République Algérienne Démocratique et Populaire Ministère de l’Enseignement supérieur et de la Recherche scientifique Université d’El- oued Faculté de Technologie MEMOIRE de Magister Préparé au Département d’électrotechnique Option : maîtrise d’énergie Présenté par TRIA Fatma Zahra Contribution à la commande d’un système éolien basé sur une MADA Par différentes techniques jury Proposé SRAIRI Kamel Président Pr Université de Biskra BENCHOUIA Med Toufik Examinateur MCA Université de Biskra BEN ATTOUS Djilani Rapporteur MCA Université d’El-oued GOLEA AMMAR Examinateur Pr Université de Biskra 2012/2013 résumé Contribution à la commande d’un système éolien basé sur une MADA Par différentes techniques Résumé Une alternative ,consiste à exploiter les énergies renouvelables qui offrent la possibilité de produire de l’électricité et surtout dans une moindre dépendance des ressource à condition d’accepter leurs fluctuation naturelles. L’éolienne à vitesse variable permet d’augmenter le rendement énergétique et d’améliorer la qualité de l’énergie produit par rapport à celle qui fonctionnant à vitesse fixe pour maximiser la puissance captée ,la technique d’extraction du maximum de puissance (MPPT) est appliquée .le stator de la MADA est directement relié au réseau par contre son rotor est connecté à ce dernier via une cacade (redresseur _DC link_onduleur). Mot clés : énergie éolienne , génératrice , MPPT , régulateur PI , régulateur à structure variable , logique flou . Table des matières TABLE DES MATIERES Introduction générale ………………………………………………………………… 1 CHAPITRE.I Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation I.1. Introduction…………………………………………………………………………. 3 I.2. Les différents types des éoliennes …………………………………………………. 3 a- Les éoliennes à axe vertical ………………………………………………………… 3 b- Les éoliennes à axe horizontal ……………………………………………………… 3 I.3 . Principales composantes d’une éolienne…………………………………………… 4 ……………………………………………………… 6 I.5. Régulation mécanique de la puissance d’une éolienne……………………………... 6 I.5.1.Caractéristique puissance vitesse d'éolienne de grande puissance………………… 6 I.5.2. Le Pitch Control…………………………………………………………………... 7 I.5.3. Le Stall Control…………………………………………………………………… 8 I.6. Contrôle au niveau de la génératrice……………………………………………….. 8 I.6.1. Vitesse fixe………………………………………………………………………... 8 I.6.2. Vitesse variable…………………………………………………………………… 9 I.6.2.1.Intérêt de la vitesse variable …………………………………………………… 9 I.7.Stratégie de commande de la turbine éolienne………………………………………. 10 I.7.1.Techniques d’extraction du maximum de la puissance……………………………. 11 I.7.1.1.Maximisation de la puissance avec asservissement de la vitesse………………... 11 I.7.1.2.Maximisation de la puissance sans asservissement de la vitesse………………... 12 I.8. Types de machines électriques utilisées dans les systèmes éoliens………………… 14 I.8.1. Système utilisant une génératrice synchrone…………………………………….. 14 I.8.2.Système utilisant une génératrice asynchrone……………………………………... 15 I.8.3.Système utilisant la génératrice asynchrone à double alimentation ………………. 15 I.9. Description et modélisation de la MADA………………………………………….. 16 I.4.Principe de fonctionnement i Table des matières I.9.1. Structure et principe de fonctionnement de la MADA…………………………… 16 I.9.2. Modes de fonctionnement de la MADA………………………………………….. 17 I.9.3. Principe de variation de la vitesse de la MADA…………………………………. 18 I.9.4. Hypothèses simplificatrices de la modélisation de la MADA…………………….. 18 I.9.5. Modèle naturel triphasé de la MADA…………………………………………….. 19 I.10. Application de la transformation de Park à la MADA…………………………….. 20 I.11. Equation de tension………………………………………………………………... 21 I.12. Equation du flux…………………………………………………………………… 22 I.13. Choix du référentiel………………………………………………………………... 22 I.13.1. Référentiel lié au stator …………………………………………………………. 22 I.13.2. Référentiel lié au rotor…………………………………………………………… 22 I.13.3. Référentiel lié au champ tournant……………………………………………….. 23 I.14. Equation mécanique……………………………………………………………….. 23 I.15. Expression du couple électromagnétique de la MADA dans le repère de Park…... 23 I.16. Modélisation d’une turbine éolienne………………………………………………. 24 I.16.1.Modélisation de la turbine………………………………………………………... 24 I.16.2. La puissance d'une éolienne……………………………………………………... 24 I.16.3.Le coefficient de puissance………………………………………………………. 25 I.16.4. Modèle du Multiplicateur ………………………………………………………. 25 I.16.5. Equation dynamique de l’arbre………………………………………………….. 26 I.17. Conclusion…………………………………………………………………………. 27 CHAPITRE.II Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation II.1. Introduction………………………………………………………………………… 28 II.2. Commande vectorielle de la machine……………………………………………… 28 II.2.1. Principe de la commande vectorielle de la MADA……………………………… 28 II.2.2. Modèle de la MADA avec orientation du flux statorique……………………….. 29 II.2.3. Expressions des puissances active et réactive statoriques………………………... 31 II.2.4. Expressions des tensions rotoriques……………………………………………… 31 II.3. Contrôle indépendant des puissance active et réactive……………………………. 33 ii Table des matières II.3.1. Commande directe……………………………………………………………….. 33 II.3.2. Commande indirecte…………………………………………………………….. 34 II.3.2.1. Commande en boucle ouvert…………………………………………………… 34 II.3.2.2. Commande en boucle fermé…………………………………………………… 35 II.3.3.Type de régulateur PI……………………………………………………………………….. 36 II.4. Model de l’onduleur de tension a deux niveaux …………………………………. 36 II.4.1. Principe de la MLI……………………………………………………………….. 37 II.5. Simulations…………………………………………………………………………… 38 II.5.1.Résultats obtenus………………………………………………………………….. II.6.Conclusion………………………………………………………………………….. 38 CHAPITRE.III Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation III.1.Introduction ………………………………………………………………………….. 43 III.2.Généralités sur la théorie du contrôle par mode de glissement……………………… 43 III.2.1.Structure par commutation au niveau de l’organe de commande………………… 43 III.2.2.Structure par commutation au niveau d'une contre réaction d'état………………… 44 III.2.3. Structure par commutation au niveau de l’organe de commande, avec ajout de la commande équivalente………………………………………………………………….. 45 III.3.Principe du contrôleur à mode glissant………………………………………………. 45 III.4. Conception de la commande par mode glissant…………………………………….. 46 III.4.1. Choix de la surface de glissement………………………………………………… 46 III.4.2. Condition d’accès au mode glissant………………………………………………. 46 III.4.2.1.la fonction discrète de commutation…………………………………………….. 47 III.4.2.2. la fonction de Lyapunov………………………………………………………… 47 III.4.3. Synthèse des lois de commande du mode glissant………………………………... 47 III.5.Application de la commande par mode glissement au MADA……………………… 50 III.6.simulations………………………………………………………………………….. 54 III.6.1.Résultats de simulation…………………………………………………………… 54 III.7. Conclusion…………………………………………………………………………... 56 iii Table des matières CHAPITRE.IV Commande par logique flou d’un générateur asynchrone à double alimentation IV.1.Introduction………………………………………………………………………. 58 IV.2. Historique………………………………………………………………………….. 58 IV.3. Principe de la logique floue…………………………………………………………. 59 IV.4.Elément de base de la logique floue………………………………………………… 59 IV.4.1. Ensemble floue…………………………………………………………………… 59 IV.4.2.Univers du discours………………………………………………………………... 61 IV.4.3. Variables linguistiques ………………………………………………………….. 61 IV.4.4. Fonctions d’appartenance…………………………………………………………. 61 IV4.4.1.Différentes formes pour les fonctions d’appartenance…………………………… 62 IV.4.5. Propriétés des ensembles flous……………………………………………………. 62 IV.4.5. 1. Égalité…………………………………………………………………………... 62 IV.4.5. 2. Inclusion………………………………………………………………………... 62 IV.4.5. 3. Support ………………………………………………………………………... 62 IV.4.5. 4. Hauteur…………………………………………………………………………. 63 IV.4.5.5. Noyau…………………………………………………………………………… 63 IV.4.6. Opérateurs de la logique floue……………………………………………………. 63 IV.4.6.1. Opérateur ET (Intersection floue)……………………………………………… 63 IV.4.6.2. Opérateur OU (Union floue)………………………………………………….. 64 IV.4.6.3. Opérateur NON (complémentation floue) ……………………………………… 64 IV.4.7.Règles floues………………………………………………………………………. 64 IV.5.Règle de commande par logique floue……………………………………………… 65 IV.5.1. Configuration d’un contrôleur flou……………………………………………… 65 IV.5. 2.Fuzzification……………………………………………………………………. 66 IV.5. 3.Base des règles………………………………………………………………….. 66 IV.5. 4.Mécanisme d’inférence flou…………………………………………………….. 67 IV.5.5. Défuzzification………………………………………………………………….. 67 IV.5.5.1. Défuzzification par centre de gravité………………………………………….. 67 IV.6.Avantages et inconvénients de la commande floue………………………………….. 67 IV.6.1.Avantages………………………………………………………………………….. 68 IV.6.2.Inconvénients……………………………………………………………………… 68 iv Table des matières IV.7. Application de la logique flou au GADA …………………………………………... 68 IV.7.1.Les étapes de conception d’un système flou……………………………………… 68 IV.7.1.1.Définition des variable de système……………………………………………… 68 IV.7.1.2.Chois des partition floue……………………………………………………….. 68 IV.7.1.3.Chois des fonctions d’appartenances………………………………………….. 68 IV.7.2.Synthèse de régulateur flou de puissance active et réactive d’une GADA………... 69 IV.7.2.1. Régulateur flou………………………………………………………………... 69 IV.7.2.2. Description du contrôleur flou de puissance…………………………………… 70 IV.8. Simulations………………………………………………………………………… 72 IV.9.Résultat de simulation………………………………………………………………. 73 IV.10. Conclusion…………………………………………………………………………. 76 CHAPITRE.V Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne V. 1.Introduction…………………………………………………………………………. 77 V.2. Principe de fonctionnement d’un redresseur MLI et avantage de la MLI…………… 78 V.3.Modèle complet du système de conversion éolien………………………………….. 79 V.4. Modélisation de la liaison du rotor au réseau ……………………………………… 79 V.4.1. Modélisation du bus continu………………………………………………………. 79 V.4.2. Modélisation du convertisseur coté réseau………………………………………… 80 V.4.3. Modélisation du filtre passif……………………………………………………….. 81 V.4.4. Contrôle du convertisseur cote réseau……………………………………………... 83 V.5. Simulations …………………………………………………………………………. 85 V.6. Résultats de simulation…………………………………………………………….. 86 V.7.Conclusion……………………………………………………………………………. 93 Conclusion générale Annexe Références bibliographiques v Notations symboliques NOTATIONS SYMBOLIQUES Symbole Signification Unité 𝐶 Capacité du filtre 𝐶𝑃 Coefficient de puissance 𝐶𝑒 couple électromagnétique N.m 𝐶𝑟 couple résistant N.m 𝐶𝑎é𝑟𝑜 couple aérodynamique de la turbine N.m 𝐽 moment d’inertie des parties tournantes K.g.𝑚2 𝑓 coefficient de frottement visqueux de la MADA N.m.s/rad 𝐺 Rapport de vitesse du multiplicateur g Glissement 𝐾𝑒 , 𝐾∆𝑒 , 𝐾𝑢 Facteurs d’échelles du régulateur flou 𝐾𝑝 , 𝐾𝑖 Gains du régulateur PI classique 𝐿𝑓 Inductance du filtre passe bas H 𝑅𝑓 Resistance du filtre passe bas Ω 𝑀𝑠𝑟 inductances mutuelles entre le stator et le rotor H 𝑀𝑠 inductances mutuelles entre les phases statoriques H 𝑀𝑟 inductances mutuelles entre les phases rotoriques H 𝑃𝑚𝑒𝑐 Puissance mécanique sur l’arbre de la machine W 𝑃𝑟 Puissance active rotorique W 𝑃𝑆 Puissance active statorique W 𝑃𝑣 Puissance portée par le vent W 𝑃𝑟é𝑠 Puissance de réseau W 𝑄𝑠 Puissance réactive statorique VAR 𝑅 Rayon de la turbine m 𝑅𝑆 résistances statorique Ω 𝑅𝑟 résistances rotorique Ω 𝐿𝑆 inductances propres statorique H 𝐿𝑟 inductances propres rotorique H 𝑆 Surface balayée par le rotor de la turbine m F A Notations symboliques 𝐶𝑎é𝑟 Couple aérodynamique de la turbine W 𝑉𝑑𝑐 Tension filtrée V 𝑈𝐷 Univers de discours 𝑖𝑎𝑏𝑐𝑟 Courants instantanés des phases rotoriques A 𝑣𝑎𝑏𝑐𝑟 Tensions instantané des phases rotoriques V 𝑖𝑎𝑏𝑐𝑠 Courants instantanés des phases statoriques A 𝑣𝑎𝑏𝑐𝑠 Tensions instantané des phases statoriques V 𝑖𝑑𝑞𝑟 Composantes du courant rotorique dans le repère (𝑑, 𝑞) A 𝑣𝑑𝑞𝑟 Composantes de tension rotorique dans le repère (𝑑, 𝑞) V 𝑖𝑑𝑞𝑠 Composantes du courant statoriqe dans le repère (𝑑, 𝑞) A 𝑣𝑑𝑞𝑠 Composantes de tension statoriqe dans le repère (𝑑, 𝑞) V 𝑖𝑓 Courant filtré A 𝑝 Nombre de paires de pôles 𝑠 Opérateur de Laplace 𝑣𝑎𝑏𝑐𝑟 Tensions instantanées des phases rotoriques V 𝑣𝑎𝑏𝑐𝑠 Tensions instantanées des phases statoriques V 𝑣𝑑𝑞𝑟 Composantes de tension rotorique dans le repère (𝑑, 𝑞) V 𝑣𝑑𝑞𝑠 Composantes de tension statorique dans le repère (𝑑, 𝑞) V 𝛽 Angle de calage des pales ° Ω vitesse de rotation mécanique du rotor rd/sec Ω𝑚𝑒𝑐 Vitesse de rotation mécanique rd/sec Ω𝑟𝑒𝑓 vitesse mécanique de la génératrice de référence rd/sec 𝜃 Angle entre l’axe rotorique 𝐴 et l’axe statorique . rd 𝜃𝑠 Position de stator rd 𝜃𝑟 Position électrique de rotor rd λ Vitesse spécifique 𝜆𝑐𝑝𝑚𝑎𝑥 Vitesse spécifique optimale de l’éolienne 𝜔 Vitesse angulaire de rotation du rotor rd/sec 𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 Vitesse angulaire du repère biphasé rd/sec 𝜔𝑆 Pulsation des courants statoriques rd/sec ∅𝑎𝑏𝑐𝑟 Flux instantanés des phases rotoriques Wb ∅𝑎𝑏𝑐𝑠 Flux instantanés des phases statoriques Wb B Notations symboliques ∅𝑑𝑞𝑟 Composantes du flux rotorique dans le repère (𝑑, 𝑞) Wb ∅𝑑𝑞𝑠 Composantes du flux statorique dans le repère (𝑑, 𝑞) Wb PI Proportionnelle intégrale 𝑉(𝑥) La fonction de Lyapunov P 𝜃 −1 P 𝜃 Transformation de Park inverse Transformation de Park directe MADA Machine Asynchrone à Double Alimentation GADA Générateur Asynchrone à Double Alimentation MLI Modulation de Largeur d’Impulsions 𝑅𝐿𝐹 Régulateur de Logique Floue MPPT Poursuite du point de fonctionnement à puissance maximale 𝑀0 Maximum de l’inductance mutuelle enter une phase du stator et la phase correspondante du rotor. C H Introduction générale INTRODUCTION GENERALE Face à l’épuisement des ressources énergétiques fossiles et aux problèmes environnementaux causés par l’émission des gaz à effet de serre lors de l’exploitation de ces ressources, et d’une autre part, les gisements des ressources énergétiques traditionnelles d’origines principalement fossiles, ne peuvent être exploitées que pour quelques décennies, ce qui laisse présager d’une situation de pénurie énergétique au niveau mondial de façon imminente. Les énergies renouvelables sont propres et constituent une solution alternative pour subvenir aux besoins de la société actuelle. Ces énergies offrent des avantages du fait qu’elles sont durables et réduisent l’´emission de CO2 provenant de la combustion des énergies fossiles. Parmi ces énergies, on retrouve l’´energie dite « éolienne ». Cette énergie représente un potentiel assez important non pas pour remplacer les énergies existantes mais pour palier à l’amortissement de la demande de plus en plus galopante. Après des siècles d’évolution et des recherches plus poussées depuis quelques décennies, plusieurs pays se sont aujourd’hui résolument tournés vers l’énergie éolienne. Les plus avancés dans ce domaine dans le monde sont respectivement : l’Allemagne, l’Espagne, les Etats-Unis, l’Inde, la Chine et le Danemark. L’Algérie présente un potentielle éolienne considérable ,qui peut être exploité pour la production de l’énergie électrique ,surtout dans le sud ou la vitesse du vent est plus élevée que celle du nord, plus partiellement de sud_ ouest ou la vitesse peuvent dépasser dans la région de Tindouf et dépassant la valeur de dans la région d’Adrar ).le pouvoir public (qui compte ramener le taux de participation des énergies renouvelables à 6% en 2015). On initie deux projets, le projet de la centrale électrique hybride solaire_ gaz de Hassi Rmal 150MW et la ferme éolienne de Tindouf (10 MW). La multiplication des éoliennes dans le monde a conduit les recherches de façon à améliorer l’efficacité de la conversion électromécanique et à optimiser la qualité d’énergie produite. Les premières machines électriques qui furent utilisées dans le domaine éolien étaient des machines asynchrones. En effet, ces machines présentent plusieurs avantages tels que leur moindre coût, leur robustesse et leur entretien réduit. L’éolienne à vitesse variable permet d’augmenter le rendement énergétique et d’améliorer la qualité de l’énergie produite par rapport à celle fonctionnant à vitesse fixe .pour maximiser la puissance capitée, la technique d’extraction du maximum de puissance (MPPT) est appliquée. 1 Introduction générale Le présent mémoire décrit une étude sur l’utilisation d’une machine asynchrone à double alimentation, pilotée à travers les grandeurs rotoriques, intégrée dans un système éolien. Le stator de la MADA est directement relié au réseau, par contre son rotor est connecté à ce dernier via une cascade (redresseur-DC Link-onduleur). 2 CHAPITRE 1 MODELISATION D’UN AEROGENERATEUR ASYNCHRONE A DOUBLE ALIMENTATION Chapitre1 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation I.1.Introduction Une éolienne a pour rôle de convertir l’énergie cinétique du vent en énergie électrique. Ses différents éléments sont conçus pour maximiser cette conversion énergique [3],[9].Les éoliennes de dernière génération fonctionnent à vitesse variable. Ce type de fonctionnement permet d’augmenter le rendement énergétique, de baisser les charges mécaniques et d’améliorer la qualité de l’énergie électrique produite, par rapport aux éoliennes à vitesse fixe. Ce sont les algorithmes de commande qui permettent de contrôler la vitesse de rotation des éoliennes à chaque instant[10]. Dans le cadre de nos travaux, nous avons donc choisi d’étudier une éolienne à vitesse variable basée sur une génératrice électrique de type machine asynchrone à rotor bobiné, plus communément appelé Machine Asynchrone à Double Alimentation (MADA). Dans ce chapitre, on s’intéresse essentiellement aux différents types d’éoliennes avec leurs constitutions et leurs principes de fonctionnement, ainsi qu’à l’étude de l’énergie et les déférents types de génératrices. La dernière partie de ce chapitre illustrer les différentes structures des machines asynchrones à double alimentation, leur principe de fonctionnement, leurs applications et leur intérêt, et la modélisation de la turbine et la génératrice. I.2.Les différents types des éoliennes On classe les éoliennes suivant la disposition géométrique de l’arbre sur lequel est montée l’hélice. Il existe principalement deux grandes familles : celle à axe vertical et celles à axe horizontal. I.2.1.Les éoliennes à axe vertical ces types d’éoliennes a fait l’objet de nombreuses recherches .Dans ce type l’arbre est perpendiculaire au sol ; il présente l’avantage de ne pas nécessiter de système d’orientation des pales et posséder une partie mécanique (multiplicateur et génératrice ) au niveau du sol donc pas besoin de munir la machine d’une tour, facilitant ainsi les interventions de maintenance ; mais elle présente certaines caractéristiques pénalisantes : elle ne peut pas démarrer seule(nécessité d’un dispositif de lancement), les pales sont plus chères à construire et engendre un niveau de bruit important; faible rendement aérodynamique, et grand sensibilité de 𝐶𝑃 à la vitesse et provoque des fluctuations importantes de puissance [15]. I.2.2.Les éoliennes à axe horizontal Les éoliennes à axe horizontal beaucoup plus largement employées, même si elles 3 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 nécessitent très souvent un mécanisme d’orientation des pales, présentent un rendement aérodynamique plus élevé, démarrent de façon autonome et présentent un faible encombrement au niveau du sol [15]. a :éoliennes à axe vertical. b :éoliennes à axe horizontal. Figure. I.1 :éoliennes à axe vertical et à axe horizontal. I.3 . Principales composantes d’une éolienne Turbine Vent Multipli cateur Connexion Interfaçage Générateur Réseau Energie cinétique Energie mécanique Energie mécanique Energie électrique Energie électrique Transformation Transformation Conversion Conversion Figure. I.2 : Conversion de l'énergie éolienne. 