synthese des convertisseurs statiques dc/dc/ac pour les systemes

UNIVERSITE DE SCIENCE ET DE TECHNOLOGIES D’ORAN
ECOLE DOCTORALE: COMMANDE INDUSTRIEL DES ENTRAINEMENTS
ELECTRIQUES ET DIAGNOSTIQUES.
DEPARTEMENT DE FORMATION : ELECTROTECHNIQUE
Thèse
Présentée en vue d’obtenir le grade de
Magister
Spécialité : Génie Electrique
Par
Meddah Mohamed
Ingénieure d’état en électrotechnique
SYNTHESE DES CONVERTISSEURS STATIQUES DC/DC/AC POUR LES SYSTEMES
PHOTO VOLTAÏQUES: ETUDE ET SIMULATION
Sous la direction de
M. Bourahla Mohamed
Membres du Jury :
Monsieur Mazari Benyounes
Monsieur Taieb Brahimi abdelhalim
professeur (USTO)
président
professeur (USTO) examinateur
Monsieur Benouza Noureddine maître de conférences A (USTO) examinateur
Monsieur Bendjabbar Mokhtar maitre de conférences A (USTO) examinateur
Monsieur Bourahla Mohamed
professeur (USTO)
rapporteur
Table des matières
Table des matières
Introduction générale
Chapitre I : les batteries d’accumulateur
I.1 Introduction ............................................................................................................................ 1
I.2.les batteries .............................................................................................................................. 3
A. Notion de base ....................................................................................................................... 3
B. Quel type de batterie ............................................................................................................ 3
C. Quelle tension : 12V, 24V, 48V ou plus ............................................................................... 4
D. Régulateur de charges ........................................................................................................... 4
I.3 dimensionnement des batteries .......................................................................................... 4
I.4. La durée de vie....................................................................................................................... 6
I.5 critères de choix d'une batterie ........................................................................................... 7
A. Avantages du NiMH par rapport au NiCd ............................................................................ 7
B. Avantages du NiCd par rapport au NiMH ............................................................................ 8
C. les batteries Lithium-ion ....................................................................................................... 8
I.6.interprétation de la capacité des batteries ........................................................................ 9
I.7.Conclusion ............................................................................................................................... 10
Chapitre II : les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Introduction ................................................................................................................................. 12
II.1. Les convertisseurs Continus/Continu: Les Hacheurs ................................................ 13
A. Convertisseur abaisseur (Buck) ........................................................................................ 14
A.1.Fonctions de transfert du hacheur BUCK en conduction continue .......................... 15
A.2 Fonctions de transfert du hacheur BUCK en conduction discontinue ..................... 15
B. Convertisseur élévateur (Boost) .......................................................................................... 16
C. convertisseur dévolteur-survolteur (Buck-boost) ................................................................. 17
C.1.Modélisation linéaire .................................................................................................. 18
C.1.1Fonctions de transfert du hacheur BUCK-BOOST en conduction continue ........ 18
C.1.2.Fonctions de transfert du hacheur BUCK-BOOST en conduction discontinue .. 18
C.1.3.Fonctions de transfert du hacheur BUCK-BOOST en régime auto-oscillant ...... 18
D. convertisseur FLYBACK .................................................................................................... 19
D.1.Modélisation linéaire ................................................................................................ 20
Table des matières
D.1.1.Fonctions de transfert de l’alimentation flyback en conduction continue ........... 20
D.1.2.Fonctions de transfert de l’alimentation flyback en conduction discontinue .... 20
E. Convertisseur Push-pull ....................................................................................................... 21
F. Convertisseur Cuk ............................................................................................................... 21
II.2. Les convertisseurs Continus/Alternatif : Les Onduleurs ........................................... 22
II.2.1. Introduction ................................................................................................................... 22
II.2.2. Caractéristiques propres à un onduleur pour systèmes photovoltaïques (PV) ............ 24
II.2.3. Détails technologiques ................................................................................................... 25
II.2.3.a Principaux types d’onduleurs rencontrés .......................................................... 25
II.3.conclusion ............................................................................................................................... 28
Chapitre III : Les différentes topologies du convertisseur Boost
III.1.Introduction ............................................................................................................................... 30
III.2. les différentes topologies des boost .......................................................................................... 30
III.2.1. Topologies non isolées ................................................................................................. 30
III.2.1.1Convertisseur Boost ........................................................................................... 30
A. Applications................................................................................................................. 30
B. Principe de fonctionnement ....................................................................................... 31
B.1.Conduction continue .......................................................................................... 31
B.2.Conduction discontinue ..................................................................................... 33
C. Modélisation linéaire ................................................................................................... 35
C.1.Fonctions de transfert du hacheur BOOST en conduction continu
.................. 35
C.2.Fonctions de transfert du hacheur BOOST en conduction discontinue................ 35
C.3.Fonctions de transfert du BOOST en tenant compte de la résistance de
l’inductance…………………………………………………………………………………………35
D. Limite entre la conduction continue et discontinue..................................................... 37
III.2.1.2. Convertisseur Boost en cascade (cascaded boost converter) ............................ 39
III.2.1.3. Convertisseur Boost a trois niveaux (Three-level boost converter) ................. 40
III.2.1.4. Mise en parallèle de convertisseurs boost élémentaires .................................... 41
III.2.1.5. Circuit de boost á deux étages (Two-Stage Boost Circuit) ............................... 43
III.2.1.6.Circuit de boost a trois étages (Three-Stage Boost Circuit) .............................. 45
III.2.1.7. Circuit Additionnel de boost Élémentaire (Double) ......................................... 46
III.2.2. Topologies isolées ........................................................................................................ 47
III.2.2.1.Convertisseur boost conventionnel de deux inducteurs .................................. 48
Table des matières
III.2.2.2. Convertisseur boost isolée (Isolated full-bridge boost converter) ................... 49
III.2.2.3. Active clamp full-bridge boost converter .......................................................... 50
III.2.2.4. Full-bridge ZCS boost converter ...................................................................... 52
III.3.Conclusion ................................................................................................................................. 53
Chapitre IV: Comparaison entres les topologies du Boost et application
IV.1. Introduction ........................................................................................................................ 55
IV.2. Objectif ................................................................................................................................ 55
IV.3. Dimensionnement de différentes topologies du convertisseur boost ................... 56
IV.3.1. Le Convertisseur boost conventionnel ........................................................................ 56
IV.3.1.1.Résultats de simulation du hacheur Boost .......................................................... 57
IV.3.2. Deux boost en parallèle ................................................................................................ 59
IV.3.2.1.les résultats de simulation du deux boost en parallèle ....................................... 59
IV.3.3. Circuit Additionnel de boost Élémentaire .................................................................... 62
IV.3.3.1.les résultats de simulation du Circuit Additionnel de boost Élémentaire .......... 63
IV.3.4. Convertisseur Boost en cascade (cascaded boost converter) ...................................... 64
IV.3.4.1.les résultats de simulation du Convertisseur Boost en cascade ......................... 66
IV.3.5. le convertisseur boost a trios niveaux ......................................................................... 67
IV.3.5.1.les résultats de simulation du boost á trois niveaux ........................................... 68
IV.3.6. Circuit du boost á deux étages (Two-Stage Boost Circuit) .......................................... 70
IV.3.6.1.les résultats de simulation du boost á deux étages ............................................. 71
IV.3.7. Circuit de boost a trois étages (Three-Stage Boost Circuit)......................................... 72
IV.3.7.1. les résultats de simulation du boost à trois étages ............................................. 73
IV.4.Raccordement du boost á un onduleur ......................................................................... 75
IV.4.1.Schéma électrique de l'onduleur .................................................................................. 75
IV.4.2.Résultats de simulation de l'onduleur alimenté par l’ hacheur .................................... 76
IV.4.2.1. Pour une charge R ............................................................................................ 76
IV.4.2.2. Pour une charge RL ......................................................................................... 77
IV.4.3.l'onduleur triphasée ...................................................................................................... 79
IV.4.3.1. Modélisation de l’onduleur triphasée à MLI ................................................... 79
IV.4.3.2.La commande par modulation de largeur d’impulsion .................................... 80
IV.4.3.3.Résultats de simulation de l'onduleur alimenté par un hacheur boost...............81
Table des matières
IV.4.3.3.1.Pour une charge R ......................................................................................... 82
IV.4.3.3.2.Pour une charge RL ...................................................................................... 83
IV.5.Conclusion ............................................................................................................................ 84
Conclusion générale
Annexe
Bibliographie
Introduction générale
Introduction générale
Au niveau mondial, le marché des systèmes photovoltaïques connaît, depuis maintenant plus de 10
ans, un taux de croissance très élevé, de l’ordre de 30 à 40% par an. Cette croissance
exceptionnelle, due principalement aux systèmes photovoltaïques raccordés au réseau de
distribution d’électricité, ou à une production d’électricité pour site isolé. Ceci se traduit bien
évidemment par des innovations technologiques et une baisse de coûts des modules photovoltaïques
mais aussi à des efforts importants de recherche et développement dans le domaine de
l’électronique de puissance.
L’utilisation de sources d’énergie renouvelables induit le concept de stockage d’électricité en raison
de la disponibilité intermittente de telles ressources. L’utilisation du stockage d'électricité est très
diversifiée : les applications portables, celles liées au transport dans le sens le plus large du terme et
les applications stationnaires connectées ou non au réseau. En particulier, les sites
géographiquement isolés et non raccordés au réseau intégrant une source renouvelable telle que
l’énergie solaire sont généralement alimentés par un système comprenant un champ photovoltaïque
et un stockage batteries pour assurer la continuité de la production lorsque l’énergie solaire ne suffit
pas.
Le type de stockage généralement utilisé dans ces systèmes est la batterie au plomb. La maturité
dont cette technologie fait preuve et son faible coût en sont les raisons principales.
L’utilisation de ces batteries à l’échelle saisonnière est inenvisageable. Elles ne peuvent rester
longtemps inutilisées sans conséquences néfastes sur leur durée de vie. Leur fonctionnement
journalier (décharge et recharge complètes sur quelques jours) permet d’installer une faible capacité
de stockage. Mais l’état de charge maximal des batteries est atteint d’autant plus rapidement que
cette capacité installée est faible. Afin de protéger les batteries contre une recharge excessive, on
doit les déconnecter de l’installation. Il est alors impossible d’utiliser la totalité de la ressource
renouvelable. Finalement, le dimensionnement du champ photovoltaïque est surestimé par rapport
aux besoins réels de l’utilisateur final.
Fabriquer une tension alternative à partir d'une source d'alimentation continue telle que batterie ou
dynamo a toujours été un problème d'actualité pour les électroniciens amateurs.
Les occasions ne manquent pas pour utiliser une « centrale électrique» personnelle. Il existe de
nombreux schémas plus ou moins complexes et plus ou moins performants, entre lesquels il faut
choisir en fonction de la puissance nécessaire, et de la nature des équipements alimentés.
Dans ce travail on va montrer l'utilisation d'un convertisseur DC/DC qui est illustré par un hacheur
boost pour une application a une alimentation autonome, il s'agit d'alimenté une charge (R ou RL) à
partir d'une batterie d'accumulation de 12V on utilisant se hacheur.
Introduction générale
L’objectif de ce travail est l’étude et la synthèse des différentes topologies des convertisseurs
DC/DC associés aux onduleurs solaires. Le but recherché est d’aboutir à une conversion d’énergie
électrique sans utiliser de transformateur.
Ce travail a été partagé on trois partie:

La première est consacré a donné une idée sur les batteries d’accumulateurs.

La suivante est consacrée aux convertisseurs statiques DC/DC/AC pour les systèmes photo
voltaïques on montrant une étude sur les alimentations à découpages.

La troisième partie est consacré à une étude théorique des différents topologies de l’hacheur
boost
est que nous
intéresse particulièrement (topologies no isolée ou isolée):
Modélisation.

La dernière partie est un dimensionnement de ces différents topologies de boost et le choix
une seul qui satisfait la conversion d’énergie électrique DC/DC/AC sans transformateur
pour une application sur une charge R ou RL : simulation
Les résultats de simulation vont confirmer notre choix de convertisseur DC/DC pour les futures
applications des systèmes photovoltaïques.
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
I.1.Introduction [1]
Dans les systèmes photovoltaïques, la présence des batteries d’accumulateurs pour le
stockage de l’énergie électriques est très essentielle. Lorsque ce systèmes est défaillant au
dans les mauvais temps (ou dans la nuit), l’utilisation de ces batteries intervient. Donc
dans ce travail on s’intéresse à la conversion d’énergie à partir des batteries d’accumulations
jusqu'à la charge .les batteries fournissent la tension continue d’alimentation du convertisseur
DC/DC (hacheur boost) qui doit l’élevée (tension d’alimention) a la valeur de la tension
d’entrée du convertisseur DC/AC (onduleur) pour alimenter une charge. De là, on a voulu
dans ce chapitre commencé par une définition de ces batteries d’accumulateur.
Les systèmes autonomes sont des unités de production d’électricité généralement de
petites tailles (ne dépassant pas 100 kW) qui ne sont reliées à aucun réseau de distribution. Ils
peuvent être composés d’un générateur diesel, d’un générateur photovoltaïque et d’un
système de stockage d’électricité.
Les puissances photovoltaïques installées dans ce type de systèmes électriques
s’étendent de 50Wcrête à 1kWcrête pour une maison solaire ou un relais de
télécommunications, de 1 à quelques kW crête pour les phares et balises ou les stations de
pompage d’eau. Les systèmes hybrides (associant un champ PV et un groupe électrogène)
alimentant un unique usage ou une petite communauté dans le cas d’un village isolé, peuvent
même atteindre en terme de puissance installée quelques dizaines à quelques centaines de kW
crête.
Dans les systèmes PV isolés sans générateur auxiliaire, la présence d’un dispositif de
stockage d’électricité est alors indispensable pour pallier le caractère intermittent du
générateur photovoltaïque. Sa principale fonction est d’accumuler l’électricité excédentaire
produite par le générateur et, lorsque la production de ce dernier est déficitaire, de fournir le
complément d’énergie nécessaire à l’utilisateur.
L’unité de stockage est dimensionnée de telle sorte que le système dans lequel il est
intégré puisse continuellement fournir à l’usager l’énergie dont il a besoin.
Dans le cas d’un fonctionnement journalier, le stockage se vide et se remplit sur une période
de quelques jours. Ce mode de fonctionnement permet d’installer de faibles capacités
énergétiques tout en préservant l’autonomie de l’usager sur la période considérée.
Certains systèmes de stockage peuvent fonctionner en mode saisonnier. La capacité
installée est alors beaucoup plus importante puisque le stockage se vide et se remplit sur une,
voire plusieurs saisons.
-1-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
Les systèmes isolés utilisent en grande majorité les batteries au plomb comme
stockage d’énergie. Cette technologie bénéficie en effet d’avantages, tels son faible coût (par
rapport à d’autres technologies) et une maturité étayée par un retour d’expérience conséquent.
Cette technologie est par ailleurs largement disponible dans le commerce.
Cependant ce composant reste délicat à utiliser. Son emploi est sujet à des contraintes
qu’il est nécessaire de respecter pour garantir son bon fonctionnement et sa longévité.
Elles ne peuvent rester longtemps inutilisées sans conséquences néfastes sur leur durée de vie.
Elles fonctionnent donc en mode journalier. Mais des cycles répétés de charge/décharge
aléatoires doivent être évités. Son état de charge ne doit pas atteindre de valeurs extrêmes
pour éviter toute dégradation prématurée.
La batterie est un produit mystérieux. De l'extérieur, on ne peut rien savoir sur la
qualité, le vieillissement éventuel ou l'état de charge. Il n'est même pas possible de la
démonter pour évaluer le vieillissement interne. Ouvrir en la sciant serait possible, mais la
batterie serait alors définitivement inutilisable ; seulement des spécialistes peuvent en analyser
le contenu pour éventuellement connaître la cause du problème.
Si une batterie ne marche plus correctement, elle doit être remplacée. La réparer est
impossible.
La batterie coûte chère, elle prend de la place et est très lourde. Imaginez-vous : avec
seulement 10 litres (= 8,4 kg) de gasoil et un groupe électrogène diesel, vous pouvez charger
une batterie de 24 V 700 Ah (contenu d'énergie 24 x 700 = 16,8 kWh). Cette batterie a un
volume de 300 dm3 (= 300 litres) et pèse 670 kg ! Par ailleurs, les batteries sont très
vulnérables. Trop les charger ou pas assez, les décharger à l’excès, les charger trop
rapidement, une température trop élevée…. Tout peut arriver et les conséquences en sont
désastreuses.
La figure 1. Montre le schéma de principe d’une alimentation électrique autonome utilisant
l’énergie solaire. Le flux de l’énergie est donné par les flèches. Les batteries d’un tel système
seront d’abord présentées.
Fig. I.1 Système photovoltaïque.
-2-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
I.2.les batteries [2]
A. Notion de base :
On appelle capacité (C en ampère heure Ah), la quantité d’électricité qu’un
accumulateur peut fournir. On parle de C10 ou C100 selon que le courant de charge ou de
décharge est égal au 1/10 ou au 1/100 de la capacité (I=C/10 ou I=C/100).plus une batterie est
chargée ou déchargée avec un courant faible, plus sa capacité est important. Ainsi, une
batterie solaire OPzS solar 190 a une capacité C240 de 200Ah, C120 de 190Ah et C10 de128Ah.
Il faudra donc tenir compte du courant de décharge lors du dimensionnement.
Une période de charge et de décharge est appelée cycle, les performances d’une
batterie s’évaluent aussi en fonction du nombre de cycles que la batterie peut fournir a une
profondeur de décharge déterminée. Moins les décharges seront profondes, plus le nombre de
cycles possible sera élevé. Le taux de décharge DOD (depth of discharge) est le ratio
d’ampère heure déchargé sur la pleine capacité de batterie.par exemple, si une batterie de
100Ah (pleine capacité) voit sa capacité diminuer de 25Ah, alors son taux de dégradation est
25% et son taux de charge SOC (state of charge) est 75%.
D’autre part, il faudra tenir compte de l’intensité maximum en charge qui, sur des batteries
stationnaires au plomb, doit être limitée à 10% de la capacité en C10.
B. Quel type de batterie ?
Pour les applications solaires supérieures à quelque watt, le cout du stockage impose
une technologie au plomb préférentiellement aux technologies NiCd ou NiMH
Par exemple, les batteries choisies seront de préférence :

Des batteries « fermées » (valve regulated lead acid) dans lesquelles l’électrolyte est
stabilisé par un gel ou un matériau AGM (absorbent glass mat) (1500 cycles a 100%
de DOD, 7 ans d’espérance de vie @DOD max80%)

Des batteries a plaques tubulaires dites batteries « stationnaires »,(1500 cycles a
100%, 12 ans d’espérance de vie @ DOD max 40%)
Les batteries de voiture sont moins chère mais n’accepte pas de décharge profonde (50%
maximum) du fait de la minceur des plaques et présentent une autodécharge important. Leur
durée de vie est aussi plus faible (5 ans max @DOD max 15%). L’investissement initial est
moindre avec ce type de batteries mais sur le long terme, ce choix se révèle plus coûteux, par
exemple M. villoz montre qu’on obtient sur 20 ans un cout de 0.6€/kWh contre 0.14€/kWh
avec des batteries tubulaires.
-3-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
C. Quelle tension : 12V, 24V, 48V ou plus ?
Pour les systèmes de petite puissance, une tension de 12V est préférée, les récepteurs
alimentés en 12V étant plus fréquents.
Mais au-delà de 2.5 kWh stocké, on passera en 24V ou plus pour limiter les pertes ohmiques
en gardant des sections de câble raisonnables.
Les batteries sont commercialisées en cellules de 2V, de 200Ah a 3000Ah ou en ensemble
12V jusqu'à 400Ah, on évitera si possible de mettre en parallèle des batteries
D. Régulateur de charges
On trouve sur la figure 2 les principaux éléments d’un chargeur de batteries utilisant
l’énergie solaire. Le régulateur doit assurer des fonctions de protection :

Pour éviter une décharge de la batterie dans le panneau (diode by-pass)

Pour éviter une surcharge ou une décharge profonde de la batterie,

En cas de court-circuit coté charge
Son rôle est aussi de contrôler le transfert d’énergie entre le générateur photovoltaïque, la
batterie et la charge en fonction :

De la disponibilité de la ressource et de l’état de charge de la batterie (classiquement
trois phases de charge : C/10 ou Imax, floating, gazing).

