SEMICONDUCTEURS

SEMICONDUCTEURS
Le transistor et ses inventeurs
Shockley, Brattain et
Il s ’agit d ’un « sandwich » NPN ou PNP
Le premier transistor !!!
Bardeen
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
1
SEMICONDUCTEURS
Dans la suite nous considèrerons toujours le transistor NPN
I - Le transistor bipolaire à l ’équilibre
Supposons les dopages
équivalents
pour
les
régions n et p (quelques
1017 à 1019 trous et
électrons)
zone de charge
d'espace
-
Comme dans le cas d ’une
simple jonction ce qui est
essentiel c ’est la diffusion
des porteurs !
eV0
EMETTEUR
+
+
--- ------ --
+++++ +++++ +
BASE
COLLECTEUR
+
+
+
+
E0
11/09/01
-
eV0
- ------ ----
2 jonctions tête-bêche
zone de charge
d'espace
W0
W0
Cours d ’électronique analogique
E0
2
+
+
SEMICONDUCTEURS
II - Le transistor bipolaire polarisé
Polarisons tout d ’abord la jonction base-collecteur en inverse
Zones de charge
d'espace
W0
W
-
-
-
Courant d'électrons
minoritaires
eV0
BC
BV
- -- -- -- ----
+++++++++
Emetteur
+
+
- --- - - ---
Courant de trous
minoritaires
+
E0
Courant de minoritaires
collecteur-base: IS=IC0
11/09/01
e(V+V0)
Base
Cours d ’électronique analogique
Collecteur
E0
E = V/W
-
V
+
+
+
+
3
SEMICONDUCTEURS
II - Le transistor bipolaire polarisé
Fonctionnement Bipolaire
La jonction base-collecteur étant toujours polarisée en inverse, polarisons maintenant la
jonction émetteur base en direct :
Emetteur
W'
zones de charge
d'espace
W
BC
-
--- ----- ---
e(V0 - V')
-
-
Base
BV
+
+
+
Courant d'électrons
majoritaires et
minoritaires
+++++++++
e(V0+ V)
Courant de trous Courant de
recombinaison
majoritaires
E0
IE
Courant de trous
minoritaires
IR
+
V'
11/09/01
C
+
E0
E' = V'/W'
-
---------
Cours d ’électronique analogique
E = V/W
-
+
+
IC IC0
+
V
4
SEMICONDUCTEURS
Effet largeur base sur fct bipolaire
II - Le transistor bipolaire polarisé
Si IE est le courant d'émetteur (courant d'électrons majoritaires de
l'émetteur vers la base et courant de trous majoritaires de la base
vers l'émetteur) alors une partie de ce courant va être perdu dans
la base (c'est le courant de recombinaison). Ce courant de
recombinaison est donc:
I R = aI E
Courant que l'on notera dans la suite IB.
Le courant de collecteur IC est alors donné par :
IC = IE - IB + b= IE - aIE + b = IE (1-a) + b
Si IE = 0 alors: IB = 0 et IC = b
Cette valeur b correspond au courant d'électrons minoritaires de la base vers le
collecteur et au courant de trous minoritaires du collecteur vers la base.
Donc b = IC0 et :
I C = I C0 + I E (1 − a )
= I C0 + αI E
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
si l'on pose α = 1 - a
5
SEMICONDUCTEURS
II - Le transistor bipolaire polarisé
Rappelons donc le fonctionnement :
La base étant d'épaisseur très faible, les électrons (les trous) majoritaires, une fois qu'ils
ont franchi la jonction émetteur-base se trouvent dans le champ de la jonction basecollecteur où ils sont accélérés. Quelques électrons se sont cependant recombinés avec
les trous lors du franchissement de la base, et ont ainsi donné naissance au courant de
base qui est cependant très faible.
Il s'ensuit que :
et donc que :
a << 1
α =1−a ≈1
Dans la suite nous assimilerons le transistor à un quadripole (en fait un tripole puisqu'il
n'a que "3 pattes" ! et donc une borne d'entrée et une borne de sortie commune).
11/09/01
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6
SEMICONDUCTEURS
III - Représentation du transistor
Fab BJT
C
B
C
B
E
PNP
E
NPN
Ou encore :
PNP
E
NPN
CE
B
C
B
Dans le cours nous utiliserons toujours la notation 1 qui est la plus répandue.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
7
SEMICONDUCTEURS
III - Représentation du transistor
Puisque le transistor a trois "pattes" il y aura 3 représentations quadripolaires
possibles:
Base commune
Emetteur commun
Collecteur commun
iB
VBE
C
B
iE
E
iC
iB
VCE
Emetteur commun
E
VBC
B
iE
C
iC
Collecteur commun
VCE
iC
iE
E
C
VBE
VCB
iB B
Base commune
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8
SEMICONDUCTEURS
IV - Caractéristiques des transistors
+
V
V
VBE
B
E
iE
VCE
VV
-
-
+
Nous allons maintenant nous intéresser au montage émetteur commun pour tracer les
caractéristiques du transistor NPN
IC
IB
AA
A
A
C
Avec les mêmes conventions que celles utilisées pour le montage explicatif du
fonctionnement du transistor (montage base commune) on peut écrire:
(1)
IC = IE - IB
Cette relation est très
IC = IC0 + αIE
(2)
importante car elle
en tirant IE de (1) et en reportant sa valeur dans (2) on obtient: permet de comprendre
les caractéristiques du
IC = IC0 + α(IC + IB)
transistor.
IC (1 - α) = IC0 + α.IB
IC=IC0'+β IB
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
9
SEMICONDUCTEURS
IV - Caractéristiques des transistors
Comme dans le cas des quadripoles nous allons considérer les différents quadrants
suivants:
I2 = g(I1)V2 = cste
I2 = f(V2)I1 = cste
V1 = h(I1)V2 = cste
v1 = k(V2)I1 = cste
ici I2 = IC, I1 = IB, V1 = VBE et V2 = VCE
I C = f ( VCE )I
B = cste
IC
∆I C
Résistance de sortie du
montage émetteur commun:
 ∆VCE 

