1 Introduction

REMERCIEMENTS
Je tiens à remercier Madame Virginie INGUIBERT, pour m'avoir permis d'effectuer
ce stage au sein du DESP : Département Environnement Spatial de l'ONERA.
Je tiens aussi à remercier Monsieur Thierry NUNS, pour l'aide qu'il m'a apporté durant
mon stage.
Ma plus grande reconnaissance va à Monsieur Jean-Pierre DAVID pour m'avoir
encadré, pour s'être montré très disponible, et pour avoir répondu à mes interrogations,
enrichissant ainsi mon bagage scientifique.
J'exprime aussi ma reconnaissance à Madame Sabine SOONCKINDT et Monsieur
Antoine GAUFFIER, ainsi qu'aux stagiaires pour l'accueil et l'amitié qu'ils m'ont témoignés
tout au long de ce stage.
SOMMAIRE
1. INTRODUCTION
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2. PRESENTATION DE L’ONERA-CERT
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2.1 L'ONERA
2.1.1 Historique
2.1.2 Domaines d’activités
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2.2 Le Centre d'Etudes et de Recherches de Toulouse
2.2.1 La recherche appliquée
2.2.2 La recherche pluridisciplinaire
2.2.3 Présentation du Département Environnement Spatial (DESP)
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5
3. PARTIE THEORIQUE
4
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3.1 Les semi-conducteurs
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3.2 Généralités sur les MOS
3.2.1 Description
3.2.2 Principe de fonctionnement
3.2.3 Fonctionnement du MOSFET à canal N
3.2.4 Modes de fonctionnements
3.2.5 Tension de seuil
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3.3 Effet des rayonnements ionisants sur une structure MOS
3.3.1 Effet des rayonnements sur les dispositifs a semi conducteurs
3.3.2 Effet de dose cumulée sur les MOS
3.3.2.1 Charges d’oxydes
3.3.2.2 États d’interface
3.3.3 Caractérisation des effets du rayonnement sur les MOS
3.3.3.1 Méthode de la pente sous le seuil
3.3.3.2 Caractérisation des états d’interface à 77K
4. PARTIE EXPERIMENTALE
4.1 Matériel utilisé
4.1.1 Le composant
4.1.2 Les moyens d'irradiation: L'irradiateur Méga
4.1.3 Présentation du banc de test
4.1.3.1 Le Keithley 195A
4.1.3.1 Le HP4142B
4.1.3.2 La connectique
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4.2 Écriture du programme
4.2.1 Présentation de LABVIEW
4.2.2 Description du langage G
4.2.3 L'instrument virtuel (VI) principal
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4.3 Résultats expérimentaux
4.3.1 Caractérisation d'un MOS non irradié.
4.3.1.1 A température ambiante
4.3.1.2 A 77K
4.3.2 Influence de la dose cumulée
4.3.2.1 Influence sur la tension de seuil
4.3.2.2 Influence sur l'hystérésis à 77K
4.3.3 Influence du champ électrique
4.3.3.1 Influence sur les états d'interface
4.3.3.2 Influence sur les charges d'oxyde
4.3.4 Influence des paramètres lors de la caractérisation à 77K
4.3.4.1 Influence de la tension et du temps de prépolarisation
4.3.4.2 Influence de la vitesse de balayage
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5. CONCLUSION
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6. BIBLIOGRAPHIE
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2
1. INTRODUCTION
L'utilisation de l'électronique embarquée dans les missions dans l'espace pose le
problème de prévoir l'évolution des composants tout au long d'une mission. Il faut aussi
connaître leur comportement vis-à-vis des autres composants.
Pour des technologies MOS, ces phénomènes sont assez bien connus. Un point reste
néanmoins obscur : la croissance des états d'interfaces dans les MOS de puissance. Il existait
déjà diverses méthodes de caractérisation des états d'interfaces, mais aucune de celles-ci n'est
applicable aux transistors MOS.
Il a donc fallu développer une nouvelle méthode de caractérisation des états
d'interfaces dans les MOS à 77K.
Pour ce faire il a fallu mettre au point un banc de test permettant la caractérisation des
transistors MOS à basse température, c'est-à-dire trouver une connectique adaptée aux
mesures à 77K et développer un programme sous labview permettant de tracer les
caractéristiques.
Après avoir expliqué les phénomènes intervenant lors de l'irradiation d'un transistor
MOS, nous présenterons les moyens mis en œuvres permettant la caractérisation des
transistors MOS à 77 K. Pour finir nous verrons les résultats des mesures obtenues au moyen
de ce banc de test.
3
2. PRESENTATION DE L’ONERA-CERT
2.1 L'ONERA
2.1.1 Historique
En 1946, les pouvoirs publics créent l’office national d’études et recherches
aéronautique, organisme public chargé de regrouper toutes les ressources françaises liées à
l’aéronautique. Mais bien vite l’évolution et l’extension de son activité au domaine spatial
entraîne en 1963 une modification de son nom, c’est ainsi que l’ONERA est devenu l’office
National d’étude et de recherches aérospatiales.
Actuellement, sept établissements dépendent directement de l’ONERA : Châtillon (967
employés), Chalais-Meudon (174 employés), Palaiseau (340 employés), Le Fauga-Mauzac(64
employés), Modane-Avrieux (191 employés), Toulouse (420 employés) et Lille (107
employés).
L’ONERA est sous la tutelle du ministère de la défense.
2.1.2 Domaines d’activités
La compétence des personnels de l’ONERA s’exerce dans un vaste ensemble de
disciplines scientifiques et techniques. Les chercheurs et les ingénieurs font progresser
théories, calculs et expérimentations, et effectuent un travail d’équipe avec les techniciens de
qualification.
Grâce à la qualité de personnel et des moyens, l’ONERA apporte une contribution
déterminante aux progrès des techniques aérospatiales. Cette contribution comprend des
recherches fondamentales qui complètent celles menées par les établissements universitaires.
L’ONERA joue un rôle de liaison entre les organismes de recherches scientifiques pures et
l’industrie.
L’activité de l’office s’exerce dans de nombreux domaines, en effet, la multitude des
problèmes qu’implique l’élaboration d’un véhicule spatial impose le recours à diverses
disciplines.
2.2 Le Centre d'Etudes et de Recherches de Toulouse
Le site de Toulouse a été créé en 1968 sous l'appellation CERT (Centre d'Etude et de
Recherche de Toulouse), lors du transfert de l'Ecole Nationale Supérieur de l'Aéronautique et
de l'Espace.
Son potentiel humain est de quatre cent vingt personnes dont deux cent quatre-vingt
ingénieurs et techniciens de recherche permanents. De plus, il accueille quatre-vingt-dix
ingénieurs doctorants pour des durées de trois ans, ainsi que de nombreux professeurs
visiteurs dans ses laboratoires.
Plus de cent trente de ces chercheurs participent de manière significatives aux activités
d'enseignement. Six mille cinq cent heures de cours par an, dont quatre mille sont données à
SUPAERO. Chaque année, plus de cent stagiaires en cours d'études y sont intégrés. Sa forte
implication dans les activités d'enseignement et la formation par la recherche constituent de
véritables atouts.
Ce personnel dispose de vingt neuf milles mètres carrés de laboratoires (plates-formes de
recherche, installations expérimentales) et de bureaux. D'énormes moyens informatiques leurs
sont proposés: supercalculateur scalaire, de nombreux serveurs, deux cent stations de travail
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et une centaine de terminaux interconnectés par réseau Ethernet (accès aux moyens
informatiques de tout l'ONERA).
Le centre de Toulouse représente un budget d'environ trente quatre millions d'euros et assure
annuellement trois cents contrats d'étude. Il participe aux programmes de recherche nationaux
émanant du ministère de la défense, du CNES… Il est également impliqué dans les
programmes européens BRITE EURAM, DRIVE, ESPRIT, JOULE, HCM et dans les
activités de l'Agence Spatiale Européenne. Il participe aussi à un certain nombre d'expériences
internationales dans le domaine spatial.