Du caractère prioritaire ou non du chargé.
Fig. I.2.Structure d’un régulateur de charge
I.3 dimensionnement des batteries
Pour simplifier l’étude, on englobera le rendement de charge et celui de décharge
globale de la batterie ŋBAT (énergie fournie/énergie consommée), on en tiendra compte au
niveau de la charge (i.e. comme si le rendement de le décharge était de 100%), l’énergie dite
« de la batterie » sera donc une énergie effectivement disponible pour la charge (cf. figure
I.3). Le rendement ŋBAT dépend de nombreux paramètres et fluctue notamment avec l’état de
charge de la batterie, une valeur approximative ŋBAT=70% convient.
-4-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
Fig. I.3 Energie utilisable dans la batterie
Chaque jour la batterie fournit l’énergie Ej. On note JAUT, le nombre de jours d’autonomie
souhaité.
La batterie devra arriver à sa profondeur de décharge maximale autorisée DODMAX en JAUT
jour. L’énergie totale de la batterie sera donc ETOT (Wh) avec :
Ej*JAUT=ETOT.DODMAX
(I.1)
Connaissant la tension VMOD d’un module élémentaire, on en déduit facilement le nombre N
de modules à placer en série pour obtenir la tension continue VBAT souhaitée.
VBAT =N*VMOD
(I.2)
La capacité CMOD de chaque module élémentaire doit être suffisante pour éviter une mise en
parallèle des modules ; la capacité de chaque module est alors égale à la capacité CBAT de
l’ensemble et doit vérifier
CBAT≥
(I.3)
Par exemple, 2 modules Dryfit SB330 ,330Ah sous 6V, 1200 cycles @60% DOD, type
étanche a électrolyte gélifié autorisent bien 2 jours d’autonomie (un calcule arrière donne 2.25
jours)
La puissance maximale consommée permet de calculer le courant maximal débité par la
batterie, soit :
IMAX=PMAX/VBAT
(I.4)
On vérifie que ce courant est bien inférieur à la valeur maximale autorisée, soit 1/10 de C10.
De même, une fois les panneaux photovoltaïques et le régulateur choisis, il faudra vérifier que
le courant de charge n’est pas trop fort pour la batterie.
Soit JREC le nombre de jours nécessaires pour une recharge complète après J AUT jours en
autonomie.
Pour recharger la batterie un jour où il fait beau, il faut lui fournir l’énergie nécessaire pour la
consommation journalière plus une fraction permettant de compenser l’énergie puisée les
-5-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
jours de mauvais temps passés, soit une énergie par jour à donner à la batterie supérieure ou
égale à EIN avec :
EIN = (Ej/ŋBAT) (1+JAUT/JREC)
(I.5)
Dans le cas ou les jours d’utilisation et de recharge sont bien différencies, l’énergie à injecter
par jour de recharge s’écrit plus simplement :
EIN = (Ej/ŋBAT) (JAUT/JREC)
(I.6)
Soit avec 2 jours d’autonomie pour 7 jours de recharge
I.4. La durée de vie [1]
Selon la construction et l'utilisation, la durée de vie de la batterie peut varier de quelques
années à 10 ans et même plus.
Voici les raisons les plus importantes du vieillissement des batteries :

Perte de masse. Un « cyclage » intensif (= décharger et recharger la batterie) est la
principale cause de perte de masse. L'effet de la transformation chimique répétitive de
la masse active dans les plaques a tendance à diminuer la cohésion ; la matière active
se détache alors des plaques et tombe au fond de la batterie.

Corrosion de la grille de la plaque positive. Cela arrive lors de la charge de la batterie,
surtout à la fin du cycle de charge quand la tension de la batterie est élevée. C'est un
processus lent, mais continu, durant la charge d'entretien de la batterie. La corrosion
fait que la résistance interne augmente et aura pour résultat final la décomposition des
plaques positives.

Sulfatation. Contrairement au deux processus de vieillissement mentionnés ci-dessus,
la sulfatation peut être évitée. Quand une batterie se décharge, la masse active est
transformée en de tous petits cristaux de sulfate de plomb aussi bien dans les plaques
positives que dans les négatives. Si la batterie n'est pas rechargée rapidement, ces
cristaux ont tendance à croître et à se durcir pour former une couche impénétrable qui
ne peut être retransformée en matière active. Le résultat est une perte de capacité
progressive, jusqu'à ce que la batterie soit devenue inutilisable.
On distingue plusieurs types de batteries (ou accumulateurs). Parmi les plus courantes, on
citera :

Les batteries au plomb.

Les batteries NiCd (Nickel cadmium).

Les batteries NiMH (Nickel Hydrure Métallique – ou encore Nickel Hybride).

Les batteries Lithium-ion.
-6-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
La capacité d'une batterie s'exprime en Ampère. Heure ou éventuellement en Watt. Heure. Le
Watt. Heure étant le produit de l'Ampère. Heure par la tension de la batterie.
Exemple :
Batterie 12V 60Ah.
Signifie : Tension de service : 12V, Capacité Q = 60Ah (Q = i * t, avec i courant constant).
En réalité, une batterie est constituée d’élément de bases. La tension de la batterie est donc un
multiple de la tension de l’élément de base.
Cette tension nominale, mesurée à vide, dépend de la technologie de l'accumulateur.
L'accumulateur au plomb a une tension nominale de 2V par élément.
Elle est de 1,2V pour les accumulateurs nickel/cadmium (Ni/Cd) ou nickel/hydrure métallique
(Ni/MH). L'accumulateur Lithium Ion a une tension nominale de 3,6V, trois fois la tension
d'un accu Ni/Cd. Cette tension, dite nominale, est une tension qui constitue une moyenne. En
effet, en début de décharge, la tension est plus haute qu'à la fin.
Une batterie au plomb (de voiture par exemple) de 12V (6*2V) chargée sera de 12.6V
(6*2.1V) (un peu plus si elle vient juste d’être chargée).
Un élément important dans le choix d'une source d'énergie autonome est la masse à
embarquer. Pour des raisons évidentes, le plomb reste l'accumulateur le plus lourd, on l'évitera
autant que possible et on le réservera à des applications fixes. Le plus léger, à capacité égale,
est l'accumulateur Li-ion, on le rencontre beaucoup dans des téléphones mobiles, des
caméscopes, des ordinateurs portables et des applications professionnelles.
I.5 critères de choix d'une batterie :
On peut choisir une batterie suivant les avantages et les inconvénients de l’une par rapport à
l’autre comme suit :
A. Avantages du NiMH par rapport au NiCd :
Tout d'abords l'environnement : Le NiMH (Nickel Hybride ou Nickel Hydrure Métallique
suivant les appellations) ne contient pas de Cadmium hautement polluant.
La capacité: Pour un même volume un accu NiMH a environ (suivant les modèles) 40 % de
capacité en plus qu'un accu NiCd.
Les accus NiMH sont très peu sensibles à l'effet mémoire. (L’effet « mémoire » se caractérise
par une perte de capacité au bout d’un certain nombre de cycles de charge/décharge. En
pratique, il faut complètement décharger sa batterie avant de la rechargée pour éliminer le
problème – l’effet mémoire n’est pas irréversible -).
-7-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
B. Avantages du NiCd par rapport au NiMH :
Le NiCd supporte des pointes de courant en décharge très importantes jusqu'à 10 x In ce qui
n'est pas possible avec du NiMH.
Le NiCd supporte la surcharge (à In/10) après la fin de charge, contrairement au NiMH qui est
très sensible à ce niveau. La détection de fin de charge est donc très importante pour le NiMH
sous peine de destruction partielle, donc : utilisation d'un chargeur intelligent (à
microcontrôleur) alors que pour le NiCd on peut rester dans le rustique.
Le NiCd présente une autodécharge naturelle beaucoup plus faible que le NiMH.
C. les batteries Lithium-ion :
Avantage :

Haute densité énergétique (4x le plomb, 3x le NiCd, 2x le NiMH).

Poids beaucoup plus faible que NiCd ou NiMH.

La tension varie légèrement, mais constamment, en fonction de l'état de décharge (de
4 à 3,3V/ élément environ).

Une simple mesure de la tension à vide de la batterie indique son état de charge.

Encombrement moindre.

Pas d'effet mémoire.

Autodécharge très faible (5% par mois).

Pas de pollution par métaux lourds.
Désavantage :

Prix plus élevé.

Impossible d'assembler soi-même le pack.

Resistance interne un peu plus élevée que celle du NiCd.

Puissance en fortes pointes plus faible.
On souhaite faire fonctionner un moteur électrique de modèle réduit 12W, 7.2V pendant 90
minutes. Quelle devra être la capacité Q (en Ah) et la tension de service de ma batterie ?
Batterie : 6*1,2V = 7,2V.
Courant absorbé par le moteur :
Pabs= U*I d’où I= P/U = 12/7, 2 = 1,6A.
90mn=1,5h (90/60 = 1.5).
Q= Courant *temps = I * T = 1,6*1,5 = 2,4AH (2,4 ampère. Heure et non ampère/heure !!!!)
Il faut donc un pack batterie de 7,2V 2400mAh.
(En réalité il faudrait tenir compte du taux de décharge et de l’effet Peukert qu’on verra plus
tard, choisir une batterie de 3 à 5HA en pratique).
-8-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
I.6.interprétation de la capacité des batteries :
Ce serait simple si l'on pouvait affirmer qu'une batterie dispose d'une capacité nominale de 60
Ah (Ampères-heures) par exemple. Cette proposition est cependant incomplète. Il est en effet
établi que la capacité disponible d'une batterie varie en fonction de la rapidité avec laquelle
elle se décharge.
Exemple :
Nous disposons de deux batteries de 12V identiques A et B entièrement chargées et d'une
capacité estimée de 60Ah. La batterie A est déchargée avec un courant de 20. La durée de
décharge maximale correspondrait dans ce cas à 60 Ah divisés par 20 A, soit 3 heures. La
batterie B est déchargée avec un courant de 5 A. La durée de décharge maximale
correspondrait dans ce cas à 60 Ah divisés par 5 A, soit 12 heures.
Si vous réalisiez ce test dans la pratique, vous aboutiriez à la conclusion que cette proposition
ne correspond pas à la réalité : la batterie B fournie 5A pendant 17H, ce qui correspondrait à
une batterie de capacité 5A*17H = 85AH.
Une batterie fournie l'énergie qu'elle a stockée avec une certaine efficacité. Cette efficacité est
altérée lorsque le courant débité augmente. Dans notre exemple, la batterie B durera plus de
12 heures parce qu'elle se caractérise par une charge inférieure. C’est ce qu’on appelle l’effet
« Peukert ».
Formule de Peukert : Q = In *T avec cts propre à la batterie (n= 1,2 à 2 …).
La capacité Q d’une batterie dépend donc du courant débité.
Dans la pratique, la capacité d’une batterie est indiquée avec la mention C/10 ou C/20 …,
ou encore (Ah/1h, Ah/2h, Ah/5h …) : attention à l’interprétation !
Exemple :
Batterie 15AH C/10 : signifie :
Capacité Q = 15AH si : Courant fourni = 1,5A (15AH/10).
Et donc autonomie = 10H
(il fournit 1,5A pendant 10Heures).
Il ne faut jamais complètement décharger une batterie sous peine de destruction. En général le
taux de décharge d’une batterie ne doit pas aller au-delà de 60% à 80% de la capacité d’une
batterie. Pour une batterie de démarrage ce taux chute même à 10% de la capacité de la
batterie.
Exemple :
Batteries de 60AH, taux de décharge 70%, la capacité utile est donc de 60AH*0.7= 42Ah
-9-
les batteries d’accumulateur
Chapitre I
I.7.Conclusion [3]
Il existe une grande diversité de moyens de stockage d’énergie, chacun étant adapté à une
application donnée. Les batteries au plomb répondent bien à la problématique du stockage
courte durée dans les applications stationnaires isolées. C’est d’ailleurs la technologie la plus
utilisée aujourd’hui pour ce type d’applications. Elles bénéficient d’un retour d’expérience de
plus de cinquante ans. La production de masse des batteries de démarrage a permis d’atteindre
des coûts très compétitifs, aujourd’hui quasiment incompressibles. Elles restent cependant
perfectibles en termes de durée de vie (5 à 8 ans selon les conditions d’utilisation). Leur
remplacement est envisagé à moyen ou long terme. Les batteries au lithium présentent des
performances intéressantes. Mais elles nécessitent encore des développements conséquents
avant d’envisager leur utilisation dans les systèmes électriques autres que portables et
automobiles.
- 10 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
I. Introduction
L’électricité photovoltaïque est une source d’énergie intermittente, à caractère nonlinéaire et dépendante de nombreux paramètres comme l’irradiance et la température. Il a
donc fallu adapter cette source d’énergie à notre mode de consommation, soit en stockant la
production solaire dans des batteries ou dans tout autre moyen de stockage en cours de
développement, soit en la renvoyant sur le réseau électrique public.
Les premières avancées technologiques ont été réalisées dans l’association des cellules
photovoltaïques afin de créer des panneaux solaires disposant de caractéristiques électriques
susceptibles de répondre à nos besoins et présentant une grande fiabilité permettant une
garantie des caractéristiques au-delà de 25 ans. Plus récemment, avec le développement d’une
électronique de puissance spécifique dédiée aux applications photovoltaïques, beaucoup de
systèmes de conversion innovants ont été conçus, notamment des onduleurs ayant des
premiers étages d’adaptation en entrée assurant la recherche de PPM. En effet, ces dispositifs
permettent aujourd’hui d’adapter et d’optimiser la production photovoltaïque par le biais de
convertisseurs de puissance DC-DC insérés entre les modules photovoltaïques et l’entrée de
l’onduleur. Généralement, ces étages disposent de commandes de gestion électrique plus ou
moins complexes permettant d’adapter la tension PV à la tension d’entrée de l’onduleur.
Dans ce contexte, l’objectif de ce chapitre est de présenter un état des lieux actuel des
différentes architectures de gestion de l’énergie photovoltaïque afin de mieux comprendre les
enjeux et les perspectives à venir de l’électronique de puissance dans ces applications. Nous
développons ainsi les structures DC-DC utilisées classiquement pour apporter une solution
technologique dans l’approvisionnement en électricité de zones difficilement accessibles,
éloignées de tout réseau ou pour l’alimentation de secours de réseaux peu fiables, mais aussi
les structures DC-AC essentiellement utilisées pour le couplage avec les réseaux électriques
publics.
Il existe toute une panoplie de convertisseurs continu-continu. Allant des structures de base à
conversion directe de l’énergie, en passant par celles à stockage intermédiaire en incluant ou
non un transformateur d’isolement, on se trouve confronté à une multiplicité de solutions.
Cependant, parmi toutes les solutions envisageables et compte tenu des caractéristiques d’une
batterie, quelques propriétés semblent indispensables :

Le caractère élévateur du convertisseur.

La possibilité de régler la tension de sortie du convertisseur indépendamment des
fluctuations de sa tension d’entrée.

La possibilité de contrôler le courant absorbé par le convertisseur.

La minimisation de l’ondulation du courant.
- 12 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Les circuits développés, appelé convertisseurs statiques, permettent non seulement
d’effectuer à moindre coût les différents réglages (entraînements réglés, variation de vitesse,
usines et réseaux électriques, alimentation auxiliaires de secours,....etc.) mais de modifier la
présentation de l’énergie électrique.
On peut classifier les convertisseurs de puissance selon:

Soit le mode d’extinction (blocage) adopté (commutation du courant):
1. commutation par passage du courant à zéro.
2. commutation naturelle.
3. commutation forcée .

Soit le mode de conversion de l’énergie électrique:
Les convertisseurs les plus fréquents pour le contrôle industriel et des machines électriques
sont:
1. Les convertisseurs alternatifs / alternatif (AC => AC) : ex : cyclo-convertisseur.
2. Les convertisseurs alternatifs/continu (AC => DC): ex : montage redresseur à diodes ou à
thyristors
Dévolteur et survolteur.
3. Les convertisseurs continus/continu (DC => DC) : ex: les hacheurs.
4. Les convertisseurs continu/alternatif (DC => AC) : ex : onduleur.

