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Volume vingt
EN DUEX MOTS
2
ARTICLE DE FOND
De nouveaux amplificateurs de mesure du courant facilitent contrôle et mesure
APPLICATIONS
Une alimentation trois entrées pour appareils portatifs 3,3V
11
Un régulateur à mémoire empêche la décharge profonde de la batterie
Un filtre réjecteur de bande précis en continu
Un régulateur linéaire convertit une tension de 3,3V en 2,9V
Un multiplexeur de données ajoute un curseur au gestionnaire d’affichage à LED
12
13
15
17
3
PRODUITS NOUVEAUX Convertisseurs de données
• Un octuple CNA à liaison bifilaire diminue le nombre d’E/S vers le µP
(MAX517-521)
• Un CNA 8 bits double à entrée série est offert en boîtier SO 8 broches
(MAX522)
19
19
Multiplexeurs et commutateurs analogiques
• Des multiplexeurs 8 canaux supportent des surtensions de 40V
au-dessus des rails d’alimentation
(MAX354/355)
• Des multiplexeurs 8 canaux ont des entrées d’adresse tamponnables
(MAX382/384)
19
20
• Un commutateur analogique SPDT quadruple avec
une résistance passante faible
(MAX394)
20
• Le plus petit chargeur rapide NiCd/NiMH disponible sur le marché
(MAX2003A)
• Un double convertisseur élévateur 1MHz pour carte PCMCIA
(MAX624)
20
21
• Les plus petits générateurs de polarisation GaAsFET à faible bruit
(1mVp-p)
(MAX840/843/844)
• Convertisseur élévateur depuis 0,9V
(MAX866/867)
Gestion d’alimentation
21
21
Superviseurs µP
• Des CI de réinitialisation quatre broches avec entrée reset manuelle
(MAX811/812)
• Les superviseurs µP les plus précis avec seuils à ±1%
(MAX814/815/816)
22
22
R.F.
22
• Un amplificateur RF à gain élevé fournit 100mW dans la bande 900MHz (MAX2430)
23
• Un modulateur/démodulateur en quadrature 70MHz sous 3V
(MAX2450/2451/2452) 23
• Un émetteur à étalement de spectre pour la bande ISM de 900MHz
(MAX2402)
Fibre optique
• Un CI de récupération d’horloge/resynchronisation de données
avec détecteur de phase/fréquence
(MAX3270)
23
MAXIM ENREGISTRE UN CHIFFRE D’AFFAIRES ET DES BENEFICES RECORDS
POUR LE QUATRIEME TRIMESTRE ET L’ENSEMBLE DE L’EXERCICE FINANCIER
Au cours du quatrième trimestre de l’exercice financier se terminant le 30 juin 1995, Maxim Integrated Products Inc. a
enregistré un chiffre d’affaires net de 76 millions de dollars, ce qui représente un accroissement de 72,3% par rapport aux 44,1
millions de dollars réalisés durant la même période l’an dernier. Les bénéfices nets se sont montés à 11,5 millions de dollars (soit
0,34 $ par action) pour ce trimestre, une nette progression par rapport aux bénéfices de 6,8 millions de dollars (0,21 $ par action)
enregistrés durant le même trimestre de 94.
Maxim a terminé l’exercice financier 1995 avec un chiffre d’affaires net de 250,8 millions de dollars, soit une progression de 63,0% par rapport au chiffre d’affaires de 153,9 millions de dollars enregistré en 1994. Durant l’exercice financier 1995,
les bénéfices d’exploitation se sont chiffrés à 57,2 millions de dollars, soit une augmentation de 60,7% par rapport aux 35,6
millions enregistrés en 1994. Pour l’exercice financier 1995, les bénéfices s’établissent à 1,17 $ par action, soit une augmentation
de 53,9% par rapport aux bénéfices 0,76 $ par action enregistrés en 1994. Les fonds propres se sont accrus à 178,7 millions de
dollars au 30 juin 1995, soit une augmentation de 37,3% par rapport aux 130,2 millions de dollars signalés le 30 juin 1994. La
valeurs totale des actifs dépasse maintenant les 256 millions de dollars.
Le coût des ventes établi au quatrième trimestre comprend des frais d’environ 3,3 millions de dollars associés au passage
en tranches (« wafers ») de 6 pouces. En outre, les frais de vente, les frais généraux et les frais administratifs ont considérablement augmentés par rapport au trimestre précédent à cause de l’expansion internationale de la société et de certains frais non
récurrents pour des questions de licence d’exploitation de technologie.
Durant ce trimestre, les liquidités et les investissements à court terme de Maxim se sont accrus de 14,0 millions de
dollars, soit 0,41 $ par action. Au cours de l’exercice financier, l’entreprise a augmenté ses liquidités de 43,9 millions de dollars,
soit 1,32 dollars par action, tout en investissant plus de 39,4 millions de dollars en équipements amortissables et 11,9 millions de
dollars pour le rachat d’actions ordinaires.
Les inventaires ont atteint un niveau record de 55 jours seulement, ce qui représente une amélioration considérable par
rapport au quatrième trimestre de 1994, puisqu’ils se situaient alors à 91 jours. L’encours des clients était de seulement 33 jours et
continue ainsi à être l’un des plus faibles de toute l’industrie.
La demande mondiale pour les produits de l’entreprise atteint également des niveaux records dans tous les secteurs
géographiques et dans tous les canaux de vente. Au cours de l’exercice financier 1995, l’acceptation des nouveaux produits a
continué à s’accélérer, alors que les clients ont réalisé des conceptions avec les nouveaux produits Maxim à une allure plus rapide
qu’auparavant. Durant l’année qui vient de s’écouler, Maxim a doublé sa clientèle, en plus de faire passer à 40% la partie de son
chiffre d’affaires réalisé avec des fabricants d’équipements d’origine. Au cours du troisième et du quatrième trimestre, la
demande pour les produits de la société a largement dépassé les 68% de croissance du chiffre d’affaires réalisée durant la
deuxième moitié de l’exercice financier 1995.
Jack Gifford, président-directeur général et chef du conseil d’administration, a fait le commentaire suivant : « 1995 fut un
immense succès pour Maxim, ses actionnaires et ses employés. Nous avons réussi à intégrer les actifs de Tektronix qui ont été
acquis en mai 1994, nous avons quadruplé notre capacité de production et nous avons établi de nouveaux records pour les délais
de commercialisation et le taux d’acceptation de nos nouveaux produits par les clients anciens et récents. »
Monsieur Gifford poursuit : « Je suis particulièrement heureux de constater que l’acquisition des installations de
fabrication de Tektronix place Maxim dans une position unique pour profiter au maximum de la pénurie mondiale en produits
analogiques de précision, ce qui nous permettra d’accroître notre part de marché tout en renforçant notre engagement à mieux
servir notre clientèle. Bien que nous ayons confiance en nos possibilités de croissance à long terme, malgré l’accroissement
important du chiffre d’affaires durant les trois derniers trimestres, nous continuerons à contrôler nos dépenses conformément à
des niveaux de ventes viables pour continuer à connaître de bons résultats en 1997 et au-delà. »
Durant le dernier trimestre, Maxim a été nommé par Dataquest « Fabriquant spécialisé de l’année 1995 pour
l’Europe ». Cette reconnaissance reflète le haut niveau de qualité de ses produits et de son service à la clientèle dans le très
compétitif marché européen.
Un modulateur/
démodulateur en
quadrature 70MHz sous 3V
Le MAX2450* monolithique comprend
un modulateur/démodulateur en quadrature
avec un oscillateur compatible et un prédiviseur par 8. Il fonctionne à partir d’une alimentation simple sous 3V et ne consomme
que 8mA. Ses applications comprennent les
téléphones numériques sans fil 900MHz, les
appareils GSM, les radios cellulaires
nord-américains, les réseaux locaux sans fil,
les émetteurs-récepteurs VHF et les communications numériques par satellite.
Le modulateur accepte les signaux différentiels de bande de base I et Q (avec des
amplitudes jusqu’à 1,2Vp-p) et produit des
sorties différentielles de fréquence inter-
médiaire jusqu’à 70MHz. Le démodulateur
accepte les entrées asymétriques en fréquence
intermédiaire et produit les sorties différentielles I et Q. Ce démodulateur fournit un
gain de 49dB en tension, une annulation
automatique du décalage de bande de base et
une impédance d’entrée de 400Ω (film mince)
pour être adaptée à un filtre de fréquence intermédiaire externe.
20µA. Le MAX2451* comprend un démodulateur, un oscillateur et un prédiviseur, alors
que le MAX2452* comprend un modulateur,
un oscillateur et un prédiviseur.
Pour minimiser la contre-réaction parasite,
l’oscillateur interne du MAX2450 est défini au
double de la fréquence intermédiaire
(typiquement 140MHz) à l’aide de composants d’accord externes. L’oscillateur et les
translateurs de phase associés produisent des
signaux différentiels en quadrature affichant
des amplitudes précises à ±0,3dB et un déséquilibre de phase ne dépassant pas ±3°. Une
commande de mode veille (compatible
CMOS) abaisse le courant d’alimentation à
* Produit futur. Nous contacter pour disponibilité.
I
A/D
CONVERSION
DSP
POST
PROCESSING
Q
A/D
CONVERSION
UP/DOWN CONVERTER
0°
R
90°
T
÷8
I
Σ
DSP
Q
MAX2450
Le MAX3270 fournit une récupération
d’horloge et une resynchronisation de
données pour les applications de 155Mbit/s et
622Mbit/s dans les systèmes SDH/SONET
(Synchronous Digital Hierarchy/Synchronous
Optical Network) et ATM (Asynchronous
Transfer Mode). Il respecte les spécifications
Bellcore et CCITT en matière de tolérance
d’instabilité, ce qui permet d’effectuer des
récupérations de données sans erreur.
Les signaux de données et d’horloge
récupérés sont alignés en phase, avec une
boucle asservie en phase (PLL) entièrement
intégrée. La boucle asservie en phase possède
un détecteur de phase/fréquence qui élimine
toute nécessité d’une horloge de référence
externe. Le MAX3270 comprend un superviseur de fréquence de sortie pour détecter
l’acquisition ou la perte de données d’entrée.
Les entrées et sorties différentielles ECL
rendent le composant moins sensible au bruit
dans un environnement à haute fréquence.
Offert en boîtier MQFP 44 broches, le
MAX3270 est testé pour la gamme de
température industrielle étendue (-40°C à
+85°C).
(Cercler 20)
100
JITTER AMPLITUDE
(U.I. PEAK-TO-PEAK)
Un CI de
récupération d’horloge/
resynchronisation de
données avec détecteur
de phase/fréquence
10
ADDED
MARGIN
MAXIM
1
0.1
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
23
100k
(Cercler 19)
Un amplificateur RF à
gain élevé fournit 100mW
dans la bande 900MHz
L’amplificateur de puissance MAX2430*
fonctionne sous 3V à 5V et fournit plus de
100mW (20dBm) dans la bande 800MHz à
1000MHz, ce qui permet à ce composant peu
coûteux d’être utilisé à titre d’amplificateur de
sortie dans les téléphones sans fils et d’autres
applications ISM, ou à titre de préamplificateur
dans les applications à puissance élevée
comme dans les téléphones cellulaires.
