pu être obtenues en pratique. Les
performances prévues par le cahier des charges n’ont pas été atteintes en particulier dans le
domaine des contraintes extrêmes. La fréquence fondamentale dépassait difficilement 250 à
300 Hz (au lieu de 500), le courant 400 A (500 était prévus) et la tension continue de 500 V si
elle correspondait bien au cahier des charges semblait une limite que l’on devait pouvoir
dépasser.
Trois grandes classes de problèmes ont été mises en évidence :
-
-
-
le signal de commande des interrupteurs dont la forme est fortement dépendante
des caractéristiques dynamiques du semi-conducteur, ainsi que de la stratégie de
commande ;
le processus de commutation du courant d’un interrupteur à un autre avec une
charge inductive ne dépend pas seulement des paramètres propres aux semiconducteurs, mais aussi de l’environnement électrique du composant ;
le niveau de puissance et la rapidité des commutations font que le convertisseur
est une source de perturbations conduites et rayonnées importantes.
Ces trois grandes familles de problèmes liés à la structure de commande, à la stratégie
de commande, au câblage de puissance et à la compatibilité électromagnétique sont tout
d’abord définies et analysées de façon précise avant de rechercher leur origine.
2.- PROBLEMES LIES A LA STRUCTURE DE COMMANDE
2.1.- Circuits de commande [17-18]
La commande rapprochée des IGBT est assurée par des circuits intégrés hybrides de
marque FUJI EXB841. Ce sont des circuits de détection de la désaturation des IGBT. Leur
synoptique interne est donné sur la figure 2-1. Ces circuits hybrides comportent :
-
un optocoupleur assurant l'isolation galvanique entre les impulsions de commande
et les transistors de puissance ;
un amplificateur à transistors bipolaires donnant le courant nécessaire pour
commander la grille ;
un système de protection contre les courts-circuits, par surveillance de la tension
vCE en cours de fonctionnement. En effet, lors d’un court-circuit de bras, cette
tension monte jusqu’à la tension d’alimentation. Le comparateur de seuil intégré
dans le driver permet de déclencher le blocage des interrupteurs de puissance du
bras. Ce système de protection peut réagir sans risque de détérioration des IGBT
car ces derniers sont aptes à tenir un court-circuit, pendant 10 µs sous leur tension
nominale (capacité des IGBT de ne pas se verrouiller même à fort courant).
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23
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Overcurrent
protection
circuit
AMP
Figure 2-1 : Synoptique interne du circuit EXB841.
Les autres caractéristiques du DRIVER EXB841 sont :
-
une alimentation autonome stabilisée de 20 V DC ;
un temps maximal de propagation d’un signal à partir de son front montant, ton =
1,5 µs ;
un temps maximal de propagation d’un signal à partir de son front descendant, toff
= 1,5 µs ;
une tension d’isolation galvanique entre la partie commande et la partie puissance,
Viso = 2,5 kV.
Si la commande en entrée, de type MOSFET, est simple dans sa conception et sa mise
en œuvre, le blocage de l’IGBT nécessite une polarisation négative à cause des capacités de
Miller. Cela permet d’éviter les effets aléatoires de conduction transitoire due à ces capacités,
dont la valeur est assez élevée pour ce type d’interrupteur, et de ce fait éviter l’apparition d’un
court-circuit ponctuel dans le bras d’onduleur. L’ajout d’une résistance en série avec la grille
permet d’atténuer ce phénomène. Cela contribue fortement à la limitation des fronts de
courant et de tension lors de la commutation, et assure la rapidité requise pour le
fonctionnement global de l’onduleur[11-13-16-19].
Les courbes présentées sur les figures 2-2 et 2-3 illustrent le comportement du driver
pour des fronts montants et descendants de commande. On note des temps de retard, propres
au driver, pour les commandes d’amorçage et de blocage de 500 ns. Ces délais doivent être
pris en compte pour gérer la commande complète du bras d’onduleur.
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24
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
tmin
tD
15 V
0V
5V
500 ns / div
Figure 2-2 : Signaux d’entrée et de sortie du driver à l’allumage, à courant nul.
Vge1
+15 V
0,5 µs/div
0V
-5V
Figure 2-3 : Signaux d’entrée et de sortie du driver au blocage, à courant nul.
2.2.- Réalisation pratique de la commande
En régime permanent, un IGBT ne nécessite pas de courant de grille, mais seulement
le maintien d’une tension. Toutefois, la capacité de grille est importante et requiert, du point
de vue dynamique, un courant de valeur efficace non négligeable lors des commutations.
Les interrupteurs de puissance principaux étant constitués de deux IGBT mis en
parallèle [20-21], la solution adoptée pour la commande de grille est présentée sur la figure 24. Chaque interrupteur dispose de son propre circuit de commande. Pour des raisons
d’homogénéité et de symétrie de commande, il est indispensable d’avoir une implantation
symétrique et une bonne synchronisation des signaux afin d’éviter tout déséquilibre de
partage du courant entre les deux interrupteurs. Ce qui revient à dire que l’influence des
paramètres du circuit de commande et de la géométrie des liaisons entre le circuit de
commande et les IGBT est d’une grande importance [22].
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25
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Lσ1
R gg
Tp1g
Lσ2
D1g
Lσ3
Tp1 d
D1d
EXB841
Alimentation
Autonome
(0 V-20 V)
EXB841
R gd
Lσ4
Figure 2-4 : Synoptique de la structure de commande des deux IGBT en parallèle.
La figure 2-5 montre les formes d’onde de vGE et iGE pour le module IGBT
400GA122D. Un effet de loupe sur les commutations est réalisé sur la figure 2-6.
Le courant de grille atteint 2,2 A crête lors de la commande d’amorçage qui dure 200
ns. Il doit ensuite charger la capacité d’entrée sans chute de vGE (effet Miller), ce qui ne peut
être obtenu sans un étage de sortie puissant. Pour la commande de blocage, on n’a pas d’effet
Miller, à courant de charge nul. En revanche, le courant crête et la durée sont du même ordre
de grandeur qu’à l’amorçage.
L’autre point important est la fréquence de commutation [13]. A partir de la charge de
grille QG donnée dans le catalogue constructeur, en fonction des tensions vGE et vCE, on
calcule la puissance de commande de l’IGBT selon l’équation :
Figure 2-5 : Allure de la tension vGE et du courant iGE à l’allumage et au blocage.
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Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-6 : Allure de la tension vGE et du courant iGE à l’allumage (en haut) et au
blocage (en bas), effet de loupe.
PG =V+ ⋅f ⋅ Q on + V− ⋅ f ⋅ Q off
(2-1)
Dans le montage considéré, on a les valeurs suivantes :
f = 15 kHz V+ = 15 V V- = -5 V
QG = Qon = Qoff = 2 µC
soit :
PG = 0,6 W
C’est la puissance de dimensionnement des sources autonomes des drivers.
La tension de sortie du module de commande doit être la plus stable possible, afin de
minimiser les pertes liées à la tension de saturation vCEsat. La valeur de RG a aussi son
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27
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
importance, car elle limite les pointes de courant lors des commutations et permet d’agir sur
les pertes.
Les figures 2-7 et 2-8 montrent les commutations obtenues pour deux valeurs de RG. Il
n’est toutefois pas si simple de réduire les pertes de commutation en diminuant la valeur de
cette résistance, car les variations brutales de courant, qui en résultent, engendrent des di/dt
importants. Ces variations rapides du courant vont, à cause des inductances parasites,
engendrer des surtensions élevées sur le composant. On doit donc trouver un bon compromis
entre les surtensions et les pertes par commutation.
Les résultats de ces figures ont été obtenus pour une tension continue de 400 V, un
courant à couper de 350 A et l’on obtient :
-
pour RG = 5 Ω, la surtension aux bornes du composant est de l’ordre de 210 V et
le front de tension dv/dt = 1,5 kV/µs ;
pour RG = 6,8 Ω, la surtension est de l’ordre de 160 V et le gradient de tension
dv/dt = 1 kV/µs.
On constate que plus la résistance de grille est faible, plus les surtensions aux bornes
des modules IGBT sont importantes ainsi que les dv/dt [19, 23]. Comme les fronts de courant
di/dt sont liés aux surtensions, on peut en déduire qu’ils sont aussi plus importants. Dans ces
conditions les commutations du composant sont plus rapides. De plus, une faible valeur de la
résistance de grille engendre beaucoup de bruit électrique. Cet effet est plus marqué sur le
plateau de la tension de grille dont la durée est directement liée à la valeur de RG.
En conclusion, on peut dire que l’augmentation de la valeur de RG permet de diminuer
la surtension, et donc la vitesse de décroissance du courant collecteur, ceci s’accompagnant
d’une augmentation des pertes de commutation.
Pour l’implantation réalisée où l’on a placé deux IGBT en parallèle, on peut de plus
remarquer qu’à faible courant de charge, les tensions de grille vGE des deux interrupteurs mis
en parallèle apparaissent symétriques (figure 2-9). Ceci n’est plus vrai lorsque le courant
contrôlé devient plus important, surtout lors du blocage (figure 2-10).
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28
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-7 : Courant de charge, tension vCE et tension de grille vGE pour RG = 5 Ω.
Formes d’onde (en haut) et effet de loupe à l’amorçage (au milieu) et au blocage (en bas).
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Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-8 : Courant de charge, tension vCE et tension de grille vGE pour RG = 6,8 Ω.
Formes d’onde (en haut) et effet de loupe à l’amorçage (au milieu) et au blocage (en bas).
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Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-9 : Tensions de grille des deux IGBT en parallèle à faible courant.
Figure 2-10 : Tension de grille des deux IGBT en parallèle à fort courant,
150 A (en haut) et 300 A (en bas).
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31
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
2.3.- Gestion des interrupteurs principaux
En plus de l’existence du système de surveillance de la désaturation des transistors,
tout chevauchement des signaux de commande est à éviter. Il est alors fondamental d’imposer
un temps de retard entre la commande effective du transistor du haut d’un bras d’onduleur et
celle du transistor du bas du même bras. Ceci s’effectue à l’aide d’un temps mort introduit
dans la commande d’un bras (figure 2-11).
Temps mort
Drivers haut
Drivers bas
Figure 2-11 : Principe du temps mort.
Ce temps mort est estimé, comme étant l’intervalle de temps entre les instants où les
tensions vGE des transistors atteignent leur tension de seuil. Ce temps mort est de l’ordre de la
microseconde (figure 2-12). On constate bien, que le phénomène précédemment signalé de
chevauchement ne peut être inhibé par la valeur de ce temps mort. De plus, tout phénomène
parasite dont la durée est de l’ordre de la microseconde risque de déclencher la commande.
Vge2
Vge1
4 V/div
1 µs/div
0V
Figure 2-12 : Tensions de grille des transistors T1 et T2 lors d'une commutation à vide.
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32
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
3.- PROBLEMES LIES A LA STRATEGIE DE COMMANDE
3.1.- Principe de la stratégie de commande
Par nécessité (puisque la charge prévue pour l’onduleur est une machine électrique), et
par sécurité (vu le niveau de puissance mis en jeu), il est primordial d’imposer un contrôle
rigoureux et efficace du courant délivré par l’onduleur. Plusieurs méthodes peuvent être
envisagées, du contrôle par hystérésis au contrôle par MLI.
La commande conventionnelle par hystérésis est très utilisée en raison de ses
avantages de robustesse et de simplicité. On agit sur les interrupteurs de l’onduleur de sorte
que les courants réels restent à l’intérieur d’une bande d’hystérésis qui encadre les valeurs de
référence. Les événements d’extinction et d’allumage des transistors sont déterminés par les
instants d’intersection entre le courant réel et les limites de la bande d’hystérésis. L’avantage
de la méthode est qu’il ne faut pas connaître les paramètres de la charge, mais l’inconvénient
est que la fréquence de hachage est variable, d’où un nombre important d’harmoniques dans
l’onde de courant.
Une méthode plus performante est la commande par modulation de largeur
d’impulsions (MLI), où les instants de commutation sont donnés par des points d’intersection
entre une tension de référence et une porteuse de fréquence fixe. La fréquence de hachage est
alors constante. L’inconvénient de cette méthode est qu’il faut connaître les valeurs des
paramètres de la charge pour pouvoir déterminer la tension de référence, ce qui rend les
performances de cette commande dépendantes de la précision de détermination des
paramètres.
La méthode retenue, «d’hystérésis modulée» [24], allie les avantages des deux
méthodes précédentes. Elle permet sous certaines conditions d’imposer une fréquence fixe de
hachage des transistors de l’onduleur tout en gardant les avantages du contrôle du courant.
Cette méthode consiste à choisir un courant de référence (amplitude et fréquence), à
superposer sur sa valeur un signal triangulaire et à comparer l’ensemble au courant mesuré.
Avec un choix judicieux du signal triangulaire et de la bande d’hystérésis, le courant réel
n’aura que deux intersections avec les limites de la bande d’hystérésis au cours de chaque
demi-période du signal triangulaire. Ces intersections déterminent les instants de
commutation des composants du bras d’onduleur.
Le principe de cette méthode est donné sur la figure 2-13 où apparaît le signal de
forme triangulaire, ajouté à celui résultant de la différence entre la consigne et la mesure du
courant réel et le comparateur à hystérésis, qui donne le signal logique de commande
complémentaire pour chacun des deux interrupteurs d’un bras.
Pour ce type de contrôle, il est fondamental de maîtriser entièrement le comportement
des différents éléments composant l’ensemble de la structure. Le calcul des paramètres
nécessaires à l’application de cette méthode de commande, nécessite la connaissance des
valeurs extrêmes des variations du courant et de la fréquence que l’on veut imposer. Dans le
cas par exemple d’une charge R-L, la vitesse de variation du courant va dépendre de la
constante de temps électrique τ = L/R et de la valeur de la tension continue alimentant
l’onduleur.
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33
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Porteuse triangulaire
Comparateur
à Hystérésis
Mise en forme
des signaux
TP1
Réf I
+-
+
+
TP2
Mes I
Figure 2-13 : Schéma de principe de la commande en courant par hystérésis modulée.
3.2.- Boucle de mesure du courant
La figure 2-14 donne le synoptique du circuit mesurant le courant. La transmittance de
la boucle de contre-réaction est de 1 V pour 60 A. Le courant de charge est prélevé à l’aide
d’un capteur à effet Hall associé à un circuit amplificateur. Pour une valeur de la résistance de
mesure Rm de 5 Ω, le gain de l’amplificateur G est de 6,66. Cette valeur importante risque
d’amplifier le bruit généré par les dv/dt à l’entrée de la boucle de contre-réaction, bruit qui de
ce fait se retrouvera dans tout le montage et ira à l’encontre de son bon fonctionnement. De
plus, le capteur LEM est alimenté par la même alimentation que l’ensemble des cartes de
commande, ce qui n’est pas très bon du point de vue CEM.
Ce problème est illustré sur la figure 2-15 où est donnée l’allure de la référence de
courant pour différents courants de charge. Celle-ci devrait être parfaitement sinusoïdale. Elle
est fortement perturbée à faible courant.
I
(60 A)
Résistance
de mesure
Capteur
LEM
1/2000
Isolation par
opto-coupleur
Rm (5 Ω)
G
(1 V)
Amplificateur
Alimentation
(+ 15 V, 0 V, - 15 V)
Figure 2-14 : Circuit de mesure de courant
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Vmes (I)
34
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-15 : Allure du courant de référence à la sortie de la boucle de contre-réaction
pour différentes valeurs du courant de charge.
3.3.- Vitesse de variation du courant dans la charge
La vitesse de variation du courant dans la charge dépend essentiellement de la tension
continue à l’entrée de l’onduleur et de l’inductance de charge. Si l’on considère le bras de test
alimentant une charge (R, L), le courant dans la charge vérifie une équation de la forme :
R ⋅i + L⋅
U
di
=± 0
dt
2
(2-2)
Si l’on néglige le terme résistif, on peut écrire :
U
di
=± 0
dt
2⋅L
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(2-3)
35
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Pour une charge donnée, la vitesse de variation du courant est donc directement liée à
la tension d’alimentation à l’entrée de l’onduleur.
Si la tension U0 n’est pas suffisante, les variations de courant seront limitées et le
courant délivré par l’onduleur aura des difficultés pour suivre sa référence, en particulier à
fréquence fondamentale élevée.
Afin de mettre en évidence ces limites, on présente sur les figures 2-16 à 2-18 les
courants obtenus, pour plusieurs niveaux de référence de courant, pour plusieurs amplitudes
de la tension d’alimentation U0 et pour deux fréquences fondamentales de 200 et 500 Hz.
Pour la fréquence fondamentale de 200 Hz (figure 2-16), la tension est suffisante pour
que le courant suive sa référence. L’effet de loupe réalisé à 200 A montre que l’on n’a pas de
raté de commutation. A 300 A, une tension de 360 V est déjà suffisante.
Avec un fondamental à 500 Hz (figure 2-17) la tension n’est jamais suffisante pour
fonctionner correctement. La vitesse de variation du courant est trop faible pour que le
courant atteigne la limite supérieure de la bande d’hystérésis à la fin de la période du signal
triangulaire. Comme l’extinction est provoquée par le point d’intersection avec cette limite, il
n’y a plus d’extinction de l’interrupteur, ce qui revient à dire que la fréquence de découpage a
une valeur différente de la valeur imposée. La limite du contrôle du courant est atteinte et
l’effet de loupe réalisé sur la figure 2-18 montre que le courant commence à prendre une
forme triangulaire introduisant ainsi des harmoniques indésirables à la fréquence
fondamentale.
