EN2- Amplification

EN2
Amplification petit signal
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
1
Présentation
La boite à outils
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Pourquoi amplifier un signal ?
 Entrée : Enregistrement numérique, signal médical (ECG) :
o
signal en mV ou μV et mA ⇒ μW
 Sortie : Haut parleur (100W), tube cathodique (2000V)...
o
signal en V et qq centaines de mA voir qq A⇒ W
Il faut selon les cas, augmenter la tension ou/et le
courant du signal d’entrée, et donc sa puissance :
c’est le rôle principal d’un amplificateur
Classification des amplificateurs
 Petits signaux : à l’intérieur de la chaine de traitement électronique.
 Petits signaux différentiels : idem en réduisant le bruit.
 De puissance : permet de piloter des actionneurs électriques ou électromécanique en
sortie.
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
2
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La boite à outils
Théorèmes
Linéarisation autour d’un point de repos
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Théorème de superposition
Un exemple
3.35V
3.0V
=
+
0.35V
3.0V
EN2- IUT GEII
0V
Juan Bravo
3
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La boite à outils
Théorèmes
Linéarisation autour d’un point de repos
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Théorème de Thévenin
Cas des sources liées
ib B
Rg
𝛽ib
ic
r𝜋
Eg
ib
C
RC
ie
E
ic
C
is
ZL
Zth
Vs
Vs
ZL
Eth
E
E
 Les 2 possibilités
o
Je garde toutes les sources et j’exprime Vs sous la forme
» Vs= Vso – Zsis avec Vso une expression indépendante de is et fonction de Eg,Rg, 𝛽, r𝜋
» On identifie Vso=Eth et Zs=Zth
o
J’applique les étapes classiques du théorème de thévenin en prenant garde d’éteindre
les sources indépendantes et de conserver les sources liées
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
4
Présentation
Théorèmes
La boite à outils
Linéarisation autour d’un point de repos
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Théorème de Thévenin
Méthodes de calcul
 Calcul de Eth
On déconnecte la charge
o On exprime VsCO=Eth
o
Rg
Eg
ib B
ic= 0C
𝛽ib
r𝜋
RC
ib
E
E
Rg
2 méthodes
– Méthode du courant de court-circuit
» Zth=
Eg
𝐸𝑡ℎ
𝐼𝑆𝐶𝐶
» On connait Eth . On exprime ISCC.
» On déduit Zth
– Méthode du générateur en sortie
» On éteint les sources indépendantes
» On place un générateur externe en sortie
ib B
Rg
𝐼𝑔é𝑛é
» On utilise l’arsenal du GE11 pour exprimer Zth
r𝜋
E ib
Ic
RC
ie
Eg=0
ib B
Juan Bravo
𝛽ib
r𝜋
ib
C I
SCC
ic E
Ic
RC
ie
E
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𝛽ib
𝐙𝐭𝐡 = 𝐑𝐜
𝐸𝑔é𝑛é
» Zth=
𝑹 𝑪𝜷
E
𝑹𝒈+𝒓𝝅 g
ic
ie
 Calcul de Zth
o
VsCO=−
C Igéné
Egéné
ic
E
5
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Théorèmes
Linéarisation autour d’un point de repos
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Points de fonctionnement
Expérience 1
ID(t)
𝒗𝒆 (t)
id(t)
Id0=12mA
vd(t)
Ve0
Vd0= 733.2 mV
La solution du problème (ID(t),VD(t)) est donnée
par la résolution du système de 2 équations à 2
inconnues suivant

 I D (t )  Ve 0  ve (t )  VE (t )

