Chap. 7 - Les transistors
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Chap. 7 - Les transistors 2 ELEC283 – © MiEL 2003/04 Chap. 7 – Les transistors Plan du chapitre 4 Plan du chapitre u u u u 7.1 – Le transistor: généralités 7.2 – Le transistor MOS utilisé en amplification 7.3 – Le transistor bipolaire utilisé en amplification 7.4 – Compléments ELEC283 – © MiEL 2003/04 3 1 Chap. 7 – Les transistors 7.1 – Le transistor: généralités 4 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.1 – Le transistor: généralités Généralités 4 L'invention du transistor en 1948 a lancé une véritable révolution technologique qui se poursuit aujourd'hui 4 Le transistor est fondamentalement un composant qui peut être utilisé de deux manières différentes u en amplification n n u on a déjà illustré l'importance de la fonction d'amplification relève de l'électronique analogique (première partie du cours) en commutation n base de toute l'électronique numérique (seconde partie du cours) 5 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.1 – Le transistor: généralités Généralités 4 Il existe deux "familles" de transistors répondant à des principes de fonctionnement différents u les transistors bipolaires u les transistors à effet de champ n n 4 inventé en 1948 dominant aujourd'hui Parmi les transistors à effet de champ, il existe de nombreuses variantes u nous expliquerons l'utilisation du transistor sur base du modèle le plus courant aujourd'hui: le NMOS à enrichissement ELEC283 – © MiEL 2003/04 6 2 Chap. 7 – Les transistors 7.2 – Le transistor MOS utilisé en amplification 7 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2 – Le transistor MOS utilisé en amplification Plan du chapitre 4 Plan du chapitre u u u u u u 7.2.1 – Transistor MOS: propriétés de base 7.2.2 – Transistor MOS: structure interne 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe [7.2.4 – Etage amplificateur à transistor MOS: calcul] 7.2.5 – Autres types de transistors à effet de champ 7.2.6 – Précautions d'utilisation des transistors à effet de champ ELEC283 – © MiEL 2003/04 8 3 Chap. 7 – Les transistors 7.2 - Le transistor MOS en amplification 7.2.1 – Transistor MOS: propriétés de base 9 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Introduction 4 Un transistor est un composant à trois bornes 4 Les bornes du NMOS (voir symbole ci-dessous) s'appellent u u u le drain (D) la source (S) la grille (G) n gate en anglais D (drain) (grille / gate) G S (source) 11 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Introduction 4 Compte tenu de l'existence de ces trois bornes, il existe plusieurs manières d'utiliser ce transistor 4 Dans de nombreux montages, on utilise la source comme référence de tension par rapport à la grille et au drain: on parle alors de source commune u la source est connectée à la masse, servant de référence commune entre l'entrée et la sortie du montage n voir aussi slide suivant D G S ELEC283 – © MiEL 2003/04 12 4 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Introduction 4 Dans le montage à source commune… 4 …on applique au transistor une tension VGS u u 4 = tension "gate/source" considérée comme signal d'entrée …et on recueille une tension VDS u u = tension "drain/source" considérée comme signal de sortie D G VDS=Vout Vin=VGS S ELEC283 – © MiEL 2003/04 13 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Introduction 4 Dans cette configuration, on peut assimiler le transistor à un quadripôle u 4 dont une des bornes (source) est commune à l'entrée et à la sortie Quelles sont les propriétés de ce composant/quadripôle? u => caractéristiques n n caractéristique de transfert (ID,VGS) caractéristique de sortie (ID,VDS) D ID G G VGS VDS=Vout Vin=VGS D ID VDS S S S 14 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Caractéristique de sortie 4 Pour comprendre le comportement du NMOS, commençons par analyser sa caractéristique de sortie u courbe décrivant le comportement électrique du transistor dans le plan (ID, VDS) n ID = courant de drain = courant traversant le transistor du drain vers la source D G ID ID VDS S VDS ELEC283 – © MiEL 2003/04 15 5 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Caractéristique de sortie 4 La caractéristique de sortie comporte une première zone appelée zone ohmique u u faible valeurs de VDS dans cette zone, le comportement du transistor peut être assimilé à celui d'une résistance non-linéaire n n résistance car "droite" passant par l'origine (V=RI) non-linéaire car cette droite s'incurve D G ID ID VDS S zone ohmique VDS ELEC283 – © MiEL 2003/04 16 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Caractéristique de sortie 4 Pour des valeurs plus élevées de VDS, la caractéristique de sortie est horizontale u u 4 assimilable à une caractéristique de source de courant zone la plus intéressante de la caractéristique du transistor => transistor = source de courant u pour autant qu'on lui applique une tension VDS suffisante D G ID ID VDS S zone ohmique zone de pincement VDS 17 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Caractéristique de sortie 4 La valeur du courant de drain dépend de la tension VGS appliquée au transistor u 4 dépendance non-linéaire => transistor = source de courant commandée (nonlinéairement) en tension D ID ID ID ID = fct(VGS) G VGS VDS S VDS ELEC283 – © MiEL 2003/04 18 6 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Caractéristique de sortie 4 Compte tenu de cette dépendance de ID en fonction de VGS, la caractéristique de sortie se représente classiquement sous la forme d'un réseau de courbes u une seule courbe valable à un instant donné! ID ID = fct(VGS) VDS ELEC283 – © MiEL 2003/04 19 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Caractéristique de sortie 4 La représentation graphique de la dépendance entre ID et VGS n'est rien d'autre que la caractéristique de transfert du transistor u u u u ID = grandeur de sortie (ordonnée) VGS = grandeur d'entrée (abscisse) effectivement non linéaire ici représentée uniquement avec pincement ID VGS 21 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Caractéristique de sortie 4 La pente de la caractéristique de sortie est appelée transconductance (gm) u u varie en fonction du point Q considéré "transconductance" n n unités d'une conductance ([A]/[V] = [Ω-1]) "trans" car entre entrée et sortie du transistor ID Q gm = δID δVGS Q VGS ELEC283 – © MiEL 2003/04 22 7 7.2.1 – Propriétés de base du transistor NMOS Synthèse 4 Transistor NMOS u 4 symbole et bornes Comportement u caractéristique de sortie n n u u 4 zone ohmique zone de pincement caractéristique de transfert transconductance Interprétation u transistor (pincement) = source de courant (ID) commandée en tension (VGS) ELEC283 – © MiEL 2003/04 25 8 Chap. 7 – Les transistors 7.2 - Le transistor MOS en amplification 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe 27 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur 4 Intrinsèquement, le transistor NMOS se comporte comme une source de courant commandée en tension 4 Q: Comment en faire une source de tension commandée en tension? u 4 amplificateur = gain entre deux tensions R: il "suffit" d'ajouter une résistance D G S VGS VDS 28 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur 4 Le schéma ci-dessous est celui de l'étage amplificateur à source commune u u on ajoute une résistance RD entre le drain et une source de tension continue VCC schéma