Les montages à Amplificateurs Opérationnels Les montages à Amplificateurs Opérationnels 1ere partie Chapitre 1 : Rappel sur les outils d’analyse Chapitre 2 : L' Amplificateur Opérationnel Chapitre 3 : Les montages de base de l’ AO en régime linéaire Chapitre 4 : Les montages de base à AO en régime non-linéaire Chapitre 5 : Montages pratiques 1 2 3 4 Rappel sur les outils d’analyse 1) Les lois de Kirchoff 1) Les lois de Kirchoff 1.1) La loi des nœuds 1. 2) La loi des mailles La somme des courants qui arrivent à un nœud est égale à la somme des courants qui en partent. La somme algébrique des tensions le long d’une maille est égale à zéro i5 i1 i i1 + i2 = i5 + i4 +i3 i4 i3 i2 R1.i 5 in = 0 n=1 R2.i R1 Maille R2 E1 Avec une convention de signe sur le sens des courants entrants et sortants E1 – R1.i – R2.i = 0 5 6 1.3 Théorème de Thévenin / Norton Le procédé consiste à modifier le schéma du circuit en substituant un certain nombre d’éléments par un schéma équivalent. 1.2 Le diviseur de tension Cette formule s’obtient facilement à partir des lois précédentes mais elle est très utile car elle permet d’obtenir rapidement le bon résultat. Schéma équivalent de Thévenin Schéma équivalent de Norton A V i Rth In R1 Rn = Rth i’=0 i V’ R2 A Eth R2 V '= ⋅V R1 + R2 B B Tension de Thévenin : Eth Courant de Norton : In Résistance de Thévenin : Rth Résistance de Norton : Rn C’est la résistance vue des deux bornes (A,B) avec les générateurs remplacés par leur résistance interne Résistance de Thévenin = Résistance de Norton Attention pour que la formule soit valable il faut que le courant de sortie (i’) soit nul ou négligeable. 7 8 Exemple : Application du théorème de Thévenin 1.4 Théorème de superposition Calculez le générateur de Thévenin équivalent entre les bornes A et B R3 R1 A A R2 Rth R4 B Tension de Thévenin (Eth) R3 R4 Eth h E Dans un circuit linéaire soumis à l’action de plusieurs sources indépendantes, la tension aux bornes d’un élément s’obtient en effectuant la somme algébrique des tensions, dues à chaque source prise individuellement et agissant seule. B L’annulation d’une source de tension revient à la remplacer par un courtcircuit et l’annulation d’une source de courant revient à la remplacer par un circuit ouvert. Résistance de Thévenin (Rth) R3 i=0 A A Eth R2 R1 Ce théorème est très pratique car il permet de séparer des actions créées par différents phénomènes, mais il nécessite que le dispositif étudié soit linéaire. R2 R1 E B B 9 1.4 Théorème de superposition Exemple 10 1.5 Théorème de Millman A Ce théorème est très utile pour les circuits comptants de nombreuses branches en parallèle. Il se démontre en faisant la somme des courants de chaque branche, cette somme étant nulle. UAB R1 R2 E1 E2 A B UAB A A UAB’ R1 UAB’’ R2 R1 R2 R1 R2 R3 E1 E2 E3 R4 R5 E5 E2 E1 B n B E Rii = U AB i =1 B 11 n 1 ⋅ i =1 Ri 12 Généralité Les montages à Amplificateurs Opérationnels Chapitre 1 : Rappel sur les outils d’analyse L' amplificateur opérationnel comprend trois étages : -un étage d'entrée différentiel chargé d'amplifier une différence de potentiel entre deux signaux (V+ et V-) : A. (V+ - V-), Chapitre 2 : L' Amplificateur Opérationnel Chapitre 3 : Les montages de base de l’ AO en regime linéaire Chapitre 4 : Les montages de base à AO en régime non-linéaire - un étage présentant un très fort gain, idéalement proche de l'infini, Chapitre 5 : Montages pratiques - un étage de sortie permettant de délivrer le signal de sortie avec une faible résistance 13 Généralité 14 2 Boîtier Schéma interne d’un AO : LM 741 Boîtier DIL (Dual In Line) Etage différentiel IC op-amp diagram 15 16 4 Caractéristiques essentielles de l' a.o. 3 Symbole Le symbole normalisé AFNOR, IEEE + V -, la tension entre l'entrée inverseuse et le potentiel de référence ∞ V+, la tension entre l'entrée positive et le potentiel de référence ε, la tension d'entrée différentielle (V+-V-) Le symbole généralement utilisé ε V+ + A.