Etude, conception et réalisation de circuits de commande d`IGBT

Numéro d'ordre : 2005-ISAL-0097
Année 2005
THÈSE
présentée
devant l'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUÉES DE LYON
pour obtenir
LE GRADE DE DOCTEUR
ÉCOLE DOCTORALE : ÉLECTRONIQUE ÉLECTROTECHNIQUE AUTOMATIQUE
FORMATION DOCTORALE : GÉNIE ÉLECTRIQUE
par
Pierre LEFRANC
Ingénieur Supélec
Étude, conception et réalisation de circuits de commande
d'IGBT de forte puissance
Soutenue le 30 novembre 2005 devant la commission d'examen
Jury :
Rapporteur
Rapporteur
Directeur de thèse
Directeur de thèse
Examinateur
Invité
S. Lefebvre
JP. Ferrieux
JP. Chante
D. Bergogne
T. Meynard
J.F. Roche
SATIE - Maître de conférences
LEG - Professeur
CEGELY - Professeur
CEGELY - Maître de conférences
LEEI – Directeur de Recherche
ARCEL - Industriel
Cette thèse a été préparée au Centre de Génie Electrique de Lyon (CEGELY) avec le financement de la société ARCEL,
Champagne Au mont d'Or – 69.
Novembre 2003
INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON
Directeur : STORCK A.
Professeurs :
AMGHAR Y.
AUDISIO S.
BABOT D.
BABOUX J.C.
BALLAND B.
BAPTISTE P.
BARBIER D.
BASKURT A.
BASTIDE J.P.
BAYADA G.
BENADDA B.
BETEMPS M.
BIENNIER F.
BLANCHARD J.M.
BOISSE P.
BOISSON C.
BOIVIN M. (Prof. émérite)
BOTTA H.
BOTTA-ZIMMERMANN M. (Mme)
BOULAYE G. (Prof. émérite)
BOYER J.C.
BRAU J.
BREMOND G.
BRISSAUD M.
BRUNET M.
BRUNIE L.
BUFFIERE J-Y.
BUREAU J.C.
CAMPAGNE J-P.
CAVAILLE J.Y.
CHAMPAGNE J-Y.
CHANTE J.P.
CHOCAT B.
COMBESCURE A.
COURBON
COUSIN M.
DAUMAS F. (Mme)
DJERAN-MAIGRE I.
DOUTHEAU A.
DUBUY-MASSARD N.
DUFOUR R.
DUPUY J.C.
EMPTOZ H.
ESNOUF C.
EYRAUD L. (Prof. émérite)
FANTOZZI G.
FAVREL J.
FAYARD J.M.
FAYET M. (Prof. émérite)
FAZEKAS A.
FERRARIS-BESSO G.
FLAMAND L.
FLEURY E.
FLORY A.
FOUGERES R.
FOUQUET F.
FRECON L. (Prof. émérite)
GERARD J.F.
GERMAIN P.
GIMENEZ G.
GOBIN P.F. (Prof. émérite)
GONNARD P.
GONTRAND M.
GOUTTE R. (Prof. émérite)
GOUJON L.
GOURDON R.
GRANGE G. (Prof. émérite)
GUENIN G.
GUICHARDANT M.
GUILLOT G.
GUINET A.
GUYADER J.L.
GUYOMAR D.
LIRIS
PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE
CONT. NON DESTR. PAR RAYONNEMENTS IONISANTS
GEMPPM***
PHYSIQUE DE LA MATIERE
PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS
PHYSIQUE DE LA MATIERE
LIRIS
LAEPSI****
MECANIQUE DES CONTACTS
LAEPSI****
AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE
PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS
LAEPSI****
LAMCOS
VIBRATIONS-ACOUSTIQUE
MECANIQUE DES SOLIDES
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Développement Urbain
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Développement Urbain
INFORMATIQUE
MECANIQUE DES SOLIDES
CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Thermique du bâtiment
PHYSIQUE DE LA MATIERE
GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE
MECANIQUE DES SOLIDES
INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION
GEMPPM***
CEGELY*
PRISMA
GEMPPM***
LMFA
CEGELY*- Composants de puissance et applications
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine
MECANIQUE DES CONTACTS
GEMPPM
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures
CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et Thermique
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL
CHIMIE ORGANIQUE
ESCHIL
MECANIQUE DES STRUCTURES
PHYSIQUE DE LA MATIERE
RECONNAISSANCE DE FORMES ET VISION
GEMPPM***
GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE
GEMPPM***
PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS
BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS
MECANIQUE DES SOLIDES
GEMPPM
MECANIQUE DES STRUCTURES
MECANIQUE DES CONTACTS
CITI
INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATIONS
GEMPPM***
GEMPPM***
REGROUPEMENT DES ENSEIGNANTS CHERCHEURS ISOLES
INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES
LAEPSI****
CREATIS**
GEMPPM***
GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE
PHYSIQUE DE LA MATIERE
CREATIS**
GEMPPM***
LAEPSI****.
GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE
GEMPPM***
BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE
PHYSIQUE DE LA MATIERE
PRODUCTIQUE ET INFORMATIQUE DES SYSTEMES MANUFACTURIERS
VIBRATIONS-ACOUSTIQUE
GENIE ELECTRIQUE ET FERROELECTRICITE
Novembre 2003
HEIBIG A.
JACQUET-RICHARDET G.
JAYET Y.
JOLION J.M.
JULLIEN J.F.
JUTARD A. (Prof. émérite)
KASTNER R.
KOULOUMDJIAN J. (Prof. émérite)
LAGARDE M.
LALANNE M. (Prof. émérite)
LALLEMAND A.
LALLEMAND M. (Mme)
LAREAL P (Prof. émérite)
LAUGIER A. (Prof. émérite)
LAUGIER C.
LAURINI R.
LEJEUNE P.
LUBRECHT A.
MASSARD N.
MAZILLE H. (Prof. émérite)
MERLE P.
MERLIN J.
MIGNOTTE A. (Mle)
MILLET J.P.
MIRAMOND M.
MOREL R. (Prof. émérite)
MOSZKOWICZ P.
NARDON P. (Prof. émérite)
NAVARRO Alain (Prof. émérite)
NELIAS D.
NIEL E.
NORMAND B.
NORTIER P.
ODET C.
OTTERBEIN M. (Prof. émérite)
PARIZET E.
PASCAULT J.P.
PAVIC G.
PECORARO S.
PELLETIER J.M.
PERA J.
PERRIAT P.
PERRIN J.
PINARD P. (Prof. émérite)
PINON J.M.
PONCET A.
POUSIN J.
PREVOT P.
PROST R.
RAYNAUD M.
REDARCE H.
RETIF J-M.
REYNOUARD J.M.
RICHARD C.
RIGAL J.F.
RIEUTORD E. (Prof. émérite)
ROBERT-BAUDOUY J. (Mme) (Prof. émérite)
ROUBY D.
ROUX J.J.
RUBEL P.
SACADURA J.F.
SAUTEREAU H.
SCAVARDA S. (Prof. émérite)
SOUIFI A.
SOUROUILLE J.L.
THOMASSET D.
THUDEROZ C.
UBEDA S.
VELEX P.
VERMANDE P. (Prof émérite)
VIGIER G.
VINCENT A.
VRAY D.
VUILLERMOZ P.L. (Prof. émérite)
MATHEMATIQUE APPLIQUEES DE LYON
MECANIQUE DES STRUCTURES
GEMPPM***
RECONNAISSANCE DE FORMES ET VISION
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures
AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique
INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION
BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE
MECANIQUE DES STRUCTURES
CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique
CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Energétique et thermique
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Géotechnique
PHYSIQUE DE LA MATIERE
BIOCHIMIE ET PHARMACOLOGIE
INFORMATIQUE EN IMAGE ET SYSTEMES D’INFORMATION
UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE
MECANIQUE DES CONTACTS
INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE
PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE
GEMPPM***
GEMPPM***
INGENIERIE, INFORMATIQUE INDUSTRIELLE
PHYSICOCHIMIE INDUSTRIELLE
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Hydrologie urbaine
MECANIQUE DES FLUIDES ET D’ACOUSTIQUES
LAEPSI****
BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS
LAEPSI****
LAMCOS
AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE
GEMPPM
DREP
CREATIS**
LAEPSI****
VIBRATIONS-ACOUSTIQUE
INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES
VIBRATIONS-ACOUSTIQUE
GEMPPM
GEMPPM***
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Matériaux
GEMPPM***
INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE
PHYSIQUE DE LA MATIERE
INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION
PHYSIQUE DE LA MATIERE
MODELISATION MATHEMATIQUE ET CALCUL SCIENTIFIQUE
INTERACTION COLLABORATIVE TELEFORMATION TELEACTIVITE
CREATIS**
CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux
AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE
CEGELY*
UNITE DE RECHERCHE EN GENIE CIVIL - Structures
LGEF
MECANIQUE DES SOLIDES
MECANIQUE DES FLUIDES
GENETIQUE MOLECULAIRE DES MICROORGANISMES
GEMPPM***
CENTRE DE THERMIQUE DE LYON – Thermique de l’Habitat
INGENIERIE DES SYSTEMES D’INFORMATION
CENTRE DE THERMIQUE DE LYON - Transferts Interfaces et Matériaux
INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES
AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE
PHYSIQUE DE LA MATIERE
INGENIERIE INFORMATIQUE INDUSTRIELLE
AUTOMATIQUE INDUSTRIELLE
ESCHIL – Equipe Sciences Humaines de l’Insa de Lyon
CENTRE D’INNOV. EN TELECOM ET INTEGRATION DE SERVICES
MECANIQUE DES CONTACTS
LAEPSI
GEMPPM***
GEMPPM***
CREATIS**
PHYSIQUE DE LA MATIERE
Directeurs de recherche C.N.R.S. :
BERTHIER Y.
CONDEMINE G.
MECANIQUE DES CONTACTS
UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE
COTTE-PATAT N. (Mme)
ESCUDIE D. (Mme)
FRANCIOSI P.
MANDRAND M.A. (Mme)
POUSIN G.
ROCHE A.
SEGUELA A.
VERGNE P.
UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE
CENTRE DE THERMIQUE DE LYON
GEMPPM***
UNITE MICROBIOLOGIE ET GENETIQUE
BIOLOGIE ET PHARMACOLOGIE
INGENIERIE DES MATERIAUX POLYMERES
GEMPPM***
LaMcos
Directeurs de recherche I.N.R.A. :
FEBVAY G.
GRENIER S.
RAHBE Y.
BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS
BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS
BIOLOGIE FONCTIONNELLE, INSECTES ET INTERACTIONS
Directeurs de recherche I.N.S.E.R.M. :
KOBAYASHI T.
PRIGENT A.F. (Mme)
MAGNIN I. (Mme)
PLM
BIOLOGIE ET PHARMACOLOGIE
CREATIS**
* CEGELY
** CREATIS
***GEMPPM
****LAEPSI
CENTRE DE GENIE ELECTRIQUE DE LYON
CENTRE DE RECHERCHE ET D’APPLICATIONS EN TRAITEMENT DE L’IMAGE ET DU SIGNAL
GROUPE D'ETUDE METALLURGIE PHYSIQUE ET PHYSIQUE DES MATERIAUX
LABORATOIRE D’ANALYSE ENVIRONNEMENTALE DES PROCEDES ET SYSTEMES INDUSTRIELS
2005
SIGLE
ECOLE DOCTORALE
NOM ET COORDONNEES DU RESPONSABLE
CHIMIE DE LYON
M. Denis SINOU
Université Claude Bernard Lyon 1
Lab Synthèse Asymétrique UMR UCB/CNRS 5622
Bât 308
2ème étage
43 bd du 11 novembre 1918
69622 VILLEURBANNE Cedex
Tél : 04.72.44.81.83 Fax : 04 78 89 89 14
[email protected]
M. Alain BONNAFOUS
Université Lyon 2
14 avenue Berthelot
MRASH M. Alain BONNAFOUS
Laboratoire d’Economie des Transports
69363 LYON Cedex 07
Tél : 04.78.69.72.76
Alain.bonnafous∂ish-lyon.cnrs.fr
M. Daniel BARBIER
INSA DE LYON
Laboratoire Physique de la Matière
Bâtiment Blaise Pascal
69621 VILLEURBANNE Cedex
Tél : 04.72.43.64.43 Fax 04 72 43 60 82
[email protected]
M. Jean-Pierre FLANDROIS
UMR 5558 Biométrie et Biologie Evolutive
Equipe Dynamique des Populations Bactériennes
Faculté de Médecine Lyon-Sud Laboratoire de Bactériologie BP
1269600 OULLINS
Tél : 04.78.86.31.50 Fax 04 72 43 13 88
E2m2∂biomserv.univ-lyon1.fr
M. Lionel BRUNIE
INSA DE LYON
EDIIS
Bâtiment Blaise Pascal
69621 VILLEURBANNE Cedex
Tél : 04.72.43.60.55 Fax 04 72 43 60 71
[email protected]
M. Alain Jean COZZONE
IBCP
(UCBL1)
7 passage du Vercors
69367 LYON Cedex 07
Tél : 04.72.72.26.75 Fax : 04 72 72 26 01
[email protected]
M. Jacques JOSEPH
Ecole Centrale de Lyon
Bât F7 Lab. Sciences et Techniques des Matériaux et des
Surfaces
36 Avenue Guy de Collongue BP 163
69131 ECULLY Cedex
Tél : 04.72.18.62.51 Fax 04 72 18 60 90
[email protected]
M. Franck WAGNER
Université Claude Bernard Lyon1
Institut Girard Desargues
UMR 5028 MATHEMATIQUES
Bâtiment Doyen Jean Braconnier
Bureau 101 Bis, 1er étage
69622 VILLEURBANNE Cedex
Tél : 04.72.43.27.86 Fax : 04 72 43 16 87
[email protected]
M. François SIDOROFF
Ecole Centrale de Lyon
Lab. Tribologie et Dynamique des Systêmes Bât G8
36 avenue Guy de Collongue
BP 163
69131 ECULLY Cedex
Tél :04.72.18.62.14 Fax : 04 72 18 65 37
[email protected]
Responsable : M. Denis SINOU
E2MC
ECONOMIE, ESPACE ET
MODELISATION DES COMPORTEMENTS
Responsable : M. Alain BONNAFOUS
E.E.A.
ELECTRONIQUE, ELECTROTECHNIQUE,
AUTOMATIQUE
M. Daniel BARBIER
E2M2
EVOLUTION, ECOSYSTEME,
MICROBIOLOGIE, MODELISATION
http://biomserv.univ-lyon1.fr/E2M2
M. Jean-Pierre FLANDROIS
EDIIS
INFORMATIQUE ET INFORMATION
POUR LA SOCIETE
http://www.insa-lyon.fr/ediis
M. Lionel BRUNIE
EDISS
INTERDISCIPLINAIRE SCIENCES-SANTE
http://www.ibcp.fr/ediss
M. Alain Jean COZZONE
MATERIAUX DE LYON
http://www.ec-lyon.fr/sites/edml
M. Jacques JOSEPH
Math IF
MATHEMATIQUES ET INFORMATIQUE
FONDAMENTALE
http://www.ens-lyon.fr/MathIS
M. Franck WAGNER
MEGA
MECANIQUE, ENERGETIQUE, GENIE
CIVIL, ACOUSTIQUE
http://www.lmfa.eclyon.fr/autres/MEGA/index.html
M. François SIDOROFF
Ce matin, j’ai imaginé que des hommes et des femmes venus de tous les horizons de
la connaissance, sociologues, mathématiciens, historiens, biologistes, philosophes, politiciens, auteurs de science-fiction, astronomes, se réunissaient dans un lieu isolé de toute
influence. Ils formeraient un club : le Club des visionnaires.
J’ai imaginé que ces spécialistes discuteraient et tenteraient de mêler leurs savoirs et leurs
intuitions pour établir une arborescence, l’arborescence de tous les futurs possibles pour
l’humanité, la planète, la conscience.
Ils pourraient avoir des avis contraires, cela n’aurait aucune importance. Ils pourraient
même se tromper. Peu importe qui aurait raison ou tort, ils ne feraient qu’accumuler, sans
notion de jugement moral, les épisodes possibles pour l’avenir de l’humanité. L’ensemble
constituerait une banque de données de tous les scénarios de futurs imaginables.
Sur les feuilles de l’arbres s’inscriraient des hypothèses : "Si une guerre mondiale éclatait",
ou "Si la météorologie se déréglait", ou "Si l’on se mettait à manquer d’eau potable", ou
"Si on utilisait le clonage pour engendrer de la main d’oeuvre gratuite", ou "Si l’on arrivait
à créer une ville sur Mars", ou "Si l’on découvrait qu’une viande a provoqué une maladie
contaminant tous ceux qui en ont consommé", ou "Si on réussissait à brancher des cerveaux directement sur des ordinateurs", ou "Si des matières radioactives commençaient à
suppurer des sous-marins nucléaires russes coulés dans les océans".
Mais il pourrait y avoir des feuilles plus bénignes ou plus quotidiennes comme "Si la mode
des minijupes revenait", ou "Si on abaissait l’âge de la retraite", ou "Si l’on réduisait le
temps de travail", ou "Si l’on abaissait les normes de pollution automobile autorisées".
On verrait alors sur cet immmense arbre se déployer toutes les branches et les feuilles du
futur possible de notre espèce.
On verrait aussi apparaître de nouvelles utopies.
Ce travail d’apprentissage visionnaire serait entièrement représenté dans ce schéma. Evidemment, il n’aurait pas la prétention de "prédire l’avenir" mais en tout cas l’avantage de
désigner les enchaînements logiques d’évènements.
Et à travers cet arbre des futurs possibles, on discuterait ce que j’ai appelé la VMV : "Voie
de moindre violence". On verrait qu’une décision impopulaire sur le moment peut éviter
un gros problème, à moyen ou à long terme.
L’Arbre des possible aiderait ainsi les politiciens à surmonter leur peur de déplaire pour
revenir à plus de pragmatisme. Ils pourraient déclarer : "L’Arbre des possibles montre que,
si j’agis en ce sens, cela aura des conséquences pénibles dans l’immédiat, mais nous échapperons à telle ou telle crise ; tandis que si je ne fais rien, nous risquons probablement telle
ou telle catastrophe."
Le public, moins apathique qu’on ne se le figure généralement, comprendrait et ne réagirait plus de manière épidermique, mais en tenant compte de l’intérêt de ses enfants,
petits-enfants et arrières-petits-enfants.
Certaines mesures écologiques difficiles à prendre deviendraient plus acceptables.
L’Arbre des possibles aurait pour vocation non seulement de permettre de détecter la VMV
mais aussi de passer un pacte politique avec les générations à venir, en vue de leur laisser
une terre viable.
Bernard Werber, L’Arbre des possibles.
vi
Ces travaux de thèse ont été effectués au sein du laboratoire CEGELY de
l’INSA de Lyon et de la société ARCEL. Je tiens en premier lieu à remercier Monsieur le Professeur Jean-Pierre Chante pour m’avoir accueilli au sein de son laboratoire et Monsieur Yves Paris au sein de sa société.
Merci à Dominique Bergogne et Jean-Pierre Chante d’avoir été mes directeurs
de thèse. J’espère avoir été un bon thésard.
Je remercie Monsieur Stéphane Lefebvre et Monsieur Jean-Paul Ferrieux de
participer au jury en tant que rapporteurs.
Je remercie Monsieur Thierry Meynard de participer au jury en tant qu’examinateur.
Je remercie Monsieur François Costa, professeur au SATIE de l’ENS Cachan
et Monsieur Dejan Vasic pour leur collaboration et leur aide en matière de transformateur piézoélectrique.
Je remercie Monsieur Paul Gonnard, professeur au LGEF de l’INSA de Lyon
pour sa collaboration et son aide en matière de transformateur piézoélectrique.
Je tiens à remercier Jean-François Roche pour m’avoir encadré pendant ces
trois années et de m’avoir fait participer activement à l’activité du service technique de la société ARCEL.
Je remercie également Philippe Lardet et Ludovic Derouen pour leurs conseils
et leur aide quotidienne. Mes remerciements se portent également sur Mathieu Herodet (pour sa bonne humeur et sa culture musicale), Nonos (pour son rire), Affif
(pour ses discussions passionnantes), le BE (pour leurs blagues), Chantal - Françoise - Caroline - Isabelle - Odile - Sandra et Jojo (pour leur gentillesse) et tous
ceux que je n’ai pas cité.
Un grand merci à Hervé Morel et Bruno Allard pour leurs conseils et leurs relectures ; à Dominique Planson pour m’avoir confié des enseignements et m’avoir
grandement aidé pour les simulations ; à Pierre Brosselard pour son aide et ses
histoires de vieux tracteurs ; à Jean-Pierre Masson et Pascal Venet pour m’avoir
fait entrer au CEGELY ; à Cyril Buttay pour son aide gargantuesque ; "l’père",
"l’bombé" et "l’glaude" (ils se reconnaîtrons) ; et toute l’équipe du CEGELY.
Un grand merci à mes parents, mon frère et toute ma famille.
vii
Table des matières
Introduction générale
1
2
xii
Etat de l’art des modules IGBT de puissance
1.1 Les convertisseurs statiques . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.2 Les semiconducteurs de puissance . . . . . . . . . . . . .
1.3 Les modules IGBT de puissance . . . . . . . . . . . . . .
1.3.1 Historique de l’IGBT . . . . . . . . . . . . . . . .
1.3.2 Comportement physique d’une cellule IGBT . . .
1.3.3 Les différentes technologies de puces IGBT . . . .
1.3.4 Les différents types de boîtiers des modules IGBT
1.3.5 Les diodes des modules IGBT . . . . . . . . . . .
1.4 Bilan et perspectives . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
.
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.
Etat de l’art des circuits de commande d’IGBT
2.1 Description des circuits de commande d’IGBT dans leur environnement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2 Commande de grille des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . .
2.2.1 Commande en tension . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2.2 Commande en courant . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2.3 Commande mixte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2.4 Commande en tension avec plusieurs résistances de grille .
2.2.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.3 Protections des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.3.1 Causes de destruction de modules IGBT . . . . . . . . . .
2.3.2 Protection thermique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.3.3 Protections contre les court-circuits et surintensités . . . .
2.3.4 Protections contre les surtensions . . . . . . . . . . . . .
2.3.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.4 Transmission des ordres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.4.1 Transmission optique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.4.2 Transformateur magnétique . . . . . . . . . . . . . . . .
ix
1
1
2
3
3
4
8
15
22
22
24
25
25
27
28
31
33
35
35
37
37
38
41
44
46
47
48
51
TABLE DES MATIÈRES
2.4.3
2.5
2.6
3
Transformateur sans noyau magnétique : transformateur
coreless . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.4.4 Transformateur piezo-électrique . . . . . . . . . . . . . .
2.4.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Transmission de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.5.1 Transformateurs magnétiques . . . . . . . . . . . . . . .
2.5.2 Transformateur coreless . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.5.3 Transformateur piezo-électrique . . . . . . . . . . . . . .
2.5.4 Transmission optique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.5.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
52
54
55
55
57
65
68
70
71
72
Analyse et modélisation en commutation des modules IGBT
73
3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT . . . . . . . . . 73
3.1.1 Modélisation statique des puces IGBT . . . . . . . . . . . 73
3.1.2 Modélisation des effets capacitifs des puces IGBT . . . . 74
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande 77
3.2.1 Commande de grille en tension avec diode parfaite - simulation analytique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78
3.2.2 Commande de grille en tension avec diode réelle et inductance de câblage - simulation analytique . . . . . . . . . . 85
3.2.3 Commande de grille en courant avec diode réelle et câblage - simulation analytique . . . . . . . . . . . . . . . . 87
3.2.4 Influence du circuit de commande de grille sur la commutation de l’IGBT - simulations analytique et numérique . . 93
3.2.5 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module
IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98
3.3.1 Intérêt de la prise en compte des inductances de câblage . 98
3.3.2 Influence des inductances de câblage . . . . . . . . . . . 99
3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules
IGBT 1200A-3300V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116
3.4.1 Présentation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116
3.4.2 Identification de L7 par une mesure en commutation . . . 117
3.4.3 Estimation de L7 avec le logiciel InCa . . . . . . . . . . . 118
3.4.4 Comparaison des méthodes et des modules . . . . . . . . 122
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT . . . . . . . . . . . . . . 122
3.5.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122
3.5.2 Phénomène physique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122
3.5.3 Influence de la nature des puces IGBT . . . . . . . . . . . 125
3.5.4 Influence du courant coupé et de la résistance de grille . . 127
3.5.5 Simulation numérique d’une cellule IGBT Punch Through 128
3.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 139
x
TABLE DES MATIÈRES
4
Conception et réalisation d’une gamme de drivers d’IGBT
4.1 Contraintes de conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.2 Commande de grille . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.2.1 Conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.2.2 Simultations et expérimentations . . . . . . . . . . . . . .
4.2.3 Conséquences des gradients de tension sur la commande
de grille . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.3 Protection des modules IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.3.1 Description de la solution . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.3.2 Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.4 Transmission des ordres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.4.1 Transmission du primaire vers secondaire . . . . . . . . .
4.4.2 Transmission du secondaire vers primaire . . . . . . . . .
4.5 Transmission de puissance . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.5.1 Analyse et conception . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.5.2 Résultats expérimentaux . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.5.3 Alimentation à base de transformateur piezoélectrique . .
4.6 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
141
141
141
144
154
159
162
163
174
180
180
185
192
192
195
198
203
Conclusion générale et perspectives
205
Bibliographie
207
xi
Introduction générale
Depuis ses débuts en 1980, l’IGBT a pris une importance énorme pour arriver
à l’heure actuelle à concurrencer tous les autres composants de puissance : bipolaire, MOSFET, GTO, . . . Une large gamme de modules IGBT est actuellement
disponible : de quelques dizaines d’Ampère à quelques kilo-Ampère et de 300V à
6500V.
Dans les convertisseurs de puissance, les modules IGBT sont associés à une
carte appelée "driver". Le driver a pour fonction de piloter son module IGBT associé et de garantir son intégrité en cas de défauts (surintensité et surtension). Le
driver constitue un sous système au sein du convertisseur. Il devient aussi important que le module IGBT. L’enjeu est de taille car certains modules coûtent plus de
1000 C l’unité.
Le travail présenté dans ce mémoire a pour but d’étudier la conception et la réalisation d’une gamme de circuits de commande de modules IGBT (gamme de trois
drivers). Ces drivers répondent à un besoin industriel et seront produits en moyenne
série en technologie hybride (circuit imprimé et composants traditionnels).
Le premier et second chapitre de ce mémoire constituent un état de l’art des
modules IGBT et des drivers d’IGBT. Les différentes technologies de puces IGBT
propres aux différents constructeurs sont exposées et expliquées afin de clarifier
l’abondance de technologies de puces. Les fonctions de base des drivers d’IGBT
sont exposées ainsi que les solutions technologiques classiques associées.
Dans le troisième chapitre, une modélisation des puces IGBT est proposée afin
d’étudier leurs commutations en vue de leur commande. On propose également de
prendre en compte les effets inductifs dus au câblage dans les boîtiers des modules
IGBT. Afin de finaliser la modélisation des puces IGBT, nous proposons l’étude du
phénomène d’avalanche dynamique présent sur certaines technologies de puces à
l’aide d’équations simples puis de simulations par éléments finis.
Enfin, nous proposons l’analyse et la conception des fonctions élémentaires
propres aux drivers d’IGBT. Des méthodes de conception, des simulations et des
résultats expérimentaux sont proposés.
xii
Chapitre 1
Etat de l’art des modules IGBT
de puissance
Dans ce chapitre, nous exposons l’historique de la technologie de l’IGBT1 depuis ses débuts jusqu’en 2005. Les différentes structures de puce sont expliquées
(PT2 , NPT3 , . . .) ainsi que les différentes technologies propres à certains constructeurs (CSTBT4 , IEGT5 , . . .) dans le but de clarifier les abréviations rencontrées
dans la litterature.
1.1
Les convertisseurs statiques
La plupart des convertisseurs modernes sont constitués d’interrupteurs à base
de composants à semiconducteur, d’éléments passifs (inductances, capacités, résistances, transformateurs magnétiques et piezoélectriques) et de dissipateurs thermiques. La nature de l’interrupteur dépend de la fréquence de découpage, du type
de commutation (dure, ZVS6 , ZCS7 , . . .), du courant et de la tension commutés.
Dans la majorité des cas, l’objectif est de diminuer le temps de conception (et indirectement le coût), le poids et le volume du convertisseur tout en respectant les
contraintes CEM8 . Ceci passe par un compromis entre :
• la topologie de l’alimentation
• le type de commutation
• la fréquence de découpage
1 Insulated
Gate Bipolar Transistor
Through
3 Non Punch Through
4 Carrier Stored Trench gate Bipolar Transistor
5 Injection Enhancement Gate Transistor
6 Zero Voltage Switching
7 Zero Current Switching
8 Compatibilité Electro-Magnétique
2 Punch
1
1.2 Les semiconducteurs de puissance
• la nature du dissipateur thermique
• la nature des interrupteurs
La figure 1.1 donne une bonne classification des applications des convertisseurs
en fonction des courants et tensions mis en jeux.
Courant [A]
HVDC
1000
Traction
Alimentation
à
découpage
Contrôle
moteur
100
Automobile
10
1
Modules
IGBT
Telecom
0.1
Alimentations
intégrées
Tension [V]
0.01
10
100
1000
10000
F IG . 1.1 – Classification des applications des convertisseurs statiques en fonction
du courant commuté et de la tension bloquée des composants semiconducteurs
[Bal96]
1.2
Les semiconducteurs de puissance
Les composants de puissance commandables sont apparus dans les années
1950 avec les premiers thyristors de puissance. Ils n’ont cessé d’évoluer et ont
donné naissance au MOSFET9 dans les années 1970 et à l’IGBT dans les années
9 Metal
Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor
2
1.3 Les modules IGBT de puissance
1980 [Bal96].
Le MOSFET est très bien adapté pour les convertisseurs basse-tension et à fréquence élevée (inférieure à 100V et supérieure à 50kHz) alors que l’IGBT est utilisé pour les tensions supérieures à 300V et des fréquences rarement supérieures à
20kHz. Les GTO10 et thyristors sont dédiés aux applications haute tension (>1kV)
fort courant (>1kA). La figure 1.2 résume cette classification de composants de
puissance en fonction de la fréquence de commutation et du produit U.I des composants.
F IG . 1.2 – Classification des composants de puissance en fonction de la fréquence
de découpage et le produit U.I des composants
Les modules IGBT ont un domaine d’application qui recouvre totalement celui
des transistors bipolaires, partiellement celui des MOSFET et des GTO. C’est pourquoi les modules IGBT sont des composants d’avenir dans les fortes et moyennes
puissances [Bal96].
1.3
Les modules IGBT de puissance
1.3.1
Historique de l’IGBT
Les transistors MOSFET permettent d’obtenir des commutations rapides avec
une commande qui nécessite peu d’énergie. Ils présentent des chutes de potentiel
élevés et donc des pertes en conduction importantes surtout pour les composants
haute tension. Les transistors bipolaires ont une chute de tension à l’état passant
très faible surtout pour les hautes tensions mais ont des commutations lentes. Certains constructeurs ont voulu réunir dans un composant de puissance les avantages
des MOSFET et des bipolaires.
10 Gate
Turn Off thyristor
3
1.3 Les modules IGBT de puissance
En 1982, General Electric dépose un brevet pour l’IGR11 et RCA pour le COMFET12 . En 1983, Motorola propose la structure GEMFET13 . D’autres noms sont
associés à cette structure de composant : IGT14 , TGB15 [Arn92], Bipolar MOS
Transistor, . . .[Per04]. Depuis le début des années 1990, les constructeurs utilisent
couramment le nom d’IGBT : Insulated Gate Bipolar Transistor.
1.3.2
Comportement physique d’une cellule IGBT
Le point de départ d’une cellule IGBT est une cellule MOSFET à canal horizontal et à courant vertical (VDMOS).
F IG . 1.3 – Coupe schématique d’une cellule IGBT à structure symétrique ou à base
homogène
Sur la figure 1.4, on montre le mouvement des trous et des électrons dans une
cellule IGBT lors de la conduction. On fait apparaître la zone de charge d’espace,
la création d’un effet JFET et du canal d’électron sous la grille.
Sur la figure 1.5, apparaissent les éléments constitutifs internes à cette structure. Tout d’abord, un transistor bipolaire PNP qui a pour émetteur le collecteur de
l’IGBT. Ensuite, un transistor NPN qui a pour collecteur la zone de drain N − . Un
effet JFET est associé à la zone de charge d’espace entre les caissons PP+ près de
l’émetteur de l’IGBT et augmente la résistivité interne de l’IGBT. Les différentes
résistances internes sont également associées aux types de couches.
Sur la figure 1.6, on représente les circuits équivalents d’une cellule IGBT. On
voit apparaître sur la figure 1.6(a) une structure thyristor avec les transistors PNP
11 Insulated
Gate Rectifier
Modulated Field Effect Transistor
13 Gain Enhanced Field Effect Transistor
14 Insulated Gate Transistor
15 Transistor à Grille Bipolaire
12 COnductivity
4
1.3 Les modules IGBT de puissance
F IG . 1.4 – Conduction d’une cellule IGBT - trajets des trous et des électrons
F IG . 1.5 – Schéma de principe d’une cellule IGBT - éléments constitutifs et parasites
5
1.3 Les modules IGBT de puissance
et NPN. Celle-ci ne doit pas être activée pour garder le contrôle de l’ouverture de
l’IGBT par la grille.
Collecteur
Collecteur
Rn(mod)
N-
Rn(mod)
N-
Grille
Grille
Rb
P+
Emetteur
(a)
Emetteur
(b)
F IG . 1.6 – Circuits équivalents d’une cellule IGBT
Pour que la structure thyristor N + PN − P+ ne s’amorce pas (phénomène de déclenchement ou de verrouillage du thyristor parasite ou "latch-up"), il faut que la
jonction base-émetteur du transistor NPN reste bloquée. Pour cela, on diminue le
plus possible la résistance Rb qui court-circuite la jonction base-émetteur du transistor NPN. Dans la pratique, le gain du transistor PNP est ajusté à 0.3 pour que
70% du courant passe par le MOSFET. Mais le gain du transistor PNP ne doit pas
être trop diminué pour ne pas trop pénaliser la modulation de résistivité de la zone
N − et de ce fait la chute de tension à l’état passant.
Une technique simple pour diminuer la valeur de Rp consiste à doper plus fortement le caisson P au niveau des métallisations d’émetteurs. Mais le dopage de cette
zone P est limité pour ne pas changer la tension de seuil du canal. Une technique
plus évoluée, mais largement répandue, consiste à utiliser des formes spécifiques
de cellules pour repousser le déclenchement du thyristor parasite [Alo98] [Per04].
Par exemple, pour la forme en U, on introduit une résistance R1 entre la source
du MOSFET et l’émetteur de l’IGBT (figures 1.7 et 1.8). La chute de tension dans
R1 empêche la polarisation de la jonction base-émetteur du transistor NPN. Cette
technique repousse le phénomène de verrouillage du thyristor mais a pour effet de
réduire la valeur du courant de court-circuit [Alo98]. Cette technique se traduit par
la forme géométrique des cellules d’IGBT : sur la figure 1.8, apparaît la résistance
R1 entre le contact métallique d’émetteur et la source du MOSFET.
6
1.3 Les modules IGBT de puissance
F IG . 1.7 – Schéma de principe pour repousser le verrouillage de l’IGBT
F IG . 1.8 – Cellule en U pour répousser le verrouillage de l’IGBT
7
1.3 Les modules IGBT de puissance
1.3.3
Les différentes technologies de puces IGBT
NPT - PT : description [Alo98] [Per04]
Historiquement, il existe deux types de structures de cellules IGBT : NPT16 et
PT17 . La structure NPT étant apparue en 1982 et PT en 1985 [Bal96].
(a)
(b)
F IG . 1.9 – Coupe schématique d’une cellule IGBT NPT (a) et PT (b)
Une cellule de type NPT est représentée figure 1.9(a). Pour des tensions supérieures ou égales à 1200V, on peut utiliser directement une plaquette brute de type
N − . Il faut compter 10V par micromètre pour la tenue en tension de la couche N − .
L’inconvénient est que pour les tensions inférieures à 1200V, les plaquettes sont
fines et nécessitent des machines à transport par coussin d’air pour éviter les casses
[Alo98] [Per04].
Pour la technologie NPT, la couche N − est le substrat, la couche P+ côté collecteur est réalisée par diffusion ou implantation et est peu épaisse. La tenue en tension directe bloquée est assurée par la zone épaisse N − . Cette couche N − épaisse
confère à la puce IGBT une chute de tension à l’état passant assez élevée. Ceci
devient très pénalisant surtout pour la gamme des tensions bloquées inférieures à
1200V. Mais, ce problème peut être résolu en utilisant une couche N − plus fine. La
quantité de charges stockées dans la zone N − peut être contrôlée par la réduction
du coefficient d’injection18 de trous en agissant sur l’épaisseur et la concentration
de la couche P+ .
Sur la figure 1.9(b), on représente une cellule de type PT. Le substrat est de
type P+ sur lequel on fait croître par épitaxie la couche N + (couche tampon) puis la
couche N − . Cela permet d’avoir une couche N − plus fine que pour la technologie
NPT pour la même tenue en tension. Ceci est possible grâce à la décroissance
rapide du champ électrique en polarisation directe dans la zone tampon N + . Mais,
la tenue en tension d’une cellule PT est dissymétrique contrairement à une cellule
16 Non
Punch Through : structure symétrique
Through : structure asymétrique
18 rapport entre le courant total et le courant de trous au niveau de la couche P+ côté collecteur
17 Punch
8
1.3 Les modules IGBT de puissance
de type NPT. Une structure PT offre une chute de tension à l’état passant très faible
grâce à la faible épaisseur de la zone N − mais nécessite soit une injection de métaux
lourds soit une irradiation de la zone N − pour créer des centres de recombinaison
pour accélérer la recombinaison des trous (porteurs minoritaires de la zone N − )
lors de l’ouverture de l’IGBT (queue de courant) mais au détriment du Vcesat .
NPT - PT : comparaison, comportement
Dans cette partie, on montre les différences de comportement pour des IGBT
PT et NPT pour des tensions comprises entre 600V et 1200V. Les courbes et analyses sont tirées de la publication [She03] qui donnent des résultats pour des IGBT
PT et NPT "trench gate" (voir page 10).
La technologie PT permet d’avoir des pertes faibles en conduction alors que la
technologie NPT offre des pertes faibles en commutation. Mais la liaison entre ces
deux technologies se fait à l’avantage de la structure NPT. La figure 1.10(a) résume
ces tendances.
La structure NPT est fabriquée avec la technique "transparent anode" et permet
de contrôler la concentration des porteurs du côté de l’anode (collecteur) sans avoir
une grande répercussion sur la concentration des porteurs du côté de la cathode
(émetteur) ce qui est bon pour le compromis Vcesat /Eo f f .
Sur une structure de type PT, le substrat est la couche P+ du collecteur, l’épaisseur est limitée par les procédés de fabrication pour des raisons mécaniques, son
dopage ne peut pas être inférieur à une certaine valeur (environ 1018 cm−3 ) à cause
de la résistance de cette couche. De plus, il est difficile de bien maîtriser le dopage
et l’épaisseur de la couche tampon N + . Il faut utiliser une technique d’irradiation
d’électrons de la couche N − pour limiter les pertes en commutation. Mais, la durée de vie des trous est améliorée côté collecteur et malheureusement aussi côté
émetteur de la zone N − ce qui a pour effet d’augmenter le Vcesat (figure 1.10(a)).
Eoff
Eoff
Sans
Irradiation
PT
Trench IGBT
PT
Avec
irradiation
NPT
NPT
Vcesat
(a)
Tj
(b)
F IG . 1.10 – Comportement des technologies PT et NPT
On voit que la technique "transparent anode" pour les IGBT NPT donne un
meilleur résultat que la technique d’irradiation pour les IGBT PT. Pour améliorer
9
1.3 Les modules IGBT de puissance
les pertes à l’ouverture de la structure PT, on peut également utiliser l’implantation
ionique qui permet de concurrencer la structure NPT.
Sur la figure 1.10(b), on note que la structure PT est sensible à la température au
niveau des pertes à l’ouverture (Eo f f ). Sur la figure 1.11, on montre que la structure
PT est instable thermiquement avant la structure NPT dans les mêmes conditions
de test.
Tj
NPT
PT
F
F IG . 1.11 – Comportement en température des cellule NPT et PT en fonction de la
fréquence de commutation
La structure NPT permet de tenir plus longtemps le court-circuit que la structure PT. Ceci s’explique par le fait que la zone N − de la structure PT est plus fine
que celle de la structure NPT. La température croît plus rapidement dans la zone
N − de la structure PT. Dans [She03], une simulation montre que la température
maximale pour la structure NPT est de 520K et de 750K pour la structure PT lors
d’un court-circuit.
Trench gate
La structure "trench gate" est apparue en 1987 pour les IGBT [Bal96]. Cette
technologie permet d’éliminer l’effet JFET entre les cellules IGBT : voir figure
1.12.
La chute de tension à l’état passant de l’IGBT est améliorée pour la technologie
trench gate. Par ailleurs, la résistance de canal (Rcanal ) est réduite. La largeur de la
grille est plus petite qu’en technologie planar et permet une meilleure densité de
courant. De plus, le courant de "latch-up" est amélioré [Mot98]. L’inconvénient de
cette technologie est que la capacité grille-émetteur augmente et de ce fait change
le comportement dynamique de l’IGBT [Mal01].
10
1.3 Les modules IGBT de puissance
(a)
(b)
F IG . 1.12 – Coupes schématique de cellules planar et trench gate
Field Stop, Light Punch Through, Soft Punch Through
A partir de la structure PT, les concepteurs de puce IGBT ont eu l’idée d’utiliser
la couche N − comme substrat fin, une couche tampon N et une couche P+ pour
l’injection de trous (figure 1.13).
F IG . 1.13 – Coupe schématique d’une cellule IGBT Field Stop et profil du champ
électrique lors d’une polarisation directe bloquée
Cette structure est appelée Field Stop (FS) par Eupec et Fuji. La fine couche
N "Field Stop" faiblement dopée modifie l’injection de trous de la couche P (côté
collecteur) et permet de stopper le champ électrique de la zone N − en polarisation
directe bloquée : voir figure 1.13 pour le profil du champ électrique théorique de
la structure Field Stop. Le tableau 1.1 compare les différentes structures de cellule
11
1.3 Les modules IGBT de puissance
Couche P côté
collecteur
Zone de drain N −
Couche additionnelle N
Carrier lifetime
PT
Fortement dopée,
forte
injection
dans la couche
N−
Fine : épitaxiée
Stoppe le champ
électrique à l’état
bloqué
Méthodes pour
accélérer
la
recombinaison
NPT
Faiblement
dopée
FS
Faiblement
dopée
Moyennement
épaisse
Pas de couche N
Fine : substrat fin
Durée de vie non
optimisée
Permet de stopper le champ E à
l’état bloqué
Durée de vie non
optimisée
TAB . 1.1 – Comparaison des cellules PT, NPT et FS pour une tenue en tension
identique
IGBT : NPT, PT, FS.
De par sa nature, la structure FS ne présente plus de queue de courant et sa
chute de tension à l’état passant est faible. Lors de l’ouverture de l’IGBT , le champ
électrique atteint la couche tampon "Field Stop" ce qui permet de réduire le phénomène de queue de courant [Las00].
Cette même technologie est utilisée par Mitsubishi mais est appelée LPT :
Light Punch Through [Nak]. De son côté, ABB propose une structure Soft Punch
Through (SPT) qui est identique aux structures FS et LPT [Rah01].
IEGT - CSTBT - HiGT
Toshiba a développé l’IEGT (Injection Enhancement Gate Transistor) pour
combiner la chute de tension du GTO et l’excellente performance de commutation de l’IGBT [Mur01] [Tso04].
La structure de l’IEGT est la même que celle de l’IGBT avec un profil de dopage différent pour la zone de drain N − . La figure 1.14 montre une cellule IGBT
PT Trench Gate et le profil de dopage de la zone N − . La figure 1.15 montre une
cellule IEGT Trench Gate et le profil de dopage de la zone N − N + . De son côté,
Mitsubishi Electric propose une structure d’IGBT : CSTBT (Carrier Stored Trench
gate Bipolar Transistor) qui a pour but de réduire la chute de tension à l’état passant
sans détériorer les pertes à l’ouverture. Cette structure est la même qu’une structure
"PT Trench Gate" avec une couche N ajoutée côté émetteur : couche "Carrier Stored N Layer" [Tak] [Iur01]. Sur la figure 1.16, on représente une cellule IGBT LPT
CSTBT : Light Punch Through CSTBT. De même, Hitachi propose la structure
HiGT (High conductivity IGBT) qui est basée sur le même principe que l’IEGT
et le CSTBT : une couche N est ajoutée côté émetteur sur une cellule planar. La
12
1.3 Les modules IGBT de puissance
F IG . 1.14 – Coupe schématique d’une cellule IGBT Trench Gate et profil de dopage
F IG . 1.15 – Coupe schématique d’une cellule IEGT Trench Gate et profil de dopage
13
1.3 Les modules IGBT de puissance
F IG . 1.16 – Coupe schématique d’une cellule LPT CSTBT et profil de dopage
figure 1.17 montre une cellule d’un HiGT. On note que cette structure est proche de
F IG . 1.17 – Coupe schématique d’une cellule HiGT et profil de dopage
la structure de l’IEGT de Toshiba. Les profils de concentration de dopage sont très
proches pour ces deux structures. Elles ont l’avantage d’avoir une chute de tension
14
1.3 Les modules IGBT de puissance
à l’état passant réduite grâce à la couche "carrier stored" pour l’IGBT CSTBT et
au dopage augmenté de la couche N − côté émetteur pour l’IEGT.
1.3.4
Les différents types de boîtiers des modules IGBT
Le rôle du boîtier
Le boîtier a pour rôle d’assurer la liaison électrique entre les puces diodes
et IGBT, l’isolation électrique entre les différentes connexions des modules et le
maintien mécanique de l’ensemble. Ceci doit être réalisé en optimisant les transferts thermiques de la puce IGBT vers l’extérieur du boîtier et réduire les inductances parasites. La figure 1.18 montre quelques boîtiers de modules IGBT.
F IG . 1.18 – Différents types de boîtiers de modules IGBT
Dans la plupart des cas, les modules IGBT sont soit en boîtier plastique (avec
semelle métallique), soit en boîtiers "press-pack". Ces deux technologies sont les
plus répandues pour les IGBT disponibles dans le commerce. Nous détaillons ces
deux technologies.
Boîtiers plastiques
Le problème de base de la mise en boîtier des puces IGBT et diode est d’avoir
un bon compromis entre la fiabilité et l’évacuation des pertes des puces vers l’extérieur. Ce compromis va conduire au choix des isolants, des semelles métalliques
et des soudures.
15
1.3 Les modules IGBT de puissance
La figure 1.19 montre la structure d’un boîtier de module IGBT. On voit apparaître la semelle (baseplate) qui garantit la rigidité mécanique de l’ensemble et le
transfert thermique de l’intérieur vers l’extérieur du boîtier ; les couches d’isolants
entre les puces de silicium et la semelle pour l’isolation galvanique des boîtiers ;
les "bondings" et les connexions vers l’extérieur.
F IG . 1.19 – Coupe schématique d’un module IGBT monté sur radiateur
La fiabilité des modules IGBT en boîtier plastique est limitée par la fatigue des
soudures entre "bondings" et puces IGBT ; entre puces IGBT et isolant puis entre
isolant et semelle.
Pour les brasures entre "bondings" et puces, des forces électromagnétiques se
créent à chaque impulsion de courant (voir figure 1.20). Le cisaillement se situe
sous le "bonding" sur la métallisation de la puce (7 micromètre d’épaisseur) au
talon de la soudure. La granulométrie de l’aluminium des métallisations augmente
et la liaison se dégrade puis se rompt. Par expérience, la soudure ultrasonique est
meilleure que la thermo-compression [Alo98].
Les soudures "puce - isolant" et "isolant - semelle" sont soumises à des contraintes
mécaniques si les coefficients de dilatation thermiques sont différents entre les matériaux à souder. La figure 1.21 montre le type de déformation propre à un empilage
de trois matériaux.
On peut calculer la contrainte S au centre de la puce par [Alo98] :
16
1.3 Les modules IGBT de puissance
F IG . 1.20 – Connexion par bonding
Si
soudure
isolant
Si
T
T
soudure
isolant
F IG . 1.21 – Déformation d’un empilage à cause de dilatations thermiques
17
1.3 Les modules IGBT de puissance
D
:
D · ∆α · ∆T · E
2 · es
Diagonale de la puce
∆α
:
Différence de coefficient de dilatation Si-brasure
∆T
:
Différence de température entre les deux matériaux
E
:
Module d’élasticité Young du matériau
es
:
Epaisseur de la brasure
S =
(1.1)
On distingue trois types de brasures :
• brasure élastique : (dite brasure dure) à base de molybdène, a pour avantages
d’avoir un coefficient de dilatation identique au silicium et un coefficient
d’élasticité élevé.
• brasure tendre : à base de plomb, d’étain et d’argent avec des alliages de métaux
comme l’indium et l’antimoine.
• colle epoxy chargée d’argent : pratique mais sa fiabilité reste à être éprouvée.
Pour les isolants, on distingue plusieurs matériaux utilisés dans l’industrie :
alumine (Al2 O3 ) ; berylium (BeO) ; nitrure d’aluminium (AlN).
Pour les semelles, on utilise couramment le cuivre pour obtenir une bonne
conductivité thermique et l’AlSiC19 (mélange d’aluminium et de carbure de silicium) pour une bonne fiabilité lors de cyclages thermiques.
Le mode de défaillance des soudures est dû à la fatigue thermique sous l’effet de cyclage thermique. Les structures d’empilage se déforment selon des cycles
imposés par les pertes dans le composant. On rencontre le plus souvent les phénomènes de fatigue thermique dans les modules IGBT utilisés pour la traction.
On utilise alors des semelles AlSiC avec isolant AlN20 . Le tableau 1.2 montre les
coefficients des matériaux utilisés pour l’électronique de puissance.