2.2.1 La recherche appliquée
Ses recherches sont orientées par et vers les industries de pointe où les exigences sont
les plus hautes. Son programme est assuré principalement par des contrats extérieurs. Les
clients profitent alors de son expérience éprouvée de la recherche contractuelle, menée dans le
respect du cahier des charges, des coûts et des délais. Au-delà d'un simple transfert de
technologie, les études débouchent sur de véritables applications. Comme l'ensemble de
l'ONERA, le site de Toulouse fait bénéficier l'industrie de ses résultats et de leurs retombées.
On parle de recherche appliquée.
2.2.2 La recherche pluridisciplinaire
Le centre de Toulouse exploite les richesses induites par la pluridisciplinarité de ses
activités. En effet, le site abrite sept des dix huit départements de l'ONERA:
-Etudes en dynamique et énergétique: le DMAE
-Optique et thermodynamique appliquée: le DOTA
-Electromagnétisme et radar: le DEMR
-Informatique: le DTIM
-Commande des systèmes et dynamique du vol: le DSCD
-Prospective et études de synthèses: le DPRS
-Environnement spatial: le DESP
2.2.3 Présentation du Département Environnement Spatial (DESP)
Ce département a été créé en 1967 à la demande du CNES (Centre National d'Etudes
Spatiales) avec mission d'évaluer et de contribuer à prévenir les effets de l'environnement de
vol sur les matériaux, composant, équipements et véhicules spatiaux.
Il est intégralement localisé sur le site du CERT.
Son activité s'inscrit donc, dans la démarche "qualité" du développement des systèmes
spatiaux. Elle s'exerce en grande partie au cours des programmes pour la spécification des
contraintes, la vérification et la qualification d'équipements, ainsi que pour l'expertise
d'observations en vols.
Cette finalité pluridisciplinaire rassemble une équipe comprenant, en particulier, 17
ingénieurs-chercheurs, 9 doctorants, et 8 agents techniques. Comme le traduit cette
composition de l'effectif, l'activité va de la recherche de base (expérimentale et par simulation
numérique au service (calculs et essais à la demande) avec une forte proportion de recherches
finalisées (études et mises au point de méthodes, développement d'expériences embarquées).
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L'activité du département est répartie en trois secteurs:
-Rayonnement et effets de charges:
Etudes des flux de particules dans la magnétosphère, du vent solaire, des particules de hautes
énergies du rayonnement cosmique ainsi que des phénomènes dus à l'interaction avec les
plasmas et les décharges électrostatiques qui en résultent.
-Tenue des matériaux en ambiance spatiale:
Eude et prévisions des détériorations des matériaux constitutifs des véhicules spatiaux,
notamment lors des missions longues durées. Connaissance des flux et effets des
micrométéorites et micro-débris. Expériences embarquées.
-Electronique en environnement spatial:
Prévision du comportement des circuits et composants en milieu radiatif (technologie MOS et
bipolaires), effets de la dose cumulée et des événements singuliers, établissement des niveaux
de performance requis pour l'espace ainsi que la validité des techniques de durcissement.
Expériences embarquées.
C'est dans cette dernière unité du DESP que se déroule mon stage.
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3. PARTIE THEORIQUE
3.1 Les semi-conducteurs
Les semi-conducteurs sont des matériaux présentant une conductivité électrique
intermédiaire entre les métaux et les isolants.
D’un point de vue énergétique un semi-conducteur est un matériau qui possède une bande de
valence pleine et une bande de conduction vide. Dans un isolant ou un semi-conducteur, la
différence entre le haut de la bande de valence et le bas de la bande de conduction est appelé
bande interdite ou gap.
Schéma théorique établi selon la théorie des bandes d'énergie indiquant suivant les cas la
position respective de la bande de valence et de la bande d'énergie:
a) Métal; b) Isolant; c) Semi-conducteur;
y) Énergie; Ef) Niveau de Fermi.
Dans un semi-conducteur un courant électrique est assuré par deux types de porteurs: les
électrons et les trous.
En physique du solide, un trou d'électron (habituellement appelé tout simplement trou) est
l'absence d'un électron dans la bande de valence, qui serait normalement remplie sans le trou.
Sous l'effet de l'agitation thermique, un électron d'une liaison voisine peut passer sur une
liaison vide. Par conséquent le trou se déplace d'atome en atome. C'est pour cela que l'on peut
le considérer comme une particule positive qui se déplace dans le réseau.
La propagation par l'intermédiaire d'électrons est similaire à celle d'un conducteur classique:
des atomes fortement ionisés passent leurs électrons en excès le long du conducteur d'un
atome à un autre, depuis une zone ionisée négativement à une autre moins négativement
ionisée.
La propagation par l'intermédiaire de trous est différente: ici, les charges électriques voyagent
d'une zone ionisée positivement à une autre ionisée moins positivement par le mouvement
d'un trou créé par l'absence d'un électron dans une structure électrique quasi-pleine.
Le silicium pur est un semi-conducteur intrinsèque.
7
Le Dopage:
Les propriétés d'un semi-conducteur (c'est-à-dire le nombre de porteurs, électrons ou
trous) peuvent être contrôlées en le dopant avec des impuretés (autres matériaux). Un semiconducteur présentant plus d'électrons que de trous est alors dit de type N, tandis qu'un semiconducteur présentant plus de trous que d'électrons est dit de type P.
Dopage de type N
Dopage de type P
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3.2 Généralités sur les MOS
Le MOSFET, acronyme anglais de Metal Oxide Semiconductor Field Effect
Transistor, en français Transistor à Effet de Champ (à grille) Métal-Oxyde, est un type de
transistor à effet de champ. Comme tous les transistors ou même les tubes à vide, le MOSFET
module le courant qui le traverse à l'aide d'un signal appliqué à son électrode d'entrée ou
grille. Il trouve ses applications dans les circuits intégrés numériques, en particulier avec la
technologie CMOS, ainsi que dans l'électronique de puissance.
3.2.1 Description
Les MOSFET se divisent en deux catégories,
les MOSFET à déplétion (depletion mode), les
MOSFET à inversion (enhancement mode) selon leur
mode d'opération.
Chaque MOSFET est aussi caractérisé par la polarité
de ses porteurs de charges qui détermine s'il est de
type P ou N.
Les symboles schématiques présentés à droite
symbolisent le MOSFET et, permettent de
différencier son type et sa catégorie. Les symboles
comportent généralement trois bornes qui sont le
drain, la source et la grille.
Type P
Type N
MOSFET enh
MOSFET dep
3.2.2 Principe de fonctionnement
Contrairement au transistor bipolaire, le transistor MOSFET fait appel à un seul type
de porteur de charge (c'est donc un composant unipolaire). Le principe de base repose sur
l'effet de champ appliqué à une superposition d'une couche de métal (appelée "grille"), d'une
couche d'oxyde et d'une couche de semi-conducteur (appelée "substrat"); typiquement en
micro-électronique la couche de métal est généralement remplacée par du silicium
polycristalin. Lorsque la différence de potentiel entre la grille et le substrat est nulle il ne se
passe rien. Au fur et à mesure de l'augmentation de cette différence de potentiel les charges
libres dans le semi-conducteur sont repoussées de la jonction semi-conducteur/oxyde, créant
tout d'abord une zone dite de "déplétion", puis lorsque la différence de potentiel est
suffisamment grande il apparaît une zone "d'inversion". Cette zone d'inversion est donc une
zone où le type de porteurs de charges est opposé à celui du reste du substrat, créant ainsi un
"canal" de conduction.
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3.2.3 Fonctionnement du MOSFET à canal N
Nous prendrons l’exemple d’un canal N, le plus fréquent ; le canal P a un
fonctionnement identique en inversant les polarisations.