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36
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-16 : Courant dans la charge et tension aux bornes d’un IGBT pour une fréquence
fondamentale de 200 Hz.
En haut et au milieu : Ich = 200 A (100 A/div), Vce = U0 = 400 V (200 V/div).
En bas : Ich = 300 A (100 A/div), Vce = U0 = 360 V (200 V/div).
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37
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-17 : Courant dans la charge et tension aux bornes de deux IGBT pour une fréquence
fondamentale de 500 Hz.
En haut : Ich = 250 A (100 A/div), Vce = U0 = 300 V (200 V/div).
Au milieu : Ich = 200 A (100 A/div), Vce = U0 = 460 V (200 V/div).
En bas : Ich = 300 A (100 A/div), Vce = U0 = 400 V (200 V/div).
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38
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-18 : Courant dans la charge et tension aux bornes de deux IGBT pour une fréquence
fondamentale de 500 Hz.
Effet de loupe : Ich = 300 A (100 A/div), Vce = U0 = 400 V (200 V/div).
4.- PROBLEMES LIES AU CABLAGE DE PUISSANCE DE L’ONDULEUR
4.1.- Câblage et liaisons électriques
D’après le chapitre 1, pour la valeur choisie de la résistance de grille, les fronts de
courant, lors des commutations des IGBT, sont assez élevés. Ils risquent d’introduire des
surtensions, du fait des inductances des mailles de commutation [25-26-27]. Ces inductances
de maille sont liées à la surface du circuit concerné par les fronts de courant. Une valeur trop
importante de celles-ci peut provoquer une surtension gênante, dangereuse voire destructrice
pour les composants.
De plus, à chaque commutation, les vitesses de croissance des courants (quelques
centaines d'Ampère par microseconde) sont telles, que la longueur et la forme des connexions
entre les composants peuvent entraîner des déséquilibres transitoires, si l'on ne respecte pas
une bonne symétrie de câblage des composants placés en parallèle. Les chemins liant les
boîtiers doivent être de même forme et de même longueur pour chacune des branches en
parallèle afin d'éviter des surcharges statiques (résistances des liaisons) et surtout dynamiques
(dissymétrie des inductances de câblage).
Le niveau de courant commuté dans notre convertisseur a imposé la mise en parallèle
de deux modules IGBT. Il est évident que pour un fonctionnement optimal de la structure, ces
composants doivent être appairés. Si l’appairage est nécessaire pour conduire à un équilibrage
des courants dans les composants en parallèle, ce n’est plus forcément suffisant dès que l’on
prend en considération le câblage [4]. Ainsi leur position au sein de la structure, la manière
avec laquelle ils sont alimentés sont des critères que l’on ne peut nécessairement pas négliger,
vu le rôle joué par les connexions. L'équipartition du courant total dans la mise en parallèle
des composants est directement liée au chemin que devront parcourir les courants. Ainsi, si
l’on regarde le schéma électrique de la mise en parallèle des n composants présentés sur la
figure 2-19, on peut obtenir des résultats très différents selon le mode de connexion des
composants. Dans un cas, la topologie même du circuit montre que le courant dans le premier
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
39
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
composant sera supérieur à celui dans le second composant… Dans l’autre cas, préférable,
l’égalité des chemins parcourus par les différents courants est mieux respectée.
i
1
2
n-1
n
i
a : Topologie défavorable à l’équilibrage des courants dans la mise en parallèle.
Inductances de câblage plus importantes aux extrémités.
i
1
2
n-1
n
i
b : Topologie favorable à l’équilibrage des courants dans la mise en parallèle.
Inductances de câblage bien réparties.
Figure 2-19 : Câblage d'éléments en parallèle.
Sur la photo 2-1, qui donne une vue de l’onduleur complet réalisé, on peut constater
que les modules IGBT sont liés à la batterie de condensateurs par de gros câbles de deux
centimètres de diamètre, ce qui en terme d’inductance parasite n’est pas très bon.
La photo 2-2 donne les détails de câblage des circuits d’écrêtage. La plaque de
connexion représentée sur cette photo sert de liaison entre les deux modules IGBT mis en
parallèle et les condensateurs CA du CALC de blocage (figure 2-20). Elle met aussi en
évidence le soin apporté à la maille de commutation du circuit d'écrêtage où les connexions
aller sont placées au plus près des connexions retour.
La disposition correcte représentée sur la figure 2-20 est aussi appliquée dans le cas de
l'assemblage des condensateurs CA qui est constitué de dix condensateurs élémentaires placés
en parallèle. On remarque aussi sur cette figure, la disposition de ces condensateurs par
rapport aux modules d’IGBT où les règles de connexion précitées sont clairement illustrées.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
40
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Photo 2-1 : Bras d’onduleur avec câblage traditionnel.
Photo 2-2 : Détails du câblage des circuits d'écrêtage (conducteurs torsadés).
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
41
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
I
CAg
CAd
47 nF
47 nF
Tpd
Tpg
DAg
DAd
I
Figure 2-20 : Disposition schématique des éléments en parallèle.
4.2.- Mesures
Les figures 2-21 et 2-22 présentent des mesures effectuées pour un courant de 300 A
sur deux modules d’IGBT placés en parallèle. Malgré les précautions prises lors de la
réalisation du câblage, ces figures montrent l’existence de surtension et de perturbations
parasites induites sur les signaux de gâchette. De plus, la différence des tensions vCE est la
preuve d’une dissymétrie de câblage. Ce qui n’assurera pas une bonne répartition des
courants.
Figures 2-21 : Tensions de grille vGE (5 V/div) aux bornes des deux
modules d’IGBT en parallèle.
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42
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-22 : Courant ICE (100 A/div) dans un des deux modules en parallèle et tension vCE
(200 V/div) aux bornes de chaque module (en bas et au milieu, effets de loupe).
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
43
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
On note une surtension de 160 V sur l’un des modules et de 400 V sur l’autre. Ce
dernier se verra exposé à des contraintes qui pourront amener à sa destruction.
Dans le cas le plus défavorable, une surtension de 400 V et une variation de courant de
l’ordre de 150 A/µs, permet d’estimer la valeur de l’inductance parasite à 2,66 µH.
5.- PROBLEMES DE COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE
L’évolution des convertisseurs d’électronique de puissance inhérente aux
performances fréquentielles accrues des semi-conducteurs et aux besoins de compacité lui
aussi grandissant, rend leur conception de plus en plus délicate. Avant même de s’intéresser à
la susceptibilité des circuits de commande de plus en plus intégrés dans la partie puissance du
convertisseur, et donc particulièrement exposés aux perturbations CEM, il faut s’interroger
sur les répercussions des commutations que s’imposent les semi-conducteurs via la structure
de câblage.
Aussi l’utilisation des composants à forts di/dt et dv/dt conduit, dans la structure de
puissance, à ne plus pouvoir considérer les connections de câblage comme des courts-circuits
parfaits. Leurs caractéristiques électriques parasites (résistances et surtout inductances) sont à
l’origine de surtensions inadmissibles de plusieurs centaines de volts induites par les di/dt.
Toutes les applications utilisant les interrupteurs actuels, nécessitent l’adjonction de
filtres d’entrée pour limiter les perturbations électromagnétiques [28]. Les dernières
décennies ont vu les efforts des constructeurs se concentrer sur les vitesses de commutation
des composants de puissance de telle sorte que les pertes par commutation soient minimisées.
Aujourd’hui les IGBT (et bien d’autres composants de puissance tels que les transistors MOS
de puissance et thyristors GTO) sont susceptibles de tenir des di/dt et des dv/dt relativement
importants. Les fronts raides de courant et de tension ont la fâcheuse tendance à générer des
perturbations électromagnétiques conduites et/ou rayonnées qui peuvent être gênantes voire
destructrices.
De plus, dans certains circuits de l’électronique de puissance, les fils de connexion et
les pistes de circuits imprimés sont des supports idéaux à la propagation des perturbations :
ceux-ci se comportent comme des antennes.
D’après les formes d’ondes des figures 2-23 à 2-25, on constate que l’effet des
perturbations magnétique et électrique peut être très important. On les retrouve à l’entrée du
circuit de commande qui les amplifie. On remarque des commutations intempestives des
interrupteurs (figure 2-23). Celui qui devait théoriquement se bloquer et le rester, voit une
commutation inattendue sur sa gâchette, et par ce fait reconduit pendant un temps de l’ordre
de la microseconde. On remarque de plus que ce type de défaut peut présenter un caractère
répétitif (figure 2-24). Enfin, comme le temps mort de la commande des deux interrupteurs
d’un bras est de l’ordre de la microseconde, il s’ensuit un déséquilibre de fonctionnement du
bras (figure 2-25).
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44
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-23 : Commutation intempestive d’un interrupteur.
Courant Ich (en rouge, 100 A/div) et tensions Vch (en jaune, 200 V/div),
Vce (en bleu, 200 V/div) et Vge (en vert, 5 V/div).
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45
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-24 : Répétition de commutations intempestives d’un interrupteur.
Courant Ich (en rouge, 100 A/div) et tensions Vge (en vert, 5 V/div)
et Vce (en bleu, 200 V/div).
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46
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
Figure 2-25 : Commutation intempestive d’un interrupteur.
Courant Ich (en rouge, 100 A/div) et tensions Vge (en vert, 5 V/div)
et Vce de deux interrupteurs complémentaires du bras (en bleu et jaune, 200 V/div).
Ces figures montrent que du point de vue CEM les précautions prises ont été
insuffisantes.
On peut montrer que ces phénomènes s’accroissent avec le niveau du courant de
charge. Ils apparaissent alors comme un élément de limitation en puissance de l’onduleur, car
le déséquilibre sur la commande :
-
est effectivement constaté sur les interrupteurs ;
impose un dv/dt pouvant être doublé sur le composant pendant un intervalle de
temps de l’ordre d’une microseconde ;
risque d’accroître les pertes par commutation ;
implique un danger de remise en conduction d’un interrupteur.
6.- CONCLUSION
A travers cette application, nous avons pu mettre en évidence certains des problèmes
liés à l’influence des caractéristiques électriques des connexions sur la commande et sur une
limitation en puissance du bras d’onduleur.
Aujourd’hui, les structures d’électronique de puissance utilisent des interrupteurs de
plus en plus rapides qui contrôlent des puissances de plus en plus élevées. Les di/dt peuvent
alors atteindre 1 kA/µs. La présence d’inductance parasites, résultant du câblage, engendre
alors des surtensions aux bornes des composants pouvant être à l’origine de la détérioration
de la structure, voire de sa destruction. Il est donc nécessaire de les réduire.
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47
Chapitre 2 - Mise en évidence des problèmes
La réalisation des connexions d’amenée de courant peut provoquer, du fait de la mise
en parallèle des composants, des déséquilibres entre les courants des modules. Expérimentalement, sur la structure considérée, de forts déséquilibres ont été constatés, imputables au
câblage. Ces désagréments entraînent une utilisation non optimale des semi-conducteurs, un
déséquilibre thermique pouvant conduire à l’échauffement d’un des deux modules, et par
conséquent un dysfonctionnement du bras d’onduleur.
Enfin, les valeurs des éléments parasites des connexions sont directement liées aux
caractéristiques géométriques du câblage. Il est donc nécessaire de les prendre en compte afin
de prévoir les phénomènes parasites de la structure, et ainsi optimiser la géométrie de son
câblage.
Les différents résultats présentés ont montré qu’il n’était pas possible de faire
fonctionner l’onduleur dans les conditions auxquelles il était destiné. Les inductances
parasites sont, en effet, trop importantes et induisent des surtensions limitant la puissance
contrôlable. Il convient donc de revoir de façon importante la technologie du câblage.
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48
CHAPITRE 3
ETUDE D’UN CABLAGE A FAIBLE IMPEDANCE
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
50
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
1.- INTRODUCTION
Afin de résoudre les problèmes mis en évidence dans le chapitre 2, on va chercher à
optimiser le câblage du convertisseur de la figure 3-1. Il s’agit, en monophasé, du motif
élémentaire du convertisseur décrit dans les chapitres précédents et pour ce bras d'onduleur à
point milieu, on va essayer de minimiser les inductances parasites, à savoir les inductances de
câblage des mailles correspondant à l'étage haut du bras et à l'étage bas du bras.
On va dans un premier temps rappeler le principe de calcul des inductances des
conducteurs de forme simple afin de montrer l’intérêt des conducteurs plats conduisant à des
structures de type bus barre [29 à 35].
On montrera ensuite que l’on peut encore réduire l’inductance obtenue en subdivisant
les conducteurs.
Les calculs seront effectués dans un premier temps en analytique pour toutes les formes
considérées. Pour la structure retenue, une simplification permettra d’effectuer des calculs
analytiques en dynamique afin de montrer l’influence de la fréquence sur les résultats
obtenus.
E
K1
Charge
E
K2
Figure 3-1 : Onduleur monophasé à point milieu.
2.- CONDUCTEURS ELEMENTAIRES
2.1.- Formes considérées
Les formes de conducteur considérées sont représentées sur la figure 3-2.
Il s’agit de conducteurs de formes coaxiale (n° 1), ronde (n° 2), carrée (n° 3), plate (n°
4) et parallèle (n° 5). Ces deux dernières appellations sont arbitraires mais permettent de
différencier ces deux formes [30, 36, 37, 38].
Tous ces conducteurs sont supposés invariant selon la troisième dimension z, et,
porteront un courant orienté selon cette direction.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
51
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
1
2
3
D
D
D
5
4
D
D
Figure 3-2 : Différentes formes de conducteur.
Pour tous ces conducteurs, nous obtiendrons une expression analytique de
l’inductance permettant de les comparer. Ces différents calculs sont classiques et plus ou
moins détaillés dans la référence [39].
2.2.- Calcul de l’inductance pour les formes cylindriques
L’inductance des conducteurs de forme cylindrique est déduite du calcul du potentiel
vecteur créé par un conducteur cylindrique de rayon R, infini selon z et portant une densité de
courant J.
En coordonnées cylindriques, la composante non nulle du potentiel vecteur vérifie
l’équation :
1 ∂ a ∂2 a
= −µ 0 ⋅ J
+
⋅
r ∂ r ∂ r2
(3-1)
ce qui conduit à la solution classique [39] :
µ0 ⋅ J
⋅ R 2 − r2
4
µ ⋅J
r
a 2 (r ) = − 0 ⋅ R 2 ⋅ Log
R
2
a1 (r ) =
(
)
(3-2)
les indices 1 et 2 correspondant au conducteur et au milieu extérieur.
Pour l’induction, on obtient :
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52
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
µ0 ⋅ J
⋅r
2
µ0 ⋅ J R 2
b 2 (r ) =
⋅
2
r
b1 (r ) =
(3-3)
d’où l’on déduit l’évolution classique de la figure 3-3.
µ0 ⋅ J
⋅R
2
b (r)
r
R
Figure 3-3 : Conducteur infini selon z. Amplitude de la composante en θ
de l’induction en fonction de r.
A partir de ces expressions, on peut en utilisant le théorème de superposition calculer
l’induction créée en tout point de l’espace pour les cas plus complexes de conducteurs
cylindriques.
Dans le cas des conducteurs de la figure 3-4, infinis selon z, où le conducteur intérieur
est parcouru par un courant de densité J et le conducteur extérieur par un courant de densité
opposée – J, on aboutit pour les quatre zones correspondant au conducteur intérieur (zone 1),
à l’espace interne (zone 2), au conducteur extérieur (zone 3) et à l’espace extérieur (zone 4),
aux différentes expressions de la composante en θ de l’induction :
R1 R2 R3
Figure 3-4 : Conducteur coaxial.
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53
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
µ0 ⋅J
⋅r
2
2
µ0 ⋅ J R1
⋅
b 2 (r ) =
2
r
2
2
⎞
µ0 ⋅ J ⎛ R1 + R 2
⋅⎜
− r⎟
b 3 (r ) =
⎟
2 ⎜⎝
r
⎠
b 1 (r ) =
µ0 ⋅ J R1 + R 2 − R 3
⋅
2
r
2
b 4 (r ) =
2
(3-4)
2
En remarquant que le courant circulant dans les conducteurs intérieur et extérieur à la
même valeur I :
(
I = J ⋅ π⋅ R1 = J ⋅ π⋅ R 3 − R 2
2
2
2
)
(3-5)
soit :
R 3 = R1 + R 2
2
2
2
(3-6)
on annule ainsi l’induction b4 à l’extérieur du câble coaxial (figure 3-5).
µ0 ⋅ J
⋅ R1
2
b (r)
R1
R2
R3
r
Figure 3-5 : Conducteur coaxial. Amplitude de la composante en θ de
l’induction en fonction de r.
Cette propriété d’annulation du champ à l’extérieur du câble est intéressante. Elle est
utilisée dans l’alimentation en haute fréquence de charge éloignée de la source (pistolet à
souder par exemple). Elle est d’un usage plus délicat, voire impossible, à l’intérieur d’un
convertisseur où il s’agit de connecter entre eux de nombreux composants voisins.