Les figures suivantes montrent la composition du module Eupec FZ1200R33KF2.
Ce composant constitue un seul IGBT avec diode anti-parallèle. Il est constitué de
six zones chacune constituée de quatre puces IGBT 50A et deux puces diode de
100A : voir figure 1.22.
Sur la figure 1.23, on montre plus en détail une zone constituée de deux puces
IGBT et une puce diode. On voit apparaître plus clairement les systèmes de connexion
en bus-barre et par "bonding".
Sur la figure 1.24, on fait apparaître l’empilage des puces, de l’isolant et de la
semelle. On distingue difficilement les soudures (couches très fines).
19 Aluminium
20 Nitrure
+ Carbure de Silicium
d’Aluminium
18
1.3 Les modules IGBT de puissance
matériaux
Acier (Fe+C)
Aluminium (Al)
Antimoine (Sb)
Cuivre (Cu)
Etain (Sn)
Fer (Fe)
Germanium (Ge)
Kovar (Ni+Fe)
Molybdène (Mo)
Nickel (Ni)
Or (Au)
Plomb (Pb)
Silicium (Si)
Tungstène (W)
Tantale (T)
Coefficient
de dilatation
[ppm/°C]
11
23
11
16
20
12
6
13
5
13
14
29
4
4.5
6.5
Au + 20 Sn
Au + 3 Si
PbAgIn
Pb + 5 Sn
Sn + 3.5 Ag + 1.5
Sb
Sn + 10 Ag + 10
Sb
Sn + 25 Ag + 10
Sb
SnSb
16
12
28
Mica
Quartz (SiO2 )
Alumine (Al2 O3 )
Berylium (BeO)
Nitrure d’aluminium (AlN)
3
13
6
6
6
Module
Young
[GPa]
200
70
Charge
rupture
[MPa]
450
100
130
50
210
200
180
250
290
325
200
78
16
200
430
soudures
48
80
450
650
520
200
15
100
de
Limite élastique [MPa]
300
80
170
200
300
500
360
10
250
230
200
200
13
20
10
15
47
30
65
50
26
isolants
310
340
193
158
TAB . 1.2 – Propriétés mécaniques des matériaux de l’électronique de puissance
19
1.3 Les modules IGBT de puissance
F IG . 1.22 – Module IGBT FZ1200R33KF2 avec et sans boîtier plastique
F IG . 1.23 – Puces IGBT et diodes FZ1200R33KF2
20
1.3 Les modules IGBT de puissance
F IG . 1.24 – Empilage des couches puces - isolant - semelle FZ1200R33KF2
Boîtiers "press-pack"
Nous avons vu dans le paragraphe précédent que l’empilage puce - isolant - semelle est soumis à des contraintes mécaniques lors de cyclages thermiques menant
à la détérioration des soudures (et des résistances thermiques de ce fait). De même
pour les bondings qui sont soumis à des forces électromagnétiques et contraintes
thermiques. A partir de ce constat, il est intéressant de supprimer les soudures.
C’est possible grâce à la technologie "press-pack" qui élimine les soudures grâce
à une pression permanente en fonctionnement par le système de "clamp". Cette
solution est utilisée pour les diodes, thyristors, IGCT et IGBT dans le cadre d’applications de traction par exemple où les problèmes de cyclage thermique sont les
plus sévères.
[Sch01] présente une description d’un IGBT press-pack 6.5kV - 650A. Il est
constitué de 21 puces IGBT en parallèle. Une puce est représentée figure 1.25 avec
les connexions métalliques.
F IG . 1.25 – Coupe d’un IGBT press-pack
Grâce à cet empilage, la résistance thermique du composant est améliorée par
21
1.4 Bilan et perspectives
F IG . 1.26 – Montage press-pack
rapport à un boîtier plastique car un radiateur est présent sur les deux faces du
composant. La résistance thermique du composant dépend de la force de serrage
du "clamp" [Eva99]. La figure 1.26 montre un montage de composant press-pack
avec les radiateurs et le clamp.
1.3.5
Les diodes des modules IGBT
Dans les modules IGBT de puissance, les diodes sont montées en anti-parallèle.
Elles jouent le rôle de roue-libre dans les onduleurs de tension à commutation dure
dans la plupart des applications. Elles doivent supporter la même tension que les
puces IGBT, avoir une chute de tension la plus faible possible, avoir un recouvrement le plus faible possible pour minimiser les pertes à la fermeture de l’IGBT.
Les diodes jouent un rôle important dans la performance du module IGBT
(pertes en commutation et conduction). La technologie des puces diode évolue en
même temps que celle des puces IGBT car les performances du module IGBT
dépendent des puces diodes et IGBT.
1.4
Bilan et perspectives
Les constructeurs proposent à l’heure actuelle une large gamme de produits qui
permet au module IGBT de trouver sa place dans bon nombre d’applications. Pour
représenter l’état actuel (2005) des possibilités des modules IGBT, on propose le
graphique de la figure 1.27 qui donne les courants coupés maximums en fonction
des tensions de blocage pour trois types de modules IGBT :
22
1.4 Bilan et perspectives
– single : module IGBT simple
– dual : module IGBT double
– six-pack : module IGBT pour onduleur triphasé
Ce graphique est donné pour le constructeur Eupec. Il donne un bon aperçu de
l’état actuel du marché de l’IGBT.
4.0 kA
Courant coupé maximal [A]
3.5 kA
3.0 kA
2.5 kA
single
dual
six−pack
2.0 kA
1.5 kA
1.0 kA
500.0 A
0.0 A
0 V
1 kV 2 kV 3 kV 4 kV 5 kV 6 kV 7 kV
Tension bloquée maximale[V]
F IG . 1.27 – Gamme de modules IGBT du constructeur Eupec, boîtiers single, dual
et six-pack
On remarque que les possibilités à venir sont importantes, notamment pour
les boîtiers "dual" qui représentent une part de marché très importante. En effet,
ces boîtiers sont parfaitement adaptés pour la réalisation d’onduleurs. Les boîtiers
"single" 6500V-600A ont un intérêt pour les applications haute-tension pour s’affranchir de la mise en série de composants. Les boîtiers "six-pack" sont intéressants
pour la réalisation compacte d’onduleurs triphasés à tension réseau (réseau 380V).
Les avancées technologiques se situent sur la tenue en tension des modules
(modules 6500V commercialisés à l’heure actuelle) et l’optimisation du compromis pertes en commutation - pertes en conduction des modules 1200V - 1700V 3300V.
En effet, comme vu précédemment (paragraphe 1.3.3 page 8), les constructeurs
se sont lancés dans une course aux dénominations des technologies de puce (FS,
LPT, SPT, IEGT, CSTBT, HiGT) qui ont toutes le même objectif : réduction des
pertes et amélioration de la fiabilité des modules.
Du point de vue de la tenue en tension, l’avancée de la technologie silicium
semble être faible. Pour comparaison, le plus gros calibre en tension pour les diodes
de redressement est de 10kV. Le prochain saut technologique se situe certainement
dans le camp du carbure de silicium (SiC) qui permettrait à long terme de dépasser
les limites actuelles du silicium malgré le problème de mobilité du SiC compro23
1.5 Conclusion
mettant pour l’IGBT.
1.5
Conclusion
Le début du chapitre a été consacré à l’historique de l’IGBT et à son comportement physique. Ensuite, nous avons vu les différentes technologies de cellule
IGBT dont les principales sont : punch through, non punch through et trench gate.
Les nouvelles structures et technologies de cellules ont été exposées pour clarifier
les termes propres à chaque constructeurs (FS, IEGT, CSTBT, HiGT. . . ). Enfin,
nous avons décrit les principaux avantages et inconvénients des boîtiers plastiques
et press-pack.
Dans le chapitre suivant, nous présentons le composant indissociable au module IGBT : le driver d’IGBT.
24
Chapitre 2
Etat de l’art des circuits de
commande d’IGBT
Dans ce chapitre, nous présentons l’environnement et les fonctions associées
aux circuits de commande des modules IGBT. Pour chaque fonction, nous exposons les objectifs à atteindre puis les solutions technologiques employées et envisageables.
2.1
Description des circuits de commande d’IGBT dans
leur environnement
Le circuit de commande de module IGBT est communément appelé "driver".
Nous gardons cette dénomination pour la suite du manuscrit.
La définition d’un driver de module IGBT est relativement simple : c’est un
circuit qui doit piloter tout type de module IGBT dans tout type de convertisseur
statique (hacheur, onduleur, redresseur commandé, convertisseur matriciel, . . .). Le
pilotage consiste à provoquer et contrôler les passages de l’état bloqué à l’état
passant.
Dans l’objectif d’intégrer ce produit dans les convertisseurs industriels, il faut
avoir comme objectif de réaliser un driver dont le prix est en accord avec ceux
des modules IGBT et des convertisseurs. Ceci passe par l’utilisation des solutions
technologiques fiables et peu coûteuses.
•Pilotage :
Le driver a pour rôle de piloter un module IGBT en fonction des ordres qu’il reçoit
d’une commande globale (voir figure 2.1). Le module IGBT peut être composé
d’un bras d’onduleur avec diodes de roue libre ou bien d’un seul IGBT avec diode
de roue libre (figure 2.2).
•Sécurité :
Le driver doit effectuer la sécurité rapprochée du module qu’il pilote pour améliorer
sa survie en cas de défaut. En cas de sur-intensité dans le composant de puissance
25
2.1 Description des circuits de commande d’IGBT dans leur environnement
F IG . 2.1 – Synoptique commande - driver - module IGBT - convertisseur statique
(a)
(b)
F IG . 2.2 – Topologie de modules IGBT double et simple
26
2.2 Commande de grille des modules IGBT
par exemple, le driver doit couper l’IGBT et envoyer une information d’erreur à la
commande globale. En cas d’ouverture en court-circuit, le driver doit piloter l’ouverture de l’IGBT de telle manière que sa tension Vce ne dépasse pas sa tension de
claquage. Des mesures et estimations de température peuvent être effectuées pour
la sécurité thermique des modules IGBT. Des sécurités en di/dt et dv/dt peuvent
être implantées pour compléter les sécurités en court-circuit et sur-intensité.
•Isolation galvanique :
Pour répondre à tous les types de module IGBT et tous les types de convertisseurs
statiques, les ordres qui proviennent de la commande globale et appliqués sur la
grille de l’IGBT concerné doivent être isolés galvaniquement. La qualité de cette
isolation galvanique tient dans sa tenue en tension statique qui permet de piloter
des IGBT à des potentiels flottants (300V, 600V, 800V, 1500V, · · · ) et également
à ses caractéristiques dynamiques qui donneront au driver la possibilité de piloter
des modules IGBT de plus en plus rapides sans problèmes de CEM (dv/dt) sur
l’électronique du driver.
La commande de grille nécessite une puissance pour ouvrir et fermer l’IGBT
(charge et décharge des charges stockées dans la grille de l’IGBT). Il faut donc
transmettre cette puissance avec une isolation galvanique du potentiel de la commande globale au potentiel flottant (ou non flottant) de l’IGBT. La qualité de cette
alimentation isolée est soumise aux mêmes caractéristiques que la transmission
d’ordre : il faut tenir la tension statique et minimiser les capacités de couplage
entre le primaire et le secondaire de l’alimentation isolée.
Les capacités parasites entre le primaire et les secondaires ont pour effets de
générer des courants de mode commun lors des variations de tension sur les secondaires. Ces courants circulent au primaire du driver et au niveau de la commande
globale. Ils peuvent perturber l’électronique au primaire du driver et au niveau de
la commande globale et ensuite provoquer des dysfonctionnements.
Pour synthétiser les caractéristiques précédentes, on représente figure 2.3 le
synoptique d’un driver de module IGBT. On fait apparaître la notion de primaire et
secondaire pour l’isolation galvanique.
Dans la suite de ce chapitre, nous présentons les quatre grandes fonctionnalités
des drivers de modules IGBT :
• commande de grille
• protection des modules IGBT
• transmission des ordres
• transmission de puissance
2.2
Commande de grille des modules IGBT
Le but principal de la commande de grille est de faire commuter l’IGBT (charge
et décharge de la grille de l’IGBT, élément à comportement capacitif). Ensuite,
différentes contraintes viennent s’ajouter :
27
2.2 Commande de grille des modules IGBT
F IG . 2.3 – Synoptique du driver d’IGBT
• contrôle de la vitesse de commutation
• respect des aires de sécurité des composants de puissance
• minimisation des pertes en conduction et commutation
A partir de la fonction principale et des contraintes précédentes, on aboutit à
une multitude de solutions :
• commande en tension
• commande en courant
• commande mixte (tension et courant)
• commande en tension avec plusieurs résistances commutables
• commande en tension et courant avec valeurs ajustables dans le temps
• commande à résonance
2.2.1
Commande en tension
La commande en tension consiste à faire commuter l’IGBT avec une source de
tension commutable (deux états stables possibles) et une (ou deux) résistance(s) de
grille. La source de tension Vg passe de Vdd à Vcc pour la fermeture et de Vcc à Vdd
pour l’ouverture : la figure 2.4 représente cette solution.
Nous nous intéressons aux solutions technologiques pour réaliser la source
commutable Vg . Nous disposons de deux sources de tension aux valeurs Vcc et
28
2.2 Commande de grille des modules IGBT
(a)
(b)
F IG . 2.4 – Commande de la grille en tension
Vdd qu’il faut commuter sur la résistance de grille de l’IGBT à l’aide d’interrupteurs commandés. Nous disposons de composants commandables de type bipolaire
et MOSFET. Suite aux travaux de thèse réalisés par Mohamad Kheir El Chieckh
[EC95], nous exposons la liste des solutions possibles en technologie bipolaire et
MOSFET : figure 2.5.
Les signaux de commande a et b permettent de faire commuter indépendamment l’un ou l’autre des interrupteurs de la structure. Le secondaire du driver doit
générer les signaux de commande a et b en fonction des ordres reçus provenant du
primaire.
•Push-pull à bipolaire :
Les deux transistors bipolaires sont utilisés en suiveur de tension. Le gain en courant β permet aux sources de tensions a et b de ne pas fournir un courant trop
important dans les bases des transistors bipolaires lors des impulsions du courant
de grille. Les potentiels a et b doivent être reliés, la commande de cette structure
nécessite une seule tension de commande qui commute entre Vcc et Vdd .
•Push-pull inversé à bipolaire :
Les deux transistors sont utilisés en régime de saturation. Un courant est extrait de
la base de T1 pour la fermeture de l’IGBT et un courant est injecté de la base de
T2 pour l’ouverture de l’IGBT. Cette solution nécessite un système de temps mort
pour éviter de court-circuiter les sources Vcc et Vdd .
•Totem pole à bipolaire :
Le transistor T1 fonctionne en suiveur de tension et T2 en régime de saturation.
Cette structure est utilisée en sortie des circuits TTL. Le pilotage de cette structure
ne pose pas de problème.
•Push-pull à MOSFET :
Cette structure ne permet pas de piloter convenablement une grille d’IGBT. Sur la
figure 2.6, on représente la charge d’une capacité C via une résistance R avec un
transistor MOSFET.
29
2.2 Commande de grille des modules IGBT
(a)
(b)
F IG . 2.5 – Commande de grille en technologie bipolaire et MOSFET
30
2.2 Commande de grille des modules IGBT
F IG . 2.6 – Charge d’une capacité avec un transistor MOSFET
On suppose que la tension Vgm ne peut pas dépasser la tension d’alimentation
Vcc pour des raisons évidentes de simplicité de la solution. Au temps t = 0− , le
condensateur C est initialement déchargé (Vc = 0) et la tension Vgm = 0. Au temps
t = 0+ , la tension Vgm passe de 0V à Vcc quasi instantanément. Le MOSFET entre
en conduction et charge la capacité C. La tension Vc croît à partir de 0V et atteint la
valeur d’équilibre Vc = Vcc −Vth (Vth : tension de seuil du transistor MOSFET). Or
ceci n’est pas acceptable car la tension finale de Vc peut atteindre 11V au lieu de
15V (Vcc ) par exemple ce qui ne permet pas de minimiser la tension de saturation
de l’IGBT (Vcesat = f (Vge , Ic )) piloté par cette structure.
•Push-pull inversé à MOSFET :
Les deux transistors sont utilisés en commutation et permettent d’obtenir des temps
de montée et descente de T1 et T2 très faibles. Un système de temps mort sur les
commandes a et b permet d’éviter de court-circuiter les sources Vcc et Vdd .
•Totem pole à MOSFET :
Pour les mêmes raisons que le push-pull à MOSFET, le totem pole à MOSFET ne
permet pas de piloter convenablement une grille d’IGBT.
2.2.2
Commande en courant
La commande en courant consiste à faire commuter l’IGBT avec une source
de courant. La source doit pouvoir fournir un courant positif et négatif avec une
tension aussi bien positive et négative (source quatre quadrants). Des écrêteurs de
tension sont ajoutés en parallèle sur la grille de l’IGBT pour limiter la tension Vge :
voir figure 2.7.
Or, cette solution n’est pas réalisable telle qu’elle est présentée sur la figure
2.7. Il faut utiliser une source de courant et un puits de courant que l’on commute
31
2.2 Commande de grille des modules IGBT
F IG . 2.7 – Commande de grille en courant et diodes zener
pour la fermeture et l’ouverture de l’IGBT (voir figure 2.8).
F IG . 2.8 – Commande en courant avec une source de courant Is et un puits de
courant Ip , interrupteurs commandables a, b, c et d
Cette solution nécessite une synchronisation parfaite entre le interrupteurs a, b,
c et d pour que les sources de courant soient toujours connectées sur une charge.
Il faut noter également que cette solution est très coûteuse car elle dissipe en
32
2.2 Commande de grille des modules IGBT
permanence la puissance Is .VDZ1 quand l’IGBT est fermé et Ip .VDZ2 quand l’IGBT
est ouvert.
Une source de courant peut être réalisée par une source de tension et résistance
en série. La valeur de la source de tension doit être supérieure à la tension de charge
de la grille de l’IGBT (figure 2.9).
(a)
(b)
F IG . 2.9 – Source de courant à partir d’une source de tension
Les diodes zener DZ1 et DZ2 limitent la tension de grille. Cette solution consomme
énormément de puissance car la source de tension débite en permanence dans la
résistance Rg et les diodes zener en régime permanent. Cette solution est envisageable pour la simulation ou pour la caractérisation de composants mais pas pour
un driver industriel pour des raisons évidentes de consommation.
2.2.3
Commande mixte
Nous voyons que la commande par générateur de courant pose quelques problèmes de consommation lors des régimes permanents sur la tension de grille de
l’IGBT. Ce problème peut être contourné en associant des générateurs de courant
pour les phases transitoires et des générateurs de tension pour les régimes permanents. Cette solution est illustrée figure 2.10.
Lors de la phase transitoire de charge de la grille de l’IGBT, on commence
par fermer b, ouvrir a et e ( f et c ouverts, d fermé). La grille se charge à courant
constant ce qui permet de maîtriser les gradients des grandeurs Vce et Ic sur charge
inductive. Lorsque la tension Vge est proche de V + , on ferme a et e, on ouvre b
pour que la tension de grille finisse de se charger à la tension V + via la résistance
R. Lorsque la tension Vge a atteint la valeur V + , le courant de grille est quasi nul et
la consommation du circuit de charge est quasi nulle.
Cette solution nécessite la gestion de six interrupteurs (a, b, c, d, e et f ) qui
représente une des difficultés de ce circuit.
Par souci d’optimisation de la commutation de l’IGBT, on peut extrapoler la
solution précédente avec plusieurs sources de courant et de résistances de grille.
Ceci peut être utile pour maîtriser indépendamment les gradients de Vce et Ic . La
figure 2.11 illustre une des nombreuses possibilités.
33
2.2 Commande de grille des modules IGBT
F IG . 2.10 – Commande mixte, source de courant Is et puits de courant Ip , interrupteurs commandables a, b, c et d
F IG . 2.11 – Commande mixte généralisée
34
2.2 Commande de grille des modules IGBT
2.2.4
Commande en tension avec plusieurs résistances de grille
Pour maîtriser indépendamment les vitesses de variation de Vce et Ic sur un
IGBT sur charge inductive et avec une commande de grille en tension, une des
méthodes consiste à utiliser plusieurs résistances de grille que l’on connecte en
fonction de l’état de commutation de l’IGBT.
On illustre cette méthode sur la figure 2.12 qui permet de mettre en conduction
l’IGBT avec trois résistances de grille et d’effectuer l’ouverture avec une résistance.
F IG . 2.12 – Commande de grille avec plusieurs résistances de grille
Cette solution permet d’améliorer les pertes à la mise en conduction de l’ordre
de 20% par rapport à une commande avec une seule résistance de grille [Man03].
Lors de la charge de la grille de l’IGBT, la tension Vge est initialement à la valeur
V − . Tant que la tension Vge reste inférieure à Vth (tension de seuil de l’IGBT), on
commute la résistance de grille R1 (valeur très faible) pour charger très rapidement
la grille. Ensuite, lorsque Vge dépasse la valeur Vth , le courant Ic croît et la résistance de grille est R2 (valeur forte) pour limiter les valeurs de dIc /dt et du courant
de recouvrement de la diode de roue libre qui induit des pertes importantes dans
l’IGBT. Lorsque la commutation du courant est terminée, la diode se bloque et la
tension Vce décroît. La résistance de grille est R3 (valeur moyenne) pour accélérer
la décroissance de la tension Vce pour minimiser les pertes en commutation. La
figure 2.13 montre les chronogrammes de cette solution.
Cette solution est effectivement très efficace pour réduire les pertes en commutation à la mise en conduction mais nécessite une mise en oeuvre importante. Il
faut détecter le début et la fin de la commutation en courant de la diode.
2.2.5
Conclusion
Nous venons de voir que la commande de grille peut être réalisée avec plusieurs
solutions (commande en tension, courant, mixte). La commande en tension est
35
2.2 Commande de grille des modules IGBT
F IG . 2.13 – Oscillogramme d’une commande de grille avec plusieurs résistances
de grille
36
2.3 Protections des modules IGBT
la plus simple à mettre en oeuvre dans l’optique de la conception de circuits de
commande à utilisation industrielle. En effet, la commande en courant nécessite
de dissiper une puissance importante ou de gérer un système d’interrupteurs qui
augmente la complexité de commande.
Dans le chapitre 4, nous verrons que la commande de grille en tension permet d’obtenir de bonnes performances pour les commutations en fonctionnement
normal (section 4.2 page 141) et de limiter la surtension sur le collecteur lors de
l’ouverture en régime de surintensité avec l’aide d’une troisième résistance de grille
(section 4.3 page 162).
2.3
Protections des modules IGBT
La destruction d’un module IGBT peut avoir des conséquences importantes des
points de vue matériel, financier et humain. Lors d’un dysfonctionnement, un module IGBT peut exploser et prendre feu. Il peut endommager le matériel environnant et éventuellement détruire la totalité de l’installation électrique dans laquelle
le module IGBT est implanté. Il s’avère indispensable de protéger les modules
IGBT par leurs systèmes de pilotage.
2.3.1
Causes de destruction de modules IGBT
La principale cause de destruction de modules IGBT est thermique. L’élévation
de température excessive du composant provoque un changement physique des
puces IGBT et diodes qui entraîne un comportement irréversible du composant
[Amm98].
L’élévation anormale de la température peut être provoquée de différentes manières :
• cyclage et fatigue thermique : l’augmentation des résistances thermiques des
modules IGBT due au cyclage thermique engendre une augmentation anormale de la température du module IGBT en fonctionnement normal [Coq99].
Les brasures se fragilisent lors des cycles de température. Le contact surfacique se dégrade et le transfert thermique diminue (résistance thermique
locale augmente). La température et l’excursion de température augmentent
jusqu’à arriver à la destruction du module.
• court-circuit : en cas de court-circuit, la puissance dissipée par les puces IGBT
est énorme. La température croît très rapidement. Sans protection, le module
IGBT est détruit en un temps assez court : de quelques µs à quelques dizaines
de µs.
• amorçage dynamique : la structure quatre couches de l’IGBT peut être amorcée
de façon irréversible lors de forts dv/dt sur le composant. Le composant n’est
plus commandable à l’ouverture par la grille et est voué à une mort rapide.
• avalanche : lors de l’ouverture des modules IGBT, une surtension est observée,
elle est due à la décroissance du courant dans les inductances de câblage.
37
2.3 Protections des modules IGBT
Cette surtension peut atteindre la tension limite du composant et provoquer
l’avalanche de celui-ci. L’énergie d’avalanche et la répétitivité du phénomène engendre une augmentation rapide de la température des puces diodes
et IGBT.
2.3.2
Protection thermique
La protection thermique permet de protéger les modules IGBT contre l’élévation trop importante de la température moyenne. Cette protection ne permet pas de
détecter l’élévation de température due à un court-circuit (constante de temps trop
faible lors d’un court-circuit). Elle permet de détecter si la température moyenne
de certaines puces IGBT ou diode est trop élevée.
Pour cela, on mesure la température d’une puce IGBT en fonctionnement, de
même pour une puce diode. On mesure également la température à l’intérieur du
module IGBT ou bien à l’extérieur sur le système de refroidissement du module :
figure 2.14.
F IG . 2.14 – Différents points de mesure de température pour la protection thermique des modules
•Mesure de la température du système de refroidissement :
C’est la solution la plus simple envisageable pour détecter une température trop
importante des puces diodes et IGBT. On suppose que la température du dissipateur
(ou du système de refroidissement) est l’image de la température moyenne des
puces diodes et IGBT. Si la température du dissipateur dépasse une valeur donnée,
le driver ouvre les IGBT et envoie une information de défaut à la commande globale
(figure 2.1 page 26).
•Mesure de la température du boîtier de l’IGBT :
Pour être plus précis sur la mesure de température des puces, on mesure la température du boîtier du module IGBT. Pour cela, on utilise la thermistance1 intégrée à
certains modules IGBT. Elle permet de donner une estimation de température du
boîtier du module grâce aux relations suivantes :
1 composant
passif en semiconducteur
38
2.3 Protections des modules IGBT
Pour une thermistance NTC2
1
1
R(T ) = R(T0 ). exp B.( − )
T T0
Pour une thermistance PTC3
1
1
R(T ) = R(T0 ). exp B.( − )
T0 T
Dans la pratique, on utilise un générateur de courant ou un pont diviseur résistif
pour avoir une tension image de la résistance R, donc une image de la température
de celle-ci (figure 2.15). Si la température de la thermistance dépasse une valeur
fixée, le driver doit ouvrir les IGBT et envoyer une information de défaut à la
commande globale.
La figure 2.16 montre un module IGBT "six pack" FS225R12KE3 (module
IGBT pour onduleur triphasé 1200V - 225A) et sa thermistance intégrée au module.
F IG . 2.15 – Schémas électriques de polarisation de thermistances des modules
IGBT
•Estimation d’une température de jonction des puces IGBT et diode :
Les deux méthodes exposées précédemment ont le mérite d’être faciles à mettre
en oeuvre. Mais, on ne peut pas mesurer avec précision la température des puces
diodes et IGBT avec ces deux méthodes. Nous exposons une méthode développée
par Cyril Buttay [But03]. Elle permet d’estimer la température et le courant des
MOSFET dans un bras d’onduleur sur charge inductive. On peut envisager d’utiliser cette méthode dans le cas des IGBT : on considère le bras d’onduleur de la
figure 2.17.
On suppose que la tension Vd1 de la puce d1 dépend de la température T (quand
la diode est passante) et du courant qui la traverse (id1 ). De même, on suppose que
2 Coefficient
3 Coefficient
de température négatif
de température positif, B : constante réelle positive
39
2.3 Protections des modules IGBT
(a)
(b)
F IG . 2.16 – Thermistance du module FS225R12KE3
F IG . 2.17 – Bras d’onduleur sur charge inductive
40
2.3 Protections des modules IGBT
la tension Vce2 de la puce IGBT 2 dépend de la température T (quand l’IGBT 2 est
passant) et du courant qui le traverse (ic2 ). Lors d’une commutation, on suppose
que le courant reste constant dans la charge, on mesure la tension Vce2 avant la
commutation, la tension Vd1 après la commutation :
Vce2 =
f2 (T, I0 )
(2.1)
Vd1 =
f1 (T, I0 )
(2.2)
Comme on connaît les fonctions f1 et f2 (après caractérisation des puces diodes
et IGBT) et que l’on a mesuré les tensions Vce2 et Vd1 , on obtient l’estimation de la
température T et du courant I0 (par résolution du système constitué des équations
2.1 et 2.2).
On suppose que la température est la même pour les puces IGBT 1, IGBT 2, d1
et d2 . Or, cette hypothèse est difficilement vérifiable dans la pratique car les puces
sont espacées de plusieurs millimètres à plusieurs centimètres dans le cas de modules IGBT. Mais, cette méthode peut donner des estimations de température plus
précises et plus rapides que dans le cas de la méthode utilisant une thermistance
exposée précédemment
2.3.3
Protections contre les court-circuits et surintensités
•Définition du court-circuit et sur-intensité
On dit que l’IGBT est en régime de court-circuit quand le courant est supérieur au
courant nominal et qu’il est limité par l’IGBT (régime en zone saturée : figure 3.1
page 74).
On dit que l’IGBT est en régime de sur-intensité quand le courant est supérieur
au courant nominal et qu’il est limité (ou imposé) par le circuit extérieur à l’IGBT.
On définit également deux types de défaut :
Type I : le défaut est présent avant la mise en conduction de l’IGBT
Type II : le défaut arrive quand l’IGBT est en conduction
•Intérêt de la sécurité en court-circuit et sur-intensité
Le régime de court-circuit est supporté par la quasi totalité des modules IGBT
actuels. Les constructeurs préconisent de ne pas rester dans ce mode de fonctionnement plus de 10µs (valeur typique). Pour plus de précision, il faut se reporter aux
SCSOA4 des constructeurs.
En cas de régime de court-circuit, le driver doit couper l’IGBT et envoyer une
information de défaut à la commande globale (figure 2.3 page 28).
Le régime de court-circuit répétitif entraîne une chute de la durée de vie des
puces IGBT. Des travaux montrent que la probabilité de destruction des puces
IGBT est très fortement liée au nombre de court-circuits que les puces IGBT ont
subi [SE04] [SE02].
4 Short
Circuit Safe Operating Area
41
2.3 Protections des modules IGBT
Ceci montre que si le régime de court-circuit est raccourci ou même évité, la
durée de vie du module IGBT est moins altérée.
•Méthodes de détection de court-circuit et de surintensité
L’objectif des sécurités en court-circuit et en surintensité des drivers d’IGBT est de
détecter le plus vite possible ces modes de fonctionnement et d’ouvrir l’IGBT. Le
système de protection contre les surtensions suite aux court-circuits et surintensités
est exposé dans le paragraphe suivant.
La méthode la plus utilisée consiste à mesurer la tension collecteur-émetteur
quand l’IGBT est passant pour détecter un courant anormal dans l’IGBT. En effet,
lors d’un court-circuit de type I ou II, la tension collecteur chute très peu par rapport à la tension de bus. Dans ce cas, le court-circuit est très facile à détecter : la
tension collecteur atteint plusieurs centaines de volts au lieu de quelques volts en
fonctionnement normal.
Lors d’un défaut en surintensité la tension collecteur décroît rapidement, atteint
la valeur correspondant au réseau statique Vce = f (Vge , Ic ). Ensuite, le courant collecteur croît rapidement à cause d’une faible impédance inductive de défaut. Dans
ce cas, la détection du régime de surintensité s’effectue en comparant la mesure
de la tension Vce (= f (Vge , Ic )) et une tension fixée au préalable par l’utilisateur
(Vre f ). Si la tension Vce dépasse la tension Vre f , le driver coupe l’IGBT et envoie
une information de défaut à la commande globale (voir figure 2.3 page 28).
La figure 2.19 montre les oscillogrammes pour un défaut de court-circuit de
type I, la figure 2.20 pour un régime de sur-intensité de type I pour un bras d’onduleur. L’inductance Lmoteur modélise l’inductance de phase d’un moteur et Lcc
l’inductance de défaut de court-circuit (<1µH) ou de surintensité (>quelques µH).
F IG . 2.18 – Bras d’onduleur avec impédance de court-circuit
Sur la figure 2.19, on remarque que dans le cas d’un court-circuit, la tension
Vce ne décroît pas jusqu’à une valeur proche de quelques Volts. La longueur du
plateau Miller est plus faible que lors de commutation en fonctionnement normal.
42
2.3 Protections des modules IGBT
F IG . 2.19 – Court-circuit de type I
F IG . 2.20 – Sur-intensité type I
43
2.3 Protections des modules IGBT
Cette information peut être utilisée pour détecter un régime de court-circuit. Dans
la thèse de Robert Pasterczik [Pas93], différentes méthodes sont exposées pour
détecter le régime de court-circuit par la mesure de la tension grille-émetteur.
En cas de défaut, la montée du courant dans l’IGBT est imposée par l’impédance de défaut. Dans la plupart des cas, on modélise cette impédance par une
inductance de faible valeur, ce qui correspond bien à la réalité. La montée du courant est très rapide lors d’un défaut. La détection peut être effectuée par la mesure
du di/dt dans l’IGBT. Une méthode consiste à mesurer la tension entre l’émetteur
de puissance et l’émetteur de commande qui donne une image du di/dt dans l’IGBT
grâce aux effets inductifs des connexions internes du module IGBT [Lef05] : voir
section 4.3 page 162.
2.3.4
Protections contre les surtensions
Lors de l’ouverture en régime de défaut, la surtension présente sur le collecteur du module IGBT est supérieure à celle obtenue en commutation normale. Elle
peut dépasser la tension admissible par le module IGBT et provoquer sa destruction. Pour éviter ce type de destruction de module IGBT, on utilise un système qui
permet de limiter la surtension sur le collecteur en cas d’ouverture de l’IGBT en
régime de défaut.
La solution la plus répandue consiste à utiliser des diodes TRANSIL5 entre
le collecteur et la grille du module IGBT : souvent appelé "clamping" ou "clamping actif". Dès que la tension collecteur-émetteur dépasse la tension des diodes
TRANSIL Tr , un courant iT R est injecté dans la grille (figure 2.21), la tension Vge
augmente, l’IGBT fonctionne en linéaire et la tension Vce est réduite.
F IG . 2.21 – Hacheur en régime de défaut avec clamping à diode TRANSIL
Sur la figure 2.22, on représente le courant collecteur Ic , les tensions Vge et Vce
sans et avec diode TRANSIL. Avec le système de clamping, la tension Vge remonte
5 marque
déposée
44
2.3 Protections des modules IGBT
après le plateau Miller (phénomène expliqué dans le paragraphe 3.2.1 page 78) :
dans cette phase, la tension Vge est fixée à une tension pour limiter la tension Vce à
une valeur proche de la tension de la diode TRANSIL Tr .
F IG . 2.22 – Ouverture de l’IGBT avec et sans système de clamping à diode TRANSIL
Cette solution est très utilisée sur les drivers de module IGBT de type industriel.
Elle comporte néanmoins des risques : la contre-réaction du collecteur sur la grille
peut engendrer des oscillations sur la tension de grille et la tension collecteur. Si
ces oscillations deviennent trop importantes, l’IGBT peut repasser à l’état saturé.
Le courant dans l’IGBT se met à croître, la sécurité en surintensité coupe l’IGBT et
l’ouverture crée une surtension qui dépasse la valeur des diodes TRANSIL. A cause
de ce phénomène, l’IGBT voit son courant augmenter très rapidement, quelques
cycles suffisent pour que le module soit détruit.
Pour éviter ce phénomène, on ajoute une résistance en série avec les diodes
TRANSIL. Cette résistance permet d’amortir les oscillations sur les tensions de
grille et collecteur. Mais, elle a pour conséquence néfaste de modifier la tension
maximale vue par le collecteur. Ceci implique un réglage précis du système de
clamping pour chaque convertisseur : choix de Rg , RT et Tr sur la figure 2.23.
Afin d’étudier ce phénomène, nous avons réalisé des essais de clamping sur
des modules IGBT. Les essais ont été réalisés conformément au schéma de la figure 2.23. La tension de bus est de 360V environ. La tension Vge passe de +16V à
-16V lors de l’ouverture du module IGBT. Une surtension apparaît sur la tension
Vce , les diodes TRANSIL entrent en conduction et le courant ig qui est alors néga45
2.3 Protections des modules IGBT
F IG . 2.23 – Hacheur en régime de défaut avec clamping à diode TRANSIL et résistance série
tif croît rapidement pour atteindre des valeurs positives (figure 2.24). La tension
Vge augmente légèrement après le plateau Miller pour ralentir la décroissance du
courant collecteur et ainsi limiter la surtension.
F IG . 2.24 – Exemple de clamping à diode TRANSIL
2.3.5
Conclusion
Compte tenu des coûts des convertisseurs à base de modules IGBT, on comprend l’intérêt de mettre en oeuvre des systèmes de protection pour la thermique,
les court-circuits et surintensités, les surtensions.
La protection thermique avec la mesure de la température du système de refroidissement est la plus simple à mettre en oeuvre mais fait intervenir des constantes
46
2.4 Transmission des ordres
de temps de plusieurs dizaines de minutes. La mesure de la température avec l’aide
d’une thermistance permet de mesurer la température au plus près des puces diodes
et IGBT du module. La mise en oeuvre est très simple et son efficacité est excellente.
Les systèmes de mesure de température des puces diodes et IGBT sont beaucoup plus lourds à mettre en oeuvre et ne sont pas mis en oeuvre à l’heure actuelle
sur des drivers industriels. Ils nécessitent des systèmes de mesures analogiques, de
conversions analogique-numérique et des traîtements numériques.
Les systèmes de protection contre les court-circuits, les surintensités et les surtensions sont nécessaires car ils garantissent la sûreté de fonctionnement du convertisseur de puissance lors de défauts. A l’heure actuelle, la méthode utilisée consiste
à mesurer la tension Vce lorsque l’IGBT est passant (methode du Vcesat ) puis en cas
de défaut d’ouvir l’IGBT comme en fonctionnement normal. Le système à diodes
TRANSIL est également actif et limite la surtension aux bornes de l’IGBT. Cette
méthode est assez simple à mettre en oeuvre et est très largement répandue dans
les applications industrielles. Dans le chapitre 4, nous verrons les améliorations
que l’on peut apporter à cette méthode lorsque les défauts ont des impédances extrêmement faibles, ceci pour éviter de fonctionner en régime de court-circuit et
seulement en régime de surintensité.
2.4
Transmission des ordres
La transmission des ordres a pour but de transmettre les ordres provenant du
primaire pour les restituer au secondaire (et inversement pour le retour d’information dont les ordres proviennent du secondaire et sont restitués au primaire) : voir
figure 2.3 page 28. Cette transmission doit garantir une isolation galvanique statique et dynamique ; elle doit être rapide pour minimiser le temps de transfert entre
la commande globale et la grille du module IGBT ; elle doit résister aux perturbations électromagnétiques.
Dans cette partie, nous nous attachons aux différentes solutions technologiques
existantes avec l’évaluation des performances sur les points suivants :
• isolation galvanique statique
• isolation galvanique dynamique : capacité de couplage entre primaire et secondaire
• rapidité du transfert des ordres
• consommation
• mise en oeuvre
• immunité aux perturbations électromagnétiques
Nous exposons quatre axes de solutions technologiques pour la transmission
des ordres. Dans chaque axe, il existe différentes variantes associées aux modes de
transmission des ordres et des choix des composants.
47
2.4 Transmission des ordres
F IG . 2.25 – Synoptique d’une transmission d’ordre
2.4.1
Transmission optique
Cette solution consiste à associer un émetteur optique (LED) à un récepteur
photo-sensible (photo-transistor ou photo-diode).
Optocoupleur
La première solution utilisable est l’optocoupleur. La diode émettrice et le composant photosensible sont dans le même boîtier plastique. Le composant photosensible peut être un transistor bipolaire, un transistor bipolaire Darlington, un triac,
une diode ou un thyristor. Les performances de ces composants sont limitées à une
isolation statique de quelques kV et des dV/dt de quelques kV/µs maximum. De
plus, les temps de propagation sont très longs, ils peuvent varier de quelques µs
à quelques ms. Quelques optocoupleurs ont des temps de propagation inférieurs à
100ns.
Cette solution est à écarter car les temps de propagation doivent être inférieurs
à 1µs pour les drivers de module IGBT. De plus, les dv/dt rencontrés dans des
applications peuvent atteindre quelques dizaines de kV/µs pour les modules IGBT
et quelques centaines de kV/µs pour les MOSFET dans des cas extrêmes.
LED - photodiode - comparateur
Compte tenu des remarques précédentes, il devient préférable d’utiliser des
composants "séparés" pour la transmission d’ordre. Un guide de lumière entre
l’émetteur et le récepteur permet de bien séparer physiquement (quelques mm) les
deux parties pour augmenter la tenue en tension statique et minimiser les capacités
parasites entre l’émetteur et le récepteur. La figure 2.26 illustre cette solution où le
guide de lumière est une fibre optique.
48
2.4 Transmission des ordres
F IG . 2.26 – LED et photodiode séparées par une fibre optique
La LED est alimentée en fonction des ordres à émettre. La logique de commande est triviale. La photodiode peut être modélisée par un générateur de courant
qui dépend de l’intensité lumineuse reçue avec en parallèle un condensateur dont
la valeur dépend de la tension inverse de la photodiode. Une utilisation simple de
ce principe est de connecter une résistance en série avec la photodiode, de mesurer
et de comparer la tension à ses bornes pour faire commuter un comparateur (figure
2.27).
F IG . 2.27 – Transmission avec LED - photodiode et comparateur
Les éléments parasites sont représentés sur cette figure pour faire apparaître les
points faibles de cette structure. Avec les composants actuels, on peut avoir une
photodiode qui a une capacité parasite de 10pF et un courant photo-électrique de
10µA. Si l’on prend Vre f = 0.5V (valeur faible), il faut avoir une tension aux bornes
de R3 qui varie entre 0V (presque 0V, dépend du courant de repos de la photodiode
et de la résistance R3 ) et 1V. Il faut donc prendre R3 =1V / 10µA = 100kΩ. Or, la
capacité parasite C1 et la résistance R3 créent une constante de temps τ1 de 1µs.
Ce qui veut dire que la tension VR3 met environ 1µs pour passer de 0V à 0.5V et
49
2.4 Transmission des ordres
de 1V à 0.5V. Ce temps est assez élevé mais reste acceptable. Or, les niveaux de
tension sont très faibles (détecter 0.5V) pour un environnement qui est soumis à de
nombreuses perturbations électromagnétiques. Si l’on augmente R3 à 500kΩ pour
avoir une tension VR3 =5V, on obtient τ1 = 5µs . . .
LED - photodiode - amplificateur - comparateur
Le principe de l’émission est identique à la solution précédente. L’émetteur
et le récepteur sont séparés par une fibre optique. Pour la réception, on voit qu’il
faut réaliser un compromis entre la rapidité et l’immunité aux parasites extérieurs
par rapport à la solution précédente. Pour contourner ce problème, on réalise un
amplificateur de transimpédance qui donne une tension image du courant de la
photodiode. Celle-ci n’est plus connectée en série avec une résistance de forte valeur qui permet d’obtenir des temps de montée et de descente rapides. La figure
2.28 propose un schéma amplificateur de transimpédance.
F IG . 2.28 – Transmission avec LED - photodiode - amplificateur - comparateur
En régime statique, on obtient Vid = id · (R2 + R3 ). On fixe la valeur maximale
de Vid par les valeurs de résistances R2 et R3 . En régime dynamique, on ajuste les
régimes transitoires avec les capacité C2 et C3 . La tension Vinv permet de polariser
en inverse la photodiode d2 qui a pour effet de réduire sa capacité parasite C1 et
augmente ainsi la rapidité du système.
LED - recepteur intégré
Cette solution est identique à la précédente. L’émetteur et le récepteur sont
séparés par une fibre optique. Le système de réception est entièrement intégré. La
figure 2.29 illustre cette solution.
Les performances de cette solution technologiques sont exposées dans la partie
4.4.1 page 180.
50
2.4 Transmission des ordres
F IG . 2.29 – Transmission avec LED et récepteur intégré
2.4.2
Transformateur magnétique
Principe de base
Cette solution consiste à transmettre un ordre isolé galvaniquement à l’aide de
bobinages et de matériaux magnétiques (ferrites). Les bobinages sont soit réalisés
sur circuit imprimé (tranformateur planar), soit par des fils avec isolants bobinés
sur le matériau magnétique.
Le transformateur magnétique est piloté par une électronique pour l’émission.
La réception est également réalisée par une électronique pour mettre en forme le
signal reçu au secondaire du transformateur : voir figure 2.30.
F IG . 2.30 – Principe de base de l’émission et réception d’ordre avec transformateur
magnétique
Il existe deux grands types de transmission d’ordre par transformateur magnétique : transmission par modulation ou par impulsion.
51
2.4 Transmission des ordres
Transmission par modulation d’amplitude
Dans ce cas, le primaire du transformateur est excité par une tension alternative à fréquence fixe pour transmettre l’état "haut". Pour l’état "bas", la tension au
primaire du transformateur magnétique est nulle. Dans le premier cas, la tension au
secondaire est alternative (de même fréquence que la tension au primaire). Dans le
second cas, la tension au secondaire est nulle. L’électronique du secondaire doit détecter la présence ou non de la tension alternative au secondaire du transformateur
pour faire changer l’état de sa sortie (figure 2.31).
F IG . 2.31 – Transmission d’ordre avec transformateur magnétique et modulation
d’amplitude
Transmission par impulsion
Dans ce cas, le primaire du transformateur est excité par des impulsions brèves
à chaque fois que la tension Ventree change de valeur. Cette transmission est réalisée
sur les fronts de Ventree et non sur ces états. La tension au secondaire du transformateur est constituée d’impulsions qui sont détectées par l’électronique au secondaire
et remise en forme pour obtenir l’oscillogramme de la figure 2.32.
Il existe un problème majeur dans ce système à impulsion. On peut avoir des
perturbations importantes lors des commutations des modules IGBT. Le système
de détection des impulsions au secondaire peut alors soit ne pas détecter une impulsion ou soit être perturbé et voir une impulsion alors que celle-ci provient d’un
parasite. Dans les deux cas, le module IGBT concerné va entrer en défaut : les deux
IGBT du même bras sont en conduction en même temps.
2.4.3
Transformateur sans noyau magnétique : transformateur coreless
Dans la suite de ce manuscrit, nous appelons transformateur coreless un transformateur magnétique qui n’a pas de noyau magnétique. Un transformateur co52
2.4 Transmission des ordres
F IG . 2.32 – Transmission d’ordre avec transformateur magnétique et impulsions
reless est constitué de bobinages couplés sans matériaux magnétiques. Le plus
souvent, les bobinages sont sérigraphiés sur un circuit imprimé. Les différents bobinages sont isolés par le circuit imprimé. Les coefficients de couplage entre les
bobinages permettent de réaliser des transformateurs coreless : voir figure 2.33
pour exemple. Ce transformateur coreless a été réalisé pour les drivers de la société
ARCEL. Il est en matériau FR4 de 1.6mm et une épaisseur de cuivre 35µm. Il a été
spécialement conçu pour la transmission du retour défaut (information provenant