Le transistor est généralement constitué d'un substrat de type P, faiblement dopé, dans lequel
on diffuse par épitaxie deux zones N+ qui deviendront la source et le drain. Le silicium audessus du canal est oxydé en SiO2 puis métallisé pour réaliser la grille, ce qui constitue une
capacité entre la grille et le substrat.
Vue en coupe d'un transistor MOSFET à canal N
En général, on relie la source à la masse, ainsi que le substrat. On porte le drain à un potentiel
supérieur de ceux de la source et du substrat, créant ainsi un champ électrostatique entre la
source, le substrat et le drain. Dans le cas du N-MOS à inversion :

La capacité grille/substrat est polarisée en inverse :
Diagramme de bande en accumulation Vg<0
Il y accumulation de porteur majoritaire en surface. Le transistor est dans un état "bloqué".
Aucun courant ne passe alors entre la source et le drain.
10

La capacité grille/substrat est flottante à vide :
Diagramme de bande à Vg=0
La bande de conduction ce trouve au dessus du niveau de Fermi, il y a alors très peu
d’électrons dans la bande de conduction. Il n'y a quasiment pas de porteurs pour conduire un
éventuel courant, les deux jonctions source-substrat et substrat-drain sont polarisées en
inverse.

La capacité grille/substrat est polarisé au delà de la tension de seuil:
Diagramme de bande en inversion Vg>>Vth
Dans ce régime la polarisation de grille est supérieure à la tension de seuil, l’inversion de
population est donc réalisée à l’interface oxyde/silicium. La densité des porteurs minoritaires
est donc suffisamment forte pour annuler la barrière de potentiel et former un canal de
conduction entre la source et le drain. Le transistor est donc en régime passant, et la
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conduction dépend alors de l’entraînement des porteurs de la source vers le drain par le champ
électrique longitudinal.
Lorsque le transistor conduit, une augmentation de la polarisation entre le drain et la source
augmente le courant (non linéairement). À partir d'une tension de drain supérieure à la tension
de grille moins la tension de seuil, le champ électrostatique entre le substrat et la grille
s'inverse localement au voisinage du drain. Le canal d'électrons y disparaît, le courant sature.
Toute augmentation de la tension de drain au-delà de la tension de saturation conduit à une
disparition encore plus précoce du canal d'électrons, et à une augmentation faible voire nulle
du courant.
À tension source-drain constante, le courant de saturation varie comme le carré de la tension
grille-substrat.
3.2.4 Modes de fonctionnements
Modes de fonctionnement d'un transistor MOSFET à canal N
3.2.5 Tension de seuil
La tension de seuil est définie comme étant la tension entre la grille et le substrat pour
laquelle la zone d'inversion apparaît, c'est à dire la création du canal de conduction entre le
drain et la source. Cette tension se note Vth, TH étant l'abréviation de threshold en anglais
(seuil). Lorsque la tension grille-source est inférieure à la tension de seuil, on dit que le
transistor est bloqué, il ne conduit pas. Dans le cas contraire, on dit qu'il est passant, il conduit
le courant entre le drain et la source.
D’un point de vue physique, la tension de seuil correspond à l’inversion de la densité des
porteurs majoritaires par rapport aux porteurs minoritaires au niveau de l’interface
substrat/oxyde.
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Concrètement la tension de seuil se caractérise simplement en traçant la courbe du courant
drain-source en fonction de la tension grille-source. La tension de seuil correspond alors à
l’intersection de la partie linéaire de la courbe avec l’axe des abscisses.
Soit IDS= a*VGS+b l’équation de la partie linéaire de la courbe. Alors Vth  
b
a
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3.3 Effet des rayonnements ionisants sur une structure MOS
Plongés dans l’environnement radiatif spatial sur une orbite terrestre, les composants
électroniques sont soumis à l’effet : d’électrons, de protons, de photons et d’ions de diverses
origines et énergies. Dans ce chapitre nous présenterons succinctement les différents types de
radiations rencontrées et leurs effets pour nous intéresser plus particulièrement à l’effet de
dose sur les transistors MOS.
3.3.1
Effet des rayonnements sur les dispositifs a semi conducteurs.
Les rayonnements sont constitués de particules individuelles qui interagissent avec les
constituants des composants électroniques. La nature de cette interaction dépend de la masse
de la charge et de l’énergie cinétique de la particule incidente, de la charge et e la densité du
matériau cible.
Les particules incidentes peuvent être : des ions lourds, des particules chargées (électrons,
protons), des photons.
Les ions et les protons sont responsables de phénomènes transitoires spécifiques. Les
électrons et les photons sont quant à eux responsables de l’effet de dose cumulée.
3.3.2 Effet de dose cumulée sur les MOS
L’oxyde, présent dans les composants et surtout des les transistors MOS, est sensible à
l’effet de Dose. L’accumulation des charges piégées dans l’oxyde et à l’interface SiO2/Si
dégradera le composant. Le paramètre le plus touché est la tension de seuil qui subira une
variation plus ou moins forte suivant la dose d’irradiation du composant. Cette variation nous
permettra de caractériser l’amplitude et la perturbation du rayonnement ainsi que son taux de
guérison. La dose s'exprime en Gy (unité SI), 1 Gy équivaut à 1 J.Kg-1.
3.3.2.1 Charges d’oxydes
Lors de l’irradiation d’un matériau, l’énergie de la particule ou du photon incident est
transférée pour l’essentiel aux électrons lors dune succession de collisions. Une partie de cette
énergie entraînera la création de paires électron-trous, issues de la libération de charges fixes.
Après la création de paires, la différence de mobilité entre les porteurs et la présence d’un
champs électrique sont à l’origine d’un non retour à la neutralité : en effet, dans l’oxyde, la
mobilité des électrons est beaucoup plus grande que celle des trous. Ainsi, les électrons sont
éjectés rapidement par le champ électrique et les trous restent piégés dans l’isolant.
Le piégeage des trous dans l’oxyde dépend du champ appliqué, de l’épaisseur d’oxyde et de la
température. La polarisation positive de la grille produit des charges piégées positives prés de
l’interface SiO2/Si. En polarisation négative de la grille, la formation des charges positives
apparaît porche de l’interface métal/SiO2.
Le manque de porteurs libres empêche toute recombinaison des porteurs créés par
l’irradiation ce qui explique la présence d’une charge « fixe » positive dans l’oxyde.
Celle-ci va engendrer un champ électrique parasite qui perturbera le bon fonctionnement du
composant.
La charge piégée dans l’oxyde, globalement positive, va attirer une charge image négative
dans le substrat. Cette charge contribue à la diminution de la tension de seuil d’un NMOS
puisqu’elle va faciliter la formation du canal N. De plus ce piégeage induit un canal
d’inversion à l’interface Si/SiO2 (substrat p), qui a pour effet de créer un courant de fuite
entre le drain et la source dans les transistors à canal N.
14
3.3.2.2 États d’interface
Le mécanisme de création des états d’interface sous rayonnement ionisant semble
qualitativement bien compris. Les rayonnements ionisants créent par dissociation de
molécules H20 des ions H+ dans tout le volume de la silice. Ces ions ce déplacent sous
l’action du champ électrique ou par diffusion. Les ions recueillis sur la grille vont se
recombiner avec un électron pour devenir des atomes d’hydrogène puis de dihydrogène. Par
contre, les ions atteignant l’interface Si/SiO2, vont à cause de leur forte réactivité chimique et
des défauts de structures présents, se fixer à cette interface et créer des structures stables qui
ont une action sur les porteurs libres.
Ceci donne naissance à des états d’énergie dans la bande interdite, donc électriquement actifs,
indépendants de la nature du rayonnement incident. Ces états d’énergie perturbent alors de
manières diverses le fonctionnement des composants en fonction de position énergétique, la
concentration et le mode de fonctionnement du composant.
La position du niveau d’énergie correspond à l’énergie nécessaire pour délocaliser l’électron
lié au défaut et l’envoyer vers la bande de valence ou la bande de conduction.
Suivant sa position par rapport aux bandes de valence et de conduction, les niveaux sont
donneurs ou accepteurs.