A partir de la valeur de l’induction on peut calculer l’énergie magnétique stockée dans
le dispositif pour une longueur Z selon z :
W=
Z 2⋅ π R 3
1
1
π ⋅ Z R3
2
2
⋅ ∫∫∫ B 2 ⋅ dv =
⋅ ∫ ∫ ∫ b (r ) ⋅ r ⋅ d r ⋅ d θ ⋅ d z =
⋅
r ⋅ b (r ) ⋅ d r
2⋅µ0
2⋅µ0 0 0 0
µ 0 ∫0
(3-7)
soit :
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54
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
2
⎡R 34
µ0 ⋅π⋅ Z⋅J2
R3
R2 1 R3 ⎤
4
⋅ R 1 ⋅ ⎢ 4 ⋅ Log
+ Log
− ⋅
W=
⎥
R2
R 1 2 R 1 2 ⎦⎥
4
⎣⎢ R 1
(3-8)
4
2
µ0 ⎡R 3
R3
R2 1 R3 ⎤
⋅⎢
⋅ Log
+ Log
− ⋅
L = Z⋅
⎥
R2
R 1 2 R 1 2 ⎦⎥
2 ⋅ π ⎣⎢ R 1 4
(3-9)
et :
Dans le cas de deux conducteurs identiques, parallèles selon z et parcourus par des
courants opposés, on peut calculer en tout point de l’espace l’induction créée à l’aide de
l’expression (3-3). Il suffit d’additionner en tout point les deux vecteurs de l’induction créé
par chacun des conducteurs (figure 3-6).
B
B+
B-
J
-J
Figure 3-6 : Conducteurs parallèles. Induction en un point.
L’énergie peut se calculer dans ce cas à partir du Lagrangien [39] :
W=
1
Z
⋅ ∫∫∫ (A ⋅ J ) ⋅ dv = ⋅ ∫∫ A z ⋅ J z ⋅ ds
2
2
(3-10)
Les densités de courant n’existent que sur les conducteurs et l’on obtient quatre termes
correspondant pour le potentiel créé par chaque conducteur, à sa contribution sur lui-même et,
sur l’autre conducteur :
W=
Z
⋅J⋅
2
[∫∫ a
S+
+
]
⋅ d s − ∫∫ a + ⋅ d s + ∫∫ a − ⋅ d s − ∫∫ a − ⋅ d s = Z ⋅ J ⋅
S−
S+
S−
[∫∫ a
S+
+
⋅ d s − ∫∫ a + ⋅ d s
S−
]
(3-11)
La figure 3-7 donne les notations permettant le calcul des différents termes :
2⋅ π R
µ ⋅J
r
⎡ 2⋅ π R µ ⋅ J
⎤
W = Z ⋅ J ⋅ ⎢ ∫ ∫ 0 ⋅ R 2 − r 2 ⋅ r ⋅ d r ⋅ d θ − ∫ ∫ − 0 ⋅ R 2 ⋅ Log 1 ⋅ r2 ⋅ d r2 ⋅ d θ⎥
0
0
2
R
⎣0 0 4
⎦
(
)
(3-12)
L’intégration du premier terme ne pose aucun problème. Le deuxième s’obtient
2⋅ π
µ
aisément en remarquant que le terme − 0 ⋅ ∫
Log r1 ⋅ r2 ⋅ d θ correspond au potentiel
2⋅π 0
vecteur créé au point O+ par une distribution superficielle de courant unitaire, de direction z,
et portée par un cylindre de rayon r2 dont l’axe passe par le point O-. La valeur de ce potentiel
est en O+, − µ 0 ⋅ r2 ⋅ Log D et donc :
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55
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
r1
R
J
r2
θ
D
O+
O-
-J
Figure 3-7 : Conducteurs parallèles. Notation pour le calcul de l’énergie.
µ0 ⋅π⋅J2
D⎤
⎡1
⋅ R 4 ⋅ ⎢ + Log ⎥
W = Z⋅
R⎦
2
⎣4
et :
L = Z⋅
µ0
π
(3-13)
D⎤
⎡1
⋅ ⎢ + Log ⎥
R⎦
⎣4
(3-14)
2.3.- Calcul de l’inductance pour les formes rectangulaires
Pour les formes rectangulaires, il existe de nombreuses formules approchées
permettant de traiter les cas 3, 4 et 5 de la figure 3-1. Dans [39], on a tous les éléments
conduisant à une expression analytique du potentiel vecteur et de l’inductance ne faisant
aucune hypothèse sur la taille des côtés l’un par rapport à l’autre ou sur l’éloignement des
conducteurs.
Si l’on considère le conducteur de la figure 3-8, on peut obtenir une expression
analytique du champ en terme de potentiel complexe :
ζ=
Az
+i⋅V
µ0
(3-15)
y
M2(γ2)
b
dy
M1(γ1)
P(γ)
γ0
dx
-a
M3(γ3)
a
-b
x
M4(γ4)
Figure 3-8 : Conducteur rectangulaire. Notation pour le calcul du potentiel complexe.
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56
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
où Az est la composante non nulle selon z du potentiel vecteur et V le potentiel scalaire.
En considérant la variable complexe :
γ0 = x +i⋅y
(3-16)
on a pour expression du potentiel complexe :
ζ (γ ) = −
a
b
J
⋅ ∫ ∫ Log(γ − γ 0 ) ⋅ d y ⋅ d x
2 ⋅ π −a −b
(3-17)
soit après intégration :
ζ(γ) ⋅
[
2⋅π
i
2
2
= 6 ⋅ a ⋅ b + ⋅ (γ − γ 1 ) ⋅ Log (γ − γ 1 ) − (γ − γ 2 ) ⋅ Log (γ − γ 2 )
J
2
2
2
+ (γ − γ 3 ) ⋅ Log (γ − γ 3 ) − (γ − γ 4 ) ⋅ Log (γ − γ 4 )
]
(3-18)
où les termes γ1 à γ4 correspondent aux coordonnées complexes des sommets du rectangle.
En posant :
f (γ ) =
i 2
⋅ γ ⋅ Log γ
2
(3-19)
on peut écrire le potentiel complexe sous la forme :
ζ(γ) =
4
J ⎡
⎤
k
⋅ ⎢6 ⋅ a ⋅ b − ∑ (− 1) ⋅ f (γ − γ k )⎥
2⋅π ⎣
k =1
⎦
(3-20)
et en déduire l’expression du potentiel vecteur :
A z (x , y ) =
4
µ0 ⋅J ⎡
⎤
k
⋅ ⎢6 ⋅ a ⋅ b + ∑ (− 1) ⋅ s(x − x k , y − y k )⎥
2⋅π ⎣
k =1
⎦
(3-21)
avec :
s (x , y ) =
(
)
(
)
y
1 ⎡ 2
⎤
⋅ ⎢ x − y 2 ⋅ arctan + x ⋅ y ⋅ Log x 2 + y 2 ⎥
2 ⎣
x
⎦
(3-22)
La fonction f vérifiant, en dehors de la partie négative de l’axe des abscisses, la
relation :
( )
f z * = f (z) *
(3-23)
on montre aisément que le potentiel vecteur est une fonction paire en x. La symétrie du
problème montre qu’il en est de même en y. Une détermination du potentiel vecteur dans un
seul quart du plan, par exemple celui où les coordonnées sont positives, est donc suffisante.
Pour calculer le potentiel vecteur à l’intérieur du conducteur, on utilise l’expression
(3-21), valable sur la frontière du conducteur en considérant le point P comme point limite
des quatre conducteurs représentés sur la figure 3-9 :
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
57
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
y
M2(γ2)
M1(γ1)
b
y
P
x
-a
-b
M3(γ3)
a
x
M4(γ4)
Figure 3-9 : Conducteur rectangulaire. Principe du calcul du potentiel complexe
à l’intérieur du conducteur.
A z = A z1 + A z 2 + A z 3 + A z 4
(3-24)
Les propriétés de parité conduisent pour le potentiel vecteur aux quatre sommets du
rectangle à :
A z (γ 1 ) = A z (γ 2 ) = A z (γ 3 ) = A z (γ 4 ) = A 0 (a , b)
(3-25)
avec :
A 0 (a , b ) =
⎤
J ⎡
⎛b⎞
⋅ ⎢6 ⋅ a ⋅ b − 2 ⋅ a 2 − b 2 ⋅ arctan⎜ ⎟ − 2 ⋅ a ⋅ b ⋅ Log 4 ⋅ a 2 + b 2 − π ⋅ b 2 ⎥
2⋅π ⎣
⎝a⎠
⎦
(
)
( (
))
(3-26)
On déduit de cette dernière relation les différents termes du potentiel vecteur à
l’intérieur du conducteur :
a−x b−y
,
)
2
2
a+x b−y
)
A z 2 (x , y ) = A 0 (
,
2
2
a+x b+y
A z 3 (x , y ) = A 0 (
,
)
2
2
a−x b+y
A z 4 (x , y ) = A 0 (
,
)
2
2
A z1 (x, y ) = A 0 (
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
(3-27)
58
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
Soit au total :
A z (x , y ) =
4
µ0 ⋅J ⎡
⎤
k
⋅ ⎢6 ⋅ a ⋅ b − π ⋅ b 2 + y 2 + ∑ (− 1) ⋅ s(x − x k , y − y k )⎥
2⋅π ⎣
k =1
⎦
(
)
(3-28)
Pour l’induction, à l’extérieur du conducteur, celle-ci est déduite du potentiel
complexe par la relation :
B y + i ⋅ B x = −µ 0 ⋅
dζ
dγ
(3-29)
4
µ ⋅J
k
= 0 ⋅ i ⋅ ∑ (− 1) ⋅ (γ − γ k ) ⋅ Log(γ − γ k )
2⋅π
k =1
ou bien directement par dérivation des expressions (3-21) et (3-28) des potentiels vecteurs à
l’intérieur et à l’extérieur du conducteur.
Dans le cas des deux conducteurs de la figure 3-10, le calcul de l’énergie utilise le
même principe que précédemment :
W = Z⋅J⋅
[∫∫
S+
A z ⋅ d s − ∫∫ A z ⋅ d s
S−
]
(3-30)
b a
b D+a
= Z ⋅ J ⋅ ⎡∫ ∫ A z ⋅ d x ⋅ d y − ∫ ∫ A z ⋅ d x ⋅ d y⎤
⎢⎣ − b −a
⎥⎦
− b D −a
La deuxième intégrale peut être calculée à partir de l’expression (3-20) du potentiel
complexe. L’intégrale de ce potentiel, sur une surface symétrique par rapport à l’axe des
abscisses, est en effet une grandeur réelle (d’après la relation (3-23)). On utilise pour cela les
relations :
y
M2(z2)
b
M1(z1)
J
-J
-a
a
x
S+
M3(z3)
S-b
M4(z4)
D
Figure 3-10 : Conducteurs rectangulaires, calcul de l’énergie.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
59
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
γ4 ⎛
i 2
7⎞
(
)
γ
⋅
⋅
=
⋅
γ
⋅
γ
⋅
⋅
=
⋅ ⎜ Log γ − ⎟
f
dx
dy
Log
dx
dy
∫∫
∫∫ 2
24 ⎝
12 ⎠
(3-31)
et :
D+a b
4
∫ ∫
f (γ ) ⋅ dy ⋅ dx = −∑ (− 1) ⋅ F(D + γ k )
(3-32)
F(γ ) =
γ4 ⎛
7⎞
⋅ ⎜ Log γ − ⎟
24 ⎝
12 ⎠
(3-33)
D −a − b
k
k =1
avec :
D’où l’on déduit finalement :
D+a b
∫ ∫
D−a −b
A z ⋅ dy ⋅ dx =
µ 0 ⋅ J ⎡100 2 2
⋅
⋅ a ⋅ b + 2 ⋅ g(D,0 ) − g (D − 2 ⋅ a ,0 ) − g(D + 2 ⋅ a ,0)
π ⎢⎣ 6
− 2 ⋅ g (D,2 ⋅ b ) + g (D − 2 ⋅ a ,−2 ⋅ b ) + g (D + 2 ⋅ a ,2 ⋅ b )]
(3-34)
avec :
g ( x , y) =
(
)
(
)
(
)
1 ⎡ 4
y⎤
⋅ ⎢ x + y 4 − 6 ⋅ x 2 ⋅ y 2 ⋅ Log x 2 + y 2 − 8 ⋅ x ⋅ y ⋅ x 2 − y 2 ⋅ arctan ⎥
48 ⎣
x⎦
(3-35)
De manière identique, la première intégrale s’écrit :
a
∫ ∫
b
−a −b
A z ⋅ dy ⋅ dx =
µ0 ⋅ J ⎡ 8⋅π
100 2 2
⎤
⋅ ⎢−
⋅a ⋅ b3 +
⋅ a ⋅ b − 2 ⋅ g(2 ⋅ a ,0) − 2 ⋅ g(0,2 ⋅ b ) + 2 ⋅ g(2 ⋅ a ,2 ⋅ b )⎥
6
π ⎣ 3
⎦
(3-36)
Au total, on obtient pour l’énergie :
W=
µ0 ⋅ Z⋅ J2
π
⎡ 8⋅π
⋅ ⎢−
⋅ a ⋅ b 3 − 2 ⋅ g(2 ⋅ a ,0 ) − 2 ⋅ g(2 ⋅ b,0) + 2 ⋅ g(2 ⋅ a ,2 ⋅ b ) − 2 ⋅ g(D,0 ) + g(D − 2 ⋅ a ,0)
3
⎣
+ g(D + 2 ⋅ a ,0 ) + 2 ⋅ g(D,2 ⋅ b ) − g(D − 2 ⋅ a ,−2 ⋅ b ) − g(D + 2 ⋅ a ,2 ⋅ b )]
(3-37)
et pour l’inductance :
L=
µ0 ⋅ Z
⎡ 8⋅ π
⋅ ⎢−
⋅ a ⋅ b 3 − 2 ⋅ g(2 ⋅ a ,0) − 2 ⋅ g(2 ⋅ b,0) + 2 ⋅ g(2 ⋅ a ,2 ⋅ b ) − 2 ⋅ g(D,0) + g(D − 2 ⋅ a ,0)
8⋅ π⋅a ⋅ b ⎣ 3
+ g(D + 2 ⋅ a ,0) + 2 ⋅ g(D,2 ⋅ b ) − g(D − 2 ⋅ a ,−2 ⋅ b ) − g(D + 2 ⋅ a ,2 ⋅ b )]
2
2
(3-38)
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
60
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
2.4.- Comparaison des différentes formes de conducteurs
Les expressions obtenues pour l’inductance s’expriment en fonction de grandeurs liées
à la section du conducteur (rayon R des conducteurs cylindriques et côtés a et b du conducteur
rectangulaire) et de la distance D séparant les branches aller et retour du conducteur :
(
)
4
µ0 ⋅ Z ⎡ 4⋅D2 + R 2
⎛ 4⋅D2 + R 2
⎜⎜
L1 =
Log
⋅⎢
⋅
2
2
2 ⋅ π ⎢⎣ 256 ⋅ D 4 ⋅ R 4
⎝ 4⋅D − R
L2 =
L3 =
⎞
⎛ 4⋅D2 − R 2
⎟⎟ + Log⎜⎜
⎠
⎝ 4⋅D⋅R
µ 0 ⋅ Z ⎡1
D⎤
⋅ ⎢ + Log ⎥
R⎦
π
⎣4
µ0 ⋅ Z
8 ⋅ π ⋅ a 2 ⋅ b2
(
)
⎞ 4⋅D2 + R 2
⎟⎟ −
2
2
⎠ 32 ⋅ D ⋅ R
2
⎤
⎥
⎥⎦
(3-39)
⎡ 8⋅π
⋅ ⎢−
⋅ a ⋅ b 3 − 2 ⋅ g(2 ⋅ a ,0) − 2 ⋅ g(2 ⋅ b,0) + 2 ⋅ g(2 ⋅ a,2 ⋅ b ) − 2 ⋅ g(D,0) + g(D − 2 ⋅ a ,0)
⎣ 3
+ g(D + 2 ⋅ a ,0) + 2 ⋅ g(D,2 ⋅ b ) − g(D − 2 ⋅ a,−2 ⋅ b ) − g(D + 2 ⋅ a ,2 ⋅ b )]
L1, L2 et L3 représentant respectivement les inductances d’un conducteur coaxial, d’un
conducteur rond et d’un conducteur rectangulaire.
A surface de cuivre imposée, le seul paramètre pour le conducteur coaxial et le
conducteur rond est la distance D séparant les branches aller et retour. Par contre pour le
conducteur rectangulaire on peut aussi jouer sur le rapport entre les côtés du rectangle.
La figure 3-11 représente les résultats obtenus pour deux surfaces de 50 et 250 mm²,
les rapports des côtés étant égaux à 10 pour les conducteurs rectangulaires. On remarque une
équivalence entre conducteurs rond et carré. On en a une autre, lorsque la distance est
importante, entre conducteurs plat (forme 4 de la figure 3-2) et parallèle (forme 5 de la figure
3-2). L’intérêt du conducteur coaxial apparaît bien dès que la distance D augmente. Par
contre, il est concurrencé par le conducteur parallèle lorsque la distance entre les branches
aller et retour est faible.