R1
R1

VD


VT

 1) avec   2
 I D  f (VD )  I s (e
EN2- IUT GEII
En observant les courbes obtenues en simulation
nous constatons un comportement quasi-linéaire de
la diode car le courant ID(t) peut-être décomposé
comme la somme de:
• Id0: courant constant qui est la réponse à Veo
• 𝑖𝑑 (t): courant alternative qui est la réponse à 𝑣𝑒 (t)
Juan Bravo
6
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Théorèmes
Linéarisation autour d’un point de repos
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Point de fonctionnement instantané
Expérience 1: résolution graphique
ID
 La solution M(VD,ID) est l’intersection de la droite de
commande avec la caractéristique de charge
 La droite de commande se déplace au rythme de 𝒗e(t)
autour d’un point de symétrie Mo
o
le point M se déplace en fonction du temps entre M’ et M’’
 M(t) est appelé point de fonctionnement instantané
 Mo, solution du système pour ve(t)=0, est appelé point de
fonctionnement statique
Mo
M’
M’’
vd(t)
Vd0
Id0 𝒊d(t)
VD
ve0(t)
Ve0
 La trajectoire de M ,pratiquement en ligne droite, justifie le
fonctionnement quasi-linéaire du montage
M(t) parcourt
cette portion
de courbe
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
7
Théorèmes
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Linéarisation autour d’un point de repos
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Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Linéarisation autour d’un point de repos
Expérience 2 : calculs préalables
 Autour du point de repos (Id0,Vd0) précédent nous assimilerons la trajectoire du point
instantané à une droite
f
Cette droite passe par Mo(Id0,Vd0)
o La pente g de cette droite correspond à la tangente de f en Mo (Id0,Vd0)
o
Mo
– Elle est homogène ici à une conductance
o
𝜕𝐼𝐷
𝜕𝑉𝐷 𝑉
𝑑0
La valeur de cette pente est la dérivée de ID=f(VD) en M(Vd0,Id0): g=
pente
𝜕𝑓
g=𝜕𝑉𝐷
𝑉𝑑0
 Comment calculer la pente (homogène à une conductance) autour de Mo
o
Valeur expérimentale
Mo(11,97mA,733mV) M’(12.9mA,737.8mV) M’’(10,97mA,727.97mV)
Δ𝐼
1
=> 𝑔 =
≈0,19 [S] soit rdyn=𝑔 ≈ 5,26Ω
Δ𝑉
o
Valeur théorique
I D  f (VD )  I s (e
VD
2VT
 1)
I se
VD
2VT
V
I s VDT
I D
I
g

e  D 
VD VT
VT
EN2- IUT GEII
2VT  50mV
car VD
g0 
I D
VD

( I D 0 ,VD 0 )
I D 0 11.97mA

2VT 2  25mV
Juan Bravo
 0.24
S 
8
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Théorèmes
Linéarisation autour d’un point de repos
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Obtention d’un modèle équivalent
Expérience 2 : un schéma équivalent
 La diode se comporte autour de Mo , vis-à-vis de 𝑣e (t) , comme une résistance rd=𝑔1 ≈ 5,26Ω
 On distingue donc deux modèles équivalents:
Un équivalent statique : obtention du point de fonctionnement statique
o Un équivalent dynamique: variations autours du point Mo
o
+
Modèle éq. statique
Plusieurs modèles statiques possibles
- Id=f(Vd): résolution graphique ou
analytique
- Approximations
EN2- IUT GEII
≈
Modèle éq. dynamique
Modèle ‘réel’
VD(t)
On constate
que l’erreur est
très faible!!
Juan Bravo
VDlinéarisé
9
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Théorèmes
Linéarisation autour d’un point de repos
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Limites de la linéarisation
Expérience 3:
Erreur de
modélisation
VDlinéarisé
VD(t)
ID(t)
IDlinéarisé
On ramène le point Mo proche
du coude de la diode
Les courbes ne sont plus sinusoïdales. Le système
est fortement non linéaire!
L’erreur entre le modèle linéarisé et simulé (« vrai »)
est important
ID
Ido=1,1mA
Erreur de linéarisation commise très importante: notre belle théorie
tombe à l’eau
Rdyn=90,9Ω
VD
I D
1.1mA
g0 
EN2- IUT GEII
VD

