Composants actifs à semi

Composants actifs à semi-conducteurs
Résumé
Après les passifs, une autre catégorie d’éléments à semi-conducteurs utilise deux jonctions pour
constituer des composants actifs : Ce sont les transistors, déclinés en deux technologies principales.
D’abord les transistors bipolaires utilisent l’interaction de deux jonctions pour assurer
l’amplification du courant injecté dans la broche de commande, la base. Une fois indiqué le principe
de fonctionnement, les symboles des deux types d’éléments qui coexistent, NPN ou PNP, et la
polarisation adaptée à chacun d’eux, les caractéristiques statiques de fonctionnement sont décrites
(NPN seulement). C’est l’occasion d’y déceler un comportement linéaire favorable aux utilisations
en amplification et un autre, où est atteinte la saturation par accumulation des charges, adapté aux
applications en commutation. Dans les deux cas les lois de fonctionnement conduisent au modèle
simplifié adapté. En raison des charges stockées, la commutation s’intéresse plus spécifiquement à
la définition des durées de transition entre les deux états. Mais ce type de transistor peut aussi être
utilisé autour d’un point de fonctionnement où son comportement est linéaire. On y définit
alors un modèle équivalent dynamique (schéma et lois de comportement), en l’occurrence
hybride, qui relie les grandeurs d’entrée et de sortie du composant.
Une autre technologie utilise toujours deux jonctions, mais pour lesquels la largeur d’un canal est
contrôlée par une tension. Suivant le type du canal, N ou P, on définit deux types de transistors :
NMOS ou PMOS. Une fois définis les symboles, on s’attache particulièrement au transistor à
canal N au travers de sa caractéristique statique (le comportement de l’autre est symétrique en ce qui
concerne le signe des grandeurs). Là aussi, deux modes de fonctionnement sont décrits, linéaire
ou en commutation. Si le premier mode s’apparente à une résistance commandée en tension,
l’autre défini deux états, bloqué ou passant, conduisant à un modèle de type interrupteur contrôlé
en tension. Enfin, pour clôturer la description, le comportement dynamique utilisé en amplification
est abordé au travers du modèle équivalent à ce transistor.
Sommaire
I. Introduction ...........................................................................................................2
II. Transistor bipolaire ..............................................................................................2
II.1. Constitution – Symbole ..................................................................................................2
II.2. Eléments sur le fonctionnement (transistor NPN) ............................................................2
II.3. Polarisation et caractéristiques statiques.........................................................................3
II.4. Les deux modes de fonctionnement statique du transistor...............................................4
II.5. Fonctionnement linéaire ................................................................................................4
II.6. Fonctionnement en commutation ...................................................................................4
II.6.1. Deux états ............................................................................................................................. 4
II.6.2. Commutations du transistor................................................................................................... 4
II.7. Comportement dynamique : schéma équivalent basse fréquence (BF) ............................5
II.7.1. Point de repos et variations.................................................................................................... 5
II.7.2. Modèle équivalent hybride .................................................................................................... 5
II.8. Méthodologie d’étude des montages à transistors ..........................................................6
III. Transistor MOSFET ..............................................................................................7
III.1. Constitution – Symbole .................................................................................................7
III.2. Eléments sur le fonctionnement (canal N)......................................................................7
III.3. Caractéristiques statiques..............................................................................................8
III.4. Fonctionnement en commutation ..................................................................................8
III.5. Comportement dynamique : schéma équivalent basse fréquence (BF) ...........................9
III.5.1. Point de repos et variations................................................................................................... 9
III.5.2. Modèle équivalent................................................................................................................ 9
IV. Bibliographie.......................................................................................................9
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Composants actifs à semi-conducteurs
I. Introduction
De par leurs propriétés électriques, les semi-conducteurs peuvent être assemblés pour constituer
des composants qui entrent dans la réalisation des fonctions électroniques. De manière générale, on
dit qu’ils sont passifs si l’énergie qu’ils absorbent est positive. S’ils en délivrent, on dit qu’ils sont actifs.
Dans cette classification, ce document aborde les composants actifs à semi-conducteurs.
II. Transistor bipolaire
II.1. Constitution – Symbole
Le transistor bipolaire est obtenu en enserrant un barreau semi-conducteur entre deux du type
opposé. On obtient ainsi deux possibilités : transistor NPN ou PNP. Les noms, les définitions des
broches et les symboles sont indiquées à la Figure 1 et la Figure 2. Les broches ainsi constituées ne
sont pas échangeables car les dopages sont différents (N ou P pour le collecteur et plus dense, N+
ou P+, pour l’émetteur).