ε Zin is Vs Zout - V- 17 4 Caractéristiques essentielles de l' a.o. 4 Caractéristiques essentielles de l' a.o. 1) Son amplification aux fréquences basses est considérable (par exemple de 103 à 109), cela est dû aux nombreux étages amplificateurs qu'il comporte : A = Vs V+-V2) Bien sur, quelque soit le gain, la tension de sortie ne peut jamais dépasser la tension d'alimentation, 4) Son impédance d'entrée est très élevée (de 1 MΩ à MΩ) : Zin = (V+ - V-) I+ 3) Le module de l'amplification décroît lorsque la fréquence augmente (par suite des «capacités parasites» des transistors) mais sa bande passante est souvent considérable (par exemple plusieurs dizaines de mégahertz) ε V+ + Zin V- A.ε 18 5) Son impédance de sortie (Zout) est très faible (au maximum quelques kiloohms). is Zout Vs ε V+ - Zin V- 19 + A.ε is Zout Vs - 20 5 Branchement des alimentations des a.o 6 Le slew-rate Le Slew rate (SL) est la vitesse de croissance maximale de la tension de sortie. Il s’exprime en volts par micro seconde La sortie Vs doit pouvoir prendre des valeurs positives et négatives et donc l'AO doit être alimenté par des tensions positives et négatives ε V+ Vcc + Vs V- -Vcc - Vs Vcc Pente : A (très grande) ε -Vcc Zone linéaire (très petite) 21 22 7 L'A.O. idéalisé AO réel Amplification en boucle ouverte : A = 20. 104 à 20 106 6 Le slew-rate Pour un signal sinusoïdal de sortie le dVs/dt ne peut pas dépasser le SL. Il en résulte une limitation en fréquence en fonction de l’amplitude (triangularisation). : Zin= 1MΩ à 20 M Ω Impédance d’entrée Impédance de sortie : 0Ω Courant de polarisation : Ip=(Ip+-Ip-)/2 = 20pA à 500pA 0 pA Id = | Ip+-Ip-|= 20pA à 100pA 0 pA 0,5V/µS à 100V/µS infini Slew rate : ε V+ + A.ε is Zout Vs ε V+ + A.ε is Vs Zin V- 23 infini Zout= 10Ω Courant de décalage Par exemple : Si Vs = Vm .cos ω.t est le signal de sortie, la condition est dVs < SL dt soit encore AO idéal infini - V- - 24 7 L'A.O. idéalisé Montage à Amplificateur opérationnel en fonctionnement linéaire Idéalement, on considère que : * Gain en tension (A) infini Vs = A. (V+ - V-). * Impédance d'entrée infinie, ce qui entraîne que les courants d'entrée sont nuls * Impédance de sortie nulle, ce qui conduit à considérer la sortie comme une source de tension indépendante du courant is. * Bande passante infinie Chapitre 1 : Rappel sur les outils d’analyse ε V+ + A.ε Chapitre 2 : L' Amplificateur Opérationnel is Vs Chapitre 3 : Les montages de base de l’ AO en fonctionnement linéaire V- - 25 Cours d’Electronique, IG2I, ENI2, Bruno FRANÇOIS 26 Régime linéaire 1 La réaction (Automatique) Montage à Amplificateur opérationnel en fonctionnement linéaire Le principe de la réaction consiste à réinjecter une partie du signal de sortie à l’entrée du circuit pour le combiner avec le signal de sortie. 3.1 La contre réaction Dans la réaction positive, on réinjecte une partie du signal de sortie en phase avec le signal d’entrée. 3.2 Principe et règles d'or Ceux ci vont s’additionner pour produire un signal de sortie plus grand. 3.3 Amplificateur Inverseur Ces montages ont un fonctionnement non linéaire Vs ∈{-Vcc,+Vcc} et seront étudiés plus tard 3.4 Amplificateur Non Inverseur 3.5 Opérations non-linéaires Dans la réaction négative, on réinjecte une partie du signal de sortie en opposition de phase avec le signal d’entrée. 3.6 Intégrateur/dérivateur Ceux ci vont se soustraire pour produire un signal de sortie inférieur. Ces montages ont un fonctionnement linéaire Vs ∈[-Vcc,+Vcc] et sont maintenant étudiés. 27 28 1 La contre réaction 1 La contre réaction (Automatique) Source Ve A.O. ε A +_ Source Récepteur Vs ε A +_ Ve Vs B B Vr Vr Vs =A. ε Vs =A. (Ve- Vr) =A. (Ve- B.Vs) Vs = Vs = 1 .Ve B Le gain en tension du montage en boucle fermée devient indépendant de A A est le gain en boucle ouverte B est le gain de contre réaction Vs (1+A.B) =A.Ve Vs = Récepteur A .Ve 1+A.B Si A est infini 1 .Ve Vs = 1 .Ve 1 +B B A Le gain du montage ne dépend plus de celui de l’AO ! On a une diminution du gain et une meilleure stabilité par rapport aux perturbations. La preuve … 29 1 La contre réaction: Impact sur une perturbation Perturbation Vp Source Récepteur + ε A + +_ Vs Ve 30 1 La contre réaction Exemple : Contre réaction (B) réalisée avec des résistances Source +_ Ve Vs Vr Vs =A. ε + Vp Vs =A. (Ve- Vr) + Vp =A. (Ve- B.Vs) + Vp Vp Vs =A. ε Vs =A. (Ve- Vr) +15 V Vs (1+A.B) =A.Ve + Vp Ve + - A .Ve + 1 .Vp 1+A.B 1+A.B Récepteur B B Vr Vs = ε A Si A est infini Vs -15 V R2 La tension parasite avec Vr = R1 .Vs R1 + R2 VR R1 est atténuée On a une meilleure stabilité par rapport aux perturbations 31 32 1 La contre réaction Exemple : Contre réaction (B) réalisée avec des résistances 1 La contre réaction Exemple : Contre réaction (B) réalisée avec des résistances Vs =A. ε avec Vr = R1 .Vs Vs =A. (Ve- Vr) R1 + R2 Vs .