Un niveau d’énergie donneur se situe dans la partie supérieure de la bande interdite. Un défaut
donneur est neutre lorsqu’il est occupé par un électron et chargé positivement s’il est vide.
Un niveau accepteur est situé dans la partie inférieure de la bande interdite. Il s’agit d’un
défaut qui est chargé négativement s’il est occupé par un électron et neutre s’il est vide.
Lorsque le niveau d’énergie correspondant au défaut est situé au milieu de la bande interdite,
on parlera de niveaux ou de centres profonds (Deep Level).
De manière globale, les effets induits dépendent de la structure du composant, de son mode de
conduction, des niveaux de dopage, de la température.
Ces piéges à électrons ou à trous peuvent être aussi considérés comme des piéges a porteur
minoritaire ou majoritaire suivant le type de matériau.
15
3.3.3 Caractérisation des effets du rayonnement sur les MOS
Nous venons de voir que les caractéristiques électriques des composants de type MOS
sont altérées par les rayonnements ionisants. Ces dégradations peuvent entraîner une
incapacité fonctionnelle de l’électronique embarquée sur les satellites. Il est donc nécessaire
de pouvoir tester les composants qui vont être utilisés lors des missions. Pour cela, il faut être
capable de prédire, en un temps court, le comportement d’un composant subissant des
rayonnements ionisants sur plusieurs années. Nous allons donc voir quelles sont les méthodes
existantes de caractérisation des états d’interfaces, mais aussi quels sont les limites et les
problèmes d’une telle méthode dans le cas des MOS de puissance et donc la nécessité de
développer une nouvelle méthode de caractérisation.
3.3.3.1 Méthode de la pente sous le seuil
Mise au point par Van Overstraeten en 1975, cette méthode utilise la courbe
log(IDS)=f(VGS) pour une tension VDS constante. C’est une méthode directe et simple à mettre
en œuvre, car elle ne nécessite que la connaissance de deux paramètres : la pente obtenue pour
le régime de faible inversion et la capacité de l’oxyde Cox.
La variation de la pente sous le seuil détermine le nombre d’états d’interface créés si l’on
considère la région linéaire de la caractéristique. Pour ce faire on détermine la pente  pour
des valeurs de tensions inférieure à VTH initial (avant irradiation).
La variation d’états d’interface est donc déterminée par l’équation suivante :
1
1 

C ox  
  0 

N it 
kT
ln( 10) *
q
Où 0 est la pente avant irradiation ;  est la pente après irradiation, k est le constate de
Boltzmann ; T est la température en Kelvin et q est la charge de l’électron.
En régime de faible inversion, le courant de drain est principalement un courant de diffusion
très sensible aux densités surfaciques de charges.
Or en 1988, dans la publication "The developement of non-uniform deposition of holes in
gate oxydes") de R.K Freitag, fût soulevé le problème de LNU (Lateral Non-Uniformity) ou
répartition non uniforme des trous dans l’oxyde des transistors MOS. La LNU a pour causes
deux phénomènes :
-Le dépôt non uniforme du rayonnement ionisant pour de faibles doses.
-La répartition non uniforme des piéges dans l’oxyde à l’interface SiO2/Si.
De ce fait, la création des paires électrons-trous dans le volume d’oxyde n’est pas uniforme et
leurs piégeages à l’interface SiO2/Si non plus.
Ce phénomène n’est pas perceptible pour des transistors MOS ayant un canal de conduction
étroit. Or les MOS de puissance ont un canal beaucoup plus large que les CMOS. Ainsi dans
ces transistors, en régime de faible inversion, le courant de drain, va être perturbé par la
répartition non uniforme des charges le long du canal. Il est alors impossible d’utiliser la
méthode de la pente sous le seuil pour caractériser les états d’interface.
16
3.3.3.2 Caractérisation des états d’interface à 77K
A cause des problèmes de LNU dans les MOS de puissance, il a été nécessaire de
développer une nouvelle méthode afin de caractériser les états d’interfaces.
Elle s’appuie sur une méthode publiée en 1977 par Chang, qui permet de caractériser la
densité des états d’interface dans une capacité.
Or nous avons vu précédemment qu’un transistor MOS est assimilable à une capacité entre la
grille et le substrat.
En appliquant une tension dite de prépolarisation aux bornes de la capacité grille/substrat on
va "remplir" les états d'interface. En polarisant négativement ou positivement cette capacité,
on va piéger des charges respectivement positives et négatives au niveau des états d'interface.
Seulement la constante de temps d'émission des états d'interface varie en fonction de la
température et de leur énergie par rapport aux bords de la bande interdite.
Ainsi à température ambiante (environ 300K), cette constante d'émission est très rapide et
l'influence des états d'interfaces est négligeable. Cependant à basse température (77K) la
constante d'émission devient très grande. Les états d'interface sont alors dit "gelés".
Time constant (s)
Variation des constantes d'émissions en fonction de la température.
1,E+03
1,E+02
1,E+01
1,E+00
1,E-01
1,E-02
1,E-03
1,E-04
1,E-05
300
200
1,E-06
1,E-07
100
80
77
1,E-08
1,E-09
1,E-10
1,E-11
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
Ea (eV)
On constate ainsi que pour des énergies supérieures à 0,15 eV les constantes démissions sont
de l'ordre de la seconde pour une température de 77K.
17
Pour une tension grille-source positive on va donc piéger des électrons au niveau des états
d'interface.
Les états d'interface vont alors se comporter comme des charges négatives. Ce qui a pour
principal effet de s'opposer à la création du canal d'électron dans les NMOS.
Il en est de même lorsqu'on applique une tension grille-source négative: les états d'interface
vont capturer des trous et vont donc ce comporter comme des charges positives. Ce qui va
faciliter la création du canal d'électron dans les NMOS.
Pour une même tension grille-source on aura donc une valeur du courant drain-source
différente suivant le fait qu’on est prépolarisé la capacité grille/substrat en positif ou en
négatif. Ainsi lors du tracé de la caractéristique log(IDS)=f(VGS) (VDS=Cte) à 77K en montée et
en descente on voit apparaître une hystérésis. Comme nous venons de le voir, cette hystérésis
est due au remplissage tout d'abord positif puis négatif des états d'interface.
18
Au moyen de ce V on peut donc caractériser l'effet électrostatique des états d’interface.
Ainsi V=Vit. A partir de là, il nous sera possible d’extraire la contribution des charges
d’oxydes à l’aide de l’équation : Vot = Vth - Vit
Nous pouvons alors considérer que l’influence des états d’interface sur la tension de seuil est
égale à la variation de la tension de Vit plus la variation de tension de Vot.
Si l’on considère deux mesures on peut écrire que :
Vit = (Vit)2 – (Vit)1
Où (Vit)2 et (Vit)1 sont les valeurs de deux mesures réalisées.
De même, la contribution des charges d’oxydes sera égale à :
Vot = Vth - Vit
Pour obtenir la variation du nombre d’états d’interface et du nombre de charges d’oxyde, il
suffit d’utiliser les formules suivantes :
Vit C ox
Vot C ox
N i t 
N ot 
q
q
Où q est la charge de l’électron et Cox la capacité de l’oxyde.
19
4. PARTIE EXPERIMENTALE
4.1 Matériel utilisé
4.1.1 Le composant
Le composant sur lequel les manipulation et mesures ont été effectuées est un NMOS
de puissance, de référence: IRF640.
4.1.2 Les moyens d'irradiation: L'irradiateur Méga
C'est le moyen le plus récent dont le DESP dispose. L'ensemble d'irradiation Méga est
composé d'un local blindé contenant un projecteur panoramique GMA 2500 à commande
électrique d'éjection de la source de cobalt 60 de 100 Curies (3.7TBq). En position
"irradiation", les débits de dose dans le bunker, de l'ordre de la dizaine de Gy par heure à 1
mètre, sont de plusieurs centaines de Gy/h dans le voisinage immédiat de la source. Lorsque
l'obturateur est ouvert et la source en "stockage" un risque d'irradiation existe dans l'axe de
l'irradiateur.