du secondaire en direction du primaire). L’analyse et la conception sont présentées
au paragraphe 4.4.2 page 185 : il est fait appel à un logiciel de calcul numérique
3D, à LTSpice6 et à des essais expérimentaux.
F IG . 2.33 – Prototype de transformateur coreless réalisé sur circuit imprimé, dimension de 6mm x 6mm
Comme pour le transformateur magnétique (voir paragraphe 2.4.2), le trans6 Marque
déposée
53
2.4 Transmission des ordres
formateur coreless est piloté par une électronique pour l’émission et la réception :
voir figure 2.30 page 51. Les modes de pilotage du transformateur coreless sont
identiques au transformateur magnétique.
De nombreuses publications montrent les différentes formes de bobinage (carré,
rectangle, cercle) et les conséquences sur les caractéristiques des transformateurs
coreless [Tan99] [Hui99b] [Hui99a] [Tan99] [Tan00] [Tan01] [Hui97]. Des applications spécifiques ont été réalisées pour la transmission d’ordre par modulation
pour driver d’IGBT [Vas04].
2.4.4
Transformateur piezo-électrique
Principe de base
Le transformateur piezo-électrique est constitué d’une (ou plusieurs) céramique(s)
piezo-électrique(s) et de quatre électrodes métalliques. L’effet piezo-électrique inverse est utilisé pour créer une déformation mécanique à partir d’un champ électrique (au primaire du transformateur). L’effet piezo-électrique direct est utilisé
pour créer une tension à partir d’une déformation mécanique (au secondaire du
transformateur). On illustre ce principe sur la figure 2.34 où l’on représente un
transformateur piezo-électrique en forme de barre.
F IG . 2.34 – Principe de base du transformateur piezo-électrique
Des applications à base de transformateur piezo-électrique sont utilisées pour
piloter un bras d’onduleur à IGBT [Vas01] [Vas02] [Vas03b].
Il faut noter qu’il existe plusieurs formes de transformateurs piezo-électriques.
Les plus courants pour les applications de commande isolée sont en barreau ou en
disque [Vas01] [Vas02] [Vas03b] [Vas03a].
Modes de transmission
Comme pour les transformateurs magnétiques et coreless, on peut utiliser un
transformateur piezo-électrique par modulation et par impulsion. La méthode par
54
2.5 Transmission de puissance
modulation semble être la seule utilisée dans la pratique [Vas04].
2.4.5
Conclusion
A priori, toutes les méthodes et solutions technologiques exposées précédemment pour la transmission des ordres semblent être utilisables pour un driver industriel. Or, on peut tout de même émettre quelques réserves vis à vis des solutions
à transformateurs magnétiques et coreless qui utilisent une transmission par impulsion car elles nécessitent une gestion plus complexe des ordres par rapport à
une solution optique qui transmet des états. En effet, les systèmes à impulsions
sont plus propices à créer des défauts sur un bras d’onduleur par exemple si une
impulsion correspondant à l’ouverture est "loupée" ou si un parasite envoie une
impulsion correspondant à la fermeture alors que l’IGBT doit être ouvert.
Les transformateurs piézoélectriques sont difficiles à mettre en oeuvre à cause
de leur multiples résonnances. De plus, des problèmes mécaniques sont attendus
lors des phases de moulage des drivers et d’utilisations en milieux soumis à de
fortes vibrations.
Dans le chapitre 4, nous verrons que la solution optique avec récepteur intégré
permet d’obtenir des performances excellentes bien que son prix soit important.
D’un point de vue économique, la solution à transformateur coreless et transmission par impulsion semble être la meilleure. En effet, ce transformateur est
intégré au circuit imprimé et coûte seulement la surface qu’il occupe. L’inconvénient de cette solution réside dans le pilotage de ce transformateur qui possède des
impédances très faibles. Nous verrons dans le chapitre 4 les contraintes en courant
dans un tel dispositif.
2.5
Transmission de puissance
La transmission de puissance a pour but de transmettre l’énergie électrique
du primaire au secondaire du driver (voir synoptique figure 2.3 page 28). Cette
transmission doit garantir une isolation galvanique statique et dynamique et doit
résister aux perturbations électromagnétiques. Le rendement de la transmission de
puissance doit être le plus élevé possible.
Sur la figure 2.35, on montre le synoptique de la transmission de puissance
dans le cas d’un driver qui pilote un module avec un IGBT simple et dans le cas
où le driver pilote un module avec deux IGBT en série (bras d’onduleur). Ces deux
configurations sont les plus rencontrées dans le milieu industriel.
55
2.5 Transmission de puissance
F IG . 2.35 – Synoptiques de deux drivers d’IGBT avec alimentation isolée et représentation des capacités parasites de mode commun
56
2.5 Transmission de puissance
Dans cette partie, nous nous attachons aux différentes solutions technologiques
existantes et évaluons les performances sur les points suivants :
• isolation galvanique statique
• isolation galvanique dynamique : capacités de couplage entre primaire et secondaires
• immunité aux perturbations électromagnétiques
• rendement
• mise en oeuvre
2.5.1
Transformateurs magnétiques
Les transformateurs magnétiques sont très utilisés pour ce type d’application :
faible puissance (quelques Watt), fort isolement (quelques kV), faible couplage
capacitif entre bobinages, facilité de mise en oeuvre. Nous décrivons tout d’abord
les conséquences des contraintes énoncées précédemment sur les transformateurs
magnétiques.
Contraintes et conséquences
Considérons le cas "simple" d’un transformateur à deux enroulements. L’isolation galvanique statique est assurée par les isolants entre les conducteurs des enroulements et la ferrite. En effet, les ferrites sont considérées comme des conducteurs
électriques car leur résistivité est très faible dans certains cas. La ferrite seule ne
peut donc pas assurer l’isolation statique.
L’isolation galvanique dynamique se quantifie par le biais des capacités de couplage entre les enroulements. Si l’on considère un condensateur plan, la capacité C
s’exprime par l’expression suivante :
C = ε. Se = ε0 .εr . Se
57
2.5 Transmission de puissance
ε : permittivité de l’isolant
εr : permittivité relative de l’isolant
ε0 : permittivité du vide
S : surface en regard
e : distance entre les surfaces
Cette considération simpliste permet de dégager plusieurs remarques dans le
cas des transformateurs magnétiques. La nature de l’isolant (εr ) conditionne les
capacités parasites de couplage, de même pour la distance entre les enroulements
(e) et les surfaces en regard (S).
Compte tenu de ces remarques, on aura plutôt tendance à bobiner les transformateurs magnétiques de façon à ce que les enroulements se chevauchent le moins
possible. Ceci n’est pas sans conséquences, on diminue le couplage et on augmente
la valeur des inductances de fuites. La tension récupérée au secondaire est atténuée
par le biais des inductances de fuite. Nous verrons par la suite que les inductances
de fuite peuvent être utilisées à notre avantage : voir page 59.
Topologies et structures d’alimentation
Les contraintes imposées par l’isolation statique et dynamique obligent à bobiner les enroulements sans chevauchement ce qui diminue les couplages magnétiques entre ceux-ci.
Ce constat nous oblige soit à utiliser des structures d’alimentation à découpage
qui utilisent à leur avantage les inductances de fuite du transformateur, soit à utiliser
les circuits écrêteurs pour limiter les surtensions dues aux inductances de fuite. Il
est évident que pour des raisons de rendement, la première solution est à privilégier.
Transformateur planar
Cette technologie consiste à utiliser les pistes d’un circuit imprimé pour réaliser
les bobinages du transformateur. La ferrite se monte par le biais de découpes dans
le circuit imprimé. La figure 2.36 montre un exemple de transformateur planar.
Il a été développé pour les drivers de la société ARCEL. Le circuit imprimé est
constitué de six couches en matériau FR4 et une épaisseur de cuivre de 70µm.
La mise en oeuvre de ce type de transformateur n’est pas facile pour respecter
la contrainte d’isolation statique. Prenons l’exemple d’un circuit imprimé double
face : un bobinage est effectué sur chaque face du circuit imprimé. Lorsque la
ferrite est insérée sur le circuit imprimé, elle est très proche des pistes des deux
enroulements des deux faces du circuit imprimé : figure 2.37.
Ce problème peut être résolu par l’insertion de deux plaques de circuit imprimé
entre les pistes et la ferrite : figure 2.38.
58
2.5 Transmission de puissance
F IG . 2.36 – Exemple de transformateur planar réalisé au cours des travaux de recherche
Les capacités parasites entre les enroulements dépendent des surfaces des pistes
en regard, de leurs dispositions et de l’épaisseur du circuit imprimé. Comme le
processus de gravure des pistes est industrialisé et automatisé, la répétabilité des
caractéristiques des transformateurs planar est excellente.
Cette solution n’est pas retenue par la suite car la résistance des pistes est trop
importante. Les pertes produites par les bobinages sont trop importantes ce qui
cause une élévation de température du circuit imprimé qui n’est pas acceptable.
Transformateur bobiné
Dans ce cas, le bobinage des enroulements est réalisé avec du fil isolé. La ferrite
peut avoir des formes variées : tores, E, U, . . . . Nous nous intéressons au cas d’un
transformateur dit torique : la forme de la ferrite est un tore (figure 2.39).
Cette solution est très utilisée pour des drivers industriels car elle permet d’obtenir d’excellentes caractéristiques (isolation statique et dynamique, rendement,
mise en oeuvre, volume) pour des prix inférieurs aux transformateurs planars.
L’isolation statique est assurée par l’isolant sur les fils des bobinages et la peinture isolante de la ferrite. Celle-ci permet de tenir une tension d’isolement comprise
entre 1500V et 3000V en standard. L’isolant des fils assure des isolations comprises
entre quelques centaines de volts et quelques kilo-volts en fonction de la nature et
l’épaisseur de celui-ci.
Les capacités de couplage sont réduites si l’on diminue le nombre de tours des
bobinages et que l’on éloigne les enroulements les uns des autres : figure 2.40.
Ceci nous incite à utiliser des structures d’alimentation à fréquence élevée pour
diminuer le nombre de tours des bobinages et utiliser au maximum des commutations à zéro de tension qui utilisent les inductances de fuite des transformateurs :
structures à résonance et quasi résonance.
Alimentation à commutation douce à zéro de tension
Nous développons deux exemples d’alimentations spécialement adaptées pour
les drivers d’IGBT : faible puissance, fort isolement galvanique, faible couplage
capacitif du transformateur associé.
59
2.5 Transmission de puissance
F IG . 2.37 – Problèmes d’isolement entre pistes et ferrite sur un transformateur
planar
60
2.5 Transmission de puissance
F IG . 2.38 – Isolement d’un transformateur planar à l’aide de deux circuits imprimés
supplémentaires
(a)
(b)
F IG . 2.39 – Tores en ferrite et transformateurs toriques - deux ferrites différentes et
nombre de tours différent entre (a) et (b) - (a) : diamètre de 16mm - (b) : diamètre
de 13mm
(a)
(b)
F IG . 2.40 – Isolation et transformateur torique
61
2.5 Transmission de puissance
La première est une alimentation Forward multi-résonant en tension [Hei98].
En effet, elle possède deux condensateurs qui sont utilisés pour la résonance. Nous
montrons le cheminement intellectuel pour arriver au schéma final.
(a)
(b)
(c)
(d)
(e)
F IG . 2.41 – Construction de l’alimentation Forward ZVS à double resonance
Le schéma a de la figure 2.41 représente un hacheur abaisseur avec la source Ve
et la tension de charge Vs . L’implantation d’un transformateur est impossible entre
la source et la charge car hVd i 6= 0. On insère une diode d’ en série avec la source
de tension qui ne change en rien le fonctionnement de l’abaisseur mais qui permet
d’obtenir un degré de liberté pour avoir hVd i = 0 (schéma b). Le schéma c montre
une structure Forward sans démagnétisation du transformateur. Cette structure ne
peut pas fonctionner telle qu’elle est actuellement. LR modélise l’inductance de
fuite du transformateur réel et T le transformateur idéal de rapport de transformation m. Sur la figure d, la structure abaisseur peut fonctionner à commutation nulle
en tension sur Q1 grâce au condensateur CR : commutation mono-directionnelle en
tension. Le condensateur CR2 sert à obtenir une deuxième résonance en tension au
62
2.5 Transmission de puissance
secondaire du transformateur T .
Le deuxième exemple est une alimentation utilisée sur des drivers industriels
disponibles dans le commerce. Cette structure est très simple et fait fonctionner
l’interrupteur à zéro de tension à l’ouverture et à la fermeture. La figure 2.42 représente cette structure.
(a)
(b)
F IG . 2.42 – Alimentation à commutation douce pour driver d’IGBT
Cette structure n’est pas conventionnelle comme le sont les structures flyback
et forward. En effet, lorsque le MOSFET Q est fermé, le transfert d’énergie entre
la source de tension Ve et le récepteur Vs est direct. Lorsque le MOSFET Q s’ouvre,
la tension Vds croît et la tension Vprim décroît. La tension Vsec décroît et le transfert
d’énergie entre le primaire et la source diminue jusqu’à s’annuler. A ce moment,
le courant dans la diode d s’annule, la tension Vsec devient l’image de la tension
Vprim . Le secondaire est déconnecté du primaire. Le primaire est alors constitué de
l’inductance magnétisante Lm et l’inductance de fuite LR avec un courant positif
les traversant. Le condensateur CR et l’inductance Lm + LR constituent un circuit
oscillant. La tension Vds et le courant d’entrée ie sont en quadrature de phase. La
fréquence d’oscillation est :
fR =
1
p
2π (Lm + LR ).CR
Comme Lm LR on peut simplifier l’expression de fR :
fR =
1
√
2π Lm .CR
Lorsque Vds devient négative, la diode du MOSFET Q se met en conduction et
Vds = 0. La tension Vsec devient positive quand la tension Vds passe en dessous de
Ve . Le courant dans d s’établit quand la tension Vsec devient légèrement supérieure
à Vs . La charge Vs absorbe un courant provenant du secondaire du transformateur.
Le courant d’entrée ie est négatif et croît vers des valeurs positives. Le MOSFET
Q est remis en conduction quand sa diode intrinsèque conduit. Lorsque le courant
ie devient positif, le MOSFET Q entre en conduction en polarisation directe. On
63
2.5 Transmission de puissance
voit que l’inductance de fuite du transformateur LR intervient très peu dans la fréquence d’oscillation fR si celle-ci est négligeable devant Lm . Ceci est vrai dans la
plupart des cas pour les transformateurs bobinés. Cela implique que la façon dont
est bobiné le transformateur a peu d’influence sur la fréquence fR . La valeur de LR
va surtout conditionner les commutations de la diode d du secondaire.
Pour illustrer ces explications, nous avons simulé cette structure avec le logiciel
LTSpice avec les paramètres suivants :
Ton : 0.7µs
temps de mise en conduction du MOSFET
T
: 2.1µs
période de découpage
CR
: 1.2nF
condensateur de résonance
Cs
: 10µF
capacité de découplage de la charge
Rch : 470Ω
résistance de charge
LR
: 100nH inductance de fuite du transformateur
m
: 1.29
rapport de transformation
Lm
: 56µH
inductance magnétisante du transformateur
Vs
: 19V
tension de sortie de l’alimentation
45
0.3
Vds
Vgs
40
35
iLR
id
0.2
15
10
id [A]
20
0.1
iLR
25
0.0
5
−0.1
0
−5
−10
0.0 s
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
Temps [s]
2.0 us
−0.2
0.0 s
2.5 us
60
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
Temps [s]
Vsec
Vd
50
40
30
Vd Vsec [V]
Vds Vgs [V]
30
20
10
0
−10
−20
−30
−40
0.0 s
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
Temps [s]
2.0 us
2.5 us
F IG . 2.43 – Simulation de la structure de la figure 2.42
64
2.0 us
2.5 us
2.5 Transmission de puissance
2.5.2
Transformateur coreless
Le transformateur coreless peut être utilisé pour transmettre de l’énergie électrique avec isolation galvanique. Dans la littérature [Hui99b] [Hui99a] [Tan99], on
trouve des applications à base de transformateurs coreless sur circuit imprimé qui
permettent de transférer les ordres et la puissance par le même transformateur. Les
auteurs utilisent un système de modulation haute fréquence au primaire du transformateur. Au secondaire, le signal du transformateur est démodulé par un système de
redresseur. La composante haute fréquence de modulation permet de transmettre
l’énergie et l’ordre en même temps. Les puissances transmises au secondaire sont
inférieures à 2W. Cette méthode permet d’obtenir des circuits de commande de
MOSFET et IGBT avec une isolation supérieure à 10kV. Les fréquences de découpage sur la grille des interrupteurs peuvent aller de 1Hz à 300kHz [Hui99b], ce qui
permet de répondre à bon nombre d’applications. La figure 2.44 illustre ces propos.
F IG . 2.44 – Transformateur coreless avec transmission de puissance et ordres de
commande
Dans [Tan99], un transformateur à un primaire et deux secondaires permet de
65
2.5 Transmission de puissance
piloter un bras d’onduleur. Les commandes sur les grilles des interrupteurs sont
isolées et complémentaires. L’aspect CEM de cette solution technologique est également traité : les auteurs montrent que le transformateur coreless rayonne très peu
car il travaille en "champ proche". Le champ électromagnétique généré par le transformateur coreless est très local. Il se concentre dans le circuit imprimé entre les
deux enroulements et très localement à l’extérieur. Du point de vue immunité aux
rayonnements extérieurs, il est peu sensible dans sa plage d’utilisation : quelques
Méga-Hertz. De plus, les capacités de couplage entre primaire et secondaires sont
de l’ordre de 10pF et peuvent même descendre en dessous de 3pF en fonction de
la taille du transformateur.
Cette solution permet d’envoyer les ordres et la puissance via le même signal.
La solution suivante permet d’avoir une alimentation isolée à base de transformateur coreless. Dans [Tan01], une alimentation stabilisée est mise en oeuvre. Le
transformateur coreless a un diamètre de 4.6mm. L’alimentation permet de transmettre une puissance de 0.5W (5V, 100mA) avec un rendement total de 34%. L’isolation galvanique est assurée par les propriétés diélectriques du circuit imprimé
(10kV à 40kV par millimètre).
Les inductances équivalentes des bobinages et le coefficient de couplage étant
très faibles, le transformateur coreless est utilisé dans une structure à résonance au
secondaire du transformateur. La fréquence de découpage est choisie pour avoir
des commutations à zéro de tension des interrupteurs au primaire et obtenir un
rendement et un gain en tension acceptables. La modélisation simplifiée de ce type
de transformateur permet de prédire son comportement sur une large gamme de
fréquence. L’effet de peau est pris en compte, les auteurs ont choisi de modéliser
l’aspect résistif des bobinages de la façon suivante :
R1 ( f ) = R2 ( f ) = α. f 3 + β. f 2 + γ. f + δ
(2.3)
f : fréquence
α, β, γ, δ : coefficients réels
Le couplage inductif est modélisé par deux inductances de fuite L f 1 et L f 2 et
par l’inductance magnétisante Lm . La capacité C12 représente la capacité parasite
entre le primaire et le secondaire. La figure 2.45 représente cette modélisation.
La capacité Cs et la résistance Rs représentent la charge au secondaire du transformateur. La structure de alimentation de l’article [Tan01] est exposée figure 2.46
où l’on représente le circuit de commande, le demi-pont capacitif, le condensateur
de résonance CR au secondaire du transformateur et le régulateur linéaire 5V.
Cette alimentation est peu attractive du point de vue de son rendement : 34%.
En effet, à cause de la fréquence d’excitation élevée, des pertes importantes sont
générées dans les enroulements à cause de l’effet de peau modélisé par l’équation
2.3 et à cause des commutations des MOSFET du demi-pont et celà malgré des
commutations dites "douces". Mais, ses principaux atouts sont sa tenue en tension
statique très importante (plus de 10 kilo-Volts) et sa capacité de couplage entre
primaire et secondaire très petite (environ 10pF).
66
2.5 Transmission de puissance
F IG . 2.45 – Modélisation d’un transformateur coreless [Tan01]
F IG . 2.46 – Structure d’une alimentation isolée à base de transformateur coreless
[Tan01]
67
2.5 Transmission de puissance
2.5.3
Transformateur piezo-électrique
Nous montrons dans ce paragraphe deux applications à base de transformateur piezo-électrique. La première réalise la transmission d’ordre et de puissance
par le même transformateur pour deux IGBT en configuration de bras d’onduleur [Vas02]. Rappelons que le principe de base du transformateur piezo-électrique
consiste à utiliser l’effet piezo-électrique inverse pour créer une déformation mécanique à partir d’un champ électrique au primaire du transformateur. L’effet direct
est utilisé au secondaire pour créer une tension à partir d’une déformation mécanique : voir figure 2.34 page 54. Cette application permet de piloter un bras d’onduleur sous 300V, 20A à 40kHz avec des rapports cycliques compris entre 0.1 et 1.
La figure 2.47 donne le schéma de principe de cette application.
F IG . 2.47 – Schéma de principe de la commande de bras à base de transformateur
piezo-électrique
Au primaire, la commande crée deux ordres complémentaires avec temps mort.
Le circuit de modulation effectue une modulation pleine onde à fréquence fixe.
Celle-ci est adaptée à la résonance mécanique du transformateur. Au secondaire,
un circuit de mise en forme démodule le signal reçu pour commander la grille
(système de détection d’enveloppe) et le redresse pour charger un condensateur
qui fournit l’énergie nécessaire au secondaire (alimentation de l’électronique et la
commande de grille). Il existe donc un rapport cyclique minimum pour faire fonctionner le secondaire convenablement. La rapidité du système est basée sur la vitesse de transmission du transformateur. Le temps de propagation est minimisé par
l’utilisation d’un matériau le plus dur possible (Zirconate de Titanate de Plomb :
PZT). L’onde mécanique parcourt une distance minimisée si le transformateur est
de faible épaisseur et fonctionne en mode épaisseur. Les deux céramiques sont isolées électriquement et couplées mécaniquement à l’aide d’une couche d’alumine
de 300µm. Les trois couches sont reliées par de la colle époxy. La fréquence d’excitation du transformateur est choisie pour avoir un zéro de contrainte au niveau du
68
2.5 Transmission de puissance
collage : voir figure 2.48.
F IG . 2.48 – Contrainte, déplacement et polarisation électrique suivant l’épaisseur
Cette configuration permet d’obtenir un rendement de 72% pour 0.45W disponible au secondaire. Du fait des grandes surfaces en regard entre primaire et
secondaire, la capacité parasite de mode commun est importante. Elle est mesurée
à 26pF pour un transformateur disque de 16mm de diamètre et 2.3mm d’épaisseur.
Le deuxième exemple réalise une transmission de puissance à l’aide d’une céramique en forme de pavé [Vol99]. Cette structure permet de minimiser la capacité
parasite entre primaire et secondaire : les surfaces en regard sont beaucoup plus
faibles que dans l’exemple précédent avec une structure disque. Le maintien de la
céramique est réalisé avec une enveloppe plastique séparée par des chambres pour
augmenter l’isolation électrique. Les contacts entre le boîtier et la céramique sont
réalisés avec des joints silicone : voir figure 2.49.
F IG . 2.49 – Céramique et mise en boîtier
Du point de vue électrique, le transformateur possède trois zéros de phase pour
le courant d’entrée dans la gamme 40kHz - 54kHz. Un seul correspond à un maximum d’impédance d’entrée : le point de fonctionnement se situe au plus proche de
ce point pour garantir un rendement optimum. La figure 2.50 montre les courbes
de phase pour le courant d’entrée et l’impédance d’entrée.
69
2.5 Transmission de puissance
F IG . 2.50 – Phase du courant d’entrée et impédance d’entrée dans la gamme
40kHz-54kHz
Ces deux courbes dépendent de la température, de l’impédance de sortie et de
la nature de la céramique : la fréquence de fonctionnement doit être asservie pour
avoir une phase nulle entre la tension et le courant d’entrée. La figure 2.51 donne
le schéma de principe de l’alimentation.
F IG . 2.51 – Schéma de principe de l’alimentation
Un transformateur élévateur au primaire permet d’utiliser une tension de quelques
centaines de volts au primaire de la céramique. Un transformateur abaisseur au secondaire donne une tension exploitable en basse tension. Avec un transformateur
de 150mm de long, 5mm de largeur et 2.5mm d’épaisseur, l’auteur obtient une
puissance de 7W avec un rendement de 80%. La capacité parasite est mesurée à
1.5pF.
2.5.4
Transmission optique
Cette solution consiste à utiliser un émetteur et un récepteur optique séparés
par un guide de lumière. Compte tenu des rendements actuels des dispositifs photo70
2.5 Transmission de puissance
électriques, il semble assez difficile d’utiliser une telle technologie pour des applications de drivers classiques : 20% pour les émetteurs infra-rouge et 30% pour les
cellules photo-voltaïques.
On peut se demander comment transmettre une puissance de quelques Watts
avec un isolement de plusieurs dizaines de kilo-Volts avec une capacité de couplage
inférieurs à quelques pico-Farads : la seule réponse possible actuellement est la
transmission de puissance par système photo-électrique.
Une équipe de chercheurs Japonnais a mis en oeuvre une alimentation isolée
à base d’émetteurs et récepteurs optiques pour isoler une source d’énergie à plusieurs dizaines de kilo-Volts (testée à 70kV) [Yas02]. Sur la figure 2.52, on décrit
brièvement le système mis en oeuvre.
Contrôle de
l'émission
Diodes laser
Cellules
photovoltaïques
retour
LED
convertisseur
5V
2W
Fibres
optiques
F IG . 2.52 – Alimentation isolée à base de composants photo-électriques
Les émetteurs sont des diodes laser (longueur d’onde : 808nm) et les récepteurs
des cellules photovoltaïques en GaAs dont le maximum du rendement quantique se
situe aux alentours de 800nm. Un convertisseur permet de fournir une tension de
5V en sortie du secondaire. Un système de retour a pour but de couper les émetteurs
en cas de rupture des fibres optiques ou en cas de problème au secondaire sur les
cellules photovoltaïques. Ce système a permis de fournir une puissance de 2W au
secondaire avec un rendement de 2.9%.
2.5.5
Conclusion
Nous venons de voir que les solutions à base de transformateurs piézoélectriques ont des rendements faibles. La solution optique a un rendement très faible
mais une excellente tenue en tension statique et une capacité de couplage très
faible.
Le transformateur planar n’est pas utilisable car son volume et les pertes dans
les bobinages sont trop importants.
La meilleure solution semble être celle à base de transformateur magnétique
bobiné. Elle permet d’obtenir des puissances volumiques et des rendements très
71
2.6 Conclusion
satisfaisants grâce notamment aux topologies utilisants les interrupteurs en commutation à zéro de tension.
Dans le chapitre 4, nous verrons que notre système de commande de grille
nécessite une tension symétrique (±15V) et ceci a des conséquences sur le choix
de la topologie de l’alimentation isolée.
2.6
Conclusion
Un driver de module IGBT doit comporter plusieurs fonctions de base. Cellesci peuvent être réalisées de différentes manières. Dans le chapitre 4, nous découvrirons les solutions apportées par rapport à celle ce chapitre.
Dans le chapitre suivant, chapitre 3, nous étudions la modélisation et les commutations des modules IGBT afin de connaître au mieux les comportements des
modules IGBT pour la conception des drivers.
72
Chapitre 3
Analyse et modélisation en
commutation des modules IGBT
Dans ce chapitre, nous proposons une modélisation électrique simple à base
d’éléments passifs classiques (résistance, inductance et capacité) de module IGBT.
La commutation de l’IGBT est présentée avec un modèle électrique simplifié. On
montre que le type de commande de grille a une influence sur la commutation de
l’IGBT (commande de grille en tension ou courant) ainsi que la vitesse des impulsions de tension sur la résistance de grille dans le cas de la commande de grille en
tension (phénomène qui prend de l’importance dans la pratique).
L’importance de la prise en compte des inductances de câblage et des couplages
magnétiques entre puissance et commande est mise en évidence par des simulations d’un module IGBT.
Un exemple de modélisation des inductances de câblage est réalisé grâce au logiciel InCa1 (Inductance Calculation) pour deux modules IGBT 1200A - 3300V du
commerce.
Pour finir, nous exposons le phénomène d’avalanche dynamique présent sur des
modules IGBT d’une certaine technologie avec expérimentations, simulations numériques et modélisations à l’appui.
3.1
Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT
Dans cette partie, nous proposons une modélisation électrique simple qui prend
en compte les courbes statiques des modules IGBT, les capacités équivalentes des
puces IGBT et le recouvrement inverse des diodes.
3.1.1
Modélisation statique des puces IGBT
La modélisation statique des modules IGBT consiste à donner le réseau de
courbes liant Ic , Vge , Vce à différentes températures. Les constructeurs donnent en
1 marque
déposée
73
3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT
général la courbe qui lie Ic à Vce pour différentes valeurs de Vge .
Sur la figure 3.1, on distingue trois zones de fonctionnement pour l’IGBT. La
première zone caractérise l’IGBT à courant collecteur nul et tension collecteur
quelconque (axe Ic = 0) ; la seconde zone dite "zone saturée" où l’IGBT fonctionne
en limitation de courant, puis la zone ohmique quand l’IGBT est dit "fermé". La
figure 3.2 montre la courbe statique Ic = f (Vce ,Vge ) pour deux modules de calibre
en courant différent.
Ic
Vge=20V
Zone
ohmique
Vge=11V
Vge=10V
Vge=9V
Zone
saturée
Vge=8V
Vce
V0
F IG . 3.1 – Réseaux statique du comportement de l’IGBT en direct
Le fonctionnement statique des modules IGBT est modélisé très simplement.
Tout d’abord, dans la zone ohmique, on donne l’équation simple :
Vce = V0 + R · Ic
Ensuite, dans la zone saturée, on modélise le comportement par l’équation :
Ic = K · f (Vge )
où K est une constante de l’IGBT et f est une fonction. Dans la littérature, on
trouve deux types de fonction f : simple droite ou parabole.
f (Vge ) = (Vge −Vth ) [EC95][Pas93][Fre03]
f (Vge ) = (Vge −Vth )2 [Sar95]
Vth
:
tension de seuil du canal de l’IGBT
(3.1)
3.1.2
Modélisation des effets capacitifs des puces IGBT
Dans cette partie nous présentons une modélisation simplifiée des éléments
capacitifs d’une puce IGBT. On considère une section de puce IGBT sur la figure
3.3 où l’on représente les capacités prises en compte dans notre modélisation.
74
3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT
F IG . 3.2 – Caractéristiques statiques des modules FF300R12KT3 et 1MBI800UB120 - sources datasheets Eupec et Fuji Electric
F IG . 3.3 – Eléments capacitifs d’une cellule IGBT
75
3.1 Modélisation électrique simplifiée de puce IGBT
• C1 : capacité entre grille et émetteur, dépend de l’épaisseur de l’oxyde d’isolement entre les contacts de grille et d’émetteur et de la géométrie des cellules.
• C2 - C4 : capacités entre grille et émetteur (de la zone P+ ), C2 dépend de l’épaisseur de l’oxyde de grille et de la géométrie des cellules ; C4 dépend de l’état
de la zone de déplétion de la jonction N + P.
• C3 - C5 : capacités entre grille et collecteur ; C3 dépend de l’épaisseur de l’oxyde
de grille et de la géométrie des cellules ; C5 dépend de l’état de la zone de
déplétion de la jonction P/P+ N − .
• C6 : capacité entre émetteur et collecteur ; dépend de l’état de la zone de déplétion de la jonction P/P+ N − .
Les paramètres définis précédemment sur une cellule sont macroscopiques.
Pour des raisons de simplicité, on peut considérer que cette modélisation reste vraie
pour une approche globale d’une cellule IGBT. On représente alors une cellule
IGBT et ses éléments capacitifs comme sur la figure 3.4.
F IG . 3.4 – Circuit équivalent d’une cellule IGBT
Les associations série-parallèle des différentes capacités peuvent être simplifiées pour arriver à la figure 3.5.
Nous reviendrons sur cette modélisation électrique simplifiée pour étudier la
commutation de l’IGBT (paragraphe 3.2) où nous ferons des hypothèses simplificatrices sur la non-linéarité des capacités Cge Cgc et Cce .
Cette modélisation électrique simplifiée nous permet de décrire le comportement d’une cellule et d’une puce IGBT. Elle ne permet pas à elle seule de décrire le
comportement de modules IGBT qui sont pour la pluspart des composants multipuces. Il faut pour cela prendre en compte les impédances dues au câblage des
modules (bondings, connexions bus-barre) : voir paragraphe 3.3
76
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.5 – Circuit équivalent simplifié d’une cellule IGBT
3.2
Analyse des commutations de puces IGBT en vue de
leur commande
Nous présentons l’analyse des commutations d’une puce IGBT dans un hacheur sur charge inductive. Les résultats sont issus de simulations analytiques (pour
les sections 3.2.1, 3.2.2, 3.2.3, 3.2.4). On suppose que le courant dans l’inductance
est constant pendant les commutations. La figure 3.6 représente le schéma du hacheur et la commande de grille. On représente seulement Lcab qui modélise les
inductances de câblage.
F IG . 3.6 – Hacheur à IGBT sur charge inductive
77
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
3.2.1
Commande de grille en tension avec diode parfaite - simulation
analytique
Nous considérons le schéma de la figure 3.7 et la diode D comme parfaite. La
source de tension Vg part de Vdd et rejoint la valeur Vcc avec un front infiniment
rapide.
F IG . 3.7 – Commande de grille en tension
Avant tout, il faut modéliser les capacités Cge , Cgc et Cce lors des commutations
car elles ont un comportement non-linéaire. On modélise ces capacités selon les
figures 3.8 (a), (b) et (c).
• Cge : constante, elle est due à la couche d’oxyde sous la grille et à la métallisation
de l’émetteur.
• Cce : représente la capacité entre le collecteur et l’émetteur, elle est non-linéaire
en fonction de Vce .
• Cgc : représente les échanges de charges entre la grille et le drain du MOSFET
interne, c’est à dire entre la grille de l’IGBT et la base du transistor pnp interne. Cette capacité est fortement non-linéaire en fonction de la tension Vce
Dans cette première étude, on ne prend pas en compte l’inductance Lcab . Sur la
figure 3.9, on montre les formes d’onde lors de la mise en conduction.
Sur la figure 3.10, on représente le chemin parcouru par le point de fonctionnement de l’IGBT sur la courbe statique Ic = f (Vce ,Vge ).
F t < T0 :
Le montage est à l’état de repos, le courant dans la diode est imposé par l’induc78
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
(a)
(b)
(c)
F IG . 3.8 – Variation des capacités de l’IGBT en fonction de Vce
79
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.9 – L’IGBT à la mise en conduction - commande en tension
80
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.10 – Parcours de Vce et Ic lors de la mise en conduction - commande en
tension
tance I0 , l’IGBT est bloqué, la tension Vce est égale à la pleine tension Vbus , la commande Vg est à Vdd (Vge = Vdd et ig = 0). On a également Cgc = Cgc2 et Cce = Cce2 .
F T0 < t < T1 :
La tension de grille part de Vdd et croît jusqu’à Vth (tension de seuil de l’IGBT). La
capacité Cge se charge alors que Cgc se décharge, la tension Vge évolue comme la
charge de la capacité équivalente Cge +Cgc2 :
− Rg ·(Cget+C )
gc2
+Vdd
(3.2)
Vge (t) = (Vcc −Vdd ) · 1 − e
ig (t) =
Vcc −Vdd − Rg ·(Cget+Cgc2 )
·e
Rg
(3.3)
L’IGBT reste bloqué : Ic = 0, Vcc = Vbus .
F T1 < t < T2 :
L’IGBT entre en conduction dans sa zone de saturation. Ic (t) est lié à la tension
Vge (t) :
Ic = K · (Vge (t) −Vth )2
(3.4)
Le courant de la charge est supposé constant, le courant dans la diode décroit de
I0 à 0 pour faire croître le courant collecteur de 0 à I0 . Comme la diode D est
conductrice, sa chute de tension est faible devant Vbus , on a Vce = Vbus . Les formes
d’onde pour ig et Vge sont exprimées par les équations de l’intervalle précédent.
F T2 < t < T3 :
A l’instant T2 , le courant dans la diode a tendance à s’inverser, elle retrouve son
81
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
pouvoir de blocage. Le courant collecteur est imposé par la charge : I0 . La tension
Vge se stabilise à la tension VgeI0 appelée tension de plateau Miller :
r
I0
VgeI0 =
(3.5)
+Vth
K
La tension de grille constante entraîne un courant de grille constant :
IgI0 =
Vcc −VgeI0
Rg
(3.6)
Ce courant constant décharge la capacité Cgc (t) = Cgc2 , on a alors l’équation suivante :
dVcg (t) IgeI0 dVce (t) Vcc −VgeI0
=
=
=
dt
Cgc2
dt
Rg ·Cgc2
(3.7)
F T3 < t < T4 :
A l’instant T3 , la tension Vce atteint la valeur VgeI0 et on a Vcg (t) = 0 et Cgc (t) = Cgc1
(forte augmentation). Les équations sont les mêmes que pour la phase précédente :
dVcg (t) IgeI0 dVce (t) Vcc −VgeI0
=
=
=
dt
Cgc1
dt
Rg ·Cgc1
(3.8)
F T4 < t < T5 :
A l’instant T4 , l’IGBT entre dans sa zone ohmique. La tension Vge croît pour compenser la chute de Vce à courant collecteur constant. La source de tension Vg charge
la capacité équivalente Cge +Cgc1 (>Cge +Cgc2 ) à travers Rg .
F t > T5 :
A l’instant T5 , la tension Vce atteint sa valeur finale Vcesat . La mise en conduction
de l’IGBT est terminée.
Sur la figure 3.11, on représente les formes d’ondes lors de l’ouverture de
l’IGBT et sur la figure 3.12 le chemin parcouru par l’IGBT sur la courbe Ic =
f (Vge ,Vce ).
F t < T6 :
La charge impose le courant collecteur (I0 ), l’IGBT est conducteur en zone ohmique (Vce = Vcesat ), ig (t) = 0, Vge (t) = Vcc , Vg (t) = Vcc , la capacité Cgc (t) = Cgc1
est chargée à Vce = Vcesat .
F T6 < t < T7 :
A l’instant T6 , la commande Vg (t) passe de Vcc à Vdd avec un front infiniment raide.
82
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.11 – L’IGBT à l’ouverture - commande en tension
83
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.12 – Parcours de Vce et Ic lors de l’ouverture - commande en tension
Ceci a pour effet de décharger les capacités Cge et Cgc1 . La tension Vge (t) et le
courant ig (t) évoluent de la façon suivante :
− Rg ·(Cget+C )
gc1
Vge (t) = (Vdd −Vcc ) · 1 − e
+Vdd
(3.9)
ig (t) =
Vdd −Vcc − Rg ·(Cget+Cgc1 )
·e
Rg
(3.10)
L’IGBT reste sur la partie ohmique de sa caractéristique statique (Ic = I0 , Vge (t) &,
Vce (t) %)
F T7 < t < T8 :
La tension Vce continue à augmenter légèrement, l’IGBT fonctionne dans sa zone
ohmique (proche de la zone saturée). La tension Vge diminue également pour se
rapprocher de la zone saturée pour garantir Ic = I0 .
F T8 < t < T9 :
A l’instant T8 , l’IGBT entre dans sa zone saturée. La tension Vge se stabilise à la
valeur VgeI0 et répond à l’équation :
r
I0
VgeI0 =
+Vth
(3.11)
K
Le courant dans la résistance Rg est donc constant :
IgI0 =
Vdd −VgeI0
Rg
(3.12)
84
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
Ce courant de grille décharge la capacité Cgc (t) = Cgc1 , on peut écrire l’équation
suivante :
IgeI0
dVcg (t)
=−
dt
Cgc1
(3.13)
Comme la tension Vge (t) est constante, on peut écrire également :
Vdd −VgeI0
dVcg (t) dVce (t)
=
=−
dt
dt
Rg ·Cgc1
(3.14)
F T9 < t < T10 :
Losque Vcg (t) s’annule, la valeur de Cgc passe de Cgc1 à Cgc2 . Il y a un changement
de pente pour les tensions Vcg (t) et Vce (t).
dVcg (t) dVce (t)
Vdd −VgeI0
=
=−
dt
dt
Rg ·Cgc2
(3.15)
F T10 < t < T11 :
Losque Vce atteint la tension Vbus , la diode D se met en conduction et le courant
collecteur commence à chuter. La tension Vge (t) décroît :
− Rg ·(Cget+C )
gc2
Vge (t) = (Vdd −VgeI0 ) · 1 − e
(3.16)
+VgeI0
ig (t) =
Vdd −VgeI0 − Rg ·(Cget+Cgc2 )
·e
Rg
(3.17)
F T11 < t < T12 :
A l’instant T11 , il ne reste plus que le courant de trous à annuler. Ces charges positives sont principalement stockées dans la zone de drain N − de l’IGBT. Elles
représentent des charges minoritaires qui doivent se recombiner et engendrent un
temps de décroissance important du courant collecteur : phénomène couramment
appelé "queue de courant".
F t > T12 :
L’IGBT est bloqué, la tension de grille n’évolue plus, Vce = Vbus , Ic = 0, Vge = Vdd .
3.2.2
Commande de grille en tension avec diode réelle et inductance
de câblage - simulation analytique
On garde les mêmes conditions que dans la partie précédente (figure 3.7 page
78). On ajoute deux phénomènes pour compléter l’étude de la commutation de
85
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.13 – Mise en conduction avec diode réelle et câblage - commande en tension
86
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
l’IGBT. On prend en compte le recouvrement de la diode D et l’inductance de
câblage Lcab .
Tout d’abord, pour la fermeture de l’IGBT, on représente les formes d’ondes
sur la figure 3.13.
Lors de la croissance du courant dans le collecteur, on observe une chute de
tension sur le collecteur due à l’inductance de câblage Lcab :
∆Vce = Lcab ·
dIc
dt
(3.18)
Lorsque le courant atteint la valeur I0 fixée par la charge, la diode se bloque mais
passe par une phase de recouvrement qui vient ajouter le courant IRM à I0 au courant
collecteur. Pendant cette phase de recouvrement, la tension dépasse la valeur VgeI0
pour satisfaire l’équation :
r
r
r
Ic (t)
I0 + IRM
I0
Vge (t) =
+Vth =
+Vth >
+Vth = VgeI0
K
K
K
A la fin du recouvrement, la tension Vge se stabilise à VgeI0 et la commutation se
termine comme dans le paragraphe précédent.
Ensuite, pour l’ouverture de l’IGBT, on représente les formes d’ondes sur la
figure 3.14. On remarque que seule la tension Vce est changée par rapport à la
figure 3.11 page 83. Effectivement, pendant la décroissance du courant collecteur,
la tension Vce dépasse Vbus de la valeur ∆Vce :
∆Vce = Lcab ·
dIc
dt
(3.19)
Ensuite, pendant la queue de courant, le dIc /dt est faible et provoque une surtension négligeable.
3.2.3
Commande de grille en courant avec diode réelle et câblage simulation analytique
Dans ce paragraphe, nous présentons la commande de grille sur charge inductive à l’aide d’un générateur de courant. Pour cela, nous considérons le schéma de
la figure 3.15. Nous prenons en compte le recouvrement de la diode D et l’inductance de câblage pour l’ouverture seulement. On suppose que la source de courant
est parfaite pour des tensions comprises entre Vdd et Vcc . On garde les hypothèses
de non-linéarité des capacités Cge , Cgc et Cce qui sont représentées figure 3.8 page
79.
Avant la mise en conduction, on suppose que l’IGBT est bloqué : Vce = Vbus ,
Ic = 0. La source de courant ig est bloquée à Vdd et maintient la tension Vge à Vdd .
L’inductance L impose le courant I0 dans la diode D. Sur la figure 3.16, on représente les formes d’ondes à la fermeture de l’IGBT.
87
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.14 – Ouverture avec diode réelle et câblage - commande en tension
88
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.15 – Commande de grille en courant
F t < T0 :
L’IGBT est bloqué, la tension de grille est égale à Vdd , la source de courant ig (t)
fournit un courant négatif pour maintenir la tension Vge à Vdd (courant de fuite de
la grille). Les capacités Cgc (t) et Cce (t) ont pour valeur Cgc2 et Cce2 .
F T0 < t < T1 :
Le générateur de courant fournit un courant i+
g0 qui charge la capacité Cge et décharge Cgc . L’IGBT est bloqué. La tension Vge (t) évolue suivant l’équation :
∆Vge (t) =
i+
g0
Cge +Cgc2
· t +Vdd
(3.20)
F T1 < t < T2 :
La tension Vge dépasse la tension de seuil Vth et le courant de l’IGBT commence
à croître. La diode D est passante et la tension collecteur reste à Vbus . Le courant
collecteur évolue de la façon suivante :
Ic (t) = K · (Vge (t) −Vth )2
i+
g0
Vge (t) =
· t +Vth
Cge +Cgc2
!2
i+
g0
· t2
Ic (t) = K ·
Cge +Cgc2
(3.21)
F T2 < t < T3 :
Lorsque le courant collecteur atteint I0 , la diode se bloque et passe par une phase
de recouvrement. Elle impose à Ic la valeur I0 + IRM qui a pour conséquence d’augmenter la tension Vge :
r
r
r
Ic (t)
I0 + IRM
I0
Vge (t) =
+Vth =
+Vth >
+Vth = VgeI0
K
K
K
89
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.16 – Fermeture de l’IGBT - commande en courant
90
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
La tension collecteur commence à décroître, si on néglige le recouvrement de la
diode, on a :
Vge (t) = VgeI0
I(Cge ) = 0
dVgc
dVce
= −
dt
dt
+
i
dVce
g0
= −
dt
Cgc2
(3.22)
F T3 < t < T4 :
La diode D a fini son recouvrement, elle est complètement bloquée. L’équation
3.22 est valide pour cet intervalle de temps.
F T4 < t < T5 :
Lorsque Vce atteint la valeur VgeI0 , on a la capacité Cgc (t) qui passe de Cgc2 à Cgc1
(> Cgc2 ). La pente des tensions Vcg et Vce diminue :
i+
dVce dVgc
g0
=
=−
dt
dt
Cgc1
F T5 < t < T6 :
Lorsque la tension Vce atteint des valeurs très faibles proches de Vcesat , l’IGBT fonctionne dans la zone ohmique. La tension Vce continue de diminuer pour atteindre
Vcesat . La tension Vge évolue de la façon suivante :
Vge (t) =
i+
g0
Cge +Cgc1
· t +VgI0
(3.23)
F t > T6 :
Lorsque la tension Vge atteint la valeur Vcc , la source de courant se bloque et maintient Vge à la tension Vcc . Le courant dans l’IGBT est égale à I0 et sa tension collecteur vaut Vcesat .
Pour l’ouverture de l’IGBT avec une source de courant, on considère la figure
3.15. L’IGBT est en conduction et la diode D est bloquée. On prend en compte
l’inductance Lcab . Les formes d’onde pour l’ouverture avec une source de courant
sont représentées figure 3.17.
On observe que la décharge de la grille est la même qu’à la charge (hormis
le phénomène dû au recouvrement de la diode). Une surtension sur le collecteur
est dû au câblage et à la décroissance rapide du courant d’électron de l’IGBT.
Lorsque la tension Vge passe en dessous de Vth , le courant de trous décroît lentement
(phénomène de recombinaison des trous dans la zone de drain N − ).
91
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
F IG . 3.17 – Ouverture de l’IGBT - commande en courant
92
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
3.2.4
Influence du circuit de commande de grille sur la commutation
de l’IGBT - simulations analytique et numérique
Dans les paragraphes précédents, nous considérons la commande en tension
passant instantanément de Vdd à Vcc (ou de Vcc à Vdd ). Or, dans la pratique, ceci
n’est pas réalisable. En fonction des technologies et des solutions employées, nous
avons un temps de montée (et de descente) de la tension de commande de grille
qui n’est pas nul et engendre des conséquences sur les commutations des IGBT.
Tout d’abord, nous étudions la charge et la décharge d’une capacité (C) par une
résistance (R) et un générateur de tension non idéal. Le schéma est représenté figure
3.18.
F IG . 3.18 – Circuit de charge d’une capacité avec une source de tension et temps
de montée non nul
La capacité est initialement chargée à la tension Vdd . La tension de commande
passe de Vdd à Vcc avec un temps de montée noté tm . La croissance de Vg est linéaire.
Nous étudions seulement la montée. Les équations de courant i et de la tension Vc
sont les suivantes :
(
0 ≤ t ≤ tm
i(t)
=
Vc (t) =
Vcc −Vdd
tm
Vcc −Vdd
tm
·C · 1 − exp(− τt )
· t + τexp(− τt ) +Vdd · 1 + tτm − tτm ·Vcc

