electronique de puissance

ELECTRONIQUE DE PUISSANCE
1 - Introduction
2 - Composants passifs
condensateur, inductance, transformateur
3 - Composants actifs
diode, transistor bipolaire, MOS
4 - Alimentations à découpage
comparaison linéaire - découpage
convertisseurs de tension sans transformateur
convertisseurs de tension avec transformateur
5 - Contrôle et régulation des alim. à découpage - Correction du facteur de puissance
6 - Règles d’implantation (PCB)
septembre 2007
U.O. Electronique de Puissance
1 - Introduction
But:
Prélever de l’énergie sur une source d’entrée (réseau électrique, batterie, ...)
La mettre en forme et la transférer vers une charge
Conversions possibles:
DC - DC
DC - AC
AC - DC
AC - AC
(Alimentations à découpage)
(Onduleurs)
(Redresseurs)
(Gradateurs)
Contraintes à respecter:
- Consommation
Pertes dans les composants de puissance à minimiser
- Volume
Encombrement des dissipateurs (radiateurs) à minimiser
- Autonomie des systèmes sur batterie
Pertes dans les composants de puissance à minimiser
⇒ Rendement (Pcharge / Pconsommée) doit être optimum
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U.O. Electronique de Puissance
Comparaison linéaire / commutation
Exemple: variation de lumière
LINEAIRE
COMMUTATION
VCC
VCC
R
IB
IB ⇒ IC ⇒ Pcharge
IC=β.IB
R
θ.Τ
IC
P
VCC2/R
T
Psource
Pcharge
2
P charge = R × I C
P source = V CC × I C
Pdissipée
VCC/R I
C
2
P dissipée = ( VCC × I C ) –  R × I C