(1+ A. R1 ) = A.Ve R1 + R2 Si A est infini .Ve 1 1+ R1 A R1 + R2 + Vs - -15 V R2 VR R1 Si, à cause d’une perturbation quelconque, la tension de sortie Vs augmentait un peu Vs .( 1 + R1 ) = Ve A R1 + R2 Vs = +15 V Ve Vs = R1 + R2 Ve R La tension Vr augmenterait également Vs =1+ R2 Ve R ce qui forcerait la sortie à diminuer car Vs= A .ε La tension différentielle ε (=Ve-Vr) diminuerait 1 +15 V Ve + - Vs -15 V R2 1 Le retour de la tension de sortie sur l’entrée négative a un effet stabilisateur VR R1 33 1 La contre réaction Caractéristique fréquentielle Av 0 34 1 La contre réaction Caractéristique fréquentielle A.O. idéal Av (s ) Av 0 Av (s ) A.O. compensé par le pôle pd Av (s ) A.O. non compensé ω ωd Le gain réel (Av) n’est pas constant en fonction de la fréquence: ω ωd La caractéristique du gain est assimilable à un filtre passe bas 1 : Gain statique A v ( jω ) = A v0 ⋅ A v0 ω 1 + j. ω : Pulsation dominante ω d A v ( jω d La bande passante (à -3dB) est définie par la fréquence fb telle que : ωd = 2 ⋅ π ⋅ f d )= A v0 ⋅ 1 1 + j. ω ωd La bande passante (à -3dB) est définie par la fréquence fb telle que : ωd =2⋅π ⋅ fb Le produit gain-bande passante est alors donné par : Remarque: Pour rendre la fonction de transfert Av(s) équivalente à un premier ordre, une capacité est ajoutée dans le composant Av0 ⋅ ωd = CONSTANTE 35 36 1 La contre réaction Caractéristique fréquentielle Av0 V s (j ω ) = ⋅ Ve (j ω ) 1 + B ⋅ Av0 1 + j. On considère l’A.O. contre réactionné par un gain B. Source Ve +_ ε Av Récepteur Av ( B ) Vs ω (1 + B ⋅ Av0 ) ⋅ ω d 1 1 + j. ω ωc ω c ( B ) = (1 + B ⋅ Av 0 ) ⋅ ω d Le produit gain-bande passante du système en boucle fermée est constant : B Vs (1+B. Av) =Av.Ve = Av ⋅ La pulsation de coupure varie en fonction de la valeur du gain K : GBW BF = Av0⋅ωd = Av(B ) .ωc(B ) Vr Vs =Av. ε Vs =Av. (Ve- Vr) =Av. (Ve- B.Vs) 1 Constante Av0 . Av est le gain en boucle ouverte Exemple : B est le gain de contre réaction A = v 0 B = 10 , Av 10 11 Av0 Av 0 Av 0 . ω d 10 GBW BF = ω c = = 11 . ω d Av 0 10 Av 0 Av 11 Av 0 1 1 + j. V s (j ω ) A v (j ω ) = = 1 + B . A v (j ω ) V e (j ω ) 1 + B . Av0 . ω ωd 1 1 + j. = = ω ωd Av0 1 + j. Av0 ⋅ 1+ B⋅ Av0 1 + j. ω + B . Av ωd 1 Av BF Nous ne pouv ons pas afficher l’image. 0 B = 100 , Av0 Av 0 ω ω c 100 = (1 + B⋅ Av0) ⋅ω d 37 B =0 Av 0 Av 0 . ω d GBW BF = = 101 . ω d Av 0 100 Av 101 Av 0 Diagramme de Bode pour différents gains Av 11 0 B = 10 Av 0 A v 101 0 B = 100 Av 0 ω ωd 11.ωd 101.ωd 38 2 Principe et règles d'or 1 La contre réaction Caractéristique fréquentielle Si l’A.O. est idéal Les courants d'entrée de l'amplificateur opérationnel négligeables. En effet les impédances d'entrée sont infinies. I+ = I- = 0 Plus le gain de réaction B est grand : _ plus la bande passante est importante _ plus le gain du montage est petit ε V+ V- + I+ A.ε sont is Vs - I- Av BF Av 0 B =0 Diagramme de Bode pour différents gains Av 11 0 B = 10 Av 0 A v 101 0 B = 100 Av 0 ωd Si il y a une réaction de la tension de sortie sur l'entrée inverseuse (principe de réaction négative), alors Le montage fonctionne en linéaire V+ = V- ω 11.ωd 101.ωd 39 Preuve : ε= (V+ - V-) = Vs A -> 0, si A tend vers l’infini, 40 3 Amplificateur Inverseur 3 Amplificateur Inverseur 2.1 Montage de base 3.1 Montage de base R1 i M ve ε - R1 ie +15 V - M i - +15 V + -15 V ve ε i+ vs + R2 is R2 -15 V vs Montage en contre réaction négative, donc ε = 0, donc V+ =VL’A.O. est idéal: I+ = I- = 0 Fonction de transfert -> déterminer Vs(t) en fonction de Ve(t) et des éléments du montage La loi des mailles / loi des nœuds : Ve = R1.Ie Vs =−R2.Is Vs =− R2 Ve R1 Ve Vs + =0 R1 R 2 Vs =− R2 Ve R1 et Ie=Is car I- =0 Plusieurs méthodes sont envisageables Théorème de Millman : Ie – Is = I- A titre d’exemple en voici trois 41 42 3 Amplificateur Inverseur 3 Amplificateur Inverseur 3.1 Montage de base R2 is ie R1 M i 2.1 Montage de base is - ve ε i+ - +15 V ie vs + R1 M i R2 - ie R1 A i - ve ve ε i+ ε i+ -15 V R2 is - +15 V + -15 V vs Vs =− R2 Ve R1 Le théorème de superposition : On annule Vs la tension ε vaut : −Ve⋅ R1R+2R2 Un signal positif en entrée devient négatif en sortie. Inverseur Le gain du montage est fixé par les valeurs des résistances. ε = − Ve⋅ R 1R+2R 2 −Vs ⋅ R 1R+1R 2 0=Ve⋅ R2 +Vs⋅ R1 R1+R2 R1+R2 Vs =− R2 Ve R1 43 Comme l’entrée non inverseuse est reliée à la masse, indirectement l’entrée inverseuse l’est aussi ! On dit encore que l’entrée inverseuse est une masse virtuelle. 