Soit les 2 modes combinés selon des critères industriels et selon les domaines
d’applications :
Nous pouvons associer un montage redresseur (AC => DC) avec un montage onduleur (DC
=> AC) pour obtenir un convertisseur (AC => DC => AC)
Les applications de ce type de convertisseur sont dans la traction électrique (variateur de
vitesse) avec les machines à courant alternatif.
Les convertisseurs statiques sont réalisés à partir de composants de puissance qui permettent
le transit de courants de valeurs souvent élevées (jusqu’à de kA) et peuvent avoir à leurs
bornes des tensions tout aussi élevées (jusqu’à des kV). Ces valeurs de tension et de courant
ne peuvent exister en même temps sinon la puissance dissipée dans le composant entraînerait
sa destruction immédiate.
II.1. Les convertisseurs Continus/Continu: Les Hacheurs :
L’hacheur est un convertisseur qui permet d’obtenir une tension à valeur moyenne
réglable à partir d’une source de tension continue (figure II.1).
Tension d’entrée = E.
La valeur moyenne de la tension de sortie dépend de τ=αT et varie entre 0 et E.
- 13 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Fig.II.1: Convertion DC/DC.
L’hacheur peut être utilisé pour le contrôle de vitesse des moteurs à courant continu et tout
particulièrement en traction (trains, trolleybus, métro, …) et en robotique
Un hacheur peut servir:

Pour abaisser la tension (tension de sortie inférieure à la tension d’entrée) :
Dévolteur

Pour élever la tension (tension de sortie supérieure à la tension d’entrée):
Survolteur

Soit les deux fonctions en même temps (dévolteur-survolteur).
A. Convertisseur abaisseur (Buck) [5] :
Le hacheur série est un convertisseur direct DC–DC. La source d'entrée est de type
tension continue et la charge de sortie continue de type source de courant. L'interrupteur S
peut être remplacé par un transistor puisque le courant est toujours positif et que les
commutations doivent être commandées (au blocage et à l'amorçage).
C’est un convertisseur qui donne en sortie une tension plus petite que celle de l’entrée. La
structure du convertisseur abaisseur est présentée sur la Figure II.2. Le fonctionnement de
ce convertisseur peut être divisé en deux phases suivant l'état de l'interrupteur S:
Dans la première phase, l'interrupteur S est fermé, la tension aux bornes de
l'inductance vaut VL= Vi- V0 . Le courant traversant l'inductance augmente linéairement.
La tension aux bornes de la diode étant négative, aucun courant ne la traverse.
Dans la deuxième phase, l'interrupteur est ouvert, et la diode devient passante afin
d'assurer la continuité du courant dans l'inductance. La tension aux bornes de
l'inductance vaut VL= -V0. Le courant la traversant décroît.
Fig. II.2 : Structure du convertisseur abaisseur (Buck).
- 14 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Le rapport entre la fermeture et l’ouverture de l’interrupteur est égal à α.
Il existe deux modes de fonctionnement de ce convertisseur:
a) le mode dit à courant continu (Buck CCM « Continuous Current Mode »). Dans
ce mode le courant dans l’inductance ne s’annule pas. La relation entre l’entrée et la
sortie est:
(II.1)
(II.2)
b) Le mode dit à courant discontinu (Buck DCM « Discontinuous Current Mode »). Dans
ce mode le courant dans l’inductance s’annule pendant l’ouverture de l’interrupteur.
La relation entre l’entrée et la sortie est:
(II.3)
Où IL est la valeur moyenne du courant de l’inductance.
Par définition, 0<α<1, ce qui induit que le montage est abaisseur de tension (dévolteur).
On peut donner les fonctions du transfert de se convertisseur dans les deux modes comme
suit :
A.1.Fonctions de transfert du hacheur BUCK en conduction continue [5] :
La fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du rapport cyclique est :
̂
(II.4)
̂
La fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction de la tension d’entrée est :
̂
(II.5)
̂
Et la fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du courant dans
l’inductance iL est :
̂
(II.6)
̂
A.2 Fonctions de transfert du hacheur BUCK en conduction discontinue [5] :
La fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du rapport cyclique est :
̂
̂
Avec :
√
,
(II.7)
,
.
Et la fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du courant dans
l’inductance iL est :
- 15 -
Chapitre II
̂
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
√
(II.8)
̂
Avec :
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis de la tension d’alimentation dans une
commande en rapport cyclique est donnée par :
̂
(II.9)
̂
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis de la tension d’alimentation dans une
commande en courant (régulation du courant dans l’inductance) est donnée par :
̂
(II.10)
̂
B. Convertisseur élévateur (Boost) :
C’est un convertisseur qui donne en sortie une tension plus grande que celle de
l’entrée. La structure du convertisseur élévateur est présentée sur la Figure II.3. Le
fonctionnement de ce convertisseur peut être divisé en deux phases suivant l'état de
l'interrupteur S:
Fig. II.3 : Structure du convertisseur élévateur (Boost).
Dans la première phase, l'interrupteur S est fermé, la tension aux bornes de l'inductance vaut
VL= V0. Et le courant traversant l'inductance augmente linéairement.
Dans la deuxième phase, l'interrupteur est ouvert. Ceci génère une tension négative aux
bornes de l’inductance pour empêcher la décroissance du courant. La diode devient
passante. La tension aux bornes de l'inductance vaut VL= Vi- V0. Dans cette phase la
capacité de sortie se charge en même temps par le courant stocké dans l’inductance et par
l’entrée Vi.
Donc la relation entre la tension de sortie et de l’entrée est donnée par :
(II.11)
- 16 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
C. Convertisseur dévolteur-survolteur (Buck-boost) [5] :
Le hacheur inverseur est un convertisseur indirect DC–DC à stockage inductif. La
source d'entrée est de type tension continue (filtrage capacitif en parallèle avec une source de
tension) et la charge de sortie continue de type source de tension (condensateur en parallèle
avec la charge résistive). L'interrupteur K1 peut être remplacé par un transistor puisque le
courant est toujours positif et que les commutations doivent être commandées (au blocage et à
l'amorçage).
C’est un convertisseur qui peut donner à sa sortie une tension supérieur ou inférieur à
celle de l’entrée suivant la valeur du rapport cyclique.
Le circuit du convertisseur DC/DC PWM Buck-boost est montré sur le schéma figure II.4. Il
se compose d'un transistor MOSFET de puissance utilisé comme commutateur contrôlable,
inducteur L, diode(K2), condensateur de filtre C, et résistance de charge R .Le commutateur
est tourné on-off à la fréquence de commutation fs=1/T avec le rapport cyclique α=ton /T, où
ton est l'intervalle de temps quand le commutateur est allumé.
Fig. II.4. Structure du convertisseur Buck-boost.
L'interrupteur K1 est fermé pendant la fraction αT de la période de découpage T. La source
d'entrée fournit l'énergie à l'inductance L. La charge est déconnectée du montage (diode K2
bloquée).
Lors du blocage du transistor, la diode K2 assure la continuité du courant dans l'inductance.
L'énergie emmagasinée dans cette inductance est alors déchargée dans le condensateur et la
résistance de charge.
En régime permanent, la valeur moyenne de la tension aux bornes de l'inductance est nulle, ce
qui impose la relation suivante qui donne la tension de sortie en fonction de la tension
d’entrée :
(II.12)
Par définition, 0<α<1, ce qui induit que le montage est abaisseur ET élévateur de tension
(négative).
- 17 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
On peut aussi donne les fonctions du transfert de se convertisseur dans les deux modes
(continu et discontinu) comme suit :
C.1.Modélisation linéaire [5]
C.1.1Fonctions de transfert du hacheur BUCK-BOOST en conduction continue :
La fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du rapport cyclique est :
α
̂
α̂
α
α
α
α
(II.13)
α
La fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction de la tension d’entrée est :
̂
(II.14)
̂
Et la fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du courant dans
l’inductance iL est :
̂
(II.15)
̂
C.1.2.Fonctions de transfert du hacheur BUCK-BOOST en conduction discontinue :
La fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du rapport cyclique est :
̂
̂
(II.16)
√
Avec :
.
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis le courant d’inductance est donne par :
̂
̂
√
(II.17)
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis de la tension d’alimentation dans une
commande en rapport cyclique est donnée par :
̂
(II.18)
̂
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis de la tension d’alimentation dans une
commande en courant (régulation du courant dans l’inductance) est donnée par :
̂
(II.19)
̂
C.1.3.Fonctions de transfert du hacheur BUCK-BOOST en régime auto-oscillant
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis la tension d’alimentation et le courant
d’inductance est donne par les équations (II.20) et (II.21) respectivement :
̂
(II.20)
̂
- 18 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
̂
(II.21)
̂
Avec:
et
.
Les différentes topologies qu’on a vue s’appelle des topologies non isolée car il n’utilisée pas
des transformateurs dans leur composition.
Il existe d’autre topologies isolée qu’on peut les donnée comme suit :
D. Convertisseur FLYBACK [6] :
Un convertisseur PWM DC/DC de retour rapide (flyback) (figure II.5) est une version
de transformateur (ou d'isolement) de convertisseur Buck-boost. Un transformateur est utilisé
pour éliminer tout raccordement électrique direct entre l'entrée et la sortie. Ce dispositif de
sûreté est exigé dans beaucoup d'applications. Puisque la fréquence de fonctionnement des
convertisseurs de PWM est beaucoup plus haute que la fréquence de la ligne 50-60Hz, le
transformateur, les inductances, et les condensateurs sont beaucoup plus petits que ceux
actionnés à la ligne fréquences.
Le courant magnétisant devrait être pris en compte dans ces convertisseurs.
Fig. II.5. Alimentation à découpage asymétrique de type FLYBACK.
1- A t=0, on ferme T : Vd1 > 0 et Vd2 < 0, donc D1 est fermée et D2 est bloquée :
(0<α<1)
vL est positive, donc IL augmente linéairement.
2- A t=αT, on ouvre T : IL circule à travers D2 et vL = -Vo (pour αT<t<T) qui est négative,
donc IL diminue linéairement.
La valeur moyenne de vL sur une période est égale à zéro :
∫
(
(
(
)
∫
)
(II.22)
)
- 19 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Donc on peut déduire la relation entre la tension de sortie et celle d’alimentation par
(II.23)
Comme pour les topologies précédente, on peut aussi donner les fonctions de transfert de se
convertisseur dans les modes continu et discontinu :
D.1.Modélisation linéaire [5]
D.1.1.Fonctions de transfert de l’alimentation FLYBACK en conduction continue :
La fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du rapport cyclique est :
α
̂
α̂
α
α
α
α
(II.24)
α
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis la tension d’entrée est donne par :
̂
(II.25)
̂
Et la fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du courant dans
l’inductance iL est :
̂
(II.26)
̂
D.1.2.Fonctions de transfert de l’alimentation FLYBACK en conduction discontinue :
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis le rapport cyclique est donne par :
̂
α̂
(II.27)
√
Avec:
.
La fonction de transfert qui donne la tension de sortie en fonction du courant dans
l’inductance iL est :
̂
̂
√
(II.28)
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis de la tension d’alimentation dans une
commande en rapport cyclique est donnée par :
̂
(II.29)
̂
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis de la tension d’alimentation dans une
commande en courant (régulation du courant dans l’inductance) est donnée nulle.
- 20 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
E. Convertisseur Push-pull [6]
Le convertisseur PWM push-pull (figure II.6) contient deux transistors qui conduits
en ce qui concerne la terre. C'est l'avantage principal du convertisseur. L'effort de tension à
travers les commutateurs est haut, est égal à 2VI, qui est deux fois l'effort de tension de
commutateur dans le moitié-pont et convertisseurs de plein pont, Le convertisseur push-pull
emploie un transformateur à double center tippe relativement petit qui est excité dans les deux
directions. Cependant, le circuit souffre du déséquilibre de flux du noyau de transformateur
parce que le courant DC traverse le primaire et donc le noyau peut saturer. Le convertisseur
est utilisé dans des applications de moyenne puissance, de 150 à 500 que W. Il appartient à la
famille des convertisseurs Buck-dérivés.
Fig. II.6. Le circuit équivalent du convertisseur push-pull avec un transformateur
Le circuit est arrangé pour produire une tension alternative à l’entrée du transformateur.
Sur la première moitié de la période (durant laquelle T1 fonctionne jusqu’à Ton) Quand T1
est en conduction : D1 conduit et D2 est bloquée, d’où :
(II.30)
Pour (0< t <Ton) et IL à travers D1 augmente linéairement.
Durant le reste du premier demi -période, les 2 transistors sont bloqués, donc vL=-Vo et
Id1 = Id2 = IL /2.
Le fonctionnement se répète pour le transistor T2 sur l’autre moitié de la période. La valeur
moyenne de la tension vL sur demi période = 0, d’où
(II.31)
F. Convertisseur Cuk
Le convertisseur Cuk est présenté dans la figure II.7 :
- 21 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Fig. II.7. Structure du convertisseur Cuk
A partir du calcul des tensions moyennes aux bornes des inductances L et L’, on obtient :
(II.32)
(II.33)
Le gain en tension est identique à celui du montage Buck-Boost. Il s’agit également d’un
montage abaisseur-élévateur-inverseur en tension.
La relation entre les courants moyens est :
(II.34)
Les ondulations de courant dans les inductances L et L’ s’écrivent :
(II.35)
(II.36)
Et l’ondulation de la tension de sortie et de la tension aux bornes de C’ :
(II.37)
(II.38)
Ce sont quelque type d’alimentation à découpage qu’on a vu précédemment, et puisse qu’on
va utiliser une de ces alimentations dans notre travail qui est un hacheur boost raccordé à un
onduleur (monophasée ou triphasée), dans ce qui suit on va donner quelque notion sur ce
convertisseur DC/AC.
II.2. Les convertisseurs Continus/Alternatif : Les Onduleurs [7]
II.2.1. Introduction :
Les onduleurs sont des convertisseurs statiques d’énergie électrique du continu en
alternatif. Ils permettent d’obtenir Une tension alternative réglable en fréquence et en valeur
efficace à partir d’une tension continue donnée (figure II.8).
- 22 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
La forme d’onde alternative de la tension de sortie est déterminée par le système (par
différence avec les onduleurs autonomes). Selon la forme de cette tension de sortie, on classe
les onduleurs en plusieurs catégories (figure II.9) :

Onduleur 2 états (tension en créneaux +U, -U) : La valeur efficace de la tension de
sortie n’est pas réglable et dépend de la tension continue d’entrée.

Onduleurs 3 états (+U, 0, -U) : La valeur efficace de la tension de sortie est réglable en
agissant sur la durée du créneau.

Onduleurs à modulation de largeur d’impulsions : MLI (Pulse Wild Modulation :
PWM) : L’onde de sortie est avec train d’impulsions de largeur et d’espacement
variables. Ceci permet de réduire le taux des harmoniques. On peut même obtenir une
onde de sortie voisine de l’onde sinusoïdale.

4. Onduleurs à tension de sortie en marche d’escalier : L’onde de sortie est constituée
par la somme ou la différence de créneaux de largeur variable et sa forme générale se
rapproche au mieux de la sinusoïde. L’un des problèmes de ce système est le nombre
important d’éléments.
Fig. II.8 : La structure des onduleurs.
Fig. II.9 : Les formes de la tension de sortie.
Les onduleurs sont utilisés dans plusieurs applications industrielles :

Variation de vitesse des moteurs électriques à courant alternatif (moteur asynchrone
ou synchrone)

Four à induction

Alimentations dans les avions

Alimentation sans interruption de secours (pour ordinateurs et autres applications)
Il existe des onduleurs monophasés et des onduleurs triphasés. Pour les onduleurs
monophasés, nous avons 3 schémas de principe :

Deux interrupteurs (Transistors ou thyristors) parallèle

Deux interrupteurs (Transistors ou thyristors) sérient
- 23 -
Chapitre II

les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Quatre interrupteurs en pont.
Ils sont utilisés en électrotechnique pour :

Soit fournir des tensions ou courants alternatifs de fréquence et amplitudes variables :
Ex : C’est le cas des onduleurs servant à alimenter des moteurs à courant alternatif devant
tourner à vitesse variable par exemple (la vitesse est liée à la fréquence des courants qui
traversent la machine).

