S09TRAN(1)

ELEC 2753 Électrotechnique
Electronique de puissance (suite)
E. MATAGNE
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ELEC2753 - 2012 - Université catholique de Louvain
Convertisseurs triphasés
Rappel de la notion de tension de phase
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En triphasé, trois familles principales de convertisseurs
• les redresseurs : triphasé vers DC ;
• les onduleurs autonomes : DC vers triphasé ;
• les gradateurs : triphasé vers triphasé, ils modulent sur chaque période
la durée de l’intervalle durant lequel chaque phase du récepteur est
alimentée par le générateur.
Principales applications
• dans l’industrie, alimentation à partir du réseau triphasé de moteurs à
vitesse variable (pompes, ventilateurs, manutention…) ;
• dans le transport, alimentation à partir du réseau
* des caténaires si elles sont en DC
* des moteurs asynchrones et synchrones de traction
• dans les réseaux d’énergie, pour la production de puissance réactive et la
compensation des harmoniques (correction des formes d’onde)
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Redresseur à diodes sur charge fortement
inductive
La valeur moyenne de la tension
de sortie et la valeur efficace du
courant d’entrée sont faciles à
calculer dans ce cas (vous devez
pouvoir le faire tant en monophasé
qu’en triphasé !).
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Le facteur de forme du courant d’entrée
est bien meilleur que dans le cas d’une
charge capacitive !
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Redresseur à thyristors
On peut imposer un retard par rapport à l’instant
de mise en conduction qui aurait lieu dans un pont
de diodes. Ce retard est souvent exprimé en angle
(1 période = 360°).
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Sur charge inductive, la tension moyenne de sortie
est proportionnelle au cosinus de cet angle. Elle
peut devenir négative si la charge maintient le sens
du courant (on renvoie alors de la puissance au
réseau triphasé).
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Onduleur triphasé de tension (commande
pleine onde)
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Onduleur triphasé de tension
(commande MLI)
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Gradateurs (montage « étoile »)
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Gradateurs (montage « triangle » sur charge
résistive)
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Gradateurs (montage « triangle » sur charge
inductive)
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Calcul des pertes dans les semiconducteurs
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Introduction
Si les semiconducteurs étaient idéaux, ils ne dissiperaient pas
d’énergie.
En pratique, ils occasionnent une perte de puissance qui cause,
outre la baisse de rendement des convertisseurs, l’échauffement des
semiconducteurs.
Le courant de fuite qui traverse les semiconducteurs est souvent très
petit, et n’occasionne donc pas de pertes de puissance significatives
On distingue donc deux types de pertes
• pertes de conduction liées au courant
• pertes de commutation (souvent négligeables à 50 Hz, mais
augmentent avec la fréquence).
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Pour évaluer les pertes, il faut déterminer l’évolution des courants et
tensions dans les semiconducteurs. Comme les pertes sont
normalement petites, ceci se fait généralement sans tenir compte des
imperfections des semiconducteurs.
On utilise alors ces évolutions pour calculer les pertes en tenant
compte de ces imperfections.
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Pertes de conduction
Une façon simple de calculer ces pertes est de modéliser la relation
tension-courant du semi-conducteur à l’état passant sous la forme
u = useuil + Rinc i
(Dans les MOSFETs, useuil est nul. Par contre, Rinc est plus grand )
La puissance dissipée vaut alors, en moyenne
<p> = <ui> = useuil <|i|> + Rinc <i2> = useuil Iredr. moy. + Rinc I2
Importance de pouvoir calculer Iredr. moy. et I pour diverses formes d’onde !
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Pertes dues à la vitesse de commutation
limitée
Idéalement, les changements d’état des semiconducteurs sont instantanées, et ne donnent
donc pas lieu à une perte d’énergie. En pratique, il faut un certain temps (ton) pour la
mise en conduction et un certain temps (toff) pour le blocage.
Pendant les commutations, le courant et la tension sont tous deux différents de zéro.
w commutatio n   u i dt
Ainsi, lors de la mise en conduction, la tension passe d’une valeur u à une valeur 0 et le
courant d’une valeur 0 à une valeur i. En supposant que ces évolutions se font
simultanément (ou à la suite l’une de l’autre) et de façon linéaire en le temps, on calcule
sans peine (à faire comme exercice) que l’énergie dissipée est
won = u i ton / 6 (ou won = u i ton / 2)
Très approché !
On a de même
woff = u i toff / 6 (woff = u i toff / 2 )
"
"
Si ces phénomènes se répètent, la puissance moyenne perdue vaut (won + woff ) f .
En pratique, les pertes de commutation sont plus élevées que ce que prévoient ces
formules car il faut tenir compte de l’environnement du composant.
