bilan_carte_demod

ADAPTATION DES GAINS
DE LA CHAINE DE DEMODULATION.
BRUIT ET DYNAMIQUE.
P
50
50
50
CLC426
Carte de démodulation
Coax
LO
RF IF
I =5mA (max)
IDC=20mA
1,9Vpic
Préampli : 380
Adaptation 501
G1=1,7 G2=11,4
3,2Vpic 1,6Vpic
Compression
Anti-alias
ADC
+/-10V
0,9Vpic 10Vpic
1- Point sur les choix de la chaîne de démodulation.
Rappels : → Problème de dynamique
Les signaux d’amplitudes les plus fortes correspondent aux
mouvements résiduels à très basses fréquences des miroirs (qq. mHz. à qq.
Hz.). Ils correspondent à un courant en sortie de photodiode estimé à
Imax=5mA.
La résistance de transfert du préampli. est de 380Ω avec adaptation du
suiveur à 50Ω. En sortie du préampli., la tension correspondante à ce courant
est donc de 1,9Vp sur 50Ω (entrée carte démodulation): en raison de la
résistance 50Ω série, la tension à la sortie du CLC426 (suiveur du préampli.)
sera donc de 2X1,9=3,8Vp.
La dynamique maximale de sortie du CLC426 alimenté en +/-5V étant
de 3,2V, nous allons augmenter les tensions d’alimentation de +/-5V à +/-6V,
et ce, pour le préampli. ainsi que pour la carte de démodulation.
→ Cela a pour effet d’augmenter la dynamique de sortie d’au moins 1V.
Seuls les composants logiques TTL devront être remplacés par des
logiques CMOS série HC (PIN to PIN et alimentés en 0/+6V).
Les études précédentes avaient conclu à l’utilisation du mélangeur
TAK3H (17dBm LO/13dBm RF).

2- Calcul des gains de la chaîne de démodulation.
Les gains de la chaîne sont fixés en fonction de l’excursion maximale
attendue, pour les deux voies 0 et 90 degrés.
Le gain de conversion du mélangeur lorsque la fréquence RF = la
fréquence LO est le même qu’en BLU (cf. courbes 1 & 2).
Le gain en tension est donc de Gv=0,55 (-5dB). Ici les grands signaux
étant à des fréquences très faibles, on peut estimer que la fréquence RF = la
fréquence LO.
Gain G1 :
Ce gain adapte la tension maxi. de l’entrée RF de la carte démodulation
à la tension maxi. acceptée par le mélangeur.
Le point de compression à 1dB du mélangeur est estimé à ~14dBm, ce
qui correspond à ~1,6Vp sur 50Ω (impédance d’entrée du mélangeur).
En raison de cette adaptation, la réduction de 1,9Vp à 1,6Vp donne
G1=1,7.
Tension de sortie mélangeur :
On attend donc à sa sortie 1,6X0,55=0,9Vp.
Gain G2 :
Ce gain adapte la tension maxi. de sortie du mélangeur à la dynamique
d’entrée de l’ADC ; c’est à dire +/-10V.
L’adaptation de 0,9Vp à 10Vp donne G2=11,4.
3- Mise à 17dBm de la LO.
Les cartes 12,5MHz fonctionnent avec des mélangeurs 23dBm LO. Les
excursions en tension des composants ne permettaient pas de fournir le
niveau LO aux mélangeurs avec une adaptation 50Ω série.
L’impédance d’entrée LO n’est pas 50Ω mais par définition il faudra lui
appliquer le niveau LO normalisé que procure un générateur sortie 50Ω série
sur une charge 50Ω.
Le niveau LO plus faible du mélangeur 17dBm nous permet de nous
placer dans la configuration recommandée par le fabricant: buffer (de très
faible résistance de sortie = géné. de tension) avec 50Ω en série.
Le passage à 17dBm requiert la modification les gains de la distribution
0/90 degrés.