Soit fournir une ou des tensions alternatives de fréquence et d’amplitude fixes :
Ex : C’est le cas en particulier des alimentations de sécurité destinées à se substituer au réseau
en cas de défaillance de celui-ci par exemple. L’énergie stockée dans les batteries de secours
est restituée sous forme continue, l’onduleur est alors nécessaire pour recréer la forme de
tension et fréquence du réseau.
On distingue les onduleurs de tension et les onduleurs de courant, en fonction de la source
d’entrée continue : source de tension ou source de courant. La technologie des onduleurs de
tension est la plus maîtrisée et est présente dans la plupart des systèmes industriels, dans
toutes les gammes de puissance (quelques Watts à plusieurs MW).
Puisque on travaille avec les systèmes photovoltaïques qui utilise des onduleurs bien spécifier
a aux, on doit mentionner les caractéristiques de ces onduleur Soleure.
II.2.2. Caractéristiques propres à un onduleur pour systèmes photovoltaïques (PV) [8] :
Les onduleurs destinés aux systèmes photovoltaïques sont quelques peu différents des
onduleurs classiques utilisés en électrotechnique, mais l’objectif de conversion AC*/DC* est
le même.
La principale caractéristique de l’onduleur PV est la recherche du meilleur point de
fonctionnement du système.
En effet, le générateur PV (ensemble de modules PV) a une courbe caractéristique IV non
linéaire.
Pour un éclairement et une température donnés, la tension en circuit ouvert ou à forte
charge est à peu près constante (assimilable à une source de tension), tandis qu’en courtcircuit ou à faible charge le courant est pratiquement constant (source de courant).
Le générateur n’est alors ni vraiment une source de tension ni vraiment une source de courant
non plus.
La tension de circuit ouvert est sensible à la température et diminue quand la
température augmente. Le courant de court-circuit est quant à lui proportionnel à
l’éclairement : augmente si l’éclairement augmente.
- 24 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
En régime permanent établi, la tension et le courant du capteur sont considérés comme
constants. L’utilisation d’un onduleur de tension plutôt qu’un onduleur de courant est alors
essentiellement motivée par des raisons technologiques.
L’onduleur de tension impose à sa sortie un système de tensions sous forme de
créneaux modulés en largeur d’impulsions (MLI* ou PWM* en anglais). Ces créneaux ne
posent aucun problème pour l’alimentation d’un moteur, mais sont incompatibles avec les
tensions sinusoïdales du réseau.
On place alors entre chaque sortie de l’onduleur et chaque phase du réseau (onduleur
monophasé ou triphasé) une inductance qui joue le rôle de filtre et permet à l’onduleur de
fournir au réseau des courants quasi sinusoïdaux : d’un point de vue formel elle transforme
l’onduleur de tension en onduleur de courant ! (figure II.10).
Fig. II.10 : Filtrage de la tension par l’inductance de sortie.
II.2.3. Détails technologiques
II.2.3.a Principaux types d’onduleurs rencontrés
Les onduleurs sont des structures en pont constituées le plus souvent d’interrupteurs
électroniques comme des IGBT (transistors de puissance).
Dans le cas standard, par un jeu de commutation commandée de manière appropriée, le plus
souvent par MLI*, l’énergie électrique continue fournie est modulée afin d’obtenir un signal
alternatif à la fréquence du réseau.
Il existe de nombreux circuits électroniques qui permettent de réaliser conversion d’énergie
électrique :
Le montage le plus simple est composé de thyristors (figure II.11). Cette technologie était
utilisée dans les premiers onduleurs PV (et est encore disponible en monophasé et triphasé).
Peu cher, il présente cependant un courant de sortie plus ou moins rectangulaire induisant de
la puissance réactive et des harmoniques qui affectent le rendement de l’onduleur et peuvent
perturber le réseau.
- 25 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Fig. II.11 : Circuit utilisant des thyristors.
La figure II.12 présente un exemple de circuit simple composé d’un pont de transistors
commandé par PWM. Le signal alternatif obtenu est ensuite filtré par l’inductance Ld1 située
avant le transformateur afin d’obtenir un signal alternatif sinusoïdal à la fréquence du réseau.
Fig. II.12 : Circuit simple utilisant un pont de transistors [9].
Pour travailler sur une gamme de tensions d’entrée plus large, un convertisseur élévateur («
boost ») peut être rajouté (en vert) en entrée du pont (figure II.13).
Fig. II.13 : Circuit à pont de transistors avec convertisseur élévateur [9].
Le montage de la figure II.14 comprend 3 étages différents. Il est composé d’un
transformateur haute fréquence (en bleu) qui adapte la tension d’entrée tout en réduisant le
poids de l’onduleur. À sa sortie, le signal est alternatif. Un redresseur (en vert) permet alors de
le convertir en continu. Le pont de sortie (rouge) permet par modulation d’amplitude de
transformer ce signal continu en un signal alternatif sinusoïdal adapté à la fréquence du
réseau.
- 26 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Fig. II.14 : Circuit à 3 étages avec transformateur [9].
Le montage de la figure II.15 est constitué de 4 étages. Ce circuit nécessite le contrôle de 7
interrupteurs contre 8 pour celui de la figure II.14.
Il est composé d’un convertisseur abaisseur de tension, d’un montage dit « push pull » suivi
d’un redresseur, et d’un pont de sortie. La partie « convertisseur abaisseur + transformateur
+push pull » permet d’adapter la tension d’entrée. Elle permet à l’onduleur d’avoir une plus
large gamme de tensions d’entrée possible donc une plus grande flexibilité d’association avec
les modules PV. Le redresseur « redresse » la tension en sortie du push pull, et le pont de
sortie (rouge) permet par modulation d’amplitude de transformer ce signal continu en un
signal alternatif sinusoïdal adapté à la fréquence du réseau.
Fig. II.15: Circuit à 4 étages avec montage push pull [9].
Enfin, le montage de la figure II.16 représente un exemple simple de la technologie des
onduleurs sans transformateur. En éliminant le transformateur*, générateur de pertes
importantes dans le circuit lors de la conversion de puissance, on peut augmenter le
rendement.
Il faut cependant prendre en compte les problèmes de compatibilité électromagnétique* que le
transformateur permettait d’éliminer par isolation galvanique.
Dans ce circuit, S1 (pour les courants positifs et négatifs) et S2 (pour les courants positifs)
sont commandés en haute fréquence et les autres interrupteurs en 50Hz (fréquence du réseau).
Pour des tensions d’entrée plus grandes, S1 peut être contrôlé seul en haute fréquence et les 4
autres en 50Hz pour former un convertisseur abaisseur et un convertisseur push pull.
- 27 -
Chapitre II
les convertisseurs statiques DC/DC et DC/AC
Dans les 2 cas, le désavantage de ce montage est la très forte tension appliquée aux bornes des
interrupteurs.
Fig. II.16 : Onduleur sans transformateur dit « à Topologie de Karschny »
II.3.Conclusion
Dans ce chapitre, on a étudié les convertisseurs continu-continu isolés et non isolés classiques.
On a montré les caractéristiques de chacun ainsi ces fonctions de transfert. Pour notre travail
on s’intéresse particulièrement au convertisseur qui va être plus développé dans le chapitre
suivant.
La technologie des onduleurs reposent sur un principe électronique simple de conversion de
l’énergie électrique. Cette technologie devient, en réalité, de plus en plus complexe au fur et à
mesure des avancées technologiques et des innovations qui lui sont apportées, et des
exigences des systèmes PV (photovoltaïques).
- 28 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
III.1.Introduction
Fabriquer du 220 V alternatif à partir d'une source d'alimentation continue telle que
batterie ou dynamo a toujours été un problème d'actualité pour les électroniciens amateurs.
Les occasions ne manquent pas pour utiliser une « centrale électrique» personnelle. Il existe
de nombreux schémas plus ou moins complexes et plus ou moins performants, entre lesquels
il faut choisir en fonction de la puissance nécessaire, et de la nature des équipements
alimentés. Tous les onduleurs ou convertisseurs permettant de reconstituer du 220 V alternatif
a partir d'une batterie fonctionnent sur le même principe de base : un dispositif électronique
(autrefois électromécanique !) découpe ou module l'alimentation continue pour en faire une
basse tension alternative.
Celle-ci est alors appliquée à un hacheur élévateur (boost) capable de l'amener à 220
volts efficaces. Les caractéristiques du boost doivent être en rapport avec la puissance exigée.
Puisque les caractéristiques de système n'exigent pas l'isolement entre le côté d'entrée et le
côté de sortie du convertisseur d'entrée, l'utilisation du convertisseur basé par transformateur
ne serait pas la meilleure solution à moins qu'il y ait étude sur l'effet du convertisseur
d'isolement à la densité de puissance. Par conséquent, plusieurs topologies non isolées et
d'isolement sont traités dans ce chapitre. Afin de choisir la meilleure topologie, les avantages
et les limitations de chaque convertisseur sont soigneusement pris en considération.
III.2. les différentes topologies des boost :
III.2.1. Topologies non isolées :
III.2.1.1Convertisseur Boost :
Un convertisseur Boost, ou hacheur parallèle, est une alimentation à découpage qui
convertit une tension continue en une autre tension continue de plus forte valeur.
A. Applications
On utilise un convertisseur boost lorsqu'on désire augmenter la tension disponible
d'une source continue. Les systèmes alimentés par les batteries d'accumulateurs utilisent
souvent plusieurs accumulateurs en série afin de disposer d'un niveau de tension suffisamment
élevé. La place disponible étant souvent limitée, il n'est pas toujours possible de disposer d'un
nombre suffisant d'éléments. Un convertisseur boost permet d'augmenter la tension fournie
par les batteries et ainsi diminuer le nombre d'éléments nécessaires pour atteindre le niveau de
tension désiré. Les véhicules hybrides ainsi que les systèmes d'éclairage sont deux exemples
typiques d'utilisation des convertisseurs boost.
Les convertisseurs boost sont utilisés dans des applications de faible puissance comme les
systèmes d'éclairage portatifs. Une diode électroluminescente blanche nécessite une tension
- 30 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
de 2,7 V à 3,6 V environ pour fonctionner, un convertisseur boost permet d'augmenter la
tension fournie par une piles de 1,5 V afin de réaliser une lampe torche faible consommation.
Les convertisseurs boost peuvent aussi délivrer des tensions bien plus élevées afin
d'alimenter les tubes à cathode froide présents dans le rétro éclairage des écrans a cristaux
liquide ou les flache des appareils photo par exemple.
Une automobile hybride comme la Toyota Prius utilise un moteur électrique, nécessitant une
tension de 500 V. Sans convertisseur boost, cette automobile devrait embarquer 417 éléments
d'accumulateurs NiMH connectés en série pour alimenter ce moteur. Cependant, la Prius
n'utilise que 168 éléments ainsi qu'un convertisseur boost afin de passer la tension disponible
de 202 à 500V.
B. Principe de fonctionnement
Le fonctionnement d'un convertisseur Boost peut être divisé en deux phases distinctes
selon l'état de l'interrupteur S (voir figure III.2) :

Une phase d'accumulation d'énergie : lorsque l'interrupteur S (voir figure III.1) est
fermé (état passant), cela entraîne l'augmentation du courant dans l'inductance donc le
stockage d'une quantité d'énergie sous forme d'énergie magnétique. La diode D est
alors bloquée et la charge est alors déconnectée de l'alimentation.

Lorsque l'interrupteur est ouvert, l'inductance se trouve alors en série avec le
générateur et sa f.e.m. s'additionne à celle du générateur (effet survolteur). Le courant
traversant l'inductance traverse ensuite la diode D, le condensateur C et la charge R. Il
en résulte un transfert de l'énergie accumulée dans l'inductance vers la capacité.
Fig.III.1 : Schéma de base d'un convertisseur Boost.
Fig.III.2 : Etat de l'interrupteur S.
B.1.Conduction continue
Quand un convertisseur Boost travaille en mode de conduction continue, le courant IL
traversant l'inductance ne s'annule jamais. La figure III.3 montre les formes d'ondes du
courant et de la tension dans un convertisseur Boost.
- 31 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
Fig.III.3 : Formes d'ondes courant/tension dans un convertisseur Boost
La tension de sortie est calculée de la façon suivante (en considérant les composants comme
parfaits) :
Durant l'état passant, l'interrupteur S est fermé, entraînant l'augmentation du courant suivant
la relation :
(III.1)
À la fin de l'état passant, le courant IL a augmenté de :
∫
∫
(III.2)
α étant le rapport cyclique .Il représente la durée de la période T pendant laquelle
l'interrupteur S conduit. α est compris entre 0 (S ne conduit jamais) et 1 (S conduit tout le
temps).
Pendant l'état bloqué, l'interrupteur S est ouvert, le courant traversant l'inductance circule à
travers la charge. Si on considère une chute de tension nulle aux bornes de la diode et un
condensateur suffisamment grand pour garder sa tension constante, l'évolution de IL est :
(III.3)
Par conséquent, la variation de IL durant l'état bloqué est
∫
(
)
∫
(
) (
)
(
)(
)
(III.4)
Si on considère que le convertisseur a atteint son régime permanent, la quantité d'énergie
stockée dans chacun de ces composants est la même au début et à la fin d'un cycle de
fonctionnement. En particulier, l'énergie stockée dans l'inductance est donnée par :
(III.5)
En conséquence, le courant traversant l'inductance est le même au début et à la fin de chaque
cycle de commutation. Ce qui peut s'écrire de la façon suivante :
- 32 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
(III.6)
En remplacent ∆lLon et ∆lLoff par leur expressions on obtient
(
)(
)
(III.7)
Ce qui peut se réécrire de la façon suivante :
(III.8)
Grâce à cette dernière expression, on peut voir que la tension de sortie est toujours supérieure
à celle d'entrée (le rapport cyclique variant entre 0 et 1), qu'elle augmente avec α, et que
théoriquement elle peut être infinie lorsque α se rapproche de 1. C'est pour cela que l'on parle
de survolteur.
Pour la fréquence de découpage f, on en déduit l’ondulation de courant dans l’inductance et
l’ondulation de la tension de sortie :
(III.9)
(
(III.10)
)
Le courant dans l’inductance est fonction de la puissance débitée par la source. On peut
exprimer sa valeur moyenne en fonction du courant moyen dans la charge et du rapport
cyclique :
(III.11)
Les contraintes sur l’interrupteur commandé et la diode sont les mêmes. En tension, on a :
|
|
(III.12)
Et en courant :
(III.13)
B.2.Conduction discontinue
Dans certains cas, la quantité d'énergie demandée par la charge est assez faible pour
être transférée dans un temps plus court qu'une période de commutation. Dans ce cas, le
courant traversant l'inducteur s'annule pendant une partie de la période. La seule différence
avec le principe de fonctionnement décrit précédemment, est que l'inductance est
complètement déchargée en début de cycle (voir les formes d'ondes sur la figure III.4). Bien
que faible, la différence entre conduction continue et discontinue a un fort impact sur la
formule de la tension de sortie. La tension de sortie peut être calculée de la façon suivante :
- 33 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
Fig.III.4 : Formes d'ondes courant/tension dans un convertisseur Boost en conduction
discontinue.
Comme le courant de l'inductance est nul en début de cycle, son maximum ILmax (a t=αT)
vaut:
(III.14)
Pendant l'état bloqué, IL s'annule après α’T :
(
)
(III.15)
En utilisant les deux dernières équations, α’ vaut :
(III.16)
Le courant dans la charge Io est égal au courant moyen traversant la diode (ID). Le courant
traversant la diode est égal à celui dans l'inductance pendant l'état bloqué.
Par conséquent, le courant traversant la diode peut être écrit de la façon suivante :
(III.17)
En remplaçant ILmax et α’ par leurs expressions respectives, on obtient :
(
(III.18)
)
Par conséquent, le gain de tension en sortie peut être écrit de la façon suivante :
(III.19)
Cette expression est bien plus complexe que celle obtenue lors de l'étude en conduction
continue. En conduction discontinue, le gain en tension dépend du rapport cyclique mais aussi
de la tension d'entrée, de la valeur de l'inductance et du courant de sortie.
La modalisation linéaire de se convertisseur peut être donné par les expressions des fonctions
de transferts dans les deux modes précédant son la résistance de l’inductance ou avec cette
résistance comme suite :
- 34 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
C. Modélisation linéaire [5]
C.1.Fonctions de transfert du hacheur BOOST en conduction continu :
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis la tension d’entrée est donné par :
̂
(III.20)
̂
(
)
(
)
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis le rapport cyclique est donné par :
̂
(
̂
(
)
)
(III.21)
(
)
Et la dépendance de la tension de sortie vis-à-vis le courant de l’inductance iL est donné par :
̂
(
)
(
)
(III.22)
̂
C.2.Fonctions de transfert du hacheur BOOST en conduction discontinue
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis le rapport cyclique est donné par :
̂
̂
√ (
)
,
et
Avec :
(III.23)
Et la dépendance de la tension de sortie vis-à-vis le courant de l’inductance iL est donné par :
̂
̂
(
√
)
(III.24)
La dépendance de la tension de sortie vis-à-vis de la tension d’alimentation dans une
commande en rapport cyclique est donnée par:
̂
(III.25)
̂
La
dépendance de la tension de sortie vis-à-vis de la tension d’alimentation dans une
commande en courant (régulation du courant dans l’inductance) est donnée par:
̂
(III.26)
̂
C.3.Fonctions de transfert du BOOST en tenant compte de la résistance de l’inductance
On pose r la résistance de l’inductance d’entrée L. Les principales relations du hacheur de
type BOOST sont:
(
)
(
(
(
{
)
(
(
)(
)
)(
(III.27)
)
)
- 35 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
Avec ( )
{
(
̂)
(
̂)
̂( )
̂
, simplifiée sous la forme
̂
(
̂
̂
(
̂)(
, on obtient :
̂)
(III.28)
̂)
̂)(
Soit en continu (terme DC) :
(
{
)
(
(
Soit {
)
)
(
(III.29)
)
(
)
En régime variable au premier ordre (terme AC)
̂
{
̂
̂
̂
̂
(
̂
(
)
)
̂
̂
(III.30)
̂
En effectuant la transformé de Laplace et sachant que
̂
{
̂
̂
̂
̂
̂
(
(
)
(
,on obtient :
)
̂
)
̂
(III.31)
̂(
)
De la première relation, on extrait
̂
̂
̂
(
) ̂
(III.32)
En reportant dans la deuxième relation, on obtient :
(
)̂
(
)̂
(
)
(
)
(
)
(
̂
(
̂
(
̂
)
) ̂
)
(
̂
)
̂(
(III.33)
)
̂
̂(
)
D’où
(
(
)
(
)̂
)
̂
(
(
)
)(
)
̂
(III.34)
Le coefficient de ̂ vaut :
(
(
)
)(
)
(
(
)
( (
)(
)
)
)(
(
Le coefficient de ̂ vaut :
(
(
)
)
(
)
- 36 -
)
)(
)
(III.35)
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
(
)
(
)(
)
Donc :
(
(
)
(
)
)
(
)
(
)
(III.36)
L’expression de ̂ en fonction de ̂ et ̂ vaut alors (III.37):
̂
(
(
)
̂
)
(
)
(
(
(
)
) (
)
)
̂ ( )
( )
La fonction de transfert
(
̂( )
)
)
(
)
(
)(
(
)
)
(
)
)(
)
̂
vaut alors :
(
(
(
)
(
(III.38)
)
On vérifie que pour r=0, on obtient :
(
(
)
)
(
(III.39)
)
Qui est la fonction de transfert établit précédemment.
D. Limite entre la conduction continue et discontinue
Comme expliqué dans le paragraphe précédent, le convertisseur fonctionne en
conduction discontinue quand le courant demandé par la charge est faible, et il fonctionne en
conduction continue pour les courants plus importants. La limite entre conduction continue et
conduction discontinue est atteinte quand le courant dans l'inductance s'annule juste au
moment de la commutation. Avec les notations de la figure III.4, cela correspond à :
Donc :
α+α’=1
(III.40)
Dans ce cas, le courant de sortie Iolim (courant de sortie à la limite de la conduction continue et
discontinue) est donné par la relation
̅
(
)
(III.41)
En remplaçant ILmax par son expression en conduction discontinue :
(
)
(III.42)
À la limite entre les deux modes de conduction, la tension de sortie obéit aux expressions des
deux modes. On utilisera celle donnée pour le mode de conduction continue :
- 37 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
.
On peut donc réécrire Iolim de la façon suivante :
(
)
(III.43)
Introduisons deux nouvelles notations :

La tension normalisée, définie par | |
qui correspond au gain en tension du
convertisseur.