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2
V CC
P charge = ------------ × θ
R
P source = P charge
P dissipée = 0
U.O. Electronique de Puissance
Electronique linéaire
exemple d’une alimentation: un composant (transistor) effectue la régulation en continu entre l’entrée et la sortie
Iout
Vin
Vout
P dissipée = V CE × I C = ( V in – V out ) × I out
qq. V
qq. A
ex: Vin = 2 . Vout ⇒ Puissance dissipée = Puissance fournie à la charge
Electronique de puissance
composants utilisés en commutation (découpage)
V BE < V BEon
V BE ≥ V BEon
Transistor bloqué ⇒ IC = 0 ⇒ Pdissipée = 0
Transistor saturé ⇒ VCE = VCE sat ≈ 0 ⇒ Pdissipée ≈ 0
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⇒
qq. W
U.O. Electronique de Puissance
IC
VCE
t
passant
Pdissipée ≈ 0
Pdissipée ≠ 0
bloqué
Pdissipée = 0
Schématiquement:Transfert d’énergie entrée → sortie en 2 phases
1 - Accumulation d’énergie dans le circuit de puissance
2 - Restitution de cette énergie vers la charge
⇒ 2 types de composants utilisés
- composants actifs (commutations);
diodes, transistors bipolaires ou MOS, ...
- composants passifs (stockage d’énergie)
condensateurs, inductances
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U.O. Electronique de Puissance
2 - Composants passifs
2-1 - Condensateur
IC
dV C
I C = C × ---------dt
VC
⇒ pas de discontinuité de tension aux bornes d’un condensateur
• Pendant un intervalle de temps très court:
VC
VC
(inertie de tension)
Le sens du courant n’est pas lié au sens d’application de la tension mais au sens de variation de celle-ci.
• Puissance moyenne dissipée dans un condensateur parfait = 0
1
2
2
• Energie stockée à un instant t0: E = --- × C × V t0
• Constante de temps d’un circuit R-C: τ = R × C
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U.O. Electronique de Puissance
2-2 - Inductance
IL
dI L
V L = L × -------dt
VL
⇒ pas de discontinuité de courant dans une inductance
• Pendant un intervalle de temps très court:
IL
IL
(inertie de courant)
La tension aux bornes n’est pas liée au sens du courant mais au sens de variation de celui-ci.
• Puissance moyenne dissipée dans une inductance parfaite = 0
2
1
2
• Energie stockée à un instant t0: E = --- × L × I t0
L
R
• Constante de temps d’un circuit R-L: τ = ---
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U.O. Electronique de Puissance
2-3 - Transformateur
• Isolation entrée - sortie
Références de potentiel différentes
Rôle:
• Transformation d’amplitude
2-3-1 Bobine simple (1 enroulement)
I
V
dφ
V = N × -----dt
φ: flux magnétique (Weber)
nombre de spires
B: induction magnétique ou densité de flux (Tesla)
φ
B = --section du
S
noyau magnétique (m2)
H: champ magnétique (Amp . tour / m)
B = µ×H
perméabilité magnétique (H/m)
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φ
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Ordres de grandeur:
Champ magnétique terrestre près de la surface ⇒ induction = 5 . 10-5 T
Electro-aimant ⇒ B = 2 T
Perméabilité magnétique de l’air: µ0 = 4π . 10-7 H/m
Perméabilité relative: µr = µ / µ0
≈ 5000 dans les ferrites
Calcul du courant dans l’enroulement:
∫ H ⋅ dl = ∑ N i ⋅ I i
Théorème d’ampère:
C
(C : contour fermé)
i
H
I
lm: chemin magnétique moyen (m)
lignes de champ uniformes dans le matériau:
Amp ⋅ tour
-------------------------m
⇒ H ⋅ lm = N ⋅ I
m
tour
Amp
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U.O. Electronique de Puissance
Calcul de l’inductance d’une bobine avec noyau:
lm
I
V
S
2
dφ
dB
dH
N ⋅ µ ⋅ S dI
V = N ⋅ ------ = N ⋅ S ⋅ ------- = N ⋅ S ⋅ µ ⋅ ------- = ---------------------- ⋅ ----dt
dt
dt
dt
lm
⇒
2
N ⋅µ⋅S
L = ---------------------lm
(fonction des dimensions du noyau)