Si à distance D égale, l’inductance diminue lorsque la surface augmente, on peut
remarquer sur cette figure que les valeurs minimales des inductances, correspondant au cas où
les branches aller et retour se toucheraient, sont égales, pour une même forme de conducteur.
Cette valeur minimale est indépendante de la surface pour le conducteur coaxial et le
conducteur rond :
µ0 ⋅ Z
⋅ (2 ⋅ Log 2 − 1) = 0,077 ⋅10 − 6 ⋅ Z
2⋅π
µ ⋅Z ⎛
1⎞
= 0 ⋅ ⎜ 2 ⋅ Log 2 + ⎟ = 0,377 ⋅10 − 6 ⋅ Z
2⋅π ⎝
2⎠
L 1 min =
L 2 min
(3-40)
Pour les conducteurs de forme rectangulaire, la valeur minimale ne dépend que du
rapport entre les côtés :
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
61
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
L (µH)
2
conducteur rond
conducteur carré
conducteur parallèle
conducteur plat
1,5
1
S = 50 mm²
conducteur coaxial
0,5
0
D (cm)
0
5
10
15
20
L (µH)
2
1,5
conducteur rond
conducteur carré
conducteur parallèle
conducteur plat
1
S = 250 mm²
conducteur coaxial
0,5
0
D (cm)
0
5
10
15
20
Figure 3-11 : Inductance pour les différentes formes de conducteur en fonction de
l’éloignement des branches aller et retour.
L 3 min (k ) =
[ (
µ0 ⋅ Z 1
⋅ 2 ⋅ 4 ⋅ k 4 − 6 ⋅ k 2 + 1 ⋅ Log 1 + k 2 − 16 ⋅ k 4 − 24 ⋅ k 2 + 1 ⋅ Log 1 + 4 ⋅ k 2
24 ⋅ π k
⎛1⎞
− 8 ⋅ π ⋅ k + 8 ⋅ k 4 ⋅ (3 ⋅ Log k + 4 ⋅ Log 2) − 32 ⋅ k ⋅ k 2 − 1 ⋅ arctg⎜ ⎟
⎝k⎠
⎛ 1 ⎞⎤
+ 16 ⋅ k ⋅ 4 ⋅ k 2 − 1 ⋅ arctg⎜
⎟⎥
⎝ 2 ⋅ k ⎠⎦
(3-41)
)
(
) (
)
(
(
(
)
)
)
avec :
k=
a
b
(3-42)
Le conducteur carré correspond à k égal à 1 :
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
62
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
L 3 min (1) =
µ0 ⋅ Z
⋅ [[16 ⋅ Log 2 + 7 ⋅ Log (5) − 8 ⋅ π] = 0,325 ⋅10 − 6 ⋅ Z
24 ⋅ π
(3-43)
et donne une valeur voisine de celle obtenue pour le conducteur rond.
La valeur minimale de l’inductance en fonction de k est donnée sur la figure 3-12.
Cette fonction présente une valeur asymptotique constante pour les grandes valeurs de k et
s’approche de 0 de façon linéaire :
µ0 ⋅ Z
⋅ 2 ⋅ Log 2 = 0,555 ⋅10 − 6 ⋅ Z
π
2⋅k
= µ0 ⋅ Z⋅
= 0,838 ⋅10 − 6 ⋅ Z ⋅ k
3
L 3 min =
L 3 min
quand k → ∞
(3-44)
quand k → 0
On voit donc tout l’intérêt du conducteur parallèle où le rapport des côtés est faible : il
permet d’obtenir des valeurs d’inductance beaucoup plus faibles que le conducteur rond ou
coaxial. Pour un rapport de 0,01, l’inductance est 46 fois plus faible que pour un conducteur
rond. Pour un rapport de 0,001, elle est 450 plus faible.
L3min (µH)
0,6
0,4
0,2
k
0
0
2,5
5
7,5
10
Figure 3-12 : Inductance minimale du conducteur rectangulaire
en fonction du rapport k des côtés (Z = 1 m).
3.- BUS BARRE
3.1.- Conducteur retenu
Le conducteur plan retenu est donc le conducteur 5 de la figure 3-2. Appelé bus barre,
il est constitué de deux plaques parallèles de grandes dimensions Y et Z selon les axes y et z
et d’épaisseur faible ε en x (figure 3-13). Les plaques sont séparées par une distance 2.δ
correspondant à l’épaisseur de l’isolant. Si ε et δ sont du même ordre de grandeurs ces
dimensions sont très faibles devant Y ou Z, en pratique dans un rapport pouvant être de
l’ordre ou supérieur à 500. Les courants circulent selon l’axe z, les effets d’extrémité ne sont
pas pris en compte et le problème est donc supposé invariant en z.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
63
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
Z
Y
J
J
y
z
x
ε
2.δ
ε
Figure 3-13 : Conducteur considéré de type bus barre.
Pour le bras d'onduleur à point milieu de la figure 3-1, le bus barre est constitué de
trois plaques correspondant aux branches du haut, du milieu et du bas de l’onduleur (figure 314). Les mailles du haut et du bas ne conduisant pas simultanément, deux plaques sur les trois
sont parcourues par des courants de signes opposés. La branche du milieu étant toujours
conductrice, on doit la placer au milieu afin d’avoir une structure magnétiquement symétrique
conduisant à des impédances identiques pour les deux mailles.
I
+
E
E
Charge
0
Figure 3-14 : Bus barre du bras d'onduleur à point milieu.
(maille du haut portant un courant négatif).
Les valeurs des dimensions choisies correspondent au montage réalisé que l’on
détaillera au chapitre 4 :
-
2.δ = 0,36 mm ;
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
64
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
-
ε = 1 mm ;
Y = 500 mm ;
J = 1 A/mm² ;
Elles ne vont intervenir dans ce chapitre que lorsque des comparaisons nécessiteront
des applications numériques.
3.2.- Simplification du domaine d’étude
Devant la faiblesse du rapport entre les dimensions du problème selon les axes x et y,
on est amené à supposer le système invariant aussi en y. Cela présente assez peu d’avantage
en statique, les expressions analytiques obtenues précédemment sont simples à utiliser. Par
contre, cela permettra d’effectuer des calculs analytiques en dynamique.
Le domaine d’étude est alors celui de la figure 3-15 où les plaques conductrices sont
supposées invariantes selon y et z. Cela revient à négliger aussi les effets d’extrémités en y.
Ceux-ci ont peu d’influence sur la valeur du potentiel vecteur à l’intérieur de la bande
contenant les plaques conductrices. Il faut s’approcher près du bord de la plaque pour
constater une variation significative du potentiel vecteur (figure 3-16).
La résolution en terme de potentiel vecteur pour le système invariant en y et en z ne
nécessite que la prise en compte de trois zones, le potentiel vecteur étant une fonction impaire
en x.
y
-J
J
x
ε
2.δ
ε
Figure 3-15 : Domaine d’étude simplifié.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
65
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
y=0
y = 0,5.b
A (µWb/m)
0.9
y = 0,95.b
y = 0,99.b
0.6
0.3
x (mm)
0
0
δ
0,5 δ+ε
1
1,5
2
Figure 3-16 : Variation du potentiel vecteur dans la bande des plaques conductrices pour
différentes valeurs de y
On a ainsi :
a (x ) = µ 0 ⋅ J ⋅ ε ⋅ x
si 0 ≤ x ≤ δ
⎡
(x − δ )2 ⎤
a (x ) = µ 0 ⋅ J ⋅ ⎢ε ⋅ x −
⎥
2 ⎦
⎣
ε⎞
⎛
a (x ) = µ 0 ⋅ J ⋅ ε ⋅ ⎜ δ + ⎟
2⎠
⎝
si δ ≤ x ≤ δ + ε
(3-45)
si δ + ε ≤ x
La valeur du potentiel vecteur est identique à celle obtenue sur l’axe des abscisses
lorsque l’on tient compte du caractère rectangulaire des plaques (figure 3-17). De plus, pour
le calcul de l’inductance, on obtient avec les valeurs retenues, 2,559 nH par mètre de
conducteur selon z, pour le calcul avec des plaques rectangulaires et :
L = µ0 ⋅
2⋅Z ⎛
ε⎞
⋅ ⎜ δ + ⎟ = 2,58 ⋅ 10 −9 ⋅ Z
Y ⎝
3⎠
(3-46)
pour le modèle simplifié.
ε
, on peut noter que lorsque les
Y
plaques se touchent, on obtient avec le modèle simplifié l’expression donnée en (3-44).
Le rapport k entre les côtés correspondant au rapport
Enfin, on peut remarquer qu’avec le modèle simplifié, on perd l’intérêt de travailler
avec le potentiel vecteur car les vecteurs champ magnétique et induction magnétique n’ont
plus qu’une seule composante non nulle selon y. En terme de champ magnétique, on a donc :
∂h y
∂x
=−
1 ∂ 2a z
⋅
=J
µ 0 ∂x 2
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
(3-47)
66
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
A (µWb/m)
0,9
Modèle simplifié
Conducteur rectangulaire
0,6
0,3
x (mm)
0
0
δ
0,5 δ+ε
1
1,5
2
Figure 3-17 : Potentiel vecteur sur l’axe des abscisses. Comparaison des calculs complet et
simplifié (2.δ = 0,36 mm, ε = 1 mm, Y = 500 mm et J = 1 A/mm²).
3.3.- Subdivision des plaques conductrices
Aux fréquences de commutation du montage présenté dans les chapitres précédents
(15 kHz en moyenne), la profondeur de pénétration dans le cuivre est inférieure à l’épaisseur
de 1 mm d’abord considérée. Il peut donc être intéressant de subdiviser les plaques du bus
ε
barre (figure 3-18). L’épaisseur pour une division par n devient , par contre l’épaisseur
n
d’isolant est supposée invariante et toujours égale à 2.δ.
Pour la subdivision, on peut diviser les plaques sans les changer de position ou bien en
les intercalant (figure 3-19). On aboutit ainsi à deux configurations de courant très différentes.
Plaques
Isolants
Figure 3-18 : Subdivision des plaques du bus barre.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
67
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
+
+
E
E
I
Charge
0
0
+
E
E
I
0
Charge
+
0
Figure 3-19 : Deux méthodes de subdivision des plaques du bus barre, cas où n = 2
(maille du haut portant un courant positif).
Dans le premier cas, on a la configuration de courant de la figure 3-20. La valeur de la
composante en y du champ est aussi représentée sur cette même figure, en fonction de x.
L’inductance correspondante a pour valeur :
L = µ0 ⋅
2 ⋅ Z ⎛ 2 ⋅ n2 +1
ε⎞
⋅ ⎜⎜
⋅ δ + ⎟⎟
Y ⎝ 3⋅ n
3⎠
(3-48)
et croît avec n, l’intervalle entre les conducteurs aller et retour augmentant (figure 3-21). La
subdivision par deux des plaques du bus barre augmente l’inductance d’un facteur 1,17.
Celle-ci passe d’une valeur de 2,58 nH par mètre selon z à 3 nH.
Si l’on intercale les plaques subdivisées, on aboutit à la configuration de courant et
aux valeurs du champ représentées sur la figure 3-22.
Le champ diminue dans le rapport n et l’inductance devient :
L = µ0 ⋅
2⋅ Z 1 ⎛
ε ⎞
⋅ ⋅⎜δ +
⎟
Y n ⎝
3⋅ n ⎠
(3-49)
Elle décroît lorsque n augmente (figure 3-23). Pour une subdivision par deux,
l’inductance diminue d’un facteur 2,96. Celle-ci passe d’une valeur de 2,58 nH par mètre
selon z à 0,87 nH.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
68
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
Haut
-J
Milieu
Bas
J
-J
J
0
0
hy
x
-J.ε
ε
n
2.δ
ε
n
Figure 3-20 : Domaine d’étude simplifié lors de la subdivision du bus barre (n = 2).
L (nH)
4
2
n
1
2
3
4
5
Figure 3-21 : Subdivision des plaques. Inductance par mètre selon z, en fonction du nombre
de divisions.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
69
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
-J
0
J
-J
J
0
hy
x
-J.ε/n
ε
n
2.δ
ε
n
Figure 3-22 : Domaine d’étude simplifié lors de la subdivision du bus barre avec plaques
intercalées (n = 2).
L (nH)
4
2
n
1
2
3
4
5
Figure 3-23 : Subdivision des plaques et plaques intercalées.
Inductance par mètre selon z, en fonction du nombre de divisions.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
70
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
Le bus barre réalisé en pratique utilise cette propriété de subdivision des plaques, en
les intercalant, de façon à obtenir l’inductance statique la plus faible. Les dimensions retenues
tiennent compte du nombre de condensateurs et de leur disposition (entraînant des contraintes
sur la surface Y.Z) et de la valeur minimale de l’épaisseur des plaques de cuivre utilisées (0,5
mm). On a ainsi les valeurs suivantes :
-
n=2;
ε = n.0,5 = 1 mm ;
2.δ = 0,36 mm ;
Y = 500 mm ;
Z = 450 mm ;
qui conduisent à une inductance en statique de 0,39 nH.
3.4.- Rayonnement
Dans le modèle simplifié, le champ est nul en dehors des plaques. Dans la réalité, les
effets de bord en y permettent des fuites aux deux extrémités des plaques conductrices.
Les différentes configurations ne sont pas équivalentes en terme de fuite et les tracés
de champ de la figure 3-24, effectués à partir du calcul analytique du potentiel vecteur
soulignent l’intérêt de la subdivision des plaques en les intercalant.
On peut noter que les valeurs maximales du potentiel vecteur obtenues analytiquement
en 2D sont proches de celles déduites du modèle simplifié :
-
pour le conducteur de la figure 3-15 constitué de deux plaques :
ε⎞
⎛
a max = µ 0 ⋅ J ⋅ ε ⋅ ⎜ δ + ⎟ = 0,855 µWb / m
2⎠
⎝
-
pour le conducteur de la figure 3-20 constitué de deux plaques divisées en deux :
ε⎞
⎛
a max = µ 0 ⋅ J ⋅ ε ⋅ ⎜ 2 ⋅ δ + ⎟ = 1,081 µWb / m
2⎠
⎝
-
pour le conducteur de la figure 3-22 constitué de deux plaques divisées en deux et
intercalées :
ε⎞
⎛
a max = µ 0 ⋅ J ⋅ ε ⋅ ⎜ δ + ⎟ = 0,540 µWb / m
4⎠
⎝
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
71
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
amax = 0,852 µWb/m
∆a = 0,1 µWb/m
J = 1 A/mm²
amax = 1,075 µWb/m
∆a = 0,1 µWb/m
J = 1 A/mm²
amax = 0,538 µWb/m
∆a = 0,1 µWb/m
J = 1 A/mm²
Figure 3-24 : Tracés des lignes de champ pour les différentes configurations de conducteurs.
De haut en bas : plaques parallèles, plaques divisées et plaques divisées et intercalées
(dimensions en x et y, en mètres).
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
72
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
4.- COMPORTEMENT EN DYNAMIQUE
Même si la subdivision des plaques va réduire l’effet de peau, aux fréquences de
commutation envisagées, il est nécessaire de considérer l’effet de la fréquence ou au moins
montrer que celle-ci n’a pas trop d’influence.
On va dans un premier temps résoudre en dynamique les équations du champ avant de
montrer que pour le montage considéré le bus barre peut poser un problème complexe de
modélisation.
4.1.- Equation du champ
En présence de courants induits, la composante non nulle du champ vérifie :
∂h
∂ 2h
− σ ⋅ µ0 ⋅
=0
2
∂t
∂x
(3-50)
Pour un courant sinusoïdal dans les plaques, les équations peuvent être résolues en
complexe. En posant :
(
g = ℜ g ⋅ 2 ⋅ e j⋅ω⋅t
)
(3-51)
où g est une grandeur quelconque, on obtient :
K
∂ 2h
−
j
⋅
σ
⋅
µ
⋅
ω
⋅
h
=0
0
∂ x2
(3-52)
Dans une zone non-conductrice, il n’y a pas de courant induit, le champ est donc
constant :
h=γ
(3-53)
Dans une zone conductrice, le champ est de la forme :
h = α ⋅ sh (ξ ⋅ x ) + β ⋅ ch (ξ ⋅ x )
(3-54)
ξ 2 = j⋅ σ ⋅ µ 0 ⋅ ω
(3-55)
avec :
4.2.- Calcul de l’impédance
Pour le système considéré, invariant en y et en z, les pertes Joule s’écrivent :
2
2⋅ π
⎞⎤
1
1 ⎡ ⎛∂h
PJ =
⋅∫ ⋅Y⋅Z⋅∫
⋅ ⎢ℜ⎜⎜
⋅ 2 ⋅ e j⋅ω⋅t ⎟⎟⎥ ⋅ dx ⋅ d ωt
x0 σ
2⋅π 0
⎢⎣ ⎝ ∂ x
⎠⎦⎥
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
73
(3-56)
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
où x0 est le domaine en x correspondant aux conducteurs.
Soit :
PJ =
∂ h ∂ h*
Y⋅Z
⋅∫
⋅
⋅ dx = R ⋅ I 2
x
0 ∂ x
σ
∂x
(3-57)
où I est la valeur efficace du courant sinusoïdal de pulsation ω traversant les conducteurs.
