Mesure normative de champ électrique émis par un

MESURE NORMATIVE DE CHAMP ELECTRIQUE EMIS PAR UN
CABLE ALIMENTE PAR UN HACHEUR
J. GENOULAZ(1) - L. KONE(2) - B. DEMOULIN(2) - F. COSTA(3) - M. DUNAND(1)
(1)
: LABINAL Groupe Safran, 31340 Villemur sur Tarn,
(2)
: IEMN/TELICE, UMR8520, U.S.T.L. Lille1, 59655 Villeneuve d’Ascq,
(3)
: SATIE, UMR8029, UnivSud, IUFM Créteil, 94230 Cachan.
[email protected]
Résumé. L’augmentation des charges électriques
embarquées dans l’avion « plus électrique » impose
une vigilance accrue au niveau de la compatibilité
électromagnétique. L’utilisation d’alimentations à
découpage entraîne la circulation de courant de mode
commun dans les câbles de puissance et donc la
création d’un champ électromagnétique. Les
tolérances d’émission des équipements électriques
aéronautiques proviennent la norme DO-160E. Le
câble de puissance agissant comme une source de
rayonnement, nous devons le considérer comme un
élément du système. L’article présente des mesures de
champ électrique rayonné par un câble reliant un
hacheur à sa charge.
I. INTRODUCTION
Depuis plusieurs années de nombreux programmes de
recherche ont pour sujet d’étude le remplacement des
actionneurs pneumatiques et hydrauliques dans les
aéronefs. Cette tendance est impulsée par la volonté
de réduire la tuyauterie, les prélèvements d’air sur les
réacteurs, les fuites de liquide hydraulique et les coûts
de maintenance [1].
Ces systèmes électriques doivent cependant respecter
les contraintes liées à un environnement aéronautique
tant en terme de poids, d’encombrement que de
sécurité de fonctionnement. La sécurité de
fonctionnement est en effet une condition nécessaire
pour une utilisation avionique. Elle comprend entre
autre la compatibilité électromagnétique (CEM). Les
systèmes électriques embarqués sont composés d’un
convertisseur statique, d’un câble de puissance et d’un
actionneur électromécanique. Le principe même de
fonctionnement du convertisseur entraîne une
circulation de courant ayant de fortes variations
d’amplitude [2]. Le câble de puissance transportant
ces courants se comporte alors comme une antenne et
produit un champ électromagnétique. Les niveaux
d’émission du système électrique sont définis dans la
norme équipement électrique DO-160E.
Dans une optique d’optimisation globale de ce
système électrique, il devient nécessaire de pouvoir
spécifier tous les éléments pour obtenir une action
conjuguée des pouvoirs de filtrage de chacun (filtre
passif [3], stratégie de commande du convertisseur
[4], blindage du câble [5], conception orientée CEM
de l’actionneur …).
Le câble est donc vu comme un système à part
entière. Il doit donc être soumis aux différents tests
imposés à un système. Nous allons donc effectuer des
mesures de champs rayonnés normatives.
L’objectif de ce travail est de prévoir le champ
rayonné par une topologie de câblage dans une
disposition conduite par la norme. Nous nous
baserons donc sur des travaux ayant permis d’obtenir
de bons résultats sur la prédiction des courants de
mode commun [7]. Le domaine d’étude est
volontairement restreint à la plage de fréquence dans
laquelle le courant de mode commun dû au
fonctionnement d’un convertisseur prend une part
conséquente du courant de mode commun global. Les
harmoniques principaux du courant de mode commun
circulant dans la ligne sont dus à la fréquence de
découpage du hacheur qui se situe autour de la dizaine
de kilohertz. Au-delà de quelques dizaines de
mégahertz, l’impédance de charge et la tension de
mode commun sont difficilement modélisables ou
mesurables à cause des éléments parasites qui
deviennent prépondérants. L’étude est donc réalisée
de 10kHz à 100MHz.
Dans la suite de l’article, nous présentons tout d’abord
la norme aéronautique civile DO-160E [7]. Puis nous
mettrons en évidence des erreurs qui peuvent être
commises lors de la mesure. Ces problèmes de
mesures ont été identifiés sur une éprouvette
canonique dont les grandeurs électromagnétiques
théoriques sont parfaitement connues. Nous terminons
l’article par une mesure de champ sur un câble de
puissance alimenté par un hacheur et débitant sur une
source inductive.