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Pour réduire les pertes de commutation, on a intérêt à réduire ton et toff .
Les valeurs minimum de ton et toff sont parfois imposées par le
semiconducteur lui-même (ainsi, les mosfet sont plus rapides que les
transistor bipolaires et les igbt).
Cependant, on utilise souvent les semiconducteurs avec des temps de
commutation plus grands que ce que le semiconducteur permet, car une
commutation rapide est source
• de surtension lors du blocage à cause des inductances « parasites » en série
avec le semiconducteur
• de surcourant lors de la mise en conduction à cause notamment des
capacités « parasites » en parallèle avec le semiconducteur.
Pour commuter rapidement, il faut donc non seulement que le
semiconducteur le permette, mais encore qu’il supporte la surtension et le
surcourant qui en résultera, ce qui augmentera son prix !
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Augmentation des pertes de commutation
dues au circuit
Si le semiconducteur est en série avec une inductance, l’énergie
accumulée dans cette inductance, soit Li2 /2 si elle est linéaire, sera
inclue dans woff lors du blocage du semiconducteur.
Note : dans un circuit plus compliqué, considérer pour le calcul
l’inductance « vue » par le semiconducteur.
De même, si le semiconducteur est en parallèle avec une capacité,
l’énergie accumulée dans cette capacité, soit Cu2 /2 si elle est linéaire,
sera inclue dans won lors de la mise en conduction du semiconducteur.
Note : dans un circuit plus compliqué, considérer pour le calcul la
capacité « vue » par le semiconducteur.
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Lors du blocage d’une diode, celle-ci laisse passer momentanément un
courant inverse, le temps d’extraire les porteurs qui la rendaient conductrice.
La charge correspondant à cette impulsion de courant porte le nom de
charge recouvrée.
Cette charge occasionne des pertes de commutation non seulement dans la
diode, mais aussi dans le semiconducteur commandé qui commute en même
temps que la diode (un peu comme si celui-ci voyait une capacité parasite).
Lors de la commutation d’une tension u, on peut donc s’attendre à des
pertes de commutation de l’ordre du produit qrec u , à répartir
éventuellement entre deux semiconducteurs.
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En réduisant les inductances et capacités « parasites », ainsi que la
charge recouvrée des diodes, on réduit les pertes de commutation
dues à ces éléments.
En outre, cela permet de réduire ton et toff , ce qui contribue aussi à
réduire les pertes de commutation.
Dans les circuits qui fonctionnent à fréquence élevée, les pertes de
commutation jouent un rôle important et on a donc tout intérêt à
réduire les inductances et capacités « parasites » par une
réalisation soigneuse du câblage électrique, et à choisir des diodes
à faible charge recouvrée.
En pratique, on a intérêt à augmenter la fréquence de
fonctionnement pour diminuer la taille des inductances et
capacités, mais on est limité dans cette voie par l’augmentation des
pertes de commutation : le choix de la fréquence résulte donc
souvent d’un compromis.
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Circuits d’aide à la commutation
Parfois, on munit les semiconducteurs d’un circuit d’aide à la
commutation qui réduit les valeurs transitoires vues par le
semiconducteur ou « envoie ailleurs » l’énergie liée aux éléments
parasites. Ce circuit est formé de condensateurs, inductances, diodes,
résistances…
On peut alors utiliser un semiconducteur moins robuste (donc moins
cher ou plus facilement disponible), mais au prix d’un circuit
supplémentaire. De plus, l’énergie liée aux éléments parasites est
souvent perdue car dissipée dans ce circuit, ce qui soulage le
semiconducteur mais n’améliore pas le rendement du dispositif.
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Choix de composants
Les composants doivent non seulement pouvoir supporter les valeurs
de crête des tensions et des courants dont ils sont le siège, mais encore
pouvoir évacuer la chaleur dégagée.
L’évacuation de la chaleur ne dépend pas uniquement du
semiconducteur, mais aussi du radiateur (ou autre dispositif de
refroidissement) sur lequel il est fixé, ainsi que de la température du
milieu vers lequel on évacue la chaleur produite.
On trouve dans les datasheets des fabricants la donnée de la
température de jonction acceptable (pour une durée de vie donnée) et la
valeur de la résistance thermique jonction-boîtier (qui n’est qu’une
partie de la résistance thermique jonction-ambiante).
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ELEC2753 - 2012 - Université catholique de Louvain
Évolution des composants
Le silicium ne peut fonctionner qu’à des températures inférieures à 120 ..
160 °C . On cherche à le remplacer par d’autres matériaux
semiconducteurs, notamment le carbure de silicium qui peut fonctionner à
300°C.
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ELEC2753 - 2008 - Université catholique de Louvain