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2-3-2 Transformateur (2 enroulements et plus)
a)
Principe de fonctionnement
I1
(côté générateur)
φ
V1
I2
(côté charge)
dφ
V 1 = N 1 × -----dt
dφ
V 2 = N 2 × -----dt
V2
⇒
N2
V2
------ = -----V1
N1
La tension primaire fixe la tension secondaire
La tension primaire fixe le flux magnétique
Théorème d’Ampère:
( N1 ⋅ I1 ) – ( N2 ⋅ I2 ) = H ⋅ lm
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( ≠0 )
U.O. Electronique de Puissance
•
Secondaire à vide (I2 = 0)
H ⋅ lm
I 1 = -------------- = I mag
N1
courant magnétisant
2
N 1 ⋅ µ ⋅ S dI mag
dB
dH
dφ
V 1 = N 1 ⋅ ------ = N 1 ⋅ S ⋅ ------- = N 1 ⋅ µ ⋅ S ⋅ ------- = ---------------------- ⋅ --------------lm
dt
dt
dt
dt
self primaire ou self magnétisante
•
Secondaire en charge (I2 ≠ 0)
dφ
V 1 = N 1 ⋅ -----dt
⇒
La tension V1 fixe f, donc B = φ/S, donc H = B/µ.
Pour V1 donnée, que I2 soit nul ou non, on a le même champ magnétique H.
( N1 ⋅ I 1 ) – ( N 2 ⋅ I2 ) = H ⋅ lm
⇒
Si I2 varie, I1 varie en conséquence pour maintenir l’égalité.
N2 ⋅ I2
 H ⋅ l m N 2 ⋅ I 2
I 1 =  -------------- + ---------------- = I mag + ---------------N1
N1
 N1 
dépend du champ magnétique
et donc de V1
courant utile,
dépend de la charge au secondaire
(courant qui circulerait au primaire si
le secondaire était à vide)
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U.O. Electronique de Puissance
I1
I2 .(N2/N1)
I2
Imag
V1
Lmag
V2
N2
N1
=V1 .(N2/N1)
Le courant secondaire fixe le courant primaire
Remarque:
dI mag
le courant magnétisant est donné par la relation V prim = L mag × --------------dt
si Lmag élevée (généralement le cas)
⇒
Imag reste faible
⇒
 N 2
I 1 ≈ I 2 ⋅  -------
 N 1
 N 1
comme V 1 = V 2 ⋅  ------- , ( V 1 ⋅ I 1 ) ≈ ( V 2 ⋅ I 2 )
 N 2
autrement dit:
P out ≈ P in
(mais dans tous les cas, P out < P in )
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charge
U.O. Electronique de Puissance
b)
Schéma équivalent d’un transformateur:
R1
I1
R2
Lf 2
Lf 1
I2
Imag
Lmag
V1
c)
N1
V2
Transformation d’impédance:
N
N = -----2N1
I1
V1
N1
I1
Notation:
V1
Z
I1
V2
V2
V1
Zeq
Z
Z eq = -----2
N
⇒
I2
I1
I2
N2
V1
( V2 ⁄ N )
V2 1
Z eq = ------ = ------------------- = ------ × -----I2 ⋅ N
I1
I2 N2
d)
N2
secondaire ≡ générateur de tension
V1
V2
I2
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(impose V, I dépend de la charge)
primaire ≡ charge
(V imposée par ailleurs, puissance consommée)
U.O. Electronique de Puissance
e)
Limitations des transformateurs:
1:
Hypothèse utilisée précédemment: B = µ × H
B
En réalité:
Vprim
Bsat
Bsat: induction de saturation (typ. 1T)
Br
Br: induction résiduelle (typ. 0,1T)
H
Hc
Hc: champ cœrcitif (typ. 10Amp.tour/m)
Imag
dB
------- ≠ 0
dt
V primaire ≠ 0
⇒
Si B → B sat ,
dB
------- → 0
dt
⇒
dB
V 2 = N 2 ⋅ S ⋅ ------- → 0
dt
d’autre part,
B↑
⇒
H et Imag ↑↑↑
⇒
Iprimaire ↑↑↑
(Magnétisation du noyau)
Vu du primaire, un transformateur saturé se comporte comme un court-circuit ⇒
À ÉVITER ABSOLUMENT
Il est nécessaire de démagnétiser le noyau après chaque magnétisation afin d’éviter sa saturation.
2:
dφ
V i = N i ⋅ -----dt
⇒
Il faut garantir la continuité du flux
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U.O. Electronique de Puissance
3 - Composants actifs
3-1 - Diode
3-1-1 Grandeurs caractéristiques en statique
A
P
N
A
ID
VD
P
N-
ID
N+
IF
K
K
FAIBLE PUISSANCE
PUISSANCE
VBR VR
VD
VF
VR (REVERSE):
Tension inverse bloquée
VF (FORWARD):
Tension directe
VBR (BREAKDOWN):
Tension d’avalanche
I F:
Courant direct
IFM ou IFP:
Courant max. répétitif
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U.O. Electronique de Puissance
3-1-2 Commutation
a)
Ouverture (commutation ON-OFF)
Commande à IREVERSE constant
ts:
tt:
temps de stockage (storage time)
évacuation des porteurs minoritaires