4 Chapitre1 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Les éolienne permettent de convertir l’énergie du vent en énergie électrique. Cette conversion se fait en deux étapes : Au niveau de la turbine (rotor) ,qui extrait une partie de l’énergie cinétique du vent disponible pour la convertir en énergie mécanique . Au niveau de la génératrice , qui reçoit l’énergie mécanique et la convertit en énergie électrique, transmise ensuite au réseau électrique. Les fonctionnement général est illustre par la figure (I.2). Ils existe plusieurs configuration possible d’aérogénérateur qui peuvent avoir des différences importantes .néanmoins, une éolienne classique est généralement constituée des trois élément principaux[10],[36] : La tour, c’est un élément porteur, généralement un tube d’acier ou éventuellement un treillis métallique, doit être le plus haut possible pour éviter les perturbations prés du sol [3] ,[36]. Toutefois, la quantité de matière mis en œuvre représente un coût non négligeable et le poids doit être limité .compromise consiste généralement à prendre un mât de taille très légèrement supérieure au diamètre du rotor de l’aérogénérateur[36].La tour sont disposés les câbles de transport de l’énergie électrique, les éléments de contrôle, les appareillages de connexion au réseau de distribution ainsi que l’échelle d’accès à la nacelle[3],[4]. La nacelle, qui regroupe tous les éléments mécaniques permettant de coupler le rotor éolien au générateur électrique :arbres, multiplicateur, roulement, le frein à disque, différent du frein aérodynamique, qui permet d’arrêter le système en cas de surcharge, le générateur qui est généralement une machine synchrone ou asynchrone et les systèmes hydrauliques ou électriques d’orientation des pales (frein aérodynamique) et de la nacelle (nécessaire pour garder la surface balayée par l’aérogénérateur perpendiculaire à la direction du vent)[2], [3] [4], [16], [36]. Les pales, qui permettent de capter la puissance du vent et la transférer au rotor. Le nombre de pales qui sont fixées sur le rotor a relativement peu d’influence sur les performances d’une éolienne. Plus le nombre de pale est grand plus le couple de démarrage sera grand et plus la vitesse de rotation sera petite . Les turbines unies et bipales ont l’avantage de peser moins, mais elles produisent plus de fluctuations mécaniques. Elles ont un rendement énergétique moindre, et sont plus bruyantes puisqu’ elles tournent plus vite. Elles provoquent une perturbation visuelle plus importante de l’avis des paysagistes. De plus, un nombre pair de pales doit être évité pour des raisons de stabilité [3]. Le moyeu, c’est le support des pales. Le moyeu doit être capable de supporter des coups importants, surtout au démarrage de l'éolienne, ou lors de brusques changements de 5 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 vitesse du vent. C'est pour cette raison que le moyeu est entièrement moulé, et non réalisé par soudure, bien que sa forme soit ainsi plus difficile à réaliser. Tous ces éléments sont représentés sur la figure (I.3) : b) Eléments d’une nacelle. a) Eolienne à trois pales . Figure. I.3: Eléments constituants une éolienne. I.4.Principe de fonctionnement A la hauteur de la nacelle souffle un vent de vitesse 𝑉𝑣𝑒𝑛𝑡 . Tant que cette vitesse est en dessous de la vitesse de seuil, les pales sont en drapeau (la surface de ces derniers est perpendiculaire à la direction du vent) et le système est à l’arrêt. A la vitesse seuil détectée par l’anémomètre, un signal est donné par le système de commande pour la mise en fonctionnement, le mécanisme d’orientation fait tourner la nacelle face au vent, les pales sont ensuite placées avec l’angle de calage éolienne et commence à tourner. Une puissance 𝑃𝑣𝑒𝑛𝑡 est alors captée est transmise à l’arbre avec un coefficient de performance. Au rendement du multiplicateur pré, cette même puissance est retransmise à l’arbre de la génératrice à une vitesse plus élevée. Cette puissance mécanique va enfin être transformée en puissance électrique débitée par la machine. On distingue alors deux cas, soit l’éolienne est reliée au réseau de distribution (directement ou à travers des convertisseurs statiques)[3],[9]. I.5. Régulation mécanique de la puissance d’une éolienne I.5.1.Caractéristique puissance vitesse d'éolienne de grande puissance La caractéristique Puissance-vitesse d'une éolienne peut se décomposer en quatre zones figure (I.4 ) : 6 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 Orientation des pales Démarrage M.P.P.T Eolienne à l’arrêt 4 3 Vitesse de vent V 2 1 Figure. I.4 :Caractéristique puissance vitesse typique d’une éolienne de grande puissance. Zone 1 : C'est la zone de démarrage de la machine, la puissance électrique est assez faible et la vitesse mécanique atteint presque 70% du synchronisme. Zone 2 : Lorsque la vitesse de la génératrice atteint une valeur seuil, un algorithme de commande permettant l’extraction de la puissance maximale du vent est appliqué. Pour extraire le maximum de la puissance, l’angle de la pale est maintenu constant à sa valeur minimale, c'est à dire β=2° . Zone 3 : Au delà, l'éolienne fonctionne à vitesse constante. Dans cette zone, la puissance de la génératrice atteint des valeurs plus importantes, jusqu'à 90% de la puissance nominale . Zone 4 : Arrivée à la puissance nominale 𝑃𝑛𝑜𝑚 , une limitation de la puissance générée est effectuée à l'aide d'un système d'orientation des pales : pitch control[4],[35]. Pour contrôler la puissance aérodynamique capturée et la limiter lorsque la vitesse du vent est très élevée, on peut utiliser l’une des deux techniques de contrôle connues surtout dans les grandes turbines sous les noms de "Pitch Control" et "Stall Contol". I.5.2. Le Pitch Control C’est un contrôle par variation de l’angle de calage des pales (pas des pales) autour de leur axe longitudinal en fonction de la vitesse du vent et de la puissance active à extraire. En agissant par le Pitch Control, le coefficient de puissance 𝑐𝑝 ne varie plus en fonction de λ mais en fonction de la vitesse du vent à vitesse de rotation constante, ce qui va permettre de maintenir la puissance constante dans la zone 4 à sa valeur maximale .On peut noter que pour modifier l’angle de calage dans le Pitch Control dans un système de régulation automatique 7 Chapitre1 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation de vitesse de rotation on a besoin d’un régulateur électronique avec des masselottes centrifuges ou d’un régulateur électronique[5] . I.5.3. Le Stall Control C’est un régulateur par décrochage aérodynamique, autrement dit le comportement géométrique des pales peut évoluer selon le rapport entre les deux vitesses du vent et de la turbine, ce qui permet le décrochage à partir d’une certaine vitesse du vent. Ce décrochage dépend notamment de l’angle de calage des pales qui peuvent être fabriquées avec un pas variable suivant la position le long de la pale et possèdent aussi un mécanisme de freinage en bout. Cette technique du "Stall Control" .Afin d’améliorer le degré de captage d’énergie par le Stall Control, on peut combiner ce dispositif à une machine à deux vitesses de rotation, ce qui permet d’étendre la plage de production et la rendre comparable avec celle obtenue dans le cas du Pitch Control. Certains aérogénérateurs utilisent un système hybride nommé le Stall Actif qui combine les avantages des deux systèmes où le décrochage aérodynamique est obtenu progressivement grâce à une orientation minime des pales nécessitant des moyens de réglage plus économiques et plus robustes que dans le cas du système de Pitch Control[5]. I.6. Contrôle au niveau de la génératrice Le contrôle au niveau de la génératrice permet d’optimiser le captage de l’énergie pour les vents faibles et moyens. La génératrice peut être liée directement ou indirectement au réseau. I.6.1. Vitesse fixe Les éoliennes à vitesse fixe sont les premières à avoir été développées. Dans cette technologie, la génératrice asynchrone est directement couplée au réseau. Sa vitesse Ω𝑚𝑒𝑐 est alors imposée par la fréquence du réseau et par le nombre de paires de pôles de la génératrice figure (I.5) : Figure. I.5: Eolienne à vitesse fixe. 8 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 Le couple mécanique entraînant (produit par la turbine) tend à accélérer la vitesse de la génératrice. Cette dernière fonctionne alors en hyper-synchrone et génère de la puissance électrique sur le réseau. Pour une génératrice standard à deux paires de pôles, la vitesse mécanique(Ω𝑚𝑒𝑐 )est légèrement supérieure à la vitesse du synchronisme Ω𝑠 = 1500𝑡𝑟/𝑚𝑖𝑛 ce qui nécessite l’adjonction d’un multiplicateur pour adapter la génératrice à celle du rotor de l’éolienne [16]. I.6.2. Vitesse variable Dans cette cas ,une interface de puissance adapte la fréquence des courants du générateur à celle réseau et permet ainsi de fonctionner à vitesse variable. Autrement dit, l’introduction de convertisseurs de puissance entre le générateur et le réseau donne lieu à un découplage entre la fréquence du réseau électrique et la vitesse de rotation de la machine électrique[11]. I.6.2.1.Intérêt de la vitesse variable On donne sur la figure (I.6) la caractéristique générale de la puissance convertie par une turbine éolienne en fonction de la vitesse mécanique et la vitesse du vent. Figure. I.6: Caractéristique de la puissance générée en fonction de la vitesse mécanique et la vitesse du vent. Pour une vitesse du vent 𝑣1 et une vitesse mécanique de la génératrice Ω1 , on obtient une puissance nominale 𝑃1 (point A).Si la vitesse du vent passe de 𝑣1 à 𝑣2 , et que la vitesse de la génératrice reste inchangée (cas d’une éolienne à vitesse fixe), la puissance 𝑃2 se trouve sur la 2éme caractéristique (point B).La puissance maximale se trouve ailleurs sur cette caractéristique (point C). Si on désire extraire la puissance maximale, il est nécessaire de fixer la vitesse de la génératrice à une vitesse supérieur Ω2 , il faut donc rendre la vitesse 9 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 mécanique variable en fonction de la vitesse du vent pour extraire le maximum de la puissance générée.[33],[3],[16],[37],[7].Dans le cas général, les techniques qui permettent d’ajuster le couple électromagnétique de la génératrice pour fixer la vitesse à une valeur de référence Ω𝑟𝑒𝑓 calculée en fonction de la vitesse du vent pour maximiser la puissance extraite de ce dernier sont dites Techniques d’Extraction de Maximum de la Puissance (en anglais, Maximum Power Point Tracking (MPPT )[33]. I.7.Stratégie de commande de la turbine éolienne on distingue quatre zones de fonctionnement des turbines à vitesse variable comme l’indique la figure (I.7) concernant une éolienne de 1.5 MW. La première zone concerne la période de démarrage, la deuxième est la zone d’extraction de la puissance maximale "MPPT", la troisième zone est destinée à la limitation de la vitesse autour de la vitesse nominale et la quatrième à la limitation de la puissance. Puisque nous sommes intéressés à la deuxième zone de fonctionnement, on va chercher l’extraction de la puissance maximale en temps réel par optimisation de la conversion énergétique. L’angle de calage des pales 𝛽 étant fixe, on ajuste rotoriquement le couple électromagnétique de la génératrice afin de régler la vitesse de rotation et de rapprocher la vitesse spécifique de l’éolienne 𝜆 à sa valeur optimale et le coefficient de puissance 𝐶𝑃 à sa valeur maximale[5]. Figure. I.7 : La puissance électrique en fonction de la vitesse d’une éolienne de 1.5 MW. 10 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 I.7.1.Techniques d’extraction du maximum de la puissance I.7.1.1.Maximisation de la puissance avec asservissement de la vitesse [4] Le vent est une grandeur stochastique, de nature très fluctuante. Ces fluctuations constituent la perturbation principale de la chaîne de conversion éolienne et créent donc des variations de puissance. Pour cette étude, on supposera que la machine électrique et son variateur sont idéaux ,donc quelle que soit la puissance générée, le couple électromagnétique développé est à tout instant égale à sa valeur de référence. 𝐶𝑒𝑚 = 𝐶𝑒𝑚 −𝑟𝑒𝑓 Les techniques d’extraction du maximum de puissance consistent à déterminer la vitesse de la turbine qui permet d’obtenir le maximum de puissance générée. Comme à été expliqué auparavant, la vitesse est influencée par l’application de trois couples : Un couple éolien, un couple électromagnétique et un couple résistant. En regroupant l’action de ces trois couples, la vitesse mécanique n’est plus régie que par l’action de deux couples, le couple issu du multiplicateur 𝐶𝑔 et le couple électromagnétique 𝐶𝑒𝑚 . 𝑑Ω𝑚𝑒𝑐 1 = (𝐶𝑔 − 𝐶𝑒𝑚 ) 𝑑𝑡 𝐽 (I.1) La structure de commande consiste à régler le couple apparaît sur l’arbre de la turbine de manière à fixer sa vitesse à une référence le couple électromagnétique de référence 𝐶𝑒𝑚 −𝑟𝑒𝑓 permettant d’obtenir une vitesse mécanique de la génératrice égale à la vitesse de référenceΩ𝑟𝑒𝑓 obtenu par la relation suivant : 𝐶𝑒𝑚 = 𝑃𝐼(Ω𝑟𝑒𝑓 − Ω𝑚𝑒𝑐 ) (I.2) PI : est le régulateur de vitesse ; Ω𝑟𝑒𝑓 : est la vitesse mécanique de référence ; Cette vitesse de référence dépend de la vitesse de la turbine à fixer ( Ωturbine −ref ) pour maximiser la puissance extraite. En prenant en compte le gain du multiplicateur, on a donc : Ω𝑟𝑒𝑓 = 𝐺. Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 _𝑟𝑒𝑓 (I.3) selon la figure(I.15) La référence de la vitesse de la turbine correspond à celle correspondant à la valeur optimale du ratio de vitesse 𝜆𝐶𝑃𝑚𝑎𝑥 = 9 (à β constant et égal à 2°) permettant d’obtenir la valeur maximale du 𝐶𝑃𝑚𝑎𝑥 = 0.5. la figure (I.8) représente le schéma bloc de cette maximisation. 11 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 _𝑟𝑒𝑓 = λ 𝑅 𝜆𝐶𝑃𝑚𝑎𝑥 . 𝑣 𝑅 Ω𝑡 1 𝐺 𝑉𝑣𝑒𝑛𝑡 𝑉𝑣𝑒𝑛𝑡 Ω𝑚𝑒𝑐 1 𝐽. 𝑠 + 𝑓 1 𝐺 1 1 . 𝜌. 𝑆. 2 Ω𝑡 𝑟𝑒𝑓 𝜆𝑐𝑝𝑚𝑎𝑥 𝑅 Ω𝑚𝑒𝑐 Ω𝑚𝑒𝑐 𝑐𝑒𝑚_𝑟𝑒𝑓 G PI Figure .I.8 :Schéma bloc de la maximisation de la puissance extraite avec asservissement de la vitesse. I.7.1.2.Maximisation de la puissance sans asservissement de la vitesse En pratique, une mesure précise de la vitesse du vent est difficile a réaliser. Ceci pour deux raisons : L’anémomètre est situe derrière le rotor de la turbine, ce qui erroné la lecture de la vitesse du vent. Ensuite, le diamètre de la surface balayée par les pales étant important (typiquement 70 m pour une éolienne de 1.5 MW), une variation sensible du vent apparaît selon la hauteur ou se trouve l’anémomètre. L’utilisation d’un seul anémomètre conduit donc à n’utiliser qu’une mesure locale de la vitesse du vent qui n’est donc pas suffisamment représentative de sa valeur moyenne apparaissant sur l’ensemble des pales. Une mesure erronée de la vitesse conduit donc forcement a une dégradation de la puissance captée selon la technique d’extraction précédente. C’est pourquoi la plupart des turbines éoliennes sont contrôlées sans asservissement de la vitesse . 12 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 Cette seconde structure de commande repose sur l’hypothèse que la vitesse du vent varie très peu en régime permanent. Dans ce cas, à partir de l’´equation dynamique de la turbine, on obtient l’´equation statique d´écrivant le régime permanent de la turbine [4][36]: 𝐽. 𝑑Ω𝑚𝑒𝑐 = 𝐶𝑚𝑒𝑐 = 0 = 𝐶𝑔 − 𝐶𝑒𝑚 − 𝐶𝑣𝑖𝑠 𝑑𝑡 (I.4) Ceci revient à considérer le couple mécanique 𝐶𝑚𝑒𝑐 développé comme étant nul. Donc, en négligeant l’effet du couple des frottements visqueux (𝐶𝑣𝑖𝑠 =0), on obtient : 𝐶𝑔 = 𝐶𝑒𝑚 Le couple électromagnétique de réglage est déterminé à partir d’une estimation du couple éolien : 𝐶𝑒𝑚 _𝑟𝑒𝑓 = 𝐶𝑎𝑒𝑟 _𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é 𝐺 (I.5) Le couple éolien peut être déterminé à partir de la connaissance d’une estimation de la vitesse du vent et de la mesure de la vitesse mécanique . 𝐶𝑎𝑒𝑟 _𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é = 𝐶𝑝 . 𝜌. 𝑠 1 . . 𝑣3 2 Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 _𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é 𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é (I.6) Une estimation de la vitesse de la turbine Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 _𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é est calculée à partir de la mesure de la vitesse mécanique : Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 _𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é = Ω𝑚𝑒𝑐 𝐺 (I.7) La mesure de la vitesse du vent apparaissant au niveau de la turbine étant délicate, une estimation de sa valeur peut être obtenu : 𝑣𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é = Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 _𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é . 𝑅 𝜆 (I.8) En regroupant ces quatre équations 𝐶𝑒𝑚 _𝑟𝑒𝑓 = 𝐶𝑃 𝜌. 𝜋. 𝑅 5 Ω2𝑚𝑒𝑐 . 𝜆3 2 𝐺3 (I.9) Pour extraire le maximum de la puissance générée, il faut fixer le ratio de vitesse à la valeur ¸𝜆𝐶𝑝𝑚𝑎𝑥 qui correspond au maximum du coefficient de puissance 𝐶𝑝𝑚𝑎𝑥 figure (I.15). Le couple électromagnétique de référence doit alors être réglé à la valeur suivante : 𝐶𝑒𝑚 _𝑟𝑒𝑓 = 𝐶𝑃 𝜌. 𝜋. 𝑅 5 Ω2𝑚𝑒𝑐 . . 3 𝜆3 𝐶𝑝𝑚𝑎𝑥 2 𝐺 13 (I.10) Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 L’expression du couple de référence devient alors proportionnelle au carré de la vitesse de la génératrice : 𝐶𝑒𝑚 _𝑟𝑒𝑓 = 𝐴. Ω2𝑚𝑒𝑐 (I.11) Avec 𝐴= 𝐶𝑃 𝜌. 𝜋. 𝑅 5 1 . 𝜆3 𝐶𝑝𝑚𝑎𝑥 2 𝐺3 (I.12) La représentation sous forme de schéma-blocs est montrée a la figure (I.9). λ 𝑅 𝑉𝑣𝑒𝑛𝑡 Ω𝑡 1 𝐺 1 1 . 𝜌. 𝑆. 2 Ω𝑡 𝑉𝑣𝑒𝑛𝑡 𝐶𝑎𝑒𝑟 _𝑚𝑎𝑥 Ω𝑚𝑒𝑐 1 𝐺 𝐶𝑎𝑒𝑟 _𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é 1 𝐽. 𝑠 + 𝑓 Ω𝑚𝑒𝑐 1 𝐺 𝐶𝑒𝑚 _𝑟𝑒𝑓 𝑉𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é 𝑅. Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 𝜆𝑜𝑝𝑡 Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 _𝑒𝑠𝑡𝑖𝑚 é 1 𝐺 𝑃𝑒𝑚 _𝑟𝑒𝑓 Ω𝑚𝑒𝑐 Figure. I.9 : Schéma bloc de la maximisation de la puissance extraite sans asservissement de la vitesse. I.8. Types de machines électriques utilisées dans les systèmes éoliens à vitesse variable I.8.1. Système utilisant une génératrice synchrone[11] Le champ créé par la rotation du rotor doit tourner à la même vitesse que le champ statorique. Autrement dit, si la génératrice est connectée au réseau, sa vitesse de rotation doit être rigoureusement un sous-multiple de la pulsation des courants statoriques. L’adaptation de cette machine à un système éolien pose des problèmes pour maintenir la vitesse de rotation de l’éolienne strictement fixe et pour synchroniser la machine avec le réseau lors des phases de connexion. Pour ces raisons, on place systématiquement une interface électronique de 14 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 puissance entre le stator de la machine et le réseau ce qui permet d’autoriser un fonctionnement à vitesse variable dans une large plage de variation. L’utilisation de génératrices synchrones dans les applications éoliennes à grande puissance est récente. Deux types de génératrices sont utilisés, à bobinage inducteur ou à aimants permanents. I.8.2.Système utilisant une génératrice asynchrone[11] L’éolienne dans cette configuration entraîne une génératrice asynchrone connectée au réseau par l’intermédiaire d’un convertisseur de puissance situé sur le circuit statorique. Contrairement à une éolienne à vitesse fixe, les tensions et les fréquences à la sortie de la génératrice ne sont plus imposées par le réseau, ce qui permet de réguler la vitesse de l’éolienne. La commande de l’onduleur permet de garder constante la tension du bus continu. I.8.3.Système utilisant la génératrice asynchrone à double alimentation C’est une des configurations en forte croissance dans le marché des turbines éoliennes. La structure figure (I.10) dont le stator est relié directement au réseau de puissance et dont le rotor est connecté à un convertisseur électronique qui fait office de variateur de fréquence. La double alimentation fait référence à la tension du stator prélevée au réseau et à la tension du rotor fournie par le convertisseur. Ce système permet un fonctionnement à vitesse variable sur une plage spécifique de fonctionnement. Le convertisseur compense la différence des fréquences mécanique et électrique par l’injection d’un courant à fréquence variable au rotor[35] . β Multiplicateur v R Machine asynchrone Caer Réseau double alimentation Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 Cg Ω𝑚𝑒𝑐 Turbine AC DC DC AC Figure. I.10: Eolienne à vitesse variable basée sur une MADA. 15 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 Malgré la présence des contacts glissants, la majorité des projets éoliens reposent sur l’utilisation de la machine asynchrone pilotée par le rotor. L’insertion d’un convertisseur entre le rotor et le réseau permet de contrôler le transfert de puissance entre le stator et le réseau mais également pour les vitesses supérieures au synchronisme, du rotor vers le réseau. C’est la raison principale pour la quelle on trouve cette génératrice pour la production en forte puissance[2] . I.9. Description et modélisation de la MADA I.9.1. Structure et principe de fonctionnement de la MADA La machine asynchrone à double alimentation présente un stator analogue à celui des machines triphasées classiques (asynchrone à cage ou synchrone) constitué le plus souvent de tôles magnétiques empilées munies d'encoches dans lesquelles viennent s'insérer les enroulements[16][33]. et d’un rotor figure (I.11 ) tournant autour de l’axe de la machine équipé lui aussi de trois enroulements identiques et symétrique couplés en étoile et reliés à un collecteur constitué de trois ou quatre bagues[21]. Figure. I.11 : Structure du stator et des contacts rotoriques de la MADA. Dans son fonctionnement, elle s’apparente au fonctionnement de la machine synchrone avec une vitesse constante du fait de l’imposition des fréquences aux deux armatures et le caractère asynchrone est lié à la différence de vitesse entre le champ statorique et le rotor. Sa magnétisation est donnée par la contribution des deux armatures alimentées par des sources à courant alternatif. Ce fonctionnement peut être éventuellement résumé par le terme de « machine synchrone à excitation alternative »[5].Les trois enroulements rotoriques sont reliés à travers des balais glissants sur les bagues du rotor à un convertisseur 16 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 d’électronique de puissance pour assurer une deuxième alimentation par le rotor.Selon le mode de fonctionnement, l’ensemble machine asynchrone, convertisseur et éventuellement un transformateur est appelé cascade hypo ou hyper synchrone[21]. I.9.2. Modes de fonctionnement de la MADA La MADA est parfaitement commandable si toutefois le flux des puissances est bien contrôlé dans les enroulements du rotor. Puisque la MADA peut fonctionner en moteur comme générateur aux vitesses hypo-synchrones et hyper-synchrones, il y a à distinguer quatre modes opérationnels caractéristiques de la machine. Le principe de la commande de la MADA en ces modes peut être compris à travers la figure (I.12). Dans cette dernière, 𝑃𝑠 , 𝑃𝑟 et 𝑃𝑚𝑒𝑐 désignent respectivement les puissances du stator, du rotor et mécanique[16]. en négligeant les pertes, on peut généraliser le transfert des puissances montré dans la figure( I.12) comme suit : 𝑃𝑟 = 𝑔. 𝑃𝑆 (I.13) 𝑃𝑟é𝑠 = 𝑃𝑚𝑒𝑐 = 𝑃𝑆 − 𝑃𝑟 = 1 − 𝑔 . 𝑃𝑆 (I.14) Moteur (𝑃𝑚𝑒𝑐 > 0) générateur(𝑃𝑚𝑒𝑐 < 0) hypo-synchrone g>0 hypo-synchrone g>0 𝑃𝑆 > 0 𝑃𝑆 < 0 𝑃𝑟 > 0 𝑃𝑟 < 0 𝑃𝑆 > 𝑃𝑟é𝑠 𝑃𝑆 > 𝑃𝑟é𝑠 hyper-synchrone g<0 hyper-synchrone g<0 𝑃𝑆 > 0 𝑃𝑆 < 0 𝑃𝑟 < 0 𝑃𝑟 > 0 𝑃𝑆 < 𝑃𝑟é𝑠 𝑃𝑆 < 𝑃𝑟é𝑠 Tableau. I.1 – Quadrants de fonctionnement de la MADA Lorsque la machine fonctionne en moteur : En mode hypo-synchrone : la puissance est fournie par le réseau. Si la vitesse de rotation est inférieure au synchronisme, "la puissance de glissement" est renvoyée sur le réseau. 17 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 En mode hyper-synchrone : une partie de la puissance absorbée par le réseau va au rotor et est convertie en puissance mécanique. Lorsque la machine fonctionne en génératrice : En mode hypo-synchrone : une partie de la puissance transitant par le stator est réabsorbée par le rotor. En mode hyper-synchrone : la totalité de la puissance mécanique fournie à la machine est transmise au réseau aux pertes près. Une partie de cette puissance correspondant à g.𝑃𝑚 est transmise par l'intermédiaire du rotor. 1 𝑃𝑟 𝑃𝑠 2 𝑃𝑚 𝑃𝑚 3 𝑃𝑟 𝑃𝑠 Fonctionnement moteur Fonctionnement moteur hypo-synchrone hyper-synchrone 𝑃𝑠 4 𝑃𝑟 𝑃𝑠 𝑃𝑚 𝑃𝑚 Fonctionnement générateur Fonctionnement générateur hyper-synchrone hypo-synchrone Figure. I.12 : Modes opérationnels caractéristiques de la MADA. I.9.3. Principe de variation de la vitesse de la MADA Les équations régissant le fonctionnement de la MADA(voir § précédente) montrent que pour une puissance constante transmise au stator, plus on transmet de la puissance par le rotor et, plus on augmente le glissement ; il est donc possible de contrôler la vitesse de la génératrice en agissant simplement sur la puissance transmise au rotor via le glissement g Sur la base de ce principe plusieurs variantes de chaines de conversion éolienne à vitesse variable et à base de la MADA sont envisageables. Elles diffèrent par la dissipation ou la récupération de la puissance rotorique, la bidirectionnalité ou non du transfert de cette dernière, et le type des convertisseurs utilisés[33]. 18 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 I.9.4. Hypothèses simplificatrices de la modélisation de la MADA A cause de la répartition des enroulements de la MADA et la géométrie propre complexe et afin de faciliter les difficultés, on prend quelques hypothèses simplificatrices avancées habituellement pour modéliser les machines électriques en vue de leur commande en général : La machine sera supposée idéale, c’est à dire que les ampères-tours seront supposés distribués sinusoïdalement le long de l’entrefer de la machine et que les harmoniques d’espace seront négligés ; Les résistances des enroulements ne varient par avec la température et on néglige l’effet de peau ; Les pertes dans le fer (par hystérésis et courant de Foucault) seront négligées ; La saturation du circuit magnétique sera négligée ; Les grandeurs homopolaires seront considérées comme nulles[7]. I.9.5. Modèle naturel triphasé de la MADA Comme toutes les autres machines, la machine asynchrone double alimentée (MADA) est une machine réversible qui peut fonctionner en mode génératrice (GADA). En cas où on inverse son couple en injectant un couple moteur au lieu d’un couple résistant au niveau de son arbre, elle garde toujours son propre modèle. En prenant en compte les hypothèses simplificatrices citées précédemment, on peut exprimer le modèle de cette machine en se basant sur les relations suivantes : 𝑉𝑆 = [𝑣𝑎𝑠 𝑣𝑏𝑠 𝑣𝑐𝑠 ]𝑇 Grandeurs statoriques : 𝐼𝑆 = [𝑖𝑎𝑠 𝑖𝑏𝑠 𝑖𝑐𝑠 ]𝑇 ∅𝑆 = [∅𝑎𝑠 ∅𝑏𝑠 ∅𝑐𝑠 ]𝑇 𝑉𝑟 = [𝑣𝑎𝑟 𝑣𝑏𝑟 𝑣𝑐𝑟 ]𝑇 Grandeurs rotoriques : 𝐼𝑟 = [𝑖𝑎𝑟 𝑖𝑏𝑟 𝑖𝑐𝑟 ]𝑇 ∅𝑟 = [∅𝑎𝑟 ∅𝑏𝑟 ∅𝑐𝑟 ]𝑇 ( I.15) (I.16) Voici alors les équations des tensions statoriques et rotoriques : 𝑣𝑎𝑠 𝑣𝑏𝑠 = 𝑣𝑐𝑠 𝑅𝑆 0 0 0 𝑅𝑆 0 ∅ 𝑖𝑎𝑠 𝑑 𝑎𝑠 𝑖𝑏𝑠 + ∅𝑏𝑠 𝑑𝑡 𝑖𝑐𝑠 ∅𝑐𝑠 0 0 𝑅𝑆 19 (I.17) Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 𝑣𝑎𝑟 𝑣𝑏𝑟 = 𝑣𝑐𝑟 𝑅𝑟 0 0 0 𝑅𝑟 0 ∅ 𝑖𝑎𝑟 𝑑 𝑎𝑟 𝑖𝑏𝑟 + ∅𝑏𝑟 𝑑𝑡 𝑖𝑐𝑟 ∅𝑐𝑟 0 0 𝑅𝑟 (I.18) Les flux statoriques et rotoriques en fonction des courants, des inductances propres et des inductances mutuelles, sont exprimés par les équations suivantes : ∅𝑎𝑠 𝐿𝑆 ∅𝑏𝑠 = 𝑀𝑆 𝑀𝑆 ∅𝑐𝑠 𝑀𝑆 𝐿𝑆 𝑀𝑆 𝑀𝑆 𝑀𝑆 𝐿𝑆 𝑖𝑎𝑠 𝑖𝑏𝑠 + 𝑀𝑠𝑟 𝑖𝑐𝑠 𝑖𝑎𝑠 𝑖𝑏𝑠 𝑖𝑐𝑠 (I.19) ∅𝑎𝑟 ∅𝑏𝑟 = ∅𝑐𝑟 𝑀𝑟 𝐿𝑟 𝑀𝑟 𝑀𝑟 𝑀𝑟 𝐿𝑟 𝑖𝑎𝑟 𝑖𝑎𝑟 𝑖𝑏𝑟 + [𝑀𝑠𝑟 ] 𝑖𝑏𝑟 𝑖𝑐𝑟 𝑖𝑐𝑟 (I.20) 𝐿𝑟 𝑀𝑟 𝑀𝑟 Où : 𝑅𝑆 , 𝑅𝑟 : sont respectivement la résistances statorique et rotorique ; 𝐿𝑆 ,𝐿𝑟 : inductances propres statorique et rotorique ; 𝑀𝑠𝑟 : inductances mutuelles entre le stator et le rotor ; 𝑀𝑠 : inductances mutuelles entre les phases statoriques 𝑀𝑟 : inductances mutuelles entre les phases rotoriques ; Avec : 4𝜋 2𝜋 ) cos( 𝜃 − ) 3 3 2𝜋 4𝜋 cos(𝜃 − ) 𝑐𝑜𝑠𝜃 cos(𝜃 − ) 3 3 4𝜋 2𝜋 cos(𝜃 − ) cos(𝜃 − ) cos(𝜃) 3 3 𝑐𝑜𝑠𝜃 𝑀𝑠𝑟 = 𝑀0. cos(𝜃 − (I.21) 𝑀0 :Maximum de l’inductance mutuelle enter une phase du stator et la phase correspondante du rotor. I.10. Application de la transformation de Park à la MADA La transformation de Park est un outil mathématique qui a permis la simplification des équations des machines électriques triphasées. Elle permet de passer d’un système triphasé alternatif à un système biphasé (repère d, q, o) continu, donc elle permet d’obtenir un système d’équation à coefficients constants ce qui simplifie sa résolution [2].Cette transformation peut être appliquée sur le courant, tension et flux. La transformée de Park appelée souvent transformation des deux axes, fait correspondre aux variables réels leurs composantes : Direct selon l’axe (d) . 20 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 Quadrature (transversal) selon l’axe (q). Homopolaire(o). Les grandeurs statoriques et rotoriques seront alors exprimées dans un même repère (axe direct d et axe en quadrature q)[7]. La transformation de Park définie par la matrice de rotation [𝑃(𝜃)] est donnée sous la forme suivante : (I.22) [𝑥𝑑𝑞𝑜 ]=[P(𝜃)][𝑥𝑎𝑏𝑐 ] cos(θ − 2π 3) 2 −sinθ −sin(θ − 2π ) 3 3 1 1 cosθ P 𝜃 = 2 cos(θ − 4π 3) −sin(θ − 4π 3) 1 2 −1 P 𝜃 =P 𝜃 2 𝑇 (I.23) q B Vqr a Vbs b Var Vbr Vcr 𝜭 Vqs Vas A d Vds C Vcs Vdr c Figure. I.13 : Principe de la transformation de Park appliquée à la MADA. I.11. Equation de tension Après l’application de la transformation de Park pour l’équation (I.17) du stator et l’équation (I.18) du rotor , les expressions des tensions statorique et rotorique suivant l’axe (d, q) sont données par : 21 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 𝑑∅𝑑𝑠 − 𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 ∅𝑞𝑠 𝑑𝑡 𝑑∅𝑞𝑠 𝑣𝑞𝑠 = 𝑅𝑠 𝑖𝑞𝑠 + + 𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 ∅𝑑𝑠 𝑑𝑡 𝑑∅𝑑𝑟 𝑣𝑑𝑟 = 𝑅𝑟 𝑖𝑑𝑟 + − (𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 − 𝜔)∅𝑞𝑟 𝑑𝑡 𝑑∅𝑞𝑟 𝑣𝑞𝑟 = 𝑅𝑟 𝑖𝑞𝑟 + + (𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 − 𝜔)∅𝑑𝑟 𝑑𝑡 𝑣𝑑𝑠 = 𝑅𝑠 𝑖𝑑𝑠 + (I.24) Avec : 𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 : pulsation du référentiel d’axe (d, q). 𝜔 : pulsation mécanique du rotor. I.12. Equation du flux On applique la transformation de Park sur les équations des flux statorique et rotorique on obtient : ∅𝑑𝑠 = 𝐿𝑆 . 𝑖𝑑𝑠 + 𝑀. 𝑖𝑑𝑟 (I.25) ∅qs = LS . iqs + Miqr (I.26) ∅dr = Lr . idr + M. ids (I.27) ∅qr = Lr . iqr + M. iqs (I.28) I.13. Choix du référentiel [16] En général, l’étude du comportement dynamique des machines électriques peut se faire suivant la transformation de Park pour différents référentiels. Le choix du référentiel s’effectue suivant le phénomène à étudier et les simplifications offertes par ce choix. Trois types de référentiels sont intéressants en pratique : I.13.1.Référentiel lié au stator Ce référentiel est appelé aussi système d’axes (𝛼, 𝛽). Dans ce cas, (𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 = 0). Ce système est utilisé pour étudier les régimes de démarrage et de freinage des machines électriques. I.13.2. Référentiel lié au rotor Dans ce cas, le système d’axes (d, q) est immobile par rapport au rotor et tourne avec la vitesse (𝜔𝑐𝑜𝑜 𝑟 = 𝜔 = 𝑝Ω ). Ce système d’axes est utilisé pour étudier les processus transitoires dans les machines synchrones et asynchrones avec une connexion non symétrique des circuits du rotor. 22 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 I.13.3.Référentiel lié au champ tournant Ce référentiel est appelé aussi système d’axes (X ,Y),il tourne avec la vitesse du champ électromagnétique, c'est-à-dire (𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 = 𝜔𝑠 ). Dans notre travail ,on utilise le référentiel lié au champs tournant (𝜔𝑐𝑜𝑜𝑟 = 𝜔𝑠 ) pour la modélisation et commande de la MADA .Dans ce cas, le modèle de la MADA devient : 𝑑∅𝑑𝑠 − 𝜔𝑠 ∅𝑞𝑠 𝑑𝑡 𝑑∅𝑞𝑠 𝑣𝑞𝑠 = 𝑅𝑠 𝑖𝑞𝑠 + + 𝜔𝑠 ∅𝑑𝑠 𝑑𝑡 𝑑∅𝑑𝑟 𝑣𝑑𝑟 = 𝑅𝑟 𝑖𝑑𝑟 + − (𝜔𝑠 − 𝜔)∅𝑞𝑟 𝑑𝑡 𝑑∅𝑞𝑟 𝑣𝑞𝑟 = 𝑅𝑟 𝑖𝑞𝑟 + + (𝜔𝑠 − 𝜔)∅𝑑𝑟 𝑑𝑡 𝑣𝑑𝑠 = 𝑅𝑠 𝑖𝑑𝑠 + (I.29) I.14. Equation mécanique L’équation mécanique de la machine est décrite sous la forme : 𝐶𝑒 − 𝐶𝑟 = 𝐽 𝑑Ω + 𝑓Ω 𝑑𝑡 (I.30) Où 𝐶𝑒 : Le couple électromagnétique. 𝐶𝑟 :Le couple résistant. 𝐽 : Moment d’inertie des parties tournantes . Ω :Vitesse de rotation du rotor de la MADA. 𝑓 :Coefficient de frottement visqueux de la MADA. 𝑝 :Nombre de paires de pôles. I.15. Expression du couple électromagnétique de la MADA dans le repère de Park 𝐶𝑒 = 𝑝 ∅𝑑𝑠 𝑖𝑞𝑠 − ∅𝑞𝑠 𝑖𝑑𝑠 (I.31) 𝐶𝑒 = 𝑝. 𝑀(𝑖𝑞𝑠 . 𝑖𝑑𝑟 − 𝑖𝑑𝑠 . 𝑖𝑞𝑟 ) (I.32) 𝐶𝑒 = 𝑝. 𝑀 (∅𝑑𝑟 . 𝑖𝑞𝑠 − ∅𝑞𝑟 . 𝑖𝑑𝑠 ) 𝐿𝑟 (I.33) 𝐶𝑒 = 𝑝. 𝑀 (∅𝑞𝑠 . 𝑖𝑑𝑟 − ∅𝑑𝑠 . 𝑖𝑞𝑟 ) 𝐿𝑠 (I.34) 23 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 I.16. Modélisation d’une turbine éolienne I.16.1.Modélisation de la turbine La turbine qui sera modélisée comporte trois pales de longueur R, fixées sur un arbre d’entraînement tournant à une vitesse turbine , qui entraînera une génératrice (GADA) à travers un multiplicateur de vitesse de gain G. La figure (I.14) montre le schéma d’une turbine éolienne I.16.2. La puissance d'une éolienne La puissance cinétique du vent à travers un disque éolien de rayon R, est donnée par la relation suivante [3],[23] : 1 1 𝑃𝑣𝑒𝑛𝑡 = 2 𝜌. 𝑆. 𝑉 3 𝑣𝑒𝑛𝑡 = 2 𝜌. 𝜋.𝑅 2 . 𝑉 3 𝑣𝑒𝑛𝑡 (I.35) ρ : masse volumique de l’air (celle-ci est de 1,25 Kg/m en atmosphère normale) . S : c’est la surface circulaire balayée par la turbine, le rayon du cercle est déterminé par la longueur de la pale . R : correspond pratiquement à la longueur de la pale . 𝑉𝑣𝑒𝑛𝑡 : est la vitesse du vent (en m/s). Vent 𝑪𝒂é𝒓𝒐 R β Ω𝒕𝒖𝒓𝒃𝒊𝒏𝒆 𝑪𝒈 GADA Ω𝒎𝒆𝒄 Turbine Multiplicateur Générateur Figure. I.14: Schéma de la turbine éolienne. Nous remarquons que la puissance est directement proportionnelle à la surface balayée par le rotor, mais surtout au cube de la vitesse du vent. 𝑃𝑎é𝑟𝑜 = 𝐶𝑃 . 𝑃𝑣 = 𝐶𝑃 𝜆, 𝛽 𝜌. 𝑆. 𝑉 3 2 λ : est le ratio de vitesse défini comme étant le rapport entre la vitesse linéaire des pales Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 , R, et la vitesse du vent V. 24 (I.36) Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 𝜆= Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 . 𝑅 𝑣 (I.37) Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 : Vitesse de la turbine. Connaissant la vitesse de la turbine, le couple aérodynamique est déterminé directement par : 𝐶𝑎é𝑟𝑜 = 𝑃𝑎é𝑟𝑜 𝜌. 𝑆. 𝑉 3 1 = 𝐶𝑃 . Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 2 Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 (I.38) I.16.3.Le coefficient de puissance Le coefficient de puissance 𝐶𝑃 représente le rendement aérodynamique de la turbine éolienne et il dépend de la caractéristique de la turbine. La figure (I.15) représente la variation de ce coefficient en fonction du ratio de vitesse, et de l’angle de l’orientation de la pale β pour une éolienne de 1.5 MW prise comme exemple d’application dans cette étude . Figure. I.15 : Coefficient aérodynamique en fonction du ratio de vitesse de la turbine (λ) pour une éolienne de 1.5 MW. A partir des relevés réalisés sur cette éolienne de 1.5 MW, l’expression du coefficient de puissance est interpolée sous la forme suivante [4] : 𝐶𝑃 = 0.5 − 0.167 β − 2 . sin π λ + 0.1 18.5 − 0.3. β − 0.00184 λ − 3 . β − 2 (I.39) β : angle d’orientation des pales ; I.16.4. Modèle du Multiplicateur Le multiplicateur adapte la vitesse (lente) de la turbine à la vitesse de la génératrice elle est modélisée mathématiquement par les équations suivantes : 25 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation Chapitre1 𝐶𝑔 = 𝐶𝑎é𝑟𝑜 𝐺 (I.40) 𝐶𝑔 : couple issu du multiplicateur . 𝐶𝑎é𝑟𝑜 : couple aérodynamique . G : Gain du multiplicateur. Pour la vitesse, on aura : Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 = Ω𝑚𝑒𝑐 𝐺 (I.41) I.16.5. Equation dynamique de l’arbre La modélisation de la transmission mécanique se résume donc comme suit : 𝐽𝑡 𝑑Ω𝑚𝑒𝑐 = 𝑑𝑡 𝑑𝑒𝑠 𝑐𝑜𝑢𝑝𝑙𝑒 = 𝐶𝑚𝑒𝑐 (I.42) 𝐽𝑡 : c’est l’inertie totale qui apparaît sur le rotor de la génératrice 𝐶𝑚𝑒𝑐 : c’est le couple mécanique, ce dernier prend en compte le couple électromagnétique produit par la génératrice 𝐶𝑒𝑚 , le couple de frottement visqueux 𝐶𝑣𝑖𝑠 et le couple issu du multiplicateur 𝐶𝑔 . 𝐶𝑚𝑒𝑐 = 𝐶𝑔 − 𝐶𝑒𝑚 − 𝐶𝑣𝑖𝑠 (I.43) Le couple résistant qui résulte des frottements est modélisé par un coefficient de frottements visqueux 𝑓: 𝐶𝑣𝑖𝑠 = 𝑓Ω𝑚𝑒𝑐 (I.44) Basée sur les équations présentées précédemment, la figure (I.16) peut définir un modèle physique de la turbine ayant comme entrées l’angle de calage des pales, la vitesse du vent et le couple électromagnétique fourni par la génératrice. Turbine β 𝝂 𝝀 𝝆 𝟏 𝑪𝑷 𝑺. 𝑽𝟑 𝟐 Ω𝒕 𝑅. Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 𝑉 𝐶𝑎𝑒𝑟 Multiplicateur Ω𝒕𝒖𝒓𝒃𝒊𝒏𝒆 L’arbre Ω𝑡𝑢𝑟𝑏𝑖𝑛𝑒 1 𝐺 1 𝐽𝑠 + 𝑓 1 𝐺 𝐶𝑒𝑚 Figure. 1.16 : Schéma bloc du modèle de la turbine. 26 Ω𝑚𝑒𝑐 Chapitre1 Modélisation d’un aérogénérateur asynchrone à double alimentation I.17. Conclusion Dans ce chapitre, on a présenté quelques généralités sur l’énergie éolienne, son différents types des éoliennes ,son principe de fonctionnement. On a donné aussi le principe des deux techniques de réglage de puissance "Pitch Control" et "Stall Control". Les machines électriques utilisées dans la conversion aérodynamique sont aussi présentées avec quelques spécifications propres liées aux structures d’alimentation différentes, On a donné aussi quelques avantages et inconvénients de chaque structure. En faine de ce chapitre, on a présenté la modélisation du système éolien, basé sur la turbine et son convertisseur mécanique et la machine asynchrone double alimentée. Dans le deuxième chapitre, l’étude va traiter la commande vectorielle de la machine et les différents convertisseurs électroniques assurant la commande rotorique de la MADA pour exploiter au mieux l’énergie disponible dans le vent en cherchant le point de fonctionnement à puissance maximale, dit en anglais maximum power point tracking (MPPT). 27 CHAPITRE 2 COMMANDE VECTORIELLE D’UN GENERATEUR ASYNCHRONE A DOUBLE ALIMENTATION Chapitre 2 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation II.1. Introduction La machine à double alimentation porte un caractère qui permet à cette dernière d’occuper un large domaine d’application. Soit dans les entraînements à vitesses variables (fonctionnement moteur), soit dans les applications à vitesse variables et à fréquence constante (fonctionnement générateur). Dans ce chapitre, nous allons nous intéresser à la modélisation et la commande vectorielle en puissance active et réactive de la machine asynchrone à double alimentation à rotor bobine fonctionnement génératrice. II.2. Commande vectorielle de la machine II.2.1. Principe de la commande vectorielle de la MADA Dans la commande vectorielle, la MADA est contrôlée d’une façon analogue à la machine à courant continu à excitation séparée. Cette analogie est représentée par la figure (II.1).