de base pour amplifier au moyen d'un transistor VCC ID RD D G VGS ELEC283 – © MiEL 2003/04 S VDS 29 9 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: remarques 4 1) la source de tension externe VCC joue le rôle de réserve d'énergie u u énergie qui va être "dosée" par le transistor => le transistor est un composant actif n n doit être alimenté contrôle d'un signal d'énergie élevée par un signal plus faible VCC ID RD D G S VGS VDS 31 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: remarques 4 2) on suppose pour l'instant que le montage est à vide u u pas de charge => le courant traversant la résistance est le même que celui traversant le transistor entre drain et source (ID) VCC ID RD D G S VGS VDS ELEC283 – © MiEL 2003/04 32 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: résolution graphique 4 Q: Comment fonctionne cet étage à transistor? u 4 Que vaut VDS? R: deux démarches complémentaires u u résolution graphique (caractéristiques) résolution analytique n difficile car transistor non linéaire VCC ID RD D G VGS ELEC283 – © MiEL 2003/04 S VDS 33 10 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: résolution graphique 4 La résistance impose une contrainte u 4 On peut donc écrire: VDS=VCC-RD.ID u 4 la ddp à ses bornes vaut V=RD.ID exprime simplement la chute de tension sur RD Cette dernière relation se traduit graphiquement par la droite ci-dessous, appelée droite de charge ID VCC ID RD VCC/RD droite de charge D G VGS VDS S VDS VCC 34 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: résolution graphique 4 Graphiquement, la valeur de VDS s'obtient par l'intersection des deux caractéristiques ci-dessous u u la caractéristique de sortie du transistor la droite de charge ID VCC ID VCC/RD RD ID(VGS) D G VGS VDS S VDS VDS VCC ELEC283 – © MiEL 2003/04 35 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: résolution graphique 4 Particularité: la position de la caractéristique de sortie dépend de la valeur de la tension de grille VGS u l'intersection n'est donc pas fixe: elle dépend de la tension d'entrée du montage VCC ID VCC/RD RD ID(VGS) D G VGS S ELEC283 – © MiEL 2003/04 ID ID = fct(VGS) VDS VDS VCC 36 11 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: interprétation 4 Fonctionnement de l'étage à transistor: u u quand on augmente VGS… …le transistor consomme davantage de courant ID n u u 4 la caractéristique de sortie du transistor "monte" dans le graphe => la chute de tension sur RD augmente => VDS diminue et inversément ID VCC ID VCC/RD RD ID(VGS) D G VGS S VDS VDS VCC VDS 38 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: difficultés 4 Q: A-t-on réalisé une amplification? u 4 Que vaut VDS par rapport à VGS? R: pas vraiment VCC ID RD D G VGS S VDS ELEC283 – © MiEL 2003/04 39 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: difficultés 4 Trois difficultés… 4 1) le gain en tension est négatif u 4 2) l'amplification est non-linéaire u 4 quand VGS augmente, VDS diminue dû à la caractéristique de transfert du transistor 3) pas d'amplification si VGS<0 u u dû à la structure interne du transistor or signaux alternatifs très courants VCC ID RD D G VGS ELEC283 – © MiEL 2003/04 S VDS 40 12 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Polarisation 4 Problème n°3: pas d'amplification si VGS<0 u 4 => on ne peut pas appliquer directement un signal alternatif à l'entrée de l'étage Solution: il suffit de décaler VGS pour que toutes les valeurs soient positives VGS VGS ∆VGS VGSQ t t 41 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Polarisation 4 Le signal d'entrée comporte alors deux composantes u une composante VGSQ u une composante alternative ∆VGS n n tension continue = moyenne du signal VGS portant l'information utile VGS ∆VGS VGSQ t ELEC283 – © MiEL 2003/04 42 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Polarisation 4 L'existence de deux composantes s'étend aux autres grandeurs électriques: ID et VDS VCC ID=IDQ+∆ID RD D G VDS=VDSQ+∆VDS VGS=VGSQ+∆VGS ELEC283 – © MiEL 2003/04 S 43 13 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Polarisation 4 La composante continue de ces signaux (indice Q) est appelée polarisation u u u elle ne porte aucune information utile la polarisation sert à placer le transistor dans des conditions électriques données le point de polarisation est le point correspondant aux valeurs moyennes des signaux électriques VCC ID=IDQ+∆ID RD D G VDS=VDSQ+∆VDS VGS=VGSQ+∆VGS S 44 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Petits signaux 4 Problème n°2: l'amplification est non-linéaire u or une non-linéarité déforme (modification du contenu fréquentiel) et donc dégrade le signal n 4 Solution: linéariser le système en travaillant avec des signaux très faibles u u variations suffisamment faibles pour pouvoir assimiler la courbe à sa tangente concerne uniquement le signal utile (les variations) autour de la caractéristique non-linéaire n 4 ex audio: distorsion non-linéarité = caractéristique de transfert => le signal ∆VGS doit être très faible u u ordre de grandeur: qques mV par opposition à la polarisation (composante continue), les composantes alternatives sont désignées par le terme de "petits signaux" ELEC283 – © MiEL 2003/04 45 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Petits signaux 4 Problème n°1: le gain est négatif 4 Solution u u 1) pas forcément gênant 2) si gênant: ajouter un second étage amplificateur pour réinverser le signal ELEC283 – © MiEL 2003/04 46 14 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: interprétation ID VCC/RD Q IDQ VDSQ VDS VCC 47 ELEC283 – © MiEL 2003/04 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Etage amplificateur: interprétation ID caractéristique ID caractéristique de sortie gm de transfert VCC/RD L L Q IDQ Q M VGS temps temps VGSQ M VDSQ VCC VGS VDS VDS ELEC283 – © MiEL 2003/04 48 7.2.3 – Etage amplificateur à transistor MOS: principe Synthèse 4 Pour amplifier au moyen d'un transistor MOS, il suffit d'ajouter une source de tension continue externe et une résistance au transistor u u étage à source commune principe de fonctionnement et caractéristiques n 4 Le montage obtenu ne permet pas d'amplifier directement une tension alternative u u 4 droite de charge les alternances négatives ne sont pas amplifiées le signal est déformé (non-linéarité de la caractéristique de transfert) La solution consiste à utiliser simultanément u u 1) la polarisation (ajout d'une composante continue à l'info utile) 2) les petits signaux (signaux alternatifs très faibles) ELEC283 – © MiEL 2003/04 49 15 ELEC283 Electronique appliquée 7.2.2 - Transistor MOS: structure interne ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 1 Transistors à effet de champ Introduction < FET = Field Effect Transistor ‚ famille de transistors ! ‚ transistor ! ‚ MOSFETà enrichissement, à déplétion, JFET, etc contrôle d'un courant par une tension "field effect" ! ! fonctionnement basé sur la modulation du courant par des effets électrostatiques un seul type de porteur de charges : les porteurs de charges majoritaires (contrairement aux bipolaires) < importance ‚ ‚ 95% du volume des semi-conducteurs actuels part de marché croissante par rapport aux bipolaires ! ! toute l'électronique numérique à terme, quasi toute l'électronique analogique 2 MOSFET à enrichissement Définition et symboles < MOSFET = Metal Oxyde Silicon Field Effect Transistor < 2 types ‚ NMOS ou PMOS (à