Conçu pour un fonctionnement en classe
AB, le MAX2430 est constitué d’un grand
transistor de puissance commandé par un étage
de gain à couplage capacitif et un étage de commande. L’impédance d’entrée est équilibrée à
50Ω (VSWR ≤ 1,5) et le gain en puissance
global est garanti supérieur à 30dB. Pour réaliser
des économies d’énergie durant les « intervalles
de repos » lors des accès multiples par
répartition dans le temps, une commande
compatible TTL/CMOS (EN à « 0 ») peut faire
passer le courant d’alimentation du MAX2430 à
moins de 10µA en seulement 1µs.
Une autre broche d’entrée (VB) possède
diverses utilisations. La voie la plus simple
consiste à connecter un condensateur externe
de VB à la masse. Ce condensateur programme
la vitesse de montée de la sortie RF durant les
mises sous tension et les mises hors tension.
Pour d’autres applications, une diode reliée à la
masse préserve l’équilibrage de l’entrée RF
durant les mises hors tension tout en réduisant
le courant de repos de 50mA à 25mA. De
façon plus générale, lorsque V B est commandée par une tension de contrôle de 0V à
2,2V, la polarité et le gain en puissance sont
ajustés dans l’étage de sortie. V B permet
également de réaliser des arrangements de
contrôle plus complexes.
Offert en boîtier SO étroit 16 broches, le
MAX2430 est testé pour la gamme de température industrielle.
BELLCORE
MASK
10
Le MAX2451 et le MAX2452 sont offerts
en boîtier SO étroit 16 broches, alors que le
MAX2450 est livré en boîtier SO 20 broches.
Tous sont testés pour la gamme de température
commerciale (0°C à +70°C).
1M
* Produit futur. Nous contacter pour disponibilité.
(Cercler 21)
Le MAX811 (réinitialisation active au
niveau bas) et le MAX812* (réinitialisation
active au niveau haut) sont les plus petits CI
de réinitialisation µ P actuellement disponibles avec des entrées de réinitialisation
manuelles. N’ayant besoin d’aucun composant externe, ils sont offerts en boîtiers
SOT-143 qui occupent un espace de carte de
seulement 2,3 x 3,05 mm.
Chacun produit une réinitialisation vers le
µ P dès que V CC descend sous un seuil
prédéterminé, puis il maintient la réinitialisation pendant au moins 140ms après que VCC
soit remonté au-dessus du seuil. Les transitoires courts dans VCC sont ignorés (la réinitialisation active au niveau bas du MAX811
est garantie correcte avec VCC égale ou supérieure à 1V). Conçus pour les systèmes sous
3V, 3,3V et 5V, le MAX811 et le MAX812
vous offrent fiabilité et prix avantageux en
éliminant toute nécessité de composant
externe et de réglage.
Les composants MAX811/MAX812 sont
offerts en cinq versions, chacune ayant un
seuil de déclenchement différent et une lettre
suffixe distincte. Le choix du seuil approprié
vous permet de surveiller, par exemple, un
système sous 3V ±5% avec des CI sous
3V ±10%, ou un système sous 5V ±5% avec
des CI sous 5V ±10%. Grâce à leur faible
courant d’alimentation (3µA sous 3V ou 3,3V
et 8µA sous 5V) le MAX811 et le MAX812
sont parfaits pour les applications portatives
alimentées par batterie.
Le MAX811 et le MAX812 sont offerts
en boîtiers SOT-143 spécifiés pour la gamme
de température commerciale (0°C à +70°C).
* Produit futur. Nous contacter pour sa disponibilité.
(Cercler 16)
MA
X8
11
98 mils
120 mils
RESET
MR
Les superviseurs µP
les plus précis avec
seuils à ±1%
Les circuits de supervision MAX814/
MAX815/MAX816 améliorent la fiabilité des
microprocesseurs (µP) car la précision élevée
(±1%) de leurs seuils de réinitialisation élimine
les ajustements manuels. Les CI définissent des
sorties RESET actives au niveau bas (qui
demeurent au niveau bas pendant 200ms après
que VCC soit revenue à la normale) lors des
mises sous tension, des mises hors tension et
des baisses de tension. Ils possèdent également
une entrée de réinitialisation manuelle (MR) et
un détecteur de seuil indépendant pouvant
surveiller une autre tension d’alimentation,
générer un avertissement de panne d’alimentation, ou détecter une tension de batterie faible.
Tous les composants sont offerts en boîtiers
SO et DIP 8 broches.
Les comparateurs de réinitialisation
internes ignorent les transitoires rapides dans
VCC, mais ils garantissent des sorties correctes
pour les niveaux de VCC jusqu’à 1V. Grâce à
leur faible courant d’alimentation (75µ A
maximum), les MAX814/MAX815/MAX816
sont parfaits pour les systèmes portatifs et
alimentés par batterie.
Les superviseurs MAX814 et MAX815
offrent l’un des quatre seuils de réinitialisation
Un émetteur à étalement
de spectre pour la bande
ISM de 900MHz
L’émetteur MAX2402 intègre un mélangeur double équilibré, un étage à gain variable
et un amplificateur de puissance 20dBm sur
une seule puce bipolaire. Fonctionnant de
800MHz à 1000MHz, il convient à plusieurs
applications dans les systèmes portatifs et
sans fil, particulièrement les systèmes à étalement de spectre de la bande ISM de
902MHz à 928MHz qui emploient des
techniques à séquence directe ou de saut de
fréquence.
Les entrées LO (oscillateur local), avec
polarisation interne et couplage capacitif,
commandent un amplificateur qui accepte les
signaux différentiels ou asymétriques dans la
gamme -10dBm à 6dBm. L’entrée MOD
(modulation) possède une largeur de bande
de 200Mhz et accepte des signaux d’entrée
dans toute la plage d’alimentation (4,75V ≤
VCC ≤ 5,5V). Le buffer d’entrée est linéaire
de (approximativement) 1,5V à 3,5V.
22
fixes suivants (avec une tolérance de ±1%) :
4,85V à 4,75V, 4,75V à 4,65V, 4,60V à 4,50V
et 3,06V à 3,00V. Le seuil du MAX816 est
défini avec un diviseur à résistances externes.
Les MAX814 et MAX816 fournissent des
signaux RESET actifs au niveau haut en plus
de la sortie RESET. Le MAX815 comprend
un circuit chien de garde qui surveille
l’exécution logicielle et émet un avertissement
lorsque qu’un intervalle de 1,56 seconde
s’écoule sans transition sur sa ligne d’entrée.
Le MAX814 possède un avertissement de
panne d’alimentation en deux phases où un
comparateur de tension faible compare VCC
avec un seuil à 60mV au-dessus du seuil de
réinitialisation. Ainsi une tension d’alimentation faiblissante déclenche un signal qui
permet au système de se préparer à une
interruption complète de VCC.
Offerts en boîtiers SO et DIP 8 broches,
les MAX814/MAX815/MAX816 sont disponibles dans les gammes de température suivantes : commerciale (0°C à +70°C) et
industrielle étendue (-40°C à +85°C).
(Cercler 17)
VCC = +5V or +3V
MR
AUXILIARY
VIN
MAX814
Des CI de réinitialisation
quatre broches avec
entrée reset manuelle
RESET
RESET
LOW LINE
PF0
Les signaux MOD et LO sont appliqués à
un mélangeur (cellule Gilbert) double
équilibre optimisé pour une réjection de la
fréquence porteuse. Viennent ensuite un
étage à gain variable qui fournit un ajustement supérieur à 35dB et un amplificateur de
puissance de classe AB qui fournit une
puissance de sortie supérieure à 20dB (plus
de 100mW dans 50Ω). L’amplificateur de
puissance possède un ajustement de polarisation qui permet à l’utilisateur de faire des
compromis entre le rendement et la distorsion
harmonique. Une fonction de mode veille
diminue le courant d’alimentation sous 1µA
en moins de 10µs.
Offert en boîtier SSOP 20 broches, le
MAX2402 est disponible en version testée
pour la gamme de température industrielle
étendue (-40°C à +85°C). Maxim vous
propose également un kit d’évaluation
(MAX2402EVKIT-SO) qui vous permet
d’économiser du temps et de raccourcir vos
délais de conception.
(Cercler 18)
De nouveaux
amplificateurs de
mesure du courant
facilitent contrôle
et mesure
RSENSE
RS+
6, 7 RS-
2, 3
RG1
RG2
A1
A2
Q1
Le circuit classique de mesure du courant (un amplificateur
différentiel discret qui mesure la tension aux bornes d’une
résistance traversée par le courant) cède sa place à des
circuits intégrés plus petits et moins coûteux. Le MAX471
monolithique, par exemple, intègre l’amplificateur avec une
résistance de détection de 35mΩ et il peut mesurer des
courants continus atteignant 3A.
Q2
COMP
8
OUT
5
SIGN
MAX471
(a)
RSENSE
POWER SOURCE
OR
BATTERY
RG1
Un composant semblable, le MAX472, permet de mesurer presque
n’importe quel courant en connectant des résistances de détection
du courant et d’établissement du gain à l’extérieur du boîtier.
VSENSE
TO LOAD OR
CHARGER
RG2
3
Ces deux amplificateurs détectent le courant de charge côté
chaud et produisent une sortie en courant pouvant être référencée
à la masse. Cette fonctionnalité vous permet de produire une
tension de sortie référencée à la masse, proportionnelle au
courant de charge, en connectant une résistance entre la sortie et
la masse. Le MAX471 possède un gain interne fixe qui fournit
500µA par ampère de courant détecté, tandis que le MAX472
vous laisse choisir la résistance de détection du courant et la
résistance d’établissement du gain sur une plage de sortie de
0mA à 1,5mA. Le MAX472 est plus souple, mais il demande une
conception légèrement plus élaborée.
6
A1
A2
7
Q2
Q1
8
COMP
(b)
Les résistances de détection côté chaud (entre la source
d’alimentation et la charge) sont préférables à l’utilisation
d’une résistance côté froid placée entre la charge et le retour de
l’alimentation. Les résistances de détection côté froid produisent des chutes de tension pouvant altérer la connexion de
masse du système et compliquer la circuiterie de charge et de
gestion de l’alimentation.
VCC
OUT
5
SIGN
MAX472
Figure 1. Des résistances de détection de courant et de réglage du gain
permettent au MAX471 (a) de mesurer des courants
atteignant 3A. Pour des niveaux de courant plus élevés,
ajoutez des résistances externes de détection et de gain au
MAX472 (b), un circuit par ailleurs identique.
courant de sortie qui circule toujours dans la même direction.
La direction du courant mesuré est indiquée par la sortie SIGN.
Cette sortie à drain ouvert simplifie l’interface avec la partie
logique fonctionnant avec des tensions d’alimentation comprises entre 3V et 36V.