De même, la valeur moyenne de l’énergie magnétique stockée dans le domaine d’étude
permet de calculer une inductance :
W=
[(
2⋅π
1
1
⋅ ∫ ⋅ Y ⋅ Z ⋅ ∫ ⋅ µ 0 ⋅ ℜ h ⋅ 2 ⋅ e j⋅ω⋅t
X 2
2⋅π 0
)] ⋅ dx ⋅ d ωt = µ
2
0
⋅
Y⋅Z
1
⋅ ∫ h ⋅ h * ⋅dx = ⋅ L ⋅ I 2
X
2
2
(3-58)
En remarquant que le champ est constant en dehors des conducteurs, on peut
regrouper les relations précédentes :
⎛ 1 ∂ h ∂ h*
⎞
⎞
Z 2 ⎛ R
⋅ I = ⎜⎜
+ L ⎟⎟ ⋅ I 2 = µ 0 ⋅ Y ⋅ Z ⋅ ∫ ⎜⎜ 2 ⋅
⋅
+ h ⋅ h * ⎟⎟ ⋅ dx
X ξ
j⋅ ω
∂x ∂x
⎝ j⋅ ω
⎠
⎠
⎝
(3-59)
4.3.- Impédance d’un conducteur plan
Considérons un conducteur plan, subdivisé en n parties. Le domaine d’étude est celui
de la figure 3-25, le champ restant en dynamique, comme en statique, confiné dans une paire
de plaques. Compte tenu des symétries du problème, le champ est une fonction paire en x et a
pour expression :
K
ε
h = −J ⋅
n
si 0 ≤ x ≤ δ
⎡ ⎛
ε ⎞⎤
sh ⎢ξ ⋅ ⎜ x − δ − ⎟⎥
n ⎠⎦
ε
⎣ ⎝
h = J⋅ ⋅
n
⎛ ε⎞
sh⎜ ξ ⋅ ⎟
⎝ n⎠
si δ ≤ x ≤ δ +
h=0
si δ +
ε
n
(3-60)
ε
≤x
n
L’impédance se déduit de l’expression (3-59) :
ε
δ+ ⎛ 1
⎞
∂ h ∂ h*
R
1
+ L = 2 ⋅ µ 0 ⋅ Y ⋅ Z ⋅ 2 ⋅ n ⋅ ∫ n ⎜⎜ 2 ⋅
⋅
+ h ⋅ h * ⎟⎟ ⋅ dx
0
j⋅ ω
I
⎝ξ ∂x ∂x
⎠
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
74
(3-61)
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
-J
J
y
x
ε
n
2.δ
ε
n
Figure 3-25 : Domaine d’étude en dynamique.
soit :
⎡
⎛ ε⎞ ⎤
ch⎜ ξ ⋅ ⎟ ⎥
⎢
R
2⋅Z 1
⎝ n⎠ ⎥
+ L = µ0 ⋅
⋅ ⋅ ⎢δ +
j⋅ ω
Y n ⎢
⎛ ε ⎞⎥
sh
ξ
⋅
⎜ξ ⋅ ⎟⎥
⎢
⎝ n ⎠⎦
⎣
(3-62)
et :
L = µ0 ⋅
ε 1 sh (2 ⋅ α ) − sin (2 ⋅ α ) ⎞
2⋅Z 1 ⎛
⎟
⋅ ⋅ ⎜⎜ δ + ⋅
⋅
Y n ⎝
n 2 ⋅ α ch (2 ⋅ α ) − cos (2 ⋅ α ) ⎟⎠
Z
1 ε 1 sh (2 ⋅ α ) + sin (2 ⋅ α )
R = µ0 ⋅ ⋅ ω ⋅ ⋅ ⋅ ⋅
Y
n n α ch (2 ⋅ α ) − cos (2 ⋅ α )
(3-63)
α étant le rapport entre l’épaisseur d’une plaque et la profondeur de pénétration :
α=
ε σ⋅µ0 ⋅ω
⋅
n
2
(3-64)
Lorsque le rapport α est petit, l’inductance et la résistance ont pour valeur approchée :
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
75
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
L = µ0 ⋅
2 ⋅ Z 1 ⎛⎜
ε ⎛ 8 α 4 ⎞ ⎞⎟
⎟
⋅ ⋅⎜δ +
⋅ ⎜1 − ⋅
Y n ⎝
3 ⋅ n ⎜⎝ 7 45 ⎟⎠ ⎟⎠
Z 2 ⎛ 4 ⋅ α4
⋅ ⎜1 +
R= ⋅
Y σ ⋅ ε ⎜⎝
45
(3-65)
⎞
⎟⎟
⎠
lorsqu’il est grand, ces grandeurs deviennent :
L = µ0 ⋅
R = µ0 ⋅
⎞
ε 1 ⎞
2⋅Z 1 ⎛
2 ⋅ Z 1 ⎛⎜
1
⎟
⋅ ⋅⎜δ + ⋅
⋅ ⋅ δ+
⎟ = µ0 ⋅
⎜
Y n ⎝
n 2⋅α ⎠
Y n ⎝
2 ⋅ σ ⋅ µ 0 ⋅ ω ⎟⎠
(3-66)
Z
1 ε 1 Z 1 2 ⋅ ω ⋅ µ0
⋅ω⋅ ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅
σ
Y
n n α Y n
Lorsque la fréquence tend vers 0, on retrouve la valeur de l’inductance statique donnée
en (3-49) et la valeur de la résistance correspondante. Pour les dimensions retenues, le rapport
α reste faible surtout avec la subdivision en deux des plaques (figure 3-26). Dans ce cas, il
faut atteindre des valeurs importantes de la fréquence pour obtenir une modification
conséquente des valeurs de l’inductance et de la résistance (figures 3-27 et 3-28). A 100 kHz,
l’inductance statique diminue de 18 % et la résistance est multipliée par 2,4.
α
n=1
4
n=2
2
f (kHz)
0
0
50
100
Figure 3-26 : Evolution du rapport entre l’épaisseur d’une plaque et la profondeur de
pénétration en fonction de la fréquence
(plaques entières, n = 1 et plaques divisées par 2, n = 2).
4.4.- Application au bus barre
Le calcul précédent montre que la fréquence modifie l’impédance d’un conducteur
plan et augmente de façon non négligeable la résistance.
Malgré tout, les résultats obtenus pour un conducteur plan ne sont pas directement
transposables pour le bus barre. En effet, la prise en compte de la fréquence signifie que l’on
s’intéresse à un harmonique particulier du courant, harmonique pour lequel toutes les plaques
sont alimentées simultanément.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
76
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
L (nH)
1.2
0.8
n=1
0.4
n=2
f (kHz)
0
0
50
100
Figure 3-27 : Evolution de l’inductance en fonction de la fréquence pour un conducteur plan
ε
d’épaisseur .
n
R (mΩ)
0.15
n=1
0.1
n=2
0.05
f (kHz)
0
0
50
100
Figure 3-28 : Evolution de la résistance en fonction de la fréquence pour un conducteur plan
ε
d’épaisseur .
n
Le problème à considérer est donc celui de la figure 3-29 où les trois jeux de plaques
sont alimentés par des courants de pulsation ω. Les équations du champ sont résolues comme
précédemment en complexe, les densités de courant complexes, vérifiant la relation :
(
J0 = − J+ + J−
)
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
(3-67)
77
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
J+
J0
J−
J0
J+
J−
x
ε
n
2.δ
ε
n
Figure 3-29 : Bus barre en dynamique (n = 2).
En fait, cette relation permet de diviser par n le domaine d’étude, en ne considérant
qu’un triplet de plaques. En effet, si l’on considère le domaine d’étude de la figure 3-30, on a
pour le champ dans les différentes zones les expressions suivantes montrant que le champ est
bien confiné à l’intérieur de ces trois plaques :
h = 0
si x ≤ −
⎡ ⎛
3⋅ ε
⎞⎤
+ 2 ⋅ δ ⎟⎥
sh ⎢ξ ⋅ ⎜ x +
2⋅n
ε
⎠⎦
⎣ ⎝
h = J+ ⋅ ⋅
n
⎛ ε⎞
sh⎜ ξ ⋅ ⎟
⎝ n⎠
ε
h = J+ ⋅
n
⎡ ⎛
⎡ ⎛
ε ⎞⎤
ε ⎞⎤
J + ⋅ sh ⎢ξ ⋅ ⎜ x −
⎟⎥ + J − ⋅ sh ⎢ξ ⋅ ⎜ x +
⎟
2 ⋅ n ⎠⎦
2 ⋅ n ⎠⎥⎦
ε
⎣ ⎝
⎣ ⎝
h=− ⋅
n
⎛ ε⎞
sh⎜ ξ ⋅ ⎟
⎝ n⎠
ε
h = −J − ⋅
n
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
78
3⋅ ε
− 2⋅δ
2⋅n
si −
3⋅ ε
ε
− 2⋅δ ≤ x ≤ −
− 2⋅δ
2⋅n
2⋅n
si −
ε
ε
− 2⋅δ ≤ x ≤ −
2⋅n
2⋅n
si −
ε
ε
≤x≤
2⋅n
2⋅n
si
ε
ε
≤x≤
+ 2⋅δ
2⋅n
2⋅n
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
⎡ ⎛
3⋅ε
⎞⎤
− 2 ⋅ δ ⎟⎥
sh ⎢ξ ⋅ ⎜ x −
2⋅n
ε
⎝
⎠⎦
h = J− ⋅ ⋅ ⎣
n
⎛ ε⎞
sh ⎜ ξ ⋅ ⎟
⎝ n⎠
si
ε
3⋅ ε
+ 2⋅δ ≤ x ≤
+ 2⋅δ
2⋅n
2⋅n
h=0
si
3⋅ ε
+ 2⋅δ ≤ x
2⋅n
(3-68)
J+
J0
J−
y
x
ε
n
2.δ
ε
n
Figure 3-30 : Domaine d’étude en dynamique.
L’intégrale permettant de calculer les pertes Joule et l’énergie correspondant à un jeu
d’harmoniques devient alors :
⎡
⎢
2
2
ε2
W = µ 0 ⋅ Y ⋅ Z ⋅ n ⋅ ⎢⎛⎜ J + + J − ⎞⎟ ⋅ 2
⎠ n
⎢⎝
⎢
⎣
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⎤
⎡
⎛ ε⎞ ⎤
2 ⋅ ch⎜ ξ ⋅ ⎟ − 1⎥
⎥
2
⎢
1
⎝ n⎠ ⎥+ J 2⋅ε ⋅
⎥
⋅ ⎢2 ⋅ δ +
0
n2
⎛ ε ⎞⎥
⎛ ε⎞ ⎥
⎢
ξ ⋅ sh ⎜ ξ ⋅ ⎟ ⎥
ξ ⋅ sh ⎜ ξ ⋅ ⎟ ⎥
⎢
⎝ n ⎠⎦
⎝ n⎠ ⎦
⎣
79
(3-69)
Chapitre 3 - Etude d’un câblage à faible impédance
5.- CONCLUSION
Le calcul analytique de l’inductance des principales formes de conducteurs a permis
de montrer l’intérêt d’une part des câblages de type bus barre et d’autre part de la subdivision
des plaques constituant le conducteur.
Dans un tel conducteur, le rayonnement est faible, surtout lors de la subdivision des
plaques car le champ se trouve confiné à l’intérieur de chaque paire de plaques conductrices.
En fait, lorsque le rapport entre les côtés des plaques devient faible, celles-ci s’apparentent à
un conducteur coaxial dont le rayon serait infini.
En dynamique, la simplification du modèle a permis de calculer l’impédance en
fonction de la fréquence d’un conducteur plan subdivisé. Avec une division par deux des
plaques, il faut atteindre des fréquences importantes (de l’ordre de 100 kHz avec les
dimensions retenues) pour avoir une influence de la fréquence. Avec une fréquence de
modulation de 15 kHz, les harmoniques importants voisins de la fréquence de modulation
devraient être peu soumis à l’effet de peau.
Enfin, un calcul portant sur l’ensemble du bus barre a permis de montrer comment
calculer l’énergie et les pertes Joule associées à un harmonique de courant donné.
En conclusion, les résistances et inductances obtenues, inférieures au mΩ et au nH,
pour le bus barre devraient très fortement diminuer les inductances de câblage mesurées au
chapitre 2 sur le montage expérimental. Celles-ci devraient être négligeables devant celles
introduites par les composants, capacités et interrupteurs.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
80
CHAPITRE 4
OPTIMISATION DU CABLAGE
REALISATION EXPERIMENTALE
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
82
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
1.- INTRODUCTION
Le bras d’onduleur développé reprend la technique du bus barre présentée dans le
chapitre précédent. Cette technique limitant fortement les inductances parasites dues au
câblage, le convertisseur fonctionne en commutation dure, ce qui réduit d’autant les composants annexes [32], fils de connexion et les risques de pollution [40-42].
Après avoir présenté le montage réalisé, nous détaillerons les améliorations portées à
la commande avant de présenter différents résultats expérimentaux [27-43]. Ces résultats
concerneront tant des formes d’onde que des mesures de pollution CEM.
Dans un deuxième temps nous utiliserons le bras d’onduleur pour étudier les
phénomènes de commutation des interrupteurs IGBT et soulignerons l’influence des
différentes inductances parasites de connexion, tant sur ces phénomènes que sur la répartition
du courant, entre deux interrupteurs en parallèle.
2.- MONTAGE EXPERIMENTAL
2.1.- Principe
Le montage réalisé est un bras d’onduleur à point milieu dont le schéma de principe a
été donné sur la figure 3-1. La charge est une charge inductive permettant de soumettre les
éléments du montage aux valeurs nominales de courant et de tension, la source d’alimentation
continue ne fournissant que les pertes.
On remarque par ailleurs sur le schéma de la source continue de la figure 4-1 la
présence d’un relais Marche/Arrêt permettant soit d’alimenter les condensateurs pour
effectuer les essais, soit de les décharger via une résistance R à la fin des essais.
Les condensateurs sont également pourvus de résistances en parallèle R1 et R2
destinées à équilibrer les tensions à leurs bornes.
2.2.- Connexions des IGBT
Une fois que les modules IGBT sont montés sur le radiateur pour permettre une bonne
dissipation thermique, on est confronté à une question : comment les interconnecter en introduisant l’inductance la plus faible possible ?
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
83
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
R1
C1
R
U0
C2
R2
Figure 4-1 : Schéma de la source continue.
On dispose pour cela de trois possibilités :
-
le câblage traditionnel à base de harnais de câble. C’est la solution traditionnelle,
peu onéreuse, flexible et disponible rapidement ;
l’utilisation de barrettes de cuivre plates qui présentent des inductances parasites
plus faibles que la première solution ;
la connexion sur un bus barre. C’est la solution retenue. Le bus barre incorpore
tous les conducteurs, les isolants et les colonnettes de raccordement dans une
structure à faible inductance (figure 4-2).
Les photos de la figure 4-3 montrent d’une part le premier montage réalisé avec cette
technique, montage comportant encore les circuits d’aide à la commutation des IGBT et
d’autre part le dispositif final réalisé fonctionnant en commutation dure.
-
cdh
edb
0
R1
cgh
R2
+
egb
Condensateurs
Bus barre
IGBTdh
IGBTdb
IGBTgh
IGBTgb
Plaque de cuivre
Radiateur à circulation d'eau
Figure 4-2 : Implantation des IGBT et des condensateurs sur le bus barre.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
84
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
Figure 4-3 : Photo des montages réalisés avec (en haut) et sans (en bas) circuits d’aide à la
commutation.
2.3.- Réalisation du bus barre
Le matériau retenu pour réaliser les plaques conductrices est le cuivre [44]. Celui-ci
est recommandé comme matériau conducteur dans la majorité des applications IGBT, car il
présente une faible résistance et un faible coût. L’aluminium peut être utilisé quand le poids
est en question. L’aluminium demande approximativement 67 % de plus en surface
transversale en équivalence du cuivre mais génère une structure moitié moins lourde. Sa
conductivité est plus faible (60 % de celle du cuivre) et il est a priori moins onéreux. Par
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
85
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
contre, le coût supplémentaire pour l’étamage contre la corrosion fait que l’aluminium est
assez rarement utilisé.
Le choix du matériau diélectrique est important car c’est lui qui assurera de faible
valeur d’inductance. Certains concepteurs font une erreur en stipulant qu’il faut pour ce type
de structure un diélectrique épais pour répondre aux tenues en tension. On a vu au chapitre
précédent que pour assurer une faible inductance et de faibles fuites, l’écart entre les plaques
devait être le plus petit possible. La majorité des isolants utilisés de nos jours pour la conception des bus barre pour IGBT ont une tenue diélectrique dépassant 400 Volts/µm. Les matériaux diélectriques utilisés sont divers : le polyester, l’époxy, la fibre de verre, le polyimide, le
tedlar, le nomex. Dans notre cas nous avons utilisé un matériau en kevlar et fibre de verre en
épaisseur de 0,36 mm. De plus, étant donné la structure en sandwich, il est conseillé de
prévoir suffisamment d’isolant dépassant les bords des conducteurs pour éliminer les risques
d’amorçage aux extrémités.
La surface totale d’une plaque conductrice dépend du courant nominal. Pour notre
montage, il est au maximum de 500 A et une surface de plaques de 500 mm² a été retenue.
