Circuit de coincidences rapides utilisant des transistors en régime

Circuit de coincidences rapides utilisant des transistors
en r´egime satur´e
J. Dufournaud
To cite this version:
J. Dufournaud. Circuit de coincidences rapides utilisant des transistors en r´egime satur´e. J.
Phys. Phys. Appl., 1963, 24 (S10), pp.189-191. <10.1051/jphysap:019630024010018900>.
<jpa-00212936>
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189
A.
CIRCUIT
DE COINCIDENCES
RAPIDES
UTILISANT DES TRANSISTORS EN
RÉGIME
SATURÉ
Par
J. DUFOURNAUD,
Institut du
Radium,
Laboratoire
Physique
Nucléaire,
Orsay.
Résumé.
2014
Description
d’un
circuit transistorisé
qui,
par
sa
conception,
garantit
une
bonne
stabilité,
une
mise
au
point
facile,
et
permet
des
combinaisons
multiples s’adoptant aux expé-
riences utilisant des
dispositifs
télescopiques
de
détecteurs
à
scintillations
plus
ou
moins
com-
plexes.
Temps
de
résolution
(2r),
en
expérience,
réglable
de
3
X
10-9 s
à
10-8
s
pour
un
circuit
double.
Abstract.2014
Description
of a transistorised
fast
circuit,
working
in
the saturated
region, giving
good
resolution,
high
stability
and
capable
of
being
combined and used
with more
or
less
compli-
cated
systems
of
scintillation
detectors.
LE JOURNAL
DE
PHYSIQUE
SUPPLÉMENT
AU NO
10.
PHYSIQUE APPLIQUÉE
TOME
24,
OCTOBRE
1963,
En
vue
d’une utilisation autour
du
synchro-
cyclotron
d’Orsay,
nous avons
mis
au
point
un
circuit
de
coïncidence
rapide,
d’une bonne
stabi-
lité,
permettant
les combinaisons les
plus
variées
de coïncidences
multiples,
un
comptage
rapide
(10
mc),
avec
un
temps
de
résolution
réglable
entre
~.0"8
et 3
X
10-9
(dans
les conditions
expérimen-
tales
réelles).
Il
est d’une
conception
classique
simple,
ne
pré-
sentant
aucune difficulté
de
réglage
ou
de
choix
de
matériel,
et ne nécessite
pas
de
source d’alimen-
tation
stabilisée
pourvu
que
sa
résistance
interne
soit
de l’ordre de
1
Q.
Ce
circuit
peut
évidemment
être
utilisé
pour
tout
type
d’expérience,
mais
il
est
particulièrement
adapté pour
le
travail
autour d’un
accélérateur,
les
conditions
expérimentales
nécessitant alors
des
combinaisons
multiples
de
coïncidences suivant
la
disposition
des détecteurs
(télescopes).
Principe
du circuit.
-
a)
Un circuit
écrêteur
ramène les
impulsions
à
la même
amplitude.
b)
L’impulsion
de courant
des
écrêteurs
est mise
en forme et
additionnée
dans
un transformateur.
c)
Un
seuil
variable
règle
le
temps
de résolution
du circuit.
d)
Un
trigger adapte
la
forme
de
l’impulsion
pour
en
permettre
le
comptage.
CIRCUIT
ÉCRÊTEUR.
-
Un transistor
préala-
blement
bloqué
est amené à
la
saturation
par
l’im-
pulsion
à coïncider.
Le
courant collecteur
dépend
en
première
appro-
ximation de
la
résistance
des
charges
et
de
la
tension
d’alimentation,
si
RQ «
R,
R~
étant la
résis-
tance collecteur en
courant
continu
et
régime
saturé
du
collecteur.
En
pratique,
on réalise
RIR,
30 à 40.
La
stabilité de
l’amplitude
de
l’impulsion
de
cou-
rant est ainsi
suffisante.
FORMATION
ET
ADDITION.
-
Pour
obtenir
une
impulsion
suffisamment
étroite,
on
différencie
l’im-
pulsion
écrêtée au
moyen
d’une
self,
constituée
par
le
primaire
d’un
transf ormateur ;
ce
qui
permet
en
même
temps
d’inverser
l’impulsion
et
de
faire la
somme,
chaque
circuit
écrêteur
attaquant
un
pri-
maire. La stabilité de
l’amplitude
de
l’impulsion
fournie,
dépend
des
fluctuations
de
temps
de
montée
des
impulsions
écrêtées.