Le courant normalisé, défini par | |
Le terme
Correspond à
l'augmentation maximale de courant que l'on peut atteindre Lors d'un cycle (variation
du courant dans l'inductance atteinte pour α=1). On peut donc, en régime permanant
|І0| égale 0 quand le courant de sortie est nul, et 1 pour le courant maximum que peut
fournir le convertisseur.
En utilisant ces notations, on obtient :

En conduction continue :
| |

(III.44)
En conduction discontinue :
| |

(III.45)
| |
le courant limite entre la conduction continue et discontinue est:
(
)
| |
(
)
(III.46)
Par conséquent, la frontière entre conduction continue et discontinue est décrite par :
| |
(
)
(III.47)
La différence de comportement entre conduction continue et discontinue est très nette. Cela
peut engendrer des problèmes d'asservissement de la tension de sortie.
Selon les caractéristiques de système, le convertisseur doit booster une tension d'entrée de
12V ou de 24V à 220 V de tension de sortie. Afin de fournir un tell grand gain de CC, le
convertisseur conventionnel boost doit fonctionner sous le rapport cyclique tout à fait grand.
En autre, vu le grand courant d'entrée le convertisseur boost a besoin de travailler en mode
continu de conduction (CCM) pour réduire l'effort courant du commutateur principal. La
diode devrait être utilisée pour bloquer 220V de la tension intermédiaire d'autobus. Dans ces
conditions de fonctionnement, le convertisseur boost rétablisse des problèmes renversé dans
- 38 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
le redresseur de sortie et le commutateur principal, qui réduit l'efficacité due aux perds de
commutations. En autre, la perte de conduction du commutateur principal serait très grande
parce que le dispositif à haute tension d'estimation à la sur-résistance normalement grande. Ce
qui est le plus mauvais, le redresseur de sortie ne fonctionnerait pas correctement en raison de
la période d'ouverture très courte et à sont tour la tension de sortie ne grimperait pas jusqu'à
220 V en raison de la perte de conduction et du grand rapport cyclique. Quand aucune
technique de commutation douce n'est pas appliquée au convertisseur boost conventionnel, la
fréquence de commutation est généralement limitée autour de plusieurs kilohertz pour réduire
la perte de commutation. En conséquence, la taille des composants passifs tels que l'inducteur
d'entrée et le condensateur de sortie sera encombrante, entraînant la réduction de la densité de
puissance.
Afin d'éviter quelques problèmes mentionnés ci-dessus, on propose d’autres topologies de
boost.
III.2.1.2. Convertisseur Boost en cascade (cascaded boost converter) [10]
Fig. III.5.Convertisseur boost en cascade.
La tension intermédiaire d'autobus est établie entre deux étapes et deux convertisseurs reliés
par série partager le grand rapport de tension. Tell que montré dans fig. III.5, cette structure
peut résoudre le grand problème de rapport cyclique. En autre, le transistor MOSFET a plus
basse tension et la diode peuvent être placés dans le convertisseur de la première étape ayant
pour résultat de réduire les pertes de conduction et les pertes reliées par rétablissement
renversé.
La relation qui relai la tension de sortie a celle d’entrée et donne par [11]:
(III.48)
La au α1 et α2 sont les rapports cyclique de S1 et S2 respectivement .donc le rapport de tension
du convertisseur correspond au produit du rapport de tension des deux convertisseurs boost.
Les contraintes sur l’interrupteur commandé et la diode du 1eur étage sont les même.
En tension, on a :
- 39 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
|
|
(III.49)
Avec :
En courant :
(III.50)
De même pour l’interrupteur commandé et la diode du 2iéme étage :
En tension :
|
|
(
Avec :
(
)(
)
(III.51)
)
En courant :
(
(III.52)
)
Cependant, un problème de la fréquence de commutation existe toujours dans le convertisseur
dans l'étape secondaire qui l'empêche d'augmenter. En conséquence, le volume des
composants passifs augmente. En autre, tout le rendement serait inférieur parce que le
traitement de puissance se produit deux fois dans les convertisseurs cascades. Le schéma de
commande également serait complexe.
III.2.1.3. Convertisseur Boost a trois niveaux (Three-level boost converter) [11]:
Le convertisseur boost à trois nivaux montré dans fig.III.6 a été avec succès utilisé
pour le circuit de la compensation de phase (PFC). En employant une structure à trois nivaux,
le convertisseur peut obtenir quelques avantages par rapport au convertisseur boost
conventionnel .Premièrement, les efforts de tension des commutateurs et les redresseurs
deviennent moitié de la tension de sortie.
Fig. III.6.Le convertisseur boost à trois nivaux.
Par conséquent le transistor MOSFET d'estimation de basse tension et la diode peuvent être
utilisé pour réduire la perte de conduction. En même temps, la perte reliée par rétablissement
- 40 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
renversé peut être réduite quand la diode d'estimation de basse tension est appliquée pour le
redresseur. En autre, la fréquence d'ondulation du courant d'inductance d'entrée devient deux
fois plus haute que la fréquence de commutation, qui permet à la taille de l'inducteur d'entrée
d'être rétrécie. Par conséquent, la densité de puissance et l'efficacité du convertisseur seront
améliorées bien que le nombre de composants actifs soit augmenté.
Les deux interrupteurs sont commandés avec le même rapport cyclique mais leurs
commandes sont décalées entre elle d’une demi-période.
Dans le cas ou α < 0.5, on a :
(
(
)
)(
)
(III.53)
)
(III.54)
De même, dans le cas ou α > 0.5, on a :
(
)
)(
(
On déduit des deux relations précédant, le rapport de tension du convertisseur
(III.55)
L’ondulation de la tension et du courant de sortie s’écrivent :
(
{
(
)
)
(
(
(
{
(
)
Pour α<0.5
(III.56)
)
pour α>0.5
(III.57)
)
)
)
(
(
)
Avec C=C1=C2.
Les tensions aux bornes des interrupteurs et des diodes ont pour valeur :
|
|
pour α<0.5.
Avec
Et
(III.58)
(
)
pour α>0.5.
Cependant, le convertisseur aura toujours l'expérience du grand problème de rapport de
conversion de tension.
III.2.1.4.Mise en parallèle de convertisseurs boost élémentaires [11]
La mise en parallèle des convertisseurs est une structure qui permet de partager le
courant entre plusieurs cellules élémentaires. Le courant traversant chaque cellule est alors
moins important. On diminue ainsi les contraintes en courant des composants.
- 41 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
On présente sur la figure III.7 un convertisseur continu-continu, constitué de deux Boost
élémentaires identiques mis en parallèle. Chaque cellule fournie la moitié de la puissance
totale. Cette structure est utilisée pour réduire l’ondulation du courant d’entrée, le poids et le
volume du convertisseur. D’ailleurs, la mise en parallèle de plus de deux convertisseurs est
également utilisée.
Dans la structure de convertisseur de la figure III.7, chaque Boost élémentaire est
commandé avec le même rapport cyclique α et les commandes sont décalées entre elle d’une
demi-période. Le courant moyen passant dans chaque cellule correspond à la moitié du
courant d’entrée. La tension de sortie a la même valeur que celle du Boost classique pour un
rapport cyclique donné. Mais l’ondulation du courant délivré par la source est plus faible que
celle du courant dans chaque convertisseur élémentaire. La fréquence du courant d’entrée est
doublée par rapport à celle du découpage.
Fig.III.7. Mise en parallèle de deux Boost.
Tant que les deux convertisseurs élémentaires sont identiques, les courants dans les
inductances sont de même forme, mais ils sont décalés d’une demi-période entre eux. Les
ondulations de courant dans chaque inductance sont toujours égales à :
(III.59)
Pour un rapport cyclique inférieur à 0,5, l’ondulation du courant d’entrée et l’ondulation de la
tension de sortie s’écrivent en fonction de l’ondulation dans les convertisseurs élémentaires :
(III.60)
(
)
(
(
)
(III.61)
)
Avec F la fréquence de découpage.
Et pour un rapport cyclique supérieur à 0,5 :
(III.62)
- 42 -
Chapitre III
(
Les différentes topologies du convertisseur Boost
)
(
(
)
(III.63)
)
Le rapport de tension n’a pas changé :
|
|
(III.64)
Par contre, les courants dans les interrupteurs et les diodes sont divisés par deux :
(III.65)
Lorsque le Boost entrelacé est constitué de n cellules élémentaire, chaque cellule est
commandée avec le même rapport cyclique, mais les commandes sont décalées de 1/n
période. Les courants circulant dans chaque inductance ont la même forme. La fréquence du
courant d’entrée du Boost entrelacé est devenue n fois celle des signaux de commande. Son
ondulation devient nulle lorsque le rapport cyclique égale 1/n, ou un nombre entier de 0 à n-1
multiple de 1/n.
Comme pour un Boost classique, chaque cellule de Boost entrelacé peut fonctionner
en mode de conduction discontinue. Cependant, le courant d’entrée du Boost entrelacé est la
somme des courants des cellules. Bien que les cellules fonctionnent en conduction
discontinue, le convertisseur entrelacé peut fonctionner en conduction continue au niveau du
courant d’entrée quand la durée de conduction est supérieure à 1/n de la période de
découpage.
A noter que les expressions d’ondulation de courant du convertisseur ne sont pas vraies
lorsque le rapport cyclique est faible, puisqu’elles sont obtenues pour un fonctionnement en
conduction continue des cellules élémentaires.
Comme pour le Boost entrelacé, la mise en parallèle des cellules élémentaires peut
aussi être appliquée aux autres convertisseurs continu-continu classiques. Comme la mise en
parallèle est capable de répartir le courant débité de la source dans chaque cellule élémentaire
par la régulation de courant dans chaque cellule, ces structures permettent de débiter un fort
courant.
Lorsque cette structure est associée avec une commande décalée, l’ondulation de courant
d’entrée peut être largement réduite sans augmenter le volume.
III.2.1.5.Circuit de boost á deux étages (Two-Stage Boost Circuit) [12]
Le circuit à deux étages de boost est dérivé du convertisseur boost élémentaire en
ajoutant les parties (L2 -D2 -D3-C2).
- 43 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
Fig.III.8. Le circuit du convertisseur boost à deux étagés (Two-stage boost).
Son schéma de circuits équivalents est montré sur la figure III.8. La tension à travers le
condensateur C1 est chargée à V1. La tension V1 à travers le condensateur C1 est
(III.66)
La tension à travers le condensateur C2 est chargée à VO .le courant traversant L'inductance L2
augmente avec la tension V1 pendant la commutation ON de la période (αT) et diminue avec
la tension - (VO -V1) pendant la période off de commutateur (1 -α) T. Par conséquent,
l'ondulation du courant iL2 d'inductance est :
(
)
(III.67)
Et la relation qui donne la tension de sortie par rapport à la tension d’entrée est :
(
)
(III.68)
Le gain de transfert de tension est :
(
)
(III.69)
De façon analogue, on peur donné les courants des inductances L1 et L2 par :
{
(
)
(
)
(III.70)
Les ondulations des deux courants sont :
{
(III.71)
Par conséquent, le rapport de variation du courant iL1 à travers l'inductance L1 est :
⁄
(
)
(
)
(III.72)
Le rapport de variation du courant iL2 à travers l'inducteur L2 est :
⁄
(
)
(
)
(III.73)
- 44 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
Et le rapport de variation de la tension de sortie VO est :
⁄
(III.74)
III.2.1.6.Circuit de boost a trois étages (Three-Stage Boost Circuit) :
Fig.III.9. Le convertisseur boost a trois étages.
Le circuit de boost à trois étages est dérivé du circuit de boost à deux étages le double
ajoutant les parties (L2 -D2 -D3-C2).Son schéma équivalents est montré sur la figure III.9. La
tension à travers le condensateur C1 est chargée àV1. Comme décrit précédemment, la tension
V1 à travers le condensateur C1 est :
(III.75)
Et la tension V2 à travers le condensateur C2 est
(
)
(III.76)
La tension à travers le condensateur C3 est chargée à VO. Le courant traversant L'inductance
L3 augmente avec la tension V2 pendant la période ON (αT) et diminue avec la tension - (VO
-V2) pendant que le commutateur est ouvert (1 - α) T .Par conséquent, l'ondulation du courant
iL3 d'inductance est :
(
)
(III.77)
La relation qui donne la tension de sortie par rapport à la tension d’entrée est
(
)
(
)
(III.78)
Donc le gain de transfert de tension est :
(
)
(III.79)
De façon analogue, les courants dans les inductances L1, L2 et L3 sont :
- 45 -
Chapitre III
{
Les différentes topologies du convertisseur Boost
(
)
(
)
(
)
(III.80)
D’où les ondulations de ces courants sont :
(III.81)
{
Par conséquent, le rapport de variation du courant iL1 à travers l'inductance L1 est :
⁄
(
)
(
)
(III.82)
Le rapport de variation du courant iL2 à travers l'inductance L2 est :
⁄
(
)
(
)
(III.83)
Le rapport de variation du courant iL3 à travers l'inductance L3 est :
⁄
(
)
(
)
(III.84)
Et le rapport de variation de la tension de sortie VO est :
⁄
(III.85)
III.2.1.7. Circuit Additionnel de boost Élémentaire (Double)
Ce circuit additionnel de boost élémentaire est dérivé du convertisseur boost
élémentaire en ajoutant DEC. Son circuit est montré sur le schéma III.10. La tension à travers
le condensateur C1 et C11 est chargée à V1 et la tension à travers le condensateur C12 est
chargée à VO =2V1. Le courant iL1
traversant l'inductance L1 augmente avec la tension Vin
pendant la période ON αT et diminue avec la tension - (V1 -Vin) pendant la période off (1 -α)
T .Par conséquent :
Fig.III.10. Schéma du circuit élémentaire de boost.
- 46 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
L’ondulation du courant de l’inductance L1 est :
(
)
(III.86)
Avec
La tension de sortie est donné en fonction de la tension d’entrée par :
(III.87)
Et la relation des courants est donné par :
(III.88)
Le rapport de variation du courant iL1 à travers l'inductance L1 est
⁄
(
)
(
)
(III.89)
L'ondulation de la tension de sortie VO est
(
)
(III.90)
Par conséquent, le rapport de variation de la tension de sortie VO est
⁄
(III.91)
Les rapports de gain de tension des topologies précédentes sont donnés en fonction du rapport
cyclique comme le montre la figure IV.11 :
200
boost+deux boost en parallele+boost a trois niveaux
gain de tension
150
circuit additionel de boost
boost en cascade+boost a deux etages
100
boost a trois etages
50
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
rapport cyclique
0.7
0.8
0.9
1
Fig. IV.11.le gain de la tension en fonction du rapport cyclique.
Donc toutes ces topologies sont non isolée (aucune isolation entre la sortie et l'entrée), il
existe d'autres topologies là ou la sortie est isolée à l'entrée par un transformateur (les
topologies isolées) qu'on peut citer parmi aux :
III.2.2. Topologies isolées [10]
Cette topologie du convertisseur DC-DC est une prolongation du convertisseur boost
conventionnel. Dans ce cas-ci les côtés d'entrée et de sortie du convertisseur sont isolés par un
transformateur. La fonction du transformateur est non seulement d'isoler les raisons de l'entrée
- 47 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
et de la sortie, mais de fournir également la majeure partie du gain de tension du
convertisseur.
III.2.2.1.Convertisseur boost conventionnel de deux inducteurs [13]
Le schéma de circuit de ce convertisseur est montré sur la figure III.12. Le principe
d'opération de ce convertisseur est que les deux commutateurs sont maintenus fermés afin de
stocker l'énergie dans les inductances L1 et L2 ; les commutateurs sont arrêtés, un après
l'autre, ainsi l'énergie est transférée à la charge par l'intermédiaire du transformateur. Comme
on peut le constaté sur le schéma III.12, le convertisseur se compose de deux commutateurs,
de deux inductances, d'un transformateur, pont de diode et de condensateur de sortie.
Fig.III.12. Convertisseur boost conventionnel de deux inducteurs.
Dans ce cas-ci, nous relient deux convertisseurs boost en parallèle. Les commutateurs S1 et S2
fonctionnent alternativement afin d'inverser la tension DC D'entrée pour obtenir une vague
carrée sur les bornes d'entrée du transformateur. Cette tension est alors intensifiée par le
transformateur et alors rectifiée par le redresseur double alternance à la pièce secondaire du
circuit. Bien que la majeure partie du gain de tension du convertisseur soit due au
transformateur, la présence des inducteurs L1 et L2 d'entrée produit un petit gain de la même
manière comme dans un convertisseur boost. Le rapport de conversion de tension est donné
par :
( )
(III.92)
Là où n est le rapport de transformation et le D est le rapport cyclique. Le rapport cyclique est
défini comme durée des modes 1 ou 3 (le schéma III.13).
- 48 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
Fig.III.13. Modes d'opération de boost a Deux inductance.
L'inconvénient de cette topologie est l'effort élevé de commutateur et son incapacité de régler
la charge avec la commande de fréquence constante. La solution pour ce problème est
d’ajoute un transformateur auxiliaire avec un rapport de tours d'unité pour coupler les
chemins des courants de boost à deux inductances, de sorte que les deux inductances
conduisent les courants identiques. En raison de cet effet courant de miroir du transformateur
auxiliaire, aucune énergie n'est stockée dans les inductances quand il n'y a aucun
recouvrement de temps de conduction des deux commutateurs, c.-à-d., quand α=0.
III.2.2.2. Convertisseur boost isolée de plein-pont (Isolated full-bridge boost converter)
[10]
Le schéma III.14 montre le type de convertisseur boost isolée de base en pont .Dans le
convertisseur boost conventionnel, un transformateur est présenté entre le commutateur
principal et le redresseur de sortie. Puis, le commutateur simple est remplacé avec la
configuration de pleine pont. En autre, le côté secondaire du transformateur a la configuration
de redresseuse double alternance au lieu du redresseur simple de sortie.
Fig.III.14.Convertisseur boost isolée en plein pont.
- 49 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
Premièrement, quand les quatre commutateurs de pont S1-S4 s'allument en même temps, le
courant par l'inductance d'entrée de boost augmente. Puis, deux commutateurs diagonaux S 1
et S2 ou S3 et S4 des commutateurs de pont sont arrêtés et, alternativement, une tension est
exercée dans le côté primaire du transformateur. La tension reflétée dans le côté secondaire du
transformateur pousse les deux diodes diagonales D1 et D2 ou D3 et D4, vers se tourner dessus,
et le courant de côté secondaire du transformateur coule dans la charge.
Quand le convertisseur boost d'isolement est utilisé, la grande opération de rapport
cyclique peut être évitée en ajustant le rapport de tours du transformateur. En autre, l'effort de
tension des commutateurs de pont est réduit comparée avec celui du convertisseur boost non
isolée. Un transistor MOSFET d'estimation de basse tension peut être placé dans le pont de
côté primaire pour réduire la perte de conduction.
De la, la taille de l'inductance d'entrée peut être réduite parce que la fréquence
d'ondulation du courant par ces inductances est deux fois plus haute que la fréquence de
commutation. Cependant, quand le convertisseur fonctionne de la manière expliquée dans ce
qui précède, les commutateurs du pont montre que la grande commutation d’allumage et de
s'éteignement se fait dans la condition de commutation dure. Se qui fait que le courant par le
redresseur de sortie fonctionne en mode de conduction continu (CCM), le redresseur de sortie
éprouverait les pertes.
Donc la tension VPN à travers le pont de côté primaire voit la pointe de tension dû à
l'inductance de fuite du transformateur quand deux commutateurs diagonaux s’éteignent, qui
excentreraient l'effort réduit de tension des commutateurs de pont.
III.2.2.3. Convertisseur boost actif bride de plein-pont (Active clamp full-bridge boost
converter) [10]
Afin de résoudre les problèmes mentionnés ci-dessus, un convertisseur boost actif
bride de plein pont (Active clamp full-bridge boost converter ACFBC) a était proposé
comme le montre la fig.III.15. Ce convertisseur a fondamentalement la même configuration
comme le convertisseur boost d'isolement proposé dans la fig.III.14 excepté la branche active
de bride qui montre l'opération différente comparée avec le convertisseur boost d’isolement.
Premièrement, quand tout le pont commute S1 - S4 s'allument, le courant par l'inductance Lin
d'entrée augmentent. Puis, deux commutateurs diagonaux S1 et S2 ou S3 et S4 s'éteignent et le