ρ = 
 ∆I C  I
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= Cotgϕ
B
=cste
IB3
Courant de fuite
de la jonction CB
polarisée en sens
inverse
Cours d ’électronique analogique
ϕ
∆VCE
V CE
10
I
B2
IB1
IB=0
SEMICONDUCTEURS
IV - Caractéristiques des transistors
IC
I C = g( I B )V
CE
ψ
= cste
∆I C
I C0 '
Coéfficient d'amplification en
courant :
 ∆I C 

β = 
 ∆I B  V
CE
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IB
∆I B
IC
βCC=
IB
= tgψ
= cste
∆IC
βalt=( )pt.fct
∆IB
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SEMICONDUCTEURS
IV - Caractéristiques des transistors
V BE
∂
VBE = h(I B )V
CE = Cste
∆V BE
Courbe caractéristique de la
jonction émetteur base polarisée en
direct.
La résistance d'entrée en émetteur
commun est :
 ∆VBE 

r = 
 ∆I B  V
CE
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I C0 '
= tgδ
=cste
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IB
∆I B
eVBE
kt
IB = IB0 e
∂IB
= e .IB
∂VBE kT
∂VBE kT 2510−3
=
=
∂IB e.IB
IB
12
SEMICONDUCTEURS
IV - Caractéristiques des transistors
VBE = k ( VCE )I
B
= cste
Le coéfficient de réaction en
émetteur commun est donné par :
 ∆VBE 

γ = 
 ∆VCE  I
= tgη
B
η ~0
∆V BE ~ 0
i B2
i B1
Tension
de seuil
=cste
iB = 0
∆V CE
En fait γ ≈ 0car il y a écrantage
du potentiel collecteur-base par la
base.
11/09/01
V BE
V CE
Les valeurs de ρ, ß, r et γ sont en général
données par le constructeur.
Cours d ’électronique analogique
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V - Le transistor idéal
IB
La caractéristique IB = f(VBE) est une
caractéristique de diode polarisée en direct,
on peut donc dans le cas du silicium idéaliser
cette caractéristique par:
0
De même IC0 est indépendant de la tension
collecteur émetteur et
I
I'C0 =
0.6 V
VBE
IC
C0
IB3
1− α
IB2
IB1
pour IB = 0, est faible devant
ßIB dès que IB # 0
0
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
VCE
14
SEMICONDUCTEURS
V - Le transistor idéal (suite)
Le schéma équivalent du transistor idéal est donc:
C
IC = ßI B
B
IB
+ 0.6 V
E
Nota : Les constructeurs ne donnent très souvent que les caractéristiques :
IB = f(VBE)
IC = f(VCE)
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
15
SEMICONDUCTEURS
VI - Amplification par transistor
Considérons un transistor monté en émetteur commun et polarisons-le comme nous
l'avons fait pour les quadripoles.
VCE tot = VCE+ v CE
Sur ce schéma on voit en rose et
C"
vert les circuits de polarisation
C
C'
d'entrée (EB et RB) et de sortie
B
(EC et RC). Par ailleurs on
RC
distingue aussi les circuits
RB
E
+
i
vCE permettant d'appliquer un
+
EC
vBE, VBE
signal alternatif sur l'entrée (v
~
-EB
et C') et de récupérer le signal
de sortie (C"). A noter que le
circuit est attaqué en courant.
On a :
EB = VBE + RBIB
(entrée)
(sortie)
EC = VCE + RCIC
Ce sont les équations des droites de charge d'entrée et de sortie.
Regardons maintenant ce qui se passe dans les trois quadrants iC = f(vCE), iC = g(iB) et
vBE = h(iB) afin de comprendre le principe de l'amplification.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
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SEMICONDUCTEURS
En vert, composantes alternatives
VI - Amplification par transistor
IBtot = IB + iB
iC
EC/RC
VCEtot = EC - RC ICtot
Q(IB0, IC0)
avec ICtot = IC + iC
Q(IC0, VCE0)
= VCE - RCiC
EB/RB
iB
iB=IB0sinω
ωt
EC vCE
posons vCE = -RCiC
donc VCEtot = VCE + vCE
VCETot
Q(IB0, VBE0)
Composante
alternative
sinusoïdale déphasée de π
par rapport à la tension
d'entrée
EB
vBE
11/09/01
VCEtot = EC - RC(IC + iC)
Cours d ’électronique analogique
17
SEMICONDUCTEURS
VI - Amplification par transistor
Nous avons attaqué le montage en courant. Nous voyons bien d'après le
schéma précédent que si le courant iB est sinusoïdal, la tension d'entrée, vBE est, elle,
très déformée compte tenu de la caractéristique non linéaire de la première jonction
(la jonction base émetteur).
Que se serait-il passé si nous l'avions attaqué en tension ?
Nous aurions alors appliqué une tension sinusoïdale et le courant iB aurait
été déformé, ce qui aurait entraîné une déformation (distorsion) de iC et par voie de
conséquence une déformation importante de vCE.
IL FAUT TOUJOURS ATTAQUER LE TRANSISTOR EN COURANT
COMMENT FAIRE ?
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
18
SEMICONDUCTEURS
VII – Attaquer le transistor en courant
Comment attaquer le transistor en courant ?
Il y a 2 montages possibles:
A - Montage à 2 alimentations
C
C dec i B+I B
Rg
eg ~
RB
B
RC
E
EC
EB
≡
Rec (continu)
R ev (variable = alternatif) = r diff
Le courant de base a deux composantes :
IB et iB (IB est la composante continue et iB est la composante alternative)
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
19
SEMICONDUCTEURS
VII – Attaquer le transistor en courant
A – Montage à 2 alimentations (suite)
Dans tous les cas Rev et Rec sont faibles
puisqu'elles correspondent aux résistances
d'entrée d'une diode polarisée en direct.
Le courant de repos est donné par:
EB
IB=
RB+Rec
Rev
IB
Si l'on veut un courant IB stable on choisira
RB>>Rec
VBE
Rec
et dans ce cas :
En
régime
dynamique
(alternatif, sinusoïdal), et si Cdec
est grande (1/jCdecω) très faible),
toute la tension se trouve aux
bornes de Rev d'où :
11/09/01
eg
iB=
Rg+Rev
Cours d ’électronique analogique
EB
IB≈
RB
Maintenant si Rg
est grand devant
Rev alors:
20
eg
iB=
Rg
SEMICONDUCTEURS
VII – Attaquer le transistor en courant
A – Montage à 1 alimentation
C dec
Rg
C
i B +I B
RB
B
E
RC
IB
+
eg ~
11/09/01
-
Cours d ’électronique analogique
21
EC
SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
A – Cas des signaux de basse fréquence et de faible amplitude – notion de circuit
équivalent
On va s’intéresser au montage émetteur commun. En réalité, si l’on considère ce montage
particulier et que l’on considère la matrice hybride les coefficients de cette matrice ont
toutes un sens physique important
Soit :
Notons hije les éléments de la matrice hybride
et v1=∆VBE, v2=∆VCE, i1=∆IB et i2=∆IC.
On a donc :
v1
 i1 
 i  = [H] . v 
 2
 2
 ∆VBE 
h11e=