L’intérêt de la subdivision en deux de plaques intercalées a été souligné au chapitre précédent
et l’on aboutit ainsi à la structure de la figure 4-4. La troisième dimension selon z de 45 cm
est liée à la surface nécessaire pour placer les différents composants sur le bus barre.
Z = 45 cm
Plaques
Isolants
+
0
-
+
0
Y = 50 cm
ε
= 0,5 mm
2
2 ⋅ δ = 0,36 mm
Figure 4-4 : Bus barre à six plaques et distribution des courants.
2.4.- Réalisation de la commande
Dans le montage initial, le circuit de commande des signaux gâchette était propre à
chaque IGBT. Il fallait assurer d’une part une bonne synchronisation des signaux gâchettes
des IGBT placés en parallèle et d’autre part un temps mort afin d’éviter toute conduction non
désirée, avec les risques de court circuit que cela induit.
On a utilisé pour le montage un circuit plus performant, le SKHI de Semikron, qui
permet d’avoir un même driver pour les deux IGBT en parallèle tout en assurant la synchroni-
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
86
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
sation des signaux de grille, des IGBT des étages différents d’un bras. En outre, cela permet
de réduire la longueur des fils de connexion des grilles.
Le circuit de commande comprend une protection contre les courts-circuits pour les
IGBT du haut et du bas d’un même bras. Cette protection repose sur la mesure de la tension
VCE, le seuil de détection étant fixé à 0,7 V. En cas de court-circuit, les deux IGBT sont
immédiatement bloqués.
Les IGBT sont mis en conduction par l’application d’une tension positive de 15 V et,
bloqués en connectant la grille à l’émetteur. La grille est connectée avec une faible résistance
à l’émetteur aussi longtemps que la tension d’alimentation est présente. Dans le cas d’un
défaut d’alimentation la connexion grille - émetteur est assurée par une résistance de 22 kΩ.
Les signaux de commutation sont transmis par un transformateur d’impulsions (le
maximum de dv/dt entre le primaire et le secondaire est de l’ordre de 50 kV/µs).
Afin d’optimiser les temps d’amorçage et de blocage [45], une résistance externe RG
doit être ajoutée et un bon compromis entre les surtensions et les pertes de commutation peut
être obtenu, en introduisant deux résistances, l’une dédiée à l’amorçage RGon et l’autre au
blocage RGoff et en les ajustant séparément (figure 4-5). La figure 4-6 donne les signaux de
grille en l’absence de tension continue d’alimentation et de courant dans la charge.
La figure 4-7 présente les mêmes signaux sans courant de charge mais en présence de
la tension continue d’alimentation.
+V
RGon
Rin
RGoff
iG
vGE
-V
Figure 4-5 : Amélioration de l’étage de sortie du circuit de commande.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
87
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
vGE
iG
5 µs
5V
1A
vGE
5V
iG
1A
2 µs
vGE
1 µs
5V
iG
1A
Figure 4-6 : Tension et courant de grille à vide et sans tension d’alimentation continue.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
88
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
vGE
vCE
200 V
iG
1A
5V
2 µs
vGE
1 µs
vCE
200 V
5V
iG
1A
Figure 4-7 : Tension et courant de grille et tension vCE à vide.
2.5.- Gestions des interrupteurs en parallèle
L’onduleur réalisé utilise comme interrupteurs deux modules Semikron 400 GA 122
D, modèles rapides à faible courant de traînage, ce qui limite les pertes de commutation.
La mise en parallèle d’IGBT de gros calibre requiert une puissance de commande
importante pour la charge et la décharge rapides des capacités de grilles, afin de réduire le
temps de commutation, et donc les pertes [7-23-46]. Dans notre application, le courant crête
de commande atteint environ 4 A, et la puissance disponible en sortie est de 1,5 W en régime
permanent et de 60 W en crête. Comme cela a été signalé précédemment, le circuit de
commande attaque simultanément les modules en parallèle (figure 4-8).
La figure 4-9 montre que les tensions de grille sont pratiquement identiques sur deux
modules en parallèle, même à fort courant. La figure 4-10 détaille les différentes formes
d’onde obtenues pour un courant de charge de 350 A.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
89
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
C
Signal de
commande
RG
G
Tpd
iG
RG
iG
Tpg
E
Figure 4-8 : Structure de commande des deux IGBT en parallèle.
vGE
vGE
5V
5V
10 µs
10 µs
vGE
vGE
5V
5V
10 µs
10 µs
vGE
vGE
5V
5V
10 µs
10 µs
Figure 4-9 : Tensions de grille de deux IGBT en parallèle pour différents niveaux
de courant de charge (de haut en bas : à vide, 100 A et 350 A).
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
90
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
I
vGE
100 A
5V
vCE
200 V
10 µs
10 µs
I
vGE
vCE
100 A
200 V
vGE
I
vGE
0,5 µs
0,5 µs
vCE
100 A
vGE
vGE
200 V
5V
5V
2 µs
2 µs
Figure 4-10 : Courant dans la charge, tension vCE et tensions de grille des deux IGBT
pour un courant de charge de 350 A
(formes d’onde et effets de loupe à l’amorçage et au blocage).
2.6.- Prévention des courts-circuits
Le schéma de principe de la commande des deux paires d’interrupteurs d’un bras est
donné sur la figure 4-11.
Lorsqu’on utilise des transistors dans un bras de pont, le court-circuit devient un
problème majeur [17-18]. Des dépassements de courant peuvent être dus à :
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
91
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
+ U0
C
RG
G
iG
Tpd
RG
iG
Tpg
E
Bloc de
commande
Charge
SKHI
C
RG
G
iG
Tpd
RG
iG
Tpg
E
- U0
Figure 4-11 : Schéma de commande du bras.
-
un court-circuit en sortie ;
la conduction simultanée des deux transistors d’un même bras ;
un défaut d’isolement dans le circuit de charge.
La détection de la surcharge et son traitement par l’électronique de contrôle induisent
inévitablement des temps de réponse. Ceux-ci doivent être réduits, si l’on veut éviter une
contrainte trop forte sur le composant et gagner en fiabilité. L’ordre d’extinction doit alors
être appliqué au plus vite sur la commande de l’IGBT.
Cette détection peut se faire de différentes façons :
-
par la mesure du courant. Cette méthode est rapide mais onéreuse ;
par la mesure de la tension collecteur - émetteur vCE qui croît rapidement lorsque
l’on quitte la zone de saturation. Le circuit de surveillance prend en compte le
signal d’entrée et la tension vCE si, dans les 3 à 5 µs qui suivent l’ordre de fermeture de l’IGBT, cette tension est supérieure à une valeur normale (entre 3,5 et 5,5
V).
On utilise la détection de la tension vCE afin que les deux IGBT du bras ne soient
jamais conducteurs simultanément. Le temps mort entre le signal de blocage d’un IGBT et le
déclenchement du signal d’amorçage de l’autre est approximativement toujours supérieur à
2,5 µs et ceci quel que soit le courant de charge (figure 4-12). Le temps mort entre les signaux
de commande des deux interrupteurs montre qu’ils sont commandés de façon strictement
complémentaire.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
92
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
vGE
vGE
vGE
vGE
5V
5 µs
5V
2 µs
vGE
vGE
vGE
5V
vGE
I
I
100 A
100 A
5V
10 µs
I
1 µs
vGE
I
vGE
100 A
100 A
vGE
vGE
5V
10 µs
5V
2 µs
Figure 4-12 : Tensions de grille des IGBT complémentaires pour différentes valeurs du
courant de charge (de haut en bas : à vide, 100 A et 300 A ; à droite : effet de loupe).
Le circuit SKHI présente de nombreux avantages :
-
un seul circuit de commande pour les quatre interrupteurs du bras ;
ajustage externe du retard entre les commandes des interrupteurs complémentaires et gestion du court-circuit ;
résistances de grille externes au module permettant de différencier RGon et RGoff au
grès de l’application ;
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
93
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
-
isolation par transformateur autorisant des dv/dt élevées et rendant la commande
moins sensibles au bruit ;
isolement entre commande et IGBT jusqu'à 4 kV ;
courant crête jusqu'à 4 A ;
signal d’erreur mémorisé et envoyé à l’électronique de commande ;
entrée compatibles CMOS avec une grande immunité au bruit ;
pour le module 400 A, commande de deux modules en parallèle jusqu'à 20 kHz.
2.7.- Signaux de référence
Les cartes de commande fonctionnent avec de faibles niveaux de tension compris
entre 5 et 15 V, et sont par conséquent sensibles aux bruits [27]. C’est pourquoi il est
intéressant de placer l’élément d’isolement galvanique, entre la carte électronique et l’étage
de puissance de la commande. Malgré tout, la rapidité des commutations provoque des fronts
de tension raides pouvant être à l’origine de perturbations. Celles-ci peuvent être dues :
-
-
au bruit qui remonte vers la carte de commande au travers du couplage capacitif
entre l’entrée et la sortie de l’élément d’isolement. Il peut affecter le fonctionnent
de la commande ;
au bruit transmis en aval qui peut provoquer des oscillations indésirables,
particulièrement dans le cas d’optocoupleur à cause de leur capacité de couplage
et d’une charge à haute impédance.
On a pris soin d’utiliser une alimentation séparée de celles des cartes pour le capteur
LEM, afin d’éviter toute propagation de bruits générés par les forts dv/dt à l’entrée de la
boucle de régulation. La figure 4-13 montre ainsi que le courant de référence obtenu est pratiquement sinusoïdal contrairement à celui observé au chapitre 2.
2.8.- Evaluation de l’inductance de câblage
Afin de déterminer l’inductance parasite responsable des surtensions lors du blocage
des interrupteurs, on va réduire le convertisseur au schéma de la figure 4-14. En supposant le
courant constant dans la charge à l’échelle de la commutation et une variation linéaire du
courant dans les interrupteurs, on peut, à partir de la mesure de la surtension aux bornes de
l’IGBT se bloquant, déterminer un ordre de grandeur de l’inductance de câblage de la maille
de commutation (2.λ) par une relation de la forme :
2⋅λ =
∆V
di
dt
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
(4-1)
94
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
iref
iref
1V
0,5 ms
1V
0,5 ms
iref
2V
0,5 ms
Figure 4-13 : Référence de courant pour différentes valeurs du courant de charge
(1 V correspond à 100 A).
λ
E
2
K1
Charge
E
2
K2
λ
Figure 4-14 : Montage considéré.
Le blocage des IGBT a été réglé (à l’aide de la résistance RGoff) de façon à couper un
courant de 1 A/ns. L’essai de la figure 4-15 réalisé sous une tension continue d’alimentation
de 750 V et un courant de charge de 400 A induit une surtension de l’ordre de 100 V. Ceci
conduit à une inductance de câblage totale de 100 nH. Cette valeur est à comparer aux 60 nH
donnés par le fabricant pour les quatre modules (quatre modules deux à deux en parallèle et
en série) et aux valeurs inférieures à 1 nH correspondant au bus barre. Le reste vient de la
source continue.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
95
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
vGE
100 A
I
200 V
vCE
5V
vch
200 V
10 µs
10 µs
100 A
I
vch
vGE
vCE
200 V
200 V
5V
0,5 µs
0,5 µs
vCE
100 A
I
vGE
5V
vch
200 V
200 V
2 µs
2 µs
Figure 4-15 : Courant et tension de charge, tension vCE et tension de grille d’un IGBT.
La figure 4-16 compare les surtensions au blocage sur les deux IGBT en parallèle pour
le même point de fonctionnement que précédemment. On retrouve sur les deux interrupteurs
une surtension de l’ordre de 100 V et des contraintes identiques.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
96
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
vGE
vCE
vGE
200 V
vCE
5V
200 V
5V
0,5 µs
0,5 µs
Figure 4-16 : Tension vCE et tension de grille des deux IGBT en parallèle.
2.9.- Compatibilité électromagnétique
2.9.1.- Sources des perturbations en CEM
La compatibilité électromagnétique s’attache à considérer toutes les perturbations
d’origine électromagnétiques et à tenter de trouver les moyens permettant d’éviter les effets
indésirables qu’elles peuvent provoquer. Depuis 1996, un ensemble de normes régit ce
domaine tant pour l’utilisateur que pour le fabriquant d’appareils électriques ou électroniques.
Les domaines d’investigation de la CEM sont très nombreux (émission conduite, réalisation de systèmes électroniques, durcissement envers les agressions électromagnétiques...).
Pour atténuer les niveaux des parasites, il faut réduire à la source les niveaux
d’émission, interrompre le chemin de propagation ou protéger le récepteur de façon à
l’immuniser contre les émissions. La source peut être à la fois émetteur, récepteur et
s’autoperturber.
Les récepteurs plus communément appelés victimes sont les systèmes électriques,
électroniques [28-48]. Les effets des perturbations sur ces récepteurs dépendent de la
puissance de la source, du mécanisme de couplage, de degré de sa susceptibilité et du moyen
de propagation. Celui-ci se caractérise en deux types : la propagation par conduction et la
propagation par rayonnement [49-50-51].
Par conduction, les parasites sont véhiculés en mode commun et/ou en mode différentiel :
-
pour le mode commun (ou asymétrique), le courant perturbateur est transmis par
les conducteurs de phases et de terre ;
pour le mode différentiel (ou symétrique), le courant perturbateur se propage le
long des conducteurs de phase.
Par rayonnement, les émissions de parasites produisent des champs électromagnétiques dans l’espace. Leurs intensités dépendent de la distance par rapport à la source, de sa
nature et de la fréquence. Les perturbations magnétiques sont émises par un circuit électrique
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97
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
à basse impédance parcouru par un courant. Les perturbations électriques sont produites par
un circuit électrique à haute impédance soumis à une différence de potentiel élevée V.
Les phénomènes par lesquels les perturbations électromagnétiques sont transmises aux
circuits électroniques et agissent sur eux sont désignés par modes de couplage.
Il s’agit des effets :
-
-
-
-
-
-
d’un courant circulant dans un conducteur et générant une différence de potentiel
entre ses extrémités. Ceci est particulièrement critique pour les circuits bas
niveaux ou rapides. Ce phénomène est appelé couplage par impédance commune,
il peut se faire par couplage par les lignes d’alimentation communes, ou par
couplage par les masses (ce cas est le plus fréquent). La transmission par
conduction se fait par mode commun ou par mode différentiel La réduction de ce
couplage peut être obtenue par la diminution de l’impédance commune et/ou
réduction des courants parasites qui y circulent ;
d’une tension variable entre conducteur et masse la plus proche. La capacité entre
deux conducteurs voisins n’étant jamais nulle, une variation de potentiel entre eux
injecte un courant de l’un sur l’autre. Ce phénomène est appelé couplage
capacitif. Il peut être réduit par la diminution de la capacité parasite entre le
circuit sensible et la masse, et/ou par la réduction des variations brutales de
tension entre carte et la masse ;
d’un courant variable sur un autre conducteur. Le courant qui parcourt un fil
conducteur génère autour de celui-ci un champ magnétique. Ce champ, s’il est
variable, génère à son tour une différence de potentiel contre-électromotrice dans
les boucles victimes qu’il traverse. Ce phénomène est appelé couplage par diaphonie inductive. Il peut être réduit par la diminution de la mutuelle inductance entre
les circuits coupable et victime (par modification géométrique), et/ou par la diminution des variations rapides de courant dans le circuit coupable ;
d’un conducteur et un autre conducteur voisin. La tension entre un conducteur et
son environnement génère autour de ce conducteur un champ électrique. Ce
champ, s’il est variable, crée un courant dans les conducteurs proches. Ce phénomène est appelé couplage par diaphonie capacitive. Il peut être réduit par la diminution de la capacité entre les circuits coupable et victime, et/ou par la diminution
des variations rapides de tension du circuit coupable ;
d’un champ électrique variable sur un conducteur. Un champ électrique variable
illuminant un conducteur s’y réfléchit comme dans un miroir. Cette réflexion
s’opère avec la génération d’un courant se déplaçant sur le conducteur éclairé. Ce
phénomène est appelé couplage champ électrique à fil. Il peut être réduit en atténuant l’effet d’antenne du câble victime (géométrie), et/ou en blindant le câble
générant le champ électrique coupable ;
d’un champ magnétique variable dans une boucle. Un champ magnétique variable
traversant une boucle victime y induit un flux magnétique variable. Toute
variation de flux crée une force contre-électromotrice. Ce phénomène est appelé
couplage champ magnétique à boucle. Il peut être réduit par la limitation de la
surface de la boucle victime, et/ou par la limitation du champ magnétique
coupable.
Les réglementations concernant la CEM couvrent une large gamme de dispositifs
depuis les ordinateurs jusqu’aux fours à micro-ondes embarqués sur les navires de guerre. Les
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
98
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
plages de fréquences concernées s’étendent du continu à plus de 40 GHz. Il existe deux types
de réglementation concernant les perturbations électromagnétiques. En CEM, tout système
électrique ne doit pas perturber son environnement au-delà de limites fréquentielles et
d’amplitudes données. En susceptibilité électromagnétique, tout système électrique doit
pouvoir recevoir un niveau de perturbation sans que son fonctionnement en soit affecté. La
susceptibilité électromagnétique caractérise la sensibilité de la victime à la perturbation émise
par la source. La sensibilité est définie par le niveau de perturbation qui va provoquer le
dysfonctionnement du dispositif.