SC de commutateur de bride s'allume avec du petit temps mort. Dans cet instant, le courant par
l'inductance d'entrée essaye d'aller au commutateur de bride au lieu de traverser les
commutateurs de pont puisqu'il n'y a aucun courant initial dans l'inductance de fuite du
- 50 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
transformateur. En conséquence, le condensateur Cc de bride est chargé par le courant de
triangle déterminé par le courant de l'inductance d'entrée.
fig.III.15. Convertisseur boost actif bride de plein pont.
Pendant la période d'arrêt de deux commutateurs diagonaux, le courant par les commutateurs
de pont de côté primaire commence à augmenter à partir du courant zéro à deux fois plus
grand que le courant moyen d'inductance d'entrée. Le courant est reflété dans le côté
secondaire du transformateur et coule dans la charge.
À côté de cette opération unique, le courant par le redresseur de côté secondaire fonctionne en
mode de conduction discontinu (DCM), ayant pour résultat de réduite au minimum la perte
reliée par rétablissement renversé. Tous les commutateurs dans le côté primaire peuvent
réaliser l'opération de la commutation zéro de tension (ZVS) pendant la transition de
commutation, qui réduit la perte de commutation dans le côté primaire. En autre, la tension
VPN à travers le pont de côté primaire est maintenue par la branche active de bride causant
l'effort de tension d'être réduit au minimum.
Afin d'identifier les variables de conception, premièrement, le rapport de conversion de
tension de ACFBC est dérivé en basons sur le fonctionnement du convertisseur. Il est présenté
en (III.93).
(
(III.93)
)
√
(
)(
)
De (III.93), on montre que le rapport de conversion de tension est influencé par la résistance
RL de charge aussi bien que par le rapport cyclique α, qui peut être trouvé dans un
convertisseur fonctionnant dans DCM. Le rapport de transformation du transformateur nT,
l'inductance en série LK, et la fréquence FS de commutation auront un effet sur le rapport de
conversion de tension.
Depuis la condition de charge, la gamme de tension d'entrée et la tension de sortie sont
déjà définies par les spécifications, les variables de conception sont facilement identifiées
- 51 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
comme le rapport de transformation, l'inductance en séries et fréquence de commutation. Les
variables de conception détermineront l'importance de tension VC de bride par l'intermédiaire
du coefficient d'utilisation et de chaîne de ZVS.
En autre, la tension de bride dicte l'effort de tension des commutateurs de côté
primaire, à leur tour, influencera sur la perte de conduction et la perte de commutation.
Quand le rapport de transformation du transformateur est assumé en tant que 1 dans la
condition que la tension d'entrée est 24 V, la tension de sortie est 220 V et l'e rendement est
92%, l'inductance d'entrée doit manipuler environ 20 A du courant moyen. Dans ce cas-ci, le
redresseur de sortie doit porter un courant de pointe de deux fois plus élevé que l'inductance
d'entrée, ayant pour résultat le grand effort courant dans le côté secondaire. D'autre part, la
tension de sortie de 220 V est directement reflétée dans le côté primaire et en conséquence
l'effort de tension des commutateurs de côté primaire est également augmentée. Vu cet
exemple extrême, le rapport de transformation devrait être choisi aussi grand que possible
pour réduire l'effort de tension des commutateurs primaires et l'effort courant de la diode
secondaire.
L'équation (III.93) peut être simplifiée à (III.94) sous aucune condition de charge :
(III.94)
La tension de condensateur de bride est exercée à l'inductance d'entrée quand les deux
commutateurs de pont sont arrêtés et le commutateur SC de bride est allumé. Par conséquent
la tension de condensateur de bride est dérivée en utilisant:
(
(III.95)
)
III.2.2.4. Convertisseur boost du ZCS Plein pont (Full-bridge ZCS boost converter) [10]
Fig.III.16. Convertisseur boost du ZCS Plein-pont
Figure III.16 montre un convertisseur boost de la commutation zéro courant en plein pont
(ZCS) où chaque commutateur dans le côté primaire a une diode en reliée série pour bloquer
un courant renversé par la diode de corps du commutateur. Chaque commutateur dans le côté
- 52 -
Chapitre III
Les différentes topologies du convertisseur Boost
primaire peut fonctionner dans l'état de ZCS avec la commande constante PWM du déphasage
de fréquence, ayant pour résultat la basse perte de commutation. En autre, le courant par le
redresseur de sortie commute naturellement et la perte reliée par rétablissement renversé peut
être réduite au minimum ainsi.
Le courant par l'inductance résonnant Lr est maintenu par le courant d'inductance
d'entrée et la tension à travers le Cr condensateur résonnant est limitée par la tension reflétée
de sortie.
Pendant la période indépendante, la tension à travers le condensateur résonnant change sa
polarité par la résonance entre Lr et Cr tandis que le courant par l'inductance résonnant va au
zéro d'une mode résonnante, permettant au courant par le redresseur de sortie de commuter
naturellement. L'inductance de fuite et la capacité parasite du transformateur peut être
incorporée à l'inductance résonnant et au condensateur résonnant.
Cependant, le convertisseur boost du plein pont ZCS éprouve la grande perte de
conduction due à la diode en série reliée dans le côté primaire parce que la chute de tension de
la diode est beaucoup plus grande que la sur-résistance du transistor MOSFET utilisée comme
commutateur de pont. En outre, l'énergie de circulation serait en raison accru de la grande
période indépendante, qui augmentera la perte de conduction dans le côté primaire.
Parmi toutes ces topologies isolées de boost, le convertisseur boost actif de plein pont de
bride a la perte totale inférieure bien que plus de transistors MOSFET soient utilisés.
III.3.Conclusion
Dans ce chapitre, on a étudié les convertisseurs continu-continu non isolés et isolée
classiques. Le rapport de transformation du convertisseur Boost est plus élevé que les autres
structures classiques, même si on ajoute les éléments parasites des composants.
Ensuite pour le Boost, on a montré que l’on peut segmenter en entrée (structure entrelacée à
deux cellules élémentaires) et en sortie (structure à trois niveaux). Le convertisseur entrelacé
permet de diminuer la contrainte en courant pour les composants semi-conducteurs, mais le
convertisseur à trois niveaux peut réduire la contrainte en tension des semi-conducteurs à
moitié de celle du Boost. Ils peuvent tous les deux doubler la fréquence apparente du courant
d’entrée, d’où la réduction de l’ondulation du courant d’entrée.
- 53 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
IV.1.Introduction :
Ce chapitre sera consacré á la comparaison entre les différentes topologies des
convertisseurs boost. Le but recherché est de choisir la structure la plus appropriée en se
basant sur les résultats de simulation de ces différentes topologies, le critère de choix est basé
sur la tension de sortie ainsi que le courant d’entrée et de sortie. L’alimentation de ces
hacheurs boost se fait à partir d'un nombre N de batteries d'accumulateurs. On veut avoir une
tension de sortie recherchée avec un nombre réduit de batteries.
IV.2. Objectif:
L’objectif recherché dans ce travail est l’étude et la synthèse des différentes topologies
des convertisseurs DC/DC (hacheur boost) associés aux onduleurs solaires. Le but recherché
est d’aboutir à une conversion d’énergie électrique sans utiliser de transformateur.
Donc on désire alimenter
une charge (R ou RL) d’un nombre N de batteries
d’accumulations de 12V/60Ah à travers un hacheur boost, la tension de sortie du boost serait
appliquée au premier temps à l'entrée d'un onduleur monophasé pour délivrer une tension de
sortie de 220V et un courant de 10A à 20 A. Ce nombre de batteries est en fonction comme
on va voir par suite, du rapport cyclique α du hacheur boost. On veut utiliser dans notre
application au maximum un nombre réduit de batteries en agissant sur ce rapport α.
On dimensionne les différents topologies de boost proposé de telle façon qu’on peut
obtenir une tension de sortie de 220V(pour l’onduleur monophasée ) ou (de 330V DC pour
l’onduleur triphasé (une valeur suivant la simulation)) qui doit alimenter la charge on tenant
compte du courant d’entrée, de la taille des composants du boost ainsi que son rendement,
ensuite on comparera les résultats de simulation de ces différentes topologies pour choisir en
fonction des contraintes précédentes celle qui va être raccordé à l’onduleur.
Ce travail s’intéresse à la conversion de l’énergie des batteries d’accumulateurs jusqu'à
la charge.
Donc on va dimensionner suivant ces données les différents topologies de boost déjà vu dans
le chapitre précédant (chapitre III).
Le schéma suivant résume la structure de conversion d’énergie suivie dans ce travail :
- 55 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Fig. IV.1. Architecture de commande.
IV.3. Dimensionnement de différentes topologies du convertisseur boost
IV.3.1. Le convertisseur boost conventionnel
Fig. IV.2.L’hacheur boost conventionnel.
A partir du cahier de charge de notre travail, et on utilisant les relations des déférentes
composant du hacheur boost montre dans son étude théorique on peut dimensionner ce
dernier.
On a la relation qui donne la tension de sortie en fonction de la tension d'entrée et du rapport
cyclique α :
(IV.1)
Et comme Ve=12*N et Vs =220V, on peut déduire la relation donnant le nombre de batteries
N en fonction du rapport cyclique α et qui est donné comme suit :
(IV.2)
On remplaçant Vs par sa valeur dans la relation (IV.2) on trouve que :
(IV.3)
On sait que
, donc on peut donner à partir de la relation (IV.3) la courbe qui donne
N en fonction de α.
Et on sait aussi que le boost a un rapport cyclique grand pour avoir un bon rendement ,et on
veut limiter le nombre de batteries, donc pour N= 6 on trouve que α=0.67.se qui nous donne 6
- 56 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
batteries pour avoir une tension de sortie de 220V. Ce qui nous donne une tension d’entre
Ve=72V.
20
18
nombre de batteries N
16
14
12
10
8
6
4
2
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
rapport cyclique alpha
0.7
0.8
0.9
1
Fig. IV.3.Le nombre de batteries en fonction de α.
Pour le courant d’entré, on peut le calculer a partir de la relation suivante :
(IV.4)
On remplace Is=15Aqui est le courant de sortie, Vs et Ve par leurs valeurs dans (IV.4) et on
prenant le rendement typique de ce convertisseur boost qui est de 80% on trouve :
On a choisi une ondulation de 1% de ce courant, d’où ∆IL=0.57A.
On calcule la valeur de L par la relation suivant :
(IV.5)
Pour une fréquence de découpage de 10 KHz, on trouve que L= 84.63*10-4H.
Et la valeur de la capacité est trouvée à partir de la relation suivante :
(IV.6)
Pour ∆V=1V et la même fréquence, on trouve C=10.05*10-4 F.
De là on peut avoir les résultats de simulation de ce boost sous matlab « simpower Systems »
comme suit :
IV.3.1.1.Résultats de simulation du hacheur Boost:
Le schéma de la figue IV.4 représente le convertisseur boost conventionnel sou matlab
simulink.
L’hacheur fonctionne en mode de conduction continue, et les résultats sont donnés pour une
charge R=15Ω.
- 57 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
BOOST PWM CONVERTER
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
pow ergui
T o Workspace3
T o Workspace2
IL
i
+
Is
i
-
+
-
Diode
+
-
d
g
PWM
v
Mosfet
T o Workspace1
s
m
v
T o Workspace4
t
Clock1
Fig. IV.4.Schéma du hacheur boost sou matlab simulink.
Les résultats de la tension et le courant de sortie sont donnés par :
courant de sortie du boost
25
250
20
200
courant(A)
tension(V)
tension de sortie du boost
300
150
100
15
10
5
50
0
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0
0.2
Fig. IV.5.Tension de sortie du boost
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0.2
Fig. IV.6.Courant de sortie du boost.
Le résultat du courant d’entrée qui traverse l’inductance est donne par :
courant dans l'inductance
100
courant(A)
80
60
40
20
0
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0.2
Fig. IV.7.Le courant dans l’inductance L.
On peut constater que le courant d’entrée qui passe par l’inductance est grand (57.3A), donc
cette topologies a cet inconvénient qu’il faut bien trouver une autre topologie qui le minimise.
On donne par suite les tensions et les courants dans les différents composants de cette
topologie de boost comme le montre les figures suivantes :
- 58 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
tension des composants
100
400
Vk transistor
Vd diode
Vs sortie
300
200
d'inductance
de transistor
de diode
de la capacité
60
courant(A)
tension(V)
IL courant
Ik courant
Id courant
Ic courant
80
100
40
0
20
-100
0
-200
0.1995
0.1996
0.1997
0.1998
temps(S)
0.1999
0.1997
0.2
0.1997
0.1998
0.1998
temps(S)
0.1999
0.1999
0.2
Fig.IV.8. Les tensions de diode, de transistor Fig.IV.9. Les courants de diode, de transistor
et d’inductance du boost conventionnel.
et de sortie du boost conventionnel.
IV.3.2. Deux boost en parallèle
Pour cette topologie, on mit en parallèle deux boost traditionnels comme le montre la
figure. IV.10. donc on a le même dimensionnement que pour un boost traditionnelle, d’où on
trouve les mêmes valeurs des différents composants.la commande des interrupteurs K1 et K2
est décalée d’une demi-période.
Fig. IV.10. Mise en parallèle de deux Boost
Donc pour les résultats de simulation de cette topologie sont donné par :
IV.3.2.1.les résultats de simulation du deux boost en parallèle :
Le model du convertisseur qui mit en parallèle deux boost traditionnels est donné sous matlab
simulink comme le montre la figure. IV.11.
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
pow ergui
Scope2
Ie
+
i
-
+
i
-
i
-
+
Diode
i
-
t1
i
+
-
+
Scope1
IL
Diode1
+
-
v
g
d
m
s
d
Vs
T o Workspace4
s
m
g
Scope3
Scope4
t
Clock1
Fig. IV.11.Deux boost en parallèle sous matlab simulink.
- 59 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Les résultats de la tension et du courant de sortie sont donnés toujours pour la même charge
R=15Ω par les figure .IV.12 et la figure .IV.13 par :
tension de sortie du deux boost en parallele
courant de sortie du deux boost en parallele
350
25
300
20
courant (A)
tension(V)
250
200
150
15
10
100
5
50
0
0
0
0.02
0.04
0.06
0.08
0.1
0.12
temps(S)
0.14
0.16
0.18
0.2
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0.2
Fig. IV.12.Tension de sortie du convertisseur. Fig. IV.13.Courant de sortie du convertisseur.
Et les courants d’entrée et de l’inductance L1 est donne par :
courant a traver l'inductance
60
100
50
80
40
courant(A)
courant(A)
courant d'entrée du convertisseur
120
60
30
40
20
20
10
0
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0
0.2
Fig. IV.14.Courant d’entrée.
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0.2
Fig. IV.15.Courant d’inductance
La comparaison entre les deux courants est donne par la figure IV.16 :
comparisan entre les courant (d'inductance et d'entrée)
120
Ie courant d'entrée
IL courant d'inductance
100
courant(A)
80
60
40
20
0
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0.2
Fig. IV.16.Comparaison entre le courant d’entrée et celui de l’inductance.
Donc on voie bien que la mise en parallèle de deux boost conventionnel permet au courant
d’entrée de se partager a la moitié pour donner le courant qui passe dans les inductances L1 et
L2.de là on peut dire que ce convertisseur donne une solution pour le grand courant d’entrée.
La mise en parallèle de plusieurs boost traditionnels peut donc réduire nettement le courant
qui passe dans les inductances mais par contre ca engendre un problème de la taille de ce
convertisseur et de sa commande.
- 60 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
On peut donner aussi une comparaison entre la tension de sortie du convertisseur boost
traditionnel et celle du convertisseur qui mit en parallèle deux boost traditionnels ainsi leur
courants de sortie par :
comparaison entres les courant de sortie
comparaison entre les tension de sortie
25
350
tension de sortie du boost
tension de sortie du deux boost
300
20
courant (A)
tension(V)
250
200
150
15
10
100
5
50
0
0
0
0.02
0.04
0.06
0.08
0.1
0.12
temps(S)
0.14
0.16
0.18
0.2
0
0.02
0.04
0.06
0.08
0.1
0.12
temps(S)
0.14
0.16
0.18
0.2
Fig. IV.18.Comparaison entre le courant de
sortie du boost et celui du deus boost en
parallèle.
Fig. IV.17.Comparaison entre la tension
de sortie du boost et celle des deux
boost en parallèle.
Les contraintes sur l’interrupteur commandé et la diode sont les mêmes. En tension, on a :
|
Donc on trouve
|
(III.7)
|
|
220.5V.
Et en courant :
(IV.8)
Et on trouve que
15.56A.
De là, on donne les tensions et les courants des composants de cette topologie par les figures
suivantes :
les tension des composants du deux boost en parallele
les courant des composant du deux boost en parallele
400
40
Vk1 du 1er transistor
Vk2 du 2em transistor
Vd de diode
Vs de sortie
300
IL d'inductance
Ik1 du 1er transistor
Ik2 du 2em transistor
Id de diode
Ic de la capacite
35
30
25
200
courant(A)
tension
20
100
0
15
10
5
0
-100
-5
-10
-200
-15
0.1995
0.1996
0.1997
0.1998
temps(S)
0.1999
0.2
0.1997
0.1997
0.1998
0.1998
temps(S)
0.1999
0.1999
0.2
Fig.IV.19. Les tensions de diode, de transistor
Fig. IV.20. Les courants de diode, de
et de sortie du deux boost en parallèle.
transistor et d’inductance du deux boost en
parallèle.
- 61 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
IV.3.3. Circuit Additionnel de boost Élémentaire
A partir de la modélisation de ce convertisseur dans le chapitre III, on peut grâce aux
différentes équations de dimensionné suivant le même cahier de charge (Ve=72V, Vs=220V,
Is=15A, et R=15Ω) le circuit additionnel de boost élémentaire représenté sur la figure IV.21
par :
Fig. IV.21. Schéma du circuit élémentaire de boost.
On peut calculer α à partir de la relation qui donne la tension de sortie en fonction de la
tension d’entrée comme :
(IV.9)
Donc pour le même nombre de batteries que le convertisseur boost élémentaire, donc
VIN=6*12V=72V et V0=220Von trouve que α=0.345.
De la relation du courant d’entrée, on trouve :
(IV.10)
D’où pour I0=15A on trouve que IL1=45.8A.
Le calcul de l’inductance L1 se fait a partir de la relation d’ondulation du courant de
l’inductance :
(IV.11)
On remplaçant Vin, α, T=1/F, F=10KHZ et ∆IL1=0.45 on trouve que :
L1=54.23*10-4H.
Pour calculer les capacités on a le rapport de variation de la tension de sortie VO est :
(IV.12)
Avec R=15Ω et ξ0=0.01 on déduit que :
2C1=2C11=C12=2.18*10-4F.
Avec ∆V0=2∆VC11=2∆VC1.
Les résultats de simulation de ce convertisseur sou matlab simulink sont donné par :
- 62 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
IV.3.3.1.les résultats de simulation du Circuit Additionnel de boost Élémentaire :
Le model du circuit additionnel de boost élémentaire est donné sous matlab simulink comme
le montre la figure. IV.22.
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
powergui
BOOST ADDITIONAL CIRCUIT
To Workspace3
IL
i
+
i
-
+
-
Diode1
To Workspace2
Diode2
Is
+
v
-
d
g
Diode
PWM
Vs
s
m
To Workspace1
To Workspace4
t
Clock1
Fig. IV.22.Circuit additionnel de boost sous matlab simulink.
On donne les résultats de la tension et du courant de sortie par la figure .IV.19 et la figure.
IV.20 par :
tension de sortie du convertisseur
courant de sortie du convertisseur
300
20
250
15
courant(A)
tension(V)
200
150
100
10
5
50
0
0
0
0.02
0.04
0.06
0.08
0.1
0.12
temps(S)
0.14
0.16
Fig. IV.23.Tension de sortie.
0.18
0.2
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0.2
Fig. IV.24.Courant de sortie de l’additionnel boost.
Le résultat de simulation du courant d’entrée de ce convertisseur est donné par :
courant d'entré du convertisseur
70
60
courant(A)
50
40
30
20
10
0
0
0.05
0.1
temps(S)
0.15
0.2
Fig. IV.25.Courant à travers l’inductance de l’additionnel boost.
De même que la topologie du boost conventionnel, ce convertisseur a le problème du grand
courant d’entrée qui va passer par l’inductance même s’il présente des courbes de tension et
de courant avec un temps de réponse réduit ainsi que les dépassements.
- 63 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Les tensions et les courants des différents composants du circuit additionnel de boost sont
donnés par les figures suivantes :
les courant des diodes et de transistor du circuit additionnel de boost
350
Id1
300
Id2
250
Id3
Ik
200
les tension des composants du circuit additionnel de boost
350
Vd1
Vd2
Vd3
Vk
Vs
300
250
courant(A)