 ∆IB V
=r
CE
r = résistance d’entrée = résistance différentielle
de la jonction base émetteur polarisée en direct
=cste
 ∆VBE 
h12e= 

=γ
 ∆VCE I =cste
γ = coefficient de réaction ∼ 0
B
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
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SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
A – Cas des signaux de basse fréquence et de faible amplitude – notion de circuit
équivalent (suite)
 ∆IC 
h21e=

 ∆IB V
CE
=β
β = gain en courant
=cste
 ∆IC 
h22e= 

=1
 ∆VCE I =cste ρ
ρ = résistance de sortie en émetteur commun
B
Si l’on pose vbe = ∆VBE, vce = ∆VCE, ib = ∆IB et ic = ∆IC on peut alors écrire:
vbe=rib
vbe=rib+γvce
ic=β ib + 1 vce
ρ
11/09/01
Mais comme γ∼
∼0 il vient :
Cours d ’électronique analogique
ic=β ib + 1 vce
ρ
23
SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
A – Cas des signaux de basse fréquence et de faible amplitude – notion de circuit
équivalent (suite)
Ces équations nous permettent de tracer le schéma équivalent
suivant :
vbe=rib
ic=β ib + 1 vce
ρ
iB
iC
Rg
ρ
r
~
11/09/01
ßi B
VBE
Cours d ’électronique analogique
Rc
VCE
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SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
A – Cas des signaux de basse fréquence et de faible amplitude – notion de circuit
équivalent (suite)
Les expressions précédentes peuvent aussi s’écrire :
vbe
ib =
r
ic = gmvbe+ 1 vce
ρ
Et on peut écrire :
Avec :
gm = β
r
En utilisant NORTON il vient :
iB
iC
ρ
Rg
~
r
V BE
V CE
Rc
V th
−ρgmvbe= vce− ρic
Par ailleurs :
vce−ρic−vth = 0
11/09/01
vth=−ρgmvbe= −ρβ.vbe
r
Cours d ’électronique analogique
Ceci est le gain en tension
du transistor (à noter le
signe négatif qui indique
que le montage est inverseur
25
SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
B – Cas des signaux de haute fréquence et de faible amplitude – schéma de Giacoletto
Nous avons vu que les jonctions possédaient des capacités parasites assez faibles pour
qu'elles ne gênent pas le fonctionnement à basse fréquence mais dont l'importance se
faisait sentir à haute fréquence. Dans un transistor, nous avons deux jonctions (baseémetteur et base collecteur) et donc deux capacités parasites.
Comme la jonction base-émetteur est polarisée en direct nous devons considérer sa
capacité de diffusion Cd et comme la jonction base-collecteur est polarisée en inverse
nous devons considérer sa capacité de transition Ct.
Ct
Considérons alors le
schéma
équivalent
du
montage émetteur commun
en rajoutant ces capacités
parasites
iB
r
VBE
ßi B
i
ρ
Cd
VCE
Dans ce schéma, on devrait voir chuter vers 0 la résistance d'entrée quand on
augmente la fréquence. Il n'en est rien.
rien
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
C
26
SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
B – Cas des signaux de haute fréquence et de faible amplitude – schéma de Giacoletto
En fait on ne peut pas négliger la résistance de contact entre la connexion de base et la base
elle-même. De plus les zones de charge d'espace ne coïncident pas avec les limites
géométriques de la base. De ce fait il faut aussi considérer la résistance du matériau dont est
faite la base. On doit donc considérer que même à haute fréquence la résistance de base
vaudra une certaine valeur rbb', à laquelle s'ajoute la résistance active de la jonction baseémetteur rb'e. Cela nous amène au schéma équivalent suivant connu sous le nom de schéma
de GIACOLETTO.
En fait le point b' est une base fictive.
Cependant rbb' qui est une résistance de
Ct
contact est toujours très faible devant rb'e.
b'
Donc à basse fréquence ZCd est très grand
rbb' i
iC
ßi
B
B
devant rb'e et on retrouve le schéma
équivalent à basse fréquence c'est à dire
rb'e
que:
β0
ρ
Cd
V
rb'e= =h11e
b'e
VCE
gm
(ßo coéfficient d'amplification en BF) et
que gmVb'e = gmrb'eib = ß0ib.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
27
SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
C – Fréquence de transition
Du fait de ces capacités parasites le gain du transistor diminue avec la fréquence du
signal d'attaque.
On définit alors la fréquence de transistion fT comme la fréquence pour laquelle le
module du coéfficient d'amplification en courant ß (qui est alors une grandeur
complexe) devient égal à 1 (fT est toujours donnée par le constructeur).
Dans la suite nous nous intéressons uniquement au grandeurs variables (grandeurs
alternatives) qui seront notées, comme précédemment, ib, ic, vce, vbe.
On a :
(Sortie en court circuit)
i
 c
β= 
Dans ce cas, les deux capacités Cd et Ct sont en parallèle et valent :
i
 b v =0 C=C + C
et cette capacité, C, est en parallèle avec rb'e
d
t
ce
rb'e
=
Z=
1+ jrb'eCω
jCω  rb'e+ 1 
jCω 