ctm
= Vcc −V
· exp(− τt )

R
 i(t)
t
t ≥ tm Vc (t) = (Vcc −V
ctm ) · 1 − exp(− τ ) 
 Vctm = Vcc · 1 + τ −1 + exp(− t ) +Vdd · τ 1 − exp(− t )
tm
τ
tm
τ
τ = R ·C
Grâce à ces équations, on peut étudier l’influence des trois paramètres (R, C,
tm ) sur la forme de la tension Vc et du courant i. Dans une première approche, on
93
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
peut supposer R et tm comme constants (qui modélisent une solution donnée de
commande de grille) et faire varier C (pour modéliser plusieurs IGBT différents).
On prend arbitrairement tm = 70ns et R = 3.3Ω (qui représente bien la réalité) et
des valeurs de C allant de 10nF à 220nF. Sur la figure 3.19, on représente la charge
de la capacité C pour différentes valeurs.
On remarque que les formes d’ondes sont différentes d’une charge de capacité
avec une source parfaite (front de montée infiniment raide). Le courant maximal
ne dépend pas uniquement de la tension de commande et de la résistance R. Plus la
constante de temps R.C est proche de tm , plus la forme du courant i s’éloigne de sa
forme avec une source de tension parfaite. En effet, le courant maximal avec une
source parfaite est :
Vcc −Vdd
R
(3.24)
Vcc −Vdd
tm ·C · 1 − exp(− )
tm
τ
(3.25)
imax1 = i(t = 0) =
et dans le cas de la source réelle :
imax2 = i(t = tm ) =
Sur la figure 3.20(a), représente la courbe de imax2 en fonction de tm . Lorsque
tm tend vers zéro, on retrouve la valeur imax1 .
Sur la figure 3.20(b), on représente la courbe imax2 en fonction de C. Cette
courbe est la plus intéressante car elle donne la valeur imax2 pour une solution donnée de commande de grille (tm fixe et R ajustable) et pour différents IGBT modélisés par la capacité C.
Cette modélisation est simpliste mais permet de montrer que si la constante de
temps R.C est du même ordre de grandeur que le temps de montée (et de descente)
de la source de tension, les formes d’ondes et les équations des paragraphes 3.2.1
et 3.2.2 ne sont plus valides. La prise en compte de tm est nécessaire. L’étude de
l’influence de la commande de grille sur la commutation de l’IGBT passe par des
simulations sur une puce IGBT dans un montage hacheur sur charge inductive
(3.6).
Sur la figure 3.21, on montre les simulations pour différents temps de montée de la tension de commande Vg . Le logiciel est SIMPLORER2 . Les conditions
de simulations sont décrites en détail dans le paragraphe 3.3 page 98. Le schéma
considéré est représenté figure 3.24. La tension Vee représente la tension VE pEs .
On remarque que les commutations en tension et en courant sont retardées si
l’on augmente le temps de montée tm . La vitesse de variation de la tension Vce
diminue très peu si tm augmente. La tension Vge et le courant ig sont influencés
par la valeur de tm . Comme vu précédemment, la courant de grille maximum et la
vitesse de variation du courant ic dépendent de tm .
2 marque
déposée
94
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
Courant Ic
9
10nF
33nF
100nF
220nF
8
7
Courant [A]
6
5
4
3
2
1
0
0 s
100 ns 200 ns 300 ns 400 ns 500 ns 600 ns 700 ns 800 ns 900 ns
1 us
Temps [s]
Tension Vc
15
10nF
33nF
100nF
220nF
10
Tension [V]
5
0
-5
-10
-15
0 s
100 ns 200 ns 300 ns 400 ns 500 ns 600 ns 700 ns 800 ns 900 ns
1 us
Temps [s]
F IG . 3.19 – Charge d’une capacité par une source de tension avec un transitoire de
montée non nul - R=3.3Ω et tm =70ns
95
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
(a)
(b)
F IG . 3.20 – Courant maximal en fonction de tm et C
96
3.2 Analyse des commutations de puces IGBT en vue de leur commande
20
15
10
Vg [V]
5
0
50ns
200ns
400ns
−5
−10
−15
−20
12.5 us
13.0 us
Time [s]
20
13.5 us
14.0 us
12
15
10
8
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
50ns
200ns
400ns
−5
50ns
200ns
400ns
6
4
−10
2
−15
−20
0
12.5 us
13.0 us
Time [s]
13.5 us
14.0 us
12.5 us
800
13.0 us
Time [s]
13.5 us
14.0 us
500
700
400
600
300
400
50ns
200ns
400ns
300
Ic [A]
VCpEp [V]
500
200
200
100
50ns
200ns
400ns
100
0
0
−100
−100
12.5 us
13.0 us
Time [s]
13.5 us
14.0 us
12.5 us
800
8
700
6
600
4
400
Vee [V]
VCE [V]
500
50ns
200ns
400ns
300
13.0 us
Time [s]
13.5 us
14.0 us
50ns
200ns
400ns
2
0
−2
200
100
−4
0
−6
−100
−8
12.5 us
13.0 us
Time [s]
13.5 us
14.0 us
12.5 us
13.0 us
Time [s]
13.5 us
14.0 us
F IG . 3.21 – Influence du temps de montée de la tension de grille Vg sur la commutation d’une puce IGBT à la mise en conduction - simulation SIMPLORER.
97
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
3.2.5
Conclusion
Deux types de commande (tension et courant) ont été étudiées afin de déterminer les formes d’onde lors de commutations sur charge inductive. On peut dégager
plusieurs remarques qui seront utiles lors de la conception de la fonction de commande de grille ( section 4.2 page 141).
Tout d’abord, on note que les deux types de commande permettent de contrôler
les vitesses de variation des grandeurs électriques côté puissance (Vce et Ic ). Ceci
implique que le choix retenu pour la conception dépend de critères technologiques.
En effet, la solution à base de générateur de courant n’est pas viable pour un driver
industriel, elle est trop complexe à mettre en oeuvre. La solution avec une source
de tension et une résistance de grille est très intéressante car les réalisations technologiques envisageables sont simples à mettre en oeuvre : voir section 4.2.2 page
154.
En dernier point, nous avons mis en évidence, dans la cas de la commande
en tension, que la vitesse de variation de la source de tension qui commande la
résistance de grille a une influence sur les commutations des modules IGBT. Une
attention toute particulière sera portée sur ce phénomène lors de la conception de
la commande de grille (section 4.2.2 page 154).
3.3
Modélisation et influences des inductances de câblage
de module IGBT
Dans la section précédente (3.2), nous avons étudié les commutations de puces
IGBT. Le modèle d’IGBT utilisé précédemment ne prend pas en compte les effets
inductifs dus aux connexions dans les modules IGBT. Dans ce paragraphe, nous
exposons l’intérêt de la prise en compte des inductances de câblage des modules
IGBT et leurs influences sur les commutations. Puis, grâce au logiciel SIMPLORER, nous présentons des simulations de commutations de puces IGBT avec des
inductances de câblage.
3.3.1
Intérêt de la prise en compte des inductances de câblage
La modélisation électrique complète des modules IGBT passe par la connaissance et la caractérisation des puces IGBT (caractérisation statique, non linéarité
des effets capacitifs) et par la modélisation des inductances et des couplages dus à
la connectique.
En effet, les modules IGBT possèdent des systèmes de connectique qui allient bus-barres et bondings pour relier les différentes puces IGBT et diodes aux
connexions électriques externes. Il faut prendre conscience que la moindre connexion
métallique possède une inductance propre et des coefficients de couplage avec les
autres connexions.
Sur la figure 3.22 on montre deux modules composés de plusieurs puces IGBT
et diode : ECONOPACK FS225R12KE3 et FZ1200R33KE3. On voit apparaître
98
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
les connexions par bondings et bus-barres. On note également que les connexions
de puissance et de commande sont proches les unes des autres et va engendrer des
couplages entre puissance et commande.
(a)
(b)
F IG . 3.22 – Modules IGBT, connexions par bus-barres et bondings
3.3.2
Influence des inductances de câblage
Descripion du montage
Dans cette partie, nous considérons une puce IGBT connectée aux bornes de
Grille-signal (Gs), Emetteur-signal (Es), Collecteur-signal(Cs), Emetteur-puissance
(Ep) et Collecteur-puissance (Cp) par des connexions modélisées par les inductances propres L1 à L7 et les coefficients de couplage Mi j . Sur la figure 3.23(a), on
représente la puce IGBT, les inductances et les couplages.
D’une manière plus systématique, on représente la puce et le câblage suivant
le schéma de la figure 3.23(b) pour faire apparaître la matrice symétrique d’inductance M :