enrichissement) D G NMOS S S G PMOS D ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 3 4 MOSFET à enrichissement Structure source SiO2 S grille/gate G drain D N D métal G S P substrat source SiO2 S zone de transition grille/gate G P drain S D G PMOS P D N substrat NMOS N zone de transition ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 5 Les deux structures de transistor MOSFET sont représentées dans cette figure. Dans un substrat (bloc de silicium), on implante deux régions de type opposé à celui du substrat appelées source et drain. Ces régions sont recouvertes d'une couche de métal qui sera utilisée pour établir les connexions avec les bornes externes du transistor. La région du substrat entre la source et le drain est par contre recouverte d'une mince couche d'oxyde de silicium (SiO2=très bon isolant), elle-même recouverte d'un matériau conducteur (p. ex. métal). Cette troisième électrode porte le nom de grille ou "gate" en anglais. C'est l'électrode de commande du transistor MOSFET. (N.B.: De manière générale, le substrat constitue une 4ème électrode qui peut être polarisée indépendamment des 3 autres. Nous supposons ici qu'elle est toujours portée au même potentiel que la source). Deux structures sont possibles suivant le type de substrat. Le transistor porte le nom correspondant au type de la source et du drain : - NMOSFET (ou NMOS en abrégé) pour un substrat P et la source et le drain de type N - PMOSFET (ou PMOS en abrégé) pour un substrat N et la source et le drain de type P 6 NMOS situation par défaut: MOS non conducteur S G N D D G N S P zone de transition 0V 0V 10V S G D N 10V D G N S vGS = 0 vDS > 0 P zone de transition ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 7 Voyons comment fonctionne le transistor NMOS. Le but du MOS est de contrôler le courant passant entre le drain et la source, en agissant sur la grille. Remarquons d'abord qu'en l'absence de toute polarisation (donc de toute tension extérieure), le MOS comprend dans sa structure même deux jonctions PN: entre la source et le gate et entre le gate et le drain (figure supérieure). Ces jonctions étant non polarisées, elles sont bloquantes: aucun courant ne peut passer entre le drain et la source (quel que soit le sens). Si on applique une tension extérieure entre D et S (figure inférieure), on peut rendre une des deux jonctions passante, mais on renforce par contre la polarisation négative de l'autre jonction (ce qui dans ce cas particulier amène la zone de transition à s'élargir fortement du côté du substrat). En conclusion: à tension de grille nulle, le courant de drain traversant le MOS est nul. 8 NMOS apparition d'un canal: "effet de champ" S G N D D G N S P 0V 5V S G 0V 0V D D G N N 5V P S vGS > 0 vDS = 0 zone d'inversion=canal N ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 9 Polarisons maintenant la grille positivement par rapport à la source (sans polariser le drain pour l'instant). La grille, l'oxyde et le substrat forment un condensateur qui se charge à une tension égale à la tension extérieure appliquée. En conséquence, des charges électriques apparaissent sur les deux faces de l'oxyde (qui joue le rôle de diélectrique du condensateur): positives du côté grille et négatives du côté substrat. Les charges négatives présentes dans le substrat sont des électrons provenant principalement de la source et du drain. (Simultanément, les trous majoritaires du substrat sont repoussés de la surface par le champ électrique transversal qui y règne.) Si la tension appliquée à la grille est suffisante, la concentration d'électrons dépasse celle des trous dans une mince couche du substrat située sous la grille. On crée alors une zone, dite "d'inversion", qui se comporte comme un semi-conducteur de type n et constitue un canal qui relie la source au drain: on a localement inversé le type de semi-conducteur sous la grille. C’est pourquoi le transistor porte le nom de MOSFET à canal n, ou NMOSFET, ou NMOS en abrégé. Remarques: - le MOS est commandé par une tension (jamais par un courant contrairement au bipolaire). Ceci vient du fait que la grille est connectée à un isolant (oxyde): aucun courant ne peut "entrer" dans le transistor (ou encore: une capacité ne passe pas le courant continu!). - une polarisation de la grille en négatif n'amène rien: des trous s'accumulent sous la grille, ce qui ne crée aucun canal et le transistor ne peut pas devenir conducteur. - dans le symbole du transistor, le sens de la flèche représentant le substrat indique le type du canal: canal n = flèche pointe vers la grille canal p = flèche pointe dans le sens opposé - enfin le "canal" créé dans le substrat par la polarisation positive de la grille est d’autant plus "large" que le potentiel de la grille est élevé. 10 NMOS polarisation positive du drain / courant de drain 0V S 15V G iD <15V 5V D D G 15V N N S vGS > 0 vDS < vGS P ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 11 Rajoutons maintenant une source de tension qui polarise le drain positivement par rapport à la source: des électrons peuvent maintenant aller de la source au drain sans rencontrer de barrière de potentiel, via le canal créé par la polarisation de la grille. Cette situation correspond à un courant conventionnel allant du drain à la source. Ce courant dépend: - de VGS : une augmentation de VGS élargit le canal, donc diminue sa résistance et le courant augmente; - de VDS : une augmentation de VDS accélère les électrons et augmente donc le débit, c'est à dire le courant (Loi d'Ohm). Par rapport à la situation précédente, la polarisation du drain a pour effet d’approfondir le canal du côté de la source et de le rétrécir du côté du drain (voir figure). 12 NMOS iD Caractéristique de sortie iD(vDS) [1]: zone ohmique [mA] 3 2 RDS zone ohmique .R non-linéaire 1 0 0 10 20 30 40 50 vDS[V] ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 13 Dans ces circonstances, le NMOS, vu côté "sortie", se comporte en fait comme une résistance (les charges qui traversent rencontrent seulement la résistance propre à la zone N): le courant de drain est d’autant plus important que la tension V DS est élevée. Cette résistance est néanmoins non-linéaire, comme illustré dans le graphe ci-dessus, qui montre la première partie de la caractéristique de sortie. Ce comportement est valable tant que VDS<VGS. 14 NMOS Pincement 0V 15V G S $15V iD D D G 15V N N >15V S vGS > 0 vDS $ vGS P canal N pincé ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 15 Si l’on augmente la tension VDS , on "incline" de plus en plus le canal, c’est-à-dire qu’on le rétrécit de plus en plus du côté du drain. Lorsqu’on arrive au point particulier VDS = VGS , on pourrait croire que le canal se "ferme": il n‘en est rien. On peut montrer en fait que la diminution de section est compensée par une accélération des charges, de sorte que ce qu’on constate en réalité est l’effet suivant: pour toutes les valeurs V DS>=VGS, le courant de drain devient indépendant de la tension V DS (en d'autres termes: si VGS vaut 15V, le courant est le même pour VDS=15, 20 ou 25V). C’est ce qu’on appelle le "pincement". Cette zone correspond à une horizontale dans le plan de la caractéristique de sortie, c’est-à-dire à un comportement en source de courant (contrôlée par la tension VGS) 16 NMOS Caractéristique de sortie iD(vDS) [2] iD [mA] 3 2 zone de pincement . source de courant RDS zone ohmique .R non-linéaire VGS=12V 1 0 0 10 20 30 40 ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 17 Le graphe ci-dessus montre la caractéristique de sortie complète du transistor NMOS. La tension VGS joue le rôle de paramètre et "règle" la "hauteur" de la courbe. 