rb'e
11/09/01
gmrb'e
ic = gmvb'e = gmZib =
.i
1 + jrb'eCω b
Cours d ’électronique analogique
28
SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
C – Fréquence de transition
On obtient alors :
β=
ic
β0
β= =
ib 1 + jCωrb'e
β0
2
1 + (Cωrb'e)
CωTrb'e >> 1
β0
β =1
β0
CωTrb'e
2
1 + (CωTrb'e)
=1
=1
Comme :
11/09/01
avec : β0 = gmrb’e
Cours d ’électronique analogique
β0
gm=
rb'e
gm
ωT =
C
29
SEMICONDUCTEURS
VIII – Comportement du transistor en dynamique
D – Fréquence de coupure
La fréquence de coupure est définie comme la fréquence à laquelle le gain en courant, ß,
a diminué de 3dB, c’est à dire :
β0
β=
2
Cωβrb'e = 1
ωβ = 1
Crb'e
Relation entre fréquence de transition et fréquence de coupure :
ωT = β0ωβ
ωT = gain x bande passante
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
30
SEMICONDUCTEURS
IX – Bilan de puissance
Posons :
{
ic = IC + ic
tot
et EC = tension de polarisation du collecteur
vce = VCE + vce
tot
On définit alors :
1 - Puissance moyenne fournie au circuit collecteur
Puissance fournie instantanée : pf
comme ic est sinusoïdal
ic = 0
= EC.ictot = ECIC +Ecic
et donc :
pf = ECIC
La puissance moyenne fournie par l'alimentation est indépendante de l'amplitude
du signal sinusoïdal.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
31
SEMICONDUCTEURS
IX – Bilan de puissance (suite)
2 - Puissance instantanée absorbée par la charge
Soit RC la résistance de charge, alors :
p = RCictot2 = R C(IC + ic)2 = RCIC2 + 2RCICic + RCic2
3 - Puissance moyenne absorbée par la charge
Comme :
2RCICic = 0
car
ic = 0
2
2
p = RCIC + RCic
Puissance utile
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
32
SEMICONDUCTEURS
IX – Bilan de puissance (suite)
4 – Rendement du circuit collecteur
2
2
RCic
RCic
η =
=
ECIC
pf
5 – Puissance dissipée dans le circuit collecteur
=
Puissance fournie
-
Puissance moyenne absorbée par la charge
2
2
Pdissipée = ECIC − RCIC − RCic
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
On remarque que en
l'absence
de
signal
sinusoïdal la puissance
dissipée dans la jonction
collecteur-base est plus
importante.
33
SEMICONDUCTEURS
IX – Bilan de puissance (suite)
5 – Puissance dissipée dans le circuit collecteur (suite)
La limite est donc fixée par le continu.
Le fabricant donne en général la puissance maximale pouvant être dissipée par le
transistor, Pmax.
IC
Zone interdite
Dans ce cas on doit toujours avoir :
ICVCE ≤ Pmax
(c'est l'équation d'une hyperbole)
Zone permise
VCE
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
34
SEMICONDUCTEURS
X – Problèmes liés à la température
Réécrivons l'expression du courant collecteur dans le montage émetteur commun:
IC0
IC =
+ α IB
1−α 1−α
IC0 est le courant de fuite de la jonction collecteur-base polarisée en inverse. Il s'agit
d'un courant de minoritaires. Ce courant est très sensible à la température et donc ,
comme α est grand (α ≈ 0.98),
IC0
1−α
variera de manière très importante avec la
température, T. Il y aura donc un déplacement des caractéristiques IC = f(VCE) avec T.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
35
SEMICONDUCTEURS
X – Problèmes liés à la température
Caractéristiques
à T > T0
IC
De ce fait, la puissance dissipée peut
augmenter ce qui va se traduire par
une augmentation de la température
qui va provoquer un nouveau
déplacement des caractéristiques ...
et ainsi de suite...
Q'
Q
Caractéristiques
à T0
VCE
Phénomène d’emballement thermique
Destruction du transistor
Il faut donc stabiliser le transistor monté en émetteur commun
Le facteur de stabilisation
est défini comme :
S= 1
1−α
∆IC
S=
∆IC
0
= 50 si α = 0,98
11/09/01
Dans le cas du montage émetteur
commun:
I
∆IC
∆IC=
1−α
IC =
C0
1−α
0
Cours d ’électronique analogique
36
+
α I
1−α B
SEMICONDUCTEURS
X – Problèmes liés à la température (suite)
Stabilisation du montage par résistance d’émetteur
IC
R1
RC
RC
N
+
-
R2
RE
11/09/01
Rth =
RTH
VBE
VTH
M
Calculons le générateur équivalent
de Thévenin entre M et N.
ECR2
Vth =
R1+R2
IB
EC
R1R2
R1+R2
+
O
RE
P
EC
VOP
Si IC augmente alors VOP augmente. Si on
néglige VBE alors :
Vth−VOP
IB=
Rth
Cours d ’électronique analogique
diminue
37
SEMICONDUCTEURS
X – Problèmes liés à la température (suite)
Stabilisation du montage par résistance d’émetteur
Calculons le coéfficient de stabilisation:
Vth = RthIB + VBE + RE(IC + IB)
(1)
en tirant IB de (1) et en reportant dans l'expression de IC, il vient :
IC (RE+Rth)
αVth
+
IC =
RE+Rth(1−α) RE+Rth(1−α)
0
Si
Rth
⇒ 0
RE
Rth
1+
∆IC
dIC
RE+Rth
RE
=
=
S=
⇒
∆IC
dIC RE+Rth(1−α)
Rth
1+(1−α)
RE
0
0
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
alors
S⇒ 1
On choisit en général
S ≈ 5 à 10
38
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
A - MONTAGE EMETTEUR COMMUN
Dans le cas de composants au silicium (Eg > 1eV) le montage simple qui consiste en 1
résistance de base, une résistance de collecteur et l'émetteur à la masse est possible, à
condition que l'on ne travaille pas à forte puissance. Aussi nous allons étudier tout
d'abord ce montage puis celui avec résistance de stabilisation d'émetteur puis nous les
comparerons.
i) Montage simple
Schéma équivalent
RB
ib
RC
+ E
-
vbe
RB
ßi b
ρ
r
r = h11e, ρ = 1 , β = h21e
h22
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
39
Rc vce
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
A - MONTAGE EMETTEUR COMMUN (suite)
i) Montage simple (suite)
Impédance d’entrée
Impédance de sortie
h11eRB
Ze =
≈ h11e
h11e+RB
RCρ
Zs =
= RC
RC + ρ
Si RB >> h11e
Gain en courant
GI = β
Si ρ >> RC
Gain en tension
vce
Zs.iC
Zs.β .iB
β Zs
β RC
=−
=−
=−
GV = = −
vbe
h11 iB
h11 .iB
h11
h11
e
e
e
e
Si ρ >> RC
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
40
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
A - MONTAGE EMETTEUR COMMUN (suite)
Montage équivalent
ii) Montage avec résistance de stabilisation
R1
RC
+
C2
C1
R2
RE
ib
C1
-
EC
v1
CE
ßi b
r
R1
C2
ρ
R2
v2
RE
?
v1 = r.ib + RE(β+1)ib
v1
ib =
r + RE(β+1)
11/09/01
RCβ v1
v2 = − RC.ic = − RCβ ib = −
r + RE(β+1)
RCβ
v2
GV = = −
v1
r + RE(β+1)
Cours d ’électronique analogique
Rc
41
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
A - MONTAGE EMETTEUR COMMUN (suite)
ii) Montage avec résistance de stabilisation (suite)
On remarque qu'avec cette configuration le gain en tension, GV est très affaibli par la
résistance d'émetteur.
Afin de pallier cet inconvénient, l'idée est de mettre une capacité, CE, en parallèle avec