44 3 Amplificateur Inverseur 3.1 Montage de base R2 is R1 ie A i - ve ε i+ - +15 V + -15 V vs C:\utilisateur\bruno\cours\ig2i\L2 ao\aop.htm Vs =− R2 Ve R1 1,5 Ve (V) 1 Vs (V) Exemple : R1 = 10kΩ et R2=100kΩ 0,5 Vs =−10 Ve 0 0 2 4 6 -0,5 -1 -1,5 45 46 3 Amplificateur Inverseur 3 Amplificateur Inverseur 3.1 Montage de base 3.3 Généralisation à des impédances quelconques R2 is ie R1 A i - ve ε i+ +15 V ie A i - ve vs + R1 ε i -15 V Z2 R2 is +15 V I + -15 V A - ε vs + Z1 + Ve Vs B Vs =− R2 Ve R1 Résistance d’entrée : Re = Ve Ie Vs =− R2 Ve R1 Re=R1 Ve=R1.Ie Vs =− Z2 Ve Z1 R1 -> Z1 R2 -> Z2 47 48 3 Amplificateur Inverseur 3 Amplificateur Inverseur 3.3 Généralisation à des impédances quelconques 3.4 Sommateur inverseur R1 Si Ve(t) est une sinusoïde de pulsation ω, on utilise les impédances harmoniques v1 Vs ( jω ) Z 2( jω ) =− Ve( jω ) Z1( jω ) R Rn-1 vn-1 Rn vn - +15 V + -15 V vs Si Ve(t) est un signal quelconque, on utilise la variable de Laplace (p) Théorème de superposition : On annule tous les générateurs sauf V1 Vs ( p ) Z 2( p ) =− Ve( p ) Z1( p ) R1 v1 R Rn-1 Rn Toutes les résistances d’entrée sont en parallèle sauf R1 - +15 V + -15 V vs’ R’= (Rn//Rn-1// ... //R2) 49 50 3 Amplificateur Inverseur 3 Amplificateur Inverseur 3.4 Sommateur inverseur 3.4 Sommateur inverseur R1 R1 v1 v1 R Rn-1 vn-1 vn-1 Rn vn R Rn-1 - +15 V + -15 V Rn vn - +15 V + -15 V vs vs Théorème de superposition sur chaque entrée On annule tous les générateurs sauf V1 On détermine le générateur équivalent de Thévenin et son impédance Eth1 =V1 . R' R1 + R' Rth1 = R'.R1 R1 + R' Théorème de superposition sur chaque entrée On éteint tous les générateurs sauf V1 R R1 v1 R’ - +15 V vs’ + -15 V 51 On détermine le générateur équivalent de Thévenin et son impédance Eth R '. R 1 Eth1 =V1 . R' Rth1 = R1 + R' R1 + R' R'+R1 R'+R1 R' Vs' =− R .Eth1 =−R. .Eth1 =−R. .V1 . Rth1 R'.R1 R'.R1 R'+R1 Vs' =− R .V1 pour l’entrée V1 R1 R Rth 1 1 - +15 V + -15 V vs’ 52 3 Amplificateur Inverseur 3.4 Sommateur inverseur R1 v1 R Rn-1 vn-1 Rn vn - +15 V + -15 V vs C:\utilisateur\bruno\cours\ig2i\L2 ao\aop.htm Vs' =− R .V1 R1 En recommencant pour chaque entrée et en faisant la somme : Pour l’entrée V1 : Vs = -R. 1 .V1 +...+ 1 .V,n−1+ 1 .V,n Rn−1 Rn R1 1/Rn est un coefficient pondérateur affecté à chaque entrée qui permet de faire varier ou d'adapter le gain de chaque entrée 53 54 3 Amplificateur Inverseur 3.5 Convertisseur numérique - analogique Objectif: Convertir un nombre binaire en une tension analogique. Application: Générer un signal audio à partir d’un fichier binaire (mp3) Un chiffre binaire, 0 ou 1, est représenté sous forme analogique par une tension prenant les valeurs respectives entre 0V et 5V. b3 : 0 b2 : 1 b1 : 0 b0 : 0 R4 R3 R R2 R1 Eréf ia - +15 V + -15 V vs Montrer que ce montage est une application du montage sommateur inverseur 55 56 4 Amplificateur Non Inverseur 4 Amplificateur Non Inverseur 4.1 Montage de base 4.2 Montage suiveur C’est un montage non inverseur pour lequel : R1=∝ et R2=0 R2 R1 - +15 V + -15 V R2 Vs Ve R1 - +15 V + -15 V +15 V + -15 V Vs Vs Ve Ve V - = V+ Le gain en tension est toujours positif et supérieur à 1. R1 Vs =Ve R1 + R2 La résistance d'entrée de ce montage est très grande. Théoriquement si le courant d'entrée est nul, cette résistance d'entrée serait infinie. Ve Re théorique = =∞ ie Vs = R1 + R2 Ve R 1 Vs =1+ R2 Ve R1 Vs =1 Ve Ce montage est utilisé comme adaptateur d'impédance car sa résistance d'entrée est très importante. Résistance d'entrée ∞ 57 58 4 Amplificateur Non Inverseur 4 Amplificateur Non Inverseur 4.2 Montage suiveur Application en adaptateur d’impédance 4.3 Montage