V1
V2
V3
V4
V5
V6
V7


 
 
 
 
=
 
 
 
 
VCpA
VCsA
VAC
VGsG
VEB
VBEs
VBE p


L1 M12 M13 M14
 
L2 M23 M24
 
 
L3 M34
 
=
L4
 
 
 
 
M15
M25
M35
M45
L5
M16
M26
M36
M46
M56
L6
M17
M27
M37
M47
M57
M67
L7








 d 
· 
 dt 






i1
i2
i3
i4
i5
i6
i7










99
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
(a)
(b)
F IG . 3.23 – Puce IGBT et matrice d’impédances
V
= M·
di
dt
M = Mt
V
:
vecteur tension
i
:
vecteur courant
M
:
matrice d’inductance
(3.26)
(3.27)
Nous considérons le montage hacheur représenté figure 3.24 pour commenter
l’influence des valeurs des coefficients de la matrice M sur les commutations de
l’IGBT. On considère que la source Vg est parfaite (temps de montée et descente
nuls).
• L1 , L3 , L7 : inductances en série avec Lcab , elles augmentent la surtension de Vce
à l’ouverture.
• L2 : n’a pas d’influence dans cette configuration car la connexion Cs n’est pas
reliée.
• L4 , L6 : elles ralentissent la montée et la descente du courant de grille ig à chaque
commutation. Elles peuvent engendrer des oscillations sur la tension de grille
et provoquer des instabilités.
100
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
F IG . 3.24 – Montage hacheur sur charge inductive, prise en compte des impédances
de câblage
101
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
• L5 : elle ralentit la montée (et la descente) du courant de grille ig (comme L4 et
L6 ) et crée une contre-réaction sur la tension de grille lors des commutations
du courant collecteur ic qui a pour effet de ralentir la montée (et la descente)
de la tension Vge .
• Lcc : inductance de charge du hacheur.
• Ld : inductance série de la diode de roue libre.
• Lcab : inductance de câblage de la source de tension Vbus et du bus-barre du hacheur.
Le montage hacheur est simulé avec le logiciel SIMPLORER. La puce IGBT
est modélisée par un composant IGBT "N channel IGBT" de la librairie "semiconductors device level". Son calibre en courant est de 400A et en tension de 3300V.
La diode d est modélisée par le composant "diode" de la librairie "semiconductors
device level" avec les mêmes calibres en courant et tension que la puce IGBT.
Analyses et influences des inductances propres et mutuelles
Tout d’abord, pour simplifier l’analyse, on suppose que les couplages entre Lcc ,
Ld , Lcab et les inductances du module IGBT sont nuls.
Les inductances L4 et L6 modélisent le câblage de la commande de grille. La
mutuelle M46 augmente ou diminue la valeur de l’inductance vue par la tension Vg
(commande grille). En effet, comme L4 et L6 sont parcourues par le même courant
ig , on a les formules suivantes :
VGsEs = V4 +VGE +V5 +V6
dig
dig
d
+ M45 . (ig + ic ) + M46 .
V4 = L4 .
dt
dt
dt
dig
dig
d
V5 = L5 . (ig + ic ) + M45 .
+ M56 .
dt
dt
dt
dig
dig
d
+ M56 . (ig + ic ) + M46 .
V6 = L6 .
dt
dt
dt
VGsEs = VGE + (L4 + L5 + L6 + 2.M45 + 2.M46 + 2.M56 ).
dig
dic
+ (L5 + M45 + M56 ).
dt
dt
dig
dic
+ Lg2 .
dt
dt
= L4 + L5 + L6 + 2.M45 + 2.M46 + 2.M56
VGsEs = VGE + Lg1 .
Lg1
Lg2 = L5 + M45 + M56

 si M46 = 0 =⇒ Lg = L4 + L6 + 2.M45 + 2.M56
si M46 ≥ 0 =⇒ Lg ≥ L4 + L6 + 2.M45 + 2.M56

si M46 ≤ 0 =⇒ Lg ≤ L4 + L6 + 2.M45 + 2.M56
102
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
On remarque que la structure géométrique des connexions de grille et d’émetteur peut avoir un effet de réduction sur l’inductance Lg vue par la commande de
grille (effet bus-barre).
Nous venons de faire apparaître l’inductance L5 et ses coefficients de couplage
avec L4 et L6 dans l’équation de commande de grille. Celle-ci est parcourue d’une
part par le courant de grille et d’autre part par le courant collecteur. Ceci nous
montre que le courant collecteur a un effet direct sur la maille de commande de
grille par le biais de l’inductance L5 et des mutuelles M45 et M56 .
Du côté de la partie puissance, quatre inductances interviennent dans la maille :
L1 , L3 , L5 et L7 . On néglige pour le moment les effets de couplage entre la partie
commande (modélisée par L4 et L6 ) et la partie puissance (modélisée par L3 , L5 et
L7 ) pour des raisons de simplicité du modèle.
VCpE p = V1 +V3 +VCE +V5 +V7
VCpE p = (L1 + L3 + L5 + L7 + 2.M13 + 2.M15 + 2.M17 + 2.M35 + 2.M37 +
dig
dic
+VCE + (L5 + M15 + M35 + M57 ).
2.M57 ).
dt
dt
dig
dic
VCpE p = Lc1 .
+VCE + Lc2 .
(3.28)
dt
dt
Lc1 = L1 + L3 + L5 + L7 + 2.M13 + 2.M15 + 2.M17
+2.M35 + 2.M37 + 2.M57
(3.29)
Lc2 = L5 + M15 + M35 + M57
La structure géométrique des connexions de puissance influence la valeur de
Lc1 et Lc2 par le biais des coefficients de couplage et peut favoriser la diminution
de Lc1 et Lc2 (effet bus-barre). La variation du courant de grille ig a une influence
sur le circuit de puissance à cause de l’impédance commune L5 et des coefficients
de couplage entre L5 et (L1 -L3 -L7 ).
La connexion Cs n’est pas reliée à un potentiel ou à une impédance, on néglige
L2 , M12 , M23 , M24 , M25 , M26 et M27 . Il reste les coefficients de couplage entre la
puissance et la commande : M14 , M16 , M17 , M34 , M36 , M47 et M67 . Leurs influences
sont exposées et analysées dans le paragraphe suivant.
Simulation du montage
Les équations analytiques permettent de comprendre les implications des variations des paramètres de la matrice d’inductance M sur les formes d’ondes associées au montage hacheur figure 3.24. Les simulations numériques apportent un
complément d’analyse avec le comportement des puces IGBT.
Nous étudions tout d’abord l’influence de L1 , L7 et M17 sur les commutations
d’ouverture et de fermeture.
Sur les figures 3.25, 3.26 et 3.27, on montre l’influence de L1 , L7 et K17 sur les
tensions et courants suivants : VGsEs , ig , VCpE p , ic et Vee . On note que les inductances
103
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
L1 et L7 ont les mêmes effets sur les commutations. La seule différence intervient
di
sur la tension Vee (= L6 . dtg − L7 . didtc ). Le coefficient de couplage K17 est défini par
la formule suivante :
M17
K17 = √
L1 .L7
Les valeurs choisies pour L1 et L7 (10nH, 30nH, 100nH, 300nH) représentent une
large gamme de valeurs et ne sont pas des valeurs conformes à la réalité (comme
1nH et 300nH). Les valeurs de K17 sont choisies arbitrairement à -0.3, 0 et 0.3.
• L1 : sur la figure 3.25, on montre l’influence de L1 sur les commutations de
l’IGBT. L1 appartient à la maille de puissance du montage hacheur et ralentit la montée et la descente du courant Ic . De ce fait, les tensions Vce et VCpE p
sont différentes en fonction de la valeur de L1 (L1 , L3 , L5 , L7 , Lcab . didtc ).
Comme le courant ic et les tensions Vce et Vge sont liés par la caractéristique
statique de la puce IGBT, la valeur de L1 a une influence sur la maille de commande de grille. La tension Vge et le courant ig sont influencés par la valeur
de L1 lors des commutations en courant et très peu lors des commutations en
tension. On note que pour L1 = 300nH, des oscillations apparaissent sur Vge
et ig . Ceci est dû aux oscillations de ic à l’ouverture. Lors de manipulations,
il est très peu pratique d’avoir accès aux points G, C et E des modules. La
tension VCpE p est celle mesurée dans la pratique (connexions accessibles de
l’IGBT). Or, on remarque que la valeur maximale à l’ouverture de Vce augmente lorsque L1 augmente et que ceci n’est pas vrai pour la tension VCpE p .
La diminution de la vitesse de commutation du courant collecteur (dic /dt) ne
contre pas totalement l’effet de l’augmentation de la valeur de L1 . Il est donc
important de prendre conscience que la tension mesurée VCpE p ne reflète pas
la tension présente aux bornes de la puce IGBT.
• L7 : sur la figure 3.26, on montre l’influence de L7 sur les commutations de
l’IGBT. L7 est en série avec L1 , elle a donc le même effet que celle-ci. Seule
la tension Vee est modifiée différement que avec L1 car Vee = L6 .dig /dt −
L7 .dic /dt. Plus L7 a une valeur importante, plus Vee atteint des valeurs importantes lors des commutations en courant de l’IGBT (tension VCE ).
• K17 : sur la figure 3.27, on montre l’influence de K17 sur les commutations de
l’IGBT. Quand K17 = 0, on dit que L1 et L7 ne sont pas couplées, ce qui ne
correspond pas à la réalité. Lorsque K17 < 0, on dit que L1 et L7 réalisent un
effet bus-barre, c’est à dire que l’inductance équivalente de L1 et L7 est réduite (voir les équations 3.28 et 3.29). Lorsque K17 > 0, l’effet bus-barre est
"négatif", cette configuration ne représente pas de cas réel et comporte seulement un intérêt pédagogique. Nous comparons des courbes de la figure 3.27
lorsque K17 = 0 et −0.3. On remarque que lorsque K17 = −0.3, la commutation en courant est plus rapide à l’ouverture et à la fermeture que lorsque
K17 = 0 (effet bus-barre). De même, pour la surtension aux bornes de la puce
IGBT à l’ouverture. On note que la tension Vge et le courant ig sont très peu
104
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
influencés par la valeur de K17 dans l’intervalle [-0.3 , 0.3].
20
8
15
6
4
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
1nH
30nH
100nH
300nH
−5
2
0
−2
−10
1nH
30nH
100nH
300nH
−4
−15
−20
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−6
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
700
400
600
300
400
1nH
30nH
100nH
300nH
300
200
Ic [A]
VCpEp [V]
500
200
100
1nH
30nH
100nH
300nH
100
0
0
−100
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−100
10 us
15 us
1400
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
12
10
1200
8
600
400
1nH
30nH
100nH
300nH
200
4
2
0
−2
−4
−6
0
10 us
1nH
30nH
100nH
300nH
6
800
Vee [V]
VCE [V]
1000
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−8
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.25 – Influence de la valeur de L1 - simulation
105
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
20
8
15
6
4
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
1nH
30nH
100nH
300nH
−5
2
0
−2
−10
1nH
30nH
100nH
300nH
−4
−15
−20
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−6
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
700
400
600
300
400
1nH
30nH
100nH
300nH
300
200
Ic [A]
VCpEp [V]
500
200
100
1nH
30nH
100nH
300nH
100
0
0
−100
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−100
10 us
15 us
1200
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
100
80
1000
60
Vee [V]
VCE [V]
600
400
1nH
30nH
100nH
300nH
200
20
0
−20
−40
−60
−80
0
10 us
1nH
30nH
100nH
300nH
40
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−100
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.26 – Influence de la valeur de L7 - simulation
106
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
20
8
15
6
4
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
K17 = − 0.3
K17 = 0
K17 = 0.3
−5
2
0
−2
−10
K17 = − 0.3
K17 = 0
K17 = 0.3
−4
−15
−20
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−6
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
700
400
600
300
400
K17 = − 0.3
K17 = 0
K17 = 0.3
300
Ic [A]
VCpEp [V]
500
200
200
100
K17 = − 0.3
K17 = 0
K17 = 0.3
100
0
0
−100
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−100
10 us
15 us
14
12
10
8
6
4
2
0
−2
−4
−6
−8
−10
−12
−14
−16
−18
10 us
800
K17 = − 0.3
K17 = 0
K17 = 0.3
Vee [V]
VCE [V]
600
400
200
0
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
K17 = − 0.3
K17 = 0
K17 = 0.3
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.27 – Influence de la valeur de K17 - simulation
107
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
Sur les figures 3.28, 3.29 et 3.30, on montre l’influence de L4 , L6 et K46 sur les
tensions et courants suivants : VGsEs , ig , VCpE p , ic et Vee . Le coefficient de couplage
K46 est défini par la formule suivante :
M46
K46 = √
L4 .L6
Les valeurs choisies pour L4 et L6 (1nH, 30nH, 100nH) représentent une large
gamme de valeurs. Les valeurs de K46 sont choisies arbitrairement à -0.3, 0 et 0.3.
• L4 : sur la figure 3.28, on montre l’influence de L4 sur les commutations. L4 appartient à la maille de commande de grille. Elle ralentit la montée du courant
de grille. Elle peut également provoquer des oscillations sur la tension et le
courant de grille lorsque sa valeur est trop élevée mais n’est pas visible dans
les figures proposées. Elle est également la cause d’un décrochement lors de
la mise en conduction et de la fermeture de l’IGBT sur la tension VGsEs (tension accessible facilement) : sur la courbe VGsEs de la figure 3.28, on voit ces
deux décrochements pour l’ouverture à 10.1µs et pour la fermeture à 12.5µs.
Les formes d’onde VGsEs et ig sont légèrement différentes pour des valeurs
de L4 comprises entre 1nH et 100nH (ce qui correspond à des valeurs réelles
de modules IGBT). De ce fait, la tension VCpE p et le courant ic sont très peu
influencés par les variations de L4 .
• L6 : sur la figure 3.29, on montre l’influence de L6 sur les commutations. Elle
appartient à la maille de commande de grille au même titre que L4 . Les remarques précédentes concernant L4 sont donc valables pour L6 . La seule
différence concerne la tension Vee qui dépend directement de L6 . On voit, sur
les courbes de la tension Vee , l’influence de L6 et de la variation du courant
de grille ig .
• K46 : sur la figure 3.30, on montre l’influence de K46 sur les commutations. On a
choisi arbitrairement les valeurs -0.3, à et 0.3. Cette dernière valeur a un intérêt purement pédagogique car les structures classiques des modules IGBT
privilégient les couplages négatifs (effet bus-barre). K46 modélise le couplage entre la connexion de grille et la connexion d’émetteur de commande.
Lorsque K46 < 0, L4 et L6 réalisent un effet bus-barre. L’inductance vue par
le circuit de commande (modélisé par la tension Vg ) est réduite. Ceci permet
d’accélérer les variations du courant de grille et par conséquent les variations
du courant collecteur. Cela est vérifié sur les courbes de ic et Vce de la figure
3.30. La tension Vee est également sensible aux variations de K46 car elle est
directement liée à M46 et à la vitesse de variation de ic (par le biais de L7 )
qui dépend de K46 .
108
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
20
8
15
6
4
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
1nH
30nH
100nH
−5
2
0
−2
−10
1nH
30nH
100nH
−4
−15
−20
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−6
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
700
400
600
300
400
1nH
30nH
100nH
300
Ic [A]
VCpEp [V]
500
200
200
100
1nH
30nH
100nH
100
0
0
−100
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−100
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
25
20
15
1nH
30nH
100nH
10
1nH
30nH
100nH
5
Vee [V]
Vce [V]
600
400
0
−5
−10
200
−15
−20
0
10 us
−25
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−30
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.28 – Influence de la valeur de L4 - simulation
109
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
20
8
15
6
4
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
1nH
30nH
100nH
−5
2
0
−2
−10
1nH
30nH
100nH
−4
−15
−20
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−6
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
700
400
600
300
400
1nH
30nH
100nH
300
Ic [A]
VCpEp [V]
500
200
200
100
1nH
30nH
100nH
100
0
0
−100
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−100
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
25
20
15
1nH
30nH
100nH
10
1nH
30nH
100nH
5
Vee [V]
Vce [V]
600
400
0
−5
−10
200
−15
−20
0
10 us
−25
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−30
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.29 – Influence de la valeur de L6 - simulation
110
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
20
8
15
6
4
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
K46 = − 0.3
K46 = 0
K46 = 0.3
−5
2
0
−2
−10
K46 = − 0.3
K46 = 0
K46 = 0.3
−4
−15
−20
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−6
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
700
400
600
300
400
K46 = − 0.3
K46 = 0
K46 = 0.3
300
Ic [A]
VCpEp [V]
500
200
200
100
K46 = − 0.3
K46 = 0
K46 = 0.3
100
0
0
−100
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−100
10 us
15 us
30
25
20
15
10
5
0
−5
−10
−15
−20
−25
−30
−35
−40
10 us
800
K46 = − 0.3
K46 = 0
K46 = 0.3
Vee [V]
Vce [V]
600
400
200
0
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
K46 = − 0.3
K46 = 0
K46 = 0.3
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.30 – Influence de la valeur de K46 - simulation
111
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
Nous avons vu l’influence sur les commutations des valeurs des inductances
de la maille de commande (L4 et L6 ) et de la maille de puissance (L1 et L7 ). Les
couplages étudiés précédemment font intervenir des inductances appartenant à la
même maille : M46 et M17 . Il est maintenant intéressant d’étudier l’influence des
couplages entre la puissance et la commande. Considérons le cas du couplage entre
L4 de la maille de commande et L7 de la maille de puissance modélisé par la mutuelle M47 et le coefficient de couplage K47 :
M47
K47 = √
L4 .L7
20
8
15
6
4
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
K47 = − 0.1
K47 = 0
K47 = 0.1
−5
0
−2
−10
K47 = − 0.1
K47 = 0
K47 = 0.1
−4
−15
−20
10 us
2
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−6
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
400
K47 = − 0.1
K47 = 0
K47 = 0.1
300
400
Ic [A]
VCpEp [V]
600
200
200
100
K47 = − 0.1
K47 = 0
K47 = 0.1
0
0
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−100
10 us
15 us
800
11 us
14 us
15 us
6
4
600
K47 = − 0.1
K47 = 0
K47 = 0.1
K47 = − 0.1
K47 = 0
K47 = 0.1
2
Vee [V]
VCE [V]
12 us
13 us
Time [s]
400
200
0
−2
−4
0
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−6
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.31 – Influence de la valeur de K47 - simulation
112
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
Ce couplage a pour effet de lier le circuit de commande (L4 ) au circuit de
puissance (L7 ) lors des variations des courants ig et ic . En effet, sur la figure 3.31,
on note que la tension VGsEs est fortement influencée par la valeur de K47 . Lors
de la mise en conduction, quand la vitesse de variation du courant ic est la plus
importante, la tension VGsEs est fortement perturbée. A l’ouverture, la variation
de ic est plus faible, la tension VGsEs est très peu perturbée. Ces remarques sont
valables pour le courant de grille ig .
Sur la figure 3.32, on montre l’influence de Lcab sur les commutations. Elle a
une influence importante sur les tensions VCpE p et Vce . En effet, lors des commutations du courant ic , Lcab joue un rôle important. A l’ouverture, les surtensions sur
VCpE p et Vce ont pour origine principalement Lcab .dic /dt ; puis à la fermeture, les
tensions VCpE p et Vce ont un creux dû également à Lcab .dic /dt. Les variations du
courant ic à l’ouverture et à la fermeture sont très peu affectées par la valeur de
Lcab dans la gamme [5nH , 100nH] ainsi que la tension Vge et le courant ig .
Sur la figure 3.33, on montre l’influence de L5 sur les commutations. Cette
inductance est commune à la maille de commande et de puissance. Elle a un effet
néfaste sur la commutation en courant de l’IGBT. Lors de la fermeture par exemple,
la tension L5 .dic /dt se soustrait à la tension Vge et ralentit la montée du courant ic .
Ceci se vérifie sur la figure 3.33 où l’on voit que la vitesse d’établissement du
courant décroit lorsque L5 augmente.
Conclusion
Grâce à des hypothèses simplificatrices, nous avons étudié l’influence de certaines valeurs d’inductances propres et mutuelles.
Tout d’abord, on remarque que les inductances de la maille de commande de
grille (L4 et L6 ) ont une faible influence sur les commutations dans la gamme de
valeur : 1nH - 300nH. Ceci implique que la longueur des câbles entre la résistance
de grille et le module IGBT peut être de quelques centimètres à quelques dizaines
de centimètres sans avoir de répercussions sur les commutations. Cette remarque
est intéressante surtout pour les concepteurs de convertisseurs qui peuvent se permettrent de placer les drivers à quelques centimètres des modules IGBT sans avoir
de problème d’oscillations sur la commande de grille. Cette remarque ne prend pas
en compte les effets de couplages qui peuvent exister entre le câblage du circuit de
commande de grille et le reste du convertisseur.
On a pu mettre en évidence l’influence de la contre-réaction de L5 sur la commutation à la mise en conduction. Or, la valeur de cette inductance est imposée par
la topologie des modules IGBT. Dans l’optique de la conception d’un driver, celle
valeur est imposée.
La même remarque se profile pour L1 et L7 dont les valeurs dépendent du module IGBT. Elles ont pour conséquence de changer les vitesses de variation des
grandeurs électriques ic et Vce et la valeur de la surtension de Vce . Pour la conception
du driver, ces valeurs sont à prendre en compte pour l’estimation des surtensions
de Vce .
113
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
20
8
15
6
4
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
5nH
50nH
100nH
−5
0
−2
−10
5nH
50nH
100nH
−4
−15
−20
10 us
2
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−6
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
400
600
5nH
50nH
100nH
Ic [A]
VCpEp [V]
300
400
200
200
100
5nH
50nH
100nH
0
0
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−100
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
15 us
6
4
5nH
50nH
100nH
600
400
Vee [V]
2
VCE [V]
14 us
5nH
50nH
100nH
200
0
−2
−4
0
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−6
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.32 – Influence de la valeur de Lcab - simulation
114
3.3 Modélisation et influences des inductances de câblage de module IGBT
20
12
15
10
8
6
5
0
Igrille [A]
VGsEs [V]
10
1nH
5nH
10nH
−5
2
0
−2
−10
1nH
5nH
10nH
−4
−15
−20
10 us
4
−6
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−8
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
500
400
600
1nH
5nH
10nH
Ic [A]
VCpEp [V]
300
400
200
200
100
1nH
5nH
10nH
0
0
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
−100
10 us
15 us
800
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
10
8
1nH
5nH
10nH
6
600
400
Vee [V]
VCE [V]
4
1nH
5nH
10nH
200
2
0
−2
−4
−6
0
10 us
−8
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
−10
10 us
11 us
12 us
13 us
Time [s]
14 us
15 us
F IG . 3.33 – Influence de la valeur de L5 - simulation
115
3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT
1200A-3300V
Pour la conception du driver au chapitre 4, nous pouvons retenir que la pluspart des valeurs des inductances de la modélisation proposée sont imposées par le
module IGBT aux exceptions de L4 et L6 . Nous verrons par la suite que la connaissance de la valeur de L7 présente un enjeu important pour la protection en courtcircuit proposée au chapitre 4.
3.4
3.4.1
Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT 1200A-3300V
Présentation
Dans cette section, nous proposons d’identifier l’inductance d’émetteur (notée L7 sur les figures 3.23(a) et 3.24) des modules FZ1200R33KF2 (Eupec) et
CM1200HB66H (Mitsubishi). Deux méthodes sont exposées et comparées : l’une
expérimentale basée sur l’extraction de paramètre à partir d’une commutation,
l’autre basée sur une description physique du câblage et résolution numérique du
système.
L’importance de connaître L7 est développée dans la section 4.3.2 page 179 où
l’on utilise cette inductance pour avoir l’image de dic /dt lors des commutations
sur des faibles impédances de court-circuit.
Nous proposons de comparer deux modules 1200A-3300V de deux constructeurs différents. Ce sont des IGBT simples constitués chacun de 24 puces IGBT
de 50A et 12 puces diodes de 100A. On distingue 6 zones rectangulaires (4 puces
IGBT et deux puces diodes) reliées deux à deux par les connexions de puissance
extérieures : voir figures 3.34(a) pour le module FZ1200R33KF2 et 3.34(b) pour
le module CM1200HB66H.
(a)
(b)
F IG . 3.34 – Modules IGBT FZ1200R33KF2 et CM1200HB66H décapotés
116
3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT
1200A-3300V
3.4.2
Identification de L7 par une mesure en commutation
Le principe de base consiste à modéliser le module IGBT comme sur la figure
3.35 : une seule puce IGBT et sept inductances couplées. On suppose que les couplages Mi7 sont nuls (1 ≤ i ≤ 6). Nous vérifions la validité de ces simplifications à
l’aide des résultats obtenus.
F IG . 3.35 – Montage hacheur sur charge inductive, prise en compte des impédances
de câblage
Sur le montage de la figure 3.35, lors de la mise en conduction avec un courant
non nul dans Lcc , la diode s’ouvre avec un recouvrement. Le courant dans l’IGBT
évolue rapidement. Une tension est engendrée aux bornes de L7 : L7 .dic /dt. Elle
peut être mesurée par l’intermédiaire de la tension VE pEs qui est accessible par les
connexions externes du module IGBT :
VE pEs = L6 .
dig
dic
− L7 .
dt
dt
Dans cette formule, on suppose que tous les couplages Mi6 et Mi7 sont nuls. Lorsque
le courant collecteur commute, le courant de grille a un gradient très faible ce qui
permet d’identifier VE pEs à dic /dt. La dérivée du courant ic est calculée numériquement à partir de ic . La tension VE pEs est mesurée simplement avec une sonde
de tension. On fait le ratio de la tension VE pEs et de dic /dt sur une partie de la
117
3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT
1200A-3300V
commutation où dic /dt est non nul pour obtenir une estimation de L7 . Pour vérifier
la validité de la valeur trouvée, on superpose VE pEs et L7 .dic /dt.
Les figures 3.36 et 3.37 montrent les commutations et les résultats obtenus pour
les modules FZ1200R33KF2 et CM1200HB66H.
3000
L7 = 3nH
ic
15
Vee
−L7.dIc/dt
Vee[V] et −L7.dIc/dt[V]
2500
ic[A]
2000
1500
1000
500
0
1.0 us
1.5 us
2.0 us
Temps [s]
2.5 us
10
5
0
−5
−10
−15
1.0 us
3.0 us
1.5 us
2.0 us
Temps [s]
2.5 us
3.0 us
F IG . 3.36 – Estimation de L7 pour le module FZ1200R33KF2 - valeur estimée :
3nH
6000
L7 = 5nH
ic
20
Vee
−L7.dIc/dt
Vee[V] et −L7.dIc/dt[V]
5000
ic[A]
4000
3000
2000
1000
0
10
0
−10
−20
−30
0 s
1 us
2 us
3 us 4 us 5 us
Temps [s]
6 us
7 us
8 us
0 s
1 us
2 us
3 us 4 us 5 us
Temps [s]
6 us
7 us
F IG . 3.37 – Estimation de L7 pour le module CM1200HB66H - valeur estimée :
5nH
3.4.3
Estimation de L7 avec le logiciel InCa
Nous proposons une estimation de L7 avec le logiciel InCa. Pour le module
FZ1200R33KF2, nous effectuons une simplification qui permet de considérer une
seule zone du module pour estimer L7 si l’on considère que les six zones sont
identiques. Le courant se divise en trois de façon équilibré, ensuite en deux puis en
deux (figure 3.38). Pour estimer L7 , on calcule les inductances élémentaires, on les
pondère par la proportion du courant qui les traverse puis on somme ces valeurs. La
figure 3.38 montre une zone du module FZ1200R33KF2 et le chemin du courant.
La figure 3.39 montre le schéma équivalent de la figure 3.38.
Sur la figure 3.40, on représente les descriptions faites avec le logiciel InCa
pour le calcul de La , Lb , Lc et Ld du module FZ1200R33KF2.
118
8 us
3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT
1200A-3300V
F IG . 3.38 – Module FZ1200R33KF2 et distribution du courant d’émetteur
F IG . 3.39 – Schéma équivalent des connexions du module FZ1200R33KF2
119
3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT
1200A-3300V
La et Lb
Lc
Ld
F IG . 3.40 – Descriptions physiques des connexions d’émetteur du module
FZ1200R33KF2 avec le logiciel InCa
La résolution 2D de InCa donne les résultats suivants :