la résistance d'émetteur.
Ainsi, alors qu'en continu (polarisation) rien n'est changé, en alternatif la résistance
d'émetteur est fortement diminuée par la mise en parallèle de la capacité CE.
Exprimons l'impédance placée dans l'émetteur en présence de la capacité CE.
RE
ZE =
1+ jRECEω
11/09/01
RCβ
Le gain est donc maintenant donné par : GV = − r + Z (β+1)
E
Cours d ’électronique analogique
42
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
A - MONTAGE EMETTEUR COMMUN (suite)
ii) Montage avec résistance de stabilisation (suite)
On cherche alors la condition pour laquelle le gain en tension est proche de celui
obtenu sans la résistance d'émetteur, c'est à dire que :
Rβ
Rβ
−
Il faut donc que :
ZE.(β+1) << r
C'est à dire encore :
Si RECEω >> 1 alors :
β+1
CE >>
rω
11/09/01
RE
2
1 + (RECE ω)
ZE ≈ 1
CEω
ZE <<
r
β+1
r
β+1
(1)
<<
r + ZE(β+1)
et la condition (1) devient :
Cours d ’électronique analogique
C
=−
C
r
1 << r
CEω
β+1
43
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
A - MONTAGE EMETTEUR COMMUN (suite)
ii) Montage avec résistance de stabilisation (suite)
La condition "très inférieur à" est en général remplie si l'on prend un facteur 100, c'est
à dire que:
100.(β + 1) 100.β
CE =
≈
rω
rω
Comme on le voit sur la formule ci-contre,
cette condition dépend de la fréquence. On
choisira toujours la fréquence la plus basse pour faire le calcul.
Une fois la capacité CE "bien choisie" c'est à dire que le gain en tension est identique à
celui obtenu sans la résistance d'émetteur, l'impédance d'entrée de l'étage, Ri, vaut :
Ri = R.r
R+r
11/09/01
où
R1R2
R=
R1 + R2
Cours d ’électronique analogique
Si R1 et R2 >> r alors Ri ≈ r = h11e
44
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
A - MONTAGE EMETTEUR COMMUN (suite)
ii) Montage avec résistance de stabilisation (suite)
Calculons maintenant ce que doit valoir la capacité d'entrée, C1 c’est à dire que C1 n'ait
pas d'influence sur le fonctionnement de l'étage amplificateur.
Il faut que :
ZC << r
c’est à dire que :
1
1 << r
C1ω
Comme pour le calcul de CE on choisit un facteur 100 et :
On s'aperçoit que C1 est ß fois plus faible que CE.
Impédance d’entrée :
Impédance de sortie :
Si CE et C1 sont choisies comme ci-dessus
alors et R1 et R2 >> r :
11/09/01
C1 ≈ 100
rω
Ri = r
Cours d ’électronique analogique
RCρ
RS =
≈ RC si ρ >> RC
ρ + RC
45
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
B - MONTAGE BASE COMMUNE
E
i) Montage à deux sources (peu usité)
ii) Montage à une source
B
R1
RC
C2
R2
C
CB
Sortie
+
EC
-
RE
Entrée C1
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
46
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
Gain en courant
B - MONTAGE BASE COMMUNE (suite)
ii) Montage à une source; schéma équivalent
C1
ie
ib
v1
RE
R1
r
Rc
v2
R2
e
v2 =
β
≈ 1
β + 1
Impédance d’entrée
ρ
CB
Gain en tension
h11 +∂
v1=
.ie
β+1
C2
ßi b
GI
ic
=
=
ie
RCβ ib
RCβ ie
=
β + 1
v1 h11 + ∂
Zétage = =
ie
β+1
e
REZétage
Ze = RE//Zétage=
RE + Zétage
RCβ
v2
Gv = =
v1 h11 + ∂
e
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
47
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
B - MONTAGE BASE COMMUNE (suite)
ii) Montage à une source; schéma équivalent (suite)
Faisons maintenant les calculs avec la capacité de découplage CB
∂ devient :
∂' = ∂ //
∂
1 =
jCBω 1 + jCBω∂
Si l'on veut que ce gain soit maximum, il faudra choisir
la capacité CB telle que :
∂
<< h11e
2
1 + (∂CBω)
∂
<< h11e
1 + jCBω∂
Si
Comme dans le cas du
montage émetteur commun on
choisit un facteur 100, c'est à
dire que :
11/09/01
2
(∂CBω) >> 1
1 = h11e
CBω 100
Cours d ’électronique analogique
Le gain en tension devient alors :
β RC
GV' =
∂
h11 +
1+ jCBω∂
e
Il reste comme
autre condition à
remplir
1 << ∂
CBω
soit
CB= 100
h11eω
48
1 << h
11e
CBω
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
B - MONTAGE BASE COMMUNE (suite)
ii) Montage à une source; schéma équivalent (suite)
Si on choisit cette valeur de la résistance CB, l'impédance d'entrée du montage sera:
Ze = Zétage // RE
avec :
Impédance de sortie
h11e
Zétage =
β+1
ρ
Dans ces conditions le gain en tension
sera :
βR
GV' =
NORTON
C
h11e
ρ
Rg
ib
~
RE
h11e
Rc
Rg
RE
Si on supprime les sources, l’impédance en parallèle avec RC vaut :
ρßib
h11e
Cours d ’électronique analogique
Rc v
ρ + (Rg // RE // h11e)
Comme cette résistance est très grande l’impédance de sortie vaut donc :
11/09/01
i
49
ZS = RC
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
C - MONTAGE COLLECTEUR COMMUN
M
RE
E
B
ve
C
-
B
E
+
vs
ve
C
E
RE
+
E
vs
M
- pour les alternatifs
En effet :
- pour les continus
VBC = VBE +VEM + VMC
VEC = VEM + VMC = VEM + E
ve = vBC = vBE + vEM = vBM
vs = vEM = vEC
On retrouve bien les mêmes équations pour les 2 montages. Le second montage est
cependant plus facile à analyser.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
50
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
C - MONTAGE COLLECTEUR COMMUN (suite)
Soit le schéma de polarisation et le schéma équivalent suivants :
h11e
Ib
R2
C
+
B
v1
E
RE
R1
v2
v1 = (h11e+ (β + 1)RE) .ib
11/09/01
R1
R2
RE
v2
ßi b
(ß+1)i b
M
v2 = (β + 1)REib
E v1
Gain en courant
Gi = β + 1
Cours d ’électronique analogique
Gain en tension
(β + 1)RE
v2
GV = =
≈1
v1 h11e+(β + 1)RE
51
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
C - MONTAGE COLLECTEUR COMMUN (suite)
Impédance d’entrée
Impédance de sortie
Rg
V0 ~
v1
Zétage = = h11e+ (β + 1)RE
ib
ib
h11e
R1
R2
RE
En remplaçant maintenant vs par REi
il vient:
(R + h ).i
v0 = REi +
11/09/01
g
Si l'on suppose que R1 et R2 sont grandes
on peut les négliger.
On peut alors écrire: vs = V0-(Rg + h11e)ib
par ailleurs le courant, i, qui circule dans
RE est égal à : i = (ß + 1)ib ,donc:
ρ
vs
11e
(β + 1)
Ze = Zétage// R1 // R2
ßib
(Rg + h11e) i
vs = v0 −
β+1
Le générateur de THEVENIN
qui attaque la résistance RE a
pour impédance interne :
Cours d ’électronique analogique
52
Rg + h11e
β+1
SEMICONDUCTEURS
XI – Les trois montages fondamentaux
Emetteur
commun
Collecteur
commun
Base
commune
Gain en courant
β
- (β + 1)
-1
Gain en tension
β RC
−
h11e
1
β RC
h11e
β RC
−
h11e
2
Gain en puissance
β RC
−
h11e
- (β + 1)
Impédance d’entrée
transistor
h11e
βRE
Impédance d’entrée
montage
Impédance de sortie
transistor
Impédance de sortie
montage
RB//h11e
βRE//RB
ρ
Rg+h11e
β+1
Rg+h11e
// RE
β+1
11/09/01
RC
