(JNRDM) 2001

Evaluation de topologies d'inductances actives pour les récepteurs RF intégrés et
reconfigurables
M. Adnan Addou, Bruno Barelaud, Bernard Jarry, Julien Lintignat
Laboratoire XLIM CNRS UMR 7252, Université de Limoges
123, avenue Albert Thomas
87060 Limoges, France
E-mail : [email protected]
Résumé
1. Introduction
Ce papier présente un amplificateur à faible bruit à
bande étroite (LNA) reconfigurable à l’aide d’une
inductance active. Dans la plupart des cas, des
inductances passives sont utilisées pour la réalisation
de ces LNA. Ces inductances présentent plusieurs
inconvénients comme la difficulté de concevoir
simultanément une inductance de grande valeur avec
une faible surface et un bon facteur de qualité. Toutes
ces considérations nous ont amenés à étudier des
solutions de LNA utilisant des inductances actives. Les
principaux avantages de ces dernières par rapport à ses
équivalentes
passives
sont
les
possibilités
d’accordabilité des circuits (variation du coefficient de
self induction) et le gain de place (surface de silicium).
L'absence de couplage magnétique est un autre
avantage. L’architecture du LNA réalisé repose sur
deux étages d’amplificateurs cascadés à source
commune et à résistance de contre réaction.
L’inductance active quand a elle, est placée comme
charge du deuxième étage pour présenter un faible
facteur de bruit et permet l’accord de la fréquence
centrale. L’intérêt de cette topologie de LNA qui a été
fabriqué, repose sur l’accordabilité en fréquence et sur
le fait qu’aucune inductance passive ne soit utilisée
puisque nous avons fait appel à une adaptation active.
La structure globale du circuit met en œuvre des
transistors MOS de la technologie QUBiC4XI BiCMOS
0,25µm de NXP. Le gain et le facteur de bruit mesurés
ont respectivement pour valeurs 15dB et 3,5dB pour une
consommation de 13mW@2,5V. Ce circuit est
reconfigurable de 1GHz jusqu'à 1,6 GHz et occupe une
surface de (700*760)µm2 .
L’avancée significative des technologies de
communication sans fil et la forte demande pour des
systèmes multi-bandes a créé une complexité importante
du front-end. L’un des blocs les plus importants dans les
systèmes de communication sans fil, en réception, est
l’amplificateur à faible bruit (LNA). Placé au début de la
chaîne de réception, il a pour but d’amplifier le signal
reçu avec un gain élevé et doit présenter un faible bruit,
une bonne linéarité et une consommation minimale.
La majorité des LNA sont réalisés avec des
inductances passives. Ces dernières présentent plusieurs
inconvénients comme la difficulté de concevoir
simultanément une inductance de grande valeur avec une
faible surface et un bon facteur de qualité. Ce qui nous a
amenés à étudier des solutions de LNA reconfigurables
en utilisant des inductances actives.
De nombreuses études ont été réalisées pour
remplacer l’inductance passive par l’inductance active
[1], [2], [3] puisqu’elle offre plusieurs avantages comme
les possibilités d’accordabilité des circuits (variation du
coefficient de self induction) et le gain de place (surface
de silicium utilisé). De plus, l'absence de couplage
magnétique est un autre avantage. En revanche, le bruit
élevé, la mauvaise linéarité et une consommation
importante sont les principaux inconvénients de
l'inductance active.
2. Conception de l’inductance active
2.1. Principe de base de l’inductance active
L’inductance active, réalisée à partir d’un montage de
type gyrateur, se compose de deux transconducteurs
connectés en contre-réaction. Le rôle du gyrateur est de
présenter à son entrée, une impédance proportionnelle à
l’inverse de son impédance de charge. La valeur de
l'inductance obtenue est directement proportionnelle à la
capacité de charge C, et inversement proportionnel au
produit des transconductances des transconducteurs
formant le gyrateur [4]. En réalité, il n’existe pas de
transconducteurs idéaux comme le montre la Figure 1.
Les nœuds 1 et 2 présentent des impédances finies du fait
que les transconducteurs correspondent à des montages à
base de transistors utilisés pour la réalisation du gyrateurC. Le gyrateur-C présenté dans la Figure 1 se comporte
comme un circuit RLC parallèle où G01 et G02
représentent les conductances totales au niveau des
nœuds 1 et 2, respectivement.
2.2. Présentation de l’inductance active conçu
Dans la Figure 2(a), le transconducteur de la voie
directe présente une transconductance positive qui est
configurée par un montage drain commun tandis que le
transconducteur de la voie retour présente une
transconductance négative qui est configurée par un
montage source commune. Dans la Figure 2(b), le
transconducteur de la voie directe présente une
transconductance positive qui est configurée par un
montage grille commune tandis que le transconducteur de
la voie inverse présente une transconductance négative
qui est configurée par un montage source commune [4].