200
tension(V)
150
100
50
150
100
0
50
-50
0
0.1998
-100
0.1997
0.1997
0.1998
0.1998
temps(S)
0.1999
0.1999
0.2
0.1999
temps(S)
0.2
Fig. IV.26. Les tensions de diode, de
Fig. IV.27. Les courants de diodes et de
transistor et de sortie du circuit additionnel
transistor du circuit additionnel de boost.
de boost.
courant(A)
les courants des capacites et d'inductance dy circuit additionnel de boost
300
Ic1
200
Ic2
Ic3
100
IL
0
-100
-200
0.1998
0.1999
temps(S)
0.2
Fig. IV.28. Les courants de capacités et d’inductance
du circuit additionnel de boost.
IV.3.4. Convertisseur Boost en cascade (cascaded boost converter) :
De la même façon que les autres topologies et avec le même cahier de charge, on peut grâce
aux différentes équations déduites dans l’étude théorique de dimensionné le convertisseur
boost en cascade représenté dans la figure IV.29.
Fig. IV.29. Le convertisseur boost en cascade.
- 64 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
De la relation qui relai la tension de sortie a celle d’entrée, on trouve:
(IV.13)
Pour la tension d’entrée de Ve=72V et Vs=220V
Si on prend α1=0.5 pour qu’on puisse calcule α2, alors on déduit que α2=0.34.
De la relation qui donne les contrainte sur l’interrupteur commandé et la diode du 1eur étage
on peut trouver :
(IV.14)
Si on admit que Avec ∆I=Id1, max-I1=Ik1, max-I1=1A et que F1=10kH, on trouve que :
L1=18*10-4H.
De la relation de l’ondulation de la tension d’entrée
(IV.15)
Avec ∆Vint=0.1V, et si on veut avoir un rendement typique ŋ=Ve*I1/Vs*I2 de 80%, avec
I2=Is=15A, donc on trouve que I1=57.3A se qui nous donne :
C1=28.65*10-4F.
De la même façon et à partir de la relation :
(IV.16)
On trouve : L2=18.54*10-4H.
Aussi on peut calculer C2 à partir de :
(IV.17)
Ce qui nous donne C2=33.66*10-4F.
Les contraintes sur l’interrupteur commandé et la diode du 1eur étage sont les même.
En tension, on a :
|
|
|
D’où
(IV.18)
|
Et en courant et à partir de la relation (IV.14) on trouve :
De même pour l’interrupteur commandé et la diode du 2iéme étage :
|
|
(IV.19)
- 65 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
D’où
.
Et en courant et à partir de la relation (IV.16) on trouve
.
Donc, on peut donner les résultats de simulation de ce convertisseur sou matlab simulink par :
IV.3.4.1.les résultats de simulation du Convertisseur Boost en cascade
Le model du convertisseur boost en cascade est donné sous matlab simulink comme le
montre la figure. IV.30.
PWM BOOST EN CASCADE
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
powergui
IL
IL1
Is
i
+
i
-
+
i
-
+
-
Diode2
+
v
-
Mosfet1
m
v
s
s
m
g
PWM
Mosfet2
d
+
v
-
d
PWM
g
Diode1
v1 To Workspace5
To Workspace4
t
Clock1
Fig. IV.30.Convertisseur boost en cascade sous matlab simulink.
Les résultats de la tension et du courant de sortie sont comme suit :
courant de sortie du boost en cascade
tension de sortie du boost en cascade
350
20
300
courant(A)
tension(V)
250
200
150
15
10
100
5
50
0
0
0.02
0.04
0.06
temps(S)
0.08
0
0.1
0
0.05
temps(S)
0.1
Fig. IV.31.Tension de sortie du convertisseur. Fig. IV.32.Courant de sortie du convertisseur.
Le résultat de simulation du courant d’entrée de ce convertisseur est donné par :
courant a traver l'inductance L1
120
courant(A)
100
80
60
40
20
0
0
0.02
0.04
0.06
temps(S)
0.08
0.1
Fig. IV.33.Courant d’entrée à travers l’inductance L1.
- 66 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Ces résultats de simulation nous permettent de constaté que ce convertisseur ne résoudre non
plus le problème du grand courant d’entrée et qu’il est plus complique a sa commande que les
autre topologies déjà vies ainsi qu’il présente beaucoup plus d’ondulations de courant et de
tension.
Les tensions et les courants des composants de ce convertisseur sont donnés par les résultats
suivants :
les courants de diodes et de transistors du boost en cascade
les tensions des composants du boost en cascade
400
80
Vd1
Vd2
Vk1
Vk2
Vs
300
60
courant(A)
200
tension(V)
Id1
Id2
Ik1
Ik2
70
100
0
50
40
30
20
-100
10
-200
0
0.1997
0.1997
0.1997
0.1998
0.1998
temps(S)
0.1999
0.1999
0.1997
0.1998
0.2
Fig. IV.34. Les tensions de diodes, de
0.1998
temps(S)
transistor du boost en cascade.
courant d'inductances et de capacités du boost en cascade
80
Ic1
Ic2
IL1
IL2
60
50
courant(A)
40
30
20
10
0
-10
-20
-30
0.1997
0.1997
0.1998
0.1998
temps(S)
0.1999
0.1999
Fig. IV.35. Les courants de diodes et de
transistors et de sortie du boost en cascade.
70
0.1999
0.1999
0.2
Fig. IV.36. Les courants de capacités et
d’inductances du boost en cascade.
IV.3.5. le convertisseur boost a trios niveaux :
La figure IV.37 représente le convertisseur boost à trois niveaux
Fig. IV.37. Le convertisseur boost a trois niveaux.
- 67 -
0.2
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Les deux interrupteurs S1et S2 sont commandés avec le même rapport cyclique α mais elles
sont décalés de T/2.et suivant le même raisonnement que les topologies précédentes, le
dimensionnement de ce convertisseur se fait toujours pour les mêmes valeurs de Ve, Vs et Is
par :
Du rapport de tension :
(IV.20)
On remplace Ve et Vs par leur valeurs on trouve que
.
Puisque α > 0.5 on utilise les relations suivant pour calcule L et C :
{
(IV.21)
De même que le boost conventionnel, on a ∆i=0.57A et ∆Vs=0.1V, F=10KHZ et R=15Ω.
On trouve que :
L=21.47*10-4H.
C1=C2=49.45*10-4F.
Les tensions aux bornes des interrupteurs et des diodes ont pour valeur :
|
|
On remplaçant Ve, α, ∆VC on trouve :
|
|
Les résultats de simulation de ce convertisseur sou matlab simulink peuvent être donnés par :
IV.3.5.1.les résultats de simulation du boost á trois niveaux
Le model du convertisseur boost a trois niveaux est donné sous matlab simulink comme le
montre la figure. IV.38.
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
powergui
To Workspace3
IL
i
+
i
-
+
-
To Workspace2
d
g
Diode
s
m
Is
PWM
To Workspace1
d
g
+
v
-
s
m
Vs
PWM
To Workspace4
Diode1
t
Clock1
Fig. IV.38.Boost a trois niveaux sous matlab simulink.
- 68 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Les figures fig. IV.39 et fig. IV.40 représente les résultats de la tension et courant de sortie a
la suite :
courant de sortie du boost a trois niveaux
tension de sortie du boost a trois niveaux
300
20
250
15
courant(A)
tension(V)
200
150
10
100
5
50
0
0
0.02
0.04
0.06
temps(S)
0.08
0
0.1
0
0.02
0.04
0.06
temps(S)
0.08
0.1
Fig. IV.39.Tension de sortie du convertisseur. Fig. IV.40.Courant de sortie du convertisseur.
Et le résultat de simulation du courant d’entrée de ce convertisseur est donné par :
courant a travers l'inductance
courant(A)
80
60
40
20
0
0
0.02
0.04
0.06
temps(s)
0.08
0.1
Fig. IV.41.Courant d’entrée à travers l’inductance.
De même que les autres topologies du boost, ce convertisseur pose toujours le problème du
grand courant de l’entrée qui va passer par l’inductance même s’il présente des courbes de
tension et de courant avec des ondulations réduites par rapport au convertisseur boost
traditionnel ou les autres.
De même que les topologies précédentes, on donne les résultats de tensions et des courants
des composants de cette topologie par les figures suivantes :
les courant des composants du boost a trois niveaux
tension des composants du boost a trois niveaux
100
400
Vd1
Vd2
Vk1
Vk2
Vs
350
300
250
80
60
courant(A)
200
tension(V)
Id1
Id2
Ik1
Ik2
Ic1
Ic2
IL
150
100
40
20
50
0
0
-50
-100
0.0997
0.0998
0.0999
0.1
-20
0.0998
temps(S)
0.0999
temps(S)
Fig. IV.42. Les tensions des composants
Fig. IV.43. Les courants des composants
de boost à trois niveaux.
de boost à trois niveaux.
- 69 -
0.1
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
IV.3.6. Circuit du boost á deux étages (Two-Stage Boost Circuit):
De la même façon que les autres topologies et avec le même cahier de charge, on peut grasse
aux différentes équations déduites dans l’étude théorique de dimensionné le convertisseur
boost a deux étages (Two-Stage Boost Circuit) représenté dans la figure IV.44.
Fig. IV.44. Le circuit du convertisseur boost à deux étagés (Two-stage boost).
Pour le calcul de α, on a la relation du rapport de tension:
(
)
(IV.22)
Vin=72V, V0=220V, donc α=0.43.
Pour le courant d’inductance IL1, on a :
(IV.23)
Avec I0=15A, on trouve IL1=46.16A, donc ∆IL1=0.46A.
Et pour le courant d’inductance IL2, on a :
(IV.24)
On trouve que IL2=26.31A, donc ∆IL2=0.26A.
De la relation de l’ondulation du courant IL1 on trouve :
(IV.25)
Que L1=67.3*10-4H.
Et de la relation de l’ondulation du courant IL2on trouve :
(IV.26)
Et avec
(IV.27)
Que V1=126.31V, donc L2=20.9*10-4H.
Pour le calcul des capacités, on a :
(IV.28)
- 70 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
ξ =0.01, R=15Ω, F=10kHz, donc C1=C2=1.9*10-3F.
Les résultats de simulation de ce convertisseur sou matlab simulink peuvent être donné par :
IV.3.6.1.les résultats de simulation du boost á deux étages :
La figure. IV.45 montre le model du convertisseur boost a deux étages est donné sous matlab
simulink comme suit :
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
powergui
two stage BOOST CONVERTER
i
i
i
+
+
+
-
-
-
Diode1
Diode3
+
-
d
g
Diode2
DC Voltage Source
v
s
m
PWM
Fig. IV. 45. Boost a deux étages sous matlab simulink.
Les résultats de la tension et du courant de sortie sont comme suit :
tension de sortie du boost a deux stages
courent de sortie du boost a deux stages
25
300
20
courant(A)
tension(V)
250
200
150
15
10
100
5
50
0
0
0.1
0.2
temps(S)
0.3
0
0.4
0
0.1
0.2
temps(S)
0.3
0.4
Fig. IV.46.Tension de sortie du convertisseur. Fig. IV.47.Courant de sortie du convertisseur.
Le résultat de simulation du courant d’entrée de ce convertisseur est donné par :
courant a travers l'inductance L1
120
courant(A)
100
80
60
40
20
0
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
temps(S)
0.3
0.35
0.4
Fig. IV.48.Courant d’entrée du boost a deux étages.
Ce convertisseur pose toujours le problème du grand courant de l’entrée.
Les tensions et les courants des différents composants de cette topologie sont donnés par les
résultats suivants :
- 71 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
les courants des composants de boost a deux etages
les tension des composants du boost a deux etages
400
Vd1 du diode d1
Vd2 du diode d2
Vd3 du diode d3
Vk du transistor
Vs de sortie
300
Id1
Id2
Id3
Ic1
Ic2
IL
80
60
200
courant
tension(V)
40
100
20
0
0
-100
-20
-200
0.3997
0.3998
0.3999
0.4
0.3997
0.3998
0.3999
0.4
temps(S)
temps(S)
Fig. IV.49. Les tensions des composants
Fig. IV.50. Les courants des composants
de boost à deux étages.
de boost à deux étages.
IV.3.7. Circuit de boost a trois étages (Three-Stage Boost Circuit):
Le convertisseur boost à trois étages est montré sur la figure IV.51:
Fig. IV.51.Le convertisseur boost à trois étages.
Pour dimensionner ce convertisseur pour le même cahier de charge que les autres topologies
et suivant ces relations déduites dans son étude théorique on a :
Du gain de transfert de tension on peut calculer le rapport cyclique α :
(
)
(IV.29)
Donc toujours pour la même tension d’entrée Vin=72V et V0=220V, on trouve :
α= 0.31.
La tension V1 à travers le condensateur C1 est :
(IV.30)
Pour la valeur de α= 0.31 en trouve que V1=104.34V.
Et la tension V2 à travers le condensateur C2 est :
(
)
(IV.31)
Donc en remplaçant α= 0.31 on trouve V2=151.22V.
A travers les relations des courants des inductances L1, L2, L3 :
- 72 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
(IV.32)
{
Avec I0=15A et α= 0.31 on trouve que :
{
D’où les ondulations de ces courant{
.
A partir de la relation de l’ondulation du courant IL1 on a :
(IV.33)
Des valeurs de ∆IL1, Vin et α on trouve que : L1=49.6*10-4H.
De la relation de l’ondulation du courant de l’inductance L2 on a :
(IV.34)
D’où pour les valeurs de ∆IL2, V1 et α on trouve que : L2=104.34*10-4H.
Et de la relation de l’ondulation du courant de l’inductance L3 on a :
(IV.35)
On trouve avec les valeurs de ∆IL3, V2 et α que : L3=223.22*10-4H.
Le calculer de C se fait du rapport de variation de la tension de sortie VO :
⁄
(IV.36)
Avec ξ=0.01, R=15Ω, donc : C1=C2=C3=2.3*10-4F.
Sur se-là, on peut donner les résultats de simulation de ce convertisseur sous matlab simulink
par :
IV.3.7.1. les résultats de simulation du boost à trois étages :
Le model du convertisseur boost à trois étages est donne sous matlab simulink comme le
montré la figure. IV.52.
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
THREE_STAGE BOOST CONVERTER
powergui
i
To Workspace3
IL
+
-
Diode3
Diode5
i
+
-
Diode1
To Workspace2
Is
g
Mosfet
+
v
-
PWM
s
To Workspace1
Series RLC Branch1
m
DC Voltage Source
d
Diode4
Diode2
Vs
To Workspace4
t
Clock1
Fig. IV.52. Boost a trois étages sous matlab simulink.
- 73 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Les résultats de la tension et du courant de sortie sont comme suit :
tension de sortie du boost a trois stages
courant de sortie du boost a trois stages
250
15
courant(A)
tension(V)
200
150
100
10
5
50
0
0
0.1
0.2
0
0.3
0
temps(S)
0.1
0.2
0.3
temps(S)
Fig. IV.53.Tension de sortie du convertisseur. Fig. IV.54.Courant de sortie du convertisseur.
Le résultat de simulation du courant d’entrée de ce convertisseur est donné par :
courant d'entrée du boost a trois stages
80
courant(A)
60
40
20
0
0
0.05
0.1
0.15
temps(S)
0.2
0.25
0.3
Fig. IV.55.Courant à travers l’inductance L1.
De même que les topologies précédentes, on donne les résultats de tensions et des courants
des composants de cette topologie par les figures suivantes :
les courant des diode du boost a trois etages
tension des composants du boost a trois etages
Vd1
Vd2
Vd3
Vd4
Vd5
Vk
Vs
400
300
100
80
courant(A)
tension(V)
200
100
Id1
Id2
Id3
Id4
Id5
60
40
0
20
-100
0
-200
0.3997
0.3998
0.3999
0.4
temps(S)
0.3997
0.3998
0.3999
temps(S)
Fig. IV.56. Les tensions des composants
Fig. IV.57. Les courants des diodes de
de boost à trois étages.
boost à trois étages.
- 74 -
0.4
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
les courant d'inductances et des capacites et de transistor
250
Ic1
Ic2
Ic3
Ik
IL1
IL2
IL3
200
courant(A)
150
100
50
0
0.3997
0.3998
0.3999
0.4
temps(S)
Fig. IV.58. Les courants des capacités, de
transistor et d’inductances de boost à trois étages.
Le but de l’étude précèdent de la modélisation, dimensionnement et de simulation des
différents topologies de boost proposées est de choisir celle qui va être raccordé à l’onduleur.
Les résultats de simulation montres bien que tous ces topologies ont un courant d’entre fort
qui passe directement dans les inductances de ces convertisseur ce qui donne un problème de
taille sauf pour la topologie qui met en parallèles deux boost conventionnels car son courant
d’entrée se partage sur les deux inductances. De là on a choisi cette dernière topologie (mise
en parallèle de deux boost conventionnel) pour le raccordement sur l’onduleur.
IV.4.Raccordement du boost á un onduleur :
IV.4.1.Schéma électrique de l'onduleur
Le schéma de la figure IV.41 représente la connectique de base pour notre étude. Comme on
peut le voir, il s’agit d’une structure en pont triphasé. Les diodes placées en parallèle avec les
transistors sont importantes. Sans celles-ci, lorsque les transistors formant un bras de
l’onduleur sont ouverts simultanément, aucun courant ne pourrait passer par ce bras. Pour ce
qui est de son alimentation, ce circuit sera connecté au boost. Ce dernier dispose déjà des
éléments de filtrage nécessaire à une alimentation correcte de l’onduleur.
Fig. IV.59: Schéma conceptuel de l'onduleur
Fig. IV.60. Schéma électrique de l'onduleur.
Dans notre travail, on va commencer par une alimentation d’un onduleur monophasé par la
topologie de la mise en parallèle de deux boost avant de passé à l’onduleur triphasé.
- 75 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
La structure propose est donne par la figure IV.61 :
Fig. IV.61.La structure proposée.
Donc on peut donner les résultats de simulations de ce dispositif suivant le dimensionnement
de la topologie qui mit en parallèle deux boost élémentaires comme suit :
IV.4.2.Résultats de simulation de l'onduleur alimenté par l’ hacheur :
IV.4.2.1. Pour une charge R =15Ω:
La figure. IV.62 montre la représentation du montage de la figure IV.61 sous matlab
simulink :
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
powergui
DEUX BOOST EN PARALLELE
Pulses
[G3_2]
IL
Scope2
[G4_2]
+
i
-
+
i
-
[G1_2]
IGBT1_2
+
v
-
Diode1
+
+
v
-
d
[G2_2]
[G4_2]
g
V2
g
C
IGBT1_4
IGBT1_3
To Workspace9
t
E
E
Scope5
Vs
s
m
s
V
C
g
d
g
i
-
I2
Scope3
m
Is
E
IGBT1_1
C
C
g
Diode
g
[G3_2]
i
-
E
+
[G1_2]
[G2_2]
Scope1
Ie
DC/AC Full-bridge Inverter
Clock2
Terminator1
Single-phase PWM inverters
Terminator
Fig. IV.62.La structure proposé sous matlab simulink pour une charge R.
D’où on peut tirer les résultats de simulation de la tension de sortie de l’hacheur qui est
montré par la figure IV.63 ainsi que son courant d’entré qui est représenté par la figure
IV.64 :
tension de sortie du deux boost en parallele
tension(V)
300
200
100
0
0
0.5
1
temps(S)
1.5
Fig. IV.63.Tension de sortie du boost.
2
Fig. IV.64.Courant à travers l’inductance.
- 76 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
On peut constater que d’après le résultat de la tension de sortie, qu’elle a un temps de réponse
plus grand que le résultat sans onduleur de même que pour les dépassements.
Ce qui fait que le convertisseur DC/DC est plus long a passé vers l’état de stabilisation. La
même chose pour le courant d’entrée qui déminé entrainant la diminution du rendement de ce
système.
Le résultat de simulation de la tension de sortie de l’onduleur monophasé est montré par fig.
IV.65 :
Fig. IV.65.Tension de sortie de l’onduleur monophasée.
Ainsi que son courant de sortie qui est représenté par la figure IV.66 :
Fig. IV.66.Courant de sortie de l’onduleur pour une charge R.
IV.4.2.2. Pour une charge RL :
La figure. IV.67 montre la représentation du montage de la figure IV.61 pour une charge RL
sous matlab simulink :
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
powergui
DEUX BOOST EN PARALLELE
Pulses
[G3_2]
IL
Scope2
[G4_2]
+
i
-
+
i
-
[G1_2]
Diode1
+
-
IGBT 1_2
v
+
+
-
d
[G2_2]
[G4_2]
Scope5
Vs
C
g
s
IGBT 1_4
IGBT 1_3
To Workspace9
t
E
E
v
V2
C
g
V
m
s
g
d
g
i
-
I2
Scope3
m
Is
E
IGBT 1_1
C
C
g
Diode
g
[G3_2]
i
-
E
+
[G1_2]
[G2_2]
Scope1
Ie
DC/AC Full-bridge Inverter
Clock2
T erminator1
T erminator
Single-phase PWM inverters
Fig. IV.67.La structure proposé sous matlab simulink pour une charge RL.
- 77 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
On peut tirer les résultats de simulation de la tension de sortie de l’hacheur qui est montré par
la figure IV.68 ainsi que son courant d’inductance qui est représenté par la figure IV.69 :
tension de sortie du deux boost en parallele
tension(V)
300
200
100
0
0
0.5
1
temps(S)
1.5
2
Fig. IV.69.Courant à travers l’inductance.
Fig. IV.68.Tension de sortie du boost.
De même que les résultats précédents, on peut constater que la tension de sortie a un temps
de réponse plus grand que le résultat pour la charge R ainsi que pour le résultat de l’hacheur
sans onduleur de même que pour les dépassements. Ce qui fait que le convertisseur DC/DC
est plus long a passé vers l’état de stabilisation. La même chose pour le courant d’entrée qui
déminé entrainant la diminution du rendement de ce système.
Les résultats de simulation de la tension et du courant de sortie de l’onduleur monophasé pour
la charge RL sont montrés par la fig. IV.70 et la fig. IV.71 :
Fig. IV.70.Tension de sortie de l’onduleur pour une charge RL.
Fig. IV.71.Courant de sortie de l’onduleur pour une charge RL.
- 78 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
IV.4.3.l'onduleur triphasé
IV.4.3.1. Modélisation de l’onduleur triphasée à MLI :
L’onduleur utilisé est constitué de six transistors avec six diodes. Tous ces éléments sont
considérés comme des interrupteurs parfaits.
Dans le cas général. Les onduleurs délivrent une tension alternative formée de créneaux
rectangulaires à partir de la tension continue fournie par le redresseur(ou comme ici un
hacheur boost). Si on souhaite, ce qui est souvent le cas, obtenir une tension à peu près
sinusoïdaux il faut filtrer les créneaux, toute fois l’utilisation d’un filtre <<LC>>est lourde et
coûteuse. La commande par modulation de largeur d’impulsion vient régler ce problème.
Le schéma suivant représente un bras d’onduleur.
Fig. IV.72. Schéma d’un bras d’onduleur
On peut moduler le fonctionnement de cet onduleur comme suit:
Au point neutre on a :
VAN VBN VCN 0
(IV-37)
VAN VAO VON
(IV-38)
{
(IV.39)
V BN  VbO  VON
(IV.40)
{
(IV.41)
{
(IV.43)
VCN VCO VON
(IV.42)
En remplacent (IV-38, 40,42) dans (IV-37) on trouve :
V AO  V BO  VCO  3V NO  0 VNO  1  VAO VBO VCO
3
- 79 -