18 50 vDS[V] NMOS Caractéristique de transfert iD(vGS) iD [mA] 3 iD.K(VGS-VGS,TH) 2 2 VDS>=15V VDS=10V 2 iD.K VGS VDS=5V 1 VGS,TH 0 0 2 4 6 8 10 12 14 vGS[V] ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 19 Pour terminer, voyons la caractéristique de transfert du NMOS: elle lie la tension d’entrée (VGS) au courant de sortie (ID). La courbe supérieure montre la caractéristique de transfert lorsqu'il y a pincement. En l'absence de pincement (zone ohmique), la tension V DS joue le rôle de paramètre. Remarques: 1) On voit bien que, pour les valeurs de VDS>VGS, VDS n'influence plus le courant (courbe unique). 2) Il existe un seuil en-dessous duquel le transistor n'est pas passant. Ce seuil est noté V GS,TH (TH pour Threshold) et varie de quelques dixièmes de volt à quelques volts suivant le type de transistor et son application. 3) La caractéristique de transfert est quadratique (exposant 2) en fonction de l'excès de V GS par rapport à son seuil. 20 ELEC283 Electronique appliquée 7.2.5 - Autres types de transistors à effet de champ ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 21 Autres types de FET PLAN U < MOSFET à enrichissement: PMOS < MOSFET à déplétion < JFET 22 MOSFET à enrichissement: PMOS < idem NMOS sauf ‚ ‚ G polarisée négativement par rapport à S (vGS<0) D polarisé négativement par rapport à S (vDS<0) 0V S -15V G iD P -5V D P S N G -15V D -5V ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 23 Particularités du PMOS: - structure "duale" du NMOS - toutes les tensions sont négatives 24 vGS < 0 |vDS|< |vGS| MOSFET à déplétion (grille non polarisée) source SiO2 S grille/gate G drain D métal D enrichissement P substrat source SiO2 S S grille/gate G drain D métal D P substrat N-MOS G N N N-MOS G N N canal préexistant appauvrissement S ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 25 Particularités du MOS à déplétion (=MOS à appauvrissement) - par dopage, on réalise un canal préexistant en l'absence de tension de grille. Par défaut, le transistor est donc conducteur et on peut le "couper" par une tension de grille négative (pour un NMOS) N.B.: remarquer le symbole légèrement différent: trait continu (représentant le canal) au lieu d'un trait discontinu entre les trois électrodes... 26 MOSFET à déplétion (NMOS) Caractéristique iD(vGS) iD [mA] 3 D G D <=> G S 2 S 1 -10V -8V -6V -4V -2V 0V 2V vGS[V] ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 27 La caractéristique de transfert du NMOS à déplétion est donc décalée vers la gauche par rapport à celle du NMOS à enrichissement (il est conducteur en l'absence de polarisation). 28 Transistor à effet de champ à jonction JFET : Junction Field Effect Transistor métal grille/gate G source P S D drain D G NJFET - N P substrat peu dopé zone de transition S drain D grille/gate G source N S D G PJFET - P substrat peu dopé N zone de transition S ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 29 Enfin le JFET possède une structure différente mais utilise aussi un effet électrostatique. L'idée est ici de créer un canal dont la largeur est contrôlée par la commande de la grille. En pratique, le fait d'appliquer une tension de grille (négative pour le NJFET) renforce la polarisation négative des jonctions PN existant dans le transistor, ce qui amène les zones de charge d'espace de ces jonctions à s'élargir et donc à rétrécir le canal permettant le passage du courant de drain. Ce transistor possède également son propre symbole. Sa résistance d'entrée, quoique très élevée (environ 10 10Ω), est plus faible que celle du MOSFET (environ 1015Ω). 30 ELEC283 Electronique appliquée 7.2.6 - Précautions d’utilisation des transistors à effet de champ ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 31 Précautions d'utilisation des FET PLAN U < Condensateurs parasites < Impédance d'entrée < Destruction de la grille < Précautions à observer 32 NMOS Condensateurs parasites source =substrat S grille G CGS CGD N drain D métal N P zone de transition CDS ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 33 Les transistors MOS comportent plusieurs capacités parasites: - la capacité "gate-source" CGS est celle dont nous avons déjà parlé: il s'agit d'une vraie capacité dont l'oxyde de grille est le diélectrique et la grille et le substrat les électrodes. - la capacité "grille-drain" CGD est l'équivalent entre la grille et le drain - enfin il existe une capacité CDS correspondant à la zone de transition de la jonction PN entre le drain et la source. 34 NMOS Impédance d'entrée G iG rG G CGS S=substrat S 15 rG = fuite d'un très bon isolant = 10 S !!! CGS = de qq fF à qq nF suivant taille du MOS iG . 0 en statique iG sert uniquement à (dé)charger CGS ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 35 L'impédance d'entrée d'un NMOS, entre la grille et la source, peut être modélisée principalement par la capacité CGS. Cette impédance d'entrée capacitive donne des propriétés particulières au MOS: - lorsque la tension de grille est continue (statique), la commande du MOS ne consomme aucun courant, - lorsque la tension de grille varie (petits signaux ou commutation), il faut simplement fournir ou extraire le courant nécessaire à charger/décharger la capacité CGS pour l'amener à la tension voulue. Ce comportement est donc tout-à-fait différent de celui de la commande d'un transistor bipolaire. A un niveau de détail supérieur, on peut ajouter à ce modèle une résistance très élevée (10 15Ω) traduisant le fait qu'un courant "de fuite" extrêmement faible traverse quand même l'oxyde de grille vers le substrat (dans le cas contraire, l'oxyde de grille serait un isolant vraiment parfait, avec une résistance strictement infinie, ce qui est impossible). En pratique, ce courant peut toujours être négligé en tant que tel, mais cette résistance apparente forme avec CGS un circuit RC dont nous reparlons dans le transparent suivant. 36 NMOS destruction de la grille claquage Q D G VGS,claquage = 25 ..50V Qclaquage = CGS .VGS,claquage = 25V . 1pF = 25 pC S 15 rG.CGS = 10 S.1pF = 1000s = 17 min !!! => - on peut allumer le transistor pour un temps long - on claque aisément la grille ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 37 A cause de sa structure particulière, le NMOS (dans sa version "non protégée") peut être détruit simplement en approchant la main! Ceci est une conséquence d'un couplage capacitif existant entre l'entrée du MOS et la main de l'utilisateur. Voici l'explication de ce phénomène: Tout matériau isolant est capable de "tenir" une certaine tension, c'est-à-dire de supporter une certaine différence de potentiel par unité d'épaisseur. Par exemple, l'air sec peut supporter quelques kV par millimètre. Vous avez déjà tous expérimenté ce qui se passe si la tension dépasse cette limite: une "décharge électrique", c'est-àdire la création d'un arc électrique qui ionise l'air et offre ainsi la possibilité au courant de passer temporairement à travers l'air. Un tel "claquage", dans l'air, est courant: - éclair "naturel" au cours d'un orage, - éclair de la "flèche " d'un tram au passage d'un croisement de caténaires, - déchargé électrique ressentie au contact de quelqu'un d'autre après avoir marché sur un tapis, etc - vêtements en laine, etc Dans un MOS, l'oxyde de grille est un très bon isolant mais il est extrêment mince (0,1 :m), de sorte que la tension qu'il supporte est faible: 25 à 50V. Pour une capacité CGS d'environ 1pF, il suffit d'apporter une charge électrique de 25pC (Q=CV) pour atteindre cette tension. C'est une valeur de charge qu'il est tout-à-fait possible de "porter" couramment au bout des doigts. Le schéma ci-dessus montre la répartition des charges positives et négatives lorsqu'on approche la main de la grille d'un MOS. Deux conséquences sont possibles si le MOS reçoit ainsi une charge par couplage capacitif: 1) la tension monte suffisamment pour provoquer le claquage de l'oxyde de grille: le transistor est alors inutilisable, détruit. 