I1
I1
VIN
-
IIN 2
Gm1V2
V2
+
VIN
M2
IIN
2
VIN
C1
G02
C1
G01
-
Rp
Les expressions des éléments parasites du réseau
inductif équivalent sont données par [2] [4],
Le transconducteur de la voie directe peut être
configuré avec une transconductance positive ou négative
quand le transconducteur de la voie de contre-réaction est
configuré avec une transconductance négative ou
positive. Il convient également de noter que le gyrateur-C
ne présente une caractéristique inductive que sur une
plage de fréquence bien spécifique. Cette gamme de
fréquence peut être obtenue à partir de l'expression de
l'impédance d'entrée du circuit RLC équivalent représenté
à la Figure 1:
sL𝑅𝑝 +𝑅𝑠 𝑅𝑝
s2 (L𝑅𝑝 𝐶𝑝 )+s(𝑅𝑠 𝑅𝑝 𝐶𝑝 +L)+(𝑅𝑝 +𝑅𝑠 )
(1)
À partir de l'expression de l'impédance d'entrée Z, nous
pouvons déduire les deux pulsations de transition ωpôle et
ωzéro.
ωp = √
ωz =
R𝑝 +R𝑠
R𝑝 LC𝑝
≈√
1
LC𝑝
( avec R 𝑝 ≫ R 𝑠 )
𝑅𝑠
(2)
(3)
L
Expressions (2) et (3) montrent que RS n'a pas d'effet
sur ωp. Par ailleurs, ωz est minimisée quand RS est réduite.
Aussi, il faut noter que le gyrateur est inductif lorsque
ωz <ω <ωp. Ainsi, pour augmenter la gamme de
fréquences inductive, ωz doit être minimisée et ωp doit
être maximisée (à savoir, RS et CP doivent être réduits au
maximum). L'expression du facteur de qualité à partir de
l'expression de l'impédance d'entrée :
Q=
Im[Z]
Re[Z]
R
=
(b )
Figure 2. Circuits de base d’une inductance active
(a )
Figure 1. Principe de base du montage gyrateur
Z=
I2
Cp
Rs
V1
+
𝑅 2𝐶
𝑝
𝑠 𝑝
(1−
−ω2 L𝐶𝑝 )
ωL 2
( ) ωL R𝑝L ωL 2
R𝑠
1+ +( )
R𝑠
M1
VIN
I2
1
Vc1
M1
L
Gm2V1
M2
(4)
R𝑠
Comme le montre l'expression du facteur de qualité, la
diminution de la valeur de RS permet d’améliorer la
valeur du facteur de qualité.
𝑅𝑝 =
1
g𝑚1
, C𝑝 = C𝑔𝑠1 , 𝑅𝑠 =
G𝑑𝑠1
g𝑚1 𝑔𝑚2
, 𝐿=
C𝑔𝑠2
g𝑚1 𝑔𝑚2
(5)
Le comportement inductif est seulement sur une plage
de fréquence limitée. Comme précisé dans 2.1, le
gyrateur est inductif lorsque ωzéro <ω <ωpôle (voir Eq. 2 et
3). Ainsi, pour augmenter la gamme de fréquence
inductive, RS et de CP doivent être réduite au maximum.
RS influe aussi sur la valeur du facteur de qualité. En
effet, une réduction de RS, améliore la valeur du facteur
de qualité (voir Eq. 4).
Dans cette approche, plusieurs travaux ont été réalisés
pour obtenir une inductance active variable avec un
facteur de qualité élevé. Par exemple, les auteurs de [2] et
[5] ont ajouté un transistor cascode et une résistance en
contre-réaction pour améliorer la structure de base
présentée dans la Figure 2(a). Toutefois, ces exemples
sont basés sur une transconductance positive (Figure
2(a)) et dédiés à une inductance reliée à la masse qui peut
être utilisée comme une inductance de dégénérescence
dans un LNA.
Dans ce travail, la topologie proposée de l'inductance
active est présenté Figure. 3. Le circuit de l'inductance est
basé sur une transconductance négative (Figure 2(b))
pour être placée comme charge du LNA réalisé dans ce
travail. Le gyrateur de base (Figure 2(b)) est amélioré par
l'ajout d'un transistor cascode et d’une résistance de
contre réaction. De plus, le transistor Mq est ajouté pour
permettre le contrôle de la valeur de la résistance Rf par
sa tension de grille Vq.