(IV-44)
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
VAN  1 2VAO VBO VCO
3

(IV.45)
De même pour VBN et VCN
VBN  1 VAO  2VBO VCO
3

(IV.46)
VCN  1 VAO VBO  2VCO
3

(IV.47)
Sous forme matricielle :
[
]
[
][
]
(IV.48)
Puisque VAO  E Sa,donc.VAO  f S A  est :
2
[
]
[
]
[ ]
(IV.49)
Le modèle trouvé de l’onduleur dépend des fonctions logiques (Si) ; qui seront déterminées
suivant la commande appliquée.
IV.4.3.2.La commande par modulation de largeur d’impulsion :
Le principe de base de la MLI sinus triangle est de comparer les trois ondes de références
appelées modulantes à un signal triangulaire de haute fréquence appelée porteuse comme la
montre la figure suivant :
150
100
50
0
-50
-100
-150
0
0.002
0.004
0.006
0.008
0.01
0.012
0.014
0.016
0.018
Fig. IV.73. MLI sinus triangule.
La forme de la porteuse est donnée par :
-80-
0.02
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
⁄
{
(IV.50)
⁄
Les équations de la référence sont :
Vref 1 Vm sint 
 3
V sint 4 
3
Vref  2 Vm sin t 2
Vref  3
(IV.51)
m
La MLI est une méthode qui présente deux avantages importants :

Elle repousse vers des fréquences plus élevées les harmoniques de la tension de sortie
ce qui facilite le filtrage.

Elle permet de faire varier la valeur de la fondamentale de la tension de sortie.
IV.4.3.3.Résultats de simulation de l'onduleur alimenté par un hacheur boost
Le schéma représenté sur la figure IV.74 montre la structure de conversion d’énergie on
appliquant un onduleur triphasé :
Fig. IV.74. La structure proposée.
Donc, suivant cette structure, on doit dimensionner notre topologie d’hacheur boost « la mise
en parallèle de deux boost élémentaire » pour donner a sa sortie une tension de 330V (cette
valeur est suivant la simulation pour donner a la sortie de l’onduleur triphasé une tension de
220V et un courant de sortie de Is=15A sur une charge R de 15Ω).
Suivant le même résonnement que pour le dimensionnement de ce hacheur pour l’onduleur
monophasé, on déduit les paramètres de notre topologie de boost pour l’onduleur triphasé
comme suit :
α=0.78.
L=8.2*10-4H.
C=117.15*10-4F.
UDC=330V.
- 81 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Les résultats de simulation sont donnés pour cette structure sous matlab simulink « simpower
system » pour une charge R puis pour une charge RL comme suit :
IV.4.3.3.1.Pour une charge R =15Ω :
La figure suivante représente le matlab simulink de notre structure de conversion d’énergie :
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
powergui
deux boost en parallel
DC/AC Full-bridge Inverter
[G1_2]
[G2_2]
[G3_2]
Ie
Pulses
[G4_2]
IL
Discrete
PWM Generator
4 pulses
[G5_2]
IGBT1_2
E
C
IGBT2_1
IGBT2_3
Vs1
+
d
g
d
g
+
v
-
[G5_2]
g
[G3_2]
g
[G1_2]
Diode1
E
Diode
g
i
-
i
-
C
+
[G6_2]
E
i
-
C
+
+
g
g
C
V2
C
C
[G6_2]
IGBT2_2
IGBT2_4
Scope6
Vs
IGBT2_5
E
E
E
+
v
-
[G4_2]
s
m
g
s
m
Is
i
-
I2
[G2_2]
t
Clock1
Fig. IV.75. La structure proposée sous matlab simulink pour une charge R.
D’où on peut tirer les résultats de simulation de la tension de sortie de l’hacheur qui est
montré par la figure IV.76 ainsi que son courant d’entré qui est représenté par la figure
IV.77 :
tension de sortie du boost
500
tension(V)
400
300
200
100
0
0
0.1
0.2
0.3
temps(S)
0.4
0.5
Fig. IV.76.Tension du boost du convertisseur.
Fig. IV.77. Courant d’entrée et d’inductance.
On peut constater que la tension de sortie a un temps de réponse moins grand que le résultat
pour la charge R de l’onduleur monophasé et qui est presque comme le résultat de l’hacheur
sans onduleur même si le dépassement est un peu plus grand et les ondulations sont plus
renduites. La même chose pour le courant d’entrée qui reste le même que pour l’hacheur seul
ce qui fait que le rendement de ce système reste le même (que pour l’hacheur seul).
Les résultats de simulation de la tension et du courant de sortie de l’onduleur triphasé pour la
charge R sont montrés dans la fig. IV.78 et la fig. IV.79 :
- 82 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
Fig. IV.78.Tension de sortie de l’onduleur triphasée pour une charge R.
Fig. IV.79.Courant de sortie de l’onduleur triphasée pour une charge R.
IV.4.3.3.2.Pour une charge RL :
La figure. IV.80 montre la représentation du montage de la figure IV. 74 pour une charge RL
sous matlab simulink :
Discrete,
Ts = 6.17e-006 s.
powergui
deux boost en parallel
DC/AC Full-bridge Inverter
[G1_2]
[G2_2]
[G3_2]
Ie
Pulses
[G4_2]
IL
Discrete
PWM Generator
4 pulses
[G5_2]
[G6_2]
E
C
IGBT2_1
IGBT2_3
Vs1
+
d
g
d
+
v
-
g
g
IGBT1_2
Diode1
[G5_2]
g
[G3_2]
g
[G1_2]
E
Diode
C
+
i
-
E
+
i
-
C
+
i
-
g
g
C
V2
C
C
[G6_2]
IGBT2_2
IGBT2_4
Scope6
Vs
IGBT2_5
E
E
E
+
v
-
[G4_2]
s
m
g
s
m
Is
i
-
I2
[G2_2]
t
Clock1
Fig. IV.80. La structure proposée sous matlab simulink pour une charge RL.
Les résultats de la tension de sortie et du courant de l’inductance du convertisseur DC/DC
sont presque les même saufs que le temps de réponse là est un peu plus long.de même que
pour les courants qui sont réduits comme le montre les figures suivantes :
- 83 -
Chapitre IV
Comparaison entres les topologies du Boost et application
tension de sortie du convertisseur boost
600
tension (V)
500
400
300
200
100
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
temps(s)
0.5
0.6
0.7
Fig. IV.81.Tension de sortie du boost.
Fig. IV.82. Les courant d’entée boost.
Le résultat de simulation de la tension de sortie de l’onduleur triphasé est montré par fig.
IV.83 :
Fig. IV.84.Tension de sortie de l’onduleur triphasée pour une charge RL.
Ainsi que son courant de sortie qui est représenté par la figure IV.85 :
Fig. IV.85.Courant de sortie de l’onduleur triphasée.
IV.5.Conclusion
Dans ce chapitre on a vu qu'on peut alimenter une charge (R ou RL) par un nombre réduit de
batteries d'accumulations (6*12V) en jouant sur le rapport cyclique α du hacheur boost qui
nous donne la tension continue d’entrée de l’onduleur (monophasée ou triphasée). Du
dimensionnement des topologies, on a pu choisi celle qui met deux boost élémentaire en
parallèle, ce dernier permet d'avoir une tension sortie réglable selon notre bousions tout en
réduisant le courant qui passe dans ces composant (l’inductance par exemple) ce qui réduit
ainsi leur taille, et les résultats de simulation ont confirmé notre choix.
- 84 -
Conclusion général
Conclusion générale
A travers ce travail, on a pu donner une bonne approche sur l'utilisation de l'un des convertisseurs
de puissance, il s'agit bien de l'hacheur boost (élévateur), on a donné une idée sur cette
alimentation a découpage et son domaine d'utilisation pour réalise une alimention indépendante
de notre réseau à travers des batteries d'accumulations (12V par exemple).
Pour ce travail on avait pour but d'alimenter une charge avec l'utilisation d'un nombre réduit de
batteries de 12V, on a vu qu'ont jouant sur le rapport cyclique α de l'élément en commutation de
l'hacheur boost (Mosfet par exemple) on peut bien réduire se nombre de batteries.
On a illustré des différents topologies de se hacheur boost ainsi que leur modélisations et leur
avantages l’un par rapport à l’autre, et on a choisi la topologies qui mit deux boost en parallèle
comme un convertisseur DC/DC qui se reliait a l’onduleur grâce à sa capacité à réduire (devisée)
le courant d’entrée qui traverse son inductance ainsi que son rendement (80%). Les résultats de
simulations ont confirmé notre choix.
Aujourd'hui avec l’utilisation des énergies renouvelables qui connaît une croissance significative
dans le monde, et devant la demande croissante d’énergie électrique essentiellement pour les
besoins des régions éloignées, désertes et montagneuses; les systèmes photovoltaïques, en
particulier les systèmes de pompage d’eau, commencent a trouvé des grandes applications.
L’énergie solaire est largement utilisée pour l’alimentation des régions isolées ou désertes
(éclairage, charge des batteries, pompages, etc.…). Le grand avantage est que cette source est
inépuisable, elle offre une grande sécurité d’utilisation et elle est propre.
Pour qu’un générateur photovoltaïque fonctionne dans les conditions optimales, il doit être doté
d’un quadripôle d’adaptation, Ce quadripôle peut être un convertisseur DC/DC survolteur ou
dévolteur selon les applications.
Donc l'utilisation de ce convertisseur (hacheur boost) va être très répondue dans ce sens, reste à
dire que des études se poursuivent pour continuer à améliorer le rendement de conversion ainsi
que l’amélioration du driver de commande du MOSFET devrait apporter rapidement une baisse
des pertes en commutation.
ANNEXES
Annexes
Les formes de tensions et de courant des différents composants des différents topologies de
boost :
I. les topologies du boost isolée :
1. Active clamp full bridge boost converter
(A) la topologie de active clamp full bridge.
(B) Les formes d'onde correspondantes.
2. FLYBACK:
Principe de Fonctionnement.
ANNEXES
FLYBACK – Discontinu:
FLYBACK – Interrupteurs:
3. Montage PUSH-PULL
Montage PUSH-PULL en charge
Les formes d'onde correspondantes
ANNEXES
II.les topologies non isolé :
1. Convertisseur Cuk
En mode de conduction continue, les formes d’ondes de courant et de tension du convertisseur
Cuk sont présentées dans la figure suivante :
Formes d’ondes du convertisseur Cuk (courants à gauche, tension à droite).
2. Convertisseur Buck-Boost
En conduction continue, les formes d’ondes de courant et de tension de ce convertisseur sont
présentées dans la figure suivante :
Formes d’ondes du convertisseur Buck-Boost (courants à gauche, tension à droite).
ANNEXES
3. Convertisseur Buck :
Lorsque ce convertisseur fonctionne en mode de conduction continue, on a les formes d’ondes
de courant et de tension de la figure suivante :
Formes d’ondes du convertisseur Buck (courants à gauche, tension à droite).
Références bibliographiques
REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES
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Version 8, Juillet 2004.
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“Dimensionnement d’un système photovoltaïque”.
CETSIS 2005, Nancy, 25-27 octobre 2005.
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photovoltaïques isole”.
Thèse pour obtenir le grade de Docteur de l’Ecole des Mines de Paris :
Le 21 décembre 2006.
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[5]. Thierry LEQUEU :
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Implementation
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Converter for High Voltage Capacitor Charger”.
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Références bibliographiques
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27th annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC’96, Baveno, Italy
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Résumé
Au niveau mondial, le marché des systèmes photovoltaïques connaît, depuis maintenant plus
de 10 ans, un taux de croissance très élevé, de l’ordre de 30 à 40% par an. Cette croissance
exceptionnelle, due principalement aux systèmes photovoltaïques raccordés au réseau de
distribution d’électricité, ou à une production d’électricité pour site isolé. Ceci se traduit
bien évidemment par des innovations technologiques et une baisse de coûts des modules
photovoltaïques mais aussi à des efforts importants de recherche et développement dans le
domaine de l’électronique de puissance.
L’objectif de ce travail est l’étude et la synthèse des différentes topologies des convertisseurs
DC/DC associés aux onduleurs solaires. Le but recherché est d’aboutir à une conversion
d’énergie électrique sans utiliser de transformateur.
Mots clés:
Batteries d’accumulateur, convertisseur continu-continu, convertisseur boost, rapport de
tension élevé, ondulation de courant.
Abstract:
On a world level, the market of the photovoltaic systems knows, since now more than 10
years, a very high growth rate, about 30 to 40% per annum. This exceptional growth, due
mainly to the photovoltaic systems connected to the distribution network of electricity, or to a
production of electricity for isolated site. This results obviously in technological innovations
and a fall of costs of the photovoltaic modules but also to significant efforts of research and
development in the field of the electronics of power.
The objective of this work is the study and the synthesis of various topologies of converters
DC/DC associated with the solar inverters. The required objective is to lead to an electric
energy transformation without using of transformer.
Key words
Continuous-continuous converters, accumulator batteries, boost converter, High ratio of
tension, and undulation of current.