( I D 0 ,VD 0 )
2.25mV
 0.011
Juan Bravo
S 
Soit rdyn=90,9Ω
10
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Théorèmes
Linéarisation autour d’un point de repos
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Modélisation petit signal
Les conclusions
 La linéarisation ne fonctionne qu’en petit signal
o
On s’assure que vemax<< VE0 ( amplitude des signaux suffisamment faible)
 Les étapes pour l’étude d’un dispositif
o
Je dessine un schéma équivalent statique
–
–
–
–
o
Je dessine un schéma équivalent dynamique
–
–
–
–
o
J’éteinds les sources alternatives
Je remplace les composants par le modèle STATIQUE de mon choix
Je dessine un schéma équivalent statique
Je calcule le point de fonctionnement STATIQUE Mo(VX0,IX0)
» En utilisant les outils du cours de signaux et circuits.
J’éteinds les sources continues et je remplace les condensateurs par un fil ( si Zc<<Zmontage)
Je remplace les composants par le modèle DYNAMIQUE de mon choix
Je dessine un schéma équivalent dynamique
Je calcule la réponse alternative 𝒗x(t)
Le point instantanné de fonctionnement s’obtient en appliquant la superposition
VX(t) = VX0 + 𝒗x(t)
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
11
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Modèles usuels
Les diodes
Transistor bipolaire
Amplificateurs: les classiques
Diode
Modèles usuels de la diode (en direct)
 Modèle équivalent statique (rappels)
– Choix du modèle selon précision souhaitée
 Modèle équivalent dynamique petit signal
– Les éléments équivalents s’obtiennent par calculs des dérivées partielles
– Ce modèle s’utilise dans un schéma où toutes sources continues sont éteintes
V
I s VDT
I D
I
g

e  D
VD VT
VT
20 I D
avec   2
A
𝑟𝑑𝑦𝑛 =
K
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
1
𝑔0
La plupart des applications se
font dans un contexte grand
signal (redressement) et le
modèle dynamique petit signal
ne s’applique pas.
Il est présenté pour introduire
la modélisation du transistor!
12
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Les diodes
Transistor bipolaire
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Diode Zéner
Modèles usuels de la diode zéner (en zéner)
 Modèle équivalent statique (rappels)
Seul le fonctionnement en zéner
(polarisation inverse) est traité
puisqu’il correspond à la majorité
des applications => choix du
fléchage
– Choix du modèle selon précision souhaitée
Iz
Iz
Pente
1
de la droite =
𝑟𝑧
Vz
Vz
Vz0
 Modèle équivalent dynamique
Vz0
– S’obtient en général à partir de données expérimentale ou de la documentation constructeur
Exemple de schéma équivalent dynamique
A
𝑟𝑑𝑦𝑛 = 𝑟𝑧
∆Vc
∆ Is
rz
Rc ∆ Vs
K
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∆ Ie Rs
Juan Bravo
13
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Les diodes
Transistor bipolaire
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Transistor: modèle statique
Modèle statique en régime linéaire
Pour les transistors bipolaire le
coefficient d’idéalité 𝜂 ≈ 1.1
 Modèle d’EBERS-MOLL simplifié (rappel)
C
Ic
C
αIe
Ib
B
E
( il est classique arrondir à 1)
Modèle statique 2
de la diode BE
B
Ic0
αIe0 = βIb0
Ib0
I e  I es (e
VBE
VT
 1) I es e
VBE
VT
Vbe0=0.7V
Ie
Ie0
 Réécriture en 𝜋
o
Le transistor est considéré sous sa forme quadripôle
C
B
E
B
Ic0=βIb0
Ib0
C
Compte tenu des relations existants entre
les courants on en déduit aussi que:
Vbe0=0.7V
E
E
Ib0
Ie0
Ic0
E
V
V
BE
Ie
I es VBET
VT
Ib 