R1
E – VF
-----------------R 1 + R2
+E
temps de transition
établissement de la zone de dépletion
ts + tt = trr
IF
dépend de
ID
R2
ts
– E' – V F
---------------------R2
t rr
t
ts
tt
VD
-E’
VF
tension inverse
diode
t
– E'
ID
Commande à dID/dt constant
R1
dI D
– E' – VF
de 0 à ts: --------- = ---------------------dt
L
L
E – VF
---------------R1
REVERSE RECOVERY
ts
t rr
+E
t
Q R (charge recouvrée)
VD
-E’
t
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U.O. Electronique de Puissance
Ouverture fonction de
→ type de diode
ID
VD
t1 t2
t
t1 t2
t0
→ IF
soft recovery
snap off
t
VRM
ID
t
→ dID/dt
ID
t
t2
Energie dissipée durant la commutation:
W =
t2
∫ ( VD ⋅ ID ) dt ≈ ∫ ( VD ⋅ ID ) dt = f(QR, E')
t0
Compromis sur les divers paramètres:
t1
VF
largeur zone N-
VR
QR
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VF
VR
QR
U.O. Electronique de Puissance
b)
Fermeture (commutation OFF-ON)
R1
établissement du courant
⇓
L
+E
concentration de porteurs
minoritaires dans la
zone centrale
croît
ID
⇓
RD
résistance apparente de la
zone centrale
décroît
t
⇓
FORWARD RECOVERY
VD
VFP
pic de tension (VFP),
puis
chute de tension ohmique
décroît
VF
t
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U.O. Electronique de Puissance
3-2 - Transistor bipolaire
3-2-1 Régime statique
C
C
C
IC
N
saturé
N
B
N+
E
FAIBLE PUISSANCE
détermine la
tenue en
tension
N-
P
B
V CE
I ≈ ------------------C R
C min
V CE
I ≈ -------------------C R
C max
quasisaturé
linéaire
N-
P
B
N+
VCE
E
E
PUISSANCE
IC
VCE 0: tenue en tension pour jonction BE non connectée
VCE X: tenue en tension pour VBE négatif
VCE 0 VCE X
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VCE
U.O. Electronique de Puissance
3-2-2 Aire de sécurité (S.O.A. - Safe Operating Area)
IC (log)
ICM
IM
10
50
(1)
1m
µs
µs
s
impulsions
continu
(3)
(4)
(2)
VCE0
VCE (log)
(1): courant collecteur maximal
(2): tension collecteur-émetteur maximale
(3): puissance maximale dissipée
(4): second claquage (courant + forte tension VCE ⇒ concentration des lignes
de courant sur le pourtour de l’émetteur ⇒ “points chauds” ⇒
emballement thermique)
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U.O. Electronique de Puissance
3-2-3 Commutation à la fermeture
IB
Etablissement du courant:
td: delay time
t
IC
tr: rise time
(1/10 à 9/10 de IC final)
t
td
tr
IB
Exemple de commutation:
VCC
t
VCE
ID
IC
VD
IB
IC
Energie dissipée:
E ≈ VCC × ICmax × tr × 1/2
tr
VCE
ID
risque de sortie
de l’aire de
sécurité
IC
I0
VCC
t
à minimiser
VD
t
PD
tON
VCE
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t
U.O. Electronique de Puissance
3-2-4 Commutation à l’ouverture
IB
IB1
Extinction du courant:
t
-IB2
I0
IC
ts: storage time
f ( IB2 , I0 )
tf: fall time
(9/10 à 1/10 de IC initial)
t
ts
tf
IB
Exemple de commutation:
t
VCC
ID
IB
VCE
IC
VD
IC
Energie dissipée:
E ≈ VCC × ICmax x tf x 1/2
tf
VCE
ID
risque de sortie
de l’aire de
sécurité
I0
VCC
à minimiser
t
VD
IC
t
PD
tOFF
VCE
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t
U.O. Electronique de Puissance
3-2-5 Réduction du temps de commutation
fermeture
ouverture
IB
t
IC
dispositif anti-saturation
VCEmin = VBE
t
IB > IBsat => tR ↓
(mais attention ICmax ↑)
réduction de la quantité de charges à évacuer
+
IB
C
V B – VBE
---------------------RA
IB
V B – V BE
---------------------R A + RB
t
VB
RA
RB
t
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U.O. Electronique de Puissance
3-3 - Circuits d’aide à la commutation (CALCs ou SNUBBERS)
Sur charge selfique:
- l’établissement du courant se fait à pleine tension
- l’établissement de la tension se fait à plein courant
•
•
⇒
Snubbers
⇒
risque de sortie de l’aire de sécurité
pertes augmentent lorsque fréquence augmente (⇒ échauffement du composant)