2) la capacité CGS se charge mais reste en-dessous de la tension de claquage: le MOS est néamoins "allumé" et permet le passage d'un courant entre drain et source. La charge de CGS ne peut s'évacuer que par la résistance parasite de l'oxyde de grille. Celle-ci étant énorme, cette décharge est extrêmement lente (RC=17min!) par rapport aux temps caractéristiques de l'électronique. Le fonctionnement du montage peut s'en trouver complètement perturbé. Cette "faiblesse" des MOS est également valable dans le domaine du numérique (voir + loin). 38 NMOS précautions à observer < conservation ‚ emballage conducteur ! mousses spéciales ! emballages plastiques métallisés ‚ court-circuit G-S par un fil < manipulation ne jamais laisser une entrée MOS "en l'air" ‚ ‚ ‚ éviter les vêtements en laine éviter les sols isolants (moquette, ..) porter des bracelets mis à la terre, ou au moins toucher une prise de terre avant manipulation ‚ les outils et fers à souder seront mis à la terre < › composants avec protection interne ‚ diodes G-S et G-D mais rG diminue ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 39 La fragilité de la grille induit toute une série de précautions d'usage indiquées ci-dessus. De manière générale, ce type de précautions (ambiances visant à éviter des charges électriques parasites) se répand de plus en plus dans l'industrie afin de respecter les critères de qualité de fabrication. Il existe également des MOS dont l'entrée est protégée (en interne) par des diodes qui permettent d'évacuer les charges parasites dues à un couplage capacitif. On perd alors l'avantage d'une impédance d'entrée énorme, typique des MOS. 40 ELEC283 Electronique appliquée 7.3 - Le transistor bipolaire utilisé en amplification ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 1 Transistor bipolaire en amplification PLAN U < Introduction < 7.3.1 - Structure, principe et caractéristiques du transistor bipolaire < 7.3.2 - Etage amplificateur à BJT 2 Détail d'une puce technologies bipolaire et CMOS base N P N émetteur P collecteur N N N + N bipolaire source gate P drain P N CMOS ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 3 Pour information, on voit ci-dessus le détail d'un transistor intégré sur une puce en silicium pour deux technologies de fabrication différentes: bipolaire et CMOS. On peut constater la complexité de la structure à réaliser dans chaque cas. L'intégration d'un nombre de plus en plus grand de transistors dans une même puce est possible grâce à la réduction progressive de la largeur des pistes. Les technologies actuelles utilisent typiquement une largeur de piste de 0.15:m. Le passage à une intégration plus poussée représente un défi technologique toujours plus difficile et demande des efforts de recherche et des investissements colossaux. 4 Introduction Transistor bipolaire à jonctions < Bipolar Junction Transistor (BJT) ‚ ‚ bipolaire: repose sur le déplacement de trous et d'électrons à jonctions: réglage du courant basé sur les propriétés des jonctions PN passantes et bloquantes < historique ‚ ‚ inventé en 1948 premier type de transistor utilisé massivement à partir des années 1960 pour remplacer les tubes ("poste à transistor") ‚ presque totalement remplacé par les transistors à effet de champ dans les CI numériques ‚ subsiste en composant discret ou CI analogiques, ou CI logiques rapides associé au CMOS ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 5 Le transistor bipolaire à jonctions doit son nom au fait que son principe de fonctionnement repose sur: - deux types de porteurs ("bipolaire"): trous et électrons - et deux jonctions PN. Depuis son invention en 1948, le transistor bipolaire à jonctions s'est considérablement développé et a été utilisé dans tous les domaines de l'électronique (électronique analogique, électronique numérique et électronique de puissance). Il a atteint son apogée dans les années 1970. Depuis, le pourcentage des montages où il intervient comme composant principal se réduit continuellement au profit des transistors à effet de champ. Il reste utilisé: - dans des applications à fréquence élevée (au-delà du GHz) comme composant discret, - dans certains circuits intégrés (p. ex. technologie BiCMOS). 6 ELEC283 Electronique appliquée 7.3.1 - Structure, principe et caractéristiques du transistor bipolaire ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 7 7.3.1 / Transistor bipolaire PLAN U < Structure interne < Principe de fonctionnement < Caractéristiques 8 Transistor bipolaire Structure jonction base-émetteur E P jonction base-collecteur N P C sens passant de la diode BE E B C B jonction base-émetteur E N jonction base-collecteur P PNP N C C B NPN E B sens passant de la diode BE ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 9 Le transitor bipolaire à jonctions (BJT) est un empilement de 3 couches de silicium, obtenues par diffusions successives de dopants. Un exemple de structure est présenté ici, mais il en existe de nombreuses autres variantes dont l'étude sort du cadre de ce cours. Le principe de fonctionnement que nous verrons dans la suite du chapitre s'applique à tous les BJT. Deux types de transistors bipolaires existent. On leur donne comme nom l'ordre d'empilement des couches, soit PNP et NPN. La couche centrale porte le nom de base (B), les couches externes sont l'émetteur (E) et le collecteur (C). Pour étudier les principes des BJT, nous considérons un transistor fomé d'un barreau qui comprend trois couches successives définissant 2 jonctions: - la jonction base-émetteur (jonction BE) - la jonction base-collecteur (jonction BC) Les dopages des trois zones possèdent des propriétés particulières qui ne seront pas étudiées ici. Il faut par contre retenir que la base est très courte (nous verrons pourquoi plus tard). Les symboles du PNP et du NPN diffèrent légèrement: - la flèche se trouve du côté de l’émetteur, - le sens de la flèche indique le sens du courant conventionnel (de P vers N) dans la jonction baseémetteur Dans la suite du chapitre, on considèrera uniquement un transistor NPN. 10 Transistor NPN Polarisation en région active C +10V jonction BC en polarisation inverse C B B .0,6V E E jonction BE en polarisation directe 0V ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 11 De la même manière qu’il faut polariser une diode, il faut, pour utiliser un transistor, le polariser d’une certaine manière. La polarisation que nous décrivons ici permet de placer le transistor en "région active", une zone particulière de ses caractéristiques qui correspond à la fonction d’amplification (voir plus loin). Pour cela: - polarisons positivement le collecteur par rapport à l'émetteur au moyen d’une source de tension continue: cette source va jouer le rôle de réserve d'énergie. - simultanément, polarisons la jonction BE par une source de courant: celle-ci va jouer le rôle de commande du transistor. Dans ces circonstances, la jonction BE agit comme une diode. A cause de la source de courant connectée à la base, cette diode est passante et la tension V BE vaut donc 0,6V. Compte tenu des sources que nous avons appliquées, la jonction BC est par contre polarisée en sens inverse. 