La valeur de l'inductance et du facteur de qualité de
l'inductance active peuvent être réglés indépendamment
grâce à l’ensemble des paramètres suivants :
• la tension de grille Vq du transistor Mq modifie la
valeur de la résistance et donc la valeur du facteur de
qualité,
• les tensions de grille Vc1 et Vc2 modifient
respectivement les valeurs des transconductances (Gm1 et
Gm2) des transistors M1i et M2i et donc la valeur de
l'inductance.
VDD
I2i
VDD
Rf
M2i
Mq
40
L
Q
30
VIN
IIN
2
L (nH) 20
L
M3i
Vc2
Rp
Vq
Vc1
Cp
M1i
10
Rs
VIN
0
0
I1i
Figure 3. Inductance active et schéma équivalent du résonateur
correspondant
Les nouvelles expressions des éléments parasites du
modèle équivalent de cette inductance active cascodée à
résistance de contre-réaction sont :
C𝑝 ≈ C𝑔𝑠3
𝑅𝑝 ≈
𝑅𝑠 ≈
𝐿≈
(6)
𝑅𝑓 𝑔02 +1
(7)
2g02 +𝑅𝑓 𝑔02 2
g𝑚1 g02 g03 +ω2 [𝑔𝑚2 𝐶𝑔𝑠1 2 −g𝑚1 C𝑔𝑠1 C𝑔𝑠2 (𝑅𝑓 g02 +1)]
𝑔𝑚1 2 𝑔𝑚2 g𝑚3
g𝑚1 𝑔𝑚2 C𝑔𝑠1 +ω2 𝐶𝑔𝑠1 2 C𝑔𝑠2(𝑅𝑓 g02 +1)
(8)
(9)
𝑔𝑚1 2 𝑔𝑚2 𝑔𝑚3
L'équation (8) montre que l'augmentation de la
résistance de contre-réaction Rf minimise la valeur de la
résistance série RS qui permet d'améliorer le facteur de
qualité (voir Eq. 4). Cependant, la variation de la
résistance de contre-réaction Rf affecte également la
valeur de l'inductance comme indiqué dans l'équation (9).
Pour pallier ce problème, les tensions de grille Vc1 et Vc2
des transistors M1i et M2i peuvent être utilisées pour
modifier
respectivement
les
valeurs
des
transconductances (Gm1 et Gm2) afin d'ajuster la valeur de
l'inductance. En utilisant cette méthode, la valeur de
l'inductance et du facteur de qualité peuvent être réglées
de manière indépendante. Ainsi, on peut obtenir une
inductance reconfigurable avec une valeur du facteur de
qualité constante et inversement, un facteur de qualité
reconfigurable avec une valeur d'inductance constante
comme illustré sur les Figures. 4, 5.
40
160
L
Q
30
140
120
2
4
6
8
10
FREQUENCE
(GHz)
Figure 5. Variation du facteur de qualité avec la même valeur de
l’inductance active
3. Conception du LNA
Certains travaux utilisent simultanément des
inductances passives et des inductances actives pour la
réalisation de LNAs. Par exemple dans [1], deux
inductances passives sont utilisées en entrée pour
l’adaptation d’impédance et une inductance active en
charge. Dans le circuit que nous proposons, aucune
inductance passive n’est utilisée, nous avons donc fait
appel à une adaptation active. L’amplificateur faible bruit
conçu comprend deux étages comme indiqué sur la
Figure 6. Le premier étage est réalisé à l’aide du
transistor M1 monté en source commune et est contreréactionné avec le transistor M2 qui a pour but d’adapter
l’impédance d’entrée à 50 Ω. Le deuxième étage (M3) est
également en source commune avec une résistance de
contre réaction. L’inductance active est placée comme
charge du deuxième étage pour présenter un faible facteur
de bruit et permet l’accord de la fréquence centrale du
LNA. Toutes les sources de courant ont été remplacées
par des miroirs de courant. I2 est une source de courant
commandée en tension qui permet de maintenir
l’impédance d’entrée à 50 Ω à chaque modification de la
fréquence de résonance du LNA via la variation de
l'inductance active. La Figure 7 illustre la photographie
du circuit conçu.
VDD
VDD
VDD
Inductance
Active
I1
M2
(Vc1, Vc2, Vq)
COUT
R2
VOUT
Cd
C
M3
R1
CIN
VIN
M1
I2
Figure 6. Schéma électrique du LNA
100
80 Q
L (nH) 20
760µm
60
40
700µm
10
20
0
0
4
6
8
10
FREQUENCE
(GHz)
Figure 4. Variation de l’inductance active avec la même valeur du
facteur de qualité
0
200
180
160
140
120
100 Q
80
60
40
20
0
2
Figure 7. Photographie du LNA conçu
Le LNA occupe une surface de (760*700) µm2 avec
les PADs et de (220*240) µm2 sans les PADs où
l’inductance active occupe uniquement une surface de
(80*45) µm2 .