sommateur non inverseur RB R2 Lorsque l’on charge un montage par un autre, l’interaction des impédances des montage amont et aval altère la tension E prélevée. Et, alors Vc devient différent de E R1 - +15 V + -15 V RA Zs Vc = Vc E Ve Montage aval Zc Zc .E Z s + Zc +15 V + -15 V R1 Vs Montage amont - v1 Vs Rn-1 vn-1 Rn vn Pour éviter cet inconvénient, il faut transmettre la tension avec un courant extrait nul. C’est ce que réalise le montage suiveur. Vc=Ve Montage amont E +15 V Montage aval Zs Ve + Vc -15 V Zc Ve= E car I + =0 Vc=E 59 60 5 Amplificateur Différentiel R2 R1 v1 - +15 V + -15 V vs v2 R3 R4 Théorème de superposition : On annule tous les générateurs sauf V1 R2 On obtient un montage inverseur R1 v1 - +15 V + -15 V V’s R Vs' = − 2 .V1 R1 R3 R4 61 5 Amplificateur Différentiel Théorème de superposition : On annule tous les générateurs sauf V1 R1 Vs = AVMD.( V2 - V1 ) R2 - +15 V + -15 V En réalité, à cause des imperfections de l’amplificateur opérationnel, il existe un gain en mode commun : AVMC vs’’ v2 R3 R4 R R +R − R2 .V1 + 1 2 . 4 .V2 R3 + R4 R1 R1 Si (R1 + R2) = (R3 + R4) Vs = Vs' + Vs'' = Vs = Avec R2 = R4 et R1 = R3 Gain en mode différentiel : AVMD = Gain en mode différentiel : AVMD = R2 R1 R R Vs'' = 1+ 2 . 4 .V2 R1 R3 + R4 Vs = Vs' + Vs'' = 5 Amplificateur Différentiel R Vs' = − 2 .V1 R1 On annule tous les générateurs sauf V2 On obtient un montage non inverseur ( Vs = AVMD (V2 - V1 ) + AVMC .(V2 + V1 ) Le gain en mode commun : AVMC doit etre le plus petit possible R − R2 .V1 + 4 .V2 R1 R1 R2 .V2 − V1 R1 Taux de réjection du mode commun τ MC = AvMD Av MC ) En dBτ MC _dB = 20logAvMD − 20log AvMC Amplificateur soustracteur R2 R1 62 63 64 6 Opérations non-linéaires 6.1 Convertisseur logarithmique vd id ve I R - +15 V + -15 V vs I = 1 .Ve R I = I d = I sat .e − q .Vd k .T Vd = - Vs avec Isat, le courant de saturation de la diode. V Vs = k.T .Ln e q R.Isat Ve doit se trouver dans la caractéristique exponentielle de la diode : 0<Ve <Vseuil -> transistor polarisé et fonctionnement en diode. 65 66 6 Opérations non-linéaires 6 Opérations non-linéaires 6.2 Convertisseur exponentiel 6.3 Multiplicateur R ve - +15 V + -15 V Ve 1 ln Sommateur inverseur vs Ve 2 I d = I sat.e − I = − 1 .Vs R exponentiel Vs ln q.Ve k.T avec Isat, le courant de saturation de la diode. Vs = - R .I sat .e − q .Ve k .T 67 68 6 Opérations non-linéaires 7 Intégrateur/dérivateur 6.3 Multiplicateur 7.1 Dérivateur R T R C +15 V ve1 + ve R’ vsa + R’ -Vcc vs +15 V - v1 -15 V vs1 + I c (t ) = C. -15 V +15 V + + +15 V - ve2 +Vcc R -15 V R’ R - dVes (t ) dt I (t ) = − 1 .Vs (t ) R vsb -15 V Ic (t ) = I (t ) k .T V V k .T .Ln e 2 .Ln e1 + − q q R .I sat R .I sat − ( Vs = α . Ve1 .Ve 2 k .T V .V .Ln e1 e 22 q R .I sat ( ) dV (t ) Vs (t ) = − R.C . e . dt ) 69 70 7 Intégrateur/dérivateur 7.1 Dérivateur 7 Intégrateur/dérivateur 7.1 Dérivateur R C ve - +Vcc + -Vcc R R’ vs dV (t ) Vs (t ) = − R.C . e . dt ve C - +Vcc + -Vcc vs Inconvénient : Ce montage est sensible aux tensions parasites (bruits). Les fortes variations introduites par les perturbations sont amplifiées et la sortie sera couverte d'oscillations. Ce montage fonctionne en dérivateur aux basses fréquences. Solution : Diminuer le gain de ce montage aux hautes fréquences (fréquences auxquelles apparaissent les perturbations -> on ajoute une résistance R’ 71 72 7 Intégrateur/dérivateur 7.2 Intégrateur 7.2 Intégrateur ou Intégrateur inverseur de Miller 7 Intégrateur/dérivateur Application: On applique un signal d’entrée en créneau, déterminez le signal de sortie C Ve R ve - +Vcc + -Vcc V M ax vs I (t ) = 1 .Ve (t ) R dV (t ) Ic (t ) = −C. s dt Ic (t ) = I (t ) t Vs I ( p ) = 1 .Ve ( p ) R Transformée V s (t0 ) Ic ( p ) = −C .p .Vs ( p) t Ic ( p) = I ( p) de Laplace -V cc 1 .V ( p) = −C .p .V ( p) s R e Transformée inverse Vs (t) = −1 . Ve (t) dt + C.I. R.C Vs ( p) = −1 .Ve ( p) R.C.p de Laplace 73 Il faut décharger le condensateur ! 