20
Cette pièce est interdite durant les irradiations, ne peuvent y pénétrer que des personnes
DATR. Elle est équipée d'une porte a système de verrouillage électrique avec contact de
fermeture et barre anti-panique interne. Deux niveaux de protection sont prévus:
-l'un par une centrale d'accès, la commande d'ouverture par badge n'est autorisé qu'à un
nombre limité de personnes DATR.
-l'autre par l'automate de sécurité qui gère les signalisations sonores et lumineuses, interdit
l'entrée dans la salle en cas de coupure de courant et provoque le retour de la source en
stockage en cas d'erreur dans procédure d'utilisation.
Le poste de commande, à l'extérieur de la chambre d'irradiation dans la pièce, comprend la
télécommande de l'irradiateur et les dispositifs nécessaires à la signalisation et à la sécurité.
4.1.3 Présentation du banc de test
L'ensemble des appareils du banc de test est piloté via un bus GPIB de type IEEE
4882-2. Le banc dispose de deux instruments équipés de SMU (Source and Monitor Unit) qui
sont le HP4141 et le HP4142B du constructeur Hewlett Packard.
Pour réaliser les mesures sur les composants, nous avons choisi le HP4142B pour sa meilleure
résolution en tension et en courant.
21
4.1.3.1 Le Keithley 195A
Il permet de mesurer directement la température au niveau du porte échantillon à partir
du signal transmis par la sonde platine Pt100, et de l'indiquer sur son écran en degrés Celsius.
Il faut connecter les 2x2 fils soudés de la sonde platine sur les entrées HI et LO du multimètre.
4.1.3.1 Le HP4142B
Le HP4142B est un instrument de mesure DC avec une capacité de 10A et 1000V
avec une résolution de 20fA et de 4V. Les valeurs maximales de résolutions dépendant de la
longueur des câbles.
22
Présentation de l'appareil:
L'appareil dispose de deux voies. Ces voies peuvent être indépendamment une source
de courant ou une source de tension. Une voie ce compose en deux signaux de sorties, le
"sense" et le "force", cette particularité nécessite l'utilisation de câbles spécifiques triaxiaux.
Protocoles de commandes pour lire et écrire des informations sur le HP4142B
Le HP4142B est un appareil de type "basé message", c'est-à-dire que le protocole des
commandes est sous forme de texte, qui sont transmises par le bus GPIB au format ASCII.
Description de quelques commandes utiles pour piloter le HP4142B:

La commande "DI" ou "DV" suivie du numéro de voie sert à forcer un courant
ou une tension.
 La commande "TI" ou "TV", suivie du numéro de la voie sert à faire un
échantillonnage d'un courant ou d'une tension.
Prenons un exemple :
Nous voulons forcer sur la voie 2, avec un "calibre automatique", une tension de 5V, et une
adaptation en courant de 10mA; puis récupérer la mesure du courant avec et sans calibre.
La ligne de commande s'écrit : "DV2,0,5,10E-3\r\n"
Où \r est "carriage return" et \n "line feed".
Les instructions sont séparées par une virgule et suivies d'un retour chariot pour que la ligne
de commande soit exécutée.
Maintenant, nous voulons récupérer la mesure.
La commande d'échantillonnage permet de déclencher une mesure à un moment donné.
Nous pouvons écrire sot: "TI2,0\r\n" ou "TI2\r\n".
L'appareil renvoie la mesure du courant de la voie 2 sous forme d'un résultat alphanumérique.
4.1.3.2 La connectique
L'un des premiers problèmes auquel j'ai été confronté, fut de mettre au point une
connectique adaptée aux mesures à 77K. En effet, les mesures de courant dans un transistor en
régime de faible inversion, sont très difficiles car le courant est de l'ordre du pico ampère et
est sujet à de nombreux effets parasites. On a donc pris trois câbles coaxiaux blindés cuivre
pour limiter au maximum les effets parasites.
23
De plus le choix du support à transistor fut primordial. En effet lors des nombreuses
manipulations et mesures à l'azote liquide, je me suis aperçu que de la condensation se formait
dans le support en plastique. De ce fait une résistance de fuite apparaissait dans le connecteur
ce qui avait pour effet de fausser les mesures.
Ids (A)
Ids en fonction de Vgs
3,00E-02
2,50E-02
Nouveau connecteur
2,00E-02
Ancien connecteur
1,50E-02
1,00E-02
5,00E-03
0,00E+00
0
1
2
3
4
5
6
7
8
Vgs (V)
Sur ce graphique on voit bien l'apparition d'une résistance de fuite entre le drain et la source,
qui avait pour effet de limiter le courant drain-source. Et par la même occasion cette
résistance de fuite faussait le calcul de la tension de seuil, puisque celui-ci s'effectue dans la
zone linéaire de la caractéristique.
J'ai donc remplacé le support plastique par des lamelles d'aluminium sur lesquelles on enfiche
directement les pattes du transistor.
24
4.2 Écriture du programme
L'un des premiers aspects de mon stage a consisté au développement complet d'un
programme sous labview afin de pouvoir caractériser les transistors MOS. Il existait déjà un
programme écrit en TESTCASE, fonctionnant sous Windows 95. Mais il n'était plus
compatible avec des plateformes récentes et son utilisation était compliquée et fastidieuse. De
plus certains paramètres n'étaient pas gérés par le programme et des mesures incohérentes
pouvaient apparaître suite à des erreurs de manipulation. J'ai donc dû tenir compte des
contraintes de mesure à 77K pour le développement de l'application.
4.2.1 Présentation de LABVIEW
LABoratory Virtual Instrument Engineering Workbench ou LABVVIEW est un
langage de programmation graphique qui utilise des icônes et non des lignes de texte pour
créer des programmes.
4.2.3
Description du langage G
Les programmes Labview sont appelés instruments virtuels (VI). Leur aspect et le
fonctionnement sont utilisés pour piloter des instruments réels, tels que les oscilloscopes,
multimètres ou bien générateur "tension-courant" comme le HP4142B. Chaque instrument
virtuel utilise des fonctions qui manipulent les entrées à partir de l'interface utilisateur ou
d'autres sources, et affiche ou déplace des informations vers d'autres fichiers ou utilisateurs.
Un instrument virtuel contient les trois composantes suivantes:
 Face Avant : C'est l'interface utilisateur de l'instrument virtuel, elle est
construite à partir de commandes et d'indicateurs, qui sont respectivement des
terminaux d'entrées et de sorties de l'instrument virtuel.
Les commandes simulent les périphériques d'entrée d'instruments et fournissent
les données au diagramme de l'instrument virtuel.
Les indicateurs simulent les périphériques de sorties et affichent les données
que le diagramme récupère ou génère.
 Diagramme : Contient le code source graphique qui définit la fonctionnalité de
l'instrument virtuel. Il contient les terminaux qui représentent le type de
données de la commande ou de l'indicateur. De plus, ces terminaux
correspondent à des ports d'entrées et de sorties qui échangent des données
entre la face avant et le diagramme. Pour que les informations circulent entre
les terminaux, il faut les relier entre eux par des fils de liaison. Un nœud du
diagramme s'exécute lorsque toutes les entrées sont disponibles. Lorsqu'un
nœud termine son exécution, il fournit des données à ses terminaux de sortie et
transmet ses données au nœud suivant dans le chemin du flux de données. La
plupart des programmes textuels suivent un modèle d'exécution séquentielle.
L'ordre séquentiel des éléments du programme détermine l'ordre d'exécution du
programme. Labview, en utilisant un flux de données permet d'effectuer des
opérations simultanées (multi threading). Néanmoins, une fonction séquence
est disponible sous Labview permettant d'exécuter des séquences dans un
diagramme.