Collecteur
N
N+
P
Emetteur
Collecteur
P
Base
Base
Collecteur
Base
Emetteur
P+
N
Collecteur
Base
Emetteur
Emetteur
Figure 1 : Transistor NPN.
Figure 2 : Transistor PNP.
Remarque : un bon moyen pour se souvenir des symboles, la flèche rappelle le symbole de la
diode base–émetteur.
II.2. Eléments sur le fonctionnement (transistor NPN)
Les deux types de transistors ont des fonctionnements totalement symétriques (et similaires). L’étude
est alors limitée au transistor NPN (Figure 3). L’extension au PNP est obtenue par permutation des
symboles de broches et des signes des tensions et courants (Figure 4).
VCB
VCB
iC
iB
iB
VCE
VBE
iC
VCE
VBE
iE
Figure 3 : Notations pour le transistor NPN.
En fonctionnement normal, la jonction
émetteur-base est polarisée en direct et la
jonction base-collecteur en inverse (Figure 5).
La jonction BE voit l’émetteur injecter
massivement dans la base (par diffusion) des
électrons majoritaires en raison du dopage N+.
Or, la faible épaisseur de la base ne laisse pas
le temps à ces porteurs pour se recombiner
avec les trous présents dans cette zone.
iE
Figure 4 : Notations pour le transistor PNP
Mouvement naturel des
porteurs majoritaires
Accélération due au
r
champ E intense
iC
Collecteur
Base
N
P
Emetteur
N+
e–
r
E
iE
e–
e–
e–
e–
Jonction en inverse
vCB
iB
Jonction en direct
vBE
Figure 5 : Structure du transistor NPN.
Sous l’effet du champ électrique intense base-collecteur, ces électrons sont propulsés dans le
collecteur. Il en résulte un courant dans l’émetteur iE plus important que celui dans la base iB car
nettement accentué par l’ « éjection » : on assiste à une amplification en courant.
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II.3. Polarisation et caractéristiques statiques
Avec les notations de la Figure 6 (tous les courants sont dans le sens réel) :
iE = iB + iC [E1] (comme un nœud)
Pour chacun des transistors, les deux jonctions sont polarisées par des sources de tension comme
l’indique la Figure 6 pour le NPN et la Figure 7 pour le PNP.
+
RC
RB
iB
+
RB
+
iC
vBE ≤0
iC
iB
vCE ≤0
+
vCE
RC
vBE
Figure 6 : Polarisation du transistor NPN.
Figure 7 : Polarisation du transistor PNP.
Avec le montage adapté, on relève les caractéristiques du transistor NPN indiquée à la Figure 8.
Aux signes près, les résultats sont similaires pour le transistor PNP…
iC
Hyperbole de
dissipation maximale
iB5
vCE
iB4
Caractéristique de sortie
iB3
Caractéristique de
transfert en courant
iB2
iB1
iB
vCE
iB1
Caractéristique d’entrée
vCE
iB5
vBE
Caractéristique de
transfert en tension
Figure 8 : Caractéristiques de fonctionnement du transistor.
Les tensions et courants appliquées au composant sont toujours positifs. Les caractéristiques
utilisent cette propriété en traçant 4 axes, un par grandeur étudiée : iB, iC, vBE et vCE. Les autres sont
secondaires, mais peuvent être déduites de ces 4 là.
On distingue 4 réseaux de courbes :
• Caractéristiques d’entrée, iB = f(vBE) paramétrée par vCE,
caractéristique d’une diode en direct. La tension vBE est donc une tension de seuil (≈ 0,7V) ;
• Caractéristiques de sortie, iC = f(vCE) paramétrée par iB,
pour différentes valeurs de iB, iC et vCE sont liés proportionnellement dans la limite de la
puissance maximale du composant (Pmax = cte, d’où l’hyperbole de dissipation maximale) ;
• Caractéristiques de transfert en courant, iC = f(iB) paramétrée par vCE,
traduit le fait que les courants iB et iC sont proportionnels ;
• Caractéristiques de transfert en tension, vCE = f(vBE) paramétrée par iB,
indique que vCE évolue peu pour vBE maintenue constante.
De l’exploitation des caractéristiques précédentes, on peut distingue les deux applications du
essentielles transistor :
• les courants iC et iB sont proportionnels, c’est le domaine du fonctionnement linéaire.
• l’autre cas apparaît lorsque l’on augmente iB. La relation de linéarité disparaît pour faire
place à la saturation du courant de collecteur, c’est le domaine du fonctionnement non
linéaire, saturé ou tout ou rien.