Fonctionnement interne
Le MAX471 et le MAX472 contiennent deux amplificateurs
différentiel en connexion croisée (figure 1) et chacun d’eux
commande un transistor npn. Le courant circulant dans la
résistance de détection génère une tension qui active un amplificateur et qui désactive l’autre. Le transistor npn de l’amplificateur actif produit alors un courant qui circule à partir du côté
le plus positif de la résistance de détection, dans la résistance
d’établissement du gain (RG1 ou RG2), puis dans le transistor
jusqu’à la borne OUT.
Les résistances d’établissement du gain RG1 et RG2 (internes
pour le MAX471 et externes pour le MAX472) déterminent le
rapport entre le courant détecté et le courant de sortie. Ces
résistances doivent être appariées pour garantir une précision
semblable dans les deux directions. En assumant que RG1 =
RG2 = RG, vous pouvez calculer le rapport désiré en divisant
simplement la valeur de la résistance de détection par la valeur
de la résistance de gain :
Un courant de polarité opposée circulant dans R SENSE
désactive cet amplificateur et active l’autre, produisant ainsi un
IOUT / ISENSE = RSENSE / RG.
3
Le rôle des CAN dans la mesure du courant
Le rapport du MAX471 est paramétré de manière interne à
0,5mA/A, ce qui produit une sortie de 1,5mA lorsque le
courant détecté est de 3A. Le MAX472 vous permet de
sélectionner des résistances de détection et de gain pouvant
mesurer des niveaux de courant varié, dans la mesure où le
courant de sortie maximum ne dépasse pas 1,5mA.
Les CI décrits ci-dessus ont été conçus principalement pour
mesurer le débit de courant à partir de batteries. Si le débit est
relativement stable, vous pouvez mesurer la tension de sortie
correspondante (développé au travers de ROUT dans la figure 2)
avec un convertisseur A/N. Chaque échantillon numérique
représente alors un « cliché » du courant circulant dans RSENSE.
Pour détecter la direction du courant, vous pouvez
échantillonner la sortie SIGN ou connecter SIGN à une ligne
E/S sur le contrôleur.
SENSE CURRENT
µC
MAX471
I/O
SIGN
SHDN
Si le courant mesuré n’est pas stable, vous pouvez l’intégrer en
remplaçant ROUT par un condensateur. Sachant que IMOYEN =
C∆V/∆t, vous pouvez permettre au condensateur de se charger
jusqu’à une certaine tension, pour prendre une mesure et la
diviser par le délai depuis la dernière mesure, puis décharger le
condensateur (avec un commutateur shunt) et recommencer.
Le débit de courant durant l’intervalle où le condensateur est
déchargé (temps mort) est perdu pour l’opération de mesure,
mais cet effet est minime si la période sans charge ne représente qu’une petite fraction de la période avec charge.
R1
ADC
AIN
OUT
CONTROL
DATA
ROUT
GND
Figure 2. Un convertisseur A/N permet au µC de lire la sortie source
de
CHARGER
INPUT
2
3
1
B1
8 CELLS
RS+ IC1
MAX471
RS+
SHDN
OUT
8
6
RS-
IN
+3.3V
16
3.3V
OUT
VCC
R1
10k
5
SIGN
GND
4
0.1µF
3.3V
REGULATOR
7
RS-
+3.3V
9
+3.3V
13
+3.3V
0.1µF
13
NO4
NC2
7
6
V+
+3.3V
IC2
C1
0.33µF
CERAMIC
3 INA+
7
MAX393 COM4
NC3
NO1
2
11
10
COM3
COM1
IN1 IN2
1
16
IN3 IN4 GND
9
8
5
C2
0.33µF
CERAMIC
C3
0.47µF
MAX932
OUTA
R2
51k
0.1µF
0.1µF
3
1
TC4S01F
(TOSHIBA)
6 REF
IC4
1
÷256
8
V+
TB I/0
RESET
5
IC5
R3
510k
OUTB
4 INB+
5
HYST
8
7
V2
R4
1.0MΩ
ICM7242
RC
GND
3
TO µC
+3.3V
IC3
15
COM2
7
6
5
4
3
2
1
15
12
14
10
0.1µF
V+
14
QH
QG
IC6
QF
74HC590 QE
QD
QC
QB
QA
RC0
CCKEN
G
CCLR
RCK
CLK
GND
11
8
TRIGGER
6V
TO
36V
VLOGIC
÷2
RS+ RSRS+
RS-
4
2
6
R5
10k
C4
0.047µF
Figure 3. En effectuant une commutation entre deux condensateurs d’intégration (C1 et C2), ce circuit jauge de batterie surveille la décharge d’une
batterie avec une erreur minime.
4
Si la tension d’entrée descend à moins de
2,8V, la sortie RESET avertit le contrôleur du
système en passant à l’état bas et en le laissant
ainsi pendant 4ms après que VIN soit remonté
au-dessus de 2,8V. Le MAX624 permet une
remontée lente de la tension d’alimentation
appliquée à la carte en contrôlant un MOSFET
externe canal N côté chaud (optionnel),
bloquant ainsi les courants de pointe pouvant
survenir lors des insertions à chaud.
Un double convertisseur
élévateur 1MHz pour
carte PCMCIA
Le MAX624 est une alimentation miniature pour les cartes mémoire et les lecteurs de
« disque état solide ». Il accepte des entrées de
3V à 5,5V et produit deux sorties stabilisées :
la sortie principale sous 5V ±4% à 200mA et
une sortie auxiliaire réglable à ±2% de 5V à
30V. La fréquence de découpage interne
élevée (1MHz) permet d’utiliser des composants externes de faible taille.
Des petits condensateurs de filtrage et une
fonction interne de démarrage retardé
réduisent les transitoires de
courant lors des mises sous
INPUT
tension, ce qui fait de ce circuit 3V TO 5.5V
un candidat idéal pour les (FROM EDGE
CONNECTOR)
cartes PCMCIA profil bas
avec insertion à chaud. La
VDD
consommation est minime,
OUTPUT
grâce à un gestionnaire d’ali5V
mentation intégré et à une con200mA
version à rendement élevé
(85% pour la sortie principale
IC ON
sous 5V). Pour obtenir des
ON
AUX
économies d’énergie supplémentaires, vous pouvez
mettre la totalité du circuit en
mode veille (abaissant ainsi le
courant de repos à 40µA) ou
ajuster le régulateur réglable
(en laissant active la sortie
sous 5V).
Convertisseur élévateur
depuis 0,9V
Les convertisseurs élévateurs c.c./c.c.
MAX866 et MAX867 sont les plus petits
composants de puissance à haut rendement
disponibles pouvant générer des sorties
stabilisées à partir d’entrées de tension
fournies par un seul accumulateur. Le
MAX866 vous permet de sélectionner une
sortie de 3,3V ou 5V, alors que le MAX867
vous permet de définir une sortie entre 2,7V et
6V avec deux résistances externes. Les deux
circuits sont garantis pour démarrer à 0,9V. Il
fournissent jusqu’à 9mA avec une entrée sous
1,2V. Lorsqu’ils sont sous tension, il offrent
un fonctionnement garanti jusqu’à 0,5V. Le
rendement typique est de 80%.
Les convertisseurs MAX866 et MAX867
sont offerts dans les minuscules boîtiers µMAX
dont la hauteur est de seulement 1,11mm et
Disponibles en boîtier SO étroit 16
broches, le MAX624 existe en gamme de
température industrielle (-25°C à +85°C).
(Cercler 13)
(OPTIONAL SURGE-PROTECTION FET)
VCC
POWER
N
1/2 7107
5µH
4.7µF
5µH
1N5817
VIN
LX5
EXT
DA
FB5
CSA
1N5817
4.7µF
N
1/2 7101
VPP OUTPUT
12V
80mA
(AS SHOWN)
2.2µF
0.22Ω
MAX624
OFF
SHDN
OFF
ONA
500k
FBA
0.1µF
100k
RESET
SS5 SSA GND PGND
10nF
POWER-ON
RESET
OUTPUT
10nF
l’encombrement 0,148cm2. Des fréquences de
découpage atteignant 250kHz permettent
l’emploi de petits composants externes, ce qui
produit un encombrement total pour le circuit
de seulement 1,29cm2. Puisque la commutation
à haute fréquence fait également diminuer le
courant de crête et l’ondulation de la tension de
sortie, ces convertisseurs sont excellents dans
les appareils de radiomessagerie, dans les
télécommandes, dans les caméras vidéo et
d’autres appareils miniatures à faible tension
d’alimentation. Chaque CI comprend un mode
veille 1µA et un détecteur de batterie basse
incorporé.
Les deux convertisseurs sont testés pour
la gamme de température industrielle étendue
(-40°C à +85°C). Un kit d’évaluation
entièrement assemblé (MAX866EVKIT-MM)
est disponible pour raccourcir vos délais de
conception.
(Cercler 14)
21
Les pompes de charge MAX840/
MAX843/MAX844 convertissent les tensions
d’entrée positives en sorties négatives à faible
bruit pour polariser l’amplificateur de
puissance GaAsFET dans l’émetteur radio
d’un téléphone cellulaire. Ils offrent le plus
petit encombrement, le plus faible niveau de
bruit et la plus faible tension de fonctionnement disponibles pour ces applications.
Offerts dans des petits boîtiers SOIC 8
broches, ces composant permettent des
économies d’espace supplémentaires grâce à
leur petit nombre de composants externes.
N’ayant besoin que de trois condensateurs de
0,22µ F et d’un condensateur de 4,7µ F, il
permettent d’obtenir des circuits complets
occupant moins de 0,645cm 2 . La sortie
stabilisée précise à ±5% présente une tension
d’ondulation typique de seulement 1mVp-p,
avec une fréquence de découpage garantie
dans la plage 80kHz à 120kHz.
La large plage d’entrée de ces convertisseurs c.c./c.c. (2,5V à 10V) leur permet de
fonctionner à partir de différentes sources
d’alimentation, dont une ou deux batteries au
lithium-ion, une batterie de trois à cinq accumulateurs NiCd ou NiMH et un adaptateur
ou chargeur enfichable.
VA
REF
Les plus petits générateurs
de polarisation GaAsFET à
faible bruit (1mVp-p)
Le MAX840 possède une sortie prédéfinie
sous -2V, réglable de -0,5V à -9,4V avec deux
résistances externes. Les sorties des MAX843/
MAX844 sont ajustables dans cette plage avec
une tension de commande positive appliquée
de l’extérieur. Le courant de sortie garanti est
de 3mA. Le MAX844 possède une deuxième
sortie négative (non stabilisée) qui demeure
active en mode veille et qui peut être utilisée
comme alimentation de polarisation à faible
puissance pour les affichages à cristaux
liquides. Les MAX840 et MAX843 se mettent
entièrement en mode veille et consomment
moins de 1µA.
Offerts en boîtiers SO 8 broches, les
MAX840/MAX843/MAX844 sont disponibles
dans les gammes de température suivantes :
industrielle (-25°C à +85°C) et industrielle
étendue (-40°C à +85°C). Pour raccourcir vos
délais de conception, Maxim vous propose un
kit d’évaluation entièrement assemblé
(MAX840EVKIT-SO).