[3].Le principe de la commande vectorielle consiste à orienter l’axe d du repère de Park suivant l’un des flux de la machine asynchrone ∅𝑠 , ∅𝑟 ou ∅𝑚 au choix, afin d’obtenir un découplage flux-courant et couple-courant ce qui nous permet de faire un contrôle du couple indépendamment du flux figure(II.1)[21]. Cependant, le développement des nouvelles technologies de semi-conducteurs et de convertisseurs électroniques a facilité l’application de nouveaux algorithmes de commande sur le modèle de la machine à courant alternatif dans le repère de Park, avec l’orientation du flux statorique ou du flux rotorique sur l’un des deux axes d ou q ce qui permet de découpler des grandeurs internes dans la machine en régime transitoire et permanant et de lui donner une meilleure place dans le domaine de la conversion d’énergie électrique-mécanique en tant que moteur avec le contrôle indépendant du flux et du couple, ou mécanique-électrique en tant que générateur avec le contrôle indépendant des puissances active et réactive[5]. Prenons l’une des quatre expressions du couple électromagnétique trouvées dans le chapitre précédent, par exemple l’équation (I.31) suivante : 𝐶𝑒 = 𝑝(∅𝑑𝑠 . 𝑖𝑞𝑠 − ∅𝑞𝑠 . 𝑖𝑑𝑠 ) ( II.1) Si on suppose que le flux statorique est orienté suivant l’axe d du repère de Park, on aura : ∅𝑠 = ∅𝑑𝑠 ⇒ 28 ∅𝑞𝑠 = 0 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 2 𝐼𝑎 𝐼𝑓 𝑖𝐴 𝑖𝑑𝑠 𝑜𝑢 𝑖𝑑𝑟 𝑀𝐶𝐶 𝑖𝑞𝑠 𝑜𝑢 𝑖𝑞𝑟 Découplage d-q 𝑖𝐵 MADA 𝑖𝐶 𝐶𝑒 = 𝐾2 𝑖𝑑𝑟 𝑖𝑞𝑟 𝐶𝑒 = 𝐾1 𝑖𝑎 𝑖𝑓 Composante du flux Composante du couple Figure. II.1: Schéma de principe du découplage de la MADA par analogie avec la machine à courant continu. Donc l’expression du couple électromagnétique devient : 𝐶𝑒 = 𝑝∅𝑑𝑠 . 𝑖𝑞𝑠 (II.2) Cette expression du couple ressemble bien à l’expression du couple d’un moteur à courant continu à excitation séparée. Sous l’hypothèse d’un flux statorique orienté, le couple électromagnétique peut être contrôlé indépendamment du flux par action sur le courant 𝑖𝑞𝑠 , ce qui est l’objectif de la commande vectorielle [21]. II.2.2. Modèle de la MADA avec orientation du flux statorique Pour pouvoir contrôler facilement la production d’électricité, nous allons nous intéresser à un contrôle indépendant des puissances active et réactive en établissant les équations qui lient les valeurs des tensions et des courants rotoriques générées par un onduleur, aux puissances active et réactive statoriques [10].L’orientation de la tension et du flux statorique est illustré sur la figure ( II.2). On oriente le flux statorique selon l’axe d pour que la composante suivante l’axe q soit constamment nulle (∅𝑞𝑠 = 0 , ∅𝑑𝑠 = ∅𝑠 ) [10] ,[21],[4],[5]et le modèle de la machine sera plus simple comme il présenté dans les équations(II.3). 29 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 2 axe d 𝛽𝑆 𝛽𝑟 𝜃𝑠 𝜃𝑟 ∅𝑠 axe q 𝛼𝑟 Axe lie à la phase du rotor 𝑉𝑆 𝜃 𝛼𝑠 Axe fixe de la phase du stator Figure. II.2 : Orientation de la tension et de flux statorique. 𝑑∅𝑑𝑠 𝑑𝑡 = 𝑅𝑠 𝑖𝑞𝑠 + 𝜔𝑠 ∅𝑑𝑠 𝑑∅𝑑𝑟 = 𝑅𝑟 𝑖𝑑𝑟 + − 𝜔𝑠−𝜔 ∅𝑞𝑟 𝑑𝑡 𝑑∅𝑞𝑟 = 𝑅𝑟 𝑖𝑞𝑟 + + (𝜔𝑠 − 𝜔)∅𝑑𝑟 𝑑𝑡 𝑣𝑑𝑠 = 𝑅𝑠 𝑖𝑑𝑠 + 𝑣𝑞𝑠 𝑣𝑑𝑟 𝑣𝑞𝑟 (II.3) Si on néglige la résistance des enroulements statoriques, hypothèse souvent acceptée pour les machines de grande puissance utilisée pour la production d’énergie éolienne les équations des tensions de la machine en régime permanant se réduisent à la forme suivante[21],[36] : 𝑣𝑑𝑠 = 0 (II.4) 𝑣𝑞𝑠 = 𝜔𝑠 ∅𝑠 𝑑∅𝑑𝑟 − 𝜔𝑠−𝜔 ∅𝑞𝑟 𝑑𝑡 𝑑∅𝑞𝑟 + + 𝜔𝑠 − 𝜔 ∅𝑑𝑟 𝑑𝑡 𝑣𝑑𝑟 = 𝑅𝑟 𝑖𝑑𝑟 + 𝑣𝑞𝑟 = 𝑅𝑟 𝑖𝑞𝑟 De la même manière que pour les tensions, les équations des flux deviennent : ∅𝑑𝑠 = ∅𝑠 = 𝐿𝑆 . 𝑖𝑑𝑠 + 𝑀. 𝑖𝑑𝑟 0 = 𝐿𝑆 . 𝑖𝑞𝑠 + 𝑀𝑖𝑞𝑟 ∅𝑑𝑟 = 𝐿𝑟 . 𝑖𝑑𝑟 + 𝑀. 𝑖𝑑𝑠 ∅𝑞𝑟 = 𝐿𝑟 . 𝑖𝑞𝑟 + 𝑀. 𝑖𝑞𝑠 (II.5) L’expression du couple électromagnétique devienne alors : 𝐶𝑒 = 𝑝 𝑉𝑆 𝑖 𝜔𝑆 𝑞𝑠 30 (II.6) Chapitre 2 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation II.2.3. Expressions des puissances active et réactive statoriques Les puissances active et réactive statorique, dans le repère orthogonal, s’écrivent : 𝑃𝑆 = 𝑣𝑑𝑠 𝑖𝑑𝑠 + 𝑣𝑞𝑠 𝑖𝑞𝑠 𝑄𝑆 = 𝑣𝑞𝑠 𝑖𝑑𝑠 − 𝑣𝑑𝑠 𝑖𝑞𝑠 (II.7) Sous l’hypothèse d’un flux statorique orienté, ce système d’équations peut se simplifier sous la forme [2],[21],[36] : 𝑃𝑆 = 𝑣𝑆 𝑖𝑞𝑠 𝑄𝑆 = 𝑣𝑆 𝑖𝑑𝑠 (II.8) Les puissances active 𝑃𝑆 et réactive 𝑄𝑆 sont donc fonction des courants statoriques 𝑖𝑞𝑠 et 𝑖𝑑𝑠 respectivement, sur les quels nous avons au qu’une action directe. Nous devons donc chercher une relation entre les courants rotoriques et les courants statoriques. A partir des expressions des flux statoriques, nous pouvons écrire [2] : 𝑣𝑆 𝑀 − . 𝑖𝑑𝑟 𝜔𝑆 . 𝐿𝑆 𝐿𝑆 𝑀 = − . 𝑖𝑞𝑟 ∗∗∗∗∗ 𝐿𝑆 𝑖𝑑𝑠 = 𝑖𝑞𝑠 (II.9) En remplaçant les courants statoriques direct et quadrature par leurs expressions dans les équations des puissances active et réactive, on trouve. 𝑣𝑆 . 𝑀 . 𝑖𝑞𝑟 𝐿𝑆 𝑣𝑆2 𝑣𝑆 . 𝑀 𝑄𝑆 = − . 𝑖𝑑𝑟 𝜔𝑆 . 𝐿𝑆 𝐿𝑆 𝑃𝑆 = − (II.10) Il ressort de l’expression (II.10) que le contrôle des puissances active et réactive au stator est découplé. En effet, avec une inductance magnétisante constante et un réseau électrique puissant, la puissance active sera directement proportionnelle au courant rotorique d’axe q, et la puissance réactive proportionnelle au courant rotorique d’axe d à une constante près 𝑣𝑆2 𝜔 𝑆. 𝐿𝑆 imposée par le réseau [21]. II.2.4. Expressions des tensions rotoriques A partir du système d’équation (II.5) les expressions des flux rotoriques peuvent être écrites sous la forme suivante : 31 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 2 𝑀2 𝑀. 𝑣𝑆 . 𝑖𝑑𝑟 + 𝐿𝑆 𝜔𝑆 . 𝐿𝑆 2 𝑀 = 𝐿𝑟 − . 𝑖𝑞𝑟 𝐿𝑆 ∅𝑑𝑟 = 𝐿𝑟 − ∅𝑞𝑟 (II.11) En introduisant ces expressions dans les équations des tensions rotoriques du système (II.4), on trouve : 𝑀2 𝑑𝑖𝑑𝑟 𝑀2 . − 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − . 𝑖𝑞𝑟 ∗∗∗∗∗∗∗ 𝐿𝑆 𝑑𝑡 𝐿𝑆 𝑀2 𝑑𝑖𝑞𝑟 𝑀2 𝑀. 𝑉𝑆 + 𝐿𝑟 − . + 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − . 𝑖𝑑𝑟 + 𝑔 𝐿𝑆 𝑑𝑡 𝐿𝑆 𝐿𝑆 𝑣𝑑𝑟 = 𝑅𝑟 . 𝑖𝑑𝑟 + 𝐿𝑟 − 𝑣𝑞𝑟 = 𝑅𝑟 . 𝑖𝑞𝑟 (II.12) A partir des systèmes d’équations (II.10) et (II.12), nous pouvons élaborer le modèle pour le contrôle des puissances tel qu’il est présenté par le schéma bloc ci-dessous. L’expression 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑀2 représente le terme de couplage entre l’axe direct et 𝐿𝑆 l’axe quadrature. Pour des faibles glissements, ce terme de couplage peut être négligé pour avoir un découplage parfait entre les deux axes .Cependant, pour certaines applications de la MADA, la variation de la vitesse de rotation peut être importante et le glissement ne peut être négligé ; Dans ce cas, il est nécessaire d’envisager des termes de compensation pour avoir le contrôle de chaque axe indépendamment de l’autre. 𝑔 𝑀𝑣𝑆 𝐿𝑆 1 𝑉𝑞𝑟 − 2 𝑅𝑟 + 𝑠(𝐿𝑟 − 𝑀 𝐿 ) 𝑆 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑀2 𝐿𝑆 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑀2 𝐿𝑆 𝑃𝑆 𝑀𝑣𝑆 𝐿𝑆 𝑉𝑆 2 𝐿𝑆 𝜔𝑆 𝑉𝑑𝑟 1 2 𝑅𝑟 + 𝑠(𝐿𝑟 − 𝑀 𝐿 ) 𝑆 − 𝑀𝑉𝑆 𝐿𝑆 Figure. II.3 :Modèle de la MADA pour le contrôle des puissances. 32 𝑄𝑆 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 2 II.3. Contrôle indépendant des puissance active et réactive Après avoir élaboré le modèle pour le contrôle indépendant des puissances de la MADA il suffit maintenant d’inverser ses bloc pour déduire les tensions de référence de l’onduleur à partir des puissances active et réactive de références. II.3.1. Commande directe la première méthode consiste à négliger les termes de couplage et à mettre en place un régulateur indépendant sur chaque axe pour assurer une commande découplée des puissance de la génératrice. Cette méthode sera appelée méthode directe car les régulateurs de puissance contrôlent directement les tensions rotoriques de la machine[10] . Si l'on observe les équations (II. 10), on s'aperçoit que les courants rotoriques sont liés aux puissances actives et réactives par le terme 𝑀.𝑣𝑆 𝐿𝑆 . De plus, les termes faisant intervenir les dérivées des courants rotoriques diphasés dans le système (II.12) disparaissent en régime permanent. Nous pouvons donc écrire : 𝑀2 . 𝑖𝑞𝑟 𝐿𝑆 𝑀2 𝑀. 𝑣𝑆 𝐿𝑟 − . 𝑖𝑑𝑟 + 𝑔 𝐿𝑆 𝐿𝑆 𝑣𝑑𝑟 = 𝑅𝑟 . 𝑖𝑑𝑟 − 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑣𝑞𝑟 = 𝑅𝑟 . 𝑖𝑞𝑟 + 𝑔𝜔𝑠 𝑣𝑑𝑟 et 𝑣𝑞𝑟 sont les composantes diphasées des tensions rotoriques à imposer à la machine pour obtenir les courants rotoriques voulus [21]. 𝑔 𝑃𝑆 𝑃𝐼 𝑉𝑞𝑟 _𝑟𝑒𝑓 𝑃𝑆 𝑅𝑟 . 𝑣𝑆 𝑀. 𝜔𝑆 𝑄𝑆 𝑄𝑟𝑒𝑓 𝑉𝑑𝑟 _𝑟𝑒𝑓 𝑃𝐼 MADA 𝑃𝑟𝑒𝑓 𝑀𝑣𝑆 𝐿𝑆 Figure. II.4 : Schéma bloc de la commande directe. 33 𝑄𝑆 Chapitre 2 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation L’effet du terme de couplage 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑀2 𝐿𝑆 est minime pour des faibles glissements et peut être compensé par une synthèse adéquate des régulateurs dans la boucle de commande. En revanche, le terme 𝑔 𝑀.𝑣𝑆 𝐿𝑆 représente une force électromotrice dont l’influence n'est pas négligeable, le système de contrôle devra donc compenser cette perturbation. Ainsi, on obtient un modèle plus simple permettant le contrôle direct et indépendant des puissances active et réactive en utilisant un seul régulateur sur chaque axe [21]. II.3.2. Commande indirecte La deuxième méthode consiste à tenir compte des termes de couplage et à les compenser en effectuant un système comportant deux boucles permettant de contrôler les puissances et les courants rotoriques. Cette méthode appelée méthode indirecte[10]. II.3.2.1. Commande en boucle ouvert [21] La commande en boucle ouvert est essentiellement basée sur l’hypothèse d’un réseau stable en tension et en fréquence, elle consiste à asservir non plus les puissances mais plutôt indirectement les courants rotoriques en n'utilisant non plus les puissances mesurées comme retour sur le comparateur mais les courants rotoriques d'axe d et q. A partir des expressions de la puissance active et réactive statoriques du système(II.10), on déduit les références des courants rotoriques direct et quadrature suivant les relations : 𝐿𝑆 .𝑃 ∗∗∗∗∗∗∗ 𝑀. 𝑣𝑆 𝑆_𝑟𝑒𝑓 𝐿𝑆 𝑣𝑆 =− . 𝑄𝑆_𝑟𝑒𝑓 + 𝑀. 𝑣𝑆 𝜔𝑆 . 𝑀 𝑖𝑞𝑟 _𝑟𝑒𝑓 = − 𝑖𝑑𝑟 _𝑟𝑒𝑓 (II.13) Ces courants seront utilisés comme références à la place des références sur les puissances active et réactive, on aboutit alors au schéma bloc ci-dessous. Cette configuration reste fiable tant que le réseau électrique reste stable en tension et en fréquence. Une instabilité du réseau va donc provoquer une erreur sur le suivi des consignes des puissances active et réactive. 34 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation 𝑔 −𝐿𝑠 𝑃𝑟𝑒𝑓 𝑣𝑆 2 𝐿𝑆 𝜔𝑆 𝑣𝑞𝑟 _𝑟𝑒𝑓 𝐼𝑞𝑟 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑀2 𝐿𝑆 𝐼𝑑𝑟 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑀2 𝐿𝑆 −𝐿𝑠 𝑄𝑟𝑒𝑓 𝑃𝑆 𝑃𝐼 𝑀𝑣𝑠 𝑀𝑣𝑆 𝐿𝑆 𝑣𝑑𝑟 _𝑟𝑒𝑓 MADA Chapitre 2 𝑄𝑆 𝑃𝐼 𝑀𝑣𝑠 Figure. II.5 : Schéma bloc de la commande indirecte en boucle ouvert. II.3.2.2. Commande en boucle fermé Dans cette méthode, le découplage se fait au niveau des sorties des régulateurs en courant rotorique avec un retour du système. Qui permet le réglage des puissances, on distingue donc, une commande par boucle en cascade de la puissance et du courant rotorique pour chaque axe, puisqu'elle permet de contrôler séparément les courants 𝑖𝑑𝑟 et 𝑖𝑞𝑟 et les puissances 𝑄𝑆 et 𝑃𝑆 en boucle fermé. Le schéma simplifié de l'ensemble commande-bloc découplage-machine est illustré sur la figure (II.6)[14]. 𝑔 −𝐿𝑠 𝑃𝐼 𝑃𝑆 𝑃𝐼 𝑀𝑣𝑠 𝒗𝒒𝒓_𝒓𝒆𝒇 𝐼𝑞𝑟 𝑃𝑆 𝑣𝑆 2 𝐿𝑆 𝜔𝑆 𝐼𝑑𝑟 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑀2 𝐿𝑆 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑀2 𝐿𝑆 MADA 𝑃𝑟𝑒𝑓 𝑀𝑣𝑆 𝐿𝑆 𝒗𝒅𝒓_𝒓𝒆𝒇 𝑄𝑟𝑒𝑓 𝑃𝐼 −𝐿𝑠 𝑀𝑣𝑠 𝑃𝐼 𝑄𝑆 Figure. II.6 : Schéma bloc de la commande indirecte en boucle fermé. 35 𝑄𝑆 Chapitre 2 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation II.3.3. Type du régulateur PI Les régulateur PI utilisé pour le réglage des puissances active et réactive et des courants 𝑖𝑑𝑟 𝑖𝑞𝑟 . Offre plusieurs avantages notamment la rapidité et la simplicité à mettre en ouvre ,ainsi qu’il offre des performance acceptables à la régulation du système considéré[17]. Le calcul des gains du régulateur est présenté à l’annexe (B) dont les grandeurs commandées sont les puissances actives et réactives et les courants rotoriques. II.4. Model de l’onduleur de tension a deux niveaux Le rotor de la MADA est alimenté par un onduleur de tension à deux niveaux équipé avec des dispositifs semi-conducteurs commandés à l’ouverture et à la fermeture. Pour facilité la modélisation du convertisseur de puissance, on suppose que les interrupteurs semi- conducteurs sont parfait figure ( II.7). On peut exprimer les tensions en ligne en fonction de la tension dans l’étape continue et de l’état des commutateurs. On définit pour ça les variables 𝑆𝑎 , 𝑆𝑏 , 𝑆𝑐 en fonction de l’état des commutations dans les trois branches du convertisseur. 𝑆1 𝑆2 𝑆3 𝑉𝑑𝑐 𝑆4 𝑈𝑎 𝑆5 𝑈𝑏 𝑆6 𝑈𝐶 Figure. II.7 : Onduleur de tension à deux niveaux. Branche1 𝑆𝑎 = 0 𝑠𝑖 𝑆1 𝑒𝑠𝑡 𝑒𝑛 𝑝𝑜𝑠𝑖𝑡𝑖𝑜𝑛 𝑜𝑓𝑓 𝑒𝑡 𝑆4 𝑒𝑠𝑡 à 𝑜𝑛 𝑆𝑎 = 1𝑠𝑖 𝑆1 𝑒𝑠𝑡 𝑒𝑛 𝑝𝑜𝑠𝑖𝑡𝑖𝑜𝑛 𝑜𝑛 𝑒𝑡 𝑆4 𝑒𝑠𝑡 à 𝑜𝑓𝑓 Branche2 𝑆𝑏 = 0 𝑠𝑖 𝑆2 𝑒𝑠𝑡 𝑒𝑛 𝑝𝑜𝑠𝑖𝑡𝑖𝑜𝑛 𝑜𝑓𝑓 𝑒𝑡 𝑆5 𝑒𝑠𝑡 à 𝑜𝑛 𝑆𝑏 = 1𝑠𝑖 𝑆2 𝑒𝑠𝑡 𝑒𝑛 𝑝𝑜𝑠𝑖𝑡𝑖𝑜𝑛 𝑜𝑛 𝑒𝑡 𝑆5 𝑒𝑠𝑡 à 𝑜𝑓𝑓 Branche3 𝑆𝑐 = 0 𝑠𝑖 𝑆3 𝑒𝑠𝑡 𝑒𝑛 𝑝𝑜𝑠𝑖𝑡𝑖𝑜𝑛 𝑜𝑓𝑓 𝑒𝑡 𝑆6 𝑒𝑠𝑡 à 𝑜𝑛 36 Chapitre 2 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation 𝑆𝑐 = 1𝑠𝑖 𝑆2 𝑒𝑠𝑡 𝑒𝑛 𝑝𝑜𝑠𝑖𝑡𝑖𝑜𝑛 𝑜𝑛 𝑒𝑡 𝑆6 𝑒𝑠𝑡 à 𝑜𝑓𝑓 Les tentions composées à la sortie du convertisseur s’expriment alors : 𝑈𝑎𝑏 = 𝑉𝑑𝑐 (𝑆𝑎 − 𝑆𝑏 ) 𝑈𝑏𝑐 = 𝑉𝑑𝑐 (𝑆𝑏 − 𝑆𝑐 ) 𝑈𝑐𝑎 = 𝑉𝑑𝑐 (𝑆𝑐 − 𝑆𝑎 ) (II.14) Si on prend en compte l’équilibre des tensions : 𝑈𝑎 + 𝑈𝑏 + 𝑈𝐶 = 0 (II.15) On en déduit les expressions des tensions simples par rapport aux tensions composées comme suit : 1 𝑈𝑎 = (𝑈𝑎𝑏 − 𝑈𝑐𝑎 ) 3 1 𝑈𝑏 = (𝑈𝑏𝑐 − 𝑈𝑎𝑏 ) 3 1 𝑈𝑎 = (𝑈𝑐𝑎 − 𝑈𝑏𝑐 ) 3 (II.16) D’où on obtient : 𝑉𝑑𝐶 (2𝑆𝑎 − 𝑆𝑏 − 𝑆𝐶 ) 3 𝑉𝑑𝐶 𝑈𝑏 = (𝑆𝑎 − 2𝑆𝑏 − 𝑆𝐶 ) 3 𝑉𝑑𝐶 𝑈𝑐 = (𝑆𝑎 − 𝑆𝑏 − 2𝑆𝐶 ) 3 𝑈𝑎 = (II.17) Ou encore sous forme matricielle : 𝑈𝑎 𝑉𝑑𝐶 2 −1 −1 𝑆𝑎 𝑈𝑏 = −1 2 −1 𝑆𝑏 3 𝑈𝑐 −1 −1 2 𝑆𝑐 La tension de sortie de l’onduleur est contrôlée par la technique de modulation de largeur d’impulsion (MLI) triangulo sinusoïdale qui permet le réglage simultané de la fréquence et de la valeur efficace de tension de sortie. II.4.1. Principe de la MLI [3] La technique de modulation de largeur d’impulsion triangulo sinusoïdale consiste à comparer en chaque instant un signal triangulaire W(t) de fréquence 𝑓𝑏 , que nous appellerons porteuse, à trois signaux de commande, notés 𝑈𝑎 , 𝑈𝑏 et 𝑈𝑏 . Ces signaux 𝑈𝑖 sont les images des tensions que l’on souhaite appliquer sur chaque phase. Les commutations des interrupteurs ont lieu quand on a une égalité du type[3] : 𝑈𝑖 𝑡 = 𝑊(𝑡) 37 (II.18) Chapitre 2 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation Cette stratégie est caractérisée par deux paramètres : L’indice de modulation « m » qui est défini comme étant le rapport de la fréquence de la porteuse 𝑓𝑃 sur la fréquence de la tension de référence f : 𝑚= 𝑓𝑃 𝑓 (II.19) Taux de modulation « r » qui est le rapport de l’amplitude de la tension de référence (𝑉_𝑟𝑒𝑓 ) et celle de la porteuse (𝑈𝑃 ) : 𝑟= 𝑉_𝑟𝑒𝑓 𝑈𝑃 (II.20) Le choix d’un indice de modulation « m » multiple de trois nous permet d’éliminer les harmoniques d’ordre trois qui représente un handicape de cette technique. Cependant, le taux de modulation « r » varie suivant la référence imposée. Figure.II.8 : Principe de la MLI triangule sinusoïdale. II.5.Simulations A l’aide du logiciel MATLAB, les résultats de simulation obtenus va permettre de montré les performances de la commande vectorielle en puissance active et réactive statorique appliqué a une machine asynchrone à double alimentation figure(II.9), le rotor de la machine est entraîné à une vitesse fixe proche de la vitesse de synchronisme égale à 1450 tr/min, pilotée par un onduleur a deux niveaux. La tension de bus continu d’onduleur égale à 600V ,la fréquence de la porteuse égale à 1KH ,et sa amplitude égale à 300V , et les paramètre de la machine est donné dans l’annexe(A) . A t=4s : échelon négatif pour la puissance active (PSref passe de -2 à -6KW). la puissance réactive (QSref =0 VAR) 38 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation 𝑄𝑆 𝑣𝑑𝑞 Estimation des puissances abc 𝑖𝑑𝑞 abc 𝑔 𝑃𝐼 𝐼𝑞𝑟 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑣𝑆 2 𝐿𝑆 𝜔𝑆 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝐼𝑑𝑟 𝑄𝑟𝑒𝑓 𝑃𝐼 −𝐿𝑠 𝑀𝑣𝑠 𝑀2 𝐿𝑆 𝑀2 𝐿𝑆 MLI triangulo sinusoidale 𝑀𝑣𝑠 GADA dq −𝐿𝑠 𝑀𝑣𝑆 𝐿𝑆 abc 𝑃𝐼 𝑖𝑎𝑏𝑐 dq 𝑃𝑆 𝑃𝑟𝑒𝑓 𝑣𝑎𝑏𝑐 dq réseau Chapitre 2 𝑃𝐼 Ond 𝑉𝑑𝑐 Figure. II.9 : Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation . II.5.1. Résultats obtenus Les résultats de simulation présentent les différentes courbes obtenus par la commande des puissances actives et réactives générées au niveau du stator de la MADA, cette commande permet de découpler les expressions de la puissance actives est réactives du générateur ou encoure celle du flux et du couple. La composante quadrature du courant rotorique 𝑖𝑞𝑟 contrôle le couple électromagnétique, et la composante directe 𝑖𝑑𝑟 contrôle la puissance réactive échangée entre le stator et le réseau. Nous pouvons constater que le flux statorique suit sa référence suivant l’axe (d) avec une composante quadrature presque nulle, ce qui signifie que le découplage de la machine est réalisé avec succès. 39 𝝎 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 2 La puissance active du côté statorique est négative ce qui signifie que le réseau dans ce cas est un récepteur de l’énergie fournie par la MADA. La puissance réactive est nulle, c’est une condition de fonctionnement de la MADA Puissance réactive statorique (VAR) et sa référence Puissance active statatorique(W) et sa référence pour avoir un facteur de puissance unitaire. 1000 𝑃𝑆𝑚𝑒𝑠 0 𝑃𝑆𝑟𝑒𝑓 -1000 -2000 -3000 -4000 𝑄𝑆𝑚𝑒𝑠 3000 𝑄𝑆𝑟𝑒𝑓 2000 1000 0 -1000 -5000 -2000 -6000 -7000 4000 -3000 0 1 2 3 4 Temps(s) 5 6 -4000 7 0 1 2 3 4 5 6 7 4 5 6 7 Temps(s) Figure. II.10 La puissance active et réactive statatorique 40 Couple électromagnétique(N.m) Courant rotorique triphasé(A) 20 15 10 5 0 -5 -10 -15 -20 0 1 2 3 4 5 6 7 Temps(s) 20 0 -20 -40 -60 -80 0 1 2 3 Temps(s) Figure. II.11 Les courants rotoriques triphasées et couple électromagnétique 40 Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation 15 15 10 10 Zoom de courant triphasé statorique (A) Courant triphasé statorique (A) Chapitre 2 5 5 0 0 -5 -5 -10 -15 -10 0 1 2 3 4 5 6 -15 4.5 7 Temps(s) 4.52 4.54 4.56 4.58 4.6 Figure. II.12 Les courants statoriques triphasés avec un zoom Courant statorique à l’axe q (A) Courant statorique à l’axe d (A) 10 5 0 -5 -10 20 15 10 5 0 -5 0 1 2 3 4 5 6 7 0 1 2 3 4 5 6 7 5 6 7 Temps(s) Temps(s) Figure. II.13 Le courant statorique selon l’axe d et q Courant rotorique à l’axe q (A) Courant rotorique à l’axe d (A) 0 -5 -10 -15 -20 0 1 2 3 4 5 6 7 0 -5 -10 -15 -20 0 1 2 3 4 Temps(s) Temps(s) Figure. II.14 Les deux composantes du courant rotorique 41 1.5 Flux statorique(Wb) 1.5 1 ∅𝒅𝒔 0.5 ∅𝒒𝒔 0 1 ∅𝒅𝒔 0.5 ∅𝒒𝒔 0 -0.5 -0.5 -1 -1 -1.5 -1.5 -2 -2.5 Flux statorique (cas de la diminution de l’inductance Ls de 50%) Commande vectorielle d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 2 0 1 2 3 4 5 Temps(s) 6 7 -2 -2.5 0 1 2 3 4 Temps(s) 5 6 Figure II.15 Le flux statorique selon l’axe d et q Aprés la variation de l’inductance statorique nous avons trouvé le découplage de la machine est réalisé avec sucée. La commande utilisé dans ce cas est sensible face à la variation des paramètres de la machine parce que les régulateur PI n’arriveront plus à maintenir le système stable à cause de les coefficient sont directement calculé en fonction de ces paramètre. Ainsi ajout d’un zéro dans le numérateur de la fonction de transfert en boucle fermé ce qui entraine des dépassement important lors de transitoire. Donc il faudrait faire appel à d’autre régulateur plus robuste comme les régulateurs par mode glissant et les régulateurs flou. II.6. Conclusion Ce chapitre nous a permis d’étudier et d’appliquer la commande vectorielle en puissance active et réactive statorique de la génératrice asynchrone à double alimentation. Le choix sur l’orientation du flux a été pris en orientant le flux statorique selon l’axe d. La méthode du flux orienté est appliquée depuis quelques années à la MADA reste la méthode la plus répondue. En effet, celle-ci nous permet non seulement de simplifier le modèle de la machine mais aussi de découpler la régulation du couple et celle du flux. A partir de la simulation numérique, on a constaté qu’effectivement la technique d’orientation du flux statorique permet de découpler le flux et les puissances de sorte que la composante directe du courant rotorique contrôle la puissance réactive, et la composante en quadrature contrôle la puissance active. 