 Icône et cadre connecteur : Identifie l'instrument virtuel pour être utilisé dans
un autre instrument virtuel. Un instrument virtuel à l'intérieur d'un autre
instrument virtuel est appelé sous instrument virtuel (sous VI).
25
4.2.3 L'instrument virtuel (VI) principal
Le VI principal permet de piloter l'appareil HP4142B en appliquant des tensions ou des
courants sur des composants analogique et de récupérer des mesures.
 Face avant :
26
Description des commandes et fonctions de la face avant :
Une commande booléenne représentée sous la forme d'un interrupteur permet de
sélectionner entre le mode de mesure à température ambiante ou le mode de mesure à 77K.
Une fois un de ces deux mode sélectionné, on dispose de deux modes de caractérisations
suivants deux protocoles: Le mode de précaractérisation ou de caractérisation.
-En mode de mesure à température ambiante:
 Le mode de précaractérisation permet d'effectuer un I(V) "rapide". Le pas de
mesure est fixe, et la mesure du courant pour une tension donnée ne s'effectue
qu'une fois. De plus le programme calcul la tension de seuil du transistor et
affiche le graphique I(V) sur une échelle linéaire.
 Le mode de caractérisation permet d'effectuer un I(V) "affiné". Le pas de
mesure est réglable par l'utilisateur ainsi que le nombre de mesure de courant
effectuer pour chaque valeur de tension. La zone de balayage se fait de manière
symétrique par rapport à la tension de seuil déterminé par le mode de pré
caractérisation. Le graphique est ensuite affiché I(V) sur une échelle
logarithmique pour l'axe des ordonnées.
-En mode de mesure à 77K:
 Le mode de précaractérisation, il n'y a pas de changement par rapport au mode
de fonctionnement a température ambiante.
 Le mode de caractérisation: Le tracé de la courbe I(V), se fait en montée et en
descente afin de pouvoir obtenir une hystérésis. Le programme effectue une
prépolarisation aux bornes de la grille et de la source pendant un temps donné,
aussi bien en montée qu'en descente à des tensions fixées par l'utilisateur. Une
fois l'acquisition réalisée, le programme calcule l'hystérésis selon une méthode
d'intégration. De plus pour éviter tout échauffement du transistor l'acquisition
s'arrête à la tension de seuil qui a été déterminée par le mode de
précaractérisation.
De plus le monde de mesure à 77K dispose d'une fonctionnalité implantée pour une future
évolution de la plateforme de mesure. Cette fonctionnalité permet de déclencher l'acquisition
lorsqu'une certaine température est atteinte. L'acquisition de la température se fait au moyen
d'une sonde platine reliée à un appareil de mesure, piloté par GPIB qui renvoie directement la
température en degré Celsius.
Les résultats des tests sont tracés en "temps réel" dans un graphique XY. Ensuite un sous VI
peut créer un fichier d'acquisition au format Excel.
 Diagramme :
Le digramme principal se compose de six étapes:
1- Un sous VI d'étalonnage.
2- Une prépolarisation grille-source en mode de caractérisation à 77K.
3- Une boucle While comprenant deux sous VI d'acquisitions.
4- Une fonction sécurité en fin d'exécution du VI pour désactiver les voies.
5- Un sous VI de traitement des données pour calculer la tension de seuil et l'hystérésis.
6- Un sous VI de sauvegarde, qui enregistre les données dans un fichier.
De plus chaque étape comprend un sous VI de vérification d'erreur, qui vérifie le statut de
l'appareil. Si une erreur survient l'acquisition s'arrête, les voies de l'appareil sont désactivées et
une erreur est renvoyée à l'utilisateur.
27
La communication entre les différents appareils pilotés en GPIB s'effectue au moyen de deux
VI. Le premier VI "Visa Write" va écrire des données sous la forme de chaînes de caractères a
destination de l'appareil situé a l'adresse indiquée.
De même, le VI "Visa Read" va récupérer des chaînes de caractères à l'adresse indiquée.
A l'aide de ces deux VI, on va pouvoir "communiquer" avec un appareil en envoyant les
instructions en format ASCII et ensuite récupérer le résultat de l'opération demandée toujours
au format ASCII.
- Première étape, étalonnage du HP4142B: Le sous VI
"spot measurement" et configure les voies d'acquisitions.
initialise l'appareil dans le mode
-Seconde étape, pré polarisation grille-source: Cette partie du programme s'exécute lorsqu'on
est en mode de caractérisation à 77K. Elle permet la prépolarisation grille-source du
transistor, pendant un temps et à une tension définie par l'utilisateur.
Elle dispose d'une option qui, si elle est activée permet de déclencher le protocole de mesure
lorsqu'une certaine température est atteinte. La mesure de la température s'effectue au moyen
d'une sonde platine (Pt 100) branchée sur un multimètre (KEITHLEY 195A). Le multimètre
est configuré par le sous VI
. Celui va paramétrer le multimètre en mode de mesure de
températures avec une Pt 100. Il est aussi configuré pour renvoyer la valeur de la température
en degrés Celsius. Ensuite le sous VI
va récupérer la valeur de la température mesurée
par la multimètre, et ce tous les quarts de seconde. Une structure de condition va ensuite
comparer la mesure de la température avec la température de déclenchement définit par
l'utilisateur. Si elle est atteinte, le programme va ensuite lancer le protocole de mesure.
-Troisième étape, l'acquisition: Cette partie ce compose d'une boucle While, s'exécutant tant
que la condition sur la valeur maximum est vraie. A chaque passage de la boucle While, la
valeur minimale s'incrémente du pas de mesure, sélectionné par l'utilisateur, au moyen d'un
registre à décalage .
La valeur incrémentée est envoyée au sous VI
. Celui-ci va générer une ligne de
commande destinée à l'appareil HP4142B via une fonction VISA Write qui va ainsi générer
une tension sur la voie demandé.
28
Ensuite le sous VI
va à son tour générer une instruction pour le HP4142B. Celui-ci va
mesurer la valeur du courant sur l'autre voie.
Les valeurs de tensions et de courants sont alors enregistrées dans un tableau, au moyen d'un
registre a décalage. Ce tableau est ensuite affiché dans un graphique XY qui est actualisé en
"temps réel".
Lorsque le mode "caractérisation à 77K" est activé, le programme va répéter les opérations
deux et trois afin de tracer la caractéristique non pas en montée mais en descente afin de
pouvoir observer l'apparition de l'hystérésis.
-Quatrième étape: Il s'agit de la désactivation des voie du HP4142B. En effet entre chaque
test, le changement des composants sur le support de mesure se fait à la main. Il y a donc un
risque électrique pour l'opérateur, et de court-circuit pour l'appareil. Dés la fin de l'acquisition,
le sous VI
, met les voies du HP4142B au potentiel zéro.
-Cinquième étape: Les données acquises lors des étapes précédentes sont ensuite traitées par
deux sous VI. Le premier sous VI
permet de calculer la tension de seuil quand le mode
précaractéristique a été sélectionné. Le sous VI va tout d'abord dériver numériquement la
caractéristique I(V) et va en chercher le maximum. En effet le maximum de la dérivée de la
courbe correspond à la zone linéaire. Le sous VI fait ensuite une régression linéaire sur cette
zone jusqu'à ce que le coefficient de corrélation r² fixer par l'utilisateur soit atteint. Comme
nous l'avons vu précédemment pour obtenir la tension de seuil il suffit de diviser la valeur de
la pente par la valeur de l'ordonnée à l'origine.
Le second sous VI
va quant à lui calculer la valeur de l'hystérésis lorsque le mode
"caractérisation à 77K" est activé. Pour ce faire il soustrait la courbe obtenue en descente à la
courbe obtenue en montée, puis il intègre numériquement cette différence. La valeur de
l'intégrale est ensuite divisée par la hauteur de la courbe. Ainsi on obtient le V moyen
séparant les deux courbes.