12 Transistor NPN en région active Déplacementdescharges C +10V .0,6V B IE ejonction BE en polarisation directe E 0V ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 13 Nous venons de voir que la jonction BE est passante. En pratique, cela veut dire que dans la zone N (Emetteur), des électrons se déplacent à contre sens du courant conventionnel, c'est-à-dire de l'émetteur vers la base. C'est la raison pour laquelle l'émetteur porte son nom: il "émet" les électrons... 14 Transistor NPN en région active Déplacementdescharges C +10V < parcours des électrons jonction BC en polarisation inverse ‚ IC un grand nombre d’électrons sont émis par l’émetteur ! .0,6V B ejonction BE en polarisation directe polarisation directe de la jonction BE ‚ une faible fraction se recombine dans la base ‚ MAIS la plus grande partie traverse celle-ci pour être "collectés" par le collecteur IB IE ! ! base très courte polarisation inverse de la jonction BC E 0V ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 15 En arrivant dans la base, qui est une zone P, ces électrons devraient normalement se recombiner avec les trous (arrivant par la base) qui sont les porteurs majoritaires de cette zone P. On aurait alors un fonctionnement classique en diode. La différence avec une diode est ici que la base est très courte, beaucoup plus courte que la longueur nécessaire pour que tous les électrons se recombinent avec des trous. Si certains électrons se recombinent donc effectivement dans la base (et forment le courant de base, très faible), la plupart d'entre eux franchissent cette base sans avoir le temps de se recombiner et arrivent dans la zone N du collecteur. (C'est d'autant plus facile pour eux que la jonction BC est polarisée en inverse. Or on se souviendra qu'une jonction polarisée en inverse repousse les porteurs majoritaires mais ATTIRE les porteurs MINORITAIRES. Et dans la base, les électrons sont précisément des porteurs minoritaires.) Une fois dans le collecteur, les électrons continuent vers l'électrode supérieure où ils quittent le transistor, attirés par la source extérieure de tension positive. 16 Transistor NPN en région active Courants iE 0V E N P N C iC +10V iE = iB + iC B .0,6V < courants conventionnels ‚ un courant important va du collecteur à l’émetteur ‚ un petit courant va de la base à l’émetteur ‚ le courant d’émetteur est la somme des courants de base et de collecteur (cfr parcours des électrons) C B E ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 17 Si l’on traduit l’analyse précédente, faite au niveau des charges électriques, en courants conventionnels, on voit que: - un courant important va du Collecteur à l'Emetteur - un courant plus faible va de la Base à l'Emetteur - l'émetteur voit donc la somme des courants de base et de collecteur 18 Transistor NPN en région active Importance relative des courants < transistor NPN typique ‚ 99% des électrons traversent la base sans se recombiner ‚ 1% se recombinent et forment le courant de base ‚ => iB << iC . iE < gain en courant du transistor (définition) ‚ $DC = iC/iB .100 C B < E < => amplificateur de courant ‚ ‚ en entrant iB, on sort IC = 100 fois plus grand transistor = source de courant commandée en courant ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 19 En pratique, 99% des électrons traversent la base sans se recombiner (seulement 1% se recombinent avec des trous provenant de la base). Le rapport entre le courant de collecteur et le courant de base est le gain en courant du transistor, noté βDC. Ce paramètre vaut entre 100 et 150 pour les transistors bipolaires courants. On peut donc retenir que le courant de base est négligeable par rapport aux deux autres courants, qui sont pratiquement égaux. Néanmoins, le principal courant traversant le transistor (i C=iE) est proportionnel au courant de base. En utilisant ce courant de base comme commande, le transistor bipolaire en région active apparaît donc bien comme un amplificateur de courant. 20 Transistor NPN: commande en courant Caractéristique de transfert iC(iB) iC[mA] 300 2N3904 VCE=25V iC 200 P 100 $DC=iC/iB 0 0.4 0.8 1.2 1.6 2.0 2.4 iB[mA] ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 21 On voit ici la caractéristique de transfert iC=f(iB) d'un transistor réel. On peut considérer que cette caractéristique est quasiment linéaire, ce qui signifie que le transistor bipolaire est un amplificateur LINEAIRE lorsqu’il est commandé par un courant. 22 Transistor NPN: commande en tension Caractéristiques de transfert iC(vBE) et iC(iB) iC [mA] 200 160 commande en courant: quasi-linéaire 120 commande en tension: fortement non linéaire 80 40 0 0 0 caractéristique de la jonction passante BE 1 2 0.5 3 iB[mA] 1 vBE[V] ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 23 Que se passe-t-il si, au lieu d'imposer un courant, on impose une tension à l'entrée du transistor (ce qui est très souvent le cas en pratique) ? La jonction BE étant polarisée en direct, elle se comporte comme une diode dont le courant varie quasiexponentiellement avec la tension v BE (voir chap. 5: la caractéristique d'une diode polarisée en direct est une exponentielle). Alors que la relation entre iB et iC est linéaire, il n'en est donc plus de même de la relation entre v BE et iC. A cause de la dépendance exponentielle entre v BE et iB, il y a indirectement une dépendance exponentielle entre v BE et iC. Le transistor bipolaire commandé en tension N'EST donc PAS linéaire (par opposition à ce même transistor commandé en courant). On verra dans la suite de ce chapitre comment s'affranchir de ce problème. 24 Transistor NPN (2N3904) Caractéristique de sortie iC(vCE) iC région active [mA] 300 région de saturation 200 100 0 0 coupure 10 IB = 0 20 30 40 50 vCE[V] ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 25 Pour étudier le transistor dans un montage, on a l'habitude de représenter la courbe iC=f(vCE), qui est la caractéristique de sortie (*) du transistor. Cette courbe présente sur sa plus grande partie un palier (en réalité une pente légère) qui illustre le fait que iC dépend peu de la tension v CE. Par contre, on sait que i C dépend de i B par le gain β du transistor. La courbe i C=f(v CE) dépend donc de la valeur de iB, qui agit dans ce graphe comme un paramètre: on obtient en fait un réseau de courbes suivant la valeur de iB. Plusieurs régions peuvent être distinguées sur ce réseau: - à courant de base nul, le courant de collecteur est quasiment nul : c'est la région de coupure - à courant de base non nul et constant, le courant i C commence par croître très rapidement dans les premiers dixièmes de volts de v CE : c'est la région de saturation - lorsque v CE dépasse quelques dixièmes de volts on passe le "coude de saturation" et le courant de collecteur devient beaucoup moins dépendant de la tension v CE: c'est la région active - enfin, vers 40V le courant croît très rapidement : c'est le claquage, qui entraîne généralement la destruction du transistor par échauffement; cette région est donc interdite. L'origine du claquage peut notamment être l'avalanche de la jonction base-collecteur. (*) La caractéristique de sortie lie les deux grandeurs de sortie (tension et courant), tandis que la caractéristique de transfert décrit la relation entre la grandeur de commande (courant ou tension) et la grandeur de sortie. 