(Cercler 15)
Le MAX394 est un nouveau commutateur analogique SPDT quadruple fabriqué
avec la technologie Maxim basse-tension
silicon-gate. Il fonctionne à partir d’une
alimentation simple dans la gamme de 2,7V à
15V, ou à partir d’une alimentation bipolaire
dans la gamme de ±2,7V à ±8V. Les quatre
commutateurs indépendants ont une résistance passante faible (35Ω maximum, 17Ω
typique) avec un appariement meilleur que
2Ω. La variation de résistance passante de
chaque canal est inférieure à 4Ω sur l’ensemble de la plage de signal analogique.
Les commutateurs du MAX394 se
ferment en moins de 130ns et s’ouvrent en
moins de 75ns, avec une garantie de nonchevauchement valant typiquement 10ns. Les
améliorations apportées à la conception
garantissent une injection de charge extrêmement faible (10pC), une consommation
d’énergie minime (10µW) et la capacité de
supporter des décharges électrostatiques dépassant 2000V. Son courant de repos faible
(<1µA avec les entrées en état haut ou bas)
fait du MAX394 un composant idéal pour les
applications portatives.
Les entrées logiques sont compatibles
TTL et CMOS. Elles sont garanties pour
produire une commutation dans la gamme de
0,8V à 2,4V avec une tension d’alimentation
égale ou inférieure à 8V. Lorsque la tension
d’alimentation est supérieure à 8V, la gamme
de commutation s’étend de 0,8V à 4V. Les
entrées logiques et les signaux analogiques de
commutation peuvent sans dommage se situer
n’importe où entre les rails d’alimentation.
Le MAX394 est compatible broche à
broche avec le MAX333. Offert en boîtiers
SO large, SSOP et DIP 20 broches, le
MAX394 est disponible en gammes de
température commerciale (0°C à +70°C),
industrielle étendue (-40°C à +85°C) et
militaire (-55°C à +125°C).
Des multiplexeurs 8
canaux ont des entrées
d’adresse tamponnables
Le MAX382 est un multiplexeur analogique ayant huit canaux unipolaires, alors
que le MAX384 possède quatre canaux
différentiels. Ce sont deux composants CMOS
avec entrées « adresse canal » tamponnables
compatibles TTL/CMOS. Ils fonctionnent à
partir d’une alimentation simple de 2,7V à
16,5V ou à partir d’alimentations doubles de
±3V à ±8V. La consommation énergétique est
inférieure à 10µW.
A +85°C, les multiplexeurs MAX382/
MAX384 garantissent une injection de charge
faible (10pC maximum) et un courant de fuite
inférieur à 2,5nA. Les résistances passantes
Le plus petit chargeur
rapide NiCd/NiMH
disponible sur le marché
Le MAX2003A* est le chargeur rapide
autonome le plus compact et le plus complet
actuellement disponible sur le marché pour
les batteries NiCd (nickel-cadmium) et NiMH
(nickel-métal-hybride). Il permet à un seul
circuit de charger les deux types de batteries
en toute sécurité. Offert en boîtier SO étroit
16 broches (pour les montages compacts), le
MAX2003A peut être configuré en régulateur
de courant à découpage ou en contrôleur économique pour une source de courant externe.
Parmi les améliorations apportées au
MAX2003 classique, mentionnons une charge
d’entretien pulsée (pour accroître la longévité
des batteries) et un intervalle de détection de
pente de température qui varie avec le taux de
charge (pour améliorer la précision de la fin
de charge). Le MAX2003A utilise l’une des
cinq méthodes suivantes pour terminer une
sont appariées à mieux que 4Ω (dans un
composant) et garanties faibles (100Ω
maximum). En outre, les deux composants
sont garantis (conformément à la norme
MIL-STD-883, méthode 3015.7) pour
supporter des décharges électrostatiques
dépassant 2000V. Le brochage est compatible
avec les multiplexeurs classiques DG428/
DG429 et DG528/DG529.
Offerts en boîtiers SO large et DIP 18
broches, les multiplexeurs MAX382/MAX384
sont disponibles en gammes de température
commerciale (0°C à +70°C), industrielle
étendue (-40°C à +85°C) et militaire (-55°C à
+125°C).
(Cercler 11)
charge rapide : la pente de température, la
variation de tension négative, la température
maximale, le temps maximum et la tension
maximale. Par mesure de sécurité, il bloque
les charges rapides jusqu’à ce que la tension
et la température de la batterie soient à l’intérieur de limites acceptables.
Pour conditionner la batterie et obtenir
des mesures de capacité plus précises, le
MAX2003A offre une option de décharge
activée par commutateur avant l’opération de
charge. Parmi les autres options, mentionnons
la charge au niveau maximum et les gestionnaires directs pour les LED d’état.
Offert en boîtiers SO large, DIP et SO
étroit 16 broches, le MAX2003A est disponible en gamme de température commerciale
(0°C à+70°C). Un kit d’évaluation vous est
offert (MAX2003A EVKIT-SO) pour réduire
vos délais de conception.
* Produit futur. L’usine vous renseignera sur sa
disponibilité.
(Cercler 12)
WALL ADAPTER
(DC OUTPUT)
CURRENT SOURCE & VOLTAGE SENSE
MAX2003A
CIRCUIT
(Cercler 10)
(LINEAR OR
SWITCHER)
SMALL
16-PIN
NARROW
SOIC
20
TEMP.
SENSE
BATTERY
Un commutateur
analogique SPDT
quadruple avec une
résistance passante faible
1 TO 16
NiCd
NiMH
CELLS
CURRENT
SENSE
RSENSE
PORTABLE
SYSTEM
POWER
SUPPLY
∆QC = (0,5mA/A)x∆QB.
10
4
Si on réarrange l’équation,
6
4
2
3
% DEVIATION FROM
IDEAL (IDEAL-MEASURED)/
IDEAL*100
0
2
-2
-4
1
-6
-8
-10
0.01
∆QB = 2000∆QC = 2000C∆V.
ICO OUTPUT FREQUENCY (kHz)
% DEVIATION FROM IDEAL
8
Chaque transition négative effectuée sur la sortie de la porte
NOR représente une charge QB retirée de la batterie et 256 de
ces transitions produisent un cycle d’horloge dans IC6,
c’est-à-dire :
256∆QB = 256(2000C∆V)
ICO FREQUENCY
= 256(2000)1µF(1,182V)
0
0.1
1
LOAD CURRENT (A)
10
= 0,605 coulombs.
Ainsi, pour garantir une surveillance continue du courant
fourni par la batterie, le système doit lire les sorties trois états
d’IC6 au moins une fois dans chacun des cycles de 256
transitions. Ces cycles varient selon la cadence de décharge de
la batterie, mais l’intervalle de lecture maximum est déterminé
par la cadence de décharge maximale prévue (3A dans ce cas).
La sortie de 1,5mA produite par IC3 charge chaque condensateur jusqu’à 1,182V dans CV/i = (0,33µF)(1,182V)/ 1,5mA =
260µs. Cet intervalle est multiplié par 256 dans le prédiviseur
IC5 et une autre fois par 256 dans le compteur IC6 : 260µs
(256)(256) = 17 secondes maximum. Vous pouvez allonger cet
intervalle maximum en choisissant une valeur plus grande pour
les deux condensateurs.
Figure 4. Avec des valeurs de courant de charge faibles, l’erreur de
mesure observée dans la figure 3 dévie à cause de l’erreur
d’offset de l’amplificateur de détection du courant (IC1).
Un circuit muni de deux condensateurs de charge (figure 3)
vous permet d’intégrer le courant sans créer de temps mort. La
relation ∆Q = C∆V vous permet de calculer la charge totale
enlevée ou ajoutée à la batterie. Pour un seuil de déclenchement
donné (1,182V dans ce cas), vous devez trouver l’équilibre
entre la valeur du condensateur nécessaire (pour conserver la
charge entre les intervalles d’échantillonnage), la fuite de celuici et le courant de sortie pleine échelle venant d’IC3.
La linéarité des mesures demeure relativement constante avec
des courants de charge valant de 100mA à 3A. En dessous de
100mA, les erreurs de mesure augmentent à cause de l’effet du
courant d’offset de l’amplificateur de détection du courant
(figure 4).
Le circuit de la figure 3 convertit le courant en une fréquence,
puis il compte les impulsions produites. A titre d’exemple, un
courant pleine échelle de 3A en provenance de la batterie
conduit la sortie source de courant d’IC2 (broche 8) à produire
1,5mA. Les commutateurs analogiques dans IC3 dirigent ce
courant de 1,5mA vers l’un des deux condensateurs de 0,33µF
tout en déchargeant l’autre. Lorsque la tension du condensateur
en cours de charge atteint 1,182V (la tension limite du comparateur double IC2), la sortie du comparateur correspondant
se met au niveau « 1 ».
Contrôle de courant
Bien qu’ils soient principalement conçus pour mesurer un
courant, les MAX471/MAX472 se prêtent également aux
applications de contrôle de courant, comme les sources de
courant, les circuits de protection contre les surintensités et les
chargeurs de batterie. Le circuit illustré dans la figure 5, par
exemple, est un chargeur de batterie source de courant pouvant
produire 2,5A avec un rendement supérieur à 90%. Ici encore,
le MAX471 détecte le courant sur le pôle + de la batterie, ce
qui permet d’utiliser une masse commune, comme dans les
applications automobiles.
Ces transitions en sortie de comparateur sont appliquées à la
porte NOR (IC4) et transmises à IC5, dont la sortie divisée par
deux commande simultanément les commutateurs analogiques,
afin de décharger un condensateur et de charger l’autre. IC5
sert de prédiviseur, puisqu’il divise la sortie de la porte NOR
par 256 et qu’il commande ensuite un compteur parallèle 8 bits
(IC6). En lisant périodiquement les sorties trois états de ce
compteur, le µP peut surveiller la charge cumulative nette qui a
été retirée de la batterie :
IC1 est un régulateur abaisseur en mode courant dont les
sorties (DH et DL) commandent deux MOSFET externes canal
N. Puisque leurs résistances passantes sont inférieures à celles
des MOSFET canal P équivalents, les composants canal N
dissipent moins de puissance pour un même courant passant.
La tension de commande du MOSFET côté chaud (Q1) est
produite par une pompe de charge interne à IC1. Les
régulateurs abaisseurs limitent leur sortie maximum à VIN.
Ainsi, si la batterie est enlevée lorsque le chargeur fonctionne,
cela ne causera pas une augmentation dangereuse de VOUT.