Cours d ’électronique analogique
53
h11e
β+1
h11e
RE //
β+1
ρ
RC
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
A – Classe A
A1 – Petits signaux
IC
E/Rc
Saturation
Q
Entrée
Sortie
Blocage
Supposons que l'étage de sortie a
Ico
E VCE
comme unique résistance de charge la
résistance de collecteur
Droite de charge statique
E
RB
RC
Dans ce cas, si l’on veut un signal de sortie
maximum sans déformations, on aura tout
intérêt à choisir un point de fonctionnement
au milieu de la droite de charge
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
54
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
A – Classe A
A1 – Petits signaux
Supposons maintenant une liaison
capacitive (extraction d’un signal
variable) entre l'étage amplificateur et
la charge (il pourrait s'agir de
l'impédance d'entrée d'un étage
suivant).
E
RB
RC
Droite de charge
dynamique
IC
E/Rc
Droite de charge
statique
Q
Ico
E VCE
E/2
RCh
Pour travailler en classe A, et avoir le maximum de signal de sortie,
il faut que le point de polarisation soit centré sur la droite de charge dynamique.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
55
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
A – Classe A
A1 – Petits signaux (suite)
Comment calculer le montage afin que l’on soit centré sur la droite de charge
dynamique ?
Considérons maintenant la droite
de charge dynamique. Elle coupe
l'axe VCE en a et l'axe IC en :
Droite de charge dynamique
a
a
RC // RCh
RC // RCh
a/2
Q
IC
Si l'on suppose que le point de
a/2(Rc //Rch)
fonctionnement est centré sur la
E/Rc
droite de charge dynamique alors
ses coordonnées sont :
Ico
a
11/09/01
E VCE
Cours d ’électronique analogique
a
2
a
2(RC // RCh)
Q
56
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
A – Classe A
A1 – Petits signaux (suite)
Ce point appartient aussi à la droite de charge statique; il répond donc à
l'équation :
E - VCE = RCIC
Remplaçons maintenant VCE et IC par les coordonnées de Q, il vient :
a
E − a = RC
2
2(RC+ RCh)
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
a=
2
E
RC+ RCh
1+
RCh
57
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
A – Classe A
A2 – Signaux forts
On voit que dans le cas de
signaux forts on ne peut plus
utiliser l'approximation :
−3
Cas limite : Vbe/Ib
Q
Pente pour petits
signaux
Cas intermédiaire
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
h11e = 25.10
IB
Il faut alors tenir compte d'une
résistance moyenne qui est
donnée par la pente de la droite
qui joint les deux points extrêmes
correspondant au maximum et au
minimum de IB appliqué.
58
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
A – Classe A
A3 – Un montage de puissance en classe A : Le DARLINGTON
Considérons le montage suivant :
Ce montage peut être
considéré comme un
transistor unique dont
le gain serait ß1.ß2. Il
n'est pas uniquement
intéressant pour le gain
en
courant
qu'il
procure.
Exemple : si ß1 = ß2 = 100 alors GI = 104 !
E
Ib
ß1
ß1.Ib
- ß 1.ß2.Ib
GI = β1.β2
ß2
Cette augmentation de gain peut, en effet, être mise a profit pour augmenter de façon
importante l'impédance d'entrée du montage.
−3
25
.
10
En effet, dans le cas de petits signaux on sait que h11e = I
.
B
Pour un IC donné il permet donc de réduire considérablement IB par rapport à un
transistor unique et donc d'augmenter h11e.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
59
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
B – Classe B, classe AB : amplificateurs symétriques ou « push-pull »
IC
Q
E
A
A
B
~
B
RE
VCE
A
Transistor NPN
Considérons maintenant les
deux
montages
collecteurcommun suivants en supposant
que Q se trouve sur l'axe VCE.
11/09/01
A
B
~
Cours d ’électronique analogique
B
RE
E
Transistor PNP
60
B
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
B – Classe B, classe AB : amplificateurs symétriques ou « push-pull » (suite)
Si les deux transistors ont des caractéristiques identiques (en particulier même ß et
même caractéristique IB = f(VBE)) on peut les associer comme sur le schéma suivant :
A
E
B
A
RE
~
-E
B
En fait ce montage introduit une
distorsion
appelée
distorsion
de
recouvrement. Elle est liée au fait que
chacune des diodes base-emetteur a une
tension de seuil. On ne pourra avoir un
signal de sortie que lorsque les alternances
positives ou négatives auront dépassé cette
tension de seuil.
Signal d’entrée
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
Signal de sortie
61
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
B – Classe B, classe AB : amplificateurs symétriques ou « push-pull » (suite)
Pour pallier ce défaut il faut donc
appliquer une légère polarisation à
chaque diode base-emetteur (que l'on
appelle aussi polarisation d'entretien) de
sorte que chacune des diodes ait un point
de fonctionnement > Vseuil. Cela revient
aussi à déplacer légèrement le point Q de
telle manière que l'on soit entre la classe
A et la classe B pures. On appelle ce
mode de polarisation classe AB.
IC
R1
E
VCE1
R2
R2
2.VBE
RE
~
Il existe plusieurs manières de réaliser
cette polarisation d'entretien.
R1
VCE2
IC
Polarisation par diviseur de tension
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
62
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
B – Classe B, classe AB : amplificateurs symétriques ou « push-pull » (suite)
Ce montage présente de nombreux problèmes mais en particulier celui de la stabilité
en température. En effet, le courant de base étant fixé par la valeur des résistances R1
et R2, toute augmentation de la température va entraîner une augmentation de IC qui
ne sera pas compensée. Il y aura donc dérive importante des caractéristiques d'autant
plus que ce type de montage est utilisé pour la puissance.
Pour pallier ce problème on a recours au « Miroir Electronique »
E
IC
I1
R1
Supposons que la diode D ait une caractéristique
courant-tension I = f(V) égale à la caractéristique
A I
B
de transconductance du transistor IC = f(VBE).
I2
D
I B + IC
Alors …
…/…
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
63
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
B – Classe B, classe AB : amplificateurs symétriques ou « push-pull » (suite)
« Miroir Electronique » (suite)
IB
IC
I2 ≈ IC
VBE
VBE
Au point A (base du transistor)
on a :
I1 = I2 + IB
c'est à dire:
I1 = IC + IB
11/09/01
Comme IB << IC
Cours d ’électronique analogique
I1 = IC
64