(e  1) I bs e
 1  1
Ie0=Ic0+Ib0
EN2- IUT GEII
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14
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Les diodes
Transistor bipolaire
Amplificateurs: les classiques
Polarisation d’un transistor
Application
 choisir un point de fonctionnement = placer le transistor dans un des 3 modes (ici linéaire)
 choisir un point de fonctionnement= agir la maille de commande= contrôler Ib
thévenin
Ic0=βIb0 C
B Ib0
Vbe0=0.7V
Ib
E
EN2- IUT GEII
0
Ie
Ic0
E
Juan Bravo
15
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Les diodes
Transistor bipolaire
Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Transistor: modèle dynamique
Modèle dynamique en régime linéaire
I
1
 h22  c
rce
Vce
 Principe de fonctionnement
 dyn  h21 
I c 0 ,Vce 0
Ic
Ib
Linéarisation
autour du point
de repos
r  h11 
r
1.1* 25mV 30mV

Ib0
Ib0
EN2- IUT GEII
vbe
 ib

Ib 0
VT
Ib0


gm
gm 
Juan Bravo
IC 0
VT
36. I C 0
16
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Les diodes
Transistor bipolaire
Amplificateurs: les classiques
Transistor: modèle dynamique
Modèle dynamique en 𝜋
 Modèle dit hybride (théorie des quadriôles)
B
ib
ℎ21ib
ic
1
h11
E
ib
C
ie
ic
ib
Les paramètres h sont
complexes
(en BF partie complexe
négligeable)
𝛽𝑑𝑦𝑛ib
B
ic
r𝜋
h22
E
E
ib
C
r𝑐𝑒
ic
ie
E
Toutes les grandeurs sont alternatives dites « petit signal »
Écritures équivalentes: dib ou 𝜟𝒊𝒃 𝒐𝒖 𝒊b ou ib
RB
Schéma équivalent
petit signal
e
r𝜋 est souvent appelé aussi rbe
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
ib B
𝛽𝑑𝑦𝑛ib
ic C
r𝜋
ib
r𝑐𝑒
ie
E
Rc
ic
E
17
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Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Montage émetteur commun
Montage émetteur commun
E
Schéma équivalent
dynamique du transistor
RC
R1
h11 = 1 k
h21 = 100
CC
RC
R1
C
h11
CB
ve
CC
B
CB
h21 ib
vs
R2
AV  
RL
R2
ve
E
E
RE
vs
RL
CE
RE
Remise en forme
plus lisible
h 21 R'L
h11
R'  R / /R 2 / /h11 
A I   h 21  L  1
RL
h11
B
iB
C
h21 ib
ve
 e   R 1 / /R 2 / /h11 
R1
R2
h11
RC
vs
RL
E
 S  RC
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Juan Bravo
18
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Amplificateurs: les classiques
Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Montage collecteur commun
E
R1
R1
CC
C
B
CB
CB
h11
h21 ib
RL
ve
R2
AV  
RE
 S  RE / /
E
RE
(h 21  1)R'L
h11  (h 21  1)R'L
 e  R B //  h11  (h 21  1)(R E //R L ) 
RL
E
vs
R'
RB
A I   (h 21  1)  L 
R L R B  h11  (h 21  1)R'L
EN2- IUT GEII
R2
ve
B
iB
h11
CC
vs
(h21+1) ib
E
h21 ib
ve
RB
RE
vs
RL
C
h11  (R B //R G )
(h 21  1)
Juan Bravo
19
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Amplificateurs: les classiques
Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Montage base commune
E
RC
R1
CC
CB
ve
R2
AV
AI