La = 0.5nH 


Lb = 25nH
à 1MHz
Lc = 3.25nH 


Ld = 20nH
Pour obtenir L7 , on ajoute ces valeurs d’inductance corrigées par leurs coefficients respectifs :
L7 =
La Lb + Lc Ld
0.5 25 + 3.25 20
+
+
=
+
+
≈ 6.5nH
3
6
12
3
6
12
120
3.4 Estimation et identification de l’inductance d’émetteur de modules IGBT
1200A-3300V
Nous effectuons le même raisonnement pour le module CM1200HB66H. Il est
constitué de six zones. Elles sont reliées deux par deux à la connexion d’émetteur
de puissance. Le courant est supposé équiréparti entre les trois connexions. On
modélise une seule connexion d’émetteur de puissance puis on divise sa valeur
par trois. La figure 3.41 montre le module CM1200HB66H avec les six zones.
Les connexions d’émetteur de puissance ne sont pas présentes sur la photographie
(arrachées pour pouvoir ouvrir le module). La figure 3.42 montre la modélisation
physique de cette partie du module.
F IG . 3.41 – Module CM1200HB66H décapoté
F IG . 3.42 – Description physique des connexions d’émetteur du module
CM1200HB66H avec le logiciel InCa
121
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
On trouve grâce au logiciel InCa :
L7 ≈
3.4.4
27
= 9nH
3
à 1MHz
Comparaison des méthodes et des modules
Le tableau 3.1 donne les résultats obtenus avec l’identification à l’aide des
commutations et les simulations avec le logiciel InCa.
Module
FZ1200R33KF2
CM1200HB66H
Commutation
3nH
5nH
InCa
6.5nH
9nH
TAB . 3.1 – Comparaison des valeurs de L7
On note que les valeurs données par le logiciel InCa sont plus grandes que les
valeurs identifiées avec les commutations. La tendance est la même avec les deux
modules. On peut expliquer ce phénomène car, avec le logiciel InCa, nous n’avons
pas pris en compte l’effet bus-barre qui existe entre la connexion d’émetteur et la
connexion de collecteur. Dans la réalité, la valeur de l’inductance d’émetteur vue
par le circuit extérieur est plus faible que sa valeur d’inductance propre grâce au
couplage entre le collecteur et l’émetteur.
3.5
3.5.1
Avalanche dynamique de module IGBT
Introduction
L’avalanche dynamique est un phénomène qu’il faut prendre en compte lors
de l’ouverture sur défaut de certains modules IGBT pour pouvoir expliquer les
formes d’ondes [Ogu04a]. En effet, lors de l’ouverture en cas de défaut, le courant
coupé par l’IGBT est supérieur au courant nominal et une surtension importante est
présente lors de l’ouverture. Un exemple de commutation à l’ouverture est donné
figure 3.43 avec avalanche dynamique : module IGBT Mitsubishi CM300DU-24H
(1200V - 300A).
Pour la tension Vce correspondant au courant coupé de 380A (valeur légèrement supérieure au courant nominal de 300A), la surtension est de 100V. Pour
des courants supérieurs à la valeur nominale (770A et 1100A), la surtension est de
130V environ. La tension Vce présente un plateau à 730V environ qui caractérise un
fonctionnement en avalanche car la tension d’avalanche en statique est de 1200V.
3.5.2
Phénomène physique
La tenue en tension de l’IGBT est assurée par la couche épitaxiée N − . Sur la
figure 3.44, on représente en coupe une demie cellule IGBT. En fonctionnement
122
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
Tension Vce pour différents courants coupés
Courant Ic
800
1200
700
1000
Courant [A]
Tension [V]
600
500
400
300
Ic=380A
770A
1100A
800
600
Ic=380A
770A
1100A
400
200
200
100
0
0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us
Temps [s]
1.25 us
1.50 us
0
0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us
Temps [s]
F IG . 3.43 – Mise en évidence de l’avalanche dynamique du module CM300DU24H - photographies du montage hacheur - courbes de commutation à l’ouverture
- schéma électrique du dispositif
123
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
"fermé", le courant circule du collecteur vers l’émetteur et polarise la jonction
P+ N − (couche P+ côté collecteur) en direct. La zone N − est en régime de forte
injection (injection forte de trous provenant de la couche P+ du collecteur) créant
une zone de plasma caractérisée par une faible chute de tension. A l’état "bloqué",
la tenue en tension de l’IGBT est assurée par la jonction P+ N − (P+ côté émetteur) polarisée en inverse. En régime statique, la tenue en tension est assurée par la
largeur de la couche N − épitaxiée WB . Il faut que la largeur de la zone de charge
d’espace soit inférieure à WB . Si la largeur de la zone de charge d’espace est supérieure à WB , on a perçage de la couche N − (couche épitaxiée).
Lors de l’ouverture de l’IGBT sur charge inductive, la tension Vce augmente.
Quand elle atteint la tension de bus, la diode de roue libre entre en conduction, le
courant dans l’IGBT décroît. Le fort gradient de courant dans l’IGBT crée une surtension à cause des inductances de câblage. La tension Vce crée un champ électrique
EM dans la région N − (couche épitaxiée) et peut mener à l’avalanche si celui-ci est
supérieur au champ critique EC . En régime de forte injection, le champ maximum
EM dépend de la densité de courant dans l’IGBT. En effet, nous avons les équations suivantes dans les cas de faible et forte injections pour la jonction P+ N côté
émetteur en polarisation inverse :
Faible injection :
Jp = q.µ p .p.E − q.D p .
EM =
∂p
∂x
q.ND .W
εSC
(3.30)
(3.31)
Forte injection :
q.p.Vps
Jp
p =
q.Vps
p >> ND
q.(ND + p).W
EM =
ε
SC
J
q. ND + q.Vp s .W
p
EM (Jp ) =
εSC
Jp
q
µp
p
E
Dp
ND
W
εSC
Vps
:
:
:
:
:
:
:
:
:
=
(3.32)
(3.33)
(3.34)
(3.35)
(3.36)
charge élémentaire 1,6.10−19 C
mobilité des trous [cm2 .V −1 .s−1 ]
densité de trous [cm−3 ]
champ électrique [V.cm−1 ]
constante de diffusion des trous [cm2 .s−1 ]
densité d’atome donneurs [cm−3 ]
largeur de la zone N − [cm]
permittivité diélectrique du matériau [F.cm−1 ]
vitesse de saturation des trous [cm.s−1 ]
124
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
F IG . 3.44 – Coupe d’une cellule IGBT et champ critique
3.5.3
Influence de la nature des puces IGBT
Sur la figure 3.43, nous montrons que l’avalanche dynamique apparaît pour
un courant coupé supérieur à deux fois le courant nominal. L’IGBT utilisé est le
CM300DU-24H de technologie PT (Punch Through). Nous faisons commuter un
module IGBT FZ1200R33KF2 (3300V - 1200A) de technologie NPT (Non Punch
Through) pour vérifier si le phénomène existe sur cette technologie. En effet, l’avalanche dynamique n’a jamais été observée. Lors des essais, le courant commuté est
de 8kA, ce qui correspond à six fois le courant nominal de 1200A (figure 3.45).
Tension Vce module FZ1200R33KF2, courant coupé = 8kA
3500
Vce
3000
Tension [V]
2500
2000
1500
1000
500
0
8.0 us
8.5 us
9.0 us
9.5 us 10.0 us 10.5 us 11.0 us
Temps [s]
F IG . 3.45 – Commutation à l’ouverture du module FZ1200R33KF2 à 8kA coupé
Pour expliquer que l’avalanche dynamique apparaît sur les modules IGBT de la
technologie PT et pas sur la technologie NPT, il faut considérer l’équation suivante
[Per04] :
125
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
dE(x,t)
dx
:
:
:
:
:
:
E(x,t)
ND
p(x,t)
n(x,t)
q
εSC
= −
q
· (ND + p(x,t) − n(x,t))
εSC
(3.37)
champ électrique dans la zone de charge centrale N − de la cellule IGBT [V.cm−1 ]
densité d’atomes donneurs [cm−3 ]
densité de trous [cm−3 ]
densité d’électrons [cm−3 ]
charge élémentaire 1,6.10−19 C
permittivité du matériau [F.cm−1 ]
Cette équation peut être développée si l’on considère les paramètres suivants :
vn (x,t)
KPNP =
:
:
vitesse des électrons
rapport des densités de trous et d’électrons dans la zone N −
δ(x,t)
q
εSC
Jc
:
:
:
:
rapport des vitesses d’électrons et de trous
charge élémentaire 1,6.10−19 C
permittivité diélectrique du matériau [F.cm−1 ]
densité de courant dans l’IGBT [A.cm−2 ]
J p (x,t)
Jn (x,t)
= vvnp(x,t)
(x,t)
dE(x,t)
dx
q
1
KPNP (x,t) · δ(x,t) − 1
= −
· ND +
·
· Jc (3.38)
εSC
q · vn (x,t)
1 + KPNP (x,t)
On peut supposer KPNP égal au gain dynamique du transistor PNP βPNPdyn et
constant au long de la zone de charge d’espace. A fort champ électrique, on peut
supposer que vn = v p = Vps = 107 cm/s et que cela implique δ(x,t) = 1. L’équation
précédente devient alors :
βPNPdyn − 1
q
1
= −
· ND +
·
· Jc
s
εSC
q ·Vp 1 + βPNPdyn
dE(x,t)
dx
Vps
βPNPdyn
:
:
!
(3.39)
vitesse de saturation
gain dynamique du transistor PNP
Le champ maximal atteint noté EM est situé à la jonction P+ N − et vaut :
!
βPNPdyn − 1
1
q ·W
· ND +
·
· Jc
EM =
(3.40)
εSC
q ·Vps 1 + βPNPdyn
W
:
largeur de la zone de charge d’espace coté N −
126
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
La valeur du paramètre βPNPdyn détermine si l’IGBT concerné peut ou non
fonctionner en avalanche dynamique. On considère trois cas :
– βPNPdyn = 1 : le champ maximal EM n’est pas influencé par la densité de
courant dans l’IGBT. On ne peut pas observer d’avalanche dynamique avec
ce type d’IGBT.
– βPNPdyn > 1 : le champ maximal EM croît avec le courant, on peut observer
le phénomène d’avalanche dynamique avec ce type d’IGBT.
– βPNPdyn < 1 : le champ maximal EM décroît avec le courant, on ne peut pas
observer le phénomène d’avalanche dynamique avec ce type d’IGBT.
Le problème se situe dans la connaissance du paramètre βPNPdyn . Celui varie
lors de la commutation et il est très difficile de le calculer de façon analytique. On
peut simplement effectuer l’analyse suivante : les IGBT de technologie PT ont une
zone N − peu épaisse, ce qui leur confère une valeur de βPNP importante et favorise
l’avalanche dynamique. Pour la technologie NPT, la zone N − est épaisse et le gain
statique βPNP est faible et l’avalanche dynamique est difficile à obtenir avec cette
technologie.
3.5.4
Influence du courant coupé et de la résistance de grille
Nous montrons l’influence de la résistance de grille à l’ouverture et du courant
coupé sur la forme d’onde de la tension Vce en régime d’avalanche dynamique
[Ogu04b]. L’IGBT considéré est le CM300DU-24H (1200V - 300A Mitsubishi,
technologie PT). Les tests sont réalisés en montage hacheur abaisseur sur charge
inductive. La diode de roue libre est la diode anti-parallèle du module IGBT :
schéma figure 3.46.
127
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
F IG . 3.46 – Montage hacheur pour les résultats expérimentaux pour l’avalanche
dynamique
Sur les courbes 3.47 et 3.48, on note que la tension maximale Vce dépend du
courant coupé et légèrement de la résistance de grille dans la gamme [1.5Ω - 22Ω] :
Ic [A]
380
770
1100
Vce [V ]
720
730
740
0n pourrait envisager ne pas utiliser de système de protection contre les surtensions lors d’ouverture en régime de surintensité. En effet, le système de clamping
fait fonctionner l’IGBT en zone saturée (figure 3.1 page 74 pour absorber l’énergie
des inductances de câblage. Cette énergie est absorbée par les puces IGBT. Lors de
l’avalanche dynamique, la puce IGBT absorbe un courant sous la tension bus et a
pour effet d’absorber l’énergie des inductances de câblage. On voit que le système
de clamping et le fonctionnement en avalanche dynamique ont le même effet final
(limiter la surtension à l’ouverture) et la même conséquence : la puce IGBT absorbe de l’énergie. Le constructeur ABB proposent des composants auto-protégés
contre les surtensions en régime de défaut : technologie SPT (Soft Punch Through :
voir paragraphe page 11). Cette technologie de puce est proche de la structure PT
(Punch Through) car elle possède une couche tampon entre la couche P+ (côté
collecteur) et la couche N − et de ce fait possède les mêmes comportements (faible
queue de courant, avalanche dynamique).
3.5.5
Simulation numérique d’une cellule IGBT Punch Through
Le but de ce paragraphe est d’étudier l’avalanche dynamique à l’aide de simulations numériques à éléments finis. Dans les paragraphes précédents, nous avons
étudié le phénomène d’avalanche dynamique à l’aide des équations des semiconducteurs et des mesures systématiques. Le phénomène a pu être expliqué grâce
128
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
Tension Vce pour Ic=380A
Courant Ic pour Ic=380A
800
400
700
300
Courant [A]
Tension [V]
600
500
400
300
200
Rgoff=1.5Ω
=4.7Ω
=10Ω
=15Ω
=22Ω
200
Rgoff=1.5Ω
=4.7Ω
=10Ω
=15Ω
=22Ω
100
100
0
0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us
Temps [s]
1.25 us
0
0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us
Temps [s]
1.50 us
800
700
700
600
600
500
400
300
200
Rgoff=1.5Ω
=4.7Ω
=10Ω
=15Ω
=22Ω
1.25 us
Tension Vce pour Ic=1100A
Courant [A]
600
500
Rgoff=1.5Ω
=4.7Ω
=10Ω
=15Ω
=22Ω
100
0
0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us
Temps [s]
1.25 us
1.50 us
Courant Ic pour Ic=1100A
700
Tension [V]
300
0
0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us
Temps [s]
1.50 us
800
200
400
100
0
0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us
Temps [s]
300
500
Rgoff=1.5Ω
=4.7Ω
=10Ω
=15Ω
=22Ω
200
100
400
1.50 us
Courant Ic pour Ic=770A
800
Courant [A]
Tension [V]
Tension Vce pour Ic=770A
1.25 us
1.25 us
1.50 us
1200
1100
Rgoff=1.5Ω
1000
=4.7Ω
900
=10Ω
800
=15Ω
700
=22Ω
600
500
400
300
200
100
0
0.00 s 250.00 ns500.00 ns750.00 ns 1.00 us 1.25 us 1.50 us
Temps [s]
F IG . 3.47 – Influence du courant coupé et de la résistance de grille - courbes temporelles - mesures sur le module CM300DU-24H
129
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
Ic=f(Vce) pour Ic=380A
Ic=f(Vce) pour Ic=770A
400
800
700
Rgoff=1.5Ω
=4.7Ω
=10Ω
=15Ω
=22Ω
200
600
Courant [A]
Courant [A]
300
100
Rgoff=1.5Ω
=4.7Ω
=10Ω
=15Ω
=22Ω
500
400
300
200
100
0
0
0
100
200
300 400 500
Tension [V]
600
700
800
0
100
200
600
700
800
300 400 500
Tension [V]
600
700
Courant [A]
Ic=f(Vce) pour Ic=1100A
1200
1100
1000
900
800
700
600
500
400
300
200
100
0
Rgoff=1.5Ω
=4.7Ω
=10Ω
=15Ω
=22Ω
0
100
200
300 400 500
Tension [V]
F IG . 3.48 – Influence du courant coupé et de la résistance de grille - courbes Ic =
f (Vce ) - mesures sur le module CM300DU-24H
130
800
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
à des équations simples qui ont nécessité des hypothèses simplificatrices importantes. Dans ce paragraphe, nous apportons des précisions sur les phénomènes
physiques mis en jeux grâce aux outils de simulation par éléments finis.
Dans les paragraphes précédents, nous avons obtenu des équations qui permettent de mettre en évidence le phénomène d’avalanche dynamique : équations
3.39 et 3.40 page 126.
Avant d’entrer dans le détail des simulations, nous faisons un rappel les équations à considérer pour la suite [Cha80] :
→
ρ
:
ρ
εSC
densité de charge [C.cm−3 ]
εSC
:
permittivité diélectrique du matériau [F.cm−1 ]
:
champ électrique [V.cm−1 ]
div(E ) = −
→
E
(3.41)
Si l’on considère que le champ varie sur une seule direction de l’espace, on
peut simplifier l’équation 3.42 de la façon suivante :
∂Ex (x,t)
ρ(x,t)
(3.42)
= −
∂x
εSC
ρ(x,t) = q.(p(x,t) − n(x,t) + Nd (x) − nd (x) − Na (x) + pa (x))
ρ(x,t) = q. (p(x,t) + Nd (x) − [n(x,t) + Na (x)])
ρ(x,t) = q.∆np (x,t)
∆np (x,t) = p(x,t) + Nd (x) − [n(x,t) + Na (x)]
q.∆np (x,t)
∂Ex (x,t)
= −
∂x
εSC
Nd
nd
:
:
Na
na
:
:
n
p
q
:
:
:
(3.43)
densité d’atomes donneurs [cm−3 ]
densité d’électrons libres liés aux atomes donneurs, supposée nulle à
température ambiante [cm−3 ]
densité d’atomes accepteurs [cm−3 ]
densité de liaisons covalentes libres liées aux atomes accepteurs, supposée
nulle à température ambiante [cm−3 ]
densité d’électrons libres dans la bande de conduction [cm−3 ]
densité de trous libres dans la bande de valence [cm−3 ]
charge élémentaire [C]
D’après l’équation 3.43, la dérivée du champ électrique dépend de la différence
de charge entre les électrons et les trous.
Le calcul du champ réel passe obligatoirement par une simulation numérique
compte tenu de la complexité de l’équation à résoudre :
Ex (x,t) =
q
.
εSC
Z x
0
∆np (u,t).du
(3.44)
131
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
En effet, le terme ∆np (x,t) dépend du temps et de l’abscisse x. Lors de la commutation de l’IGBT, ce terme évolue de façon trop complexe pour effectuer un calcul
analytique.
Pour mettre en évidence l’avalanche dynamique d’une cellule IGBT, nous considérons le schéma de la figure 3.49.
F IG . 3.49 – Montage hacheur - simulation du phénomène d’avalanche dynamique
Une coupe de la cellule de technologie Punch Through est donnée figure 3.50(a).
Cette représentation ne respecte pas les proportions réelles. La cellule est constituée d’une zone de drain faiblement dopée N − qui constitue le corps de la cellule
IGBT. Les couches fortement dopées de type N + et P+ côté collecteur sont réalisées par diffusion en face arrière. La coupe réelle de la puce est présentée figure
3.50(b) en respectant les proportions réelles.
Les caractéristiques statiques sont présentées sur la figure 3.51 : le réseau de
courbes Ic = f (Vce ,Vge ) et la courbe de claquage en polarisation directe bloquée. La
caractéristique statique ne correspond pas à un IGBT en particulier. On remarque
que les tensions de saturation et les résistances dynamiques sont importantes. La
tension de claquage directe bloquée est de 1200V environ. Nous utiliserons cette
cellule dans le montage hacheur (figure 3.49) avec une tension de bus Vbus de 500V.
Dans le cadre de l’étude sur l’avalanche dynamique d’une cellule IGBT, nous
nous intéressons tout particulièrement au schéma de la figure 3.49 lors de l’ouverture de la cellule IGBT. La simulation mixte MEDICI 3 - SPICE permet de simuler
le comportement physique de la puce (MEDICI) et le comportement électrique du
reste du circuit. La commande de grille Vg est pilotée pour mettre la cellule IGBT
en conduction, le courant collecteur ic atteint un certain niveau de courant par l’intermédiaire de l’inductance Lcc , puis la cellule est commandée à l’ouverture. Lors
de l’ouverture, l’inductance Lcab crée une surtension aux bornes de l’IGBT. Cette
phase est tout particulièrement intéressante car elle conjugue une densité de courant importante dans la cellule IGBT et une tension importante à ses bornes.
3 marque
déposée
132
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
profil de dopage pour x = 0 de la structure IGBT
21
10
dopage [cm−3]
1018
1015
1012
109
0
50
(a)
100
150
y [µm]
200
(b)
F IG . 3.50 – Description de la cellule IGBT avec le logiciel MEDICI
caractéristique statique de la structure IGBT
caractéristique directe bloquée de la structure IGBT
30 A
Ic [A]
20 A
60 pA
Vge=8V
10V
12V
15V
50 pA
Ic [A]
25 A
70 pA
15 A
10 A
30 pA
20 pA
5 A
0 A
0 V
40 pA
10 pA
2 V
4 V
6 V
Vce [V]
(a)
8 V
10 V
0 A
0.0 V
400.0 V
800.0 V
Vce [V]
(b)
F IG . 3.51 – Caractéristiques statiques de la cellule IGBT - simulation MEDICI
133
1.2 kV
250
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
Pendant cette phase, un champ électrique se crée en chaque point de la cellule
IGBT. Il est constitué de la somme de deux champs électriques :
→
→
→
E (t) = E Vce (t)+ E Jc (t)
EVce : champ électrique dû à la tension Vce
EJc
:
(3.45)
champ électrique dû à la forte
densité de courant
Le champ électrique est principalement localisé à la jonction P+ N − du côté
émetteur. En effet, cette jonction est polarisée en inverse : figure 3.52.
F IG . 3.52 – Coupe de la cellule IGBT lors de l’ouverture
Nous considérons par la suite que le champ et les autres variables ne dépendent
pas de la position sur l’axe z : la demi-cellule est modélisée en deux dimensions
avec un facteur d’échelle de 4.105 sur l’axe z pour obtenir une cellule de 1cm2 .
On peut reprendre l’équation 3.41 de la page 131 :
→
div(E ) = −
q
. {p(x, y,t) + Nd (x, y) − [n(x, y,t) + Na (x, y)]}
εSC
(3.46)
Les résultats de simulation sont obtenus avec la configuration suivante :
– Vbus = 500V
– Lcab = 100nH
– Lcc = 2µH
– Rg = 10Ω
– Vg : temps de conduction de 2.5µs
Sur la figure 3.53, on montre la montée du courant dans la cellule IGBT. Ensuite,
sur la figure 3.54, on montre l’ouverture en détail pour identifier l’avalanche dynamique entre 12.85µs et 13µs.
134
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
1 kV
600 A
400 A
Vce [V]
Ic [A]
800 V
600 V
400 V
200 A
200 V
0 V
0 A
9 us
10 us
11 us
12 us
Temps [s]
13 us
2.0 A
9 us
10 us
11 us
12 us
Temps [s]
13 us
9 us
10 us
11 us
12 us
Temps [s]
13 us
20 V
1.5 A
15 V
1.0 A
Vge [V]
Ig [A]
500.0 mA
0.0 A
−500.0 mA
−1.0 A
10 V
5 V
0 V
−1.5 A
−2.0 A
−5 V
9 us
10 us
11 us
12 us
Temps [s]
13 us
F IG . 3.53 – Montée du courant dans la cellule IGBT - simulation
700 A
1 kV
900 V
600 A
700 V
400 A
600 V
Vce [V]
Ic [A]
800 V
500 A
300 A
500 V
400 V
300 V
200 A
200 V
100 A
0 A
12.7 us
100 V
12.8 us
12.9 us
13.0 us
Temps [s]
13.1 us
0 V
12.7 us
13.2 us
1.0 A
12.8 us
12.9 us
13.0 us
Temps [s]
13.1 us
13.2 us
12.8 us
12.9 us
13.0 us
Temps [s]
13.1 us
13.2 us
15 V
500.0 mA
10 V
Vge [V]
Ig [A]
0.0 A
−500.0 mA
5 V
−1.0 A
0 V
−1.5 A
−2.0 A
12.7 us
12.8 us
12.9 us 13.0 us
Temps [s]
13.1 us
13.2 us
−5 V
12.7 us
F IG . 3.54 – Phénomène d’avalanche dynamique à l’ouverture de la cellule IGBT
et régime de sur intensité - simulation
135
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
Nous proposons de visualiser les grandeurs électriques suivantes pour le point
d’abscisse x = 0 aux temps 12.85µs, 12.9µs et 12.95µs de la commutation à l’ouverture de la figure 3.54 pour identifier les zones qui sont à l’origine du phénomène
d’avalanche :
– module du champ électrique
– courant d’ionisation par impact
– concentration de charges : ρ
Sur la figure 3.55, on représente les grandeurs physiques proposées. Il est
évident que la jonction P+ N − du côté émetteur est à l’origine de l’avalanche. Au
temps t=12.9µs, on voit bien l’accumulation de charges positives entre 7µm et 9µm
qui provoque un champ électrique local intense. Le courant de génération par impact est également très fort dans cette zone. Sur la figure 3.56, on représente le
courant de génération par impact en 2D. La zone d’avalanche est clairement identifiée.
136
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
champ électrique [V/m]
300 kV/m
12.85µs
12.9µs
12.95µs
200 kV/m
100 kV/m
0 V/m
5 µm
10 µm
15 µm
distance
concentration de charge [cm−3]
4.0e+015
0.0e+000
−4.0e+015
−8.0e+015
−1.2e+016
−1.6e+016
5 µm
courant de génération [cm−3.s−1]
12.85µs
12.9µs
12.95µs
10 µm
distance
15 µm
7e+025
6e+025
5e+025
12.85µs
12.9µs
12.95µs
4e+025
3e+025
2e+025
1e+025
0e+000
5 µm
10 µm
distance
15 µm
F IG . 3.55 – Champ électrique - concentration de charge - courant généré par ionisation par impact - simulation MEDICI
137
3.5 Avalanche dynamique de module IGBT
F IG . 3.56 – Représentation 2D du courant généré par ionisation par impact - simulation MEDICI - t=12.9µs
138
3.6 Conclusion
3.6
Conclusion
Dans un premier temps, nous avons présenté le modèle électrique simplifié
des puces IGBT pour effectuer l’étude analytique d’une cellule de commutation
avec une puce IGBT. L’étude des commandes en tension et courant a permis de
montrer que ces deux solutions sont équivalentes. La commande en tension est bien
évidemment beaucoup plus simple à mettre en oeuvre que la commande en courant.
Dans le chapitre 4, nous présentons plusieurs possibilités pour la commande en
tension. Nous porterons une attention à la montée et la descente de la tension de
commande de grille qui a une influence sur la charge et la décharge de la grille.
Ensuite, pour compléter l’étude analytique, nous avons étudié les influences
des inductances de câblage des modules IGBT à l’aide de simulations. Nous avons
mis en évidence les interactions entre la partie commande et la partie puissance
des modules IGBT. Les valeurs des inductances et des couplages étudiés précédemment sont imposés par le modules IGBT sauf pour les inductances notées L4
et L6 . Nous avons montré que leurs valeurs peuvent atteindre 300nH sans que cela
soit pénalisant pour les commutations.
L’estimation et l’identification de l’inductance d’émetteur notée L7 a été réalisée pour des modules IGBT issus du commerce. Dans le chapitre 4, nous verrons
que la connaissance de sa valeur nous permet de réaliser une lecture du di/dt du
courant collecteur afin de protéger le module IGBT contre des défauts de surintensité et de court-circuit. Un outil de simulation et une méthode d’identification
ont été confrontés. La méthode expérimentale est plus simple à mettre en oeuvre
et permet d’obtenir des résultats sans connaître la structure physique interne du
module.
Enfin, le phénomène d’avalanche dynamique a été observé puis expliqué grâce
à des équations simples. Afin de mieux comprendre ce phénomène, des simulations par éléments finis ont permis de comprendre le comportement interne d’une
puce IGBT de technologie Punch Through lors d’une ouverture en régime de surintensité. Ce phénomène est intéressant car il permettrait d’auto-protéger les puces
diodes et IGBT des modules lors de l’ouverture en cas de régime de défaut. En
effet, la puce limite la surtension à ses bornes en cas de régime de surintensité.
139
Chapitre 4
Conception et réalisation d’une
gamme de circuits de commande
d’IGBT
Dans ce chapitre, nous présentons les solutions développées et mises en oeuvre
au cours de cette thèse pour la gamme de drivers industriels de la société ARCEL.
Une brève introduction expose les contraintes technologiques et économiques pour
le développement de la gamme de driver. Les solutions pour les différentes fonctions sont ensuite développées et analysées.
4.1
Contraintes de conception
Ces travaux de recherche sont inscrits dans le cadre du développement et la
réalisation d’une gamme de drivers de modules IGBT de forte puissance. Les solutions proposées sont en accord avec les contraintes économiques et industrielles
imposées par le contexte. Pour appréhender la suite, nous exposons le cahier des
charges des drivers développés. La gamme comprend trois drivers pour le pilotage de modules IGBT : drivers A, B et C. Le tableaux 4.1 donne les principales
caractéristiques de ces drivers.
Les figures 4.1 et 4.2 donnent les schémas de principe des drivers A, B et
C. Nous faisons apparaître les sous-ensembles et les fonctions développées par
la suite : la commande de grille, les protections, les transmissions d’ordres et de
retour défaut puis la transmission de puissance. Pour chacune des fonctions, nous
développons les solutions étudiées puis celles retenues.
4.2
Commande de grille
Nous appelons commande de grille la fonction électronique qui reçoit un signal
logique (0V ; +15V) provenant de la fonction "logique" (voir figures 4.1 et 4.2) et
141
4.2 Commande de grille
Spécifications
Nombre de voie
Puissance disponible par
voie sur la grille
Isolation galvanique
Courant de grille maximum
Protection Vcesat
Protection di/dt
Protection alimentation
secondaire
Temps de propagation des
ordres du primaire au secondaire
Commande directe
Commande demi-pont
Mode multi niveaux
Retour défaut
Acquittement de commutation
A
2
2W
B
2
4W
C
1
4W
3kV
10A
3kV
20A
6kV
20A
oui
non
oui
oui
non
oui
oui
oui
oui
≤ 1µs
≤ 1µs
≤ 1µs
oui
oui
non
oui
non
oui
oui
non
oui
non
oui
non car une seule voie
oui
oui
oui
TAB . 4.1 – Cahier des charges des drivers développés
F IG . 4.1 – Schéma de principe des drivers A et B
142
4.2 Commande de grille
F IG . 4.2 – Schéma de principe du driver C
qui permet en sortie de piloter directement la grille de l’IGBT (tensions V − et
V + ) : voir figure 4.3. Elle ne prend pas en compte les protections qui représentent
une fonction séparée dans notre démarche de conception.
F IG . 4.3 – Fonction de commande de grille
La fonction "commande de grille" reçoit un signal logique d’ordre, fournit un
signal analogique capable de piloter la grille de modules IGBT et de fournir le
courant nécessaire à la commutation. Celui-ci peut atteindre 30 Ampères crête.
Les tensions de grille en régime établi sont respectivement V + et V − pour les valeurs maximale et minimale. Le standard industriel est V + à 15V et V − à -15V. La
tension V + permet d’obtenir des pertes en conduction les plus faibles possibles. La
tension V − a pour but de bloquer la grille de l’IGBT le plus bas possible pour se
prémunir des parasites extérieurs qui peuvent faire augmenter la tension de grille
de l’IGBT et le remettre en conduction alors que celui-ci est ouvert. Ensuite, la
rapidité des transitions pour passer de V + à V − et inversement conditionne les
pertes en commutation. A la mise en conduction, la vitesse de croissance du courant dans l’IGBT conditionne la valeur du courant de recouvrement de la diode de
roue libre. Si ce dernier augmente, les pertes à la fermeture augmentent. A l’ouverture, la décroissance du courant conditionne la surtension présente sur le collecteur
de l’IGBT et peut détruire l’IGBT si celle-ci est supérieure à la valeur critique du
module. Voir figure 4.4 pour la fermeture et l’ouverture d’un IGBT.
143
4.2 Commande de grille
(a)
(b)
(c)
F IG . 4.4 – Mise en conduction et ouverture d’une cellule de commutation
Fermeture
Ouverture
Trop lente
perte trop importante à cause du
temps de fermeture trop long
perte trop importante à cause du
temps d’ouverture trop long
Trop rapide
recouvrement de la diode augmente si le di/dt augmente, les
pertes augmentent et risque de
sortir du SOA de la diode
surtension aux bornes de
l’IGBT, risque de destruction en
avalanche de l’IGBT
TAB . 4.2 – Résumé des contraintes à la fermeture et l’ouverture pour la commande
de grille
4.2.1
Conception
Nous nous intéressons à la commande de grille en tension. Elle permet de piloter la grille grâce à une ou plusieurs résistances et une ou plusieurs sources de
tension.
F IG . 4.5 – Schéma de principe de commande de grille en tension
Sur la figure 4.5, on fait apparaître la résistance de grille Rg , l’impédance d’entrée Zin et la source de tension commandée Vg . Celle-ci doit avoir une impédance
144
4.2 Commande de grille
de sortie minimale pour des raisons de CEM que nous expliquons par la suite. Les
fronts de tension doivent être les plus raides possibles pour ne pas entrer en considération dans la dynamique de commutation de l’IGBT (voir section 3.2.4 page
93). Le temps de propagation entre Vordre et Vg doit être le plus faible possible.
Pour répondre au mieux à ces caractéristiques, nous développons une méthode
de conception de source de tension commandée en tension : source que nous appelons scv → v, voir figure 4.6 [Ald99].
F IG . 4.6 – Source réelle commandée scv → v
On définit la matrice Z, telle que :
Ve
Vs
Ve
Vs
=
= Z·
Z11 Z12
Z21 Z22
Ie
Is
Ie
·
Is
Le paramètre Z21 est appelé coefficient de transfert ou gain.
F IG . 4.7 – Paramètres en Z d’une source commandée
Pour obtenir une source commandée opérationnelle, il faut que Z21 → ∞. Ce
qui conduit à avoir la matrice chaîne A nulle (matrice A définie ci-dessous). On
veut que les grandeurs électriques de la sortie (Vs et Is ) n’aient aucune influence sur
celles de l’entrée (Ve et Ie ).
Ve
Ie
=
a11 a12
a21 a22
Vs
·
−Is
145
4.2 Commande de grille
Ve
Ie