Le facteur de bruit du LNA a été mesuré et il est en
bon accord avec les résultats de simulation (Figure 10).
Le LNA a un facteur de bruit inférieure à 3,5 dB quelque
soit la fréquence d'accord.
20
S21 Mesuré (dB)
NF Simulé (dB)
NF Measuré (dB)
4. Résultats de simulation et de mesure
Le LNA est conçu avec la technologie QUBiC4XI
BiCMOS 0,25µm de NXP et en utilisant le simulateur
SpectreRF de Cadence. Le circuit a été fabriqué et
mesuré. Le réglage de la fréquence est obtenu en faisant
varier la valeur de l'inductance active. La valeur de cette
dernière peut être modifiée par la variation combinée des
tensions Vc1 et Vc2. Par contre, ceci peut impacter la
valeur de la résistance série RS (Eq. 8 et 9), car une
augmentation de la valeur de RS implique une diminution
de la valeur du facteur de qualité de l'inductance, ce qui
affecte le gain du LNA. Ceci ne nous permet pas d'avoir
le même gain pour différentes valeurs de la fréquence
centrale du LNA. Pour cette raison, le transistor Mq est
ajouté pour pallier ce problème. En effet, la tension de
grille Vq qui est appliquée au transistor Mq permet
d'ajuster la valeur de la résistance RS. De cette manière, le
facteur de qualité de l'inductance et donc le gain du LNA
(Eq. 4, 8 et 9) peuvent être ajustés. Les Figures 8 et 9
présentent les résultats de mesure du LNA pour
différentes valeurs d'inductance réglé au alentour de 1 à 5
nH. Le LNA peut être reconfiguré dans une gamme de
fréquence allant de 1 GHz à 1,6 GHz tout en maintenant
un gain constant de 15 dB.
S21 (dB)
S22 (dB)
PARAMETRES [S]
(dB)
15
15
10
5
0
0,1
0,6
1,1
1,6
2,1
2,6
3,1
3,6
FREQUENCE
(GHz)
Figure 10. Comparaison du facteur de bruit entre résultat mesure et
résultat de simulation
Le Tableau 1 résume les performances du LNA réalisé
(résultats de mesures) tout en le comparant avec d'autres
travaux déjà existants dans la littérature. Il peut être mis
en évidence que, malgré l'utilisation d'une technologie
moins récente, ce LNA présente de bonnes performances
avec une consommation électrique faible.
Fréquence
(GHz)
Variations de la
Fréquence
[6]
2009
[7]
2012
[8]
2013
Ce
Travail
5.7
0.32 – 1
0.8 - 2.5
1 – 1.6
Non
Non
Oui
Oui
5
NF (dB)
3.4
2.2 - 2.7
3.1 – 3.6
3.2 – 3.5
-5
S21 (dB)
17
18 - 23.5
17 - 20
15
-16
IIP3 = 0
n. a.
-17.5 -18.4
0.18
0.18
0.18
0.25
19
15.3
19.6
13
IIP1 or IIP3
(dBm)
Technologie
(CMOS) (µm)
Consommation
(mW)
-15
Lmax
-25
Lmin
-35
0,5
1,5
2,5
3,5
FREQUENCE
(GHz)
Figure 8. Variation de la fréquence du LNA (résultat de mesure)
0
S11(dB)
S12 (dB)
PARAMETRES [S]
(dB)
-10
-20
-30
-40
-50
-60
0,5
1,5
2,5
3,5
FREQUENCE
(GHz)
Figure 9. S11 et S12 du LNA pour différentes fréquence (résultat de
mesure)
Table 1. Performances du LNA réalisé.
5. Conclusion
Dans cet article, nous avons présenté un circuit
d’amplification à faible bruit reconfigurable à l’aide
d’une inductance active variable. L’intérêt de cette
structure repose sur l’accordabilité en fréquence et sur le
fait qu’aucune inductance passive ne soit utilisée. Nous
avons proposé une nouvelle topologie d'inductance active
adaptée pour une vaste gamme d'accord de la fréquence
centrale et du facteur de qualité. Le circuit a été fabriqué
et testé. Les mesures ont permis de montrer la capacité
d'accord de la fréquence central du LNA (1-1.6 GHz)
avec un gain constant de 15 dB de gain, un facteur de
bruit inferieur à 3,5 dB et une consommation de 13 mW.
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