∆QC = C∆V,
où ∆QC correspond à la charge maximale accumulée par l’un
des condensateurs C, alors que ∆ indique la tension du
condensateur (par exemple, la tension de 1,182V qui déclenche
la décharge du condensateur). La valeur ∆QC est proportionnelle à la charge enlevée de la batterie (∆QB), dans le même
rapport que la sortie source de courant d’IC1 (0,5mA/A) :
5
10
VIN
10.5V
TO 28V
6
22µF
35V
V+
VL
SHDN
BST
22µF
35V
SKIP
D1
11
14
2
0.01µF
4.7µF
DH
IC1
MAX797
LX
CSH
Q1
16
15
D3
8
T1
REF
0.01µF
1
SS
CSL
DL
5
SYNC
PGND
FB
7
GND
L1
10µH
R1
0.92
3
9
13
3x
100µF
16V
D2
IOUT
2.5A
Q2
12
0.33µF
4
RS+ RSOUT
D1, D2
D3
L1
T1
Q1, Q2
- CENTRAL SEMICONDUCTOR #CMPSH-3
- NIEC #EC10QS02L, SCHOTTKY RECTIFIER
- DALE #IHSM-4825 10µH 15%
- DALE #LPE-3325-A087, CURRENT TRANSFORMER, 1:70
- MOTOROLA #MMSF5N03HD
IC2
MAX471
R2
2.0k
SHDN
GND
Figure 5. Un amplificateur de détection du courant côté chaud (IC2) permet à ce chargeur de batterie source de courant (2,5A avec un rendement de
90%) d’avoir la même masse que la batterie.
à découpage qui élève la tension depuis 5V jusqu’au niveau
nécessaire pour fournir simultanément le courant de charge de
batterie et le courant de charge du système. Dans cette application, l’alimentation 5V doit comprendre une protection contre
les courts-circuits.
L’amplificateur de détection de courant (IC2) mesure IOUT par
l’intermédiaire d’une résistance de détection interne, puis délivre
un courant de sortie proportionnel à celui-ci. La résistance
externe R2 produit alors la tension de contre-réaction requise par
IC1. Pour obtenir un contrôle numérique de IOUT, vous pouvez
effectuer une commutation vers d’autres résistances de contreréaction avec un multiplexeur analogique, ou employer un ou
plusieurs petits FET, tels que le 2N7002 (non illustré). Les
erreurs de résistance passante attribuables à ces FET ne sont pas
significatives car IC2 produit un faible courant de sortie.
Le courant de sortie d’IC2 (broche 8) est proportionnel au
courant circulant dans la résistance de détection R9, réduit par
un facteur de 10-4 (égal à la valeur de R9 divisée par la valeur
commune à R7 et R10). Q3 et Q4 sont activés en mode charge
rapide, de sorte que le courant de sortie circule dans la com-
Le courant qui circule dans Q1 passe dans le primaire du
transformateur de courant (T1), dont le secondaire achemine
un courant réduit dans la résistance de détection R1. Le résultat
(comparé avec l’utilisation d’une résistance de détection en
série avec Q1) est une moins grande dissipation et un meilleur
rendement. Ce circuit délivre un rendement atteignant 96%
(figure 6), qui diminue avec la tension de sortie, car lorsque
les tensions sont plus faibles, la puissance requise pour commander les MOSFET et le CI représente un pourcentage plus
grand du total.
EFFICIENCY vs. OUTPUT VOLTAGE
97
28V
24V
20V
96
16V
EFFICIENCY (%)
95
12V
94
93
92
91
90
89
88
Chargeur de batterie élévateur
87
0
Dans plusieurs applications portatives, la charge des batteries est
contrôlée par un µP ou un µC (figure 7). Le processeur émet des
commandes CHARGE ON/OFF et FAST/TRICKLE CHARGE,
alors qu’IC2 surveille le courant de charge. IC1 est un régulateur
5
10
15
20
25
30
VOUT (V)
Figure 6. Une dissipation constante dans le chargeur de batterie de
la figure 4 fait diminuer le rendement lorsque la tension
de sortie diminue.
6
Fonctionnant avec une alimentation
unique 5V, le MAX521 est idéal pour le
réglage numérique du décalage et du gain. Ses
Un CNA 8 bits double à
entrée série est offert en
boîtier SO 8 broches
Le MAX522 est un convertisseur N/A 8
bits double à faible consommation dont le
courant d’alimentation ultra-faible (1mA en
fonctionnement normal et 1µ A en mode
veille) et les boîtiers peu encombrants (DIP et
SOIC 8 broches) conviennent parfaitement
aux applications portatives alimentées par
batterie. Fonctionnant à partir d’une tension
d’alimentation simple dans la plage 2,7V à
5,5V, il possède des sorties tension tamponnées et une interface série trifilaire de 5MHz
compatible avec les normes d’interface SPI™,
QSPI™ et Microwire™.
Le courant maximum en absorption et en
source est de 5mA pour le « CNA A » et de
Des multiplexeurs 8 canaux
supportent des surtensions
de 40V au-dessus des rails
d’alimentation
Le MAX354 est un multiplexeur analogique avec protection anti-panne possédant
huit canaux unipolaires, alors que le MAX355
possède quatre canaux différentiels. Dans les
deux cas, les huit commutateurs internes comprennent des MOSFET canal N, canal P et
canal N en série (une structure qui s’ouvre
automatiquement lorsque de mauvaises
tensions surviennent). On obtient ainsi une
protection contre les surtensions efficace
jusqu’à 40V au-dessus de l’un des rails d’alimentation, que ce soit lors des mises sous
tension, des mises hors tension ou des
conditions de panne. Il protège également les
montages externes sensibles en calant la
CNA quadruple MAX520 (courant d’alimentation ultra-faible de 100µA) sera disponible à
compter d’octobre 1995.
Le MAX521 est offert en boîtier DIP 20
broches, ainsi qu’en boîtiers à encombrement
réduit SSOP et SO 24 broches (il n’existe pas
de boîtier plus petit que le SSOP pour un
CNA octuple). Le MAX519 et le MAX520
sont offerts en boîtiers SO et DIP 16 broches,
alors que le MAX518 et le MAX517 sont
offerts en boîtiers SO et DIP 8 broches. Tous
sont disponibles en gammes de température
suivantes : commerciale (0°C à +70°C) et
industrielle étendue (-40°C à +85°C) (nous
contacter pour les composants en gamme
militaire).
Il existe d’autres convertisseurs N/A
bifilaires 8 bits qui offrent des performances
similaires à celles du MAX521 : le CNA
double MAX519 (deux entrées de référence)
le CNA double MAX518 (boîtier SO 8
broches) et le CNA simple MAX517. Le
I2C est une marque commerciale de Philips Corp.
(Cercler 7)
avec les CNA triples 8 bits MAX512 et
MAX513).
0,5mA pour le « CNA B ». La dynamique de
chaque sortie est de 0,5V au dessus de la
masse jusqu’à VCC. Pour aider à réduire la
consommation d’énergie en mode veille,
l’entrée de référence du CNA est déconnectée
intérieurement de la broche VREF, lorsque le
mode veille est activé.
L’entrée série alimente
un registre à décalage
interne contenant huit bits
de données et quatre bits de
contrôle (les commandes de
charge et de mode veille
pour chaque CNA). Un
flanc montant de CS charge
ensuite le mot de 8 bits dans
l’un des CNA (ou dans les
deux). Le format logiciel du
MAX522 est compatible
750µA
(Cercler 8)
REFA/B
2.7V
LATCH
A
DAC
A
LATCH
B
DAC
B
+
VOUTA
+
VOUTB
SERIAL
INPUT
SPI et QSPI sont des marques commerciales de Motorola Inc.
Microware est une marque commerciale de National Semiconductor Corp.
tension de sortie à proximité du rail
d’alimentation nominal.
Les résistances passantes sont à 350Ω
maximum, avec une symétrie autorisant les
applications de démultiplexage et de
multiplexage. Les courants de fuite en entrée
sont inférieurs à 0,5nA à +25°C et inférieurs à
5nA à +85°C. Les multiplexeurs MAX354/
MAX355 fonctionnent à partir d’une
alimentation simple de 4,5V à 36V ou à partir
d’alimentations doubles de ±4,5V à ±18V. La
consommation d’énergie est inférieure à
1,5mW. Toutes les entrées numériques ont
des seuils de 0,8V et 2,4V qui garantissent la
compatibilité TTL/CMOS sans résistance de
pull-up. La commutation sans chevauchement
est également garantie.
Les multiplexeurs MAX354/MAX355
constituent des substituts améliorés et compatibles broche à broche pour les composants
19
Offert en boîtiers SO et DIP 8 broches
plastique, le MAX522 est disponible en gammes de température commerciale (0°C à
+70°C) et industrielle étendue (-40°C à +85°C).
MAX358/MAX359, DG508A/ DG509A et
DG458/DG459. Ils sont également
compatibles broche à broche avec les
multiplexeurs ADG508F/ADG509F. Offerts
en boîtiers SO large et DIP 16 broches, le
MAX354 et le MAX355 sont disponibles en
gammes de température commerciale (0°C à
+70°C), industrielle étendue (-40°C à +85°C)
et militaire (-55°C à +125°C).
(Cercler 9)
MAX354
RDS(ON) vs. VIN
2000
VS = ±5V
VS = ±10V
1600
RDS(ON) (Ω)
Le MAX521 est le premier CNA octuple
offert sur le marché avec une interface série à
deux fils. Contenant huit convertisseurs N/A 8
bits sortie-tension, le MAX521 minimise le
nombre de lignes d’E/S vers le µP et il simplifie l’acheminement des signaux en acceptant
que plusieurs CNA et d’autres composants (y
compris des EEPROM bifilaires) partagent le
même bus bifilaire. Le bus est compatible avec
les microprocesseurs conventionnels et la
norme de données série I2C™.
huit sorties tension basculent de rail à rail et
ses cinq entrées de référence indépendantes
(avec des dynamiques incluant le rail positif)
permettent aux sorties d’assumer différents
niveaux de pleine échelle. Le composant
possède un mode veille 10µ A et une
réinitialisation à la mise sous tension qui
remet toutes les sorties à zéro. Un double
registre permet à tous les CNA adressés d’être
mis à jour simultanément, et l’interface série
avec protocole logiciel interne permet des
vitesses de transmission atteignant 400kbit/s.
SHIFT REGISTER
Un octuple CNA à liaison
bifilaire diminue le
nombre d’E/S vers le µP
VS = ±15V
1200
800
400
0
-15
-10
-5
0
VIN (V)
5
10
15
12
1
13
IC1
DIN
CLK
LOAD
MAX7219
SEGMENT DRIVERS
SEGMENT
CURRENT
REFERENCE
V+
8
RSET
8
CODE B
ROM WITH
BYPASS
8
8
8x8
DUAL-PORT
SRAM
8 - DIGIT
DISPLAY
ADDRESS
REGISTER
DECODER
4
DIG0
DIGIT DRIVERS
SHUTDOWN REGISTER
MODE REGISTER
INTENSITY REGISTER
SCAN-LIMIT REGISTER
DISPLAY TEST REG.
(MSB)
D0 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 D8 D9 D10 D11 D12 D13 D14 D15
(LSB)
SEG A
SEG B
SEG C
SEG D
SEG E
SEG F
SEG G
SEG DP
DIG7
8
INTENSITY
PULSEWIDTH
MODULATOR
MULTIPLEX
SCAN
CIRCUITRY
DOUT
V+
ISET
18
19
5V
LOAD
FROM µC
R2
5.1k
R1, 10k
R3
10k
N.C.