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
B – Classe B, classe AB : amplificateurs symétriques ou « push-pull » (suite)
« Miroir Electronique » (suite)
En conclusion le courant qui arrive en A est égal au courant collecteur.
Le circuit diode-transistor s'appelle le miroir électronique et le courant collecteur le
courant réfléchi.
Dans le cas de composants discrets, cette association n'est jamais totalement parfaite.
D'une part la diode n'a jamais exactement la même caractéristique que celle de
transconductance du transistor, d'autre part sa température peut être légèrement
différente de celle du transistor. Pour pallier ce défaut on l'installe généralement sur
le radiateur qui supporte le transistor.
Ce type de montage est, par contre, presque parfait dans le cas de circuits intégrés
linéaires. En effet, dans ce cas les caractéristiques peuvent être identiques du fait de la
fabrication simultanée des deux élements et d'autre part le couplage thermique est
quasi-parfait.
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
65
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
B – Classe B, classe AB : amplificateurs symétriques ou « push-pull » (suite)
On va utiliser cette notion de miroir électronique
pour réaliser la polarisation du "push-pull"
E
I1= IC IC
R1
VCE1
T augmente
IB
E − 2VBE
IC =
2R1
D2
2.VBE
D2
~
R1
11/09/01
VBE
Le courant qui parcourt les deux diodes (D1 et D2) est
RE déterminé par les 2 résistances R1. De ce fait si la
température augmente, la tension VBE diminue
V CE2
(environ 2,5mV/°C), ce qui a tendance à augmenter IC.
IC
Cependant cette augmentation est extrêmement faible si
E est très grand devant VBE et ainsi IC est presque
parfaitement stabilisé.
Cours d ’électronique analogique
66
Variation de la caractéristique courant-tension
d'une diode en fonction de la température
500.00m
400.00m
C ourant [A ]
AM1[5]: 58,33[°C ]
300.00m
AM1[6]: 66,67[° C ]
AM1[7]: 75[°C ]
200.00m
AM1[8]: 83,33[°C ]
AM1[1]: 25[°C ]
AM1[9]: 91,67[°C ]
AM1[10]: 100[°C ]
100.00m
AM1[2]: 33,33[°C ]
AM1[3]: 41,67[°C ]
AM1[4]: 50[°C ]
0.00
0.00
250.00m
500.00m
750.00m
Tension d'entrée [V]
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
67
1.00
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
C – Classe C
Au lieu d'appliquer une sinusoïde sur la base du transistor on applique des impulsions.
Comment peut-on réaliser ceci simplement à partir d'un signal sinusoïdal ?
100 kΩ
+ Vo
- Vo
~
IC
E
1kΩ
Q
1MΩ
VCE
Circuit de restauration négative
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
68
SEMICONDUCTEURS
XII – Les différentes classes d’amplification
C – Classe C (suite)
Il peut y avoir un problème avec ce
type de montage: c'est le claquage de
la
jonction
base-émetteur
du
transistor car la tension inverse
appliquée est d'environ 2V0. Pour
beaucoup de transistor cette tension
de claquage est de l'ordre de quelques
volt. Un moyen pour éviter cet
inconvénient est de placer une diode
qui peut admettre de très fortes
tensions inverses en série avec la
jonction.
Diode de protection
V rupture < -20V
11/09/01
Si l'on place maintenant un circuit accordé
dans le collecteur, on aura :
Réponse à 1 impulsion
E
C
L
Réponse à 1 une série
d'impulsions
~
100 kΩ
1MΩ
En sortie on aura une tension sinusoïdale
presque parfaite si le circuit résonant est
accordé sur la fréquence d'attaque et si le
coefficient de surtension du circuit LC est
élevé.
Cours d ’électronique analogique
69
SEMICONDUCTEURS
XIII – Les bilans de puissance des classes d’amplification
IC
E/Rc
A – Classe A
Considérons un ampli classe A centré sur la
droite de charge statique.
E = 10V
IC= 5 mA
RC= 1000Ω
iC = ICM+ ICMsinωt
V
M CEM
ICM
Ico
VCE
VCE= 5V
Supposons que le signal de sortie
explore toute la droite de charge, alors :
Rendement :
2
2 RCICM
Puissance utile dans la charge : Pu=RC.iC =
2
Puissance fournie au circuit : P =E.I
f
CM
Si M au milieu de la droite de charge statique alors :
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
2
RCICM RCICM
η=
=
2E.ICM
2E
RCICM = E
2
et
70
η = 1 = 25%
4
SEMICONDUCTEURS
XIII – Les bilans de puissance des classes d’amplification
IC
B – Classe B
R1
I 1= I C IC
E
ICmax
M
E/2VCE
VCE1
D2
2.VBE
D2
~
VCE2
IC
R1
VCE1 = VCE2 = VCE= E
2
RE Puissance utile sur un demi cycle (1 seul transistor,
c’est à dire entre 0 et π et entre π et 2 π )
E.IC
E
Pu=vCE.iC= ( sinωt.ICmaxsinωt) =
4
2
E.IC
Soit pour les deux transistors:
Pu =
2
Au repos il n’y a pas de puissance consommée
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
71
Suite
SEMICONDUCTEURS
XIII – Les bilans de puissance des classes d’amplification
B – Classe B (suite)
π
∫ICsinωt
E.IC E.IC
0
E
E
Pf = .iC = .
=2
=
2
2
2π
π
π
La puissance fournie par
transistor est égale à :
Soit pour les deux transistors :
E.IC
Pf = 2
π
Le rendement, η, est donc égal à :
11/09/01
E.IC
Pu
η = = 2 = π = 78.5%
Pf
E.IC 4
2
π
Cours d ’électronique analogique
72
SEMICONDUCTEURS
XIII – Les bilans de puissance des classes d’amplification
C – Classe C
Le calcul complet est assez compliqué. On peut démontrer que le rendement de la classe
C est voisin de 100%
11/09/01
Cours d ’électronique analogique
73
SEMICONDUCTEURS
XIV – L’amplificateur différentiel
L'amplificateur différentiel est équivalent à 2
amplificateurs émetteurs communs couplés par
une résistance Ra.
+E
Schéma équivalent :
Rc
Rc
Rc
Vs1 Vs2
Ve1
-E
Ve2
Ve1
RE
ß i2
Rc
h 11e
h 11e
i1
i2
Ve2
RE
ve1= h11 e.i1 + β .R E.( i1 + i2 )
ve2= h11 e.i2 + β .R E.( i1 + i2 )
11/09/01
ß i1
Cours d ’électronique analogique
ve1 − ve2 = h11e .(i1 − i2)
74
SEMICONDUCTEURS
XIV – L’amplificateur différentiel (suite)
D’autre part :
vs1 = − β RC.i1
vs1
i1 = −
β .RC
vs2 = − β RC.i2
vs2
i2 = −
β .RC
h11e
ve1 − ve2=
(v − vs1)
β RC s2
β RC
vs = vs1 − vs2 = −
(v − ve2)
h11e e1
e1 est appelée entrée inverseuse et e2 l’entrée
non inverseuse
On définit l’impédance
différentielle d’entrée
comme :
11/09/01
ve1−ve2
Zed =
= h11e
i1−i2
Cours d ’électronique analogique
Cette impédance est faible. Pour
obtenir une impédance forte il
faut introduire une résistance
supplémentaire dans chacun des
émetteurs.
75
SEMICONDUCTEURS
XIV – L’amplificateur différentiel (suite)
+E
On peut aussi écrire :
Rc
Ve1
h11e+ 2(β+1)RE
ve1 + ve2 = − (vs1 + vs2)
β RC
Rc
Vs1 Vs2
RE
-E
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Ve2
et
h11e
ve1 − ve2= (vs2 − vs1)
β RC