29
-Sixième étape: l'enregistrement des données acquises. Elle peut être facultative, en effet la
création d'un fichier doit être demandée par l'utilisateur avant l'exécution du programme en
cliquant sur une commande booléenne "écriture fichier". Cette commande autorise l'exécution
du sous VI
. Ce sous VI va sauvegarder les données acquises lors des étapes précédentes
sous la forme d'un tableau à deux colonnes, référençant les valeurs des courants mesurés aux
tensions correspondantes. En plus il créé un en-tête qui comprends diverses informations tel
que le nom de l'opérateur, la date, la valeur de la tension de seuil calculé, ainsi que le V
calculé.
En plus ce ces étapes, les trois premières étapes comprennent chacune une sous étape qui est
la vérification du statut du HP4142B.
Le sous VI
permet de connaître le statut de l'appareil à la fin de l'exécution de chaque
étape. Si une erreur survient, l'utilisateur en est alerté et le sous VI arrête immédiatement le
protocole de test. Le sous VI génère en suite un code d'erreur qui permettra à l'utilisateur de
savoir précisément quelle est l'erreur.
30
4.3 Résultats expérimentaux
Dans cette partie nous allons présenter le résultat des mesures effectuées à la fin du
projet sur transistors MOS. Le but de cette partie est de vérifier la cohérence des résultats
obtenus lors des mesures à 77K, afin de valider la méthode de caractérisation des états
d'interface à 77K. Pour observer l'influence de la dose sur la création des états d'interface, les
composants on été irradiés à trois doses différentes 100Gy, 200Gy et 300Gy tout en gardant
toujours le même débit de dose. Ainsi nous verrons l'influence de la dose sur la création des
états d'interface, ainsi que l'influence de divers paramètres tels que la tension de polarisation
Vg et la température lors de l'irradiation. Cette partie montrera également l'influence des
paramètres de mesure lors de la caractérisation des états d'interface à 77K.
4.3.1 Caractérisation d'un MOS non irradié.
Avant d'observer l'influence de la dose sur la création des états d'interfaces, il est
nécessaire de caractériser les composants avant irradiation.
4.3.1.1 A température ambiante
Pour vérifier le programme, nous avons utilisé un transistor MOS non irradié afin de
s'assurer du bon fonctionnement du programme.
Ids (A)
Caractéristique d'un NMOS non irradié à température ambiante
4,50E-02
4,00E-02
3,50E-02
3,00E-02
2,50E-02
2,00E-02
1,50E-02
1,00E-02
5,00E-03
0,00E+00
0
1
2
3
4
5
6
7
Vgs (V)
La courbe obtenue est la réponse typique de la caractéristique physique d'un transistor NMOS
La tension de seuil est de 3,61V ce qui correspond aux données fournies par constructeur. Ce
premier test contribue à valider le banc.
31
4.3.1.2 A 77K
La seconde partie du test consiste à la caractérisation de ce même transistor à l'azote liquide.
Ids (A)
Caractéristique d'un NMOS non irradié à 77K
1,00E-02
3,30
1,00E-03
3,50
3,70
3,90
4,10
4,30
4,50
4,70
1,00E-04
1,00E-05
1,00E-06
1,00E-07
1,00E-08
1,00E-09
1,00E-10
1,00E-11
1,00E-12
1,00E-13
Vgs (V)
On peut observer dans un premier temps un décalage de la tension de seuil entre la
caractérisation à température ambiante et celle à 77K et aussi l'apparition d'une hystérésis qui
est dû aux états d'interface présents initialement.
Ces premiers résultats sont tout à fait concluants et en accord avec les prédictions.
4.3.2 Influence de la dose cumulée
4.3.2.1 Influence sur la tension de seuil
Ids (A)
Influence de la dose cumulée sur la caractéristique d'un NMOS à
température ambiante
2,00E-02
1,80E-02
1,60E-02
1,40E-02
1,20E-02
100 Gy
1,00E-02
200 Gy
300 y
8,00E-03
6,00E-03
4,00E-03
2,00E-03
0,00E+00
0
1
2
3
4
5
6
Vgs (V)
32
On observe un décalage de la tension de seuil du NMOS. Ceci est tout a fait cohérent avec la
théorie. Comme on a pu le voir, l'irradiation créée des charges positives à l'interface, dans
l'oxyde de silicium. Le principal effet de ces charges est de favoriser l'établissement du canal
dans le NMOS et donc de diminuer la tension de seuil. Le nombre de charges d'oxyde est noté
Not.
4.3.2.2 Influence sur l'hystérésis à 77K
 V (V)
Influence de la dose cumulée sur l'hystérésis
0,03
0,028
0,026
0,024
0,022
0,02
0,018
0,016
0,014
0,012
0,01
0
50
100
150
200
250
300
Dose (Gy)
On constate une augmentation de l'hystérésis avec une augmentation de la dose cumulée.
Une fois de plus, ces résultats sont cohérents avec la théorie. En effet, nous avons
précédemment, que l'irradiation crée une augmentation des états d'interface et ceci a pour
conséquence une augmentation de l'hystérésis. Le nombre d'état d'interface se note Nit
4.3.3 Influence du champ électrique
Au vu des résultats des tests précédents, nous avons réalisés des tests complémentaires
afin de valider au mieux notre méthode de mesure. Nous avons observé l'influence du champ
électrique sur les transistors NMOS lors de l'irradiation.
Nous avons donc appliqué différentes tensions de polarisations (-1.1V; 0V et 5V) lors de
l'irradiation des transistors. Nous avons placés deux transistors pour chaque tension.
33
4.3.3.1 Influence sur les états d'interface
Nit en fonction de Vg
Nit
5,00E+09
4,50E+09
100Gy
200Gy
300Gy
4,00E+09
3,50E+09
3,00E+09
2,50E+09
2,00E+09
1,50E+09
1,00E+09
5,00E+08
0,00E+00
-2
-1
0
1
2
3
4
5
Vg (V)
Vg, en irradiation, est un facteur qui influence la création des états d'interface. Lors de
l'irradiation, les transistors ayant leur entrée polarisée positivement, ont un champ électrique
présent dans le substrat qui va favoriser le transport des ions H+ créés lors de l'irradiation. De
ce fait les transistors ayant une polarisation de grille positive, vont avoir plus d'ions H+ à
l'interface. Or comme nous l'avons vu, ce sont ces ions H+ qui se recombinent avec les défauts
présents dans la silice à l'interface pour former les états interfaces.
On peut aussi observer une différence d'états d'interfaces entre les transistors non polarisés et
ceux polarisés en inverses. Ceci est dû au fait que les transistors non polarisés sont soumis à
leur propre champ électrique interne en raison du gradient de charges dans le substrat. Les
ions H+ vont donc être soumis à un champ électrique interne.
4.3.3.2 Influence sur les charges d'oxyde
Not (Ta)
Not (Ta) en fonction de Vg
6,00E+11
100Gy
200Gy
300Gy
5,00E+11
4,00E+11
3,00E+11
2,00E+11
1,00E+11
0,00E+00
-2
-1
0
1
2
3
4
5
Vg (V)
34
On constate que Vg, lors de l'irradiation est aussi un facteur qui influence la création des
charges d'oxyde. En effet lorsqu'un transistor est polarisé, il a un champ électrique présent
dans la grille qui favorise la séparation des paires électrons-trous créent dans la l'oxyde lors de
l'irradiation. De ce fait lorsqu'une tension positive est appliquée à la grille les électrons vont
être attirés vers la grille et être évacués. Les trous quant à eux sont repoussés vers l'interface
oxyde/substrat et vont êtres piégés par les défauts de structures présents à l'interface.
Lorsqu'une tension de grille négative est appliquée sur le transistor lors de l'irradiation, il se
produit l'effet inverse : les électrons sont repoussés à l'interfaces et les trous sont attirés vers la
grille et dont évacués.
 On constate que ces résultats concordent parfaitement avec la théorie et donc que notre
méthode de mesure nous fournit des résultats cohérents.