DIN
16
CLK
CURSOR
SELECT0
SELECT1
SELECT2
7
11
10
9
5
6
Y
VCC
W
G
A
IC2
74HC151
D0-D7
1-4, 12-15
8
B
C
GND
8
Figure 1. Le multiplexeur numérique présenté dans ce système d’affichage à huit digits (IC2) fournit une fonction de curseur qui intensifie le
digit sélectionné.
18
+5V
C3
450µF
R10
100
1%
R7
100
1%
C4
470µF
3
7
R3
10k
5
C1
0.1µF
V+
REF
EXT
1
B1
(FIVE CELLS)
2
VCC
IC2
R5
360k
SIGN
IC1
R13
100k
RG2
MAX472
Q1
MTP3055EL
(MOTOROLA)
2
TO ADC
(TERMINAL
VOLTAGE)
6
RG1
L1
20µH
RCH110-220M
(SUMIDA)
C2
0.1µF
SYSTEM
LOAD
R9
10mΩ
WSL-2010-R010F (DALE)
D1
1N5820
5
SHDN
GND
OUT
N.C.
1
4
8
CHARGE / DISCHARGE
MAX1771
CS
CHARGE
ON / OFF
4
8
R8
750k
Q2
2N3391A
R14
100k
R6
10k
R1
SHDN
Q5
2N3391A
Q4
2N3906
AGND
6
FB
DGND
3
TO ADC
(DISCHARGE RATE)
R11
240k
7
R2
2M
R12
6k
Q3
2N3906
FAST /
TRICKLE
CHARGE
R4
33k
Figure 7. Contrôlé par un microprocesseur, ce chargeur de batterie élévateur produit simultanément le courant de batterie et le courant de charge.
proportionnelle au courant de décharge de la batterie : 5A dans
R9 produit une réponse pleine échelle sous 3V dans R12.
binaison de R11 et (approximativement) R4 en parallèle. La
tension de contre-réaction résultante appliquée au convertisseur
élévateur (broche 3) maintient le courant de charge rapide dans
R9 à 500mA. Cette contre-réaction permet également au
régulateur de fournir un courant à la charge atteignant 500mA,
en plus du courant utilisé pour charger la batterie. Q2 limite la
tension de la batterie à 10V (2V par accumulateur).
En intégrant cette tension dans le temps (par un échantillonnage à intervalles réguliers et la multiplication de chaque
valeur échantillonnée par la durée de l’intervalle associé), le
système peut surveiller la quantité d’énergie retirée de la
batterie. Avec cette mesure et la mesure de tension de fin de
charge, le processeur peut alors réactiver une charge rapide (en
appliquant un état « 0 » sur FAST/TRICKLE CHARGE) avant
que la batterie ne soit complètement à plat.
Un processeur externe et un convertisseur A/N multicanal surveillent la tension de batterie durant la charge rapide. Lorsque
le CAN détecte une variation dans la pente de cette tension, le
processeur termine l’opération de charge en appliquant un état
haut sur l’entrée FAST/TRICKLE CHARGE. Q3 est alors
bloqué, causant une élévation dans la tension de
contre-réaction (sur IC1), ce qui fait passer le courant de
charge à environ 60mA.
Source de courant commutée à commande
numérique
La source de courant variable présentée dans la figure 8
produit des sorties de 0A à 5A sur une plage de 4V à 30V. Elle
possède deux avantages par rapport aux sources de courant
commerciales : le convertisseur N/A 12 bits (IC2) la rend
programmable numériquement et son régulateur abaisseur à
découpage (IC1) est plus efficace qu’un régulateur linéaire
classique. Ses applications comprennent charge de batterie et
commande d’un moteur en courant continu.
Si le convertisseur élévateur est désactivé, ou si la somme du
courant de charge et du courant de la batterie dépasse la
capacité de sortie du convertisseur élévateur, le courant de la
batterie est inversé puisque le courant sort de la batterie. IC2
indique cette inversion avec sa sortie SIGN en collecteur
ouvert, tirée à « 1 » par R13, laquelle désactive Q4 et active Q5.
Le courant qui circule dans R12 produit ensuite une tension
7
+36V
5
VIN
C2
220µF
0.3V
10µA
2.45V
POWER TO
ENTIRE CIRCUIT
µPOWER
SHUTDOWN
CIRCUIT
BIAS
ILIM 3
7 SHUT
CURRENT-LIMIT
SHUTDOWN
0.04Ω
2.21V
REF
ERROR
AMPLIFIER
5 FB
6
PWM
CONTROLLER
L1
47µH
7230-09
VC
IC1
R1
2.7k
VSW 2
100kHz
OSC
MAX724
GND
+12V
22
3
VDD REFOUT
0A TO 5A
D1
MBR745
(MOTOROLA)
4
C1
0.1µF
R5
30mΩ
WSL-2010-R030F (DALE)
R4
66.5
1%
C3
470µF
3
RG1
2
ROFS
VREF
6
RG2
RFB 23
VOUT 24
DAC
4 AGND
R6
66.5
1%
A1
R2
A2
VCC 7
VSS 1
Q1
R3
18 CS
19 WR
20 LDAC
OUT 8
CLR 21
DAC LATCH
CONTROL
LOGIC
IC3
IC2
INPUT LATCH
MAX507
D0 . . . D11
DGND
12
17
+36V
Q2
5
MAX472
COMP
SHDN 1
Figure 8. Cette source de courant variable de 0A à 5A comprend un régulateur abaisseur à découpage (IC1). Un convertisseur N/A 12 bits (IC2)
rend cette source programmable numériquement.
Vous pouvez facilement reconfigurer le circuit pour d’autres
plages de courant de sortie (ISOURCE) en recalculant R2 et R3 :
IC3 (l’amplificateur de mesure de courant) détecte le courant
de sortie (chute dans R5) et délivre un signal proportionnel en
broche 8. Ainsi, la tension de contre-réaction du régulateur
(broche 1 d’IC1) est définie par le convertisseur N/A et par le
courant de contre-réaction d’IC3 qui circule dans la
combinaison de R2 et R3 en parallèle. Cette contreréaction en
courant s’oppose à toute variation du courant de sortie due à
une variation de la résistance de charge.
ISOURCE =
2217 [(VFB (R2 + R3) - R3VDAC] ,
R2R3
où VFB = 2,21V. VDAC varie de 0V à 10V. Les valeurs de R2
et R3 sont définies par la plage souhaitée pour ISOURCE :
VDAC = 0V pour la valeur haute de ISOURCE et VDAC = 10V
pour la valeur basse souhaitée de ISOURCE. La substitution de
ces deux ensembles de valeurs dans l’équation produit deux
équations qui seront résolues simultanément pour les valeurs
de R2 et R3.
Le convertisseur N/A génère une tension de 0V à 10V,
produisant un courant qui varie inversement avec le
code d’entrée: FFFHEX (10V depuis le CNA) produit 0mA et
000HEX (0V depuis le CNA) produit 5A. Pour un niveau
programmé donné, la sortie réelle varie quelque peu avec la
résistance de charge et la tension de sortie. Lors d’un test à
1,5A, par exemple, la sortie du circuit dévie d’environ 15mA
(c’est-à-dire 1% de 1,5A) avec des tensions de sortie de 10V
à 20V (figure 9).
Source de courant linéaire variable
En convertissant le courant en une tension de contre-réaction,
vous pouvez transformer un régulateur de tension linéaire à
faible chute de tension en un régulateur de courant (figure 10).
8
Un multiplexeur de données ajoute un curseur
au gestionnaire d’affichage à LED
Les segments correspondants dans chaque digit sont reliés
extérieurement. Les cathodes de tous les segments LED
d’un digit sont reliées intérieurement, ce qui permet au
digit d’être activé en tirant du courant du noeud commun
avec un signal logique zéro. Les lignes de gestionnaires de
digits non sélectionnées demeurent à l’état haut. La vitesse
de scrutation des digits est d’environ 1300/seconde.
Un multiplexeur de données (IC2) permet au gestionnaire
d’affichage à LED, illustré dans la figure 1, de pointer un
digit sélectionné en le mettant en surbrillance. Cette fonction de curseur permet d’employer l’affichage pour entrer
des données et pour les lire.
Par exemple, l’opérateur d’une enceinte thermique peut
définir une température désirée en entrant cette valeur via
l’écran d’affichage. Quatre « boutons » sont nécessaires
(non illustrés) : gauche/droite pour sélectionner le digit en
surbrillance et haut/bas pour modifier la valeur de ce digit
(les boutons peuvent être lus par un micro-contrôleur). Le
passage de CURSOR au niveau haut supprime l’effet de
curseur (en désactivant IC2) et permet d’observer la
température lorsqu’elle s’approche du nouveau point de
consigne.
Lorsque vous appliquez un code de sélection des digits à 3
bits sur IC2, tout en amenant CURSOR au niveau bas, le
multiplexeur connecte le signal numérique correspondant à
la borne Y et son complément à la borne W (broche 6).
Ainsi, la sélection d’un digit particulier pour le mettre en
surbrillance pousse W au niveau haut durant la lecture de
ce digit, ce qui place R1 et R3 en parallèle et fournit un
courant accru dans ISET (lorsque W est bas, R3 vole du
courant à I SET). Si CURSOR demeure haut, les digits
affichent une brillance maximale uniforme car W demeure
haut pour chacun d’eux.
IC1 contrôle jusqu’à huit digits à 7 segments (huit
segments si on compte le point décimal) en les lisant à tour
de rôle, puis en produisant une valeur pour chacun conformément aux données enregistrées dans le circuit avec son
interface série. Chaque sortie de gestionnaire de segment
constitue une source de courant fournissant environ 100
fois le courant entrant dans ISET (broche 18). Ainsi, vous
pouvez modifier la brillance d’un nombre donné en
altérant le courant I SET lorsque ce nombre est lu (IC1
fournit également une commande de brillance numérique à
16 niveaux, grâce à la modulation d’impulsions en largeur
sur 4 bits des courants des segments).
Chacune des huit sorties gestionnaire de digit d’IC1 peut
absorber des courants LED atteignant 320mA, mais ces
sorties demeurent d’un niveau compatible avec les entrées
numériques d’IC2. Même à 320mA, les tensions des
sorties gestionnaire de digit demeurent sous la tension
niveau bas garantie du multiplexeur (VIL).
Une idée connexe a paru dans l’EDN du 30/3/95.
(Cercler 6)
17
série équivalente très faible. Pour minimiser l’effet de
l’inductance parasite des broches des condensateurs
montés en surface, vous pouvez réduire la longueur du
conducteur pratiquement à zéro en acheminant le courant
de sortie directement au travers des contacts métalliques
des condensateurs.
LOAD REGULATION
VOUT
(20mV/div
AC COUPLED)
Une idée connexe a paru dans l’EDN du 16/3/95.
IOUT
2A
1A
(a)
(Cercler 5)
10µs/div
VOUT
(20mV/div
AC COUPLED)
2A
IOUT
1A
(b)
100ns/div
VOUT
(20mV/div
AC COUPLED)
2A
IOUT
1A
(c)
100ns/div
Figure 2. Une variation marquée du courant de charge (a) pour
les circuits de la figure 1 est allongée de 10µs à 100ns
par division pour la variation de 1A à 2A (b) et pour la
variation de 2A à 1A (c). La résolution verticale est de
20mV/div. pour la tension de sortie (traces supérieures)
et de 1A/div. pour le courant de charge (traces
inférieures).