L’élévation de la puissance et de la rapidité de commutation font que les
convertisseurs statiques créent des perturbations conduites et rayonnées de plus en plus
importantes. Celles-ci apparaissent conduites en mode symétrique et asymétrique, et
rayonnées en champs électrique et magnétique. Elles proviennent principalement de
l’ouverture ou de la fermeture des interrupteurs à semi-conducteurs qui composent les
convertisseurs. Le convertisseur peut être à la fois source de perturbation et victime, les
moyens de propagation étant, ses propres pistes de circuits imprimés et ses connexions.
Celles-ci se comportent comme des antennes rayonnantes en champs électrique et
magnétique.
Le premier mode de couplage que l’on peut imaginer entre les appareils est la conduction galvanique qui se produit soit par l’intermédiaire des lignes d’alimentation en énergie,
soit par les fils de masse d’équipotentialité des appareils. Dans le cas du réseau d’énergie, le
système qui est branché sur celui-ci pourra être perturbé par un bruit provenant de l’injection
sur ce réseau de parasites provenant de sources perturbatrices (exemples : thyristors, tubes
fluorescents, informatique….) et provoquant des déformations de la tension d’alimentation.
On a procédé à différents essais afin de vérifier le niveau de pollution du convertisseur
réalisé. Des mesures ont été effectuées pour caractériser l’environnement du convertisseur
(appareils de mesure en particulier) avant de le caractériser pour différentes valeurs de tension
d’alimentation et de courant de charge.
2.9.2.- Mesures des perturbations conduites
Le récepteur de CEM est un analyseur de spectres qui permet de tracer les niveaux de
perturbations en fonction de la fréquence. Ce récepteur est associé à des capteurs qu’on
appelle Réseau de Stabilisation d’Impédance de Ligne (RSIL) pour les mesures de tension
perturbatrice sur les lignes d’alimentation.
Dès que l’on s’intéresse à la CEM, il apparaît très vite que toutes les perturbations
sont générées par les commutations. Les di/dt, interviennent dans les perturbations conduites
en mode différentiel, et les dv/dt dans les perturbations conduites en mode commun. Les
variations rapides du courant et de la tension génèrent une bonne partie du bruit perturbateur.
Durant la campagne d’essais, nous avons fait varier les paramètres électriques de fonctionnement pour quantifier les perturbations générées. Les grandeurs de réglage retenues
sont :
- la variation de la tension d’alimentation et de ce fait celle appliquée à
l’interrupteur ;
- le niveau du courant commuté et donc le courant de charge.
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99
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
Les spectres sont relevés pour les conditions de fonctionnement suivantes :
-
tension d’alimentation 200 V et 450 V ;
courant commuté 100 A et 350 A ;
fréquence de découpage 15 kHz.
Trois essais ont été réalisés :
-
une mesure sans le convertisseur où seuls les deux oscilloscopes digitaux Lecroy
sont allumés (figure 4-17) ;
un fonctionnement en charge pour une tension d’alimentation de 200 V et un
courant de charge de 100 A (figure 4-18) ;
un fonctionnement en charge pour une tension d’alimentation de 450 V et un
courant de charge de 350 A (figure 4-19).
Figure 4-17 : Mesure des perturbations conduites. Essai à vide.
Figure 4-18 : Mesure des perturbations conduites. Essai en charge, E = 200 V et I = 100 A.
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100
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
Figure 4-19 : Mesure des perturbations conduites. Essai en charge, E = 450 V et I = 350 A.
Sur ces figures, le trait rouge correspond à la norme de non-perturbation. La lecture
des différents spectres met en évidence plusieurs gammes de fréquence de perturbation. Le
contenu spectral de la perturbation est très variable. Le spectre est constitué de raies,
multiples de la fréquence de commutation, s’étendant jusqu'à plusieurs dizaines de MHz.
Dans la plage s’étendant de 150 kHz à quelques MHz, nous trouvons les harmoniques liées à
l’évolution des grandeurs électriques à l’échelle de la période de fonctionnement et aux
conditions de charge. En effet, le changement de rapport cyclique modifie uniquement
l’amplitude de cette bande. Par contre, dans les gammes s’étendant approximativement de 5
MHz à 30 MHz, interviennent les phénomènes liés aux transitoires de commutation,
dépendant essentiellement de la nature intrinsèque des interrupteurs, de leur vitesse de
commutation.
La fréquence de découpage est gardée constante et on a fait varier la tension
d’alimentation et le courant de charge, ceci implique une variation de la puissance commutée.
On constate une variation de 10 à 20 dB µV/m sur tout le spectre et plus particulièrement
dans la gamme 0,15 MHz - 5 MHz. Les spectres montrent l’augmentation du niveau des
perturbations avec celui de la tension et du courant, les raies sont fonction de l’amplitude de
la tension d’alimentation, donc du courant commuté. Au-dessus de 5 MHz, les spectres
évoluent peu.
2.9.3.- Mesures des perturbations rayonnées
La mesure du champ électromagnétique rayonné par un système d’électronique de
puissance est effectuée à l’aide d’antennes.
Le montage de mesure utilise un analyseur de spectre connecté à une antenne. La
gamme de fréquence la plus critique se situe en général entre 30 et 1000 MHz, car deux
phénomènes s’y conjuguent : à ces fréquences, les câbles sont encore de bons conducteurs et
ils commencent à devenir de bonnes antennes.
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101
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
Tout courant variant en fonction du temps modifie son environnement, par création
d’un champ électromagnétique qui pourra, en se propageant, atteindre une structure voisine et
induire à son tour des courants. Ce couplage par rayonnement est l’un des points cruciaux en
compatibilité électromagnétique. Le réflexe initial pour s’en prémunir est donc d’éviter que le
champ rayonné ne pénètre dans les câbles qui, s’ils sont de grandes longueurs, constituent des
chemins privilégiés pour les parasites.
La topologie du convertisseur est un élément fondamental dans la génération et la
propagation des perturbations rayonnées, c’est pourquoi l’augmentation des inductances de
câblage entraîne l’augmentation des phénomènes qui en découlent.
En général, les perturbations électromagnétiques rayonnées apparaissent durant les
transitoires de commutation. Les composants actifs et passifs ainsi que les imperfections de
câblage induisent durant ces transitoires des oscillations de fortes amplitudes à hautes
fréquences.
Afin d’assurer les essais concernant le convertisseur, il a fallu tout d’abord bien définir
l’environnement électrique et électromagnétique de mesure.
Les perturbations rayonnées étant générées par les grandeurs électriques du convertisseur, durant la compagne d’essais, nous avons fait varier les paramètres électriques de fonctionnement pour quantifier les perturbations générées : une tension d’alimentation de 200 et
450 V, un courant commuté de 100 et 350 A et une fréquence de découpage de 15 kHz.
Les essais réalisés concernent :
-
-
une mesure destinée à caractériser l’environnement, le convertisseur et les
appareils de mesure ne fonctionnant pas (figure 4-20) ;
une mesure destinée à caractériser les appareils de mesure (oscilloscopes et ordinateur…), ceux-ci sont allumés, le convertisseur ne fonctionnant pas (figure 421) ;
une mesure avec les appareils de mesure et le convertisseur, pour une tension
d’alimentation de 200 V et un courant de charge de 100 A (figure 4-22) ;
une mesure avec les appareils de mesure et le convertisseur, pour une tension
d’alimentation de 450 V et un courant de charge de 350 A (figure 4-23).
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Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
Figure 4-20 : Mesure des perturbations rayonnées. Milieu ambiant.
Figure 4-21 : Mesure des perturbations rayonnées. Milieu ambiant et appareils de mesure.
Figure 4-22 : Mesure des perturbations rayonnées. Essai en charge, E = 200 V et I = 100 A.
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Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
Figure 4-23 : Mesure des perturbations rayonnées. Essai en charge, E = 450 V et I = 350 A.
Les différents spectres mettent en évidence plusieurs gammes de fréquence de perturbation. Le spectre est constitué de raies, multiples de la fréquence de commutation, s’étendant
jusqu'à plusieurs dizaines de MHz. Dans la plage des fréquences allant de 30 MHz à 1000
MHz, nous trouvons les harmoniques liés :
-
à l’évolution des grandeurs électriques à l’échelle de la période de
fonctionnement ;
aux conditions de charge ;
aux phénomènes liés aux transitoires de commutation, dépendant essentiellement
de la nature intrinsèque des interrupteurs, de leur vitesse de commutation et des
composants intrinsèques parasites associés aux composants passifs de câblage.
La comparaison effectuée entre les perturbations du milieu sans ou avec les appareils
de mesure et les perturbations mesurées en charge montre que le convertisseur est peu
polluant en terme de perturbations rayonnées (figure 4-24).
Figure 4-24 : Comparaison des perturbations rayonnées entre les appareils de mesure et le
convertisseur lors d’un essai en charge, E = 450 V et I = 350 A.
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104
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
3.- INFLUENCE DES INDUCTANCES PARASITES SUR LA COMMUTATION DES
IGBT
Après avoir rappelé le principe de commutation des MOS et des IGBT, on va montrer
l’influence des inductances de câblage sur le déroulement des commutations.
3.1.- Commutation d’un interrupteur à grille isolée
Considérons une cellule de commutation de type série (figure 4-25), cas le plus simple
pour analyser les caractéristiques dynamiques d’un interrupteur, et pourvue d’un degré de
perfection qui autorise l’étude du seul comportement électrique de l’interrupteur :
-
source de tension parfaite (notamment sans inductance série) ;
diode de roue libre parfaite (pas de recouvrement) ;
courant de charge constant ;
commande en créneaux de tension (- Vcc, + Vcc), via une résistance dite de grille.
L’interrupteur considéré sera de type MOS de puissance, ce qui permet de
s’affranchir, dans un premier temps, des phénomènes bipolaires.
On considérera, pour décrire le comportement dynamique de l’interrupteur MOS, un
modèle à trois capacités, modèle rendant compte de façon relativement fidèle des formes
d’ondes associées aux commutations d’un composant à grille isolée (figure 4-26).
Les relations liant le courant i et les différentes tensions sont les suivantes :
I
E
iD
iG
RG
VDS
VGS
Figure 4-25 : Cellule de commutation de type hacheur série.
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105
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
.D
CGD
G
.
iD
CDS
iG
i
VGS
CGS
.
VDS
S
Figure 4-26 : Modèle dynamique de l’interrupteur MOS.
VGS ≤ VTH
⇒
i=0
0 < VGS − VTH < VDS
⇒
i=
0 < VDS < VGS − VTH
⇒
Co
2
⋅ ( VGS − VTH )
2
C ⎛
V ⎞
i = o ⋅ ⎜ VGS − VTH − DS ⎟ ⋅ VDS
2 ⎝
2 ⎠
(4-2)
où C0 correspond à la mise en parallèle des capacités CDG et CGS et VTH à la tension de seuil.
La fermeture d’un interrupteur à grille isolée s’effectue en quatre phases :
-
Phase 1 : croissance de VGS de - VCC à VTH où les lois d’évolution sont données
par le système suivant :
VCC = R G i G ( t ) + VGS ( t )
i G ( t ) = (C GS + C GD )
dVGS
dt
(4-3)
VDS ( t ) = E
i( t ) = 0
Cette phase appartient encore à l’état bloqué. Elle n’en est pas moins fondamentale, eu égard à la dynamique des phases à venir.
-
Phase 2 : commutation en courant, où l’on a :
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106
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
VCC = R G ⋅ i G ( t ) + VGS ( t )
i G ( t ) = (C GS + C GD ) ⋅
dVGS
dt
(4-4)
VDS ( t ) = E
i( t ) =
Co
2
⋅ (VGS ( t ) − VTH )
2
Cette phase de croissance du courant est explicitement pilotée (en durée, et donc
di
par la commande, et plus précisément par la charge de la capacité d’entrée,
en
dt
ici CGS // CGD. Ce qui confère au courant de grille iG un rôle primordial.
-
Phase3 : commutation en tension
Les hypothèses sur le courant de charge (constant ou de façon moins restrictive,
lentement variable devant la dynamique de commutation) et sur la diode de roue
libre (pas de recouvrement) font que la commutation en tension s’effectue à
courant de drain constant, égal à I, et en conséquence à i constant, voisin de I. Dès
lors, la tension VGS est elle-même constante, égale à une valeur VGS (I) sensiblement donnée par :
I=
Co
2
⋅ (VGS (I) − VTH )
2
(4-5)
La conséquence immédiate est que notre source de tension de commande se
comporte, durant cette phase, comme une source de courant constant, de valeur :
I GM =
(VCC − VGS (I))
(4-6)
RG
Ce courant, entièrement dévolu à la charge de la capacité CGD, pilote la décroissance de la tension VDS selon la loi :
I GM = − C GD ⋅
-
dVDS
dt
(4-7)
Phase 4 : fin de la charge de la capacité d’entrée CGS // CGD
Cette phase appartient déjà à l’état passant (régime de conduction) de
l’interrupteur. Son début est en effet marqué par la transition fonctionnement de
type source de courant - fonctionnement de type résistif de l’interrupteur (figure
4-26), soit donc par une reprise de la charge de la capacité de grille. Elle se
termine lorsque ladite capacité est chargée sous VCC.
On trouve à l’ouverture un agencement semblable de phases, avec pour commencer et
pour finir, la décroissance de VGS, et intercalée entre ces deux phases, la commutation en
tension suivie de son homologue en courant. On a toutefois deux particularités.
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107
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
En premier lieu, les fronts de tension et de courant sont de raideur notablement plus
élevée qu’à la fermeture, conséquence logique de la commande symétrique (- VCC / + VCC)
d’un interrupteur introduisant une certaine dissymétrie via son seuil de mise en conduction.
Pour fixer les idées, le courant de grille vaut, durant la phase de commutation en tension :
I'GM =
− VCC − VGS (I' )
RG
(4-8)
un niveau plus élevé en valeur absolue, et ce quel que soit le courant I’ transitant par le canal
de conduction, que celui de IGM. Il est d’usage répandu, pour compenser cette dissymétrie, de
recourir à une commande à deux résistances (RGon pour la fermeture et RGoff pour l’ouverture,
avec RGon < RGoff).
En second lieu, les transistors MOS sont caractérisés par I = I’. En clair, le canal de
conduction ferme et ouvre le même niveau de courant, sous réserve bien sûr de l’hypothèse
faite sur un courant de charge constant. En conséquence, les niveaux VGS (I) et VGS (I’) des
paliers observés sur la tension de grille, durant les phases de commutation en tension, sont
identiques. Il n’en va pas de même pour l’IGBT. Ce dernier se comporte comme un transistor
MOS à la fermeture, et son canal de conduction ferme la totalité du courant de charge. Mais à
l’ouverture suivante, la modulation de la zone de tenue en tension est devenue effective (la
partie bipolaire de l’IGBT est active), de sorte que le canal a, à ouvrir, un courant I’ inférieur
à celui, I, qu’il a fermé. En conséquence : VGS (I) > VGS (I’).
3.2.- Modèle avec des éléments inductifs
L’objectif de ce qui suit est l’analyse de l’influence des imperfections de nature inductive, sur la dynamique de commutation d’un interrupteur à grille isolée, et de leurs conséquences sur la répartition dynamique du courant dans les associations parallèles de composants
[32, 33, 34, 34, 35, 36]. Nous prendrons le modèle à quatre inductances de la figure 4-27.
Celles-ci correspondent à :
-
-
-
-
lG, inductance du circuit de grille qui se compose :
- de l’inductance interne du générateur de commande du composant ;
- de l’inductance des connexions de la commande ;
- de l’inductance des connexions internes au module (fils de grille et
d’émetteur, bounding de grille) ;
lS, inductance commune au circuit de grille et au circuit de puissance, qui
comprend :
- l’inductance des boundings d’émetteurs ;
- toute inductance vue tant par le courant de grille que par le courant de
collecteur ;
lC, inductance de collecteur, qui regroupe :
- l’inductance de la lyre "collecteur" ;
- l’inductance de connexion avec la source de tension.
lE, inductance d’émetteur, qui se compose :
- de l’inductance de la lyre "émetteur" ;
- de l’inductance de connexion avec la source de tension.
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108
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
lC
lG
IGBT
lS
lE
Figure 4-27 : Modèle avec éléments inductifs.
A priori, lC et lE jouent le même rôle, et peuvent donc être fondues en un unique
élément parasite. A priori seulement...
On modifiera lG, lC et lE en faisant la connexion idoine dans un tore ferrite. Quant à lS,
il suffira pour la modifier de référencer la commande par rapport à un point autre que le report
d’émetteur disponible sur tous les modules de puissance. Par exemple, la connexion
"émetteur" de puissance (inductance rajoutée : celle de la lyre "émetteur") ou la connexion
avec la source de tension (inductance rajoutée : lE).
3.2.1.- Influence de l’inductance lG
De façon générale, l'impédance du circuit de grille définit la dynamique de la charge
de la capacité d'entrée CGS // CGD, et par conséquent celle des fronts de courant. Les niveaux
IGM et I'GM qui caractérisent la capacité des fronts de tension sont, pour leur part,
essentiellement liés à la composante résistive de cette impédance.