Modification des formes d’onde durant les commutations afin de réduire les pertes
3-3-1 Aide à la commutation pour l’ouverture (ON → OFF)
VCC
VCE
Icharge
Icharge
ID
(VCC +VD)
IC
IC
VCEsat
t
Icharge
IC
IB
VCE
Icharge
ICs
ID
OFF
ICs
VCC
t
Principe: ralentir la montée de VCE au blocage
septembre 2007
VCE
U.O. Electronique de Puissance
3-3-2 Aide à la commutation pour la fermeture (OFF → ON)
VCC
IC
(VCC +VD)
Icharge
ID
Icharge
VCE
IC
D
VCEsat
t
Icharge
DS
LS
QR
RS
(VCC +VD -VCEsat)
VLs
ILs
Icharge
IC
IB
ON
VCC
VCE
t
Principe: ralentir la montée de IC à la mise en conduction
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VCE
U.O. Electronique de Puissance
4 - Alimentations à découpage
4-1 - Comparaison alimentation linéaire / alimentation à découpage
Rendement d’un régulateur linéaire:
Iin
Iout
7805 (par ex.)
Vin
I0
(non régulée)
P out
V out ⋅ I out
Rendement: η = ----------- × 100 % = ------------------------- × 100 %
P in
V in ⋅ I in
Idéalement I0 = 0
En pratique:
⇒
Iin = Iout
⇒
V out
η = ----------- × 100 % < 100 %
V in
Vout max = Vin - Vdéchet
qq 100mV
2 limitations:
η faible
Vout < Vin
septembre 2007
Vout
(régulée)
U.O. Electronique de Puissance
4-1-1 Structure avec transistor BALLAST
Iout
Q1
R1
Q2
Vin
Vout
R2
VZ
R1 + R2
V out = ( V Z + V BE ) × ------------------R
2
Système contre-réactionné classique:
Limitations:
•
Vout ↑ ⇒ VBE2 ↑ ⇒ IC2 ↑ ⇒ IB1 ↓ ⇒ Iout ↓ ⇒ Vout ↓
puissance dissipée dans le transistor: PD = (Vin - Vout) × Iout
exemple: Vin = 15V
Vout = 10V
Iout = 5A
•
rendement optimal < 100%
dans l’exemple précédent: η = 10/15 = 66% idéalement
•
stabilité en température
dépend de la stabilité de la référence
septembre 2007
⇒
PD = 25W
U.O. Electronique de Puissance
182 kΩ
60 kΩ
septembre 2007
U.O. Electronique de Puissance
4-1-2 Structure Bandgap
Vin
VREF
I1
R1
I2
R2
Q3
Q1
Q2
R3
Tension générée VREF
=
VBE 3 (cœfficient de température < 0)
+
R2 × I2 (cœfficient de température > 0)
⇓
cœfficient de température = 0
septembre 2007
U.O. Electronique de Puissance
Vin
VREF
I2
I1
R1
R2
Q3
Q1
Q2
R3
V REF = V BE 3 + ( R 2 × I 2 )
cœfficient de température > 0
cœfficient de température < 0
≈ - 2,2 mV/°C
V BE 1 – V BE 2
I 2 = -------------------------------------R3
⇒
R2
V REF = V BE 3 + ------ ⋅ ( V BE 1 – V BE 2 )
R3
VBE
1,24V
R2.I2
(Tension de
bandgap du
Si)
VBE 3
R3.I2
VBE 1
VBE 2
T°
0°K
VREF = VBE 3 + (R2 × I2) = VBG à T° donnée ⇒
VREF = VBG quelle que soit T°
septembre 2007
19-0458; Rev 1; 9/96
Low-Cost, Micropower, Precision, 3-Terminal,
1.2V Voltage Reference
The MAX6120 is the lowest-power 1.2V, precision,
three-terminal voltage reference offered in a SOT23
package. Ideal for 3V battery-powered equipment
where power conservation is critical, the MAX6120 is a
low-power alternative to existing two-terminal shunt references. Unlike two-terminal references that throw
away battery current and require an external series
resistor, the MAX6120 has a 70µA maximum supply
current (typically only 50µA) that is independent of the
input voltage. This feature translates to maximum efficiency at all battery voltages.
The MAX6120 operates from a supply voltage as low as
2.4V, and initial accuracy is ±1% for the SOT23 package. Output voltage temperature coefficient is typically
only 30ppm/°C, and is guaranteed to be less than
100ppm/°C in the SOT23 package. For a guaranteed
output voltage temperature coefficient of less than
50ppm/°C, see the MAX6520 data sheet.
____________________________Features
♦ 3-Pin SOT23 Package
♦ Supply Current Independent of Input Voltage
Over Temperature
♦ 50µA Supply Current
♦ 2.4V to 11V Input Voltage Range
♦ 30ppm/°C Typical Tempco (SOT23)
♦ ±1% Initial Accuracy (SOT23)
______________Ordering Information
PART