RL
RE
h 21 R'L
h11
h11 R C
h

 R C  R L   R11  h 21  1 
 E

e
h11
h 21  1
S
RC
EN2- IUT GEII
vs
E
ib
C
h21 ib
ve
RE
h11
B
Juan Bravo
RC
vs
RL
B
20
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Amplificateurs: les classiques
Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Synthèse
Ordres de grandeurs
Montage
EC
CC
BC
Av
-100
+1
+100
Ai
+50
+80
-1
Ap
5 000
80
100
Re
1 000 
10 000 
10 
Rs
1 000 
10 
1 000 
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
21
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Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Synthèse
Applications
EN2- IUT GEII
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22
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Amplificateurs: les classiques
Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Rappels: caractéristiques externes du JFET
Réseau de caractéristiques
 Comportement 1: zone de résistance commandé en tension 𝑟𝑑𝑠 = ℎ(𝑉𝐺𝑆) )
 Comportement 2: source de courant commandé en tension 𝐼𝑑 = 𝑓(𝑉𝐺𝑆) )
JFET en zone pincée
𝑉𝑑𝑠 ≥ 𝑉𝑔𝑠 + 𝑉𝑃
Mise en évidence:
• Du contrôle de Vgs sur Id
Id  k (Vgs  VP )2
Id  k (Vgs  VP )2
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
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Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Amplificateurs: les classiques
Polarisation et modèle
Polarisation du transistor FET
E
18
ID
0V
16
RD
14
-1 V
iD
iG = 0
12
D
10
VDS
G
-2 V
8
S
Point de repos
6
RG
VSG
4
RS
-3 V
-4 V
2
0
-6
-4
-2
0
2
4
6
8
10
12
14
16
V GS
Modèle petit signal
G
IG = 0
S
EN2- IUT GEII
Id  k (Vgs  VP )2
ID = gm VGS
D
VGS
18
20
V DS
VDS
S
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Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Amplificateurs: les classiques
Montage à source commune
RD
RD
CD
CE
D
C1
G
C1
CS
RG
E
RL
VGS
vs
ve
CS
RG
IG = 0
ID = gm VGS
D
G
VGS
A V  g m R' L
vs
RS
RS
S
Remise en forme
plus lisible
VDS
S
Schéma équivalent du transistor
G
R'
A I  gm  L  R G
RL
iG = 0
D
gm vGS
e  R G
ve
S  R D
EN2- IUT GEII
E
ID = gm VGS
G
S
RL
résultats
CE
D
IG = 0
S
ve
CD
RG
vGS
RD
vs
RL
S
Juan Bravo
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Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Intérêt des structures différentielles
Pourquoi utiliser un amplificateur différentiel ?
 Un amplificateur normal amplifie le signal et le bruit :
us(t) = A(u1 + b)
A
 Un amplificateur différentiel amplifie la différence entre 2 signaux, le bruit n’est
donc pas amplifié :
Ad
EN2- IUT GEII
us(t) = Ad (u11 + b)−(u12+b) = Ad(u11-u12)
Juan Bravo
26
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Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Modèles
Modèle d’un amplificateur différentiel parfait
 Les grandeurs « utiles » sont les tensions différentielles
alimentation en énergie
ie1
is1
amplificateur
ve1
ie2
ve2
is2
vs1
Vd = (Ve1 – Ve2) et Vsd = (Vs1 – Vs2)
vs2
GND
sources
ie1
 Amplificateur parfait ( 1 seule sortie)
o
o
o
o
amplifier la différence des tensions en entrée
Supprime le mode commun
Ne gêne pas les sources d’entrées
N’est pas gêné par la charge
vD
ve1
Juan Bravo
is
ie2
Zc
-
ve2
VS  VS0  AVD  VD
EN2- IUT GEII
+
vso
vs
27
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Amplificateurs: les classiques
Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Modèles
½ vD
Mode commun et différentiel
 Définitions
vD
Ve1 et ve2 s’exprime en fonction de:
la tension de mode commun: VMC=½ (Ve1+Ve2)
vMC
la tension de mode différentiel: VMD= ½ Vd
½ vD
Avec Vd appelée tension différentielle
ve2
ve1
 Interprétation
o
La tension de sortie s’exprime en fonction de la grandeur utile 𝒗𝑫 mais aussi d’une grandeur
parasite 𝐴𝑀𝐶𝑉𝑀C que l’on veut la plus petite possible
𝒗
𝒗
us(t) = A+(VMC + 𝑫 ) − A−(VMC − 𝑫) avec si on tient compte du bruit VMC=
𝟐
𝟐
us(t) = A++A− 𝑉𝑀𝐷+ A+−A− VMC = 𝐴𝐷𝑉𝐷 + 𝐴𝑀𝐶𝑉𝑀𝐶
(Ve1+Ve2)
2
+b
 Imperfections de la réjection du mode commun
En réalité A+=A- + 𝜀 => A𝑀𝐶 = 𝜀 présente une valeur faible mais non nulle
o On quantifie la qualité de l’ampli avec un taux de rejection de mode commun
o
𝑨𝒅
)
𝑨𝑴𝑪
CMRRdB=𝟐𝟎𝐥𝐨𝐠(
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
28
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Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
Modèles
Amplificateur différentiel imparfait