Or,
ce
temps
de
montée est
le
temps
d’établissement du courant
dans le
transistor ;
il
suffit
qu’il
soit
légèrement
plus
grand
que
le
temps
de
montée de la
partie
de
l’impulsion
qui
sature le
transistor
pour
que
les
fluctuations
de
celle-ci
deviennent
négligeables.
Actuellement,
nous
utilisons des 2 N
1500.
LE
TRANSFORMATEUR.
--
C’est un transfor-
mateur à une seule
spire.
Ses
primaires
sont
des fils
parallèles,
et le secondaire
est
constitué
par
le
tube
en
cuivre
qui
le
contient.
Pour
augmenter
la
self,
on
entoure ce transformateur d’un
tube
en ferrite.
C’est
cette
disposition
qui
permet
de
multiples
combinaisons
et une
grande
souplesse
de
transfor-
mation.
SEUIL
ET
TRIGGER.
-
Les
impulsions
formées et
additionnées
qui apparaissent
au secondaire du
transformateur,
débloquent
la base du
transistor
T2
dont
l’émetteur
est
à
un
potentiel
réglable.
Le
courant
collecteur de T2
s’ajoute
alors au courant
base du
transistor
T3
et
fait
apparaître
une
impul-
sion
positive
qui
déclenche
le
trigger
constitué
par
T3
et T4.
Pour conserver une sensibilité
suffisante
pour
une
plage
de
réglage identique
en
simple,
double,
triple,
etc...,
on fait
varier
le
potentiel
émetteur
de
T2
en conservant une différence de
potentiel
constante sur
le
potentiomètre
du seuil
au
moyen
de
R,
et
R2.
Le choix
du
temps
de résolution
se
fait évidemment
par
le
choix
du
seuil.
Article published online by EDP Sciences and available at http://dx.doi.org/10.1051/jphysap:019630024010018900

190 A
Remarque.
--
Une
variation
de tension d’alimen-
tation,
qui
apparaîtrait
sur les
écrêteurs,
serait
pra-
tiquement
sans effet
si l’on
a
pris
soin
de
placer
le
potentiomètre
de seuil dans le
même circuit
d’ali-
mentation,
et
à
condition
de
choisir
convena-
blement
le
gain
du
transistor de seuil.
Réalisation
pratique et
résultats. ---
La
figure_1
donne
le
schéma
d’une
unité
de
coïncidences
à
n voies. Tous les
transistors
qui
constituent
ce
circuit
fonctionnent
au
régime
saturé
sauf
le
tran-
sistor de
seuil
dont
les
fluctuations de courant
ne
représentent
qu’un
faible
pourcentage
de
l’ampli-
tude
nécessaire au
déclenchement
du
trigger.
FIG.
2.
- a :
Signal
écrêté.
-
b :
Signal
I
différencié,
inversé.
-
c :
Signal
II
après
le
seuil.
La courbe
a
donne la
forme
des
impulsions
en
différents
points
du
circuit :
I. La
courbe a
représente
l’écrêtage.
Le
temps
de
montée
est 2
X
10-8
s
(1),
l’amplitude
est
environ
5
volts
(pratiquement
la
tension
d’alimentation).
II.
La différenciation
inversée sur
le secondaire
FiG. 4.
(1)
Vue
à
l’oscillographe
tektronix
(545).

191
A
du
transformateur est
enregistrée
en
b;
sa
largeur
est
de
2
X
10-8 et
son
amplitude
0,5
volts
(1),
III.
Le
signal
résultant
de
l’addition
de
courant
dans
la résistance de base de
T3
se
voit
en
c.
La
figure
3 donne un
exemple
de combinaison
des
unités
de
coïncidences
pour
un
type
de
montage
expérimental,
où on
exigeait,
d’après
le
schéma,
les
combinaisons de coïncidences
suivantes :
1-2 ; 1-4 ; 1-2-3 ;
1-4-5.
1, 2,
3,
4,
5,
représentant
les
impulsions prove-
nant de chacun des
cinq
détecteurs utilisés.