A=
= A·
Vs
−Is
Z11
Z21
Z11 .Z21 −Z12 .Z21
Z21
1
Z21
Z22
Z21


On obtient un quadripôle qui a le comportement suivant : Ve et Ie sont nuls, Vs
et Is dépendent du circuit extérieur. Ce nouveau quadripôle s’appelle un nulleur :
voir figure 4.8
F IG . 4.8 – Quadripôle nulleur
Nous définissions deux nouveaux dipôles pathologiques : nullateur et norateur
(figure 4.9). Ils ne correspondent à aucun composant réel : ils sont appelés pathologiques pour cette raison.
F IG . 4.9 – Nullateur et norateur
Pour le nullateur, le courant et la tension sont nuls. Pour le norateur, le courant
et la tension sont imposés par le circuit extérieur.
Le principe de rétroaction nous permet de réaliser des sources commandées
performantes à partir de quadripôles à grand gain. La figure 4.10 illustre ces propos : le gain µ modélise le nulleur et le gain β la chaîne de retour qui permet de
fixer le gain en boucle fermée.
La fonction de transfert s’exprime de la façon suivante :
s
µ
=
e 1 + µ.β
et
146
4.2 Commande de grille
F IG . 4.10 – Source commandée à base de rétroaction
lim
µ→∞
µ
1
=
1 + µ.β β
Comme le gain d’un nulleur est théoriquement infini, on peut synthétiser les quatre
structures de base de sources opérationnelles : scv → v, scv → i, sci → i et sci → v.
Pour cela, on considère les grandeurs e et s comme étant soit des courants soit des
tensions. Sur la figure 4.11 on montre la démarche qui considère le schéma bloc de
la figure 4.10 pour arriver à une source de tension commandée en tension de gain
1/β : scv → v.
Notre but est de créer une source scv → v à gain théoriquement infini. Or, on
voit que la structure scv → v proposée à la figure 4.12 a un gain de valeur finie :
R1 + R2
R1
La mise en cascade de sources commandées incompatibles permet de réaliser
des gains très élevés avec un faible nombre d’étages élémentaires : voir figure 4.13.
Il faut ensuite trouver un composant physique qui correspond au mieux au
comportement du nulleur. Si on considère un transistor bipolaire parfait (β → ∞),
son courant de base est nul et sa tension Base-Emetteur également. Sa tension
Collecteur-Emetteur dépend du circuit externe. La jonction Base-Emetteur peut
être modélisée par un nullateur et le dipôle Collecteur-Emetteur par un norateur :
voir figure 4.14.
La figure 4.15 donne les deux structures scv → i et scv → v à base de transistors
bipolaires.
On reprend le schéma de la figure 4.13 qui représente trois sources commandées scv → i : scv → i : scv → v et l’on applique la représentation en technologie
bipolaire on obtient les schémas de la figure 4.16.
Nous avons choisi une entrée différentielle qui permet de fixer une des deux
entrées à une tension de référence constante (7.5V par exemple) et de connecter
l’autre entrée au signal provenant de la logique de commande. L’information est
ensuite transmise par deux structures scv → i puis à une structure scv → v de gain
unitaire communément appelée push-pull.
Une deuxième façon d’obtenir une source commandée à grand gain consiste à
utiliser des transistors MOSFET en commutation. On considère toujours la figure
4.5 page 144. La tension Vordre varie entre 0V et +15V (signal provenant de la
logique de commande). On utilise un MOSFET de type P et un de type N pour
effectuer la commutation de grille. La figure 4.17 montre une ébauche pour la
commande de grille en technologie MOSFET.
147
4.2 Commande de grille
F IG . 4.11 – Démarche de conception de la source scv → v commandée à base de
nulleur
148
4.2 Commande de grille
Vs
Ve
=
Is
Ve
Is
Ie
R1 +R2
R1
=
1
R
2
= − R1R+R
2
Vs
Ie
= −R
F IG . 4.12 – Sources commandées idéales
F IG . 4.13 – Mise en cascade de structures incompatibles
149
4.2 Commande de grille
F IG . 4.14 – Modélisation de transistors npn et pnp à base de nullateur et norateur
scv → i, gain 1/R
scv → v, gain unitaire, R2 = 0 et R1 est supprimée par le norateur
F IG . 4.15 – Sources commandées élementaires à base de transistors bipolaires
150
4.2 Commande de grille
F IG . 4.16 – Circuit de commande de grille en technologie bipolaire
F IG . 4.17 – Première étape
151
4.2 Commande de grille
Les transistors B1 et B2 isolent la tension de commande Vordre du circuit de
commutation. La source de tension V0 permet de décaler la tension Vordre pour
commander le MOSFET M2 . Lorsque Vordre = 15V , le MOSFET M1 est bloqué
et M2 passant et inversement lorsque Vordre = 0V . Le problème majeur de cette
structure réside dans le courant de croisement imos lors des transitions. En effet, à
chaque commutation, les deux transistors M1 et M2 sont passant en même temps.
La seule impédance qui limite le courant imos est la somme rdson1 +rdson2 qui a pour
valeur quelques Ohms. Le courant imos atteint alors des valeurs trop importantes :
quelques Ampère à 30 Ampère. Une des solutions consiste à insérer une résistance
en série entre les deux MOSFET (figure 4.18).
F IG . 4.18 – Deuxieme étape
L’insertion de R n’est pas sans conséquence. Lors de transitions, la résistance
R et les capacités parasites C1 et C2 forment deux circuits RC. Sur la figure 4.19,
on représente les deux tensions Va et Vb de la figure 4.18.
La résistance Rg ne peut pas être pilotée directement par les tensions Va ou
Vb . Elle est commandée par un deuxième étage MOSFET qui permet de fournir
le courant de grille. On retrouve le même problème lors des transitions, le courant
commun aux deux MOSFET est prohibitif. On propose deux solutions. La première
consiste à piloter le MOSFET canal P par la tension Va et le canal N par Vb . Ceci
permet de couper le P MOSFET avant de mettre en conduction le N MOSFET et
inversement (figure 4.20).
La deuxième solution consiste à utiliser la tension Vb pour commander la sortie
MOSFET et utiliser deux résistances de grille pour limiter le courant dans M3 et
M4 lors des transitions. Le MOSFET M3 est commandé à la fermeture avec un front
très raide ce qui permet d’obtenir un front très raide sur la tension S lors de la mise
152
4.2 Commande de grille
F IG . 4.19 – Tension Va et Vb , influence de R
F IG . 4.20 – Première solution, sortie MOSFET
153
4.2 Commande de grille
en conduction de l’IGBT (figure 4.21).
F IG . 4.21 – Deuxième solution, sortie MOSFET
4.2.2
Simultations et expérimentations
Dans cette section, nous présentons les simulations et les résultats expérimentaux de la structure dérivée des schémas figures 4.20 et 4.21 en technologie MOSFET et la structure de la figure 4.25 en technologie bipolaire.
Dans les deux cas, nous remplaçons la grille de l’IGBT par un condensateur
qui nous permet d’effectuer des simulations simples. Le fait de connecter un IGBT
n’aurait rien apporté sur l’analyse du comportement de la structure de commande
de grille.
Les simulations sont effectuées avec le logiciel SwitcherCAD III / LTSpice1 de
Linear Technology. Ce logiciel est basé sur le noyau SPICE 3F4/5.
Technologie MOSFET
Nous considérons le schéma de la figure 4.22. La tension Vordre provient d’une
porte logique CMOS classique. Les résistances de grille Rg1 et Rg2 valent 1.5Ω et
la capacité C1 220nF.
Nous montrons que le courant commun aux MOSFET M5 et M6 dépend des
résistances R2 et R3 . Plus celles-ci augmentent, plus ce courant commun diminue.
La figure 4.23(a) montre IR4 et IR5 pour les résultats expérimentaux et la figure
4.23(b) pour les simulations.
Les figures 4.24 (a) et (b) montrent que la tension VC1 et le courant iC1 sont peu
influencés par les variations de R2 et R3 dans la gamme 22Ω - 220Ω.
1 marque
déposée
154
4.2 Commande de grille
F IG . 4.22 – Commande de grille en technologie MOSFET
155
4.2 Commande de grille
IR4
IR5
courant dans le MOS 5
20
20
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
10
5
10
5
0
0
−5
−5
−10
0 s
1 us
2 us
3 us
Temps [s]
4 us
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
15
Courant [A]
15
Courant [A]
courant dans le MOS 6
5 us
0 s
1 us
courant dans le MOS 5
5
5 us
courant dans le MOS 6
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
8
Courant [A]
Courant [A]
3
2
1
4 us
10
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
4
2 us
3 us
Temps [s]
0
−1
−2
−3
−4
6
4
2
0
−2
−4
−6
−8
−5
3.0 us
3.1 us
3.2 us
−10
1.0 us
3.3 us
1.1 us
Temps [s]
Temps [s]
1.2 us
Résultats expérimentaux
(a)
courant dans le MOS 5
courant dans le MOS 6
20
5
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
0
Courant [A]
Courant [A]
15
10
5
0
−5
−10
−15
−20
−5
0 s
1 us
2 us
3 us
Temps [s]
4 us
−25
0.0 s
5 us
courant dans le MOS 5
6
5
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
4.0 us
5.0 us
0
4
3
2
1
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
−2
−4
−6
−8
0
−1
3.00 us
2.0 us
3.0 us
Temps [s]
2
Courant [A]
7
1.0 us
courant dans le MOS 6
8
Courant [A]
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
3.05 us
Temps [s]
3.10 us
−10
1.00 us
1.02 us
Temps [s]
1.04 us
Résultats de simulations avec LTSpice
(b)
F IG . 4.23 – Courant de croisement dans les MOSFET M5 et M6 - comparaison
entre résultats expérimentaux et simulations - commande de grille en technologie
MOSFET - schéma de la figure 4.22
156
4.2 Commande de grille
Or, elles ont pour avantage de limiter le courant de croisement dans les MOSFET M5 et M6 sans modifier les formes d’ondes de VC1 et iC1 . Le courant de croisement doit être limité car il constitue une perte de puissance pour le driver et donc
une augmentation de température pour l’alimentation du driver et les MOSFET M5
et M6 . De plus, les résistances R2 et R3 limitent les courants de croisement dans
M1 , M2 , M3 et M4 lors des commutations. Plus R2 et R3 sont de forte valeur, moins
il y a de pertes dans les quatre MOSFET M1 -M2 -M3 -M4 .
tension aux bornes de C1 : VC1
20
15
15
10
10
Tension [V]
Tension [V]
tension aux bornes de C1 : VC1
20
5
0
−5
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
−10
−15
−20
0 s
1 us
5
0
−5
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
−10
−15
−20
2 us
3 us
Temps [s]
4 us
5 us
0 s
1 us
20
15
15
10
10
5
0
−5
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
−10
−15
−20
0 s
1 us
4 us
5 us
0
−5
R2=R3=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
−15
−20
3 us
5 us
5
−10
2 us
4 us
courant dans C1 : iC1
20
Courant [A]
Courant [A]
courant dans C1 : iC1
2 us
3 us
Temps [s]
4 us
Temps [s]
Résultats expérimentaux
(a)
5 us
0 s
1 us
2 us
3 us
Temps [s]
Résultats de simulations avec LTSpice
(b)
F IG . 4.24 – Tension VC1 et courant iC1 , comparaison entre résultats expérimentaux
et simulations - commande de grille en technologie MOSFET - schéma de la figure
4.22
Technologie bipolaire
Nous considérons le schéma de la figure 4.25. Le signal Vordre provient de la
sortie d’un comparateur en collecteur ouvert. Les résultats expérimentaux et de
simulation sont sur la figure 4.26.
On note que cette structure de commande de grille n’est pas symétrique : les
courants iC1 à la fermeture et à l’ouverture ne sont pas identiques. Ceci vient de la
commande en collecteur ouvert à l’entrée de la structure, la tension Vordre est très
rapide pour commuter de +15V à 0V et lente pour commuter de 0V à +15V. La
résistance R (schéma figure 4.25) a un rôle déterminant sur la rapidité de transmission de l’ordre à l’ouverture et sur la raideur des fronts de tension sur la résistance
de grille à l’ouverture également. Cette résistance limite le courant de croisement
157
4.2 Commande de grille
F IG . 4.25 – Commande de grille, technologie bipolaire
Tension du condensateur C1 : VC1
20
15
15
10
10
Tension [V]
Tension [V]
Tension du condensateur C1 : VC1
20
5
R2=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
0
−5
−10
5
R2=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
0
−5
−10
−15
−15
−20
−20
0 s
1 us
2 us
3 us
Temps [s]
4 us
5 us
6 us
0 s
1 us
Courant du condensateur C1 : iC1
3 us
Temps [s]
4 us
5 us
6 us
5 us
6 us
Courant du condensateur C1 : iC1
20
20
R2=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
10
R2=22 ohm
47 ohm
100 ohm
220 ohm
15
Courant [A]
15
Courant [A]
2 us
5
0
10
5
0
−5
−5
0 s
1 us
2 us
3 us
Temps [s]
4 us
5 us
Résultats expérimentaux
(a)
6 us
0 s
1 us
2 us
3 us
Temps [s]
4 us
Résultats de simulations avec LTSpice
(b)
F IG . 4.26 – Tension VC1 et courant iC1 , comparaison entre résultats expérimentaux
et simulations - commande de grille en technologie bipolaire - schéma de la figure
4.25
158
4.2 Commande de grille
dans les MOSFET M1 et M2 . Elle permet de limiter les pertes dues à ce phénomène. Un compromis doit être fait entre rapidité et dissipation thermique sur M1 ,
M2 et R.
Comparaison MOSFET - bipolaire
On voit très nettement se dégager les avantages et les inconvénients des deux
structures proposées. La technologie MOSFET permet d’obtenir des fronts de tension très raides en amont de la résistance de grille (fonctionnement en commutation) mais avec la présence de courants de croisement qui augmentent les pertes
dans la structure de commande de grille. La technologie bipolaire permet d’éviter
les courants de croisement mais au détriment d’une chute de tension due aux deux
jonctions Vbe en montage Darlington et de fronts moins raides : fonctionnement
linéaire en suiveur de tension.
4.2.3
Conséquences des gradients de tension sur la commande de grille
Nous prenons le cas d’un onduleur de tension sur charge inductive et considérons un bras lors des commutations : figure 4.27. Nous supposons le courant de
charge I0 constant à l’échelle de temps de la commutation. Il apparaît quatre cas de
commutation pour l’IGBT flottant :
– (a) : mise en conduction du module IGBT sur fonctionnement de la puce
IGBT, figure 4.28(a).
– (b) : mise en conduction du module IGBT sur fonctionnement de la puce
diode, figure 4.28(b).
– (c) : ouverture du module IGBT sur fonctionnement de la puce IGBT, figure
4.28(c).
– (d) : ouverture du module IGBT sur fonctionnement de la puce diode, figure
4.28(d).
F IG . 4.27 – Bras d’onduleur sur charge inductive
159
4.2 Commande de grille
(a)
(b)
(c)
(d)
F IG . 4.28 – Quatre types de commutation sur charge inductive et temps mort
160
4.2 Commande de grille
On voit se dégager deux types de commutation en tension : les cas (a) et (d)
sont en commutation rapide et les cas (b) et (c) en commutation lente. En effet,
pour les cas (a) et (d), le gradient en tension (dVce /dt) est imposé par les modules
IGBT du bras, synonyme de commutation rapide. Alors que dans les cas (b) et (c),
la variation du point milieu (et donc des tensions Vce ) est imposée par le courant de
charge I0 et les capacités intrinsèques Cce des modules IGBT et donnent naissance
à des commutations plus lentes lors du temps mort.
Nous analysons ce qui se passe dans les cas (a) et (d) à cause des forts gradients
de tension. Pour le cas (a), le module IGBT est commandé à la fermeture pour faire
fonctionner sa puce diode (figure 4.28(a)). La figure 4.29 modélise l’état du circuit
lors de la commutation en tension [Fre03].
F IG . 4.29 – Etat du circuit de commande et de puissance dans le cas (a) de la figure
4.28 lors de la commutation en tension
–
–
–
–
–
–
–
Rg1 : résistance de grille + résistance interne de la source de tension Vg .
Rg2 : résistance interne au module IGBT.
Cgc : capacité intrinsèque Grille-Collecteur.
C1 : capacité parasite entre le point A et la masse de puissance.
i pert : courant généré lors des commutations en tension.
Vgeth : tension de seuil du module IGBT.
Vg : source de tension de commande de grille = +15V lors de la mise en
conduction.
A partir de la figure 4.29, on obtient les équations suivantes :
Vgeth −Vg
Rg1
dVce
=
−
.i pert
dt
Cgc .(Rg1 + Rg2 ) Cgc .(Rg1 + Rg2 )
i pert = −C1 .
dVAm
dt
V
−V
g
geth
A la mise en conduction du module IGBT, on a dVce /dt < 0. Le terme Cgc .(R
g1 +Rg2 )
est négatif : Vgeth = quelques Volt et Vg =+15V. Le terme dVAm /dt est positif ce qui
R
implique que i pert est négatif et que le terme − Cgc .(Rg1g1+Rg2 ) .i pert est positif. Le courant i pert ralentit la mise en conduction de l’IGBT.
161
4.3 Protection des modules IGBT
Pour le cas (d), le module IGBT est commandé à l’ouverture alors que sa puce
diode conduit (figure 4.28(d)). La figure 4.30 modélise l’état du circuit lors de la
commutation en tension.
F IG . 4.30 – Etat du circuit de commande et de puissance dans le cas (d) de la figure
4.28 lors de la commutation en tension
Lorsque l’IGBT du bas commute en tension, la tension Vg = −15V et la tension
Vge a déjà atteint -15V si le temps mort est suffisant. Le courant i pert est positif, il se
répartit entre Rg1 et Rg2 et a pour conséquence de faire augmenter momentanément
Vge et peut faire repasser l’IGBT en conduction. Ce phénomène explique pourquoi
on bloque les IGBT à une tension négative : on augmente la marge de sécurité qui
évite la remise en conduction de l’IGBT lors des commutations en tension.
4.3
Protection des modules IGBT
La protection des modules est une fonction essentielle des drivers d’IGBT. Elle
garantit la survie du composant et de ce fait celle du convertisseur de puissance
lors de défauts survenant sur celui-ci. Comme exposé à la section 2.3 page 37, les
conséquences peuvent être importantes d’un point de vue matériel, économique et
humain.
Dans cette section, nous présentons la solution retenue pour la sécurité en
court-circuit et surintensité des modules simples 3300V-1200A [Lef05].
Nous présentons une nouvelle méthode de protection de module IGBT en régime de défaut. L’objectif de base est de détecter le plus tôt possible le régime de
défaut afin de ne pas faire fonctionner l’IGBT en régime de court-circuit mais toujours en régime de surintensité : le nombre de passages en régime de court-circuit
ayant un impact sur la durée de vie des puces IGBT [SE02] [SE04].
Nous montrons que notre solution est la réunion de trois méthodes de détection
de défaut et de deux pour l’ouverture en régime de défaut.
Tout d’abord, il faut lister et appréhender tous les types de défaut qui peuvent
survenir sur un bras d’onduleur ou un hacheur pour expliquer les différentes parties
162
4.3 Protection des modules IGBT
de la protection. La liste suivante donne toutes les configurations de défaut que l’on
peut rencontrer :
1. Type I avec impédance de défaut très faible (< 1µH)
2. Type I avec impédance de défaut moyenne (de quelques µH à 100µH)
3. Type I avec impédance de défaut élevée (> 100µH)
4. Type II avec impédance de défaut très faible (< 1µH)
5. Type II avec impédance de défaut moyenne (de quelques µH à 100µH)
6. Type II avec impédance de défaut élevée (> 100µH)
7. Défaut de la commande, temps de conduction trop long avec impédance de
charge normale
8. Conduction des deux IGBT en même temps sur le même bras (défaut diamétral)
Type I : le défaut est présent avant que l’IGBT soit commandé à la fermeture,
appelé défaut HSF : Hard Switching Fault.
Type II : le défaut intervient pendant que l’IGBT est fermé, appelé défaut FUL :
Fault Under Load.
La figure 4.31 illustre les défauts de type I et II. L’IGBT est modélisé par un
interrupteur. Dans le cas du défaut de type I, c’est à partir du moment où l’IGBT
est commandé à la fermeture que le défaut a une conséquence sur le circuit. Dans
le cas du type II, l’IGBT est fermé, le défaut est modélisé par un interrupteur qui
est ouvert et qui se ferme pour appliquer le régime de défaut à l’IGBT.
F IG . 4.31 – Exemple de défauts de type I et II
4.3.1
Description de la solution
Détection des défauts
Nous commençons par les défauts les plus simples à détecter et à traiter : les défauts (3), (6) et (7). Le gradient du courant collecteur imposé par le défaut est faible,
la mesure de la tension Vcesat permet de détecter la surintensité (Ic = f (Vge ,Vce )).
A cause du défaut (3), il faut utiliser un "blanking time" à la mise en conduction,
163
4.3 Protection des modules IGBT
temps pendant lequel la mesure de la tension Vce n’est pas active. En effet, lors de la
mise en conduction, la tension Vce décroît de la tension bus pour rejoindre la valeur
Vcesat (= f (Vge , Ic )). Cette décroissance dure entre 3 et 4µs pour des modules du
calibre 1200V-300A et 8 à 10µs pour des calibres 3300V-1200A. La tension Vce est
mesurée à l’aide de diodes haute tension polarisées par un générateur de courant
I0 : voir figure 4.32 pour le schéma. La capacité C et le générateur de courant I0
permettent de calibrer le "blanking time" : voir figure 4.33. Le MOSFET M courtcircuite le condensateur C quand l’IGBT est ouvert ce qui inhibe la lecture de la
tension Vce . La tension Vc permet d’avoir l’image de la tension Vce plus la chute
de tension aux bornes des diodes haute tension. Si la tension Vc dépasse la tension Vre f préalablement réglée par l’utilisateur, le driver coupe l’IGBT en coupure
douce (résistance de grille à l’ouverture supérieure à la valeur spécifiée lors des
commutations normales) pour limiter la surtension à l’ouverture [Lef04] [Lef05].
F IG . 4.32 – Schéma de principe de mesure de la tension Vcesat
Le défaut (8) est équivalent au (1) : dans le cas (8), l’IGBT du bas d’un bras
d’onduleur (par exemple) est commandé à la fermeture alors que l’IGBT du haut
est déjà fermé. Le courant dans le bras de l’onduleur est limité seulement par les
inductances de câblage des condensateurs du bus continu, des modules IGBT et du
bus barre. L’inductance totale de la maille est très faible : entre 30nH et 200nH.
Pour les défauts (1), (4) et (8), l’impédance de défaut est très faible : de 30nH à
quelques µH. Le courant dans l’IGBT croît très rapidement. Le défaut doit être
détecté en quelques µs au début de la fermeture de l’IGBT pour les défauts (1) et
(8).
La méthode de mesure du Vce exposée précédemment n’est pas adaptée à cause
du "blanking time". En effet, lors du "blanking time", le courant peut atteindre
des valeurs prohibitives avec une impédance de 1µH par exemple pendant 10µs
sous 1500V de tension de bus : ∆Ic = ∆T.Vbus /L = 10.10−6 .1500/10−6 = 15kA.
La solution proposée consiste à lire la valeur du dIc /dt imposé par l’impédance de
défaut au début de la mise en conduction pour les défauts (1) et (8). Si la valeur du
dIc /dt est supérieure à une valeur prédéterminée par l’utilisateur, le driver coupe
l’IGBT avec la résistance de grille des commutations normales.
164
4.3 Protection des modules IGBT
(a)
(b)
F IG . 4.33 – Fermeture sans et avec défaut - "blanking time" - courbes théoriques
La valeur du dIc /dt est mesurée par le biais de la tension entre l’émetteur de
puissance et l’émetteur de commande : tension Vee, voir section 3.3 page 98. La
figure 4.34 donne le schéma et les formes d’ondes associées.
Cette méthode permet de réaliser une anticipation sur la valeur du courant collecteur. Si juste après la fin de la fermeture du module IGBT le gradient du courant
collecteur est trop élevé, le courant risque d’atteindre des valeurs trop importantes
par la suite si l’IGBT n’est pas ouvert. L’IGBT est alors commandé à l’ouverture
avec la même résistance de grille qu’en commutation normale.
On note que la lecture de la tension Vee doit être effective le plus vite possible
mais pas avant que le diode n’ait fini de recouvrer. Ce temps est compris entre 2µs
et 4µs et dépend du courant commuté. Il doit être ajusté en fonction du module
IGBT et de la diode de roue libre associée. Les figures 4.35 (a), (b) et (c) montrent
des fermetures du module IGBT CM1200HB-66H (Mitsubishi 3300V-1200A) en
montage hacheur avec une inductance de défaut de 13µH. Le courant commuté
varie de 450A à 4300A. On voit bien la proportionnalité entre la tension Vee et le
signal dIc /dt : voir identification de l’inductance du module IGBT dans la section
3.4 page 116. Plus le courant commuté est élevé, plus le temps de commutation du
module IGBT et de la diode de roue libre est important.
Pour le défaut (2), l’impédance de défaut est comprise entre quelques µH et
100µH. La méthode de Vcesat n’est pas très bien adaptée pour les valeurs d’impédances de quelques µH car pendant le "blanking time", le courant peut atteindre
plusieurs kA. Le défaut doit être détecté plus tôt. La méthode du dIc /dt n’est pas
adaptée car la tension Vee est trop faible pour des valeurs d’impédance de défaut
supérieures à quelques µH.
Lors de la fermeture de l’IGBT, on note que la décroissance de la tension Vce
dépend de l’impédance de défaut. Plus l’impédance est faible, plus la tension Vce
165
4.3 Protection des modules IGBT
F IG . 4.34 – Mesure du dIc /dt et détection du défaut - schéma de principe et courbes
associées
166
4.3 Protection des modules IGBT
7000
4000
450A
900A
1300A
1700A
1900A
3600A
4300A
20
15
10
Vee [V]
5000
Ic [A]
25
450A
900A
1300A
1700A
1900A
3600A
4300A
6000
3000
5
0
−5
−10
2000
−15
1000
−20
0
−25
1 us
2 us
3 us
4 us
5 us 6 us
Time [s]
7 us
8 us
9 us
(a)
5
2 us
3 us
4 us
5 us 6 us
Time [s]
7 us
8 us
(b)
450A
900A
1300A
1700A
1900A
3600A
4300A
4
3
2
dIc/dt [kA/us]
1 us
1
0
−1
−2
−3
−4
−5
1 us
2 us
3 us
4 us
5 us 6 us
Time [s]
(c)
7 us
8 us
9 us
(d)
F IG . 4.35 – Commutation à la fermeture et influence du courant commuté sur le
temps de commutation de l’IGBT et de la diode de roue libre - courbes expérimentales - module IGBT CM1200HB-66H
167
9 us
4.3 Protection des modules IGBT
décroît lentement. Le principe de base consiste à lire l’information de vitesse de
décroissance de la tension Vce à la mise en conduction. Sur la figure 4.36, on montre
la mise en conduction du module CM1200HB-66H avec le même courant coupé
mais avec une impédance de défaut de 13µH et 110µH. On note que la décroissance
de la tension Vce dépend de l’impédance de défaut.
80
2000
13uH
110uH
70
1500
50
Ic [A]
Vce [V]
60
13uH
110uH
40
1000
30
20
500
10
0
0
1 us
2 us
3 us
4 us
5 us 6 us
Temps [s]
(a)
7 us
8 us
9 us 10 us
1 us 2 us 3 us 4 us 5 us 6 us 7 us 8 us 9 us 10 us
Temps [s]
(b)
F IG . 4.36 – Mise en conduction avec deux inductances de charge différentes courbes expérimentales - module IGBT CM1200HB-66H
Nous utilisons ce phénomène pour détecter que l’IGBT commute une inductance de trop faible valeur. Pour cela, on mesure la tension collecteur à l’aide de
diodes haute tension et d’un générateur de courant (comme dans le cas de la méthode Vcesat figure 4.32) qui peut accepter une tension Vc de 40V minimum : figure
4.37.
F IG . 4.37 – Schéma de principe de mesure de la tension Vcedyn
On compare la tension Vc à une tension de référence Vre f , si Vc > Vre f on coupe
l’IGBT en coupure normale. La figure 4.38 illustre ce mode de détéction de défaut.
Le tableau 4.3 résume les méthodes de détection de défaut en fonction du type
de défaut et l’action associée à l’ouverture du défaut.
168
4.3 Protection des modules IGBT
(a)
(b)
F IG . 4.38 – Fermeture sans et avec défaut - méthode du Vcedyn - courbes théoriques
Défaut
1-4-8
3-6-7
2
5
Détection
di/dt
Vcesat
Vcedyn
Vcesat
Ouverture
Rgo f f ouverture normale, clamping à diodes TRANSIL
coupure douce
Rgo f f ouverture normale, clamping à diodes TRANSIL
coupure douce
TAB . 4.3 – Résumé des défauts et actions associées
169
4.3 Protection des modules IGBT
Ouverture en cas de défaut
En cas de défaut, le courant dans l’IGBT à l’ouverture est supérieur au courant
nominal. L’énergie magnétique emmagasinée dans les inductances de câblage est
plus forte que lors des commutations normales. Cette énergie provoque une surtension aux bornes de l’IGBT à l’ouverture de celui-ci. La surtension peut dépasser la
valeur maximale admise par le composant et le détruire.
La solution la plus connue et la plus utilisée est le clamping à diode TRANSIL :
voir section 2.3.4 page 44. Elle permet de limiter la tension collecteur par le biais
d’une rétroaction sur la grille. Cette protection est connectée en permanence mais
est seulement active lors de l’ouverture en régime de défaut.
La deuxième solution consiste à ouvrir l’IGBT plus lentement qu’en commutation normale, la dérivée du courant collecteur est limitée et la surtension aux
bornes de l’IGBT est réduite par conséquence [Lef04]. Nous choisissons d’utiliser
une troisième résistance de grille de valeur plus élevée pour réaliser la fonction.
Nous montrons qu’il est possible de limiter la surtension lors de l’ouverture en cas
de défaut comme le montre la figure 4.39.
700
650
∆Vce [V]
600
550
500
450
400
350
300
2 kA
4 kA
6 kA
8 kA
Courant coupé
10 kA
F IG . 4.39 – Surtension mesurée en fonction du courant coupé avec la coupure
douce sur un montage hacheur - module IGBT CM1200HB-66H
La surtension ∆Vce est la tension présente aux bornes de l’IGBT en plus de
la tension de blocage : ∆Vce = Vcemax − Vbus . Le schéma est présenté figure 4.40.
L’inductance Lcc vaut 700nH, le courant coupé varie de 3.5kA à 10kA, Rgo f f so f t =
10Ω. Grâce à la coupure douce, il est possible de couper 10kA sans dépasser 1kV
de surtension.
Solution complète
La solution finale a pour but de détecter le plus rapidement possible tous les
types de défaut et d’agir en conséquence en fonction du type de détection. Le tableau 4.3 résume les actions à effectuer en fonction du type de détection qui est
activée :
– di/dt : coupure normale
170
4.3 Protection des modules IGBT
F IG . 4.40 – Circuit de test de la coupure douce
– Vcedyn : coupure normale
– Vcesat : coupure douce
La figure 4.41 donne le schéma de principe de cette solution. Les interrupteurs
com1, com2 et com3 sont commandés en fonction des ordres reçus du "récepteur
fibre optique" et des défauts par la fonction "logique de commande". Les résistances R1 et R2 permettent d’ajuster la tension de clamping.
F IG . 4.41 – Synoptique du driver avec sécurité en surintensité
171
4.3 Protection des modules IGBT
Clamping capacitif
Dans le cadre de l’étude systématique des protections de l’IGBT une solution
alternative au clamping à diode TRANSIL a été imaginée et mise en oeuvre pour
les modules de faible courant : 100A - 1200V par exemple [Lef03a] [Lef03b]. Elle
permet de s’affranchir des tolérances des diodes TRANSIL et de leur résistance
dynamique.
Le principe de base consiste à remplacer les diodes TRANSIL par un condensateur chargé à la tension de bus du convertisseur : voir figure 4.42 pour le schéma
de "clamping capacitif".
La tension Vre f permet d’ajuster la valeur maximale de la tension collecteur lors
d’ouverture en cas de défaut. Or, la tension Vre f doit être supérieure à la tension de
blocage de l’IGBT. Ceci implique que la source de tension Vre f soit supérieure à la
tension Vbus et pose un problème pour la réalisation technologique de cette solution.
Pour contourner ce problème, on fixe Vre f à Vbus et on règle la tension maximale
aux bornes de l’IGBT avec la valeur de la résistance R5 . La figure 4.43 montre
les commutations à l’ouverture du module Mitsubishi CM100DU-24H (100A 1200V) sur un montage hacheur à charge inductive. La résistance R1 charge le
condensateur C à la tension bus. Les diodes d1 et d2 bloquent le système de clamping quand l’IGBT est fermé. La résistance R5 permet d’ajuster la valeur maximale
de la tension collecteur.
F IG . 4.42 – Principe de base du clamping "capacitif"
Sur la figure 4.43, on note que la valeur maximale de la tension Vce dépend
de la valeur de R5 . Le courant de grille à l’ouverture lors du clamping augmente
pour limiter la vitesse de décharge de la tension de grille et diminuer la vitesse
de commutation du courant collecteur et par conséquent la valeur maximale de la
172
4.3 Protection des modules IGBT
Tension Vce pour différentes valeurs de R5 à 200A
Courant ig pour différentes valeurs de R5 à 200A
800
0.3
700
0.2
0.1
0.0
−0.1
Courant [A]
Tension [V]
600
500
R5=50Ω
100Ω
250Ω
330Ω
500Ω
400
300
200
0
9.8 us
10.0 us
Temps [s]
10.2 us
−0.2
−0.3
−0.4
−0.5
−0.6
−0.7
100
9.6 us
R5=50Ω
100Ω
250Ω
330Ω
500Ω
10.4 us
9.6 us
9.8 us
10.0 us
Temps [s]
10.2 us
10.4 us
Courant ic pour différentes valeurs de R5 à 200A
300
R5=50Ω
100Ω
250Ω
330Ω
500Ω
Courant [A]
250
200
150
100
50
0
9.6 us
9.8 us
10.0 us
Temps [s]
10.2 us
10.4 us
F IG . 4.43 – Influence de R5 sur la tension maximale - courbes expérimentales module IGBT CM100DU-24H
173
4.3 Protection des modules IGBT
tension Vce .
Cette solution est une alternative au clamping à diodes TRANSIL et nécessite
également un réglage pour chaque application. De plus, le domaine d’application
de cette solution est limité aux petits modules IGBT présentant une faible valeur
de capacité de grille. En effet, lors du fonctionnement du système de clamping, le
courant injecté dans la grille de l’IGBT provient de la capacité C :
id2 = C.
∆Vge
∆Vc
≈ Cge .
∆t
∆t
Pour que le système fonctionne convenablement, il faut que la tension Vc n’augmente pas de manière excessive. Pour cela, on pose l’inégalité suivante :
∆Vc < ∆Vge
Ce qui implique :
C > Cge
Pour des modules IGBT 1200V-100A, la capacité Cge a une valeur de quelques
nano-Farad. La valeur de la capacité C doit donc être supérieure ou égale à 10nF
par exemple. Cette capacité doit supporter la tension bus plus la surtension présente
sur le collecteur : soit 1kV environ pour un module IGBT 1200V utilisé avec un
bus 600V. Elle doit également pouvoir fournir un courant de quelques Ampère
lors du fonctionnement du circuit de clamping. Le problème survient pour utiliser
cette solution sur des modules de plus fort calibre en courant. Par exemple, le
module Eupec FF800R12KL4C (1200V-800A) a une capacité Cge de 40nF environ.
Il faudrait utiliser une valeur de 100nF pour le condensateur C pour ce module. La
taille de ce condensateur devient prohibitive (son prix également) devant la taille
du driver qui pilote ce module.
4.3.2
Résultats expérimentaux
Nous exposons les résultats expérimentaux du schéma de la figure 4.44 associé
à la logique de gestion des défauts du tableau 4.4. Le montage utilisé est un montage hacheur abaisseur : voir figure 4.45. Le module IGBT est le FZ1200R33KF2
(1200A-3300V) et la diode DD800S33K2 (800A-3300V) qui sont des composants
du constructeur Eupec.
Défaut
Vcesat
Vcedyn
di/dt
Action
Rgo f f so f t
Rgo f f
Rgo f f
Limitation surtension
coupure douce + TRANSIL
TRANSIL
TRANSIL
TAB . 4.4 – Logique de fonctionnement en défaut
174
4.3 Protection des modules IGBT
F IG . 4.44 – Synoptique du driver avec sécurité en surintensité
175
4.3 Protection des modules IGBT
F IG . 4.45 – Montage hacheur et sécurité en surintensité
176
4.3 Protection des modules IGBT
Détection Vcesat
La méthode de détection en Vcesat est expliquée section 4.3.1 page 163. Les
résultats suivants permettent de montrer l’efficacité conjointe de la détection en
Vcesat et de la coupure douce : figure 4.46
1.2 k
1.0 k
800.0
600.0
400.0
200.0
0.0
−50 us
Vcemesure [V]
Tension Vcemesure et courant Ic
0 s
50 us 100 us 150 us 200 us 250 us
5
0
−50 us
0 s
50 us 100 us 150 us 200 us 250 us
0 s
50 us 100 us 150 us 200 us 250 us
2k
Ic [A]
Vce [V]
Vge [V]
Tensions Vge et Vce
20
15
10
5
0
−5
−10
−15
−20
−50 us
0 s
1k
0
−50 us
50 us 100 us 150 us 200 us 250 us
Temps [s]
Temps [s]
F IG . 4.46 – Détection en Vcesat et coupure douce - courbes expérimentales - module
IGBT FZ1200R33KF2
Tension Vcemesure et courant Ic
Vcemesure [V]
Vge [V]
Tensions Vge et Vce
20
15
10
5
0
−5
−10
−15
−20
230 us
avec
sans
240 us
250 us
260 us
270 us
5
avec
sans
0
230 us
240 us
250 us
260 us
270 us
260 us
270 us
1.5 k
avec
sans
Ic [A]
Vce [V]
2k
1.0 k
500.0
0.0
230 us
240 us
250 us
Temps [s]
260 us
270 us
1k
0
230 us
avec
sans
240 us
250 us
Temps [s]
F IG . 4.47 – Détection en Vcesat , comparaison avec et sans coupure douce - courbes
expérimentales - module IGBT FZ1200R33KF2
Pour les résultats obtenus figures 4.46 et 4.47, nous avons pris la configuration
suivante :
– Vbus = 600V
– Rgon = 1.5Ω
– Rgo f f = 1.5Ω
– Rgo f f so f t = 10Ω
– Lcc = 70µH
Sur la figure 4.46, on montre trois conductions de l’IGBT de 150µs, 175µs et
177
4.3 Protection des modules IGBT
230µs respectivement. Le courant collecteur atteint respectivement 1.3kA, 1.6kA et
2kA. Sur la troisième courbe, le driver détecte une surintensité par la comparaison
de la tension Vcemesure avec une référence de 7.3V. Le driver coupe l’IGBT avec
une coupure douce (ouverture avec une résistance de grille de 10Ω). Le détail de
l’ouverture est donné figure 4.47. On montre bien l’influence de la coupure douce
sur la tension de grille (plateau Miller plus long avec coupure douce) et la tension
Vce (tension Vce maximale plus faible avec coupure douce).
La réunion de la détection en Vcesat et de la coupure douce est bien adaptée
pour la gestion des défauts avec des inductances de défaut supérieures à quelques
dizaines de µ-Henry. En effet, la coupure a pour conséquence de limiter la vitesse
de décroissance du courant collecteur, mais d’allonger le délai entre le début et la
fin de l’ouverture de l’IGBT, ce qui peut devenir critique lors de défauts avec des
impédances très faibles (inférieures à quelques µ-Henry).
Détection en Vcedyn
La méthode en Vcedyn est expliquée à la section 4.3.1 page 163. Les résultats
suivants montrent le détection de défaut avec cette méthode : figure 4.48.
Tension Vge
Tension Vce mesurée
20
12
15
10
5
Tension [V]
Tension [V]
10
avec
sans
0
−5
−10
8
6
avec
sans
4
2
−15
0
−20
−2 us
0 s
2 us
4 us
6 us
Temps [s]
8 us
10 us
12 us
−2 us
Courant Ic
2 us
4 us
6 us
Temps [s]
8 us
10 us
12 us
Tension Vce mesurée, atténuée et filtrée
500
6
400
5
avec
sans
4
300
Tension [V]
Courant [A]
0 s
200
100
3
2
avec
sans
1
0
0
−1
−100
−2
−2 us
0 s
2 us
4 us
6 us
Temps [s]
8 us
10 us
12 us
−2 us
0 s
2 us
4 us
6 us
Temps [s]
8 us
10 us
F IG . 4.48 – Détection en Vcedyn et coupure normale - courbes expérimentales module IGBT FZ1200R33KF2
Pour les résultats obtenus figure 4.48, nous avons pris la configuration suivante :
– Vbus = 600V (défaut détecté) et 500V (défaut non détecté)
178
12 us
4.3 Protection des modules IGBT
– Rgon = 1.5Ω
– Rgo f f = 1.5Ω
– Lcc = 13µH
La tension "Vce mesurée" correspond à la tension Vce mesurée par le système à
générateur de courant et diode de la figure 4.37 page 168. La tension "Vce mesurée,
atténuée et filtrée" correspond à la tension décrite précédente filtrée par un pont
diviseur résistif.
Nous montrons deux conductions avec et sans détection en Vcedyn . Le système
de mesure (tension "Vcemesure ") commence à lire la tension 3µs après le début de la
commutation, ce qui permet de couper l’IGBT très tôt si un défaut est présent.
Détection en di/dt
La méthode en di/dt est expliquée à la section 4.3.1 page 163. Les résultats
suivants montrent le détection de défaut avec cette méthode : figure 4.49.