42 7 CHAPITRE 3 COMMANDE PAR MODE GLISSANT D’UN GENERATEUR ASYNCHRONE A DOUBLE ALIMENTATION Chapitre 3 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation III.1.Introduction : Un système à structure variable est un système dont la structure change pendant son fonctionnement . Le terme «Système à structure variable» apparaît à cause de la commutation (variation discontinue) du système et de son contrôleur (ou observateur) entre deux ou plusieurs structures. L’étude de tels systèmes présente un grand intérêt, notamment en physique, en mécanique et en électricité. Cela est principalement dû aux propriétés de stabilité que peut avoir le système global indépendamment de celles de chacun des sous systèmes pris seuls. La commande par mode glissant est l’une des techniques de commande non linéaire qui est caractérisée par sa robustesse et son efficacité. Elle consiste à commuter à l’aide des fonctions discontinues la structure du système dynamique de manière que le vecteur d’état suive une trajectoire S(x)=0 dans l’espace [1]. Il s'agiter d'une Commande à Structure Variable (CSV) qui dans la bibliographie du génie électrique porte le nom de commande par mode de glissement. Les commandes CSV sont réputé pour être des commandes robustes vis à vis des variations paramétriques et peu gourmandes en temps de calcul[30]. La commande par mode glissant a connu un grand succès ces dernières années. Cela est dû à la simplicité de mise en œuvre et la robustesse par rapport aux incertitudes du système et des perturbations externes entachant le processus[31]. III.2.Généralités sur la théorie du contrôle par mode de glissement[26],[30] Dans les système à structure variable utilisant la commande par mode de glissement on peut trouve trois configuration de base pour la synthèse des différentes commandes .la première correspond à la structure la plus simple où la commutation a lieu au niveau de l’organe de commande lui-même. On l’appellera, structure par commutation au niveau de l’organe de commande .La deuxième structure fait la commutation au niveau d'une contre réaction d'état . Et enfin, la dernière structure est une structure par commutation au niveau de l'organe de commande, avec ajout de la commande équivalente. III.2.1.Structure par commutation au niveau de l’organe de commande Le schéma d’une structure par commutation au niveau de l’organe de commande est donné sur la figure(III.1) .Cette structure de commande est la plus classique et la plus usitée Elle correspond au fonctionnement tout ou rien des interrupteur de puissance associés dans une grande majorité d’application aux variation de vitesse .Elle a été utilisé pour la commande de moteur pas à pas . 43 Chapitre 3 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Perturbation 𝑈𝑚𝑎𝑥 𝑈𝑖 Sortie ∑ 𝑈𝑚𝑖𝑛 X Loi de commutation 𝑆𝑖 (𝑋) Figure.III.1 : Structure de régulation par commutation au niveau de l’organe de commande. III.2.2.Structure par commutation au niveau d'une contre réaction d'état Nous pourrons consulter le schéma d'une telle structure sur la figure(III.2), D'après les études menées précédemment c'est la structure la moins exigeante au niveau de la sollicitation de la commande. Elle à été mise en œuvre dans la commande de moteurs a courant continu et à aimants permanents, ainsi que dans la commande de machines à induction. Un ouvrage a été consacré a ce type de commande. Elle s'appuie sur la commande par contre réaction d'état classique où le réglage de la dynamique du système est réalisé par les gains de réglage. La non linéarité provient de la commutation entre les gains donc on crée une commutation au niveau de la dynamique du système . Perturbation 𝑈𝑖 ∑ Sorti e 𝐾1 X 𝐾2 Loi de commutation 𝑆𝑖 (𝑋) Figure.III.2 : Structure de régulation par commutation au niveau d'une contre réaction d'état. 44 Chapitre 3 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation III.2.3. Structure par commutation au niveau de l'organe de commande, avec ajout de la commande équivalente : commande, avec ajout de la commande équivalente Une telle structure , présente un réel avantage. Elle permet de repositionner l'état futur du système grâce a la commande équivalente qui n'est rien d'autre que la valeur désirée du système en régime permanent. L'organe de commande est beaucoup moins sollicite, mais on est plus dépendant des variations paramétriques du fait de l'expression de cette commande équivalente : 𝑈𝑒𝑞 ∆𝑈 Perturbation ∑ 1 Sortie -1 X Loi de commutation 𝑆𝑖 (𝑋) Figure.III.3 : Structure de régulation par commutation au niveau de l'organe de commande avec ajout de la commande équivalente . III.3.Principe du contrôleur à mode glissant La commande par mode glissant est une classe de la commande à structure variable elle est efficace et robustes pour les systèmes linéaires et non linéaires. La tache principale de la commande par mode glissant, est de fournir une surface de commutation, selon des lois d'existence, de convergence et de stabilité. La surface de commutation peut être atteinte par la trajectoire d'état grâce aux changements appropriés de la structure du système commandé . Le but de la commande par mode glissant et que la trajectoire d'état soit attirée vers une surface de glissement défini S (Sliding Surface) et glisse autour d'elle. Une fois la surface de glissement est atteinte, la dynamique du système reste insensible aux variations des paramètres du processus, et aux perturbations externes [28]. 45 Chapitre 3 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation III.4. Conception de la commande par mode glissant La conception de la commande par mode de glissement prend en compte les problèmes de stabilité et de bonnes performances de façon systématique dans son approche En général, pour réaliser ce type de commande trois étapes doivent être effectuées [1],[28],[30] : Choix de la surface de glissement . Détermination des conditions d’existence du régime glissant ou conditions d’accès . Synthèse des lois de commande du mode glissant. III.4.1. Choix de la surface de glissement Le choix de la surface de glissement concerne non seulement le nombre nécessaire de ces surfaces, mais également leurs formes en fonction de l’application et de l’objectif visé. Le procédé le plus judicieux et le plus simple consiste à choisir une surface de commutation égale au vecteur erreur du vecteur d'état [1].Considérons le système non linéaire défini par les équations suivantes : 𝑋= 𝑑𝑋 = 𝐴. 𝑋 + 𝐵. 𝑈 𝑑𝑡 (III.1) Où : 𝑋(𝑡)est le vecteur d’état, 𝑈(𝑡)est le vecteur de commande . Généralement, le nombre des surfaces de glissement est choisi égal à la dimension du vecteur de commande. La surface de glissement est une fonction scalaire telle que la variable à régler glisse sur cette surface et tend vers l’origine du plan de phase. Plusieurs formes de la surface de glissement ont été proposées dans la littérature, chacune présente des meilleures performances pour une application donnée . La surface la plus utilisée pour obtenir le régime de glissement qui garantit la convergence de l’état vers sa référence est définie par : 𝑠 𝑥 = 𝑑 +𝜆 𝑑𝑡 𝑟−1 (𝑥𝑟𝑒𝑓 − 𝑥) (III.2) Où : r : est le degré relatif au nombre qu’il faut dériver la sortie pour faire apparaître la commande 𝜆 : est une constante positive. III.4.2. Condition d’accès au mode glissant [1],[28],[30] Cette condition est en fait la condition sous laquelle le mode de glissement existe et sous laquelle la trajectoire d’état va effectivement atteindre la surface de glissement en un 46 Chapitre 3 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation temps fini. Afin de déterminer ces conditions d’existence et de convergence du régime glissant, deux approches ont été proposées: III.4.2.1.la fonction discrète de commutation L’approche directe qui est la plus ancienne, a été proposée et étudiée par Emilyanov et Utkin. Elle est globale mais ne garantit pas, en revanche un temps d’accès fini. Elle est exprimée par : 𝑆 𝑥 .𝑆 𝑥 < 0 (III.3) III.4.2.2. La fonction de Lyapunov L’approche de Lyapunov qui est une condition globale d’accès au mode glissant. Il s’agit de choisir une fonction scalaire positive appelée fonction de Lyapunov qui peut être donnée par : 1 𝑉 𝑥 = 𝑆 2 (𝑥) 2 (III.4) L’idée est de choisir cette fonction pour garantir l’attraction de la variable à contrôler vers sa valeur de référence, et de concevoir une commande 𝑈 telle que le carré de la surface correspond à une fonction de Lyapunov . La dérivée de la fonction 𝑉 𝑥 donne : 𝑉 𝑥 = 𝑆 𝑥 . 𝑆(𝑥) (III.5) Pour que la fonction candidate de Lyapunov puisse décroitre et converger vers zéro (pour garantir l’existence du mode de glissant), il suffit d’assurer que : 𝑆 𝑥 .𝑆 𝑥 < 0 III.4.3. Synthèse des lois de commande du mode glissant [1],[28],[30] Afin d’assurer l’attractivité et l’invariance de la surface de glissement, on doit définir une loi de commande sous la forme suivante : 𝑈 = 𝑈𝑒𝑞 + 𝑈𝑛 Telle que 𝑈𝑒𝑞 (III.6) est la commande équivalente définie par Utkin. Elle sert à maintenir la variable à contrôler sur la surface de glissement (propriété d’invariance). La commande équivalente est exprimée, en considérant que la dérivée de la surface est nulle c’est à dire 47 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 3 𝑆(𝑥) = 0 . En effet, on peut interpréter la grandeur de commande équivalente comme étant la valeur moyenne de la commande lors de la commutation rapide entre ces deux valeurs 𝑈𝑚𝑎𝑥 et 𝑈𝑚𝑖𝑛 . Tandis que 𝑈𝑛 est la commande discrète qui est déterminée afin de vérifier la condition de convergence en dépit de l’imprécision sur les paramètres du modèle du système quand le système défini par l’équation (III.1) fonctionne en régime glissant, sa dynamique vérifie la condition 𝑆(𝑥) = 0 . La dérivée de la surface de glissement est donnée par : 𝑆 𝑥 = ds 𝑑𝑥 𝑑𝑠 = (𝐴𝑥 𝑡 + 𝐵𝑈 𝑡 ) dx 𝑑𝑡 𝑑𝑥 (III.7) En remplaçant l’expression de 𝑈 dans l’équation (III.7), on obtient : 𝑆 𝑥 = Lorsque le mode 𝑑𝑆 𝑑𝑆 𝐴𝑥 𝑡 + 𝐵𝑈𝑒𝑞 + 𝐵𝑈𝑛 𝑑𝑥 𝑑𝑥 glissant est atteint et ( III.8) en régime permanent, la surface de glissement est nulle, et par conséquent, sa dérivée et la partie discontinue sont aussi nulles. D’où, on déduit l’expression de la commande équivalente 𝑑𝑠 −1 𝑑𝑠 𝐵] [ 𝐴𝑥(𝑡)] 𝑑𝑥 𝑑𝑡 𝑈𝑒𝑞 = −[ (III.9) Pour assurer l’attractivité de la surface de glissement, il suffit d’ajouter le terme 𝑈𝑛 à la loi de commande, de telle sorte que : 𝑆 𝑥 𝑆 𝑥 <0 C’est-à-dire : 𝑆 𝑥 𝑑𝑠 𝐵𝑈𝑛 < 0 𝑑𝑡 ( III.10) Pour que cette condition soit vérifiée, il suffit que le signe de 𝑈𝑛 soit opposé à celui de 𝑆 𝑥 𝑑𝑆 𝑑𝑥 𝐵.Généralement la commande discrète en mode glissant peut prendre la forme de type relais donnée par l’expression suivante : 𝑈𝑛 = 𝐾𝑠𝑖𝑔𝑛(𝑆(𝑥)) (III.11) La figue suivante représente la fonction de la commande discrète de type relais[39] : 48 Chapitre 3 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation 𝐾𝑠𝑖𝑔𝑛(𝑆(𝑥)) 𝐾 𝑆(𝑥) −𝐾 Figure.III.4 : Fonction sign (Commande de type relais). Le principal inconvénient de la commande de type relais réside dans le phénomène bien connu de "chattering". En régime permanent, ce dernier apparaît comme une oscillation de haute fréquence autour du point d’équilibre, à cause de la nature très discontinue de la fonction signe. Ce phénomène de chattering ou broutement est un sérieux obstacle pour les applications de commande par mode de glissement, car les oscillations dues à ce phénomène peuvent nuire le fonctionnement du circuit de puissance . Ce phénomène est presque toujours problématique et des efforts de recherche significatifs ont été dirigés de sorte à éliminer ou du moins réduire ses effets. L’une des solutions envisagées consiste à introduire une bande d’arrêt autour de la surface de commutation. Pour ce faire, il suffit de substituer une fonction de saturation voir figure( III.5) à la fonction signe dont les discontinuités au voisinage de zéro sont moins brutales.[28]. Cette fonction de saturation peut être exprimée par[39] : 𝑠𝑎𝑡 𝑆 𝑥 𝐾 −𝐾 = 𝐾. 𝑆 𝑥 𝜀 𝑆𝑖 𝑆𝑖 𝑆𝑖 49 𝑆 𝑥 >𝜀 𝑆 𝑥 < −𝜀 𝑆 𝑥 ≤𝜀 (III.12) Chapitre 3 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation 𝑠𝑎𝑡(𝑆 𝑥 ) 𝐾 𝑆(𝑥) −𝜀 𝜀 −𝐾 Figure. III.5 :Fonction de saturation (Commande adoucie). III.5.Application de la commande par mode de glissement au MADA La commande par mode glissant consiste à ramener la trajectoire d’état vers la surface de glissement et de le faire évoluer dessus avec une certaine dynamique jusqu’au point d’équilibre . La conception de la commande par mode glissant revient principalement à déterminer trois étapes (voir § (III.4)) [31]. Maintenant, à partir du système d'équation (I.29 )dans le première chapitre . Alors le modèle de le GADA est décrit dans les équations suivantes : 𝑑∅𝑑𝑠 𝑀 = 𝑣𝑑𝑠 −𝑅𝑠 . 𝑎. ∅𝑑𝑠 + 𝑅𝑠 . 𝑐 ∅ + 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑑𝑟 + 𝜔𝑠 ∅𝑞𝑠 𝑑𝑡 𝐿𝑠 𝑑𝑠 𝑑∅𝑞𝑠 = 𝑣𝑞𝑠 − 𝑅𝑠 . 𝑎. ∅𝑞𝑠 + 𝑅𝑠 . 𝑐 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑞𝑟 − 𝜔𝑠 ∅𝑑𝑠 𝑑𝑡 𝑑𝑖𝑑𝑟 𝑣𝑑𝑟 𝑅𝑟 . 𝑏 𝑀 𝑅𝑟 . 𝑐 𝜔𝑟 = − 𝜎. 𝐿𝑟 . 𝑖𝑑𝑟 + ∅𝑑𝑠 + . ∅𝑑𝑠 + 𝐿 𝜎𝑖 𝑑𝑡 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑆 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑟 𝜎 𝑟 𝑞𝑟 𝑑𝑖𝑞𝑟 𝑣𝑞𝑟 𝑅𝑟 . 𝑏 𝑅𝑟 . 𝑐 𝜔𝑟 𝑀 = − 𝜎. 𝐿𝑟 . 𝑖𝑞𝑟 + . ∅𝑞𝑠 − ∅ + 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑑𝑟 𝑑𝑡 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑠 𝑑𝑠 Avec : 1 𝑎 = 𝜎 .𝐿 1 𝑠 𝑏 = 𝜎 .𝐿 𝑀2 𝑀 𝑟 𝑐 = 𝜎𝐿 𝑠 .𝐿𝑟 50 𝜎 = (1 − 𝐿 𝑠 .𝐿𝑟 ) (III.13) Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 3 Alors le modèle de le GADA est décrit par l’équation d’état suivante : 𝑋 = 𝑓 𝑥, 𝑡 + 𝑔 𝑥, 𝑡 𝑈 (III.14) Avec : 𝑋 : Vecteur d’état . 𝑔 : Matrice de commande. 𝑈 : Vecteur du système de commande. Où : 𝑋= ∅𝑑𝑠 ∅𝑞𝑠 𝑖 𝑑𝑟 𝑖 𝑞𝑟 𝑑𝑡 𝑑𝑡 𝑑𝑡 𝑑𝑡 𝑇 ; 𝑈 = [𝑣𝑑𝑠 𝑣𝑞𝑠 𝑣𝑑𝑟 𝑣𝑞𝑟 ]𝑇 ; Où 1 0 𝑔 𝑥, 𝑡 = 0 0 0 1 0 0 1 0 𝐿𝑟 𝜎 0 0 0 0 (III.15) 0 1 𝐿𝑟 𝜎 𝑀 ∅ + 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑑𝑟 + 𝜔𝑠 ∅𝑞𝑠 𝐿𝑠 𝑑𝑠 −𝑅𝑠 . 𝑎. ∅𝑞𝑠 + 𝑅𝑠 . 𝑐 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑞𝑟 − 𝜔𝑠 ∅𝑑𝑠 𝑓 𝑥, 𝑡 = 𝑅𝑟 . 𝑏 𝑀 𝑅𝑟 . 𝑐 𝜔𝑟 𝜎. 𝐿𝑟 . 𝑖𝑑𝑟 + ∅𝑑𝑠 + . ∅𝑑𝑠 + 𝐿 𝜎𝑖 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑆 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑟 𝜎 𝑟 𝑞𝑟 𝑅𝑟 . 𝑏 𝑅𝑟 . 𝑐 𝜔𝑟 𝑀 − 𝜎. 𝐿𝑟 . 𝑖𝑞𝑟 + . ∅𝑞𝑠 − ∅ + 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑑𝑟 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑟 𝜎 𝐿𝑠 𝑑𝑠 −𝑅𝑠 . 𝑎. ∅𝑑𝑠 + 𝑅𝑠 . 𝑐 On pose −𝑅𝑠 . 𝑎 + 𝐴1 = 𝑅𝑠 . 𝑐. 𝑀 𝐿𝑠 𝜔𝑠 0 0 0 0 𝐴2 = 0 −𝑐 𝜔𝑠 𝑅𝑠 . 𝑐. 𝐿𝑟 𝜎 0 𝑅𝑠 . 𝑎 0 𝑅𝑟 . 𝑐. 𝑏 0 𝑅𝑟 . 𝑏 0 𝑅𝑠 . 𝑐. 𝐿𝑟 𝜎 0 −𝑅𝑟 . 𝑏 0 0 0 0 0 0 0 −1 51 0 0 1 0 (III.16) Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 3 Alors l’équation (III.14) dévient : 𝑋 =A1[X]+A2[X]. 𝜔𝑟 + 𝑔 𝑥, 𝑡 . 𝑈𝑑𝑞𝑟 (III.17) Choix de la surface de commutation Pour un système non linéaire présenté dans l’équation(III.14) : Où 𝑓 𝑥, 𝑡 , 𝑔 𝑥, 𝑡 sont deux fonction non linéaires continues et incertaines supposées bornées[31]. On prend la forme d’équation générale proposée par J.J.Slotine pour déterminer la surface de glissement donnée par : 𝑑 𝑆 𝑋 = +𝜆 𝑑𝑡 𝑛−1 𝑒 e=𝑋 𝑑 − 𝑋 (III.18) (III.19) avec : e :erreur sur la surface à régler ; λ : coefficient positif ; 𝑛 : ordre de système ; 𝑋 𝑑 :grandeur désiré ; 𝑋 : variable d’état de la grandeur commandée ; Dans cette étude la surface de mode glissant est défini de contrôle de le courant rotorique de le générateur à double alimentation pour n=1 dans l’équation(III.15) l’expression de la surface de courant a pour forme : 𝑆 𝑥, 𝑡 = 𝑒 = 𝑆 𝑖𝑑𝑟 = 𝑖𝑑𝑟 𝑟𝑒𝑓 − 𝑖𝑑𝑟 et (III.20) (III.21) 𝑆 𝑥, 𝑡 = 𝑒 = 𝑆 𝑖𝑞𝑟 = 𝑖𝑞𝑟 𝑟𝑒𝑓 − 𝑖𝑞𝑟 La condition de convergence est définie par l’équation de Lyapunov [31](III.3),elle rend la surface attractive et invariante[27],[32],[45],[48] : 𝑆(𝑖𝑑𝑟 ).𝑆 ∗ (𝑖𝑑𝑟 ) ≤ 0 52 (III.22) Chapitre 3 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Et 𝑆(𝑖𝑞𝑟 ).𝑆 ∗ (𝑖𝑞𝑟 ) ≤ 0 (III.23) L’algorithme de commande est définit par la relation (III.6) : 𝑈𝑑𝑞𝑟 = 𝑈 𝑒𝑞 𝑑𝑞𝑟 + 𝑈 𝑛 𝑑𝑞𝑟 𝑈𝑑𝑞𝑟 : grandeur de commande ; 𝑈 𝑒𝑞 𝑑𝑞𝑟 : grandeur de commande équivalente ; 𝑈 𝑛 𝑑𝑞𝑟 : terme de commutation de commande ; 𝑈𝑑𝑟 = 𝑈𝑑𝑟 𝑒𝑞 + 𝑈𝑑𝑟 𝑛 (III.24) 𝑈𝑞𝑟 = 𝑈𝑞𝑟 𝑒𝑞 + 𝑈𝑞𝑟 𝑛 (III.25) 𝑈𝑑𝑟 𝑛 = 𝐾. 𝑠𝑖𝑔𝑛(𝑆(𝑖𝑑𝑟 )) (III.26) 𝑈𝑞𝑟 𝑛 = 𝐾. 𝑠𝑖𝑔𝑛(𝑆(𝑖𝑞𝑟 )) (III.27) Où Et Avec : La commande équivalente dans l’équation (III.14) correspondant au régime de glissement idéal est obtenu par imposer 𝑆 ∗ 𝑥, 𝑡 = 0 [27],[32],[45],[48] : 𝑆 ∗ 𝑥, 𝑡 = 𝜕𝑆 𝜕𝑥 𝑇 𝜕𝑥 𝜕𝑆 = 𝜕𝑡 𝜕𝑥 𝑇 (𝑓 𝑥, 𝑡 + 𝑔 𝑥, 𝑡 . 𝑈𝑑𝑞𝑟 𝑒𝑞 ) (III.28) On obtient : 𝑓 𝑥, 𝑡 + 𝑔 𝑥, 𝑡 𝑈𝑑𝑞𝑟 𝑒𝑞 = 0 (III.29) Alors 𝑈𝑑𝑞𝑟 𝑒𝑞 = −𝑓(𝑥, 𝑡) −𝐴1. 𝑋 + A2. X . ωr = 𝑔(𝑥, 𝑡) 𝑔(𝑥, 𝑡) 53 (III.30) Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 3 𝑈𝑑𝑞𝑟 𝑒𝑞 = − −𝑅𝑟 𝑏 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑑𝑟 + 𝑀 𝑀 𝑣 + 𝑅𝑟 𝑐∅𝑑𝑠 + 𝜔𝑟 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑞𝑟 + 𝑣 𝐿𝑆 𝜔𝑆 𝑞𝑠 𝐿𝑆 𝜔𝑆 𝑑𝑠 (III.31) 𝑀 𝑀 − 𝑅𝑟 𝑏 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑞𝑟 + 𝐿 𝜔 𝑣𝑑𝑠 + 𝑅𝑟 𝑐∅𝑞𝑠 − 𝜔𝑟 𝐿𝑟 𝜎𝑖𝑑𝑟 + 𝐿 𝜔 𝑣𝑞𝑠 𝑆 𝑆 𝑆 𝑆 III.6.Simulations D’après les équations (II.13) ,et les équations (III.26 ,III.27) ,et les équations (III.31) on déduire le schéma de la commande par mode de glissement de la génératrice asynchrone à réseau double alimentation figure(III.6) [27],[32],[45]. 𝑃𝑚𝑒𝑠 𝑄𝑟𝑒𝑓 + Commande puissances Regulation des + + + + Par Mode Glissant + 𝑄𝑚𝑒𝑠 𝑈𝑞𝑟 𝑈𝑞𝑟 𝑒𝑞 𝑈𝑑𝑟 𝑒𝑞 + 𝐼𝑑𝑚𝑒𝑠 𝐾. 𝑠𝑎𝑡(𝑆(𝑖𝑑𝑟 )) 𝑈𝑑𝑟 Convertisseur MLI 𝑃𝑟𝑒𝑓 𝝎 𝑈𝑞𝑟 𝑛 + 𝑈𝑑𝑟 𝑛 Figure.III.6 :Shemas block de la commande par mode glissant d’un GADA. 54 Bus continu 𝐼𝑞𝑚𝑒𝑠 GADA 𝐾. 𝑠𝑎𝑡(𝑆(𝑖𝑞𝑟 )) ) Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 3 III.6.1.Resultats de simulation La figure (III.6) représente le schéma bloc du système de régulation par mode glissant d’un génerateur asynchrone a double alimentation .les courbes ci dissous représente Les résultats de simulation des différentes courbes obtenus par l’application de cette commande avec le même condition de simulation de deuxième chapitre . 