26 ELEC283 Electronique appliquée 7.3.2 - Etage amplificateur à transistor bipolaire ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 27 28 Rappel: région active transistor iC [mA] 300 région active 200 100 région active 0 0 coupure 10 <=> IB = 0 20 30 40 50 vCE[V] ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 29 Pour rappel, la région active s’obtient par une polarisation positive de la jonction base-émetteur (i B>0 , vBE>0) et une polarisation négative de la jonction base-collecteur (v BC<0). C'est dans ces conditions que le transistor peut être considéré comme un amplificateur de courant. 30 Montage en émetteur commun Principe < But ‚ Vcc ampli tension/tension < En entrée ‚ ‚ ‚ IC commande = tension V1 iB = (V1-0,6V)/RB iB=f(VBE): exponentielle RB + < Amplification ‚ - V2 V1 iC=f(iB): amplification linéaire en courant < En sortie ‚ RC iC transformé en tension par la résistance de charge: V2=VCC-RC.iC V2 = Vcc - RC.IC IC = $DC . IB ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 31 Dans le module précédent (6.3.1), nous avons étudié le comportement du transistor seul, via une polarisation un peu "artificielle" (en courant). Ceci nous a permis de montrer que le transistor est un amplificateur linéaire courant/courant, mais en pratique on utilise beaucoup plus couramment des tensions. Pour réaliser un amplificateur tension/tension, il faut ajouter au moins deux composants: - une résistance de base (RB), qui sert fondamentalement à ne pas connecter directement une source de tension (V BE) sur la jonction BE (rappelez-vous: c’est interdit!), - une résistance de collecteur ou "résistance de charge" (R C) qui va fondamentalement permettre de traduire le courant de sortie du transistor en une tension (loi d’Ohm). Le montage ainsi réalisé est un "étage amplificateur" à "émetteur commun" (car l'émetteur est connecté à la masse et sert d'électrode de référence commune pour l'entrée (base) et la sortie (collecteur) du montage). C’est le plus simple des montages amplificateurs à transistor. Remarquez, pour ce montage, que la tension de sortie V 2 n’est autre que la tension V CE du transistor. 32 Montage en émetteur commun Droite de charge iC [mA] Vcc VCC RC S IC RC P RB + VCEsat - V2 V1 C 0 0V VCC VCE V2 = Vcc - RC.IC IC = $DC . IB ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 33 Pour étudier ce montage, supposons dans un premier temps que V 1 est une source de tension continue variable. Le "point de fonctionnement" du transistor, c'est-à-dire le point représentant la valeur des différentes grandeurs électriques, se trouve à l'intersection de deux courbes: 1) la caractéristique (de sortie) du transistor: i C=f(v CE) 2) la caractéristique du circuit extérieur: ici la loi d'Ohm sur la résistance RC. Cette deuxième caractéristique est appelée "droite de charge". On voit facilement que la droite de charge, pour ce montage, répond à l’équation suivante: VCE=VCC-RC.IC (tension de la source V CC moins chute de tension sur la résistance). Variation du point de fonctionnement La position de la caractéristique de sortie du transistor dépend de la valeur du courant i B (cfr supra). Lorsque i B varie, le palier de la caractéristique de sortie "monte" ou "descend" et le point de fonctionnement se déplace simultanément sur la droite de fonctionnement. En d’autres termes, i B fixe la "hauteur" du point de fonctionnement dans le graphe. Ce point peut varier entre les deux limites de la région active: 1) le point C représentant la coupure (i C=0) 2) le point S représentant la saturation (v CE<<) 34 Amplification d’un signal alternatif Signalalternatif direct: difficultés 12V Vcc=12V v2 8V IC RC distorsion RB 4V opposition de phase v1 V1=1V 0V alternances négatives perdues -4V 0 t ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 35 Les difficultés rencontrées pour amplifier un signal alternatif direct sont les mêmes que celles rencontrées dans le cas d’un étage à transistor MOS. 36 V2 Amplification d’un signal alternatif ampli "classe A": polarisation + petits signaux iC [mA] Vcc VCC RC S ICEQ 0 0V RC Q IBQ iB=IBQ+)iB )v1 C V CC VCE VCEQ RB v2=V2Q+)v2 + - V1Q ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 37 La seule manière d'amplifier une faible tension alternative est d'y ajouter une tension continue (opération qui porte également le nom de POLARISATION du transistor). Le point de fonctionnement du transistor en l'absence de tension alternative est appelé POINT DE REPOS. Dans la suite de ce chapitre, ce point sera noté Q, et toutes les grandeurs continues associées seront notées en majuscule et indicées par Q. Dans ce schéma, on peut régler la position du point Q à l'aide de la tension continue V1Q et de la résistance de base RB. Dans cette configuration, on parle d'amplification à petits signaux autour du point de fonctionnement Q. La tension alternative d'entrée ∆v1 provoque donc une variation de courant de base ∆iB, amplifiée par le gain β pour donner une variation de courant collecteur ∆iC qui elle-même entraîne une variation de la tension de sortie ∆v2. Insistons sur la séparation des deux problèmes : - polariser le transistor, c'est placer le point de repos dans une position autour de laquelle on pourra réaliser une amplification dans de bonnes conditions, - amplifier, c'est transformer de petites variations de tensions d'entrée ∆v1 (que l'on ajoute à la tension continue de polarisation) en de plus grandes variations de la tension de sortie ∆v2 (autour de la tension de repos V2Q), via l’effet d’amplification en courant du transistor. Les valeurs continues de polarisation peuvent être également vues comme les moyennes temporelles des tensions et des courants. Elles ne portent pas d’information "utile": elles sont simplement présentes en tant que "support" du signal alternatif à amplifier. Le montage illustré ci-dessus est le montage le plus simple pour amplifier une tension alternative. Il porte le nom d’ampli "classe A" (caractérisé par le fait que le point de repos est placé au milieu des caractéristiques). 38 Amplification d’un signal alternatif Ampli "classe A": calcul du gain < gain de l’étage amplificateur ‚ gain à vide: AV=-gmRC ! ! ! ‚ Vcc V2=VCC-RC.IC ∆V2=-∆RC.IC ∆V2=-∆RC.gm.