β RC
 β RC 
1
1


vs2 = −
(v + v ) + 
 (v − ve2)
2  h11e + 2(β+1)RE  e1 e2 2  h11e  e1




β RC
 β RC 
1
1


 (v − ve2)
vs1 = −
(v + v ) − 
2  h11e + 2(β+1)RE  e1 e2 2  h11e  e1


Cours d ’électronique analogique
76
SEMICONDUCTEURS
XIV – L’amplificateur différentiel (suite)
+E
On prend généralement le signal en sortie de l’un ou l’autre
des transistors. Donc si l’on veut que cette sortie soit
représentative de la différence des tensions d’entrée il faut
que RE soit très grand.
Rc
Un excellent moyen est de remplacer la résistance RE
par un transistor comme ceci:
Ainsi, on remplace la résistance par un générateur
de courant c’est à dire que l’on introduit maintenant
une très grande impédance dans l’émetteur des deux
transistors ce qui se traduit par une minimisation du
premier terme de l’équation ci-dessous
Ve1
Rc
Vs1 Vs2
+E
-E


β RC
 β RC 
1
1


 (ve1 − ve2)
vs1 = −
(ve1+ ve2) − 


2 h11e + 2(β+1)RE
2  h11e 


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Cours d ’électronique analogique
77
Ve2