4000 Puissance réactive statorique (VAR) Puissance active statorique (W) 1000 𝑃𝑆𝑚𝑒𝑠 0 3000 𝑃𝑆𝑟𝑒𝑓 -1000 2000 -2000 1000 -3000 -4000 -1000 -5000 𝑄𝑆𝑚𝑒𝑠 -2000 -6000 -7000 0 -3000 0 1 2 3 4 5 6 -4000 7 𝑄𝑆𝑟𝑒𝑓 0 1 2 3 Temps(s) 4 5 6 7 Temps(s) Figure.III.7 La puissance active et réctive statorique 40 Couple electromagetique(N.m) Courant rotorique triphasé (A) 20 15 10 5 20 0 -20 0 -5 -40 -10 -60 -15 -20 -80 0 1 2 3 4 5 6 7 0 1 2 3 4 5 Temps(s) Temps(s) Figure.III.8 Les courants rotoriques triphasées et couple électromagnétique 55 6 7 Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 3 15 Zoom de courant statorique triphasé (A) Courant statorique triphasé (A) 15 10 10 5 0 0 -5 -5 -10 -10 -15 5 0 1 2 3 4 5 6 -15 4.5 7 4.52 4.54 4.56 4.58 4.6 Temps(s) Temps(s) Figure.III.9 Les courants statoriques triphasés avec un zoom 20 Courant statorique à l’axe q (A) Courant statorique à l’axe d (A) 10 5 0 -5 -10 0 1 2 3 4 5 6 7 15 10 5 0 -5 0 1 2 Temps(s) 3 4 5 6 7 6 7 Temps(s) Figure. II.10 Le courant statorique selon l’axe d et q 0 Courant rotorique à l’axe q (A) Courant rotorique à l’axe d (A) 0 -5 -10 -15 -20 -5 -10 -15 -20 0 1 2 3 Temps(s) 4 5 6 7 0 1 2 Figure.III.11 Les deux composantes du courant rotorique 56 3 4 Temps(s) 5 Flux statorique(Wb) 1.5 1 ∅𝒅𝒔 0.5 ∅𝒒𝒔 0 -0.5 -1 -1.5 -2 -2.5 0 1 2 3 4 5 6 7 Temps(s) 1.5 ∅𝒅𝒔 1 l’inductance Ls ) de 50% Flux statorique (cas de la diminution de Commande par mode glissant d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 3 ∅𝒒𝒔 0.5 0 -0.5 -1 -1.5 -2 -2.5 0 1 2 3 4 5 6 Temps(s) Figure.III.12 Le flux statorique selon l’axe d et q Ces résultats montre les performances de régulation pour la commande par mode de glissement ,d’après ces résultat on constate que la commande par mode glissant à une meilleur régulation tel que précision et stabilité au niveau des puissances statoriques ainsi au niveau des courants rotoriques. La réponse de la puissances statoriques figure III.7 montre les meilleures performances. La composant quadrature du courant rotorique atteint sa référence rapidement comparativement au régulateur PI sans dépassement et même du composant direct du curant rotorique. Malgré la variation de l’inductance (figure.III.12) nous avons trouvé le flux statorique suit sa référence suivant l’axe d avec une composant quadrature presque nulle ce qui signifier que le découplage de la machine est réalisé avec sucée ce qui montre bien la robustesse de la commande par mode glissant statorique face à la variation des paramètres de la machine. III.7.Conclusion Dans ce chapitre, on a présenté en premier lieu les bases théoriques des régulateurs à mode glissant (SMC), après on a procédé à leurs applications dans la commande vectorielle de le générateur asynchrone à double alimentation. Nous avons analysé et ce pour diverses conditions de fonctionnement d’un GADA, puis on a appliqué cette derniere sur le GADA.ce chapitre a fait l’objet de l’application de la commande par mode de glissement dans le deux boucle de cournt rotorique . 57 7 CHAPITRE 4 COMMANDE PAR LOGIQUE FLOUE D’UN GENERATEUR ASYNCHRONE A DOUBLE ALIMENTATION Chapitre 4 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation IV.1.Introduction La logique floue, ou plus généralement le traitement de incertitudes, est l’une des classes de l’intelligence artificielle[1]. La logique floue est une branche des mathématiques, basée sur la théorie des probabilités et des concepts flous. A ce titre, toute une série de notions fondamentales a été développée. Ces notions permettent de justifier et de démontrer certains principes de base de la logique floue. Dans ce chapitre nous présentons les approches de conception d’un régulateur flou (RF). Les notions de base nécessaire à la compréhension de régulation floue seront rappelées. Nous synthétisons le choix possible pour les nombreux paramètres du contrôleur à logique flou (CLF) utilisé pour le réglage des courants rotoriques de la machine asynchrone à double alimentation[19]. IV.2. Historique Les origines de la logique floue se trouvent dans le principe de l’incertitude de Heisenberg. Dans les années 20, les physiciens on introduit la troisième valeur ½ dans le système logique bivalent {0, 1}. Au début des années 30, le logicien polonais Jan Lukasiewicz a développé le système logique avec trois valeurs. Depuis les années 30, Max Black a appliqué la logique floue aux ensembles d’éléments ou de symboles. Il a dessiné la première fonction d’appartenance (Membership function). Il a fallu attendre 1965, pour que le concept des sous ensembles flous soit proposé par Lotfi Zadeh, automaticien de réputation internationale, qui a contribué à la modélisation de phénomènes sous forme floue, en vue de pallier les limitations dues aux incertitudes des modèles classiques à équation différentielle. Il publia un article intitulé (Fuzzy sets) ou (Ensembles flous).En 1974, M. Mamdani expérimentait la théorie énoncée par Zadeh sur une chaudière à vapeur, ce qui introduisait la commande floue dans la régulation des processus industriels. Plusieurs applications ont alors vu le jour en Europe, pour des systèmes parfois très complexes, telle que la régulation de fours de cimenterie réalisée par la société SmidtFuller en 1978. C’est la première véritable application industrielle de la logique floue. Grâce au chercheur japonais Sugneo, la logique floue était introduite au Japon dès 1985. Les sociétés japonaises comprirent l'avantage à la fois technique et commercial de la logique floue.Freinée par la réticence à appréhender un nouveau concept et par des difficultés de réalisation pratique, la logique floue ne débouche réellement qu'en 1990 avec l'apparition de produits et de systèmes utilisant cette technique. Et en 1995 grâce à Jang, l’application de la logique floue s’élargit aux systèmes à réseaux de neurones et à l’intelligence artificielle. 58 Chapitre 4 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Aujourd'hui, la logique floue est arrivée à maturité et utilisée dans de nombreuses applications industrielles et gestionnaires. Sa mise en œuvre est maintenant facilitée par la disponibilité de microprocesseurs dédiés et d'outils puissants de développement[1] . IV.3. Principe de la logique floue La commande floue a pour but de traiter des problèmes de commande de processus à partir uniquement de connaissances de comportement que les spécialistes du procédé doivent formuler sous forme linguistique (floue)[43]. IV.4.Elément de base de la logique floue IV.4.1. Ensemble floue La théorie des ensembles flous est une théorie mathématique dont l’objectif principal est la modélisation des notions vagues et incertaines du langage naturel. Elle évite les inadéquations de la théorie des ensembles classiques quant au traitement de ce genre de connaissances. La fonction d’appartenance d’un ensemble classique A est définie par[12] : 𝜇𝐴 𝑥 = 1 𝑠𝑖 𝑥 0 𝑠𝑖 𝑥 ∈ 𝐴 ∉ 𝐴 Par contre dans la théorie des ensembles flous, un élément peut plus ou moins appartenir à un ensemble, le degré d’appartenance d’un élément à un ensemble flou peut prendre n’importe quelle valeur comprise dans l’intervalle [0,1] . Ensemble classique « A » 𝑦 Ensemble flou « B » 𝑦′ 𝑥 𝑥′ 𝑥 ′ : appartient totalement à « B » x : n’appartient pas à « A » 𝑦 ′ : appartient partiellement à « B » 𝑦: appartient totalement à « A » Figure. IV.1 : Comparaison d’un ensemble classique et d’un ensemble flou. Ce qui différentie les deux théories provient des limites des ensembles définis. Dans la théorie classique les contours des ensembles sont « nets », tandis que pour les ensembles flous les contours sont graduels, ou encore flous comme l’illustre la figure (IV.1) [5]. 59 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 on présente un exemple simple, celui de la classification des personnes en trois ensembles «jeune», «entre deux âges », « âgé ». Selon la logique classique (logique de Boole), qui n'admet pour les variables que les deux valeurs 0 et 1, une telle classification pourrait se faire comme la figure (IV.2) Toutes les personnes âgées de mois de 25 ans sont alors considérées des jeunes et toutes les personnes âgées de plus de 50 ans comme des vieux. Fonction d’appartenance Entre deux Jeune Agé âges 1 âgé 0 20 40 60 80 ans Figure. IV.2 : Classification des personnes en trois ensembles selon la logique classique. Cependant, une telle logique de classification n'est même pas logique. Pourquoi une personne lorsqu'elle a eu 50 ans, doit-elle être considéré comme appartenant à l'ensemble âgés. En réalité, un tel passage se fait progressivement et individuellement. La logique floue, dont les variables peuvent prendre n'importe quelles valeurs entre 0 et 1, permet de tenir compte de cette réalité. Les limites ne varient pas soudainement, mais progressivement. Fonction d’appartenance Entre deux Jeune âges 1 Agé 0.75 0 âgé 0.25 20 40 60 80 ans Figure .IV.3 : Classification des personnes en trois ensembles selon la logique floue. 60 Chapitre 4 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation La figure.(IV.3) montre une classification possible pour l'exemple précédent, cette fois-ci à l'aide de la logique floue. Ainsi une personne de 25 ans appartient à l'ensemble «jeune» avec une valeur 𝜇 =0.75 de la fonction d'appartenance et à l'ensemble «entre deux âges» avec 𝜇=0.25. Par contre une personne âgée de 65 ans appartient avec une valeur 𝜇 =1 de la fonction d'appartenance à l'ensemble «âgé» . IV.4.2.Univers du discours Un des premiers pas dans la conception d’une application floue est de définir l’ensemble de référence ou univers de discours pour chaque variable linguistique. L’univers de discours est l’ensemble de référentiel qui contient tous les éléments qui sont en relation avec le contexte donné la notion d'univers de discours se conçoit aisément: reprenons le concept de température: l'utilisateur pourra décrire la variable "température" par un certain nombre de mots: par exemple "chaud", "froid", "tiède", ou "très chaud", "assez chaud", "tiède", "assez froid", "très froid". Pour chacun de ces prédicats, on pourra donner une fonction d'appartenance. L'univers de discours d’une variable couvre l’ensemble des valeurs prises par cette variable [12]. IV.4.3. Variables linguistiques Le concept des variables linguistiques joue un rôle important dans le domaine de la logique floue. Une variable linguistique comme son nom le suggère, est une variable définie à base de mots ou des phrases au lieu des nombres. En effet [1] , La description d'une certaine situation, d'un phénomène ou d'un procédé contient en général des expressions floues[1][19][25]. Afin de permettre un traitement numérique, il est indispensable de les soumettre à une définition à l'aide de fonctions d'appartenance. Dans ce contexte, on attribue à chaque valeur de variable linguistique des fonctions d'appartenance 𝜇 , dont la valeur varie entre 0 et 1. Le plus souvent, on utilise pour les fonctions d'appartenance des formes trapézoïdales ou triangulaires. Cependant parfois, on fait appel à d'autres formes telles que les formes de cloche et les formes obtenues à partir de fonctions trigonométriques [25]. IV.4.4. Fonctions d’appartenance La variable x varie dans un domaine appelé univers de discours, ce dernier est partagé en sous-ensembles flous de façon que dans chaque zone il y ait une situation dominante. Ces zones sont décrites par des fonctions convexes, généralement sous forme triangulaire ou trapézoïdale, elles admettent comme argument la position de la variable x dans l'univers de discours, et comme sortie le degré d'appartenance de x à la situation décrite par la fonction; 61 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 notée 𝜇𝐸 (𝑥): degré d'appartenance de 𝑥 au sous ensemble E . Le choix de la répartition des fonctions, leurs chevauchements ainsi que leurs formes doit être judicieux comme indiqué dans .La figure (IV.4) donne quelques fonctions d'appartenance[19]. Figure. IV.4 : Exemple de fonctions d’appartenance. a. Fonction triangulaire b. Fonction trapézoïdale c. Fonction gaussienne. IV.4.4.1.Différentes formes pour les fonctions d’appartenance Les fonctions d'appartenance peuvent être symétriques, non symétriques et équidistantes ou non équidistantes .Il faut éviter les chevauchements et les lacunes entre les fonctions d'appartenance de deux ensembles . En effet, cela provoque des zones de non intervention du régulateur (zones mortes), ce qui conduit le plus souvent à une instabilité de réglage. En général, on introduit pour une variable linguistique trois, cinq ou sept ensembles flous représentés par des fonctions d'appartenance. Le choix du nombre d'ensembles dépend de la résolution et de l'intervention du réglage désirée [25]. IV.4.5. Propriétés des ensembles flous[41][40][6]. IV.4.5. 1. Égalité Deux ensembles flous A et B de 𝑢 sont égaux si leurs fonctions d’appartenance prennent la même valeur pour tout élément de 𝑢: IV.4.5. 2. Inclusion Un ensemble flou A est inclus dans un ensemble flou B si toutes ses valeurs de fonction d'appartenance sont inférieures à celles de B sur tout le domaine 𝑢. IV.4.5. 3. Support Le support est défini comme l'ensemble des valeurs du domaine 𝑢 pour les quelles la fonction d'appartenance n'est pas nulle. 62 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 𝑆 𝐴 = 𝑢 ∈ 𝑈/𝜇𝐴 (𝑢) > 0} (IV.1) IV.4.5. 4. Hauteur La hauteur d'un ensemble flou A est la valeur max de la fonction d'appartenance sur le domaine 𝑢. Elle est notée par : h (A)=𝑚𝑎𝑥𝑢 𝜖 𝑈 𝜇𝐴 (𝑢)=1 (IV.2) IV.4.5.5. Noyau Le noyau d'un ensemble flou A est l'ensemble qui contient tous les éléments qui appartiennent sûr et certain à A (leurs degrés d’appartenance sont égaux à 1). 𝐶 𝐴 = 𝑢 ∈ 𝑈/𝜇𝐴 (𝑢) = 1} 𝜇𝐴 (IV.3) Noyau 1 Hauteur 0 Support 𝑢∈𝑈 Univers du discours Figure. IV.5 : Support ,hauteur et noyau d’un ensemble flou. IV.4.6. Opérateurs de la logique floue[5] [40][25]. Les variables linguistiques sont liées entre elles au niveau des inférences par des opérateurs flous. Parmi ces opérateurs, on trouve les opérateurs ET, OU et NON. IV.4.6.1. Opérateur ET (Intersection floue) Le sous-ensemble flou, correspondant à l’intersection des sous-ensembles E et F est défini par les éléments x de l’univers de discours qui appartiennent à E et à F. Dans la logique floue, l’opérateur ET peut être exprimé par : 𝜇𝐸∩𝐹 𝑥 = min 𝜇𝐸 𝑥 , 𝜇𝐹 𝑥 ∀ 𝑥 𝜖 𝑈𝐷 63 (IV.4) Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 𝜇𝐸∩𝐹 𝑥 = 𝜇𝐸 𝑥 . 𝜇𝐹 𝑥 ∀ 𝑥 𝜖 𝑈𝐷 (IV.5) IV.4.6.2. Opérateur OU (Union floue) Le sous-ensemble flou correspondant à l’union des sous-ensembles 𝐸 et 𝐹 est un sous ensemble de l’univers de discours 𝑈𝐷 défini par tous les éléments 𝑥 de 𝑈𝐷 qui appartiennent ou bien à 𝐸 ou bien à 𝐹 , ce que l’on note ( 𝐸 ∪ 𝐹 ) . L’opérateur 𝑂𝑈 est généralement réalisé par la formation du maximum, que l’on exprime comme suit : 𝜇𝐸∪𝐹 𝑥 = max 𝜇𝐸 𝑥 , 𝜇𝐹 𝑥 ∀ 𝑥 𝜖 𝑈𝐷 (IV.6) 𝜇𝐸∪𝐹 𝑥 = ∀ 𝑥 𝜖 𝑈𝐷 (IV.7) 𝜇𝐸 𝑥 + 𝜇𝐹 𝑥 IV.4.6.3. Opérateur NON (complémentation floue) le sous-ensemble flou complémentaire du sous ensemble 𝐸 est un sous-ensemble de l’univers de discours 𝑈𝐷 défini par les éléments 𝑥 de l’ 𝑈𝐷 qui n’appartiennent pas au sousensemble flou 𝐸 On peut exprimer ça par : 𝜇𝐸 𝑥 = 1 − 𝜇𝐸 (𝑥). (IV.8) Le complément flou représente l’opération 𝑁𝑂𝑁 de la logique classique au sens flou. IV.4.7.Règles floues[5] Les systèmes basés sur la logique floue utilisent pour prendre des décisions la connaissance humaine présentée sous forme de règles floues, appelées aussi règles d’inférence. Elles sont exprimées sous la forme : SI (prémisse) ALORS (conclusion) Nous aurons par exemple : Si ( pression forte ET température élevée) ALORS (ouverture vanne grande) Une règle floue est donc une combinaison entre une condition, nommée prémisse ou prédicat qui peut dépendre de plusieurs variables liées entre elles par des opérateurs ET , OU , NON et une conclusion ou conséquence. Les prémisses et conclusions forment des propositions floues exprimées par une conjonction ou une disjonction de prédicats, les conclusions sont obtenues par implication des propositions floues. Ainsi en logique floue, on interprète la règle suivante : SI 𝑥 est E ALORS 𝑦 𝑒𝑠𝑡 𝐹 par le fait que si la variable floue 𝑥 appartient au sous-ensemble E avec un degré d’appartenance 𝜇𝐸 (𝑥) , alors 𝑦 appartient au sous-ensemble flou 𝐹 avec un degré d’appartenance 𝜇𝐹 (𝑥) qui dépend de la validité 𝜇𝐸 (𝑥) de la prémisse. Plus généralement, 64 Chapitre 4 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation l’expertise est donnée sous forme d’un ensemble de 𝑧 règles, désigné par le terme des ystème d’inférence flou (𝑆𝐼𝐹) , présenté par une énumération du type : SI [(Prédicat 1) ET/OU (Prédicat 1′ ) ET/OU ......] ALORS (Conclusion 1) OU SI [(Prédicat 2) ET/OU (Prédicat 2′ ) ET/OU ......] ALORS (Conclusion 2) OU .... .... OU SI [(Prédicat 𝑧) ET/OU (Prédicat 𝑧 ′ ) ET/OU ......] ALORS (Conclusion 𝑧). L’operateur OU n’est pas utilisé dans les conclusions car il introduirait une incertitude dans la connaissance, l’expertise ne permettrait pas de déterminer quelle décision à prendre. De même, l’opérateur NON n’est pas employé, en effet si une règle avait par exemple la conclusion : «ALORS pression NON forte», il serait impossible de dire si cela signifie «pression faible» ou «pression moyenne», cela serait encore un cas d’incertitude. IV.5.Règle de commande par logique floue IV.5.1. Configuration d’un contrôleur flou[1] Généralement le traitement d’un problème par la logique floue se fait en trois étapes : La quantification floue des entrées, appelée aussi la Fuzzification. Elle permet la conversion des variables des entrées qui sont des grandeurs physiques, en grandeurs floues, ou variables linguistiques ; L’établissement des règles liant les sorties aux entrées, appelé l’Inférence floue ; La Défuzzification qui est l’opération inverse de la fuzzification. Elle consiste à transformer les variables linguistiques en variables réelles ou numériques. Le schéma bloc d’un contrôleur flou est illustré par la figure (IV.6) . 𝑅(𝑡) : est le signal de référence . 𝑢 𝑡 : est le signal de commande . 𝑦(𝑡) : est la sortie du système à commander 65 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 Mécanisme d’inférence Défuzzification 𝑹(𝒕) Fuzzification Contrôleur flou 𝒖(𝒕) 𝒚(𝒕) Processus Base des règles Figure .IV.6 :Schéma général d’un contrôleur flou. IV.5. 2.Fuzzification La fuzzification est l'opération qui consiste à affecter pour chaque entrée physique, un degré d'appartenance à chaque sous-ensemble flou. En d'autres termes c'est l'opération qui permet le passage du numérique (grandeurs physiques) au symbolique (variables floues)[19]. La définition des fonctions d'appartenance pour les différentes variables d'entrée se fait après le passage des grandeurs physiques (grandeurs déterminées) en variables linguistiques (grandeurs ou variables floues) qui peuvent être traitées par les inférences . En général, on introduit pour une variable linguistique trois, cinq ou sept ensembles flous représentés par des fonctions d'appartenance. Le choix du nombre d'ensembles dépend de la résolution et de l'intervention du réglage désirée[25]. IV.5. 3.Base des règles Ce bloc est une base de connaissance qui correspond à l’expertise ou au savoir faire de l’opérateur sur le comportement du système. Elle est composée de l’ensemble des informations et des connaissances dans le domaine d’application et le résultat de commande prévu. Elle permet de déterminer le signal de sortie du contrôleur flou et exprime la relation qui existe entre les variables d’entrées transformées en variables linguistiques et les variables de sortie converties également en variables linguistiques . Ainsi, elle est constituée par une collection de règles données sous la forme «Si…ALOR». D’une manière générale, on peut exprimer la 𝑖 𝑒𝑚𝑒 règle floue [1] . 66 Chapitre 4 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation IV.5. 4.Mécanisme d’inférence flou L’inférence floue est le processus de formulation de la relation entre les entrées et les sorties par logique floue. Cette relation offre une base avec laquelle la décision est prise par le système flou. L’inférence floue fait appel alors aux concepts expliqués dans les sections précédentes, à savoir : fonctions d’appartenance, les opérateurs flous et les règles floues[34]. Comme on l’a mentionné, il existe plusieurs possibilités pour réaliser les opérateurs flous qui s’appliquent aux fonctions d’appartenance. On introduit la notion de mécanisme ou méthode d’inférence, qui dépend des relations utilisées pour réaliser les différents opérateurs dans une inférence, permettant ainsi un traitement numérique de cette dernière. Pour le réglage par logique floue, on utilise en général l’une des trois méthodes suivantes : Méthode d’inférence Max-Min (Méthode de Mamdani) . Méthode d’inférence Max-Produit (Méthode de Larsen) . Méthode d’inférence Somme-Produit [1]. IV.5.5. Défuzzification [ 41] Elle consiste à: Transformer les valeurs de la sortie comprissent dans l'univers du discours en valeurs réelles comprissent dans le domaine de variation. Extraire de la sortie de vérité la valeur numérique de la sortie. On distingue trois méthode différente : celle de maximum ,celle de la moyenne de maxima et celle du centre de gravité (ou centriode ). IV.5.5.1. Défuzzification par centre de gravité [42] C’est la méthode de défuzzification la plus courante .L’abscisse du centre de gravité de la fonction d’appartenance résultant de l’inférence correspond à la valeur de sortie du régulateur. 