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II.4. Les deux modes de fonctionnement statique du transistor
En utilisant le schéma de la Figure 6, on relève le
courant iC en fonction de iB. Le courant iC croît
d’abord proportionnellement à iB, puis s’infléchit pour
ne plus augmenter : C’est la saturation. On ne peut
alors plus caractériser le fonctionnement par une
relation linéaire (Figure 9).
Dans le domaine linéaire, on utilise les propriétés
d’amplification en courant du transistor. Dans
l’autre cas, on ne distingue plus que deux cas
extrêmes traduisant un fonctionnement en tout ou
rien ou en commutation, particulièrement utilisé dans
les composants logiques.
iC
Droite iC = βiB
Fonctionnement
non linéaire
Fonctionnement
linéaire
iB
Linéaire
saturation
Figure 9 : Phénomène de saturation.
II.5. Fonctionnement linéaire
Lien entre les courants : iC = β ⋅iB [E2]
où β est le coefficient d’amplification en courant du transistor (souvent très grand)
La tension vBE est celle appliquée à la jonction B-E : elle est quasi constante en conduction.
Avec les relations [E1] et [E2] précédentes, on obtient : iE =(β +1)⋅iB ≈ β ⋅iB ≈⋅iC [E3] car iB << iC
II.6. Fonctionnement en commutation
II.6.1. Deux états
Deux cas se présentent :
• iB est nul, donc iC aussi.
Aucun courant ne circule dans le collecteur, le transistor est bloqué ;
• iB est tel que iC n’augmente plus
c’est le courant de saturation ICsat fixé par la source, le transistor est passant.
Les Figure 10 et Figure 11 résument les informations essentielles pour ce fonctionnement.
IC ( = iC0 ) ≈ 0
iB = 0
vBE ≈ 0
iC(≈ Valim /RC) = ICsat
iB > IC /β
vCE = Valim
vBE ≈ 0,7V
iE ≈ 0
Figure 10 : Transistor bloqué.
vCE (=VCEsat) ≈ 0,4V
iE
Figure 11 : Transistor passant ou saturé.
II.6.2. Commutations du transistor
Le passage de l’état saturé à l’état bloqué (ou inversement) ne s’effectue pas instantanément. Ce
phénomène doit être systématiquement étudié si les commutations sont fréquentes (fonctionnement à
fréquence élevée), car il engendre des pertes dynamiques importantes (Figure 12).
A la fermeture (transition off-on)
Un retard de croissance de iC apparaît à la saturation. On définit le temps de retard (delay time)
noté td et le temps de croissance (rise time) noté tr.
La tension VCE est alors imposée par le circuit extérieur (charge, alimentation) et par l’allure de iC.
A l’ouverture (transition on-off)
Le courant de collecteur iC ne s’annule pas instantanément. On définit le temps de stockage
(storage time), noté ts, correspondant à l’évacuation des charges stockées (ce temps dépend du
coefficient de saturation β.iB/iCsat) et le temps de descente (fall time) noté tf.
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iB
IBsat
t
0
Saturation
iC
ICsat
t
0
td
tr
ts
tf
vCE
t
0
pT
t
0
Figure 12 : Définitions des temps relatifs à la commutation du transistor bipolaire.
Remarque : dans la pratique, les instants de changement ne sont pas clairement déterminés.
Pour en tenir compte, les temps sont définit pour 10% et 90% de la valeur finale.
II.7. Comportement dynamique : schéma équivalent basse fréquence (BF)
II.7.1. Point de repos et variations
Pour son utilisation en amplificateur, on recherche les propriétés linéaires du transistor. Il est
donc nécessaire de se placer en un point de la caractéristique autour duquel le comportement est
linéaire. Ce point est le point de repos, il correspond à la composante continue de la grandeur ;
tandis que la composante alternative rend compte des variations autour de ce point.
Lors des études, les grandeurs électriques sont dissociées en la somme de la composante continue
et de la composante variable :
• vCEtotale(t) = VCE0 + vCE(t) avec VCE0 = <vCEtotale(t)> soit vCE(t) = vCEtotale(t) – VCE0 ;
• iCtotal(t) = IC0 + iC(t) avec IC0 = <iCtotal(t)> ;
• vBEtotale(t) = VBE0 + vBE(t) avec VBE0 = <vBEtotale(t)> soit vBE(t) = vBEtotale(t) – VBE0 ;
• iBtotal(t) = IB0 + iB(t) avec IB0 = <iBtotal(t)>.
Par commodité, les études sont menées en considérant des variations sinusoïdales (autour du
point de repos).
II.7.2. Modèle équivalent hybride
Les grandeurs dynamiques sont définies en variations autour du point de repos.