A ce titre, une inductance de grille lG peut modifier de façon plus ou moins sensible la
dynamique des commutations (figure 4-28 pour la fermeture d'un IGBT, et figure 4-29 pour
l'ouverture), mais là n'est pas son principal effet. De fait, elle entraîne surtout un retard de
commande, et par conséquent un potentiel défaut de synchronisme dans le cas des
associations parallèle. Nous présentons figures 4-30 et 4-31 les signaux de grille obtenus à la
fermeture et à l'ouverture à vide d'un IGBT, sans ou avec tore ferrite sur la connexion de
grille.
Il est clair que dans une association parallèle de composants, un tel défaut de synchronisme conduirait à une répartition dynamique de courant pour le moins désastreuse.
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109
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tension collecteur- metteur (V)
150
100
50
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
100
courant collecteur (A)
80
60
40
20
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-28 : Influence de l’inductance lG sur la fermeture d'un IGBT
courbes bleues : sans tore ferrite sur la connexion de grille
courbes rouges : avec tore ferrite sur la connexion de grille.
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110
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tension collecteur- metteur (V)
250
200
150
100
50
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
60
courant collecteur (A)
50
40
30
20
10
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-29 : Influence de l’inductance lG sur l'ouverture d'un IGBT
courbes bleues : sans tore ferrite sur la connexion de grille
courbes rouges : avec tore ferrite sur la connexion de grille.
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111
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
15
tension grille- metteur (V)
10
5
0
-5
-10
-15
0
1
2
3
4
5
temps (us)
6
7
8
9
10
0
1
2
3
4
5
temps (us)
6
7
8
9
10
2
courant de grille (A)
1.5
1
0.5
0
Figure 4-30 : Influence de l’inductance lG sur la fermeture à vide d'un IGBT
courbes bleues : sans tore ferrite sur la connexion de grille
courbes rouges : avec tore ferrite sur la connexion de grille.
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112
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
15
tension grille- metteur (V)
10
5
0
-5
-10
-15
0
1
2
3
4
5
temps (us)
6
7
8
9
10
0
1
2
3
4
5
temps (us)
6
7
8
9
10
0
courant de grille (A)
-0.5
-1
-1.5
-2
Figure 4-31 : Influence de l’inductance lG sur l'ouverture à vide d'un IGBT
courbes bleues : sans tore ferrite sur la connexion de grille
courbes rouges : avec tore ferrite sur la connexion de grille.
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113
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
3.2.2.- Influence de l’inductance lS
L'inductance lS est une inductance de grille particulière. Elle est soumise aux fronts de
courant de drain, et crée à ce titre une force contre-électromotrice qui ralentit la charge de la
capacité d'entrée CGS // CGD, et donc les commutations en courant. Il apparaît en effet, dans
di
qui se retranche à la tension de
les équations de grille du système (4-3), un terme en l S ⋅
dt
commande (VCC à la fermeture, - VCC à l'ouverture), et freine par conséquent l'évolution de
VGS.
Ce phénomène est particulièrement visible à la fermeture (figures 4-32 et 4-33), et très
peu (voire pas du tout) à l'ouverture (figures 4-34 et 4-35). Dommageable pour la répartition
dynamique de courant dans les associations parallèles de composants, il peut néanmoins être
aisément évité, en utilisant systématiquement les reports d'émetteur.
3.2.3.- Influence de l’inductance lC
L'inductance de collecteur lC (comme celle, d'ailleurs, d'émetteur lE) est réputée pour
sa propension à générer des surtensions à l'ouverture (figure 4-36). A la fermeture au
di
contraire, le terme l C ⋅
se retranche à la tension d'alimentation durant la phase de
dt
commutation en courant. Ce phénomène agit sur la dynamique de cette phase, via la
modification (et plus précisément l'augmentation) de CGD qu'elle implique. En d'autre termes,
l'inductance de collecteur freine la commutation en courant (figure 4-37).
Une dissymétrie sur les inductances de collecteur n'est donc pas favorable à une bonne
répartition dynamique des courants, dans le cas des associations parallèles de composants.
Les graphes de la figure 4-38, qui illustrent cet état de fait, sont associés à l'association de
deux IGBT en parallèle à commandes découplées (figure 4-39).
Si l'on suppose que les inductances d’émetteur sont égales, l E1 = l E 2 = l E , la différence
de potentiel v représentée sur la figure 4-40 est donnée par :
di ⎞
⎛ di
v = l E ⋅ ⎜ C1 − C 2 ⎟
dt ⎠
⎝ dt
(4-9)
et est positive durant la phase de croissance des courants. Un court-circuit entre les points 1 et
2 fera par conséquent circuler un courant i qui freinera le composant le plus rapide, via
di
di
l' G1 ⋅ , et accélérera le composant le plus lent, via − l' G 2 ⋅
(figures 4-41 et 4-42, obtenues
dt
dt
avec un tore ferrite placé sur la connexion "collecteur" de l'IGBT 2).
En conclusion, une dissymétrie sur les inductances de collecteur induit un déséquilibre
dans la répartition dynamique des courants, déséquilibre qu'un couplage fort entre générateurs
de commande permet d'atténuer.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
114
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
15
tension grille- metteur (V)
10
5
0
-5
-10
-15
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
2
courant de grille (A)
1.5
1
0.5
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-32 : Influence de l’inductance lS sur la fermeture d'un IGBT
courbes bleues : commande entre grille et émetteur de commande
courbes rouges : commande entre grille et émetteur de puissance.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
115
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tension collecteur- metteur (V)
150
100
50
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
100
courant collecteur (A)
80
60
40
20
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-33 : Influence de l’inductance lS sur la fermeture d'un IGBT
courbes bleues : commande entre grille et émetteur de commande
courbes rouges : commande entre grille et émetteur de puissance.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
116
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
15
tension grille- metteur (V)
10
5
0
-5
-10
-15
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
0
courant de grille (A)
-0.5
-1
-1.5
-2
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-34 : Influence de l’inductance lS sur l'ouverture d'un IGBT
courbes bleues : commande entre grille et émetteur de commande
courbes rouges : commande entre grille et émetteur de puissance.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
117
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tension collecteur- metteur (V)
250
200
150
100
50
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
60
courant collecteur (A)
50
40
30
20
10
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-35 : Influence de l’inductance lS sur l'ouverture d'un IGBT
courbes bleues : commande entre grille et émetteur de commande
courbes rouges : commande entre grille et émetteur de puissance.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
118
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tension collecteur- metteur (V)
250
200
150
100
50
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
60
courant collecteur (A)
50
40
30
20
10
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-36 : Influence de l’inductance lC sur l'ouverture d'un IGBT
courbes bleues : sans tore ferrite sur la connexion de collecteur
courbes rouges : avec tore ferrite sur la connexion de collecteur.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
119
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tension collecteur- metteur (V)
150
100
50
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
100
courant collecteur (A)
80
60
40
20
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-37 : Influence de l’inductance lC sur la fermeture d'un IGBT
courbes bleues : sans tore ferrite sur la connexion de collecteur
courbes rouges : avec tore ferrite sur la connexion de collecteur.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
120
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tensions collecteur- metteur (V)
150
100
50
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
120
courants collecteur (A)
100
80
60
40
20
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-38 : Influence de l’inductance lC sur la répartition dynamique de courant à la
fermeture
courbes bleues : sans tore ferrite sur la connexion collecteur de l'IGBT 2
courbes rouges : avec tore ferrite sur la connexion collecteur de l'IGBT 2
traits pleins : courbes relatives à l'IGBT 1
traits pointillés : courbes relatives à l'IGBT 2.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
121
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
iC1
iC2
lC1
lC2
VCE2
VCE1
l’G1
l’G2
v
1
2
lE1
lE2
Figure 4-39: Association parallèle de deux IGBT avec commandes "découplée".
20
tension v (V)
10
0
-10
-20
0
0.5
1
1.5
2
2.5
temps (us)
Figure 4-40 : Influence de l’inductance lC sur la répartition dynamique de courant à la fermeture. Tension v entre émetteurs de commande
courbes bleues : sans tore ferrite sur la connexion collecteur de l'IGBT 2
courbes rouges : avec tore ferrite sur la connexion collecteur de l'IGBT 2.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
122
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tensions collecteur- metteur (V)
150
100
50
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
120
courants collecteur (A)
100
80
60
40
20
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-41 : Influence de l’inductance lC sur la répartition dynamique de courant à la
fermeture
courbes bleues : avec court-circuit de commande
courbes rouges : sans court-circuit de commande
traits pleins : courbes relatives à l'IGBT 1
traits pointillés : courbes relatives à l'IGBT 2.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
123
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
20
tension v (V)
10
0
-10
-20
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
4
courant i (A)
3
2
1
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-42 : Influence de l’inductance lC sur la répartition dynamique de courant à la fermeture. Tension v et courant i entre émetteurs de commande
courbes bleues : avec court-circuit de commande
courbes rouges : sans court-circuit de commande.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
124
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
3.2.4.- Influence de l’inductance lE
Les mêmes causes produisant les mêmes effets, l'influence de lE sur la fermeture n'est
guère dissemblable de celle de lC. A l'exception notable toutefois de la relation (4-9), qui dans
le cas d'une association parallèle de deux IGBT avec commandes "découplées", devient :
v = l E1 ⋅
di C1
di
− l E2 ⋅ C2
dt
dt
(4-10)
de sorte que la tension v n'est pas nécessairement dans le bon sens (c'est à dire positive si
l E1 < l E 2 et, négative dans le cas contraire), et qu'un couplage fort entre générateurs de
commande peut aggraver une dissymétrie existante (figures 4-43 et 4-44, obtenues avec un
tore ferrite placé sur la connexion "émetteur" de l'IGBT 2).
4.- CONCLUSION
Ce chapitre a permis de montrer la qualité du montage auquel nous sommes arrivés
grâce à l’utilisation du câblage laminaire. Ce mode de câblage a permis de supprimer tous les
circuits auxiliaires de commutation.
Cette qualité a été attestée à la fois par différentes formes d’onde présentées et par les
mesures de perturbations CEM réalisées.
La qualité de ce montage nous a ensuite amené à illustrer l’influence des inductances
parasites sur les phénomènes de commutation. Nous avons pour cela ajouté un petit tore
ferrite et montré les imperfections de nature inductive sur la dynamique de commutation d’un
interrupteur, et le rôle qu’elles peuvent jouer dans la répartition de courant entre deux
interrupteurs en parallèle.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
125
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
tensions collecteur- metteur (V)
150
100
50
0
-50
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
140
courants metteur (A)
120
100
80
60
40
20
0
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-43 : Influence de l’inductance lE sur la répartition dynamique de courant à la
fermeture
courbes bleues : avec court-circuit de commande
courbes rouges : sans court-circuit de commande
traits pleins : courbes relatives à l'IGBT 1
traits pointillés : courbes relatives à l'IGBT 2.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
126
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
3
2
tension v (V)
1
0
-1
-2
-3
0
0.5
1
1.5
2
2.5
1.5
2
2.5
temps (us)
courant i (A)
0
-1
-2
0
0.5
1
temps (us)
Figure 4-44 : Influence de l’inductance lE sur la répartition dynamique de courant à la
fermeture. Tension v et courant i entre émetteurs de commande
courbes bleues : avec court-circuit de commande
courbes rouges : sans court-circuit de commande.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
127
Chapitre 4 - Optimisation du câblage. Réalisation expérimentale.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
128
CONCLUSION GENERALE
Conclusion générale
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
130
Conclusion générale
Ce travail est une contribution à la mise en œuvre de l’IGBT dans des onduleurs de
moyenne puissance.
Après avoir présenté l’onduleur de 500 kVA réalisé au GREEN, nous avons mis en
évidence les problèmes rencontrés tant au niveau des surtensions que des ratés de
commutation. Ceci nous a amené à souligner l’influence néfaste d’une part des inductances de
câblage et d’autre part des perturbations CEM.
Pour les inductances de câblage, nous avons dans un premier temps comparé les
valeurs des inductances de conducteurs de forme simple avant de montrer l’intérêt de câblage
laminaire multicouche, réalisé à l'aide de feuillards de cuivre associés à des isolants. La
structure, ainsi obtenue, se prête bien à la réalisation de bras d’onduleur et permet aisément
l’association côte à côte de modules standards d'IGBT et un regroupement en un seul bloc des
modules interrupteurs et des condensateurs d’alimentation du bus continu.
L’impact d’un tel câblage sur les perturbations CEM est apparu clairement lors de la
réalisation d’un bras d’onduleur. Outre une faible inductance, un bon équilibrage des courants
entre les interrupteurs placés en parallèle, la possibilité de supprimer les circuits d’aide à la
commutation et d’écrêtage qui en découlent conduisent à une réduction des perturbations
rayonnées. Le rôle d’antenne joué par la connectique s’en trouve fortement réduit.
Les performances obtenues sont remarquables :
-
une inductance de câblage réduite dans un rapport 15 où les inductances internes
des modules et des condensateurs deviennent prépondérantes ;
un fonctionnement en commutation dure conduisant à un montage plus simple et
peu rayonnant ;
des points de fonctionnement en régime permanent correspondant effectivement
au cahier des charges désiré (500 A, 500 V et 500 Hz) ;
une possibilité de fonctionnement bien au-delà du cahier des charges initial, des
points de fonctionnement sur de courtes périodes à 750 V, 800 A et 1000 Hz ont
été atteints.
La réalisation de ce bras a ensuite permis de souligner les effets des différentes
inductances parasites entourant un composant. Pour cela, nous avons ajouté un tore
magnétique autour des fils de connexion.
Si l'impact des inductances parasites du circuit collecteur et du circuit émetteur du
MOSFET et de l’IGBT, a fait l'objet d'étude émanant de plusieurs auteurs, peu de travaux ont
été réalisés sur le câblage du circuit de commande. Nous nous sommes attachés à ce point et
avons souligné l'interaction entre circuit de commande et de puissance. Nous avons ainsi
montré l'influence de ces inductances dans le comportement dynamique du composant, ainsi
que lors de sa mise en parallèle avec un autre composant, et cela en étudiant de près leur
commande simultanée, ainsi que la distribution du courant.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
131
Conclusion générale
Différents travaux doivent encore être menés. Si expérimentalement, le bus barre ne
semble pas être le lieu de problèmes thermiques, une étude théorique et expérimentale de
répartition de la chaleur en son sein reste à faire.
D’autres études pourraient concerner la géométrie du dispositif mais aussi l’influence
de l’environnement des composants sur les commutations.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
132
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Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
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[51] Scheich (R.)
Caractérisation et prédétermination des perturbations électromagnétiques conduites
dans les convertisseurs de l'électronique de puissance.
Thèse de doctorat INPG, Grenoble, 1993.
Z. LOUNIS - Thèse INPL Nancy 2000
139
Apports des techniques de câblages laminaires dans un onduleur
à IGBT de moyenne puissance
RESUME
Le travail présenté dans ce mémoire est une contribution à l’étude et la réalisation de
convertisseurs statiques à IGBT de moyenne puissance et fonctionnant à fréquence élevée.
Après la présentation d’un onduleur initialement prévu pour un fonctionnement à 500 kVA,
une fréquence fondamentale de 500 Hz et une fréquence de découpage de 15 kHz, les
problèmes ayant empêché d'atteindre les performances initialement visées sont mis en
évidence et analysés. Les améliorations proposées portent sur le câblage afin de limiter les
inductances parasites responsables des perturbations du fonctionnement des composants, et
afin que le nouveau convertisseur envisagé réponde aux exigences de la CEM. Prenant appui
sur une analyse théorique des différents modes de câblage utilisables, une technique de
câblage "à faible impédance" est proposée pour améliorer les performances de l'onduleur.
Cette technique consiste en l’élaboration d’une structure de bus barre multicouche. Cette
solution a permis d’atteindre les performances escomptées et d’aller au de-là (600 kVA, 1000
Hz, 15 kHz). La qualité du bras d’onduleur réalisé a permis ensuite d’effectuer une étude de
l'influence des diverses imperfections du montage sur la commande rapprochée des
composants et les interactions puissance-commande.
MOTS-CLES : Electronique de puissance, Onduleur de tension, IGBT, Gradients de courant
et de tension, Câblage laminaire, Inductance parasite, Compatibilité électromagnétique.
Contribution of laminar wiring techniques to medium power IGBT voltage inverter
ABSTRACT
This thesis concerns the study and the development of high IGBT power converters
functioning with a high switching frequency. First a voltage inverter designed to operate at
500 kVA – 500 Hz with a switching frequency of 15 kHz is presented. The different problems
that have detained to reach initially aimed performances are pointed out and analysed. The
proposed improvements lay on the wiring in order to limit stray inductances that disturb
switches functioning. Then the new converter will be conform to electromagnetic
compatibility requirements. According to a theoretical analysis of different wiring structures,
a "low impedance" wiring is proposed to improve the converter performances. This technique
consists in the realisation of low impedance multi-layer bus bar. This solution allows to reach
the expected performances and more (600 kVA, 1000 Hz, 15 kHz). The quality of the
designed inverter leg allows at least to study the influence of defect on the control of switches
and on the interactions between power and control circuits.
KEY WORDS : Power Electronics, Voltage Inverter, IGBT, Current and Voltage Gradients,
Laminar Wiring, Stray Inductance, Electromagnetic Compatibility.