74 7 Intégrateur/dérivateur R’ 7.2 Intégrateur C Ic R ve I - +Vcc + -Vcc vs Ce montage fonctionne en intégrateur aux fréquences élevées (quand le condensateur est actif) et en amplificateur aux basses fréquences. − R' R 75 76 ANNEXE ANNEXE Amélioration du montage inverseur par utilisation d’une résistance de compensation Amélioration du montage inverseur par utilisation d’une résistance de compensation R2 Généralement, pour les études théoriques, on considère les amplificateurs opérationnels comme idéaux. (I+ En réalité, il existe des courants de polarisation et I entrant dans les entrées inverseuses et non inverseuses. On considère donc deux sources de courant qui représentent les courants absorbés par les entrées. R1 - I- +15 V + I vs + -15 V R0 Pour déterminer l'influence des trois entrées (Ve, I+, I -), on applique le théorème de R2 superposition. Ve seul (I-=0 ;I+=0) +15 V v1 ε - I- ε R2 Ie R1 Ie ve -) R1 - ε vs I+ + Idéal + -15 V Ve Vs’ R0 R0 La résistance R0 connectée sur l'entrée non inverseuse permet de réaliser une compensation de ces courants et donc de les négliger Vs ′ = − 77 R2 ⋅ Ve R1 78 ANNEXE ANNEXE Amélioration du montage inverseur par utilisation d’une résistance de compensation Amélioration du montage inverseur par utilisation d’une résistance de compensation R2 R1 Ie - I- R2 Ie +15 V ve R1 - I- +15 V ve ε + I ε vs + -15 V vs + -15 V R0 R0 Vs ′ = − Ve seul (I-=0 ; I+=0) R2 ⋅ Ve R1 I- seul (Ve=0 ; I+=0) On veut maintenir la condition : ε=0 et donc V+-V -=0 0V + Idéal Vs’’ I- Le courant I- ne peut circuler que dans R2 Vs ′ = − Ip- seul (Ve=0 ;Ip+=0) Vs" =R2⋅I − V − =V + R1 ⋅ Vs ′′′ = − R 0 ⋅ Ip + R1 + R 2 R1 ε R2 ⋅ Ve R1 Ve seul (I-=0 ;I+=0) Ip+ seul (Ve=0 ;Ip-=0) On veut toujours maintenir la condition : ε=0 R2 R0 + I Vs /// =−R0⋅ R1+ R2 ⋅I + R1 Vs" =R2⋅I − 79 R2 R1 ε I + + Idéal Vs’’’ R0 I+ 80 ANNEXE Application des amplificateurs opérationnels au filtrage analogique Amélioration du montage inverseur par utilisation d’une résistance de compensation R2 Ie R1 - I- +15 V ve ε + I vs + -15 V R0 R2 ⋅ Ve R1 Ve seul (I-=0 ;I+=0) Vs ′ = − I- seul (Ve=0 ;I+=0) Vs" =R2⋅I − Vs /// =−R0⋅ R1+ R2 ⋅I + R1 I+ seul (Ve=0 ;I-=0) Vs = Vs / +Vs // +Vs /// = − R2⋅Ve + R2⋅I − − R1+ R2⋅R0⋅I + R1 R1 Tension de décalage Généralement I+=I- Pour l’annuler, il faut choisir : R0 = R1 ⋅ R 2 R1 + R 2 Vd = R2⋅I − − R1+ R2 ⋅R0⋅I + R1 81 82 Les filtres Cours d’Electronique, ENI2, Bruno François 84 Décomposition d'un signal en série de Fourier Un signal périodique se décompose en une série infinie de fonctions ∞ ∞ sinusoïdales ( ) ( x(t ) = X o + Cn . cos n.ωo .t + S n . sin n.ωo .t n =1 ∞ ( n =1 x(t ) = X o + X n . sin n.ωo .t − ϕ n n =1 ) ) Exemple : La courbe périodique rouge est la somme de 4 premières sinusoïdes de pulsations différentes et d’amplitudes différentes00 x 1 1 To To/2 T t 0 0 -1 -1 T/2 x ωo = 83 2.π To ωο 2.ωo 3.ωo 4.ωο ω t Décomposition d'un signal en série de Fourier Définition et types de filtres Définition : On peut extraire de la courbe rouge la courbe verte (de période T) en éliminant les trois autres sinusoïdes La fonction filtrage permet de supprimer des signaux de fréquence non désirée. Il existe deux types de filtres : Les filtres passifs : x Action du filtrage 1 T T/2 t ωο 0 2.ωo 3.ωo Ils ne sont composés que d’éléments passifs ( résistances, condensateurs, bobines ). ω 4.ωο -1 Ve Vs Ve Vs Les filtres actifs : Il y a en plus une amplification du signal d’entrée par un élément actif ( AOP, Transistor ). 1 Ve T 0 t T/2 Vs Ve Vs -1 85 Caractérisation d’un filtre Comportement des impédances en fonction de la fréquence L’impédance d’une résistance est constante en fonction de la fréquence Un système linéaire est mathématiquement décrit par sa FONCTION DE TRANSFERT ou TRANSMITTANCE : Pour les autres … Basses Fréquences Hautes Fréquences j.L .ω 0 ∝ 1 j. C .ω ∝ 0 86 T( jω ) = Vs ( jω ) Ve ( jω ) Vs ( jω ) est le signal en sortie du filtre Ve ( jω ) est le signal à l’entrée du filtre Qu’ils soient actifs ou passifs, les filtres laissent ou ne laissent pas passer certaines fréquences. FILTRE Ve Ainsi on distingue 4 sortes de filtres : Vs • Les filtres Passe-Bas ( ne laissent passer que les fréquences basses ) • Les filtres Passe-Haut ( ne laissent passer que les fréquences hautes ) • Les filtres Passe-Bande ( ne laissent passer qu’une plage de fréquences ) • Les filtres Coupe-Bande ( ne laissent pas passer une plage de fréquences ) 87 88 Représentation par un lieu de Bode Représentation par un lieu de Bode 1) Il faut normaliser l’expression de la fonction de transfert en faisant apparaître que des parties réelles unitaires. 