MAX6120ESA
MAX6120EUR
TEMP. RANGE
-40°C to +85°C
-40°C to +85°C
PIN-PACKAGE
8 SO
3 SOT23-3
________________________Applications
Battery-Powered Systems
Portable and Hand-Held Equipment
Data-Acquisition Systems
_________________Pin Configurations
Instrumentation and Process Control
TOP VIEW
VIN 1
__________Typical Operating Circuit
MAX6120
3 GND
VOUT 2
V+
2.4V to 11V
SOT23
VIN
MAX6120
0.1µF
VOUT
VOUT
1.2V
VOUT 1
N.C. 2
N.C. 3
MAX6120
GND 4
8
VIN
7
N.C.
6
N.C.
5
N.C.
GND
SO
0V
________________________________________________________________
Maxim Integrated Products
For free samples & the latest literature: http://www.maxim-ic.com, or phone 1-800-998-8800
1
MAX6120
_______________General Description
U.O. Electronique de Puissance
4-2 - Résumé sur les alimentations
alimentations linéaires
alimentations à découpage
Avantages:
Avantages:
• pas d’ondulation en sortie
• simplicité de mise en œuvre
• fiabilité
• pas de perturbation de l’électronique environnante
• bon rendement
• bon rapport Puissance / (Volume . Poids)
• bonne réponse transitoire aux appels d’énergie
• élévation de tension possible (Vout > Vin)
• bonne immunité aux perturbations du réseau
Inconvénients:
Inconvénients:
• faible rendement
• abaissement de tension uniquement (Vout < Vin)
• volume important et poids élevé pour les fortes puissances
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• ondulation en sortie
• émission de signaux parasites (rayonnement et conduction)
• problèmes de Compatibilité ElectroMagnétique
U.O. Electronique de Puissance
4-3 - Convertisseurs à découpage sans transformateur
Principe de base:
V2
V1
V2
V1
R
θ×T
V2
T
V2 = V1 × θ
Filtrage de la sortie nécessaire:
→
capacité en parallèle avec la charge
→
capacité connectée directement en parallèle avec la source
⇒ courant ∞ à la première fermeture de l’interrupteur
⇒ inductance pour limiter le courant
→
le courant dans une inductance ne peut être coupé brusquement
⇒ 2nd interrupteur fonctionnant en alternance avec le premier
Structure de convertisseur de tension “minimale”:
condensateur de filtrage en sortie
+
combinaison de (2 interrupteurs + 1 inductance)
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⇒ 3 structures de base
t
U.O. Electronique de Puissance
4-3-1 Convertisseur BUCK
IQ
VQ
L
Q
Vin
ID
D
VL
VD
IL
Iout
+
C
charge
V out
----------- = θ
V in
Vout
VL
(Vin - Vout)
t
-(Vout + VD)
IL
Iout
θ×T
T
t
VQ
(Vin + VD)
t
IQ
t
VD
t
-Vin
ID
t
Q passant
D bloquée
Q bloqué
D passante
septembre 2007
U.O. Electronique de Puissance
Méthode de calcul de la fonction de transfert: ETUDE EN RÉGIME ÉTABLI
• Inductances:
Fonctionnement répétitif de période en période ⇒
I L(t 0) = I L(t 0 + T)
t
1
I L(t) = --- × V L(t) dt
L
∫
t0 + T
⇒
1
--- ×
L
∫
t0 + T
V L(t) dt = 0
⇒
1
--- ×
T
t0
∫
V L(t) dt = 0
t0
0
⇒
tension moyenne aux bornes d’une inductance = 0 en régime établi
NB: si il existe une composante continue sur VL (par ex. >0), le courant IL “dérive” (par ex. ↑)
• Condensateurs:
Fonctionnement répétitif de période en période ⇒
V C(t 0 ) = V C(t 0 + T )
t
1
V C(t) = ---- × I C(t) dt
C
∫
t0 + T
⇒
1
---- ×
C
∫
t0 + T
I C(t) dt = 0
t0
⇒
1
--- ×
T
∫
t0
0
⇒
courant moyen dans un condensateur = 0 en régime établi
NB: si il existe une composante continue sur IC (par ex. >0), la tension VC “dérive” (par ex. ↑)
septembre 2007
I C(t) dt = 0
U.O. Electronique de Puissance
Evolution du courant dans l’inductance à la mise en route (Vout = 0)
L
IL
Iout
ID
+
Vin
Vout
pente =
IL
Vin/L
(maximale)
Iout
courant moyen dans l’inductance = constante
θ×T
T
t
|pente| =
(Vout +VD)/L
(minimale)
Stabilité du système:
Vout
⇒
⇒
⇒
Remarque:
V in – V out
vitesse de croissance de IL  ------------------------- ↑