16
chute de tension de la broche 4 à la broche 6 multipliée par le
courant circulant dans le circuit par ces broches.
DEVIATION FROM EXPECTED (mA)
50
ISOURCE = 1.5A
ej20-15
COMPLIANCE
Sous les plus mauvaises conditions définies avec un courant de
sortie de 250mA, sortie reliée à la masse et une limite de
dissipation établie à 1,5W (la spécification à 1,8W du boîtier
moins une marge de sécurité), la tension d’entrée du circuit
peut atteindre 6V (6V x 250mA = 1,5W). Une dissipation de
chaleur excessive pousse le dispositif de protection thermique
à s’activer et à s’arrêter sans cesse, produisant un courant de
sortie impulsionel dès que la température interne oscille autour
du point de déclenchement thermique.
40
30
20
10
0
0
5
10
15
20
25
30
35
OUTPUT VOLTAGE (V)
Inversion de polarité et protection en courant
Le circuit de la figure 11 protège un système sur batterie de
deux façons : Q1 empêche les dommages dûs au courant
inverse pouvant se produire lorsque la batterie est montée à
l’envers, tandis que Q3 empêche tout débit de courant excessif
pouvant survenir lors d’une augmentation soudaine de charge
ou lors d’un court-circuit.
Figure 9. La source de courant de la figure 8 varie de seulement
2mA sur une plage de 10V à 20V.
150mΩ
WSL-2010-R150F
+5V
1
OUT
IN
50
50
3
7
IC2
10µF
Une batterie correctement installée sature entièrement Q1 en
tirant sa grille à plus de 5V sous la source. Si la batterie est
installée à l’envers, Q1 est bloqué parce que la grille est
positive par rapport à la source. Quelle que soit la polarité de la
batterie, les diodes parasites de Q1 et Q3 sont orientées pour
garantir qu’aucun courant ne peut circuler lorsque l’un des
composants est bloqué. Les deux MOS ont une résistance
passante faible.
10µF
MAX603
6
RG1
0mA TO 500mA
CURRENT
SOURCE
8
RG2
VCC
4
OFF
IC1
0.1µF
MAX472
1
8
SHDN
OUT1
5
SET
L’amplificateur de détection du courant (IC2) détecte le courant de charge circulant entre ses bornes RS+ et RS-, puis il
délivre une tension proportionnelle à ce courant dans R8. En
fonctionnement normal, les sorties du comparateur sont à l’état
« 1 » et Q3 demeure passant.
GND GND GND GND
GND
2
4
R1
1.1k
3
6
7
3.09k
VCONTROL
0V TO 5V
Lorsque le courant de charge dépasse une limite définie par R8
(c’est-à-dire ILIMIT = 2000VTH/R8, où 2000 correspond au
gain de l’amplificateur de détection et VTH représente le seuil
d’entrée des comparateurs (1,182V ±2%)), la sortie du comparateur B se met à l’état « 0 », puis elle bloque Q4 et Q3, et
déconnecte la batterie de sa charge. Au même moment, Q6
produit une contre-réaction positive en tirant l’entrée du comparateur jusqu’au rail d’alimentation, déverrouillant Q3 dès
que la tension d’alimentation chute.
Figure 10. Cette source de courant (semblable à celle de la figure 8)
varie linéairement de 0mA à 500mA en fonction de la
tension de contrôle appliquée.
L’entrée de contrôle VCONTROL détermine le courant de sortie :
l’application d’une tension de 5V donne un courant nul, alors
qu’une tension de 0V donne 250mA. Les tensions intermédiaires en provenance du CNA (ou la sortie bufferisée d’un
potentiomètre) vous permet de contrôler manuellement ou numériquement le courant de sortie.
Une sortie court-circuitée désactive IC2 en supprimant la
tension aux broches 6 et 7 (3V constitue un minimum pour un
fonctionnement adéquat). Le comparateur B d’IC1 perd le
contrôle parce que la tension de R8 passe à zéro, mais le
comparateur A peut bloquer Q3 en bloquant Q5. Q2 accélère le
délai de blocage de Q3 à environ 10µs. Lorsque Q3 est bloqué,
le circuit consomme environ 2µA (pour réactiver l’alimentation, appuyez sur S1). En fonctionnement normal, le courant de
la batterie varie avec la tension à ses bornes : 200µA à 5V,
230µA à 6V, 300µA à 8V et 310µA à 10V.
Ce circuit possède une plage de tension de sortie de 0V à 4,7V
lorsqu’il est alimenté sous 5V, mais il fonctionne également avec
une alimentation pouvant atteindre 11V dans la mesure où vous
faites attention de ne pas dépasser la spécification maximale de
dissipation pour le boîtier du régulateur. Cette spécification vaut
1,8W à la température ambiante. Compte non tenu du faible
courant de fonctionnement, la dissipation du circuit est égale à la
(Cercler 1)
9
Q1
Si9434DY
(SILICONIX)
Q3
Si9434DY
(SILICONIX)
2
3
R6
10k
R2, 100k
RS+
RS-
RS+
RS-
7
6
IC2
R7
4.7k
MAX471
Q6
2N3906
8
Q2
2N3906
5 CELLS
OUT
0.1µF
10µF
SHDN
1
0.1µF
R1
100k
GND
150µF
4
7
V+
IC1
0.01µF
Q4
2N3904
MAX933
8
OUTB
INB-
4
REF
6
B
R3, 100k
S1
R4, 1k
V1
Q5
2N3904
R8
2.43k*
OUTA
A
R5, 100k
V2
HYST
INA+
R9
270k*
5
3
R10
100k*
* R8 VALUE PROVIDES A 1A CURRENT-LIMIT THRESHOLD.
R9, R10 VALUES PROVIDE A 4.4V TRIP THRESHOLD.
Figure 11. Ce circuit de protection de charge empêche toute circulation de courant faisant suite à des charges excessives, à des courts-circuits en
sortie ou à des mauvais branchements de batteries.
10
Un régulateur linéaire convertit une tension
de 3,3V en 2,9V
canal P à seuil bas qui chutent de seulement 300mV à 2A.
S’il était disponible, un bus 5V devrait alimenter l’ampli
op et la référence sous 2,5V (figure 1a). La tension de rail
plus élevée améliore la réponse transitoire en permettant à
l’ampli op de commander le MOSFET plus rapidement (le
système de gestion de l’alimentation dont sont munis les
derniers processeurs peut modifier le courant de charge en
quelques dizaines de nanoseconde).
Les régulateurs linéaires (par rapport aux régulateurs à
découpage) constituent souvent le meilleur choix pour
générer des tensions d’alimentation inférieures à 3,3V.
Utilisé avec une tension de sortie faible et des courants de
charge modérés, le régulateur linéaire est moins coûteux et
moins encombrant, tout en offrant un rendement raisonnable. Les composants de la figure 1, par exemple,
donnent un rendement supérieure à 87%.
L’ampli op de 10MHz accepte un mode commun d’entrée
de la masse à 1,9V du rail positif, ce qui est insuffisant
pour utiliser une référence 2,5V en fonctionnement sous
3,3V. Avec une référence 1,2V (figure 1b), le circuit sous
3,3V fournit une précision initiale en
sortie de ±3% et une régulation de ±5%
2 x 10µF, 6.3V
VOUT
(pour le montage testé) pour les
2.9V
C2
C3
variations max autorisées de charge, de
température et de tension d’alimentation. Le circuit de la figure 1a donne
une précision de ±4% pour les extrêmes
et de ±2% pour la précision initiale. La
variation des sorties des deux circuits
C7
R3
est inférieure à 1mV lorsque VIN varie
20pF
1.5k
de 5% et de seulement 3mV lorsque la
charge varie de 0A à 2A (la figure 2
indique l’effet d’une variation de charge
R4
de 1A à 2A).
16k, 1%
La tension de déchet des régulateurs linéaires à faible
chute de tension qui sont disponibles ne sera pas nécessairement assez basse pour le courant de charge souhaité.
Ainsi, les circuits de la figure 1 emploient des MOSFET
47µF, 6.3V
4 PO1
VIN
3.3V
C1
+5V
2
8
IC1
MAX872
C6
1µF
C4
0.01µF
R1
1.0k
6
C5
1µF
4
R2
100k
IC2
MAX473
(a)
3.3V TO 2.9V REGULATOR USING +5V BUS
4 PO1
VIN
3.3V
C1
47µF
6.3V
VOUT
2.9V
R1
100
C2
C5
82pF
R2
22k
C3
C6
1µF
R3
1.0k
C4
1µF
IC1
ICL8069A
2 x 10µF, 6.3V
R4
100k
R5
30k
C7
20pF
IC2
MAX473
R6, 136k
(b)
STAND-ALONE 3.3V TO 2.9V REGULATOR
Figure 1. Ces régulateurs linéaires génèrent 2A sous 2,9V, soit avec l’aide d’un bus 5V (a)
ou à partir d’une alimentation autonome 3,3V (b).
15
L’implantation est critique si les circuits
doivent fournir des temps de montée en
transitoire inférieurs à 100ns. Le
régulateur devrait être proche de la
charge, et VOUT devrait être mesuré au
niveau de la charge. L’ampli op et la
référence devraient avoir une masse
commune pour ne pas affecter la boucle
de contre-réaction.
Puisque le flanc initial de n’importe
quel transitoire sera absorbé par les
condensateurs de sortie de 10µ F, ces
composants (comme les modèles Sanyo
OS-CON) doivent avoir une résistance
Le filtre (composé d’une connexion source/charge shuntée
par le réseau série de C1 et l’inductance synthétique) a été
testé sur un analyseur de réseau comprenant les résistances
R LOAD et R IN de 50Ω. A la fréquence de coupure de
3,2kHz, il produit une réponse coupe-bande du deuxième
ordre dont la réjection (idéalement infinie) s’établit à
environ 40dB (figure 2).
ej20-05
2nd-ORDER NOTCH RESPONSE
REJECTION (dBm)
0
L’erreur en haute fréquence est dominée par une capacité
parasite entre la sortie de l’inductance synthétique et la
masse. Bien qu’elle soit petite, cette erreur augmente
lorsque la résistance parasite s’aproche de la combinaison
parallèle constituée par les résistance de la source et de la
charge. Pour minimiser l’erreur dans la réponse en fréquence, vous devez maintenir ces résistances à de faibles
valeurs par rapport à l’impédance de sortie de 3kΩ du
WTA.
-10
-20
-30
-40
1
2
3
4
5 6 7 8 9
FREQUENCY (kHz)
Figure 2. Cette réponse réjecteur de bande du deuxième ordre de
3,217kHz est produite par le circuit de la figure 1a.
Une idée connexe a paru dans l’EDN du 2/3/95.
(Cercler 4)
14
Une alimentation trois entrées pour
appareils portatifs 3,3V
rendement offert par les condensateurs en céramique de
1µF moins coûteux. Les condensateurs au tantale ne sont
pas recommandés parce que les transitoires peuvent les
faire surchauffer.