2) L’expression logarithmique de la fonction de transfert permet de transformer les multiplications et divisions en additions et soustractions. Pour un signal d’entrée quelconque : x(s) y(s) système ( s + z1 ).( s + z 2 ) . ..( s + z m ) Y( s ) =T( s )= K . X( s ) ( s + p1 ).( s + p2 ) .. . ( s + pn ) Exemple : Pour un signal d’entrée sinusoidal : x(jω) système y(t) x(t) x0 y(jω) t jω jω +1) . ( Y ( jω ) c1 c2 ω ω = T ( jω ) = K . jω jω X ( jω ) +1) . ( ωc 3 20 log T ( jω ) = x0 y0 = 20.log | K | + 20.log | t φ ( jω + z1 )( jω + z 2 ) .. .( jω + z m ) Y ( jω ) = T ( jω ) = K . X ( jω ) ( jω + p1 )( jω + p2 ) . . . ( jω + pn ) jω ωc1 + 1 | + 20.log | jω ωc 2 ωc 4 | − 20.log | jω ωc 3 + 1 | − 20.log | jω ωc 4 | En général, quatre termes génériques sont à distinguer : 20.log|K| 20.log| jω | - 20.log | jω | 20.log| jω +1| ωc ωc ωc 89 90 Représentation par un lieu de Bode Représentation d’un lieu de Bode Feuille de papier semilogarithmique pour le tracé de lieu de Bode Le terme 20.log|K|, ne dépend pas de la fréquence, il est constant quel que soit la pulsation 20.log|K| 20 ω 0 -20 ω (rad/sec) 91 ωc 10 ωc 10.ωc 92 Représentation d’un lieu de Bode 20.log| jω | = 0dB ωc -> infini -> -infini = +20dB = -20dB si si si si si ω = ωc ω -> infini ω -> 0 ω= 10.ωc ω= ωc/10 Représentation d’un lieu de Bode si ω = ωc 20.log| 1 | = 0dB jω -> infini si ω -> 0 ωc -> -infini si ω -> infini = -20db si ω= 10.ωc -20db/dec = +20dB si ω= ωc/10 +20db/dec 20 20 ω 0 -20 -20 ωc ωc ωc 10.ωc 10 ωc 10.ωc 10 93 Représentation d’un lieu de Bode 20.log| ω 0 94 Représentation d’un lieu de Bode jω +1| = 0dB ωc si ω -> 0 -> infini si ω -> infini = 3dB si ω = ωc ≈ +20dB si ω= 10.ωc = 0dB si ω -> 0 -> -infini si ω -> +infini = -3dB si ω = ωc ≈ - 20dB si ω= 10.ωc 20.log| 1 | jω +1 ωc 20 20 ω 0 0 -20 -20 ωc 10 ωc ωc 10.ωc 95 10 ωc 10.ωc 96 Représentation d’un lieu de Bode T ( jω ) = 25000 . jω + 10 ( jω + 5) . ( jω + 500) 97 Exemple : filtre passif du 1er ordre 98 Exemple : filtre passif du 1er ordre Traçé du lieu de Bode Le calcul de la TRANSMITTANCE sera faite sur un filtre RC de type Passe-Bas. Le gain s’exprime en décibel : G ( dB ) = 20 * log Vs(jω) Ve (jω) ( Log du module de T( jω ) ) Quelques valeurs : G ( dB ) = 20 * log Vs( jω ) = 1 √ ( 1 + R12 C12 ω2 ) ) F = 10Hz G = 0 dB F = 160Hz G = - 3dB F = 1000Hz G = - 38dB 99 100 Courbe de gain d’un filtre passif du 1er ordre Quelques remarques et définitions La courbe de gain du filtre RC La fréquence pour laquelle la tension de sortie est atténuée de √2 par rapport à sa valeur maximale s’appelle : 0 la FREQUENCE de COUPURE Le gain est nul ( Vs = Ve ) C’est aussi la fréquence pour laquelle le gain est atténué de -3 dB par rapport au gain maximum ( ici 0 dB ) Le gain commence à chuter ( Vs < Ve ) -20 dB Vs(jωc) = Vs_max Ve(jωc) 10 Hz 100 Hz C’est un filtre passe bas √2 20 * log Vs(jωc) = 20 * log Vs_max Le gain devient faible ( Vs << Ve ) -40 dB Ve(jω) 1 Ve (jωc) 1 kHz -20 * log √2 Ve G(jωc) = Gmax - 3 dB 101 102 Quelques remarques et définitions Fréquence de coupure d’un filtre passif du 1er ordre Gmax Le filtre étant d’ORDRE 1, le gain diminue de 20 dB / décade après la fréquence de coupure 0 -3 dB c’est-à-dire chaque fois que l’on multipliera par 10 la fréquence, le gain baissera de 20 dB. -20 dB Notre exemple : A f = 1 kHz le gain est de – 40 dB environ. A f = 10 kHz le gain sera de –60 dB environ A f = 100 kHz le gain sera de –80 dB environ … -40 dB 10 Hz 100 Hz fc 1 kHz Avant la fréquence de coupure, on retrouve en sortie la quasi totalité du signal Après cette fréquence, le signal de sortie est fortement atténué 103 104 Déphasage d’un filtre passif du 1er ordre Déphasage d’un filtre passif du 1er ordre Il apparaît aussi un déphasage entre la tension d’entrée et la tension de sortie. Chronogrammes ( déphasage ) déphasage en radians 0 La fréquence du signal d’entrée est de 10Hz et on observe un déphasage pratiquement nul. L’amplitude du signal de sortie est quasiment la même qu’en entrée. -0,5 -1 La fréquence du signal d’entrée est de 160Hz et on observe un déphasage de 45°. Nous sommes à la fréquence de coupure ! -1,5 100 Hz 10 Hz 1 kHz Vs max = Ve max / √ 2 Celui-ci est nul une décade avant la fréquence de coupure, Il est de 45° à la fréquence de coupure et de 90° une décade de fréquence après la fréquence de coupure. G ( dB) = -3 dB 105 106 Les filtres actifs du 1er ordre Intérêt des filtres actifs Ils sont constitués de résistances, de condensateurs et d’amplificateurs opérationnels 20.Log(A) Les filtres passe bas T ( j.