𝑑𝑢𝑛 = ∫ 𝑥. 𝜇𝑟 𝑥 . 𝑑𝑥 ∫ 𝜇𝑟 𝑥 .𝑑𝑥 (IV.9) Il apparait que plus la fonction d’appartenance résultante est compliquée ,plus le processus de défuzzification devient long et coûteux en temps de calcule . IV.6.Avantages et inconvénients de la commande floue[43] 67 Chapitre 4 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation IV.6.1.Avantages La théorie est simple et s’applique à des systèmes complexes. Pas de modèles mathématiques requis du procédé à asservir. Robustesse de la commande floue vis à vis des incertitudes. Possibilités de commande auto-adaptative aux variations du procédé. IV.6.2.Inconvénients Technique de réglage essentiellement empirique. Performances dépendent de l’expertise. Il n’existe pas de théorie générale qui caractérise rigoureusement la stabilité, la robustesse..(Difficultés de certification dans le transport, espace…) IV.7. Application de la logique flou d’un générateur asynchrone à double alimentation Nous allons présentée la commande vectorielle (commande en puissance) comme indique dans la chapitre II. Dans cette partie nous allons procéder au remplacement du régulateur classique de puissance active par un régulateur flou et nous allons procéder au remplacement du régulateur classique de puissance réactive par un régulateur flou. Il faut défini un ensemble de stratégie de contrôle basé sur l’erreur entre une consigne prédéterminer et la sortie réelle du processus qui est ,dans ce cas , l’erreur de la puissance active et la variation de cette erreur, et l’erreur de la puissance réactive et la variation de cette erreur. IV.7.1.Les étapes de conception d’un système flou IV.7.1.1.Définition des variable de système La première étape dans la conception d’un système flou est la définition du système en terme de variables d’entrées et de sorties . IV.7.1.2.Chois des partition floue Les variables du système sont connues, on associe à chacune d’entre elle un ensemble de termes caractérisés par des fonctions d’appartenances définies sur le même univers de discours .Le choix de la partition floue consiste à déterminer le nombre de termes qui doit exister dans cet ensemble[6]. IV.7.1.3.Chois des fonctions d’appartenances Les fonctions d’appartenances triangulaires et trapézoïdales, ce choix est du à la simplicité de mise en œuvre[19] 68 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 IV.7.2.Synthèse de régulateur flou de puissance statorique d’un GADA Le contrôleur flou considéré utilise [19] : Les fonctions d’appartenances triangulaires et trapézoïdales, ce choix est du à la simplicité de mise en œuvre. Un univers de discours normalisé. L’univers de discours est découpé en sept (réglage fin) pour les variables d’entrées et de sortie. L’implication de Mamdani pour l’inférence. La méthode du centre de gravité pour la défuzzification. IV.7.2.1. Régulateur flou Le contrôleur flou est fondamentalement tracer non linéaire statique d’entré/sortie, l’action du contrôleur peut être écrite sous la forme[6] : 𝑢 = 𝐾𝑒 . 𝑒 + 𝐾∆𝑒 . ∆𝑒 (IV.10) Contrôleur flou 𝑃𝑠_𝑟𝑒𝑓 ou 𝑄𝑠_𝑟𝑒𝑓 e 𝐾𝑒 𝑑 𝑑𝑡 𝑃𝑠 ou 𝑄𝑠 ∆𝑒 𝑢 𝐾 𝑢 y 𝐾∆𝑒 𝐹𝑢𝑧𝑧𝑢 Figure .IV.7 :Structure interne d’un régulateur flou . La sortie flou est : 𝑦 = 𝐾𝑈 . 𝑢 (IV.11) Où : 𝐾𝑒 est le gain de l’erreur de puissance(active 𝑃𝑠 ou réactive 𝑄𝑠 ) , 𝐾∆𝑒 est le gain de la variation de l’erreur de puissance (𝑃𝑠 ou 𝑄𝑠 ) ; 𝑒 est l’erreur de puissance (𝑃𝑠 ou 𝑄𝑠 ) , ∆𝑒 est la variation de l’erreur de (𝑃𝑠 ou 𝑄𝑠 ) , 𝑢 est la sortie flou. Dans le schéma ci –dessus comme dans ce qui suit ,nous notons : 𝑒 : l’erreur ,elle est définie par : 69 Chapitre 4 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation 𝑒 𝑘 = 𝑃𝑠 𝑘 − 𝑃𝑠_𝑟𝑒𝑓 𝑘 𝑝𝑜𝑢𝑟 𝑙𝑎 𝑝𝑢𝑖𝑠𝑠𝑎𝑐𝑒 statorique 𝑎𝑐𝑡𝑖𝑣𝑒. 𝑒 𝑘 = 𝑄𝑠 𝑘 − 𝑄𝑠_𝑟𝑒𝑓 𝑘 𝑝𝑜𝑢𝑟 𝑙𝑎 𝑝𝑢𝑖𝑠𝑠𝑎𝑐𝑒 statorique 𝑟é𝑎𝑐𝑡𝑖𝑣𝑒 . (IV.12) Où : 𝑃𝑠_𝑟𝑒𝑓 ∶est la puissance statorique active de référence. 𝑄𝑠_𝑟𝑒𝑓 ∶est la puissance statorique réactive de référence. ∆𝑒 : la variation de l’erreur, elle est approchée par : ∆𝑒 𝑘 = 𝑒 𝑘 − 𝑒(𝑘 − 1) (IV.13) IV.7.2.2. Description du contrôleur flou de puissance Le contrôleur développé utilise le schéma proposé par Mamdani, il est composé: Des facteurs de normalisation associent à l’erreur 𝑒, à sa variation ∆𝑒 et à la variation de la commande (∆𝑈 ); D’un bloc de fuzzification de l’erreur et sa variation; Des règles de contrôle flou; La stratégie de commande est présentée par une matrice d'inférence du même type que celle présentée dans le Tableau (IV.1) . D’un bloc de défuzzification utilisé pour convertir la variation de commande floue en valeur numérique. la figure(IV.8) montre les différentes fonctions d’appartenance des entrées 𝑒 , ∆𝑒 et de la sortie 𝑢 respectivement [38] . Les sous ensembles d’appartenance floue ont été notées comme suit : Z : Zéro NTG : Négative Très grande NG : Négative grand NM : Négative moyenne NP : Négative petit PTG : Positive très grande PG : Positive grand PM : Positive moyenne PP : Positive petite 70 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Degré d’appartenance Chapitre 4 NG NM NP Z PP PM PG 1 0.5 -1 -0.8 -0.6 -0.4 0 -0.2 0.2 0.6 0.4 0.8 1 e Degré d’appartenance NG NM NP Z PP PM PG 1 0.5 -1 -0.8 -0.6 -0.4 0 -0.2 0.2 0.4 0.6 0.8 1 Degré d’appartenance ∆𝑒 NTG NG NM NP Z PP PM PG PTG 1 0.5 -1 -0.8 -0.6 -0.4 0 -0.2 0.2 0.4 0.6 0.8 1 u Figure. IV.8 :Fonction d'appartenance des entrées (e , ∆e) et de la sortie(u). 71 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 𝑒 NG NG ∆e NM NP NTG NTG NTG Z PP PM PG NG NM NP Z NM NTG NTG NG NM NP Z PP NP NTG NG NM NP Z PP PM Z NG NM NP Z PP PM PG PP NM NP Z PP PM PG PTG PM NP Z PG PTG PG PG Z PP PM PG PTG PTG PTG PTG PTG Tableau IV.1 : Matrice d’inférence des règles floues . Le régulateur flou à deux entrées est représenté par sa surface caractéristique figure (IV.9).Cette dernière exprime les variations de la réelle de la sortie du régulateur en fonction des entrées quand ces derniéres parcourent l’univers de discours [6]. Figure .IV.9 : Surface caractéristique d’un contrôleur flou . IV.8.Simulations En utilisant le schéma bloc de la figure (IV.10) similaire à celui de la figure (II.9) du deuxième chapitre sauf que dans ce cas on a procédé au remplacement du régulateur PI classique (de puissance active et réactive) par un autre flou et en ajustant convenablement les gains du régulateur flou. on présentera dans ce qui suit les performances du régulateur flou 72 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 présenté précédemment et appliqué à la machine asynchrone double alimentée et à flux statorique orienté pour réguler la puissance active et réactive statorique. 𝑣𝑑𝑞 Estimation des abc puissances 𝑖𝑑𝑞 abc 𝐼𝑞𝑟 𝑔𝜔𝑠 𝐿𝑟 − 𝑣𝑆 2 𝐿𝑆 𝜔𝑆 𝑔𝜔𝑠 𝐼𝑑𝑟 𝑄𝑟𝑒𝑓 𝑅𝐿𝐹 −𝐿𝑠 𝑀𝑣𝑠 𝑀2 𝐿𝑆 𝑀2 𝐿𝑟 − 𝐿𝑆 sinusoidale 𝑃𝐼 MLI triangulo 𝑀𝑣𝑠 GADA abc −𝐿𝑠 𝑀𝑣𝑆 𝐿𝑆 dq 𝑔 𝑅𝐿𝐹 𝑖𝑎𝑏𝑐 dq 𝑃𝑆 𝑃𝑟𝑒𝑓 𝑣𝑎𝑏𝑐 dq réseau 𝑄𝑆 Ond 𝑃𝐼 𝑉𝑑𝑐 Figure. IV.10 : Structure globale d’un réglage flou de la puissance statorique d’un générateur asynchrone à double alimentation et à flux statorique orienté. IV.9.Résultats de simulation Les résultats de simulation présente les différentes courbes obtenus par la commande par logique floue des puissances (active et réactive) générées au niveau du stator de la MADA avec le même condition de simulation de deuxième chapitre . Ces résultats montre les performances de régulation pour la commande par logique floue . d’après ces résultats on constate que la commande par logique flou a une meilleur régulation tel que temps de réponse et dépassement au niveau des puissances statoriques ainsi 73 𝝎 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 au niveau des courants rotoriques comme montre dans la figure (VI.11 ) et la figure (VI.15) La puissance active statorique atteint sa référence en un temps de réponse égal 0.3s réponse rapide comparativement a celle obtenu dans le cas de PI classique qui a un temps de réponse égal 1s et même du puissance active statorique . Pour les allures des composants du courant rotorique, peu prés aucun dépassement n’apparait . 𝑃𝑆𝑚𝑒𝑠 Puissance active statorique (W) 0 𝑃𝑆𝑟𝑒𝑓 -1000 -2000 -3000 -4000 -5000 -6000 -7000 0 1 2 3 4 5 6 7 Puissance réactive statorique (VAR) 4000 1000 𝑄𝑆𝑚𝑒𝑠 3000 𝑄𝑆𝑟𝑒𝑓 2000 1000 0 -1000 -2000 -3000 -4000 0 1 2 3 4 5 6 7 Temps(s) Temps(s) Figure. IV.11 La puissance active et réactive statatorique 40 Couple électromagnétique(N.m) Courant rotorique triphasé (A) 20 15 10 5 0 -5 -10 -15 -20 0 1 2 3 4 5 6 20 0 -20 -40 -60 -80 7 Temps(s) 0 1 2 3 4 Temps(s) Figure. IV.12 Les courants rotoriques triphasées et couple électromagnétique 74 5 6 7 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Chapitre 4 Zoom de Courant statorique (A) Courant statorique triphasé(A) 15 10 5 0 -5 -10 -15 0 1 2 3 4 5 6 15 10 5 0 -5 -10 -15 4.5 7 4.52 4.54 Temps(s)4.56 Temps(s) 4.58 4.6 Figure. IV.13 Les courants statoriques triphasés avec un zoom 20 Courant statorique à l’axe q (A) Courant statorique à l’axe d (A) 15 10 5 0 -5 -10 0 1 2 3 4 Temps(s) 5 6 15 10 5 0 -5 7 0 1 2 3 4 Temps(s) 5 6 7 Figure. IV.14 Le courant statorique selon l’axe d et q 0 Courant rotorique à l’axe q (A) Courant rotorique à l’axe d (A) 0 -5 -10 -15 -20 -5 -10 -15 -20 0 1 2 3 4 5 6 7 0 1 2 3 4 Temps(s) Temps(s) Figure.IV.15 Les deux composantes du courant rotorique 75 5 6 7 Chapitre 4 Commande par logique floue d’un générateur asynchrone à double alimentation Flux statorique(Wb) 1.5 1 ∅𝒅𝒔 0.5 ∅𝒒𝒔 0 -0.5 -1 -1.5 -2 -2.5 0 1 2 3 4 5 6 7 Temps(s) Figure. IV.16: Le flux statorique selon l’axe d et q. IV.10. Conclusion Dans ce chapitre, la technique de la logique floue a été exposée. Un contrôleur à logique floue utilisant la notion de table de décision hors ligne est implanté dans la commande de puissance active et réactive était l’objet traité par ce quatrième chapitre, où on a présenté l’historique, le principe de la logique floue , ainsi que les bases de cette logique. Puis on a donné la description du contrôleur flou, avant de faire une application sur la commande de le générateur asynchrone à double alimentée à flux statorique orienté, afin de régler la puissance active et réactive . Cette application est simulée numériquement en utilisant l’outil MATLAB mais le dimensionnement du régulateur flou est faite par ajustement manuel en utilisant la méthode « essai-erreur », pour déterminer les trois gains de normalisation𝐾𝑒 , 𝐾∆𝑒 et ∆𝑈 . 76 CHAPITRE 5 ASSERVISSEMENT D’UNE CHAINE DE CONVERSION EOLIENNE Chapitre 5 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne V.1. Introduction Dans les deuxième, troisième et le quatrième chapitres, on a supposé que la tension dans l’étape continue était constante, mais cette tension est également délivrée en pratique par un redresseur. Les redresseurs totalement commandés prennent aujourd’hui une place de plus en plus importante en électrotechnique. Il sont utilisés généralement comme étage d’entre des onduleurs dans les entraînements à vitesse variables[3]. Le modèle complet de cette chaîne de conversion éolienne repose sur l’assemblage des différents modèles étudiés concernant les éléments constituants : la turbine, le multiplicateur, la génératrice et l’alimentation .C’est pour ça que nous ne détaillons pas ici le modèle complet et on va présenter la chaîne de conversion éolienne commandée rotoriquement par le figure(V.1) . La chaine de conversion d’énergie éolienne est constituée de la turbine éolienne, et de la machine asynchrone double alimentation associée à un onduleur de tension pour assurer son alimentation au rotor. Comme montré sur la figure ci-dessous, nous avons introduit un deuxième convertisseur de puissance pour faire la liaison du rotor au réseau électrique à travers un filtre passif 𝑅, 𝐿. La bidirectionnalité du convertisseur rotorique autorise le fonctionnement en hypo synchrone et le contrôle du facteur de puissance côté réseau. Le convertisseur est alors dimensionner pour un tiers de la puissance nominale de la machine si le glissement reste inférieur à ± 30% autour du synchronisme. De plus, le fonctionnement hyper synchrone permet de produire de l’énergie du stator vers le réseau mais également du rotor vers le réseau. On trouve ainsi la puissance totale produite alors dépasser la puissance nominale de la machine et le facteur de puissance de l’ensemble peut être maintenu unitaire[2].Le convertisseur de puissance aura deux rôles [21] : Assurer le transite de puissance entre le rotor de la machine et le réseau électrique. Maintenir la tension du bus continu constante en contrôlant le transite de puissance entre le rotor de la machine et le réseau. Le rôle du filtre est d’atténuer les harmoniques d’ordre supérieur générés par le convertisseur de puissance du coté du réseau. Notons qu’un éventuel transformateur aurais dû être introduit entre le filtre et le réseau pour adapter la tension de sortie du convertisseur à celle du réseau. Dans notre cas, le transformateur est considéré comme un simple gain de tension. 77 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Réseau Chapitre 5 Vent Transformateur 𝑖𝑚𝑎𝑐 𝑖𝑟𝑒𝑠 GADA β R Turbine Multiplicateur Commande vectorielle 𝑀𝐿𝐼 Filtre Figure. V.1 : Architecture de la chaîne de conversion éolienne à base d’une MADA. V.2. Principe de fonctionnement d’un redresseur MLI et avantage de la MLI La structure de la cascade est celle représentée sur la figure (V.1). Les deux convertisseurs interposés entre le rotor de la MADA et le réseau sont de type MLI à deux niveaux, bidirectionnels en puissance. Le modèle du convertisseur connecté au rotor était déjà présenté dans chapitre deuxième où les signaux de commande sont déterminés en appliquant la commande vectorielle à la MADA. Le convertisseur côté réseau aura le même modèle que l’autre, sauf que les signaux de commande seront déterminés en faisant un asservissement de la tension du bus continu. Dans notre cas, le convertisseur connecté au rotor fonctionnera en redresseur, et celui connecté au réseau fonctionnera en onduleur. Ce qui nous permet de récupérer la puissance électrique disponible au niveau du bobinage rotorique à travers les contacts glissants et de la réinjecter dans le réseau. Ce type de convertisseur peut opérer en redresseur ou en onduleur. Quand le courant 𝑖𝑟𝑒𝑠 est positif (Opération redresseur), le condensateur C est déchargé, et le signal d’erreur demande au bloc de commande plus d’énergie à partir du réseau, le bloc de commande prend l’énergie d’alimentation en produisant des signaux appropriés à l’amorçage des transistors. De cette façon l’écoulement de courant du côté alternatif vers le côté continu, ainsi, la tension de condensateur est récupérée. Inversement, quand 𝑖𝑟𝑒𝑠 devient négatif 78 Chapitre 5 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne (Opération Onduleur), le condensateur C est surchargé, et le signal d’erreur demande à la commande la décharge du condensateur et renvoyé l’énergie vers le réseau . L’avantage de la commande MLI ne s’arrête pas au contrôle de la puissance active, mais la puissance réactive également, permettant à ce type de convertisseur de corriger le facteur de puissance du réseau. Ainsi, la commande MLI nous permet d’avoir une bonne qualité de signal (formes sinusoïdales), ramenant le contenu harmonique vers des fréquences élevées et par la suite la facilité de filtrage[2]. V.3.Modèle complet du système de conversion éolien[35] On adopte le modèle continu équivalent des convertisseurs représentés dans le repère de Park notamment la génératrice, le bus continu, la liaison au réseau contenant le deuxième convertisseur MLI et le filtre intermédiaire ainsi le nœud de connexion au réseau. La figure (V.1) présente un système visé par ce chapitre. En regroupant la partie mécanique et la partie électrique de l’éolienne, une des algorithmes de la MPPT étudiées au chapitre une est appliquée afin de délivrer à la génératrice la puissance active de référence tout en maintenant une référence de puissance réactive nulle pour faire fonctionner à facteur de puissance unitaire et injecter une puissance de qualité. Les signaux de commande du convertisseur coté rotor proviennent de l’application de la commande vectorielle de la génératrice dont le convertisseur coté réseau est chargé à régler la tension de l’étape continue pour assurer toujours l’alimentation du premier et quelque soit le sens de transit de puissance. Ce réglage de tension du bus continu fixe la puissance active de référence à échanger avec le réseau via le filtre 𝑅𝑡 , 𝐿𝑡 intermédiaire. On travaille à facteur unitaire coté réseau pour cela on fixe une référence réactive égal à zéro. C’est ces deux consignes qui vont nous servir à imposer les courants de référence transités au réseau. V.4. Modélisation de la liaison du rotor au réseau V.4.1. Modélisation du bus continu Le réglage de la tension du bus continu est réalisé par une boucle externe. La transition de puissance permet d’imposer le courant capacitif au bus continu. Donc, la boucle de régulation externe permet de maintenir une tension constante au niveau du bus continu et de générer la référence du courant à injecter dans le condensateur[2]. 79 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 L’´evolution de la tension du bus continu est obtenue à partir de l’intégration du courant capacitif absorbé par le condensateur, nous pouvant écrire alors[21] : 𝐶 𝑑𝑉𝑑𝑐 = 𝑖𝑐 𝑑𝑡 (V.1) Le courant dans le condensateur est donné par la relation : 𝑖𝑐 = 𝑖𝑚𝑎𝑐 − 𝑖𝑟𝑒𝑠 (V.2) Avec 𝑉𝑑𝑐 : La tension du bus continu. 𝑖𝑚𝑎𝑐 : Le courant modulé par le convertisseur du coté de la machine. 𝑖𝑟𝑒𝑠 : Le courant modulé par le convertisseur du coté du réseau. 𝑖𝑐 : Le courant dans le condensateur. C: La valeur de la capacité. Ainsi, le bus continu sera modélisé par la fonction de transfert suivante : 𝑉𝑑𝑐 = 1 𝐶. 𝑠 (V.3) Afin de générer un courant au réseau, il faut que la tension du bus continu 𝑉𝑑𝑐 soit supérieure à la valeur crête des tensions composée apparaissant du côté du filtre [21]. 𝒊𝒎𝒂𝒄 𝒊𝒓𝒆𝒔 𝒊𝒄 𝑉𝑑𝑐 Figure. V.2 : Le bus continu. V.4.2. Modélisation du convertisseur coté réseau Le redresseur à MLI donné par la figure (V.3) est constitué de six IGBT avec six diodes antiparallèles pour assurer la continuité du courant. Tous ces éléments sont considérés comme des interrupteurs idéaux. Il est modélisé en associant à chaque bras une fonction logique 𝑆𝑗 selon la figure(V.5)[3]. 80 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 On définit les fonctions logiques de connexion par : 𝑆𝑗 = 1 𝑆𝑖 𝑇𝑖 𝑓𝑒𝑟𝑚é 𝑒𝑠𝑡 𝑇𝑖 ′ 𝑒𝑡 𝑜𝑢𝑣𝑒𝑟𝑡 𝑆𝑗 = −1 𝑆𝑖 𝑇𝑖 𝑜𝑢𝑣𝑒𝑟𝑡 𝑒𝑠𝑡 𝑇𝑖 ′ 𝑒𝑡 𝑓𝑒𝑟𝑚é Avec :𝑗 = 𝑎, 𝑏, 𝑐 𝑒𝑡 𝑖 = 1,2,3. 𝑇1 𝑇2 𝑇1′ 𝑇2′ 𝑇3 𝑉𝑑𝑐 𝑇3′ Réseau triphasé Figure. V.3 : Représentation des interrupteurs d’un convertisseur AC/DC triphasé Le deuxième convertisseur étant à deux niveau et réversible donc identique au convertisseur coté rotor. Son modèle sera donc identique à celui étudié dans le chapitre deux : 𝑉𝑚𝑎 𝑉𝑑𝐶 2 −1 −1 𝑆𝑎 𝑉𝑚𝑏 = −1 2 −1 𝑆𝑏 3 𝑉𝑚𝑐 −1 −1 2 𝑆𝑐 (V.4) De plus, s’il fonctionne en redresseur, le courant redressé sera donné par : 𝑖𝑟𝑒𝑠 = 𝑆𝑎 𝑆𝑏 𝑆𝑐 𝑖𝑎 𝑖𝑏 𝑖𝐶 (V.5) V.4.3. Modélisation du filtre passif Le filtre intermédiaire utilisé est de type (R,L) afin de générer au réseau des courants sinusoïdaux (voire figure V.4)[35]. 