4.3.4 Influence des paramètres lors de la caractérisation à 77K
Lors de nos différentes manipulations, nous nous sommes aperçus que divers
paramètres tels que la tension de prépolarisaiton, le temps de prépolarisation ou encore la
vitesse de balayage avaient une influence directe sur l'hystérésis obtenue. Nous allons donc
tenter de mettre en évidences ces phénomènes et d'en expliquer la cause.
4.3.4.1 Influence de la tension et du temps de prépolarisation
V (V)
V en fonction de tpol (Vp=-6 et +6V)
0,058
0,056
0,054
0,052
y = 0,0033Ln(x) + 0,039
R2 = 0,9968
0,05
0,048
0,046
0,044
0,042
0,04
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
temps de prépolarisation (s)
On constate une augmentation de l'hystérésis en fonction du temps de prépolarisation. Ce
phénomène peut s'expliquer par le fait que lors de la prépolarisation positive, il y a apparition
d'un courant par effet tunnel entre le drain et la grille. L'effet tunnel est prépondérant au
niveau des interfaces isolant/semi-conducteurs. Il fait intervenir le passage d'un électron
depuis le silicium vers l'oxyde suivi de sa recombinaison avec un trou piégé.
35
La probabilité qu'un trou soit libéré par effet tunnel varie alors exponentiellement avec la
distance séparant le piège de l'interface.
Le piégeage des électrons "injectés" dans l'oxyde par effet tunnel dépend de deux
phénomènes: des borders traps (ou pièges de frontières) et de la recombinaison partielle des
électrons avec les charges d'oxyde. Ces électrons piégés vont donc diminuer la charge globale
de l'oxyde et vont donc s'opposer à l'établissement du canal dans le transistor. De ce fait nous
observons une augmentation de l'hystérésis.
L'allure de la courbe que nous obtenons met donc en évidence ce phénomène.
 V (V)
Influence de la tension de prépolarisation en descente sur
l'hystérésis
0,057
0,056
0,055
0,054
0,053
0,052
0,051
0,05
0,049
0,048
0,047
2
3
4
5
6
7
8
Tension de prépolarisation par rapport à Vth (V)
Pour mettre en évidence ces deux phénomènes de piégeage nous avons tracé l'influence de la
tension de prépolarisation positive sur l'hystérésis. On constate l'influence de deux
phénomènes, l'un irréversible, l'autre réversible. Ceci peut s'expliquer par le fait que la
constante de temps d'émission des borders traps à basse température est très longue. Pour
cette raison le piégeage des électrons par les borders traps à 77K n'est pas réversible.
A l'inverse, la recombinaison partielle des charges d'oxyde a une constante de temps
d'émission faible à basse température. Ceci est dû au fait que l'électron ne ce recombine pas
directement avec le trou piégé. En effet le trou piégé est assimilable à une quasi particule de
charge positive, l'électron piégé va donc graviter autour ce cette pseudo particule pour former
une autre quasi particule appelée exciton, ayant une charge globale neutre.
4.3.4.2 Influence de la vitesse de balayage
Lors de nos manipulations nous avons pu constater que la vitesse de balayage avait
aussi une influence sur l'hystérésis.
36
Ids (A)
Influence de la vitesse de balayage sur l'hystérésis
1,00E-02
2,70E+00 2,90E+00 3,10E+00 3,30E+00 3,50E+00 3,70E+00 3,90E+00 4,10E+00
1,00E-03
1,00E-04
1,00E-05
1,00E-06
balyage lent
1,00E-07
balayage rapide
1,00E-08
1,00E-09
1,00E-10
Vgs (V)
Comme nous l'avons vu précédemment les constantes de temps d'émissions des états
d'interfaces dépendent de deux paramètres: la température et leur énergie dans la bande
interdite. De ce fait les états d'interfaces possédant des énergies faibles, possèdent des
constantes de temps d'émission plus rapides que ceux ayant des énergies plus grandes. Ainsi
lorsque on effectue un balayage lent (de l'ordre de 5mV/s), les états d'interfaces chargés
positivement ayant des faibles énergies vont réémettre vers la bande de valence. On observe
donc un décalage de la courbe de montée entre le balayage lent et le balayage rapide,
entraînant ainsi une différence d'hystérésis.
37
5. CONCLUSION
Ce stage de 3 mois s'est révélé riche d'enseignement à plusieurs égards.
Le premier a été l'aspect mesure physique, et en particulier sur les semi-conducteurs. J'ai pu
mettre à profit mas connaissances en la matière, et en apprendre davantage grâce aux
transistors MOS.
Les notions théoriques utilisées sont relativement complexes et il m'a fallu un certain temps
pour m'en approprier les subtilités.
La conception de la connectique a été très formatrice. Elle a posé des problèmes pour
réaliser des contacts fiables et résistants à de basses températures, ce qui a impliqué la
fabrication d'un prototype avant d'aboutir à la solution finale.
La réalisation du programme m'a permis d'acquérir de l'expérience dans le domaine de la
communication GPIB, de la programmation sous labview et de l'instrumentation.
Les résultats des mesures effectués à 77K s'avèrent très satisfaisants puisqu'ils concordent
parfaitement avec la théorie. La méthode de caractérisation des états d'interfaces à 77K est
donc concluante.
Le calcul de la tension de seuil et de l'hystérésis par le programme apporte un gain de temps et
un confort d'utilisation considérable pour l'utilisateur. De surcroît le programme s'avère
simple d'utilisation et ne pâtit pas de bugs pouvant compromettre le bon déroulement des
mesures.
De plus l'automatisation des paramètres de mesures, a permis de mettre en lumières certains
phénomènes intervenant dans les transistors MOS et qui sont a ce jour très peu connus.
J'ai pu en proposer une première version opérationnelle suffisamment tôt (durant mon premier
mois de stage) et la présenter aux personnes susceptibles d'avoir à l'utiliser pour me permettre
d'y apporter certaines évolutions qui ont optimisés la qualité des résultats et l'ergonomie de
l'interface utilisateur.
Néanmoins, même si les résultats de la méthode de caractérisation à 77K s'avèrent
concluant, il serait bien de comparer les résultats obtenus avec la méthode du pompage de
charges dans une capacité. En effet, du fait du manque de temps et de la réalisation assez
complexe de cette méthode pour les transistors MOS, je n'ai pas pu comparer les résultats
obtenus avec une autre méthode.
Par ailleurs, le fait d'être seul aux commandes pour la réalisation de la connectique et
du programme, m'a apporté une expérience de la conduite de projet et du sens des
responsabilités des plus enrichissantes. J'ai en effet dû dialoguer avec les différents membres
du personnel du département afin de mener à bien mon projet. Une communication qui s'est
voulue tout aussi constructive avec Jean-Pierre David, avec qui je me suis entretenu
régulièrement pour le tenir au courant de l'avancement du projet, pour qu'il puisse y
recommander des améliorations, ou recadrer la progression.
Enfin j'ai découvert un milieu de travail très intéressant au département Environnement
Spatial où sont réalisées des expériences et des mesures hors du commun, au service d'un
domaine passionnant. J'ai aussi eu l'occasion d'y rencontrer des gens passionnants tant sur un
plan humain que relationnel.
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6. BIBLIOGRAPHIE
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(2005)
[2]
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Physics Letter, vol 8, n°2, p.31 (Jan. 1966)
[3]
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LATERAL NONUNIFORMITIES IN MIS CAPACITORS", IEEE trans. elec. Dev.,
vol. ED-24, n°10 (Oct. 1977)
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INTERFACE TRAPS IN POWER MOSFETS", IEEE trans. nucl. Sci., vol. NS-33,
n°6 (Dec. 1986)
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SCHWANK, M.R SHANEYFELT, L.C. RIEWE, "EFFECT OF OXIDE TRAPS,
INTERFACE TRAPS, AND "BORDER TRAPS" ON METAL-OXIDESEMICONDUCTOR DEVICES", J; Appl. Phys., 73(10) (Mai 1993)
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