ω ) -3 dB 1 = A⋅ 1 + j. ω ωc Les avantages : _ une impédance d’entrée élevée Les filtres passe haut _ une faible impédance de sortie T _ un gain en tension > 1 ( j.ω ) Limites : j. ω ωc = A ⋅ 1 + j. ω ωc ω = ωc ω -> 0 ω -> infini ω= 10.ωc ω= ωc/10 Remarque : Idéalement, il faudrait Ze= infini et Zs=0 Voir cours sur l’adaptation d’impédance (montage suiveur) 107 fc f fc f 20.Log(A) -3 dB 108 Les filtres actifs du 1er ordre Filtre actif passe bas du 1er ordre R’ Les filtres passe bande C Ic 20.Log(A) -3 dB R I ve - +Vcc + -Vcc vs f fc1 fc2 Vs R' 1 =− . Ve R 1 + j .ω .R '.C Vs Z = − 2 Ve Z1 Les filtres coupe bande A Détermination de la fréquence de coupure 1 T(j.ω) = R' . R 1 +ω 2.R' 2.C 2 20.Log(A) -3 dB Le module de la transmittance est maximum pour ω=0 f fc1 fc2 Et donc ωc = 1 R'.C 110 Synthèse des filtres en utilisant des quadripôles Filtre actif passe haut du 1er ordre i2_cc R R’ T(j.ω) max = R' R R' . 1 = R' . 1 R 1 +ω 2.R' 2.C 2 R 2 c T(j.ωc ) = 1 .T(j.ω) max 2 109 ve Passe bas Q2 C - +Vcc + -Vcc vs j.ω .R .C 1 T ( j . ω ) = Vs = − R . =− Ve j . ω . R '. C +1 R '+ 1 j.ω .C Détermination de la fréquence de coupure ω.R.C T(j.ω) = = R. R' 1 +ω 2.R' 2.C 2 T(j.ωc ) = 1 .T(j.ω) max 2 R . R' ε Z th1 T(j.ω) max = R R' 1 R'.C i1_cc i2_cc Eth1 - +Vcc + -Vcc vs Z th2 Eth2 ε 1 = R .1 R' 2 1 + 1 ωc2.R' 2.C 2 Et donc ωc = i1_cc Le théorème de Thévenin permet de considérer chaque quadripôle par une mise en série d’un générateur de tension et d’une impédance 1 1 +1 ω 2.R' 2.C 2 Le module de la transmittance est maximum pour ω=∝ Q1 ve Eth1 dépend de Ve, donc Eth1 (ve ) 111 Eth 2 dépend de Vs, donc Eth 2 (vs ) 112 Synthèse des filtres en utilisant des quadripôles Synthèse des filtres en utilisant des quadripôles i 2_cc La tension aux bornes de chaque quadripôle vaut ε = 0 i1 _ cc ( jω ) = Eth1 (ve ) est le courant de court circuit de Q1, d’où Z th1 i1_ cc ( jω ) = α ( jω ).ve ( jω ) α est une admittance Q1 ve α (j ω) De même i2 _ cc ( jω ) = Eth 2 (vse ) est le courant de court circuit de Q2, d’où Z th 2 i ( jω ) = β ( jω ).v 2 _ cc Z th1 i1_cc i2_cc s ( jω ) i 1_cc ε - +V cc + -Vcc vs i1_ cc = α .Ve i2 _ cc = β .Vs Z th2 Eth1 i1_cc = −i2_cc Eth2 ε α Vs( jω ) =− Ve( jω ) β α ( jω ) v s ( jω ) =− ve ( jω ) β ( jω ) i1_cc = −i2_cc Q2 β( j ω) 113 114 Synthèse des filtres en utilisant des quadripôles i 2_cc Exemple d’application Q2 C2 β( j ω) Q1 ve i 1_cc α (j ω) ε Application : ie R1 M ve ε +V cc + -Vcc - +15 V + -15 V vs R R i vs C1 R α Vs =− β Ve R2 is - Q2 α= i1_ cc Ve Q1 R ve = 1 R1 β= 1 Vs R2 R =− 1 =− 1 Ve R1 R2 i2 _ cc Vs +15 V 2 C1 = 1 R2 115 3 + 7 6 vs 4 -15 V 116 117 118 Filtre normalisé du second ordre Filtre passe bas : To ( j .ω ) = A 1 + j .2.ζ Filtre passe haut : T ( j .ω ) = − 2 ω ω − 2 ωn ωn ω2 .T ( j .ω ) ω n2 o Filtre passe bande : T ( jω ) = j .2.ζ ω .To ( jω ) ωn Filtre coupe bande : T ( j .ω ) = (1 − ζ est le coefficient d’amortissement 119 ω2 ) .To ( j .ω ) ω n2 ζ= 1 Butterworth 2 ζ < 1 Chebyschev 2 1 Bessel ζ> 2 120 Filtre normalisé du second ordre Déphasage (rad) 10 Chebyschev 1,2 0 1 1 0,8 ω ωn ve Bessel -20 0,4 ω ωn Bessel 2 4 6 8 10 R R 1 2 A C vs 2 -30 Passe-bas du 2ème ordre 0 0 1 10 -10 0,6 0,2 Cellules prédéfinies: filtre de Sallen-Key (1965) C Gain (dB) Chebyschev 1,4 filtrage -40 A vs = ve R C R C ( jω)2 + [C (R + R ) + R C (1− A)]( jω) +1 1 1 2 2 2 1 2 1 1 Butterworth Bessel Chebyschev stabilité A (R1 + R 2 )C2 + 1 R1C1 Les cellules de Sallen-Key permettent de réaliser tous les filtres polynomiaux 121 filtrage Cellules prédéfinies: cellule de Rauch (2ème ordre) R 2 C ve R R 1 3 2 + C vs 1 vs = ve − R2 R1 1 1 1 ( jω ) + 1 + R2 R3C1C 2 ( jω ) 2 + C 2 R2 R3 + R R R 3 2 1 Y4 Généralisation: Toujours stable Y5 Y1 ve Y2 Y3 + vs vs ve = − Y1Y3 Y3Y4 + Y5 (Y1 + Y2 + Y3 + Y4 ) 123 122