Amplifie la tension différentielle
Mais malheureusement aussi la tension de mode commun!
impédance différentielle et de mode commun non infinie
impédance différentielle et de mode commun non nulle
½ zD
zMC
ve2
+
VS0  A VD  VD  A VMC  VMC
ve1
Les constructeurs donne la valeur du taux de
réjection de mode commun
ve1
-
vD
ie1
Nous avons pour la tension de sortie à vide
l
½ zD=zMD
+
vD
ie2
ZD
-
ve2
2ZMC
Zs
is
vso
vs
2ZMC
 A 
CMRR  20 log  VD 
 A VMC 
Ordre de grandeur courant: CCMR=1000 soit
CCMRdB= 60 dB
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
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Modèles usuels
Amplificateurs: les classiques
Transistors Bipolaires
Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
La paire différentielle: polarisation
Entrées : Ve1 et Ve2
Sortie : collecteur d’un des transistors
Hypothèse forte : T1 et T2 appariés ⇔ même
circuit : identiques.
Pour le calcul de la polarisation :
Ve1 = Ve2 = 0
Par symétrie : IE1 = IE2 = IE
Dans une maille {masse − E − B}, on a : IE =
Tension continue en sortie : VS = VCC − RCIE
EN2- IUT GEII
Juan Bravo
VCC−0,7
2RE
30
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Amplificateurs: les classiques
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Transistors à Effets de champs
Structures différentielles
La paire différentielle
½ vD=ve
Mode différentiel
vMC=0
vD
½ vD=ve
ve1=ve
ve2 =-ve
Nous réglons ve1 = −ve2 = ve
Le courant devient
IE1 = IE + ie1
IE2 = IE − ie2 avec IE le courant de polarisation.
Pour des signaux de faible amplitude : ie1 = ie2
IRE = IE1 + IE2 = 2IE = cte
On a donc URE = 2REIE = cte ⇒ E a donc un potentiel fixe
⇒ en petit signaux, c’est une masse
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Juan Bravo
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La paire différentielle
Mode différentiel: modèle équivalent
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Structures différentielles
La paire différentielle
½ vD=0
Mode commun
vMC = ve
vD=0
½ vD=0
ve1=ve
ve2 =ve
Nous réglons ve1 = ve2 = ve
IE1 = IE + ie1
IE2 = IE + ie2 avec IE le courant en continu.
Pour des signaux de faible amplitude : ie1 = ie2 donc
IRE = IE1 + IE2 = 2IE + 2ie
On a donc URE = 2REIE + 2REie
⇒ en petit signaux (ie),
on obtient une résistance 2RE reliée à la masse.
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Structures différentielles
La paire différentielle
Mode commun: modèle équivalent
Amplification de mode commun
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Structures différentielles
La paire différentielle
Intérêt de la paire différentielle
 Impédance d’entrée élevée.
 TRMC élevé (> 60dB)
⇒ Utilisation comme étage d’entrée des ampli-op
Source de courant (structure dite wilson)
Paire différentielle darlington
Sortie ici vers les étages intermédiaires
Charge active (équivalente à des résistances de
très grandes valeurs sous forme intégrées)
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Structures différentielles
Structure interne simplifiée d’un Aop
Décomposition en schéma blocs
Étage d’entrée:
amplification différentielle
Étage de sortie:
Amplification en courant
Étage intermédiaire:
amplification en tension
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