L
V out + V D
vitesse de décroissance de IL  ------------------------- ↓
L
IL ↑
⇒
Iout ↑ et donc Vout ↑
tension moyenne du condensateur = constante
montage BUCK = alimentation de type DIRECT
(énergie transmise de l’entrée vers la sortie lorsque le transistor est passant)
septembre 2007
U.O. Electronique de Puissance
4-3-2 Convertisseur BOOST
VL
D
IL
IQ
L
Vin
Q V
Q
VD
Iout
ID
+
C
charge
V out
1
----------- = -----------1–θ
V in
Vout
VL
Vin
t
(Vin - Vout - VD)
IL
θ×T
T
t
VQ
(Vout + VD)
t
IQ
t
VD
t
-Vout
ID
t
Q passant
D bloquée
Q bloqué
D passante
septembre 2007
19-0227; Rev 2; 5/96
NUAL
KIT MA
ATION
EET
H
S
A
EVALU
T
WS DA
FOLLO
Regulated 5V Charge-Pump
DC-DC Converter
____________________________Features
♦ Regulated 5V ±4% Charge Pump
♦ Output Current Guaranteed over Temperature
20mA (VIN ≥ 2V)
50mA (VIN ≥ 3V)
♦ 2V to 3.6V Input Range
♦ No Inductors; Very Low EMI Noise
♦ Ultra-Small Application Circuit (0.1in2)
♦ Uses Small, Inexpensive Capacitors
♦ 500kHz Internal Oscillator
♦ Logic-Controlled 1µA Max Shutdown
Supply Current
♦ Shutdown Disconnects Load from Input
♦ 8-Pin DIP and SO Packages
________________________Applications
Two Battery Cells to 5V Conversion
_______________Ordering Information
PART
Local 3V-to-5V Conversion
TEMP. RANGE
PIN-PACKAGE
MAX619CPA
0°C to +70°C
8 Plastic DIP
MAX619CSA
0°C to +70°C
8 SO
MAX619C/D
0°C to +70°C
MAX619EPA
-40°C to +85°C
8 Plastic DIP
Minimum Component DC-DC Converters
MAX619ESA
-40°C to +85°C
8 SO
Remote Data-Acquisition Systems
MAX619MJA
-55°C to +125°C
8 CERDIP
Portable Instruments & Handy-Terminals
Battery-Powered Microprocessor-Based Systems
5V Flash Memory Programmer
Compact 5V Op-Amp Supply
Dice*
* Dice are specified at TA = +25 °C.
Regulated 5V Supply from Lithium Backup Battery
Switching Drive Voltage for MOSFETs in
Low-Voltage Systems
__________________Pin Configuration
__________Typical Operating Circuit
TOP VIEW
INPUT
2V to 3.6V
10µF
C1+ 1
7 SHDN
MAX619
C2+ 4
DIP/SO
OUTPUT
5V, 20mA
MAX619
ON/OFF
SHDN
C1+
6 GND
5 C2-
OUT
10µF
8 C1-
IN 2
OUT 3
IN
C2+
0.22µF
0.22µF
C1-
GND
C2-
________________________________________________________________ Maxim Integrated Products
1
For free samples & the latest literature: http://www.maxim-ic.com, or phone 1-800-998-8800
MAX619
_______________General Description
The MAX619 step-up charge-pump DC-DC converter
delivers a regulated 5V ±4% output at 50mA over temperature. The input voltage range is 2V to 3.6V (two
battery cells).
The complete MAX619 circuit fits into less than 0.1in2 of
board space because it requires only four external
capacitors: two 0.22µF flying capacitors, and 10µF
capacitors at the input and output.
Low operating supply current (150µA max) and low
shutdown supply current (1µA max) make this device
ideal for small, portable, and battery-powered applications. When shut down, the load is disconnected from
the input.
The MAX619 is available in 8-pin DIP and SO packages.
Regulated 5V Charge-Pump
DC-DC Converter
MAX619
IN
C3
10µF
MAX619
P
IC
POWER
S1A
C2+
*
P
OUT
S2A
C4
C2
0.22µF
IN
S1B
C2-
VIN/VOUT
CONTROL
LOGIC
S2B
C1+
10µF
FB
SWITCH
CONTROL
BUS
VREF
S1C
C1
0.22µF
SHDN
SD
S2C
C1S1D
GND
*
SWITCHES SHOWN IN TRIPLER MODE, DISCHARGE CYCLE
Figure 1. Block Diagram
________________________________________________________________________________________
5
U.O. Electronique de Puissance
4-3-3 Convertisseur BUCK-BOOST
VQ
IQ
ID
D
Iout
Q
VD
Vin
L
VL
IL
+
C
charge
V out
–θ
----------- = -----------1–θ
V in
Vout
IC
VL
Vin
t
(Vout - VD)
θ×T
IL
T
t
VQ
(Vin - Vout + VD)
t
IQ
t
VD
t
Vout - Vin
IC
charge
Iout
décharge
Q passant
D bloquée
t
Q bloqué
D passante
septembre 2007
U.O. Electronique de Puissance
IL1
L1
VL1
Vin
IC1
Q
+
4-3-4 Convertisseur SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter)
D
C1
VC1
VL2
L2
IL2
Iout
+
C2
VC2
charge
V out
θ
----------- = -----------1–θ
V in
Vout
IC2
VL1
Vin
t
-Vout
θ×T
IL1
T
VL2
t
Vin
t
-Vout
IL2
t
IC1
IL1
t
Vout - Vin
-IL2
IC2
IL1 + IL2 - Iout
t
-Iout
Q passant
Q bloqué
septembre 2007
U.O. Electronique de Puissance
4-4 - Convertisseurs à découpage avec transformateur
4-4-1 Convertisseur FORWARD
I1
V1 V 2
Vin
VD3
I3 V3
D3
I2
L
D1
N 2