II. LA NORME DO-160E
La norme DO-160E est une norme équipement qui
s’applique aux appareils électriques installés à bord
des aéronefs civils. La partie émission CEM rayonnée
se situe dans la section 21. Les gabarits sont fournis
en fonction de la catégorie du système pour une
mesure de champ électrique de 2MHz à 6GHz. Les
catégories d’appareillage varient en fonction de
l’environnement dans lequel est placé le système. Plus
l’équipement se trouve proche de systèmes sensibles
comme les antennes de communications et les balises
radars plus le gabarit est contraignant. La Figure I
montre le gabarit le plus restrictif. Les puits
correspondent aux fréquences de fonctionnement des
différents systèmes de communications.
dessous :
Eθ =
Figure I – Gabarit de champ électrique de la norme
DO-160E [7] pour un équipement de catégorie H.
La Figure II illustre l’implantation du banc d’essai à
l’intérieur d’une chambre anéchoïque. Le dispositif
sous test est posé sur un plan de masse de 2,5m2 de
surface minimum.
Figure II – Disposition des équipements selon la
norme DO-160E [7].
2h
e −γr
(I 0 − I L )
4π jω ε 0 r 3
(2)
Dans cette relation Eθ représente le champ électrique
résultant provenant des deux brins verticaux reliant
les extrémités du câble à la source et à la charge
d’extrémité.
Où h est la hauteur entre la ligne et le plan de masse,
ω la pulsation, ε0 la permittivité du vide et r la
distance entre l’élément rayonnant et le récepteur de
champ.
III.1.3 Mesures
Les mesures ont été réalisées dans différentes
configurations. La courbe verte sur la Figure III
représente la mesure de la composante verticale du
champ électrique lorsque le banc d’essai est installé
sur une table en bois comme le montre la Figure II de
la norme. Les résonnances ont été identifiées et
proviennent du câble reliant l’antenne de mesure au
connecteur de traversée de paroi et du câble
d’alimentation de la ligne associé au plan de masse.
La courbe bleue représente la mesure effectuée
lorsque le banc d’essai est plaqué au sol. Ces mesures
ont été effectuées dans une cage de faraday pour avoir
une liaison électrique direct entre la cage et le
blindage des câbles et la cage et le plan de masse. Les
résonnances des câbles sont alors éliminées mais
l’apparition des résonances propres de la cavité limite
la fréquence de mesure haute.
III. ARTEFACTS DE MESURE
III.1 Mise à la terre du plan de masse
III.1.1 Éprouvette filaire
Avant d’effectuer les mesures sur un système réel et
complexe, nous avons dans un premier temps réalisé
les essais sur une éprouvette canonique. Une ligne est
placée au dessus d’un plan de masse et est alimentée
par une source sinusoïdale. Les charges testées sont le
court-circuit, le circuit ouvert et une impédance 50Ω.
Les résultats théoriques étant connus, cet essai nous
permet d’éliminer les problèmes liés à la mesure.
III.1.2 Calculs
Le courant dans la ligne est obtenu en résolvant les
équations des Télégraphistes :
E 0 e −γz − ρ L e −2γL0 e γz
(1)
I ( z) =
Z 0 + Z C 1 − ρ 0 ρ L e −2γL0
Où les indices 0 et L sont utilisés pour les extrémités
de la ligne, E0 et Z0 sont les éléments du générateur de
Thévenin, ρ le coefficient de réflexion, γ l’exposant
linéique, ZC l’impédance caractéristique, z la position
sur la ligne et L0 la longueur de la ligne.
Sachant que l’éloignement D du monopole récepteur
par rapport au câble sous test est très inférieur à la
longueur d’onde, le calcul du champ électrique sera
réduit à la formule du champ de proximité portée ci-
Figure III – Composante verticale du champ
électrique pour une source sinusoïdale.
La Figure IV schématise l’installation du banc d’essai
sur la table en bois dans une chambre anéchoïque. Le
blindage du câble de mesure chemine au dessus du sol
métallique de la chambre. Une des extrémités est
connectée sur un court-circuit, l’autre est en circuit
ouvert.
En négligeant l’effet du diélectrique sur la vitesse de
propagation de l’onde, la théorie des lignes localise la
fréquence de résonance par l’expression suivante :
c
(3)
f =
8 Le
Où c est la célérité de la lumière dans le vide et Le la
longueur équivalente de la ligne.
Le Tableau I présente la comparaison entre les
fréquences de résonnances calculées par la formule
précédente et celles observées lors de la mesure.