Relations
Le montage incluant le transistor peut être représenté
par son quadripôle équivalent (Figure 13) régit par les
relations :
vBE =h11iB + h12vCE

iC =h21iB + h22vCE
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iB
vBE
Quadripôle
Transistor
bipolaire
iC
vCE
Figure 13 : Quadripôle de T.
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Matrice et paramètres hybrides
Ces relations peuvent aussi s’écrire sous forme matricielle :
vBE   h11 h12   iB 
 h11 h12 
 i  = h h ⋅v  avec H = h h  est la matrice hybride du transistor.
 C   21 22   CE 
 21 22 
Les paramètres hij sont les paramètres hybrides du transistor :
• h11 est l’impédance d’entrée quand vCE est nulle (sortie en court-circuit) ;
• h12 est la réaction (rétroaction) de la sortie sur l’entrée ;
• h21 est le gain en courant (≈β) quand vCE est nulle (sortie en court-circuit) ;
• h22 est l’admittance de sortie
La matrice hybride du transistor le caractérise totalement en basse fréquence.
Schéma équivalent
La
modélisation
hybride
conduit au schéma équivalent du
transistor en basse fréquence
(Figure 14).
iB
iC
h11
vBE
h21⋅ iB
h12⋅ vCE
1/h22
vCE
Figure 14 : Schéma équivalent basse fréquence.
Remarques
1. En haute fréquence, le transistor est décrit suivant un modèle similaire mais faisant
intervenir les capacités parasites du transistor (partie non abordée dans ce document).
2. Les différents paramètres apparaissent sur les caractéristiques du transistor (Figure 15).
iC
Pente h21
Pente h22
h22 . vCE
vCE
iB
h12 . vCE
Pente 1/h11
vBE
Pente h11
Figure 15 : Paramètres hybrides visibles sur les caractéristiques linéarisées du transistor.
Modèle et schéma simplifié
Dans la pratique, l’admittance h22 est
très faible (impédance élevée) et se
comporte comme un circuit ouvert. La
réaction de la sortie sur l’entrée est
pratiquement inexistante (h12 ≈ 0). Le
schéma équivalent linéaire simplifié
apparaît à la Figure 16.
iB
vBE
h11
iC
h21⋅ iB
vCE
Figure 16 : Schéma équivalent simplifié BF.
II.8. Méthodologie d’étude des montages à transistors
Pour tous les montages linéaires à transistors, on applique une méthode d’étude identique :
• Dissocier le comportement statique et étudier le point de repos (polarisation) ;
• Utiliser un modèle linéaire pour étudier le montage en petits signaux autour du point de
repos. On en déduit le comportement du montage : amplification en tension, en courant,
impédances d’entrée et de sortie, etc.
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III. Transistor MOSFET
III.1. Constitution – Symbole
Le transistor MOSFET (Metal-Oxide Semiconductor – Field Effect Transistor) est obtenu en créant
un canal semi-conducteur sur un substrat du type opposé. On obtient ainsi deux possibilités :
transistor à canal N ou à canal P.
On construit le transistor à partir d’un substrat (B) de type P ou N. On y diffuse deux régions très
fortement dopées complémentaires au substrat : le drain (D) et la source (S). Sur la surface entre ces
deux régions, une oxydation du silicium permet de constituer un isolant sur lequel on dépose une
grille métallique. En appliquant une tension appropriée entre la grille et le substrat, on aménage un
canal du type opposé au substrat et qui relie le drain et la source. La Figure 17 illustre le résultat
pour un transistor MOS à canal N (associée à son symbole) et la Figure 18 pour un MOS à canal
P. Pour repérer le type du transistor, il faut noter que la flèche précise le sens de la jonction canal–
substrat (comme une diode).
Source (S)
Grille (G)
Drain (D)
N+
Source (S) Grille (G)
N+
Drain (D)
P+
P+
P
N
Substrat (B)
Substrat (B)
Drain
Grille
Drain
Grille
Substrat
Substrat
Source
Source
Figure 17 : MOS à canal N (NMOS).
Figure 18 : MOS à canal P (PMOS).
III.2. Eléments sur le fonctionnement (canal N)
Notons d’abord qu’il n’y a jamais de conduction entre le substrat et le canal car le transistor est
polarisé de manière à toujours bloquer la diode canal-substrat. Pour cela, le substrat est placé au
potentiel le plus faible pour le canal N et le plus élevé pour le canal P.
Pour créer le canal N, le potentiel de la grille du NMOS est positif (vGS > 0, Figure 19). Pour le
canal P, c’est le contraire (vGS < 0, Figure 20). Les deux fonctionnements étant symétriques, seul le
canal N est décrit.