4- Mesures de la linearite/bruit.
LINEARITE :
On a réalisé les courbes de gain de la chaîne complète (carte
démodulation) afin de vérifier le point de compression prévu ainsi que les
gains de la chaîne.
La mesure de la compression a été réalisée avec la même fréquence
pour la RF et pour la LO (correspond aux signaux maxi.). Ces signaux n’étant
pas en phase à l’entrée du mélangeur, son gain en tension est donc inférieur a
0,55 et la tension continue de sortie à la compression n’arrive pas à
l’excursion maxi. de l’ADC 10V(cf. courbe 3).
La compression à 1dB correspond bien à une tension d’entrée
d’environ 3,8Vpp (1,9Vp).
Une mesure plus précise du gain est réalisée avec une différence de
fréquence entre RF et LO de 1kHz (cf. courbe 4). Le niveau de sortie est bien
+/-10Vp pour une tension d’entrée d’environ 3,8Vpp.
Remarque : on retrouve bien le gain en tension du mélangeur 0,55.
Les non-linéarites introduites autour du point de compression seront
présentes uniquement pour des forts niveaux d’entrée qui correspondent aux
signaux de fréquence RF = fréquence LO.
Les signaux « physiques » sont 5 fois plus faibles que les grands
signaux. Ce qui correspond à un niveau d’entrée du mélangeur
de ~0dBm → on a ainsi près de 14dB de marge à l’entrée du mélangeur.
On rempli donc largement la règle de l’utilisation 10dBm en dessous du
point de compression.
La mesure des atténuations des deux premiers harmoniques pour ce
niveau d’entrée donne au maximum –50dB (3‰).

BRUIT :
Les mesures de bruit ont été réalisées sur la chaîne complète
(preampli. + carte démodulation). Le bruit de shot-noise est créé grâce à une
lampe halogène. Il correspond à un courant photodiode DC de 20mA.
On a réalisé les mesures lampe eteinte/allumee pour les deux voies
(0/90 degrés) (cf. courbe 5 et 6).
Une estimation rapide du bruit de shot-noise en sortie donne :
Dans la photodiode, 20mA génèrent un bruit à l’entrée de la carte
démodulation de 30nV/√Hz.
Le gain en bruit du mélangeur est estimé à son gain de conversion en
tension multiplié par √2, soit 0,78.
En appliquant les gains successifs des divers éléments et comme le
bruit de l’électronique peut être dans un premier temps négligé devant les
30nV/√Hz du bruit de shot-noise, on trouve théoriquement en sortie :
30nV/√Hz X 1,7 X 0,5 X 0,78 X 11,4 # 8µV/√Hz
→ Le bruit de sortie mesuré correspond bien à cette estimation.
Les rapports signaux/bruits (bruit de shot-noise/bruit de l’électronique)
ainsi que les dynamiques correspondantes (après décompression) sont
identiques pour les voies en phase et en quadrature (cf. courbes 7 et 8):
A 100Hz, bruit de l’électronique # 1,8µV/√Hz, Rs/b=4,5 et Dyn.=1,5.108√Hz.
A 1kHz, bruit de l’électronique # 1,4µV/√Hz, Rs/b=5,5 et Dyn.=1,75.108√Hz.

Estimation du bruit d’entrée avec ADC :
l’ADC est estimé à 15,5 bits effectifs, ce qui correspond à un bruit de
quantification de
HzVNq /10.25,1
10.2062
20 6
3
5,15 
.
Remarque : cela correspond à un bruit intégré sur la bande 0-20kHz de
175µV. Le digit correspond à : 1 digit ≡ 20/215,5 = 430µV.
En se plaçant à 100Hz (pire cas dans la densité spectrale), on attend un bruit
total à l’entrée de l’ADC de :
HzVBtotal /2,2)10.8,1()10.25,1( 2626
En intégrant ce bruit sur la bande 0-20kHz, on obtient alors 310µV.
Ce bruit estimé représenterait alors 70% d’un digit.