Rappelons que pour obtenir les résonnances dues aux
câbles d’alimentation il faut ajouter la longueur du
plan de masse de 3m aux longueurs de câble de 3m et
5m.
Figure IV – Disposition de la ligne sous test dans une
chambre anéchoïque.
Tableau I – Fréquences de résonnance calculées et
observées
Le
3m
5m
6m
8m
f de résonnance
calculée (MHz)
16
9.5
8
6
f de résonnance
observée (MHz)
12.5
7.5
6.25
4.7
Le rapport entre la fréquence de résonance calculée et
celle mesurée est constante. Si nous attribuons cet
écart à l’approximation de la vitesse de propagation
de l’onde à la célérité de la lumière, nous obtenons
alors une vitesse de propagation égale à 2,35.108ms-1.
III.1.4 Simulation 3D
Les simulations présentées ici ont pour but de
confirmer l’existence d’un mode de rayonnement dû
au plan de masse disposé sous le dispositif sous test.
Les simulations ont été réalisées avec le logiciel
WIPL-D [8] qui utilise la méthode des moments pour
résoudre les équations de l’électromagnétisme.
Figure VI – Composante verticale du champ
électrique sans mise à la masse (13MHz).
La ligne est modélisée sur le plan de masse avec son
alimentation sinus et est chargée aux deux extrémités
par des impédances de 50Ω. Le plancher de la
chambre est représenté par un plan métallique de 3m
par 5m. Dans le premier cas, le plan de masse est relié
au plancher à une seule extrémité. Le plan coloré de la
Figure VI montre la composante verticale du champ
électrique à une distance de 1m pour une fréquence de
13MHz. Cette fréquence correspond à la fréquence de
résonance constatée sur la courbe verte de la Figure
III dont les conditions de mesures ont été retranscrites
dans la simulation 3D. Le niveau de champ étant
gradué de bleu à rouge, on constate bien que le plan
de masse prend une part majeure
dans le
rayonnement à cette fréquence.
La norme préconise une mise à la terre du plan de
masse utilisé tous les mètres, ce qui repousse ces
résonances vers les plus hautes fréquences. Dans la
simulation suivante, le plan de masse est connecté au
plancher de la chambre tous les mètres. L’apparition
d’un champ entre le plan de masse et le plancher
apparait alors pour la première fois à la fréquence de
33.7MHz (Figure VII). Les résonances sont
repoussées vers les hautes fréquences mais ne sont
pas totalement éliminées.
Figure VII – Composante verticale du champ
électrique pour une mise à la masse tous les mètres
(33.7MHz).
Pour éliminer complètement le rayonnement du plan
de masse, celui-ci a été disposé directement sur le sol.
La chambre anéchoïque étant pourvue d’un plancher
en bois et de sa structure placés au dessus du plan
métallique, le banc d’essai a été installé dans une cage
de faraday.
III.1 Perturbation sur le circuit de masse
Lorsque les niveaux de champ reçus sont faibles ; ce
qui est très souvent le cas lorsque les mesures sont
réalisées en basse fréquence, il faut avoir recours à un
amplificateur. Le problème dans l’utilisation d’un
amplificateur est qu’il amplifie aussi le bruit
environnant.
La Figure VIII montre une mesure de champ
magnétique pour une alimentation du bus continu du
hacheur de 150V et une alimentation nulle. Le
convertisseur est relié à la charge par un câble blindé
par 3 tresses superposées. La fréquence de découpage
choisie pour le fonctionnement du hacheur est de
24kHz. Cependant la première raie est mesurée à
16kHz avec une amplitude supérieure au fondamental
de la fréquence de fonctionnement du hacheur. De
plus, l’harmonique 3 du parasite correspond à
l’harmonique 2 du signal émis.
Les mesures seront donc réalisées dans la mesure du
possible sans amplificateur ou si le niveau de champ
ne le permet pas le câble de l’antenne de mesure sera
relié à l’appareil de mesure en passant par le guide
d’onde.
Figure VIII – Champ magnétique mesuré à 1m pour
VDC=150V et VDC=0V
IV. BANC D’ESSAI
IV.1 Description
Un convertisseur versatile a été conçu pour générer
des formes d’ondes rencontrées en électronique de
puissance. Le schéma électrique est présenté sur la
Figure IX, permet un fonctionnement en mode
hacheur. Deux Réseaux Stabilisateurs d’Impédance de
Ligne (RSIL) ainsi qu’un filtre d’alimentation sont
utilisés pour contenir les émissions conduites à
l’intérieur d’un boîtier blindé (Figure XIV). Le
blindage limite le champ électromagnétique rayonné
par le convertisseur et la charge. Permettant ainsi de
ne mesurer que les émissions du câble. La Figure IX
précise le modèle utilisé pour le hacheur. Eo est la
tension de mode commun générée par le
convertisseur. Zo est l’impédance interne du hacheur
vue entre la phase et la terre et ZL l’impédance de la
charge.