La grille forme un condensateur avec le substrat. Elle est placée à un potentiel positif qui attire des
charges négatives pour constituer un canal entre le drain et la source. Aucun courant ne circule donc
dans la grille. Le transistor est polarisé en tension. La tension vGS contrôle la quantité de charges dans
le canal, ce qui modifie sa résistivité : la résistance du canal est contrôlée par la tension vGS.
D
G
vGS
iD
B
D
G
vDS
S
vGS
Figure 19 : Notations pour le NMOS.
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iD
B
vDS
S
Figure 20 : Notations pour le PMOS.
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III.3. Caractéristiques statiques
Le courant iD reste nul tant que la tension
vGS reste inférieure à une tension de seuil vT.
Au-delà, le courant iD croît proportionnellement à vDS. Le transistor se comporte
comme une résistance RDSon commandée
par vGS. A partir d’une tension dite de
« pincement », le courant n’augmente plus.
Ce fonctionnement est traduit par la
caractéristique de la Figure 21. Tensions et
courants sont toujours positifs. La simplicité
de fonctionnement de ce transistor ne
nécessite
qu’un
seul
quadrant
de
description.
iD
VP
vGS
VGS
= VT
vDS
Figure 21 : Caractéristiques de
fonctionnement du transistor NMOS.
De l’exploitation des caractéristiques précédentes, on distingue deux modes de fonctionnement :
• Le courant iD est proportionnel à la tension vGS, c’est le domaine du fonctionnement
linéaire (en résistance commandée).
• Le courant iD reste constant (il n’est plus proportionnel à vGS). C’est un phénomène de
saturation typique du fonctionnement en commutation ou bloqué-passant.
III.4. Fonctionnement en commutation
L’exploration des domaines extrêmes de la caractéristique fait apparaître un fonctionnement
bloqué-saturé :
• La tension vGS est nulle, le canal est fermé (résistance de plusieurs GΩ) et se comporte
comme un interrupteur ouvert. C’est l’état bloqué.
• Dans l’autre cas, une tension supérieure à VP ouvre complètement le canal procurant une
résistance équivalente faible (quelques kΩ). Le transistor est équivalent à un interrupteur
fermé.
Ce mode de fonctionnement rend ce transistor apte aux applications en commutation dans les
composants logiques (technologies MOS et CMOS).
D
G
VGS = 0
ID = 0
D
G
VDSoff = Valim
S
VGS > 0
Figure 22 : Transistor MOS bloqué.
ID ≠ 0
VDSon ≈ 0
S
Figure 23 : Transistor MOS passant.
Sur le plan temporel, le transistor MOS souffre aussi de retards durant les phases de commutation.
Cependant, cette technologie ne fait pas appel au stockage de charges. Ceci conduit à des temps de
retard (td) et de stockage (ts), ainsi que des temps de montée (tr) et de descente (tf) beaucoup plus
faibles que pour les technologies bipolaires.
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III.5. Comportement dynamique : schéma équivalent basse fréquence (BF)
III.5.1. Point de repos et variations
Comme pour le transistor bipolaire, on recherche les propriétés linéaires du transistor. Pour
cela, on polarise le transistor pour se placer au point de repos. A partir de là, on raisonne en
variations autour de ce point : vGS(t), iG(t) = 0 (impédance d’entrée très grande), vDS(t) et iD(t).
III.5.2. Modèle équivalent
Les grandeurs dynamiques sont définies en variations autour du point de repos. Le transistor
apparaît alors comme un quadripôle linéaire indiqué sur la Figure 24.
En basse fréquence, le courant de grille, très faible, conduit à une impédance d’entrée très grande
(infinie), un transfert en tension (vGS) de gain g et une conductance de sortie (gs = ∂iD/∂vDS) plutôt
faible car le courant de drain croît très peu au delà de Vp. On en déduit le schéma équivalent basse
fréquence du transistor MOS (Figure 25).
iG
vGS
iD
Quadripôle
Transistor
MOS
iG = 0
vDS
vGS
Figure 24
iD
g vGS
gs≈0
vDS
Figure 25 : Schéma équivalent BF.
Remarque : en haute fréquence, le transistor est décrit suivant un modèle similaire mais
faisant intervenir les capacités parasites du transistor (partie non abordée dans ce document).
IV. Bibliographie
Philippe Leturcq et Gérard Rey. Physique des composants actifs à semiconducteurs. Dunod.
1978. ISBN 2-04-010385-6.
J.-D. Chatelain. Dispositifs à semi-conducteurs. Traité 3E. Dunod. 1979.
J.-D. Chatelain et R. Dessoulavy. Electronique tome 1. Traité 3E. Dunod. 1979.
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