Tension Vee
20
15
15
10
10
5
Tension [V]
Tension [V]
Tension Vge
20
avec
sans
0
−5
5
0
−5
−10
−10
−15
−15
−20
avec
sans
−20
−2 us
0 s
2 us
4 us
6 us
Temps [s]
8 us
10 us
12 us
−2 us
0 s
Courant Ic
4 us
6 us
Temps [s]
8 us
10 us
12 us
10 us
12 us
Tension Vee filtrée et inversée
4.0 k
12
3.5 k
10
3.0 k
avec
sans
2.5 k
8
Tension [V]
Courant [A]
2 us
2.0 k
1.5 k
1.0 k
avec
sans
6
4
2
500.0
0.0
0
−500.0
−2
−2 us
0 s
2 us
4 us 6 us
Temps [s]
8 us 10 us 12 us
−2 us
0 s
2 us
4 us
6 us
Temps [s]
8 us
F IG . 4.49 – Protection en di/dt, avec et sans détection - courbes expérimentales module IGBT FZ1200R33KF2
Pour les résultats obtenus figure 4.49, nous avons pris la configuration suivante :
– Vbus = 600V (avec détection) et 90V (sans détection)
– Rgon = Rgo f f = 1.5Ω
– Lcc = 600nH
179
4.4 Transmission des ordres
Un système de fenêtre permet de bloquer la mesure de la tension Vee les quatre
premières µ-secondes de la conduction. Elle permet de masquer le recouvrement
de la diode de roue libre d.
La tension Vee est la tension entre l’émetteur de puissance et l’émetteur de
commande de grille. Cette tension est inversée, filtrée et amplifiée puis appliquée
à un système de fenêtre pour donner la tension "Vee filtrée et inversée".
Lors de la détection, le défaut est détecté 4.7µs après le début de la conduction.
Le courant collecteur atteint est de 4kA. Avec la détection en Vcesat dans les mêmes
conditions, le "blanking time" de 10µs donnerait un courant maximal de 10kA
environ.
4.4
Transmission des ordres
Le fonction "émission d’ordre" permet de transmettre les ordres de commande
de grille du primaire au secondaire et le "retour défaut" du secondaire au primaire.
Les contraintes pour réaliser ces fonctions sont les suivantes :
– temps de propagation : temps pour faire passer l’information du primaire au
secondaire (et inversement). Il doit être inférieur à 1µs.
– isolation : la fonction doit isoler galvaniquement la partie réception de l’émission des points de vue statique et dynamique. La tenue statique doit atteindre
plusieurs kilo-Volts (dépend de l’application finale visée) : tests en décharges
partielles. Pour la contrainte dynamique, les capacités de couplage entre primaire et secondaire doivent être minimisées afin de limiter la circulation des
courants de mode commun lors de gradients de tension entre primaire et
secondaire.
– compatibilité électromagnétique : la fonction doit être insensible aux perturbations rencontrées lors du fonctionnement.
– coût : le coût de la fonction doit être le plus faible possible tout en respectant
les critères techniques précédents.
4.4.1
Transmission du primaire vers secondaire : "émission d’ordre"
Nous avons choisi un système optique : LED émettrice, fibre optique, récepteur optique intégré. Cette solution est commentée section 2.5.4 page 70. Nous
commentons ici principalement son inconvénient majeur : la sensibilité du récepteur optique intégré. Il est basé sur le schéma de la figure 4.50.
Le courant de diode id est amplifié et transformé en une tension Vid . Le courant photoélectrique id est de quelques nA au repos et de quelques µA quand le
récepteur est excité par une fibre optique.
Lors de fortes variations de potentiels dans les convertisseurs de puissance, des
champs électromagnétiques impulsionnels intenses sont rayonnés. Prenons le cas
concret d’un bras d’onduleur (figure 4.51) où l’IGBT T1 s’ouvre et T2 se ferme. La
tension Vce2 chute très rapidement de Vbus à 0V. Ce gradient de tension provoque
180
4.4 Transmission des ordres
F IG . 4.50 – Schéma de principe du récepteur optique intégré
un rayonnement électromagnétique à front raide.
F IG . 4.51 – Source du rayonnement électromagnétique lors des variations de tension sur un bras d’onduleur
Ce champ électromagnétique se couple au circuit de réception optique (figure
4.50) au niveau du secondaire du driver de l’IGBT T1 . La sortie du récepteur optique change d’état et a pour effet de réamorcer de façon transitoire l’IGBT T1 . Les
deux IGBT T1 et T2 sont en conduction en même temps et a pour effet de créer un
régime de défaut dans le bras d’onduleur.
Le champ électromagnétique émis se couple sur les connexions qui relient la
photodiode à l’amplificateur de transimpédance (figure 4.52). Ce couplage est communément appelé couplage "champ à fil" où les connexions jouent le rôle d’antenne. Le courant généré dans ces connexions circule grâce à l’effet capacitif de la
photodiode et est amplifié par l’amplificateur de transimpédance.
Pour réduire ce phénomène, il faut protéger le récepteur contre les rayonnements extérieurs. La seule solution est le blindage du récepteur par un feuillard
métallique. Nous avons réalisé cette fonction à l’aide d’un ruban de cuivre (entre
100µm et 200µm d’épaisseur) qui est relié à la masse du circuit : voir figure 4.53.
Cette solution nous permet d’obtenir un fonctionnement normal sur un onduleur
181
4.4 Transmission des ordres
F IG . 4.52 – Schéma de principe du récepteur optique - perturbation rayonnée couplage "champ à fil"
182
4.4 Transmission des ordres
triphasé. De plus, il permet de ne pas être perturbé lors d’essais en commutations
rapides atteignant plus de 150kV /µs (figure 4.54). Les tests ont été réalisés sur un
montage comme celui de la figure 4.51 en remplacant les IGBT par des MOSFET.
F IG . 4.53 – Blindage du récepteur optique
183
Vds [V]
4.4 Transmission des ordres
800
700
600
500
400
300
200
100
0
-100
-200
-10 ns
0 s
10 ns
20 ns
10 ns
20 ns
100
dVds/dt [kV/us]
50
0
-50
-100
-150
-200
-10 ns
0 s
Temps [s]
F IG . 4.54 – Tension Vds du MOSFET piloté par le driver - test d’immunité en dv/dt
184
4.4 Transmission des ordres
4.4.2
Transmission du secondaire vers primaire : "retour défaut"
Comme nous venons de le voir, la solution optique est très performante mais
reste néanmoins très coûteuse. La fonction "retour défaut" permet d’informer le
primaire du driver qu’un défaut est survenu au secondaire (défaut de surintensité
...). On pourrait utiliser la solution optique mais celle-ci est très coûteuse et peut
être remplacée par une solution à base de transformateur coreless dans ce cas précis. Nous allons voir que cette solution à caractère impulsionnel consomme un
courant crête très important.
Schéma du circuit de transmission
F IG . 4.55 – Retour défaut par transformateur coreless
La tension Vde f aut vient de la logique de commande. Lors d’un défaut, une
brève impulsion à 0V est générée. Le circuit d’excitation génère une impulsion de
tension aux bornes d’un enroulement de transformateur coreless. L’information est
récupérée côté primaire du driver par un système de redresseur (diode d) et d’effet
mémoire (R3 −C4 ) : voir figure 4.55.
Contraintes technologiques
Nous avons comme contrainte technologique la largeur des pistes sur le circuit
imprimé et le nombre de tours des enroulements. Nous avons réalisé un transformateur coreless avec une largeur de piste de 0.2mm (espacées de 0.2mm) avec
quatre spires au primaire et au secondaire. Ce nombre de tour dépend de la largeur
disponible entre les empreintes d’une résistance CMS de 0Ω en boîtier 1206 (2mm
x 3mm) : voir figure 4.56 pour un enroulement du transformateur coreless.
185
4.4 Transmission des ordres
F IG . 4.56 – Enroulement du transformateur coreless
Modélisation et caractérisation physique du transformateur coreless
Nous modélisons le transformateur par deux inductances propres et une mutuelle inductance : L1 , L2 , M. L’aspect résistif des pistes est pris en compte avec les
deux résistances R1 et R2 . La figure 4.57 donne le schéma électrique équivalent du
transformateur coreless.
F IG . 4.57 – Modèle électrique du transformateur coreless
Les équations associées sout les suivantes :
v1 = R1 .i1 + L1 .
di1
di2
+ M.
dt
dt
di2
di1
+ M.
dt
dt
La description physique du transformateur coreless et la résolution avec le logiciel InCa nous permet de calculer de façon précise les paramètres L1 , L2 et M.
La figure 4.58 représente la description du transformateur coreless avec le logiciel
InCa.
La résolution par le logiciel InCa en 2D donne les résultats suivants :
L1 M
73nH 21nH
=
M=
M L2
21nH 100nH
v2 = R2 .i2 + L2 .
σ= √
M
≈ 0.24
L1 .L2
RL1 = 135mΩ
186
4.4 Transmission des ordres
F IG . 4.58 – Transformateur coreless modélisé avec le logiciel InCa
RL2 = 172mΩ
Simulations et résultats expérimentaux
Les simulations du circuit figure 4.55 nous permettent de voir si le transformateur coreless proposée figure 4.56 est capable de répondre aux exigences de la
fonction.
Sur le schéma de la figure 4.59, on étudie l’influence de la valeur de certains
paramètres : les condensateurs C2 et C3 . Les valeurs de ces composants jouent un
rôle important dans les formes d’ondes associées à V1 et V2 : 4.60.
F IG . 4.59 – Schéma de la fonction retour défaut par transformateur coreless
La tension V1 est très peu influencée par les valeurs de C2 et C3 . La tension V2
187
4.4 Transmission des ordres
Influence de C2
Tension V1 pour différentes valeurs de C2
Tension V2 pour différentes valeurs de C2
15
6
5
5
Tension [V]
Tension [V]
10
C2=100pF
1nF
4.7nF
10nF
4
C2=100pF
1nF
4.7nF
10nF
0
3
2
1
0
−1
−2
−5
0.0 s
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
2.0 us
Temps [s]
2.5 us
−3
0.0 s
3.0 us
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
2.0 us
Temps [s]
2.5 us
3.0 us
Influence de C3
Tension V2 pour différentes valeurs de C3
Tension V1 pour différentes valeurs de C3
C2=100pF
1nF
10nF
22nF
10
5
Tension [V]
Tension [V]
Tension [V]
15
0
−5
0.0 s
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
2.0 us
Temps [s]
2.5 us
3.0 us
6
5
4
3
2
1
0
−1
−2
−3
6
5
4
3
2
1
0
−1
−2
−3
0.0 s
C2=100pF
1nF
10nF
22nF
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
2.0 us
Temps [s]
2.5 us
3.0 us
F IG . 4.60 – Simulation, influence de C2 et C3
188
4.4 Transmission des ordres
dépend très peu de la valeur de C2 mais beaucoup de celle de C3 . En effet, lorsque
C3 = 100pF, la tension V2 atteint 4.5V et oscille à une fréquence de plusieurs
dizaines de MHz. Pour 1nF et 10nF, la valeur maximale est 5.2V et pour 22nF de
4.5V. L’optimum se situe entre 1nF et 10nF pour la valeur de C3 . Les contraintes
en courant sur le MOSFET M sont assez importantes, il faut choisir un MOSFET
capable de supporter cette surcharge en courant. La figure 4.61 donne le courant
imos dans la source du MOSFET M pour différentes valeurs de C2 et C3 . Pour un
circuit de commande de MOSFET donné (Vordre , R1 , C1 , R2 ), la forme de imos
dépend très peu de C2 et C3 .
Courant imos pour différentes valeurs de C2
Courant imos pour différentes valeurs de C3
5
5
C2=100pF
1nF
4.7nF
10nF
−5
−10
−15
−20
0.0 s
C3=100pF
1nF
10nF
22nF
0
Courant [A]
Courant [A]
0
−5
−10
−15
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
2.0 us
Temps [s]
2.5 us
3.0 us
−20
0.0 s
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
2.0 us
Temps [s]
2.5 us
3.0 us
F IG . 4.61 – Simulation, influence de C2 et C3 sur le courant imos
Nous vérifions que le modèle choisi est bien conforme à la réalité. Les résultats
expérimentaux sont présentés figure 4.62 pour l’influence de C2 et C3 .
Nous considérons également l’influence de la résistance R1 sur le circuit : voir
figure 4.63. On note l’importance de sa valeur qui doit être comprise entre quelques
dizaines d’ohm et quelques centaines d’ohm pour C1 = 100nF et R2 = 10kΩ.
Sur la figure 4.64, nous comparons les résultats expérimentaux à ceux de simulation pour la configuration suivante : R1 = 220Ω - C1 = 100nF - R2 = 10kΩ C2 = 1nF - C3 = 10nF. Les simulations sont réalisées avec le logiciel LTSpice.
En ajustant les valeur de M et des résistances des bobinages, on obtient les
courbes de la figure 4.65 :
L1 M
100nH 32nH
M=
=
M L2
32nH 100nH
RL1 = RL2 = 400mΩ
Tenue en tension et capacité parasite
La tenue en tension statique entre le primaire et le secondaire dépend principalement de la nature du matériau du circuit imprimé et de son épaisseur. La rigidité
diélectrique du matériau Epoxy FR4 utilisé est de plusieurs k-Volt/mm. L’épaisseur
du circuit est de 1.6mm, ce qui garantit une tenue en tension largement suffisante
pour les applications visées : tenue en tension de 300V à quelques kilo-Volts.
189
4.4 Transmission des ordres
Influence de C2
Tension V1 pour différentes valeurs de C2
Tension V2 pour différentes valeurs de C2
15
6
5
C2=1nF
4.7nF
10nF
4
Tension [V]
Tension [V]
10
5
0
3
C2=1nF
4.7nF
10nF
2
1
0
−1
−5
0.0 s
250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us
Temps [s]
1.3 us
−2
0.0 s
1.5 us
250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us
Temps [s]
1.3 us
1.5 us
Influence de C3
Tension V1 pour différentes valeurs de C3
Tension V2 pour différentes valeurs de C3
15
5
4
5
C2=100pF
1nF
10nF
22nF
3
Tension [V]
Tension [V]
10
C2=100pF
1nF
10nF
22nF
2
1
0
0
−1
−5
0.0 s
250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us
Temps [s]
1.3 us
−2
0.0 s
1.5 us
250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us
Temps [s]
1.3 us
1.5 us
F IG . 4.62 – Résultats expérimentaux, influence de C2 et C3
Tension V1 pour différentes valeurs de R1
Tension V2 pour différentes valeurs de R1
15
5
4
R1=1k
220
47
3
Tension [V]
Tension [V]
10
5
R1=1k
220
47
2
1
0
0
−1
−5
0.0 s
250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us
Temps [s]
1.3 us
1.5 us
−2
0.0 s
250.0 ns 500.0 ns 750.0 ns 1.0 us
Temps [s]
1.3 us
1.5 us
F IG . 4.63 – Résultats expérimentaux, influence de R1
190
4.4 Transmission des ordres
Tension V1 : comparaison résultats expérimentaux et simulation
Tension V2 : comparaison résultats expérimentaux et simulation
15
6
expérimental
simulation
5
4
expérimental
simulation
3
Tension [V]
Tension [V]
10
5
2
1
0
−1
0
−2
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
Temps [s]
2.0 us
−3
500.0 ns
2.5 us
1.0 us
1.5 us
Temps [s]
2.0 us
2.5 us
F IG . 4.64 – Comparaison entre résultats expérimentaux et simulations, tensions V1
et V2 - logiciel LTSpice
Tension V1 : comparaison résultats expérimentaux et simulation
Tension V2 : comparaison résultats expérimentaux et simulation
15
6
5
4
expérimental
simulation
Tension [V]
Tension [V]
10
5
expérimental
simulation
3
2
1
0
−1
0
500.0 ns
−2
1.0 us
1.5 us
Temps [s]
2.0 us
2.5 us
−3
500.0 ns
1.0 us
1.5 us
Temps [s]
2.0 us
2.5 us
F IG . 4.65 – Comparaison entre résultats expérimentaux et simulations, tensions V1
et V2 , nouveaux paramètres du transformateur coreless - logiciel LTSpice
191
4.5 Transmission de puissance
La capacité parasite peut être estimée si l’on caractérise le dipôle suivant à
l’aide d’un analyseur d’impédance :
F IG . 4.66 – Caractérisation des capacités parasites du transformateur coreless
La mesure de la capacité parasite avec l’analyseur d’impédance HP 4191A
donne une valeur de 1.4pF à 50MHz. Cette valeur est très faible et est à la limite des
valeurs mesurables avec cet appareil. En effet, si l’on mesure la capacité parasite
de la sonde de mesure de l’analyseur d’impédance, celui-ci affiche une valeur de
1.2pF. On peut donc majorer la valeur de la capacité parasite du transformateur
coreless à quelques pF. Cette valeur est très satisfaisante car elle est du même ordre
de grandeur que celle de l’alimentation isolée proposée par la suite (figure 4.74
page 197).
4.5
Transmission de puissance
La fonction "transmission de puissance" permet de fournir de l’énergie électrique au(x) secondaire(s) des drivers. Elle assure une isolation statique et dynamique entre le primaire et les secondaires et les secondaires entre eux.
Si l’on se réfère au tableau 4.1 page 142, les contraintes les plus importantes
sont les suivantes :
– consommation par voie : 4W (8W au total pour les deux secondaires)
– isolation statique : 6kV
– courant impulsionnel à fournir à la grille : 20A
Nous prenons en compte les critères énoncés ci-dessus pour exposer la solution
retenue. La dernière contrainte provient de la solution retenue pour la commande
de grille : l’alimentation doit être symétrique. La figure 4.67 donne le synoptique
de l’alimentation à concevoir.
4.5.1
Analyse et conception
Les solutions proposées aux figures 2.5.1 page 59 et figure 2.5.1 page 59 nécessitent un enroulement primaire et un secondaire pour une alimentation asymétrique (0V ;+15V) ou (0V ;-15V). Pour concevoir l’alimentation du synoptique fi192
4.5 Transmission de puissance
F IG . 4.67 – Synoptique de l’alimentation
gure 4.67, il faudrait un enroulement primaire commun et quatre enroulements
secondaires (deux pour chaque secondaire). La solution compte cinq enroulements
à bobiner sur un corps de ferrite torique. Or, pour la gamme de puissance à transmettre, la taille des tores permet difficilement de bobiner cinq enroulements sur le
même tore.
Pour contourner ce problème, nous proposons une solution qui utilise quatre
enroulements au total. Nous partons de la structure de base du montage hacheur
abaisseur pour arriver au montage push-pull : voir figure 4.68 [Sad91].
F IG . 4.68 – Montage push-pull et doubleur de tension - méthodologie de conception
Ce montage push-pull proposé figure 4.68 ne permet pas d’obtenir de tension
symétrique tel quel. Nous modifions le secondaire du montage push-pull classique. Le primaire excite le matériau magnétique de manière symétrique dans le
193
4.5 Transmission de puissance
plan (B,H). Pour récupérer une tension alternative, il suffit de coupler un seul
enroulement sur le noyau magnétique. Pour obtenir deux tensions symétriques (15V ;0V ;+15V), on utilise un doubleur de tension qui nous permet de créer les
tensions symétriques à partir d’une source alternative : voir figure 4.69. Le schéma
de l’alimentation finale découle des figures 4.68 et 4.69 : voir figure 4.70.
F IG . 4.69 – Doubleur de tension
F IG . 4.70 – Solution proposée, push-pull et doubleurs de tension
Cette solution a pour principal avantage de fournir deux alimentations symétriques isolées avec un nombre réduit de composants et un encombrement minimum :
194
4.5 Transmission de puissance
–
–
–
–
–
un tore et quatre enroulements
deux MOSFET
quatre diodes de redressement
un circuit d’écrêtage pour les MOSFET
capacités de découplage pour fournir les courants impulsionnels pour le circuit d’attaque de grille
Le principal inconvénient de cette structure vient des contraintes en courant
des diodes de redressement d1 , d2 , d3 et d4 . A la mise en conduction du MOSFET
M1 , les diodes d2 et d4 entrent en conduction et chargent les condensateurs C2 et
C4 . Dans le cas où le transformateur est parfait, les courants de charge des condensateurs C2 et C4 sont limités uniquement par les fronts de tension et les résistances
dynamiques des diodes. Les contraintes en courant des diodes de redressement sont
très importantes et doivent être choisies en conséquence. Dans le cas où le transformateur n’est pas parfait (cas réel), le courant est limité en plus par les inductances
de fuite du transformateur. La figure 4.71 donne le schéma équivalent d’une partie
de l’alimentation lors de la mise en conduction de M2 .
F IG . 4.71 – Schéma équivalent lors des commutations
4.5.2
Résultats expérimentaux
Nous donnons les caractéristiques électriques de l’alimentation développée :
– tensions de sortie en fonction de la puissance de sortie totale
– rendement en fonction de la puissance de sortie totale
– estimation des capacités parasites
La figure 4.72 montre les réalisations physiques des deux alimentations des
drivers A et B du tableau 4.1 page 142.
Les caractéristiques électriques Vs = f (Ps ) et η = f (Ps ) sont données figure
4.73. Différentes courbes sont exposées pour analyser l’influence de la fréquence
de découpage. La tension moyenne de sortie et le rendement dépendent de la fréquence de découpage. Un compromis doit être fait entre rendement et tension de
195
4.5 Transmission de puissance
F IG . 4.72 – Alimentations isolées des drivers A et B
Tension moyenne de sortie Vs
Rendement de l’alimentation[%]
16.5
90
f=90kHz
f=135kHz
f=200kHz
f=285kHz
16.0
88
n [%]
Vs [V]
15.5
15.0
86
84
f=90kHz
f=135kHz
f=200kHz
f=285kHz
14.5
82
14.0
13.5
80
4
6
8
10
12
14
4
6
Ps [W]
8
10
12
14
Ps [W]
F IG . 4.73 – Caractéristiques électriques mesurées de l’alimentation du driver B en
fonction de la fréquence de découpage
sortie.
L’analyseur d’impédance HP 4194A permet d’estimer la capacité de couplage
entre le primaire et les secondaires et entre les secondaires : figure 4.74.
Les capacités parasites proviennent principalement du transformateur. La figure 4.75 et le tableau 4.5 permettent de mieux appréhender le problème du bobinage et de son influence sur les capacités parasites. On effectue six bobinages
différents : on étudie de façon expérimentale l’influence sur les capacités parasites le nombre de tours des bobinages et leurs positions relatives sur une ferrite en
forme de tore.
Capacité parasite
(a)
2.9pF
(b)
2.5pF
(c)
2pF
(d)
1.6pF
(e)
1.6pF
(f)
1.8pF
TAB . 4.5 – Influence de la nature du bobinage sur les capacités parasites
On remarque que les capacités parasites sont principalement apportées par le
transformateur. Il y a très peu de différences entre les valeurs de l’alimentation et le
transformateur seul. En effet, les principales surfaces en regard sont situées sur le
transformateur au niveau des bobinages. Le tableau 4.5 et la figure 4.75 permettent
de confirmer que les capacités parasites dépendent des surfaces en regard au niveau
du transformateur. Les figures 4.75 (a), (b), (c) et (d) montrent des transformateurs
196
4.5 Transmission de puissance
Cps
Css
Alimentation Transformateur seul
Cps
4.6pF
4.4pF
Css
4.3pF
3.7pF
: capacité parasite entre primaire et un secondaire
: capacité parasite entre les secondaires
F IG . 4.74 – Capacités parasites de l’alimentation et du transformateur torique
(a) 10 tours
2.9pF
(b) 8 tours
2.5pF
(c) 6 tours
2pF
(d) 4 tours 180°
1.6pF
(e) 4 tours et 90°
1.6pF
(f) 4 tours collés
1.8pF
F IG . 4.75 – Influence de la nature du bobinage sur les capacités parasites
197
4.5 Transmission de puissance
avec respectivement 10, 8, 6 et 4 tours. La situation relative des deux bobinages
a une influence très faible sur la capacité parasite : cas (d), (e) et (f). La capacité
parasite dépend du nombre de tours des enroulements du transformateur.
4.5.3
Alimentation à base de transformateur piezoélectrique
Suite aux bons résultats obtenus avec la technologie à transformateur magnétiques, nous étudions la possibilité d’utiliser des transformateurs piézoélectriques.
Cette axe de recherche a eu pour but d’étudier la faisabilité et le prototypage d’une
alimentation isolée de 3W à base de transformateur piézoélectrique. L’étude a été
réalisée en partenariat avec le laboratoire SATIE de l’ENS Cachan qui a fourni
les céramiques piézoélectriques et leurs premières caractérisations. La suite des recherches et du développement de l’alimentation a été effectuée conjointement avec
le LGEF et le CEGELY INSA de Lyon.
L’alimentation proposée doit répondre aux caractéristiques suivantes :
– tension d’entrée : +15V
– tension de sortie : ±15V
– puissance transmise : 3W
– capacité de couplage entre primaire et secondaire : <10pF
– tension d’isolement : 12kV RMS 50Hz
Le transformateur piézoélectrique vibre selon différents modes correspondants
aux fréquences permettant l’établissement d’ondes stationnaires. Sur la figure 4.76,
on représente les modes de vibration d’une céramique piézoélectrique.
F IG . 4.76 – Modes de vibration d’une céramique piézoélectrique
Une analyse fréquentielle montre que le barreau piézoélectrique entre en ré198
4.5 Transmission de puissance
sonance en longueur, largeur et épaisseur à des fréquences bien précises liées aux
paramètres physiques du barreau piézoélectrique. La figure 4.77 donne l’évolution du gain en tension d’un transformateur en forme de barreau. On constate la
présence d’un grand nombre de pics qui proviennent des différents multiples de
résonance (λ/2, λ, 3.λ/2, . . .) des trois dimensions du matériau : longueur, largeur
et épaisseur.
F IG . 4.77 – Gain en tension à vide en fonction de la fréquence d’un transformateur
piézoélectrique en forme de barreau
La première partie de l’étude porte sur la caractérisation des transformateurs
et l’optimisation des métallisations des transformateurs. Nous disposons de deux
céramiques de tailles différentes en PZT (Plomb Zirconate Titanate) : voir figure
4.78.
F IG . 4.78 – Deux céramiques piézoélectriques de dimensions différentes
La caractérisation des transformateurs consiste à obtenir leurs paramètres électriques à l’aide d’un amplificateur de puissance (voir figure 4.79) :
– P : puissance de sortie maximale fournie au secondaire
– Rch : résistance de charge optimale pour obtenir le meilleur rendement
– Vcc : tension crête-à-crête en sortie du transformateur
– Fr : première fréquence de résonance
– C : capacité de couplage parasite entre primaire et secondaire
199
4.5 Transmission de puissance
F IG . 4.79 – Circuit de caractérisation des transformateurs
Transformateurs
T1
T2
T3
T4
T5
T6
P
0.64W
0.31W
1.64W
1.13W
0.73W
1.82W
Rch
220Ω
100Ω
110Ω
44Ω
220Ω
110Ω
Vcc
16V
7.9V
19V
10V
18V
20V
Fr
177kHz
236kHz
88kHz
178kHz
178kHz
110kHz
C
10pF
18pF
64pF
-
TAB . 4.6 – Caractéristiques des transformateurs réalisés
Nous avons réalisé six transformateurs à base des deux types de céramiques
(figure 4.78). La figure 4.80 donne les dimensions des transformateurs et des métallisations.
Le tableau 4.6 donne les caractéristiques de chaque transformateur.
Le transformateur 1 est fabriqué avec notre première céramique. Il a été fourni
tel qu’il apparaît sur la figure 4.80. Les métallisations font 10mm de longueur. La
tension crête-à-crête est de 16V à 177kHz sous 200Ω. La puissance au secondaire
est de 0.64W. On constate que la tension et la puissance disponibles au secondaire
sont trop faibles.
Le transformateur 2 est fabriqué avec notre deuxième céramique fournie par le
SATIE. Elle est plus épaisse et plus large que la première. On peut donc s’attendre
à transmettre plus de puissance avec cette céramique. Avec cette configuration, on
transmet 0.31W sous 100Ω à 236kHz. La tension est de 7.9V crête-à-crête. La
tension au secondaire est très faible, ainsi que le puissance disponible.
Pour améliorer les performances, on modifie les métallisations du transformateur 2 pour obtenir le transformateur 3. La surface au secondaire est plus grande
que celle du primaire pour obtenir un effet élévateur par rapport transformateur
2. En effet, la puissance transmise est de 1.64W sous 110Ω à 88kHz. La tension
secondaire est de 19V crête à crête. La capacité parasité augmente à cause de la surface des électrodes : 18pF pour le transformateur 2 et 64pF pour le transformateur
3.
Pour améliorer les performances du transformateur 1, on augmente les surfaces des électrodes pour donner le transformateur 4. La puissance transmise est
améliorée. Elle est de 1.13W sous 44Ω à 178kHz. La tension secondaire est de
10V crête-à-crête.
200
4.5 Transmission de puissance
Transformateur 1
Transformateur 2
Transformateur 3
Transformateur 4
Transformateur 5
Transformateur 6
F IG . 4.80 – Différents transformateurs - céramiques et métallisations
201
4.5 Transmission de puissance
Puissance de sortie P en fonction de la résistance de charge Rch
1.2
T1
T4
T5
1.0
P [W]
0.8
0.6
0.4
0.2
0.0
0
100
200
300
400
R [Ω]
500
600
700
Puissance de sortie P en fonction de la résistance de charge Rch
2.0
T2
T3
T6
P [W]
1.8
1.6
1.4
1.2
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0.0
0
100
200
300
400
R [Ω]
500
600
700
F IG . 4.81 – Puissance de sortie en fonction de la résistance de charge pour les
transformateurs
202
4.6 Conclusion
La tension disponible sur le transformateur 4 est trop faible. La céramique vibre
dans le mode de la largeur à 178kHz (céramique 1). Comme la tension est proportionnelle à l’intégrale de la contrainte et que celle-ci est positive sur une moitié de
la largeur puis négative ensuite (voir figure 4.82), nous avons réalisé l’électrode
secondaire sur une moitié de largeur.
F IG . 4.82 – Contrainte en mode largeur d’un transformateur piézoélectrique en λ
En effet, la tension obtenue est de 18V crête-à-crête contre 10V précédemment.
La puissance est de 0.73W sous 220Ω à 178kHz.
Pour le transformateur 6, une structure différente a été réalisée avec la céramique 2. Le primaire est constitué d’électrodes placées aux deux extrémités et le
secondaire d’électrodes au milieu de la céramique. La puissance transmise est de
1.82W sous 110Ω à 110kHz. La tension secondaire est de 20V crête-à-crête. Cette
structure permet d’obtenir les meilleurs résultats.
Une alimentation isolée a été réalisée avec le transformateur 6. Le primaire du
transformateur est excité avec une pont en H. La fréquence de découpage est asservie pour avoir le courant et la tension du primaire du transformateur en phase
(système à comparateur de phase et VCO2 ). Le secondaire est constitué d’un redresseur. Différents types de redresseurs ont été expérimentés. En effet, à cause du
comportement fortement capacitif du transformateur piézoélectrique, il ne semblait
pas évident qu’un pont de Graëtz soit la meilleure solution. La figure 4.83 donne
le synoptique de l’alimentation réalisée.
Le transformateur piézoélectrique ne constitue pas une solution utilisable dans
l’immédiat pour notre application. Les valeurs de capacités parasites ne répondent
pas aux exigences : doivent être inférieures à 10pF (seul le transformateur 1 pourrait répondre à ce critère). Les puissances transmises sont toutes inférieures aux
exigences.
4.6
Conclusion
Dans ce chapitre, nous avons découpé le fonctionnement global d’un driver
d’IGBT en fonctions élémentaires. La première, qui est la commande de grille, a
2 Voltage
Controlled Oscillator
203
4.6 Conclusion
F IG . 4.83 – Synoptique de l’alimentation à base de transformateur piézoélectrique
nécessité une approche très synthétique pour aboutir à des solutions technologiques
à base de transistors bipolaires et MOSFET. Les solutions proposées permettent de
piloter correctement les modules IGBT à l’heure actuelle. Les solutions à base de
transistor MOSFET présentent une bonne symétrie de commande de grille alors
que ce n’est pas le cas pour celles à base de transistors bipolaires.
Ensuite, une nouvelle méthode pour la protection des modules IGBT a été mise
en oeuvre. Elle permet de ne pas faire fonctionner l’IGBT en régime de courtcircuit. Lors des défauts avec des impédances de défauts très faibles, cette solution
permet d’anticiper le niveau de courant et d’ouvrir l’IGBT alors qu’il est en régime
de surintensité avant qu’il passe en régime de court-circuit.
Pour la transmission des ordres, la solution classique par fibre optique est exposée ainsi que son principal inconvénient : sa sensibilité aux rayonnements électromagnétiques. Comme alternative, nous avons effectué la conception d’un transformateur coreless à l’aide de simulations. Les résultats expérimentaux sont très
satisfaisants et montrent que cette solution devient envisageable pour la transmission d’ordres du primaire vers le secondaire si les contraintes en courant du circuit
d’excitation du transformateur coreless sont minimisés.
Une solution à base de transformateur magnétique est exposée pour la transmission de puissance. L’analyse des capacités de couplage en fonction du type des
bobinages du transformateur est également présentée. Les positions relatives des
bobinages ne jouent pas un rôle prépondérant pour les valeurs des capacités parasites. Enfin, une alimentation à base de transformateur piézoélectrique nous a
permis d’effectuer une recherche sur le type de transformateur et de métallisation
les mieux adaptés à nos besoins. A l’heure actuelle, une solution à base de transformateur piézoélectrique ne permet pas de répondre à notre cahier des charges.
204
Conclusion générale et
perspectives
Les travaux présentés dans ce mémoire ont pour principal objectif la conception et la réalisation d’une gamme de drivers de modules IGBT.
Avant d’aborder la conception des drivers, nous avons étudié les technologies
des modules IGBT disponibles dans le commerce. Pour ce faire, nous avons étudié
les principaux avantages et inconvénients des différentes technologies de puce et
de boîtiers (plastique et press-pack). On a pu constaté que la tendance actuelle des
constructeurs est de proposer des noms de puce qui leur sont propres pour décrire
le même type de puce : Field Stop de Eupec, Light Punch Through de Mitsubishi
et Soft Punch Through de ABB. Cette technologie est née d’un judicieux process
de fabrication qui tente de garder les avantages des structures Punch Through et
Non Punch Through. Depuis quelques années, les technologies ont évoluées vers
des puces dont le profil de dopage s’approche de ceux des GTO afin de réduire les
pertes en conduction : IEGT de Toshiba, CSTBT de Mitsubishi et HiGT de Hitachi.
Ensuite, afin de comprendre aux mieux les contraintes et les fonctions des drivers, nous avons étudié la modélisation des modules IGBT et leurs commutations.
Pour cela nous avons proposé un modèle simple de puce et les équations de commutation qui en découlent. Les effets inductifs ont été pris en considération à l’aide
de simulations. Nous avons mis en évidence que lorsque le circuit de commande et
de puissance sont couplés (soit par impédance commune, soit par couplage inductif) que les gradients de courant et de tension sont modifiés. Nous avons également
apporté un complément d’analyse sur l’avalanche dynamique d’une cellule IGBT
en régime de surintensité. Nous avons montré que le phénomène est dû à l’accumulation de charges positives dans une zone bien précise de la cellule qui a pour effet
d’augmenter très localement le champ électrique et de générer des paires électrontrou par ionisation par impact.
Après avoir préalablement étudié les drivers existants et les commutations des
modules IGBT, nous avons analysé le cahier des charges de la gamme de drivers à
développer. Le découpage du driver en fonctions élémentaires nous a permis d’effectuer une synthèse méthodique pour chacune d’elles. Tout d’abord, la fonction
"commande de grille" a été développée de façon synthétique et méthodique pour
aboutir à deux solutions à base de transistors bipolaires et MOSFET. La fonction de
protection a abouti à une solution qui permet d’anticiper la valeur du courant col205
4.6 Conclusion
lecteur et de couper l’IGBT avant d’être en régime de court-circuit. Pour la transmission d’ordre, la solution optique a pour principal inconvénient sa sensibilité
aux champs rayonnés par les commutations. Comme alternative à la technologie
optique, nous avons mis en oeuvre une solution à base de transformateur coreless.
Pour la transmission de puissance, nous avons développé une alimentation isolée à
base de transformateur magnétique. Pour compléter son étude, nous avons étudié
différents types de transformateurs piézoélectriques (dimensions des barreaux, positions et tailles des métallisations).
En conclusion, les perspectives se dirigent vers la transmission d’ordre à transformateur coreless à cause de son prix (très faible en comparaison à un système
à fibre optique), de sa répétabilité de production et de ses qualités en matière de
CEM. Ceci est possible si un circuit de pilotage du transformateur coreless permet de le piloter de façon à transmettre une information tout en minimisant le
courant d’excitation du transformateur qui pose un problème d’échauffement. Une
nouvelle structure d’alimentation devrait être envisagée afin d’améliorer les pertes
dans la structure utilisée à l’heure actuelle. En effet, les diodes de redressement
fonctionnent en régime de sur contrainte en courant et ont une température de fonctionnement élevée.
206
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212
FOLIO ADMINISTRATIF
THESE SOUTENUE DEVANT L'INSTITUT NATIONAL DES SCIENCES APPLIQUEES DE LYON
NOM : LEFRANC
DATE de SOUTENANCE : 30 novembre 2005
(avec précision du nom de jeune fille, le cas échéant)
Prénoms : Pierre
TITRE : Etude, conception et réalisation de circuits de commande d'IGBT de forte puissance.
NATURE : Doctorat
Numéro d'ordre : 05 ISAL
Ecole doctorale : EEA
Spécialité : Génie Electrique
Cote B.I.U. - Lyon : T 50/210/19
/
et
bis
CLASSE :
RESUME :
L'IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) a pris une part importante dans les applications de l'électronique de puissance. Depuis ses
débuts dans les années 1980, il n'a cessé de concurrencer les composants comme le thyristor, le GTO, le MOSFET et le transistor bipolaire.
A l'heure actuelle, le transistor IGBT permet d'être utilisé dans beaucoup d'applications notamment sous forme de module IGBT dont il est
question dans cette thèse.
Les modules IGBT font partie intégrante des convertisseurs de puissance. Ils sont associés à leurs circuits de commande (aussi appelés
drivers). Ils ont pour fonction de piloter les modules IGBT qui leurs sont associés et de garantir leur intégrité en cas de défauts (surintensité,
surtension).
Dans ce mémoire, nous traitons de la réalisation et la conception de drivers de modules IGBT. Pour mener à bien cette étude, nous
présentons tout d'abord un état de l'art sur les modules IGBT et leurs drivers. Ensuite, nous proposons une analyse et une modélisation des
modules IGBT en prenant en compte le câblage. Nous apportons un complément d'étude sur le phénomène d'avalanche dynamique des
puces IGBT en régime de surintensité. Enfin, nous effectuons la conception et la réalisation de drivers de modules IGBT. La fonction
principale des drivers est découpée en sous fonctions qui permettent d'effectuer une étude structurée. Chaque sous fonction est étudiée et les
solutions apportées sont exposées avec simulations et résultats expérimentaux à l'appui.
MOTS-CLES :
IGBT, commande rapprochée d'IGBT, isolation galvanique, protection des IGBT, modélisation, simulation, CEM, avalanche dynamique.
Laboratoire (s) de recherche : Centre de Génie Electrique de Lyon (CEGELY)
Directeurs de thèse: Jean-Pierre CHANTE
Dominique BERGOGNE
Président de jury :
Composition du jury :
Jean-Pierre CHANTE (CEGELY – Lyon)
Dominique BERGOGNE (CEGELY – Lyon)
Stéphane LEFEBVRE (SATIE – Cachan)
Jean-Paul FERRIEUX (LEG – Grenoble)
Thierry MEYNARD (LEEI – Toulouse)
Jean-François ROCHE (ARCEL – Lyon)