Figure IX – Circuit électrique et modèle du
convertisseur
La prédiction du champ électrique est obtenue à partir
de la mesure fréquentielle de la tension délivrée par le
hacheur et des impédances Zo et ZL.
IV.2 Modélisation
Le hacheur malgré sa non-linéarité temporelle est
modélisé par des grandeurs fréquentielles moyennes.
La tension de mode commun mesurée directement à
la sortie du hacheur avec un analyseur de spectre en
mode de détection crête est présentée sur la Figure X.
Figure X – Spectre de l’impédance interne du
générateur équivalent mesurée et modélisée
Pour modéliser l’impédance interne du générateur de
Thévenin équivalent au hacheur des mesures dans le
domaine temporel ont été nécessaires. Deux mesures
courant-tension permettent par le rapport entre la
différence des tensions et la différence des courants
d’obtenir l’impédance. Pour obtenir, une différence
significative (i.e. : supérieure à la résolution de
l’appareillage de mesure), l’impédance de charge doit
posséder un module différent sur la plus grande plage
de fréquence. La charge est ainsi résistive dans le 1er
cas et inductive dans le 2ième cas.
Les grandeurs mesurées sont dans un premier temps
transformées dans le domaine fréquentiel en réalisant
un transformée de Fourier. Puis, il faut ne considérer
que les fréquences qui portent l’information sur le
signal, soit pour notre cas les multiples de la
fréquence de découpage. La Figure XI représentent en
vert et bleu le résultat issu de 2 séries de mesures
soient 4 mesures courant-tension.
Figure XI – Spectre de l’impédance interne du
générateur équivalent mesurée et modélisée
La courbe rouge représente le module de l’impédance
modélisée par le circuit électrique de la Figure XII.
fréquence. Nous obtenons 16dB d’atténuation
minimale sur l’efficacité de blindage sur le champ
magnétique.
Figure XII – Modèle comportemental de l’impédance
interne du hacheur
L’impédance de charge est mesurée avec la sonde
d’un analyseur d’impédance. Son module sur la plage
de fréquence 10kHz-100MHz est donné sur la Figure
XIII. Cette impédance de charge est composée d’une
résistance et d’une inductance à noyau de fer dont on
distingue le comportement inductif en basse
fréquence.
Figure XV – Composante verticale du champ
électrique avec et sans couvercle des boitiers.
IV. MESURE
Nous comparons dans un premier temps la mesure du
courant et le calcul en sortie de convertisseur. La
sonde de courant utilisée (Pearson modèle 2877)
sature lorsque le courant RMS dépasse la valeur de
2.5A. La comparaison est donc faite pour une tension
d’alimentation du bus continu égale à 20V en
admettant que le modèle sera validé aussi pour une
alimentation de 150V.
Figure XIII – Impédance de charge
IV.3 Calibration
L’efficacité de blindage des boitiers contenant le
convertisseur et la charge a été évaluée en faisant
deux mesures de champ. Lors de cet essai le
convertisseur est relié à la charge par un câble blindé
dont le blindage est réalisé par une tresse triple. La
Figure XIV montre une photographie du câble blindé.
Figure XVI – Courant de mode commun pour
VDC=20V
Figure XIV – Photo des boitiers et du câble blindé
La Figure XV compare la mesure de la composante
verticale du champ électrique dans le cas où les
couvercles des boitiers sont enlevés et dans les cas où
le blindage est opérationnel.
Les résultats montrent une bonne efficacité du
blindage sur le champ électrique sur toute la plage de
L’évolution du courant est correctement rendue par le
modèle (Figure XVI) sur la plage de fréquence
considérée. A partir de 40MHz, le plancher de
sensibilité de la chaine de mesure du courant est
atteint et nous ne pouvons donc conclure sur la
validité du modèle à ces fréquences.
Lors de résultats précédents [2], la mesure du champ
magnétique présentait des écarts importants avec la
théorie à partir de 6MHz. Un soin particulier ayant été
pris pour le blindage des boitiers, nous présentons sur
la Figure XVII, le résultat de la comparaison entre
une mesure du champ magnétique réalisée à 0.5m de
la ligne et la prédiction théorique.