81 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 𝑅𝑓 𝐿𝑓 𝑉𝑏1 𝑉𝑚1 𝐼𝑡1 𝐼𝑡2 𝑉𝑆1 𝑉𝑏2 𝑉𝑚2 𝑉𝑆2 𝐼𝑡3 𝑉𝑚3 𝑉𝑏3 𝑉𝑆3 Figure. V.4 : Schéma du filtre. Les courants transités entre le convertisseur et le réseau sont imposés par les bobines constituant le filtre passe bas [21]. La tension aux bornes du filtre est donnée par : 𝐼𝑡1 𝑉𝑚1 𝑉𝑠1 𝑑 𝐼𝑡1 𝑉𝑚2 = 𝑅𝑡 𝐼𝑡2 + 𝐿𝑡 𝐼𝑡2 + 𝑉𝑠2 𝑑𝑡 𝐼 𝑉𝑚3 𝐼𝑡3 𝑉𝑠3 𝑓3 (V.6) Avec : 𝑉𝑚1 𝑉𝑚2 𝑉𝑚3 : les tensions simples modulées par le convertisseur coté réseau dans le repère triphasé. 𝐼𝑡1 𝐼𝑡2 𝐼𝑡3 : les courants à travers le filtre. 𝑅𝑓 𝐿𝑓 : la résistance et l’inductance du filtre. 𝑉𝑠1 𝑉𝑠2 𝑉𝑠3 : les tensions simples du réseau. En appliquant la transformation de Park au système (V.6) on trouve le système biphasé suivant : 𝑉𝑚𝑑 𝐼𝑡𝑑 𝐼𝑡𝑑 −𝐼𝑡𝑞 𝑉𝑠𝑑 𝑉𝑚𝑞 = 𝑅𝑓 𝐼𝑡𝑞 + 𝐿𝑓 . 𝑠 𝐼𝑡𝑞 − 𝐿𝑓 . 𝜔𝑠 𝐼𝑡𝑑 + 𝑉𝑠𝑞 Avec : 𝑉𝑚𝑑 𝑉𝑚𝑞 : les tensions modulées par le convertisseur dans le repère de Park 𝑉𝑠𝑑 𝑉𝑠𝑞 : les tension du réseau dans le repère de Park. 𝐼𝑡𝑑 𝐼𝑡𝑞 : les composante directe et quadratique des courants de filtre. 82 (V.7) Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 Les tensions aux bornes des bobines 𝑉𝑏𝑑 𝑉𝑏𝑞 sont exprimées par : 𝑉𝑏𝑑 𝐼𝑡𝑑 𝐼𝑡𝑑 = 𝑅 + 𝐿 . 𝑠 𝑓 𝑓 𝑉𝑏𝑞 𝐼𝑡𝑞 𝐼𝑡𝑞 (V.8) Et d’autre part d’après (V.7) ces deux valent : : 𝑉𝑏𝑑 𝑉𝑚𝑑 𝑉𝑠𝑑 −𝐼𝑡𝑞 𝑉𝑏𝑞 = 𝑉𝑚𝑞 − 𝑉𝑠𝑞 + 𝐿𝑓𝑡 . 𝜔𝑠 𝐼𝑡𝑑 (V.9) En introduisant l’opérateur de Laplace aux équations (V.8) nous pouvons représenter le filtre par une fonction de transfert pour chaque axe de Park dont l’entrée est la tension aux bornes des bobines et la sortie le courant à travers le filtre et on peut écrire : 𝐺(𝑠) = 𝐼𝑡𝑑 𝐼𝑡𝑑 1 = = 𝑉𝑡𝑑 𝑉𝑡𝑑 𝑅𝑓 + 𝐿𝑓 . 𝑠 (V.10) V.4.4. Contrôle du convertisseur cote réseau Le convertisseur MLI2 de la figure ( V.5) est situé entre le bus continu et le filtre passif. Sa topologie permet de générer et également d’appeler un courant provenant du réseau suivant le besoin. 𝑖𝑐ℎ 𝑖𝑟𝑒𝑠 𝑖𝑐 𝑻𝟏 𝑫𝟏 𝑻𝟑 𝑫𝟑 𝑻𝟓 𝑫𝟓 𝑅𝑓 𝑉𝑑𝑐 𝐿𝑓 𝑣𝑎𝑛 𝑣𝑏𝑛 𝑻𝟐 𝑻𝟒 𝑫𝟐 𝑫𝟒 𝑻𝟔 𝑣𝑐𝑛 𝑫𝟔 Figure. V.5 : Structure de base d’un redresseur de tension L’objectif de ce convertisseur est de maintenir la tension du bus continu constante quelle que soit l’amplitude et le sens de la puissance[3]. Pour la commande de ce type de convertisseur ; on distingue deux techniques de commandes (l’une en tension et l’autre en courant) : 83 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 La première commande est la commande en tension , la plus courante est la modulation sinus-triangle. La deuxième est basée sur le réglage de courant d’entrée par la MLI à hystérésis , c’est la technique utilisée dans notre travail. La figure (V.6) représente le schéma de principe d’un redresseur de tension triphasé MLI commande en courant .la commande est réalisée en , mesurant les courants de phase instantanés et faire en sorte à ce qu’ils soient des courants sinusoïdaux qui seront considérés comme 𝑖𝑟𝑒𝑓 [36]. 𝑒𝑎 𝐿𝑓 𝑅𝑓 𝑒𝑏 𝑖𝑟𝑒𝑠 𝑖𝑎 𝑖𝑟𝑒𝑠 𝑖𝑏 𝑒𝑐 𝑖𝑚𝑎𝑐 𝑉𝑑𝑐 𝑐 𝑖𝑐 𝑆𝑎 𝑆𝑏 𝑆𝑐 Commande MLI ∑ 𝑉𝑑𝑐_𝑟𝑒𝑓 𝑖𝑎 𝑖𝑏 i a ,b ,c 𝑖𝑐 sin(𝜔𝑡 + 𝜑) 𝑖𝑟𝑒𝑓 PI 𝑒 𝐼𝑚𝑎𝑥 sin(𝜔𝑡 + 𝜑 − 120) sin(𝜔𝑡 + 𝜑 + 120) Figure. V.6 : Commande du redresseur MLI. L’amplitude du courant de référence est calculée suivant la formule suivant : 𝐼𝑚𝑎𝑥 = 𝑃𝐼. 𝑒 =𝑃𝐼(𝑉𝑑𝑐 _𝑟𝑒𝑓 - 𝑉𝑑𝑐 ) (V.11) 𝐼𝑚𝑎𝑥 sera ensuite comparée à la fonction sinus avec la même fréquence que la source et un angle de déphasage φ désire.Le signale obtenu sera synchronisé avec les courants des lignes et de là on génère la MLI. 84 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 La boucle de réglage qui assure la commande de la tension de sortie du redresseur et la régulation de courant d’entrée fait généralement partie d’une structure de régulation en cascade. Le courant de référence appliquée à l’entrée du comparateur à hystérésis provient d’un régulateur principale qui assure le réglage de tension de sortie 𝑉𝑑𝑐 . Cette technique de commande est basée sur une comparaison du courant d’entrée i(t) au courant de référence 𝑖𝑟𝑒𝑓 (𝑡) .Celle ci Permet d’imposer une référence entre ces deux courants compris dans une bande à hystérésis ±∆𝑖 . Les états des interrupteur du montage de la figure (V.6)sont déterminés ainsi : Si 𝑖𝑟𝑒𝑓 𝑡 − 𝑖 𝑡 ≥ +∆𝑖 les interrupteur𝑆1 et 𝑆4 sont fermés et les interrupteur 𝑆2 et 𝑆3 sont ouverts . Si 𝑖𝑟𝑒𝑓 𝑡 − 𝑖 𝑡 ≤ −∆𝑖 les interrupteur𝑆1 et 𝑆4 sont ouverts et les interrupteur 𝑆2 et 𝑆3 sont fermé . V.5. Simulations Le modèle de la chaine complète de conversion éolienne est établit dont la cascade est basée sur une machine asynchrone à double alimentation. Les résultats de simulation sont obtenus à l’aide du MATLAB Simulink , les caractéristiques du système éolien étudié dont les paramètres sont donnés dans l’annexe (A). Ce système est couplé électriquement à un réseau triphasé puissant considéré stable et en équilibre. La maximisation de la puissance est obtenue avec asservissement de la vitesse mécanique de la génératrice. La vitesse spécifique 𝜆𝑐𝑝𝑚𝑎𝑥 = 9, le coefficient de puissance maximale 𝐶𝑝𝑚𝑎𝑥 = 0.5. La puissance réactive de référence égale à zéro 𝑄𝑆𝑟𝑒𝑓 = 0. Pour la commande vectoriel nous avons utilisé le schémas de la commande indirect en boucle fermée de la figure(II.6), avec deux régulateurs PI des courants rotoriques et deux régulateurs des puissances statoriques . à t=0 la vitesse du vent égal 7m/s , et à t=15s on fait un changement de la vitesse du vent de valeur 11m/s . 85 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Réseau Chapitre 5 Onduleur Turbine + VV Redresseur 𝑖𝑜𝑛𝑑 Multiplicateur 𝑖𝑟𝑒𝑠 Algorithme d’extraction de maximum de puissance avec asservissement de la vitesse MADA 𝑃𝑟𝑒𝑓 Commande Vectorielle et compensation 𝑄𝑟𝑒𝑓 =0 Régulation de la tension de filtre 𝑉𝑟𝑒𝑓 Figure. V.7: Structure de la chaîne globale. V.6. Résultats de simulation Le profil du vent appliqué est donnée dans la figure ci-dessous. d’après les résultats obtenus pour cette application, on distingue les remarques suivantes : La vitesse spécifique 𝜆 et le coefficient de puissance 𝐶𝑝 figure(V.9) ne changent pas beaucoup de valeurs, ils restent pratiquement égaux à leurs valeurs de références optimales 9 et 0.5successivement . La puissance active statorique figure(V.15) suit sa référence optimale et possède la même allure que le profil du vent appliqué, cette allure est conforme aussi à celle du couple éolien du coté de la MADA . La vitesse de la MADA figure(V.10) est l’image du vent entraînant l’éolienne, L’allure des composantes du flux statorique montre une bonne orientation du flux garantissant une commande vectorielle bien découplée de la MADA. 86 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 Vitesse du vent (m/sec) 12 11 10 9 8 7 6 0 5 10 15 20 25 30 Temps(s) Figure V.8 :Vitesse du vent Vitesse spécifique (Landa) Coefficient de puissance (Cp) 10 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 0 5 10 15 Temps(s) 20 25 8 6 4 2 0 30 0 5 10 15 20 Temps(s) 25 30 Figure V.9 :La vitesse spécifique et le coefficient de puissance 5 0 250 200 150 100 50 0 0 5 10 15 20 25 30 Temps(s) x 10 -2 -4 de référence Puissance active statatorique(W) Vitesse mécanique de la GADA (rad/sec) 300 -6 -8 -10 -12 -14 -16 0 5 10 15 Temps(s) Figure V.10 :La vitesse mécanique et la puissance active de référence 87 20 25 30 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 2 1 0 Flux statorique(Wb) Couple électromagnétique(N.m) 2000 -2000 -4000 -6000 -8000 -10000 0 5 10 15 20 25 0 -1 -2 -3 ∅𝒅𝒔 -4 ∅𝒒𝒔 -5 30 0 5 10 15 20 25 30 Temps(s) Temps(s) Figure V.11 :Le couple électromagnétique et le flux statorique selon l’axe d et q 2000 1000 0 0 3 4 5 -2000 20 6 2000 2000 1500 1500 Courant triphasé(A) statorique Courant triphasé rotorique (A) -1000 1000 500 0 -500 -1000 -1500 -2000 0 5 10 15 20 25 30 Temps(s) 20.05 1000 500 0 -500 -1000 -1500 -2000 0 5 10 15 Temps(s) Figure V.12 : Les courants statoriques et rotoriques triphasés 88 20 25 30 Tension de bus continu (V) 1400 1200 1000 800 600 400 200 0 -200 0 5 10 15 20 25 30 Temps(s) La tension avec le courant de phase statorique (V) Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 600 400 200 0 -200 -400 -600 6 6.05 Temps(s) 6.1 6.15 Figure V.14 :Tension et courant par Figure V.13 :Tension de bus continu. phase statorique. 6 x 10 1 0.5 0 -0.5 -1 0 0.5 1 1.5 2 6 6 x 10 𝑃𝑆𝑟𝑒𝑓 0 -0.5 -1 -1.5 -2 0 5 10 15 20 25 30 x 10 𝑄𝑆𝑚𝑒𝑠 1 𝑄𝑆𝑟𝑒𝑓 0.5 et sa référence 𝑃𝑆𝑚𝑒𝑠 Puissance réactive statorique (VAR) 1.5 0.5 et sa référence Puissance active statatorique(W) 1 0 -0.5 -1 -1.5 0 5 10 15 Temps(s) Temps(s) Figure V.15 : La puissance active et réactive statorique. 89 20 25 30 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 Nous allons procéder au remplacement du régulateur classique de puissance active et réactive par un régulateur flou , qui l’on a utilisé dans le quatrième chapitre, avec le même condition de simulation de système précèdent . 12 Vitesse du vent (m/sec) 11 10 9 8 7 6 0 5 10 15 20 25 30 Temps(s) Figure V.16 :Vitesse du vent 10 Vitesse spécifique (Landa) Coefficient de puissance (Cp) 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 0 5 10 15 20 25 30 Temps(s) 8 6 4 2 0 0 5 10 15 Temps(s) Figure V.17 : La vitesse spécifique et coefficient de puissance . 90 20 25 30 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 2 Flux statorique(Wb) 1 0 -1 -2 -3 ∅𝒅𝒔 -4 ∅𝒒𝒔 -5 0 5 10 15 20 25 30 Temps(s) Figure V.18 : Le flux statorique selon l’axe d et q 300 Vitesse mécanique de la GADA (rad/sec) 250 0 200 -2000 150 -4000 100 -6000 -8000 -10000 0 5 10 15 20 25 30 50 0 0 5 10 Temps(s) 15 Temps(s) Figure V.19 :Le couple électromagnétique et la vitesse mécanique 1400 Tension de bus continu (V) Couple électromagnétique(N.m) 2000 1200 1000 800 600 400 200 0 -200 0 5 10 15 Temps(s) 20 25 Figure V.20 :Tension de bus continu 91 30 20 25 30 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Chapitre 5 1000 2000 0 0 -1000 3 4 5 -2000 20 6 Courant triphasé statorique (A) Courant rotorique triphasé(A) 2000 1500 1000 500 0 -500 -1000 -1500 -2000 5 10 15 20 25 20.04 2000 1500 1000 500 0 -500 -1000 -1500 -2000 0 20.02 30 0 5 10 Temps(s) 15 20 25 30 Temps(s) Figure V.21 : Les courants statoriques et rotoriques triphasés 6 1 x 10 0.5 0 -0.5 0 0.5 1 1.5 2 Puissance réactive statorique (VAR) 1 et sa référence Puissance active statatorique(W) -1 6 x 10 𝑃𝑆𝑚𝑒𝑠 0.5 𝑃𝑆𝑟𝑒𝑓 0 x 10 𝑄𝑆𝑚𝑒𝑠 1 𝑄𝑆𝑟𝑒𝑓 0.5 -0.5 0 -0.5 -1 -1.5 -2 6 1.5 0 5 10 15 20 25 -1 -1.5 30 Temps(s) 0 5 10 15 Temps(s) Figure. V.22 :La puissance active et réactive statorique 92 20 25 30 Chapitre 5 Asservissement d’une Chaîne de conversion éolienne Résultats de simulation de régulation de puissance statorique par logique floue : En utilisant la structure de la chaîne globale similaire à celui de la figure (V.7) sauf que dans ce cas on a procédé au remplacement du régulateur PI classique de puissance active par un autre flou et du régulateur PI classique de puissance réactive par un autre flou (dans la partie de commande vectorielle) ,ainsi nous avons utilisé le deux régulateurs PI pour contrôler les courants rotoriques 𝑖𝑑𝑟 et 𝑖𝑞𝑟 . Les courbe ci-dessus présente les résultats obtenus pour cette application.la puissance active statorique ( oscillent légèrement autour de leurs valeurs de références) , tandis que les courbes de la puissance éolienne et la vitesse de la MADA évoluent selon une allure semblable au profil du vent appliqué au système. Les autres grandeurs, telles que, le couple électromagnétique de la machine , le courant statoriques, les puissances réactives débitées par la MADA et les flux statoriques , La vitesse spécifique λ et le coefficient de puissance 𝐶𝑃 possèdent les mêmes allures que dans le cas du régulateur PI classique. La figure (V.22 ) montre les performances de régulateur flou de puissance active et réactive d’une chaine de conversion éolienne . La réponse de la puissance active statorique de la figure (V.22 ) montre le meilleure performance ( temps de réponse ). V.7.Conclusion Dans ce chapitre nous avons détaillé tous les éléments constitutifs du système de conversion éolienne en associant la partie mécanique à la partie électrique, ainsi que la commande de chacun afin de faire fonctionner l’ensemble au maximum dans un état optimal. En outre de la commande vectorielle de la MADA qui définie les signaux de commande du 1𝑒𝑟 convertisseur, et de part l’existence du bus continu nous avons étudié le contrôle de la liaison au réseau définissant la commande du 2𝑒𝑚𝑒 convertisseur. La commande indirecte avec boucle de puissance (étudiée avec le régulateur PI ,ainsi le régulateur flou ).Ensuite, on a regroupé l’ensemble afin d’obtenir une connexion d’une MADA de 1.5MW au réseau . 93 Conclusion générale CONCLUSION GENERALE L’objectif principal de ce mémoire était la modélisation et la commande floue d’une génératrice asynchrone à double alimentation, ainsi que l’apport qu’elle pourrait apporter dans un système éolien à vitesse variable. Pour ce faire, on a présenté brièvement l’état de l’art sur les différents types d’éoliennes existantes, les différentes génératrices utilisées et les avantages justifiant le choix de la machine asynchrone à double alimentation. De plus, on a établi le modèle mathématique des éléments principaux constituant la chaine de conversion électromécanique dans l’éolienne. En suite, afin de mieux commander la puissance active et réactive statorique de l’aérogénérateur asynchrone à double alimentation, on a appliqué la technique de la commande vectorielle à le GADA pour maitriser la difficulté de son réglage. On a associé à cette technique de commande vectorielle un régulateur de puissance et de courant de type PI, ce qui a permis au système éolien d’obtenir une bonne performance en terme de poursuite du point de fonctionnement optimal à maximum de puissance. D’autre part, la structure choisie pour alimenter le rotor de le GADA constituée par deux convertisseurs électroniques réversibles, a été d’une grande importance dans le fonctionnement de le GADA à facteur de puissance unitaire, et a permis la bidirectionnalité de la conversion énergétique rotorique. Après, l’approche de la commande par mode glissant a été présentée et appliquée avec succès à la conception d’un régulateur de courant de l’aérogénérateur asynchrone à double alimentation et à flux statorique orienté, aussi la commande par logique floue a été appliqué, nous a donné de bons résultats (temps de réponse, dépassement ) de la puissance statorique. 94 Annexe Annexe Annexe Annexe(A) 1.Donné de la première machine à induction double alimentée : Paramètre Valeur numérique Puissance nominale 7.5KW Résistance statorique 0.474 (Ω) Résistance rotorique 0.7614 (Ω) Inductance mutuelle 0.107 (H) Inductance statorique 0.12 (H) Inductance rotorique 0.122 (H) Nombre de paires de pôles 2 Tension du réseau utilisé 220 V Fréquence du réseau 50 Hz 2.Donner de la deuxième machine à induction double alimentée : Les paramètres de la Machine Asynchrone à Double Alimentation utilisée, et ceux de la turbine: Les paramètres de la MADA sont : Paramètre Valeur numérique Puissance nominale 1.5MW Résistance statorique 0.012 (Ω) Résistance rotorique 0.021 (Ω) Inductance mutuelle 0.0135 (H) Inductance statorique 0.0137 (H) Inductance rotorique 0.0136 (H) Nombre de paires de pôles 2 Tension du réseau utilisé 690 V Fréquence du réseau 50 Hz a Annexe Les paramètres de la turbine éolienne utilisée : Paramètre Valeur numérique Nombre de pale 3 Diamètre d’une pale 35.25 m Gain du multiplicateur 90 Inertie de l’arbre 1000 Kg.m² Coefficient de frottement 0.0024 N.m.s/rad Paramètres de l’alimentation rotorique : La liaison réseau-rotor est composée d’un filtre inductif série et de deux convertisseurs à commande MLI liés entre eux par un bus continu constitué d’un condensateur en parallèle, et dont les caractéristiques sont les suivantes : Paramètre Valeur numérique Résistance du filtre 0.002𝑒 −3 (Ω) Inductance du filtre 5𝑒 −3 (H) 4400𝑒 −6 (F) Capacité de bus continu Tension de référence du bus continu b 1200(𝑉) Annexe Annexe (B) Calcul des paramètres du régulateur PI [37] Dans notre travail ,nous nous intéressons à la méthode de conception qui est basé sur la compensation de la constante de temps du régulateur avec celle du processus de la grandeur à réguler . La figure (B.1) montre un système de réglage de chaque puissance au niveau de stator de la MADA en boucle fermée par un régulateur PI. 𝑃𝑆−𝑟𝑒𝑓 𝑄𝑆−𝑟𝑒𝑓 𝑀𝑣𝑞𝑠 (𝐿𝑠𝑅𝑟 + 𝑠. 𝐿𝑠𝐿𝑟. 𝜎) 𝐾𝑖 𝐾𝑝 + 𝑠 𝑃𝑆−𝑚𝑒𝑠 𝑄𝑆−𝑚𝑒𝑠 Figure. B.1 : Schéma block du système de régulation des puissances statoriques. 𝑀2 𝜎 = (1 − 𝐿 Avec 𝑠 .𝐿𝑟 ) La fonction de transfert en boucle ouverte (𝐹𝐵𝑂 ) du système de régulation de la figure (B.1) s’écrit comme suit : 𝐹𝐵𝑂 = 𝐾 𝑠 + 𝐾𝑖 𝑠 𝐾𝑃 𝑃 𝑀𝑣𝑞𝑠 𝐿𝑠 𝐿𝑟 𝜎 . 𝑅𝑟 𝐿𝑟 𝜎 + 𝑠 La méthode de compensation des pôles consiste à éliminer le zéro de la fonction de transfert et ceci nous conduit à l’égalité suivante : 𝐾𝑖 𝑅𝑟 = 𝐾𝑃 𝐿𝑟 𝜎 Après la compensation ,on obtient la fonction c 𝐹𝐵𝑂 suivante : Annexe 𝐹𝐵𝑂 = 𝐾𝑃 𝑀𝑣𝑞𝑠 𝐿𝑠 𝐿𝑟 𝜎. 𝑠 Ce qui nous donne la fonction de transfert en boucle fermée suivante : 𝐹𝐵𝐹 = 1 1 + 𝜏. 𝑠 𝜏= 𝐿𝑠 𝐿𝑟 𝜎 𝐾𝑃 𝑀𝑣𝑞𝑠 Avec : 𝜏 est le temps de réponse du système que l’on se fixe de l’ordre de 10 ms : 𝐾𝑃 = 𝐿𝑠 𝐿𝑟 𝜎 𝜏𝑀𝑣𝑞𝑠 𝐾𝑖 = 𝑅𝑟 𝐿𝑠 𝜏𝑀𝑣𝑞𝑠 On applique le même méthode sur : Boucle des courants 𝑖𝑑𝑟 −𝑟𝑒𝑓 𝑖𝑞𝑟 −𝑟𝑒𝑓 1 𝑅𝑟 + 𝐿𝑟𝜎. 𝑠 𝐾𝑖 𝐾𝑝 + 𝑠 𝑖𝑑𝑟 −𝑚𝑒𝑠 𝑖𝑞𝑟 −𝑚𝑒𝑠 Figure. B.2 : Schéma block du système de régulation des courants rotorique . Boucle de vitesse Ω𝑟𝑒𝑓 1 𝐽. 𝑠 + 𝑓 𝐾𝑖 𝐾𝑝 + 𝑠 Ω Figure. B.3 : Schéma block du système de régulation de vitesse. d Annexe La boucle de régulation de la tension de bus continu est nécessaire pour limiter 𝑉𝑑𝑐 (𝑡) a cause du caractère élévateur du montage. On autre réguler 𝑉𝑑𝑐 (𝑡) revient à réguler la puissance fournie à la charge.L’amplitude de curant i(t) est imposé par la sortie du régulateur de tension pou adapté la puissance absorbé par le redresseur à la puissance dissipée dans la charge . La fonction de transfert du régulateur PI donné par : 𝐾𝑖 𝐹𝑇𝑃𝐼 =𝐾𝑝 + 𝑠 = 𝐾𝑓(1 + 1 𝑇𝑝 ) La fonction de transfert en boucle ouvert du régulateur PI associée à la fonction de transfert du coté continu est : FTBO= 𝐾𝑓(1 + 1 𝑇𝑝 )( 1 𝐶𝑑𝑐𝑃 ) En prenant T=𝐶𝑑𝑐 ,cette fonction de transfert en boucle ouvert se simplifier et réduit est alors à : 1 FTBO= 𝐾𝑓( 1+𝑇𝑝 𝑇 2 ∗𝑝 2 ) D’ou la fonction de transfert en boucle fermée : 1 FTBF= 𝐾𝑓( 1+𝑇𝑝 1 𝑇 2 ∗𝑝 2 1+𝑇𝑝 + 𝐾𝑓 ) Pour une première estimation du paramètre du correcteur, on choisi 𝐾𝑓 pour que le système se comporte comme un système de première ordre .il suffit donc que T > 𝑇2 𝐾𝑓 ;ce qui est facilement obtenu avec un choix convenable du facteur 𝐾𝑓 du correcteur . les paramètre Du régulateur PI sont définis comme suite : 𝐾𝑝 = 𝐾𝑓 𝐾𝑖 = 𝐾𝑓 𝐶𝑑𝑐 e Annexe Paramètres du régulateurs PI classique : Première machine : Régulateurs des puissances Régulateurs des courants 𝐾𝑃 =1 𝐾𝑖 =100 𝐾𝑃 =200 𝐾𝑖 =50 Deuxième machine : Régulateurs des puissances 𝐾𝑃 =3.75e-5 𝐾𝑖 =-0.0084 Régulateurs des courants Régulateur de vitesse 𝐾𝑃 =4.0808 𝐾𝑖 =307.63 𝐾𝑃 =50000 𝐾𝑖 =10 Régulateur de la tension de bus continu 𝐾𝑃 = 0.4 𝐾𝑖 =30 Paramètres du régulateurs flou : Régulateur de puissance active 𝐾𝑒 =1*e-8 𝐾𝑑𝑒 = 1 ∗ 𝑒 − 7 𝐾𝑢 =-4.5*e8 Régulateur de puissance réactive 𝐾𝑒 =1*e-7 𝐾𝑑𝑒 = 1 ∗ 𝑒 − 7 𝐾𝑢 =-4.5*e5 f Références bibliographiques REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES [1] Y.Elbia ," Commande Floue Optimisée d’une Machine Asynchrone à Double Alimentation et à Flux Orienté " , Mémoire de Magister en Génie Electrique Université de Batna , 2009 . 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