Le convertisseur à inductance primaire SEPIC (singleended primary-inductance converter) de la figure 1
accepte les tensions d’entrée variant de 3V à plus de 6V. Il
produit une sortie régulée de 200mA sous 3,3V. En outre,
il accepte sa tension d’entrée de trois sources : un bloc
secteur 5V, une batterie de trois accumulateurs LR6 et une
batterie de secours au lithium.
En fonctionnement normal, la sortie 5V de l’adaptateur
secteur alimente le circuit et désactive Q1. La déconnexion
de l’adaptateur supprime l’alimentation 5V, active Q1 et
permet aux trois accumulateurs LR6 de fournir l’alimentation. Si la tension de batterie B1 chute sous 3,0V, un
comparateur de batterie faible dans IC1 avertit le système
en plaçant LBO au niveau bas. En secours, une fonction
OU à diodes permet à une batterie au lithium optionnelle
(accumulateur bouton B2) de fournir le courant de charge à
la sortie 3,3V.
Contrairement aux régulateurs élévateurs classiques dont le
courant de la batterie continue à circuler en mode veille
(sauf si vous ajoutez un interrupteur), la sortie du circuit
est entièrement désactivée dès qu’une commande de mode
veille est reçue. De plus, contrairement aux régulateurs
fly-back à transformateur et aux régulateurs élévateurs
linéaires, le circuit de la figure 1 n’a pas besoin de transformateur. Les inductances L1 et L2 doivent être de même
type et avoir la même valeur, mais un couplage n’est pas
nécessaire. Pour plus de commodité, il peuvent être
enroulés sur le même noyau, mais le circuit fonctionne tout
aussi bien si elles sont complètement séparées.
De plus, la diode D2 fournit une tension d’alimentation à
IC1 (broche 8) en capturant les impulsions de commutation
sur LX (broche 7). Cette tension (approximativement la
somme de VIN et VOUT) améliore la capacité de démarrage
en pleine charge. Elle améliore également le rendement à
V IN faible en élevant la tension de commande du
MOSFET de commutation interne. La tension VIN maximale est limitée à environ 12V, ce qui convient parfaitement à la batterie de 3 accumulateurs.
Le condensateur C3 couple l’énergie à la sortie et il doit
avoir une résistance série équivalente (ESR) faible pour
accepter les courants de pointe. Le rendement de la
conversion avec un condensateur à faible ESR Sanyo
OS-CON est de 85%, ce qui est 3% plus élevé que le
Une idée connexe a été mentionnée dans l’EDN du 13/4/95.
(Cercler 2)
100µF
5V FROM
AC ADAPTER
10k
10k
C1
2.2µF
D1
1N4001
D2
1N4148
L1*
22µH
8
V+
B1
(3 AA
CELLS)
Q1
Si9433
(SILICONIX)
LX
7
2
LBI
FB
3
REF
5
B2
LITHIUM
CR2032
D4
1N4148
D3
1N5817
L2*
22µH
LOGIC
150k
C3
47µF
16V
150k
VOUT
3.3V
200mA
125k
150k
C2
0.1µF
1.5V
ON / OFF
4
LBO
SHDN
1
LOW
WHEN
B1 ≤ 3V
IC1
GND
MAX761
* L1 AND L2
ARE SUMIDA CD54 SERIES
6
Figure 1. Lorsque le bloc secteur est déconnecté, ce régulateur SEPIC s’alimente à partir de la batterie à trois accumulateurs. Une batterie
de secours au lithium (facultative) assure la sortie sous 3,3V.
11
Un régulateur à mémoire empêche la décharge
profonde de la batterie
batterie de la charge dès que la sortie s’établit à huit pour
cent de moins que sa valeur nominale. La batterie et la
charge demeurent déconnectées jusqu’à ce qu’elles
reçoivent un ordre contraire de S1.
La charge d’une batterie rechargeable doit être enlevée
après une décharge complète, afin d’éviter toute continuation de la décharge (décharge profonde) pouvant en
raccourcir la longévité ou même la détruire. Etant donné
que la tension aux bornes d’une batterie remonte lorsque sa
charge est supprimée, vous ne pouvez pas simplement
déconnecter la charge lorsque la tension descend sous le
seuil établi, puis la reconnecter lorsque la tension remonte
au dessus du seuil. Cette manoeuvre pourrait produire une
oscillation de l’interrupteur de déconnexion.
Deux facteurs assurent le verrouillage dans ce circuit : le
comparateur de batterie faible demeure actif en mode
veille (la plupart des régulateurs désactivent ce comparateur en mode veille) et le circuit surveille la tension de
sortie stabilisée au lieu de la tension de la batterie (la tension du régulateur ne peut pas être remise tant que celui-ci
n’est pas réactivé).
La tension d’un accumulateur déchargé revient presque au
niveau d’un accumulateur entièrement chargé et l’hystérésis ne peut pas nécessairement compenser l’effet de
récupération. Il faut donc un circuit qui déconnecte la
charge de la batterie et qui les maintient séparées jusqu’à
ce qu’un signal externe (comme celui produit par un
chargeur de batterie ou un bouton-poussoir) signale que la
batterie a été rechargée ou remplacée.
Le circuit fournit également un signal POWER FAIL
(LBO, broche 1) qui passe à zéro 50ms avant que la sortie
ne soit désactivée (figure 2). Ce signal peut fournir un
délai au microprocesseur de contrôle pour exécuter les
fonctions de sauvegarde et de mode veille. Lorsque LBO
passe à zéro, C1 se décharge dans R3 jusqu’à ce que
l’entrée STBY atteigne son seuil (1,15V). Le CI entre
ensuite en mode veille et déconnecte la batterie. IC1 est un
régulateur linéaire pouvant fournir 150mA avec une
tension de déchet de 350mV. Son courant en mode veille
est de 10µA et il accepte des tensions d’entrée atteignant
11,5V.
Ce type de circuit peut intégrer le comparateur de batterie
faible dans un régulateur linéaire à faible chute de tension
(figure 1). Dans ce circuit, le comparateur de batterie
faible et l’amplificateur d’erreur partagent la même référence interne, ainsi que le diviseur de résistance externe.
Avec les valeurs indiquées pour les résistances, la sortie de
batterie faible (LBO), passe au niveau bas et déconnecte la
VIN
Une idée connexe a paru dans l’EDN du 16/3/95.
(Cercler 3)
5
IC1
TIMING RELATIONSHIPS
IN
VIN
MAX882
R2
1M
S1
1
R1
1k
4
LBI
8
LOW-BATTERY
COMPARATOR
LBO
R3
220k
R4
1M, 0.1%
VOUT
VOUT
3.3V
POWER FAIL
ERROR
AMPLIFIER
POWER FAIL
7
C1
1µF
OUT
R5
49.9k, 0.1%
SET
2
STBY
R6
604k, 0.1%
STBY
GND
50ms/div
VREF
3, 6
VOUT = 3.3V, COUT = 0pF, RL = 2kΩ
Figure 1. Pour protéger la batterie, ce circuit déconnecte la
charge avant que la batterie ne se décharge à fond. Pour
la reconnecter, vous devez appuyer sur S1.
Figure 2. Ces formes d’ondes illustrent le fonctionnement du
circuit de la figure 1.
12
Un filtre réjecteur de bande précis en continu
ductances produites par IC1 et IC2. La valeur de
l’inductance peut être élevée si (gm1)(gm2) << 1, mais une
extrémité du réseau doit toujours être connectée à la masse.
Chaque gm est défini par une résistance externe (R3 ou
R5) en fonction de la relation gm = 8/R.
La plupart des filtres actifs posent des problèmes de bruit,
de distorsion, d’erreur de gain et de décalage en courant
continu, mais il existe une architecture de filtrage qui
sépare les itinéraires de transmission du courant alternatif
et du courant continu, ce qui permet d’éliminer complètement les deux derniers problèmes ci-dessus (figure 1a).
Pour une performance optimale en matière de bruit, les
valeurs de gm doivent permettre une dynamique de sortie
maximum pour chaque WTA. Vous devez commencer
avec des valeurs gm égales et simuler le filtre dans un
modèle Spice avec des éléments « g » pour les amplificateurs. Observez l’amplitude de la tension de crête à chaque
sortie de WTA tout en balayant la fréquence sur au moins
une décade au-dessus et au-dessous de la fréquence de
coude du filtre (3,2kHz dans ce cas).
L’itinéraire de transmission du courant continu ne comporte
pas d’ampli op et donc pas de décalage continu. Il ne comprend pas non plus d’erreur de gain en continu en dehors
d’une atténuation de -6dB causée par le diviseur RIN/RLOAD
(cette atténuation est absente dans les applications qui
omettent la terminaison R2). L’itinéraire du courant alternatif comprend un condensateur (C1) et une inductance
synthétique comprenant deux amplificateurs de transductance large bande (ou WTA pour wideband transductance amplifier) et leurs composants associés. On obtient
un circuit actif qui émule le filtre passif de la figure 1b.
La valeur de crête dans l’inductance (broche 13 d’IC2) est
demandée par le filtre et ne peut pas être changée. Vous
devez donc ajuster la valeur de crête dans la broche 13
d’IC1 pour qu’elle concorde. Laissez K égaler le rapport
de ces valeurs de crête (VO1pk/VO2pk). Puisque le gain est
proportionnel à la transductance, divisez gm1 par K et
multipliez gm2 par K. Réexécutez ensuite Spice avec les
nouvelles valeurs gm pour vous assurer que les crêtes sont
égales et que la forme du filtre n’a pas changée.
La simulation de l’inductance évite l’utilisation d’une
inductance réelle. Ces dernières ont divers inconvénients
dont leur propension à faire office d’antenne de transmission et de réception pour les interférences électromagnétiques. L’inductance équivalente LEQ est définie par
C/[(gm1)(gm2)], où gm1 et gm2 correspondent à des transVOUT
R1
50
VIN
R2
50
C1
2µF
EQUIVALENT CIRCUIT
VOUT
1, 12, 14
C2
0.22µF
1, 12, 14
ISET
ISET
R5
243
IOUT
13
IOUT
5
Z-
6
IN-
6 IN-
13
IC2
R6
6.04k
MAX436
IC1
MAX436
V7, 8, 10
VOUT
VIN
VR4
6.04k
R2
50
L
1.25mH
V02
V01
5 Z-
C
2µF
VIN
11
2 IN+
3 Z+
11
2 IN+
3 Z+
R3
365
C4
0.22µF
V+
V+
R1
50
7, 8, 10
=
fc =
C3
1µF
Q =
(a)
(
R2
R1 + R2
)(
s2 + 1/ LC
s2 + s (R1 || R2) / L + 1 / LC
CORNER FREQUENCY = 1 / (2π
)
LC)
L / C = 1 / (R1 || R2)
(b)
Figure 1. Le circuit sous C1 constitue une inductance synthétique faisant partie d’un filtre réjecteur de bande précis en continu (a). Le filtre
passif équivalent est illustré en (b).
13