La distance entre la ligne et l’antenne de mesure a été
réduite à 0.5m pour permettre une mesure sans
amplificateur. La corrélation entre la mesure et la
théorie a été améliorée jusqu’à 30MHz, limite de la
bande de fonctionnement de l’antenne boucle.
Figure XVII – Champ magnétique à 0.5m de la ligne
L’antenne de mesure du champ électrique est une
antenne fouet disposée à un mètre de la ligne face au
centre. Le facteur d’antenne est calculé à partir des
formules fournies par l’annexe B de la CISPR 16-1-4.
La Figure XVIII compare les résultats issus du calcul
et ceux issus de la mesure de la composante verticale
du champ électrique. La tendance est correctement
rendue par la théorie. En basse fréquences, les
premiers harmoniques comporte des écarts allant
jusqu’à 10dB. Au delà de 40MHz apparaissent des
raies qui proviennent des résonnances propres de la
cage de faraday. Les mesures de champ électrique en
basse fréquence restent à être améliorées. Cependant,
dans la plage de fréquence définit par la norme, les
calculs rendent correctement compte de la mesure.
Figure XVIII – Composante verticale du champ
électrique à 1m de la ligne
V. CONCLUSION
Dans cet article, nous avons mis en garde le lecteur
quand à la validité des résultats de mesure normative
lorsque la norme reste floue dans les conditions
d’essai. Le modèle choisit pour décrire le hacheur est
validé par la cohérence entre la mesure et le calcul du
courant de ligne sur la plage de fréquence 10kHz100MHz. L’objectif qui était de prévoir la
composante verticale du champ électrique a été
partiellement atteint et pourra être amélioré avec
l’utilisation d’un amplificateur adapté. La zone basse
fréquence qui n’entre pas dans la définition des
gabarits de la norme reste à être affinée. La mesure de
champ électrique en basse fréquence reste difficile et
il semble intéressant d’utiliser des mesures de champ
magnétique. La mesure du champ magnétique a été
correctement corrélée avec la théorie sur la bande de
passante de l’antenne 10kHz-30MHz.
REFERENCES
[1] LANGLOIS O., FOCH E., ROBOAM X.,
PLIQUET H., "L’avion plus électrique: vers une
nouvelle génération de réseaux de bord", Revue
3EI, Les réseaux électriques embarqués, n°43,
Décembre 2005, pp. 13-34.
[2] GENOULAZ J., KONE L., COSTA F.,
DEMOULIN B., DUNAND M., "Emi Radiations
Emitted by Power Lines of PWM Converters in
Airplane Applications", Proceedings of 2007
EMC Europe Workshop, Paris, France, June 1415, 2007.
[3] JETTANASEN C., GENOULAZ J., VOLLAIRE
C., COSTA F., "Modelling and Reduction of
Common Mode Currents in a Variable-Speed
Drive System by Two-Port Network Approach"
Proceedings of the 4th International Conference
on Power Electronics, Machines and Drives
2008, PEMD 2008, York, United Kingdom, 2-4
April 2008.
[4] ORITI G., JULIAN A.L., and LIPO T.A. , "A
new space vector modulation strategy for
common mode voltage reduction," in Proc. of
IEEE PESC Annual Conference Records, vol. II,
St. Louis, USA, pp. 1541-1546, June 1997.
[5] DEMOULIN
B.,
DEGAUQUE
P.,
CAUTERMAN M., and GABILLARD R.,
"Shielding Performance of Triply Shielded
Coaxial Cables" IEEE Transactions on
Electromagnetic Compatibility, Vol. 22, No. 3,
pp. 173–180, August 1980.
[6] COSTA F., VOLLAIRE C., MEURET R.:
"Modeling of Conducted Common Mode
Perturbations in Variable-Speed Drive Systems",
IEEE
Transactions
on
Electromagnetic
Compatibility, Vol. 47, No. 4, pp. 1012–1021,
November 2005.
[7] "Environmental Conditions and Test Procedures
for Airborne Equipment", RTCA/DO-l60E,
RTCA Inc., December 9, 2004.
[8] FERNANDES
C.
A.,
SALEMA
C.,
SILVEIRINHA M., "WIPL-D Compared with
Theory and Experiment", Proceedings of ACES Applied
Computational
Electromagnetics
Society Conference, Monterey, California, pp.
277-284, Mar 2001