 V in × -------
N 1

N 2

–  V in × -------
N 3

V2
t
T
I2
I
t
in
I mag
T
t
t
I3
I mag
t
in
N 1

×  1 + -------
N 

3
θ×T
out
V3
t
VL
IL
I
out
t
– V out
V
V out
N2
----------- = ------ × θ
V in
N1
N 2

 I 2 × -------
N 

1
N 

3
 V in × -------
N 1

 V × N-------2 – V
 in N1 out
Vout
Q V
Q
I1
θ×T
C
charge
in
N 1

–  V in × -------
N 

3
–V
+
VL
D2
V1
V
IL
t
VQ
VD3
V in
t
– V in
N 3

– V ×  1 + -------
in 
N 
1
septembre 2007
t
U.O. Electronique de Puissance
4-4-2 Convertisseur FLYBACK
D
I1
V1
V2
Vin
C
Vout
charge
I2
Q V
Q
V1
V
+
VD
I1
V out
N2
θ
----------- = ------ × -----------V in
N1 1 – θ
I 1 max
in
N 

1
–  V out × -------
N 2

t
V2
θ×T
t
T
θ×T
N 2

 V in × -------
N 

1
t
I2
– V out
VQ
N 1

× ------V + V
in  out N 
2
VD
t
t
N 


2
–  V out +  V in × ------- 
N 


1
septembre 2007
N1


– I 1 max × ------N 2

T
t