∆VBE RC iB=IBQ+)iB ne pas confondre avec β! ! gain du transistor )v1 RB v2=V2Q+)v2 + - V1Q ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 39 Etage amplificateur à 1 transistor Comparaison BJT / NMOS < Structure identique < Commande du transistor différente ‚ ‚ NMOS = source de courant commandée en tension BJT = source de courant commandée en courant ! ou commandée en tension via le passage par la jonction BE < Etage à BJT ‚ ‚ résistance de base pour éviter d’imposer directement la tension sur la jonction PNbase-émetteur résistance d’entrée beaucoup plus faible que celle d’un MOS 40 Etage amplificateur à 1 transistor Synthèse < Vu dans ce cours: ‚ Ampli à émetteur commun ! ‚ ‚ basé sur un transistor bipolaire Polarisation en classe A Polarisation par la base < Nombreuses variantes et montages en fonction de: ‚ ‚ ‚ ‚ ‚ gain bande passante impédance d’entrée impédance de sortie etc ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 41 42 ELEC283 Electronique appliquée 7.4 - Compléments ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 43 7.4 / Compléments PLAN U < Mise en cascade d’étages amplificateurs < Liaison par capacité < Montage cathodyne (suiveur) 44 Mise en cascade d’étages amplificateurs Introduction Vcc < étage amplificateur ‚ RC seul: parfois gain (AV) insuffisant iB=IBQ+)iB < mise en cascade d’étages amplificateurs )v1 ‚ chaque étage modélisé par son équivalent de Thévenin ‚ => Zin et Zout!!! ! ! RB v2=V2Q+)v2 + - V1Q particularité: valeurs à petits signaux! même critères que précédemment Zo V1 AVV1 V2 ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 45 Il est souvent nécessaire d'obtenir un gain en tension supérieur à ce que l'on peut obtenir avec l'étage vu précédemment. Dans ce cas, on mettra plusieurs étages en cascade pour multiplier leurs gains. On retombe dans ce cas sur le problème déjà vu précédemment: lorsqu’on connecte entre eux plusieurs montages, il faut s’assurer qu’ils sont "compatibles", ce qui se fait en modélisant chaque montage par son équivalent de Thévenin. Dans ce contexte-ci, on arrive donc au fait qu’un étage amplificateur peut être modélisé par son équivalent de Thévenin. Avec la particuliarité que cet équivalent de Thévenin concerne la partie "petits signaux" des grandeurs électriques uniquement (=> valeurs d’impédances définies sur base des petits signaux). La compatibilité entre étages doit notamment être assurée au niveau des impédances (entrée et sortie). Le critère est le même que précédemment (critère de tension): un bon étage amplificateur doit avoir une impédance d’entrée élevée et une impédance de sortie faible. Le calcul des impédances d’entrée et de sortie à petits signaux d’un étage amplificateur ne sera pas vu dans ce cours. Rappelons simplement que les impédances de sortie et d’entrée sont des impédances fictives, qui NE correspondent donc PAS (sauf cas particulier) aux impédances existant à l’entrée et à la sortie du schéma de l’étage amplificateur... 46 Mise en cascade Liaison < avantage : amplifie une tension continue < inconvénient : ‚ sans précautions : destruction de la polarisation ! => amplificateur différentiels pour le continu Vcc RC R1 )i1 DC+AC VCQ1 IBQ Vcc B VBEQ1=V1DC RC R1 )iC )i1 C E IBQ VCQ B VBEQ2=VCQ1 )iC C E ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 47 Puisqu'il faut mettre des étages en cascade, se pose le problème de la manière de relier : - le premier étage au signal à amplifier, - les étages entre eux, - le dernier étage à la "charge". Si l'on désire amplifier la composante continue du signal (cas de la sortie d'un capteur de température par exemple), on doit a priori lier les étages par une connexion directe. Si on le fait brutalement, on risque de bloquer complètement le fonctionnement du montage; en effet la liaison directe de deux étages conçus séparément bouleverse la polarisation. Prenons l'exemple du premier étage de la chaîne et modélisons le signal à amplifier par une source de tension. La tension continue sur la base du transistor d'entrée est alors imposée par la tension moyenne de cette source et ne correspond pas nécessairement à un point de fonctionnement optimal (on peut par exemple se situer trop près de la saturation). Il en va de même pour la liaison entre étages où la tension moyenne de base VBEQ2 du deuxième étage doit être égale à la tension moyenne de collecteur VCQ1 de l'étage précédent. Dans un amplificateur en continu, la polarisation de tous les étages successifs doit donc être conçue simultanément. 48 Mise en cascade Condensateurdeliaison < avantage : respecte la polarisation ‚ C reprend la différence des tensions 1 < inconvénients : TminCL ‚ perte d'amplification en continu et BF ‚ fmin ú = CL üü Vcc CL )i1 VCQ1 IBQ Vcc RC R1 B << Routk+Rink+1 RC R1 )i2 CL C E )i1 IBQ VCQ B )i2 C E ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 49 La liaison de deux étages par un condensateur permet de concevoir leur polarisation séparément: comme le condensateur ne laisse pas passer le continu, il "sépare" les polarisations des différents étages. Le condensateur se chargera à une tension égale à la différence entre la composante continue de la sortie et celle de l'entrée de l'étage suivant. Il n'y a pas non plus de propagation de la dérive du point de fonctionnement d'un étage à l'autre. Par contre, s’il est bien dimensionné, le condensateur laissera passer l’alternatif et donc le signal utile. Le prix à payer est l'impossibilité d'amplifier des grandeurs continues. Heureusement, il existe bon nombre d'applications pour lesquelles ce n'est pas nécessaire (dont tout le domaine de l'audio, où l'on ne descend pas sous les 20Hz). La taille des condensateurs "de liaison" n'est pas négligeable et est d'autant plus grande que l'on souhaite amplifier des basses fréquences. (Retenons simplement ici que, dans le schéma équivalent de Thévenin de la liaison, le condensateur se met en série avec la résistance de sortie de l'étage précédent et avec la résistance d'entrée de l'étage suivant. Son influence sera donc négligeable si l'impédance du condensateur à la fréquence minimale que l'on veut amplifier reste faible devant la somme de ces deux résistances.) 50 Cathodyne Principe < principe ‚ ‚ 12V résistance à l’EMETTEUR on considère les petits signaux 408kS < gain du montage . 1 (ici: 0,995) ‚ ‚ ‚ jonction BE passante => VBE=VTH=constante "suiveur de tension" )i1 13:A 6.7V B C )i2 E 6V < résistance d’entrée élevée ‚ dans cet exemple: 228kΩ < résistance de sortie faible ‚ dans cet exemple: 2,5Ω ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 51 Le montage cathodyne est un montage où la résistance de charge est placée à l'émetteur et non au collecteur. Le signal de sortie est également prélevé à l’émetteur (alors qu’on le prenait au collecteur pour un ampli). Ce montage fonctionne différemment de l'étage amplificateur. La tension au collecteur vaut toujours la tension d'alimentation (ici: 12V). Comme la jonction BE est passante, on sait que la tension VBE est constante et vaut 0,6V. On peut donc écrire: vE=vB-0,6V. Les tensions B et E sont donc identiques, à 0,6V près. En particulier, les variations des tensions vB et vE (petits signaux) sont identiques puisque la différence des tensions vB et vE est constante. Du point de vue d’un signal alternatif, on a donc réalisé un amplificateur de gain...1! (ou presque 1 si on calcule plus rigoureusement). A quoi peut servir ce montage? Comme on l'a dit, un étage à transistor possède beaucoup de propriétés à prendre en compte. L'intérêt de ce montage-ci est de posséder une impédance d'entrée élevée et une impédance de sortie faible, tout en "transmettant" le signal alternatif qu’on lui fournit. Il remplit donc parfaitement les critères attendus lorsqu'on désire véhiculer une information de tension. On pourra en particulier insérer un montage cathodyne entre deux étages qui se révéleraient incompatibles entre eux (voir slide suivant). 52 Cathodyne utilisation comme transformateur d'impédance 10kS 1kS Ri=228kS étage amont 10kS 58:A 6.7V B )v0 = 0.1 12V étage aval 91kS )i1 )v2 C E )i2 )v1 228 = = 0.96 )v0 238 )v2 )v1 ELEC283 - (c) MiEL 2003/04 53 = 0.98 )v2 )v0 = 0.94