La
figure
4
donne une courbe
de
coïncidences
obtenue en cours
d’expérience,
les
impulsions
d’entrée
provenant
de
photomultiplicateurs
56
AVP
et de scintillateurs
plastiques
traversés
par
des
protons
d’environ
150
MeV
du
synchrocyclotro-
des
protons
d’environ 150 11eV
du
synchro-
cyclotron
d’Orsay,
protons
perdant
dans
chaque
scintillateur
environ 1
MeV.
Le
temps
de réso-
lution de 3
X
10-9
s,
avec un rendement de 100
%
a été obtenu
sans
qu’il
soit
pris
aucune
précaution
spéciale
quant
au
montage
des
photomultipli-
cateurs et scintillateurs.
Ce
circuit
pratique
et
à
grande souplesse
présente
des
performances
largement
suffisantes
pour
l’utili-
sation
courante.
Manuscrit
reçu
le
29
Mars
1963.
LETTRE A
LA
RÉDACTION
RÉALISATION
D’UNE CAVITÉ
POUR
HYPERFRÉQUENCES
Par
M.
DORLAND,
Faculté
des
Sciences,
Dijon.
LE
JOURNAL
DE
PHYSIQUE
SUPPLÉMENT
AU N°
10.
PHYSIQUE
APPLIQUÉE
TOME
24,
OCTOBRE
1963,
Les
plus
hautes
fréquences
acoustiques
produites
par
les
moyens
classiques,
c’est-à-dire
la
réson-
nance
d’une
lame de
quartz
convenablement
taillée,
atteignent
les environs
de 1 300
MHz.
Ces
perfor-
mances
furent
obtenues en 1947
par
G. R.
Rings
[1]
et
C. Ya.
Sokolov
[2]
en
1950. Ces
fréquences
élevées
sont d’ailleurs obtenues
à
partir
d’un
harmonique
de
la
fréquence
de résonance
d’une lame
de
quartz
très
mince.
Au
delà
de
ces
fréquences,
les lames
de
quartz
doivent
être si fines
que
leur
emploi
est
utopique.
En
1957,
Baranskii
[3]
en
opposition
avec ces
méthodes de
génèse
des
ultrasons,
place
une
plaque
de
quartz épaisse
de taille
X,
et de
plusieurs
milliers
de
longueurs
d’onde
d’épaisseur,
dans
un
champ
de haute
fréquence.
Il observe
ainsi
des ondes
acoustiques
de
fréquences
supérieures
à 2
000 MHz.
En
1958,
Bommel et
Dransfeld
[4], [5], [6],
repren-
nent
aux
Bell
Telephone
Laboratories les
expériences
de
Baranskii
montrent
qu’elles
peuvent
être
expliquées
en
supposant
que
des ondes
progressives
acoustiques
sont
excitées
à
la surface du cristal
piézoélectrique
placée
dans le
champ
de haute
fréquence.
Une
telle
surface
libre
peut
être
considérée
dans
un
champ
élec-
trique
de
haute
fréquence,
comme un transducteur
ultrasonore,
alors
que
le
reste du
cristal
joue
le
rôle
de
milieu
de
transmission. Ces auteurs
montrent
que
l’énergie
électrique
transformée
en
ondes
acoustiques
est
équivalente
au
travail d’une couche
superficielle
d’épaisseur
une
longueur
d’onde,
et
qu’elle
est
indé-
pendante
de
la loi de
décroissance du
champ
électrique
et
de
la
loi
d’absorption
acousti~ue
dans le
cristal,
aussi
longtemps
que
ces
phénomenes
restent
petits
pour
une
longueur
d’onde
acoustique.
L’effet
inverse, c’est-à-dire,
la
reconversion
de
l’éner-
gie
acoustique
en
énergie
électromagnétique,
peut
être
observé,
et
il constitue
une méthodes
de détection
sen-
sible
pour
les
ondes
ultrasonores.
Il
est
donc nécessaire
pour produire
des ultrasons
de
haute
fréquence,
de localiser
un
champ
électrique
de
haute
fréquence
dans
un volume
réduit.
On utilise
à
cet effet
des
cavités
du
type
rentrant
possédant
la
configuration
du schéma
1 :
FIG.
1.
La
résonance
de
ce
type
de cavité
suivant le
mode
TEM évite
la coexistence
d’autres
modes
parasites
en